Brevet FR2924873A1 — publié le 20090612

La présente invention concerne un circuit de contrôle du courant dans un organe électrique de commande ou de la tension aux bornes dudit organe électrique de commande. Une application particulièrement intéressante de l'invention se situe dans le domaine du contrôle du courant des machines électriques à inductance variable telle que les actionneurs utilisés pour les soupapes dites électromagnétiques (système � camless � en anglais) dans les véhicules automobiles. L'actionnement électromagnétique des soupapes nécessite de l'énergie électrique. Cette énergie électrique est prélevée sur le réseau de bord du véhicule. La performance du système à soupapes électromagnétiques passe par la minimisation de la consommation d'énergie électrique sur le réseau de bord. En effet, la puissance disponible en sortie du vilebrequin est égale à la puissance totale développée par le moteur thermique moins la puissance nécessaire au bon fonctionnement de ses auxiliaires (actionne- ment des soupapes, entraînements des pompes à eau et huile, etc.). De façon générale, une machine électrique pilotée en courant positif ou négatif est souvent commandée par des ponts de puissance en H dits aussi ponts � quatre quadrants � (ou � hacheur en pont complet �) monophasés ou polyphasés suivant la structure de la machine. On entend par pont � quatre quadrants �, une commande de pont qui travaille sur tous les quadrants de la caractéristique tension-courant. Généralement, l'électronique de commande asservie le courant à une consigne en appliquant, aux ponts de puissance, une commande de type MLI (Modulation de Largeur d'Impulsion) à fréquence fixe. Un exemple de structure électronique d'un pont 1 � quatre quadrants � est représenté en figure 1. Le pont 1 comprend : - quatre bornes 5, 6, 7 et 8, une source de tension continue 9 (il peut s'agir par exemple d'une batterie, d'un convertisseur de puissance continu-continu DCDC ou d'un convertisseur de puissance alternatif continu ACDC) connectée aux première et deuxième bornes 5 et 6 du pont 1, un organe électrique de commande 10 (tel qu'une charge inductive à inductance variable) permettant de commander un actionneur et connecté entre les troisième et quatrième bornes 7 et 8 du circuit en pont 1, un premier interrupteur CI connecté entre les première et troisième bornes 5 et 7, un deuxième interrupteur C2 connecté entre les première et quatrième bornes 5 et 8, un troisième interrupteur C3 connecté entre les deuxième et troisième bornes 6 et 7, -un quatrième interrupteur C4 connecté entre les deuxième et quatrième bornes 6 et 8. Le pont 1 comporte donc deux bras B1 et B2 formés respectivement par les interrupteurs CI et C3 en série et par les interrupteurs C2 et C4 en sé- rie. Les interrupteurs CI à C4 de puissance peuvent être des transistors MOSFET (� Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor � en anglais) ou des transistors IGBT (� Insulated Gate Bipolar Transistor � en anglais). La technique la plus couramment utilisée pour sa robustesse est le contrôle du courant moyen en utilisant une commande des interrupteurs par modulation de largeur d'impulsions (MLI). Son plus grand avantage est son immunité aux bruits. En effet, la boucle de régulation n'a pas besoin d'un courant instantané mais d'une valeur filtrée. Ce filtrage introduit un retard qui peut s'avérer très contraignant lorsqu'une grande bande passante est re- cherchée. Dans le cas d'un actionneur de système � camless �, le superviseur de soupape calcule une consigne de tension V* qui doit être appliquée aux bornes du circuit magnétique. La stratégie de modulation de largeur d'impulsions traduit la consigne de tension en ordre de fermeture/ouverture des interrupteurs électroniques de l'électronique de puissance (ici aux nom-bres de quatre). L'électronique de puissance applique les commandes de la stratégie MLI en respectant ses contraintes propres (gestion de temps morts, temps de garde, etc.). En appelant Sc; la fonction de commutation de l'interrupteur C; on a : si C. est ouvert 1 si C. est fermé Sc, = 3 Les commandes de deux interrupteurs d'un même bras de pont (C; et C;+2) sont antagonistes pour éviter de provoquer un court-circuit d'alimentation. Il suffit ainsi de donner l'évolution temporelle de deux fonctions de commuta- tion (une pour chaque bras) pour déterminer la tension Uact aux bornes du circuit magnétique 10 en fonction de la tension continue Uoc. Par commodité, les fonctions de commutation des interrupteurs hauts sont communément choisies. En négligeant la chute de tension dans les éléments passants et les temps d'ouverture et de fermeture des interrupteurs, on déduit : (lac, = (Sc, ù Sc2 ).Utc Par souci de simplification, la détermination des évolutions temporelles des fonctions de commutation Sc1 et Sc2 se fait en comparant la valeur de la consigne de tension normalisée v* à une seule porteuse triangulaire Vp(t) de fréquence fMU. La fonction triangulaire peut être quelconque prenant des valeurs entre une valeur minimale Vpmin et maximale Vpmax. La valeur de la tension de consigne normalisée v* est alors : v* = VPmax ù Vpmin (V ùUUC) f Vpmax En définissant la fonction sign(x) par : 2.UDc sign(x) = Osix50 1six>0 on détermine la fonction de commutation Sci(t) comme étant : Sc, (t) = sign(v * ùVp (t)) La fonction Sc2(t) est la fonction complémentaire de Sci(t) que l'on peut cal-culer également par la formule suivante : Scz (t) = sign(Vp (t) ù v *) La figure 2 représente graphiquement la détermination des fonctions de commutation Sci(t) et Sc2(t). Ainsi, la première courbe représente l'évolution en fonction du temps de la tension de consigne normalisée v* et de la porteuse triangulaire Vp(t). On en déduit la deuxième courbe représentant l'évolution de Sc1 en fonction du temps et la troisième courbe, complé- mentaire de la deuxième, représentant Sc2 en fonction du temps. La quatrième courbe représente l'évolution de la tension Uact aux bornes du circuit magnétique 10 qui varie de +UDC à -UDC et vaut en moyenne V* sur une période de découpage fML,. Comme la tension Uact ne peut prendre que deux valeurs distinctes, on parle de stratégie MLI à deux états. La figure 3 illustre les commutations induites par ce type de stratégie MLI sur un pont quatre quadrants 11 comportant quatre interrupteurs AH, BH, AL et BL respectivement identiques aux transistors C2, Cl, C4 et C3 du pont 1 tel que représenté en figure 1 pour le contrôle d'une charge 10. Le pont 11 comporte deux états possibles : Un état de magnétisation (avec une tension VL= +Udc appliquée à l'actionneur) dans lequel les interrupteurs BH et AL sont fermés et les interrupteurs AH et BL sont ouverts, Un état de démagnétisation (avec une tension VL= -Udc appliquée à l'actionneur) dans lequel les interrupteurs BH et AL sont ouverts et les interrupteurs AH et BL sont fermés. La mise en oeuvre d'une telle commande MLI pour un pont quatre quadrants pose cependant certaines difficultés. Une première difficulté concerne les pertes par commutation. Lors- qu'un interrupteur change d'état (passage de ouvert à fermé ou passage de fermé à ouvert), il est le siège de pertes dues à la présence simultanée de courant le traversant et d'une tension à ses bornes. L'énergie alors dissipée dépend de la valeur du courant découpé lacs, de la tension continue Uoc et de la rapidité de la commutation (ces temps de commutation sont par exem- ple réglés par la valeur de la résistance de grille des transistors MOSFET utilisés). Ainsi, par période de découpage, il y a deux ouvertures et deux fermetures quel que soit le sens du courant sur un des deux interrupteurs de chacun des bras de pont. Cette double commutation par période de découpage entraîne bien entendu des pertes d'autant plus importantes que la fré- quence sera élevée. On notera qu'il est important de concilier le rendement et la bande passante. Dans le cas d'une commande par MLI, la fréquence de la MLI est généralement de plusieurs dizaines voire centaines de kilo-hertz. A ces fréquences élevées les pertes par commutation sont prédomi- nantes face aux autres pertes par conduction. On notera que, lors de la transition d'un état de magnétisation à un état de démagnétisation, sur les quatre commutations par période de découpage, deux sont des commutations dures et deux sont des commutations douces : en d'autres termes, on commence par ouvrir les deux transistors initialement fermés (commutations dures) puis après un temps mort, on ferme les deux transistors initialement ouverts (commutations douces). On évite ainsi que deux interrupteurs d'un même bras soient fermés simultanément. Pendant le temps mort (avant les commutations douces), les diodes intrinsèques (dites � de roue libre �) aux interrupteurs MOSFET conduisent et permettent ainsi de maintenir le potentiel du MOSFET proche de zéro pendant la commutation douce. Par ailleurs, les commutations répétées n'ont pas que des conséquences sur le rendement de l'électronique de commande mais également sur le rendement de la machine électrique qu'elles pilotent. Le découpage de la tension génère des harmoniques à haute fréquence qui induisent des pertes dans les machines électriques. Ces machines électriques sont généralement constituées de matériaux magnétiques propices aux courants de Foucault (Fer-Si par exemple). L'induction génère une tension induite dans les tôles qui, suivant leur résistivité, crée des courants de Foucault parfois importants. Bien que les tôles soient découpées finement et isolées entre elles, les courants qui y circulent génèrent des pertes par effet Joule. Comme mentionné plus haut, la quatrième courbe de la figure 2 représente la tension Uact aux bornes de la charge 10 telle que représentée en figure 1 avec une source de tension 9 présentant une valeur Upc. La commande du pont est du type MLI avec un rapport cyclique a. La tension UDC, aux chutes de tension près dues aux résistances des interrupteurs, est appliquée à la charge 10. Quelque soit le rapport cyclique, si ce dernier est constant, la valeur efficace (Ufoucault) de la tension appliquée à la charge 10 est égale à la tension UDC (qui représente la tension crête de la tension Uact) : Ufoucault=UDC. Finalement, les pertes générées par les courants de Foucault dont les fréquences sont au delà de la fréquence découpage et pour lesquelles on peut considérer un rapport cyclique constant, sont sensiblement proportionnelles à la tension crête : Pfu.rr = k.0 fou.,,, = k.UD(.. En outre, L'électronique de commande et plus particulièrement ses interrupteurs génèrent des courants de mode commun haute fréquence à cause du découpage. La charge présente généralement un couplage capacitif par rapport à la terre. Par exemple, dans le cas d'une machine électri- que bobinée, il existe un couplage important entre le bobinage soumis à la tension de mode commun et la carcasse reliée à la terre. Des courants de mode commun sont ainsi générés et ils se bouclent par l'alimentation. Ces boucles de courant haute fréquence sont responsables du rayonnement électromagnétique susceptible d'avoir un impact en termes de respect des normes CEM (Comptabilité Electromagnétique) en vigueur. Dans ce contexte, la présente invention vise à fournir un circuit à pont � quatre quadrants � de contrôle du courant dans un organe électrique de commande ou de la tension aux bornes dudit organe de commande, ledit circuit permettant de façon économique de réduire les pertes par commuta- tion dans les interrupteurs de puissance, de réduire les pertes liées aux courants de Foucault dans le circuit magnétique et de s'affranchir des problèmes de CEM précités. A cette fin, l'invention propose un circuit de contrôle du courant dans un organe électrique de commande ou de la tension aux bornes dudit or- gave électrique de commande, ledit circuit comportant : un pont muni de quatre bornes et comportant quatre interrupteurs commandés, - une source d'alimentation dudit pont, des moyens de commande par modulation de largeurs d'impulsions d'au moins deux desdits quatre interrupteurs ladite source d'alimentation étant connectée entre une première borne et une deuxième borne dudit pont, ledit organe électrique de commande étant connecté entre une troisième borne et une quatrième borne dudit pont, le premier interrupteur étant connecté entre ladite première borne et ladite troisième borne dudit pont, le deuxième interrupteur étant connecté entre ladite première borne et ladite quatrième borne dudit pont, le troisième interrupteur étant connecté entre ladite troisième borne et ladite deuxième borne dudit pont, le quatrième interrupteur étant connecté entre ladite quatrième borne et la-dite deuxième borne dudit pont, ledit circuit de contrôle étant caractérisé en ce qu'il présente : un premier état dans lequel lesdits premier et quatrième interrupteurs sont fermés et lesdits deuxième et troisième interrupteurs sont ou-verts, un deuxième état dans lequel lesdits deuxième et troisième interrup- teurs sont fermés et lesdits premier et quatrième interrupteurs sont ouverts, au moins un des deux états suivants : o un troisième état dans lequel lesdits troisième et quatrième interrupteurs sont fermés et lesdits premier et deuxième interrup- teurs sont ouverts, o un quatrième état dans lequel lesdits premier et deuxième interrupteurs sont fermés et lesdits troisième et quatrième inter-rupteurs sont ouverts ; lesdits moyens de commande par modulation de largeurs d'impulsions au- torisant : la transition dudit premier état vers l'un au moins desdits troisième ou quatrième état, la transition dudit deuxième état vers l'un au moins desdits troisième ou quatrième état, la transition de l'un au moins desdits troisième ou quatrième état vers ledit premier état, la transition de l'un au moins desdits troisième ou quatrième état vers ledit deuxième état. Grâce à l'invention, le circuit de contrôle permet de gérer trois ou quatre états du pont � quatre quadrants � (i.e. le circuit permet de commuter sur trois ou quatre états différents) commandé par une stratégie MLI. La stratégie MLI proposée est dite à trois états car la tension VL appliquée aux bornes de la charge (organe électrique de commande) s'appuie sur trois niveaux : -UDc, 0 et UDC (où UDC désigne la tension délivrée par la source d'alimentation). L'introduction d'un troisième état per-met d'économiser une commutation dure (et une commutation douce). Afin d'éviter une transition directe entre l'état de � magnétisation � et l'état de � démagnétisation � qui entraîne deux commutations dures, le circuit selon l'invention permet une transition de l'état de � magnétisation � à un état dit de � roue libre � (correspondant à l'un quelconque des troisième ou quatrième état) et une transition de l'état de � démagnétisation � à un état de � roue libre �. Ceci permet de réduire par un facteur deux le nom-bre de commutations. Une telle réduction a des conséquences importantes sur le dimensionnement de l'électronique de puissance et permet : une amélioration de la fiabilité de l'électronique de puissance exis- tante ; une miniaturisation des composants utilisés ; une diminution des coûts. Par ailleurs, concernant les pertes par courant de Foucault, la va-leur efficace est très différente entre une commande conventionnelle de pont quatre quadrants qui commute le pont sur deux états et la commande proposée selon l'invention qui commute le pont entre trois ou qua- tre états. La commande à trois ou quatre états applique moins de tension pour contrôler le même courant c'est-à-dire pour fournir la même tension moyenne. En outre, comme nous l'avons dit plus haut, l'actionneur commandé par l'organe électrique présente une capacité parasite par rapport au châssis. Le découpage de la tension génère des harmoniques haute fréquence au niveau de l'électronique de commande qui reviennent par la terre. Ce sont des perturbations de mode commun. Des normes CEM limitent ce niveau de bruit. Selon l'invention, la tension générée par la commande à 3 états génère moins d'harmoniques que celle à deux états. Une réduction de 6dB des courants de mode commun est ainsi réalisée. Le système selon l'invention peut également présenter une ou plu-sieurs des caractéristiques ci-dessous, considérées individuellement ou selon toutes les combinaisons techniquement possibles. Avantageusement, lesdits moyens de commande par modulation de largeurs d'impulsions autorisent : une première phase dite d'alternance négative comportant des transitions dudit premier état vers ledit troisième état et des transitions dudit troisième état vers ledit premier état, lesdits premier et troisième inter-rupteurs formant un premier bras, dit bras d'amplitude, commutant à une fréquence dite de découpage et lesdits deuxième et quatrième transistors formant un deuxième bras, dit bras de signe, étant respectivement fermé et ouvert, une seconde phase dite d'alternance positive comportant des transitions dudit deuxième état vers ledit quatrième état et des transitions dudit quatrième état vers ledit premier état, lesdits premier et troisième interrupteurs commutant à ladite fréquence dite de découpage et lesdits deuxième et quatrième interrupteurs étant respectivement ouvert et fermé, la commutation desdits deuxième et quatrième interrupteurs dudit bras de signe assurant la transition entre lesdites alternances négative et positive à une fréquence inférieure à ladite fréquence de découpage. Avantageusement, le circuit de contrôle selon l'invention comporte une résistance de shunt connectée en série entre ledit organe électrique de commande et ladite quatrième borne. Dans ce cas, le circuit de contrôle comporte préférentiellement un amplificateur opérationnel, les bornes de ladite résistance de shunt formant les entrées inverseuse et non inverseuse dudit amplificateur opérationnel. De manière avantageuse, le circuit de contrôle selon l'invention comporte : un condensateur de pompe de charge qui lorsqu'il est chargé est apte à délivrer une tension de commande dudit deuxième interrupteur; - une seconde source d'alimentation délivrant une tension inférieure à la tension délivrée par ladite première source de tension, ladite se- conde source de tension étant apte à charger ledit condensateur de pompe de charge lorsque ledit quatrième interrupteur est fermé ; - des moyens pour forcer le passage dudit quatrième état vers ledit troisième état alors que ledit circuit de contrôle se trouve dans une phase d'alternance positive de sorte que ledit condensateur de pompe de charge est rechargé via ladite seconde source d'alimentation. Selon un premier mode de réalisation, lesdits moyens de commande comportent : des moyens pour générer un signal de modulation de largeur d'impulsion ayant un rapport cyclique a ; des moyens pour appliquer ledit signal de modulation de largeur d'impulsion ayant un rapport cyclique a au dit troisième transistor (AL) et un signal de modulation de largeur d'impulsion ayant un rapport cyclique 1-a au dit premier transistor (AH) ; des moyens pour transiter entre l'alternance positive et l'alternance négative mettent en oeuvre la machine d'état suivante: o lorsque ledit pont est dans son alternance positive et que le rapport cyclique a s'annule, la machine détecte un change- ment d'état et passe en alternance négative. o Lorsque ledit pont est dans son alternance négative et que le rapport cyclique a est égal à 100%, la machine détecte un changement d'état et passe en alternance positive. Avantageusement, ladite source d'alimentation délivre une tension +UDC continue, ledit circuit de contrôle comportant : des moyens pour appliquer au dit organe électrique de commande une tension moyenne égale au produit axUDc pendant ladite alternance positive ; des moyens pour appliquer au dit organe électrique de commande une tension moyenne égale à (a-1)xUDc pendant ladite alternance négative. Selon un deuxième mode de réalisation, lesdits moyens de commande comportent : des moyens pour générer un signal de modulation de largeur d'impulsion ayant un rapport cyclique a ; des moyens pour convertir ledit signal de modulation de largeur d'impulsion ayant un rapport cyclique a en un signal de modulation de largeur d'impulsion ayant un rapport cyclique a'= 2a -1 ; des moyens pour appliquer ledit signal de modulation de largeur d'impulsion ayant un rapport cyclique a' au dit troisième transistor (AL) et un signal de modulation de largeur d'impulsion ayant un rapport cyclique 1-a' au dit premier transistor (AH) pendant ladite alter- nance positive; des moyens pour appliquer ledit signal de modulation de largeur d'impulsion ayant un rapport cyclique 1-a' au dit troisième transistor (AL) et un signal de modulation de largeur d'impulsion ayant un rapport cyclique a' au dit premier transistor (AH) pendant ladite alter- nance négative; des moyens pour transiter entre l'alternance positive et l'alternance négative mettant en oeuvre la machine d'état suivante: o lorsque ledit pont est dans son alternance positive et que ledit rapport cyclique a est strictement inférieur à 50%, la machine détecte un changement d'état et passe en alternance négative. o Lorsque ledit pont est dans son alternance négative et que le- dit rapport cyclique a est supérieur ou égal à 50%, la machine détecte un changement d'état et passe en alternance positive. Avantageusement, ladite source d'alimentation délivre une tension +Upc continue, ledit circuit de contrôle comportant des moyens pour appliquer au dit organe électrique de commande une tension moyenne égale au produit (2a-1)xUDc pendant ladite alternance positive et pendant ladite alternance négative. De manière avantageuse, lesdits moyens pour convertir ledit signal de modulation de largeur d'impulsion ayant un rapport cyclique a en un si- gnal de modulation de largeur d'impulsion ayant un rapport cyclique a'= 12a -1 comportent : des moyens pour réaliser la soustraction entre un signal de rapport cyclique égal à 50% et ledit signal de rapport cyclique a ; - des moyens pour doubler le signal obtenu par ladite soustraction. Préférentiellement, lesdits moyens pour réaliser la soustraction entre un signal de rapport cyclique égal à 50% et ledit signal de rapport cyclique a sont des moyens réalisant une fonction logique OU exclusive ayant sur ses deux entrées respectivement ledit signal de rapport cyclique égal à 50% et ledit signal de rapport cyclique a. Préférentiellement, lesdits moyens pour doubler le signal obtenu par ladite soustraction comportent au moins un compteur. Avantageusement, lesdits moyens de commande sont inclus dans un circuit logique programmable. Avantageusement, lesdits interrupteurs sont des transistors MOSFET. La présente invention a également pour objet une utilisation du circuit de contrôle selon l'invention pour un organe électrique formé par une charge inductive à inductance variable. Avantageusement, l'organe électrique est compris dans un actionneur pourvu d'une pièce actionnée, ledit organe électrique commandant en dé-placement ladite pièce actionnée. Préférentiellement, ledit actionneur est un actionneur de soupape électromagnétique d'un véhicule automobile. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention ressortiront clai- rement de la description qui en est donnée ci-dessous, à titre indicatif et nul- lement limitatif, en référence aux figures annexées, parmi lesquelles : - la figure 1 est une représentation schématique simplifiée de la structure électronique d'un pont quatre quadrants illustrant l'état de la technique ; la figure 2 représente graphiquement la détermination des fonctions de commutation Sci(t) et Sc2(t) des interrupteurs d'un pont quatre quadrants tel que représenté en figure 1 ; la figure 3 illustre les commutations induites par une stratégie MLI selon l'état de la technique sur un pont quatre quadrants; la figure 4 illustre les états d'un circuit de contrôle selon un premier mode de réalisation de l'invention; les figures 5 et 6 illustrent l'évolution en fonction du temps de la tension appliquée aux bornes d'une charge telle que la charge de la fi- gure 4 et du courant dans cette charge, respectivement dans le cas d'une commande MLI selon l'état de la technique utilisant deux états et dans le cas d'un circuit de contrôle selon l'invention utilisant trois états; la figure 7 représente un circuit permettant d'effectuer la mesure di- recte du courant de charge ; la figure 8 illustre les états d'un circuit de contrôle selon un second mode de réalisation de l'invention; la figure 9 illustre les états d'un circuit de contrôle selon un troisième mode de réalisation de l'invention incorporant une résistance de shunt; - la figure 10 illustre l'évolution du courant mesuré et de la tension de charge en fonction du temps pour un circuit tel que représenté en figure 9; la figure 11 représente un circuit à pompe de charge d'un interrupteur utilisé dans un circuit de contrôle selon l'invention ; la figure 12 représente une boucle de régulation utilisée pour un circuit de contrôle selon l'art antérieur ; la figure 13 illustre la construction d'un signal à modulation de largeur d'impulsion utilisé construit selon la boucle de régulation de la figure 12 ; la figure 14 représente la tension moyenne vue par la charge dans le cas de la boucle de régulation de la figure 12 ; la figure 15 illustre un premier mode de réalisation d'une boucle de régulation utilisée dans un circuit de contrôle à quatre états selon l'invention ; la figure 16 représente une machine d'état pour la mise en oeuvre de la boucle de régulation selon la figure 15 ; - la figure 17 représente la tension moyenne vue par la charge dans le cas de la boucle de régulation de la figure 15 ; - Les figures 18 à 21 représentent le courant mesuré, la consigne de courant, le signal MLI, le signal de signe et la tension aux bornes de la charge en fonction du temps dans différentes configurations de la boucle de régulation selon la figure 15. la figure 22 illustre un second mode de réalisation d'une boucle de régulation utilisée dans un circuit de contrôle à quatre états selon l'invention ; la figure 23 représente un mode de réalisation des moyens soustracteurs utilisés dans la boucle de régulation de la figure 22 ; la figure 24 représente un mode de réalisation des moyens doubleurs utilisés dans la boucle de régulation de la figure 22 ; la figure 25 représente une machine d'état pour la mise en oeuvre de la boucle de régulation selon la figure 22 ; - la figure 26 représente la tension moyenne vue par la charge dans le cas de la boucle de régulation de la figure 22. Dans toutes les figures, les éléments communs portent les mêmes numéros de référence. Les figures 1 à 3 ont été décrites plus haut en référence à l'art antérieur. La figure 4 illustre les trois états d'un circuit de contrôle 100 selon l'invention. Le circuit 100 comporte : - quatre bornes 105, 106, 107 et 108, une source de tension continue 109 délivrant une tension +Uoc, par exemple une batterie ou un convertisseur de puissance continu-continu DCDC (ou un convertisseur de puissance alternatif continu ACDC) connectée aux première et deuxième bornes 105 et 106 du pont 1, un organe électrique de commande 110 tel qu'une charge inductive permettant de commander un actionneur et connecté entre les troisième et quatrième bornes 107 et 108, un premier interrupteur AH connecté entre les première et troisième bornes 105 et 107, un deuxième interrupteur BH connecté entre les première et quatrième bornes 105 et 108, un troisième interrupteur AL connecté entre les deuxième et troisième bornes 106 et 107, un quatrième interrupteur BL connecté entre les deuxième et quatrième bornes 106 et 108. Les interrupteurs AH, BH, AL et BL de puissance sont par exemple des transistors MOSFET. Chaque transistor possède une diode montée en antiparallèle (présente par construction dans le cas des transistors MOS-FET). On appellera par la suite � bras A � le bras comportant les interrupteurs AH et AL en série et � bras B � le bras comportant les interrupteurs BH et BL en série. L'organe électrique de commande (appelé indifféremment charge par la suite) 110 est ici une inductance variable permettant de commander un actionneur (électroaimant) de soupapes électromagnétiques. L'inductance variable n'est bien entendu par parfaite et comporte une partie résistive. Le courant dans l'organe électrique de commande 110 permet par exemple de commander l'ouverture et la fermeture des soupapes (via des palettes qui maintiennent les soupapes en position ouverte ou fermée). La position des soupapes est définie par une consigne correspondant à un courant de consigne. Trois états (respectivement de magnétisation, de roue libre et de dé-magnétisation) sont représentés sur la figure 4 : l'état de magnétisation correspondant au cas où les transistors BH et AL sont fermés et les transistors AH et BL sont ouverts : dans ce cas la tension VL appliquée aux bornes de la charge 110 vaut +UDc ; l'état de roue libre correspondant au cas où les transistors AL et BL sont fermés et les transistors AH et BH sont ouverts : cet état sera appelé par la suite état de roue libre � basse � par opposition à un autre état de roue libre non représenté ici, dit de roule libre � haute �, dans lequel les transistors AH et BH sont fermés et les transistors AL et BL sont ouverts. Dans le cas de la roue libre haute ou basse, la tension VL appliquée aux bornes de la charge 110 vaut 0. l'état de démagnétisation correspondant au cas où les transistors AH et BL sont fermés et les transistors AL et BH sont ouverts : dans ce cas la tension VL appliquée aux bornes de la charge 110 vaut -UDC L'intérêt de l'introduction de ces trois (ou quatre états) est qu'ils per-mettent de réduire le nombre de commutation par période. Le passage de l'état de magnétisation à l'état de démagnétisation (et inversement) néces- site deux commutations alors qu'une transition de l'état de magnétisation ou de l'état de démagnétisation à un état de roue libre (haute ou basse) nécessite une seule commutation. En effet, dans le premier cas, les deux bras commutent simultanément alors que dans l'autre cas un seul bras commute. Nous verrons par la suite qu'il est intéressant d'utiliser les deux états de roue libre basse et haute ; toutefois, ces deux états (roue libre haute et basse) remplissent la même fonction et il est également possible de n'utiliser qu'un seul des deux états de roue libre : cette configuration est illustrée en figure 4 puisque seul l'état de roue libre basse est utilisé. Afin d'économiser le nombre de commutations, il n'y a jamais de tran- sition directe entre l'état de magnétisation et l'état de démagnétisation. Ainsi, pour une fréquence donnée, il est possible de réduire le nombre de commutation par deux. Les figures 5 et 6 illustrent l'évolution de la tension VL appliquée aux bornes d'une charge telle que la charge 110 de la figure 4 et du courant IL dans cette charge, respectivement dans le cas d'une commande MLI selon l'état de la technique utilisant deux états et dans le cas d'un circuit de contrôle selon l'invention utilisant trois états. On constate que le maintien d'un courant positif ou négatif IL dans la charge nécessite dans le cas d'une commande à deux états de travailler sur deux quadrants (alternance de tensions positives et négatives +UDc et -UDC correspondant respectivement aux états de magnétisation et de démagnétisation) alors que ce même contrôle du courant avec trois états permet de travailler essentiellement sur un seul quadrant (alternance de tensions posi- tives ou négatives, selon que l'on contrôle un courant positif ou négatif, et de tensions quasi nulles correspondant à l'état de roue libre). On notera que dans la configuration illustrée en figure 4, seule l'état de roue libre basse est utilisée et les deux bras A et B commutent à la fré- quence de la commande MLI (typiquement plusieurs dizaines voire centaines de kHz). Une telle configuration peut entrainer quelques perturbations de mode commun sur la mesure directe de courant de charge. Nous allons tout d'abord décrire brièvement, en référence à la figure 7, un circuit 200 permet- tant d'effectuer une telle mesure. Le circuit 200 comporte, outre les composants déjà décrits plus haut en référence à la figure 4, une résistance de shunt 201 en série avec la charge 110, ladite résistance de shunt ayant une borne 203 reliée à la borne 108 du circuit 200 et à l'entrée non inverseuse d'un amplificateur opération- nel 202 et une borne 204 relié à la charge 110 et à l'entrée inverseuse de l'amplificateur opérationnel 202. L'avantage de mettre une mesure de courant directement sur la charge lorsqu'on implémente un contrôle de courant moyen est que l'on n'a pas besoin de reconstituer le courant pour obtenir l'image du courant moyen. Aussi, la résistance de shunt étant une solution peu coûteuse, l'utilisation d'un amplificateur opérationnel acceptant de fortes tensions de mode commun est intéressante. On peut ainsi disposer d'une mesure référencée par rapport à la masse. En revanche, la phase subit de fortes variations de potentiel par rapport à la masse. C'est pourquoi un fort taux de re- jection du mode commun (� high CMRR � en anglais) est nécessaire afin de disposer d'une mesure non bruitée en sortie de l'amplificateur. Un filtrage de la mesure peut réduire le bruit de mode commun mais il handicape aussi la bande passante ou la stabilité. Lorsqu'il est nécessaire d'avoir une grande bande passante et qu'il est nécessaire d'avoir des commutations rapides, il peut être difficile de disposer d'une mesure propre. Ainsi, en utilisant le circuit 200 avec une commande MLI à deux états, la mesure du courant est bruitée par des pics dus au mode commun à chaque commutation des interrupteurs ce qui perturbe la régulation du courant. Une solution permettant de s'affranchir de ce problème consiste à organiser l'enchaînement des quatre états possibles (magnétisation, démagnétisation, roue libre haute, roue libre basse) de manière à ce que le bras de pont (ici le bras B) relié à la résistance de shunt 201 de mesure de cou- rant ne commute pas à la fréquence de découpage. Cette solution est illustrée par la figure 8 qui représente l'enchaînement des quatre états d'un circuit de contrôle 300 formé de composants identiques à ceux du circuit 100 représenté en figure 4. Dans la suite du texte, nous distinguerons deux états macroscopiques du circuit de contrôle quatre quadrants 300 : On parlera d'une alternance positive lorsque le circuit de contrôle 300 commute les interrupteurs AH, AL, BH et BL de manière à ce que la tension moyenne vue par la charge 110 soit positive. On notera qu'une tension moyenne positive entraîne un courant IL positif dans la charge. - On parlera d'une alternance négative lorsque celui-ci commute les interrupteurs de manière à ce que la tension moyenne vue par la charge 110 soit négative. On notera qu'une tension moyenne positive entraîne un courant IL positif dans la charge. L'alternance positive se fait en commutant uniquement les interrupteurs du bras A AH et AL, les interrupteurs du bras B restant toujours dans le même état (BH fermé et BL ouvert) ; on passe ainsi dans le cas de l'alternance positive d'un état de magnétisation (AH ouvert et AL fermé) à un état de roue libre haute (AH fermé et AL ouvert), la transition entre les deux états se faisant à la fréquence de découpage (typiquement plusieurs dizaines voire centaines de kHz). Ainsi, pendant l'alternance positive, seul le bras A commute à haute fréquence (fréquence de découpage), le bras B ne commutant pas. La transition de l'alternance positive à l'alternance négative se fait par commutation du bras B (BH ouvert et BL fermé). L'alternance négative se fait en commutant uniquement les interrupteurs du bras A AH et AL, les interrupteurs du bras B restant toujours dans le même état (BH ouvert et BL fermé) ; on passe ainsi dans le cas de l'alternance négative d'un état de magnétisation (AH fermé et AL ouvert) à un état de roue libre basse (AH ouvert et AL fermé), la transition entre les deux états se faisant à la fréquence de découpage (typiquement plusieurs dizaines voire centaines de kHz). Ainsi, pendant l'alternance négative comme pendant l'alternance positive, seul le bras A commute à haute fréquence (fréquence de découpage), le bras B ne commutant pas. Quelque soit le rapport entre la durée des états de magnétisation et de roue libre basse, la tension moyenne vue par la charge 110 est positive. C'est pourquoi on désigne par le terme � alternance positive � la commuta- tion entre ces deux états. De la même façon, quelque soit le rapport entre la durée des états de démagnétisation et de roue libre, la tension moyenne vue par la charge 110 est négative. C'est pourquoi on désigne par le terme � alternance négative � la commutation entre ces deux états. En distinguant la roue libre haute de la roue libre basse, il est possible pour la même alternance de commuter un seul bras du circuit de contrôle 300. Durant l'alternance positive, le bras B (BH fermé, BL ouvert) ne commute pas alors que le bras A commute à la fréquence de découpage. De la même façon, durant l'alternance négative, le bras B (BH ouvert, BL fermé) ne commute pas alors que le bras A commute à la fréquence de découpage. Ainsi, pendant les deux alternances, le bras B ne commute pas. La commutation du bras B intervient uniquement en cas de changement d'alternance lorsque le signe de la tension moyenne appliquée à la charge 110 change. La commutation entre deux alternances intervient à une fréquence bien inférieure à la fréquence de découpage et à une fréquence inférieure à la bande passante de la régulation du courant, théoriquement deux fois plus petite que la fréquence de découpage mais généralement plus de dix fois plus petite que la fréquence de découpage (quelques kilohertz en général). En conséquence, il possible de dédier un bras du pont (ici le bras A) à la commutation haute fréquence pour la régulation de l'amplitude (valeur absolue) de la tension appliquée à la charge et de dédier l'autre bras (ici le bras B) à la commutation basse fréquence pour la polarité de la tension appliquée à la charge. Dans la suite du texte, on distinguera le bras d'amplitude (le bras A) pour la régulation de l'amplitude et le bras de signe (le bras B) pour la polari- té de la tension appliquée à la charge. L'utilisation d'un bras d'amplitude et d'un bras de signe est particulièrement intéressante dans une configuration où le circuit de contrôle incorpore une résistance de shunt. Les alternances positive et négative d'un tel circuit 400 sont illustrées sur la figure 9. Le circuit 400 outre les composants déjà décrits plus haut en référence à la figure 4, comporte une résistance de shunt 201 en série avec la charge 110 avec une borne 203 reliée à la borne reliée à la borne 108 du circuit 200 et à l'entrée non inverseuse d'un amplificateur opérationnel 202 et une borne 204 relié à la charge 110 et à l'entrée inverseuse de l'amplificateur opérationnel 202. Le bras A formé par les interrupteurs AH et AL est le bras d'amplitude qui commute à la fréquence de découpage et permet de régler la valeur absolue du courant dans la charge 110. Le bras B formé par les interrupteurs BH et BL est le bras de signe et permet d'effectuer les transitions entre les alternances positive et négative. Cette configuration est particulièrement intéressante car l'occurrence des perturbations de mode commun est inférieure à celle d'une configuration à deux états selon l'art antérieur. La perturbation n'intervient que lors de l'alternance de signe. Concrètement, le changement de signe intervient lors-que la pente du courant s'inverse sensiblement. La figure 10 illustre le fonc- tionnement selon ce mode de réalisation : la tension VL aux bornes de la charge et le courant IL mesuré dans la charge (via la résistance de shunt 201 et l'amplificateur opérationnel 202) sont représentés en fonction du temps. Une alternance positive AP (pendant laquelle BL conduit et BH est fermé) est suivie d'une alternance négative AN (pendant laquelle BH conduit et BL est fermé). La perturbation de mode commun (pic de courant venant perturber le courant mesuré) intervient uniquement au moment du change-ment d'alternance. Comme indiqué plus haut, avec une configuration à deux états selon l'art antérieur, nous observerions un pic à chaque commutation. II convient de noter que le mode de réalisation tel que décrit en référence aux figures 9 et 10 implique de maintenir un des deux transistors du bras B de signe constamment fermé tant qu'on ne change pas d'alternance : ainsi, la commande de fermeture du transistor BH du bras de signe peut être permanente dans le cas de la régulation d'un courant constant positif. Pour maintenir un transistor MOSFET ou IGBT dans cet état de fermeture, une tension de commande doit être appliquée sur sa grille. Une solution pour appliquer une tension de commande sur un transistor consiste à utiliser une technique dite à pompe de charge. La figure 11 illustre un circuit 500 à pompe de charge d'un interrupteur utilisé dans un circuit de contrôle selon l'invention et permettant de maintenir une tension de commande sur le transistor BH (seul le bras B est représenté sur la figure 11). Le circuit 500 comporte : - une alimentation auxiliaire 501 délivrant une tension inférieure (typi- quement de l'ordre de 12 à 15V, ces valeurs de tension correspondant à des valeurs typiques permettant de commander la grille d'un transistor MOSFET) à la tension UDc de la source d'alimentation principale ; - une diode 502 dont l'anode est reliée à l'alimentation auxiliaire 501 ; 20 - un condensateur 503 ayant une première borne reliée à la cathode de la diode 502 et une seconde borne reliée à la borne commune des transistors BH et BL; un premier interrupteur 504 ayant une première borne reliée à la cathode de la diode 502 et une deuxième borne reliée à la grille du 25 transistor BH ; - un deuxième interrupteur 505 ayant une première borne reliée à la deuxième borne du premier interrupteur 504 et donc à la grille du transistor BH et une deuxième borne reliée à la borne commune des transistors BH et BL. 30 La charge du condensateur 503 se fait en fermant le transistor BL via l'alimentation auxiliaire 501. Le condensateur 503 chargé permet de délivrer une tension de commande de la grille du transistor BH lorsque l'interrupteur 504 est fermé. Or l'utilisation d'une technique à pompe de charge pour commander le transistor BH ne permet pas de maintenir une tension sur la grille en permanence sans une recharge. Ainsi, lorsque la durée d'une alternance positive dépasse un certain délai (situation possible lorsqu'on régule un courant positif), la fermeture du transistor BH du bras de signe ne peut plus être garanti car le condensateur 503 de la pompe de charge se décharge progressivement dans la grille du transistor BH. Afin d'éviter une ouverture intempestive de ce MOSFET, une solution consiste à forcer la fermeture du transistor BL du bras de signe pour garantir la charge du condensateur 503 de la pompe de charge. Afin de ne pas perturber le contrôle de charge, cette transition se fera pendant un état de roue libre haute (tension moyenne nulle vue par la charge) et l'état forcé sera une roue libre basse (tension moyenne nulle vue par la charge). Le contrôle de la charge n'est pas perturbé par une telle ac- tion puisque les états de roue libre haute et de roue libre basse sont parfaitement équivalent au regard du contrôle de charge. Ainsi, la recharge de la pompe de charge est une action transparente vis-à-vis de la charge (organe électrique de commande). Le condensateur 503 de la pompe de charge est ainsi rechargé de manière à maintenir une tension suffisante de commande sur le transistor BH ; pour cela, le bras de signe repasse par une commande du transistor BL qui permet au condensateur 503 de se recharger par l'alimentation auxiliaire 501 à travers la diode 502 du circuit de pompe de charge 500. Nous allons décrire dans ce qui suit deux modes de réalisation d'une commande à quatre états (dont deux de roue libre haute et de roue libre basse équivalents du point de vue de la charge). Avant cela, rappelons brièvement le fonctionnement d'une boucle de régulation d'une commande à deux états d'un pont quatre quadrants ; une telle boucle 600 est représentée en figure 12. La boucle 600 comporte : un soustracteur 601 ; -un amplificateur 602 ; un générateur 603 de signal MLI (Modulation de Largeur d'Impulsion) ayant un rapport cyclique a ; un pont quatre quadrants 604 destiné à fournir une tension découpée à une charge (généralement une charge inductive) 605 dont le cou- rant mesuré 'mes forme le courant à asservir par ladite boucle 600. La boucle de régulation 600 d'une commande à 2 états du pont 604 fonctionne de la manière suivante : une consigne de courant Iref est comparée à la mesure du courant à asservir Imes. L'écart E entre la consigne de courant Iref et la mesure du courant à asservir !mes déterminé par le soustracteur 601 est amplifié par l'amplificateur 602 de gain G pour fournir un écart amplifié Ea (le gain G peut être une combinaison de gain proportionnel, in- tégral et dérivateur). L'erreur amplifiée Ea est comparée à une porteuse, typiquement un signal triangulaire ou en dent de scie d'amplitude A, afin de réaliser un signal MLI dont la largeur d'impulsion est modulée par l'erreur amplifiée (on note a le rapport cyclique du signal MLI). Les interrupteurs du pont quatre quadrants sont commandés par ce signal MLI (ou par le signal complémentaire du signal MLI) en respectant un temps mort entre la fermeture et l'ouverture des interrupteurs du même bras. Une tension VL découpée à la fréquence de la porteuse est donc appliquée à la charge 605. La tension moyenne VL appliquée à la charge 605 dépend directement du rap- port cyclique a. Le courant IL dans la charge 605 d'inductance L (dont on néglige la résistance de ligne) intègre cette tension. Le courant dans la charge peut ainsi croître ou décroître en contre-réaction à la déviation du courant ou la variation de la consigne. La figure 13 illustre la construction d'un signal MLI de rapport cyclique a construit selon la boucle de régulation de la figure 12. Le signal MLI est donc construit à partir de la comparaison entre une porteuse d'amplitude A (ici un signal en dent de scie mais qui peut être aussi un signal triangulaire) et le signal utile (modulateur) représenté par l'erreur amplifiée Ea. La porteuse permet de fixer la fréquence de découpage. Le signal MLI qui forme la consigne de commande du pont 604 présente une impulsion positive tant que le modulateur est au-dessus de la porteuse et nulle dans le cas contraire. Le signal MLI est un signal de fréquence fixe (signal de la porteuse) et dont la longueur d'impulsion dépend de l'erreur : c'est le rapport cyclique de la MLI qui permet de contrôler le courant dans la charge. Ce rapport cyclique vauta = Âa (i.e. le générateur 603 applique un gain 1/A à l'erreur amplifiée Ea afin d'obtenir le rapport cyclique a). En référence à la figure 3 qui illustre les deux états de magnétisation et de démagnétisation, on applique un signal MLI de rapport cyclique a aux interrupteurs AL et BH et le signal complémentaire du signal MLI, de rapport cyclique 1-a, sur les interrupteurs AH et BL. Ainsi, pendant l'état de magnétisation, la tension continue +Udc est appliquée à la charge pendant une du-rée aT et pendant l'état de démagnétisation, la tension continue -Udc est appliquée à la charge pendant une durée (1- a)T . La tension moyenne VL vue par la charge 10 est donc(2a-1)Uä(.. La figure 14 représente l'évolution linéaire de la tension moyenne VL vue par la charge en fonction du rapport cyclique a dans le cas d'une boucle de régulation à deux états telle que celle représentée en figure 12. Ce rappel de l'art antérieur relatif à une boucle de régulation à deux états étant fait, nous allons décrire dans ce qui suit, en référence à la figure 15, un premier mode de réalisation d'une boucle de régulation 700 permet-tant la mise en oeuvre d'un circuit de contrôle à quatre états selon l'invention. La boucle de régulation 700 comporte : - un soustracteur 701 ; - un amplificateur 702 ; un générateur 703 de signal MLI (Modulation de Largeur d'Impulsion) ayant un rapport cyclique a ; un pont quatre quadrants dans son état d'alternance positive 705 ou dans son état d'alternance négative 706 destiné à fournir une tension découpée à une charge (généralement une charge inductive) 707 dont le courant mesuré 'mes forme le courant à asservir par ladite boucle 700 ; - des moyens 708 de commande pour transiter entre l'alternance posi- tive 705 et l'alternance négative 706. La boucle de régulation 700 fonctionne de la manière suivante : une consigne de courant Iref est comparée à la mesure du courant à asservir Imes. L'écart E entre la consigne de courant Iref et la mesure du courant à asservir Imes déterminé par le soustracteur 701 est amplifié par l'amplificateur 702 de gain G pour fournir un écart amplifié Ea (le gain G peut être une combinai-son de gain proportionnel, intégral et dérivateur). L'erreur amplifiée Ea est comparée à une porteuse, typiquement un signal triangulaire ou en dent de scie d'amplitude A, afin de réaliser, via la générateur 703, un signal MLI dont la largeur d'impulsion est modulée par l'erreur amplifiée (on note a le rapport cyclique du signal MLI). On peut noter que, comme dans une commande MLI conventionnelle, la commande du pont quadrant est une fonction de l'erreur entre la consigne de courant et la mesure de courant. La différence se trouve dans la fonction MLI, l'état du pont dépendant du signe qui est déterminé à partir du signal MLI. En effet, les moyens 708 de commande pour transiter entre l'alternance positive 705 et l'alternance négative 706 mettent en oeuvre la machine d'état suivante (illustrée en figure 16) : - lorsque le pont est dans son alternance positive 705 et que le rapport cyclique s'annule, la machine détecte un changement d'état et passe en alternance négative: le bras de signe commute. - Lorsque le pont est dans son alternance négative 706 est que le rap- port cyclique est égal à 1, la machine détecte un changement d'état et passe en alternance positive : le bras de signe commute. En référence à la figure 8, on applique le signal MLI de rapport cycli- que a à l'interrupteur AL et le signal MLI complémentaire de rapport cyclique (1-a) à l'interrupteur AH à la fois pendant l'alternance positive et pendant l'alternance négative. Lorsque le pont est dans son alternance positive et que le rapport cyclique s'annule, les moyens 708 commandent l'ouverture de l'interrupteur BH et la fermeture de l'interrupteur BL. Inversement, lorsque le pont est dans son alternance positive et que le rapport cyclique s'annule, les moyens 708 commandent l'ouverture de l'interrupteur BL et la fermeture de l'interrupteur BH. Avantageusement, les moyens 708 utilisent un signal de signe commandant le bras B de signe en permettant au dit bras de basculer d'une alternance positive (signal de signe positif) vers une alternance négative (on peut choisir un signal de signe négatif ou un signal de signe nul). On calcule la fonction de transfert du pont selon qu'il est dans son alternance positive ou négative : Alternance positive o Etat de magnétisation : une tension +Udc est appliquée à la charge pendant une durée aT (où T représente la période du signal MLI) ; o Etat de roue libre haute: une tension nulle est appliquée à la charge pendant une durée (1ùa)T . o En conséquence, la tension moyenne vue par la charge est VL = aUDc pendant l'alternance positive. Alternance négative o Etat de démagnétisation : une tension -Udc est appliquée à la charge pendant une durée (1ùa)T ; o Etat de roue libre basse : une tension nulle est appliquée à la charge pendant une durée aT . o En conséquence, la tension moyenne vue par la charge est VL = ù(1ùa)UDc pendant l'alternance négative. En d'autres termes, le circuit de contrôle selon ce mode de réalisation de l'invention comporte : des moyens pour appliquer à la charge une tension moyenne égale au produit axUpc pendant l'alternance positive 705; des moyens pour appliquer à la charge une tension moyenne égale à (a-1)xUDc pendant l'alternance négative 706. La figure 17 représente la fonction de transfert du pont quatre quadrants, c'est à dire la tension moyenne VL vue par la charge en fonction du rapport cyclique a dans le cas d'une boucle de régulation à deux états telle que celle représentée en figure 15. On observe bien le comportement linéaire de la tension moyenne dans chacune des alternances ainsi que le basculement d'une alternance à l'autre (soit lorsque le rapport cyclique s'annule alors que le circuit de contrôle est dans une alternance positive soit le rapport cyclique est égal à 1 alors que le circuit de contrôle dans une alternance négative. Les figures 18 à 21 représentent le courant mesuré Imes, la consigne de courant Iref, le signal MLI de rapport cyclique a, le signal de signe permet-tant au bras B de signe de basculer d'une alternance positive (signal de signal positif) vers une alternance négative (signal de signe négatif) et la tension VL aux bornes de la charge en fonction du temps dans différentes configurations. En référence à la figure 18, lorsque la consigne de courant chute brutalement, l'écart entre la consigne et la mesure grandit. Cet écart est négatif. L'erreur est amplifiée. Le rapport cyclique du signal MLI diminue proportionnellement à l'erreur jusqu'à sa valeur minimale (0%). Le signal de signe étant initialement positive (alternance positive), et le rapport cyclique étant nulle, la machine d'état détecte un changement d'état. Le signal de signe commute et devient négatif. La fonction de transfert de la figure 17 nous indique que, pour un rapport cyclique nul et un signe négatif, la tension moyenne appliquée à la charge inductive est négative et son amplitude est maximale. Le courant mesuré décroît rapidement pour converger vers la consigne. Au fur et à mesure que le courant mesuré se rapproche de la consigne, l'erreur diminue et le rapport cyclique augmente ce qui a pour effet de diminuer l'amplitude de la tension. En référence à la figure 19, lorsque la consigne de courant monte brutalement, l'écart entre la consigne et la mesure grandit. Cet écart est positif. L'erreur est amplifiée. Le rapport cyclique augmente proportionnelle-ment à l'erreur amplifiée et atteint sa valeur maximum. Le signal de signe étant initialement positif (alternance positive) et le rapport cyclique étant maximal, la machine d'état ne détecte pas de changement d'état. La tension appliquée à la charge atteint aussi son maximum ce qui permet au courant de converger vers la consigne. L'erreur amplifiée diminue au fur et à mesure que le courant mesuré se rapproche de la consigne. En référence à la figure 20, lorsque la consigne monte brutalement, l'écart entre la consigne et la mesure grandit. Cet écart est positif. L'erreur est amplifiée. Le rapport cyclique croît proportionnellement à l'erreur et atteint sa valeur maximale. La machine d'état détecte que le rapport cyclique est maximal (100%) alors que le signal de signe était initialement négatif. Le signal de signe commute et devient positif. La fonction de transfert du pont quatre quadrants de la figure 17 indique une tension positive dont l'amplitude et maximale. Cette tension permet au courant mesuré de croître et de rattraper la consigne. Au fur et à mesure que le courant se rapproche de la consigne, l'erreur diminue et par conséquent le rapport cyclique diminue. En référence à la figure 21, lorsque la consigne décroît brutalement, l'écart entre la consigne et la mesure grandit. Cet écart est négatif. L'erreur est amplifiée. Le rapport cyclique diminue proportionnellement à l'erreur am- plifiée et atteint sa valeur minimum. Le signal de signe étant initialement négatif, la machine d'état ne détecte aucun changement. La fonction de transfert du pont quatre quadrants indique une tension moyenne appliquée négative dont l'amplitude est proportionnelle à l'erreur. L'amplitude de la tension négative aux bornes de la charge inductive sera maximale ce qui a pour ef-fet de décroître rapidement le courant. Au fur et à mesure que le courant mesuré se rapproche de la consigne, l'erreur diminue et le rapport cyclique augmente de nouveau. La tension appliquée à la charge atteint aussi son maximum ce qui permet au courant de converger vers la consigne. L'erreur amplifiée diminue au fur et à mesure que le courant mesuré se rapproche de la consigne. Dans cet exemple, il n'y pas de changement de signe. Dans le cas de la solution décrite en référence aux figures 15 à 21, l'erreur statique est différente entre l'alternance positive et l'alternance néga- tive. Ainsi, pour générer une même tension moyenne VL aux bornes de la charge, les erreurs seront différentes dans les deux cas d'alternance. Dans le cas de l'alternance positive : a = VL EQ = A VI UDC UDc où EQ désigne l'erreur amplifiée dans le cas de l'alternance positive. ( Dans le cas de l'alternance négative : a =1+ VI = E~ = A 1+ V- UDC UDC où L'a-désigne l'erreur amplifiée dans le cas de l'alternance négative. Le rapport des erreurs vaut donc Ëa = U',, V, ° VI, L'erreur statique négative peut donc être supérieure à l'erreur statique positive. Par exemple, si la tension d'alimentation vaut 49V et que l'on régule 1V aux bornes de la charge, le rapport vaut 50. Cela conduit à des dis-continuités dans la régulation. Dès lors, un décrochement du courant lors de la transition entre alternance est susceptible de se produire. Cette erreur statique importante peut cependant être compensée par une augmentation du gain statique. La figure 22 illustre un second mode de réalisation d'une boucle de régulation 800 pour la mise en oeuvre d'un circuit de contrôle à quatre états selon l'invention et permettant de s'affranchir de ce problème d'erreur statique. La boucle de régulation 800 comporte : un soustracteur 801 ; - un amplificateur 802 ; - un générateur 803 de signal MLI (Modulation de Largeur d'Impulsion) ayant un rapport cyclique a ; un convertisseur 809 pour convertir le signal MLI de rapport cyclique a en un signal MLI de rapport cyclique a' (ainsi que pour fournir le si- gnal MLI de rapport cycliquea' complémentaire du signal MLI de rap-port cyclique a') un pont quatre quadrants dans son état d'alternance positive 805 ou dans son état d'alternance négative 806 destiné à fournir une tension découpée à une charge (généralement une charge inductive) 807 dont le courant mesuré Imes forme le courant à asservir par ladite boucle 800 ; des moyens 808 de commande pour transiter entre l'alternance positive 805 et l'alternance négative 806. La boucle de régulation 800 fonctionne de la manière suivante : une consigne de courant Iref est comparée à la mesure du courant à asservir Imes. L'écart E entre la consigne de courant Iref et la mesure du courant à asservir Imes déterminé par le soustracteur 801 est amplifié par l'amplificateur 802 de gain G pour fournir un écart amplifié Ea (le gain G peut être une combinai- son de gain proportionnel, intégral et dérivateur). L'erreur amplifiée Ea est comparée à une porteuse, typiquement un signal triangulaire ou en dent de scie d'amplitude A, afin de réaliser, via la générateur 803, un signal MLI dont la largeur d'impulsion est modulée par l'erreur amplifiée (on note a le rapport cyclique du signal MLI). Le signal MLI de rapport cyclique a est converti par le convertisseur 809 pour obtenir un autre signal MLI de même fréquence dont le rapport cy-clique a' est égal à I2a -11. Le convertisseur 809 comporte par exemple des moyens permettant de réaliser la soustraction entre un signal MLI de rapport cyclique 50% et le signal MLI de rapport cyclique a. Le signal MLI obtenu a un rapport cycli- que Cette soustraction peut être obtenue par une fonction logique OU exclusive telle qu'illustrée sur la figure 23. Les entrées de la fonction OU exclusive sont respectivement le signal MLI de synchronisation ayant un rap- port cyclique de 50% et le signal MLI de rapport cyclique a et on obtient di- rectement en sortie le signal MLI de rapport cyclique 1 a-- 2 Le convertisseur 809 comporte en outre des moyens permettant de doubler le signal MLI de rapport cyclique 1 a-- 2 ; en d'autres termes, le si- gnal résultant est un signal MLI dont la largeur d'impulsion est deux fois su- périeure. Le rapport cyclique vaut doncl2aû1 . Finalement, Le convertisseur 809 convertit un signal MLI de rapport cyclique a en un signal MLI de même fréquence de rapport cyclique a'= -11. Ces moyens permettant de doubler le signal MLI peuvent être réali- sés à l'aide de deux compteurs. L'utilisation de ces compteurs est illustrée sur la figure 24. On part d'un signal traité de rapport cyclique (a-1/2). Sur le front mon-tant du signal traité, le signal résultant (signal doublé) passe à l'état haut et un premier compteur cadencé par une horloge s'incrémente pendant la lar- geur d'impulsion puis s'arrête. Sur le front descendant, un deuxième compteur est incrémenté (cadencé par la même horloge que le premier compteur): lorsque la valeur de ce deuxième compteur est égale à la valeur du premier compteur, le signal résultant s'annule. Le signal résultant possède une largeur d'impulsion deux fois plus grande que la largeur d'impulsion du signal traité. Les moyens 808 de commande pour transiter entre l'alternance positive 805 et l'alternance négative 806 mettent en oeuvre la machine d'état suivante (illustrée en figure 25) : lorsque le pont est dans son alternance positive 805 et que le rapport cyclique a est strictement inférieur à 50%, la machine détecte un changement d'état et passe en alternance négative: le bras de signe commute. - Lorsque le pont est dans son alternance négative 806 est que le rap- port cyclique a est supérieur ou égal à 50%, la machine détecte un changement d'état et passe en alternance positive : le bras de signe commute. En référence à la figure 8, pendant l'alternance positive (a est supérieur ou égal à 50%), on applique le signal MLI de rapport cyclique a' à l'interrupteur AL et le signal MLI complémentaire de rapport cyclique (1-a') à l'interrupteur AH. Pendant l'alternance négative (a est strictement inférieur à 50%), on applique le signal MLI de rapport cyclique 1-a' à l'interrupteur AL et le signal MLI complémentaire de rapport cyclique a' à l'interrupteur AH. Lorsque le pont est dans son alternance positive et que le rapport cy-clique a est strictement inférieur à 50%, les moyens 808 commandent l'ouverture de l'interrupteur BH et la fermeture de l'interrupteur BL. Inverse-ment, lorsque le pont est dans son alternance positive et que le rapport cyclique a est supérieur ou égal à 50%, les moyens 808 commandent l'ouverture de l'interrupteur BL et la fermeture de l'interrupteur BH. Avantageusement, les moyens 808 utilisent un signal de signe commandant le bras B de signe en permettant au dit bras de basculer d'une alternance positive (signal de signe positif) vers une alternance négative (on peut choisir un signal de signe négatif ou un signal de signe nul). On calcule la fonction de transfert du pont selon qu'il est dans son alter- nance positive ou négative : Alternance positive : o Etat de magnétisation : la tension de bus +Udc est appliquée à la charge pendant une durée a'T ; o Etat de roue libre haute : une tension nulle est appliquée à la charge pendant une durée (1ù a')T ; o En conséquence, la tension moyenne vue par la charge est VL =a'UDC =(2aù1)UDC ; Alternance négative : o Etat de démagnétisation : la tension de bus -Udc est appliquée à la charge pendant une durée (1ù2a)T ; o Etat de roue libre basse: une tension nulle est appliquée à la charge pendant une durée2aT ; o En conséquence, la tension moyenne vue par la charge est VI," = =(2aù1)UDC En d'autres termes, le circuit de contrôle selon ce mode de réalisation de l'invention comporte des moyens pour appliquer à la charge une tension moyenne égale au produit (2a-l)xUDc pendant l'alternance positive 805 et pendant l'alternance négative 806. La figure 26 représente la fonction de transfert du pont quatre qua- drants, c'est à dire la tension moyenne VL vue par la charge en fonction du rapport cyclique a dans le cas d'une boucle de régulation à quatre états telle que celle représentée en figure 22. On observe bien le comportement linéaire de la tension moyenne : cette fonction de transfert est identique à celle d'une commande d'un pont quatre quadrants connue à deux états à la différence que l'on a effectué une conversion du rapport cyclique. On corn- prend facilement que par sa symétrie, cette fonction de transfert permet de résoudre le problème de l'erreur statique. Les différentes moyens de commande permettant la stratégie de pilotage (aussi bien dans le cas du circuit de contrôle utilisant une boucle de régulation selon la figure 15 que dans le cas d'un circuit de contrôle utilisant une boucle de régulation selon la figure 22) sont par exemple des moyens logiques intégrées dans un FPGA (� Field Programmable Gate Array � en anglais). Bien entendu, l'invention n'est pas limitée au mode de réalisation qui vient d'être décrit. Notamment, l'invention a été décrite dans le cas d'une application à un actionneur de soupapes électromagnétiques mais elle s'applique à tout type de machine électrique commandée par une charge inductive telle qu'un moteur électrique par exemple. Dans le cas d'une application à une machine électrique, cette der- nière peut être mono ou triphasée. En outre, le mode de réalisation décrit concerne le contrôle du courant dans une charge inductive mais l'invention s'applique bien entendu au contrôle de la tension aux bornes de cette même charge. Par ailleurs, nous avons décrit une application dans laquelle un FPGA est programmé de façon à mettre en oeuvre une machine d'état ; il est également possible de mettre en oeuvre cette machine d'état en utilisant une logique câblée. On notera que l'invention a été plus particulièrement décrite dans le cas d'une utilisation de transistors MOSFET ; d'autres types de transistors (IGBT par exemple) peuvent également être utilisés sans sortir du cadre de l'invention. Enfin, on pourra remplacer tout moyen par un moyen équivalent. REVENDICATIONS 1. Circuit de contrôle (100, 200, 300, 400, 600, 700) du courant dans un organe électrique (110) de commande ou de la tension aux bornes dudit organe électrique de commande, ledit circuit comportant : un pont muni de quatre bornes (105, 106, 107, 108) et comportant quatre interrupteurs commandés (AH, AL, BH, BL), une source d'alimentation (109) dudit pont, des moyens de commande par modulation de largeurs d'impulsions d'au moins deux desdits quatre interrupteurs ladite source d'alimentation (109) étant connectée entre une première borne (105) et une deuxième borne (106) dudit pont, ledit organe électrique (110) de commande étant connecté entre "une troisième borne (107) et une quatrième borne (108) dudit pont, le premier interrupteur (AH) étant connecté entre ladite première borne (105) et ladite troisième borne (107) dudit pont, le deuxième interrupteur (BH) étant connecté entre ladite première borne (105) et ladite quatrième borne (108) dudit pont, le troisième interrupteur (AL) étant connecté entre ladite troisième borne (107) et ladite deuxième borne (106) dudit pont, le quatrième interrupteur (BL) étant connecté entre ladite quatrième borne (108) et ladite deuxième borne (106) dudit pont, ledit circuit de contrôle étant caractérisé en ce qu'il présente : un premier état dans lequel lesdits premier (AH) et quatrième (BL) in- terrupteurs sont fermés et lesdits deuxième (BH) et troisième (AL) in- terrupteurs sont ouverts, un deuxième état dans lequel lesdits deuxième (BH) et troisième (AL) interrupteurs sont fermés et lesdits premier (AH) et quatrième (BL) interrupteurs sont ouverts, au moins un des deux états suivants : o un troisième état dans lequel lesdits troisième (AL) et quatrième (BL) interrupteurs sont fermés et lesdits premier (AH) et deuxième (BH) interrupteurs sont ouverts,o un quatrième état dans lequel lesdits premier (AH) et deuxième (BH) interrupteurs sont fermés et lesdits troisième (AL) et quatrième (BL) interrupteurs sont ouverts ; lesdits moyens de commande par modulation de largeurs d'impulsions au- torisant : la transition dudit premier état vers l'un au moins desdits troisième ou quatrième état, la transition dudit deuxième état vers l'un au moins desdits troisième ou quatrième état, la transition de l'un au moins desdits troisième ou quatrième état vers ledit premier état, la transition de l'un au moins desdits troisième ou quatrième état vers ledit deuxième état. 2. Circuit de contrôle (300, 400, 600, 700) selon la revendication précédente caractérisé en ce que lesdits moyens de commande par modulation de lar- geurs d'impulsions autorisent : une première phase dite d'alternance négative comportant des transitions dudit premier état vers ledit troisième état et des transitions dudit troisième état vers ledit premier état, lesdits premier (AH) et troisième (AL) interrupteurs formant un premier bras, dit bras d'amplitude (A), commutant à une fréquence dite de découpage et lesdits deuxième (BH) et quatrième (BL) transistors formant un deuxième bras, dit bras de signe (B), étant respectivement fermé et ouvert, une seconde phase dite d'alternance positive comportant des transi- tions dudit deuxième état vers ledit quatrième état et des transitions dudit quatrième état vers ledit premier état, lesdits premier (AH) et troisième (AL) interrupteurs commutant à ladite fréquence dite de dé-coupage et lesdits deuxième (BH) et quatrième (BL) interrupteurs étant respectivement ouvert et fermé, la commutation desdits deuxième (BH) et quatrième (BL) interrupteurs dudit bras de signe (B) assurant la transition entre lesdites alternances négative et positive à une fréquence inférieure à ladite fréquence de découpage. 3. Circuit de contrôle (400) selon la revendication précédente caractérisé en ce qu'il comporte une résistance de shunt (201) connectée en série entre ledit organe électrique (110) de commande et ladite quatrième borne (108). 4. Circuit de contrôle (400) selon la revendication précédente caractérisé en ce qu'il comporte un amplificateur opérationnel (202), les bornes de ladite résistance de shunt (201) formant les entrées inverseuse et non inverseuse dudit amplificateur opérationnel. 5. Circuit de contrôle selon l'une des revendications 2 à 4 caractérisé en ce qu'il comporte : - un condensateur (503) de pompe de charge qui lorsqu'il est chargé est apte à délivrer une tension de commande dudit deuxième inter-rupteur (BH); - une seconde source d'alimentation (501) délivrant une tension infé- rieure à la tension délivrée par ladite première source de tension, la-dite seconde source de tension étant apte à charger ledit condensateur de pompe de charge lorsque ledit quatrième interrupteur (BL) est fermé ; des moyens pour forcer le passage dudit quatrième état vers ledit troisième état alors que ledit circuit de contrôle se trouve dans une phase d'alternance positive de sorte que ledit condensateur de pompe de charge est rechargé via ladite seconde source d'alimentation. 6. Circuit de contrôle (700) selon l'une des revendications 2 à 5 carac-térisé en ce que lesdits moyens de commande comportent : des moyens (701, 702, 703) pour générer un signal de modulation de largeur d'impulsion ayant un rapport cyclique a ; des moyens (705, 706) pour appliquer ledit signal de modulation de largeur d'impulsion ayant un rapport cyclique a au dit troisième tran- sistor (AL) et un signal de modulation de largeur d'impulsion ayant un rapport cyclique 1-a au dit premier transistor (AH) ; des moyens (708) pour transiter entre l'alternance positive et l'alternance négative mettent en oeuvre la machine d'état suivante:o lorsque ledit pont est dans son alternance positive et que le rapport cyclique a s'annule, la machine détecte un change-ment d'état et passe en alternance négative. o Lorsque ledit pont est dans son alternance négative et que le rapport cyclique a est égal à 100%, la machine détecte un changement d'état et passe en alternance positive. 7. Circuit de contrôle (700) selon la revendication précédente caractérisé en ce que ladite source d'alimentation délivre une tension +Upc continue, ledit circuit de contrôle comportant : des moyens (705) pour appliquer au dit organe électrique de commande une tension moyenne égale au produit axUDc pendant ladite alternance positive ; - des moyens (706) pour appliquer au dit organe électrique de commande une tension moyenne égale à (a-1)xUDc pendant ladite alter- nance négative. 8. Circuit de contrôle (800) selon l'une des revendications 2 à 5 caractérisé en ce que lesdits moyens de commande comportent : des moyens (801, 802, 803) pour générer un signal de modulation de largeur d'impulsion ayant un rapport cyclique a ; des moyens (809) pour convertir ledit signal de modulation de largeur d'impulsion ayant un rapport cyclique a en un signal de modulation de largeur d'impulsion ayant un rapport cyclique a'-12a -1; des moyens (805) pour appliquer ledit signal de modulation de largeur d'impulsion ayant un rapport cyclique a' au dit troisième transis- tor (AL) et un signal de modulation de largeur d'impulsion ayant un rapport cyclique 1-a' au dit premier transistor (AH) pendant ladite alternance positive; des moyens (806) pour appliquer ledit signal de modulation de largeur d'impulsion ayant un rapport cyclique 1- a' au dit troisième tan- sistor (AL) et un signal de modulation de largeur d'impulsion ayant un rapport cyclique a' au dit premier transistor (AH) pendant ladite alternance négative;des moyens (808) pour transiter entre l'alternance positive et l'alternance négative mettant en oeuvre la machine d'état suivante: o lorsque ledit pont est dans son alternance positive et que ledit rapport cyclique a est strictement inférieur à 50%, la machine détecte un changement d'état et passe en alternance négative. o Lorsque ledit pont est dans son alternance négative et que le- dit rapport cyclique a est supérieur ou égal à 50%, la machine détecte un changement d'état et passe en alternance positive. 9. Circuit de contrôle (800) selon la revendication précédente caracté-risé en ce que ladite source d'alimentation délivre une tension +UDC conti- nue, ledit circuit de contrôle comportant des moyens pour appliquer au dit organe électrique de commande une tension moyenne égale au produit (2a- 1)xUDc pendant ladite alternance positive et pendant ladite alternance néga- tive. 10. Circuit de contrôle selon l'une des revendications 7 ou 8 caractérisé en ce que lesdits moyens pour convertir ledit signal de modulation de largeur d'impulsion ayant un rapport cyclique a en un signal de modulation de largeur d'impulsion ayant un rapport cyclique a'= 2a -1I comportent : des moyens pour réaliser la soustraction entre un signal de rapport cyclique égal à 50% et ledit signal de rapport cyclique a ; des moyens pour doubler le signal obtenu par ladite soustraction. 11. Circuit de contrôle selon la revendication précédente caractérisé en ce que lesdits moyens pour réaliser la soustraction entre un signal de rapport cyclique égal à 50% et ledit signal de rapport cyclique a sont des moyens réalisant une fonction logique OU exclusive ayant sur ses deux en-trées respectivement ledit signal de rapport cyclique égal à 50% et ledit si- gnal de rapport cyclique a. 12. Circuit de contrôle selon l'une des revendications 10 ou 11 caractérisé en ce que lesdits moyens pour doubler le signal obtenu par ladite soustraction comportent au moins un compteur. 13. Circuit de contrôle selon l'une des revendications précédentes caractérisé en ce que lesdits moyens de commande sont inclus dans un circuit logique programmable. 14. Circuit de contrôle selon l'une des revendications précédentes ca-ractérisé en ce que lesdits interrupteurs sont des transistors MOSFET. 15. Utilisation du circuit de contrôle selon l'une des revendications précédentes pour un organe électrique formé par une charge inductive à inductance variable. 16. Utilisation selon la revendication précédente caractérisée en ce que l'organe électrique est compris dans un actionneur pourvu d'une pièce actionnée, ledit organe électrique commandant en déplacement ladite pièce actionnée. 17. Utilisation selon la revendication précédente caractérisée en ce que ledit actionneur est un actionneur de soupape électromagnétique d'un véhicule automobile.