Brevet FR2913827A1 — publié le 20080919

DISPOSITIF DE FILTRAGE ACTIF POUR UNE ALIMENTATION DE PUISSANCE. La présente invention a pour objet un dispositif de filtrage actif pour une alimentation de puissance en courant continu comportant une source, un 5 convertisseur de puissance uni ou bi-directionnel, et une charge. Les dispositifs de filtrage actif connus compensent uniquement les harmoniques de courant basses fréquences du réseau d'alimentation, et ne permettent donc pas d'éliminer les harmoniques hautes fréquences du courant générés par le découpage des interrupteurs de puissance. 10 De tels dispositifs sont décrits par exemple dans l'article de M. C. BENHABIB et S. SAADATE intitulé "New control approach for four-wire active power .falter based on the use of synchronous reference frame" paru dans Electric Power Systems Research, vol. 73, n 3, pp. 353-362, (Mars 2005) ou bien dans l'article de S. SAADATE et S. H. SHAHALAMI "Filtrage hybride des 15 harmoniques engendrés par une charge fortement polluante - Application des algorithmes génétiques pour la boucle de contrôle" paru dans Revue Internationale de Génie Electrique, vol. 6, n 1-2, pp. 143-166 (Avril 2003) Un convertisseur de charge est ici défini comme une structure de puissance à absorption continue de courant (exemples : hacheur élévateur et ses 20 variantes, hacheur à stockage capacitif et ses variantes...) possédant un nombre fini de séquences de fonctionnement et susceptible de fonctionner de manière unidirectionnelle (courant circulant de la source vers la charge ou bien en sens inverse) ou bidirectionnelle. La présente invention a pour but de réaliser un filtrage des 25 harmoniques hautes fréquences du courant générés par le découpage des interrupteurs de puissance du convertisseur de charge, autrement que par une solution connue mettant en oeuvre un filtre passif. L'idée de base de l'invention est de commander un filtre actif générant un courant de compensation, à partir d'un signal de découpage du 30 convertisseur de puissance. Le dispositif fonctionne quel que soit le signe du courant et peut être utilisé lorsque la source fournit de l'énergie à la charge et/ou lorsque la charge fournit de l'énergie à la source (séquence de récupération ou charge de batterie par exemple). L'invention concerne ainsi un dispositif de filtrage actif pour une alimentation de puissance comportant une source ayant un courant de source, un convertisseur de puissance présentant une inductance d'entrée L, un interrupteur de puissance commandé par un signal de découpage, et délivrant une tension de sortie Vs, et une charge, caractérisé en ce qu'il comporte un convertisseur de filtrage actif ayant une entrée pour recevoir un signal de découpage du convertisseur de puissance, pour générer en sortie un courant de compensation des harmoniques du courant de source dus au découpage, en réponse en entrée à un signal représentatif du découpage du convertisseur de puissance. Le dispositif proposé est un dispositif de filtrage actif qui se connecte en parallèle entre une source d'énergie et une charge. En filtrant les harmoniques de courant absorbés par la charge, ce dispositif permet une diminution de la taille de l'inductance L d'entrée du convertisseur ou de la fréquence de fonctionnement du convertisseur, la suppression des filtres passifs dédiés au filtrage de ces harmoniques et une augmentation de la durée de vie de la source. L'alimentation de puissance peut alimenter une charge à partir d'une 20 source, ou bien charger une source d'énergie telle qu'une batterie à partir d'une charge active, ou bien encore être bidirectionnelle. Le dispositif de filtrage est avantageusement caractérisé en ce que le convertisseur de filtrage actif présente au moins un module de filtrage présentant en série depuis une première borne du convertisseur de filtrage une inductance, un 25 premier et un deuxième condensateurs, ainsi qu'un premier et un deuxième interrupteurs commandés en opposition, qui sont disposés entre respectivement une première et une deuxième bornes du deuxième condensateur, et une deuxième borne du convertisseur de filtrage, ainsi qu'un module convertisseur continu-continu commandé à une fréquence de découpage pour maintenir sensiblement constante la 30 tension aux bornes du premier condensateur (Co) et du deuxième condensateur (CI). Avantageusement, la fréquence de découpage du module convertisseur continu-continu est supérieure ou égale à la fréquence du signal de découpage du convertisseur de puissance, et notamment au moins dix fois supérieure à cette valeur. Selon une première variante, le module convertisseur continu-continu présente deux convertisseurs continu- continu. Selon un premier mode de réalisation de cette variante, les deux convertisseurs continu-continu présentent un circuit primaire ayant un pont d'interrupteurs de puissance un transformateur et un circuit secondaire présentant un pont d'interrupteurs de puissance, les interrupteurs de puissance desdits ponts étant commandés par paires en opposition. Selon un deuxième mode de réalisation de cette variante, les deux convertisseurs continu-continu sont des hacheurs isolés non réversibles connectés aux bornes respectivement des premier et deuxième condensateurs et en ce qu'une résistance est disposée aux bornes de chacun des premier et deuxième condensateurs. Selon une deuxième variante, le module convertisseur continu-continu présente un convertisseur continu-continu à deux sorties ayant un circuit primaire présentant un pont d'interrupteurs de puissance, un transformateur à deux secondaires et deux circuits secondaires présentant chacun un pont d'interrupteurs de puissance, les interrupteurs des ponts d'interrupteur de puissance étant commandés par paires en opposition. Le convertisseur de puissance de l'alimentation de puissance peut être d'un type présentant au moins deux étages de conversion de puissance disposés en parallèle. Dans un premier cas où lesdits étages de puissance sont commandés en synchronisme, le convertisseur de filtrage présente un seul module de filtrage. Dans un deuxième cas où les convertisseurs de puissance sont commandés de manière entrelacée, avec un décalage temporel des commandes par exemple de i/n, n désignant le nombre d'étages, et i la période de découpage du convertisseur de puissance, le convertisseur de filtrage actif comporte en parallèle ou de préférence en série n modules de filtrage actif dont chacun est commandé en synchronisme avec un étage de conversion de puissance. L'invention concerne enfin une alimentation de puissance comportant une source ayant un courant de source is et une tension VE, un convertisseur de puissance présentant une inductance d'entrée L, un interrupteur de puissance T et délivrant une tension de sortie Vs, caractérisée en ce qu'elle comporte un dispositif de filtrage actif tel que défini ci-dessus connecté en parallèle entre des bornes d'entrée (A, B) du convertisseur de puissance. L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description ci-10 après, en liaison avec les dessins dans lesquels : - la figure 1 est un schéma de principe de la présente invention ; - la figure 2 illustre un convertisseur élévateur associé avec un convertisseur de filtrage, la figure 3 représentant la forme d'onde des courants en fonction du temps t ; 15 - la figure 4 représente un exemple de convertisseur d'alimentation réversible isolé respectivement à deux ponts (figure 4a) et à trois ponts (figure 4b) ; la figure 5 illustre une adaptation de la tension à l'aide d'une résistance ; - la figure 6 est un chronogramme des signaux du convertisseur de la 20 figure 2 (avec iL> 0) ; - la figure 7 est un chronogramme des différents courants, la figure 8 présente l'allure amplifiée du courant is débité par la source, et les figures 9a et 9b le comportement des courants en régime transitoire ; - la figure 10 est un exemple de convertisseur bidirectionnel en 25 courant (figure 10a) ou de convertisseur destiné à charger une batterie (figure 10b) ; - la figure 11 est un chronogramme des signaux des convertisseurs pour iL L2/(L1 + L2) à la figure 18b avec L2 L1/(L1 + L2) à la figure 19b avec L2 La figure 2 représente par exemple la réalisation de l'invention dans le cas d'un convertisseur élévateur 1 qui présente un interrupteur de puissance T commandé par une tension u ayant une période de découpage T et délivrant une tension de sortie Vs à l'anode d'une diode de sortie D où est connectée une capacité Cs 5 filtrant les ondulations de la tension de sortie du convertisseur. Le dispositif de filtrage actif 10 connecté aux bornes A et B comporte une inductance d'entrée L' et deux condensateurs en série Co et C1, E désignant la borne commune à L' et Co, F la borne commune à Co et C1, et G la borne libre de C1. Deux interrupteurs de puissance TF1 et TF2 sont connectés entre 10 respectivement les bornes F et G et la borne B, et ils sont commandés par des tensions uFl et uF2 en opposition. Les deux interrupteurs TF1 et TF2 sont représentés par un transistor et une diode en inverse et sont en opposition l'un par rapport à l'autre. Les tensions Uo et U1 aux bornes de Co et C1 sont régulées par un module convertisseur continu-continu isolé ayant deux étages AL1 et AL2, imposant 15 respectivement les tensions Uo et U1. Les deux étages AL1 et AL2 sont indépendants (figure 4a) ou bien ils font partie d'un module unique (figure 4b). Pour réduire les ondulations de courant en entrée du convertisseur, il est connu d'augmenter la fréquence de découpage de l'interrupteur et/ou la valeur de l'inductance L. 20 Dans la solution proposée, on connecte donc en parallèle un dispositif de filtrage qui est un convertisseur permettant d'absorber un courant iF de valeur moyenne nulle et dont les ondulations sont opposées à celle du convertisseur de puissance. Un exemple de formes d'onde obtenues pour un convertisseur élévateur classique (tel que celui représenté à la figure 2) fonctionnant en mode de conduction 25 continue est illustré par la figure 3 où PE est la puissance absorbée par le hacheur élévateur du convertisseur de puissance CONV, et ti désigne la période de découpage. u représente la commande de l'interrupteur commandé T du convertisseur CONV, avec la période de découpage T, et qui sert à piloter les interrupteurs du filtre actif Celui-ci peut être piloté par tout signal représentatif du 30 découpage du convertisseur CONV, c'est-à-dire synchrone avec le signal u. Pour u = 1, celui-ci est passant et la tension appliquée aux bornes de l'inductance L est la tension d'alimentation VE délivrée par la source S. Au blocage de l'interrupteur (u = 0), cette tension devient égale à VE-Vs où Vs est la tension de sortie du hacheur élévateur qui est fourni à la charge CH. Pour compenser complètement les variations du courant iL, il faut que le convertisseur de filtrage absorbe un courant de pente û VE pour u = 1 et -VE L VS lorsque u = 0. Pour satisfaire ces deux contraintes, on connecte en parallèle aux bornes A et B le filtre actif 10 (figure 2). L'inductance d'entrée L' est traversée par le courant de compensation iF. Les deux interrupteurs commandés TFI et TF2 sont pilotés par les tensions uFi et UF2. Les commandes uFl et UF2 sont complémentaires. La présence d'un temps mort est nécessaire pour éviter la mise en court-circuit du condensateur C, et n'a aucune influence sur les performances du filtrage. Dans le cas d'un convertisseur élévateur, pour assurer les conditions 15 sur les pentes précédemment citées, c'est-àdire une compensation exacte, les tensions U0 et UI sont définies par les relations suivantes : (1) On peut utiliser deux inductances L et L' de valeurs différentes de manière à diminuer les niveaux de tension aux bornes des capacités Co et CI. Cette 20 propriété permet d'envisager l'utilisation de composants basses tensions dans la structure du filtre actif ainsi qu'une inductance L' de faible valeur. Il est alors facile de réduire le volume du filtre actif et d'améliorer le rendement du dispositif. Le courant moyen traversant l'inductance L' étant nul, sa taille, son poids et son coût est faible en comparaison avec l'inductance L du circuit de 25 commutation 1 du convertisseur de puissance CONV. De même, les interrupteurs de puissance TF1 et TF2 ont un courant maximal commuté égal à Or , Ai désignant l'amplitude crête à crête du courant iL traversant l'inductance L. Pour assurer le contrôle des tensions Uo et U1, on connecte les deux condensateurs Co et C1 aux convertisseurs continu-continu isolés AL1 et AL2. Ces convertisseurs peuvent être de nature réversible ou non réversible. Le choix d'une structure plutôt qu'une autre est conditionné par les pertes tolérées dans le filtre actif. Pour minimiser les pertes dans la structure du filtre actif, les condensateurs Co et C1 ne doivent pas fournir d'énergie, au sens des valeurs moyennes. Il faut alors utiliser un hacheur isolé réversible pour le contrôle des tensions Uo et U1. La figure 4 donne deux exemples de convertisseur de réglage des tensions Uo et U1. Pour le premier (figure 4a), deux convertisseurs identiques sont nécessaires (un pour chaque condensateur Co et C1). Pour le deuxième (figure 4b), l'utilisation d'un transformateur TR2 à deux secondaires permet de n'utiliser qu'un seul convertisseur au primaire. La tension Vagi,,, est une tension continue quelconque disponible dans le dispositif (batterie auxiliaire ou autre), et peut être notamment la tension Vs en sortie du convertisseur CONV. A la figure 4a, le convertisseur continu-continu présente au primaire 4 interrupteurs TT11 à TT14 montés en pont et alimentés par paires par deux tensions en opposition u1 et u1 . Le pont comporte une première branche comportant les interrupteurs TT11 et TT12 commandés par ul et u1 , une deuxième branche comportant les interrupteurs TT13 et TT14 commandés par u1 et u1. Ces deux branches sont alimentées par une tension continue Vaii,,, (par exemple Vs). Le point milieu J et K de chacune de ces deux branches attaque le primaire d'un transformateur TRI, dont le secondaire attaque les points milieu M et N d'un pont de 4 interrupteurs TT21 à TT24. montés en pont de manière similaire aux interrupteurs TT11 à TT14 et alimentés par paires par deux tensions en opposition u2 et u2 . En sortie du pont est disposé un condensateur Ci, le montage délivrant une tension Ui (avec i = 0 ou 1 û cf figure 2). Le montage de la figure 4b est similaire, sauf que le transformateur TR2 a deux secondaires et pilote deux ponts de 4 interrupteurs par leurs points milieux M1, Ni et M2, N2 avec des tensions u2 et u2 , et u3 et u3 pour délivrer les tensions U0 et U1. Dans le cas où la minimisation des pertes dans le filtre actif n'est pas un objectif prioritaire, il est possible de simplifier la structure en utilisant des hacheurs isolés non réversibles tels que décrits par exemple dans l'ouvrage de J-P. Ferrieux, F. Forest "Alimentation à découpage, convertisseurs à résonance : principes - composants û modélisation" 2 édition MASSON, Paris, 1997, en particulier page 56 ("Flyback"), page 62 ("Forward") et page 70 (montage "Push-Pull"). Il est alors nécessaire de rajouter des résistances aux bornes de chaque condensateur Co et C1. Lorsque la tension Uo ou U1 doit être diminuée afin de respecter la relation (1), la résistance R en parallèle sur la capacité permet, au prix de pertes Joule, d'adapter la tension (figure 5). Le contrôle utilisé pour asservir les tensions des sorties Uo et Ui (figure 2) est un contrôle classique. La fréquence de découpage des interrupteurs de puissance utilisés dans les alimentations isolées peut être élevée puisque la puissance délivrée par les condensateurs Ci est quasi nulle (alimentation isolée réversible), ou faible (alimentation isolée non réversible) en régime permanent. Ces propriétés permettent de garantir des propriétés dynamiques en asservissement élevées. La tension Ui va donc pouvoir suivre rapidement l'évolution de sa tension de référence. Le filtre actif peut donc compenser la composante haute fréquence du courant même pendant les régimes transitoires du dispositif de puissance. Pour garantir une puissance consommée par le filtre actif minimale, il faut garantir une valeur moyenne nulle du courant absorbé. L'annulation de la composante HF requiert une synchronisation entre les signaux de commande du filtre actif et ceux du convertisseur de puissance. Ces deux contraintes sont résolues en utilisant par exemple des régulateurs hybrides de courant par exemple décrits dans les documents suivants : -Martin, S. Pierfederici, F. Meibody-Tabar, B. Davat New Fixed Frequency AC Current Controller for a Single Phase Voltage Source Inverter. IEEE Power Electronics Specialists Conference (PESC'02), 23-27 juin 2002, Cairns (Australie), vol. 2, pp. 909-914. - S. Pierfederici, J.P. Martin, F. Meibody-Tabar, B. Davat Robust fixed frequency control for parallel connected Forward/Buck converters. European Physical Journal Applied Physics, 2003, 24, pp. 121-138. - A. Lachichi, S. Pierfedirici, J.-P. Martin, B. Davat An Hybrid Fixed Frequency Controller suitable for fuel tells applications. IEEE Power Electronics Specialists Conference (PESC'05), June 12 - 15, 2005, Recife (Brazil). La synchronisation s'effectue grâce à des ordres d'amorçage ou de blocage issus de la commande du convertisseur principal. Un exemple de formes d'onde obtenues en utilisant une synchronisation à l'amorçage est présenté sur la figure 6 (iL > 0). Lorsqu'on détecte un front descendant de u, alors est généré un ordre d'amorçage uF2 de l'interrupteur TF2. L'ordre de blocage de cet interrupteur peut être donné par la sortie du régulateur de courant du filtre actif qui contrôle la valeur moyenne du courant à zéro. EXEMPLE (SIMULATION) Le hacheur élévateur est contrôlé en mode courant. Sa tension de sortie est asservie à 180 V, la tension d'entrée est fixée à 55 V et la puissance de charge est fixée à 16,2 kW. L'inductance L du convertisseur de puissance et l'inductance L' du filtre actif sont identiques et égales à 77 H. La structure isolée réversible présentée sur la figure 4a est utilisée pour le contrôle des tensions Uo et U1. Dans un premier temps, les interrupteurs de puissance sont supposés parfaits, les pertes résistives dans les différents éléments du montage (hacheur et filtre actif) sont supposées négligeables. Les tensions aux bornes des condensateurs Co et C1 sont considérées comme étant parfaitement contrôlées et sont, à tout instant, égales à leur référence. Les différents courants, à savoir le courant du filtre iF, courant iL du convertisseur de charge, et courant is délivré par la source sont représentés sur la figure 7. Avec ces hypothèses, le courant is fourni par la source (is = iL+ iF) est parfaitement constant (figure 8). Lors d'un échelon de tension sur la charge CH, comme le montre la 30 figure 9a et l'agrandissement de la zone transitoire de la figure 9b, le filtre actif compense les ondulations de courant absorbées par le hacheur élévateur même en régime transitoire. Le courant de source is suit donc l'échelon de tension sur la charge CH sans retransmettre les ondulations de courant dues au hacheur élévateur CONV. Le dispositif selon l'invention fonctionne également dans le cas d'un convertisseur alimentant la source, ou bien d'un convertisseur bi-directionnel. Pour des convertisseurs présentant des séquences de récupération (convertisseur bidirectionnel figure 10a) ou des convertisseurs dédiés à la recharge de batteries (figure 10b), le principe est inchangé, le schéma du filtre actif reste le même et l'on retrouve les formes d'onde de la figure 6, le courant iL dans l'inductance L' étant maintenant négatif (figure 11). Un convertisseur bidirectionnel représenté à titre d'exemple à la figure 10a présente, par rapport au convertisseur représenté à la figure 2, un interrupteur supplémentaire T' associé à une diode D' placée en inverse sur l'interrupteur T, la charge CH (jouant le rôle de source pendant les séquences de récupération) étant branchée entre les interrupteurs T et T' en série. L'interrupteur T est commandé pour iL > 0, alors que l'interrupteur T' est commandé pour iL Pour le dimensionnement des condensateurs C; du filtre actif, on fait les hypothèses simplificatrices suivantes : - La fréquence de découpage des alimentations isolées du filtre actif est largement plus grande que la fréquence des harmoniques de courant à filtrer (par exemple au moins dix fois supérieure) ; - L'étude du dimensionnement des condensateurs est réalisée dans le pire des cas. Le courant iF est supposé traverser tous les condensateurs Ci. Cette hypothèse est vraie pour le condensateur Co et conduit à sur-dimensionner les autres. La première hypothèse permet de négliger dans le calcul de 30 l'ondulation de tension haute fréquence (due aux découpages) des capacités Ci la composante haute fréquence des courants fournis par les alimentations isolées. La deuxième hypothèse permet de calculer de manière analytique les ondulations de tension aux bornes des condensateurs Ci. Dans le cas où le dispositif de puissance correspond à celui de la figure 2, cette expression s'écrit : d•(1ûd)•VE C 8 L' f 2 AU, où d est le rapport cyclique, f est la fréquence de découpage du convertisseur CONV et AUi est l'ondulation de tension due au découpage qui est 10 tolérée. Cette ondulation de tension doit être choisie de manière à être négligeable devant la valeur de la tension moyenne. A titre d'exemple, avec les paramètres suivant : VE = 55 V, Vs = 180 V, L = L' _= 77 H, une ondulation de 1% de la tension U1 conduit à une valeur de Ci 170 F. Remarque_ Le dimensionnement des condensateurs C; est 15 indépendant du niveau de courant circulant dans le convertisseur de puissance. Il ne dépend que des tensions mises en jeu dans la structure de puissance. Dans les essais suivants, les simulations prennent en compte les pertes résistives dans les éléments inductifs. Cette fois ci le courant de source is présente une légère ondulation (figure 12, courbe III). 20 Il est possible de tenir compte des chutes de tension dues aux éléments résistifs en modifiant selon la formule (3) ci-dessous les références de tension imposées aux bornes des capacités Co et C1. La figure 13 montre les résultats obtenus avec cette stratégie selon laquelle on modifie les tensions Uo et U1 selon la formule (3) ci-dessous mais d'une manière simplifiée qui ne tient pas compte des 25 chutes de tension VK, VF1 et VF2 aux bornes des semi-conducteurs. L'ondulation de courant délivrée par la source est de nouveau très faible. Il est préférable de tenir compte des chutes de tension aux bornes des semi-conducteurs. De plus, l'estimation des paramètres nécessaires au bon fonctionnement du filtre (notamment la résistance série RL de l'inductance L) peut se (2) faire par une identification en ligne des paramètres ce qui permettrait d'assurer un fonctionnement idéal même en présence de variations paramétriques (par exemple les variations des résistances en fonction de la température). Si l'on tient compte de tous les éléments parasites (résistance série RI, et chute de tension en direct de la diode D, résistances RL, Ru des inductances, résistances série Rc) et Rci de Co et CI, résistances RK, RF1 et RF2 et chutes de tension VK, VFI et VF2 à l'état passant des semi-conducteurs des interrupteurs, etc...), on obtient pour le convertisseur élévateur considéré, le schéma équivalent de la figure 14. Dans ce cas, les tensions de référence deviennent : / L' 1 Uo =l+ L I.VFù L •(RL+RK).i ù L•VKù(Rco+RF1+RL') iFùVFI U1=(VD+VS).1-+(RDùRK)•L .iL --- VK+(Rc,+RF2ùRF1) iF+VF2ùVF1 L L I, Comme indiqué ci-dessus, on peut également réaliser une compensation seulement partielle, notamment en négligeant les chutes de tension VK, VFI et VF2. La mise en parallèle de convertisseurs est connue de longue date pour augmenter le courant absorbé par le convertisseur de charge. Des convertisseurs identiques sont placés en parallèle en sortie de la source d'énergie et alimentent la même charge, chaque convertisseur n'étant traversé que par Unième du courant total. Un exemple de structure parallèle à n étages est présenté sur la figure 15. Elle comporte n branches en parallèle dont chacune comporte une inductance LI, L2 .... Ln et un interrupteur commandé TI, T2, ...Tr,. Les différentes branches sont reliées à la charge par des diodes DI, D2, .... D,,. Dans ce type de structure, les commandes peuvent être synchrones (amorçage et blocage simultanés des commandes de tous les interrupteurs de puissance) ou entrelacées (décalage temporel des commandes de T/n où n est le nombre de branches en parallèle et 'r la période de découpage). La technique d'entrelacement permet de réduire les ondulations du courant absorbé sur la source continue. Grâce à la réduction des (3) ondulations de courant, cette méthode permet une diminution de la taille et du poids des filtres d'entrée. Un décalage différent entre les commandes des branches peut être utilisé mais conduit à des performances moindres en l'absence du dispositif de filtrage proposé. Lorsqu'une commande synchrone des interrupteurs est utilisée, c'est la même commande u qui contrôle les convertisseurs placés en parallèle. Leconvertisseur de filtrage 10 présenté sur la figure 2 permet d'annuler les ondulations de courant hautes fréquences. Seules sont modifiées les amplitudes des courants traversant l'inductance de filtrage L' et la valeur des tensions du filtre actif (figure 16). Les inductances des convertisseurs placés en parallèle peuvent être différentes (volontairement ou pour des raisons de réalisation), la relation définissant les tensions Uo et U1 devenant : ( n 1 \ Uo = 1 + L'• E • VE k=1 Lk / i n U, = L'• . Vs (4) Lorsqu'une commande entrelacée des interrupteurs est utilisée, le courant crête traversant l'inductance L est plus faible. La méthode de filtrage la plus simple, dans ce cas, consiste à utiliser un filtre actif par branche, chacun filtrant le courant d'un des convertisseurs placés en parallèle, ce qui conduit à placer n filtres actifs en parallèle. Pour un nombre réduit de branches, un seul convertisseur de filtrage peut également être utilisé en augmentant le nombre de condensateurs. A titre d'exemple, pour un hacheur entrelacé à deux étages (n = 2), la figure 17 donne la structure du filtre actif. Il comporte quatre condensateurs Co, C1, C2 et C3 en série, ayant à leur bornes les tensions Uo, U1, U2 et U3, et quatre interrupteurs TF1, TF2, TF3 et TF4 commandés par les tensions un, uF2 ,UF3 et uF4. L'interrupteur TF4 à la différence des trois autres est bidirectionnel en tension et en courant et peut être réalisé, par exemple, selon l'un des schémas de la figure 17b. Si les inductances L1 et L2 sont différentes, on a quatre intervalles où les pentes du courant total i sont différentes et ce sont quatre tensions Uo, U1, U2 et U3 qui sont maintenant nécessaires. Les tensions Uo, U1, U2 et U3 sont, comme précédemment, régulées à des valeurs de référence pré-calculées à l'aide d'alimentations isolées réversibles ou non et valent : ( (l 1 Uo = 1+L'• ù+ù •VÉ L1 L2 /i U1 =L'•i +L .Vs 1 2 / L' Uz= Vs L2 (5) U3 = L'. t1 1' L2 L1 i Vs lo Ces tensions sont toutes positives si l'on suppose que L2 Lorsque le rapport cyclique est inférieur à 0,5 seuls sont commandés les interrupteurs F2, F3 et F4. Lorsque le rapport cyclique est supérieur à 0,5, seuls sont commandés les interrupteurs F1, F3 et F4. Des simplifications du montage sont possibles si les inductances L1 et L2 sont identiques car alors la tension U3 donnée par la relation 3 précédente est nulle. On peut alors supprimer l'interrupteur TF4 et aboutir au schéma de la figure 20a. De plus, il est possible de changer la stratégie de contrôle des tensions afin d'éliminer un des condensateurs et un des interrupteurs pour arriver au schéma de la figure 20b. Pour n supérieur à 2, le filtrage par un convertisseur unique placé en parallèle n'est plus intéressant. Ce convertisseur nécessite 2n semi-conducteurs et 2n capacités alors qu'un filtre actif individuel par branche conduirait à utiliser 2n semi-conducteurs et 2n capacités. La mise en parallèle de convertisseurs peut aussi être effectuée côté charge afin de réduire la tension supportée par chaque interrupteur. Dans le cas de convertisseur élévateur, c'est en général deux convertisseurs que l'on place en parallèle afin de réduire la tension supportée par chacun des semi-conducteurs (figure 21). La tension imposée aux bornes de l'inductance L dépend du motif de conduction des interrupteurs et donc de la valeur du rapport cyclique (figure 22). Comme il n'y a dans ce cas qu'une inductance L, le schéma du dispositif de filtrage est celui de la figure 2 et le motif de commande des interrupteurs du filtre est inchangé. C'est celui de la figure 6. Par contre, selon la valeur du rapport cyclique, les expressions des tensions Uo et U 1 données par la relation (1) sont modifiées. Si le rapport cyclique est inférieur à 0,5, lorsque T1 ou T2 conduit, la tension aux bornes de l'inductance L est égale à VE ù Vs- et lorsque les deux interrupteurs sont bloqués, celle-ci est égale à VE ù VS . Il s'ensuit que les tensions du dispositif de filtrage valent : L + L' L' VS U _ L VE L 2 L' VS U=L 2 Si le rapport cyclique est supérieur à 0,5, lorsque T1 et T2 conduisent, la tension aux bornes de l'inductance L est égale à VE et lorsque T1 ou T2 conduit elle est égale à VE, ù 2s . Les tensions du dispositif de filtrage deviennent alors : L+L' U = V O L E L' V. U,= L 2 EXEMPLE La structure adoptée pour le convertisseur de puissance est une structure de type élévateur (figure 2). La structure de puissance a un calibre en courant faible 3A et était destinée à valider le principe de ce filtrage actif Lorsque seul le convertisseur élévateur est en fonctionnement, le courant is débité par la source est représenté sur la figure 23. On retrouve la forme d'onde de courant classique à l'entrée d'un convertisseur élévateur. Sur la figure 24 sont représentés le courant iL du convertisseur élévateur et le courant iF du filtre actif (en bas). Le courant is débité par la source est pratiquement constant. A ces niveaux de courant et de tension, il n'est pas souhaitable que les chutes de tension aux bornes des éléments du montage soient négligées. Il est donc préconisé de modifier les tensions Uo et U1 comme indiqué ci-dessus ù formule (3) pour tenir compte des éléments parasites, en en négligeant éventuellement certains, comme indiqué précédemment. 17 (6) (7) REVENDICATIONS 1. Dispositif de filtrage actif pour une alimentation de puissance comportant une source ayant un courant de source is et une tension VE, un convertisseur de puissance présentant une inductance d'entrée L, un interrupteur de puissance T commandé par un signal de découpage, et délivrant une tension de sortie Vs, et une charge, caractérisé en ce qu'il comporte un convertisseur de filtrage actif (10) pour générer en sortie un courant de compensation des harmoniques du courant de source dues au découpage, en réponse en entrée à un signal représentatif du découpage du convertisseur de puissance. 2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'alimentation de puissance est d'un type alimentant une charge à partir d'une source. 3. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'alimentation de puissance est un convertisseur pour charger une source d'énergie telle qu'une batterie, à partir d'une charge active. 4. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'alimentation de puissance est bidirectionnelle. 5. Dispositif de filtrage selon une des revendications précédentes, caractérisé en ce que le convertisseur de filtrage actif présente au moins un module de filtrage présentant en série depuis une première borne (A) du convertisseur de filtrage une inductance L', un premier (Co) et un deuxième (C1) condensateurs ainsi qu'un premier (TF1) et un deuxième (TF2) interrupteurs commandés en opposition, qui sont disposés entre respectivement une première (F) et une deuxième (G) borne du deuxième condensateur, et une deuxième borne (B) du convertisseur de filtrage, ainsi qu'un module convertisseur continu-continu (AL1, AL2) commandé à une fréquence de découpage pour maintenir à leur référence la tension (Uo, U1) aux bornes du premier condensateur (Co) et du deuxième condensateur (C1). 6) Dispositif selon la revendication 5, caractérisé en ce que les tension Uo et U1 aux bornes des premier (Co) et deuxième (C1) condensateurs ont pour valeur : Uo = VE (L + L')/L ; U1 = Vs L'/L 7) Dispositif selon la revendication 5, caractérisé en ce que les tensions Uo et U1 aux bornes des premier (Co) et deuxième (C1) condensateurs ont pour valeur : L` U0 = Vol = VE (L + L')/L ù (RL + RK) iL ù (Rc) + RF1 + RL')iF L' p~ U1 = U1 _ (Vs + VD)L'/L + (RD- RK) L iL + (Rcl + RF2 - RF!) iF - RL et RL, désignant respectivement la valeur de la résistance de l'inductance L et de l'inductance L'. - RK désignant la résistance équivalente de l'interrupteur de puissance T - RD et VD désignant respectivement la résistance série et la chute de tension en direct 10 de la diode D de sortie du convertisseur de puissance - Rco, Rct, RF1 et RF2 désignant la résistance de respectivement les premier et deuxième condensateurs Co et C1 et des interrupteurs TH et TF2. 8) Dispositif selon la revendication 7, caractérisé en ce que les tensions U0 et Ut aux bornes des premier (Co) et deuxième (C1) condensateurs ont 15 pour valeur : U0 = Uol - VK L'/L ù VF1 U1=Ul1-Vt L'/L+VF2-VFl U01 et Ut 1 étant tels que définis à la revendication 7 VK, VFt et VF2 désignant les chutes de tension aux bornes des interrupteurs T, TFt et 20 TF2. 9. Dispositif selon une des revendication 5 à 8, caractérisé en ce que la fréquence de découpage du module convertisseur continu-continu est supérieure ou égale à la fréquence du signal de découpage du convertisseur de puissance, et notamment supérieure à dix fois cette dernière. 25 10. Dispositif selon une des revendications 5 à 9, caractérisé en ce que le module convertisseur continu-continu présente deux convertisseurs continu-continu (AL1, AL2). 11. Dispositif selon la revendication 10, caractérisé en ce que les deux convertisseurs continu-continu présentent un circuit primaire ayant un pontd'interrupteurs de puissance (TT11 TT14) un transformateur (TR1) et un circuit secondaire présentant un pont d'interrupteurs de puissance (TT21 TT24), les interrupteurs de puissance (TT11 TT24) desdits ponts étant commandés par paires en opposition. 12. Dispositif selon la revendication 10, caractérisé en ce que les deux convertisseurs continu-continu sont des hacheurs isolés non réversibles connectés aux bornes respectivement des premier (Co) et deuxième (C1) condensateurs et en ce qu'une résistance est disposée aux bornes de chacun des premier (Co) et deuxième (C1) condensateurs. 13. Dispositif selon une des revendications 5 à 9, caractérisé en ce qu'un module convertisseur continu-continu présente un convertisseur continu-continu à deux sorties ayant un circuit primaire présentant un pont d'interrupteurs de puissance (TT11 TT14), un transformateur (TR2) à deux secondaires et deux circuits secondaires présentant chacun un pont d'interrupteurs de puissance (TT21 TT24) et (TT25 TT28), les interrupteurs des ponts d'interrupteur de puissance (TT11 TT28) étant commandés par paires en opposition. 14. Dispositif selon une des revendications précédentes, caractérisé en ce que le convertisseur de puissance (CONV) présente au moins deux étages de conversion de puissance disposés en parallèle. 15. Dispositif selon la revendication 14, caractérisé en ce que les étages de conversion de puissance sont commandés en synchronisme et en ce que le convertisseur de filtrage présente un seul module de filtrage. 16 Dispositif selon la revendication 14, caractérisé en ce que les étages de conversion de puissance sont commandés de manière entrelacée avec un décalage temporel des commandes par exemple de tin, n désignant le nombre d'étages de conversion de puissance en parallèle et la période de découpage du convertisseur de puissance. 17. Dispositif selon la revendication 16, caractérisé en ce que le convertisseur de filtrage actif comporte en série n modules de filtrage actif dont 30 chacun est commandé en synchronisme avec un étage de conversion de puissance.18. Dispositif selon la revendication 16, caractérisé en ce que le convertisseur de filtrage actif comporte en parallèle n modules de filtrage actifs dont chacun est commandé en synchronisme avec un étage de conversion de puissance. 19. Alimentation de puissance comportant une source ayant un courant de source is et une tension VE, un convertisseur de puissance présentant une inductance d'entrée L, un interrupteur de puissance T et délivrant une tension de sortie Vs, caractérisé en ce qu'elle comporte un dispositif de filtrage actif selon une des revendications précédentes connecté en parallèle entre des bornes d'entrée (A, B) du convertisseur de puissance.