Brevet FR2926421A1 — publié le 20090717

SYSTEME D'EMISSION RADIOFREQUENCE DOMAINE DE L'INVENTION La présente invention concerne le domaine des émetteurs radiofréquence, notamment ceux utilisés dans les terminaux de communication sans fil tels que les téléphones portables par exemple. L'invention concerne plus particulièrement des émetteurs radiofréquences 10 reconfigurables capables d'émettre dans une large gamme de puissances et selon plusieurs formats d'émission. ETAT DE LA TECHNIQUE 15 Dans le domaine de la communication radio sans fil, il existe de nombreux formats de communication par ondes dans la bande de fréquences radio, comme par exemple les normes UHF, GSM, EDGE, WCDMA, 3G, etc..., chacune de ces normes étant associée à une bande de fréquences d'émission particulière (on parle par exemple de bande UHF, bande GSM, bande 3G, etc...). 20 Toutefois, un émetteur radio adapté pour l'émission selon une norme particulière n'est généralement pas adapté pour l'émission selon une autre norme. Par exemple, l'architecture d'un émetteur radio selon la norme GMSK se fonde sur une modulation directe et comprend à cet effet un modulateur analogique suivi d'un amplificateur de 25 puissance. En revanche, les architectures à boucle polaire sont particulièrement bien adaptées pour transmettre des signaux à enveloppe non constante comme par exemple la modulation 8PSK choisie par la norme EDGE. Mais la boucle polaire ne peut transmettre des signaux à large de bande plus large que les signaux EDGE. D'un autre côté, pour les émissions à large bande comme les émissions selon les normes 3G et OFMD, 30 usuellement seule une architecture à modulation directe et un amplificateur linéaire est concevable. Pour contourner les incompatibilités entre les architectures d'émission radiofréquence, il existe des terminaux équipés de plusieurs émetteurs, chacun dédié à une norme 35 particulière. Le terminal est ainsi encombrant et mal optimisé. En outre, la rapidité de basculement d'un type d'émission à un autre type d'émission est limitée de sorte qu'une utilisation de ce type de terminal à une occupation opportuniste du spectre radio semble difficilement envisageable. 2926421 -2- Par ailleurs, les terminaux utilisant une communication par onde dans la bande de fréquences radio comportent un module d'émission qui délivre à une antenne un signal élaboré à partir des signaux de données, généralement numériques. 5 En termes de performance, ces modules d'émission doivent être analysés par rapport à différents paramètres. Ainsi, dans la mesure où les appareils qu'ils équipent sont fréquemment portables, un critère important concerne leur consommation d'énergie, puisqu'elle a une influence directe sur l'autonomie de l'appareil. Une faible consommation énergétique est donc généralement recherchée. Pour obtenir une plus grande efficacité spectrale, les signaux sont modulés en phase et en amplitude. Or, les signaux à amplitude non constante, ou à enveloppe variable, imposent généralement des contraintes sur le type d'amplificateur à utiliser. En effet, pour éviter les distorsions, on préfère utiliser des amplificateurs à réponse linéaire pour amplifier les signaux d'amplitude non constante. Or, les amplificateurs linéaires sont malheureusement moins performants en termes de consommation d'énergie que les amplificateurs à caractéristique non linéaire. Par ailleurs, compte tenu de la densité d'occupation des systèmes de communication qui partagent la même gamme de fréquence, il est essentiel que les systèmes d'émission ne génèrent que très peu de parasites dans les bandes de fréquences avoisinantes, et mettent en oeuvre un filtrage très sélectif en sortie. A ce jour, certaines techniques ont été élaborées pour permettre l'utilisation d'amplificateurs non linéaires pour amplifier des signaux d'amplitude non constante. Une technique connue sous le terme anglo-saxon d"'outphasing" permet d'aboutir à des résultats satisfaisants. Ainsi, cette technique consiste, à partir d'un signal d'amplitude variable, à générer deux signaux d'amplitude constante, dont le déphasage est variable en fonction de l'amplitude du signal d'origine. Ces deux signaux à enveloppe constante, générés à partir du signal de base, sont des signaux intermédiaires qui peuvent ainsi être amplifiés par des amplificateurs à caractéristique non linéaire, sans risque d'introduire de distorsions de signal, puisque l'information d'amplitude n'existe plus. - 3 Après amplification, ces deux signaux intermédiaires sont additionnés par un étage de recombinaison. Grâce au déphasage opposé des deux signaux intermédiaires, cette recombinaison permet d'obtenir en sortie et après amplification, un signal dont l'amplitude est variable et identique à celle du signal d'origine. Cette technique d"'outphasing", basée sur les travaux théoriques présentés par CHIREIX dans "High power outphasing modulation", in Proc IRE, volume 23 Novembre 1935, pages 1370 à 1392, a fait l'objet de diverses évolutions dont celle décrite dans le document US 2006/0078067. 10 A ce jour, les modules d'amplification fonctionnant sur le principe de l"'outphasing" mettent en oeuvre des étages de recombinaison des signaux qui emploient des composants passifs tels que des transformateurs, des lignes de transmission de longueur quart d'ondes, ou des coupleurs magnétiques. De tels composants sont par nature relativement 15 encombrants et globalement peu performants, ce qui rend leur emploi inadapté pour les applications dans des terminaux mobiles. EXPOSE DE L'INVENTION 20 Le but de la présente invention est de résoudre les problèmes susmentionnés en proposant un système d'émission radiofréquence peu encombrant qui soit reconfigurable rapidement afin de fonctionner selon plusieurs formats d'émission, qui permette une communication dans une large gamme de puissances et qui soit performant en termes de consommation d'énergie. 25 A cet effet, l'invention a pour objet un système d'émission radiofréquence comportant : ^ des moyens de production d'un signal numérique complexe quantifié sur N bits ; ^ des moyens de transformation du signal numérique complexe en deux signaux numériques complexes d'enveloppe identique et constante et déphasés l'un par 30 rapport à l'autre ; ^ une voie de traitement numérique associée à chacun des deux signaux numériques complexes à enveloppe constante et comportant au moins des moyens de filtrage du type sigma-delta pour quantifier sur M bits des signaux transitant dans la voie de traitement, M étant inférieur à N ; 35 ^ des moyens de conversion numérique/analogique pour convertir les sorties des voies de traitement numérique en des signaux analogiques ; ^ moyens de filtrage sélectif de type passe-bande des signaux analogiques dans une bande de fréquences d'émission prédéterminée ;5 - 4- ^ des moyens d'amplification des signaux analogiques filtrés ; et ^ des moyens de recombinaison des signaux analogiques amplifiés. En d'autres termes, la modulation du signal est réalisée uniquement en numérique. De fait, l'émetteur est reconfigurable à loisir, et cela de manière rapide puisqu'il s'agit uniquement de changer de mode de programmation des signaux. Toutefois, on notera que pour réaliser une conversion numérique/analogique à une fréquence d'échantillonnage élevée (pouvant aller à plusieurs GHz), il est nécessaire de réduire le nombre de bits de quantification. Dans le cas contraire, l'utilisation de convertisseurs rapides induit une consommation d'énergie importante qui n'est pas compatible avec certaines applications visées, notamment dans les téléphones cellulaires sans fil. En outre, la conversion numérique/analogique à 8 ou 10 bits est encore limitée à quelques dizaines de MHz. Or, une réduction grossière du nombre de bits de quantification s'accompagne d'une forte erreur de quantification qui s'étale de façon uniforme sur tout le spectre, rendant ainsi le signal de sortie impropre à la communication radiofréquence. Une réduction du nombre de bits de quantification par l'utilisation d'un filtrage sigma-delta a pour effet de mettre en forme le spectre de puissance du bruit de quantification. Ainsi, les paramètres du filtrage définissent une bande de fréquences sur laquelle le signal de sortie présente un bon rapport signal sur bruit. Une fois la conversion en analogique effectuée, un filtrage sélectif du signal dans cette bande de fréquences permet d'avoir un bruit très limité hors de cette bande, voire éliminé. Il est ainsi obtenu un signal radiofréquence propre à la communication radiofréquence. Par ailleurs, afin de produire simplement des signaux de puissance moyenne élevée et sans consommation d'énergie excessive, une transformation des signaux numériques à enveloppe non constante selon la technique du � outphasing � est réalisée. Les signaux ainsi obtenus ont donc une enveloppe constante et sont amplifiés après leur conversion en analogique, de préférence à l'aide d'amplificateur de puissance fonctionnant en mode saturé.35 - 5 Le système selon l'invention tire ainsi partie de la synergie entre une technique de modulation numérique à hautes fréquences grâce à l'utilisation d'un filtrage sigma-delta combiné à un filtrage passe-bande sélectif et une technique du type � outphasing � autorisant la production de signaux à enveloppe non constante de puissance moyenne élevée. Selon un mode particulier de l'invention, les moyens de production comprennent des moyens de génération d'un signal numérique complexe quantifiés sur N bits et échantillonné à une première fréquence prédéterminée et des moyens de sur- échantillonnage du signal numérique complexe échantillonné à la première fréquence à une seconde fréquence prédéterminée. Notamment, les moyens de sur-échantillonnage réalisent à un sur-échantillonnage par décimation et interpolation. En d'autres termes, le signal numérique complexe est modulé dans la bande de base puis sur-échantillonné. Selon un mode de réalisation particulier de l'invention, la voie de traitement numérique comprend en outre: ^ des moyens de sur-échantillonnage par répétition aptes à insérer L-1 zéros entre chaque échantillon d'un signal d'entrée numérique reçu par ceux-ci ; et ^ des moyens de convolution aptes à convoluer des signaux numériques de sortie des moyens de sur-échantillonnage par répétition par une séquence quantifiée sur M bits, de longueur égale à L ou 2L échantillons, et échantillonnée à L fois la seconde fréquence. En d'autres termes, afin d'augmenter la fréquence radiofréquence d'émission, par exemple au delà de celles auxquelles les moyens de filtrage du type sigma-delta peuvent fonctionner, un sur-échantillonnage par répétition est effectué. Selon un mode de réalisation particulier de l'invention, les moyens de filtrage du type sigma-delta sont aptes à fonctionner en bande de base. En d'autre termes, le filtre sigma delta de type passe-bas atténue le bruit de quantification aux basses fréquences et les rejettent au-delà, garantissant un bon rapport signal bruit en 35 bande de base jusqu'à sa fréquence de coupure. Selon un mode de réalisation particulier de l'invention, les moyens de filtrage du type sigma-delta sont aptes à fonctionner en passe-bande. 2926421 -6 En d'autres termes, les moyens de génération du signal produisent un signal numérique non plus complexe (en quadrature) mais réel (seulement une composante), qui est déjà transposé, par exemple par un produit vectoriel, dans la bande de fréquence du modulateur sigma delta passe-bande. Ce modulateur atténue le bruit de quantification 5 dans sa bande de fréquence et le rejette au-delà, garantissant un bon rapport signal bruit dans sa bande passante. Le mode de réalisation utilisant un filtre sigma-delta de type passe-bas permet de dégager une bande de fréquence plus large que le mode de réalisation utilisant un filtre sigma- 10 delta de type passe-bande. En revanche, le mode de réalisation basé sur le filtre sigma-delta passe-bande est plus économe, plus simple et n'est pas affecté par les problèmes de fréquence image que rencontre le mode de réalisation basé sur le filtre sigma-delta passe-bas. Selon un mode de réalisation particulier de l'invention, la voie de traitement numérique comporte des moyens de sélection de canal. En d'autres termes, à l'aide des moyens de sélection il est possible de choisir un canal de 20 fréquence dans une bande de fréquence dont les moyens de sur-échantillonnage par décimation et interpolation, éventuellement associés aux moyens de sur-échantillonnage par répétition, définissent le canal central. Un degré de flexibilité supplémentaire dans le choix de la fréquence radio d'émission est ainsi obtenu. 25 Selon un mode de réalisation particulier de l'invention, la voie de traitement numérique comporte des moyens aptes à réaliser un produit vectoriel entre un signal numérique complexe reçu en entrée et un vecteur tournant d'amplitude constante prédéterminée. En d'autres termes, cette opération de produit vectoriel permet de transposer un signal 30 numérique complexe en bande de base vers un signal numérique complexe à plus haute fréquence, celle-ci étant inférieure ou égale à la moitié de la fréquence d'échantillonnage. Le résultat de ce produit est signal en nombre complexe dont le spectre ne contient que des composantes fréquentielles positives. Le choix de l'amplitude du vecteur tournant permet d'ajuster l'amplitude du signal sortant. Selon un mode de réalisation particulier de l'invention, la voie de traitement numérique comporte des moyens de sélection de la partie réelle du signal numérique complexe à enveloppe constante. 15 2926421 -7 En d'autres termes, seule la partie réelle du signal est conservée dans les cas ou elle seule présente un intérêt pour la suite du traitement numérique. Selon un mode de réalisation particulier de l'invention, les moyens de filtrage sélectif du 5 type passe-bande comprennent des filtres BAW- CRF (pour � Bulk Acoustic Wave û Coupled Résonator Filter �). En d'autres termes, il est utilisé un filtre très sélectif, capable de sélectionner une bande de fréquences de quelques dizaines de Mégahertzs et peu encombrant. La fonction de ce 10 filtre est doublement importante. Il permet d'éliminer le bruit de quantification généré par le filtre sigma-delta et il rend au signal sa propriété d'amplitude constante, propriété qu'il avait perdue après passage dans le filtre sigma delta. Selon un mode de réalisation particulier de l'invention, les moyens d'amplification 15 comprennent des amplificateurs de puissance fonctionnant en mode saturé ou en compression. En d'autres termes, les signaux analogiques à enveloppe constante autorisent conduisent les amplificateurs à opérer dans leurs zones de saturation, là où le rendement énergétique 20 est élevé et peut atteindre 75%. Une telle amplification permet de consommer moins d'énergie qu'une amplification linéaire. Selon un mode de réalisation particulier de l'invention, l'impédance de sortie des moyens de conversion numérique/analogique est adaptée à l'impédance d'entrée des moyens de 25 filtrage sélectif. En d'autres termes, en assurant une adaptation d'impédance de qualité entre la partie numérique et la partie analogique, on peut optimiser la puissance de consommation du circuit numérique. BREVE DESCRIPTION DES FIGURES La présente invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui va suivre, donnée uniquement à titre d'exemple, et faite en relation avec les dessins annexés, dans 35 lesquels des références identiques désignent des éléments identiques ou analogues, et dans lesquels : 30 2926421 -8 la figure 1 est une vue générale d'une architecture d'émission radiofréquence selon l'invention ; la figure 2 est une vue schématique d'un premier mode de réalisation de l'architecture de la figure 1 ; 5 la figure 3 est une vue schématique d'un deuxième mode de réalisation de l'architecture de la figure 1 ; la figure 4 est un spectre de sortie d'un filtre sigma-delta entrant dans la constitution du deuxième mode de réalisation ; la figure 5 est une vue schématique plus en détail du module commande des 10 amplificateurs de puissance entrant dans la constitution de l'architecture de la figure 1, la figure 6 est un tracé de courbes d'amplification ; les figures 7 et 8 sont des vues en coupe schématiques d'un filtre BAW-CRF entrant dans la constitution du circuit de filtrage et de recombinaison du système selon 15 l'invention ; la figure 9 est un schéma illustrant une première variante de réalisation de du circuit de filtrage et de recombinaison de la figure 2 ; et les figures 10, 11 et 12 sont des vues analogues illustrant d'autres variantes de réalisation. 20 DESCRIPTION DETAILLEE DE L'INVENTION Sur la figure 1, l'architecture générale d'un système d'émission radio fréquence selon l'invention est désignée sous la référence 10. 25 Le système 10 selon l'invention comporte un modulateur radiofréquence numérique 12, un étage de conversion numérique/analogique 14 convertissant des signaux numériques produits par le modulateur 12 en signaux analogiques, un circuit analogique 16 réalisant le filtrage, l'amplification et la recombinaison des signaux délivrés par l'étage de 30 conversion 14, et une antenne d'émission 18 commandée par le circuit analogique 12. Le modulateur radiofréquence numérique 12 comporte un module 20 de production d'un signal numérique complexe S = I + jQ, de partie réelle I et de partie imaginaire Q. Le signal numérique complexe S est échantillonné sur N bits, par exemple six, huit ou dix 35 bits, et selon un format prédéterminé d'émission radiofréquence, comme par exemple la norme GSM, la norme EDGE, la norme WCDMA ou la norme OFDM. Comme cela est connu en soi, le signal numérique complexe S = I +jQ est modulé notamment en amplitude et n'a donc pas une enveloppe constante. -9 Un module 22 de transformation, connecté au module 20 de production, reçoit le signal numérique complexe S = I + jQ et le transforme en deux signaux numériques complexes SzINC = IP + jQP et S INc = IN + jQN d'enveloppe constante identique, et déphasés l'un par rapport à l'autre en mettant en oeuvre de manière numérique la technique dite de 5 � outphasing � telle qu'exposée dans le document de CHIREIX précédemment cité. Selon cette technique, le signal S modulé en amplitude et en phase, s'écrit selon la relation : 10 S(t) = A(t).exp(j.wt + 0(t)) où 2 _ -1, t est le temps, A(t) est l'amplitude modulée du signal s, w est la pulsation de la porteuse du signal s et 9 (t) est la phase modulée du signal s. 15 Le signal S peut se réécrire sous la forme S(t) = SzINC (t) + S INc (t) , les signaux SzINC et S INc étant donnés par les relations : SzJNC(t) = A0.exp(jçp(t)+ jwt + j 9(t)) 20 S INC(t) = Ao.exp(-jçp(t)+ jwt + j 9(t)) avec Ao = max et p(t) = cos 1 Le module 22 génère donc une paire de signaux, SzINC et S INc , à enveloppe constante et 25 identique et présentant un déphasage l'un par rapport à l'autre. Le modulateur radiofréquence numérique 12 comprend également deux voies parallèles de traitement numérique 24, 26, connectées au module 22 et traitant chacune un signal SzINC et S INc . Plus particulièrement, les voies 24, 26 produisent, en fonction des signaux 30 numériques qu'elles reçoivent, des signaux d'enveloppe constante, dont la fréquence d'échantillonnage est élevée à une fréquence radio intermédiaire, et quantifiés sur M bits à l'aide d'un filtrage du type sigma-delta, où M est un nombre de bits inférieur à N. Le modulateur radiofréquence numérique 12 comporte en outre un générateur d'horloge 35 28, qui cadence le fonctionnement des organes venant d'être décrits ainsi que les fréquences d'échantillonnage des signaux transitant dans ceux-ci. 2926421 - 10- Le circuit analogique de filtrage 16 comprend quant à lui un premier étage de filtrage passe-bande 30. L'étage 30 comporte des filtres passe-bande 32, 34 très sélectifs, et de préférence des filtres BAW-CRF ci-après décrits plus en détail. Ces filtres 30, 32 atténuent fortement le spectre des signaux délivrés par le modulateur 12 en dehors de la bande d'émission radiofréquence choisie, notamment pour éliminer le bruit de quantification hors de cette bande généré par le filtrage sigma-delta. Le circuit analogique de filtrage 16 comprend également un étage d'amplification de puissance 36. L'étage d'amplification 36 comprend deux amplificateurs 38, 40 qui appliquent un gain G aux signaux issus de l'étage de filtrage 30, les amplificateurs 38, 40 étant de préférence réalisés au moyen de composants non linéaires fonctionnant en mode saturé ou légèrement comprimé. Le gain G des amplificateurs 38, 40 est réglé par un module de commande de gain 42 recevant une consigne de gain G, depuis un module de détermination de consigne 44 de préférence intégré au modulateur numérique 12. Le module 44 détermine la consigne de gain en fonction de la puissance requise pour l'émission par l'antenne, comme cela est par exemple connu de la communication selon la norme GSM dont la puissance du signal émis dépend de la distance du terminal de communication sans fil à la station de base. L'étage d'amplification 36 comporte optionnellement des commutateurs 46, 48 permettant de court-circuiter les amplificateurs 38, 40 lorsque aucune amplification n'est requise, permettant ainsi dans une telle situation des économies d'énergie. Enfin, le circuit de filtrage 16 comporte un module de recombinaison 50, connecté à l'étage d'amplification 36 et reconstituant en fonction des sorties de celui-ci un signal � SANT � modulé en phase et en amplitude autour de la fréquence d'émission. Le signal SANT ainsi produit est sensiblement égal, pour la bande de fréquences d'émission choisie, à sANT (t) = G.(I A (t) + jQA (t)) exp(jwRFt) , où IA et QA sont les conversions analogiques des signaux I et Q et WRF la pulsation de la porteuse radiofréquence. La figure 2 illustre un premier mode de réalisation du système selon l'invention. Selon ce premier mode de réalisation, le module 20 de production du signal numérique complexe S = I+jQ comporte un générateur de signal numérique 60 qui génère un signal numérique complexe Sb = Ib + jQb selon le format d'émission choisi. - 11- Les signaux numériques en quadrature Ib et Qb sont quantifiés sur N bits, par exemple sur six, huit ou dix bits, et échantillonnés à une fréquence fi de bande de base. L'information utile des signaux Ib et Qb occupe donc une bande de fréquences centrée autour de la fréquence zéro. Le module 20 comporte optionnellement deux filtres RRC (acronyme de l'expression anglo-saxone � Root Raised Cosine �) 62, 64 connectés au générateur 60 et recevant respectivement les signaux Ib et Qb. Les filtres RRC 62, 64 permettent de limiter l'étalement spectral du signal à la largeur du canal envisagé. 10 Le module 20 comporte en outre des sur-échantillonneurs 66, 68 connectés aux filtres RRC 62, 64 respectivement et produisant les parties réelle et imaginaire I et Q. Chaque sur-échantillonneur 66, 68 élève le signal de sortie du filtre RRC 62, 64 auquel il est connecté à une deuxième fréquence d'échantillonnage f2 par interpolation et décimation. 15 L'information utile des signaux I et Q occupe toujours la même bande de fréquence autour de la fréquence zéro. Un tel sur-échantillonneur est bien connu de l'état de la technique. Les voies de traitement numérique 24, 26 comprennent chacune un agencement série 20 d'un sélectionneur de canal 70, d'une paire de filtres sigma-delta 72, 74, 76, 78, d'un sur-échantillonneur par répétition 80 et d'un filtre de convolution 82. Le sélectionneur de canal 70 réalise, à la demande, le produit vectoriel de chacun des signaux numériques complexes SrP Nc = IP + jQP et S Nc = IN + jQN issus du module 22 25 de transformation par un vecteur tournant à une fréquence égale à la différence entre la fréquence du canal d'émission souhaitée fcH et la fréquence du canal central fc. L'information utile est ainsi comprise essentiellement dans une bande de fréquences centrée sur la fréquence (fcH - fc). L'amplitude du vecteur tournant est choisie pour ajuster l'amplitude des signaux en entrée des filtres sigma-delta 72, 74, 76, 78. 30 Les filtres sigma-delta 72, 74, 76, 78 sont connectés aux sorties du sélectionneur de canal 70. Chaque filtre sigma-delta quantifie le signal qu'il reçoit sur un nombre inférieur M de bits, par exemple sur 1 ou 1,5 bit, c'est-à-dire sur deux niveaux logiques (0 et 1) ou trois niveaux logiques (-1, 0, 1), tout en mettant en forme le spectre de puissance du bruit de 35 quantification. Il est ainsi obtenu en sortie des filtres sigma-delta 72, 74, 76, 78 deux signaux complexes numériques quantifiés sur M bits Seo = I'o + jQ~o et S o = I o + jQ o5 -12- Les paramètres des filtres sigma-delta 72, 74, 76, 78 sont sélectionnés en fonction du format d'émission choisi et donc de la bande de fréquences correspondant à ce format, de manière à ce que le signal requantifié sur M bits présente un bon rapport signal sur bruit dans cette bande. De préférence, les paramètres des filtres sigma-delta sont choisis pour que cette bande de fréquences représente en largueur un faible pourcentage de la fréquence d'échantillonnage du signal que le filtre sigma-delta reçoit. Par exemple, pour une émission à la norme WCDMA, le filtre sigma-delta met en forme le spectre du bruit de quantification pour que le rapport signal sur bruit soit bon sur une bande de fréquence de 100 MHz, tandis que le filtre opère avec une fréquence d'échantillonnage de 1.95 GHz. Il en résultera, après sur-échantillonnage par répétition, un bon rapport signal sur bruit dans la bande de 1,90 GHz û 2,00 GHz, qui couvre la bande WCDMA (1,92 GHz û 1,98 GHz). Les filtres sigma-delta sont classiques et ne seront pas expliqués plus en détail pour des raisons de concision. Pour plus de détails sur l'agencement et le fonctionnement d'un tel filtre, on pourra se reporter par exemple au document � An Overview of sigma delta converters � de PERVEZ M.AZIZ, HENRIK V.SORENSEN & JAN VAN DER SPIEGEL, IEEE signal processing magazine, Janvier 1996. Le sur-échantillonneur par répétition 80 augmente quant à lui la fréquence d'échantillonnage des signaux numériques I o , delta 72, 74, 76, 78 d'un facteur L prédéterminé. Le facteur de sur-échantillonnage L est sélectionné en fonction de la bande de fréquences choisie pour l'émission radiofréquence. Le sur-échantilloneur par répétition 80 a la double fonction d'élever la fréquence d'échantillonnage et de répéter L fois le spectre de son signal d'entrée. Ainsi le signal utile contenu en bande de base, se trouvera également répété à la fréquence radio du canal d'émission. Pour ce faire, entre deux échantillons successifs de signaux numériques I o sont insérés L-1 zéros. Et de même pour Q, I o , I o . Par exemple, pour chaque échantillon I ô(n) du signal I o , où n est le nième instant d'échantillonnage, une séquence [ I o (n) 0 0 0] est produite. Les suites numériques IL , QL , Ii , Ii ainsi produites sont donc L fois plus longues et cadencées L fois plus vite que les signaux numériques I o , Q r, , I o , I o reçus par le sur-échantillonneur 80. QP�4' INE4 ' IN E4 reçus des filtres sigma- - 13 - Les suites numériques IL , QL , Ii sont alors convoluées par le filtre de convolution 82 avec des séquences de longueur L ou 2L afin d'obtenir deux suites numériques SP et SN d'échantillons, par exemple égaux à : SP(n)=[ Q r, (n -1) I ô (n) û Q r, (n) û I ô (n) ] et, SN(n)=[ Q o (n) I ô (n) û Q o (n) û I o (n) ] L'étage de conversion numérique/analogique 14 comporte quant à lui deux convertisseurs numérique/analogique 84, 86 connectés au filtre de convolution 82 pour recevoir les suites numériques SP et SN respectivement. Chaque convertisseur numérique/analogique 84, 86 comprend un tampon de sortie 88, 90 qui réalise la conversion des signaux numériques en impulsion de courant, ainsi qu'une source de courant 92, 94. La source de courant 92, 94 est pilotée par la sortie du tampon 88, 90 et produit une impulsion positive de courant lorsque la sortie du tampon 88, 90 est positive, c'est-à-dire lorsque la valeur correspondante de la suite numérique SP et SN est égale à +1, une impulsion négative de courant lorsque la sortie du tampon 88, 90 est négative c'est-à-dire lorsque la valeur correspondante de la suite numérique SP et SN est égale à -1, et un courant sensiblement nul lorsque la sortie du tampon 88, 90 est sensiblement nulle, c'est-à-dire lorsque la valeur correspondante de la suite numérique SP et SN est nulle. On notera ainsi que le convertisseur numérique/analogique est très simple, capable de fonctionner à une fréquence très élevée comprise entre 5 et 10 GHz, et produit des impulsions très courtes. Le circuit analogique de filtrage 16 comprend deux filtres BAW-CRF 96, 98. Les résonateurs d'entrée 100, 102 de ceux-ci sont connectés respectivement aux sources de courant 92, 94 de l'étage de conversion numérique/analogique 14. Les bornes des résonateurs de sortie 104, 106 des filtres BAW-CRF sont quant à elles connectés à la masse GND et aux amplificateurs 46, 48 respectivement. Une impulsion de courant circulant dans le résonateur d'entrée d'un filtre BAW-CRF crée alors, aux bornes du résonateur de sortie 104, 106 de celui-ci, une tension positive, négative ou nulle en fonction de la valeur de l'impulsion de courant. -14- Une tension filtrée de manière sélective, c'est-à-dire dont les composantes spectrales hors de la bande de fréquence d'émission choisie sont atténuées, est ainsi obtenue aux bornes de sortie de chaque filtre BAW- CRF avant son amplification par l'étage d'amplification 36. Le module de recombinaison 50 additionne quant à lui les sorties des amplificateurs 46, 48, le signal de commande sANT de l'antenne 18 étant ainsi produit. Enfin le générateur d'horloge 28 du modulateur radiofréquence numérique 12 comprend 10 une horloge pilotable 108 qui fonctionne à la fréquence L. fz et commande la fréquence de fonctionnement du sur-échantillonneur par répétition 80 et du filtre de convolution 82. Un diviseur de fréquence 110 est par ailleurs prévu. Le diviseur de fréquence 110 divise la fréquence de l'horloge 108 par le facteur L et commande la fréquence de fonctionnement des sur-échantillonneurs par décimation et interpolation 66, 68 et des 15 filtres sigma-delta 72, 74, 76, 78. Ainsi la commande de la fréquence de l'horloge 108 et/ou du facteur L permet de régler la fréquence d'émission radio dans un large spectre de fréquences radio. 20 Comme par ailleurs, le format des données est réglé dans la bande de base par une programmation appropriée du générateur de signal 60, il n'est donc pas besoin de prévoir des circuits spécifiques pour chaque norme d'émission et sa bande de fréquence associée. Les filtres sigma-delta 72, 74, 76, 78 peuvent usuellement fonctionner selon plusieurs 25 modes, notamment en bande de base ou en passe-bande. La figure 3 illustre un second mode de réalisation du système selon l'invention. Ce second mode de réalisation diffère de celui décrit en relation avec la figure 2, en ce 30 que la partie réelle de chaque signal SrP Nc = IP + jQP et S Nc = IN + jQN est sélectionnée en sortie du module 22 de transformation, par exemple par le sélectionneur de canal 70 modifié pour mettre en oeuvre cette fonction. Deux signaux RP et RN étant produit par le sélectionneur de canal 70, chaque voie de 35 traitement numérique ne comporte alors qu'un seul filtre sigma-delta de type passe-bande 72, 74 fonctionnant en mode passe-bande.5 - 15 - Le sélectionneur de canal 70 réalise, à la demande, le produit vectoriel des parties réelles IP et IN chacun des signaux numériques complexes SzJNC et S Nc issus du module 22 de transformation par un vecteur tournant d'amplitude programmable dont la fréquence est égale à la différence entre la fréquence du canal d'émission souhaitée fcH et la fréquence du canal central fc à laquelle s'ajoute encore la fréquence centrale fBP du filtre sigma-delta 72, 74. Il est à noter que les fréquences k et fBP ne sont pas identiques puisque k fait référence à la fréquence du canal central d'émission au niveau de l'antenne, tandis que fBP fait référence à la fréquence centrale du filtre sigma-delta en mode passe-bande. Si fc est suffisamment basse, alors, on peut éventuellement confondre k et fBP . La figure 4 illustre le cas plus général du spectre du signal de sortie du filtre sigma-delta où l'on voit apparaitre fU et fBp, mais pas ff qui est beaucoup plus élevée en fréquence. L'information utile est ainsi comprise essentiellement dans une bande de fréquences centrée sur la fréquence fU = fBP+(fcH - fc)• Le produit vectoriel permet d'ajuster le niveau d'amplitude des signaux aux entrées des filtres sigma-delta. En effet, RP et RN sont respectivement proportionnels aux signaux : RP =Re[(IP+j.QP)*A* RN =Re[(IN+j.QN)*A*e',o°`] 25 Par ailleurs, dans le cas où des fréquences d'émission compatibles avec la fréquence de fonctionnement maximale des filtres sigma-delta sont choisies, typiquement des fréquences inférieures à 2 GHz, le sur-échantillonneur par répétition 80 et le circuit de convolution 82 peuvent être omis, les sorties des filtres sigma-delta 72, 76 étant directement connectées aux convertisseurs numérique/analogique 84, 86. 30 La figure 5 est une vue schématique du module de commande de gain 42 de l'étage d'amplification 36. Un avantage de convertir les signaux modulés en amplitude en des signaux d'enveloppe 35 constante est de pouvoir réaliser l'amplification en mode saturé ou en compression et ainsi de pouvoir régler le point de saturation en fonction de la puissance du signal à émettre. 2926421 - 16- De façon générale, la puissance moyenne d'émission d'un terminal mobile, comme un téléphone cellulaire par exemple, est continuellement ajustée en fonction de la position du terminal par rapport à la station de base la plus proche de celui-ci. Afin d'optimiser la puissance émise, la station de base indique au terminal le niveau de puissance auquel il 5 doit émettre. Le terminal doit donc être équipé de moyens lui permettant de commander la puissance moyenne émise. Le module de commande de gain 42 du système selon l'invention comporte à cet effet, associé à chaque amplificateur 38, 40, un coupleur directionnel 120, 122 prélevant une 10 partie du signal en sortie de l'amplificateur 38, 40. Un circuit 124, 126 de mesure de puissance est connecté au coupleur directionnel 120, 122 et mesure la puissance émise par l'amplificateur 38, 40 en fonction du signal prélevé par le coupleur 120, 122, comme cela est déjà connu en soi. 15 Un comparateur 128, 130 est par ailleurs connecté à la sortie du circuit de mesure 124, 126 et reçoit du module 44 la consigne de gain pour les amplificateurs 38, 40. La mesure de la puissance de sortie pour l'amplificateur 38, 40 est ainsi comparée à la consigne de gain délivrée par le module 44. 20 La différence entre les deux entrées du comparateur commande une source de courant qui charge ou décharge un condensateur 133, 135 auquel elle est connectée. La tension établie aux bornes du condensateur 133, 135 détermine la tension de grille d'un transistor de puissance PMOS 136, 138 dont la source est connectée à une tension constante VBATT et le drain fournit en courant l'amplificateur 38, 40. Lorsque la puissance émise est trop importante, la source de courant 132, 134, est active dans le sens sortant et vient ainsi charger de façon continue la tension de grille du transistor 136, 138. Ceci a pour effet de réduire le courant délivré par le transistor à l'amplificateur 38, 40, et donc de réduire la puissance émise par l'amplificateur jusqu'à ce que les tensions aux bornes du comparateur s'égalisent. Si la puissance émise est trop faible, c'est l'inverse qui se produit. Le système est donc stable. Le circuit numérique possède un convertisseur numérique/analogique, appelé RAMPDAC, qui est connecté à l'entrée négative du comparateur.35 - 17 -Lorsque le circuit établit une valeur de consigne RAMPDAC plus forte, la différence de potentiel négative aux bornes du comparateur 128, 130 induit une source de courant entrante qui décharge le condensateur. Ceci a pour effet de réduire la tension de grille, d'augmenter le courant délivré par le transistor 136, 138 et d'accroître la puissance émise par l'amplificateur. L'inverse se produit pour une valeur de consigne RAMPDAC plus faible. En outre, le module d'amplification de puissance 36 est conçu de sorte que les amplificateurs 38, 40 fonctionnent continuellement en mode saturé. Plus particulièrement, comme cela est illustré à la figure 6, les courbes d'amplification de puissance d'un amplificateur (l'axe des abscisses représentant la puissance du signal en entrée de l'amplificateur et l'axe des ordonnées représentant la puissance du signal en sortie de l'amplificateur) sont paramétrées par le courant hD alimentant celui-ci. Un courant hD plus faible conduit à un point de saturation plus faible et un courant hD plus élevée conduit à un point de saturation plus élevé. Les deux variables d'ajustement du système sont la consigne RAMPDAC et la puissance d'entrée du signal. Elles sont calibrées en usine pour que les amplificateurs opèrent 20 toujours dans leur zone de saturation et de manière optimale. Lorsque le système doit émettre à une puissance élevée, par exemple POUT4, la consigne RAMPDAC et la puissance d'entrée P4 sont ajustées pour que le point de fonctionnement soit positionné sur une caractéristique (POUT, PIN) qui sature pour ce niveau de 25 puissance POUT4. Lorsque le système doit émettre à une puissance plus faible, par exemple POUT1, la consigne RAMPDAC est réduite et la puissance d'entrée P1 est limitée pour que le point de fonctionnement soit un point de saturation, qui est le point de rendement maximum. Il va maintenant être décrit plus en détail la structure d'un filtre BAW-CRF en relation avec les figures 7 à 11. Les filtres BAW-CRF sont constitués par un empilement de plusieurs résonateurs à ondes 35 acoustiques de volume, qui sont couplés par un ensemble de couches acoustiquement passives. Chaque résonateur comporte une couche piézo-électrique, qui est prise en sandwich entre deux électrodes. 30 - 18 - De tels filtres fonctionnent de manière simplifiée selon des structures représentées de façon schématique à la figure 7. Une telle structure de filtre comprend deux résonateurs 1010, 1011. Chaque résonateur comprend une couche centrale en matériau piézo-électrique 1012 qui est prise en sandwich entre deux électrodes 1013, 1014. Le second résonateur 1011 comprend une structure analogue avec une couche centrale 1015 prise en sandwich entre deux électrodes 1016, 1017. Les deux résonateurs 1010, 1011 sont séparés par un ensemble de couches. Cet ensemble de couches 1020 inclut des couches de faible impédance acoustique 1021, 1022 entre lesquelles sont interposées des couches 1023 de haute impédance acoustique. Dans l'exemple illustré, le nombre de couches représentées est de trois, mais il peut être plus élevé en fonctions des applications. Ces matériaux utilisés sont, de façon classique, des matériaux diélectriques pour les couches de faible impédance acoustique, ou métalliques pour les couches de forte impédance acoustique. Ainsi, un signal électrique appliqué entre les deux électrodes 1013, 1014 du premier résonateur provoque la génération d'un champ acoustique. Ce champ acoustique traverse l'ensemble de couches de couplage 1021-1023 dans la gamme de fréquence définie par les propriétés acoustiques de cet empilement de couches. Le champ acoustique agissant ainsi sur la couche centrale 1015 du second résonateur provoque la création d'un signal électrique aux bornes des électrodes 1016, 1017 du 25 second résonateur. Dans une forme de réalisation particulière, illustrée à la figure 8, les deux résonateurs d'entrée 1030 et de sortie 1031 peuvent être couplés non pas directement comme dans le cas de la figure 7, mais par l'intermédiaire d'un ensemble de résonateurs complémentaires 30 1032, 1033. Ces résonateurs intermédiaires 1032, 1033 respectivement reçoivent et transmettent les champs acoustiques reçus respectivement depuis le résonateur d'entrée 1030, et à destination du résonateur de sortie 1031. Comme illustré à la figure 9, qui correspond de manière avantageuse au module de 35 recombinaison 50 de la figure 1, deux signaux s'i et s'2, correspondant par exemple aux tensions analogiques en sortie des amplificateurs 38, 48 du système selon l'invention, sont appliqués respectivement à des résonateurs d'entrée 1050, 1051. Les champs acoustiques générés par chacun de ces résonateurs d'entrée 1050, 1051 se transmettent au 2926421 - 19- niveau du résonateur de sortie 1052 par l'intermédiaire des empilements de couches acoustiques 1053, 1054. Dans ce cas, le couplage entre le résonateur d'entrée et le résonateur de sortie est uniquement acoustique. Les champs acoustiques se somment donc au niveau du résonateur de sortie qui délivre un signal de sortie s3 correspondant, 5 aux pertes acoustiques près, à la somme des deux signaux s'i et s'2. Dans ce cas de figure, les résonateurs d'entrée 1050 et de sortie 1051, doivent être réalisés en étant empilés les uns sur les autres dans l'axe de propagation de l'énergie acoustique. 10 Dans un second mode de réalisation illustrée à la figure 10, les deux résonateurs d'entrée 1060, 1061 sont individuellement reliés à deux résonateurs de sortie 1062, 1063. Chaque résonateur de sortie 1062, 1063 élabore donc un signal s3 électrique correspondant respectivement aux signaux amplifiés s'i, s'2. 15 Les résonateurs de sortie 1062, 1063 sont reliés électriquement en série, de telle sorte que le signal de sortie correspond à la somme des tensions générées par chacun des résonateurs de sortie 1062, 1063. La sommation des deux signaux amplifiés se fait donc par la mise en série des deux résonateurs de sortie. 20 Dans une forme de réalisation alternative, illustrée à la figure 11, les résonateurs d'entrée 1070, 1071 ne sont pas directement acoustiquement reliés aux résonateurs de sortie 1072, 1073. En revanche, l'ensemble des résonateurs complémentaires 1075, 1076, 1077, 1078 assurent la transmission du champ acoustique entre les résonateurs d'entrée et les résonateurs de sortie. Ceci permet comme dans la forme de réalisation illustrée à la figure 8, de réaliser des résonateurs de sortie et d'entrée qui sont situés dans le même plan. La structure de filtrage peut ainsi être considérée comme une structure à deux étages. Selon une autre caractéristique de l'invention, il est possible de réaliser une combinaison de filtres BAW-CRF de telle sorte à assurer une adaptation d'impédance à l'impédance de sortie, généralement fixée par l'antenne d'émission. Ainsi, comme illustrée à la figure 12, le signal d'entrée s'1, alimente deux résonateurs d'entrée 1080, 1081, dont les électrodes sont en parallèle. L'impédance vue au niveau de l'entrée correspond donc à la moitié de l'impédance de chacun des résonateurs. - 20 - Ces résonateurs d'entrée 1080, 1081 sont reliés avec des résonateurs de sortie 1082, 1083, dans la forme illustrée par l'intermédiaire d'un étage de résonateur 1085. Il en va de même pour le traitement du second signal amplifié qui alimente deux résonateurs d'entrée 1086, 1087, acoustiquement couplés avec des résonateurs de sortie 1088, 1089. Les quatre résonateurs de sortie 1082, 1083, 1088, 1089 sont également reliés en série, de telle sorte que l'impédance de sortie correspond sensiblement à quatre fois l'impédance unitaire d'un résonateur de sortie. Ce montage permet d'assurer une conversion d'impédance entre l'entrée et la sortie de 10 l'étage, en vue de son adaptation à la valeur d'impédance demandée. Ainsi, on peut atteindre le niveau de puissance requis par les normes d'émission des applications mobiles, en cohérence avec les niveaux de tension de polarisation faible généralement pratiqués sur ce type de structure filtrante. Bien entendu, des montages plus complexes incluant un nombre de résonateurs différents peuvent être réalisés en fonction des valeurs recherchées. Par ailleurs, les pertes d'insertion des filtres BAW-CRF sont très réduites, de l'ordre de 2 20 à 3 décibels, ce qui permet de réduire la dissipation de l'énergie au niveau du circuit de filtrage et de recombinaison. De plus, grâce à la sélectivité importante des filtres BAW-CRF, il est possible de réduire très fortement la génération de parasites ou du bruit de quantification induit par les filtres 25 sigma-delta du module radiofréquence numérique en dehors de la bande de fréquence d'émission choisie. En outre, les filtres BAW-CRF venant d'être décrits sont particulièrement avantageux en termes d'encombrement et en termes de coût, puisqu'ils peuvent intégrer des composants 30 montés sur les techniques de flip-chip. Bien qu'il ait été décrit un système selon l'invention dont le circuit de filtrage et de recombinaison utilise des filtres BAW-CRF, d'autres types de filtres sont envisageables dès lors qu'ils réalisent un filtrage sélectif du bruit de quantification généré par les filtres 35 sigma-delta en dehors de la bande de fréquences d'intérêt. Par exemple, des filtres SAW à onde acoustique de surface peuvent être utilisés à la place des filtres BAW-CRF 32, 34 en amont de l'étage d'amplification 36. 15 - 21 - Grâce à l'invention, il est ainsi obtenu : ^ une émission radiofréquence de signaux modulés en amplitude dans une large gamme de puissances pouvant atteindre +30 dBm, tout en garantissant une amplification exempte de phénomènes de distorsion d'amplitude et une consommation modérée, par l'utilisation de la technique dite de � outphasing � combiné à des amplificateurs fonctionnant en mode saturé ou en compression ; ^ un élargissement du périmètre de fonctionnement d'un modulateur radiofréquence numérique jusqu'aux fréquences radio. Ainsi, par rapport aux circuits analogiques de modulation radiofréquence de l'état de la technique, il est obtenu une plus forte intégration des composants fonctionnels sur une surface réduite, une plus faible consommation énergétique, une reconfigurabilité élevée permettant de basculer rapidement d'un type de communication à un autre, notamment en termes de format de données et de bande de fréquences d'émission, une plus grande insensibilité aux variations de température et de fréquence, une élimination des phénomènes de couplage parasite entre les signaux générés par le système, et un taux de défaillance moindre en raison de l'utilisation de composants fonctionnels numériques en lieu et place de composants fonctionnels analogiques ; ^ une reconfigurabilité, une flexibilité et une rapidité élevée. En effet, les systèmes d'émission multi-standard requièrent une architecture d'émission radio qui s'adapte à son environnement. Par exemple, il peut être souhaité une communication selon la norme WIFI à l'intérieur d'un bâtiment et une communication selon la norme EDGE à l'extérieur. Les systèmes d'émission selon l'invention sont capables de fournir différentes solution à leur utilisateur et de commuter d'un standard de communication à un autre sans cesser la communication. Le système d'émission selon l'invention est ainsi particulièrement adapté à la communication opportuniste dans un environnement de communication dérégulé puisqu'il est capable de se reconfigurer rapidement et ainsi profiter d'opportunités temporelles, géographiques ou spectrales limitées dans le temps ; ^ une réduction du niveau d'interférence hors bande. En effet, grâce à un filtrage très sélectif appliqué par le circuit de filtrage et de recombinaison, le bruit de quantification, les interférences et les signaux parasites, situés hors de la bande de fréquences en cours d'utilisation par un système selon l'invention, sont sensiblement éliminés. Ainsi, la communication dans des bandes de fréquences voisines n'est pas perturbée par le fonctionnement d'un système selon l'invention ; - 22 - ^ réduction de l'encombrement. En effet, le passage à un modulateur radiofréquence tout numérique (par exemple réalisé en technologie CMOS sous la forme de circuits ASICS ou FPGA) améliore l'intégration du modulateur radiofréquence dans des circuits situés en amont de celui-ci, comme un circuit de bande de base par exemple. De même, le modulateur selon l'invention peut être associé un calculateur dédié au traitement du signal. En outre, les filtres sélectifs BAW-CRF sont d'encombrement réduit en comparaison des filtres SAW de l'état de la technique. Ainsi, l'utilisation des filtres analogiques BAW-CRF n'est pas limitative en termes d'encombrement.10 REVENDICATIONS 1. Système d'émission radiofréquence comportant : ^ des moyens (20) de production d'un signal numérique complexe quantifié sur N bits ; ^ des moyens (22) de transformation du signal numérique complexe en deux signaux numériques complexes d'enveloppe identique et constante et déphasés l'un par rapport à l'autre ; ^ une voie (24, 26) de traitement numérique associée à chacun des deux signaux numériques complexes à enveloppe constante et comportant au moins des moyens (72-78) de filtrage du type sigma-delta pour quantifier sur M bits des signaux transitant dans la voie de traitement, M étant inférieur à N ; ^ des moyens (14) de conversion numérique/analogique pour convertir les sorties des voies de traitement numérique en des signaux analogiques ; ^ moyens (30) de filtrage sélectif de type passe-bande des signaux analogiques dans une bande de fréquences d'émission prédéterminée ; ^ des moyens (36) d'amplification des signaux analogiques filtrés ; et ^ des moyens (50) de recombinaison des signaux analogiques amplifiés. 2. Système d'émission radiofréquence selon la revendication 1, dans lequel les moyens (20) de production comprennent des moyens (60) de génération d'un signal numérique complexe quantifié sur N bits et échantillonné à une première fréquence prédéterminée et des moyens (66) de sur-échantillonnage du signal numérique complexe échantillonné à la première fréquence à une seconde fréquence prédéterminée. 3. Système d'émission radiofréquence selon la revendication 1 ou 2, dans lequel la voie (24, 26) de traitement numérique comprend en outre : ^ des moyens (80) de sur-échantillonnage par répétition aptes à insérer L-1 zéros entre chaque échantillon d'un signal d'entrée numérique reçu par ceux-ci ; et ^ des moyens (82) de convolution aptes à convoluer des signaux numériques de sortie des moyens de sur-échantillonnage par répétition par une séquence quantifiée sur M bits, de longueur égale à L ou 2L échantillons, et échantillonnée à L fois la seconde fréquence. 4. Système d'émission radiofréquence selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel les moyens (74-78) de filtrage du type sigma-delta sont aptes à fonctionner en bande de base.- 24 - 5. Système d'émission radiofréquence selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, dans lequel les moyens (74-78) de filtrage du type sigma-delta sont aptes à fonctionner en passe-bande. 6. Système d'émission radiofréquence selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel la voie (24, 26) de traitement numérique comporte des moyens (70) de sélection de canal. 7. Système d'émission radiofréquence selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel la voie de traitement numérique comporte des moyens (70) aptes à réaliser un produit vectoriel entre un signal numérique complexe reçu en entrée et un vecteur tournant d'amplitude constante prédéterminée. 8. Système d'émission radiofréquence selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel la voie (24, 26) de traitement numérique comporte des moyens (70) de sélection de la partie réelle du signal numérique complexe à enveloppe constante. 9. Système d'émission radiofréquence selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel les moyens (30) de filtrage sélectif du type passe-bande comprennent des filtres BAW-CRF (32, 34). 10. Système d'émission radiofréquence selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel les moyens (36) d'amplification comprennent des amplificateurs (38, 40) de puissance fonctionnant en mode saturé ou en compression. 11. Système d'émission radiofréquence selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel l'impédance de sortie des moyens (14) de conversion numérique/analogique est adaptée à l'impédance d'entrée des moyens (30) de filtrage sélectif.