Brevet FR2913150A1 — publié le 20080829

CONVERTISSEUR DE PUISSANCE AUTO-OSCILLANT La présente invention porte sur un convertisseur de puissance continu à continu, et, plus particulièrement, sur un convertisseur de puissance simple, non coûteux, assurant une conversion de puissance à rendement élevé et une faible consommation de puissance à vide. Des demandes croissantes vis-à-vis d'exigences environnementales, comme la consommation de puissance en veille et un rendement élevé, ont laissé à l'industrie de l'électronique de puissance le défi d'améliorer ces caractéristiques, conduisant à des convertisseurs de puissance globalement plus grands et plus coûteux. La plupart des concepteurs d'alimentations électriques recherchent leurs solutions dans des convertisseurs de type à résonance très complexes avec souvent des problèmes de production en grande série pour contrôler les effets parasites pertinents. L'objectif de la présente invention est de proposer un convertisseur de puissance de type symétrique (ou push-pull) qui est auto-commandé par un courant de sortie du convertisseur. Le convertisseur de puissance comprend un transformateur de puissance principal avec un côté primaire et un côté secondaire respectivement connectés en série à un côté primaire et à un côté secondaire d'un transformateur de courant. Le côté primaire du transformateur de puissance principal comprend deux enroulements primaires qui sont connectés en série à deux enroulements primaires du transformateur de courant par l'intermédiaire de deux transistors de commutation. L'invention permet une commande de temps mort automatique pour assurer que les deux branches, soit au coté primaire, soit au côté secondaire, du convertisseur symétrique, ne peuvent jamais être conductrices en même temps. L'utilisation du courant de sortie du convertisseur de puissance en tant que référence pour un courant de commande pour les transistors de commutation réduit les pertes dans les éléments de circuit de commande à un minimum, ce qui conduit à des caractéristiques de rendement élevé, en particulier dans des conditions de charge faible. Un autre avantage de l'utilisation du courant de sortie en tant que référence pour le courant de commande est que le convertisseur de puissance arrêtera automatiquement de commuter lorsqu'un courant de sortie faible ou aucun courant de sortie n'est soutiré, conduisant à un comportement hoquetant ( hiccup ) qui améliore encore la consommation de puissance à vide. Dans des conditions normales de charge, le convertisseur de puissance commutera en continu avec une fréquence de commutation fixée par le temps qu'il faut pour que le transformateur de puissance principal sature. La saturation de n'importe lequel des transformateurs appliqués conduira à un blocage des transistors de commutation sans contrainte. En outre, l'utilisation d'éléments de commutation bipolaires (transistors BJP) accroît la sensibilité de l'ensemble du convertisseur vis-à-vis de surtensions, des décharges électrostatiques (ESD) et d'introductions de champs étrangers. La présente invention a donc pour objet un convertisseur de puissance de type symétrique (push-pull), 30 caractérisé par le fait qu'il comprend : - un transformateur de puissance principal ayant un côté primaire et un côté secondaire ; un transformateur de commande en courant ayant un côté primaire et un côté secondaire qui est connecté en série avec le côté secondaire du transformateur de puissance principal d'une manière telle qu'un courant secondaire circulant à travers les deux côtés secondaires est renvoyé au côté primaire du transformateur de commande en courant afin d'adresser un courant de commande aux deux commutateurs primaires, le courant de commande étant proportionnel au courant secondaire dans le côté secondaire du transformateur de puissance principal. Chacun des côtés primaires peut comprendre deux enroulements primaires, et les enroulements primaires du transformateur de puissance principal étant respectivement connectés en série par l'intermédiaire des commutateurs primaires aux enroulements primaires du transformateur de commande en courant pour former deux branches primaires. Chacun des côtés secondaires peut comprendre deux enroulements secondaires, et les enroulements secondaires du transformateur de puissance principal étant respectivement connectés en série par l'intermédiaire de deux diodes de sortie aux enroulements secondaires du transformateur de commande en courant pour former deux branches secondaires. Les commutateurs primaires peuvent être des 25 transistors BJT de puissance NPN. Un dispositif de blocage peut être connecté en parallèle aux enroulements secondaires du transformateur de courant. Le dispositif de blocage peut être une diode. 30 Un dispositif de blocage peut être connecté en parallèle sur le côté primaire du transformateur de courant. 20 Le dispositif de blocage peut être une diode Zener. Une résistance peut être connectée entre un émetteur de chaque commutateur primaire et un enroulement 5 primaire respectif du transformateur de commande en courant. D'autres objectifs, avantages et caractéristiques nouvelles de l'invention apparaîtront davantage à la lecture de la description détaillée suivante, lorsqu'elle 10 est prise conjointement avec les dessins annexés. Sur les dessins : les Figures 1 est un diagramme de circuit d'un convertisseur de puissance auto-oscillant selon la 15 présente invention ; et la Figure 2A représente un premier transistor de commutation du convertisseur de puissance qui est rendu passant par un transformateur de commande en courant ; la Figure 2B représente le premier transistor de commutation du convertisseur de puissance qui est bloqué; 25 la Figure 2C représente l'apparition d'un faible courant d'émetteur d'un second transistor de commutation du convertisseur de puissance ; la Figure 2D représente un second transistor de 30 commutation du convertisseur de puissance qui est rendu passant par le transformateur de commande en courant ; et la Figure 3 est un diagramme de circuit d'un convertisseur de puissance auto-oscillant d'un autre mode de réalisation, conformément à la présente invention. La présente invention porte sur un convertisseur de puissance simple, peu coûteux, qui convertit une tension d'entrée fixée Vin en une tension de sortie Vaut isolée, directement proportionnelle, tout en obtenant un transfert d'énergie à rendement élevé avec un besoin en consommation de puissance très faible. Si l'on se réfère à la Figure 1, on peut voir que le convertisseur auto-oscillant de la présente invention comprend un transformateur de puissance principal T1, un transformateur de commande en courant T2, deux transistors BJT de puissance NPN en tant que transistors de commutation Q1, Q2 et deux diodes de sortie Dl, D2 en tant que redresseurs. Chaque transformateur T1 ,T2 a deux enroulements d'entrée NP1, NP2 ; NE1, NE2 et deux enroulements secondaires NS1, NS2 ; NC1, NC2. Les enroulements d'entrée NP1, NP2 du transformateur de puissance principal T1 sont respectivement connectés en série par l'intermédiaire des transistors de commutation Q1, Q2 aux enroulements primaires NE1, NE2 du transformateur de commande en courant T2 pour former deux branches primaires 11, 12. Les enroulements de sortie NS1, NS2 du transformateur de puissance principal T1 sont connectés, de façon analogue, en série par l'intermédiaire des diodes de sortie Dl, D2 aux enroulements secondaires NC1, NC2 du transformateur de commande en courant T2 pour former deux branches secondaires 13, 14. Chaque fois que l'un des transistors de commutation Q1, Q2 est rendu passant et qu'un courant secondaire circule dans l'enroulement secondaire NS1, NS2 ; NC1, NC2 jusqu'à la sortie, le transformateur de commande en courant T2 retransformera ce courant en un courant primaire pour commander le transistor Q1, Q2. La jonction base-émetteur de chaque transistor Q1, Q2 forme un redresseur pour le transformateur de commande en courant T2 sur le côté primaire. Une résistance R1, R2 en série avec le transistor Q1, Q2 et le transformateur de commande en courant T2 assurera que le transformateur de commande servira de transformateur de commande en courant. Les deux branches secondaires 13, 14 posséderont leur propre redresseur D1, D2 pour fournir la sortie. De cette manière, le courant de commande du transistor de commutation Q1, Q2 est crée par son propre courant de collecteur avec un facteur d'amplification des deux transformateurs T1, T2 en série, mais est fonction de l'amplitude du courant de sortie. Le courant de magnétisation provenant de n'importe lequel des deux transformateurs T1, T2 détournera ou prendra alors le courant provenant de l'amplification en boucle du courant du collecteur en retour vers l'émetteur du transistor de commutation Q1, Q2. Par exemple, le premier transistor de commutation Q1, tel que représenté sur la Figure 2A de la première branche primaire 11, est rendu passant et un courant circule à travers la première branche secondaire 13 jusqu'à la sortie. Le transformateur de commande en courant T2 retransforme ce courant de première branche secondaire en un courant primaire pour commander le premier transistor Q1. Si l'on se réfère à la Figure 2B, on peut voir que le détournement amènera finalement le premier transistor de commutation Q1 à être bloqué, étant donné qu'il ne restera pas assez de courant pour commander le transistor Q1 de façon suffisante. Ensuite, la tension sur le transistor Q1 augmentera, ce qui conduit à une chute de la tension secondaire du transformateur de commande en courant T2. Etant donné que le côté secondaire du transformateur de commande en courant T2 est pratiquement connecté de façon directe au condensateur de sortie C2, le courant secondaire s'arrêtera. La diode de sortie Dl s'arrêtera de conduire étant donné que la tension du transformateur deviendra inférieure à ladite tension du condensateur. Lorsqu'il ne reste plus aucun courant secondaire, il n'y aura plus de courant pour commander le transistor Q1 par l'intermédiaire du transformateur de commande en courant T2 et ceci conduit au blocage du transistor Q1. Si l'on se réfère à la Figure 2C, on peut voir qu'après que le premier transistor de commutation Q1 est bloqué, l'énergie stockée dans le transformateur de puissance principal T1 a tendance à vouloir sortir et provoque une action de réinitialisation. La tension du transformateur de puissance principal T1 s'inversera automatiquement à une vitesse qui dépend de l'énergie stockée et de la capacité parasite du circuit. Le côté secondaire du transformateur de puissance principal T1 oscillera en augmentant comme le coté primaire, jusqu'à ce que la diode de sortie D2 commence à conduire et qu'un faible courant circule à travers la deuxième branche secondaire 14 du deuxième commutateur Q2. Ce faible courant amènera un faible courant d'émetteur à circuler à travers le transformateur de commande en courant T2. Si l'on se réfère à la Figure 2D, on peut voir que le faible courant d'émetteur rendra alors finalement passant le deuxième transistor de commutation Q2 et les opérations précédentes des Figures 2A à 2D se répèteront. A un certain point, la tension de sortie Vaut du convertisseur aura atteint sa valeur de consigne (par le rapport du nombre de tours du transformateur principal), la capacité de jonction de la diode de sortie Dl, D2 amènera alors la tension de sortie Vout à s'élever encore un peu plus. Ceci conduira finalement à une situation dans laquelle il n'y aura plus de courant dans la branche secondaire 13, 14, bien que le transistor Q1, Q2 puisse être totalement passant. Dans ce cas, il n'y aura aucun courant secondaire, et donc aucun courant primaire pour commander le transistor Q1, Q2 et le convertisseur arrêtera d'osciller. Un redémarrage est alors requis pour permettre au convertisseur de commencer à commuter à nouveau. Etant donné que le transformateur de puissance principal T1 oscillera après que le premier transistor Q1 est bloqué et rendra séquentiellement passant le prochain transistor de commutation Q2, il n'y a pas besoin de réguler le temps mort pour empêcher un chevauchement. En d'autres termes, la situation de chevauchement ne peut simplement pas se produire. Durant la mise en route, des augmentations brusques de la tension d'entrée Vin ou des diminutions brusques du la tension de sortie Vout peuvent se produire comme des courts-circuits ou des conditions de surcharge majeure. Afin d'empêcher les transistors Q1, Q2 de faire commuter des courants excessifs, le courant de commande doit être limité. Ceci peut être obtenu par mise en place d'un dispositif de blocage comme une diode en parallèle aux enroulements secondaires NC1, NC2 du transformateur de courant T2, comme représenté sur la Figure 3, ou n'importe quel dispositif blocage, tel qu'une diode Zener connectée en parallèle au côté primaire du transformateur de courant T2. De cette manière, le courant d'émetteur sera détourné et le transistor sera bloqué. Les transistors Q1, Q2 sont les plus robustes lorsqu'ils sont connectés dans un agencement à base commune. De cette manière, la tension de collecteur admissible maximale peut en général être pratiquement le double de Vceo. Ceci est également une exigence dans cette topologie, étant donné que les transistors Q1, Q2commandent un transformateur dans un agencement symétrique (push- pull), ce qui signifie que la tension de collecteur sera deux fois la tension d'entrée Vin. Pour des exigences de tension de sortie faible/courant de sortie élevé, le transformateur de courant T2 peut également être utilisé pour commander des MOSFET qui remplacent les diodes de sortie Dl, D2. Dans ce cas, les MOSFET seront commutés à l'état passant lorsque le courant passant à travers les transistors primaires Q1, Q2 atteint une valeur fixée. Ceci améliorera le rendement et la régulation de la tension de sortie. Lors de faibles charges, le corps ou une diode externe réalisera la tâche alors que de courants en augmentation amèneront les MOSFET à commencer à prendre le contrôle, ce qui provoquera une incrémentation de la tension de sortie, conduisant à une amélioration globale de la régulation de charge et du rendement en mode actif moyen. Bien que la présente invention soit auto-oscillante, elle ne démarrera pas d'elle-même. Par conséquent, une impulsion de démarrage générée par un circuit d'impulsion de redémarrage est requise, soit sur le côté secondaire du transformateur de courant T2, soit sur l'émetteur d'un quelconque transistor de commutation Q1, Q2. Pour que le hoquet ( hiccup ) fonctionne sans trop d'ondulations de sortie, l'impulsion de redémarrage doit avoir une fréquence qui est assez haute pour conduire à une tension d'ondulation de sortie qui reste à l'intérieur des exigences. Il va de soi que le circuit d'impulsion de redémarrage doit être désactivé pendant que le convertisseur commute normalement pour empêcher une activation involontaire d'un quelconque commutateur. L'auto-oscillation apparaît en raison du stockage d'énergie dans le transformateur de puissance principal Tl qui conduit à un rapport cyclique d'approximativement 50 %. Ce rapport cyclique élevé assure un rendement qui est aussi élevé que possible et conduit à une alimentation en courant presque continue en sortie, ce qui autorise une faible capacité de sortie. La tension de sortie Vout devient alors presque un reflet de la tension d'entrée Vin, conduisant au fait que la qualité de la tension de sortie Vout est directement proportionnelle à la qualité de la tension d'entrée appliquée Vin. Un nom pour cet agencement pourrait donc bien être transformateur continu . En outre, lorsque la topologie de la présente invention est appliquée à un pont de diodes et un condensateur de masse afin de faire de ceux-ci un convertisseur alternatif/continu, il est impératif de choisir la taille et la qualité du condensateur de masse conformément à la qualité requise de la tension de sortie en raison du comportement de transformateur continu . Bien que de nombreuses caractéristiques et avantages de la présente invention aient été exposés dans la description précédente, conjointement avec des détails de la structure et des caractéristiques de l'invention, la divulgation n'est qu'à titre illustratif. Des changements peuvent être apportés dans les détails, en particulier en termes de forme, taille et agencement des parties à l'intérieur des principes de l'invention dans la pleine REVENDICATIONS 1 - Convertisseur de puissance de type symétrique (push-pull), caractérisé par le fait qu'il comprend : un transformateur de puissance principal (T1) ayant un côté primaire et un côté secondaire ; un transformateur de commande en courant (T2) ayant un côté primaire et un côté secondaire qui est connecté en série avec le côté secondaire du transformateur de puissance principal (T1) d'une manière telle qu'un courant secondaire circulant à travers les deux côtés secondaires est renvoyé au côté primaire du transformateur de commande en courant (T2) afin d'adresser un courant de commande aux deux commutateurs primaires (Q1)(Q2), le courant de commande étant proportionnel au courant secondaire dans le côté secondaire du transformateur de puissance principal (Tl). 2 - Convertisseur de puissance de type symétrique selon la revendication 1, caractérisé par le fait que chacun des côtés primaires comprend deux enroulements primaires (NP1, NP2)(NE1, NE2), et les enroulements primaires (NP1, NP2) du transformateur de puissance principal (T1) étant respectivement connectés en série par l'intermédiaire des commutateurs primaires (Q1, Q2) aux enroulements primaires (NE1, NE2) du transformateur de commande en courant (T2) pour former deux branches primaires (11, 12). 3 - Convertisseur de puissance de type symétrique selon la revendication 2, caractérisé par le fait que chacun des côtés secondaires comprend deux enroulements secondaires (NS1, NS2)(NC1, NC2), et les enroulements secondaires (NS1, NS2) du transformateur de puissanceprincipal (T1) étant respectivement connectés en série par l'intermédiaire de deux diodes de sortie (Dl, D2) aux enroulements secondaires (NC1, NC2) du transformateur de commande en courant (T2) pour former deux branches secondaires (13, 14). 4 - Convertisseur de puissance de type symétrique selon la revendication 3, caractérisé par le fait que les commutateurs primaires (Q1, Q2) sont des transistors BJT de puissance NPN. 5 - Convertisseur de puissance de type symétrique selon la revendication 4, caractérisé par le fait qu'un dispositif de blocage est connecté en parallèle aux enroulements secondaires du transformateur de courant (T2). 6 - Convertisseur de puissance de type symétrique selon la revendication 5, caractérisé par le fait que le dispositif de blocage est une diode. 7 - Convertisseur de puissance de type symétrique selon la revendication 4, caractérisé par le fait qu'un dispositif de blocage est connecté en parallèle sur le côté primaire du transformateur de courant (T2). 8 - Convertisseur de puissance de type symétrique selon la revendication 7, caractérisé par le fait que le dispositif de blocage est une diode Zener. 9 - Convertisseur de puissance de type symétrique selon la revendication 4, caractérisé par le fait qu'une résistance est connectée entre un émetteur de chaque commutateur primaire et un enroulement primaire respectif du transformateur de commande en courant.