Brevet FR2906903A1 — publié le 20080411

CIRCUIT ELECTRONIQUE DE REFERENCE DE TENSION L'invention concerne les circuits intégrés électroniques et plus précisément elle concerne la réalisation d'un circuit de référence de tension indépendante de la température, fondé sur les propriétés des transistors bipolaires en silicium. L'établissement d'une tension de référence dans un circuit intégré sur silicium comprend le plus souvent la réalisation d'un circuit appelé d'une manière générique "circuit de référence de type bandgap" en raison du fait qu'il utilise des propriétés physiques intrinsèques du silicium pour assurer une constance de la tension malgré les variations de température ; le terme bandgap fait référence à la différence d'énergie intrinsèque qui existe entre les bandes de valence et de conduction du silicium, différence qui ne dépend pratiquement pas de la température dans une large gamme de températures. Un circuit de référence de type bandgap utilise classiquement la combinaison d'une tension base-émetteur d'un transistor, qui varie négativement (et à peu près linéairement) avec la température, et d'un courant ou d'une tension qui varie positivement (et à peu près linéairement) avec la température. Par exemple, la différence des tensions base-émetteur de deux transistors de surfaces d'émetteur différentes, montés en diode et alimentés par des sources de courant identiques, est une tension qui varie positivement avec la température. Le résultat de cette combinaison n'est cependant pas parfait sur une large gamme de température, notamment une gamme qui irait de -50 C à +120 C : on constate que même avec des circuits de compensation et avec les réglages les plus fins des paramètres du circuit (tailles de transistors, valeurs de résistances, de courants, etc.) on aboutit à une courbe de variation de tension à peu près plate vers les températures ambiantes mais qui se courbe tant pour les températures basses que pour les températures élevées. On trouvera dans la littérature des exemples de circuits de référence de type bandgap avec des corrections de courbure en fonction de la température, par exemple : "A curvature corrected low-voltage bandgap reference", de Gunawan, Meijer, Fondrie, Huijsing dans IEEE JSSC Juin 2906903 2 1993 ; ou encore "A new Fahrenheit temperature Sensor", de R. Pease dans IEEE JSSC Décembre 1984. Ces corrections sont complexes. Le problème est rendu plus critique pour des circuits de technologie CMOS, dans lesquels les transistors bipolaires qui sont 5 disponibles pour réaliser le circuit de référence de tension, sont des transistors PNP de propriétés médiocres et de caractéristiques très dispersées d'un circuit à l'autre ; ces transistors sont en effet principalement des transistors qu'on peut qualifier de transistors parasites constitués à partir du substrat de type P, des caissons de type N des transistors PMOS et des 10 diffusions de source de ces transistors PMOS. Or il est important de pouvoir réaliser des tensions stables en température même dans des circuits de technologie CMOS qui n'ont pas d'autres transistors bipolaires disponibles. De manière générale, l'obtention d'une tension de référence précise et reproductible, stable sur une large gamme de températures (-50 C 15 à +120 C), pose des problèmes. L'invention a pour but de proposer une solution qui améliore les performances des circuits antérieurs. Selon l'invention, on propose un circuit de référence de tension, comportant un premier circuit de type bandgap fournissant une tension ou un courant stable en température au premier ordre, à partir 20 - d'une tension base-émetteur de transistor bipolaire ayant une pente de variation négative en fonction de la température - et d'une tension ou un courant ayant une pente de variation positive en fonction de la température, ce circuit de référence de tension étant caractérisé en ce qu'il 25 comprend un sommateur pour établir une combinaison linéaire, avec des coefficients de pondération respectifs, de trois valeurs qui sont respectivement - la tension ou le courant de sortie du premier circuit de type bandgap, 30 - la tension ou le courant de sortie d'un deuxième circuit fournissant une tension ou un courant proportionnel à la différence entre la température absolue T et une température de référence Tr, - la tension ou le courant de sortie d'un troisième circuit fournissant une tension ou un courant proportionnel au carré de cette 35 différence. 2906903 3 De préférence, le premier circuit de type bandgap comprend un générateur de courant PTAT fournissant un courant proportionnel à la température absolue et un courant qui est le rapport entre une tension base-émetteur de transistor bipolaire et une valeur de résistance, ce courant étant 5 appliqué à une entrée d'un amplificateur opérationnel du sommateur. Le générateur de courant PTAT peut comprendre, entre une alimentation et une masse, deux branches parallèles, l'une comprenant un premier transistor MOS en série avec un transistor bipolaire monté en diode, l'autre comprenant un deuxième transistor MOS identique au premier, une 10 résistance et un deuxième transistor bipolaire ayant une surface d'émetteur N fois plus grande que la surface d'émetteur du premier, avec un amplificateur différentiel qui commande les transistors MOS et qui établit dans la résistance une chute de tension égale à la différence des tensions base-émetteur des deux transistors bipolaires. 15 Le circuit (dit circuit thermomètre ) fournissant une tension proportionnelle à la différence (T-Tr) comprend de préférence un générateur de courant proportionnel à la température absolue, des moyens pour appliquer ce courant à une résistance et à un transistor bipolaire, et un amplificateur différentiel pour établir une tension qui est la différence entre la 20 tension base-émetteur de ce transistor bipolaire et la chute de tension aux bornes de la résistance. La température de référence est de préférence la température ambiante d'environ 25 C. 25 D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de la description détaillée qui suit et qui est faite en référence aux dessins annexés dans lesquels : - la figure 1 représente le principe de base d'un circuit de type PTAT établissant un courant proportionnel à la température absolue, réalisé 30 dans une technologie CMOS et utilisant les transistors PNP parasites de cette technologie ; - la figure 2 représente le principe de base d'un circuit de type bandgap fondé sur l'équilibre au premier ordre entre la variation négative d'une tension base-émetteur de transistor bipolaire et la variation positive d'un courant de circuit de type PTAT ; 2906903 4 - la figure 3 représente un autre exemple de réalisation de circuit de type bandgap - la figure 4 représente l'architecture générale d'un circuit de référence de tension stable en température selon l'invention ; 5 - la figure 5 représente l'utilisation d'un circuit classique de type bandgap, dans l'architecture selon l'invention ; - la figure 6 représente un exemple de réalisation de circuit dit circuit "thermomètre" fournissant une tension proportionnelle à T-Tr ; - la figure 7 représente un exemple de réalisation d'un circuit 10 d'élévation au carré de la tension de sortie du circuit thermomètre ; -la figure 8 représente un schéma de circuit permettant d'améliorer le comportement du circuit en éliminant l'influence néfaste du mauvais gain en courant des transistors bipolaires PNP utilisés dans le circuit lorsque celui-ci est réalisé dans une technologie purement CMOS. 15 Sur la figure 1, les transistors bipolaires PNP Ti et T2 et les transistors PMOS Q1 et Q2 forment avec un amplificateur différentiel Al le coeur d'un générateur de courant PTAT, c'est-à-dire un circuit fournissant un courant proportionnel à la température absolue T. Les transistors Ti et T2 20 sont de surfaces d'émetteur différentes, le transistor T2 ayant une surface N fois supérieure à celle du transistor Ti. Les transistors QI et Q2 sont identiques et constituent des sources de courant variables mais identiques. Leurs grilles sont portées à un même potentiel variable et leur source est à une tension d'alimentation Vdd. Le transistor T1 est monté en diode entre le 25 drain de Q1 et une masse GND : base et collecteur de T1 sont réunis et reliés à la masse, l'émetteur est relié au drain de Q1. Le montage est le même pour T2 et Q2 mais une résistance R2 est interposée entre le drain de T2 et l'émetteur de Q2. L'amplificateur différentiel Al a ses deux entrées reliées respectivement aux drains de QI et Q2 ; il réalise une contre-réaction 30 en agissant sur le potentiel commun des grilles de ces deux transistors, donc sur les courants identiques qui les traversent, jusqu'à trouver un point d'équilibre où les potentiels des deux drains sont identiques (à la tension de décalage d'entrée près de l'amplificateur). La chute de tension R2.I2 dans la résistance R2 compense alors exactement la différence OVbe entre les 35 tensions base-émetteur de Ti et T2 ; or on sait que cette différence est 2906903 5 proportionnelle à la température absolue et au logarithme népérien du rapport N entre leurs surfaces d'émetteur si les deux transistors Ti et T2 sont de même technologie et placés dans les mêmes conditions de température ; l'équation est : 5 AVbe = (kT/q)LogN k est la constante de Boltzmann, q la charge de l'électron, T la température absolue, N le rapport des surfaces d'émetteur. II en résulte que le courant 12 traversant la résistance R2 s'ajuste automatiquement à une valeur de la forme 10 12= (kT/q)(LogN)/R2 (pour des transistors ayant un gain en courant suffisamment élevé pour que le courant de base soit négligeable devant le courant de collecteur). Le circuit de la figure 1 constitue donc un générateur de courant 12 de valeur proportionnelle à la température absolue et variant linéairement et 15 positivement avec la température. A partir de ce courant 12, à variation positive, et d'une résistance R3, on peut facilement réaliser une tension à variation positive R3.12, et on peut ajouter à la tension R3.12 une tension base-émetteur de transistor bipolaire qui varie négativement avec la température. 20 Cette addition de deux tensions à sens de variation inverses est réalisée par exemple par le circuit de la figure 2 : la partie gauche de la figure 2 reprend exactement le circuit de la figure 1 et constitue un générateur de courant PTAT. Le courant 12 est recopié par un transistor PMOS Q3 monté en miroir de courant des transistors QI et Q2 (même potentiel de source 25 Vdd, même potentiel de grille fourni par la sortie de l'amplificateur Al). Le transistor Q3 est de préférence identique aux transistors QI et Q2 mais ce n'est pas obligatoire ; s'il ne leur est pas identique il faut en tenir compte dans les calculs. Une résistance R3 est reliée entre le drain de Q3 et l'émetteur 30 d'un transistor PNP T3 monté en diode comme Ti et T2, ayant son collecteur et sa base reliés à la masse. L'ensemble en série Q3, R3, T3 est donc monté comme l'ensemble Q2, R2, T2 et le courant qui parcourt la résistance R3 est identique au courant 12 qui parcourt R2. Le potentiel du point de jonction de Q3 et R3 est donc la somme 35 de la tension base-émetteur Vbe3 de T3 et de la chute de tension R3.12 qui a 2906903 6 pour valeur R3.I2 = (kT/q)(LogN)R3/R2. On notera que seul le rapport des résistances joue un rôle dans la valeur de la chute de tension R3.I2, ce rapport étant pratiquement indépendant de la température. Le coefficient de variation positive avec la température est (k/q)(LogN)R3/R2. 5 La variation négative de la tension base-émetteur Vbe3 du transistor T3 dépend de paramètres technologiques du transistor. Elle est linéaire au premier ordre, et l'ordre de grandeur du coefficient de variation est par exemple de -2mV/ C. Il peut être déterminé expérimentalement pour une technologie donnée. Par conséquent, en choisissant correctement la 10 résistance R3 et en additionnant la tension R3.l2 et la tension Vbe du transistor T3, on peut aboutir à une tension ayant un coefficient de variation global nul au premier ordre. La valeur choisie pour R3 dans ce but dépend évidemment des valeurs choisies pour N et pour R2 ainsi que de la surface d'émetteur du transistor T3. 15 Le circuit de la figure 2 est un circuit qu'on peut appeler "coeur de circuit bandgap" et la tension EG(T)=R3(kT/q)(LogN)/R2 + Vbe3 qui apparaît entre la sortie de ce circuit et la masse est une tension qui, au premier ordre, est indépendante de la température. Toutefois, il y a des effets du deuxième ou du troisième ordre qui 20 font que la tension EG(T) présente une certaine dispersion de fabrication et n'est pas complètement constante avec la température ; ceci est d'autant plus vrai que la qualité des transistors PNP est plus mauvaise. Or, dans beaucoup de circuits de technologie MOS, on ne dispose que de transistors PNP de mauvaise qualité (transistors à faible béta, c'est-à-dire à faible gain 25 en courant). La tension de décalage d'entrée de l'amplificateur différentiel Al est aussi un facteur qui détériore la constance de la tension de sortie EG(T). Un autre exemple de réalisation est montré à la figure 3 ; ce circuit fonctionne d'une manière très semblable à celui de la figure 2 et il est présenté ici car il est plus facile à utiliser dans l'architecture de la présente 30 invention. Dans cet exemple, au lieu d'additionner deux tensions Vbe3 et R3.I2 dans une branche Q3, R3, T3 comme c'était le cas à la figure 2, on effectue une addition de deux courants avant de convertir la somme de ces courants en une tension EG(T). On obtient un résultat très similaire en termes d'addition de tensions dont l'une varie positivement et l'autre varie 35 négativement. Les éléments identiques à ceux de la figure 2 portent les 2906903 7 mêmes références et jouent le même rôle ; il s'agit principalement du générateur PTAT qui établit un courant 12 = (kT/q)(LogN)/R2 à partir des transistors T1 et T2 de surfaces d'émetteur différentes. Un amplificateur différentiel A2 contrôle la grille d'un transistor 5 PMOS Q4 qui est en série avec une résistance R4, de manière à faire passer dans la résistance R4 un courant tel que la chute de tension dans cette résistance soit égale à la tension base-émetteur Vbe2 du transistor T2. Pour cela, l'amplificateur différentiel A2, à grand gain, reçoit la différence entre la tension aux bornes de R4 et la tension base-émetteur Vbe2 ; le courant dans 10 le transistor Q4 s'ajuste automatiquement à une valeur 14 telle que R4.I4 = Vbe2. Ce montage convertit donc la tension Vbe2 en un courant Vbe2/R4 dans la résistance R4 et dans le transistor Q4. Un transistor PMOS Q5 recopie le courant Vbe2/R4 qui passe dans Q4 (même tension de grille que Q4, même tension de source Vdd) ; un autre transistor PMOS Q6 recopie le 15 courant 12 qui passe dans le transistor Q2 (même tension de grille que Q2, même tension de source Vdd). Les courants de Q5 et Q6, respectivement égaux à Vbe2/R4 et 12=(kT/q)(LogN)/R2 sont additionnés dans une résistance de charge R6. Sur le schéma de la figure 3, la résistance de charge est reliée entre d'une part les drains réunis de Q5 et Q6 et d'autre 20 part la masse. On verra que la résistance de charge peut aussi être une résistance d'entrée ou une résistance de bouclage d'un amplificateur opérationnel. La tension de sortie EG(T) aux bornes de la résistance R6 est alors : EG(T) = R6.(kT/q)(LogN)/R2 + Vbe2.R6/R4. Le résultat est donc 25 sensiblement identique à celui que procure le schéma de la figure 2. La figure 4 représente le principe de la présente invention. Dans ce schéma on utilise un circuit Cl de coeur de bandgap tel que celui de la figure 2 ou la figure 3, c'est-à-dire utilisant la sommation d'une tension Vbe et d'une tension proportionnelle à la température absolue et donnant une 30 tension (ou un courant) de référence stable en température au premier ordre ; et on ajoute à la somme EG(T) ainsi obtenue deux autres tensions dont l'une, désignée par E2(T), est issue d'un circuit C2 dit "circuit thermomètre" et l'autre, désignée par E3(T) est issue d'un circuit C3 d'élévation au carré qui élève au carré une tension issue du circuit thermomètre. Par circuit 35 thermomètre, on entend un circuit pouvant établir une tension proportionnelle 2906903 8 à la différence T-Tr entre la température absolue T et une température de référence Tr ; la température Tr peut être la température ambiante standard de 25 C. Le circuit d'élévation au carré est, quant à lui, capable d'établir une tension proportionnelle à (T-Tr)2 à partir d'une tension fournie par le circuit 5 thermomètre. Un sommateur ADD effectue une combinaison linéaire des trois tensions EG(T), E2(T) et E3(T), c'est-à-dire qu'il les additionne avec des coefficients de pondération respectifs G1, G2, G3 pour établir une tension de sortie Vref = G1.EG(T) + G2.E2(T) + G3.E3(T). 10 Les coefficients de pondération sont choisis pour rendre aussi constante que possible la tension de sortie du sommateur en présence de variations de température. Le coefficient G1 peut être choisi arbitrairement égal à 1, des paramètres de réglage tels que la valeur de R6 permettant de régler le niveau de EG(T). 15 Pour le circuit Cl, qui est un circuit de base de type bandgap, on a remarqué que la tension de sortie peut être considérée comme étant globalement de la forme : EG(T) = EG(Tr) + a.(T-Tr) + b.(T-Tr)2 Ceci veut dire que la tension de sortie du circuit Cl n'est pas 20 constante avec la température mais tend à varier selon une courbe qu'on peut approximer par une parabole. Les coefficients a et b peuvent être déterminés expérimentalement et dépendent du schéma utilisé et de la technologie. EG(Tr) est une valeur fixe, qui est la valeur théorique qu'on voudrait avoir à toutes les températures 25 mais qu'on n'a en réalité qu'à la température de référence Tr. Le circuit thermomètre C2 et le circuit d'élévation au carré C3 sont destinés à compenser ces variations de tension de sortie du circuit Cl. Le circuit thermomètre devra produire une tension E2(T) = k2.(T-Tr) destinée à compenser le terme a.(T-Tr) et le circuit d'élévation au carré devra produire 30 une tension E3(T)=k3.(T-Tr)2 destinée à compenser le terme b.(T-Tr)2. Les coefficients G2 et G3 de la combinaison linéaire EG(T) + G1.E2(T) + G3.E3(T) effectuée par le sommateur ADD devront être ajustés pour que k2.G2=-a et k3.G3=-b de manière que la sommation pondérée des tensions de sortie des trois circuits Cl, C2, C3 aboutisse à une tension Vref=EG(Tr) 35 aussi indépendante que possible de la température T. 2906903 9 Si le circuit Cl fournit un courant de sortie plutôt qu'une tension EG(T), on convertit ce courant en tension dans une résistance du sommateur ADD. Même remarque pour les sorties des circuits C2 et C3. Les coefficients G2 et G3 sont négatifs si a, b, k1 et k2 sont 5 positifs. Mais il faut prévoir notamment que les signes de a et b peuvent être quelconques, et on fera en sorte de prévoir que les coefficients G2 et G3 peuvent être de signe négatif (ou alternativement que les sorties E2(T) et E3(T) peuvent avoir un signe inversé si nécessaire). La figure 5 est un schéma pratique reprenant le coeur du circuit de 10 bandgap de la figure 3 et montrant comment on peut effectuer la combinaison linéaire désirée à l'aide d'un amplificateur opérationnel et de plusieurs résistances de sommation. Dans le cas qui est représenté, le circuit Cl fournit un courant de sortie qui est la somme des courants circulant dans les transistors Q5 et Q6 : (kT/q)(LogN)/R2 + Vbe2/R4 15 Les sorties réunies des transistors Q5 et Q6, constituant la sortie du circuit Cl, ne sont pas appliquées à une résistance R6 comme à la figure 3 mais elles sont appliquées, ce qui revient au même, à une entrée El d'un amplificateur opérationnel AO rebouclé par une résistance de bouclage Rsl. L'autre entrée E2 de l'amplificateur est portée à un potentiel de 20 référence VG (qui peut être la masse GND ou de préférence le point milieu entre l'alimentation basse GND et l'alimentation haute Vdd). Le potentiel VG est, comme on le verra, la référence par rapport à laquelle le circuit thermomètre C2 fournit une tension proportionnelle à T-Tr, et le circuit C3 fournit une tension proportionnelle au carré de T-Tr. C'est pourquoi ce 25 potentiel doit aussi servir de référence dans le sommateur ADD placé en sortie du circuit Cl. La résistance de bouclage Rsl convertit le courant qui la traverse en tension (comme la résistance R6 de la figure 3). Le courant qui la traverse est tel que la somme des courants qui entre sur le noeud El soit nulle. Cette 30 somme comprend les courants issus des transistors Q5 et Q6 (courants Vbe2/R4 et 12), le courant dans la résistance Rsl et deux courants injectés, à travers une résistance Rs2 et une résistance Rs3 respectivement, par les sorties en tension du circuit thermomètre C2 et du circuit d'élévation au carré C3. 2906903 10 La résistance Rs2 définit le coefficient de pondération G2 correspondant au circuit C2. Cette résistance Rs2 est placée entre la sortie du circuit C2 et l'entrée El de l'amplificateur opérationnel AO. De même, une troisième résistance Rs3, placée entre la sortie du circuit C3 et l'entrée El, 5 définit le coefficient de pondération G3. Les circuits C2 et C3 fournissent des tensions sous faible impédance de sortie et imposent leur potentiel de sortie sur les résistances Rs2 et Rs3. Les circuits C2 et C3 fournissent des tensions référencées par rapport à la tension VG. Le circuit C2 fournit une tension E2(T) qui est égale 10 à k2.(T-Tr). Le circuit C3 fournit une tension E3(T) qui est égale à k3.(T-Tr)2. Le fonctionnement de l'amplificateur opérationnel est classique : la somme des courants qui arrivent sur son entrée El est nulle, et la tension sur cette entrée est égale à la tension sur l'entrée E2, c'est-à-dire à VG. Si on appelle Vref la tension de sortie (référencée par rapport au 15 potentiel de référence VG) de l'amplificateur AO, alors on peut écrire : Vref/Rs1 + E2(T)/Rs2 + E3(T)/Rs3 + Vbe2/R4 + 12 = 0 Vref = -Rs1 [I2+Vbe2/R4] ù E2(T)Rs1/Rs2 - E3(T)Rsl/Rs3 Donc Vref = -Rsl [I2+Vbe/4] ù E2(T)Rs1/Rs2 - E3(T)Rs1/Rs3 20 Ou, si on appelle EG(T) la valeur ùRsl [I2+Vbe2/R4], tension imparfaite du circuit de bandgap Cl, égale à EG(Tr) à la température de référence Tr. Vref = EG(T) ùk2(T-Tr) Rsl /Rs2 ù k3(T-Tr)2Rsl /Rs3 Comme on a fait l'approximation du second ordre que EG(T) est 25 assimilable à la somme EG(Tr)+ a.(T-Tr)+b(T-Tr)2, on trouve que Vref = EG(Tr)+ a.(T-Tr)+b(T-Tr)2 ùk2(T-Tr)Rs1/Rs2 ù k3(T-Tr)2Rsl/Rs3 Ou Vref = EG(Tr) + [a-k2.Rs1/Rs2].(T-Tr) +[b-k3Rsl/Rs3].(T-Tr)2 La valeur de Rsl est réglée en principe en fonction de la valeur 30 qu'on souhaite donner à la tension de référence Vref à la température de référence Tr. Cette valeur est ùRsl [12+Vbe2/R4] mesurée à la température de référence et qui est EG(Tr) selon la notation précédemment utilisée. Si les coefficients k2 et k3 des circuits C2 et C3 ne sont pas réglables, alors on règle le rapport Rs1/Rs2 tel que Rs2/Rsl = k2/a et le 35 rapport Rs3/Rsl tel que Rs3/Rsl = k3/b, ce qui permet d'éliminer les 2906903 11 coefficients pondérateurs des termes T-Tr et (T-Tr)2 et d'aboutir à une tension de référence qui a la valeur EG(Tr) sur toute la plage de températures pour laquelle l'approximation EG(T) = EG(Tr)+a(T-Tr)+b(T-Tr)2 reste valable pour le circuit bandgap Cl utilisé. 5 Circuit thermomètre Le circuit thermomètre C2 peut être constitué par exemple de la manière suivante, comme représenté à la figure 6 : il comprend un générateur de courant proportionnel à la température absolue (PTAT) ; ce 10 générateur peut être celui qui sert dans le circuit Cl pour établir le courant ou la tension constante au premier ordre. II est donc composé des transistors PNP T1, T2, de l'amplificateur différentiel Al, de la résistance R2, et des sources de courant constituées par les transistors PMOS Q1, Q2 dont les grilles sont reliées à la sortie de l'amplificateur différentiel Al. 15 Le courant 12 proportionnel à la température absolue est recopié par un transistor PMOS Q7 et par un transistor PMOS Q8 qui ont tous deux le même potentiel de source et de grille que Q1 et Q2. Le transistor Q7 alimente une résistance R7. La résistance R7 est reliée entre le drain du transistor Q7 et la sortie d'un amplificateur différentiel A3. Le transistor Q8 20 alimente un transistor bipolaire T8 monté en diode, ayant son émetteur relié au drain de Q8 et son collecteur et sa base reliés au potentiel de référence VG. L'amplificateur différentiel A3 a une première entrée reliée au point de jonction de R7 et Q7 et une deuxième entrée reliée au point de jonction de Q8 et T8. 25 Il en résulte que l'amplificateur différentiel A3 établit une tension qui est la différence entre la tension base-émetteur de ce transistor bipolaire (parcouru par un courant proportionnel à la température) et de la chute de tension aux bornes de la résistance (parcourue par un courant proportionnel à la température). 30 On peut montrer et vérifier expérimentalement que si la résistance R7 est ajustée pour que la tension de sortie de l'amplificateur différentiel A3 soit égale à VG pour la température de référence Tr, alors la tension de sortie de l'amplificateur pour une température absolue quelconque T est une tension E2(T) pratiquement proportionnelle à T-Tr et qu'on peut donc écrire 35 E2(T)=k2.(T-Tr) 2906903 12 Cette proportionnalité approchée résulte notamment de la courbe de variation pratiquement en (T-Tr) de la tension base-émetteur Vbe8 du transistor T8 lorsqu'il est parcouru par un courant 12 proportionnel à la température absolue. 5 La résistance R7 est ajustable pour régler le circuit thermomètre de telle manière que la tension de sortie E2(T) soit nulle pour la température de référence Tr, c'est-à-dire de manière que la sortie de l'amplificateur A3 soit égale à VG pour cette température. Si on estime que le coefficient a de la courbe de variation de 10 EG(T) avec la température peut être soit positif soit négatif, on peut prévoir un amplificateur opérationnel supplémentaire, monté en inverseur analogique, à la sortie de l'amplificateur A3. La sortie de l'amplificateur supplémentaire ou la sortie de l'amplificateur A3 sera utilisée selon le signe de a, le choix étant fait lors du test du circuit ; l'ajustement de la résistance 15 R7 est fait également lors du test. Circuit d'élévation au carré Pour produire un signal proportionnel à (T-Tr)2 on utilise le circuit thermomètre, et on applique sa tension de sortie E2(T) a un circuit 20 d'élévation au carré qui utilise la même référence de potentiel VG. Le circuit d'élévation au carré peut être celui de la figure 7. Il comporte deux sources de courant entrant et sortant SC1 et SC2 de valeur arbitraire 2.10 chacune ; la première source, SC1, alimente en courant entrant un groupe de deux branches différentielles identiques à une 25 résistance et trois transistors chacune (une résistance R21, un PMOS Q21 et deux NMOS Q22 et Q23, tous en série dans la première branche, une résistance R24=R21, un PMOS Q24 et deux NMOS Q25 et Q26 en série dans la deuxième branche) ; la deuxième source SC2 alimente en courant sortant une paire de deux transistors NMOS identiques Q27 et Q28 ayant 30 leurs sources réunies. Ces sources réunies sont reliées à la grille d'un transistor NMOS Q30 alimenté par une source de courant entrant SC3 de valeur Io (donc la moitié de la valeur de chacune des autres sources). Les transistors PMOS des deux branches différentielles identiques reçoivent respectivement sur leur grille un potentiel E2(T) issu du circuit thermomètre 2906903 13 et le potentiel de référence VG. On peut montrer que le courant qui parcourt le transistor Q30 est égal àlo+ [E2(T)]2/4(R21)2.Io On extrait du point de jonction entre la source SC3 de valeur Io et le drain du transistor Q30 un courant égal à la différence entre le courant de 5 la source SC3 et le courant du transistor Q30. Cette différence est égale à [E2(T)]2/4.(R21)2.10 Elle est convertie en tension dans un amplificateur différentiel A4 dont une entrée est portée à la tension de référence VG et dont l'autre entrée, qui reçoit le courant [E2(T)]2/4.(R21)2.10, est reliée par une 10 résistance R30 de rebouclage à la sortie de l'amplificateur. La tension qui apparaît à la sortie de l'amplificateur est alors une tension E3(T) égale à R30.[E2(T)]2/4.(R21)2.10 +VG La tension E3(T) est pratiquement proportionnelle au carré de E2(T) donc au carré de T-Tr, à la condition toutefois que Io soit à peu près 15 indépendant de la température. Pour obtenir ce résultat, on s'arrange pour réaliser les sources de courant de valeur Io et 210 à partir du rapport entre une tension à peu près indépendante de la température et une résistance de polarisation Rpol. La tension à peu près indépendante de la température est de préférence la tension de sortie EG issue du coeur de circuit bandgap. 20 Io est alors de la forme Io=Eg/Rpol et on peut noter que la tension E3(T) fait alors intervenir un rapport Rpol.R30/(R21)2. Ce rapport est lui aussi à peu près indépendant de la température, toutes les résistances variant de la même manière. Là encore, si le coefficient b de la courbe de variation EG(T) a un 25 signe quelconque, on peut placer un amplificateur opérationnel inverseur à la sortie de l'amplificateur A4. La sortie de l'un ou l'autre de ces amplificateurs sera choisie au test. Compensation des pains en courant des transistors PNP 30 Comme on l'a dit, les transistors PNP peuvent être de mauvaise qualité et notamment ils peuvent avoir un gain en courant béta faible et fortement dispersé. C'est le cas en particulier lorsque le circuit de référence de tension est réalisé dans une technologie CMOS où les seuls transistors bipolaires disponibles sont des transistors PNP formés entre le substrat de 35 type P, les caissons de type N et les diffusions de source et drain des PMOS 2906903 14 formés dans ces caissons. Ces transistors sont de mauvaise qualité. C'est pourquoi il est préférable de prévoir un circuit de compensation du générateur de courant PTAT, qu'on va décrire en référence à la figure 8. Le circuit représenté à la figure 8 comprend, sur sa partie droite, le 5 générateur de courant PTAT de la figure 1, et sur sa partie gauche le circuit de compensation dont la fonction est d'injecter dans l'émetteur du transistor T1 et dans l'émetteur du transistor T2 un courant égal au courant de base lb qui parcourt ces transistors lorsque la résistance R2 est parcourue par le courant 12 proportionnel à la température absolue. En injectant ces courants, 10 on fait en sorte que les courants égaux qui traversent QI et Q2 et donc le courant 12 qui traverse la résistance R2 ne soient pas le courant d'émetteur des transistors T1 et T2 mais soient le courant de collecteur Ic. Lorsque c'est le courant émetteur, il y a des imprécisions car les équations de fonctionnement du générateur PTAT se fondent sur le calcul des courants de 15 collecteur des transistors T1 et T2 de taille différente. Cela n'a pas d'importance lorsque le gain en courant est fort car la différence entre courant collecteur et courant émetteur est insignifiance. Cela a plus d'importance lorsque le gain est faible. Avec la compensation introduite, on fait fonctionner véritablement le générateur PTAT à partir de courants de 20 collecteur même si le gain est faible. Pour atteindre ce résultat, le courant 12 dans Q1 est recopié dans une branche Q10, T10. Le transistor Q10 est identique à QI et a sa grille et sa source aux mêmes potentiels que la grille et la source de QI. Le transistor T10 est identique à T1 et a son émetteur relié à la masse comme T1. La 25 base de T10 n'est cependant pas connectée directement à la masse comme celle de Ti, elle est connectée à la masse par l'intermédiaire d'un transistor NMOS Q11 monté en diode. Ce transistor Q11 est donc parcouru par un courant lb qui est le courant de base de T10, identique au courant de base de T1. 30 Le courant dans Q11 est recopié à l'identique dans une branche à deux transistors Q12 NMOS), Q13 (PMOS monté en diode) ; de là, ce courant lb est encore recopié à l'identique par un transistor Q14 qui injecte son courant égal à lb dans le point de jonction entre les transistors QI et 35 T1. 2906903 15 à l'identique par un transistor Q15 qui injecte un courant lb dans le point de jonction entre les transistors Q2 et T2. Enfin, un transistor Q16 recopie le courant lb du transistor Q13 pour l'injecter au point de jonction des transistors Q10 et T10. 5 Il en résulte que le courant 12 dans les transistors Q1 et Q2 est bien un courant de collecteur des transistors Ti et T2. Avec ce schéma on aboutit à un fonctionnement où le courant proportionnel à la température est un courant de collecteur de transistor et non un courant d'émetteur comme dans les schémas classiques, de sorte 10 qu'il est insensible au fait que le gain en courant des transistors PNP soit faible et dispersé. On pourrait d'ailleurs faire un schéma sur le même principe si les transistors étaient NPN. 15 REVENDICATIONS 1. Circuit de référence de tension, comportant un premier circuit de type bandgap (Cl) fournissant une tension ou un courant stable en température au premier ordre, à partir - d'une tension base-émetteur de transistor bipolaire (T3) ayant une pente de variation négative en fonction de la température - et d'une tension ou un courant (12) ayant une pente de variation positive en fonction de la température, caractérisé en ce qu'il comprend un sommateur (ADD) pour établir une combinaison linéaire, avec des coefficients de pondération respectifs, de trois valeurs qui sont respectivement - la tension ou le courant de sortie (EG(T)) du premier circuit de type bandgap (Cl), - la tension ou le courant de sortie d'un deuxième circuit (C2) fournissant une tension (E2(T)) ou un courant proportionnel à la différence entre la température absolue T et une température de référence Tr, - la tension ou le courant de sortie (E3(T)) d'un troisième circuit (C3) fournissant une tension ou un courant proportionnel au carré de cette différence. 2. Circuit de référence selon la revendication 1, caractérisé en ce que le premier circuit de référence comprend un générateur de courant proportionnel à la température absolue et des moyens pour produire un courant qui est le rapport entre une tension base-émetteur de transistor bipolaire et une valeur de résistance R2, ce courant étant appliqué à une entrée d'un amplificateur opérationnel (AO) du sommateur. 3. Circuit de référence selon la revendication 2, caractérisé en ce que le générateur de courant proportionnel à la température absolue comprend, entre une alimentation (Vdd) et une masse (GND), deux branches parallèles, l'une comprenant un premier transistor MOS (Q1) en série avec un transistor bipolaire (Tl) monté en diode, l'autre comprenant un deuxième transistor MOS identique au premier, une résistance (R2) et un deuxième transistor bipolaire (T2) monté en diode, ayant une surface d'émetteur N fois 2906903 17 plus grande que la surface d'émetteur du premier, les premier et deuxième transistor MOS fonctionnant en sources de courant variable identiques commandées par un même amplificateur différentiel (Al) dont les entrées sont reliées aux drains des deux transistors MOS de manière à établir dans 5 ces transistors une valeur de courant (12) telle que la chute de tension dans la résistance (R2) soit égale à la différence des tensions base-émetteur des deux transistors bipolaires. 4. Circuit selon la revendication 3, caractérisé en ce qu'il 10 comprend un amplificateur différentiel (A2) et un troisième transistor MOS (Q4) contrôlée par cet amplificateur différentiel, pour établir dans une résistance (R4) de valeur R4 un courant égal à Vbe2/R4, où Vbe2 est la tension base-émetteur du deuxième transistor. 15 5. Circuit selon l'une des revendications 3 et 4, caractérisé en ce qu'il comprend au moins un quatrième et un cinquième transistors (Q5, Q6) pour recopier le courant dans la résistance de valeur R4 et le courant dans la résistance de valeur R2. 20 6. Circuit selon l'une des revendications 3 à 5, caractérisé en ce que le circuit (C2) fournissant une tension proportionnelle à la différence (TTr) comprend un générateur de courant proportionnel à la température absolue, des moyens pour appliquer ce courant à une résistance de valeur R7 et à un transistor bipolaire (T8), et un amplificateur différentiel pour établir 25 une tension qui est la différence entre la tension base-émetteur (Vbe8) de ce transistor bipolaire et de la chute de tension (R2.I2) aux bornes de la résistance. 7. Circuit selon l'une des revendications 3 à 6, caractérisé en ce 30 que les transistors bipolaires du générateur de courant PTAT sont des transistors PNP réalisés dans une technologie CMOS et il est prévu des moyens pour injecter au point de jonction entre le premier transistor bipolaire (Tl) et le premier transistor MOS (QI) un courant qui est égal au courant de base du premier transistor bipolaire (T1) et des moyens pour injecter au point de jonction du deuxième transistor bipolaire (T2) et du deuxième transistor 2906903 18 MOS (Q2) un courant qui est égal au courant de base du deuxième transistor bipolaire (T2), de manière que le courant de sortie du générateur de courant proportionnel à la température soit égal au courant de collecteur et non au courant d'émetteur d'un transistor bipolaire.