Brevet FR2930672A1 — publié le 20091030

L'invention concerne un procédé et un système de reconstitution de bas-ses fréquences d'un signal audio, utilisable en sortie d'un dispositif de reproduction du son présentant une fréquence de coupure pour les basses fréquences. L'invention trouve une application particulièrement avantageuse dans le domaine des équipements électro-acoustiques, notamment les enceintes stéréo pour la reproduction d'oeuvres musicales ou encore les enceintes d'ordinateurs personnels (PC) pour la reproduction de la bande son de fichiers vidéo. On sait que toute enceinte acoustique possède une fréquence de coupure pour les basses fréquences en dessous de laquelle elle n'est plus capable de rayonner de l'énergie. Cette fréquence de coupure est directement liée aux dimensions du haut-parleur, et plus précisément à la taille de la membrane. Plus le haut-parleur est petit et plus la fréquence de coupure est élevée dans le spectre. Ainsi, une enceinte de petites dimensions imposera une atténuation naturelle au contenu basse fréquence d'un morceau de musique, et ceci au détriment de l'auditeur qui ne pourra pas bénéficier de cette information et ressentira de ce fait un effet désagréable lié à la perte des sonorités graves. Une première solution à cette difficulté consiste à appliquer un filtre pour amplifier les basses fréquences atténuées par l'enceinte acoustique, en forçant mécaniquement la membrane du haut-parleur à rayonner ces fréquences graves. Cependant, cette solution présente de réels risques pour l'intégrité du haut-parleur. En effet, l'excursion de la membrane, c'est-à- dire l'amplitude de son déplacement par rapport à sa position d'équilibre, deviendrait trop importante, jusqu'à l'endommager, voire la rompre. Une autre solution repose sur une propriété psycho-acoustique de l'oreille humaine qui permet de percevoir des fréquences basses même si elles ne sont pas effectivement transmises par un dispositif appartenant à la chaîne de reproduction du son, un haut-parleur d'enceinte acoustique par exemple. Cet effet de perception de tonalité ("pitch") résiduelle, généralement connu sous le terme anglo-saxon de Missing-Fundamental Effect, résulte du fait que la perception du "pitch" d'un signal sonore n'est pas seulement liée à la présence de la fréquence fondamentale dans le signal mais également à celle d'harmoniques supérieures de cette fréquence. En d'autres termes, si la fréquence fondamentale, de 100 Hz par exemple, est éliminée d'un signal tout en conservant ses harmoniques supérieures, à 200, 300, 400 Hz,..., le "pitch" perçu sera le même, car dans ce cas c'est en fait l'écart fréquentiel, ici de 100 Hz, entre les harmoniques supé- rieures qui fixe le "pitch" et procure à l'auditeur l'impression d'entendre un signal de "pitch" 100 Hz. Bien entendu, cette troncature du signal, ainsi privé de sa fréquence fondamentale, se traduit par un timbre différent, ce dernier étant déterminé notamment par les amplitudes relatives de l'ensemble des harmoniques. II est donc possible de remédier à l'atténuation, totale ou partielle, des fréquences fondamentales des signaux audio inférieures à la fréquence de coupure, en générant en temps réel un signal harmonique synthétisé à partir d'harmoniques associées à chacune des fréquences fondamentales atténuées, et en réinjectant ce signal harmonique dans le signal audio oh- ginal. On comprend en effet que, même si la fréquence fondamentale d'un son est atténuée ou complètement absorbée, les harmoniques supérieures, situées au-dessus de la fréquence de coupure du dispositif de reproduction du son, pourront être transmises et reconstituer le "pitch" du son par l'effet de tonalité résiduelle expliqué plus haut. Ce procédé permettant d'étendre virtuellement vers le bas du spectre la bande passante d'un système électro-acoustique est désigné sous le terme de "génération de basses virtuelles". Dans ce contexte, le US 5 930 373 Al décrit un tel procédé, consistant à générer des harmoniques relatives aux fréquences basses du signal audio au moyen d'un système de modulation. Le signal de référence est multiplié par lui-même pour obtenir un signal de fréquence double, puis à nouveau multiplié par lui-même pour obtenir un signal de fréquence triple, etc. Ce système connu a l'avantage d'être rapide, car sans retard important, et de ne pas nécessiter d'information de fréquence. Il présente cependant l'inconvénient d'être non-linéaire. En effet, si le signal audio original contient une somme de fréquences, seront générées non seulement les harmoniques de chacune de ces fréquences mais également des harmoniques issues de termes d'intermodulation qui risquent de dégrader forte-ment les performances audio du système. On connaît également d'après le US 6 134 330 Al un procédé dans le-quel le signal contenant les basses fréquences traverse une série de filtres non-linéaires constitués d'un redresseur et d'un intégrateur. Ce traitement donne naissance à une série d'harmoniques supérieures asso- ciées à chaque fréquence fondamentale. Toutefois, comme le précédent ce procédé présente les inconvénients d'un système non-linéaire, à savoir la génération d'artefacts d'intermoclulation pouvant affecter le signal résultant. Aussi, un but de l'invention est de proposer un procédé de reconstitution de basses fréquences d'un signal audio en sortie d'un dispositif de reproduction du son présentant une fréquence de coupure basse, ledit procédé comprenant une étape consistant à générer un signal harmonique associé à au moins une fréquence fondamentale à reconstituer dans le signal audio, et à réinjecter en phase ledit signal harmonique dans ledit signal au- dio, qui permettrait de remédier aux insuffisances des procédés de génération de basses virtuelles qui viennent d'être décrits en référence à l'état de la technique, notamment en ce qui concerne leur non-linéarité. Ce but est atteint, conformément à l'invention du fait que ledit procédé comprend les étapes consistant à : û filtrer le signal audio au moyen d'un filtre passe-bas de fréquence de coupure sensiblement égale à la fréquence de coupure dudit dispositif de reproduction du son, déterminer ladite fréquence fondamentale à reconstituer, par détection de passages par zéro du signal audio filtré passe-bas. Ainsi, le procédé conforme à l'invention effectue dans le spectre des fréquences inférieures à la fréquence de coupure la recherche des fréquences fondamentales devant être reconstituées en sortie du dispositif de reproduction du son. Ces fréquences étant déterminées par détection de passages par zéro, on en déduit très simplement les valeurs de leurs harmoniques supérieures de manière à synthétiser les signaux harmoniques associés à chaque fréquence fondamentale qui servent de base à la mise en oeuvre de l'effet de restitution de "pitch" exposé précédemment. On peut donc observer que le procédé de reconstitution de basses fréquences proposé par l'invention n'introduit les harmoniques que d'une seule fréquence, contrairement aux procédés non-linéaires connus de 4 l'état de la technique qui ont l'inconvénient de générer des fréquences d'intermodulation parasites, non contenues dans le signal audio original. Certes, le signal passe-bas est susceptible de contenir d'autres fréquences qui pourraient perturber la détection par passage par zéros, mais on note cependant que dans la plupart des cas, le signal contient dans cette bande de fréquence basse une fréquence prépondérante, et l'expérience montre que la détection par passage par zéros est particulièrement ro-buste aux fréquences parasites. Chaque fréquence fondamentale à reconstituer étant ainsi déterminée, l'invention prévoit ensuite une étape consistant à synthétiser le signal harmonique par sommation d'au moins deux composantes sinusoïdales de fréquence respectivement égale à deux harmoniques successives de ladite fréquence fondamentale, lesdites composantes sinusoïdales étant construites au moyen d'une table contenant une période fondamentale de sinusoïde. Cette table prend généralement le nom de "table de sinus" ou wavetable. Plus particulièrement, lesdites composantes sinusoïdales comprennent des composantes de fréquence respectivement égale à la fréquence fondamentale et aux deux premières harmoniques supérieures de ladite fré- quence fondamentale, c'est-à-dire les harmoniques aux fréquences double et triple de la fréquence fondamentale, cette dernière étant considérée comme la première harmonique. La présence d'une composante sinusoïdale à la fréquence fondamentale n'est pas strictement nécessaire puisque, par hypothèse, elle sera atté- nuée, voire éliminée, à la traversée du dispositif de reproduction jouant le rôle de filtre passe-haut. Cependant, même atténuée, la présence de cette fréquence contribue à renforcer l'effet de restitution de "pitch" par ail-leurs assurée par les deux premières harmoniques supérieures. Avantageusement, l'invention prévoit que lesdites composantes sinusoï- Jales sont pondérées avant sommation par des coefficients d'adaptation de timbre. Cette opération a pour but reproduire le timbre original du signal audio. On sait en effet qu'en plus du "pitch" le timbre est un caractéristique importante d'un signal sonore, c'est pourquoi le procédé selon l'invention se doit de le préserver. Le timbre d'un signal sonore étant dé- terminé par le rapport d'énergie entre ses différentes composantes fré- quentielles, le signal harmonique synthétisé conformément à l'invention doit contenir des composantes sinusoïdales pondérées en fonction de leur fréquence de manière à reproduire un timbre proche de celui du signal original. D'autre part, le signal synthétisé doit, de préférence, présenter les mêmes variations temporelles que le signal original de façon à en préserver les nuances. C'est pourquoi le procédé selon l'invention comprend une étape de détection d'enveloppe temporelle du signal audio filtré passe-bas et une étape de multiplication du signal harmonique synthétisé par ladite enveloppe temporelle. L'ensemble de ces deux étapes a pour résultat de moduler le signal synthétisé selon les variations temporelles de l'enveloppe. Afin de tenir compte des variations de la perception auditive humaine avec la fréquence, il est préférable, comme le prévoit l'invention, que la- dite étape de détection d'enveloppe comprend une étape d'adaptation de ladite enveloppe temporelle en fonction de la bande de fréquences considérée. En pratique, ladite étape d'adaptation est réalisée par compression/expansion de l'enveloppe temporelle. En outre, le module de compression/expansion est imbriqué dans une boucle à rétroaction qui permet de contrôler le niveau général de l'enveloppe temporelle afin de rehausser ce niveau dans le cas des signaux faibles et de l'atténuer dans le cas des signaux forts. L'invention concerne également un module de reconstitution de basses fréquences d'un signal audio, en sortie d'un dispositif de reproduction du son présentant une fréquence de coupure pour lesdites basses fréquences, caractérisé en ce que ledit module comprend : û un filtre passe-bas apte à filtrer ledit signal audio à une fréquence de coupure sensiblement égale à la fréquence de coupure dudit dispositif de reproduction du son ; - une première branche de traitement du signal audio filtré passe-bas, destinée à générer un signal harmonique associée à au moins une fréquence fondamentale à reconstituer dans le signal audio, ladite première branche comprenant un bloc de détection de passages par zéro apte à déterminer ladite fréquence fondamentale ; 6 - une deuxième branche de traitement du signal audio filtré passe-bas, comprenant un détecteur d'enveloppe temporelle dudit signal ; et - un circuit multiplicateur apte à multiplier ledit signal harmonique par la- dite enveloppe temporelle. Selon un mode de réalisation de l'invention, ladite première branche comprend également : û un générateur d'au moins deux composantes sinusoïdales de fré- quence respectivement égale à deux harmoniques successives de la- dite fréquence fondamentale déterminée par ledit bloc de passages par zéro, ledit générateur comprenant une table contenant une période de sinusoïde ; et û un circuit additionneur apte à synthétiser ledit signal harmonique par sommation desdites composantes sinusoïdales. Avantageusement, ladite première branche comprend en outre un circuit de pondération desdites composantes sinusoïdales par des coefficients d'adaptation de timbre. L'invention prévoit par ailleurs que ladite deuxième branche comprend également un circuit d'adaptation de ladite enveloppe temporelle en fonction des fréquences générées à un instant donné. Le circuit d'adaptation est plus particulièrement un compresseur/expanseur de l'enveloppe temporelle coopérant avec un système de contrôle par rétroaction. 0 On va maintenant décrire un exemple de mise en oeuvre du dispositif de l'invention, en référence aux dessins annexés où les mêmes références numériques désignent d'une figure à l'autre des éléments identiques ou fonctionnellement semblables. La figure 1 est un schéma de l'architecture générale d'un système de re- constitution de basses fréquences conforme à l'invention. La figure 2 représente l'extension de bande passante réalisée par le système de la figure 1. La figure 3 est un schéma détaillé du module de reconstitution de basses fréquences du système de la figure 1. 7 La figure 4 est un bloc-diagramme du détecteur d'enveloppe temporelle du module de la figure 3. La figure 5a est un schéma du compresseur/expandeur du circuit d'adaptation d'enveloppe du module de la figure 3. La figure 5b est un diagramme de réponse du compresseur/expandeur de la figure 5a. 0 La description qui va suivre en regard des dessins annexés, donnés à titre 10 d'exemples non limitatifs, fera bien comprendre en quoi consiste l'invention et comment elle peut être réalisée. Sur la figure 1 est représentée une architecture d'un système 10 de reconstitution de basses fréquences dans un signal audio, un signal stéréo par exemple, lesdites basses fréquences devant reconstituées en sortie 15 d'un dispositif de reproduction du son constitué par deux haut-parleurs 11, 12 associés à chaque signal de sortie stéréo Lout et Rout, lesdits haut-parleurs présentant une fréquence de coupure Fo basse fréquence de 120 Hz par exemple. Le système de reconstitution de la figure 1 comprend un module de re- 20 constitution 100, désigné aussi par module de génération de "basses virtuelles", fonctionnant selon le principe de restitution de "pitch" expliqué plus haut qui consiste, en substance, à traiter un signal d'entrée Sin résultant de la moyenne des signaux stéréo d'entrée Lin et R;n de manière à générer un signal harmonique de sortie Sout associé à au moins une fré- 25 quence fondamentale inférieure à la fréquence de coupure Fo que l'on souhaite reconstituer en sortie des haut-parleurs 11, 12 par effet de restitution de "pitch". Le signal harmonique de sortie Sout ainsi généré est réinjecté en phase en sortie du module 100 de génération de basses virtuel-les dans les signaux stéréo originaux Liä et R;,, pour former les signaux de 30 sortie stéréo Lout et Rout. Dans la suite de cette description, on choisira de générer ledit signal harmonique de sortie Sout par sommation de trois composantes sinusoïdales de fréquence respectivement égale aux trois premières harmoniques du signal basse fréquence à reconstituer, à savoir la fréquence fondamen- 35 tale, ou première harmonique, et les deux harmoniques supérieures sui- 8 vantes, c'est à dire les harmoniques double et triple de la fréquence fondamentale. Bien entendu, d'autres choix sont possibles comme, par exemple, l'utilisation des quatre premières harmoniques, l'essentiel dans tous les cas étant que le signal harmonique généré contienne au moins deux harmoniques consécutives de manière à percevoir leur écart, lequel est égal au "pitch". En conséquence, dans le cas envisagé ici, si la fréquence de coupure Fo est de 120 Hz, la plage de basses fréquences pouvant bénéficier d'une reconstitution par effet de "pitch" s'étend entre 60 et 120 Hz. Pour une fréquence fondamentale à reconstituer de 60 Hz, les harmoniques à considérer seront celles à 60, 120, 180 Hz. La bande passante du système 100 est donc "virtuellement" étendue vers le bas jusqu'à une nouvelle fréquence de coupure F'o égale à 60 Hz, comme le montre la figure 2. La plage des fréquences comprises dans l'intervalle [F'o, Fo] est dénommée FFR (Fundamental Frequency Range). Le module de reconstitution 100 va maintenant être décrit en détail en référence à la figure 3. Le module 100 comprend en entrée un premier filtre passe-bas 101 dont la fréquence de coupure est sensiblement égale à la fréquence de cou- pure Fo. Ce filtre 101 est destiné à effectuer une première partition du FFR au sein de toutes les fréquences contenues dans le signal d'entrée Sin, et à limiter le phénomène de distorsion par repliement (aliasing). Puis, le signal Sin ainsi filtré est sous-échantillonné par 10 par le bloc 102, afin de réduire la complexité du filtrage tout en conservant une résolution suf- fisante pour l'estimation à venir des fréquences fondamentales à reconstituer. Le signal Sin ainsi filtré passe-bas et sous-échantillonné est ensuite traité parallèlement dans deux branches 110, 120 du module 100. La première branche 110 a pour but de générer un signal harmonique Sharm résultant de la synthèse de trois composantes sinusoïdales de fréquence respective égale à une fréquence fondamentale contenue dans le FFR et ses deux premières harmoniques supérieures. La deuxième branche 120 a pour but de construire une enveloppe temporelle envadapt(t) destinée à moduler le signal harmonique Sharm de façon à ce que le signal de sortie S0Ut reproduise les variations temporelles du si- 9 gnal original. Le signal de sortie Sc,ut résulte donc, en particulier, de la multiplication par le circuit multiplicateur 103 du signal harmonique Sharm par l'enveloppe envadapt(t) : Sout = Sharm envadapt(t) Comme le montre la figure 3, la première branche 110 de traitement comprend un deuxième filtre passe-bas 111 prévu pour délimiter à nouveau le FFR et éliminer du signal original Pes fréquences s'étendant en dehors du FFR. Les fréquences fondamentales, contenues dans le FFR et que l'on cherche à reconstituer par effet de "pitch", sont déterminées au moyen d'un bloc 112 de passages par zéro du signal issu du deuxième filtre passe-bas 111. Plus précisément, le bloc 112 détermine la durée des périodes fondamentales entre deux passages par zéro et en déduit les fréquences fondamentales correspondantes. Pour chaque fréquence fondamentale déterminée par le bloc 112, un générateur 113 d'harmoniques fournit ensuite trois composantes sinusoïdales à la fréquence fondamentale elle-même (n=1), ainsi qu'aux deux har- moniques supérieures (n=2, n=3). Ces trois composantes sinusoïdales sont construites à partir d'une mêrne table, dite "table de sinus" ou encore wavetable, stockée en mémoire, qui donne les valeurs d'une période de sinusoïde. En pratique, le générateur 113 construit, à partir de la période fondamen- tale, les composantes sinusoïdales d'échantillon en échantillon en progressant selon un pas régulier dans la table. En fonction de la période détectée, le générateur 113 calcule un certain pas pour construire la composante à la fréquence fondamentale (n=1), et, partant du premier échantillon, il incrémente l'indice de ce pas afin de déterminer l'échantillon suivant. Le pas d'échantillonnage est choisi de manière à être compatible avec la puissance de calcul du microprocesseur du système 10, étant en-tendu que le procédé mis en oeuvre par l'invention est un procédé en temps réel et qu'en conséquence il ne doit pas introduire de retard entre les signaux. A titre d'exemple, la table de sinus peut comporter 4096 points sur une période entière. Les deux harmoniques supérieures (n=2, n=3) sont générées de la même façon en prenant pour pas respectif la moitié et le tiers du pas correspondant à la fréquence fondamentale. On peut voir sur la figure 3 que les composantes sinusoïdales fournies par le générateur 113 sont ensuite soumises à une opération de pondération effectuée par un circuit 114 consistant à affecter à chaque composante un coefficient d'adaptation de timbre déterminé expérimentalement, ceci afin de donner au signal de sortie Sout un timbre proche du celui du signal original. Ces coefficients sont déterminés de manière empirique. Leur valeur dépend essentiellement de l'ordre de l'harmonique considérée, c'est-à-dire première harmonique (n=1), ou fréquence fondamentale, deuxième (n=2) et troisième (n=3) harmoniques. On a vu en effet plus haut que le timbre d'un signal sonore est déterminé par le rapport d'énergie entre ses différentes composantes fréquentielles. Les composantes sinusoïdales pondérées sont sommées en sortie du circuit de pondération 114 par un circuit additionneur 115 pour former le signal harmonique synthétisé Sharm contenant les trois premières harmoniques de la fréquence fondamentale à reconstituer considérée. Parallèlement, dans la seconde branche 120 de traitement, l'enveloppe temporelle env(t) du signal filtré passe-bas et sous-échantillonné est ex-traite par un détecteur d'enveloppe 121 représenté à la figure 4 qui, pour ce faire, effectue de manière classique un calcul de moindres carrés RMS (Root Mean Square) consistant à élever le signal au carré par le bloc 121a, le filtrer à travers un filtre passe-bas 121b, puis à en prendre la ra- cine carré par le bloc 121c. Par ailleurs, il faut remarquer que le signal harmonique synthétisé Sharm n'a pas la même composition spectrale que le signal de basse fréquence original puisqu'il se compose non seulement de la fréquence fondamentale mais aussi des deux premières harmoniques supérieures. Or, l'oreille humaine ne perçoit pas toutes les fréquences avec la même intensité, et les variations temporelles de deux signaux sonores ne sont pas perçues de la même façon si leur contenu spectral est différent. Afin de tenir compte de cette contrainte, les variations de l'enveloppe env(t) doivent être adaptées en fonction du FFR. Conformément à la figure 3, cette adaptation est faite sur la deuxième branche 120 de traitement par un circuit 122 apte à réaliser une opération de compression/expansion selon la courbe de réponse entrée/sortie don-née sur la figure 5b. L'enveloppe env(t) étant préalablement calculée en décibels, les niveaux les plus faibles de l'enveloppe, inférieurs à -27 dB dans l'exemple traité, sont atténués, alors que les niveaux plus forts, supérieurs à -27 dB, sont encore augmentés. Cette adaptation, basée sur une échelle perceptive, permet de donner au signal ainsi généré des variations temporelles qui seront perçues comme semblables aux variations temporelles du signal original, permettant ainsi de garantir que le timbre généré sera fidèle au timbre original. Comme le montre la figure 5a, le circuit d'adaptation 122 est contrôlé par une boucle 122b de rétroaction de la façon suivante. L'enveloppe, après avoir été traitée par le compresseur/expandeur 122a, est comparée à un seuil S en décibels. Si elle est inférieure à ce seuil, on l'augmente d'une certaine valeur en dB, indiquée par "décalage" sur la figure 5b, jusqu'à ce qu'elle dépasse le seuil S. Dans ce cas, on la diminue d'une autre valeur en dB. Cela permet de générer des signaux harmoniques d'amplitude relative- ment constante quel que soit le signal original. Ainsi, un signal sonore de basse fréquence de faible dynamique dans les basses fréquences sera quand même sensiblement renforcé par le système, tandis qu'un signal sonore avec une ligne de basse de forte énergie sera renforcé à un ni-veau limité, afin de conserver un rendu naturel. Cette méthode d'adaptation de l'enveloppe (module de compression-expansion et boucle de contrôle par rétroaction) est un élément important du système, car elle permet de générer un signal qui sera perçu comme semblable au signal original si celui-ci était produit par une enceinte acoustique de plus grandes dimensions. Le signal harmonique Sharm synthétisé dans la première branche 110 est modulé par l'enveloppe adaptée envadapt(t) par multiplication effectuée par le circuit 103. Avant de réinjecter en phase le signal de sortie S0 dans les voies droite et gauche du signal stéréo original, conformément à la figure 1, le signal issu du circuit multiplicateur 103 est filtré par un filtre passe-haut 104 afin d'éliminer les fréquences inférieures à la fréquence de coupure Fo, de 120 Hz dans l'exemple ici proposé. Puis, le signal est suréchantillonné d'un facteur 10 par le bloc 105 pour revenir à la fréquence d'échantillon-nage initiale. Comme la réinjection du signal de sortie S0 filtré passe-haut et suréchantillonné présente des risques de dépassement de la dynamique, on utilise un limiteur en sortie du système 10 de reconstitution pour que le signal envoyé aux haut-parleurs 11, 12 reste contenu sur une dynamique de 16 bits. REVENDICATIONS1. Procédé de reconstitution de basses fréquences d'un signal audio en sortie d'un dispositif de reproduction du son (11, 12) présentant une fréquence de coupure basse (Fo), ledit procédé comprenant une étape consistant à générer un signal harmonique (Sharm) associé à au moins une fréquence fondamentale à reconstituer dans le signal audio, et à réinjecter en phase ledit signal harmonique (Sharm) dans ledit signal audio, caractérisé en ce qu'il comprend en outre les étapes consistant à : û filtrer le signal audio au moyen d'un filtre passe-bas (101) de fré- quence de coupure sensiblement égale à la fréquence de coupure (Fo) dudit dispositif de reproduction du son (11, 12), et - déterminer ladite fréquence fondamentale à reconstituer par détection de passages par zéro du signal audio filtré passe-bas. 2. Procédé selon la revendication 1, comprenant une étape consistant à synthétiser le signal harmonique (Sharm) par sommation d'au moins deux composantes sinusoïdales de fréquence respectivement égale à deux harmoniques successives de ladite fréquence fondamentale, lesdites composantes sinusoïdales étant construites au moyen d'une table contenant une période fondamentale de sinusoïde. 3. Procédé selon la revendication 2, dans lequel lesdites composantes sinusoïdales comprennent des composantes de fréquence respectivement égale à la fréquence fondamentale et aux deux premières harmoniques supérieures de ladite fréquence fondamentale. 4. Procédé selon l'une des revendications 2 à 3, dans lequel lesdites composantes sinusoïdales sont pondérées avant sommation par des coefficients d'adaptation de timbre. 30 5. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, comprenant une étape de détection d'enveloppe temporelle (env(t)) du signal audio filtré passe-bas et une étape de multiplication du signal harmonique synthétisé (Sharm) par ladite enveloppe temporelle.25 6. Procédé selon la revendication 5, dans lequel ladite étape de détection d'enveloppe comprend une étape d'adaptation de ladite enveloppe temporelle (env(t)) en fonction de la bande de fréquences considérée. 7. Procédé selon la revendication 6, dans lequel ladite étape d'adaptation est réalisée par compression/expansion de l'enveloppe temporelle (env(t)). 8. Procédé selon la revendication 7, dans lequel le niveau de l'enveloppe dans ladite étape de compression/expansion est modulé par une boucle de rétroaction. 9. Module de reconstitution de basses fréquences d'un signal audio (Sin), en sortie d'un dispositif (11, 12) de reproduction du son présentant une fréquence (Fo) de coupure pour lesdites basses fréquences, caractérisé en ce qu'il comprend : û un filtre passe-bas (101) apte à filtrer ledit signal audio (Sin) à une fréquence de coupure sensiblement égale à la fréquence de coupure (Fo) dudit dispositif (11, 12) de reproduction du son ; û une première branche (110) de traitement du signal audio filtré passe-bas destinée à générer un signal harmonique (Sharm) associée à au moins une fréquence fondamentale à reconstituer dans le signal audio, ladite première branche (110) comprenant un bloc (112) de détection de passages par zéro apte à déterminer ladite fréquence fondamen- tale ; - une deuxième branche (120) de traitement du signal audio filtré passe-bas comprenant un détecteur (121) d'enveloppe temporelle dudit signal ; et û un circuit multiplicateur (103) apte à multiplier ledit signal harmonique par ladite enveloppe temporelle. 10. Module selon la revendication 9, dans lequel ladite première branche (110) comprend également : û un générateur (113) d'au moiins deux composantes sinusoïdales de fréquence respectivement égale à deux harmoniques successives de15 ladite fréquence fondamentale déterminée par ledit bloc (112) de pas-sages par zéro, ledit générateur (113) comprenant une table contenant une période de sinusoïde ; et un circuit additionneur (115) apte à synthétiser ledit signal harmonique 5 (Sharm) par sommation desdites composantes sinusoïdales. 11. Module selon la revendication 10, dans lequel ladite première branche (110) comprend en outre un circuit (114) de pondération desdites composantes sinusoïdales par des coefficients d'adaptation de timbre. 12. Module selon l'une quelconque des revendications 9 à 11, dans lequel ladite deuxième branche (120) comprend également un circuit (122) d'adaptation de ladite enveloppe temporelle en fonction des fréquences générées à un instant donné. 15 13. Module selon la revendication 12, dans lequel ledit circuit (122) d'adaptation est un compresseur/expanseur de l'enveloppe temporelle coopérant avec un système de contrôle par rétroaction. 10