Brevet FR2920609A1 — publié le 20090306

L'invention concerne un convertisseur d'une première basse tension continue en une deuxième haute tension continue. Un domaine d'application de l'invention concerne les systèmes embarqués, dans lesquels la première basse tension provient par exemple d'une batterie, comme par exemple sur les véhicules automobiles. Une application particulière est par exemple l'utilisation de la haute tension continue du convertisseur sur un véhicule automobile à moteur à combustion interne, pour former une alimentation haute tension d'un dispositif embarqué de traitement des gaz d'échappement par filtration électrostatique. Un tel dispositif de traitement des gaz d'échappement est décrit par exemple dans le document FR-A-2 861 802, où l'alimentation haute tension sert à générer une décharge couronne permettant l'ionisation des gaz. Dans cette application, la haute tension doit pouvoir aller jusqu'à quelques dizaines de kilovolts, par exemple jusqu'à 20 kVolts. Le document US-A-5 107 412 décrit un convertisseur à circuit résonant série couplé à une source de tension continue par des thyristors connectés en push-pull et des diodes en inverse connectées en parallèle à ceux-ci. Ce convertisseur comporte un détecteur de passage par zéro, qui génère un signal de passage par zéro dès que le courant dans le circuit résonant série passe sous une valeur donnée après son passage par zéro, et un générateur d'impulsions de déclenchement des thyristors, qui est couplé au détecteur de passage par zéro et est sensible à ce signal de passage par zéro pour générer une impulsion de déclenchement de chaque thyristor. Le courant du circuit résonant série est mesuré à partir d'un premier transformateur de courant, dont un enroulement primaire est connecté en série avec celui d'un deuxième transformateur servant à générer la haute tension, et d'une résistance connectée à l'enroulement secondaire du premier transformateur, la tension de la résistance étant proportionnelle à la valeur instantanée du courant passant dans le circuit résonant série et étant appliquée au détecteur de passage par zéro. Afin d'empêcher une interruption involontaire du fonctionnement du convertisseur, un dispositif de mesure mesure l'intervalle de temps entre une impulsion de déclenchement et le signal de passage par zéro consécutif, une mémoire enregistre l'intervalle de temps pour un fonctionnement normal, et un circuit génère un signal auxiliaire de passage par zéro lorsque l'intervalle de temps mesuré dépasse l'intervalle de temps enregistré de plus d'une valeur prédéterminée. Le convertisseur selon le document US-A- 5 107 412 présente l'inconvénient d'un coût et d'un encombrement non négligeables. En effet, du fait de la grande intensité du courant dans le circuit résonant, pouvant aller jusqu'à 40 A, il nécessite un capteur de courant de taille importante, outre des circuits de conditionnement du signal et de comparaison, pour pouvoir détecter ses passages par zéro. Or, il existe des contraintes de réduction des coûts, de l'encombrement et de la consommation électrique, notamment dans les 15 applications automobiles. On cherche également à augmenter la fiabilité et le rendement global du convertisseur. L'invention vise à obtenir un convertisseur ayant des performances améliorées, ainsi qu'un encombrement et un coût diminués. 20 A cet effet, un premier objet de l'invention est un convertisseur d'une première basse tension continue en une deuxième haute tension continue, comportant un circuit résonant série, des première et deuxième bornes d'entrée pour l'application de la 25 première basse tension continue entre celles-ci, un pont d'interrupteurs de découpage entre les bornes d'entrée et le circuit résonant série, une unité de commande des interrupteurs de découpage par des signaux de commande, pour alimenter le circuit résonant série en courant à 30 partir des bornes d'entrée, un circuit d'élévation et de redressement de la tension du circuit résonant série pour produire la deuxième haute tension continue sur une sortie, le circuit résonance série étant prévu entre un premier noeud et un 5 deuxième noeud, le pont comportant un premier interrupteur de découpage entre la première borne d'entrée et le premier noeud, un deuxième interrupteur de découpage entre le premier noeud et la deuxième borne d'entrée, un troisième interrupteur de découpage entre la première borne d'entrée et le 10 deuxième noeud, un quatrième interrupteur de découpage entre le deuxième noeud et la deuxième borne d'entrée, caractérisé en ce que au moins l'un des premier et deuxième noeuds est relié à ses interrupteurs associés par l'intermédiaire d'un transformateur, comportant 15 un enroulement primaire et un enroulement secondaire autour d'un même noyau, l'enroulement primaire étant de plus relié par ledit noeud à l'enroulement secondaire, l'enroulement primaire reliant ledit noeud au premier ou troisième 20 interrupteur associé, l'enroulement secondaire reliant ledit noeud au deuxième ou quatrième interrupteur associé, l'enroulement primaire ayant sur le transformateur les mêmes caractéristiques de tension que son enroulement secondaire. Suivant d'autres caractéristiques de l'invention, 25 - Sur le noyau du transformateur, l'enroulement primaire possède le même nombre de spires que l'enroulement secondaire. - Le circuit résonant série comporte entre les noeuds au moins une inductance supplémentaire à celle du transformateur. - Le noyau du transformateur est torique. 30 - Le convertisseur comprend en outre des moyens de mesure du courant de la sortie, l'unité de commande comportant : - des premiers moyens de génération pour générer les signaux de commande ayant une impulsion de conduction des interrupteurs se répétant à une fréquence de découpage, -des moyens sensibles aux moyens de mesure de courant pour 5 augmenter la fréquence de découpage des signaux de commande en fonction de la valeur du courant de sortie mesuré, - des moyens de prescription pour maintenir constante la largeur d'impulsion de conduction des signaux de commande à une valeur fixée. - La valeur fixée de largeur d'impulsion de conduction dans les 10 signaux de commande des interrupteurs est supérieure ou égale à une demi-période de résonance du circuit résonant série. - La valeur fixée de largeur d'impulsion de conduction dans les signaux de commande des interrupteurs est sensiblement égale à une demi-période de résonance du circuit résonant série. 15 - La fréquence de découpage est inférieure ou égale à la fréquence de résonance du circuit résonant série. - Les moyens de prescription comportent des moyens de préréglage de ladite valeur fixée de largeur d'impulsion de conduction des signaux de commande des interrupteurs, comportant au moins un composant résistif et 20 au moins un composant capacitif ou inductif imposant ladite constante de temps. - Les premiers moyens de génération de l'unité de commande sont prévus pour générer des impulsions de conduction ayant un passage de la conduction à un état d'absence de conduction, situé autour du passage à 25 zéro du courant du circuit résonant série. - Les premiers moyens de génération de l'unité de commande comprennent un calculateur préprogrammé. Un deuxième objet de l'invention est l'application du convertisseur de tension tel que décrit ci-dessus à l'alimentation en haute tension continue 30 d'un dispositif de traitement des gaz d'échappement par filtration électrostatique embarqué sur un véhicule automobile à moteur à combustion interne produisant ces gaz d'échappement, la basse tension continue étant fournie par une batterie du véhicule. L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui va suivre, donnée uniquement à titre d'exemple non limitatif en référence aux 5 dessins annexés, sur lesquels : - la figure 1 représente un synoptique modulaire du convertisseur suivant l'invention, - la figure 2 est un schéma d'un mode de réalisation du pont à interrupteurs de découpage du convertisseur suivant l'invention, 10 - la figure 3 représente, de bas en haut, le courant du circuit résonance série, le signal de commande de deux interrupteurs et le signal de commande de deux autres interrupteurs dans le cas d'un convertisseur suivant l'invention fonctionnant à une première valeur de fréquence de découpage des interrupteurs, en fonction du temps, 15 - la figure 4 représente, de bas en haut, le courant du circuit résonance série, le signal de commande de deux interrupteurs et le signal de commande de deux autres interrupteurs dans le cas d'un convertisseur suivant l'invention fonctionnant à une deuxième valeur de fréquence de découpage des interrupteurs, en fonction du temps, 20 - la figure 5 est un synoptique modulaire d'un exemple d'un mode de réalisation d'un module de génération de signaux de commande du convertisseur suivant l'invention, -la figure 6 représente un mode de réalisation d'un transformateur pouvant être utilisé dans le convertisseur suivant l'invention, et 25 - la figure 7 représente, de bas en haut, le signal de commande de deux interrupteurs d'un même bras du convertisseur et le courant circulant dans les inductances couplées associées à ces interrupteurs, en fonction du temps. A la figure 1, le convertisseur C est par exemple embarqué sur un 30 véhicule automobile, pour transformer la basse tension continue appliquée entre une première borne 1 d'entrée et une deuxième borne 10 d'entrée, en une tension continue plus élevée sur sa sortie 2, en vue d'alimenter une charge reliée à celle-ci, telle que par exemple le dispositif de traitement des gaz d'échappement mentionné ci-dessus. Dans d'autres applications, la charge peut également être un système de dépollution, un système de traitement de l'air de l'habitacle du véhicule automobile par filtration électrostatique, un système de reformage de l'hydrogène par plasma. La basse tension continue appliquée sur l'entrée 1, 10 est par exemple la tension VBat de la batterie du véhicule. La deuxième borne 10 d'entrée est par exemple reliée à la masse. Le convertisseur C comporte, successivement de l'entrée 1, 10 vers lo la sortie 2, un pont 3 à découpage, un circuit résonant 4 fournissant un courant alternatif à une fréquence de résonance au primaire 51 d'un transformateur 5 élévateur de tension, un redresseur 6 de la tension alternative fournie par le secondaire 52 du transformateur 5 et un filtre 7 de la tension fournie par le redresseur 6 pour produire la haute tension 15 continue sur la sortie 2. Un filtre d'entrée peut éventuellement être prévu entre l'entrée 1 et le pont 3. Ainsi que cela est représenté aux figures 1 et 2, le circuit résonant 4 comporte une capacité 44 et une inductance 43 en série. Le transformateur 5 possède un enroulement primaire 51 en série avec le circuit résonance série 4 pour fournir sur son enroulement 20 secondaire 52 relié au redresseur 6 une tension alternative supérieure à celle présente sur son enroulement primaire 51. Le redresseur 6 est par exemple à diodes. Ainsi que cela est connu de l'homme du métier. Le pont 3 à découpage comporte quatre interrupteurs Q1, Q2, Q3, Q4, comprenant chacun des première et deuxième bornes D, S de conduction, entre 25 lesquelles est prévue une voie V apte à conduire un courant entre les bornes D et S, et une borne G de commande de conduction/interruption de la voie V de conduction. Le circuit résonant 4 série et l'enroulement primaire 51 forment un circuit en série entre un premier noeud 41 et un deuxième noeud 42, relié 30 aux interrupteurs Q1, Q2, Q3, Q4. La voie V de conduction de l'interrupteur Q1 est prévue entre la borne 1 d'entrée de basse tension continue et le premier noeud 41. La voie V de conduction de l'interrupteur Q3 est prévue entre la borne 1 d'entrée de basse tension continue et le deuxième noeud 42. La voie V de conduction de l'interrupteur Q2 est prévue entre le premier noeud 41 et la borne 10 d'entrée de tension continue. La voie V de conduction de l'interrupteur Q4 est prévue entre le deuxième noeud 42 et la borne 10 d'entrée de tension continue. Les bornes G de commande des interrupteurs Q1, Q2, Q3, Q4 sont reliées à une unité 8 de commande, de manière à faire conduire les interrupteurs par paire d'une manière croisée, c'est-à-dire à faire conduire les interrupteurs QI et Q4 et à ne pas faire conduire les interrupteurs Q2 et Q3 pour faire passer dans le circuit résonant 4 un courant ILc allant du premier noeud 41 au deuxième noeud 42 et, dans un autre cas, à faire conduire les interrupteurs Q2 et Q3 et à ne pas faire conduire les interrupteurs Q1 et Q4 pour faire passer dans le circuit résonant 4 un courant ILc allant du deuxième noeud 42 au premier noeud 41. Des éléments de protection P1, P2, P3, P4 peuvent être prévus en parallèle aux voies V de conduction des interrupteurs Q1, Q2, Q3, Q4. Les interrupteurs Q1, Q2, Q3, Q4 sont formés par exemple chacun par un transistor du type MOSFET. Les éléments de protection P1, P2, P3, P4 sont par exemple formés chacun d'un condensateur en série avec une résistance. Les éléments de protection P1, P2, P3, P4 permettent de limiter la tension et les pertes aux bornes des transistors MOSFET lors des commutations. Dans le mode de réalisation de la figure 2, les transistors Q1 et Q2 du même bras de puissance sont reliés entre eux par un transformateur 21, comportant un noyau magnétique unique 22 autour duquel sont prévus un enroulement primaire 23 et un enroulement secondaire 24, couplés entre eux de manière dissymétrique par rapport au noeud auquel ils sont reliés, ce couplage étant indiqué par les points à la figure 2. L'enroulement primaire 23 et l'enroulement secondaire 24 sont reliés par une seule extrémité au noeud 41. L'enroulement 23 relie la voie V de conduction de l'interrupteur Q1 au noeud 41, tandis que le deuxième enroulement 24 relie le noeud 41 à la voie V de conduction de l'interrupteur Q2. II en est de même pour les interrupteurs Q3 et Q4 reliés entre eux ainsi qu'au deuxième noeud 42 par un transformateur 31 ayant un unique noyau 32, un enroulement primaire 33 et un enroulement secondaire 34 couplés entre eux ainsi qu'indiqué par les points à la figure 2. Les caractéristiques de l'enroulement primaire 23, 33 des transformateurs 21, 31 sont identiques à celles de leur enroulement secondaire 24, 34, comme par exemple leur nombre de spires. L'inductance des enroulements 23 et 34 participe à l'inductance L de résonance du circuit 4 pour Q1 et Q4 conducteurs, tandis que l'inductance des enroulements 33 et 24 participe à l'inductance L de résonance du circuit 4 pour Q1 et Q4 conducteurs. Les inductances couplées 23, 24 et 33, 34 forment avec l'inductance 43 l'inductance L de résonance du circuit, qui, avec la capacité 44, fixe la fréquence de résonance du circuit 4. Les inductances couplées 23, 24 et 33, 34 facilitent l'intégration de l'inductance 43 dans le transformateur élévateur 5 en utilisant son inductance de fuites. L'inductance de fuites est faible et de même les pertes, car elle se rajoute aux inductances couplées pour fixer la fréquence de résonance. Les inductances couplées 23, 24 et 33, 34 garantissent la symétrie de l'onde du courant ILc entre l'alternance positive et l'alternance négative, car les écarts entre les valeurs des inductances (définis par les caractéristiques du circuit magnétique et le nombre de spires bobinées) est très faible. Ils permettent d'améliorer le fonctionnement du convertisseur, notamment pendant le régime transitoire (décharges, claquages, mise en marche). Les inductances couplées permettent de réduire les pertes en commutation des interrupteurs formés par des transistors. Les inductances couplées permettent, pendant le blocage du transistor Q1 qui conduisait (Q1 par exemple) la récupération de l'énergie emmagasinée de l'enroulement associé (23) à cette phase de blocage vers l'enroulement associé (24) au transistor complémentaire du même bras de puissance entrant en conduction (Q2). Dans le mode de réalisation de la figure 6, les transformateurs 21 et 31 sont réalisés sous la forme de ce que l'on appelle des minitransformateurs, dans lesquels le noyau est torique, par exemple en microlite en matériau amorphe. On a utilisé par exemple un noyau de diamètre égal à 9,5 mm, fabriqué par la société Metglas. L'unité 8 comporte un module 81 de génération des signaux de commande des interrupteurs sur les bornes G à une fréquence f de découpage fonction de la puissance de sortie. Un module 9 est prévu pour mesurer la puissance ou le courant lot sur la sortie 2. L'unité 8 de commande comporte une entrée 82 de puissance de consigne ou de courant 'cons de consigne et un module soustracteur 83 pour former la différence entre la valeur de puissance de sortie ou de courant de sortie lot mesurée par le module 9 et la valeur de puissance de consigne ou de courant de consigne Icons présente sur l'entrée 82 et fournir ce signal de différence DIF au module 81 de génération, afin que la fréquence de découpage f des interrupteurs Q1, Q2, Q3, Q4 soit régulée pour que la puissance ou le courant de la sortie 2 lotit soit rendu égal à la puissance de consigne ou au courant de consigne 'cons. Ainsi, la fréquence f de découpage des signaux de commande des interrupteurs est prédéfinie dans le module 81 de génération comme une fonction croissance de la grandeur de consigne sur l'entrée 82 pour le courant de sortie ou la puissance de sortie. La fréquence f de découpage correspond à la fréquence de répétition des signaux de commande des interrupteurs selon une période T de découpage (T = 1/f). Ainsi que cela est représenté aux figures 3 et 4, chaque signal de commande comporte une impulsion PoN commandant la conduction de l'interrupteur, se répétant à la fréquence f de découpage. Les impulsions PON de commande de conduction de chaque interrupteur sont séparées entre elles par un temps toff d'absence de conduction de cet interrupteur. Le circuit résonant 4 possède une période de résonance (inverse de la fréquence fo de résonance) égal à : To = 2rr (LC)''2. Dans cette formule de calcul de la période TO de résonance et de la fréquence fo de résonance, L représente la somme des inductances se trouvant entre les interrupteurs croisés Q1 et Q4 ou les deux autres interrupteurs croisés Q2 et Q3, incluant la valeur de l'inductance 43 et la valeur de l'inductance de l'enroulement primaire 51, et C est la capacité de l'élément 44. Le courant ILc est sinusoïdal à la période To de résonance. Les impulsions PON de conduction des interrupteurs Q1 et Q4 correspondent principalement à l'arche positive de ce courant sinusoïdal ILc, tandis que l'impulsion PoN de conduction des transistors Q2 et Q3 correspond principalement à l'arche négative de ce courant sinusoïdal Inc. La période T des signaux de commande des interrupteurs varie donc d'une manière décroissance en fonction du courant de sortie ou de la puissance de sortie. Le module 81 de génération maintient à une valeur sensiblement constante la durée ou largeur ToN de l'impulsion PON de conduction des interrupteurs. Dans un mode de réalisation, ToN To/2 Par exemple, ToN - To/2. Dans le mode de réalisation représenté aux figures 3 et 4, le passage FD de l'impulsion PON de conduction au temps tOFF d'absence de conduction à la fin du temps ToN est effectué par le module 81 après le passage du courant ILc du circuit résonant 4 sous zéro pour les interrupteurs Q1 et Q4 et au-dessus de zéro pour les interrupteurs Q2 et Q3. Ce passage FD est représenté par exemple par le front descendant de l'impulsion PON. La figure 3 correspond par exemple à une puissance de sortie de 250 Watt pour une forte charge, pour laquelle la fréquence f de découpage est égale à 100 kHz (T=10 microsecondes). La figure 4 correspond à une puissance de sortie de 15Watt pour une faible charge, pour laquelle la fréquence f de découpage est de 25kHz 30 (T= 40 microsecondes). Les interrupteurs Q2 et Q3 ont un début FM d'impulsion PON de conduction ayant un retard prescrit TR par rapport à la fin FD de l'impulsion PON des interrupteurs Q1 et Q4 et vice versa, afin d'éviter un court-circuit dans le bras de puissance formé par les interrupteurs Q1 et Q2, ainsi que dans le bras de puissance formé par les interrupteurs Q3 et Q4. Pour une période de résonance du circuit résonant 4 de 10 s microsecondes, le temps ToN de conduction de l'impulsion PON est par exemple d'environ 5 microsecondes. Dans le module 81 de génération des signaux de commande, la largeur ToN d'impulsion est préprogrammée pour obtenir une transition FD vers l'absence de conduction tOFF au voisinage du passage à zéro du 10 courant ILc du circuit résonnant 4. Au fur et à mesure que la puissance de sortie varie, cette condition est toujours assurée quel que soit le régime de fonctionnement et en se dispensant d'utiliser un circuit de détection et de mise en forme du courant ILc passant dans le circuit résonant 4. II s'ensuit une stratégie de commande permettant de simplifier le circuit de puissance 15 et de supprimer le circuit de détection du passage par zéro du courant résonant ILc habituellement constitué d'un capteur de courant élevé (environ 40 ampères), ainsi que le circuit du conditionnement et de comparaison du signal, réalisant ainsi une économie. Les signaux de commande générés par l'unité 8 permettent un blocage, c'est-à-dire une mise en non 20 conduction, des interrupteurs à courant nul, ce qui permet d'avoir de très faibles pertes lorsque ces interrupteurs sont réalisés par des transistors de commutation. Dans le mode de réalisation représenté à la figure 5, le module 81 de génération comporte un oscillateur 84 à fréquence variable à partir duquel 25 est déterminée la fréquence f de découpage. Cet oscillateur 84 à fréquence variable reçoit sur une entrée 85 le signal DIF de différence et fournit sur sa sortie 86 un signal SC de cadence ayant des fronts montants FM périodiques suivant une fréquence égale ou multiple entière de la fréquence f de découpage, et par exemple égale au double de celle-ci, cette 30 fréquence étant donc croissante suivant la valeur de la puissance du courant Ions de consigne. Ce signal SC de cadence est envoyé sur la sortie 86 à une bascule monostable 87 ayant une entrée 88 de réglage de largeur TTON d'impulsion. La bascule monostable 87 est reliée à une bascule flipflop 91 et à un circuit 92 d'interface pour former sur deux première et deuxième sorties 89, 90 de commande des signaux périodiques à la fréquence f de découpage formés en prolongeant de la valeur temporelle TON imposée sur l'entrée 88 de réglage les fronts montants FM du signal SC de cadencement présent sur la sortie 86. La première sortie 89 est prévue pour fournir les signaux COM de commande des interrupteurs Q1 et Q4, tandis que la deuxième sortie 90 est prévue pour fournir les signaux COM de commande des interrupteurs Q2 et Q3. Le module 81 de génération lo comporte en outre un circuit 93 de réglage de la largeur temporelle TON de conduction présente sur l'entrée 88 de réglage. Ce circuit de réglage impose par exemple la constante de temps TON par une résistance et une capacité. Bien entendu, le module 81 de génération pourrait également être 15 mis en oeuvre à l'aide d'un calculateur numérique. A faible puissance, la fréquence f de contrôle du convertisseur est inférieure à la moitié de la fréquence fo de résonance. Au fur et à mesure que la fréquence de découpage augmente, la puissance débitée augmente, mais la fréquence f de découpage reste inférieure à la fréquence fo de 20 résonance. La stratégie de commande permet de simplifier les interrupteurs. Dans le cas d'interrupteurs formés de transistors du type MOSFET, les diodes anti-parallèles formant les éléments P1, P2, P3, P4 de ceux-ci peuvent être supprimées sans augmenter les pertes et sans 25 dysfonctionnement du convertisseur, car à forte puissance, ces diodes antiparallèles conduisent très peu et à faible puissance le courant les traversant est faible. On utilise ainsi les diodes internes des transistors du type MOSFET pour conduire le courant inverse. La répartition de la fréquence de découpage du convertisseur entre 30 20 kHz et 100 kHz a permis d'optimiser le rendement du convertisseur et d'étendre la plage de fonctionnement de celui-ci, et plus particulièrement d'obtenir un point de fonctionnement à courant de sortie faible ou puissance de sortie faible (3 Watt à charge minimum par rapport à une charge maximum de 280 Watt). La figure 7 illustre les ondes de courant et signaux de commande d'interrupteurs Q1, Q2, Q3, Q4 formés de transistors MOSFET dans le cas fo/2 REVENDICATIONS 1. Convertisseur d'une première basse tension continue en une deuxième haute tension continue, comportant un circuit résonant série (4), des première et deuxième bornes d'entrée (1, 10) pour l'application 5 de la première basse tension continue entre celles-ci, un pont (3) d'interrupteurs (QI, Q2, Q3, Q4) de découpage entre les bornes d'entrée (1) et le circuit résonant série (4), une unité (8) de commande des interrupteurs (Q1, Q2, Q3, Q4) de découpage par des signaux de commande, pour alimenter le circuit 10 résonant série (4) en courant à partir des bornes d'entrée (1), un circuit (5, 6, 7) d'élévation et de redressement de la tension du circuit résonant série (4) pour produire la deuxième haute tension continue sur une sortie (2), le circuit résonance série (4) étant prévu entre un premier noeud (41) 15 et un deuxième noeud (42), le pont (3) comportant un premier interrupteur (QI) de découpage entre la première borne (1) d'entrée et le premier noeud (41), un deuxième interrupteur (Q2) de découpage entre le premier noeud (41) et la deuxième borne (10) d'entrée, un troisième interrupteur (Q3) de découpage entre la 20 première borne (1) d'entrée et le deuxième noeud (42), un quatrième interrupteur (Q4) de découpage entre le deuxième noeud (42) et la deuxième borne (10) d'entrée, caractérisé en ce que au moins l'un des premier et deuxième noeuds (41, 42) est relié à 25 ses interrupteurs associés (Q1, Q2 ; Q3, Q4) par l'intermédiaire d'un transformateur (21, 31), comportant un enroulement primaire (23, 33) et un enroulement secondaire (24, 34) autour d'un même noyau, l'enroulement primaire (23, 33) étant de plus relié par ledit noeud (41, 42) à l'enroulement secondaire (24, 34),l'enroulement primaire (23, 33) reliant ledit noeud (41, 42) au premier ou troisième interrupteur associé (QI, Q3), l'enroulement secondaire (24, 34) reliant ledit noeud (41, 42) au deuxième ou quatrième interrupteur associé (Q2, Q4), l'enroulement primaire (23, 33) ayant sur le transformateur (21, 31) les mêmes caractéristiques de tension que son enroulement secondaire (24, 34). 2. Convertisseur suivant la revendication 1, caractérisé en ce que sur le noyau du transformateur (21, 31), l'enroulement primaire (23, 33) possède le même nombre de spires que l'enroulement secondaire (24, 34). 3. Convertisseur suivant l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que le circuit résonant série (4) comporte entre les noeuds au moins une inductance (43, 51) supplémentaire à celle du transformateur. 4. Convertisseur suivant l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que le noyau du transformateur est torique. 5. Convertisseur suivant l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il comprend en outre des moyens (9) de mesure du courant de la sortie (2), l'unité (8) de commande comportant : - des premiers moyens (81) de génération pour générer les signaux (COM) de commande ayant une impulsion (PON) de conduction des interrupteurs (QI, Q2, Q3, Q4) se répétant à une fréquence (f) de découpage, - des moyens (84, 87, 91, 92) sensibles aux moyens (9) de mesure de courant pour augmenter la fréquence (f) de découpage des signaux (COM) de commande en fonction de la valeur du courant (IouT) de sortie mesuré, - des moyens (93) de prescription pour maintenir constante la largeur 30 (ToN) d'impulsion de conduction des signaux (COM) de commande à une valeur fixée. 6. Convertisseur suivant la revendication 5, caractérisé en ce que la valeur fixée de largeur (ToN) d'impulsion de conduction dans les signaux (COM) de commande des interrupteurs (QI, Q2, Q3, Q4) est supérieure ou égale à une demi-période de résonance du circuit résonant série (4). 7. Convertisseur suivant l'une quelconque des revendications 5 et 6, caractérisé en ce que la valeur fixée de largeur (ToN) d'impulsion de conduction dans les signaux (COM) de commande des interrupteurs (QI, Q2, Q3, Q4) est sensiblement égale à une demi-période de résonance du circuit résonant série (4). 8. Convertisseur suivant l'une quelconque des revendications 5 à 7, caractérisé en ce que la fréquence (f) de découpage est inférieure ou égale à la fréquence de résonance du circuit résonant série (4). 9. Convertisseur suivant l'une quelconque des revendications 5 à 8, caractérisé en ce que les moyens (93) de prescription comportent des moyens de préréglage de ladite valeur fixée de largeur (ToN) d'impulsion de conduction des signaux (COM) de commande des interrupteurs (Q1, Q2, Q3, Q4), comportant au moins un composant résistif et au moins un composant capacitif ou inductif imposant ladite constante de temps. 10. Convertisseur suivant l'une quelconque des revendications 5 à 9, caractérisé en ce que les premiers moyens (81) de génération de l'unité de commande sont prévus pour générer des impulsions (PON) de conduction ayant un passage (FD) de la conduction à un état (tOFF) d'absence de conduction, situé autour du passage à zéro du courant (lLc) du circuit résonant série (4). 11. Convertisseur suivant l'une quelconque des revendications 5 à 10, caractérisé en ce que les premiers moyens de génération de l'unité (8) de commande comprennent un calculateur préprogrammé. 12. Application du convertisseur de tension suivant l'une quelconque des revendications précédentes à l'alimentation en haute tension continue d'un dispositif de traitement des gaz d'échappement par filtration électrostatique embarqué sur un véhicule automobile à moteur àcombustion interne produisant ces gaz d'échappement, la basse tension continue étant fournie par une batterie du véhicule.