Brevet FR2939270A1 — publié le 20100604

) Domaine technique de l'invention La présente invention a trait à la conception, à la topologie et à la fabrication de filtres passifs. Elle révèle une classe de résonateurs bi-modes construits à partir d'un empilage multicouche de stratifiés organiques améliorant la performance et la compacité des composants passifs intégrés. II) État de la technique antérieure Il y a actuellement dans l'industrie un besoin croissant de dispositifs de communication radios multi-modes et multi-bandes. Dans ce domaine, les normes prolifèrent rapidement qu'il s'agisse aussi bien d'applications utilisant des fréquences inférieures au GHz telles que la diffusion vidéo 10 numérique DVB (digital video broadcasting), les réseaux téléphoniques cellulaires (GSM, WCDMA) que des transmissions de données basées sur OFDM telles que le WLAN 802.11, WiMAX, 802.106 ou le UWB dont les fréquences peuvent atteindre 10 GHz ou plus. L'utilisateur final s'attend à disposer du GPS (Global Positioning System) pour trouver son chemin, du Bluetooth" pour assurer la communication sans-fil de courte distance entre les 15 différents appareils que sont les oreillettes et kits main-libre de téléphones portables, les agendas électroniques PDA (Personal Digital Assistant), ordinateurs portables ou autres équipements high-tech. Pendant que les composants actifs nécessaires à la commutation et à l'amplification des signaux ont été parfaitement intégrés dans des substrats à semi-conducteurs, les composants passifs, indispensables pour retirer les interférences et les émissions parasites, restent confrontés 20 à des spécifications toujours plus exigeantes en terme de coût, d'encombrement, de consommation et de performance radio (atténuation et pertes d'insertion). Les cavités coaxiales et les filtres monoblocs ne sont pas satisfaisants d'un point de vue coût et dimensions alors que la hauteur des composants doit systématiquement être inférieure à 1,5mm et que les procédés de fabrication doivent permettre des productions fiables, à faibles coûts et gros volumes. Les filtres 25 basés sur les technologies céramiques multicouches et Low-Temperature Cofired Ceramic (LTCC), permettant d'obtenir un encombrement plus réduit, sont actuellement largement intégrés dans les équipements de télécommunication (voix et données) alors qu'ils entraînent nécessairement des coûts plus élevés à cause des températures plus élevées dans les procédés de fabrication, du coût de la matière première et des faibles économies d'échelle possible. 30 L'instabilité, la déformation et le rétrécissement mécanique sont d'autres inconvénients conduisant à des défaillances lors de l'assemblage ou lors des tests de résistance aux chocs. La 2939270 -2- technologie organique multicouche est en plein essor car elle semble capable de combler les attentes actuelles de l'industrie en terme de réductions de coûts grâce à une matière première bon marché, d'importantes économies d'échelle (panneaux larges de 24" x 18") et l'utilisation possible des procédés standards des circuits imprimés. 5 L'état de la technique antérieure des récents brevets déposés sur les filtres, baluns, filtre balun, multiplexeurs utilisant des substrats organiques multicouches est centré autour des inductances. Les inductances et leurs capacités parasites créent les résonateurs dans les filtres et les duplexeurs. Les inductances à travers toutes les formes possibles d'intégration de capacités (plaques parallèles embarquées, composants montés en surface) forment des architectures de filtres localisés � lumped � avec adaptation d'impédance et couplage localisés. Elles forment aussi des baluns localisés (LC classique ou avec des branches passe-haut et passe-bas déphasées de 180°). Concernant l'état de la technique antérieure sur les topologies de composants passifs RF en substrats stratifiés organiques et basés sur des résonateurs à ligne de transmission tels que les couplages capacitifs demi-onde, couplage distribué demi-onde, en peigne (comb-line), pseudo-combline, interdigités ou pseudo-interdigités, en épingle hairpin, en U ou ladder-line, les travaux de Hong et Lancaster dans Microstrip Filters for RF/Microwave Applications détaillent des exemples utilisant le RT/Duroid�, un matériau organique. Maintenant, ces résonateurs et filtres ont tous une géométrie planaire, les éléments distribués des résonateurs sont créés par des motifs sur une simple couche métallique et très souvent les structures sont en microruban avec un seul plan de masse sur la face inférieure. De ce fait, ils souffrent de la faible constante diélectrique d'un stratifié organique à faibles pertes et conduisent donc à de longues lignes et à des filtres encombrants. Il y a un compromis entre la constante diélectrique et les pertes diélectriques dans le stratifié organique. En dopant le stratifié avec des poudres ferromagnétiques ou autres, pour augmenter la constante diélectrique et réduire la taille des filtres, on dégrade le facteur de qualité des résonateurs et donc, par voie de conséquence, les pertes d'insertion du filtre. Les résonateurs basés sur des inductances ont intrinsèquement un facteur de qualité plus bas que les résonateurs et capacités du même substrat. Ceci est dû au couplage parasite entre les branches de l'inductance ou entre les branches et la masse, les lacets et raccords créant des modes supérieurs et des pertes résistives par le fait d'utiliser des lignes fines pour gagner de la place. La technologie stratifiée organique multicouche dont le prix peut-être le dixième de celui d'un filtre planaire céramique est donc en train de répondre aux faibles coûts demandés. L'état de l'art 2939270 -3- concernant les architectures RF et les composants utilisant LCP, PFE, PTFE et d'autres matériaux faibles pertes commencent à rivaliser avec les solutions multicouches céramiques en terme de performances au niveau des pertes et de la taille. En s'affranchissant de la nécessité de baser les résonateurs des filtres sur des inductances ou des lignes de transmission, la topologie 5 des filtres, filtres balun ou des multiplexeurs peut aboutir à des composants qui occupent encore moins de place et affichent des pertes encore plus faibles. A cet effet, l'invention a pour effet un Module [A] de traitement du signal pour applications sans fil caractérisé en ce qu'il comporte: deux lignes de transmission à couplage transversal et interdigité (12, 14) imprimées sur chaque côté d'une couche diélectrique organique (16) ayant 10 une constante diélectrique élevée, supérieure à 10 et une épaisseur inférieure à 25 microns, où deux terminaux (30, 32) sont ouverts et les deux autres (26, 28) sont reliés à la masse; deux électrodes de blindage (18, 20) séparées des lignes de transmission mentionnées précédemment par deux couches diélectriques organiques (22, 24) ayant une constante diélectrique inférieure à 5 et une épaisseur supérieure à 50 microns; ces couches sont empilées de manière à prendre en 15 sandwich la couche diélectrique la plus fine, créant un environnement de lignes bandes (on utilisera l'appellation "stripline" dans la suite du document) non homogène et choisies telles que les deux lignes de transmission interagissent l'une sur l'autre de manière à former un résonateur bi-mode, où le second mode de résonance se trouve à une fréquence supérieure à trois fois celle du premier mode de résonance. 20 Suivant une caractéristique optionnelle de l'invention, ledit module [A] comprend deux lignes de transmission aux propriétés ci-dessous : • Les lignes sont décalées l'une par rapport à l'autre et/ou • Les lignes ne sont pas droites et/ou • Les lignes forment des méandres et/ou 25 • Les lignes ne sont pas identiques en longueur électrique et/ou • Les lignes n'ont pas une largeur uniforme et/ou • Les lignes présentent un couplage non uniforme L'une ou/et l'autre ligne est/sont connectée(s) : • à des tronçons de lignes shuntés qui sont reliés à la masse ou laissés ouverts ou 30 • à des capacités reliées à la masse -4- Les terminaux reliés à la masse le sont selon plusieurs méthodes possibles. Ils sont reliés: • à un plan de masse coplanaire enfoui et/ou • au blindage latéral et/ou • à des trous traversant métallisés et/ou • à des vias quelque soit leur forme (borgnes, enfouis ou micro-vias) Suivant d'autres caractéristiques optionnelles mais non limitatives de l'invention, un module [B] de traitement du signal pour application sans fil peut comporter au moins deux desdits modules [A] agissant les uns sur les autres au moyen de : • couplage électromagnétique et/ou • couplage de lignes captées "tapped-line" et/ou • couplage d'éléments localisés et/ou • couplage de lignes couplées et/ou Un ou plusieurs des modules [A] mentionnées précédemment sont couplés à une source et une charge, qui sont, soit différentielles, soit asymétriques (�single-ended �), au moyen de : • couplage de lignes captées "tapped-line" et/ou • couplage d'éléments localisés et/ou • couplage de lignes couplées et/ou L'ensemble des couplages crée un filtre basé sur des résonateurs bi-modes. Suivant d'autres caractéristiques optionnelles mais non limitatives de l'invention, ledit module [B] est caractérisé en ce que les résonateurs bi-modes (302, 304) présentent une symétrie permettant à au moins l'un d'entre eux d'être piloté de manière différentielle, créant un filtre balun [C] basé sur des résonateurs bi-modes. Suivant d'autres caractéristiques optionnelles mais non limitatives de l'invention, ledit module [B] est caractérisé en ce que le couplage entre les résonateurs bi-modes (302, 304) est basé seulement sur l'interaction des champs électromagnétiques, où la source et la charge sont couplées au filtre en captant les résonateurs, et les terminaux (308, 308a, 308b, 308e), reliés à la masse, sont connectés à des faces isolantes sur deux côtés (310, 310a); il en résulte une 2939270 -5- géométrie de filtre haute fréquence simple, compacte, et ne nécessitant aucun via dans sa réalisation. Suivant d'autres caractéristiques optionnelles mais non limitatives de l'invention, ledit module [B] est caractérisé en ce que les résonateurs bi-modes (602, 604, 606) présentent une symétrie 5 permettant à l'un d'entre eux d'être piloté de manière différentielle, où le couplage entre les résonateurs est basé uniquement sur l'interaction des champs électromagnétiques; il en résulte un "triplet" [E] très compact, qui a un zéro de transmission à une fréquence finie avant la bande passante. Suivant d'autres caractéristiques optionnelles mais non limitatives de l'invention, ledit module 10 [B] est caractérisé en ce que le couplage entre les résonateurs bi-modes (802, 804, 806) est basé uniquement sur l'interaction des champs électromagnétiques, et les terminaux reliés à la masse sont connectés à des faces isolantes sur deux côtés (818, 820); il en résulte un � triplet � [F] très compact, qui a un zéro de transmission à une fréquence finie avant la bande passante et qui ne nécessite aucun via dans sa réalisation. 15 Suivant d'autres caractéristiques optionnelles mais non limitatives de l'invention, ledit module [B] est caractérisé en ce que le couplage entre les résonateurs bi-modes (1006, 1008) est une combinaison de couplages électriques et magnétiques dépendants de la fréquence, de telle sorte que l'on obtienne un zéro de transmission à une fréquence finie avant ou après la bande passante; la combinaison d'une capacité interdigitée ou d'un couplage par tronçons de ligne ouverts, avec 20 le couplage de champs électromagnétiques, permet de réaliser un tel filtre [G] de manière très compacte et sans via. Suivant d'autres caractéristiques optionnelles mais non limitatives de l'invention, ledit module [G] est caractérisé en ce que les résonateurs bi-modes présentent une symétrie permettant à au moins l'un d'entre eux d'être piloté de manière différentielle, créant un filtre balun [H]. 25 Suivant d'autres caractéristiques optionnelles mais non limitatives de l'invention, ledit module [B] est caractérisé en ce que la source, la charge, ou une susceptance non résonante sont couplées à plus d'un résonateur bi-mode, ou en ce que la source est couplée directement à la charge créant un modèle nodal non résonnant [I]. Suivant d'autres caractéristiques optionnelles mais non limitatives de l'invention, un module [J] 30 de traitement du signal pour application sans fil peut comporter au moins deux desdits modules 2939270 -6- [B] à [I] où pour chacun de ses modules, le couplage à la charge consiste en un élément en série à forte réactance, tel qu'un circuit à lignes couplées ayant une grande impédance "impaire", une ligne de transmission (1318) à forte impédance caractéristique, ou un circuit à faible capacitance (capacité à plaques parallèles (1316), capacités interdigitées, "gap capacitor "); tous ces modules 5 sont connectés en parallèle à une charge commune (1308); La connexion de filtres présentant une faible susceptance hors-bande crée un multiplexeur. Un ou plusieurs filtres basés sur les résonateurs bi-modes décrits dans cette invention peuvent être connecté à d'autres types de filtres. Suivant d'autres caractéristiques optionnelles mais non limitatives de l'invention, un module [K] 10 de traitement du signal pour application sans fil peut comporter ledit module [A] où les terminaux (26, 28) auparavant reliés à la masse sont désormais laissés ouverts, créant un résonateur en série qui a pour entrée un terminal (30) et pour sortie un terminal (32); cet arrangement permet de réaliser une capacitance de découplage en série, qui est très compacte. Suivant d'autres caractéristiques optionnelles mais non limitatives de l'invention, un module [L] 15 de traitement du signal pour application sans fil peut comporter ledit module [A] où les terminaux (26, 28) auparavant reliés à la masse sont désormais laissés ouverts, créant un résonateur shunt coupe-bande avec excitation différentielle qui a pour entrée/sortie les terminaaux (50) et (52) Suivant d'autres caractéristiques optionnelles mais non limitatives de l'invention, un module 20 [M] de traitement du signal pour application sans fil peut comporter ledit module [A] où soit le terminal (26), soit le terminal (28) est désormais laissé ouvert, créant un résonateur shunt coupe-bande avec excitation asymétrique qui a pour entrée/sortie le terminal (70), un terminal de masse (72) et les deux autres extrémités des lignes de transmission sont laissées ouvertes. Suivant d'autres caractéristiques optionnelles mais non limitatives de l'invention, un module [N] 25 de traitement du signal pour application sans fil peut comporter un desdits modules [A] à [M] embarqué dans un empilement de plus de 4 couches métalliques permettant la juxtaposition de modules de traitement du signal, l'ajout de résistances embarquées, le routage vers des composants montés en surface. III) Exposé de l'invention 2939270 -7- La présente invention présente des composants passifs intégrés dans des stratifiés organiques multicouches pouvant être montés sur des circuits imprimés et permettant de traiter les signaux radiofréquences et ce avec moins d'espace et des pertes plus faibles que n'importe quelle autre technologie planaire multicouche de filtres. 5 La présente invention comprend aussi des méthodes et des topologies pour fabriquer ces dispositifs qui peuvent être littéralement intégrés dans des cartes multicouches (formats MiniCard, Half MiniCard, System-In-Package) car les deux utilisent la technologie organique, ou bien encapsulés individuellement sous forme de composants montés en surface (CMS, BGA, CSP) afin d'être montés sur des cartes multicouches. 10 En appliquant cette invention, les filtres baluns, filtres, multiplexeurs sont fabriqués dans une structure stratifiée de 3 couches diélectriques et 4 couches métalliques de type lignes bandes (� stripline �), dans lesquelles les résonateurs sont réalisés par 2 lignes de transmission imprimées sur 2 couches métalliques séparées et disposées de part et d'autre d'un substrat organique diélectrique central et dans lesquelles les adaptations d'impédance et les couplages ne 15 se font pas via des composants localisés mais par un couplage direct et électromagnétique des lignes captées. Si le couplage et l'adaptation d'impédance désirés ne peuvent pas encore être atteints, le captage inter-résonateur peut se faire à tout point entre la branche ouverte et la branche shuntée du résonateur par des très courtes lignes, des capacités localisées en plaques parallèles /interdigitées, des tronçons de lignes couplés (ces tronçons de ligne shuntés ont leur 20 extrémité laissée ouverte ou reliée à la masse). En respect d'un aspect de l'invention, le matériau diélectrique utilisé pour séparer le résonateur des couches de masse inférieure et supérieure de la structure stripline est potentiellement n'importe quel matériau organique faible perte, faible constante diélectrique et faible coût tel que des composites de polytetrafluoroethylene (PTFE), des résines epoxy, des Liquid-Crystal 25 Polymer (LCP) ou équivalents. Le matériau diélectrique utilisé pour réaliser les résonateurs des filtres balun, filtres et multiplexeurs doit être un matériau fin, à constante diélectrique haute tel que le MC25ST", C-ply", HK11 '°, que l'on trouve en 8, 12 ou 14 microns d'épaisseur avec des constantes diélectriques de 10 ou plus. Un fort couplage transversal interdigité des 2 lignes associé à une interaction réduite et faibles 30 pertes avec les plans de masse supérieur et inférieur sont essentiels pour créer de petits résonateurs faibles pertes. Les résonateurs obtenus sont réalisés par 2 lignes couplées avec un 2939270 -8- couplage incroyablement serré qui ainsi permet d'obtenir 2 modes de résonance bien distincts. Plus le couplage est fort, plus la séparation de fréquences entre les 2 modes est importante. Qu'il s'agisse d'un empilement céramique ou organique, le couplage dans un milieu homogène n'est pas suffisant et les 2 modes sont trop proches l'un de l'autre. Dans des architectures 5 asymétriques (single-ended), le faible couplage entre les 2 modes indique que le filtre souffre d'une résonance parasite proche de la bande passante: ceci écarte l'utilisation de 2 lignes couplées interdigitées comme résonateur dans les filtres asymétriques à moins que le couplage soit renforcé en utilisant un empilement non-homogène. Dans des architectures différentielles, le mode d'ordre le plus haut du résonateur est le mode 10 commun et le mode d'ordre le plus bas est le mode différentiel. Cette propriété nous permet de transformer n'importe quel filtre asymétrique en un filtre balun sans pénaliser la performance ni l'encombrement. Aucune autre architecture de filtre connue aujourd'hui ne permet d'atteindre ceci. Un faible couplage exclut l'utilisation de 2 lignes interdigitées couplées transversalement comme 15 résonateur dans les multiplexeurs où le mode commun d'une bande de fréquences peut interférer avec une autre bande considérée, à moins que le couplage soit rendu très fort en utilisant un empilement non-homogène. Le couplage est rendu très important en utilisant un stratifié organique fin, à constante diélectrique élevée; on peut utiliser des poudres céramiques, des matériaux ferroélectriques, 20 para-électriques ou autres, associés à des polyimides, des composites PTFE, ou des résines epoxy, pour augmenter la constante diélectrique. Le matériau organique ainsi composé doit être disponible en épaisseur de maximum 25 microns pour garantir un couplage fort. Pour le premier mode de résonance (fréquence basse), le résonateur appartient à un environnement organique et artificiel composé de lignes bandes (stripline) dont la constante 25 diélectrique effective est plus haute que toutes les autres constantes diélectriques de l'empilement. Awai dans Artificial Dielectric Resonators for Miniaturized Filters présente des arrangements entre les couches métalliques et diélectriques qui offrent d'importantes permittivités et permettent la miniaturisation des résonateurs; le fort couplage dans un résonateur disque de 2 couches diélectriques affiche une plus large séparation entre les modes de résonance. 2939270 -9- Les lignes interdigitées couplées transversalement ont été utilisées en LTCC (voir Wada et al. dans A Compact Multilayered Balanced Filter using Resonators based on Interdigitally-Coupled Lines), mais le faible couplage permet uniquement des applications restreintes aux filtres différentiels (les filtres asymétriques et les multiplexeurs étant impactés par les limitations 5 décrites précédemment). Il y a beaucoup d'aspects de la technologie LTCC qui empêcheraient un fort couplage adapté aux applications sur les filtres dans le cas où quelqu'un voudrait transférer le concept de cette invention au LTCC ou aux environnements céramiques. D'une part, la précision des écrans de sérigraphie et les tolérances d'alignement � feuille à feuille � vont conduire à un très mauvais rendement sur la fréquence centrale des résonateurs. 10 D'autre part, nous aurions besoin de faire coexister plusieurs matériaux aux constantes diélectriques différentes afin de minimiser le couplage avec la masse et d'avoir un empilement non-homogène; ceci est délicat dans un environnement céramique à cause des comportements thermiques variés (dilatation) des différents matériaux entraînant des problèmes de fiabilité. Si de tels inconvénients sont résolus dans le futur, les coûts, procédés de fabrication et économies 15 d'échelle des produits multicouches céramiques seront toujours en difficulté face aux baisses de prix exigées par le marché. Les lignes couplées transversalement en milieu non-homogène ont été étudiées par beaucoup de personnes qui ont déterminé leurs impédances caractéristiques, leurs permittivités effectives et les constantes de propagation (le pluriel est utilisé à cause de l'existence de 2 modes). Levy dans 20 Synthesis of Inhom.ogeneous Distributed Networks résume les circuits équivalents de différents arrangements; la section couplée interdigitée est équivalente à 2 lignes court-circuitées de même mesure couplées par 2 lignes de transmission en parallèle ayant des impédances et des longueurs électriques différentes et dépendantes des 2 modes de résonance. Les architectures de filtres que nous pouvons clairement en tirer sont des filtres large bande avec 25 de longs résonateurs quart d'onde, dont le couplage est proche du couplage critique. C'est-à-dire que les 2 modes créés sont très proches l'un de l'autre pour former un filtre, alors que les filtres basés sur des résonateurs bi-modes dévoilés dans cette invention sont petits parce que le mode d'opération fréquence basse du résonateur est à une fréquence bien inférieure à la fréquence naturelle de résonance d'une simple ligne de transmission quart d'onde et les 2 lignes de transmission sont nettement surcouplées, ce qui permet une très large séparation entre les modes. 2939270 - 10- Allen dans Inhornogeneous Coupled-Line Filters with Large Mode-Velocity Ratios a exploité le cas où une section digitale conduit à deux modes, dont les constantes de propagation sont très différentes. Ces différences sont exploitées afin de créer des filtres elliptiques avec une large bande passante, des zéros de transmission et de réflexion bien définis. Mais tout comme la 5 publication mentionnée précédemment, la structure composée de 2 lignes interdigitées avec couplage transversal n'est pas utilisée comme résonateur passe-bande ou coupe-bande, différentiel ou asymétrique, en série ou shunt, permis par une très forte séparation entre les modes de résonance. Grâce aux avancées en imagerie laser directe et en inspection optique automatique (AOI), les 2 10 lignes interdigitées couplées transversalement dans un stratifié organique ont une tolérance de désalignement de l'ordre de quelques microns qui garantit ainsi la répétitivité des résultats. Les composants stratifiés utilisés dans l'empilement ont des coefficients de dilatation thermique très similaires et sont compatibles avec les procédés de fabrication FR4 pour des produits finis fiables et à coût réduit. 15 Ainsi, le résonateur bi-mode à lignes interdigitées couplées transversalement basé sur une structure stratifiée organique se distingue clairement de l'existant par ses atouts de performance, de taille, de rendement et de fiabilité. Dans les technologies de stratifiés multicouches (MCM-L) et de céramique (MCM-C), en dessous de 20GHz, les pertes des résonateurs imprimés sont principalement conductives. 20 A travers l'utilisation d'un métal commun, épais, à haute conductivité et les procédés actuels de gravure, les pertes conductives sont minimisées offrant d'importants facteurs de qualité à vide des résonateurs bi-modes. Un cuivre épais, à la rugosité RMS bien inférieure à l'épaisseur de peau, associé aux tout derniers procédés PWB de sérigraphie/gravure, permet d'obtenir des pertes conductives plus faibles 25 qu'en utilisant l'impression et le séchage de la pâte métallique. Le résonateur bi-mode a un premier mode de résonance bas qui est le mode différentiel; les architectures de filtres peuvent être pilotées de manière différentielle ou asymétrique sans perte d'espace ni changement dans les performances grâce au très fort couplage entre les lignes de transmission. Dans les filtres MCM-C avec un couplage plus faible, travailler en différentiel 2939270 -U- entraîne par expérience une perte de 0,5dB. Le résonateur obtenu peut aussi être utilisé dans son second mode de travail, le mode commun, dont la fréquence est beaucoup plus élevée. Les raisons qui peuvent nous pousser à préférer cette solution sont : concevoir un filtre en mode commun ou bien, améliorer les tolérances d'un filtre dont le design impliquerait des géométries 5 de résonateurs très petites. L'encapsulation finale du filtre avec les plans de masse aux extrémités supérieure et inférieure de la structure stripline offre un blindage contre les interférences et les radiations. Un blindage latéral, par cloison coplanaire, intégré ou externe, peut aussi être implémenté. Les filtres construits à partir de la présente invention, ont des motifs dessinés sur 2 couches 10 situées de part et d'autre d'une couche diélectrique organique, un blindage supérieur et inférieur et éventuellement, si besoin, des couches supplémentaires pour le routage ou le report des composants si ils sont embarqués dans un module RF ou SiP (System in Package). Une telle architecture simple de 4 couches métalliques fabriquée via les procédés de fabrication de circuits imprimés coûte moins de $0,30 par pouce carré (sq. in.) sur des panneaux de 24"x18": une 15 fraction seulement du prix des composants céramiques RF. Par exemple, prenons un filtre 3 pôles construit via la présente invention, sensé rejeter 25dB aux fréquences cellulaires jusqu'à 1,98GHz et 20dB sur les émissions parasites à 3,2GHz, la bande passante du filtre est entre 2,3 et 2,7GHz. Un filtre de Chebichev généralisé construit à partir de résonateurs bi-modes dans un empilement artificiel, non-homogène, organique, de 4 couches 20 utilisant uniquement un couplage électromagnétique, apparaît alors très simple et a une empreinte de 1 x l,3mm seulement. Le filtre a été dessiné de manière symétrique et peut donc être piloté en mode différentiel si besoin et ce, sans changement notable des pertes d'insertion. Le filtre obtenu pourra être fabriqué sur des panneaux de I8"x24" : l'économie d'échelle est la base de son faible coût. 25 Les composants intégrés passifs construits à partir du petit résonateur bi-mode et faibles pertes dévoilé dans cette invention ne se limitent pas aux filtres passe-bande et filtres balun mais incluent aussi les multiplexeurs. La susceptance hors bande passante des filtres passe-bande basés sur les résonateurs dévoilés dans cette invention est équivalente à celle de filtres basés sur des résonateurs shuntés. La connexion en parallèle à un terminal commun suit donc les mêmes 2939270 - 12 - principes connus par les personnes qualifiées en la matière notamment l'utilisation en série d'éléments de forte réactance pour transformer la susceptance hors bande passante. La très grande séparation entre les modes et la possibilité d'utiliser les filtres sur des signaux asymétriques ou différentiels sans changer leur structure permet de concevoir des multiplexeurs 5 sans avoir à retirer le signal parasite, le mode commun de résonance des filtres différentiels sachant que l'effet parasite se situe très loin de la bande de fréquence qui nous intéresse. La structure en ligne-bande (stripline) décrite dans cette invention est adaptée à l'insertion de transformateurs, de coupleurs, de baluns transformateurs, de baluns Marchand, de baluns utilisant des topologies d'onde régressive avec l'avantage qu'une large impédance en mode pair 10 combinée à une faible impédance en mode impair (nécessaire pour le fort couplage du résonateur bi-mode) conduisent à de grandes largeurs de bande. Les nombreux avantages de la présente invention et de son environnement en lignes-bande sont flagrants. Les autres systèmes, méthodes, fonctionnalités et avantages de la présente invention seront ou 15 deviendront flagrants pour les personnes qualifiées en la matière après examen des schémas ci-après et de la description détaillée. L'intention est que tous les systèmes, méthodes, fonctionnalités ou avantages supplémentaires inspirés de l'invention sont inclus dans cette description et sont protégés par les revendications de l'invention. 20 IV) Brève présentation des différentes figures Après avoir décrit l'invention en termes généraux, nous allons maintenant faire référence aux différents schémas et figures accompagnant qui ne sont pas nécessairement dessinés à l'échelle et où: FIG.1 : montre une vue d'un résonateur organique bi-mode selon un mode de réalisation de la 25 présente invention. FIG.2: montre le diagramme équivalent-circuit d'une architecture de filtre basée sur des résonateurs organiques bi-modes selon un mode de réalisation de la présente invention. 2939270 - 13 - FIG.3: montre une vue éclatée d'un premier filtre organique selon un mode de réalisation de la présente invention. FIG.4: illustre une méthodologie de fabrication pour un filtre diélectrique organique selon la présente invention tel que le premier filtre organique de la FIG.3. 5 FIG.5: illustre une méthodologie de conception pour un filtre diélectrique organique selon la présente invention tel que le premier filtre organique de la FIG.3. FIG.6: montre une vue tridimensionnelle d'un second filtre diélectrique organique selon un mode de réalisation de la présente invention. FIG.7: est une représentation graphique des coefficients de répartition pour le filtre organique de 10 la FIG.6 FIG.8: montre une vue tridimensionnelle d'un troisième filtre diélectrique organique selon un mode de réalisation de la présente invention. FIG.9: est une représentation graphique des coefficients de répartition pour le filtre organique de la FIG.8 15 FIG.10: montre une vue tridimensionnelle d'un quatrième filtre diélectrique organique selon un mode de réalisation de la présente invention. FIG.I 1: est une représentation graphique des coefficients de répartition pour le filtre organique de la FIG.10 FIG.12: est une représentation graphique des coefficients de répartition pour le filtre organique 20 de la FIG.10 FIG.13: est une vue de dessus d'un triplexeur organique selon un mode de réalisation de la présente invention. FIG.14: est une représentation graphique des coefficients de répartition pour le filtre organique de la FIG.13 25 FIG.15: est une vue tridimensionnelle d'un cinquième filtre diélectrique organique selon un mode de réalisation de la présente invention. 2939270 -14- FIG.16: est une représentation graphique des coefficients de répartition pour le filtre organique de la FIG.15 V) Description détaillée 5 La présente invention va maintenant être décrite plus en détails ci-après en faisant référence aux figures dans lesquelles certains modes de réalisation de l'invention, mais pas tous, sont présentés. En fait, il est possible de mettre en application cette invention de multiples manières. Il est donc faux d'interpréter que les modes de réalisation présentés ici sont les seuls. Les modes de réalisation présentés le sont pour satisfaire aux exigences légales d'un dépôt de brevet. Il y a 10 correspondance entre les numéros indiqués dans le texte et ceux indiqués sur les figures. Ci-dessous et en référence avec la FIG.I, on explique le fonctionnement d'un résonateur bi-mode conçu selon l'invention. Le résonateur bi-mode 10 de la FIG.1 est composé des lignes de transmission 12 et 14 couplées transversalement et imprimées sur les faces opposées d'une couche organique diélectrique 16 fine et dont la constante diélectrique est élevée. Le matériau 15 stratifié 16 a une épaisseur typique inférieure ou égale à 251.m, une constante diélectrique, Er2, supérieure ou égale à 10 et préférablement, complètement traité avec une épaisseur bien contrôlée. Des tolérances sur l'épaisseur de 5% ou moins sont atteignables avec la technologie actuelle. Les lignes de transmission couplées 12 et 14 sont présentées comme rectilignes, uniformes et parfaitement symétriques selon un mode de réalisation de l'invention. Des 20 couplages spéciaux ou des exigences sur la disposition (layout) des lignes peuvent conduire les concepteurs du filtre à utiliser des lignes non-rectilignes, aux largeurs et couplages non-uniformes ou décaler les lignes en perdant ainsi la symétrie. Le résonateur est intégré à un environnement de lignes-bande (stripline) avec une masse supérieure 18 et une masse inférieure 20 séparées du résonateur par les stratifiés 22 et 24 à faibles pertes et à faible constante 25 diélectrique. Le stratifié supérieur 22 et le stratifié inférieur 24 ont une épaisseur typique supérieure ou égal à 50 �m, des constantes diélectriques, Erl et Er3 respectivement, allant de 2 à 5, et une tangente de l'angle de pertes qui peut être aussi basse que 0,0005. Mongia Bahl et Barthia dans RF and Microvrave Coupled-Lire Circuits représentent de telles architectures stripline en lignes couplées transversalement en milieu homogène (Erl=Er2=Er3) et non- 30 homogène (Er2>Erl, Er3) ou en agencement microbandes inversé (Er2=1) et suspendu (Erl=Er3=1). Le couplage alors atteint est utilisé dans les topologies de coupleurs mais pas en 2939270 -15- tant que résonateur avec des modes de résonance distincts inclus dans les filtres. Afin que la structure stripline en lignes couplées transversalement décrite jusqu'ici devienne un résonateur compact et performant, nous couplons les lignes de manière interdigitée avec les terminaux 26 et 28 reliés à la masse. Ceci peut être réalisé en connectant les terminaux à un blindage latéral par 5 cloison, coplanaire intégré ou extérieur ou bien en connectant les terminaux aux plans de masse supérieur et inférieur respectivement grâce aux vias 26a et 28a. Les terminaux libres 30 et 32 sont les entrées et sorties du résonateur si il est piloté en différentiel. Si le résonateur n'est pas piloté en différentiel, un des 2 terminaux est laissé ouvert et seulement un terminal, 30 ou 32, peut être considéré comme l'entrée/sortie du résonateur. Le résonateur décrit en FIG.1 a 2 10 fréquences principales de résonance: c'est un résonateur bi-mode. Bien sûr, comme pour tout autre élément distribué, on doit aussi prendre en compte toutes les résonances harmoniques mais elles sont écartées de la description de cette invention. La séparation entre les 2 fréquences de résonance est fonction du couplage entre les lignes 12 et 14. De tels agencements stripline interdigités et couplés transversalement, ont déjà été utilisés en 15 LTCC mais cette technologie se heurte à beaucoup d'obstacles pour atteindre le couplage important que réclament les résonateurs de la présente invention et il en résulte des résonateurs dont les modes de résonance sont trop proches les uns des autres à moins que les lignes de transmission soient très longues et très épaisses. Inoue et Awai dans Broadside-Coupled Interdigital Resonators décrivent des lignes de transmission de 19mm de long et 2mm 20 d'épaisseur pour séparer les 2 modes suffisamment l'un de l'autre. De telles dimensions ne sont pas réalistes dans les produits actuels. Un moyen d'alléger ce problème est de concevoir des filtres différentiels et de piloter le résonateur de manière différentielle comme décrit par Fukunaga et Wada dans A Coupled Multilayered Balanced Filter casing Resonators based on Interdigitally-Coupled Lines. Le mode à la fréquence supérieure est le mode commun et n'affecte 25 pas la performance du filtre différentiel à moins qu'il soit connecté à d'autres filtres comme élément d'un multiplexeur ou à moins qu'il y ait un besoin de réjection du mode commun. Les procédés de fabrication LTCC ont des limites supplémentaires. Le métal est sérigraphié sur une couche par feuille, les désalignements dans l'empilement des couches et l'imprécision des sérigraphies conduisent à un couplage transversal à très faible tolérance. D'autre part, l'imagerie 30 laser directe et l'inspection optique automatique (AOI) sont très précises pour créer les motifs métalliques sur les faces de part et d'autre de la couche diélectrique organique 16. Le LTCC sera confronté à des problèmes de fiabilité pour des composants de grande taille, tout spécialement lorsque plusieurs matériaux céramiques doivent cohabiter ce qui est nécessaire pour atteindre un 2939270 -16- fort couplage, alors que les stratifiés organiques avec plusieurs constantes diélectriques n'ont pas de telles limitations. Le métal utilisé par les procédés de fabrication de circuits imprimés organiques est un cuivre épais alors que les pâtes conductrices utilisées en LTCC sont des pâtes d'argent dont la résistivité globale (qui tient compte des défauts de forme et de rugosité), et 5 l'épaisseur, conduisent à des facteurs de qualité marginaux pour les conducteurs. Dans les procédés d'assemblage des circuits imprimés, le métal utilisé pour les résonateurs est obtenu à l'aide de feuilles de cuivre très plates dont la rugosité RMS est inférieure à l'épaisseur de peau du matériau. De plus, la gravure fine permet des bords abrupts de cuivre de 9, 12, 17 microns ou plus. Bien que le facteur de qualité des conducteurs soit proportionnel à la racine carrée de la 10 conductivité du métal, on préférera utiliser de l'aluminium, du molybdène, ou tout autre métal pour répondre aux exigences spécifiques. Les défauts du procédé LTCC se traduisent en des résonateurs bi-modes moins fiables et aux pertes plus importantes. Le coût du panneau multiplié par 10 à cause de la matière première, les procédés de fabrication haute température et la faible économie d'échelle complètent la listes des désavantages d'une solution LTCC comparée à une 15 solution d'empilements de stratifiés organiques pour l'intégration de composants passifs basés sur des résonateurs bi-modes fortement couplés comme dévoilé dans cette invention. L'état de la technique antérieure basée sur LTCC utilisait des milieux homogènes (la difficulté de faire cohabiter différents matériaux céramiques a été abordée plus haut). Dans la présente invention un milieu non-homogène est obligatoire pour atteindre le couplage nécessaire tout en 20 conservant des lignes de transmission courtes. Les couches diélectriques 22 et 24 peuvent être constituées de n'importe quel matériau organique faibles pertes comme les produits Rogers (marque déposée), Dupont (marque déposée), Nelco (marque déposée), Arlon (marque déposée), Hitachi (marque déposée), Taconic (marque déposée) tels que le LCP, les composites PTFE, ou tout autre polymère thermoplastique/thermodurcissable dont la constante diélectrique est 25 comprise entre 2 et 5, l'épaisseur supérieure à 50 microns et une tangente de l'angle de pertes de 0,02 à 0,0005 à une fréquence de quelques GHz. L'empilement stripline peut être choisi asymétrique mais pour un couplage optimal et un fonctionnement satisfaisant en mode différentiel, il est préférable d'avoir des couches diélectriques 22 et 24 aux caractéristiques mécaniques et électriques identiques. La couche organique centrale 16 est un matériau fin, 30 entièrement traité, à forte constante diélectrique tel que le produit MC25ST" d'Oak Mitsui (marque déposée): une résine chargée qui peut être livrée en une épaisseur aussi faible que 8 ou 12 microns avec une constante diélectrique d'environ 17 à 1 GHz. D'autres choix pourraient être un matériau polyimide chargé comme le HK11 " de Dupont (marque déposée) ayant une -17- épaisseur de 14microns, un epoxy chargé en titanate de baryum de 3M (marque déposée), un composite PTFE chargé en céramique de Rogers (marque déposée) dont l'épaisseur peut être réduite à 25 microns. On préférera un matériau revêtu de cuivre sur les 2 faces (DiClad) au dépôt de cuivre soigné afin que la rugosité RMS reste bien en dessous de l'épaisseur de peau du métal ce qui aide à réduire les pertes conductives. Une épaisseur de 5 fois l'épaisseur de peau permet à 99% des électrons de se déplacer librement. Comme le courant circule sur les 2 côtés des lignes, 10 fois l'épaisseur de peau à la fréquence de fonctionnement la plus basse peut être considéré comme suffisant: ceci représente 17 microns lorsqu'on parle des normes de communication sans fil de Sème et 4ème générations. Ces matériaux ont été développés avec l'esprit d'offrir une haute densité de capacitance afin de réaliser des découplages d'alimentation et récemment, d'embarquer des capacités pour les applications radios et micro-ondes. Comme il y a un compromis entre une constante diélectrique élevée et la tangente de l'angle de pertes, ces matériaux ont été développés pour des applications de découplage, de blocage de courant continu ou d'adaptation afin d'embarquer dans des téléphones portables ou des agendas électroniques PDA (Personal Digital Assistant) la plupart des composants passifs qui n'interviennent pas dans le filtrage où les pertes sont beaucoup plus critiques. Les diélectriques organiques fins à haute constante diélectrique n'ont pas été pensés pour être le composant central de petits résonateurs bi-modes mais pour embarquer des composants localisés. Les progrès sur l'épaisseur, la tangente de l'angle de pertes et la constante diélectrique dans une industrie de plusieurs millions de dollar tentant de basculer du MCM-C vers le MCM-L, sont en train de changer les perspectives du monde des stratifiés organiques. De nouveaux matériaux hybrides dont les charges sont capables de doper les résines et aboutir à des constantes diélectriques élevées, de faibles pertes, des feuilles minces aux tensions de claquage élevées et d'autres attributs intéressants comme la compatibilité avec les procédés standards des PWB ou la bonne adhésion du cuivre, grâce au collage mécanique ou chimique, sont les véritables vecteurs de la présente invention. Ils sont la clé pour obtenir un fort couplage transversal entre lignes interdigitées dans un milieu organique non-homogène. La pente de susceptance des résonateurs bi-modes décrits dans cette invention est très importante 30 ce qui augmente le besoin de couplage entre les différents résonateurs dans l'agencement. Ceci se traduit par des espaces plus réduits entre les résonateurs d'où des filtres plus petits. Grâce à la disponibilité de couches organiques diélectriques faibles pertes aux caractéristiques mécaniques -18- en constante améliorations, le facteur de qualité hors charge du résonateur à des fréquences inférieures à 10GHz dépend principalement du facteur de qualité des conducteurs. Avec 508 microns d'épaisseur, les stratifiés 22 et 24 choisis en composite PTFE avec une tangente d'angle de pertes inférieure à 0,001, combinés à une couche centrale organique fine avec une tangente d'angle de pertes de 0,008, conduisent à un facteur de qualité du diélectrique supérieur à 150. Le facteur de qualité des conducteurs est proportionnel à la dimension principale et à la largeur du résonateur. Apparaît alors clairement un compromis à trouver entre la taille et la performance. Les plus minuscules résonateurs bi-modes dont les mises en application sont présentées plus loin, auront un facteur de qualité des conducteurs juste en-dessous de 70, alors que des implémentations plus grosses augmenteront sensiblement ce chiffre. Le résonateur bi-mode décrit jusqu'ici est un résonateur shunt avec une susceptance élevée en dehors de la bande. Le résonateur shunt de la FIG.l se transforme en résonateur série quand les terminaux 30 et 32 sont laissés ouverts au lieu d'être connectés à la masse. De tels résonateurs sont, par exemple, un moyen idéal pour faire de très petits circuits de blocage de courant continu. Le résonateur shunt bi-mode de la FIG.1 peut encore être transformé en résonateur différentiel shunt coupe-bande pour les filtres coupe-bande quand les terminaux 30 et 32 sont laissés ouverts au lieu d'être reliés à la masse. L'implémentation du résonateur série et du résonateur différentiel shunt coupe-bande est présentée sur la FIG.1A; les seules différences notables avec la FIG.1 étant l'attribution des terminaux. Dans un mode de réalisation de la présente invention et de l'implémentation du résonateur série, le terminal 50 est l'entrée et le terminal 52 est la sortie du résonateur tandis que toutes les autres extrémités de lignes sont laissées ouvertes. Dans l'implémentation du résonateur différentiel shunt coupe-bande, les terminaux 50 et 52 sont les entrées et sorties du résonateur. Une autre configuration de résonateur bi-mode appartenant à la classe de résonateurs bi-modes dévoilés dans cette invention est le résonateur asymétrique shunt coupe-bande. La FIG.1 B décrit un mode de réalisation de l'invention pour un tel résonateur. Beaucoup de similitudes avec la FIG.l et le résonateur se distingue uniquement par des attributions différentes de terminaux. Le terminal 70 est l'entrée/sortie asymétrique du résonateur shunt, le terminal 72 est connecté à la masse par le via 74 et toutes les autres extrémités des lignes sont laissées ouvertes. De tels 2939270 -19- résonateurs sont très utiles dans les filtrages après amplification où, à la fois, de faibles pertes et de l'atténuation proche de la bande passante sont nécessaires. Les résonateurs sont les briques composant les filtres. Leur forme, leur taille, leur pente de susceptance à la résonnance, leur facteur de qualité impactent la forme et la performance du 5 filtre. La FIG.2 est le schéma équivalent circuits du filtre 200 construit à partir de résonateurs décrits dans la FIG.1. En fait, les résonateurs shunt 202 avec une susceptance Bi(w), i=1 à N sont des structures bi-modes en stratifiés organiques comme décrit précédemment et à la base de la présente invention. Tous les composants comme les diplexeurs, duplexeurs, multiplexeurs, balun, les filtres pseudo-passe-haut et passe-bande qui sont dans le périmètre de cette invention 10 sont construits à partir de ce résonateur. Un expert en la matière pourra ne pas se limiter à utiliser uniquement ces simples résonateurs basés sur des lignes de différentes formes, tailles et largeurs qui constituent l'épine dorsale de l'invention. Si nécessaire, on pourra y ajouter des tronçons de bandes, qu'ils soient en court-circuit ou laissés ouverts, et des capacités de charge dont les effets influenceront la fréquence de 15 résonance. FIG.2 utilise la variable N pour représenter N résonateurs. Il est bien connu que la réjection des filtres peut être améliorée en augmentant le nombre de résonateurs: de ce fait N est arbitraire et dépend des besoins particuliers du concepteur. Dans la FIG.2, la charge 204 et la source 206 peuvent être asymétriques ou différentielles grâce au fait que les résonateurs bi-modes peuvent être pilotés ou non en différentiel. Le couplage 20 entre la charge et le résonateur 208 et le coulage entre la source et le résonateur 208a sont représentés par des inverseurs d'admittance idéaux mais peuvent aussi être tout autre élément d'adaptation d'impédance. Dans les applications concrètes, il peut s'agir de couplages de lignes captées, de couplages de lignes couplées ou de couplage d'éléments localisés tels que des capacités à plaques parallèles. Dans le cas où la source et/ou la charge est couplée uniquement à 25 un seul résonateur, l'adaptation d'impédance est alors la seule fonction des couplages 208 et 208a. Mais dans le cas où la source et/ou la charge est couplée à plus d'un résonateur ou dans le cas où la source est couplée à la charge pour générer des zéros de transmission additionnels ou corriger le retard de groupe, il est aussi important pour les couplages de se comporter comme un inverseur d'admittance avec un déphasage de 90°, ou au moins, comme en une approximation 30 bande étroite autour de la bande passante. Les couplages inter-résonateurs 210 sont représentés par des inverseurs d'admittance idéaux. Les couplages inter-résonateurs réalisés selon un mode d'application du résonateur dual-bande de la FIG.1 sont des couplages de champ magnétique au 2939270 -20- mode de fréquence de résonance bas et des couplages de champs électriques au mode de fréquence de résonance haut. Des branchements directs entre les résonateurs (lignes de connexion très courtes) permettraient des couplages inductifs au mode de fréquence de résonance bas. Le degré de couplage dépendra de la position de branchement quelque part entre 5 les extrémités des lignes de transmission du résonateur. L'ajout, à la structure du simple résonateur présenté plus haut, de tronçons de bandes, qu'ils soient en court-circuit ou laissés ouverts, et de capacités de charge ouvrirait la porte à de nombreux types de couplages par lignes couplées ou par éléments localisés et le couplage entre les résonateurs serait magnétique, électrique ou une combinaison des deux. 10 Quand il y a un mélange de couplage inductif/magnétique et de couplage capacitif/électrique, le couplage dépend de la fréquence et annule une fréquence particulière créant ainsi un zéro de transmission à fréquence finie. Quand la dépendance du couplage à la fréquence peut être négligée, la topologie de circuit présentée en FIG.2 ne peut pas générer de zéro de transmission finis car il n'y a pas de triplet, de quadruplet ou d'autres couplages non-adjacents entre les N 15 résonateurs. Avec la bonne combinaison de couplages non-adjacents entre les N résonateurs, on peut générer (N-2) zéros de transmission. En ajoutant des couplages entre la charge/source et un résonateur non-adjacent, on peut générer (N-1) zéros de transmission et avec un couplage entre la source et la charge, on peut générer N zéros de transmission. Dans les deux derniers cas, on obtient un modèle nodal non-résonant où les couplages impliquant la charge et la source jouent 20 un rôle crucial. D'autres modèles nodaux non-résonants où des résonateurs basés sur la présente invention sont couplés à des susceptances non-résonantes, comme décrits par exemple par Amari dans Singlets, Cascaded Singlets, and the Non-Resonnating Node Mode/. or Advanced Modular-Design of Elliptic Filters, complètent les types d'architectures basées sur le résonateur de l'invention. 25 Ces variations d'architectures permettent l'ajout de zéros de transmission qui améliorent la réjection des filtres en dehors de la bande passante ou lissent le retard de groupe d'un filtre afin de limiter la dispersion. La FIG.3 montre le tracé physique d'un filtre passe-bande correspondant au diagramme équivalent-circuit de la FIG.2. Le filtre diélectrique de la FIG.3 est une structure de second ordre 30 composée de 2 résonateurs selon un mode de réalisation de l'invention. Comme application possible de l'invention, la FIG.3 illustre une réalisation se présentant sous forme de composant monté en surface (CMS) d'un composant passif construit à partir du résonateur de la FIG.1. Le 2939270 -21- filtre passe-bande 300 comprend les résonateurs bi-modes 302 et 304 dont chacun est réalisé à partir de lignes interdigitales couplées transversalement situées sur les 2 couches métalliques 303 et 305, elles-mêmes séparées par une couche diélectrique organique fine à haute constante diélectrique 306. Ce matériau fin est de préférence un stratifié complètement traité afin que sa 5 faible épaisseur ait une tolérance élevée. Le matériau peut être un composite de PTFE, une résine ou un polyimide chargé en matériau céramique, ferroélectrique ou para-électrique mais n'est pas limité à ces hybrides. Les terminaux à la masse 308, 308a, 308b et 308c sont reliés aux blindages de masse latéraux 310 et 310a mais peuvent aussi être connectés à des plans de masse coplanaires, situés en couche interne ou sur les faces supérieure et inférieure 312 et 312a et reliés 10 par des trous d'interconnexion traversants métalliques ou d'autres techniques comme les vias aveugles, enfouis ou les micro-vias. Du fait que les 2 résonateurs sont très proches l'un de l'autre, le couplage électromagnétique peut être utilisé pour coupler les 2 résonateurs et éviter ainsi tout autre circuit externe, ce qui gagne de la place et ne nécessite pas de composant ou couches supplémentaires. Les résonateurs bi-modes 15 décrits dans cette invention permettent un couplage magnétique au premier mode de résonance étant donné que les lignes sont plus petites qu'un quart d'onde en longueur électrique. La pente de susceptance des résonateurs bi-modes au premier mode de résonance est très importante, augmentant les couplages dans le filtre le rendant plus compact. Les possibilités de couplage du filtre et de géométrie des résonateurs ne sont pas limitées à une 20 simple interaction électromagnétique des lignes comme expliqué précédemment. Nous pourrions lier les résonateurs entre eux à n'importe quel point situé entre les extrémités ouvertes et court-circuitées des lignes. Ceci donne un couplage magnétique d'autant plus fort que le point de captage est éloigné de la masse. Des capacités en plaques parallèles ou interdigitées, formées par des structures attachées aux extrémités ouvertes des 2 résonateurs, qui se recouvrent ou se 25 côtoient, peuvent donner du couplage électrique. Le couplage entre des tronçons de lignes, ouverts ou court-circuités, attachés aux extrémités ouvertes des 2 résonateurs, peut donner un couplage magnétique, électrique ou une combinaison des deux. Dès lors que le concepteur ajoute une susceptance supplémentaire créée par les tronçons de lignes court-circuités ou les capacités court-circuitées, il doit veiller à maintenir la fréquence de 30 résonance souhaitée pour le résonateur résultant de ces modifications. Un mélange entre un couplage magnétique et électrique conduit à un couplage dépendant de la fréquence qui s'élimine 2939270 - 22 - à une fréquence particulière créant ainsi un zéro de transmission avant ou après la bande passante. Les électrodes de blindage du dessus et du dessous 312 et 312a sont respectivement placées sur des couches diélectriques organiques 314 et 316 qui prennent en sandwich la couche de stratifié 5 organique 306. Dans ce mode de réalisation de l'invention, les électrodes de blindage du dessus et du dessous 312 et 312a sont connectées entre elles grâce aux plaques de blindage latérales 310 et 310a mais peuvent aussi être connectées par des trous métallisés traversants ou une combinaison de vias dans leurs diverses formes (borgnes, enterrés, micros). Les couches diélectriques 314 et 316 peuvent être des stratifiés organiques nus ou revêtus d'une 10 face de cuivre, comme des composites PTFE, LCP ou tout autre matériau diélectrique adapté, à faibles pertes, dont la constante diélectrique est plus faible et l'épaisseur plus forte que celles de la couche 306. Le milieu stripbande non-homogène créé de ce fait est la cause du fort couplage qui avantage les résonateurs bi-modes en taille et en perfonnance. Les entrées 318, 318a et la sortie 320 du filtre sont couplées au filtre en captant les résonateurs 15 pour des raisons d'adaptation d'impédance. Alors que cette méthode permet au filtre de conserver une taille minimale nous aurions aussi pu utiliser un couplage par éléments localisés, lignes couplées ou tronçons de lignes. Dans un mode de réalisation de l'invention, un côté du filtre est piloté en différentiel et l'autre en asymétrique mais nous pourrions aussi avoir toute autre combinaison possible. Le premier mode de résonance du résonateur bi-mode est le mode 20 différentiel. Pour ce mode de fonctionnement, le filtre a le même comportement que les entrées et sorties soient pilotées en différentiel ou non. Les entrées/sorties du filtre sont connectées aux plages d'accueil du composant monté en surface grâce aux trous métallisés traversant 322, 322a et 322b ou une combinaison de vias dans leurs diverses formes (borgnes, enterrés, micros). Nous pouvons facilement généraliser l'intégration de ces composants passifs dans des System-in- 25 package, BGA, ou tout autre type d'encapsulation en connectant les entrées sorties du filtre aux plages d'accueil de câblage de la couche supérieure, aux billes de la couche inférieure ou à tout autre type de circuit. La fabrication d'un filtre selon cette invention est expliquée ci-dessous en référence aux schémas de la FIG.4. La première étape consiste à sélectionner correctement le matériau organique 30 central. Nous commençons le procédé de fabrication avec un matériau fin, revêtu sur les 2 faces et à haute constante diélectrique. Le revêtement peut être recuit �roll-annealed �, déposé par 2939270 -23- oxydoréduction � electro-less plated �, déposé sous vide � vacuum deposited �, ou réalisé par toute autre procédé conduisant à des surfaces de cuivre très douces. La couche organique de départ peut être nue, ou revêtue sur une seule face mais l'option du revêtement double face à feuilles plates nous permet d'éviter tout problème de rugosité du métal qui impacte les pertes 5 dans les conducteurs. Selon un mode de réalisation de l'invention, les résonateurs bi-modes et les filtres qui en découlent ne nécessitent pas de perçage pour créer des connexions entre les 2 couches métalliques. Retirer cette étape économise de l'argent et de l'espace; cela permet éventuellement de sélectionner un matériau qui pouvait s'avérer fragile lors de perçages laser. Maintenant, des architectures plus complexes de systèmes ou de filtres peuvent toujours 10 nécessiter la sous-étape de perçage laser. L'étape suivante consiste à la métallisation du stratifié central. La formation du circuit peut se faire se utilisant des procédés additifs, serai-additifs, substractifs. L'impression et la gravure créent les motifs et la géométrie du dispositif. Les technologies actuelles d'imagerie laser directe, de photolithographie ligne fine et d'inspection optique automatique aident à créer des géométries 15 avec des espaces entre lignes sous les 15 microns et de très hautes tolérances d'alignement entre les couches qu'il n'est pas possible d'obtenir avec les procédés de sérigraphie. Une fois les motifs métalliques définis, on procède à l'empilement des 3 couches diélectriques ensemble. Les couches diélectriques supérieure et inférieure, qui peuvent être nues ou revêtues sur une face, prennent en sandwich la couche fine centrale. La quatrième étape consiste à réaliser 20 les connections métalliques internes et externes. Selon un mode de réalisation de cette invention, les terminaux CMS, les connexions de masse et du signal peuvent être réalisées par des trous métallisés traversants percés mécaniquement. Le blindage de côté peut être réalisé de manière différente ; des tranchées latérales pouvant aussi être réalisées par sciage. Tous les trous obtenus sont alors recouverts de cuivre par cuivrage chimique, brumisation, ou toute autre méthode 25 adaptée de dépôt. Ensuite, on réalise la métallisation des couches supérieure et inférieure comme indiqué dans l'étape 5. Les étapes de galvanoplastie et de gravure directe créent les surfaces des couches externes, les plages d'accueil CMS. Un vernissage de finition, utilisant des méthodes de dépôt chimique, d'étain par immersion, de brasure ou tout autre procédé adapté, aide à protéger les conducteurs du filtre, alors qu'un certain nombre de couches de protection peuvent aussi être 30 ajoutées, telles que anti-soudure ou photosensible pour les billes de soudure par exemple. Alors que le métal mentionné tout au long de cette description est du cuivre, il est aussi possible d'utiliser de l'aluminium, du molybdène, ou tout autre métal. Des étapes supplémentaires dans le 2939270 - 24 - procédé de fabrication peuvent être envisagées; dans le cas où un system-in-package nécessite un capot moulé sur la couche supérieure, le transfert de moulage, le �dam-and-fill �, ou tout autre méthode adaptée pour vernir le composant passif intégré, peuvent être utilisés. Le procédé de séparation, utilisant une scie ou une lame chaude, complète le procédé global avant le test final et 5 le contrôle. La méthodologie de conception des filtres est ici expliquée et en référence à la FIG.5. Partant du modèle passe-bas de la réponse d'un filtre de type elliptique optimum ou Chebichev généralisé, nous pouvons tracer les réponses en transmission (S21) et en réflexion (S11) à partir de la connaissance de l'ordre du filtre, de l'ondulation dans la bande et du positionnement des 10 fréquences normalisées représentant les zéros de transmission finis. Un simple algorithme récursif aide à déterminer les fréquences normalisées des zéros de réflexion d'un filtre de Chebichev généralisé qui permet la meilleure réjection hors bande pour une ondulation donnée dans la bande donnée et d'avoir des zéros de transmission finis. Pour une valeur donnée des pertes par réflexion, connaissant la position des zéros de transmission et de 15 réflexion, on obtient les coefficients de répartition S21 et S 1 1. Ces informations peuvent être tracées pour le modèle passe-bas et pour son équivalent passe-bande étant donnés les bords de la bande passante et une transformation par projection. Les résonateurs dual-modes de cette invention ont une résonance basse fréquence se comportant quasiment comme l'agencement en parallèle d'une capacité et d'une inductance ce qui nous 20 amène à utiliser la transformation standard entre un passe-bas et un passe-bande. H' () F~31~' *(110 w ),wO=v!W1*w2 FB 11'2 - 11)O Pour un ordre de filtre et une valeur de pertes par réflexion donnés, le concepteur peut modifier la position des bords de la bande passante du filtre et des zéros de transmission finis jusqu'à ce 25 que les coefficients de répartition (s-parameters) le satisfassent. 2939270 -25- L'étape suivante est de déterminer les valeurs des matrices générales de couplage du filtre que nous voulons implémenter. Les valeurs de la diagonale sont liées aux point nodaux du filtre comme la source, la charge, les susceptances de non-resonance et les résonateurs; les filtres asynchrones auront différentes valeurs pour différents résonateurs. Les autres valeurs de la 5 matrice de couplage sont les couplages entre la source, la charge, les points nodaux non résonants et les résonateurs. Ces valeurs sont à 0 si il n'y a pas de couplage et sont non nulles si un couplage existe. Les coefficients de répartition (s-parameters) peuvent être déterminés par l'inverse de la matrice générale de couplage. Dès lors que nous connaissons la position des zéros de transmission, des zéros de réflexion et des 10 bords de bande, nous pouvons calculer l'optimisation de la matrice de couplage avec la fonction d'erreur suivante: s" E 1E où fi sont les fréquences des zéros de transmission normalisés, fj sont les fréquences des zéros de réflexion normalisés et s liée à la perte par réflexion RL aux bords de bande par l'équation 15 suivante : iii lO On peut facilement vérifier si l'optimisation convergera ou non: un déterminant de la matrice de couplage est un polynôme dont les racines sont les zéros de transmission. Commencez l'optimisation avec toutes les valeurs non nulles de la matrice de couplage égales à 1. Quand 20 l'optimisation a convergé, les valeurs finales non nulles sont les couplages normalisés et les décalages de fréquence du modèle passe-bas. Pour obtenir les couplages correspondants du filtre passe-bande, tels que le couplage externe Qe et le couplage inter résonateur k, nous devons ajuster les couplages en utilisant la pente de susceptance des résonateurs et la largeur de bande fractionnelle du filtre. 25 La troisième étape consiste à réaliser des simulations électromagnétiques du filtre. Nous pouvons engager des simulations successives avec 2 résonateurs activés pour déterminer Qe et k, sachant 2939270 - 26 - que tous les autres résonateurs non utilisés du filtre sont reliés à la niasse. Les livres regorgent d'exemples sur la manière de calculer k et Qe en utilisant le retard de groupe, les annulations de phases, ou séparations entre résonances. On connaît moins le fait que l'ensemble de la matrice de couplage peut être calculé à partir d'une 5 unique simulation électromagnétique en utilisant les logiciels adéquates d'identification de système actuellement à disposition. L'extraction du modèle rationnel permet de passer des coefficients de répartition à la matrice générale de couplage en une seule étape quelque soit l'ordre du filtre permettant ainsi d'économiser du temps dans la mise au point du filtre. 10 VI) Exemples Exemple 1 Un filtre d'ordre 3 utilisant uniquement le couplage électromagnétique a des géométries très simples. Nous avons déjà mentionné le fait que, pour le mode de résonance bas, le couplage est magnétique car les lignes de transmission sont plus courtes que le quart d'onde. Des couplages 15 magnétiques entre résonateurs tendent à afficher une pente plus agressive après la bande passante. Dans beaucoup de cas empruntés à l'industrie des télécommunications RF tels que les réjections des filtres Bluetooth, WLAN 802.11b/g ou WiMAX, on a besoin d'un profil très abrupte avant la bande passante. Ceci peut être atteint avec la bonne valeur de couplage non-adjacent dans une architecture à trois résonateurs. 20 Voici la matrice de couplage pour un filtre asynchrone du troisième ordre avec une bande passante de 2,3GHz à 2,7GHz et un zéro de transmission avoisinant les 1,9GHz pour retirer les interférences du réseau cellulaire jusqu'à 1,98GHz. /0.0649 0.8372 0.2947v ,AJ1= 0.8372 -0.3218 0.8372 0.2947 0.8372 0.0649/ avec qel=qe3=1,1282 2939270 - 27 - La FIG.6 représente une vue 3D du filtre organique passe-bande basé sur des résonateurs bimodes selon un mode de réalisation de l'invention et caractérisé par la matrice de couplage M1 ci-dessus. Le filtre 600 comprend 3 résonateurs bi-modes 602, 604 et 606 qui sont couplés magnétiquement les uns avec les autres. Les résonateurs bi-modes sont construits à partir de 5 lignes interdigitées couplées transversalement de part et d'autre d'une couche diélectrique 616 dans un empilement stripline non-homogène de 4 couches métalliques et de stratifiés organiques. Les autres stratifiés 618 et 620 séparent les résonateurs des électrodes de masse supérieure et inférieure, elles-mêmes reliées au blindage latéral, apportant un référencement à la masse pour les 4 terminaux 622, 622a, 622b et 622c. 10 La symétrie par rapport au plan 608 permet au concepteur du filtre de piloter en différentiel les entrées et/ou sorties du filtre. Dans cet exemple, l'entrée est différentielle avec les lignes d'entrées 610 et 612 tandis que la sortie est asymétrique avec la ligne de sortie 614. La géométrie présentée fournit à la fois la symétrie nécessaire et un fort couplage non-adjacent entre résonateurs pour former un triplet avec un zéro de transmission avant la bande passante. C'est la 15 seule géométrie pouvant le faire par un simple couplage électromagnétique entre les lignes de transmission. Nous avons besoin d'un trou métallisé traversant 624 pour relier le résonateur interne à la masse. On pourrait ajouter des tronçons de bande shuntés ou des capacités supplémentaires afin de créer un couplage non-adjacent tout en gardant la symétrie du filtre. Un zéro de transmission avant la bande passante est possible pour un filtre d'ordre inférieur ayant un 20 couplage inter-résonateurs dépendant de la fréquence et s'annulant avant la bande passante. La performance du filtre est indiquée en FIG.7 à la fois pour le mode différentiel et pour le mode commun de 1 à 18 GHz. Ceci permet de visualiser la très grande séparation des 2 modes de résonance obtenue grâce au fort couplage utilisé pour créer les résonateurs bi-modes. Les dimensions réelles de ce filtre sont : I.3x1.lmm. Exemple 2 : Un exemple très similaire avec ce filtre du troisième ordre ayant une bande passant de [2,37GHz à 2,53GHz] et un zéro de transmission aux alentours de 2,1 GHz afin de retirer les interférences proches comme celles des fréquences du Wideband CDMA jusqu'à 2,17GHz. 25 2939270 -28- Sa matrice de couplage pour une implémentation asynchrone est : 0.0433 0.9193 0.1834\ 0.9193 -0.1919 0.9193 0.1834 0.9193 0.0433/ avec qel=qe3 = 1,0042 La FIG.8 représente une vue 3D du filtre organique passe-bande 800 basé sur des résonateurs bi- 5 modes selon un mode de réalisation de l'invention et caractérisé par la matrice de couplage M2. Le filtre 800 comprend 3 résonateurs bi-modes 802, 804 et 806 qui sont couplés magnétiquement les uns avec les autres. Les résonateurs bi-modes sont construits à partir de lignes interdigitées couplées transversalement de part et d'autre d'une couche diélectrique 814 dans un empilement stripline non-homogène de 4 couches métalliques et de stratifiés organiques. Les autres stratifiés 10 812 et 816 séparent les résonateurs des électrodes de masse supérieure et inférieure. La différence à mentionner est que le filtre n'est pas piloté en différentiel et de ce fait, il n'y a pas besoin de symétrie dans la conception. Cette contrainte en moins permet au concepteur d'avoir plus de liberté dans les géométries tout en conservant les couplages inter-résonateurs nécessaires incluant le fort couplage entre résonateurs non-adjacents. Dans le filtre 800 cet avantage est 15 exploité pour réaliser un filtre ne nécessitant aucune connexion entre les couches. Le seul perçage ou sciage nécessaire est pour les tranchées qui accueilleront les plans 818 et 820 du blindage latéral sur lesquels viendront se connecter les points à la masse : 822, 822a, 822b, 822c, 822d et 822e. Selon les besoins du système, les terminaux asymétriques 808 et 810 peuvent aussi être reliés à d'autres couches métalliques. Au-delà d'un petit avantage au niveau du coût, le fait 20 de n'avoir plus besoin de connexion entre les couches impacte très favorablement les dimensions finales du filtre car le trou, la pastille et l'espacement imposé des vias, ont des tailles du même ordre que les lignes de transmission utilisées. La performance du filtre est indiquée FIG.9. Le tracé montre clairement que le second mode de résonance est très éloigné à cause du fort couplage utilisé pour créer les résonateurs bi-modes. 25 Les dimensions réelles de ce filtre sont : 1.3x1.Imm. Exemple 3 : Un filtre de second ordre peut générer un zéro de transmission en ayant un couplage dépendant de la fréquence qui s'annule à une fréquence bien choisie. Une manière simple de réaliser cela est de mélanger couplage magnétique et couplage électrique. Le couplage magnétique vient du champ électromagnétique entre les résonateurs. La manière la plus simple de créer un couplage électrique est de le faire via un couplage capacitif entre plaques parallèles. Maintenant, si l'on souhaite éviter d'utiliser des vias entre les couches pour réduire les coûts de fabrication en enlevant l'opération de perçage et pour réduire l'espace, étant données les dimensions imposées autour des vias, on peut implémenter un couplage capacitif utilisant une capacité interdigitée. La FIG.10 représente une vue 3D du filtre organique passe-bande 1000 basé sur des résonateurs bi-modes selon un mode de réalisation de l'invention. Les capacités interdigitées 1002 et 1004, combinées au couplage magnétique entre les résonateurs bi-modes 1006 et 1008, créent un couplage dépendant de la fréquence. La fréquence à laquelle ce couplage s'annule est un zéro de transmission fini. Il peut être positionné avant ou après la bande passante. Le présent mode de réalisation de l'invention montre une architecture asymétrique avec l'entrée 1010 et la sortie 1012 raccordées à leur résonateur respectif 1006 et 1008. La symétrie du tracé offre la possibilité de piloter en différentiel l'entrée et/ou la sortie. Les FIG. I l et 12 montrent les perfonnances de filtres avec une telle géométrie et des fréquences centrales positionnées respectivement à 3,5GHz et 5,5Ghz. Le zéro de transmission fini est choisi pour être placé avant la bande-passante. Dans le cas du 5,5GHz, on doit réduire non seulement les longueurs des résonateurs mais aussi, dans le même ordre de grandeur, la taille de la capacité interdigitée entre les résonateurs. Les dimensions réelles de ce filtre pour un fonctionnement à 3.5GHz sont : 1.2x0.8mm Exemple 4 : La présente invention ne se limite pas à des filtres passe-bande et des filtres balun mais couvre aussi tout dispositif passif intégré parmi lesquels les multiplexeurs. - 29 - 2939270 -30- La possibilité d'avoir un écartement des modes différentiels et communs sur une très large bande grâce au fort couplage entre les lignes interdigitées couplées transversalement dans un milieu organique non-homogène et la possibilité d'avoir les entrées et sorties du filtre pilotées en différentiel, sans impact sur la performance au mode de résonance bas des résonateurs décrits 5 dans cette invention, simplifie les architectures des multiplexeurs dans des stratifiés organiques multicouches. Pour des filtres différentiels, il n'y a pas besoin de retirer les parasites des résonances en mode commun du fait qu'elles sont très éloignées des bandes passantes considérées. Le multiplexeur 1300 de la FIG.13 est un mode de réalisation d'une telle architecture selon la 10 présente invention. Les filtres 1302, 1304 et 1306 ont leurs entrées respectives 1310, 1312 et 1314 pouvant être pilotées soit en différentiel soit en asymétrique; la symétrie de la géométrie du filtre assure une bonne performance en différentiel. Les fréquences centrales du filtre sont 2,5GHz, 3,5GHz et 5,5GHz. Les filtres sont connectés en parallèle à une sortie commune 1308. Pour obtenir cela, les sorties du filtres doivent être transformées par un composant série à haute 15 réactance. Alors qu'une petite capacité fait l'affaire, 1316 pour le filtre haute fréquence 1306, les filtres basse-fréquences 1302 et 1304 nécessitent respectivement les lignes à haute impédance 1318 et 1320. Plus l'impédance est haute, plus les lignes sont courtes. C'est pourquoi les procédés d'imagerie laser directe, de photolithographie � fine-line � dans l'industrie PCB avec des largeurs de lignes de plus en plus fines, combinés à une bonne séparation avec la masse dans un milieu 20 non-homogène, aident énormément à l'implémentation de lignes hautes impédances, pour la transformation de réactance lors des conceptions de multiplexeurs. La conception globale du filtre prend en compte les composants série de transformation de réactance pour garantir de bonnes performances dans la bande passante tout en maintenant une faible susceptance hors de la bande nécessaire aux connexions en parallèle des filtres. La 25 performance d'une telle architecture est montrée sur la FIG.14. Exemple 5 : Cet exemple est un filtre de second ordre possédant 2 zéros de transmission grâce au couplage non-adjacent impliquant les noeuds non-résonants du filtre. Dans ce modèle nodal non-résonant, la source est directement couplée à la charge. 2939270 -31- La FIG.15 montre une vue tridimensionnelle du filtre organique passe-bande du second ordre 1500 basé sur des résonateurs bi-modes selon un mode de réalisation de l'invention. 2 résonateurs bi-modes 1502 et 1504 sont couplés ensemble par leurs champs électromagnétiques. 2 capacités à plaques parallèles 1506 et 1508 sont des éléments de couplage localisés entre la 5 source et la charge avec leur résonateur adjacent respectif L'effet capacitif du champ marginal, présent dans la région 1510 entre la source et la charge, est le quatrième couplage présent dans le filtre et est à l'origine des zéros de transmission finis que nous pouvons observer. Le nombre et le signe des couplages choisis ici positionnent un zéro de transmission de chaque côté de la bande passante. La géométrie du filtre ne nécessite aucun via, économisant ainsi espace et coût, 10 étant donné que le blindage latéral fournit aux résonateurs la référence de masse. La performance du filtre est montrée sur la FIG. 16. Le tracé en rouge indique le comportement en réflexion du filtre. Le tracé en bleu indique le comportement en transmission du filtre dans le cas où il n'y a pas de couplage de la source à la charge. Le tracé en rose indique le comportement en transmission du filtre avec couplage (modèle nodal non-résonant) : dans ce cas, 2 zéros de 15 transmission apparaissent. Les dimensions réelles de ce filtre sont : l .4x0.8mm. Ceci conclut la description des filtres conçus selon un mode de réalisation de la présente invention. Toutefois, les experts en la matière apprécieront le fait que les enseignements formulés dans cette invention s'appliquent littéralement aux autres composants passifs intégrés, 20 aux modules bâtis à partir de combinaisons de ces composants passifs intégrés, en lien ou non à plus de topologies standards RF et microondes, tels que les filtres localisés, les baluns Marchand, les coupleurs ou tout autre circuit de traitement du signal. Le milieu strip-line non-homogène à 4 couches métalliques décrit dans ce document peut évidemment être généralisé à un milieu comptant plus de couches, où les couches 25 supplémentaires peuvent être utilisées pour plus de séparation entre les électrodes supérieure et inférieure, pour le routage du système, pour reporter des composants sur les couches supérieure et inférieure ou toute autre fonction nécessitant d'être embarquée dans le substrat organique. 2939270 - 32 - ANNEXE : références bibliographiques Références des brevets US : US 6,987,307 US 6,900,708 US 7,068,124 Références des brevets européens: 5 EP 1 731 006 Autres publications: Hong J.S. and Lancaster M.J., "Microstrip Filters for RF/Microwave Applications", Wiley-Interscience, 2001 Mongia R., Bahl I, and Bhartia P., "RF and Microwave Coupled-Lino Circuits", Artech House, 10 1999 Awai I., "Artificial Dielectric Resonators for Miniaturized Filters" IEEE Microwave Magazine, October 2008 Wada K. et al., "A Compact Mutilayered Balanced Filter using Resonators based on Interdigital);-Coupled Lines", Proceedings of Asia-Pacific Microwave Conference, 2006 15 Awai I. et al., "Broadside-Coupled Interdigital Resonators", IEICE General Meeting, 2005 Levy R., "Synthesis oflnhomogeneous distributed networks", European Microwave Conference, 1984 Allen J.L., "Inhomogeneous Coupled-Lise Filters with Large Mode-Velocity Ratios", IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 1974 20 REVENDICATIONS1) Module de traitement du signal pour applications sans fil caractérisé en ce qu'il comporte: deux lignes de transmission à couplage transversal et interdigité (12, 14) imprimées sur chaque côté d'une couche diélectrique organique (16) ayant une constante diélectrique élevée, supérieure à 10 et une épaisseur inférieure à 25 microns, où deux terminaux (30, 32) sont ouverts et les deux autres (26, 28) sont reliés à la masse; deux électrodes de blindage (18, 20) séparées des lignes de transmission mentionnées précédemment par deux couches diélectriques organiques (22, 24) ayant une constante diélectrique inférieure à 5 et une épaisseur supérieure à 50 microns; ces couches sont empilées de manière à prendre en sandwich la couche diélectrique la plus fine, créant un environnement de lignes bandes (on utilisera l'appellation "stripline" dans la suite du document) non homogène et choisies telles que les deux lignes de transmission interagissent l'une sur l'autre de manière à former un résonateur bi-mode, où le second mode de résonance se trouve à une fréquence supérieure à trois fois celle du premier mode de résonance. 2) Module selon la revendication 1 caractérisé en ce qu'il comprend deux lignes de transmission aux propriétés ci-dessous : • Les lignes sont décalées l'une par rapport à l'autre et/ou • Les lignes ne sont pas droites et/ou • Les lignes forment des méandres et/ou • Les lignes ne sont pas identiques en longueur électrique et/ou • Les lignes n'ont pas une largeur uniforme et/ou • Les lignes présentent un couplage non uniforme L'une ou/et l'autre ligne est/sont connectée(s) : • à des tronçons de lignes shuntés qui sont reliés à la masse ou laissés ouverts ou • à des capacités reliées à la masse Les terminaux reliés à la masse le sont selon plusieurs méthodes possibles. Ils sont reliés: 2939270 -34 • à un plan de masse coplanaire enfoui et/ou • au blindage latéral et/ou • à des trous traversant métallisés et/ou • à des vias quelque soit leur forme (borgnes, enfouis ou micro-vias) 5 3) Module de traitement du signal pour applications sans fil caractérisé en ce qu'il comporte: deux ou plusieurs modules selon la revendication 1 ou la revendication 2, agissant les uns sur les autres au moyen de couplage : • électromagnétique et/ou • couplage de lignes captées "tapped-line" et/ou 10 • couplage d'éléments localisés et/ou • couplage de lignes couplées et/ou un ou plusieurs des modules selon la revendication 1 ou la revendication 2 est/sont couplé(s) à une source et une charge, qui sont, soit différentielles, soit asymétriques (�single-ended �), au moyen de : 15 • couplage de lignes captées "tapped-line" et/ou • couplage d'éléments localisés et/ou • couplage de lignes couplées L'ensemble des couplages crée un filtre basé sur des résonateurs bi-modes. 20 4) Module selon la revendication 3, caractérisé en ce que les résonateurs bi-modes (302, 304) présentent une symétrie permettant à au moins l'un d'entre eux d'être piloté de manière différentielle, créant un filtre balun basé sur des résonateurs bi-modes. 5) Module selon la revendication 3, caractérisé en ce que le couplage entre les résonateurs 25 bi-modes (302, 304) est basé seulement sur l'interaction des champs électromagnétiques, où la source et la charge sont couplées au filtre en captant les résonateurs, et les terminaux (308, 308a, 308b, 308c), reliés à la masse, sont connectés à des faces isolantes 2939270 -35 sur deux côtés (310, 310a); il en résulte une géométrie de filtre haute fréquence simple, compacte, et ne nécessitant aucun via dans sa réalisation. 6) Module selon la revendication 3, caractérisé en ce que les résonateurs bi-modes (602, 5 604, 606) présentent une symétrie permettant à l'un d'entre eux d'être piloté de manière différentielle, où le couplage entre les résonateurs est basé uniquement sur l'interaction des champs électromagnétiques; il en résulte un "triplet" très compact, qui a un zéro de transmission à une fréquence finie avant la bande passante. 10 7) Module selon la revendication 3, caractérisé en ce que le couplage entre les résonateurs bi-modes (802, 804, 806) est basé uniquement sur l'interaction des champs électromagnétiques, et les terminaux reliés à la masse sont connectés à des faces isolantes sur deux côtés (818, 820); il en résulte un � triplet � très compact, qui a un zéro de transmission à une fréquence finie avant la bande passante et qui ne nécessite aucun via 15 dans sa réalisation. 8) Module selon la revendication 3, caractérisé en ce que le couplage entre les résonateurs bi-modes (1006, 1008) est une combinaison de couplages électriques et magnétiques dépendants de la fréquence, de telle sorte que l'on obtienne un zéro de transmission à une 20 fréquence finie avant ou après la bande passante; la combinaison d'une capacité interdigitée ou d'un couplage par tronçons de ligne ouverts, avec le couplage de champs électromagnétiques, permet de réaliser un tel filtre de manière très compacte et sans via. 9) Module selon la revendication 8, caractérisé en ce que les résonateurs bi-modes 25 présentent une symétrie permettant à au moins l'un d'entre eux d'être piloté de manière différentielle, créant un filtre balun. 10) Module selon la revendication 3, caractérisé en ce que la source, la charge, ou une susceptance non résonante sont couplées à plus d'un résonateur bi-mode, ou en ce que la 30 source est couplée directement à la charge créant un modèle nodal non résonnant. 2939270 - 36 ù 1l) Module de traitement du signal pour applications sans fil caractérisé en ce qu'il comporte deux modules ou plus (1302, 1304, 1306) basés sur les revendications 3 à 10; pour chacun de ses modules, le couplage à la charge consiste en un élément en série à forte 5 réactance, tel qu'un circuit à lignes couplées ayant une grande impédance "impaire", une ligne de transmission (1318) à forte impédance caractéristique, ou un circuit à faible capacitance (capacité à plaques parallèles (1316), capacités interdigitées, "gap capacitor "); tous ces modules sont connectés en parallèle à une charge commune (1308); La connexion de filtres présentant une faible susceptance hors-bande crée un 10 multiplexeur. Un ou plusieurs filtres basés sur les résonateurs bi-modes décrits dans cette invention peuvent être connecté à d'autres types de filtres. 12) Module de traitement du signal pour applications sans fil caractérisé en ce qu'il comporte un module selon la revendication 1 ou 2, où les terminaux (26, 28) auparavant reliés à la 15 masse sont désormais laissés ouverts, créant un résonateur en série qui a pour entrée un terminal (30) et pour sortie un terminal (32); cet arrangement permet de réaliser une capacitance de découplage en série, qui est très compacte. 13) Module de traitement du signal pour applications sans fil caractérisé en ce qu'il comporte 20 un module selon la revendication 1 ou 2, où les terminaux (26, 28) auparavant reliés à la masse sont désormais laissés ouverts, créant un résonateur shunt coupe-bande avec excitation différentielle qui a pour entrée/sortie les terminaux (50) et (52). 14) Module de traitement du signal pour applications sans fil caractérisé en ce qu'il 25 comporte un module selon la revendication 1 ou 2, où soit le terminal (26), soit le terminal (28) est désormais laissé ouvert, créant un résonateur shunt coupe-bande avec excitation asymétrique qui a pour entrée/sortie le terminal (70), un terminal de masse (72) et les deux autres extrémités des lignes de transmission sont laissées ouvertes. 15) Module de traitement du signal pour applications sans fil caractérisé en ce qu'il comporte un module selon les revendications de 1 à 14, embarqué dans un empilement de plus de 4 2939270 - 37 û couches métalliques permettant la juxtaposition de modules de traitement du signal, l'ajout de résistances embarquées, le routage vers des composants montés en surface.