Brevet FR2917924A1 — publié le 20081226

La présente invention concerne un dispositif d'émission/réception d'un système de transmission en champ proche, ledit dispositif d'émission/réception comportant une unité d'émission/réception reliée à un circuit résonant comportant au moins un élément inductif servant d'antenne audit dispositif d'émission/réception pour l'émission d'un signal modulé délivré par ladite unité d'émission/réception ou pour la réception de signaux de transmission. La présente invention concerne une méthode d'accord de la fréquence de résonance d'un circuit résonnant comportant au moins un élément inductif servant d'antenne d'un dispositif d'émission/réception d'un système de transmission en champ proche sur la fréquence d'émission/réception dudit dispositif d'émission/réception. Il est connu d'utiliser la technologie NFC (pour Near Field Communication : Communication en champ proche) pour établir une communication sans fil de courte portée de l'ordre de quelques centimètres et ainsi pouvoir échanger des informations, par exemple, entre un appareil mobile et une borne. Cette technologie est par exemple utilisée pour l'identification, l'appareil mobile étant alors dit "tag" alors que la borne est généralement dit "récepteur". Lorsqu'il est à portée du récepteur, le tag transmet à ce dernier des informations d'identification qui peuvent alors servir à ouvrir une barrière, à autoriser une opération particulière, etc. Le développement de cette technologie a amené à élargir son champ d'application à des paiements sécurisés mais aussi à l'échange d'informations en général telles que des bandes d'annonce de film, des informations touristiques accessibles à une borne d'accès, etc. L'appareil mobile peut être un appareil dédié ou, comme cela existe aujourd'hui, un téléphone mobile spécialement équipé. On a représenté à la Fig. 1, d'une part, un appareil mobile 10, qui peut être par exemple un téléphone mobile, et, d'autre part, une borne d'accès 20. L'appareil mobile 10 est équipé d'une unité d'émission/réception 11 qui est reliée à un circuit résonant 12, constitué d'une inductance 121 et d'un condensateur 122. De même, la borne d'accès 20 est équipée d'une unité d'émission/réception 21 qui est reliée à un circuit résonant 22 lui-même constitué d'une inductance 221 et d'un condensateur 222. L'unité d'émission/réception 21 de la borne d'accès 20 est reliée, par une liaison 23, à un centre d'information (non représenté). Lorsque l'appareil mobile 10 est à courte distance de la borne d'accès 20, le circuit résonant 12 ou 22 de celui de ces appareils qui fonctionne en émetteur rayonne en champ proche un champ magnétique qui est reçu par l'autre circuit résonnant 22 (respectivement 12). Les unités d'émission/réception 11 et 21 comportent des circuits de modulation/démodulation (non représentés) si bien que des informations sous forme de signaux modulés peuvent être échangées entre l'appareil mobile 10 et la borne d'accès 20 et réciproquement. Pour que la transmission des signaux modulés ait lieu de manière efficace, il est nécessaire que les circuits résonants 12 et 22 soient parfaitement accordés. Pour ce faire, chacun des circuits résonants 12 et 22 est constitué, comme cela est visible à la Fig. 1, par une inductance 121, 221 et un condensateur 122, 222 dont les valeurs sont telles qu'ils forment entre eux un circuit résonant à la fréquence de transmission de ces signaux modulés. Un tel circuit résonnant est caractérisé à une fréquence donnée par son facteur de qualité, généralement noté Q, qui présente, en fonction de la fréquence, une courbe en forme de cloche avec une valeur maximale obtenue pour la fréquence de résonance du circuit résonant. Or, plus la distance maximale entre l'appareil mobile 10 et la borne d'accès 20 en deçà de laquelle la transmission est assurée est importante, plus le facteur de qualité de chaque circuit résonnant doit être important. Pour ce faire, on cherche donc à se placer à une fréquence d'émission la plus proche possible de la fréquence de résonance de chaque circuit résonant. Un autre phénomène peut intervenir. Chaque circuit résonnant peut être perturbé et son accord être modifié, avec une diminution corrélative de son facteur de qualité, par la présence d'objets à proximité, tels que des objets métalliques qui modifient de manière significative la valeur de l'inductance du circuit, mais aussi par des effets de température. Le but de la présente invention est de proposer un dispositif d'émission/réception d'un système de transmission en champ proche tel que décrit ci-dessus mais qui permette de résoudre les problèmes évoqués ci-dessus et ainsi prévoir un tel dispositif dont au moins l'un des circuits résonants est pourvu de moyens d'accord adaptatif de manière à toujours travailler à une valeur la plus proche possible de son facteur de qualité maximal. A cet effet, la présente invention concerne, d'abord, une méthode d'accord de la fréquence de résonance d'un circuit résonant comportant au moins un élément inductif servant d'antenne d'un dispositif d'émission/réception d'un système de transmission en champ proche sur la fréquence d'émission/réception dudit dispositif d'émission/réception. Selon l'invention, ladite méthode est caractérisée en ce qu'elle comprend les étapes suivantes : - une étape de mesure du déphasage que subit, dans ledit circuit résonant, le signal modulé à transmettre ou le signal engendré dans ledit élément inductif à la 5 réception de signaux de transmission, et - une étape de modification de la fréquence de résonance dudit circuit résonnant lorsque ledit déphasage ainsi mesuré n'est pas nul et, ce, de manière à annuler ledit déphasage. Avantageusement, l'étape de mesure dudit déphasage comprend les sous-étapes 10 suivantes : - une sous-étape de génération d'un signal de mesure dont la fréquence est égale à la fréquence nominale dudit système de transmission ou à une fréquence voisine de ladite fréquence nominale, - une sous-étape d'injection dudit signal de mesure à l'entrée dudit circuit 15 résonant, - une sous-étape de récupération dudit signal de mesure en sortie dudit circuit résonant, une sous-étape de mesure du déphasage entre le signal récupéré et ledit signal de mesure, 20 La présente invention concerne également un dispositif d'émission/réception d'un système de transmission en champ proche. Ledit dispositif d'émission/réception est du type qui comporte une unité d'émission/réception reliée à un circuit résonant comportant au moins un élément inductif servant d'antenne audit dispositif d'émission/réception pour l'émission d'un signal modulé délivré par ladite unité 25 d'émission/réception ou pour la réception de signaux de transmission. Selon une caractéristique de la présente invention, ledit dispositif d'émission/réception comporte en outre une unité de mesure de déphasage prévue pour mesurer le déphasage que subit, dans ledit circuit résonant, le signal modulé délivré par ladite unité d'émission/réception ou le signal engendré clans ledit élément inductif 30 à la réception de signaux de transmission et, une unité d'asservissement prévue pour délivrer un signal de commande à des moyens que comporte ledit circuit résonant pour modifier sa fréquence de résonance, ledit signal de commande tendant à annuler ledit déphasage. Ladite unité de mesure de déphasage est avantageusement prévue pour : - générer un signal de mesure ayant une fréquence égale à la fréquence nominale dudit système de transmission ou à une fréquence voisine de ladite fréquence nominale, - injecter ledit signal de mesure à l'entrée dudit circuit résonant, - récupérer ledit signal de mesure en sortie dudit circuit résonant, - mesurer le déphasage entre le signal récupéré et ledit: signal de mesure. Avantageusement, pour générer ledit signal de mesure, ladite unité de mesure de déphasage comporte : - un premier générateur dont la fréquence d'émission est égale à la fréquence 10 nominale dudit système de transmission ou à une fréquence voisine de ladite fréquence nominale, - un second générateur dont la fréquence d'émission est sensiblement plus basse que celle du premier générateur, - un modulateur recevant sur ses entrées les signaux générés par lesdits premier 15 et second générateurs et délivrant, en tant que signal de mesure, un signal dont la fréquence d'émission est la somme ou la différence des fréquences d'émission desdits générateurs. Selon un premier mode de réalisation dudit modulateur, celui-ci est constitué d'un multiplieur recevant sur ses entrées les signaux générés par lesdits premier et 20 second générateurs, d'un filtre dont l'entrée est reliée à la sortie dudit multiplieur, ledit filtre étant prévu pour filtrer l'une des bandes latérales du signal en sortie dudit multiplieur et pour laisser passer l'autre bande latérale, le signal de mesure étant le signal de sortie dudit filtre. Selon un second mode de réalisation dudit modulateur, celui-ci est constitué 25 d'un premier et d'un second multiplieurs ainsi qu'un premier et un second déphaseurs de Tc/2, ledit premier multiplieur recevant, sur une entrée, le signal généré par ledit premier générateur et, sur l'autre entrée, le signal généré par ledit second générateur après déphasage dans ledit second déphaseur et ledit second multiplieur recevant, sur une entrée, le signal généré par ledit second générateur et, sur l'autre entrée, le signal 30 généré par ledit premier générateur après déphasage dans ledit premier déphaseur, la sortie de chaque multiplieur étant reliée à l'entrée d'un sommateur ou d'une unité effectuant la différence dont la sortie délivre ledit signal de mesure. Avantageusement, pour mesurer le déphasage entre ledit signal de mesure et ledit signal de mesure après passage dans ledit circuit résonant, ladite unité de mesure de déphasage comporte : - une unité de détection recevant, sur une entrée, le signal de mesure après passage dans ledit circuit résonant et, sur l'autre entrée, le signal généré par ledit second générateur et délivrant, sur sa sortie, un signal à la fréquence d'émission dudit second générateur et entaché d'une phase fonction linéaire du déphasage subi par ledit signal de mesure dans ledit circuit résonant, et - un comparateur de phase recevant, sur une entrée, le signal délivré par ladite unité de détection et, sur l'autre entrée, le signal généré par ledit premier générateur et délivrant, sur sa sortie, ledit signal de déphasage. Dans un premier mode de réalisation de ladite unité de détection, celle-ci est constituée d'un multiplieur recevant sur ses entrées le signal de mesure après passage dans ledit circuit résonant et le signal généré par ledit second générateur et d'un filtre dont l'entrée est reliée à la sortie dudit multiplieur, ledit filtre étant prévu pour filtrer l'une des bandes latérales du signal en sortie dudit multiplieur et pour laisser passer l'autre bande latérale. Dans un second mode de réalisation de ladite unité de détection, celle-ci est constituée d'un premier et d'un second multiplieurs ainsi qu'un premier et un second déphaseurs de 7c/2, ledit premier multiplieur recevant, sur une entrée, le signal de mesure après passage dans ledit circuit résonant et, sur l'autre entrée, le signal généré par ledit second générateur après déphasage dans ledit second déphaseur et ledit second multiplieur recevant, sur une entrée, le signal généré par ledit second générateur et, sur l'autre entrée, le signal mesuré après passage dans ledit circuit résonant après déphasage dans ledit premier déphaseur, la sortie de chaque multiplieur étant reliée à l'entrée d'un sommateur ou d'une unité effectuant la différence. - Avantageusement, pour commander lesdits moyens que comporte ledit circuit résonant pour modifier sa fréquence de résonance, ladite unité de mesure de déphasage délivre un signal de déphasage à une unité d'asservissement qui délivre un signal de polarisation desdits moyens de modification dudit circuit résonant dont l'amplitude soit telle que ledit déphasage mesuré soit nul. Avantageusement, ledit circuit résonant comprend une inductance couplée en série avec une capacité, ladite inductance servant d''antenne audit dispositif d'émission/réception. Alternativement, ledit circuit résonant comprend un transformateur à enroulements symétriques, lesdits enroulements étant couplés en parallèle à ces capacités de même valeur, ledit transformateur servant d'antenne audit dispositif d'émission/réception. Au moins une capacité dudit circuit résonant est une capacité variable par commande. Ladite capacité est alors constituée de plusieurs capacités qui peuvent, de manière commutable au moyen d'éléments de commutation, être mises en parallèle l'une avec au moins une autre. Avantageusement, chaque élément de commutation est piloté par un des bits de 10 sortie d'un contrôleur recevant le signal de déphasage délivré par ladite unité de mesure de déphasage. Avantageusement, ledit premier générateur est un générateur de signaux sinusoïdaux. De même, ledit second générateur est un générateur de signaux sinusoïdaux. 15 Alternativement, ledit second générateur est un générateur de séquences pseudoaléatoire, par exemple, qui utilise pour émettre lesdites séquences un polynôme générateur primitif modulo 2. Les caractéristiques de la présente invention mentionnées ci-dessus ainsi que d'autres apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante de modes 20 de réalisation faite en relation avec les dessins joints, parmi lesquels : La Fig. 1 est une vue schématique d'un système de transmission NFC auquel la présente invention s'applique, Les Figs. 2a à 2c sont des vues illustrant le principe sur lequel repose la présente invention montrant respectivement un filtre RLC, la courbe de réponse en amplitude 25 et la courbe de réponse en phase d'un tel filtre, La Fig. 3 est un diagramme illustrant la méthode qui est utilisée par un dispositif d'émission/réception selon la présente invention, La Fig. 4 est un schéma synoptique d'un premier mode de réalisation d'un dispositif d'émission/réception d'un système de transmission selon la présente 30 invention, La Fig. 5 est un schéma synoptique d'un second mode de réalisation d'un dispositif d'émission/réception d'un système de transmission selon la présente invention, La Fig. 6 est un schéma synoptique du second mode de réalisation d'un dispositif d'émission/réception selon la présente invention identique à celui de la Fig. 5, la structure de l'unité de mesure de déphasage étant, dans cette Fig., détaillée, Les Fig. 7a et 7b sont des vues schématiques d'un premier et d'un second modes de réalisation d'un modulateur équipant une unité de mesure de déphasage d'un dispositif d'émission/réception selon la présente invention, Les Fig. 8a et 8b sont des vues schématiques d'un premier et d'un second modes de réalisation d'une unité de détection équipant une unité de mesure de déphasage d'un dispositif d'émission/réception selon la présente invention, Les Fig. 9a et 9b sont des vues schématiques d'un premier et d'un second modes de réalisation d'un comparateur de phase équipant une unité de mesure de déphasage d'un dispositif d'émission/réception selon la présente invention, La Fig. 10 est un schéma synoptique de la commande d'accord d'un circuit résonnant d'un dispositif d'émission/réception selon la présente invention, Les Figs. l la et l lb sont des vues schématiques de variantes de réalisation de dispositifs d'émission/réception conformes aux dispositifs représentés respectivement aux Figs. 4 et 5, et La Fig. 12 est un schéma synoptique d'un générateur de séquence pseudoaléatoire pouvant équiper un dispositif d'émission/réception selon la présente invention. La présente invention est basée sur les caractéristiques de phase que présente un circuit résonnant RLC tel que celui qui est représenté à la Fig. 2a dans laquelle une résistance R est reliée, par une borne, à la source Ve et, par l'autre borne, à une inductance L, elle-même reliée en à une capacité C, aux bornes de laquelle est prélevée la tension de sortie Vs. Comme on peut le voir sur la courbe de la Fig. 2b, laquelle montre la réponse en amplitude du circuit résonnant RLC en fonction de la fréquence, le maximum d'amplitude est atteint pour une fréquence fo, appelée fréquence de résonance. Le facteur de résonance est noté Q et représente le rapport des amplitudes de sortie et d'entrée du circuit résonant. Comme on peut le voir maintenant sur la courbe de la Fig. 2c, laquelle montre la réponse en phase du circuit résonnant RLC en fonction de la fréquence, à la fréquence de résonance fo, le déphasage introduit par le circuit RLC est nul. Le principe de la présente invention est basé sur cette constatation. Pour accorder la fréquence de résonance d'un circuit résonant sur une fréquence de référence donnée, en l'occurrence la fréquence d'émission ou de réception des signaux de transmission, encore appelée par la suite fréquence nominale dudit système de transmission, l'invention propose d'effectuer une mesure du déphasage introduit par ce circuit résonant sur lesdits signaux de transmission et de modifier la fréquence de résonance dudit circuit résonant de manière à ce que ce déphasage soit nul. La présente invention concerne donc une méthode d'accord de la fréquence de résonance d'un circuit résonnant, par exemple du type RLC, dont un élément inductif, par exemple l'inductance L ou un transformateur, est également une antenne d'un dispositif d'émission/réception d'un système de transmission en champ proche, accord sur la fréquence d'émission/réception dudit dispositif d'émission/réception. Ladite méthode comprenant les étapes suivantes : - une étape de mesure du déphasage E10 (voir Fig. 3) que subit, dans le circuit résonant, le signal modulé à transmettre ou le signal engendré dans ledit élément inductif à la réception de signaux de transmission, et - une étape de modification de la fréquence de résonance dudit circuit résonnant E20 lorsque le déphasage ainsi mesuré n'est pas nul, et ce, de manière à annuler ledit déphasage. L'étape de mesure dudit déphasage El 0 comprend : - une étape El 1 de génération d'un signal de mesure dont la fréquence est égale à la fréquence nominale du système de transmission ou à une fréquence voisine de ladite fréquence nominale, - une étape E12 d'injection dudit signal de mesure à l'entrée dudit circuit résonnant, - une étape E13 de récupération dudit signal de mesure en sortie dudit circuit résonnant après passage dans celui-ci, - une étape E14 de mesure du déphasage entre ledit signal récupéré et ledit signal de mesure. On décrit maintenant des modes de réalisation de dispositifs d'émission/réception selon la présente invention prévus pour mettre en oeuvre la méthode d'accord qui vient d'être décrite. Un dispositif d'émission/réception d'un système (le transmission selon la présente invention tel qu'illustré à la Fig. 4 comprend une unité d'émission/réception 31 reliée à un circuit résonant 32 qui est constitué d'une résistance 323 reliée en série, d'une part, à une inductance 321 formant antenne pour le système de transmission et d'autre part, à une capacité 322. La borne commune Bc de l'inductance 321 et de la capacité 322 est reliée par l'intermédiaire de la résistance 323 et de l'inductance 321, à la borne Su de l'unité d'émission/réception 31 alors que l'autre borne de la capacité 322 est reliée à la masse à laquelle est également reliée l'unité d'émission/réception 31 par sa borne de masse SM. La résistance 323, l'inductance 321 et la capacité 322 présentent respectivement des valeurs telles que le circuit résonnant 32 puisse résonner à la fréquence nominale du système de transmission ou à une fréquence voisine de ladite fréquence nominale. De plus, l'inductance 321 et la capacité 322 sont, l'une et/ou l'autre, variables par application d'une commande issue d'une unité de mesure de déphasage 33 de manière à ce que la fréquence de résonance dudit circuit résonnant 32 puisse varier. En l'occurrence, seule la capacité 322 est variable et commandée. L'unité de mesure de déphasage 33 mesure le déphasage introduit par le circuit résonnant 32, notamment dans la résistance 323, l'unité d'asservissement 34 commande la modification de la fréquence de résonance dudit circuit résonnant 32 pour que ledit déphasage tende à être nul, voire soit nul. Dans ce cas, comme expliqué ci-dessus, il y a accord de la fréquence de résonance dudit circuit résonant 32 et de la fréquence réelle d'émission/réception dudit dispositif d'émission/réception et le gain en amplitude du circuit résonant 32 est à son maximum. Pour ce faire, l'unité de mesure de déphasage 33 a sa sortie qui est reliée à une entrée de commande de l'accord dudit circuit résonant 32, en l'occurrence l'entrée de l'unité d'asservissement qui commande la variation de la capacité 322. Dans un premier mode de réalisation d'un dispositif d'émission selon l'invention, l'unité de mesure de déphasage 33 a une première entrée qui est reliée à la borne Su de l'unité d'émission/réception 31 pour y recevoir le signal modulé par ladite unité d'émission/réception 31 lorsque celle-ci fonctionne en émission et une seconde entrée qui est reliée à la borne commune Bc entre l'inductance 321 et la capacité 322. L'unité de mesure de déphasage 33 mesure alors le déphasage entre le signal issu de la borne Su et celui qui est présent sur la borne commune Bc et applique, comme expliqué ci-dessus, une commande au circuit résonnant 32 de manière qu'au moins la valeur de la capacité 322 soit modifiée, c'est-à-dire de manière que la fréquence de résonance du circuit résonant 32 soit modifiée à un point où ledit déphasage tend à être nul, voire est nul. Une variante de réalisation est représentée à la Fig. 5. Les mêmes éléments que ceux qui sont représentés à la Fig. 4 portent les mêmes références et ne sont pas de 5 nouveau décrits. L'unité de mesure de déphasage 43 diffère de celle qui est représentée à la Fig. 4 en ce qu'elle est prévue pour injecter un signal de mesure à la fréquence nominale du système de transmission ou à une fréquence voisine dans le circuit résonnant 32, pour mesurer le déphasage que subit ce signal de mesure. On a représenté à la Fig. 6 un dispositif d'émission/réception tel que celui que 10 l'on a déjà représenté à la Fig. 5 mais où l'on a détaillé l'unité de mesure de déphasage 43 qui seule est maintenant décrite. Cette unité de mesure de déphasage 43 comporte un générateur 431 d'un signal sinusoïdal à une fréquence de référence fret qui est, par exemple, égale à la fréquence nominale fo du système de transmission ou à une fréquence voisine de cette fréquence 15 nominale fo. Pour ce faire, le générateur 431 peut être synchronisé avec l'unité d'émission/réception 11 (synchronisation symbolisée par la flèche A), plus particulièrement avec le générateur interne (non représenté) de cette unité d'émission/réception 11 qui sert à la modulation du signal délivré par elle sur sa sortie Su ou à la démodulation du signal présent sur cette borne Su. Elle comporte également 20 un générateur 432 d'un signal périodique, par exemple de forme sinusoïdale, à fréquence fb relativement plus basse que la fréquence de référence fret. On considérera par la suite, pour des raisons de simplification de raisonnement, que ces signaux sont sinusoïdaux. Elle comporte encore un modulateur 433 qui reçoit sur ses deux entrées les 25 signaux sinusoïdaux respectivement générés par les générateurs 431 et 432 et qui délivre un signal sinusoïdal à une fréquence de mesure f,,, qui est soit la somme, soit la différence de la fréquence de référence fret et de la fréquence fb, signal entaché d'une certaine phase dont l'expression sera donnée par la suite. Le modulateur 433 peut être réalisé (voir Fig. 7a) par un multiplieur 50 délivrant deux bandes latérales 30 respectivement centrées sur la fréquence somme fet+ fb et sur la fréquence différence fref û fb et un filtre 51 filtrant l'une des deux bandes latérales et laissant passer l'autre. Le filtre 51 sera un filtre passe-bas pour ne laisser passer que la bande latérale basse et un filtre passe-haut pour ne laisser passer que la bande latérale haute. On a représenté à la Fig. 7b un autre mode de réalisation d'un modulateur 433. Il comporte un premier multiplieur 60a et un second multiplieur 60b ainsi qu'un premier déphaseur 61a et un second déphaseur 61b, chacun déphasant de Tt/2. Le premier multiplieur 60a reçoit, sur une entrée, le signal issu d'un premier générateur (par exemple le générateur 432) et, sur l'autre entrée, le signal issu du second générateur (par exemple le générateur 431) après déphasage dans le second déphaseur 61b. Quant au second multiplieur 60b, il reçoit, sur une entrée, le signal issu du second générateur (par exemple le générateur 431) et, sur l'autre entrée, le signal issu du premier générateur (par exemple le générateur 432) après déphasage dans le premier déphaseur 61a. Chaque multiplieur 60a, 60b délivre un signal de sortie à une entrée d'un sommateur 62 dont la sortie constitue la sortie du modulateur 433. On peut montrer que si le signal Sb issu du générateur 432 s'exprime sous la forme : Sb = sin (2Tc fb t + (po) où (po est une phase arbitraire, que le signal S,ef issu du générateur 431 s'exprime sous la forme : 20 Sref= cos (2Tc fief t) alors le signal de mesure sm délivré par le modulateur 433 s'exprime sous la forme : 25 sm = cos [27t (fref + fb) t + (p0] On notera que si le sommateur 62 est remplacé par une unité effectuant la différence entre les signaux présents sur ses entrées respectives, le signal de mesure sm alors délivré par le modulateur 433 s'exprime, au signe près, sous la forme : sm = cos [2TE (fief - fb) t + (p0] Sur la Fig. 6, l'unité de mesure de déphasage 43 comporte encore une unité de détection 434 qui reçoit sur une de ses deux entrées, le signal présent sur la borne 30 commune Bc entre l'inductance 321 et le condensateur 322 et, sur l'autre entrée, le signal issu du générateur 431 à la fréquence de référence fief. Elle délivre un signal à la fréquence du générateur 432 de fréquence basse fb entaché d'un déphasage qui sera explicité ci-dessous. Dans un premier mode de réalisation représenté à la Fig. 8a, l'unité de détection 434 comporte un multiplieur 70 délivrant deux bandes latérales respectivement centrées sur la fréquence somme fin + fref et sur la fréquence différence û fret et un filtre 71 filtrant l'une des deux bandes latérales et laissant passer l'autre. Dans le cas où le signal de mesure sm a pour fréquence la somme des fréquences fref et fb, le filtre 71 sera un filtre passe-bas pour ne laisser passer que la fréquence différence, soit la fréquence (fief + fb) û fief = fb. Dans le cas contraire où le signal de mesure sm a pour fréquence la différence des fréquences fref et fb, le filtre 71 sera un filtre passe-haut pour ne laisser passer que la fréquence somme, soit la fréquence fref û (fref - fb) = fb. On constate que, dans ces deux cas, le signal à la sortie de l'unité de détection 434 a une fréquence égale à la fréquence fb du générateur 432. Un autre mode de réalisation de l'unité de détection 434 est représenté à la Fig. 8b. Elle comporte un premier multiplieur 80a et un second multiplieur 80bainsi qu'un premier déphaseur 81a et un second déphaseur 8lb, chacun déphasant de 7t/2. Le premier multiplieur 80a reçoit, sur une entrée, le signal issu du générateur 432 à fréquence basse fb et, sur l'autre entrée, le signal présent sur la borne commune Bc entre l'inductance 321 et le condensateur 322, après déphasage dans le second déphaseur 8lb. Quant au second multiplieur 80b, il reçoit, sur une entrée, le signal présent sur la borne commune Bc et, sur l'autre entrée, le sismal issu du générateur 432 après déphasage dans le premier déphaseur 81 a. Chaque multiplieur 80a, 80b délivre un signal de sortie à une entrée d'un sommateur 82 ou d'une unité de différence 82 (on verra ci-dessous comment le choix de l'un ou de l'autre doit être opéré) dont la sortie constitue la sortie du modulateur 433. Dans le cas où le signal de mesure sm a pour fréquence la somme des fréquences fref et fb, le signal Sb issu du générateur 432 s'exprime sous la forme : 30 Sb = sin (2n fb t + (po) où (po est une phase arbitraire, le signal SBc présente sur la borne commune Bc s'exprime sous la forme : SBc=cos[2n(fref+fb)t+(Po+(PI] alors le signal SD de sortie de l'unité de détection 434 s'exprime sous la forme : SD=cos [2itfbt+(po+cpi] On notera que, pour ce faire, l'unité 82 devra être une unité de différence. Dans le cas contraire où le signal de mesure sm a pour fréquence la différence des fréquences fret et fb, l'unité 82 devra être un sommateur. En effet, on a alors : SBc = cos [27c (fret- - fb) t - (po + (pi] et, donc 15 SD=cos[27tfbt+cpo-cpl] On pourrait montrer que les signaux délivrés par l'unité de détection 434 dans son mode de réalisation de la Fig. 8a s'expriment selon les mêmes expressions. A la Fig. 6, l'unité de mesure de déphasage 43 comporte encore un comparateur 20 de phase 435 qui reçoit, sur une entrée, le signal délivré par le générateur 432 et, sur l'autre entrée, le signal délivré par l'unité de détection 434. On peut constater que ces signaux sont de même fréquence fb. Il délivre un signal de phase S,p qui est fonction de la différence de phase entre les signaux respectivement présents sur ses entrées. Selon un mode de réalisation représenté à la Fig. 9a., le comparateur de phase 25 435 reprend la structure du modulateur 433 ou de l'unité de détection 434. Il comprend donc un premier multiplieur 90a et un second multiplieur 90b ainsi qu'un premier déphaseur 91a et un second déphaseur 91b, chacun déphasant de n/2. Le premier multiplieur 90a reçoit, sur une entrée, le signal issu du générateur 432 à fréquence basse fb et, sur l'autre entrée, le signal de sortie de l'unité de détection 434 après 30 déphasage dans le second déphaseur 91b. Quant au second multiplieur 90b, il reçoit, sur une entrée, le signal de sortie de l'unité de détection 434 et, sur l'autre entrée, le signal issu du générateur 432 après déphasage dans le premier déphaseur 91a. Chaque multiplieur 90a, 90b délivre un signal de sortie à une entrée d'un sommateur 92 dont la sortie constitue la sortie du comparateur de phase 435. Le signal Sb issu du générateur 432 s'exprime sous la forme : Sb = sin (2-Tt fb t + (po) et le signal SD à la sortie de l'unité de détection 434 s'exprime sous la forme : SD=cos [27tfbt+(po-(pi] Alors le signal de sortie S(p du comparateur de phase 435 s'exprime sous la 10 forme : S~ = sin [(pi] On constate qu'il est directement fonction de la phase (pi qu'a subi le signal de 15 mesure sm dans le circuit résonnant 32. Un autre mode de réalisation, connu en soi, d'un comparateur de phase 435 qui peut être utilisé en tant que comparateur de phase 435 est représenté à la Fig. 9b. Il comprend deux convertisseurs de forme 100a et 100b qui ont pour fonction essentielle de transformer les signaux sinusoïdaux respectivement issus de l'unité de détection 20 434 et de l'oscillateur 432 en signaux carrés de même fréquence. Les sorties respectives des convertisseurs 100a et 100b sont délivrées aux entrées d'une porte 101 du type XOR (OU exclusif) qui délivre à chaque période une impulsion dont la largeur est représentative du déphasage entre les deux signaux sinusoïdaux d'entrée. Il comporte encore une unité de valeur moyenne 102 qui détermine la valeur moyenne 25 du signal en sortie de la porte XOR. On montre que la tension en sortie de l'unité de valeur moyenne 102 est proportionnelle à la différence de phase entre les signaux sinusoïdaux aux entrées du comparateur 435. Si l'on revient sur la Fig. 6, on constate que la sortie de l'unité de mesure de déphasage 43 est reliée à une unité d'asservissement 44 dont l'entrée est directement 30 reliée à la sortie du comparateur de phase 435. L'unité d'asservissement 44 a pour fonction de polariser le circuit résonant 32 de manière que le signal de déphasage S, p soit nul ou tende vers zéro. L'unité d'asservissement 44 est, par exemple, du type à PID (Proportionnelle/Intégrale/Dérivée). La sortie de l'unité d'asservissement 44 agit sur le circuit résonnant 32. De manière avantageuse, elle agit sur la valeur de la capacité 322 qui est donc variable et commandée. Dans un mode de réalisation représenté à la Fig. 10, le signal délivré par l'unité 43 est fourni à un convertisseur analogique/numérique 441 dont les sorties de bit de poids différents sont respectivement reliées à des commutateurs de capacités 2011 à 201N (à la Fig. 10, N = 4) ici constitués (donnés à titre d'exemple) de transistors dont l'émetteur est relié à la masse, le collecteur à la capacité Ci (j= 1 à N) correspondante, la base recevant le bit correspondant du convertisseur 200. Les capacités C1 à CN ont des valeurs en rapport au poids du bit qui les commute : par exemple, celle de poids le plus faible, une valeur C ; celle de poids j, une valeur de x C et celle de poids le plus fort 2N x C, N étant le nombre total de bits du convertisseur 441. On a représenté à la Fig. 11 a un autre mode de réalisation d'un dispositif d'émission/réception selon l'invention qui diffère de celui qui est représenté à la Fig. 4 en ce que le circuit résonnant 32 est constitué d'un transformateur symétrique 324, chaque enroulement dudit transformateur 324 étant relié à une capacité 325, 326. De plus, le signal utile Su est fourni au circuit résonnant 32 au moyen de deux transistors 45 et 46 dont les émetteurs sont reliés à la masse, les collecteurs respectivement aux bornes communes entre les enroulements du transformateur 324 et les capacités 325 et 326 et les bases à des sorties de l'unité d'émission/réception 31 délivrant, quand elle fonctionne en émission, le signal utile Su. Les capacités 325 et 326 sont avantageusement (les capacités variables et commandées. Chacune d'elles peut être constituée de plusieurs capacités qui peuvent être, de manière commutable, mises en parallèle l'une avec au moins une autre, à l'instar de ce qui est montré à la Fig. 10. On a représenté à la Fig. 11b un autre mode de réalisation d'un dispositif - d'émission selon l'invention, qui diffère de celui qui est représenté à la Fig. 5 en ce que le circuit résonnant 32 a même constitution que celui qui est montré à la Fig. 11a. Afin de réduire le niveau de perturbation que peut engendrer la mesure du déphasage, le générateur 432 de l'unité de mesure de déphasage 43 n'est plus un générateur de signaux sinusoïdaux, mais un générateur de séquence pseudo-aléatoire. Un tel générateur de séquence pseudo-aléatoire utilise par exemple un polynôme générateur primitif modulo 2. Si la séquence est longue, l'écart type est grand et le signal produit par un tel générateur peut s'apparenter à un bruit blanc. Néanmoins, dans le choix de la longueur de la séquence, on tiendra compte aussi du fait qu'une séquence longue implique un étalement du spectre émis par le dispositif d'émission, ce qu'il est préférable d'éviter. On a représenté à la Fig. 12 un mode de réalisation particulier d'un tel générateur de séquence pseudo-aléatoire. Il est essentiellement constitué d'un registre à décalage 4322 piloté par une horloge 4321 dont chaque case peut prendre la valeur 0 ou 1 selon son état. Il comporte encore au moins un sommateur (en l'occurrence, les sommateurs 4323 et 4324). Le sommateur 4323 a ses deux entrées qui sont respectivement reliées à deux cases du registre 4322, en l'occurrence les cases 11 et 15. Quant au sommateur 4324, il a une entrée qui est reliée à une des cases du registre 4322, en l'occurrence la case 4, une autre entrée reliée à la sortie du sommateur 4323 et sa sortie reliée à la sortie du registre 4322 formant ainsi la sortie dudit générateur 432, sortie reliée également à l'entrée du registre 4322, entrée constituée par la case O. Un tel générateur 432 génère une séquence dont le polynôme générateur peut s'écrire : +X4+X Une telle séquence a une période de 215 ù 1 temps d'horloge. On pourrait également choisir une séquence dont le polynôme générateur serait : 20 x5+x2+ 1 dont la période serait alors de 25 ù 1 temps d'horloge. On notera que la phase du signal de mesure après traversée du circuit résonnant 32, n'est plus constante mais qu'elle est également étalée dans le temps, 25 d'une part, par le produit de convolution avec la séquence pseudo-aléatoire et, d'autre part, par la fonction de transfert du circuit résonnant 32. La phase est évaluée par des moments statistiques, principalement la moyenne. REVENDICATIONS 1) Méthode d'accord de la fréquence de résonance d'un circuit résonnant (12; 22; 32) comportant au moins un élément inductif (121; 221; 321; 324) servant d'antenne 5 d'un dispositif d'émission/réception (10, 20) d'un système de transmission en champ proche sur la fréquence d'émission/réception dudit dispositif d'émission/réception (10, 20), caractérisée en ce qu'elle comprend les étapes suivantes : - une étape de mesure du déphasage (El0) que subit, dans ledit circuit résonant (12; 22; 32), le signal modulé à transmettre ou le signal engendré dans ledit élément 10 inductif à la réception de signaux de transmission, et - une étape (E20) de modification de la fréquence de résonance dudit circuit résonnant (12; 22; 32) lorsque ledit déphasage ainsi mesuré n'est pas nul et, ce, de manière à annuler ledit déphasage. 15 2) Méthode d'accord selon la revendication 1, caractérisée en ce que l'étape de mesure dudit déphasage (E10) comprend les étapes suivantes : -une étape (E11) de génération d'un signal de mesure dont la fréquence est égale à la fréquence nominale dudit système de transmission ou à une fréquence voisine de ladite fréquence nominale, 20 - une étape (E12) d'injection dudit signal de mesure à l'entrée dudit circuit résonant, une étape (E13) de récupération dudit signal de mesure en sortie dudit circuit résonant, - une étape (E14) de mesure du déphasage entre le signal récupéré et ledit signal 25 de mesure, - une étape de commande dudit circuit résonant en fonction du résultat de l'étape (E14) de mesure du déphasage. 3) Dispositif d'émission/réception (10, 20, d'un système de transmission en 30 champ proche, ledit dispositif d'émission/réception comportant une unité d'émission/réception (31) reliée à un circuit résonant (12; 22; 32) comportant au moins un élément inductif (121; 221; 321; 324) servant d'antenne audit dispositif d'émission/réception pour l'émission d'un signal modulé délivré par ladite unité d'émission/réception ou pour la réception de signaux de transmission, caractérisé en cequ'il comporte en outre une unité de mesure de déphasage (33; 43) pour mesurer le déphasage que subit, dans ledit circuit résonant, le signal modulé délivré par ladite unité d'émission/réception ou le signal engendré dans ledit élément inductif à la réception de signaux de transmission, et pour délivrer un signal de commande à des moyens que comporte ledit circuit résonant (12; 22; 32) pour modifier sa fréquence de résonance, ledit signal de commande tendant à annuler ledit déphasage. 4) Dispositif d'émission/réception d'un système de transmission en champ proche selon la revendication 3, caractérisé en ce que ladite unité de mesure de 10 déphasage (33; 43) est prévue pour : - générer un signal de mesure ayant une fréquence égale à la fréquence nominale dudit système de transmission ou à une fréquence voisine de ladite fréquence nominale, -injecter ledit signal de mesure à l'entrée dudit circuit résonant, 15 -récupérer ledit signal de mesure en sortie dudit circuit résonant, -mesurer le déphasage entre le signal récupéré et ledit signal de mesure, et - commander lesdits moyens que comporte ledit circuit résonnant pour modifier sa fréquence de résonance de manière à annuler le déphasage ainsi mesuré. 20 5) Dispositif d'émission/réception d'un système de transmission en champ proche selon la revendication 4, caractérisé en ce que, pour générer ledit signal de mesure, ladite unité de mesure de déphasage (33; 43) comporte : - un premier générateur (431) dont la fréquence d'émission est égale à la fréquence nominale dudit système de transmission ou à une fréquence voisine de 25 ladite fréquence nominale, - un second générateur (432) dont la fréquence d'émission est sensiblement plus basse que celle du premier générateur (431), - un modulateur (433) recevant sur ses entrées les signaux générés par lesdits premier et second générateurs (431 et 432) et délivrant, en tant que signal de mesure, 30 un signal dont la fréquence d'émission est la somme ou la différence des fréquences d'émission desdits générateurs (431 et 432). 6) Dispositif d'émission/réception d'un système de transmission en champ proche selon la revendication 5, caractérisé en ce que ledit modulateur (433) estconstitué d'un multiplieur (50) recevant sur ses entrées les signaux générés par lesdits premier et second générateurs (431 et 432), d'un filtre (51) dont l'entrée est reliée à la sortie dudit multiplieur (50), ledit filtre (51) étant prévu pour filtrer l'une des bandes latérales du signal en sortie dudit multiplieur (50) et pour laisser passer l'autre bande latérale, le signal de mesure étant le signal de sortie dudit filtre (51). 7) Dispositif d'émission/réception d'un système de transmission en champ proche selon la revendication 5, caractérisé en ce que ledit modulateur (433) est constitué d'un premier et d'un second multiplieurs (60a et 60b) ainsi qu'un premier et un second déphaseurs (61a et 6 lb) de it/2, ledit premier multiplieur (60a) recevant, sur une entrée, le signal généré par ledit premier générateur (431) et, sur l'autre entrée, le signal généré par ledit second générateur (432) après déphasage dans ledit second déphaseur (6lb) et ledit second multiplieur (60b) recevant, sur une entrée, le signal généré par ledit second générateur (432) et, sur l'autre entrée, le signal généré par ledit premier générateur (431) après déphasage dans ledit premier déphaseur (61a), la sortie de chaque multiplieur (60a, 60b) étant reliée à l'entrée d'un sommateur (62) ou d'une unité effectuant la différence dont la sortie délivre ledit signal de mesure. 8) Dispositif d'émission/réception d'un système de transmission en champ proche selon une des revendications 5 à 7, caractérisé en ce que, pour mesurer le déphasage entre ledit signal de mesure et ledit signal de mesure après passage dans ledit circuit résonant, ladite unité de mesure de déphasage comporte : - une unité de détection (434) recevant, sur une entrée, le signal de mesure après passage dans ledit circuit résonant (12; 22; 32) et, sur l'autre entrée, le signal généré par ledit second générateur (431) et délivrant, sur sa sortie, un signal à la fréquence d'émission dudit second générateur (432) et entaché d'une phase fonction linéaire du déphasage subi par ledit signal de mesure dans ledit circuit résonant, et - un comparateur de phase (435) recevant, sur une entrée, le signal délivré par ladite unité de détection (434) et, sur l'autre entrée, le signal généré par ledit premier générateur (432) et délivrant, sur sa sortie, ledit signal de commande fonction dudit déphasage. 9) Dispositif d'émission/réception d'un système de transmission en champ proche selon la revendication 8, caractérisé en ce que ladite unité de détection (434)est constituée d'un multiplieur (70) recevant sur ses entrées le signal de mesure après passage dans ledit circuit résonant (12; 22; 32) et le signal généré par ledit second générateur (431) et d'un filtre (71) dont l'entrée est reliée à la sortie dudit multiplieur (70), ledit filtre (71) étant prévu pour filtrer l'une des bandes latérales du signal en sortie dudit multiplieur (70) et pour laisser passer l'autre bande latérale. 10) Dispositif d'émission/réception d'un système de transmission en champ proche selon la revendication 8, caractérisé en ce que ladite unité de détection (434) est constituée d'un premier et d'un second multiplieurs (80a et 80b) ainsi qu'un premier et un second déphaseurs (91a et 91b) de n/2, ledit premier multiplieur (80a) recevant, sur une entrée, le signal de mesure après passage dans ledit circuit résonant (12; 22; 32) et, sur l'autre entrée, le signal généré par ledit second générateur (431) après déphasage dans ledit second déphaseur (8 lb) et ledit second multiplieur (80b) recevant, sur une entrée, le signal généré par ledit second générateur (431) et, sur l'autre entrée, le signal mesure après passage dans ledit circuit résonant (12; 22; 32) après déphasage dans ledit premier déphaseur (81 a), la sortie de chaque multiplieur (80a; 80b) étant reliée à l'entrée d'un sommateur (82) ou d'une unité effectuant la différence. 11) Dispositif d'émission/réception d'un système de transmission en champ proche selon une des revendications 4 à 10, caractérisé en ce que, pour commander lesdits moyens que comporte ledit circuit résonnant (12; 22; 32) pour modifier sa fréquence de résonance, ladite unité de mesure de déphasage (43) comporte une unité d'asservissement (436) qui reçoit sur son entrée le signal de déphasage et qui délivre un signal de polarisation desdits moyens de commande dudit circuit résonant (12; 22; 32) dont l'amplitude est telle que ledit déphasage mesuré soit nul. 12) Dispositif d'émission/réception d'un système de transmission en champ proche selon une des revendications 3 à 11, caractérisé en ce que ledit circuit résonant (12; 22; 32) comprend une inductance couplée en parallèle avec une capacité, ladite inductance servant d'antenne audit dispositif d'émission/réception. 13) Dispositif d'émission/réception d'un système de transmission en champ proche selon une des revendications 3 à 11, caractérisé en ce que ledit circuit résonantcomprend un transformateur à enroulements symétriques (324), lesdits enroulements étant couplés en parallèle à ces capacités de même valeur, ledit transformateur servant d'antenne audit dispositif d'émission/réception. 14) Dispositif d'émission/réception d'un système de transmission en champ proche selon la revendication 12 ou 13, caractérisé en ce que ladite ou chaque capacité est une capacité variable par commande. 15) Dispositif d'émission/réception d'un système de transmission en champ proche selon la revendication 14, caractérisé en ce que ladite ou chaque capacité est constituée de plusieurs capacités (Cl à Cn) qui peuvent, de manière commutable au moyen d'éléments de commutation (2001 à 200ä), être mises en parallèle l'une avec au moins une autre. 16) Dispositif d'émission/réception d'un système de transmission en champ proche selon la revendication 15, caractérisé en ce que chaque élément de commutation est piloté par un des bits de sortie d'un convertisseur analogique-numérique (200) recevant le signal de déphasage délivré par ladite unité de mesure de déphasage (43). 17) Dispositif d'émission/réception d'un système de transmission en champ proche selon une des revendications 5 à 16, caractérisé en ce que ledit premier générateur (431) est un générateur de signaux sinusoïdaux. 18) Dispositif d'émission/réception d'un système de transmission en champ proche selon une des revendications 5 à 17, caractérisé en ce que ledit second générateur (432) est un générateur de signaux sinusoïdaux. 19) Dispositif d'émission/réception d'un système de transmission en champ 30 proche selon une des revendications 5 à 17, caractérisé en ce que ledit second générateur est un générateur de séquences pseudo-aléatoire. 20) Dispositif d'émission/réception d'un système de transmission en champ proche selon la revendication 19, caractérisé en ce que ledit générateur de séquencespseudo-aléatoire utilise pour émettre lesdites séquences un polynôme générateur primitif modulo 2.