Brevet FR2921210A1 — publié le 20090320

CONVERTISSEUR ELECTRIQUE A STOCKAGE D'ENERGIE La présente invention concerne un convertisseur électrique à découpage, à stockage d'énergie, s'apparentant aux convertisseurs de 5 structure de type � Forward � à haut niveau d'intégration. Les chaînes de distribution d'énergie, et notamment celles massivement réparties, utilisent des convertisseurs à découpage intégrés. Les convertisseurs à découpage de l'état de l'art habituellement 10 utilisés, tels que les convertisseurs de type Forward ou Fly-back présente des inconvénients. Ils génèrent notamment des bruits important de commutation (quelques dizaines de MHz). En outre, ils ne présentent pas une intégration suffisante pour certaines applications actuelles. 15 Pour palier les inconvénients des convertisseurs de l'état de l'art, l'invention propose un convertisseur à découpage à une fréquence f comportant deux bornes d'entrée destinées à être connectées aux pôles d'une source de tension continue d'entrée de tension Ve, deux bornes de sortie pour fournir à une charge une puissance électrique sous une tension 20 continue de sortie Vs, caractérisé en ce qu'il comporte au moins deux transformateurs ayant chacun un enroulement primaire et un enroulement secondaire, un interrupteur principal, un interrupteur secondaire comportant chacun une entrée de commande pour mettre lesdits interrupteurs soit dans un état 25 ouvert, soit dans un état fermé, une capacité de maintien, une première et une deuxième diodes de redressement formant, - un circuit primaire à découpage comportant l'interrupteur principal connecté par une de ses extrémités à une des bornes d'entrée et par son autre extrémité à une des extrémités libres des deux enroulements primaires 30 en série avec la capacité de maintien connectée par son extrémité libre à l'autre borne d'entrée, l'interrupteur secondaire étant connecté par une de ses extrémités au point commun entre à l'interrupteur principal et les enroulements primaires en série des transformateurs et par son autre extrémité à l'extrémité de la capacité de maintien connectée à l'autre borne d'entrée, - un circuit secondaire comportant les deux enroulements secondaires des transformateurs formant chacun avec une respective diode de redressement un circuit de redressement de courant connecté aux bornes de sortie pour fournir un courant continu dans la charge, des tensions dans un sens aux bornes des enroulements secondaires mettant une des deux diodes de redressement à l'état passant, l'autre diode de redressement étant à l'état bloquée, des tensions dans l'autre sens aux bornes desdits enroulements secondaires inversant l'état desdites diodes, - des moyens de commande de l'état des interrupteurs à la fréquence f de découpage. Dans une réalisation, du convertisseur à découpage les moyens de commande sont des moyens électroniques configurés pour mettre simultanément, les deux interrupteurs principal et secondaire, pendant une première phase de durée T, l'un dans l'état ouvert, l'autre dans l'état fermé, puis pendant une deuxième phase suivante de durée (T- 'c) dans les états inverses, T étant une période de temps T= 1/f. Dans une autre réalisation, la première diode étant connectée par sa cathode à une extrémité de l'enroulement secondaire du premier transformateur, la deuxième diode est connectée par sa cathode à une extrémité de l'enroulement secondaire du second transformateur, les extrémités des enroulements connectées aux cathodes des diodes étant celles présentant un potentiel opposé, les anodes des deux diodes de redressement étant connectées à une des bornes de sortie du convertisseur, les deux autres extrémités libres des secondaires des transformateurs étant connectées à l'autre borne de sortie dudit convertisseur. Dans une autre réalisation, le convertisseur en fonctionnement en régime établi, les transformateurs travaillent à courant magnétisant moyen nul. Un principal but de l'invention est de réaliser un convertisseur à 35 fort niveau d'integration. Un autre but est de diminuer le bruit de commutation du convertisseur et améliorer ainsi la compatibilité électromagnétique. L'invention sera mieux comprise par la description d'exemples de 5 réalisations de convertisseurs selon l'invention à l'aide de dessins indexés dans lesquels : - la figure 1 montre un exemple de réalisation d'un convertisseur à découpage selon l'invention ; - les figures 2a et 2b montrent respectivement les signaux de 10 commande du convertisseur de la figure 1 en fonction du temps. - la figure 3 montre une variante du convertisseur de la figure 1 ; - la figure 4a montre un schéma simplifié du convertisseur de la figure 1 pendant une première phase de fonctionnement ; - la figure 4b montre un schéma équivalent du convertisseur de la 15 figure 4a pendant cette première phase ; - la figure 5a montre un schéma simplifié du convertisseur de la figurel pendant une deuxième phase de fonctionnement suivant la première; - la figure 5b montre un schéma équivalent du convertisseur de la figure 5a pendant cette deuxième phase ; 20 - la figure 6 montre la loi de variation de la tension de sortie du convertisseur de la figure 1 en fonction du rapport cyclique des signaux de commande du convertisseur ; - la figure 7a montre la variation du courant primaire dans le convertisseur de la figure 1 ; 25 - la figure 7b montre la variation du courant secondaire dans le convertisseur de la figure 1 ; - les figures 8a et 8b rappellent les phases de commandes des interrupteurs du convertisseur de la figure 1. 30 La figure 1 montre un exemple de réalisation d'un convertisseur à découpage selon l'invention. Le convertisseur comporte, deux bornes d'entrée, une première borne d'entrée A et une seconde borne d'entrée B destinées à être connectées aux pôles d'une source de tension continue d'entrée Ve et deux 35 bornes de sortie C, D une première borne de sortie C et une seconde borne de sortie D pour alimenter une charge R sous une tension continue de sortie Vs. Le découpage de la tension d'entrée Ve est effectué par un circuit onduleur (ou circuit primaire) du convertisseur comportant un interrupteur électronique principal 12 un interrupteur électronique secondaire I1, deux transformateurs, un premier transformateur Ti un second transformateur T2 et une capacité de maintien C. Le premier transformateur T1 comporte un bobinage (ou enroulement) primaire El de n1 spires et un bobinage secondaire SI de n3 ~o spires. Le rapport de transformation m1 du premier transformateur Ti est donné par le rapport m1=n3/n1. Le deuxième transformateur T2 comporte un bobinage primaire E2 de n2 spires et un bobinage secondaire S2 de n4 spires. Le rapport de transformation m2 du second transformateur T2 est donné par le rapport 15 m2=n4/n2. L'interrupteur principal 12, l'enroulement primaire E1 du premier transformateur Ti, l'enroulement primaire E2 du second transformateur T2 et la capacité de maintien C forment un circuit série connecté entre les bornes d'entrée A et B. La borne libre de l'interrupteur principal est connectée sur la 20 première borne d'entrée A et la borne libre de la capacité de maintien C étant connectée à la seconde borne d'entré B. La tension de sortie Vs du convertisseur est obtenue par un circuit de sortie (ou circuit secondaire) comportant les enroulements secondaires Si, S2 des deux transformateurs Ti, T2 et deux diodes de redressement, 25 une première diode de redressement Dl connectée par sa cathode à une extrémité 2s de l'enroulement secondaire Si du premier transformateur et une deuxième diode de redressement D2 connectée par sa cathode à une extrémité 3s de l'enroulement secondaire S2 du second transformateur, les extrémités des enroulements secondaires Si, S2 connectées aux cathodes 30 des première et deuxième diodes étant celles présentant un potentiel opposé et, dans cet exemple de réalisation, les deux extrémités des enroulements secondaires les plus proches 2s, 3s. Les anodes des deux diodes de redressement Dl, D2 sont connectées ensemble à la deuxième borne D de sortie du convertisseur, les 35 deux autres extrémités libres l s, 4s des enroulements secondaires Si, S2 des transformateurs T1, T2 étant connectées à la première borne de sortie C du convertisseur. Le circuit de sortie comporte une capacité de filtrage Cf connectée entre les bornes C, D de sortie du convertisseur. Un dispositif de commande non représenté sur les figures fournit des signaux de commandé Cdl1, Cd12 des respectifs interrupteurs I1, 12 pour les mettre, soit dans un état ouvert, soit dans un état fermé selon un premier et un second cycle de commande formant une période de commande du convertisseur de durée T. A cet effet, l'interrupteur principal 12 et l'interrupteur secondaire I1 comportent chacun une entrée de commande (non représentées sur les figures). L'entrée de commande de l'interrupteur secondaire I1 reçoit le signal de commande Cdl, l'entrée de commande de l'interrupteur principal 12 recevant le signal de commande Cd2. Les figures 2a et 2b montrent les signaux de commande CdI1 et CdI2 des interrupteurs du convertisseur de la figure 1 en fonction du temps t. La commande du convertisseur est effectue à la fréquence de découpage f de période T = 1/f. En se référant aux figures 2a et 2b, entre un temps tO et un temps l'interrupteur secondaire 11 est commandé pour être fermé (état 1 sur la 20 figure 2a), l'interrupteur principal 12 étant, pendant ce même laps de temps, dans l'état complémentaire, soit ouvert (état 0 sur la figure 2b). Au temps jusqu'au temps T correspondant à une période de découpage du convertisseur, les états des interrupteurs sont inversés, l'interrupteur principal 12 étant commandé pour être fermé (état 1 sur la 25 figure 2b), l'interrupteur secondaire Il étant commandé pour être ouvert (état 0 sur la figure 2a). La fonction des interrupteurs est habituellement réalisée par des transistors à effet de champ, l'entrée de commande étant la porte G du transistor. 30 La figure 3 montre une variante du convertisseur de la figure 1. Le convertisseur de la figure 3 comporte à la place de la capacité de maintien C, un pont capacitif comportant deux capacités Cl, C2 en série connectées entre les bornes d'entrée A et B, le point commun entre les deux capacités étant connecté à la borne libre 4p des enroulements primaires en 35 série, des deux transformateurs T1, T2. Nous allons par la suite décrire le fonctionnement du convertisseur de la figure 1 plus simple, selon l'invention, lors des cycles de commande des interrupteurs principal 12, et secondaire I1 à l'aide de diagrammes de tensions et courants dans les différents éléments du convertisseur. A cet effet, les paramètres suivants définissent les caractéristiques des transformateurs Ti et T2 : n1 : nombre de spires du primaire du premier transformateur Ti, 10 n2 : nombre de spires du primaire du deuxième transformateur T2, n3 : nombre de spires du secondaire du premier transformateur Ti, n4 : nombre de spires du secondaire du deuxième transformateur T2, 15 m1 = n3/n1 : rapport de transformation du premier transformateur T1, m2 = n4/n2: rapport de transformation du deuxième transformateur T2, Ti : premier transformateur, 20 T2 : deuxième transformateur Et des paramètres de fonctionnement du circuit soit : Is : courant délivré par le convertisseur, Im1 : courant magnétisant dans le premier transformateur Ti vu du 25 primaire du transformateur, Im2 : courant magnétisant dans le deuxième transformateur T2 vu du primaire du transformateur, VL1 tension aux bornes du primaire E1 du premier transformateur Ti, 30 VL2 tension aux bornes du primaire E2 du second transformateur T2, VL3 tension aux bornes du secondaire Si du premier transformateur Ti, VL4 tension aux bornes du secondaire S2 du second 35 transformateur Ti, Vc : tension aux bornes de la capacité de maintien C du convertisseur, T : période de la fréquence f de découpage du convertisseur, soit T=1/ f Pour la description qui suit, nous considérerons que la charge du condensateur de maintien C est constante ce qui limite les circuits étudiés pendant les différentes phases de fonctionnement à des circuits du premier ordre alors qu'en réalité il s'agit de circuits résonnants du deuxième ordre ( type LC ). La figure 4a montre un schéma simplifié du convertisseur de la figure 3 pendant une première phase de fonctionnement, entre les temps tO et T (voir figures 2a et 2b). La figure 4b montre un schéma équivalent du convertisseur de la figure 4a pendant cette première phase. Dans la première phase, l'interrupteur secondaire 11 est commandé pour être fermé (état 1) et l'interrupteur principal 12 pour être ouvert (état 0). Les tensions VL3, VL4 apparaissant dans un sens aux bornes des secondaires S1, S2 des transformateurs Ti, T2 produisent le blocage de la première diode D1 et la conduction de la deuxième diode D2. Le deuxième transformateur T2 fourni un courant dans la charge R connectée aux bornes de sortie C, D. La tension VL2 appliquée aux bornes de la self L2 du primaire du 25 deuxième transformateur T2 est la tension de sortie Vs ramenée au primaire E2 du deuxième transformateur T2. Le convertisseur de la figure 4a, pendant la première phase, se présente sous la forme d'un circuit primaire fermé comportant les selfs L1, L2 des deux transformateurs et la capacité de maintien C en série, sous la 30 tension Vc Le circuit de sortie du convertisseur, dans cette première phase, comporte l'enroulement secondaire S2 du deuxième transformateur en série avec la deuxième diode de redressement D2. Le premier transformateur Ti se comporte, pendant cette première 35 phase, comme une simple self L1 self assimilable à une self Forward 8 ramenée au primaire du premier transformateur Ti et par conséquent c'est la self L1 qui fixe la variation du courant primaire ip(t) dans le circuit primaire. La figure 4b montre un schéma équivalent du circuit de la figure 4a pendant cette première phase, comportant un circuit fermé avec les deux selfs L1 et L2 en série avec la capacité de maintien C parcouru par le courant primaire Ip. Un transformateur M2 de rapport de transformation m2 connecté aux bornes de la self primaire L2 du deuxième transformateur T2 représente la transformation de la tension de sortie Vs en tension VL2 aux bornes de la self primaire L2 du deuxième transformateur T2. La capacité de maintien C est choisie suffisamment grande pour que la fréquence de résonance fo du circuit primaire soit inférieure à la fréquence f de découpage du convertisseur. fo = 1 ù �f 2•'r• 1•C la variation Aip du courant primaire ip (pour 0 _ Nous obtenons : L1 25 30 Ais Vc - m2 • Vs m2 • Vs 9 z m2 L1 L2 Dis > 0, le courant croit m2 5 La figure 5a montre un schéma simplifié du convertisseur de la figure 1 pendant une deuxième phase de fonctionnement du convertisseur suivant la première entre des temps t à T. 10 La figure 5b montre un schéma équivalent du convertisseur de la figure 5a pendant cette deuxième phase. Dans la deuxième phase, l'interrupteur secondaire I1 est ouvert (état 0) et l'interrupteur principal 12 est fermé (état 1). Les tensions VL3, VL4, 15 apparaissant dans un sens contraire à celui de la première phase, aux bornes des secondaires SI, S2 des deux transformateurs Ti, T2 produisent le blocage de la deuxième diode D2 et la conduction de la première diode D1. Le premier transformateur T1 fourni un courant dans la charge R connectée aux bornes de sortie C, D. 20 La self L1 redevient un transformateur et le deuxième transformateur T2 se comporte comme une self L2. Le courant magnétisant dans le deuxième transformateur T2 est inversé comme pour un convertisseur à clamp actif. La tension appliquée aux bornes de la self L1 est la tension Vs 25 ramenée au primaire SI du premier transformateur Ti. Pendant cette deuxième phase, c'est la self L2 du deuxième transformateur T2 qui fixe l'évolution du courant primaire ip(t). Le convertisseur de la figure 5a, pendant la deuxième phase, se présente sous la forme d'un circuit primaire fermé comportant les selfs L1, 30 L2, la capacité de maintien C sous la tension Vc et un générateur E1 de tension d'entrée Ve en série. Le circuit de sortie du convertisseur, dans cette deuxième phase, comporte l'enroulement secondaire SI du premier transformateur Ti en série avec la première diode de redressement D1. Le deuxième transformateur T2 se comporte, pendant cette deuxième phase, comme une simple self L2 self assimilable à une self Forward ramenée au primaire du deuxième transformateur T2 et par conséquent c'est la self L2 qui fixe la variation du courant primaire ip(t). La figure 5b représente un schéma équivalent du circuit de la figure 5a pendant cette deuxième phase, comportant un circuit fermé avec les deux selfs L1 et L2 et un générateur E2 de tension Ve-Vc en série. Un transformateur M1 de rapport de transformation m1 connecté aux bornes de la self primaire du premier transformateur Ti représente la transformation de la tension de sortie Vs en tension VL1 aux bornes de la self primaire L1 du premier transformateur T1. La capacité de maintien C est suffisamment grande pour que la fréquence de résonance fo du circuit primaire soit inférieure à la fréquence f de découpage. fo= 1 �f 2•~c•'?•C la variation Aip du courant primaire ip (pour r La variation Aim1 du courant magnétisant im1 dans la self magnétisante de Ti (self L1) (pour z 5 t T ) s'écrit : mi•Vs Diml = L1 (T ù T) Sachant que : Aip = Aiml Ais ml Nous obtenons : 25 30 • (T ù Ais m2 Ve - Vc - ml•Vs ml•Vs L2 L1 Ais d étant le rapport cyclique d'un signal de commande pendant la période de durée T. En partant de l'équation (1) nous obtenons : ml • Vs Vc-m2• Vs L1 (T ~) = L1 • z soit : Vc=ml•Vs (3) d En partant de l'équation (2) nous obtenons : m2•Vs Ve-Vc-ml Vs • (T -7-) soit : L2 L2 Vs=(VeùVc)• 1 ù d (4) m 20 II peut être déduit des expressions (3) et (4) : Vs= Ve•d•(1ûd) (5) m en utilisant l'équation (5) l'équation (3) devient : Vc=Ve•(1--d) On peut alors déduire la tension Vc maximum soit Vcmax aux bornes de la capacité de maintien C: Vcmax =Ve 15 25 30 La figure 6 montre la loi de variation de la tension de sortie Vs du convertisseur de la figure 1 (ou le produit m.Ve) en fonction du rapport cyclique d. On constate sur la figure 6 que la tension de sortie Vs, pour un 5 rapport m et une tension d'entrée Ve déterminée passe par un maximum pour d=0,5. Si on souhaite une régulation de la tension de sortie Vs constante en fonction d'une tension d'entrée Ve variable, le rapport de transformation m 10 des transformateurs devra être déterminé en fonction de la tension d'entrée minimum Vemin appliquée à l'entré du convertisseur pour un rapport cyclique maximum dmax soit : Vs dmax. V emin Le rapport cyclique maximum, dmax, correspond à la tension d'entrée Vemin. La figure 7a montre la variation du courant primaire dans le 20 convertisseur de la figure 1 et la figure 7b montre la variation du courant secondaire dans le convertisseur de la figure 1. Les figures 8a et 8b rappellent les phases de commandes des interrupteurs principal 12 et secondaire 11 du convertisseur de la figure 1. 25 Pendant la première phase, entre les temps t=0 et t=-r, l'interrupteur secondaire 11 est fermé et l'interrupteur principal 12 est ouvert. Le courant primaire ip croît de Aim2 puis décroît brusquement au moment de l'inversion de commande des interrupteurs 11, 12, puis, pendant la deuxième phase entre les temps t=i, et t=T décroît, en s'inversant de signe, 30 de Aim1, puis le cycle recommence. Le courant is en sortie du convertisseur varie au tour d'une valeur moyenne avec une ondulation de Ais. Par la suite est expliqué la recherche du point de fonctionnement 35 du convertisseur pour une variation du courant de sortie Ais =0 : m 15 par: Le courant vu du primaire, pendant la première phase est donnée Ais = Aip-Aim2 ou Dis= Vc - m•Vs ûm•Vs L L Ais = 0 pour Vc-2.m.Vs =0 m•Vs d -2•m•Vs=0 d'ou : d=1/2 ce qui correspond à Ve minimum. La topologie de convertisseur décrit, selon l'invention, est assimilable à un convertisseur à résonance en pont, à récupération 15 d'énergie. L'originalité de cette structure réside, entre autre, dans le fait que l'inductance Forward, normalement située au secondaire du transformateur, est ramenée au primaire. Cette inductance est en réalité un transformateur, qui en phase de restitution (interrupteur principal 12 fermé) permet de récupérer l'énergie stockée pendant la phase Forward (comme le fait la self 20 dans un Forward de l'état de l'art). La tension de maintien Vc (ou clamp en langue anglaise) est notablement réduite (d'un facteur 2) et les pertes en commutation deviennent négligeables. Un autre avantage du convertisseur selon l'invention est que la tension apparaissant aux bornes du primaire de chacun des transformateurs 25 T1, T2 est une tension réduite de valeur m.Vs en outre le courant magnétisant moyen est nul centré sur un courant nul et symétrique. L'énergie stockée et l'amplitude du courant magnétisant sont donc plus faible que dans les convertisseurs de l'état de l'art et par conséquent le volume du transformateur peut être réduit. 30 Lorsqu'un des transformateurs fournit un courant en sortie, l'autre transformateur fonctionne en self, dans les mêmes conditions qu'une inductance Forward. Le transformateur supporte une tension Ve-m.Vs au lieu de Ve/m-Vs avec cependant un courant notablement réduit d'un facteur de transformation m. 10 Dans le cas d'un convertisseur abaisseur, selon l'invention, et en cas de fort courant de sortie, le bobinage des transformateurs ne sont pas dimensionnés en fonction des pertes dans le cuivre des enroulements, comme dans le cas d'un convertisseur Forward de l'état de l'art, mais seulement en fonction de l'énergie stockée dans le circuit magnétique. Le fonctionnement du convertisseur en commutation douce est facilité par la faible amplitude des tensions aux bornes des interrupteurs comprise entre Ovolt et la tension d'entrée Ve. La tenue en tension des interrupteurs et de la capacité de maintien C est plus faible que dans les convertisseurs à clamps actifs. La structure à deux transformateurs selon l'invention, est bien adapté pour la réalisation de convertisseurs monotension avec fort courant de sortie.15 REVENDICATIONS 1. Convertisseur à découpage à une fréquence f comportant deux bornes d'entrée (A, B) destinées à être connectées aux pôles d'une source de tension continue d'entrée de tension Ve, deux bornes de sortie (C, D) pour fournir à une charge (R) une puissance électrique sous une tension continue de sortie Vs, caractérisé en ce qu'il comporte au moins deux transformateurs (Ti, T2) ayant chacun un enroulement primaire (El, E2) et un enroulement secondaire (SI, S2), un interrupteur principal (12), un interrupteur secondaire (I1) comportant chacun une entrée de commande pour mettre lesdits interrupteurs soit dans un état ouvert, soit dans un état fermé, une capacité de maintien (C), une première (Dl) et une deuxième (D2) diodes de redressement formant, - un circuit primaire à découpage comportant l'interrupteur principal 12 connecté par une de ses extrémités à une des bornes d'entrée et par son autre extrémité à une des extrémités libres des deux enroulements primaires (El, E2) en série avec la capacité de maintien (C) connectée par son extrémité libre à l'autre borne d'entrée, l'interrupteur secondaire (I1) étant connecté par une de ses extrémités au point commun entre à l'interrupteur principal (12) et les enroulements primaires en série des transformateurs et par son autre extrémité à l'extrémité de la capacité de maintien (C) connectée à l'autre borne d'entrée, - un circuit secondaire comportant les deux enroulements secondaires (Si, S2) des transformateurs formant chacun avec une respective diode (D1, D2) de redressement un circuit de redressement de courant connecté aux bornes de sortie (C, D) pour fournir un courant continu dans la charge (R), des tensions (VL3, VL4) dans un sens aux bornes des enroulements secondaires (SI, S2) mettant une des deux diodes de redressement à l'état passant, l'autre diode de redressement étant à l'état bloquée, des tensions dans l'autre sens aux bornes desdits enroulements secondaires inversant l'état desdites diodes, - des moyens de commande de l'état des interrupteurs à la fréquence f de découpage. 2. Convertisseur à découpage selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens de commande sont des moyens électroniques configurés pour mettre simultanément, les deux interrupteurs principal (12) et secondaire (I1), pendant une première phase de durée z, l'un dans l'état ouvert, l'autre dans l'état fermé, puis pendant une deuxième phase suivante de durée (T- T) dans les états inverses, T étant une période de temps T= 1/f. 3. Convertisseur à découpage selon l'une des revendications 1 ou 2, caractérisé en ce que la première diode (D1) étant connectée par sa cathode à une extrémité 2s de l'enroulement secondaire (Si) du premier transformateur (Ti), la deuxième diode (D2) est connectée par sa cathode à une extrémité 3s de l'enroulement secondaire (S2) du second transformateur, les extrémités des enroulements connectées aux cathodes des diodes étant celles présentant un potentiel opposé (2s, 3s), les anodes des deux diodes de redressement étant connectées à une des bornes de sortie du convertisseur (C), les deux autres extrémités libres (1s, 4s) des secondaires des transformateurs étant connectées à l'autre borne de sortie dudit convertisseur (D). 4. Convertisseur à découpage selon l'une des revendications 1 à 3 caractérisé en ce qu'en fonctionnement en régime établi, les transformateurs Ti, T2 travaillent à courant magnétisant moyen nul, im1 étant le courant magnétisant dans le premier transformateur Ti, im2 étant le courant magnétisant dans le deuxième transformateur T2, 5. Convertisseur à découpage selon la revendication 4, caractérisé en ce qu'en fonctionnement en régime établi : - pendant la première phase de fonctionnement du convertisseur pour 0 6. Convertisseur à découpage selon l'une des revendications 4 ou 5, caractérisé en ce que, le rapport de transformations m et les valeurs des selfs L1, L2 des deux transformateurs T1, T2 étant identiques soit m1 = m2 = m 15 et LI =L2 =L la durée de la première phase étant exprimée par : = d.T d étant le rapport cyclique d'un signal de commande pendant la 20 période de durée T. la tension de sortie Vs et la tension d'entrée Ve du convertisseur sont exprimées par : Vs = Ve • d • (1ù d) (5) m 7. Convertisseur à découpage selon la revendication 6, caractérisé en ce que la tension aux bornes de la capacité de maintien (C) est donnée par: 30 Vc=Ve (1--d) la tension maximum Vcmax aux bornes de la capacité de maintien (C) étant alors : 25 35 Vcmax =Ve 8. Convertisseur à découpage selon l'une des revendications 6 à 7, caractérisé en ce que le rapport de transformation m des transformateurs est déterminé en fonction de la tension d'entré minimum Vemin appliquée à l'entré du convertisseur pour un rapport cyclique maximum dmax soit : Vs m= ù dmax.Vemin 9. Convertisseur à découpage selon la revendication 1 à 8, caractérisé en ce que la capacité de maintien (C) est choisie suffisamment grande pour que la fréquence de résonance fo du circuit primaire soit inférieure à la fréquence f de découpage du convertisseur, fo = 1 ù � f 2•7r• i•C le premier transformateur T1 étant assimilable à une self LI ramenée au primaire du premier transformateur T1 et fo = 1 ù � f 2.7r• ,fi--,:a .0 le deuxième transformateur T2 étant assimilable à une self L2 ramenée au primaire du deuxième transformateur T2.25