Brevet FR2946135A1 — publié le 20101203

Circuit électronique, gyro-vibrant et procédé de traitement associé La présente invention concerne un circuit électronique, un gyro-vibrant 5 comprenant ce circuit électronique et un procédé de traitement associé. Les gyro-vibrants sont généralement constitués par un support, un résonateur monté sur le support, des électrodes d'excitation propres à exciter le résonateur, des électrodes de détection aptes à détecter des signaux représentatifs de la vibration du 10 résonateur et un circuit électronique conformé pour générer des signaux d'excitation et traiter les signaux de détection. En fonctionnement, le résonateur est excité à un de ses modes de vibration propres par l'intermédiaire des électrodes d'excitation. Lorsque le support du résonateur est pivoté d'un angle de rotation Oc par rapport à un repère fixe, le mode de vibration du résonateur est modifié. Le circuit électronique est apte à déterminer l'angle de rotation Oc du support à partir des signaux de détection mesurés par les électrodes de détection. En pratique, le résonateur présente souvent des balourds ou des imperfections de fabrication qui génèrent des modes de vibration supplémentaires qui faussent la détermination de l'angle de rotation Oc. Ces modes de vibration supplémentaires sont appelés ci-après modes de vibration parasites. La présente invention a pour but de proposer un circuit électronique propre à éliminer au moins une partie de ces modes de vibration parasites. A cet effet, l'invention a pour objet un circuit électronique pour gyro-vibrant 30 comportant un résonateur, le circuit électronique comprenant : - au moins une entrée propre à recevoir le signal de détection représentatif de la vibration du résonateur, le signal de détection comprenant au moins un mode de vibration propre et au moins un mode de vibration parasite ; 15 20 25 - au moins une unité de démodulation apte à démoduler le signal de détection pour générer un signal de détection démodulé en phase et un signal de détection démodulé en quadrature ; caractérisé en ce qu'il comporte en outre une unité de traitement propre à éliminer 5 au moins une partie du signal de détection démodulé en phase et du signal de détection démodulé en quadrature. Suivant des modes particuliers de réalisation, le circuit électronique comporte l'une ou plusieurs des caractéristiques suivantes : 10 - l'unité de traitement est propre à éliminer au moins une partie du signal de détection représentatif du mode de vibration parasite d'un premier signal à un second signal, le premier et le second signal étant choisis parmi le signal de détection démodulé en phase et le signal de détection démodulé en quadrature ; - l'unité de traitement comprend un filtre passe-bande propre à filtrer au moins un 15 signal parmi le signal de détection démodulé en phase et le signal de détection démodulé en quadrature ; - le filtre passe-bande est centré sur une fréquence égale à la fréquence repliée du mode de vibration parasite ; - le filtre passe-bande présente une largeur de bande environ égale aux dispersions 20 de fréquence résultantes des variations de température et aux dispersions de fréquence résultantes des tolérances de fabrication ; - l'unité de traitement comprend un déphaseur propre à déphaser le signal filtré d'un angle multiple de 7r/2 ; - le circuit électronique comprend : 25 - au moins une branche de détection comprenant des composants électroniques aptes à détecter une information angulaire à partir du signal de détection démodulé en phase ; - au moins une branche de détermination comprenant des composants électroniques aptes à déterminer une composante de commande du signal 30 d'excitation du résonateur à partir du signal de détection démodulé en quadrature ; - un soustracteur appartenant à une branche parmi la branche de détection et la branche de détermination, ledit soustracteur étant propre à soustraire le signal de sortie de l'unité de traitement au signal d'entrée du soustracteur ; - le soustracteur appartient à la branche de détection ; - le circuit électronique comprend : - au moins une branche de génération comprenant des composants électroniques aptes à générer un signal de référence en phase et un signal de référence en quadrature à partir du signal de détection démodulé en quadrature ; - au moins une branche de détermination comprenant des composants électroniques aptes à déterminer un signal de commande d'amplitude du signal d'excitation du résonateur à partir du signal de détection démodulé en phase ; et - un soustracteur supplémentaire disposé sur une branche parmi la branche de génération et la branche de détermination, ledit soustracteur supplémentaire étant propre à soustraire le signal de sortie de l'unité de traitement au signal d'entrée du soustracteur. L'invention a également pour objet un gyro-vibrant comportant : - un résonateur propre à vibrer ; - des éléments d'excitation propres à appliquer un signal d'excitation au 20 résonateur pour le faire vibrer ; - des éléments de détection aptes à détecter la vibration du résonateur et à générer au moins un signal de détection représentatif de ladite vibration ; caractérisé en ce qu'il comporte un circuit électronique de l'invention selon l'un quelconque des modes de réalisations décrits précédemment. 25 Enfin, l'invention a également pour objet un procédé de traitement des signaux de détection d'un gyro-vibrant comportant un résonateur, le procédé comportant les étapes suivantes : - application d'un signal d'excitation au résonateur pour le faire vibrer ; 30 - détection d'un signal de détection représentatif de la vibration du résonateur, le signal de détection comprenant au moins un mode de vibration propre et au moins un mode de vibration parasite ; - multiplication du signal de détection à une porteuse en phase et à une porteuse en quadrature pour obtenir un signal de détection démodulé en phase et respectivement un signal de détection démodulé en quadrature ; et caractérisé en ce qu'il comporte en outre une étape d'élimination d'au moins une 5 partie du signal de détection représentatif du mode de vibration parasite à partir du signal de détection démodulé en phase et du signal de détection démodulé en quadrature. L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui va suivre, donnée uniquement à titre d'exemple et faite en se référant aux dessins, sur lesquels : 10 - la figure 1 est un schéma représentatif des moyens d'excitation d'un résonateur et d'une vibration de résonateur selon un mode d'ordre 2 ; - la figure 2 est une représentation de la vibration d'un point du résonateur illustré sur la figure 1, dans le référentiel des modes propres ; 15 - la figure 3 est un schéma fonctionnel d'un circuit électronique selon l'état de la technique; - la figure 4 est un schéma fonctionnel d'une unité de traitement du circuit électronique selon un premier mode de réalisation de l'invention ; - la figure 5 est un schéma fonctionnel d'une unité de traitement d'un circuit 20 électronique selon un second mode de réalisation de l'invention ; - la figure 6 est un schéma fonctionnel d'une partie d'une unité de traitement d'un circuit électronique selon un troisième mode de réalisation de l'invention ; et - la figure 7 est un diagramme des étapes du procédé selon l'invention. 25 La présente invention concerne tout type de gyro-vibrant. En particulier, il existe différents types de gyro-vibrants dénommés différemment en fonction de la forme du résonateur. Par exemple, lorsque le résonateur a la forme d'une cloche hémisphérique, le gyro-vibrant est appelé gyroscope ou gyromètre résonant hémisphérique. 30 Lorsque le résonateur est constitué par deux peignes ou un anneau vibrant fabriqués selon une technologie de micro-électronique (épitaxie, résinage, photolithographie), le gyro-vibrant est appelé un gyroscope MEMS. Lorsque le résonateur est composé de quatre poutres parallèles identiques disposées suivant les angles d'un parallélépipède rectangle solidaire d'un socle commun de fixation. Le gyro-vibrant est appelé un QuapasonTM La présente invention concerne l'ensemble de ces gyros-vibrant. Seul un exemple de gyro-vibrant 2 à cloche hémisphérique sera décrit ci-dessous. Ce gyro-vibrant est décrit dans le brevet EP 0 810 418. En référence à la figure 1, le gyro-vibrant 2 comprend un résonateur 10 en forme de cloche hémisphérique représenté schématiquement par son équateur sous la forme d'un cercle en trait plein, deux transducteurs 14f, 142, placés à 45° l'un de l'autre, deux capteurs 16f, 162 positionnés en vis-à-vis des transducteurs 14f, 142 et un circuit électronique 12 connecté aux transducteurs 141, 142 et aux capteurs 161, 162. Les transducteurs 141 et 142 sont des éléments d'excitation propres à appliquer un signal d'excitation au résonateur 10 pour le faire vibrer dans un de ses modes de vibration propres. Les capteurs 161, 162 sont des éléments de détection aptes à détecter la vibration du 20 résonateur 10 et à générer des signaux de détection représentatifs de cette vibration qui sont transmis au circuit électronique 12. Au repos, le résonateur 10 est circulaire comme représenté en trait plein sur la figure 1. Lorsque le résonateur 10 est excité par les transducteurs 141 et 142, il vibre, par 25 exemple selon un mode d'ordre 2 dans lequel il prend les deux formes extrêmes représentées en traits mixtes et à échelle agrandie sur la figure 1. Le circuit électronique 12 selon l'invention peut être monté dans un gyro-vibrant fonctionnant selon un mode gyroscopique ou selon un mode gyrométrique. Dans le mode gyroscopique, la vibration du résonateur 10 est entretenue, mais la position des noeuds de vibration est laissée libre. Lorsque le support est tourné, la 30 position des noeuds de vibration par rapport au support est représentative de l'angle dont le support a tourné. Dans le mode gyrométrique, la vibration du résonateur 10 est entretenue et la position des noeuds de vibration par rapport au support est maintenue fixe par l'envoi d'une commande électronique appropriée. La valeur de cette commande est alors représentative de la vitesse de rotation du support dans l'espace inertiel. Les signaux de détection provenant des capteurs l61 et 162 sont modulés à la fréquence w de vibration. Le signal de détection du capteur l61 peut être considéré comme ayant une composante en phase, notée xi, et une composante en quadrature, notée x3, l'une et l'autre modulées à la fréquence w. De façon similaire, le signal de détection du capteur 162 a une composante en phase notée x2 et une composante en quadrature notée x4, l'une et l'autre modulées à la fréquence w. Dans la réalité, chaque transducteur 14f, 142 est alimenté en parallèle avec un transducteur placé en face et deux transducteurs placés à 90°, non représentés pour plus de simplicité. Quelle que soit la nature du résonateur, dans la mesure où il présente un mode de vibration stationnaire, d'ordre 1 au moins, le déplacement d'un point M dans un référentiel des modes de vibration propres rai, 112 peut être représenté par le diagramme de la figure 2. Sur ce diagramme : - rai et r12 sont les axes du référentiel des modes de vibration propres, - S2 est la vitesse de rotation du support, - M est le point courant représentatif de l'état de vibration, - 0 est l'angle d'inclinaison estimé du support, - Od est une valeur de consigne de l'angle d'inclinaison, - Oc est l'angle d'inclinaison réel du support, - xi, x2, x3, x4 sont les composantes du mode de vibration du résonateur dans le référentiel 111, 112, - 2a et 2b sont les grand et petit axes de l'ellipse représentative de la vibration, a est la composante d'amplitude et b la composante appelée quadrature spatiale, - b est la composante de vibration d'amplitude, elle est souvent dénommée quadrature spatiale, - xo est la phase d'un oscillateur de référence 20. En référence à la figure 3, le circuit électronique 12 comprend une entrée 4 propre à recevoir le signal de détection mesuré par le capteur 16f, une entrée 6 apte à recevoir le signal de détection mesuré par le capteur 162. Chacun de ces signaux est multiplié dans les unités de démodulation 8, 9 par une porteuse en phase d) et une porteuse en quadrature Q à la fréquence w pour générer des signaux de détection démodulés en phase xi, x2 et des signaux de détection démodulés en quadrature x3, x4. Le circuit électronique 12 comprend en outre une branche 54 destinée à fournir un signal de référence, ci-après appelé porteuse, à fréquence w. Cette branche 54 contient un oscillateur de référence 20 commandé par un signal de commande CF qui présente une phase Xo, à laquelle on cherche à donner une valeur nulle, de façon que l'oscillateur constitue un invariant temporel indépendant de l'angle d'inclinaison réel Oc du support. Le signal CF de commande de l'oscillateur 20 est élaboré dans la branche 54 par un élément 22 de calcul de x3cosO + x4sinO, qui fournit une sortie représentative de asinXo. Le signal résultant de l'élément 22 est filtré et amplifié par le bloc 24 avec un gain GF(p). Le signal de sortie CF du bloc 24 est appliqué à l'oscillateur de référence 20, à la sortie duquel on obtient un signal de référence en phase 1 aussi appelé porteuse en phase 1 et un signal de référence en quadrature Q aussi appelé porteuse en quadrature Q. Par la suite, on désignera par amplification toutes les opérations de la forme G(p), pour simplifier. La porteuse en phase 1 et la porteuse en quadrature Q ainsi obtenues sont 30 utilisées pour effectuer une démodulation synchrone des signaux de détection sortant des capteurs 16f, 162. Une branche 56 d'entretien de la vibration stationnaire à une amplitude constante peut comporter, de façon classique, un élément de calcul 26 permettant d'obtenir a02-(xi2 + x22), où ao est l'amplitude à maintenir. Le signal d'erreur obtenu dans l'élément 26 est amplifié dans le bloc 28, avec un gain prédéterminé GA(p) de façon à obtenir un signal CA de commande d'amplitude. Le circuit électronique 12 comporte des moyens d'annulation de la quadrature temporelle b. Pour cela, le circuit électronique 12 comporte une branche 58 de calcul d'un terme proportionnel à la quadrature spatiale b. Pour cela, cette branche 58 comprend un élément 30 de calcul de x3sinO - x4cosO. Le signal d'erreur -bcosxo ainsi obtenu est amplifié dans le bloc 32 avec un gain GQ(p) de façon à fournir une composante de commande CQ. Les signaux amplifiés dans les blocs 28, 32 et 36 sont utilisés pour élaborer les 15 signaux d'excitation appliqués aux transducteurs 141, 142. Chacun des signaux envoyés aux transducteurs résulte d'un traitement trigonométrique et d'une remodulation. Les composantes destinées à annuler la quadrature spatiale b sont remodulées par la porteuse en phase i à la fréquence w. La composante de commande CQ sortant du bloc 20 32 est multipliée dans le bloc 40 par sinO, modulée par la porteuse en phase 1 et appliquée à un additionneur 421 qui alimente le transducteur 141. La composante de commande CQ est multipliée par -cosO dans le bloc 44, remodulée et appliquée à un additionneur 422 d'alimentation du transducteur 142. 25 Le circuit électronique 12 de la figure 3 comprend également une branche 60 de précession permettant de faire fonctionner le gyro-vibrant 2 à volonté soit en gyroscope, soit en gyromètre. Cette branche 60 reçoit en entrée la valeur de l'angle d'inclinaison estimé actuel 0 ainsi que la valeur de consigne Ad de l'angle, à maintenir entre l'axe d'oscillation (c'est-à-dire l'axe de l'ellipse de la figure 2) et l'axe de détection ni. Un 30 soustracteur 34 fournit un signal de sortie égal à Ad-A, qui constitue un signal d'erreur soumis à une amplification de gain Gp(p) dans le bloc 36. Le circuit électronique 12 comprend en outre une commande manuelle de précession 45 permettant d'ajouter, au signal de commande des transducteurs 141 et 142, une composante variable et connue, destinée à provoquer une précession de la vibration. Cette composante est ajoutée à la sortie amplifiée 36, dans un additionneur 46. La commande de précession et la modification de l'angle d'inclinaison estimé O qui en résulte sont prises en compte dans un calculateur pour réaliser un calibrage. Le signal sortant de l'additionneur 46 est le signal de précession Cp. Le maintien de l'amplitude d'oscillation à une valeur constante et la précession 10 forcée résultent d'une combinaison des signaux sortant des blocs 28 et 36. Le signal appliqué à l'additionneur 42f, après remodulation par la porteuse en quadrature Q, est obtenu par calcul de CAcosO - CpsinO dans l'élément 41. 15 Le signal appliqué à l'additionneur 422 après modulation par la porteuse en quadrature Q est élaboré par calcul de CASinO + CpcosO dans l'élément 43. Enfin, le circuit électronique 12 comprend une branche 62 de calcul de l'angle d'inclinaison estimé O. Cette branche 62 comporte un élément 49 de calcul de x2cosO - 20 xisinO, qui fournit en sortie une grandeur représentative de l'écart entre l'angle d'inclinaison réelle Oc du grand axe de l'ellipse et l'angle d'inclinaison estimée O. Ce signal de sortie est amplifié avec un gain GT(p) dans l'amplificateur 48 et la sortie représente la dérivée de l'angle d'inclinaison O , à partir de laquelle on peut obtenir, par intégration en 50, l'angle d'inclinaison réel Oc lui-même. 25 Des valeurs de l'angle d'inclinaison réel Oc et de la dérivée de cet angle Oc il est possible de passer aux vitesses de rotation à mesurer par multiplication par -1/a dans le bloc 52. a est le coefficient d'entraînement de Bryan. Le coefficient de Bryan est défini par les dimensions du résonateur. L'ensemble des opérations qui viennent d'être décrites peut être effectué à l'aide d'un microcontrôleur de type couramment disponible dans le commerce et de quelques éléments supplémentaires. 30 Le circuit électronique 12 selon l'invention comporte en plus des éléments du circuit électronique 12 représentés sur la figure 3 une unité de traitement 64, et un soustracteur 70 relié à l'unité de traitement 64. L'unité de traitement 64 et le soustracteur 70 sont propres à filtrer au moins une partie du signal de détection représentatif du mode de vibration parasite p à partir du signal de détection démodulé en phase xi, x2 et du signal de détection démodulé en quadrature x3, x4. 10 Cette unité de traitement 64 comprend un filtre passe-bande 66 et un déphaseur 68 connecté au filtre passe-bande 66. Le filtre passe-bande 66 est centré sur une fréquence égale à la fréquence repliée 15 du mode de vibration parasite p. Le filtre passe-bande 66 présente une largeur de bande environ égale aux dispersions de fréquence résultantes des variations de température et aux dispersions de fréquence résultantes des tolérances de fabrication du résonateur. Généralement, cette largeur de bande est environ égale à environ un dixième de la valeur de la fréquence repliée. 20 Le déphaseur 68 est propre à déphaser le signal sortant du filtre passe-bande 66 d'un angle de 7r/2 ou d'un angle multiple de 7r/2. Dans le premier mode de réalisation de l'invention illustré sur la figure 4, le filtre passe-bande 66 est connecté à l'élément 30 et le soustracteur 70 est relié entre l'élément 25 49 et le bloc 48. Le soustracteur 70 est propre à soustraire le signal de détection démodulé en quadrature x3, x4 au signal de détection démodulé en phase xi, x2. En variante, l'unité de traitement 64 est connectée en aval des éléments 32 et 48 plutôt que en amont de ceux-ci. Lorsque le gyro-vibrant 2 fonctionne en mode gyroscopique, le signal de détection sortant du capteur 161 est égal à a sin oit avec oi la fréquence du résonateur 10 et a l'amplitude de la vibration. Supposons que le gyro-vibrant 2 est pivoté d'un angle 30 d'inclinaison réel Oc, le signal de détection sortant du capteur 161 est alors égal à a sin t9c *sin 0)t Les signaux réceptionnés par les entrées 4, 6 comportent une partie de signal de détection relative au mode de vibration propre du résonateur 10, ci-après appelée première partie du signal de détection, et une partie du signal de détection relative au mode de vibration parasite du résonateur, ci-après appelée seconde partie du signal de détection. La démodulation de la première partie du signal de détection par la porteuse en quadrature Q= cos oit donne, à la sortie de l'élément 30, le signal suivant : ùbcosxo =asinOc *sinwt*cosy= 2 ùa sinOc*sin2 cet Ce signal est nul après filtrage à 20) par le filtre passe bande 66. La démodulation de la seconde partie du signal de détection sin(p + 0))t avec p+ a) fréquence du mode de vibration parasite (p proche de a)), par la porteuse en quadrature Q= cos oit donne, à la sortie de l'élément 30, le signal suivant : ùbcosxo =sin(p +w)t*cosy= 2(sinpt+sin(p +2w)t) Après filtrage à 2a; par le filtre passe-bande 66, ce signal est égal à 2 sin pt . Après passage dans le déphaseur 68, ce signal est égal à 2 cos pt . La démodulation de la première partie du signal de détection par la porteuse en phase = sin c6t donne, à la sortie de l'élément 49, le signal suivant: Oc ù=asinOc*sine*sinwt=-smOc*(1ùcos2 ait ). La démodulation de la seconde partie du signal de détection sin(p + 0))t avec p + 0) fréquence du mode de vibration parasite (proche de o) par la porteuse en phase (1), donne, à la sortie de l'élément 49, le signal suivant: Oc -9=sin(p +o)t*sine=-(cosptùcos(p+2o)t)25 Comme le signal 2 cos pt est retranché à ce signal par le soustracteur 70, Ac-0 devient égal à- 2 cos pt . La branche 58 réalise le signal de commande CQ à partir du signal -bcos 2(0 à l'aide du gain GQ(p) dans l'élément 32 avec une petite bande passante. En conséquence, le signal de détection représentatif du mode de vibration p ne gêne pas car il est hors bande passante et amplifié par un gain faible. Les branches 54 et 56 ne sont pas affectées par la fréquence parasite p. Les signaux démodulés xi et x3 sont pollués par des signaux de fréquence p, mais les bandes passantes de la boucle d'amplitude et de la boucle à verrouillage de phase sont inférieures à cette fréquence. Selon un deuxième mode de réalisation de l'invention représenté sur la figure 5, le circuit électronique 12 comporte une première 64 et une deuxième 65 unités de traitement, un premier 70 et un second 71 soustracteurs connectés entre les branches 58 et 62. La première unité de traitement est identique à l'unité de traitement illustrée sur la figure 4 et ne sera pas décrite une seconde fois. Les éléments de la deuxième unité de traitement 65 identiques aux éléments de l'unité de traitement 64 illustrée sur la figure 4 portent les mêmes références et ne seront pas décrits une seconde fois. La deuxième unité de traitement 65 comporte un filtre passe-bande 66 relié au bloc 49, un déphaseur 68 connecté au filtre passe-bande 66. Le deuxième soustracteur 71 est relié au déphaseur 68 et à l'élément 32. L'unité de traitement 65 est propre à filtrer le signal de fréquence parasite p du signal -bcos xo. Selon ce mode de réalisation, la première unité de traitement 64 et le premier soustracteur 70 sont propres à soustraire le signal de détection démodulé en quadrature x3, x4 au signal de détection démodulé en phase xi, x2 ; et la deuxième unité de traitement 65 et le deuxième soustracteur 71 sont propres à soustraire le signal de détection démodulé en phase xi, x2 au signal de détection démodulé en quadrature x3, x4. En variante, l'unité de traitement 64 et la deuxième unité de traitement 65 sont connectées en aval des éléments 32 et 48 plutôt que en amont de ceux-ci. Selon un deuxième mode de réalisation de l'invention représenté sur la figure 5, le circuit électronique 12 comporte en plus du montage illustré sur la figure 4 ou du montage illustré sur la figure 5, une troisième 72 et une quatrième 74 unités de traitement ainsi qu'un troisième 73 et un quatrième 75 soustracteurs connectés entre les branches 54 et 56. La troisième unité de traitement 72 est propre à filtrer le signal de fréquence parasite p sortant de l'élément 26. La quatrième unité de traitement 74 est propre à filtrer le signal de fréquence parasite p du signal -asin xo. En référence à la figure 7, le procédé de traitement selon l'invention débute par 15 une étape 100 d'application d'un signal d'excitation au résonateur 10 de manière à le faire vibrer. Puis, au cours d'une étape 102, les capteurs 161, 162 détectent des signaux de détection représentatifs de la vibration du résonateur 10. Au cours d'une étape 104, les unités de démodulation 8, 9 démodulent les signaux de détection mesurés par les capteurs 161, 162 pour obtenir les signaux de détection démodulés en phase xi, x2 et les signaux de détection démodulés en quadrature x3, x4. 25 Selon l'invention, le procédé de traitement comporte en outre une étape 106 d'élimination d'au moins une partie du signal de détection représentative du mode de vibration parasite p à partir du signal de détection démodulé en phase et du signal de détection démodulé en quadrature. 30 Le circuit électronique 12 selon l'invention peut être monté sur l'ensemble des types de gyro-vibrants. 20 REVENDICATIONS1.- Circuit électronique (12) pour gyro-vibrant (2) comportant un résonateur (10), le circuit électronique (12) comprenant : - au moins une entrée (4, 6) propre à recevoir le signal de détection représentatif de la vibration du résonateur (10), le signal de détection comprenant au moins un mode de vibration propre (w) et au moins un mode de vibration parasite (p) ; et - au moins une unité de démodulation (8, 9) apte à démoduler le signal de détection pour générer un signal de détection démodulé en phase (xi, x2) et un signal de détection démodulé en quadrature (x3, x4) ; caractérisé en ce qu'il comporte en outre une unité de traitement (64, 65, 72, 74) propre à éliminer au moins une partie du signal de détection démodulé en phase (xi, x2) et du signal de détection démodulé en quadrature (x3, x4). 2.- Circuit électronique (12) selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'unité de traitement (64, 65, 72, 74) est propre à éliminer au moins une partie du signal de détection représentatif du mode de vibration parasite (p) d'un premier signal à un second signal, le premier et le second signal étant choisis parmi le signal de détection démodulé en phase (xi, x2) et le signal de détection démodulé en quadrature (x3, x4). 3.- Circuit électronique (12) selon l'une quelconque des revendications 1 et 2, dans lequel l'unité de traitement (64, 65, 72, 74) comprend un filtre passe-bande (66) propre à filtrer au moins un signal parmi le signal de détection démodulé en phase (xi, x2) et le signal de détection démodulé en quadrature (x3, x4). 4.- Circuit électronique (12) selon la revendication 3, dans lequel le filtre passe-bande (66) est centré sur une fréquence égale à la fréquence repliée du mode de vibration parasite (p). 30 5.- Circuit électronique (12) selon l'une quelconque des revendications 3 et 4, dans lequel le filtre passe-bande (66) présente une largeur de bande environ égale aux dispersions de fréquence résultantes des variations de température et aux dispersions de fréquence résultantes des tolérances de fabrication.25 6.- Circuit électronique (12) selon l'une quelconque des revendications 3 à 5, dans lequel l'unité de traitement (64, 65, 72, 74) comprend un déphaseur (68) propre à déphaser le signal filtré d'un angle multiple de n/2. 7.- Circuit électronique (12) selon l'une quelconque des revendications 1 à 6, qui comprend : - au moins une branche de détection (62) comprenant des composants électroniques (48, 49, 50, 52) aptes à détecter une information angulaire (Ou O) à partir du 10 signal de détection démodulé en phase (xi, x2) ; - au moins une branche de détermination (58) comprenant des composants électroniques (30, 32) aptes à déterminer une composante de commande (CQ) du signal d'excitation du résonateur (10) à partir du signal de détection démodulé en quadrature (x3, x4) ; et 15 - un soustracteur (70, 71) appartenant à une branche parmi la branche de détection (62) et la branche de détermination (58), ledit soustracteur (70, 71) étant propre à soustraire le signal de sortie de l'unité de traitement (64, 65, 72, 74) au signal d'entrée du soustracteur (70). 20 8.- Circuit électronique (12) selon la revendication 7, dans lequel le soustracteur (70) appartient à la branche de détection (62). 9.- Circuit électronique (12) selon l'une quelconque des revendications 1 à 8, qui comprend : 25 - au moins une branche de génération (54) comprenant des composants électroniques (20, 22, 24) aptes à générer un signal de référence en phase ((D) et un signal de référence en quadrature (Q) à partir du signal de détection démodulé en quadrature (x3, x4) ; - au moins une branche de détermination (56) comprenant des composants 30 électroniques (26, 28) aptes à déterminer un signal de commande d'amplitude (CA) du signal d'excitation du résonateur (10) à partir du signal de détection démodulé en phase (xi, x2) ; et - un soustracteur supplémentaire (73, 75) disposé sur une branche parmi la branche de génération (54) et la branche de détermination (56), ledit soustracteur supplémentaire (73, 75) étant propre à soustraire le signal de sortie de l'unité de traitement (64, 65, 72, 74) au signal d'entrée du soustracteur (70, 71). 10.- Gyro-vibrant (2) comportant : - un résonateur (10) propre à vibrer ; - des éléments d'excitation (14f, 142) propres à appliquer un signal d'excitation au résonateur (10) pour le faire vibrer ; - des éléments de détection (161, 162) aptes à détecter la vibration du résonateur (10) et à générer au moins un signal de détection représentatif de ladite vibration ; caractérisé en ce qu'il comporte un circuit électronique (12) selon l'une quelconque des revendications 1 à 9. 11.- Procédé de traitement d'au moins un signal de détection d'un gyro-vibrant (2) comportant un résonateur (10), le procédé comportant les étapes suivantes : - application (100) d'un signal d'excitation au résonateur (10) pour le faire vibrer ; - détection (102) d'un signal de détection représentatif de la vibration du 20 résonateur (10), le signal de détection comprenant au moins un mode de vibration propre (w) et au moins un mode de vibration parasite (p) ; - multiplication (104) du signal de détection à une porteuse en phase ((D) et à une porteuse en quadrature (Q) pour obtenir un signal de détection démodulé en phase (xi, x2) et respectivement un signal de détection démodulé en quadrature (x3, x4) ; 25 caractérisé en ce qu'il comporte en outre une étape (106) d'élimination d'au moins une partie du signal de détection représentatif du mode de vibration parasite (p) à partir du signal de détection démodulé en phase (xi, x2) et du signal de détection démodulé en quadrature (x3, x4).