Brevet FR2926936A1 — publié le 20090731

B8682 - 07-GR1-205 1 CIRCUIT ÉLECTRONIQUE DE FOURNITURE D'UN SIGNAL OSCILLANT Domaine de l'invention La présente invention concerne les circuits électroniques adaptés à fournir un signal oscillant, et en particulier un signal oscillant de forte puissance. Exposé de l'art antérieur De nombreux systèmes électroniques comprennent un circuit de fourniture d'un signal oscillant de forte puissance, c'est-à-dire dont la puissance est supérieure à 1 mW, de préfé- rence supérieure à 5 mW et encore de préférence supérieure à 10 mW. Il s'agit, par exemple, d'un émetteur recevant un signal de modulation basse fréquence et fournissant un signal radiofré- quence dans une plage de fréquences adaptées au canal de trans- mission, la phase, la fréquence et/ou l'amplitude du signal radiofréquence étant modulée à partir du signal de modulation basse fréquence. A titre d'exemple, lorsqu'une modulation de fréquence est mise en oeuvre, l'émetteur peut comprendre un modulateur de fréquence recevant le signal de modulation basse fréquence et fournissant un signal oscillant de fréquence plus élevée et dont la fréquence est modulée par le signal basse fréquence. Le signal oscillant est alors amplifié par un ampli- ficateur de puissance qui commande une antenne d'émission du signal radiofréquence. Le modulateur de fréquence peut comprendre B8682 - 07-GR1-205 2 un oscillateur commandé en tension ou VCO (Voltage Controlled Oscilator) qui fournit un signal oscillant à une fréquence qui dépend d'un signal de commande obtenu à partir du signal de modulation basse fréquence. Le rendement énergétique de l'ensemble formé par l'oscillateur et l'amplificateur de puissance d'un émetteur tel que décrit précédemment est relativement faible, généralement inférieur à 10 %. De ce fait, la consommation électrique de l'émetteur sera importante pour fournir à l'antenne d'émission un signal oscillant et amplifié ayant une puissance suffisante. L'obtention d'un faible rendement énergétique s'explique en partie par les nombreuses sources de pertes de puissance de l'ensemble formé par l'oscillateur et l'amplificateur de puissance. En effet, il est nécessaire de prévoir une adaptation d'impédance en sortie de l'oscillateur commandé en tension et une adaptation d'impédance en entrée de l'amplificateur de puissance, ce qui entraîne des pertes de puissance. En outre, pour un émetteur classique, l'oscillateur commandé en tension ne fournissant généralement pas un signal parfaitement sinusoïdal, un filtre doit être prévu entre le modulateur de fréquence et l'amplificateur de puissance. Ce filtre entraîne également des pertes de puissance. L'ensemble formé par l'oscillateur et l'amplificateur de puissance tel que décrit précédemment a une structure rela- tivement complexe. De ce fait, lorsqu'il est réalisé au moins partiellement de façon intégrée, il nécessite la réalisation d'un circuit intégré ayant une surface importante et donc un coût de fabrication élevé. Résumé de l'invention La présente invention vise un circuit électronique de fourniture d'un signal oscillant de forte puissance ayant un rendement important, supérieur à 20 %. Selon un autre objet, le circuit électronique peut être réalisé, au moins partiellement, par un circuit intégré 35 ayant une surface réduite. B8682 - 07-GR1-205 3 Ainsi, un mode de réalisation de la présente invention prévoit un circuit électronique adapté à fournir un premier signal oscillant, comprenant un amplificateur de puissance monté en oscillateur. Selon un mode de réalisation, l'amplificateur de puissance est adapté à recevoir un deuxième signal et à fournir un troisième signal, le circuit électronique comprenant en outre un circuit d'adaptation d'impédance adapté à recevoir le troisième signal et à fournir le premier signal et un circuit de rétro- action adapté à recevoir le premier signal et à fournir le deuxième signal. Selon un mode de réalisation, l'amplificateur de puissance est adapté à fournir le troisième signal sous une forme écrêtée. Selon un mode de réalisation, l'amplificateur de puissance est destiné à recevoir un signal d'alimentation et est adapté à fournir le troisième signal à une amplitude dépendant seulement du signal d'alimentation. Selon un mode de réalisation, le circuit de rétro- action est adapté à recevoir un quatrième signal, le circuit de rétroaction comprenant un composant capacitif, inductif et/ou résistif, la valeur de la capacité, de l'inductance et/ou de la résistance dudit composant dépendant du quatrième signal. Selon un mode de réalisation, le circuit de rétro- action comprend une première borne adaptée à recevoir le premier signal et une seconde borne adaptée à fournir le deuxième signal ; un premier élément capacitif entre la première borne et une troisième borne, la troisième borne étant couplée à la deuxième borne ; et un deuxième élément capacitif entre la deuxième borne et une quatrième borne. Selon un mode de réalisation, le circuit de rétro-action comprend, entre les deuxième et troisième bornes, une première inductance en série avec un troisième condensateur. Selon un mode de réalisation, l'amplificateur de puis- sauce comprend au moins un étage d'amplification comprenant un B8682 - 07-GR1-205 4 premier transistor MOS dont la grille est couplée au circuit de rétroaction et dont le drain est relié à une deuxième inductance et un deuxième transistor MOS dont la grille est destinée à recevoir une tension constante, dont la source est reliée au drain du premier transistor et dont le drain est couplé au circuit d'adaptation d'impédance et est relié à une troisième inductance. Un autre aspect de la présente invention prévoit un circuit de fourniture d'un premier signal oscillant et modulé en fréquence ou en phase à partir d'un cinquième signal. Le circuit comprend un circuit électronique tel que déterminé précédemment adapté à fournir le premier signal et à recevoir le quatrième signal, un comparateur de phase adapté à recevoir le cinquième signal et un sixième signal et adapté à fournir le quatrième signal, un coupleur adapté à fournir un septième signal ayant la même fréquence et la même phase que le premier signal et ayant une amplitude strictement inférieure à l'amplitude du premier signal et un diviseur adapté à recevoir le septième signal et à fournir le sixième signal. Selon un mode de réalisation, le circuit de rétro-action est adapté à recevoir un quatrième signal, le circuit de rétroaction comprenant un composant capacitif, inductif et/ou résistif, la valeur de la capacité, de l'inductance et/ou de la résistance dudit composant dépendant du quatrième signal. L'ampli- ficateur de puissance est destiné à recevoir un signal d'alimentation et est adapté à fournir le troisième signal à une amplitude dépendant seulement du signal d'alimentation. Le circuit comprend, en outre, un circuit de modulation de l'amplitude du signal d'alimentation. Brève description des dessins Ces objets, caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres seront exposés en détail dans la description suivante d'un exemple de réalisation particulier faite à titre non-limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles : B8682 - 07-GR1-205 la figure 1 représente, sous la forme d'un schéma par blocs, un exemple classique d'un émetteur de signaux radio-fréquence ; la figure 2 représente, sous la forme d'un schéma par 5 blocs, un exemple classique de réalisation du modulateur de fréquence de l'émetteur de la figure 1 ; la figure 3 représente un exemple de réalisation d'un émetteur de signaux radiofréquence comprenant un oscillateur de puissance selon l'invention ; la figure 4 représente un exemple de réalisation de l'oscillateur de puissance de l'émetteur de la figure 3 ; la figure 5 représente un exemple de réalisation plus détaillé de l'oscillateur de puissance de la figure 4 ; la figure 6 représente un exemple de courbe d'évo- lution fréquentielle du gain en boucle ouverte de l'oscillateur de puissance de la figure 5 ; la figure 7 représente un exemple de courbe d'évolution de la fréquence du signal fourni par l'oscillateur de puissance de la figure 5 en fonction de la capacité d'un composant de commande de ce circuit ; et la figure 8 représente un exemple d'évolution de la puissance du signal fourni par l'oscillateur de puissance de la figure 5 en fonction de la capacité du composant de commande. Description détaillée Par souci de clarté, de mêmes éléments ont été désignés par de mêmes références aux différentes figures. La présente invention concerne un circuit de fourniture d'un signal oscillant de puissance, appelé par la suite oscillateur de puissance. Dans la suite de la description, on appelle signal de puissance un signal dont la puissance et supérieur à 1 mW, de préférence supérieure à 5 mW et encore de préférence supérieure à 10 mW. En outre, on appelle amplificateur de puissance un amplificateur adapté à réaliser une amplification de puissance supérieure à 10 dBm. B8682 - 07-GR1-205 6 Un exemple de réalisation d'un oscillateur de puissance va être décrit pour une application à un émetteur de signaux radiofréquence, par exemple un émetteur utilisé pour la transmission de signaux selon les standards de communication tels que le système mondial de communication avec les mobiles ou GSM (Global System for Mobile communications), le système de communication numérique ou DCS (Digital Communication System), le service de communications personnelles ou PCS (Personal Coituttunications Services), le système universel de télécoituttunication avec les mobiles ou UMTS (Universal Mobile Telecommunication System), le protocole ZigBee (basé sur le standard IEEE 802.15.4) ou le protocole Bluetooth (basé sur le standard IEEE 802.15.1). Toutefois, il est clair que l'oscillateur de puissance selon l'invention peut être mis en oeuvre dans n'importe quel système électronique dès qu'il est souhaitable d'obtenir un signal oscillant de puissance. Au lieu de comprendre un étage de fourniture d'un signal oscillant suivi d'un étage d'amplification du signal oscillant, un exemple de réalisation de l'oscillateur de puis- sauce selon l'invention comprend un amplificateur de puissance dont la sortie est rebouclée sur l'entrée de façon à obtenir un montage oscillant tout en bénéficiant de l'amplification due à l'amplificateur de puissance. On obtient ainsi directement un signal oscillant de puissance. En supprimant des étages d'adap- tation d'impédance et de filtrage par rapport à un circuit comprenant un oscillateur classique suivi d'un amplificateur de puissance, les pertes de puissance d'un exemple de réalisation de l'oscillateur de puissance selon l'invention sont réduites et le rendement énergétique de l'oscillateur de puissance est amélioré. En outre, en réduisant le nombre de composants nécessaires à la réalisation du circuit, un exemple de réalisation de l'oscillateur de puissance selon l'invention peut au moins en partie être réalisé par un circuit intégré occupant une surface réduite. B8682 - 07-GR1-205 7 La figure 1 représente un exemple classique d'un émetteur de signaux radiofréquence mettant en oeuvre une modulation de fréquence. L'émetteur 10 comprend un modulateur de fréquence 12 (Frequency Modulator) recevant un signal basse fréquence S1, ou signal de modulation de fréquence, contenant les données utiles à transmettre. Le modulateur de fréquence 12 fournit un signal S2 correspondant à un signal oscillant dans une plage de fréquence adaptée au canal de transmission des signaux radio-fréquence et modulé par le signal S1. Le signal S2 alimente un filtre passe-bande 14 (Filterl) qui fournit un signal S3 à un amplificateur de puissance 16 (PA). L'amplificateur de puissance 16 fournit un signal oscillant, modulé et amplifié S4 à un filtre passe- bande 18 (Filter2) qui fournit un signal S5 de commande d'une antenne 20 (Ant). La figure 2 représente un exemple de réalisation classique du modulateur de fréquence 12 de la figure 1. Le modulateur de fréquence 12 comprend un comparateur de phase 22 (Phase Comparator) recevant le signal S1 à une première entrée et un signal S6 à une seconde entrée. Le comparateur de phase 22 fournit à un filtre passe-bas 26 (Low-Pass Filter) un signal de commande analogique S7 dont la valeur dépend de la différence de phase entre les signaux S1 et S6. Le filtre 26 fournit un signal de commande S8 à un oscillateur commandé en tension 28 (VCO). L'oscillateur 28 fournit le signal oscillant S2. Le signal S2 est fourni à un diviseur 30 (Div) qui fournit le signal S6 au comparateur de phase 22. Comme cela a été décrit précédemment, une partie des pertes de puissance de l'émetteur 10 provient du fait qu'une adaptation d'impédance doit être prévue entre la sortie de l'oscillateur 28 et l'entrée de l'amplificateur de puissance 16. En outre, compte tenu des imperfections de l'oscillateur 28, le filtre passe bande 14 doit être interposé entre l'oscillateur 28 et l'amplificateur de puissance 16 pour éviter que le signal S2, susceptible de comprendre des composantes fréquentielles indé- B8682 - 07-GR1-205 8 sirables, ne soit transmis directement à l'amplificateur de puissance 16. La figure 3 représente un exemple de réalisation d'un émetteur 40 selon l'invention. L'émetteur 40 comprend un circuit de fourniture d'un signal de puissance, oscillant et modulé 42 recevant le signal de modulation de fréquence S1 et fournissant le signal de puissance, oscillant et modulé S4 au filtre 18. Le filtre 18 fournit le signal S5 de commande de l'antenne 20. L'émetteur 40 peut, en outre, mettre en oeuvre une modulation d'amplitude. Le circuit 42 reçoit alors également un signal de modulation d'amplitude S10. Le circuit 42 comprend le comparateur de phase 22 recevant les signaux S1 et S6 et fournissant le signal S7 à un oscillateur de puissance 44 (Power VCO). L'oscillateur de puissance 44 fournit le signal S4. Un coupleur 46 fournit un signal S11 ayant la même fréquence et la même phase que le signal S4 mais ayant une amplitude moins importante. Le signal S11 alimente le diviseur 30 qui fournit le signal S6 au comparateur de phase 22. Le signal S4 est un signal analogique de puissance oscillant et modulé. Selon la structure de l'oscillateur de puissance 44, il pourra s'agir d'un signal sinusoïdal ou d'un signal oscillant écrêté. Dans le cas où les signaux S1 et S6 sont des signaux sinusoïdaux, le comparateur de phase 22 peut correspondre à un modulateur équilibré à diodes, appelé également modulateur en anneaux, ou à un multiplieur analogique. Dans le cas où les signaux S1 et S6 sont des signaux analogiques, le comparateur 22 peut comprendre une porte logique réalisant la fonction logique OU exclusif. Il peut également s'agir d'un comparateur de phase dit à trois états qui est généralement associé à une pompe de charges dont le rôle est de délivrer un courant dont la valeur moyenne dépend de la position relative des entrées du compa- rateur de phase. Des exemples de comparateurs de phase sont décrits dans le livre de Ulrich L. Rohde intitulé "Digital PLL B8682 - 07-GR1-205 9 frequency synthesizers - theory and design" publié par Prentice-Hall inc., Englewood Cliffs., NJ 07632 sous le numéro ISBN-10 013214392. Le signal S11 qui est dérivé du signal S4 oscillant de puissance est un signal analogique. Dans le cas où le signal S6 est un signal numérique, le diviseur 30 peut comprendre un convertisseur analogique-numérique non représenté. Le coupleur 46 peut avoir une structure analogue à un transformateur, correspondre à un circuit à lignes de transmission couplées, à un réseau de condensateurs, etc. La figure 4 représente sous la forme d'un schéma par blocs un exemple de réalisation de l'oscillateur de puissance 44. Le circuit 44 comprend un étage d'amplification de puissance 54 recevant un signal S15 et fournissant un signal amplifié S16. Dans le cas où une modulation d'amplitude est également réalisée, l'étage d'amplification 54 reçoit le signal de modulation d'amplitude S10. Le signal S16 est fourni à un étage d'adaptation d'impédance de sortie 56 (Adaptation Exit Stage) qui fournit le signal S4. Le signal S4 est fourni à un étage de rétro- réaction 58 (Feedback Circuit) qui reçoit le signal S7 et qui fournit le signal S15 à l'étage d'amplification 54. L'étage d'amplification 54 peut correspondre à un amplificateur de puissance de classe A, AB, D, E, etc. De préférence, l'étage d'amplification 54 correspond à un amplifi- cateur de classe E qui présente un rendement énergétique élevé. L'étage d'adaptation de sortie 56 permet d'amener l'impédance vue depuis la sortie de l'oscillateur de puissance 44 à une valeur la plus proche d'une valeur déterminée, par exemple 50 ohms, dans la plage de fréquences de fonctionnement de l'oscil- lateur de puissance 44. En l'absence du signal S7, l'oscillateur de puissance 44 fournit un signal S4 oscillant de puissance à une fréquence d'oscillation Fosc qui dépend des caractéristiques des compo- sants électroniques constituant le circuit 44. Dans ce cas, le signal S15 correspond sensiblement a un signal oscillant ayant B8682 - 07-GR1-205 10 la même fréquence que le signal S4 et d'amplitude inférieure à l'amplitude du signal S4. La fréquence d'oscillation Fosc du signal S4 peut être modifiée en fonction du signal S7. Plus précisément, l'étage de rétroaction 58 comprend au moins un élément capacitif, inductif et/ou résistif dont la capacité, l'inductance et/ou la résistance varie en fonction du signal de commande S7. Une modification du signal de commande S7 se traduit par une modification de l'impédance en entrée de l'étage d'amplification 54, et donc par une modification de la fréquence d'oscillation Fosc du circuit 44, d'où il résulte une variation de la fréquence d'oscillation Fosc du signal S4. De préférence, l'impédance vue depuis la sortie du circuit 44 varie peu lorsqu'on fait varier la capacité, l'inductance et/ou la résistance de l'un des composants de l'étage de rétroaction 58. Ceci permet d'obtenir un circuit 44 fournissant une puissance de sortie sensiblement constante quelle que soit la fréquence d'oscillation Fosc du signal S4. La figure 5 représente un exemple de réalisation du circuit 44 de la figure 4. Dans le présent exemple de réali- sation, l'étage de rétroaction 58 comprend une première portion de circuit 58' représentée en amont de l'étage d'amplification de puissance 54 et une seconde portion de circuit 58" représentée en aval de l'étage 54. On appelle A un noeud situé entre la seconde portion de circuit 58" de l'étage de rétroaction 58 et la première portion de circuit 58' de l'étage de rétroaction 58, B un noeud situé entre la première portion de circuit 58' de l'étage de rétroaction 58 et l'étage d'amplification de puissance 54, C un noeud situé entre l'étage d'amplification de puissance 54 et l'étage d'adaptation de sortie 56 et D un noeud situé entre l'étage d'adaptation de sortie 56 et la seconde portion de circuit 58" de l'étage de rétroaction 58. La première portion de circuit 58' de l'étage de rétroaction 58 comprend, entre les noeuds A et B, une inductance L1 en série avec un condensateur Cl. B8682 - 07-GR1-205 11 Dans le présent exemple de réalisation, l'étage d'amplification de puissance 54 comprend deux sous-étages d'amplification 60, 62. Le premier sous-étage d'amplification 60 comprend un transistor MOS M1 à canal N dont la grille G1 est connectée au noeud B, dont le drain D1 est connecté à une source d'un potentiel de référence haut VREF1 par l'intermédiaire d'une inductance L2 et dont la source S1 est connectée à un potentiel de référence bas, par exemple la masse GND, par l'intermédiaire d'une inductance L3. Le substrat du transistor M1 est connecté à la source S1. Une résistance R1 est montée entre la grille G1 et une source d'un potentiel de référence haut VREF2. Le premier sous-étage d'amplification 60 est relié au second sous-étage d'amplification 62 par l'intermédiaire d'un condensateur C2 dont une première armature est connectée au drain D1. Le second sous-étage d'amplification 62 comprend un transistor MOS M2 à canal N dont la grille G2 est connectée à la seconde armature du condensateur C2, dont la source S2 est connectée à la masse GND par l'intermédiaire d'une inductance L4. Le substrat du transistor M2 est relié à la masse GND. Une résistance R2 est montée entre la grille G2 et une source d'un potentiel de référence haut VREF3. Le second sous-étage d'amplification 62 comprend un montage en cascode constitué d'un transistor MOS M3 à canal N dont la source S3 est reliée au drain D2 du transistor M2, dont la grille G3 est reliée à une source d'un potentiel de référence haut VREF4 et dont le drain D3 est relié à une source d'un potentiel de référence haut VREF5 par l'intermédiaire d'une inductance L5. Le substrat du transistor MOS M3 est relié à la masse GND. Le potentiel de réfé- rence VREF5 peut correspondre au potentiel de la source d'alimentation de l'émetteur 40. Le drain D3 du transistor M3 est relié au noeud C. Le second sous-étage d'amplification 62 comprend, en outre, un circuit bouchon comprenant une inductance L6 montée en série avec un condensateur C3, le circuit bouchon étant monté entre la source S3 du transistor M3 et la masse GND. B8682 - 07-GR1-205 12 Dans le présent exemple de réalisation, l'étage d'amplification 54 comprend deux sous-étages d'amplification 60, 62. A titre de variante, l'étage d'amplification 54 peut ne comprendre qu'un seul sous-étage d'amplification. Dans ce cas, le sous-étage d'amplification unique comprend, de préférence, un montage de type cascode. Selon une autre variante, l'étage d'amplification 54 peut comprendre plus de deux sous-étages d'amplification. Dans ce cas, au moins le dernier sous-étage d'amplification comprend, de préférence, un montage de type cascode. L'étage d'adaptation de sortie 56 comprend, entre les noeuds C et D, un condensateur C4 monté en série avec une inductance L7. Le signal S4 correspond à la tension obtenue au noeud D. La seconde portion de circuit 58" de l'étage de rétroaction 58 correspond à un pont diviseur capacitif. Plus précisément, elle comprend un condensateur C5 dont une première armature est reliée au noeud D et dont la seconde armature est reliée au noeud A. Il comprend également un composant capacitif à capacité variable C6, par exemple une diode varactor ou varicap, dont une borne est reliée au noeud A et dont une seconde borne est reliée à la masse GND. La capacité du composant C6 est commandée par le signal S7. La polarisation des grilles des transistors M1 et M2 est réalisée par les résistances R1 et R2. L'inductance L3 assure une dégénérescence du transistor M1 pour accroître sa plage de fonctionnement linéaire. L'inductance L4 remplit le même rôle pour le transistor M2 et le circuit bouchon (inductance L6 et condensateur C3) remplit le même rôle pour le transistor M3. Le condensateur C2 bloque la composante continue du signal fourni au second sous-étage d'amplification 62. Le transistor M3 monté en cascode permet d'isoler le transistor M2 de l'impédance vue au noeud C. L'oscillateur de puissance 44 est susceptible de fournir un signal S4 écrêté dont l'amplitude dépend seulement des valeurs des composants du circuit 44 et des tensions d'alimen- B8682 - 07-GR1-205 13 tation VREF1 à VREF5. A titre d'exemple, l'écrêtage peut-être principalement réalisé au second sous-étage d'amplification 62 selon les valeurs des inductances L5, L7 et du condensateur C4. Le fonctionnement de l'étage d'amplification 54 va maintenant être décrit de façon schématique en relation avec le premier sous-étage d'amplification 60. Lorsque la tension à la grille G1 augmente, le courant traversant le transistor MOS M1 tend à augmenter. Ceci entraîne une augmentation de la tension aux bornes de l'inductance L2. Il en résulte une diminution du potentiel au drain Dl. Inversement, lorsque la tension à la grille G1 diminue, ceci entraîne une diminution du courant traversant le transistor M1 et donc une diminution de la tension aux bornes de l'inductance L2. Il en résulte une augmentation du potentiel au drain Dl. L'inductance L2 est choisie de forte valeur pour assurer une forte amplitude de variation du potentiel au drain Dl. Les variations du potentiel Dl peuvent être suffisamment importantes pour conduire au blocage temporaire du transistor M1 au cours d'un cycle de variation de la tension à la grille G1 du transistor M1, ce qui conduit à l'écrêtage du signal de sortie du premier sous-étage d'amplification 60. De préférence, les valeurs des composants de l'étage d'amplification 54 sont choisies pour que l'écrêtage ne se produise qu'au niveau du second sous-étage d'amplification 62. Les capacités des condensateurs C4, C5, la plage de variation de la capacité du composant C6 et la valeur de l'inductance L7 sont déterminées de façon que l'impédance vue au noeud C varie peu lorsque la capacité du composant C6 varie. Ceci permet d'assurer que la puissance du signal S4 reste sensiblement constante quelle que soit la fréquence d'oscil- lation Fosc du signal S4. Par contre, la plage de variation de la capacité du composant C6, la capacité du condensateur Cl et la valeur de l'inductance L1 sont déterminées de façon qu'une variation de la capacité du composant C6 entraîne une variation suffisante de l'impédance vue depuis l'entrée de l'étage d'ampli- fication 54 de façon à modifier la fréquence d'oscillation du B8682 - 07-GR1-205 14 signal d'entrée de l'étage d'amplification de puissance 54 et donc du signal S4. Plusieurs paramètres sont à considérer lors de la réalisation de l'oscillateur de puissance 44. Parmi ces para- mètres, on distingue la fréquence centrale d'oscillation du circuit 44, la plage d'oscillation AF et le rendement du circuit 44 ou PAE (Power Added Efficiency). Les courbes qui vont être décrites par la suite en relation avec les figures 6 à 8 ont été obtenues avec les valeurs suivantes des composants constituant l'oscillateur de puissance 44. Inductance Condensateur Résistance Alimentation L1 : 1 à 4 nH Cl : 1, 5 à 2 pF R1 : 1 kohms VREF1 : 1, 2 V L2 : 200 à 400 pH C2 : 1, 5 à 2 pF R2 : 1 kohms VREF2 : 1, 2 V L3 : 400 pH C3 : 7 pF VREF3 : 2,5 V L4 : 400 pH C4 : 1, 5 à 2 pF VREF4 : 2, 5 V L5 : 200 à 400 pH C5 : 0, 6 à 0, 8 pF VREF5 : 2, 5 V L6 : 3, 7 nH C6 : 0, 8 à 1, 2 pF L7 : 3, 3 nH Les transistors MOS M1, M2, M3 sont des transistors réalisés sur un substrat de silicium. A titre d'exemple, le transistor MOS M1 correspond à 70 transistors MOS élémentaires ayant chacun une longueur de canal de 10 }gym, le transistor MOS M2 correspond à 180 transistors MOS élémentaires ayant chacun une longueur de canal de 10 pm et le transistor MOS M3 correspond à 300 transistors MOS élémentaires ayant chacun une longueur de canal de 10 }gym. Les tensions de seuil des transistors MOS M1, M2, M3 sont comprises entre 0,3 et 0,45 V. La figure 6 représente une courbe d'évolution 60 du gain en boucle ouverte (Gain) de l'oscillateur de puissance 44, c'est-à-dire lorsque la seconde portion de circuit 58" de l'étage de rétroaction 58 n'est pas reliée à la première portion de circuit 58' de l'étage de rétroaction 58. Pour obtenir la courbe 60, un signal oscillant à la fréquence d'oscillation Fosc a été fourni au noeud A et on a déterminé le gain du circuit 48 B8682 - 07-GR1-205 15 en fixant la capacité du composant C6 entre 0,9 pF et 1,1 pF. La courbe 60 comprend successivement une zone croissante 61 pour une fréquence Fosc inférieure à 1,5 GHerz, une zone 62 pour laquelle le gain est sensiblement constant pour une fréquence Fosc comprise entre 1,3 gigahertz et 2,5 gigahertz et une zone 63 décroissante pour une fréquence Fosc supérieure à 2,5 gigahertz. De façon générale, les valeurs des composants du circuit 44 sont déterminées pour que la plage de fréquence de fonctionnement souhaitée du circuit 44 se trouve au niveau de la zone 62 de gain sensiblement constant. La demanderesse a mis en évidence que l'oscillateur de puissance 44 tend naturellement à osciller à une fréquence d'oscillation qui dépend des valeurs des composants qui le constituent. La figure 7 représente une courbe d'évolution de la fréquence Fosc du signal S4 fourni par l'oscillateur de puissance 44 obtenue lorsqu'on fait varier, par l'intermédiaire du signal S7, la capacité du composant C6 entre sensiblement 0,8 et 1,2 picofarad. On constate que l'oscillateur de puissance 44 se comporte comme un oscillateur commandé par le signal S7 dans la mesure où lorsque la capacité du composant C6 est inférieure à sensiblement 0,9 picofarad, la fréquence Fosc est sensiblement constante et de l'ordre de 1,3 gigahertz, lorsque la capacité du composant C6 est supérieure à 1,1 picofarad, la fréquence du signal S4 est sensiblement constante et de l'ordre de 2,5 gigahertz et que, lorsque la capacité du composant C6 est comprise entre 0,9 picofarad et 1,1 picofarad, la fréquence d'oscillation Fosc varie sensiblement linéairement entre 1,3 et 2,5 gigahertz. Par le choix des valeurs des composants constituant l'oscillateur de puissance 44, la Demanderesse a mis en évidence que l'amplitude du signal S4 peut ne dépendre que des valeurs des sources d'alimentation VERF1 à VREF5 du circuit 44 et ne pas dépendre de la fréquence d'oscillation Fosc du signal. La figure 8 représente l'évolution de la puissance PS du signal de sortie S4, exprimée en décibel dBm, pour la même plage de variation de la capacité du composant C6 que celle de B8682 - 07-GR1-205 16 la figure 7 et lorsque les sources d'alimentation de l'oscillateur de puissance 44 sont constantes. La puissance de sortie PS est effectivement sensiblement constante. L'oscillateur de puissance 44 permet d'obtenir un signal S4 ayant une puissance de sortie PS de l'ordre de 20 dBm pour un rendement énergétique PAE de l'ordre de 42 %. La Demanderesse a mis en évidence que l'oscillateur de puissance 44 selon l'invention peut être utilisé pour réaliser une modulation d'amplitude du signal oscillant de puissance S4 en faisant varier les valeurs des sources d'alimentation VREF1 à VREF5 de l'oscillateur de puissance 44 en fonction du signal de modulation d'amplitude S10. Des modes de réalisation particuliers de la présente invention ont été décrits. Diverses variantes et modifications apparaîtront à l'homme de l'art. En particulier, bien que dans l'exemple de réalisation de l'oscillateur de puissance 44 décrit précédemment, les transistors M1, M2 et M3 sont des transistors MOS réalisés sur un substrat de silicium, il est clair qu'il pourrait s'agir de transistors MOS réalisés sur un substrat de germanium, d'un alliage de germanium et de silicium d'arséniure de gallium, etc. Il pourrait, en outre, s'agir de transistors bipolaires. REVENDICATIONS 1. Circuit électronique (44) adapté à fournir un premier signal (S4) oscillant, comprenant un amplificateur de puissance (54) monté en oscillateur. 2. Circuit selon la revendication 1, dans lequel l'amplificateur de puissance (54) est adapté à recevoir un deuxième signal (S15) et à fournir un troisième signal (S16), le circuit électronique comprenant en outre : un circuit d'adaptation d'impédance (56) adapté à recevoir le troisième signal et à fournir le premier signal 10 (S4) ; et un circuit de rétroaction (58) adapté à recevoir le premier signal et à fournir le deuxième signal. 3. Circuit selon la revendication 2, dans lequel l'amplificateur de puissance (54) est adapté à fournir le troi-15 sième signal (S16) sous une forme écrêtée. 4. Circuit selon la revendication 2 ou 3, dans lequel l'amplificateur de puissance (54) est destiné à recevoir un signal d'alimentation (VREF1 à VREF5) et est adapté à fournir le troisième signal (S16) à une amplitude dépendant seulement du 20 signal d'alimentation. 5. Circuit selon l'une quelconque des revendications 2 à 4, dans lequel le circuit de rétroaction (58) est adapté à recevoir un quatrième signal (S7), le circuit de rétroaction comprenant un composant capacitif, inductif et/ou résistif, la 25 valeur de la capacité, de l'inductance et/ou de la résistance dudit composant dépendant du quatrième signal. 6. Circuit selon l'une quelconque des revendications 2 à 5, dans lequel le circuit de rétroaction (58) comprend : une première borne (D) adaptée à recevoir le premier 30 signal (S4) et une seconde borne (B) adaptée à fournir le deuxième signal (S15) ; etB8682 - 07-GR1-205 18 un premier élément capacitif (C5) entre la première borne (D) et une troisième borne (A), la troisième borne étant couplée à la deuxième borne ; et un deuxième élément capacitif (C6) entre la deuxième 5 borne et une quatrième borne. 7. Circuit selon la revendication 6, dans lequel le circuit de rétroaction (58) comprend, entre les deuxième et troisième bornes (A, B), une première inductance (L1) en série avec un troisième condensateur (Cl). 10 8. Circuit selon l'une quelconque des revendications 2 à 7, dans lequel l'amplificateur de puissance (54) comprend au moins un étage d'amplification (60, 62) comprenant : un premier transistor MOS (M2) dont la grille (G2) est couplée au circuit de rétroaction (58) et dont le drain est 15 relié à une deuxième inductance (L4) ; et un deuxième transistor MOS (M3) dont la grille (G3) est destinée à recevoir une tension constante (VREF4), dont la source est reliée au drain du premier transistor et dont le drain est couplé au circuit d'adaptation d'impédance (56) et est 20 relié à une troisième inductance (L5). 9. Circuit (40) de fourniture d'un premier signal (S4) oscillant et modulé en fréquence ou en phase à partir d'un cinquième signal (Si), le circuit comprenant : un circuit électronique (44) selon la revendication 5 25 adapté à fournir le premier signal et à recevoir le quatrième signal (S7) ; un comparateur de phase (22) adapté à recevoir le cinquième signal et un sixième signal (S6) et adapté à fournir le quatrième signal ; 30 un coupleur (46) adapté à fournir un septième signal (S11) ayant la même fréquence et la même phase que le premier signal et ayant une amplitude strictement inférieure à l'amplitude du premier signal ; et un diviseur (30) adapté à recevoir le septième signal 35 et à fournir le sixième signal.5B8682 - 07-GR1-205 19 10. Circuit selon la revendication 9, dans lequel le circuit électronique (44) est selon la revendication 5 dans son rattachement à la revendication 4 et comprenant un circuit de modulation de l'amplitude du signal d'alimentation (VREF1 à VREF5)