Brevet FR2926172A1 — publié le 20090710

BOUCLE À VERROUILLAGE DE PHASE AVEC FILTRE ADAPTATIF POUR SYNCHRONISATION AVEC OSCILLATEUR À COMMANDE NUMÉRIQUE La présente invention concerne le domaine de la synchronisation des horloges, et en particulier une boucle à verrouillage de phase (PLL) qui permet à une horloge locale d'être verrouillée sur une horloge de référence désirée. Il y a beaucoup d'applications dans le domaine des télécommunications où une horloge locale doit être synchronisée sur une horloge de référence externe quelconque. Cette opération est généralement effectuée avec une boucle à verrouillage de phase. Une boucle à verrouillage de phase traditionnelle est montrée sur la figure 1. Dans cet exemple, la fréquence de sortie est générée par un oscillateur commandé en tension (VCO) 10 et réinjectée par l'intermédiaire d'un diviseur-par-N 16 dans une entrée de discriminateur de phase 18, qui a une deuxième entrée recevant une horloge de référence venant d'un oscillateur à commande numérique (DCO) 20. Le discriminateur de phase 18 obtient la différence de phase entre la sortie du VCO, après la division par N, N étant un nombre entier, et la sortie du DCO 20. La sortie du discriminateur de phase 18, après être passée à travers un filtre passe-bas 12, est utilisée pour commander le VCO 10. La sortie du discriminateur de phase 18 est une impulsion avec un niveau égal à -1, 0 ou 1. La largeur de cette impulsion est égale au temps entres deux fronts avant de la sortie du DCO et de la sortie du VCO {après la division). Le diviseur N représente le rapport de fréquence entre le DCO 20 et le VCO 10. Si le front avant du DCO arrive plus tôt que l'impulsion du VCO, la sortie du discriminateur de phase 18 a une impulsion 2926172 -2 - positive. Si elle arrive plus tard, la sortie est une impulsion négative. Si deux fronts avant arrivent en même temps, la sortie est zéro. 5 Le DCO 20 est verrouillé sur une source de référence primaire comme montré sur la figure 2 et il fait partie d'une boucle à verrouillage de phase numérique comprenant un diviseur-par-M 22, un soustracteur 26 pour déduire la différence de phase entre le signal de 10 réaction et la source de référence, et un filtre passe-bas numérique 24. La sortie du DCO 20 est une impulsion qui est produite chaque fois que la valeur du compteur du DCO atteint un seuil prédéterminé. Le DCO fournit une information de phase complète ou la valeur totale du 15 DCO. Conne sur la figure 1, le diviseur m représente le rapport de fréquence entre le DCO et le signal de référence. Le soustracteur 26 compare la phase du DCO avec la phase 20 de référence d'entrée, et l'erreur de phase en résultant est filtrée par le filtre passe-bas numérique 24 et utilisée pour régler la fréquence du DCO 20. Les fréquences du DCO fDco, dans le cas de la figure 1, 25 et fpcol, dans le cas de la figure 2, peuvent avoir la même valeur ou peuvent être dans un rapport d'échelle. Étant donné que le DCO 20 est verrouillé sur la source de référence primaire et que le VCO 10 est verrouillé 30 sur le DCO 20, il s'ensuit que le VCO est aussi verrouillé sur la source de référence primaire. La qualité de l'asservissement en fréquence est mesurée par la gigue (variations à court terme), encore appelée "jitter" dans la terminologie anglo-saxonnne, et le 35 dérapage (variations à long terme), encore appelé "wander" dans la terminologie anglo-saxonne. Le filtre numérique montré sur la figure 2 est un élément très important dans la réduction de l'erreur de phase. Pour une petite quantité de gigue, par exemple moins que 1 2926172 - 3 - ps, le filtre devrait avoir une largeur de bande très petite, généralement inférieure à 1 Hz. Cependant, l'utilisation d'un tel filtre à faible largeur de bande signifie que cela prendra très longtemps pour acquérir 5 un asservissement en fréquence. Les mises en oeuvre antérieures sont elles aussi complexes et pas bien adaptées pour l'intégration dans un circuit. 10 Selon les principes de l'invention, la boucle à verrouillage de phase comprend un filtre numérique qui peut être réglé de manière adaptative suivant l'erreur 15 de phase. Cela rend possible d'obtenir l'erreur finale de verrouillage avec une petite quantité de gigue dans un temps relativement court. Selon un premier aspect de l'invention, il est prévu une 20 boucle à verrouillage de phase numérique comprenant un oscillateur à commande numérique ; une boucle de réaction couplée à la sortie dudit oscillateur à commande numérique ayant une largeur de bande B ; un discriminateur de phase pour comparer un signal de 25 réaction provenant de ladite boucle de réaction avec un signal de référence de façon à produire un signal d'erreur de phase pour commander l'oscillateur à commande numérique ; un filtre passe-bas à réponse impulsionnelle infinie (IIR) du premier ordre pour 30 filtrer le contrôle du signal d'erreur de phase ; et un dispositif de calcul de largeur de bande couplé au filtre passe-bas pour calculer la largeur de bande requise du filtre B conformément à l'expression B= E •C,dans laquelle E est l'erreur de F 35 phase et p est une constante, de façon à régler de manière adaptative la largeur de bande du filtre passe-bas en fonction de l'erreur de phase. rr 2926172 - 4 - Une boucle à verrouillage de phase conforme aux modes de réalisation de l'invention permettra à la fois l'acquisition de fréquence et la performance en matière de gigue. Elle a aussi besoin d'un plus petit nombre de 5 bits pour les données et la mémoire avec la même précision d'asservissement en fréquence et la même gamme dynamique, et elle évite un saut d'erreur de phase lorsqu'un bruit transitoire occasionnel cause une erreur de phase hors de la gamme. 10 Selon un autre aspect, l'invention fournit une méthode pour commander une boucle à verrouillage de phase numérique comprenant un oscillateur à commande numérique, consistant à comparer une sortie dudit 15 oscillateur à commande numérique avec un signal de référence pour déduire un signal d'erreur de phase ; à filtrer ledit signal d'erreur de phase avec un filtre passe-bas IIR du premier ordre ayant une largeur de bande B ; à commander ledit oscillateur à commande 20 numérique avec ledit signal d'erreur de phase après le filtrage ; et à régler de manière adaptative la largeur de bande B dudit filtre passe-bas conformément à l'expression B= ~•C,dans laquelle E est l'erreur de _PE phase et p est une constante 25 L'invention va maintenant être décrite plus en détail, à titre d'exemple uniquement, en référence aux dessins d'accompagnement, parmi lesquels : la figure 1 est un schéma de principe d'une 30 boucle à verrouillage de phase analogique antérieure ; la figure 2 est un schéma de principe d'une boucle à verrouillage de phase numérique avec une source de référence primaire externe fournissant 35 une référence pour la boucle à verrouillage de phase de la figure 1 ; la figure 3 est un schéma de principe d'une boucle à verrouillage de phase avec des filtres 2926172 - 5 doubles ; la figure 4 est un schéma de principe d'une boucle à verrouillage de phase avec une commande de filtre adaptative selon un mode de réalisation 5 de l'invention ; la figure 5 est un schéma de principe illustrant la commande adaptative d'un filtre DCO ; la figure 6 est un schéma de principe d'un dispositif de calcul de largeur de bande 10 exemplaire. Une façon d'aborder le problème du temps de verrouillage est d'utiliser deux filtres comme montré sur la figure 3. Dans ce cas, la sortie du discriminateur de phase est 15 alimentée à deux filtres passe-bas 24a et 24b de même qu'à une unité de valeur absolue 28, qui fournit une entrée à un comparateur 30 ayant une deuxième entrée recevant une valeur seuil. Un des filtres 24a a une petite largeur de bande et l'autre 24b a une grande 20 largeur de bande. La sortie du comparateur 30 est connectée à une entrée choisie d'un multiplexeur 31 pour sélectionner un des filtres 24a, 24b pour la connexion à l'entrée du DCO 20. 25 Lorsque l'erreur de phase détectée par le soustracteur 26, agissant comme discriminateur de phase, est plus petite qu'un seul donné, par exemple 1 ps, la sortie du comparateur 30 choisit le filtre à petite largeur de bande 24a, et lorsque l'erreur de phase est plus grande 30 que le seuil, le comparateur 30 choisit le filtre à grande largeur de bande 24b. Généralement, le filtre à petite largeur de bande 24a a une largeur de bande inférieure à 0,5 Hz et le filtre à grande largeur de bande 24b a une largeur de bande située entre 3 et 10 35 Hz. On peut trouver une structure similaire dans les brevets américains N° 7,242,740 et 7,126,429. Dans ce cas, le filtre 24b est utilisé pour l'acquisition de fréquence et le filtre 24a est utilisé pour la poursuite de fréquence, après que la fréquence est verrouillée. 2926172 - 6 - Dans les références, les deux filtres sont en fait un seul filtre avec deux ensembles de paramètres. Cependant, ce procédé souffre de la propagation de 5 l'erreur lorsque l'erreur de phase Pre-PDCO a une pointe unique juste au-dessus du seuil pendant le mode de poursuite. Cette erreur unique ne déclenchera le filtre 24b qu'une seule fois mais, à cause de sa grande largeur de bande, l'erreur de sortie du filtre aura une grande 10 variation. Cette grande variation sera transférée à la sortie de fréquence du DCO, puis à la phase du DCO, et puis à la mémoire du filtre 24a. Cette boucle de réaction toute entière permettra à la grande erreur de rester dans la boucle pendant une longue période de 15 temps. La petite largeur de bande du filtre 24b laissera l'effet de l'erreur rester encore plus longtemps pour une petite erreur de phase qui ne fait que juste dépasser le seuil une seule fois. 20 Une boucle à verrouillage de phase selon un mode de réalisation de l'invention est montré sur la figure 4. Dans ce cas, le discriminateur de phase/soustracteur 26 est connecté à un filtre numérique passe-bas 24 avec une largeur de bande contrôlable, qui est déterminée par le 25 dispositif de calcul de largeur de bande 32, qui peut être sous la forme d'un processeur de signaux numériques effectuant le calcul par logiciel pour déduire la largeur de bande en se basant sur l'erreur de phase détectée. En variante, le dispositif de calcul de 30 largeur de bande peut être réalisé en matériel. La largeur de bande du filtre 24 est conçue de façon à augmenter en fonction de l'erreur de phase détectée. Si on suppose que la sortie d'erreur de phase par le 35 discriminateur de phase 26 sur la figure 4 est E = Pref-PDCO, une façon appropriée de trouver la largeur de bande B du filtre 24 est déterminée conformément l'expression B= E C (1) P dans laquelle C est la largeur de bande minimum acceptable et p est une constante pour commander le pas pour la largeur de bande du filtre. La largeur de bande minimum acceptable est le minimum acceptable pour poursuivre les déviations de fréquence. Si la largeur de bande est trop grande, la boucle comportera trop de bruit ; si la largeur de bande est trop petite, la boucle ne sera pas capable de poursuivre les déviations de fréquence. Les crochets dans la relation (1) indiquent que le nombre entier plus grand le plus proche est utilisé. Cela n'est qu'un exemple et on peut utiliser d'autres formules en se basant sur des considérations de conception, la caractéristique principale étant que la largeur de bande du filtre est réglée de manière adaptative avec l'erreur de phase. Une manière simple et particulièrement efficace de réaliser le filtre numérique 24 est de le faire en tant que filtre IIR du premier ordre utilisant deux multiplicateurs. Une telle mise en ouvre est montrée sur la figure 5, où f8 est la fréquence d'échantillonnage pour la mise en oeuvre numérique et f, est la fréquence centrale du DCO. Le DCO 20 est un accumulateur de phase du premier ordre comprenant un accumulateur 44 et un dispositif de retard 46, dont la sortie est rebouclée sur l'accumulateur 44. Sur la figure 5, la sortie du discriminateur de phase 26 apparaît comme une erreur de phase E qui est appliquée comme facteur d'échelle sur une entrée d'un multiplicateur 40. La sortie du dispositif de calcul de largeur de bande 32, après être passée à travers un limiteur facultatif 34, est appliquée sur une entrée d'un multiplicateur 36 dont la deuxième entrée est un signal 1/fs. La sortie du multiplicateur 36 est appliquée sur la deuxième entrée du multiplicateur 40, et agit ainsi de façon à régler de manière adaptive le 2926172 - 8 - facteur d'échelle appliqué sur l'entrée de l'accumulateur 42 conformément aux résultats du calcul de la largeur de bande, la sortie de l'accumulateur 42 étant connectée à l'autre entrée de l'accumulateur 44. 5 Le limiteur 34 peut être nécessaire pour limiter la largeur de bande calculée B pour qu'elle se situe dans les limites d'une certaine gamme. 10 La figure 6 montre, à titre d'exemple, un mode de réalisation du circuit de calcul de largeur de bande 32. Les entrées E et p sont connectée dans un diviseur 60, dont la sortie est connectée à un additionneur 62 et un multiplicateur 64. Un 1 est ajouté à la sortie du 15 diviseur 60. Cela fait en sorte que le plafond de la largeur de bande se produise après le diviseur. Une mise en œuvre matérielle fournit une sortie en nombre entier, ce qui fait que la sortie du diviseur est un nombre entier. 20 Des valeurs typiques par exemple pour le calcul de la largeur de bande du filtre sont par exemple p = 0,01 ps par période de 10 ns et C = 0,1 Hz. Le limiteur pourrait généralement limiter B pour qu'elle se trouve dans la 25 gamme située entre 0,1 Hz et 3 Hz. Le calcul de la largeur de bande peut aussi utiliser un accumulateur ou n'importe quel filtre passe-bas simple ou complexe basé sur la sortie d'erreur de phase. 30 On appréciera que d'autres types de filtres passe-bas peuvent être commandés par le dispositif de calcul de largeur de bande. 35 Un avantage important de la mise en œuvre décrite est qu'elle est a un niveau de complexité très bas et elle est donc bien adaptée à l'intégration de façon à pouvoir être incorporée sur une seule puce. Revendications 1. Boucle à verrouillage de phase comprenant : un oscillateur à commande numérique (20); une boucle de réaction couplée à la sortie dudit oscillateur à commande numérique et ayant une largeur de bande B; un discriminateur de phase (26) pour comparer un signal de réaction provenant de ladite boucle de réaction avec un signal de référence de façon à produire un signal d'erreur de phase pour commander l'oscillateur à commande numérique; un filtre passe-bas {24) IIR du premier ordre pour filtrer le contrôle du signal d'erreur de phase ; et un dispositif de calcul de largeur de bande (32) couplé au filtre passe-bas pour calculer la largeur de bande du filtre requise B conformément à l'expression B = E C, dans laquelle E est P l'erreur de phase et p est une constante, de façon à régler de manière adaptative la largeur de bande du filtre passe-bas en fonction de l'erreur de phase. 2. Boucle à verrouillage de phase selon la revendication 1, dans laquelle le filtre passe-bas (24) comprend un premier multiplicateur (36) avec une première entrée couplée à la sortie du dispositif de calcul de largeur de bande {32) et une deuxième entrée recevant 1/fs, fs étant la fréquence d'échantillonnage, et un deuxième multiplicateur (40) couplé à la sortie du discriminateur de phase {26) et à la sortie dudit premier multiplicateur, le deuxième multiplicateur ayant une sortie couplée à une entrée de l'oscillateur à commande numérique (20). 3. Boucle à verrouillage de phase selon la revendication 2, comprenant en outre un limiteur (34) 2926172 - 10 - pour limiter la sortie du dispositif de calcul de largeur de bande appliquée sur la première entrée du premier multiplicateur. 5 4. Boucle à verrouillage de phase selon la revendication 3, dans laquelle la sortie du deuxième multiplicateur est appliquée sur une première entrée d'un additionneur (42)recevant à une deuxième entrée la fréquence centrale de l'oscillateur à commande 10 numérique, et cet additionneur ayant une sortie appliquée sur une entrée de l'oscillateur à commande numérique (20). 5. Boucle à verrouillage de phase selon l'une 15 quelconque des revendications 1 à 4, dans laquelle le dispositif de calcul de largeur de bande comprend un diviseur (60} pour diviser l'erreur de phase E par la constante p, et un multiplicateur {64} pour multiplier le résultat par la constante C. 20 6. Boucle à verrouillage de phase selon la revendication 3, dans laquelle ledit limiteur {34) limite la largeur de bande pour qu'elle se situe dans la gamme située entre 0,1 Hz et 3 Hz. 25 7. Boucle à verrouillage de phase selon la revendication 1, dans laquelle p = 0,01 ps par période de 10 ns et C = 0,1 Hz. 30 8. Méthode pour commander une boucle à verrouillage de phase comprenant un oscillateur à commande numérique {20) consistant à : comparer une sortie dudit oscillateur à commande numérique avec un signal de référence pour 35 déduire un signal d'erreur de phase ; filtrer ledit signal d'erreur de phase avec un filtre passe-bas {24) IIR du premier ordre ayant une largeur de bande B ; commander ledit oscillateur à commande numérique Y'k III - 11 - avec ledit signal d'erreur de phase après le filtrage ; et - régler de manière adaptative la largeur de bande B dudit filtre passe-bas conformément à l'expression B= E •C, dans laquelle E est -p-l'erreur de phase et p est une constante 9. Méthode selon la revendication 8, dans laquelle la sortie du dispositif de calcul de largeur de bande est appliquée sur la première entrée d'un premier multiplicateur (36)ayant une deuxième entrée recevant 1/f, fs étant la fréquence d'échantillonnage, et la sortie du premier multiplicateur est appliquée sur un deuxième multiplicateur (40) couplé à la sortie d'un discriminateur de phase (26) et sur une sortie couplée à une entrée de l'oscillateur à commande numérique. 10. Méthode selon la revendication 9, comprenant en outre la limitation de la largeur de bande calculée de façon à ce qu'elle se situe dans les limites d'une gamme de fréquences prédéterminée. 11. Méthode selon la revendication 10, dans laquelle ladite gamme de fréquences prédéterminée va de 0,1 Hz à 3 Hz. 12. Méthode selon la revendication 11, dans laquelle p = 0,01 ps par période de 10 ns et C = 0,1 Hz.