Brevet FR2911449A1 — publié le 20080718

FILTRE ECHANTILLONNE A REPONSE IMPULSIONNELLE FINIE L'invention concerne les filtres échantillonnés à réponse impulsionnelle finie, ou filtres FIR. Un tel filtre est un circuit qui échantillonne un signal analogique d'une manière particulière : N échantillons successifs sont prélevés à une fréquence d'échantillonnage Fe, et on fait l'addition des N échantillons, pondérés par des coefficients individuels qui sont choisis en fonction de la fonction de transfert de filtrage à obtenir. La sortie du circuit est constituée par des échantillons fournis à une fréquence Fe/N, c'est-à-dire la fréquence d'échantillonnage divisée par le nombre d'échantillons sommés ; cette 1 o succession représente le signal analogique échantillonné à la fréquence dite "fréquence de décimation" Fe/N et affecté d'une fonction de filtrage qui est déterminée par le choix des N coefficients de pondération. Le nombre N peut être d'une dizaine ou plusieurs dizaines, voire même plusieurs centaines. Un filtrage de ce type peut être utilisé par exemple pour traiter un 15 signal radiofréquence en faisant simultanément un changement de fréquence vers une fréquence intermédiaire ou une bande de base, et un filtrage de réjection de bruit ou de bandes de télécommunications voisines. Le filtrage échantillonné comprend au moins un échantillonneurbloqueur, simple ou différentiel selon que le signal d'entrée est simple ou 20 différentiel. L'échantillonneur-bloqueur peut recevoir le signal soit sous forme de tension, soit sous forme de courant. Pour travailler en haute fréquence d'échantillonnage, il est souvent préférable d'utiliser un courant. Ceci permet de réduire l'influence du bruit d'horloge ; le bruit d'horloge (parfois aussi appelé "jitter" ou gigue d'horloge) perturbe en effet plus l'échantillonnage en 25 tension que l'échantillonnage en courant. Comme le signal d'entrée à convertir se présente généralement sous forme d'une tension (ou plus exactement de variations de tension à haute fréquence), il faut placer en amont de la ou les capacités d'échantillonnage un amplificateur à transconductance de grande qualité qui 30 va convertir très précisément les variations de tension en variations de courant. Dans l'art antérieur, on a déjà proposé des filtres FIR utilisant un amplificateur à transconductance dont la sortie est appliquée à des capacités d'échantillonnage. La structure la plus classique comporte N capacités d'échantillonnage à la sortie de l'amplificateur à transconductance. La conversion se fait sur N cycles et des commutateurs aiguillent le courant à échantillonner successivement vers les différentes capacités. Puis, à la fin des N cycles, les charges stockées correspondant aux N échantillons sont sommées, par le moyen d'un amplificateur opérationnel, sur une capacité commune. La pondération individuelle des échantillons se fait en donnant des valeurs différentes aux N capacités. Si le nombre N est grand, il faut beaucoup de condensateurs, et si les coefficients du filtre FIR doivent être programmables pour modifier la fonction de filtrage, chaque condensateur doit avoir une valeur programmable. La programmation d'un coefficient se fait alors en sélectionnant un capacité parmi plusieurs possibles, et on comprend que cela multiplie encore le nombre de capacités et le nombre de commutateurs d'aiguillage vers chacune des capacités possibles. II y a des problèmes d'encombrement, des problèmes d'appariement des capacités, et des problèmes de parasites introduits par les très nombreux commutateurs nécessaires dans le système. D'autres structures de filtres ont été proposées : on en trouvera des exemples dans les documents suivants : S. Karvonen et al., A 50-MHz CMOS Quadrature Charge Sampling Circuit with 66 dB SFDR, Proceedings of the 2004 IEEE International Symposium on Circuits and Systems, Vancouver, pp 217-220, May 2004. Les coefficients du filtre ne sont pas programmables. US Patent 7,023,245, "Versatile charge sampling circuits", April 4, 2006. Le signal échantillonné est une tension et non pas un courant et cette tension est appliquée à une capacité à travers une résistance de valeur programmable. Le signal d'entrée est atténué de manière variable ; l'atténuation est fonction de la constante de temps du montage, elle-même variable puisque la résistance varie. La bande passante est forcément limitée par cette constante de temps. Enfin, on ne peut pas réaliser n'importe quel coefficient avec ce montage, et en particulier pas des coefficients supérieurs à1. Le but de l'invention est de proposer une meilleure architecture pour réaliser un filtre échantillonné fonctionnant par intégration de charges. Selon l'invention, on propose un filtre échantillonné à réponse impulsionnelle finie qui est caractérisé en ce qu'il comporte un amplificateur à transconductance à gain commandable, au moins une capacité d'échantillonnage destinée à recevoir un courant de sortie de l'amplificateur et à accumuler périodiquement les charges produites par N échantillons successifs de ce courant, et des moyens pour commander le gain de l'amplificateur pour donner un gain individuel désiré à l'amplificateur pour chacun des N échantillons. Il peut y avoir deux capacités d'échantillonnage reliées à la sortie, ~o travaillant alternativement sur des séries de N échantillons successifs, l'une des capacités fonctionnant en échantillonnage pendant que l'autre fonctionne en maintien et lecture de la charge accumulée, les rôles étant inversés lors de la série suivante. L'amplificateur peut fonctionner en différentiel. L'échantillonnage 15 se fait simultanément sur les deux sorties ; ensuite, pour obtenir le signal d'échantillonnage différentiel, on prend la différence entre les deux échantillons provenant des deux sorties différentielles. Le coefficient de pondération est le même pour les deux échantillons. Et de plus, si le filtre doit effectuer un échantillonnage I,Q en 20 quadrature de phase fournissant sur sa ou ses sorties des échantillons I et des échantillons Q en quadrature de phase, alors on double encore le nombre de capacités d'échantillonnage : il y a autant de capacités d'échantillonnage destinées à accumuler N échantillons I que de capacités d'échantillonnage destinées à accumuler N échantillons Q. 25 Par conséquent, si le filtre échantillonné travaille en alternance (phase de maintien alternée avec une lphase de lecture pour une capacité et inversion de ces phases pour l'autre), si de plus il fonctionne en différentiel, et si enfin il fournit des échantillons en quadrature de phase, on comprend qu'il faut en principe huit capacités d'échantillonnage différentes. 30 Pour régler le gain de l'amplificateur à transconductance, on peut utiliser notamment - un réseau de résistances commandable par des signaux logiques pour ajuster le gain de l'amplificateur à transconductance ; le réseau forme par exemple un pont diviseur à rapport commandable ; - ou encore un transistor MOS pour constituer une résistance variable commandée par une tension de grille, avec un convertisseur numérique-analogique pour recevoir des signaux logiques de commande de gain et les convertir en une tension 5 analogique de grille du transistor. Ce réseau de résistances ou ce transistor MOS peuvent être placés à l'entrée en tension de l'amplificateur à transconductance, pour recevoir un signal en tension et atténuer cette tension dans un rapport réglable avant de convertir la tension atténuée en courant avec un gain de 10 transconductance défini par le cœur de l'amplificateur. Ils peuvent aussi être placés à l'intérieur de l'amplificateur à transconductance lui-même si ce dernier possède une structure comportant un élément résistif pour transformer des variations de tension en variations de courant avec un gain déterminé par la valeur de la résistance de l'élément ; c'est alors cet élément 15 résistif qui est constitué par un réseau de résistances sélectionnable par des signaux logiques ou par un transistor MOS commandé par une tension de grille variable. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront 20 à la lecture de la description détaillée qui suit et qui est faite en référence aux dessins annexés dans lesquels : - la figure 1 représente un filtre FIR de l'art antérieur ; - la figure 2 représente le principe général de l'invention ; - la figure 3 est un chronogramme de fonctionnement du circuit de 25 la figure 1 ; - la figure 4 représente un exemple d'amplificateur à transconductance utilisable dans l'invention ; - la figure 5 représente un autre exemple de réalisation de la commande de gain dans l'amplificateur à transconductance ; 30 - la figure 6 représente un filtre échantillonné 1,0 selon l'invention, utilisant un amplificateur à transconductance à gain variable ; - la figure 7 représente le chronogramme correspondant à l'actionnement des commutateurs de la figure 6. Le schéma le plus traditionnel d'un filtre échantillonné à réponse impulsionnelle finie fonctionnant en échantillonnage de charges et non de tensions est représenté sur la figure 1. Un amplificateur à transconductance AMP convertit le signal d'entrée de tension dv (seuls les petits signaux sont considérés ici, et non les polarisations ou tensions de mode commun) en un courant di. Le courant est appliqué successivement par des interrupteurs SW1, SW2, SW3, • • • SWN, sous la commande d'un séquenceur d'échantillonnage non représenté, à N capacités C1, C2, C3... CN. L'autre borne des capacités est mise pendant ce temps à la masse par un commutateur SWR fermé. A chaque période d'échantillonnage une capacité déterminée intègre le courant di pendant un temps qui est le même pour toutes les capacités (une demi-période d'horloge à fréquence Fe par exemple) ; à la période suivante c'est la capacité suivante qui intègre les charges. Les phases d'échantillonnage successives sont désignées par (tes1, Cs2, cs3, • • •csN• La charge intégrée dans les capacités prend des valeurs qui représentent les échantillons successifs de la tension d'entrée dv. Après un cycle de N phases d'échantillonnage (>s2, CPs3, • • •CDsN, les capacités sont chargées chacune par un échantillon respectif de charges. Le commutateur SWR est alors ouvert et tous les commutateurs SW1, SW2, SW3, ... SWN sont refermés. Sont fermés également trois autres commutateurs qui étaient ouverts pendant les N phases d'échantillonnage : un commutateur SWA qui relie tous les commutateurs SW1, SW2, SW3, ... SVVN à la masse, un commutateur SWB qui relie les capacités à l'entrée négative d'un amplificateur opérationnel AOP, et un commutateur SWC qui connecte une capacité de sommation Cs entre cette entrée négative et la sortie de l'amplificateur opérationnel. Les charges stockées dans les N capacités C1, C2, C3... CN sont transférées sur la capacité Cs où elles s'additionnent. La tension de sortie de l'amplificateur représente alors une sommation de N échantillons, et la pondération des échantillons est déterminée par les valeurs individuelles des N capacités, un échantillon de charges étant le produit du courant di par la valeur de la capacité associée à cet échantillon. L'échantillon fourni à la sortie est établi avec une fréquence de décimation Fe/N. Toutes les capacités sont déchargées vers la fin de la phase de fermeture des commutateurs SWA, SVVB et SWC par une fermeture à nouveau du commutateur de remise à zéro SWR (phase de remise à zéro 1)RS avant que les commutateurs SWA, SWB et SWC, actionnés à la fréquence Fe/N ne se rouvrent pour un nouveau cycle de N phases d'échantillonnage. Comme on l'a dit, ce type d'échantillonneur utilise de nombreuses capacités, surtout si chaque capacité doit avoir une valeur programmable comme c'est le cas pour un filtre FIR à coefficients de pondération programmable. Le nombre de commutateurs est également très grand. Cela pose des problèmes de routage de connexions, d'appariement des capacités, et des parasites dus aux très nombreuses commutations. La figure 2 représente le principe du filtre échantillonné selon l'invention, appliqué à une intégration active de charges, c'est-à-dire en utilisant un amplificateur opérationnel. L'amplificateur opérationnel n'est cependant pas obligatoire. Il n'y a plus N capacités d'échantillonnage mais une seule, désignée par CE. Il y a toujours un amplificateur opérationnel AOP avec une capacité de rebouclage Cs. Des commutateurs sont prévus, l'un d'eux (SW) étant actionné à la fréquence d'échantillonnage Fe et les autres (SWA, SWB, SWC, SWD) étant actionnés à la fréquence de décimation Fe/N, où N est ici encore le nombre d'échantillons qui seront sommés avec pondération pour fournir périodiquement, au bout de chaque série de N cycles d'intégration, un échantillon de tension Vech en sortie de l'amplificateur opérationnel AOP. Le filtre comprend un amplificateur à transconductance à gain commandé AGM. Le gain peut être commandé par une entrée de commande de gain désignée par K. Le gain peut prendre une valeur quelconque k parmi m valeurs possibles ko à km. La commande est une commande numérique et or verra plus loin comment on peut réaliser cette commande. Le gain considéré ici est un gain de transconductance, à savoir le rapport di/dv entre le courant en petits signaux en sortie de l'amplificateur et la tension en petits signaux à l'entrée. La sortie de l'amplificateur à transconductance est appliquée, à travers le commutateur SW à une première borne de la capacité d'échantillonnage CE. Cette borne peut être mise à la masse Vss par le commutateur SWA, actionné à la fréquence Fe/N. La phase de fermeture de SWA est désigné par (Ds/N. L'autre borne de la capacité CE peut être mise à la masse par le commutateur SWB actionné en opposition de phase avec SWA. Par ailleurs elle peut être reliée à l'entrée négative de l'amplificateur opérationnel AOP par le commutateur SWC actionné en phase avec SWA. L'entrée positive de l'amplificateur AOP est à la masse. La capacité de sortie ou capacité de rebouclage Cs a une borne connectée à la sortie de l'amplificateur AOP pour établir la tension d'échantillonnage de sortie Vech à la fréquence de décimation Fe/N. L'autre borne de la capacité peut être reliée à l'entrée négative de l'amplificateur AOP par le commutateur SWD actionné en phase avec SWA et SWC. Enfin, un commutateur SWE de remise à zéro, actionné pendant une phase (DRS, peu avant la fin de la phase cl)S/N de fermeture des commutateurs SWA et SWC, permet de remettre à zéro la charge de la capacité Cs et par conséquence la charge de la capacité CE_. Le chronogramme de fonctionnement de ce circuit est rappelé sur la figure 3. Le circuit fonctionne de la manière suivante : pour une courbe de réponse du filtre donnée, il faut définir les N coefficients de pondération associés aux N échantillons d'un cycle. II n'y a pas forcément N valeurs toutes différentes ; il peut y avoir m valeurs possibles et la réponse du filtre est définie par la séquence de N valeurs où chaque valeur est prise parmi m passibles. A chaque valeur possible correspond un gain k pris parmi les valeurs de gain possibles ko à Kr,. A l'intérieur de chaque cycle de N échantillons, on donne à l'amplificateur à transconductance une succession rapide (à la fréquence Fe) de gains k différents pris parmi les m valeurs. L'amplificateur à transconductance AGM produit donc une succession d'échantillons de courant di qui représentent l'échantillon de tension d'entrée dv pondéré par un gain k qui sera différent d'un échantillon à l'autre : di=k.dv. Chaque échantillon de courant est intégré dans la capacité CE pendant une durée fixe de fermeture du commutateur SW ; chaque échantillon de charges est donc pondéré, non pas par la valeur de la capacité mais par la valeur du gain de transconductance de l'amplificateur ACM. Dans un cycle de N phases d'horloge à fréquence Fe, on applique successivement par le commutateur SVV N échantillons de charges pondérés à la capacité CE, sans remettre celle-ci à zéro à chaque commutation. Les commutateurs SWA, SWC, SWD sont ouverts. Le commutateur SWB est fermé. La valeur de pondération k est modifiée au rythme de l'horloge Fe, et ceci pendant que le commutateur SW est ouvert. Au bout de N phases d'échantillonnage, la capacité CE a recueilli la somme de N échantillons de charge pondérés par les gains k. On passe alors à une phase de lecture de la charge accumulée dans la capacité CE : on ouvre le commutateur SWB et on ferme les commutateurs SWA, SWC, SWD. Le commutateur SWE est ouvert. Le commutateur SW est de préférence maintenu ouvert pendant la phase de lecture. Cependant, on peut aussi prévoir un autre commutateur, non représenté, entre le commutateur SW et la capacité CE, pour déconnecter complètement la capacité CE de l'amplificateur à transconductance pendant toute la phase de lecture même si le commutateur SW continue à s'ouvrir et se fermer à la fréquence Fe. Ce commutateur supplémentaire est de toutes façons nécessaire dans les systèmes à échantillonnage alterné où on fait une prise d'échantillon dans une capacité CEE pendant la lecture d'une capacité C'E et réciproquement. Il est commandé par le complément du signal (DS/N et il aiguille les échantillons de courant vers l'autre capacité C'E pendant la lecture de CE et réciproquement. La capacité de rebouclage Cs recueille la somme pondérée de 20 charges accumulée dans la capacité CE. La tension de sortie Vech représente un échantillon de sortie du filtre échantillonné. Cet échantillon se renouvelle à la fréquence de décimation Fe/N. L'échantillon Vech peut être exploité en aval pendant la première partie de la phase (Ds/N où les commutateurs SWA, SWC, SWD sont fermés 25 et SWE est ouvert. Avant la fin de cette phase, le commutateur SWE est fermé (phase cRs) pour remise à zéro des capacités Cs et CE. La figure 4 représente un exemple d'amplificateur à transconductance à gain réglable pouvant être utilisé pour faire le filtre à réponse impulsionnelle finie selon l'invention. La tension d'entrée en petits 30 signaux dv est appliquée à un pont diviseur à m résistances R, à Rn,. La sortie du pont diviseur fournit une tension kdv qui varie selon la position du noeud de sortie du pont diviseur. Un commutateur associé à chaque noeud permet de sélectionner une valeur de rapport de division k, sous la commande de signaux numériques. Les signaux numériques sont appliqués 35 à la fréquence d'échantillonnage pour qu'à chaque échantillon à fréquence Fe corresponde une valeur de rapport de division k. Les valeurs des résistances sont toutes identiques ou bien elles sont différentes les unes des autres : cela dépend des valeurs des rn coefficients de pondération désirés. On pourrait aussi avoir un nombre de résistances inférieur au nombre de coefficients à réaliser, si on a la possibilité de fermer plusieurs commutateurs à la fois pour établir certains rapports de division. La tension de sortie du pont diviseur, kdv, est appliquée à la grille d'un transistor PMOS MP1 monté en suiveur, qui reporte cette tension kdv sur sa source. Le transistor est alimenté par une source de courant 'Bi et il est en série avec un transistor NMOS MN2 monté en source de courant constant, dont la grille est polarisée par une tension constante Vbias. Une résistance de valeur R est reliée entre la source de MP1 et la masse et est parcourue par un courant di=k.dv/R. lin transistor MN3 est disposé entre la source de MP1 et la masse ; sa grille est commandée par les drains réunis de MP1 et MN2. Schématiquement, on peut dire pour simplifier que le courant k.dv/R dans la résistance R ne peut pas provenir de la source de courant IBN ni du courant dans le transistor MP1 car ces courants sont constants et ne varient pas avec dv. Par conséquent il ne peut provenir que du transistor MN3. Le transistor MN3 est donc parcouru par un courant di = kdv/R. Un transistor de sortie MN4, identique au transistor MN3, est monté en miroir de courant et fournit sur son drain un courant di=k.dv/R ; c'est ce courant pondéré par le rapport de division k qui est appliqué à l'interrupteur SW de la figure 2. Plutôt qu'un pont diviseur à multiples résistances R, à Rm, on pourrait utiliser une résistance variable commandée par un signal analogique. Typiquement cette résistance variable serait alors constituée par un transistor MOS MN5 dont la grille est commandée par une tension analogique variable, et cette tension analogique peut être fournie par un convertisseur numérique analogique (CNA) qui reçoit sous forme numérique, à la fréquence d'échantillonnage Fe, une valeur de coefficient de pondération à établir. La figure 5 représente un tel montage qui peut être substitué au pont diviseur de la figure 4 : le pont ne comporte plus que le transistor MN5 et une résistance, et la résistance peut elle-même être réalisée sous forme d'un transistor MOS MN6 dont la grille est à un potentiel fixe. 0 Qu'il y ait un pont à deux résistances (figure 5) ou un pont à m résistances (figure 4), on comprend que même si le nombre m de valeurs possibles de coefficients est limité, le nombre N d'échantillons n'est pas lirnité, et on peut élaborer des fonctions de filtrage sophistiquées. Enfin, plutôt que de réaliser un pont diviseur à l'entrée de l'amplificateur à transconductance, en amont du transistor MP1, on peut envisager d'utiliser une résistance variable ou un réseau de résistances cammandable à la place de la résistance R qui détermine Ne rapport de conversion tension/courant. En effet, si on applique directement la tension dv à la grille du transistor MP1, et si on a une résistance R/k au lieu de R, on comprend que le courant produit est encore di=kdv/R L'amplificateur à transconductance représenté sur la figure 4 n'est pas différentiel. Un amplificateur différentiel pourrait être réalisé avec deux amplificateurs symétriques, la résistance R qui était reliée à la masse étant 15 alors remplacée par une résistance 2R reliée entre les sources des transistors MP1 des deux amplificateurs. La figure 6 représente un filtre à réponse impulsionnelle finie selon l'invention, appliqué au cas où le signal d'entrée est différentiel et sert à établir des échantillons I et des échantillons Q en quadrature de phase, le 20 filtre utilisant pour chaque échantillon deux capacités de filtrage fonctionnant en alternance échantillonnage/lecture. La sortie de ce filtre n'est pas différentielle ; cependant l'amplificateur à transconductance à gain variable AGM est différentiel et comporte deux sorties S1 et S2. Si la sortie du filtre devait être différentielle, il faudrait doubler le nombre de capacités et prévoir 25 des commutateurs associés. II y a deux capacités d'échantillonnage CE, et C'E, travaillant en alternance pour accumuler les échantillons I, et deux capacités d'échantillonnage CEQ et C'EQ travaillant en alternance pour accumuler les échantillons Q. En outre, chaque capacité reçoit successivement un 30 échantillon de charges de la sortie différentielle S1 suivi d'un échantillons de charges de la sortie différentielle S2, avec des signes opposés de manière que les échantillons s'additionnent et ne se soustraient pas dans la capacité. Or prévoit donc que les sorties S1 et S2 fournissent les charges avec le même signe. Les capacités CE, et CEQ reçoivent des échantillons pendant les phases .1)s/N de la fréquence de décimation Fe/N. Elles sont lues pendant les phases complémentaires de cette fréquence. La remise à zéro par la phase (I)Rs a lieu à la fin de la phase complémentaire. Les capacités désignées par l'indice prime travaillent en alternance avec les premières. Sur la figure 6, les commutateurs du filtre sont désignés par les phases qui les contrôlent ; ces commutateurs sont de trois sortes : - ceux qui sont actionnés par des impulsions à la fréquence d'échantillonnage Fe et qui jouent le rôle du commutateur SW de la figure 2 ; l'indice 1 dans le nom de la phase signifie qu'ils appliquent à une capacité la sortie S1 de l'amplificateur à transconductance différentiel ; l'indice I ou Q signifie qu'ils concernent le stockage d'un échantillon I ou Q ; - ceux qui sont actionnés par la fréquence de décimation Fe/N et qui jouent le rôle des commutateurs SWA ou SWC de la figure 2 pendant une phase d'échantillonnage et SWB pendant la phase de lecture, aussi bien pour les capacités CE que pour les capacités C'E, les phases étant inversées pour ces dernières ; -et ceux qui sont actionnés par l'impulsion de remise à 20 zéro (DRS et qui jouent le rôle du commutateur SWE de la figure 2. Pendant une phase d'échantillonnage relative aux capacités CE, et CEQ quatre commutations se produisent successivement : - application d'un échantillon de charges de la sortie S vers la capacité CE, ; 25 - en quadrature de phase, c'est-à-dire avec un décalage temporel d'un quart de période 1/Fe de l'horloge d'échantillonnage, application d'un échantillon de la sortie S1 à la capacité CEQ ; - au coup d'horloge suivant, application d'un échantillon de la sortie S2 à la capacité CE, ; 30 - et enfin, avec un nouveau décalage en quadrature, application d'un échantillon de la sortie S2 à la capacité CEQ. Le chronogramme des signaux correspondants est représenté sur la figure 7. La sortie du bloc d'échantillonnage de la voie I fournit un niveau analogique échantillonné Vech-1 ; la sortie du bloc d'échantillonnage de la voie Q fournit un niveau analogique échantillonné Vech-Q. On n'a pas représenté sur la figure 6 un échantillonnage utilisant un amplificateur opérationnel AOP. Un tel amplificateur est de toutes façons facultatif. On a représenté en aval du filtre FIR un convertisseur analogique-numérique ADCI et ADCQ sur les voies respectives I et Q, pour une application où on souhaite des sorties numériques. Le filtre échantillonné selon l'invention peut être utilisé par 1 o exemple pour réaliser une fonction de filtrage passe-bas ou passe-bande en même temps qu'une fonction de changement de fréquence. On peut filtrer les bruits et les signaux de brouillage dans des applications de récepteurs radio. L'adaptation de la bande passante et de la réponse fréquentielle sont possibles en jouant sur l'aspect programmable des coefficients de 15 pondération des échantillons ainsi que sur le nombre N des échantillons. Avec un schéma tel que celui de la figure 6, les commutateurs reliés aux sorties différentielles S1 et S2 permettent d'inverser la polarité du signal de sortie. Il est donc possible de générer un coefficient de pondération positif ou un coefficient de pondération négatif, en fonction de la position des 20 commutateurs. 30 REVENDICATIONS 1. Filtre échantillonné à réponse impulsionnelle finie caractérisé en ce qu'il comporte un amplificateur à transconductance à gain commandable (AGM), au moins une capacité d'échantillonnage (CE) destinée à recevoir un courant de sortie (di) de l'amplificateur et à accumuler périodiquement les charges produites par N échantillons successifs de ce courant, et des moyens pour commander le gain de l'amplificateur pour donner un gain individuel désiré à l'amplificateur pour chacun des N échantillons. 2. Filtre échantillonné selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comporte au moins deux capacités d'échantillonnage(CEI, C'EI) reliées à la sortie de l'amplificateur, travaillant alternativement sur des séries de N échantillons successifs, l'une des capacités fonctionnant en échantillonnage pendant que l'autre fonctionne en maintien et lecture de la charge accumulée. 3. Filtre échantillonné selon l'une des revendications 1 et 2, caractérisé en ce que l'amplificateur à transconductance comporte deux sorties différentielles (Si, S2) appliquées toutes deux à au moins une même capacité d'échantillonnage (CE,). 4. Filtre échantillonné selon l'une des revendications 1 à 3, pour un échantillonnage en quadrature de phase fournissant sur sa ou ses sorties des échantillons I et des échantillons Q en quadrature de phase les uns avec les autres, caractérisé en ce qu'il comporte autant de capacités d'échantillonnage (CE,, C'E,) destinée à accumuler N échantillons I que de capacités d'échantillonnage (CEQ, C'EQ) destinées à accumuler N échantillons Q. 5. Filtre échantillonné selon l'une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce qu'il comporte un réseau de résistances (R,, Rm)commandable par des signaux logiques pour ajuster le gain de l'amplificateur à transconductance...CLMF: 6. Filtre échantillonné selon l'une des revendications 1 à 5, 5 caractérisé en ce qu'il comporte un transistor MOS (MN5) pour constituer une résistance variable commandée par une tension de grille, et un convertisseur numérique-analogique (CNA) pour recevoir des signaux logiques de commande de gain et les convertir en une tension de grille du transistor. 10 7. Filtre échantillonné selon l'une des revendications 5 et 6, caractérisé en ce que le moyen pour régler le gain est placé à l'entrée en tension de l'amplificateur à transconductance, pour recevoir un signal en tension et atténuer cette tension dans un rapport réglable avant de convertir 15 la tension atténuée en courant. 8. Filtre échantillonné selon l'une des revendications 5 et 6, caractérisé en ce que l'amplificateur à transconductance comporte un élément résistif (R) pour transformer des variations de tension (dv) en 20 variations de courant (di) avec un gain déterminé par la valeur de la résistance, et en que cet élément résistif est un ensemble de résistances sélectionnables par des signaux logiques pour constituer une résistance ayant une valeur choisie parmi plusieurs possibles. 25 9. Filtre échantillonné selon l'une des revendications 5 et 6, caractérisé en ce que l'amplificateur à transconductance comporte un élément résistif (R) pour transformer des variations de tension (dv) en variations de courant (di) avec un gain déterminé par la valeur de la résistance, et en que cet élément résistif est un transistor MOS commandé 30 par une tension de grille variable.