Brevet FR2933540A1 — publié le 20100108

B8833 - 07-T0-380 1 COUPLEUR DIRECTIF INTÉGRÉ Domaine de l'invention La présente invention concerne de façon générale l'industrie électronique et, plus particulièrement les systèmes d'émission/réception radiofréquence. L'invention concerne plus précisément un coupleur directionnel et ses applications. Exposé de l'art antérieur Un coupleur est généralement utilisé pour prélever une partie de la puissance présente sur une ligne de transmission dite principale ou primaire, vers une autre ligne, dite couplée ou secondaire, située à proximité. Les coupleurs se répartissent en deux catégories selon qu'ils sont constitués de composants passifs discrets (on parle alors de coupleurs à éléments localisés) ou de lignes conductrices proches l'une de l'autre pour être couplées (on parle alors de coupleur à lignes distribuées). L'invention concerne la deuxième catégorie de coupleurs. Dans de nombreuses applications, on a besoin de pré-lever une partie de puissance transmise sur une ligne, par exemple, pour contrôler la puissance d'un amplificateur dans un circuit d'émission, pour contrôler la linéarité d'un amplificateur d'émission en fonction des pertes liées à la réflexion d'une antenne, pour adapter dynamiquement une antenne, etc. B8833 - 07-T0-380 2 Un coupleur se définit, entre autres, par sa directivité qui représente la différence en puissance (exprimée en dB) entre les deux ports d'accès de sa ligne couplée ou secondaire. En théorie, un coupleur idéal présente une directivité infinie, c'est-à-dire qu'aucune puissance n'est présente sur le port de sa ligne secondaire située en regard du port de sortie de sa ligne principale quand un signal circule sur cette ligne principale du port d'entrée vers ce port de sortie. En pratique, un coupleur est dit directionnel quand sa directivité est suf- fisante (typiquement supérieure à +20 dB) pour que les puissances récupérées sur les ports d'accès de sa ligne secondaire permettent de distinguer le sens de circulation de la puissance dans sa ligne principale. Quand les deux ports de la ligne secondaire du coupleur peuvent être utilisés pour avoir simultanément l'information de puissance, le coupleur est dit bidirectionnel. Dans ce cas, les ports d'entrée et de sortie respectifs de la ligne principale et de la ligne secondaire peuvent être inversés. Si tous les ports sont parfaitement adaptés (typiquement à 50 ohms), aucune réflexion parasite ne se produit et le coupleur fonctionne de façon idéale. Une telle adaptation parfaite ne peut malheureusement pas être obtenue en pratique. En particulier, le port de sortie (typiquement auquel est connectée une antenne) est susceptible de subir des modifications d'impédance même en temps réel sous l'effet de modifications de l'environ- nement de l'antenne. Ces modifications engendrent des réflexions parasites, d'où des pertes en réflexion (return loss) dont il est souhaitable de tenir compte dans la chaîne d'émission. Un défaut de directivité du coupleur nuit à la précision des mesures d'une désadaptation du port de sortie de la ligne principale. Or, cette désadaptation est un critère important de la transmission. Les pertes en réflexion sont évaluées sur un des ports de la ligne secondaire du coupleur. Leur mesure sert, par exemple, à modifier les paramètres d'un réseau d'adaptation d'impédance intercalé entre la ligne principale du coupleur et l'antenne. B8833 - 07-T0-380 3 Le signal prélevé sur la ligne secondaire est entaché d'erreurs non négligeables et n'est plus exploitable si la directivité du coupleur est inférieure à 20 dB. On ne sait alors plus contrôler l'impédance de sortie du coupleur, donc corriger les pertes en réflexion. Pour remédier à un éventuel défaut d'adaptation du port de la ligne secondaire du coupleur sur lequel est prélevée l'information, on équipe parfois les extrémités de la ligne secondaire d'atténuateurs. Ces atténuateurs n'ont aucun effet sur la directivité elle-même du coupleur. Résumé Il serait souhaitable d'améliorer la directivité d'un coupleur afin de pallier tout ou partie des inconvénients des coupleurs usuels. Il serait également souhaitable d'éviter le recours à des atténuateurs sur la ligne secondaire. Pour atteindre tout ou partie de ces objets ainsi que d'autres, il est prévu un coupleur directif en lignes distribuées comportant une première ligne conductrice destinée à véhi- culer un signal à transmettre entre des première et deuxième bornes ; une deuxième ligne conductrice, couplée à la première et dont une des extrémités est destinée à fournir, sur une troisième borne, une information relative à un signal réfléchi sur la deuxième borne ; et un circuit d'adaptation d'impédance, inductif et/ou capacitif, intercalé entre l'autre extrémité de la deuxième ligne et une quatrième borne du coupleur. Selon un mode de réalisation du coupleur, les campo- sants du circuit d'adaptation inductif et/ou capacitif sont déterminés pour compenser, sur la troisième borne, un signal provenant de la première borne. Selon un mode de réalisation du coupleur, ledit circuit d'adaptation apporte une inductance comprise entre 0 et 35 10 nH et une capacité comprise entre 0 et 20 pF. B8833 - 07-T0-380 4 Il est également prévu un circuit d'émission ou de réception de signaux radiofréquence, comportant : au moins un amplificateur ; au moins un coupleur à circuit d'adaptation d'impé-5 dance ; et au moins un circuit de mesure d'une information pré-levée sur la troisième borne. Brève description des dessins Ces objets, caractéristiques et avantages, ainsi que 10 d'autres seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non-limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles : la figure 1 représente un exemple de coupleur usuel en lignes distribuées ; 15 les figures 2A, 2B et 2C sont des représentations schématiques du coupleur de la figure 1 illustrant son fonctionnement pour trois valeurs de directivité ; la figure 3 représente un abaque de Smith illustrant les cercles de désadaptation pour les trois exemples de direc- 20 tivité des figures 2A à 2C et quatre exemples de rapport d'ondes stationnaires ; la figure 4 représente un autre exemple de coupleur usuel en lignes distribuées ; la figure 5 représente un mode de réalisation d'un 25 coupleur ; les figures 6A et 6B sont des représentations schéma-tiques du coupleur de la figure 5 illustrant son fonctionne-ment ; les figures 7A et 7B représentent des abaques de Smith 30 correspondant aux figures 6A et 6B ; et la figure 8 est un exemple d'architecture d'une voie d'émission radiofréquence. Description détaillée De mêmes éléments ont été désignés par de mêmes réfé-35 rences aux différentes figures. De plus, par souci de clarté, B8833 - 07-T0-380 seuls les éléments utiles à la compréhension de l'invention ont été représentés et seront décrits. En particulier, les différentes exploitations possibles du signal prélevé sur la ligne secondaire du coupleur n'ont pas été détaillées, l'invention étant campa- 5 tible avec toute utilisation usuelle. La figure 1 est une vue schématique d'un coupleur en lignes distribuées. Une ligne principale 2 du coupleur 1 est destinée à être intercalée sur une ligne de transmission et comporte deux ports ou bornes IN et OUT (ou DIR) respectivement dits d'entrée et de sortie. Une ligne secondaire 3, couplée à la première, comporte deux ports ou bornes respectivement CPLD (côté borne IN), dit couplé, et ISO (côté borne OUT), dit isolé, et est destinée à véhiculer l'information proportionnelle à la puissance transmise dans la ligne 2. Les longueurs des lignes dépendent de la fréquence de fonctionnement souhaitée. Leur largeur dépend de l'impédance caractéristique recherchée. Le coupleur de la figure 1 est souhaité directif, c'est-à-dire que les signaux présents sur les ports CPLD et ISO ne présentent pas les mêmes niveaux. Un tel coupleur est toute- fois symétrique ce qui le rend bidirectionnel, c'est-à-dire que, de la même manière qu'un signal appliqué sur la borne IN est couplé sur la borne CPLD, un signal appliqué sur la borne OUT est couplé au niveau de la borne ISO. Par conséquent, une réflexion d'une antenne connectée à la borne OUT se retrouve sur le port ISO du coupleur. Dans un coupleur directif et symétrique tel qu'illustré par la figure 1, les bornes sont définies par les connexions du coupleur aux autres éléments. Les principaux paramètres d'un coupleur sont : les pertes d'insertion qui représentent la perte de transmission entre les ports d'accès (IN et OUT) de la ligne principale (les pertes d'insertion se définissent alors que les deux autres ports du coupleur sont chargés par une impédance de 50 ohms) ; le couplage qui représente la perte de transmission 35 entre le port d'entrée IN et le port couplé CPLD (le couplage se B8833 - 07-T0-380 6 définit alors que les deux autres ports OUT et ISO sont chargés par une impédance de 50 ohms) ; l'isolation qui représente la perte de transmission entre le port d'entrée IN et le port isolé ISO opposé au port couplé (l'isolation se définit alors que les deux autres ports OUT et CPLD sont chargés par une impédance de 50 ohms) ; et la directivité qui représente la différence de pertes en transmission entre les ports isolé ISO et couplé CPLD, depuis le port IN. Les figures 2A, 2B et 2C illustrent le fonctionnement du coupleur de la figure 1 dans trois exemples de situation. Dans tous ces exemples, on considère le cas d'un couplage de -30 dB, ce qui correspond à prélever, sur la ligne secondaire, 1/1000 de la puissance transmise sur la ligne prin- cipale. On suppose par ailleurs un coefficient de réflexion de l'antenne non nul. Il en découle des pertes en réflexion RL (return loss) qui attaquent le port OUT. On suppose ces pertes en réflexion de 20 dB. La mesure des pertes en réflexion exploite le couplage entre les bornes OUT et ISO et s'effectue en faisant la différence entre les signaux présents sur les ports CPLD et ISO. Aux figures, les données de fonctionnement en réflexion sont illustrées entre parenthèses. La figure 2A illustre un cas théorique de fonctionnement du coupleur où la directivité est infinie. En supposant l'entrée IN attaquée par un signal, par exemple à 0 dBm, l'information reçue sur la borne CPLD présente un niveau de -30 dBm en raison du coefficient de couplage à 30 dB. Avec des pertes en réflexion de 20 dB, l'antenne retourne un signal à -20 dBm sur la borne OUT. Comme le coupleur est symétrique, un signal sur la borne OUT est couplé sur la borne ISO avec un couplage à -30 dB (pointillés entre les ports OUT et ISO). Il en découle que le signal réfléchi présente un niveau de -50 dBm sur la borne ISO. Dans un tel cas, on voit qu'une mesure du signal sur le port ISO permet de mesurer les variations des pertes en réflexion liées à l'antenne, donc une désadaptation de l'antenne. B8833 - 07-T0-380 7 La figure 2B illustre un autre exemple selon lequel la directivité du coupleur est de 30 dB, ce qui avec un couplage de - 30 dB donne une isolation de -60 dB entre les bornes IN et ISO. En reprenant l'exemple d'un signal attaquant la borne IN avec un niveau de 0 dBm, la borne CPLD présente toujours un niveau de - 30 dBm. Avec une antenne présentant des pertes en réflexion de 20 dB, le signal qu'elle retourne à -20 dBm sur la borne OUT se retrouve encore à un niveau de -50 dBm sur la borne ISO. Toute-fois, le port ISO voit non seulement ce signal à -50 dBm, mais également un signal à -60 dBm lié à la directivité (signal d'isolation). Le signal sur le port ISO est donc parasité par la fuite de signal liée à la directivité non parfaite du coupleur. Comme cela ressortira mieux de la description de la figure 3, l'erreur potentielle de la mesure sur le port isolé va dépendre de la phase relative entre le signal issu du couplage des pertes de réflexion et le signal d'isolation. La figure 2C illustre un troisième exemple dans lequel la directivité du coupleur n'est que de -15 dB, ce qui avec un couplage à 30 dB revient à un signal d'isolation atténué de -45 dB (sur le port ISO) par rapport à celui attaquant le port IN. Avec les mêmes données que dans les exemples précédents, on obtient un signal parasite lié au défaut d'isolation d'un niveau de -45 dBm sur le port ISO. Ce signal parasite est d'amplitude supérieure au signal de -50 dBm utile à la mesure. Le signal mesuré devient donc inexploitable pour détecter un éventuel défaut d'adaptation de l'antenne. La figure 3 est un abaque de Smith illustrant l'impact de la directivité du coupleur pour différents rapports d'ondes stationnaires (Voltage Standing Wave Ratio - VSWR). La direc- tivité du coupleur conditionne, indépendamment du rapport d'ondes stationnaires, la position du cercle de désadaptation. La figure 3 représente des exemples de cercles de désadaptation pour des rapports d'onde stationnaires de 1 qui revient à un point (pas de réflexion de l'antenne), de 3 (réflexion de -6 dB) et de 10 (réflexion de -1,7 dB), pour des coupleurs ayant des direc- B8833 - 07-T0-380 8 tivités infinies (point 1-1,3, cercles 1-3c.0 et 1-10,3), de 30 dB (point 1-130, cercles 1-330 et 1-1030), de 20 dB (point 1-120, cercles 1-320 et 1-1020) et de 15 dB (point 1-115, cercles 1-315 et 1-1015). On voit que, quand la directivité devient trop faible, la mesure est entachée d'erreurs car, pour certaines phases, une mesure peut laisser croire une désadaptation (changement du rapport d'ondes stationnaires) alors que la variation provient de la directivité du coupleur. La figure 4 représente un coupleur 1' dont les ports CPLD et ISO sont chargés par des atténuateurs 4. Dans l'exemple, on suppose des atténuateurs formés de trois résistances R couplées en pi. Une première résistance R est intercalée en série à chaque extrémité de la ligne tandis que les deux autres résistances connectent les deux extrémités de la première résis- tance à la masse. Le rôle des atténuateurs 4 est de pallier à d'éventuels défauts d'adaptation sur les ports CPLD et ISO pour atténuer les réflexions parasites. Ils sont toutefois sans effet sur la directivité du coupleur. En outre, la présence d'atténuateurs sur les ports CPLD et ISO augmente le couplage, donc les pertes d'insertion. La figure 5 représente un mode de réalisation d'un coupleur 10. Cette figure est à rapprocher des figures 1 et 4. On retrouve les lignes principale 2 entre les ports IN et OUT et secondaire 3 entre les ports CPLD et ISO. Toutefois, un élément 5 d'adaptation d'impédance est intercalé entre l'extrémité 31 de la ligne secondaire 3 et le port CPLD. L'élément d'adaptation 5 est de type inductif et capacitif (LC). Dans la version simplifiée illustrée par la figure 5, il est constitué d'un élément inductif L en série avec un condensateur C entre l'extrémité 31 de la ligne 3 et le port CPLD. Le rôle de l'élément 5 est de modifier l'impédance sur le port couplé afin d'annuler le signal parasite provenant de la directivité intrinsèque du coupleur. L'ensemble coupleur réel 1/réseau 5 fonctionne alors comme un coupleur idéal 10 à directivité infinie. B8833 - 07-T0-380 9 L'élément d'adaptation 5 présente une impédance différente de l'impédance normalisée de 50 ohms et est différent d'un atténuateur qui n'apporte qu'une partie réelle à l'impédance du port couplé. L'élément d'adaptation 5 est placé sur le port opposé de celui sur lequel l'information est prélevée. Ainsi, pour mesurer les pertes en réflexion de l'antenne, la mesure est effectuée sur le port ISO et l'élément 5 est placé sur le port CPLD. Comme la directivité est liée aux performances intrin- sèques du coupleur et à sa fabrication, notamment en termes de longueur, d'espacement et de fréquence de fonctionnement, le réseau d'adaptation 5 est déterminé, de préférence, en simulation, en déterminant l'impédance à présenter sur le port couplé pour annuler un signal parasite intrinsèque du coupleur obtenu par simulation. Le signal d'isolation (entre le port IN et le port ISO), noté S2, qui est lié à la directivité intrinsèque du coupleur peut s'écrire S2 = A.cos(0 t+(p), où A désigne l'amplitude, (0 la pulsation et (p le déphasage intrinsèque apporté par la partie coupleur réel 1 entre les ports CPLD et ISO. Dans un coupleur idéal, le signal S2 est nul. La solution proposée revient à engendrer, avec le réseau d'adaptation 5, un coefficient de réflexion sur le port CPLD tel que le signal, noté S3, entre les ports CPLD et ISO compense le signal d'isolation de la partie 1. Il faut donc obtenir S3 = A.cos( t+(p+7t). En effet, l'amplitude du coefficient de réflexion doit être égale à l'amplitude du signal d'isolation S2 et sa phase doit être opposée à celle de ce signal d'isolation (corrigée du déphasage intrinsèque (p entre les bornes CPLD et ISO) . Les figures 6A et 6B sont des représentations schéma-tiques de la partie coupleur réel 1 et du coupleur complet 10 de la figure 5 illustrant la mise en oeuvre du procédé de dimensionnement de l'élément 5. Les figures 7A et 7B représentent des abaques de Smith 35 correspondant aux figures 6A et 6B. B8833 - 07-T0-380 10 La figure 6A illustre la partie 1, c'est-à-dire le coupleur 10 sans élément d'adaptation. Côté borne ISO, on retrouve non seulement les pertes en réflexion du port OUT (xdBm donnant après couplage (-x-30)dBm), mais également le signal d'isolation S2. La figure 7A illustre l'abaque de Smith correspondant. Le point 1-1x et les cercles 1-1,5x, 1-3x et 1-10x de désadaptation ont été illustrés pour des pertes en réflexion représentant des rapports d'ondes stationnaires de 1, 1,5, 3 et 10. Le point 1-1,3 rappelle le coupleur idéal. L'amplitude A correspond au module entre les points 1-1,3 et 1-1x. La phase intrinsèque cp correspond à l'angle fait par la droite reliant ces points. Les données A et cp peuvent donc être obtenues par simulation à partir des caractéristiques du coupleur nu. A par-tir des données A et cf), et connaissant la fréquence f=27t/co de fonctionnement du coupleur (par exemple, la fréquence centrale de la bande passante envisagée), on peut déterminer les valeurs à donner aux composants L et C de l'élément 5 pour qu'il engendre un coefficient de réflexion tel que le signal réfléchi S3 soit d'amplitude A et de phase cp+n. La figure 6B représente le coupleur 10 obtenu avec l'élément 5. Comme le signal parasite S2 est annulé par la réflexion S3 engendrée par l'impédance présentée sur le port couplé, la somme de ces signaux sur le port isolé ISO s'annule. Par conséquent, seul subsiste le signal utile (-x-30) dBm lié aux pertes en réflexion (x dBm) qui devient parfaitement mesurable. La figure 7B illustre l'abaque de Smith correspondant. On retrouve un point 10-1x et des cercles 10-1,5x, 10-3x et 10-10x de désadaptation correspondant à ceux d'un coupleur de directivité infinie (voir figure 3). La détermination des éléments inductifs et capacitifs du réseau d'adaptation 5, par simulation, est parfaitement compatible avec la réalisation des coupleurs sur des substrats isolants en utilisant la technologie des circuits imprimés ou intégrés. B8833 - 07-T0-380 11 La structure du circuit d'adaptation dépend des caractéristiques intrinsèques du coupleur, le circuit inductif et/ou capacitif ayant une fonction d'adaptation d'impédance à la fréquence de fonctionnement du coupleur. N'est pas considéré comme un circuit d'adaptation d'impédance, un circuit ne faisant que découpler une tension continue. A titre d'exemple particulier de réalisation, les éléments inductifs seront dans la plupart des cas compris entre 0 et 10 nH, les éléments capacitifs entre 0 et 20 pF. Il est désormais possible d'améliorer considérablement la directivité d'un coupleur ayant intrinsèquement une faible directivité. Dans une réalisation pratique, cela permet de réduire la taille du coupleur lui-même. De plus, l'adaptation en terme de directivité effective à la fréquence de fonctionnement est plus facile. En outre, il est désormais possible de tenir compte des signaux parasites éventuels rapportés lors de l'implémentation du coupleur dans son circuit d'application définitif. En effet, les simulations effectuées peuvent tenir compte de ces différents signaux parasites, ce qui constitue un avantage important par rapport au coupleur usuel. La figure 8 est un schéma blocs d'une ligne d'émission radiofréquence utilisant un coupleur 10. Le coupleur 10 inclut un réseau 5 tel que décrit ci-dessus. Un circuit 11 (SEND) d'émission envoie un signal Tx à émettre à un amplificateur 12 (PA) dont la sortie est destinée à être reliée à une antenne 13. Une ligne principale du coupleur 10 est intercalée entre la sortie de l'amplificateur 12 et l'antenne 13. Le port IN est côté amplificateur 12 tandis que le port OUT (parfois également désigné DIR), dit de sortie, est côté antenne 13. Une ligne couplée ou secondaire du coupleur 10 prélève une partie de la puissance de la ligne principale. Le coupleur 1 sert, dans cet exemple, au moins à mesurer les pertes en réflexion dans l'antenne (return loss). Cette mesure sert à détecter une désadaptation de l'antenne 13 pour asservir, par B8833 - 07-T0-380 12 l'intermédiaire d'un circuit de commande 14 (CTRL), un réseau d'adaptation d'impédance 15 (MATCH) intercalé entre le coupleur (la sortie OUT) et l'antenne 13. Le circuit 14 exploite une information qu'il prélève sur la borne ISO du coupleur 10. Dans l'exemple de la figure 1, le port CPLD du cou-pleur, correspondant à l'extrémité de la ligne secondaire côté port IN, fournit par ailleurs une information qui peut également être exploitée pour adapter le gain de l'amplificateur au moyen d'un circuit 16 (CTRL) recevant l'information prélevée sur le port CPLD et commandant le gain de l'amplificateur 12. Cet asservissement du gain de l'amplificateur 12 peut remplacer l'adaptation dynamique de l'antenne (par le réseau 15 ou par des éléments intégrés à l'antenne). Le cas échéant, un séparateur de voies 17 (SPLIT) est intercalé entre le coupleur 1 (ou le réseau 15) et l'antenne 13. Un tel séparateur sert à séparer l'émission de la réception (flux Rx en figure 1) qui est traitée par une ligne de réception radiofréquence non représentée. Des modes de réalisation particuliers ont été décrits. Diverses variantes et modifications apparaîtront à l'homme de l'art. En particulier, les dimensions des lignes en fonction des bandes de fréquence souhaitées pour les coupleurs sont déterminables par l'homme du métier en utilisant les méthodes habituelles. De plus, le choix du réseau d'adaptation et de la pro- portion de ce réseau entre les éléments capacitifs et éléments inductifs dépend de l'application et d'éventuelles autres contraintes technologiques pourvues de respecter les indications fonctionnelles ci-dessus. REVENDICATIONS1. Coupleur (10) comportant : une première ligne conductrice (2) destinée à véhiculer un signal à transmettre entre des première et deuxième bornes (IN, OUT) ; et une deuxième ligne conductrice (3), couplée à la première et dont une des extrémités est destinée à fournir, sur une troisième borne (ISO), une information relative à un signal réfléchi sur la deuxième borne, caractérisé en ce qu'il comporte un circuit d'adapta- tion d'impédance (5), inductif et/ou capacitif, autre qu'un circuit servant exclusivement au découplage d'une tension continue, intercalé entre l'autre extrémité (31) de la deuxième ligne et une quatrième borne (CPLD) du coupleur. 2. Coupleur selon la revendication 1, dans lequel les composants du circuit d'adaptation (5) inductif et/ou capacitif sont déterminés pour compenser, sur la troisième borne (ISO), un signal (S2) provenant de la première borne (IN). 3. Coupleur selon la revendication 1 ou 2, dans lequel ledit circuit d'adaptation (5) apporte une inductance comprise entre 0 et 10 nH et une capacité comprise entre 0 et 20 pF. 4. Circuit d'émission ou de réception de signaux radiofréquence, comportant : au moins un amplificateur (12) ; au moins un coupleur (10) conforme à l'une quelconque 25 des revendications 1 à 3 ; et au moins un circuit (14) de mesure d'une information prélevée sur la troisième borne.