Brevet FR2923929A1 — publié le 20090522

Procédé pour modéliser la sensibilité d'une cellule de type analogique et/ou radio-fréquentielle et logiciel mettant en oeuvre ce procédé L'invention concerne un procédé pour modéliser la sensibilité d'une cellule de type analogique et/ou radio-fréquentiel (RF) ainsi que le logiciel mettant en oeuvre ce procédé. L'invention a notamment pour but de définir et modéliser la sensibilité des circuits analogiques et/ou RF au bruit externe injecté à proximité de ces circuits. L'invention trouve une application particulièrement avantageuse, mais non exclusive, dans le domaine de la CAO (Conception Assistée par Ordinateur), lo pour la conception de systèmes électroniques mixtes comportant des composants analogiques et numériques. A titre d'exemple non °r'ëstrictif, les systèmes électroniques englobent les circuits intégrés sur un bloc de silicium unique, ou sur plusieurs substrats silicium dans un même boîtier, par exemple les SoCs (System on Chip ou 15 systèmes sur puce) et les SiPs (System in Package ou système dans un boîtier). Par extension, l'invention pourrait également être appliquée pour la conception de systèmes électroniques comprenant des composants (intégrés ou non) sur un circuit imprimé. La fabrication des systèmes électroniques est une opération très onéreuse, 20 particulièrement lorsque le système comporte un ou plusieurs composants intégrés sur silicium. En conséquence, avant de démarrer une fabrication en grande série, il est indispensable de contrôler tous les paramètres de fabrication, et de conférer à certains des valeurs qui permettent de maximiser la probabilité que le circuit fabriqué fonctionne correctement. 25 A cet effet, il existe un ensemble de produits logiciels, appelés �outils d'automatisation de conception électronique�, qui permettent d'aider à la conception de systèmes électroniques depuis la description des spécifications du système à réaliser jusqu'à la réalisation des masques photolithographiques utilisés lors de la fabrication du système. 30 Un des éléments importants dans la conception d'un système électronique est de quantifier le bruit produit par les circuits, notamment dans un système 2 mixte. A cet effet, on' identifie des circuits générateurs de bruit (les agresseurs) et des circuits sensibles au bruit (les victimes). Plus précisément, tous les circuits du système peuvent être considérés comme générateurs de bruit (agresseurs). Toutefois, il est préférable de choisir les circuits générateurs de bruit dans le groupe comportant : les circuits numériques, les cellules mémoires, des circuits analogiques et radiofréquentiels (RF), tels que les VCO (Voltage Controlled Oscillator en anglais), les amplificateurs de puissance, et les circuits d'entrée-sortie. En particulier, les circuits numériques ont tendance à générer du bruit au lo moment des commutations de leurs signaux d'entrée. Bien entendu, un circuit comportant au moins un circuit générateur de bruit est lui-même considéré comme un circuit générateur de bruit. Les circuits sensibles au bruit (victimes) sont choisis dans le groupe comportant : les circuits analogiques et RF, tels que les amplificateurs, les 15 filtres, les oscillateurs, les mélangeurs, les échantillonneurs-bloqueurs, des circuits numériques de type mémoire, les boucles de phase, les circuits d'entrée-sortie, les diviseurs/multiplicateurs de fréquence, les contrôleurs automatiques de gain (AGC, Amplifier Gain Control) et les références de tension. Bien entendu, un circuit comportant au moins un circuit sensible au 20 bruit est lui-même considéré comme sensible au bruit. Le bruit généré par les agresseurs, notamment le bruit de commutation généré par les cellules numériques ainsi que le bruit injecté par les cellules analogiques/RF/mixtes (VCO, PLL...), se répand vers les victimes en passant par le ou les substrats sur lesquels sont montés les circuits, les 25 interconnexions métalliques et les boîtiers. Ce bruit a tendance à dégrader les performances des victimes. Cette dégradation peut être telle que les fonctions sensibles ne répondent plus aux spécifications initiales. Dans la suite du document, on. entendra par bruit tout signal généré par un bloc agresseur qui a une influence non désirée sur les victimes. 3o II existe donc une nécessité de définir et modéliser la sensibilité des cellules sensibles (cellules analogiques et/ou RF) pour limiter au maximum le risque de perturbation des fonctionnalités de ces cellules due au bruit injecté par les cellules agressives. Dans la pratique, d'un côté des concepteurs élaborent des blocs de propriété industrielle, dits blocs IP; analogiques et/ou RF, dont seule la fonction qu'ils s réalisent est parfaitement connue, l'architecture intérieure étant soigneusement gardée secrète afin de protéger le savoir-faire. D'un autre côté, les intégrateurs (qui font souvent partie d'une équipe ou d'une entreprise autre que celle du concepteur d'IP) combinent ces blocs d'IP entre eux pour réaliser des systèmes mixtes complets. L'intégrateur a besoin de la lo collaboration du concepteur du bloc d'IP pour modéliser la sensibilité du bloc d'IP dans le cadre du système complet qu'il envisage de mettre en oeuvre. Actuellement, la méthode de modélisation de sensibilité la plus utilisée est basée sur des simulations réelles (comportementales ou tout transistor) des fonctions concernées, lorsque ces fonctions sont intégrées sur le système 15 complet ou seules après rétro-annotation du bruit simulé ou mesuré sur le circuit complet. Par rétro-annotation, on entend la méthode qui consiste dans un premier temps à simuler ou mesurer le bruit atteignant des points d'entrée critiques d'une cellule analogique ou RF sur un système complet et dans un deuxième temps à ajouter les sources de bruit équivalentes à la netlist de la 20 cellule pour simuler son comportement en présence de ce bruit. Toutefois, cette méthode, se heurte à des limitations parfois bloquantes. En effet, ces simulations (des systèmes complets ou même des fonctions concernées après rétro-annotation), sont très coûteuses en temps de calcul et en mémoire et sont parfois impossibles à mettre en oeuvre pour les 25 systèmes très complexes. En outre, bien souvent, le concepteur du bloc d'IP transmet à l'intégrateur uniquement les informations minimales nécessaires à l'intégration du circuit qu'il a développé, afin comme on l'a vu de protéger son savoir-faire. Or ces informations minimales ne sont en général pas suffisantes pour simuler le 30 comportement du blocyi.s-à-vis de l'intégrité des signaux analogiques et RF. En d'autres termes, bien souvent, les intégrateurs ne disposent pas des connaissances suffisantes. de la fonctionnalité des blocs d'IP à intégrer pour 4 effectuer les simulations nécessaires permettant de modéliser la sensibilité de ces blocs. Une autre méthode consiste à définir, pour chaque bloc d'IP analogique et/ou RF à intégrer, un gabarit de bruit maximum toléré par le bloc considéré. Pour un bruit présentant un niveau supérieur au seuil indiqué par le gabarit de la cellule, l'intégrateur considère que la cellule ne respecte pas les spécifications initiales. Tandis que pour un bruit présentant un niveau inférieur au seuil indiqué par le gabarit, l'intégrateur pourra considérer que la cellule respecte les spécifications initiales. io Cette méthode se heurte au fait qu'elle n'offre à l'intégrateur du système qu'une marge de manoeuvre réduite : la comparaison du niveau de bruit atteignant une cellule à un gabarit seuil ne donne qu'une réponse binaire du type � passe � ou � ne passe pas �. Or dans la pratique, l'intégrateur d'un système donné dispose d'un cahier 15 des charges à respecter, ce cahier des charges étant généralement fixé par les spécifications (ou la norme). II dispose donc de la possibilité de distribuer le bruit tolérable par le circuit (le budget de bruit), sur l'ensemble des blocs pour aboutir à un bilan respectant les spécifications, ce que ne permet pas la méthode mettant en oeuvre les gabarits. 20 L'invention résout les ,problèmes précités en permettant notamment à l'intégrateur de système de disposer de la réponse exacte d'un bloc donné au bruit l'atteignant après intégration. A cet effet, dans l'invention, on considère chaque cellule analogique ou RF comme une fonction de transfert entre : 25 - une agression (bruit) injectée sur un ou plusieurs points d'entrée de la cellule, ces points d'entrée pouvant correspondre aux entrées de la cellule, telles que les entrées recevant les signaux à traiter ou les tensions d'alimentation ou à des,points d'injection de bruit interne à la cellule, et - des impacts de sortie, influencés par le bruit et traduisant la dégradation 30 d'une ou plusieurs fonctionnalités du circuit. Ces impacts de sortie peuvent par exemple être l'amplitude ou la fréquence d'un signal de sortie de la cellule sensible, un écart entre le niveau de sortie idéal et le niveau de sortie réel, ou la figure de bruit observable sur une sortie donnée, ou encore une donnée plus abstraite telle qu'une information indiquant si la cellule fonctionne ou non. Plus précisément, pour caractériser la sensibilité des cellules d'un système étudié, on identifie d'abord à quelle classe appartiennent les circuits sensibles. Les différentes classes de circuits analogiques et/ou RF utilisées dans les SoCs/SiPs correspondent aux différents types de circuits sensibles identifiés ci-dessus à savoir : les amplificateurs (de puissance ou à faible io bruit), les mélangeurs de fréquence, les diviseurs/multiplicateurs de fréquence, les contrôleurs automatiques de gain (AGC, Amplifier Gain Control), les oscillateurs.. (à quartz, commandés en tension (VCO), à relaxation..) et les boucles à verrouillage de phase (PLL, Phase Locked Loop), les filtres, les systèmes mixtes agrégeant plusieurs de ces cellules. 15 Puis pour chaque circuit sensible identifié, on identifie les points d'injections de bruit sur le circuit, les, sorties impactées par le bruit injecté, ainsi que le couplage du bruit entre, les formes de bruit appliquées en entrée et les impacts sur les fonctionnalités de la cellule. Les points d'injection de bruit dans la cellule sensible peuvent être 20 déterminés de manière manuelle, grâce à l'expertise du concepteur analogique/RF, ou de manière automatique grâce à une série de simulations dédiées. Ensuite, la modélisation de la sensibilité de la cellule peut être effectuée au moyen d'un modèle analytique, d'un modèle empirique, ou d'un modèle 25 hybride permettant d'établir une relation entre les entrées et les sorties identifiées. Le choix du modèle dépend du niveau de connaissance qu'on a de l'interaction entre les entrées de bruit et les impacts sur les sorties observés. Ainsi, on choisit un modèle analytique lorsque les phénomènes de 30 propagation du bruit dans la cellule sensible peuvent être isolés et décrits mathématiquement. A titre d'exemple, le bruit présent sur les lignes d'alimentation ou de signal de contrôle se reporte principalement sur la sortie 6 d'un VCO (Voltage Controlled Oscillator) par conversion AM-FM, régie par les équations de modulation d'amplitude et de fréquence. Il s'agit alors d'identifier et de calculer les différents paramètres régissant le modèle choisi grâce à des simulations spécifiques. En revanche, on choisit un modèle empirique lorsque les phénomènes mis en jeu sont trop complexes pour être décrits analytiquement. Il s'agit alors d'effectuer un certain nombre de simulations pour caractériser la sensibilité du circuit et capturer la fonction de transfert par des techniques ad hoc. Dans un exemple de modèle empirique, on utilise des réseaux de neurones io pour caractériser la fonction de transfert établissant la relation entre les entrées d'injection de bruit et les impacts de sortie. Une application de cette 'Modélisation empirique consiste à caractériser la dégradation de la sortie d'un amplificateur de puissance agressé par un bruit externe en termes d'inte"tférènce entre canaux, dont une mesure typique est 15 l'ACPR (Adjacent Channel Power Ratio), par des simulations d'Enveloppe de Fourier en utilisant un simulateur RF du commerce. Dans certains cas, on peut également choisir un modèle hybride qui est une combinaison d'un modèle analytique et d'un modèle empirique, la partie analytique modélisant les comportements de la cellule pouvant être exprimés 20 sous forme d'équations mathématiques, le modèle empirique modélisant les comportements de la cellule trop complexes pour être modélisés sous forme d'équations mathématiques. Un système complexe peut en outre être traité comme une seule cellule si une méthodologie de simulation de sa sensibilité au bruit peut être appliquée 25 directement et dans des temps raisonnables. Dans le cas contraire, le système peut être décomposé en blocs fonctionnels et chaque bloc est caractérisé individuellement, les perturbations en bruit en sortie d'un bloc venant s'ajouter aux entrées du bloc suivant. Dans ce cas, le modèle du système résulte de la composition des modèles des différents blocs. 30 Dans le cas de systèmes bouclés, les modèles des blocs constituant chaque boucle doivent être appliqués suivant un processus itératif jusqu'à convergence. Plus précisément, à une itération donnée de ce processus, on considère le système en boucle ouverte, ce qui permet de calculer la perturbation en bruit en sortie de boucle par composition. Cette perturbation est reportée sur l'entrée de la boucle à l'itération suivante. Dans le cas d'un système stable, un nombre fini d'itérations permet d'obtenir des formes de bruit n'évoluant plus significativement d'une itération à l'autre : on dit alors que le processus a convergé. De même, un système composé d'un ensemble de cellules peut être traité de la même manière, c'est-à-dire en combinant les modèles des différentes lo cellules le composant. Grâce à l'invention, les concepteurs de blocs d'IF analogiques et RF ont la possibilité de modéliser la sensibilité du bloc concerné. Cette modélisation leur permet dans un premier temps de maximiser l'immunité du bloc au bruit externe, et ensuite d'attacher au bloc, une modélisation de l'impact du bruit, 15 qui sera utilisée lors de l'implémentation physique. En effet, l'intégrateur pourra déterminer de manière directe et rapide la dégradation des fonctions critiques de ce circuit au sein d'un système complet en appliquant les formes de bruit (mesurées ou simulées par des outils dédiés) aux entrées des modèles de sensibilité obtenus par le 20 concepteur à l'étape de modélisation. L'intégrateur du système pourra ainsi prédire la dégradation des fonctionnalités du bloc, c'est-à-dire l'impact du bruit après l'intégration, sans avoir à effectuer des simulations tout transistor complexes et coûteuses, et sans avoir besoin d'accéder à des données détaillées du bloc (par exemple 25 la netlist) gardées souvent secrètes par le concepteur d'IF', ce qui facilite le dialogue entre le concepteur et l'intégrateur des blocs d'IP. En outre, l'invention permet à l'intégrateur de mieux gérer le bruit maximum sur le circuit, en lui offrant une marge de manoeuvre plus large pour répartir le bruit dans le circuit et aboutir à un bilan positif de distribution de bruit. 8 L'invention concerne donc un procédé de modélisation de la sensibilité au bruit d'un circuit électronique sensible de type analogique et/ou radiofréquentiel, caractérisé en ce qu'il comporte les étapes suivantes : - on identifie à quelle classe appartient le circuit sensible, - on sélectionne, parmi les bornes de la cellule, les entrées d'injection de bruit de la cellule sur lesquelles des signaux de bruit extérieurs à la cellule sont susceptibles d'être injectés, - on sélectionne des impacts de sortie, tels que l'amplitude ou la fréquence du signal d'une des sorties de la cellule ou la valeur d'une bande de bruit io dans un signal de sortie de la cellule, influencés par l'injection des signaux de bruit en entrée, et - on calcule le modèle de sensibilité assurant la relation entre des signaux de bruit injectés sur les entrées d'injection de bruit et les impacts de sortie sélectionnés, et 15 - on associe ce modèle de sensibilité à la description de la cellule sensible, cette description de la cellule sensible comportant les données de la cellule sensible nécessaires à son intégration mais pas tout le détail de sa structure. Dans une mise en oeuvre, la classe du circuit sensible est choisie dans le groupe comportant : les amplificateurs de puissance ou à faible bruit, les 20 mélangeurs de fréquence, les diviseurs/multiplicateurs de fréquence, les contrôleurs automatiques de gain, les oscillateurs et les boucles à verrouillage de phase, les filtres, les systèmes comprenant plusieurs des cellules précitées. Dans une mise en oeuvre, pour calculer le modèle de sensibilité, on 25 détermine la fonction analytique correspondant au groupe du circuit sensible déterminé, cette fonction présentant des coefficients qui dépendent du modèle du circuit utilisé et on effectue des simulations afin d'extraire les valeurs de ces coefficients. Dans une mise en oeuvre, la cellule étant un VCO, les points d'injection de 30 bruit sont choisis parmi la borne de masse, d'alimentation et la borne du signal de contrôle, et les impacts sont choisis parmi la bande de bruit à proximité de la fréquence d'oscillation du signal de sortie, l'amplitude du signal de sortie à la fréquence d'oscillation du signal de sortie, ou la fréquence d'oscillation du signal de sortie. Dans une mise en oeuvre, pour un signal de bruit injecté sur la borne de masse, la valeur de l'amplitude des raies parasites présentant une fréquence s égale à la fréquence d'oscillation augmentée ou diminuée d'un multiple de la fréquence de bruit dépend de - l'amplitude du signal de sortie à la fréquence d'oscillation pondérée par - le rapport entre - le produit de l'amplitude du signal de bruit injecté et de la sensibilité io de la fréquence d'oscillation du VCO au bruit sur la masse, et - la fréquence du signal de bruit, - ce rapport étant élevé à la puissance du multiple de la fréquence considérée. Dans une mise en oeuvre, l'amplitude du signal de sortie à la fréquence 15 d'oscillation du VCO dépend de l'amplitude du signal de sortie à la fréquence d'oscillation lorsqu'aucun bruit n'est injecté multipliée par le produit, pour tous les signaux de bruit, de la fonction de Bessel Jodu premier genre et d'ordre 0 appliquée à l'index de modulation de chacun de ces signaux. Dans une mise en oeuvre, la sensibilité de la fréquence du VCO au bruit sur 20 la masse est définie par le rapport entre - la variation de la fréquence du VCO, et - la variation de la tension de masse, - pour une fréquence de contrôle du VCO donnée. Dans une mise en oeuvre, la fréquence d'oscillation réelle du signal de sortie 25 du VCO dépend de la somme entre - la fréquence d'oscillation idéale du VCO et - la somme, pour toutes les entrées de bruit considérées, des produits de la composante de tension continue du signal de bruit injecté sur une entrée donnée et de la sensibilité de la fréquence du VCO à cette entrée. 30 Dans une mise en oeuvre, la sensibilité de la fréquence du VCO au bruit à une entrée donnée est définie par le rapport entre - la variation de la fréquence d'oscillation, et 10 - la variation de la tension appliquée à l'entrée considérée, - pour une tension de contrôle du VCO donnée. Dans une mise en oeuvre, pour extraire les paramètres de l'amplitude à la fréquence d'oscillation lorsque aucun bruit n'est injecté, la fréquence d'oscillation lorsque aucun bruit n'est injecté, la sensibilité de la fréquence d'oscillation au bruit sur une des entrées d'injection de bruit, et la sensibilité de l'amplitude du VCO au bruit sur une des entrées d'injection de bruit, dans un environnement de test, - on effectue une série de simulations sans addition de source de bruit io externe sur le VCO modélisé, cette série de simulations permettant d'extraire l'amplitude et la fréquence d'oscillation du VCO pour chacune des valeurs de tension de contrôle, - on effectue une simulation paramétrique pour chacune des valeurs de la tension de contrôle, les sources de bruit étant alors considérées comme des 15 sources de tension continue dont on fait varier l'amplitude sur une gamme de valeurs de l'ordre du micron au millivolt, - on extrait l'amplitude et la fréquence d'oscillation en sortie du VCO pour chaque amplitude des sources de bruit, et - par un calcul classique de pente, on obtient les valeurs des paramètres de 20 la sensibilité de l'amplitude et de la fréquence d'oscillation du VCO pour chaque entrée de bruit et pour chaque valeur de tension de contrôle. Selon une mise en oeuvre, l'environnement de test est défini notamment par la gamme de valeurs de la tension de contrôle du VCO et sa granularité. Selon une mise en oeuvre, pour effectuer les simulations on définit les 25 paramètres des simulations RF, le nombre d'harmoniques à considérer durant l'analyse dépendant de la non-linéarité du VCO, la précision désirée, et des options de performance. Selon une mise en oeuvre, les données relatives au modèle de sensibilité sont encryptées dans un fichier binaire dans un format spécifique, permettant 30 son échange entre équipes de développement. Selon une mise en oeuvre, pour déterminer le modèle de sensibilité, 11 - on configure un réseau de neurones en définissant un nombre de couches de neurones, - on effectue des simulations de type analogiques, RF ou mixtes sur le circuit de manière à obtenir un ensemble de couples de mesures entrée/impact, - on entraîne le réseau de neurones avec les données collectées par simulation, et - on arrête le processus d'entraînement lorsque le modèle obtenu reproduit les expériences de la simulation avec la précision souhaitée. Selon une mise en oeuvre, la méthode d'entraînement du réseau neuronal io est la méthode de Levenberg-Marquardt. Selon une mise en oeuvre, on découpe le circuit en plusieurs blocs fonctionnels, chaque bloc étant modélisé individuellement, le modèle du circuit résultant de la combinaison des modèles des différents blocs. Selon une mise en oeuvre, dans un système d'analyse macroscopique, 15 l'utilisation du procédé selon l'invention est combinée avec celle de procédés de modélisation d'injection et de propagation de bruit afin de déterminer l'influence du bruit sur l'ensemble du circuit électronique. L'invention concerne en outre un logiciel ou un circuit électronique équivalent mettant en oeuvre le procédé selon l'invention. 20 L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui suit et à l'examen des figures qui l'accompagnent. Ces figures ne sont données qu'à titre illustratif mais nullement limitatif de l'invention. Elles montrent : Figure 1 : un diagramme des étapes du procédé de modélisation selon l'invention dans le cas d'une approche analytique et dans le cas d'une 25 approche empirique ; Figure 2 : une représentation schématique d'un circuit électronique sensible simple modélisé par le procédé selon l'invention ; Figure 3 : une représentation schématique d'un système complexe sensible décomposé en blocs fonctionnels modélisé par le procédé selon l'invention ; 12 Figures 4-5 : des représentations schématiques respectivement détaillée et globale d'un VCO classique (Voltage Controlled Oscillator) et des différents points d'injection de bruit ; Figure 6 : une représentation graphique du spectre d'un signal appliqué en entrée d'un VCO et du spectre d'un signal observable à sa sortie mettant en évidence les phénomènes de couplage de bruit identifiés pour la mise en oeuvre de l'invention ; Figure 7 : une représentation schématique de la mise en oeuvre d'un algorithme de calcul selon l'invention permettant d'obtenir les amplitudes des io raies observables en sortie du VCO pour un signal de bruit en entrée présentant quatre raies ; Figure 8 : un tableau indiquant en ligne l'ordre et en colonne l'index du terme des séries de Bessel utilisées dans les modèles de sensibilité du VCO selon l'invention ; 15 Figure 9 : une représentation graphique du spectre du signal de sortie du modèle de sensibilité du VCO selon l'invention pour différents cas d'injection de bruit (meilleur cas, pire cas, cas typique) ; Figure 10 : une représentation schématique d'un amplificateur de puissance dont la sensibilité est modélisée suivant l'approche empirique selon 20 l'invention ; Figure 11 : une représentation schématique du spectre d'un signal observable à la masse et du spectre du signal de sortie de l'amplification mettant en évidence les phénomènes de couplage de bruit identifiés pour la mise en oeuvre de l'invention ; 25 Figure 12: une représentation schématique des différents canaux de fréquence associés à l'amplificateur de puissance et considérés pour la mise en oeuvre de l'invention ; Figure 13 : une représentation schématique d'un exemple d'intégration de l'outil de modélisation de sensibilité selon l'invention dans un système global 30 de modélisation du bruit d'un système électronique. 13 Les éléments identiques conservent la même référence d'une figure à l'autre. La figure 1 montre un diagramme du procédé de modélisation de sensibilité selon l'invention dans le cas d'une approche analytique et dans le cas d'une approche empirique. Dans une première étape 1.1 commune à l'approche analytique et empirique, les entrées d'injection de bruit de la cellule ainsi que les impacts de sortie traduisant la dégradation de la fonctionnalité de la cellule, tels que l'amplitude ou la fréquence d'un signal de sortie, un écart entre le niveau de sortie idéal et le niveau de sortie réel, ou la figure de bruit observable sur une io sortie donnée, sont identifiés. Dans une deuxième étape 1.2 de l'approche analytique, on détermine les expressions analytiques permettant de dériver les fonctions de transfert entre un signal de bruit appliqué sur les entrées et les impacts sur les sorties observés. 15 Dans une troisième étape 1.3, on identifie les paramètres des équations analytiques à déterminer pour adapter les équations analytiques à la cellule étudiée. Dans une quatrième étape 1.4, on détermine les valeurs des paramètres par simulation à partir d'une description du circuit, et de paramètres d'analyse. 20 Dans une cinquième 1.5 étape, le modèle de sensibilité est généré à partir des interfaces du modèle (entrées/sorties sélectionnées), des équations analytiques et des paramètres extraits. Dans l'approche empirique, après l'identification des entrées et des impacts de sortie, un grand nombre de simulations (exemples à titre non limitatif : 25 analogiques, RF, mixtes, SPICE, VERILOG, VHDL) est effectué sur le circuit dans une étape 2.3, de manière à obtenir un ensemble de couples de mesures entrées/sorties (impacts de sortie) décrivant le système. A cet effet, un grand nombre de valeurs de signaux de bruit est appliqué en entrée de la cellule sensible et on mesure par simulation l'impact de sortie correspondant 30 à chacune des valeurs d'entrée. 14 En pratique, la détermination du nombre adéquat d'entrées et de sorties dépend de la classe et de la complexité de la cellule étudiée et fait appel à l'expertise du concepteur analogique/RF qui dispose des connaissances et des outils de simulation dédiés à ce type d'investigation. Un réseau de neurones est configuré dans une étape 2.2, notamment en définissant les propriétés du réseau nécessaires à la modélisation, en particulier le nombres de couches, le nombres de neurones par couche, la méthode d'apprentissage, son paramétrage, les critères liés à la convergence de la méthode et la précision souhaitée du modèle. io Dans une étape 2.4 d'apprentissage, le réseau de neurones est entraîné avec les données collectées lors de l'étape de simulation en s'appuyant sur des principes de rétro-propagation. La méthode dite de rétro-propagation consiste à calculer le gradient de l'erreur de chaque neurone du réseau, de la dernière couche vers la première. Cette technique permet de corriger les 15 erreurs (en modifiant les poids synaptiques du réseau) selon l'importance des éléments qui ont justement participé à la réalisation de ces erreurs. On arrête le processus d'entraînement lorsque le modèle obtenu reproduit les expériences (les couples d'entées/sorties obtenus par simulation) avec la précision souhaitée. 20 La figure 2 montre un système simple dont la sensibilité a été modélisée par un bloc 5 présentant N points d'injection de bruit et P impacts de sortie traduisant la dégradation ont été identifiés, N et P pouvant être égaux ou différents. Les P impacts peuvent prendre chacun la forme d'une grandeur physique, telle que l'amplitude ou la fréquence d'un signal de sortie, ou un 25 message indiquant si la sortie sensible fonctionne correctement ou non. La fonction f modélisant la sensibilité de la cellule assure la relation entre les entrées n1...nN et les impacts de sortie i1...ip. Lorsqu'un système électronique présentant une fonction complexe peut être décomposé en blocs fonctionnels présentant des fonctions simples, on 30 considère que son modèle de sensibilité résulte de la composition des modèles de sensibilité des blocs simples. 15 La figure 3 montre ainsi un modèle de sensibilité d'un système complexe 7 résultant de la composition des modèles de deux blocs fonctionnels k et k+1 (7.1 et 7.2). Les signaux de bruit sont appliqués sur les entrées d'injection de bruit nik nNk du modèle de sensibilité de la cellule k dont la fonction fk permet d'obtenir les impacts de sortie correspondant à ces entrées, les impacts de sortie étant des valeurs du bruit observable en sortie de la cellule k. Les perturbations de bruit observables en sortie du bloc k sont alors appliquées en entrées du bloc k+1, le bruit généré par la cellule k influençant io les impacts de sortie sensibles de la cellules k+1. En effet, le bruit de la cellule k se propage vers la cellule k+1 en passant par le substrat, les interconnexions et le boîtier du système 7. Par ailleurs, des signaux de bruit sont injectés sur les M entrées d'injection de la cellule k+1. La fonction fk+' de la cellule calcule les valeurs des impacts 15 de sortie sensibles de la cellule k+1 en fonction des valeurs des signaux de bruit appliqués sur les entrées. Dans un exemple, la chaîne de traitement d'un signal radio-fréquence après réception par l'antenne d'un téléphone est formée d'un LNA suivi d'un mélangeur, lui-même commandé par un VCO. En conséquence, le modèle 20 de sensibilité de cette chaîne de traitement résulte de la combinaison des modèles de sensibilité de ces trois éléments. On détaille ci-après un exemple de modélisation de la sensibilité d'un VCO de type � LC-tank � au bruit externe par une approche analytique. Les figures 4 et 5 montrent respectivement un schéma détaillé et global d'un 25 VCO 12 qui délivre un signal de sortie positif VOUT+ ou négatif VOUT-présentant une fréquence d'oscillation LO (Local Oscillator). Cette fréquence LO dépend de la valeur continue de la tension de contrôle VCONTROL. De manière classique, ce VCO 12 est formé par des transistors M1-M4, des diodes Dl, D2 et des inductances L1 et L2 reliées entre eux et aux points 30 d'alimentation VDD et VSS (masse) comme représenté à la figure 4. 16 Les signaux de bruit externes B1-B3 sont principalement injectés par la borne de tension de contrôle VCONTROL, la borne de masse VSS et la borne d'alimentation VDD. La figure 6 montre le spectre 9 d'un signal de sortie du VCO obtenu lorsqu'un signal d'entrée présentant le spectre fréquentiel 10 est appliqué sur une des entrées de bruit du VCO. Cette figure montre les mécanismes dominants de couplage de bruit et la dégradation des performances du VCO 12 due à l'impact des signaux de bruit B1-B3 appliqués sur les entrées d'injection de bruit. io En particulier, un signal bruyant appliqué sur la borne de masse peut impacter le spectre 9 de sortie du VCO de deux manières différentes. Ainsi, par un phénomène de conversion AM-FM, le bruit présent en bande de base 11 autour de la composante continue du signal d'entrée injecté par les lignes de masse se retrouve dans la bande RF 13 de la sortie du VCO, aux 15 alentours de la fréquence LO, comme montré par la flèche A sur la figure 6. Tandis que par un phénomène de modulation (moins important que le phénomène de conversion AM-FM), le bruit présent dans la bande de fréquence 15 de largeur BW située autour de la fréquence LO se retrouve dans la bande RF 13, comme montré par la flèche A' sur la figure 6. 20 Le signal de sortie du VCO est impacté de plusieurs manières par le bruit injecté sur les entrées: la fréquence d'oscillation LO du signal de sortie étant erronée, l'amplitude du signal de sortie à la fréquence LO étant erronée, et des raies de bruit apparaissant à proximité de la fréquence LO, à cause du bruit injecté sur les entrées d'injection de bruit. 25 Pour obtenir le modèle de sensibilité du VCO, on détermine de manière analytique les fonctions de transfert entre un signal de bruit injecté sur une des entrées d'injection de bruit et la fréquence et/ou amplitude du signal de sortie du VCO, et/ou l'amplitude des raies parasites qui apparaissent autour de la fréquence LO. 30 Dans la suite de l'exemple, le modèle de sensibilité est basé sur le mécanisme d'injection dominant (conversion AM-FM) par les lignes de 17 métaux non idéaux de la masse. Une source de bruit B2 est ajoutée sur le port VSS pour modéliser cette non-idéalité de la masse. Toutefois, la plupart des observations qui suivent s'appliquent en ce qui concerne les autres entrées d'injection de bruit. s On cherche donc le modèle de sensibilité qui établit la relation entre un signal de bruit injecté sur l'entrée de masse VSS et la fréquence et/ou amplitude du signal de sortie du VCO, et/ou l'amplitude des raies parasites qui apparaissent autour de la fréquence LO. A cet effet, on utilise les équations dérivant de la théorie de base de 10 modulation de fréquence exposées ci-dessous. Considérons un signal de tension avec une fréquence fixe sous la forme : v(t) = V sin(coct + 6) (1) où coi est la fréquence angulaire fixe et 6 la phase. Quand le signal de tension est à fréquence variable, on a: 15 v(t) = V sin (tr(t)) (2) où r(t) est le déplacement angulaire total au temps t. La fréquence instantanée en radians/sec est : co,(t)=2i (t)= "d(t) (3) Par exemple, une fréquence constante co, implique 20 rh(t)=coot+6 (4) Dans ce cas : (Di = dD(t) =a) (5) dt De cette façon, une onde modulée en fréquence avec une modulation 25 sinusoïdale a une fréquence instantanée : f.(t)= f, +4f cos2~f,,,t (6) où f est la fréquence moyenne de la porteuse, et 4f' la déviation maximale de la fréquence instantanée par rapport à la fréquence moyenne. Il est à noter que Af est proportionnelle au pic d'amplitude du signal modulant et est 5 indépendante de la fréquence de modulation f,,,. Partant des équations (3) et (6), on voit que : = w~ + 2n-4f cos comt (7) dt D(t)=coct+2zc4f sitewärt+B (8) w�, En négligeanto, on a alors le signal modulé en fréquence à partir de 10 l'équation (2) : 27r4f v(t) = V si wwt + slll w,,,t w�n L'équation (9) est généralement écrite sous la forme: v(t) = V sin (co t + mf Sill w,,,t) (10) 15 OÙ 27rAf = 4f m = (11) 2nf,, f)! La quantité �n/. est l'index de modulation. Elle est proportionnelle au pic d'amplitude du signal modulant et a une dépendance en 1/ fä . Comme on peut le voir dans l'équation (6), Af est proportionnelle à 20 l'amplitude maximale du signal de modulation, V,,, , et 4f = K,,(VCONTROL ).V,,, (12) où K,,, (VCONTROL) = `~f ° (13) al �, est la sensibilité du VCO relative à l'amplitude du signal de bruit d'entrée (qui 25 dépend de la tension de commande VCONTROL du VCO). 18 dJ(t) (9) En utilisant l'égalité trigonométrique : sin( A+B) = sin AcosB+cosAsinB (14) L'équation (10) devient v(t) = V sin O)~t cos(m f sin C.O,,,t)+ V cos wct sin (mi sin w,,,t) (15) On utilise les expansions de Bessel: cos(mf sin w,ät) = J0 (inv. )+ 2J2 (mi)cos(2w,ät)+ 4J4 (mi. )cos(4w,,,t)+... (16) Et sin(mf sin w,,,t)=2J,(mi.)sin(w, t)+2J3(mf)sin(3w,,,t)+... (17) L'équation (15) peut maintenant être développée en fonctions de Bessel du premier genre, d'ordre n et d'argument mi: v(t)/V = sin wwtLJo(ni.)+2J2 cos(2w�,t)+.. .~ (18) + cos wwt[2J, (m1)sin(w,,,t)+2J3 (mi.)sin(3w,,,t)+...] En utilisant les identités trigonométriques de somme et les différences d'angles, on obtient : v(t)/V = Jo (mi. )sin CM + .I, (mi. )[sin (cw + w,,, )t ù sin k ù w,,, )t] )+J2 (mi.)[sin (w~ +2w,,,)tùsin(w~ -2w,,,t] (19) +J3(mi.)[sin(ww +3w,,,)tùsin(w, -3w,,,)t] +... Ainsi, un signal modulé en fréquence consiste en une porteuse et un grand nombre de raies latérales avec des amplitudes données par des fonctions de Bessel du premier genre et d'argument l'index de modulation inv. La fonction de Bessel du premier genre d'ordre n est : J,,(mi)= (ù 21+n m. 21+" l! (n+7)! f (20) 20 Le terme dominant dans l'équation (20) est pour / = 0, et 777/. a une dépendance en 1/f,, . Ainsi, Jä (mf.) a une dépendance en l/ f,,," . De la même façon, elle a une dépendance en 4f". Ensuite, on détermine l'amplitude des raies parasites. D'après ce qui 5 précède et en négligeant les termes (I>0) dans (20), on déduit les équations suivantes pour les trois premières raies parasites : A KFM A - LO GND noise Von,(fL° �/noise/ _ noise 2 f (21) Von, ( LO + 2/ noise = ALO 8 KF,v A - GND noise / noise 2 (22) 10 ALo 48 3 (23) Vo u, ( LO + 3/ noise 1 KFm A GND noise / noise où V7,,, = (VOUT+)-(VOUT-) est la tension différentielle de sortie du VCO, .fLO est la fréquence d'oscillation du VCO, fäoi,.eest la fréquence du bruit sinusoïdal d'entrée, 15 ALo est l'amplitude de la tension de sortie du VCO, Aänixe est l'amplitude du bruit sinusoïdal d'entrée KcNF'"D est la sensibilité de la fréquence du VCO au bruit sur la masse, définie par KGND (VCONTROL) = ~f Lo (24) aVGND 20 L'équation (21) a été publiée dans des études académiques de Méndez et Soens (� Phase noise degradation of LC-tank VCOs due to substrate noise and package coupling � proc. of 31st ESCIR pages 105-108, de Septembre 2005 ; � Performance degradation of an LC-tank VCO by impact of digital switching noise � exposé à la conférence � European Solid-State circuits � 25 en 2004, pages 119-121 ; � RF performance degradation due to coupling of digital switching noise in lightly doped substrates � de février 2003. Ces études se basent toutes sur l'hypothèse � petit signal �, qui considère que 21 l'amplitude du bruit injecté est négligeable par rapport aux principaux signaux présents dans un circuit donné. Toutefois, cette hypothèse reste insuffisante pour prendre en compte avec précision les non-linéarités inhérentes aux fonctions analogiques/RF. Cette remarque est d'autant plus vraie dans le cadre de simulations de type � pire cas � dans lesquelles on injecte le pire bruit pouvant être injecté sur les entrées sensibles. Dans un tel cas, l'hypothèse � petit signal � n'est plus du tout vérifiée. C'est pourquoi l'invention met en oeuvre des équations (22) et (23) pour les harmoniques de 2ème et 3ème ordre, et l'équation générale ci-dessous (25) afin d'appréhender tous les mécanismes de couplage avec une précision suffisante, et cela dans tous les scénarios d'agression envisageables. Ces équations ont été validées par comparaison avec des simulations. L'équation générale suivante est une bonne approximation du comportement 15 du VCO : k (25) V011r ~./ Go T /Moise A KF"' A LO GND noise 2k k! Des simulations pour valider le principe de superposition des harmoniques et des signaux ont aussi été effectuées. La superposition est valable pour des entrées de bruit faible niveau (à titre d'ordre de grandeur, cette hypothèse est 20 valable pour un niveau inférieur au millivolt). Lorsque l'hypothèse � petit signal � n'est plus valable, il faut envisager l'utilisation de la méthode empirique pour une précision optimale. En considérant les théories AM et FM, on calcule ensuite l'amplitude du signal de sortie à la fréquence d'oscillation LO du VCO qui dépend de deux 25 mécanismes principaux : - Le terme continu du bruit (DC), dû aux variations cycliques de l'activité numérique, augmente linéairement l'amplitude du signal de sortie à la fréquence d'oscillation LO. Le modèle correspondant est le suivant : 25 \/ ({ ALO = A*LO + ADCnoise `GNDM oul LO Où A*o est l'amplitude du signal de sortie à la fréquence d'oscillation LO quand aucun bruit n'est injecté, A,fce est la tension DC du bruit injecté, KcND est la sensibilité de l'amplitude à la fréquence LO au bruit à la masse, définie par KGnô (VCONTROL) = BALO (28) ÔVGND lo - Le contenu harmonique FM module l'amplitude LO selon une loi quadratique (termes I = 0 et I = 1 du développement Bessel). Pour un bruit purement sinusoïdal, le modèle correspondant est : 1 KFMA '- V * 1ù GND noise ouf ( \./{'LO = ALO = ALO 4 J noise / où 15 ALO est l'amplitude du signal de sortie à la fréquence d'oscillation LO quand aucun bruit n'est injecté, f,oise est la fréquence du bruit sinusoïdal à l'entrée, A1O1Se est l'amplitude du bruit sinusoïdal, KGND est la sensibilité de l'amplitude à la fréquence LO au bruit à la masse, 20 définie par l'équation (24). En se basant sur l'hypothèse de superposition, on déduit l'équation modélisant l'amplitude du signal de sortie du VCO quand plusieurs signaux/harmoniques de bruit sont injectés dans le circuit. La théorie FM donne alors : * Von, JLO = ALO = ALO f où Jo est la fonction de Bessel du premier genre et d'ordre 0, et ni' est l'indexe de modulation du 1eme signal. Pour des sources de bruit petits signaux, l'opérateur de produit peut être approximé par une somme sans perte de précision. 22 (27) (29) (30) Ensuite, on calcule la fréquence d'oscillation LO principalement influencée par les termes DC du bruit : f = f * + A°cKF,~r (31) où s L *0 est la fréquence d'oscillation LO du VCO quand aucun bruit n'est injecté, A°C est la tension DC du bruit injecté à l'entrée n, K,r'' est la sensibilité de la fréquence LO au bruit à l'entrée n, définie par K,''" (VCONTROL )= afLO (32) 8Vä 10 Les paramètres nécessaires pour déterminer les équations (25), (27), (29) et (31 ) sont A*o : amplitude du signal de sortie à la fréquence d'oscillation LO quand aucun bruit n'est injecté, fio : fréquence d'oscillation LO quand aucun bruit n'est injecté, 15 KGND : sensibilité de la fréquence du VCO au bruit sur la masse, K,,,',', : sensibilité de l'amplitude du VCO au bruit sur la masse. Pour généraliser à un nombre quelconque d'entrées de bruit (alimentation VDD, tension de contrôle,...), les paramètres à calculer sont, pour chaque 20 entrée n, la sensibilité de la fréquence K`"I et la sensibilité de l'amplitude Kä'" du VCO au bruit sur l'entrée n. II est à souligner que dans le cas d'un VCO, on caractérise de préférence son comportement pour une certaine gamme de valeurs de tensions de contrôle. Les différents paramètres des équations doivent alors être 25 déterminés pour chaque valeur de tension de contrôle. Ensuite, on extrait les valeurs des paramètres des équations du modèle pour le circuit étudié ci-dessus au moyen de simulations RF dédiées. Ces simulations sont basées sur la méthode de l'équilibrage harmonique qui permet de déterminer le régime établi du circuit autonome. 24 A cet effet, l'utilisateur fournit : - une description du schématique du VCO, telle qu'une netlist ou des modèles de transistors, - les paramètres des analyses RF, tels que la fréquence LO estimée, le nombre d'harmoniques à considérer durant l'analyse qui dépend de la non-linéarité du VCO, la précision désirée, les options de performances et la précision des simulations, et -l'environnement de test défini notamment par la valeur idéale de la tension de polarisation, la gamme de valeurs de la tension de contrôle et sa lo granularité. Une première série de simulations sans addition de source de bruit externe (cas idéal) est réalisée, permettant d'extraire l'amplitude et la fréquence d'oscillation LO du VCO (paramètres AL0 et fLo) pour chacune des valeurs de tension de contrôle appliquées. 15 Dans un deuxième temps, une simulation paramétrique est automatiquement effectuée pour chacune des valeurs de la tension de contrôle. Les sources de bruit sont alors considérées comme des sources de tension continue dont on fait varier l'amplitude sur une gamme de valeurs de l'ordre du micron au millivolt. On peut ainsi extraire l'amplitude et la fréquence d'oscillation LO en 20 sortie du VCO pour chaque amplitude des sources de bruit. Par un calcul classique de pente, on calcule les valeurs des paramètres et K'"' pour chaque entrée de bruit n et pour chaque valeur de tension de contrôle. Une fois l'étape d'extraction des paramètres des équations analytiques 25 terminée, toutes les données nécessaires à la génération du modèle de sensibilité final sont disponibles à savoir : -l'interface du modèle : la définition des entrées de bruit et des impacts modélisés en sortie ; ainsi que - le coeur du modèle défini par l'ensemble des équations et des valeurs des 30 paramètres pour chaque valeur de tension de contrôle appliquée. Ces données sont encryptées dans un fichier binaire dans un format spécifique permettant son échange entre les différentes équipes de développement, et par exemple avec l'intégrateur du système. Celui-ci peut alors appliquer les signaux de bruit (mesurés ou simulés par des outils dédiés) atteignant la victime étudiée (en l'occurrence, un VCO) et obtenir très rapidement les sorties du modèle et ainsi déterminer l'impact sur la fonctionnalité sensible. Une fois le modèle élaboré, il est possible de l'utiliser pour simuler l'impact correspondant à des signaux de bruit injectés sur les entrées du modèle. A cet effet, l'utilisateur fournit une liste de paramètres en entrée, à savoir : - la fréquence fondamentale du bruit (fréquence de l'activité numérique s'il io s'agit de bruit de commutation dans le cas d'un système mixte), - le nombre d'harmoniques du bruit (nombre de raies d'intérêt), ou une bande de fréquences, - la gamme de valeurs de tension de contrôle et sa granularité, - les paramètres de précision de la simulation du modèle, ainsi que 15 - les spectres de bruit atteignant la victime. La sortie de la simulation de la sensibilité appliquée à un bloc VCO spécifique est, pour chaque valeur de tension de contrôle, la fréquence LO et l'amplitude de la tension de sortie LO, et un nombre donné K d'amplitudes de raies parasites autour de la fréquence LO : VV,,,(fLO �1f o;s~~, k=0, 1,..., K. 20 Dans cet exposé, une seule tension de contrôle est considérée par simplicité. Il est clair que les termes Aio(VCONTROL), fLO(VCONTROL), K,`,'m(VCONTROL) et K'"'(VCONTROL) sont calculés en utilisant une interpolation, par exemple une interpolation polynomiale par morceaux d'ordre 2, des valeurs tabulées du modèle aux tensions de contrôle simulées. 25 Pour les développements à venir, il est plus intéressant de formuler les coefficients de Bessel sous la forme : ;- -2h-p Jp(n,k)= 1(~1) aä k 1=0 1, p _ k - où N est l'identifiant de l'entrée de bruit, 30 p est l'ordre de Bessel (voir tableau figure 8), (33) k est l'index harmonique, I est l'index du terme dans les séries de Bessel (voir tableau figure 8), A, ,,k est l'amplitude de la k1eme harmonique du signal de bruit n, a� = /fä01 et (34) )31,p = 221+''1!(p+l)! (35) En observant les valeurs de /3,,,, pour les premières valeurs de 1 et p, il est clair que seul un petit nombre de termes de Bessel peut être considéré pour avoir une précision suffisante (voir tableau de la figure 8). De préférence, au minimum, tous les termes pour 1 = 0 sont pris en compte io (cellules remplies de points dans le tableau de la figure 8). Toutefois, puisque la précision de l'amplitude LO est cruciale, il est recommandé de considérer le terme (1, p) = (1, 0) (cellule hachurée de manière oblique dans le tableau figure 8). Une amélioration peut être apportée en calculant les termes (1, p) = (2, 0), (1, p) = (1, 1) et (1, p) = (1, 2) (cellules hachurées horizontalement dans 15 le tableau figure 10). Les autres termes restent négligeables en pratique. Le nombre de termes p (p = O..P) pris en compte dépend de l'ordre de non-linéarité du modèle p requis (la précision avec laquelle le modèle supporte la déviation de l'hypothèse de petits-signaux). P = 1 est la valeur minimale, elle peut être augmentée selon le degré de non-linéarité de la cellule. 20 Le nombre de raies (autrement dit le nombre d'harmoniques de la fréquence de bruit) à considérer est noté K par la suite. D'après ce qui précède, l'amplitude du signal de sortie à la fréquence d'oscillation LO peut être décomposée en une contribution des termes continus du bruit et une contribution FM du contenu harmonique du bruit : 25 ALO = ALO + ALO (36) Le premier terme est calculé par ÀDC _ E A,cKf'MM (37) LO � Le second terme est calculé par K A~o = ALOff f[Jo(12,k) (38) n k=l 27 Une alternative de moindre précision permettant néanmoins de gagner en temps de calcul consiste à remplacer l'opérateur de produit II par celui de la somme E dans l'équation (38). En outre, la fréquence d'oscillation réelle est calculée selon l'équation (31). Par ailleurs, les amplitudes des raies du signal de sortie du VCO sont calculées pour k = 1..K. Pour expliquer la procédure, prenons pour exemple K=4 and P=3 et une seule entrée de bruit n. La Figure 7 illustre l'algorithme permettant de déterminer les contributions de chaque raie d'entrée au bruit de sortie. lo Plus précisément, les raies An,1 ; A,,,2 ; An,3 ; An,4 ; d'un signal de bruit d'entrée sont appliquées sur des opérateurs de Bessel qui indiquent les contributions de chacune d'elles au bruit de sortie. Pour chaque harmonique d'un ordre donné, les contributions sont ajoutées entre elles au moyen des additionneurs 18.1-18.3. Les contributions résultantes sont alors multipliées 15 par l'amplitude du VCO observable à la fréquence d'oscillation au moyen des cellules 19.1-19.4, afin d'obtenir l'amplitude des raies parasites d'ordre 1 à 4 observables en sortie du VCO. Dans cet exemple, on déduit donc les amplitudes des raies parasites des équations suivantes: 20 Ao,,,,, = ALO [JI (n,1)] (39a) Ao,,,,2 = AL° [J2 (n,l)+ J1(n,1)] (39b) Ao,,,,3 = AL° [J3 (n,l) + J, (n,3)J (39c) Ao,,,,a = ALO[J2(n,2)+J,(n,4)] (39d) L'extension de la méthodologie au cas général (N raies) est évidente pour 25 l'homme du métier. La Figure 9 montre un exemple de sortie graphique du modèle de sensibilité du VCO (spectre du signal de sortie du VCO) pour plusieurs cas d'injection de bruit et pour une tension de contrôle VCONTROL valant IV. La courbe 23 représentée en traits pointillés montre le spectre de sortie 30 observable lorsque le bruit le plus faible possible est appliqué sur les entrées 28 d'injection de bruit (meilleur cas). Cette courbe 23 est proche du spectre de sortie idéal comprenant une seule composante à la fréquence d'oscillation LO, les raies parasites autour de cette fréquence présentant une amplitude très faible. La courbe 24 représentée en pointillés montre le spectre de sortie observable lorsque le signal de bruit le plus élevé possible est appliqué sur les entrées d'injection de bruit (pire cas). L'amplitude des raies parasites autour de la fréquence d'oscillation LO est plus importante que dans le meilleur cas, de sorte que le pic de la courbe 24 présente une base plus lo large que celui de la courbe 23. La courbe 25 en traits pleins montre le spectre du signal de sortie du VCO lorsqu'un signal de bruit typique (soit de niveau moyen) est appliqué en entrée du modèle. Cette courbe 25 est proche de la courbe 24 représentant le pire cas, ce qui implique que le concepteur a encore une certaine marge 15 de manoeuvre pour immuniser son circuit au bruit. On détaille ci-après un exemple de modélisation de la sensibilité d'un amplificateur de puissance (PA) au bruit externe par une approche empirique, à l'aide d'un réseau de neurones. On dispose de la netlist SPICE de l'amplificateur PA. La figure 10 montre un 20 schéma global de l'amplificateur dont le rôle est d'augmenter la puissance du signal en entrée (Pin) en le déformant le moins possible. Dans cet exemple, les hypothèses suivantes sont faites : on considère que les lignes de masse constituent le chemin de couplage principal pour le bruit externe (entrée VSS sur la figure 10) : 25 cette hypothèse peut être vérifiée grâce à des simulations RF, par simplicité, le signal RF est une sinusoïde pure à la fréquence fondamentale de 900 MégaHertz, la bande de fréquence d'intérêt du signal RF est large de 3 MégaHertz de 898.5 MégaHertz à 901.5 MégaHertz, 30 la fréquence d'horloge du bruit externe B4 agressant l'amplificateur par ses lignes de masse est de 1 MégaHertz, 29 l'amplificateur PA étant faiblement non-linéaire, on ne considère que les deux mécanismes de transfert du bruit suivants (figure 11): o amplification (couplage direct) des harmoniques de bruit de la bande RF, ce mécanisme étant référencé par la flèche 2, o mélange par inter-modulation (couplage indirect) des harmoniques de la bande de base avec le signal RF, ce mécanisme étant référencé par la flèche 1. On caractérise l'impact du bruit sur le signal de sortie en termes d'ACPR (Adjacent Channel Power Ratio, en anglais) qui est le rapport de la io puissance dans un canal adjacent sur la puissance dans le canal principal. Comme illustré schématiquement par la figure 12, on mesure sur la sortie LOAD les ACPR correspondant au canal adjacent inférieur (de 895.5 MégaHertz à 898.5 MégaHertz), ACPR,ower, et au canal adjacent supérieur (de 901.5 MégaHertz à 903.5 MégaHertz), ACPRupper. Ces figures de mérite 15 peuvent être extraites par post-traitement des résultats de simulation d'Enveloppe de Fourier (disponible dans les simulateurs RF du commerce). On peut alors procéder à l'initialisation des données nécessaires à la modélisation proprement dite : définition du nom du modèle, de la netlist du sous-circuit 20 correspondant, du nom des entrées/sorties ; choix du simulateur et de l'analyse : dans notre cas, nous utilisons le simulateur RF de Mentor Graphics�, à savoir Eldo RFTM, et la méthode d'Enveloppe de Fourier (directive modsst) ; mise au point du fichier d'entrée définissant la simulation : directive 25 d'analyse et son paramétrage complet (fréquence fondamentale, nombre d'harmoniques, durée de simulation...), directives d'extraction des mesures caractérisant la sensibilité de la cellule (calcul de ACPRIower et ACPRupper), définition du nombre d'expériences (simulations) à effectuer pour 30 caractériser la sensibilité de l'amplificateur avec suffisamment de précision : dans cet exemple, une centaine de simulations sont lancées ; - définition de la fréquence fondamentale du bruit, des bandes de fréquence et de la gamme d'amplitude du bruit externe : dans cet 30 exemple, la fréquence fondamentale du bruit est de 1 MégaHertz, les bandes de fréquence sont la bande de base (de 1.5 MégaHertz de large) et la bande RF (de 3 MégaHertz de large) ; le bruit arrivant sur la masse suit une distribution gaussienne de valeur nominale -50 dB (Volts) et d'écart-type 0.96 ; définition de la taille du réseau neuronal en fonction du nombre d'entrées (magnitude et phase des 4 harmoniques du bruit dans les bandes considérées), de sorties (les 2 mesures d'ACPR) et de la complexité du problème à modéliser : dans cet exemple, le réseau io comprend une seule couche cachée (interne) dont le nombre de neurones est égal au double du nombre d'entrées. définition de la méthode d'apprentissage du réseau neuronal ainsi que des critères d'arrêt : dans cet exemple, la méthode de Levenberg-Marquardt est choisie pour ses qualités de convergence rapide. 15 La première étape est la caractérisation de la sensibilité de l'amplificateur par simulation (grâce au simulateur tiers Eldo RFTM). Une fois les données de simulation collectées, commence alors l'initialisation du réseau neuronal et son entraînement (phase d'apprentissage). Dans cet exemple, une dizaine d'itérations permet d'obtenir une précision de 0.1% sur la réponse du modèle 20 aux données de simulation. Le modèle ainsi obtenu est numérisé dans un fichier binaire qui peut alors être réutilisé pour appliquer sur l'entrée du modèle des formes de bruit � réelles � (simulées ou mesurées sur le système complet) et obtenir rapidement les sorties d'ACPR en simulant le réseau neuronal. L'intégrateur 25 du système peut ainsi évaluer l'impact du bruit sur l'amplificateur sensible sans connaître le détail de ce bloc ni avoir le savoir-faire nécessaire à la simulation de ce bloc. La figure 13 montre une représentation schématique de l'intégration de l'invention dans une plateforme globale permettant de modéliser l'injection et 30 la sensibilité au bruit. Une telle plateforme est décrite dans la demande de brevet française n°0552363. Plus précisément, une netlist 27 d'un bloc d'IP à modéliser est appliquée en entrée du module 30, cette netlist comportant des informations relatives aux 31 éléments de ce bloc et aux interconnexions entre ces éléments. En outre, des données 28 relatives aux directives de simulation de la sensibilité du bloc sont également transmises au module 30. Le module 30 définit alors les entrées d'injection de bruit, les impacts identifiés, les fonctions à modéliser établissant la relation entre les entrées d'injection de bruit et les impacts, les paramètres de simulation, tels que le nombre de couples entrée-impact à simuler dans un mode de fonctionnement empirique, ainsi que les paramètres de modélisation. Ces paramètres, accompagnés de la description 33 de l'assemblage du lo système électronique complet, sont transmis au module 31 dit � WaveModeler � qui les utilise pour élaborer un modèle de sensibilité de la cellule, un modèle de propagation du bruit à l'intérieur de la cellule s'il y a lieu et, dans le cas d'une cellule agressive, un modèle d'injection de bruit. Des modèles d'injection de bruit et de propagation de bruit utilisés dans 15 l'invention sont respectivement décrits dans les demandes de brevet françaises n°0650438 et n°0652642. Ces modèles sont transmis au module 35 appelé � WaveAnalyst � qui simule par exemple, à partir de la description de l'assemblage du système complet et de la présence décrite par l'entrée 34 des cellules sensibles et des cellules 20 génératrices de bruit, les impacts observés dans le meilleur cas, le pire cas ou le cas typique d'injection de bruit. Le module 39 représente alors le résultat des simulations sous forme graphique ou de tableau qui indique les sorties sensibles (impacts) en fonction des signaux de bruit injectés. 25 L'invention peut par exemple être mise en oeuvre pour la conception des systèmes de type SoC (System on Chip) et SiP (System In Package) afin d'étudier leur sensibilité au bruit. L'invention pourra ainsi par exemple être mise en oeuvre pour : - les connexions sans-fil faible coût, à faible consommation, 30 - les circuits de type � puce unique � à faible coût, et faible consommation pour des applications Bluetooth ou RFID, 32 - les circuits de téléphones cellulaires pour la radiodiffusion de vidéos numériques à la norme DVB-H, DVB-S, T-DMB, S-DMB et pour la radio définie par logiciel (Software Defined Radio en anglais), - les circuits destinés à la communication sans-fil entre puces sur boitier 5 (� On board wireless communication between chips � en anglais), - les convertisseurs analogique/numérique haute définition, - les circuits pour DVDs haute définition, - les circuits numériques très haute vitesse (PLLs, blocks d'entrée sortie), ou - les microprocesseurs par exemple de type à architecture parallèle, lo Pour chacun de ces systèmes électroniques, l'invention est utilisée : - pour comprendre et améliorer l'immunité au bruit externe lors de la conception des blocs d'IP, et/ou - pour caractériser leur sensibilité, par exemple lors de la validation (� signoff �) du bloc d'IP afin de vérifier le bon fonctionnement du bloc dans un 15 système plus complexe tel qu'un bloc IP issu de l'assemblage de sous-blocs, un circuit intégré mono-puce, un système intégrant plusieurs circuits intégrés, un circuit imprimé, et les combinaisons de tous les systèmes précités. L'invention concerne également le logiciel ou le circuit électronique équivalent mettant en oeuvre les étapes du procédé selon l'invention. 20 REVENDICATIONS 1. Procédé de modélisation de la sensibilité au bruit d'un circuit électronique sensible de type analogique et/ou radio-fréquentiel, caractérisé en ce qu'il comporte les étapes suivantes : - on identifie à quelle classe appartient le circuit sensible (5, 7), - on sélectionne, parmi les bornes du circuit, les entrées (nik-nNk) d'injection de bruit de la cellule sur lesquelles des signaux de bruit extérieurs à la cellule sont susceptibles d'être Injectés, - on sélectionne des impacts de sortie (i1k-ipk), tels que l'amplitude ou la fréquence du signal d'une des sorties de la cellule ou la valeur d'une bande de bruit dans le signal d'une des sorties de la cellule, influencés par l'injection des signaux de bruit sur les entrées d'injection de bruit, et - on calcule le modèle de sensibilité (fk) assurant la relation entre des signaux de bruit injectés sur les entrées (nik-nNk) d'injection de bruit et les impacts de sortie (i1k-ipk) sélectionnés, et - on associe ce modèle de sensibilité (fk) à une description de la cellule sensible (5, 7), cette description de la cellule sensible (5, 7) comportant les données de la cellule sensible nécessaires à son intégration mais pas tout le détail de sa structure. 2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que la classe du circuit sensible (5, 7) est choisie dans le groupe comportant : les amplificateurs de puissance ou à faible bruit, les mélangeurs de fréquence, les diviseurs/multiplicateurs de fréquence, les contrôleurs automatiques de gain, les oscillateurs et les boucles à verrouillage de phase, les filtres, les systèmes comprenant plusieurs des cellules précitées. 3. Procédé selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que pour calculer le modèle de sensibilité, on détermine la fonction analytique (IVout(fLofkfnoise)l, IVout(fLo)l) correspondant au groupe du circuit sensible déterminé, cette fonction présentant des coefficients (Ke ô,K ND) qui dépendent du modèle du circuit utilisé et on effectue des simulations afin d'extraire les valeurs de ces coefficients. 4. Dispositif selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que, la cellule étant un VCO, les entrées d'injection de bruit sont choisies parmi la borne de masse (VSS), d'alimentation (VDD) et la borne (VCONTROL) du signal de contrôle,et les impacts sont choisis parmi la bande de bruit à proximité de la fréquence d'oscillation (LO) du signal de sortie, l'amplitude (ALo) du signai de sortie à la fréquence d'oscillation (LO) du signal de sortie, ou la fréquence d'oscillation (LO) du signal de sortie. 5. Procédé selon la revendication 4, caractérisé en ce que pour un signal de bruit injecté sur la borne de masse (VSS), la valeur de l'amplitude des raies parasites présentant une fréquence égale à la fréquence d'oscillation (LO) augmentée ou diminuée d'un multiple (k) de la fréquence de bruit (fnoise) dépend de - l'amplitude (ALo) du signal de sortie à la fréquence d'oscillation (LO) pondérée par - le rapport entre - le produit de l'amplitude du signal de bruit injecté et de la sensibilité (KEN) de la fréquence d'oscillation du VCO au bruit sur la masse, et - la fréquence (f1O1Se) du signal de bruit, - ce rapport étant élevé à la puissance du multiple (k) de la fréquence considérée. 6. Procédé selon la revendication 4 ou 5, caractérisé en ce que l'amplitude (ALo) du signal de sortie à la fréquence d'oscillation du VCO dépend de .- l'amplitude du signal de sortie à la fréquence d'oscillation lorsqu'aucun bruit n'est injecté multipliée par le produit, pour tous les signaux de bruit, de la fonction de Bessel JQ du premier genre et d'ordre 0 appliquée à l'index de modulation (mir) de chacun de ces signaux. 7. Procédé selon la revendication 5 ou 6, caractérisé en ce que la sensibilité de la fréquence du VCO au bruit sur la masse (VSS) est définie par le rapport entre - la variation de la fréquence du VCO (dfLo), et - la variation de la tension de masse (dVGND), - pour une fréquence de contrôle du VCO donnée. 8. Procédé selon l'une des revendications 4 à 7, caractérisé en ce que la fréquence d'oscillation (fLo) réelle du signal de sortie du VCO dépend de la somme entre - la fréquence d'oscillation idéale (f*Lo) du VCO et- la somme, pour toutes les entrées de bruit considérées, des produits de la composante de tension continue du signal de bruit injecté sur une entrée donnée (n) et de la sensibilité de la fréquence (KGNä) du VCO à cette entrée. 9. Procédé selon la revendication 5 ou 6, caractérisé en ce que la sensibilité de la fréquence du VCO au bruit à une entrée donnée est définie par le rapport entre - la variation de la fréquence d'oscillation (dfLo), et - la variation de la tension (dVn) appliquée à l'entrée considérée, - pour une tension de contrôle (VCONTROL) du VCO donnée. 10. Procédé selon l'une des revendications 4 à 9, caractérisé en ce que, pour extraire les paramètres de l'amplitude à la fréquence d'oscillation lorsque aucun bruit n'est injecté (A*Lo), la fréquence d'oscillation (f*Lo) lorsque aucun bruit n'est injecté, la sensibilité (K,,M) de la fréquence d'oscillation au bruit sur une des entrées d'injection de bruit, et la sensibilité (K,li'M) de l'amplitude du VCO au bruit sur une des entrées d'injection de bruit, dans un environnement de test, - on effectue une série de simulations sans addition de source de bruit externe sur le VCO modélisé, cette série de simulations permettant d'extraire l'amplitude AL0 et la fréquence fLo LO du VCO pour chacune des valeurs de tension de contrôle, - on effectue une simulation paramétrique pour chacune des valeurs de la tension de contrôle (VCONTROL), les sources de bruit étant alors considérées comme des sources de tension continue dont on fait varier l'amplitude sur une gamme de valeurs de l'ordre du micron au millivolt, - on extrait l'amplitude et [a fréquence d'oscillation en sortie du VCO pour chaque amplitude des sources de bruit, et - par un calcul classique de pente, on obtient les valeurs des paramètres K,'!M et K,F,m pour chaque entrée de bruit (n) et pour chaque valeur de tension de contrôle. 11. Procédé selon la revendication 10, caractérisé en ce que l'environnement de test est défini notamment par la gamme de valeurs de la tension de contrôle (VCONTROL) du VCO et sa granularité. 12. Procédé selon la revendication 10 ou 11, caractérisé en ce que pour effectuer les simulations- on définit les paramètres des simulations RF, le nombre d'harmoniques à considérer durant l'analyse dépendant de la non-linéarité du VCO, la précision désirée, et des options de performance. 13. Procédé selon l'une des revendications 1 à 12, caractérisé en ce que les données relatives au modèle de sensibilité sont encryptées dans un fichier binaire dans un format spécifique, permettant son échange entre équipes de développement. 14. Procédé selon l'une des revendications 1 à 13, caractérisé en ce que pour déterminer le modèle de sensibilité, - on configure (2.2) un réseau de neurones en définissant un nombre de couches de neurones, - on effectue (2.3) des simulations de type analogiques, RF ou mixtes sur le circuit de manière à obtenir un ensemble de couples de mesures entrée/impact, - on entraîne (2.4) le réseau de neurones avec les données collectées par simulation, et - on arrête le processus d'entraînement lorsque le modèle obtenu reproduit les expériences de la simulation avec la précision souhaitée. 15. Procédé selon la revendication 14, caractérisé en ce que la méthode d'entraînement du réseau neuronal est la méthode de Levenberg-Marquardt. 16. Procédé selon l'une des revendications 1 à 15, caractérisé en ce qu'on découpe le circuit en plusieurs blocs fonctionnels, chaque bloc étant modélisé individuellement, le modèle du circuit résultant de la combinaison des modèles des différents blocs. 17. Procédé selon l'une des revendications 1 à 16, caractérisé en ce que, dans un système d'analyse macroscopique, sa mise en oeuvre est combinée avec celle de procédés de modélisation d'injection et de propagation de bruit afin de déterminer l'influence du bruit sur l'ensemble du circuit électronique.