Brevet FR2901612A1 — publié le 20071130

- les transducteurs sont au moins au nombre de deux et sont disposés de façon à recevoir des ondes mécaniques l'un de l'autre via le fluide ; -les transducteurs s'étendent en regard l'un de l'autre et/ou coaxialement l'un à l'autre ; - il est agencé de sorte que chaque transducteur est apte à émettre des ondes parvenant à l'autre transducteur après au moins une réflexion sur une paroi du conduit, le nombre de réflexions étant de préférence égal à deux ; - le conduit présente des extrémités conformées chacune pour réfléchir des ondes émises radialement en regard de l'extrémité vers l'autre extrémité ; - il comporte un tube d'alimentation du conduit en fluide, un tube d'évacuation du fluide hors du conduit et une enceinte, l'enceinte supportant le conduit seulement par l'intermédiaire des tubes d'alimentation et d'évacuation ; - le conduit étant un conduit interne, le dispositif comprend un conduit externe recevant le conduit interne, le dispositif étant agencé pour que le fluide circule dans le conduit externe, puis entre dans le conduit interne, puis sorte du conduit interne pour circuler dans le conduit externe ; - les extrémités des transducteurs s'étendent dans le conduit interne ; - une portion de chaque transducteur s'étend dans le conduit externe sans s'étendre dans le conduit interne ; - il comporte une unité de traitement électronique et deux câblages connectant les transducteurs à l'unité, les deux câblages ayant des longueurs identiques ; - il comporte, pour le ou chaque transducteur, un support du transducteur formant un isolant à l'égard des ondes mécaniques ; - le support comprend une résine dans laquelle sont noyées des particules métalliques, de préférence en tungstène ; - le ou chaque transducteur comporte un amortisseur à l'égard des ondes mécaniques, l'amortisseur entourant le transformateur radialement par référence à l'axe principal ; - le ou chaque convertisseur est apte à émettre des ondes mécaniques principalement en se déformant suivant une direction radiale à l'axe principal ; - le ou chaque convertisseur comprend deux éléments s'étendant dans un même plan radial à l'axe principal et présentant des polarisations de même direction mais de sens opposés ; - les deux éléments sont séparés l'un de l'autre par un plan, les plans de séparation des deux convertisseurs étant parallèles l'un à l'autre ; - le plan de séparation est parallèle aux deux faces du transformateur ; - le ou chaque convertisseur est aligné suivant l'axe principal avec le transformateur associé et de préférence présente une face libre opposée au transformateur ; - le fluide est en écoulement ; le fluide est un gaz ; et - le paramètre est choisi dans le groupe consistant en un débit, une température, et une teneur d'un composant dans le fluide. On prévoit également selon l'invention un procédé de mesure d'un paramètre d'un fluide au moyen d'ondes ultrasonores, caractérisé en ce qu'il comprend les étapes consistant à. - émettre à partir d'un transducteur émetteur au moins un signal antérieur présentant des premier et deuxième points caractéristiques ; détecter une réception du premier point sur un transducteur récepteur ; - déterminer un instant d'amorce en fonction de cette détection ; - émettre à partir de l'émetteur au moins un signal de mesure présentant des premier et deuxième points caractéristiques similaires respectivement à ceux du signal antérieur ; et - à partir de l'instant d'amorce, détecter une réception du deuxième point sur le récepteur. Le procédé selon l'invention pourra également présenter au moins l'une des caractéristiques suivantes : - on détermine l'instant d'amorce par itérations successives au moyen de plusieurs signaux antérieurs pour accroître la précision du positionnement de l'instant d'amorce par rapport à la réception du deuxième point ; - on détermine l'instant d'amorce de sorte que l'instant d'amorce et la réception du deuxième point soient séparés par une durée supérieure à un seuil prédéterminé ; - le premier point est un premier extremum d'amplitude du signal ; - le deuxième point est un passage à l'amplitude zéro du signal ; - le passage à l'amplitude zéro est choisi de sorte qu'il se situe entre des extrema absolus d'amplitude du signal ; - le passage à l'amplitude zéro est choisi de sorte qu'il se situe sur un front montant du signal ; -on détermine l'instant d'amorce de sorte que le passage à l'amplitude zéro constitue le premier passage à l'amplitude zéro après l'instant d'amorce dans le signal ; - on détermine un instant de fin tel que le passage à l'amplitude zéro soit le seul passage à l'amplitude zéro dans le signal de mesure après l'instant d'amorce. - on détermine les instants d'amorce et de fin de sorte qu'ils délimitent un intervalle de temps plus court qu'une plus petite période du signal ; - on détermine les instants d'amorce et de fin de sorte qu'ils délimitent un intervalle de temps tel que la réception du deuxième point a lieu sensiblement au centre de cet intervalle. - les signaux présentent chacun plusieurs passages à l'amplitude zéro séparés successivement par des intervalles de temps caractéristiques différents les uns des autres dans un même signal mais similaires entre les signaux, et:- lors de la réception du ou d'au moins un des signaux antérieurs, on enregistre les intervalles ; et - à réception du signal de mesure, on identifie au moyen des intervalles enregistrés l'un des passages à l'amplitude zéro du signal de mesure ; chaque signal comprend un paquet d'ondes, comportant de préférence cinq oscillations ; - les signaux ont une fréquence comprise entre 400 et 800 kHz ; - on commande les transducteurs de sorte qu'un premier des transducteurs émet un signal, puis chaque transducteur, à commencer par le deuxième, émet deux signaux successifs. - on détermine une vitesse de propagation des signaux dans le fluide. - chaque transducteur comprenant un convertisseur pour convertir de l'énergie électrique en ondes mécaniques et inversement, on détermine la vitesse de propagation des signaux dans le fluide au moyen des étapes suivantes : -on détermine la demie somme de la durée de propagation d'un signal depuis un premier des convertisseurs jusqu'au deuxième des convertisseurs, et de la durée de propagation d'un signal depuis le deuxième convertisseur jusqu'au premier convertisseur ; et -on retranche à cette demie somme la durée de propagation du signal dans les transformateurs, et la durée entre la réception du premier point et la réception du deuxième point dans un des transducteur ;. - chaque transducteur comprenant un convertisseur pour convertir de l'énergie électrique en ondes mécaniques et inversement, on détermine une valeur vf d'une vitesse d'écoulement du fluide au moyen de la formule : vf = CE(tu,,,,,,,, û ta,.u, où tamont et taval sont les durées respectives de propagation d'un signal depuis un premier des convertisseurs jusqu'au deuxième des convertisseurs, et depuis le deuxième convertisseur jusqu'au premier convertisseur, le premier convertisseur s'étendant en amont du deuxième convertisseur par référence à une direction d'écoulement du fluide ; et CE est un coefficient d'étalonnage prédéterminé ; - on détermine une valeur vf d'une vitesse d'écoulement du fluide au moyen de la formule Vf = CE(tamont ù taval) + CQ(tamont ù taval)` où CQ est un coefficient de correction quadratique prédéterminé. - on détermine le coefficient d'étalonnage CE pour des conditions données au moyen de la formule : CE = CE' v Va où CEo est un coefficient d'étalonnage correspondant à des conditions de référence ; Va est la vitesse des signaux dans le fluide dans les conditions données, et v,, est la vitesse des signaux dans le fluide dans les conditions de référence ; - on effectue plusieurs mesures successives pour déterminer des valeurs de vitesse respectives ; - on détermine une cadence séparant des mesures successives en fonction d'une valeur moyenne de valeurs de vitesse obtenues à partir de mesure précédentes ; et - on calcule la valeur moyenne au moyen d'un nombre de valeurs de mesure précédentes choisi en fonction de la différence entre les deux valeurs de mesure les plus récentes. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront encore dans la description d'un mode préféré de réalisation et de variantes donnés à titre d'exemples non-limitatifs. En référence aux dessins annexés : - la figure 1 illustre le principe de l'agencement du dispositif selon un mode préféré de réalisation de l'invention ; - la figure 2 illustre la disposition relative des transducteurs, compte tenu du débit ; - la figure 3 illustre la propagation des ondes dans les deux sens en présence d'un débit de fluide, dans le dispositif de la figure 1 ; - la figure 4 illustre le repère considéré pour les calculs ; - la figure 5 est un graphe illustrant le module du gain mécanique en fonction de la distance x à l'extrémité du transducteur ; - la figure 6 est un graphe illustrant l'évolution spatiale en x du module du champ rayonné par une onde incidente ; - la figure 7 est un graphe analogue à celui de la figure précédente tenant compte de l'onde réfléchie à l'extrémité du cône ; - la figure 8 est un graphe illustrant l'évolution spatiale en y du module du champ rayonné par une onde incidente ; - la figure 9 est un graphe illustrant l'évolution spatiale en trois dimensions du module du champ rayonné par une onde incidente ; - la figure 10 illustre des courbes équiphases du champ de la figure 9 ; - les figures 11 et 12 illustrent d'autres courbes de niveaux ; - la figure 13 illustre la directivité du champ sur les transducteurs ; - la figure 14 illustre la position des cônes et du repère pour les calculs ; - les figures 15 et 16 illustrent l'évolution du signal en fonction du recouvrement ; - la figure 17 illustre la vitesse des ondes en fonction du recouvrement ; - la figure 18 illustre un dispositif de l'art antérieur ; - la figure 19 illustre l'évolution du module du champ en fonction du recouvrement dans le dispositif de la figure 18 ; - la figure 20 est une vue en perspective illustrant une variante de réalisation de l'extrémité des transformateurs - la figure 21 est une vue en coupe du dispositif illustrant l'isolation acoustique des transducteurs ; - la figure 22 est une vue en coupe axiale d'un des transducteurs illustrant l'amortissement acoustique et le convertisseur ; - la figure 23 est une vue en coupe axiale du dispositif illustrant les tubes externes et internes ; - la figure 24 est une vue analogue à la figure 23 illustrant la suspension de la cellule dans son enceinte ; - la figure 25 est une vue analogue à la figure 23 illustrant une variante de réalisation dans laquelle le tube interne est un capillaire ; la figure 26 est un schéma bloc de l'électronique d'acquisition ; - la figure 27 est un schéma du générateur haute tension de la figure 26 ; - la figure 28 est un schéma d'un étage de puissance utilisable dans le dispositif ; - la figure 29 est un schéma du bloc de commutation haute tension de l'ensemble de la figure 26 ; la figure 30 est un schéma de la voie analogique de l'ensemble de la figure 26 ; la figure 31 illustre les signaux associés à différents organes de l'électronique de 10 commande ; - la figure 32 est un graphe illustrant le positionnement de la fenêtre et du passage à zéro du paquet d'ondes ; -les figures 33 à 36 sont des graphes illustrant différents cas de positionnement de la fenêtre ; 15 - les figures 37 et 38 illustrent deux procédures de recherche du passage à zéro ; - la figure 39 est un graphe illustrant la détection de l'intervalle de lancement ; la figure 40 est un schéma bloc du circuit logique programmable ; et - la figure 41 illustre une application de l'invention à l'étude de la respiration humaine en représentant l'évolution du taux de CO2 dans un volume expiré en différentes 20 circonstances. L'émission ù réception d'ondes ultrasonores directives et localisées selon l'invention peut aboutir à divers capteurs. On va décrire ci-après un débitmètre à gaz ou anémomètre ayant de bonnes performances et formant un mode de réalisation de l'invention. 1. Principe 25 En référence à la figure 1, le débitmètre 2 comporte deux transducteurs émetteurs - récepteurs E et R identiques entre eux, comprenant chacun un transducteur 4. Chaque transducteur comporte d'une part un transformateur d'impédance mécanique 6 formé par une pointe conique 6 et d'autre part un convertisseur 8 pour convertir de l'énergie électrique en ondes ultrasonores et inversement, formé par un disque piézo-électrique. Chaque pointe 30 conique présente une base plane par laquelle elle est collée au disque. Les deux transducteurs sont disposés dans un conduit 10 parcouru par un écoulement de gaz. Ils s'étendent en regard et à distance l'un de l'autre, les axes principaux des transducteurs formés par les axes des cônes étant confondus avec l'axe 12 du conduit. Chaque transducteur 4 est apte à émettre des paquets d'ondes ultrasonores et à recevoir les paquets émis par l'autre. Les transducteurs sont couplés indirectement par la réflexion d'un paquet d'ondes ultrasonores sur la paroi du conduit tubulaire 10 véhiculant le gaz. Le paquet est émis quasi-perpendiculairement à l'axe du tube car l'angle 0 du cône est en principe petit. Les cônes émetteur et récepteur sont distants d'une longueur e. Pour un tube de diamètre 2h, le temps de propagation entre les éléments piézo- électriques se compose d'un temps de vol dans les cônes auquel s'ajoute un temps de vol aller retour dans le gaz séparant les extrémités des cônes de la paroi interne du tube. L'émission des ultrasons dans chaque cône en direction de la paroi du tube est obtenue par génération d'une onde progressive transverse focalisée à l'extrémité du cône et rayonnant selon un angle égal à l'angle 0 par rapport à la normale à la paroi du tube. A débit de gaz nul, le temps de vol aller retour à la vitesse va dans le gaz lorsque les ultrasons sont émis selon un angle 0 par rapport à la normale au tube vaut : t=N 2h (1.1) vä cos 9 où N désigne le nombre d'échos sur la paroi interne du tube. En présence d'un débit de gaz Vf, le faisceau ultrasonore atteint le cône récepteur décalé d'une valeur Ax égale à : dx=N2h vf vä cos 9 A débit nul, ce même décalage peut être obtenu en déplaçant le transducteur source de cette valeur Ax selon l'axe du tube vers les x croissants. Ce décalage correspond à un chemin en moins, à parcourir dans le cône récepteur. Si vd est la vitesse de phase au voisinage de la zone d'atterrissage du cône récepteur, on obtient la variation de temps de vol due au débit de gaz : At=ûN Vf 2h vä cos 9 v,, Application numérique : va = 340 m/s, vf= 1 m/s, 0 = 8 , h = 7 mm, N = 1, vd = 1000 m/s, on obtient At = 41 ns (nanoseconde) (1.2) 5 Pour avoir le temps de vol total entre le disque piézo-électrique émetteur et le disque récepteur, il faut rajouter les temps de vol dans les cônes. Dans le cas de la figure 1, l'émission du paquet d'ondes se fait dans le sens du flux. Elle est dans le sens aval. Le temps de vol est alors : 2h / vI 2h\ tara/ = tde + + (tdr -1 V COS 0 V COS 0 V a a d 2h tdr ù Attira/ = V1 2h va cos Attira/ Va cos 0 v d où tde indique le temps de vol dans le cône émetteur, tdr indique le temps de vol dans le cône récepteur à débit nul. On a supposé ici que le débit n'avait pas changé le temps de vol dans le gaz. Cette hypothèse est valable à faible débit. Le retard de phase tavai dépend du temps de propagation dans trois milieux différents. 10 De la formule (1.4), et en écrivant que la vitesse des ultrasons dans les cônes émetteur de longueur Êe et récepteur de longueur r est respectivement vde(x) et vdr(x), le temps de vol aval s'écrit : dx 2h V f 2,~ + + ) (1.5) Gal Vde (x) Va cos 0 v Vdr(x) Va cos 0 Vd 15 La formule (1.5) montre que le retard de phase Laval dépend de : la vitesse des ultrasons dans les cônes émetteur et récepteur, le diamètre 2h du tube, la directivité du faisceau ultrasonore, la vitesse des ultrasons dans le gaz, et le débit de gaz. En pratique, la mesure dépend des déformations du tube comme des variations de la 20 vitesse dans le cône ou dans l'air. Il est à noter que la variation de vitesse dans l'air peut être due à une variation de pression, de température ou être due à la présence d'un polluant (exemple : vapeur d'eau ou d'alcool). D'autre part, on peut montrer qu'il n'y a pas d'effet Doppler en l'absence de particules diffusantes dans le flux. (1.4) tara/ ù tde 25 1.1. Espacement des cônes Afin d'avoir une échelle de mesure la plus grande possible, l'espacement entre les pointes sera de préférence optimisé. Selon la figure 2, l'espacement entre les pointes peut être réduit au minimum afin d'optimiser l'amplitude du signal détecté. On travaille alors à 0 faible. Cette configuration a cependant des conséquences : En détection amont, le récepteur a l'impression que le paquet vient de plus loin que la distance réelle, autrement dit que les cônes sont plus espacés qu'ils ne le sont vraiment. En détection aval, l'espacement apparent des pointes est réduit. A fort débit, il apparaît un recouvrement des cônes émetteur - récepteur. La phase du signal peut alors varier non linéairement en raison de la diffraction. En effet, lorsqu'il y a recouvrement des cônes, on ne peut plus considérer l'émission et la réception comme ponctuelles. Il faut repartir du principe d'Huyghens. A 0,7 MHz, et pour un recouvrement D des cônes de 3 mm la longueur de Fresnel Lf donnant la limite du champ proche vaut : Lf = Dz = lmmZ = 0,5 mm (1.6) 42 4 * 0,49mm Comme le montre la figure 2, le couplage indirect entre les cônes par réflexion sur le tube peut être vu comme un couplage direct entre deux cônes dont les axes sont distants d'une valeur 2h. Pour un tube de diamètre interne 14 mm, cette distance est 28 fois plus grande que la distance de Fresnel. Nous ne sommes pas en champ proche. Cependant, plus le débit augmente plus la dimension axiale des pointes intervient dans le calcul de la phase du signal, obligeant à prendre en compte les effets de diffraction sur la phase. Pour éviter les problèmes de diffraction on peut prévoir, lors du montage des pointes, un espacement suffisant entre les cônes. La figure 3 illustre un montage préféré. L'espacement entres les cônes émetteur et récepteur est minimum. Le sens du flux est contraire au sens de propagation du paquet d'ondes. 1.2. Compensation de la température La dérive en température peut-être réduite à l'aide d'une détection différentielle. Par cette méthode, illustrée par la figure 3, la sensibilité du capteur peut aussi être multipliée par deux. Il faut dans ce cas un espacement non nul entre les cônes de façon à pouvoir mesurer des flux dans les deux sens. La mesure consiste alors à exciter impulsionnellement et alternativement les deux transducteurs l'un en émission, l'autre en réception. Deux paquets d'ondes se propagent en sens inverse. L'un remonte le flux, tandis que l'autre le descend. Pour le paquet d'ondes remontant le flux (détection amont) il y a décalage vers l'extrémité du cône récepteur, tandis que pour celui qui descend le flux, le décalage se fait vers la base du cône. Les temps de vol totaux dans les pointes et dans le gaz sont alors donnés par les formules (1.7). ( 2h vr 2h tu,,,o,,, =1 /e + N + (tdr + N ) vu cos O vu cos O v) t = +N 2h +(tdr ù N vi 2h) Vu cosû vu cos9 v) En détection amont, une montée de température réduit le temps de vol dans le gaz, ce qui s'oppose à l'augmentation du temps de vol engendrée par le débit de gaz, tandis qu'en détection aval, le débit de gaz et la montée de température réduisent dans le même sens le temps de vol du paquet d'ondes. Une détection différentielle amont ù aval, avec un nombre d'échos N, donne la formule suivante (1.8) qui est la formule de référence de ce débitmètre à transducteurs coniques: 1.3. Incertitude sur la mesure On peut montrer par exemple que, à une température de référence de 300 K (26,85 C), une augmentation de la température de 1 C, engendre une variation relative de la vitesse de 1,67.10-3. De même, la présence d'un polluant tel que la vapeur d'eau ou un autre gaz, modifie 20 aussi la mesure. L'homme du métier saura quantifier ces perturbations 1.3.1. Hygrométrie On sait notamment que, avec une humidité relative de 100%, la variation de la vitesse du son due à l'humidité de l'air est d'autant moins grande qu'il fait plus froid. On peut notamment montrer que la variation relative de la vitesse du son pour une hygrométrie r,,= 1% 25 est de : N4hv ùt.,)= I cosOVdva = 9,04.10-4 Avu va (1.7) (1.8) La présence de vapeur d'eau augmente la vitesse des ultrasons dans l'air. Et la variation relative de la vitesse du son est proportionnelle à la proportion d'eau en volume dans l'air. 1.3.2. Composés organiques ou minéraux Il est facile de transposer les résultats précédents à d'autres gaz polluants, par exemple les composés organiques tels que l'éthanol ou le dioxyde de Carbone. Par exemple dans le cas de l'éthanol : nous avons y = 1,13 et N[c2H60 = 46 g/mol. Pour une fraction volumique de 1%, la variation relative de la vitesse du son est donc : AVa 1 e Y('2H(o ù Yair) (Mc2H(o ù Mair) 1 3 v _ 2 P ( Yair Mair ) = 2 (û1,93.10-3 -- 5,88.10-3) = -3,9.10-3 va Pour le dioxyde de carbone : à 300 K, nous avons y = 1,284 et MVlco2 = 44 g/mol. Ava _ 1 e' (~Ycoz û Yair (MD, û va 2 P Yair Mair4û8,28.10-4 ) = -5,19.10-3)- -3,01.10-3 2 Contrairement à la vapeur d'eau, la présence de vapeur d'éthanol ou de CO2 diminue 15 la vitesse du son. En éthylométrie (mesure de la concentration d'alcool dans l'air alvéolaire expiré. La limite légale actuelle est de 0,4 g/litre de sang ce qui correspond à 0,2 mg/litre d'air expulsé. Supposons par commodité que l'air expiré se comporte comme un gaz parfait et que sa température soit de 27 C. Alors le litre d'air expiré représente 1/24.,6 mole soit 0,73 g. La 20 limite légale d'alcoolémie en proportion massique est donc de 0,2 mg/0,73 g = 270 ppm (partie par million), ce qui correspond en proportion volumique à 270 * 28,96/46 = 171 ppm soit 0,017% A la limite légale d'alcoolémie, la variation relative de la vitesse du son dans l'air est donc de : Avä~ = -3,9.10-3.0,017 = -6,6.10-5 vo , En outre, pour un tube de diamètre interne 2h, ceci représente une variation de temps de vol At, aller-retour à partir de l'axe du tube égale à : 25 (1.25) 2h At= ûN I Avu vu cos O vu Application numérique : N = 1, 2h = 14 mm, va == 347m/s,0=0 14.10-3 At = 6,6.10-5.14.10-3 ,6.10 5. 347 = 2,6 ns Cette variation est détectable, mais est 14 fois plus faible et de sens opposé que l'effet produit par 1% de vapeur d'eau expirée au même instant. 1.4. Etalonnage Les mesures suivantes ont été obtenues pour des cônes en duralumin de longueur 50 mm, de diamètre de base 4,3 mm dans un tube formé dans le matériau appelé Altuglas de diamètre externe 20 mm et de diamètre interne 2h = 14 mm. Les transducteurs du commerce sont des transducteurs à ondes transversales de modèle Panametrics V153 de fréquence centrale 1 MHz. Le signal d'excitation électrique auquel ils sont soumis est une rafale centrée sur 700 kHz comportant 5 périodes d'amplitude 32 Vcc (en circuit ouvert ou 16 Vcc dans 50 Ohms). Le signal aux bornes du récepteur piézo-électrique subit un gain transimpédance courant û tension. La résistance transimpédance de l'amplificateur est de 2,6 MS2 (pour 1 A de courant renvoyé par le récepteur piézo-électrique, l'amplificateur délivre 2,6 V de tension de sortie). Le débit d'air est simulé par un écartement entre les cônes. On peut mesurer expérimentalement l'évolution de l'amplitude crête à crête du signal en sortie de l'amplificateur en fonction de l'espacement des pointes. On peut aussi mesurer la correspondance expérimentale entre espacement des pointes et retard de phase. Or, la formule (1.8) rappelée ci-après e = 2hN v cos O permet de déduire le flux de l'espacement apparent des cônes. On peut obtenir alors des valeurs expérimentales d'étalonnage du capteur. On peut constater que la relation entre la vitesse et le retard de phase n'est pas linéaire lorsque le domaine de mesure va de 0 à 30 m/s (108 km/heure). Cette non û linéarité est assez complexe. Elle provient en partie de l'augmentation du temps de vol dans le gaz en éloignant les pointes, en partie de la diminution de la vitesse de phase dans le Duralumin vers la pointe du cône. 2. Propagation ultrasonore Ce chapitre a pour but d'affiner l'analyse de la propagation dans le cône et du rayonnement des ultrasons dans le gaz environnant. On prendra en compte la réponse impulsionnelle du transducteur récepteur pour obtenir une loi de variation de l'amplitude et de la phase du signal de sortie. 2.1. Gain mécanique lié au profil conique L'hypothèse de départ est que le cône focalise et donc amplifie en son extrémité le déplacement mécanique engendré à sa base. Compte tenu des simulations et résultats expérimentaux déjà observés sur la focalisation (cf. : J.P. Nikolovski, Détecteur à ondes de Lamb de la position d'un stylet , thèse de Doctorat, Paris VI, 2 février 1995) on supposera que le déplacement mécanique transversal u(x,0) suit une loi du type : g(x,0)) = u(x,0) = Ge u(ùÊ,0) . e + (1 ù G)x où G désigne le gain mécanique à l'extrémité du cône et L, sa longueur. Cette loi s'applique dans un repère dont l'origine est l'extrémité du cône, comme illustré à la figure 4. La base occupe l'abscisse ùP. Le repère de travail est donné à cette figure. 2.2. Diffraction On suppose que l'élément piézo-électrique engendre dans le cône une onde scalaire progressive transversale. Le cône est assimilé à une baguette pour ies calculs. L'onde se déplace à une vitesse constante, celle des ondes transversales. La baguette baignant dans le gaz, l'onde progressive transmet au cours de sa propagation une petite portion de son énergie dans le gaz. On part du principe de Huyghens qui stipule que la baguette peut être assimilée à une répartition de sources ponctuelles. Ces sources sont vues comme des sphères pulsantes. Elles ne sont cependant pas synchrones, mais déphasées du retard de propagation de l'onde progressive. Elles n'émettent pas non plus avec la même amplitude mais selon une loi d'amplitude donnée par la courbe de gain de la figure 5. On prend en compte le principe de causalité qui stipule que pour qu'un champ existe à l'instant de l'observation il faut que le paquet d'ondes ait eu le temps d'y arriver. (2.1) 10 G(r)= 2.2.1. Champ rayonné par une onde incidente Soit u, une solution de l'équation de propagation en régime sinusoïdal dans le gaz : Au+k2u=0 (2.2) où k est fixé et désigne le vecteur d'onde : k = co/va. Soit G la fonction de Green solution de l'équation de propagation dans le cas d'une source ponctuelle localisée en r' : AG(foûr')+k2G(roûr')=û8(roûr') (2.3) Dans un problème à symétrie sphérique, et dans le cas où le point source r' est confondu avec l'origine des coordonnées, la solution du système d'équations (2.2) et (2.3) est: l eikr (2.4) 4r r un traitement mathématique du système d'équation (2.2) et (2.3) aboutit à la formulation de KirchhoffSommerfeld du principe de Huyghens-Fresnel stipulant que le champ diffracté en ro =( xo,yo) est obtenu par sommation d'ondes sphériques G(r0-r') centrées en r' = (x',0) : x--` x 15 u(xo, yo) -= $u(x',0) 'G(r) ù dx' (2.5) x-o ôr r Pour simplifier, le déplacement mécanique à la base du cône est choisi unitaire : u(-,0) = 1. On tiendra compte du caractère progressif de l'onde et donc du fait que les sources ne i w (e+x' sont pas synchrones en introduisant un déphasage e associé à la source de position (x',0). 20 Les équations (2.1) et (2.5) conduisent alors à l'intégrale dediffraction suivante : ,..-i GC io (e+x 1 eikr (dut x' A x, u(x ,Yo)= e ~ - - dx' r'-o l + (1 û G)x' 4rr r r rz r avec r = .\/(x'ûxo )- + yo2 En excitation par rafale, l'intégrale (2.6) doit être encore transformée. On écrit tout d'abord que le signal temporel u(t) possède un spectre fréquentiel U(e) = E(w)He(w) donné 25 par sa transformée de Fourier. E(w) est la transformée de Fourier de l'excitation électrique et He(co), la transformée de Fourier de la réponse impulsionnelle électroacoustique de l'élément piézo-électrique (supposé plus large bande que E((o)). Réciproquement, lorsque l'on connaît U(w) on peut remonter à la réponse temporelle du signal. On a alors : u(t) = 1 U(co)e'-i' do 27 En tenant compte de la diffraction, nous obtenons la forme générale spatio-temporelle du champ rayonné : 1 +a0 c = l Ge u(xo t) = 2Re JU(co) f , yo, 27r o ,_o e + (1ù G)x'i(J(o+x) 1 eikr ri ' x' v x0 dx dw (2.8) 47r r r r' ~ r où Re désigne la partie réelle de l'intégrale double. En mode rafale, le spectre U(o)) est très sélectif autour de la fréquence d'excitation. On l'approximera par une distribution de Dirac centrée à la fréquence d"excitation (00. (e+x i(kr+eJ wäl) ( t) = 2Re 1 x -_ Ge e i ' ù x' x 0 r =o u xo,yo,87r2 e+(1 ù G)x' r \. r r2 ~ r On introduit enfin la causalité en imposant que l'intégrale soit nulle lorsque l'onde issue du point courant x' n'est pas encore arrivée à l'instant de l'observation, i.e. lorsque la condition suivante est satisfaite : ù vä * t + (e + x') va + .\i(x'ùxo )2 + yo2 > 0 (2.10) va, Application numérique : Pour un cône de longueur e = 50 mm, à 0,5 mm au dessus du cône (yo = 0,5 mm), va = 340 m/s, vde = 3100 m/s, fo = 700 kHz, G = 7, t = 30 s, le module de l'expression (2.9) entre xo = 1 mm et xo = -9 mm est donné a la figure 6. La figure 6 montre bien, à gauche, un champ qui décroît lorsque le point d'observation n'est plus en regard de la pointe (vers xo = 1 mm). Les oscillations sont caractéristiques des effets de bords visibles en champ proche. 2.2.2. Prise en compte de l'onde réfléchie à l'extrémité du cône émetteur A ce stade de l'étude il manque encore la prise en compte d'un phénomène important qui se trouve être la réflexion de l'onde incidente à l'extrémité du cône. Pour le déplacement mécanique, cette réflexion s'opère sans changement de phase. Compte tenu de la très faible portion de l'énergie transmise dans l'air, il est acceptable de dire que le coefficient de réflexion vaut +1. Il faut donc rajouter à l'intégrale (2.9) le champ diffracté par l'onde réfléchie. (2.9) + r r (2.11) La condition de causalité pour l'onde réfléchie s'écrit : Le terme de l'onde réfléchie dans l'intégrale (2.11) est nul si la condition suivante est réalisée : ù v,, * t + (.L ù x') vä + ,/(x'ùxo )z + y02 > 0 (2.12) va, En recommençant l'application numérique ayant conduit à la figure 6, on obtient la figure 7. La prise en compte de l'onde réfléchie montre bien un module pratiquement deux fois plus grand au voisinage de l'extrémité du cône émetteur. En outre, il apparaît un phénomène d'interférences bien rendu par les mesures expérimentales. Selon la formule x' (7z- (2.11), la distance entre les minima est donnée par la condition : = ù + n7r . Elle vat, s, 2 correspond à une demi-longueur d'ondes dans le cône. 2.2.3. Décroissance du champ rayonné La loi de décroissance du champ s'obtient aussi à partir de la formule (2.11). Le graphe de la figure 8 donne un exemple de décroissance au-dessus du cône émetteur entre 0,1 mm et 10 mm, à xo = -2,3 mm de l'extrémité. Cette abscisse correspond au deuxième maximum de la figure 7. (i.e. xo = -2,3 mm) pour t = 50 s. Sur la figure 8, les rebonds au voisinage de 2 mm sont caractéristiques du champ proche. En faisant varier en même temps l'abscisse et l'ordonnée du point d'observation, on obtient un graphe tridimensionnel du module du champ rayonné par un cône à un instant donné. Ceci est illustré à la figure 9. La figure 9 illustre ainsi le module du champ rayonné par le cône selon la formule (2.11), à t = 30 s, xo variant de -6 mm à 4 mm par pas de 50 m (200 points de calcul), yo variant de 0,1 mm à 7 mm par pas de 0,1 mm (70 points de calcul). Les figures 7 et 8 sont des coupes de ce graphe respectivement en yo = 0,5 mm et xo = -2,3 mm. En prenant la partie imaginaire de la formule (2.11), et selon les conditions de la figure 9, on obtient les courbes équiphase de la figure 10. En zone d'interférences, au dessus du cône, la phase change de Tc aux endroits où le champ s'annule. 1 x-G GL u(xo,yo,t) = 2Re z 87 x,_o .e + (1ù G)x r (Q+x i(kr+rû -mol) (kr+o o i) e ~'Ja e VO, x' xo ù dx' r 1-Jr Sur la figure 10 sont illustrées les courbes équiphase. L'argument du champ rayonné étant pris selon la formule (2.11). Les conditions sont celles de la figure 9, excepté yo qui varie de 0.1 mm à 5 mm par pas de 50 pm (100 points). 2.2.4. Directivité Pour avoir une idée de la directivité, la première approche consiste à retracer la figure 9 selon des courbes de niveau de gris. Par exemple, si l'on choisit la courbe de niveau située entre 1/10 et 1/20 du champ maximum, on obtient la figure 11. La figure 11 illustre des courbes de niveau extraites de la figure 9, situées entre 1/10 et 1/20 du champ maximum. Les zones claires présentent un champ supérieur à la tranche choisie, tandis que les zones en noir correspondent à un champ de module inférieur à la tranche choisie. On peut recommencer cette opération en choisissant une tranche très près du maximum de champ émis. Par exemple à 3 dB du maximum, on obtient la figure 12 qui correspond à la tranche comprise entre -3 dB et -6 dB du maximum. Une autre façon plus qualitative d'aborder la directivité du faisceau rayonné consiste à écrire les lois de Snell-Descartes pour une onde en incidence rasante dans un milieu solide, le cône, vers un milieu fluide, le gaz. En référence à la figure 13 qui illustre la directivité du champ émis par une onde progressive avec une approximation des lois de la réfraction, on a : sin , , sin', v,,e. va L'onde en incidence rasante ( ide = 90 ) sur la génératrice., se propage à vitesse transversale Vde. l'onde longitudinale rayonnante dans le gaz s'y propage à vitesse va. L'angle de réfraction ia, par rapport à la normale Ng à la génératrice du cône devient 0/2 + ia, par rapport à l'axe de symétrie du cône. Selon cette approche, l'angle réfracté par rapport à l'axe du cône vaut pour un cône de 50 mm de long et 4,3 mm de diamètre de base : ù +1 , = arctan / 2'15' + aresin / 340 sin(90) = 2,4+6,3 = 8,7 (2.14) 2 50 , 3100 L'angle d'émission sera d'autant plus ouvert que l'impédance du fluide sera plus élevée. Ainsi, pour de l'eau, l'angle d'émission sera proche de 30 . L'onde progressive dans le cône perd de son énergie du fait du rayonnement. Plus l'impédance mécanique du fluide est élevée, et moins il est intéressant d'avoir une pointe longue. (2.13) La directivité est modifiée par la présence de l'onde réfléchie dans le cône qui rayonne avec un angle ûia. Sans le principe de causalité, à savoir en régime permanent, la somme de l'onde incidente et de l'onde réfléchie donne une répartition sinusoïdale d'amplitude de sources soit en phase, soit en opposition de phase. Les zones en phase et en opposition de phase s'étendent sur 2J2. Les courbes équiphase de la figure 10, mettent bien en évidence cet argument. En conclusion, la présence de l'onde réfléchie à l'extrémité du cône réduit l'angle d'émission qui devient selon (2.14) égal au demiangle au sommet du cône. 2.2.5. Convolution par le cône récepteur On suppose que le cône récepteur est une baguette de longueur e, à une distance e du cône émetteur. Encore une fois, selon le principe d'Huyghens û Fresnel, chaque élément infinitésimal de cette baguette est un récepteur ponctuel secondaire transmettant à la base du cône récepteur un signal r(xo) d'amplitude et de phase, exprimées dans le repère du cône émetteur, suivantes : (e-xu) ) r(xo) = e (2.15) + (1û G)(e ûxo) L'amplitude de r(xo) traduit simplement, à l'image du cône émetteur, le gain mécanique du point récepteur. La phase de r(xo) contient le retard de phase dû à la propagation dans le cône récepteur. Par exemple, si x = e, le point récepteur est l'extrémité du iaie cône, et le retard de phase dû à la propagation est Ge . CO . Pour le point récepteur situé à la \Vdr J base, on a x = e+.e, et le retard de phase est nul. La formule (2.15) est associée à une onde progressive vers la base du cône récepteur. Il existe aussi un onde réfléchie dans le cône récepteur. Dans ce cas le point récepteur qui lui est associé à la réponse impulsionnelle suivante : Ge w (P-ce-x0)) r(xo) .e+(1ûG)(eûxo)e d' On voit que si x = e (extrémité du cône), la phase est la mêrne que celle de l'onde / incidente. Lorsque x = e+?, la phase est 2 \ Vdr (2.16) Pour avoir une idée du module et de la phase du signal détecté s(e,yo,t), il ne reste plus qu'à convoluer le champ "excitateur" spatial u(xo,yo,t) (formule (2.11) rappelée ci dessous), par la réponse impulsionnelle spatiale du récepteur et par la réponse impulsionnelle acoustoélectrique temporelle de l'élément piézoélectrique. On supposera pour cette dernière que c'est un Dirac de temps (élément piezo-électrique large bande). Il vient alors : (e+x') (eùx') \ i(kr+w ùcool) i(kr+co ùcool) e ide e V ,, + e u(xo,yo,t) =2Re 1, j Ge 87r- Jo + (1ù G)x' r r lko' X' Xo r r2, r dx' xo=e+e G s(e,yo,t) _ J u(xo,yo,t) L+(1ûG)(eûxo) x,1=e i(w(e+(eù,o)) ) i(m(eù(eùxo)))\ e va, + o (2.17) Là aussi, les conditions de causalité s'appliquent. Lorsqu'elles sont satisfaites et que 10 les ondes incidentes et réfléchies coexistent à l'instant et à l'endroit de l'évaluation des intégrales (2.11) et (2.17), on peut simplifier les expressions des intégrales en calculant les sommes entre parenthèses. Pour un paquet d'ondes partie de la base du cône émetteur et arrivant à la base du cône récepteur, il existe quatre chemins acoustiques possibles si l'on tient compte des 15 réflexions aux extrémités. Les quatre conditions de causalité sont : 1) tout incident : ùv, *t+(.e+x') v +.\1(x'ùxo)2 +yo2 +(.e+(eùxo)) >0 (2.18) Vde Vdr 2) avec une réflexion dans le cône émetteur : û Vu *t+(.eûx') Vu +.\/(x'ûxo)2 +yo2 +(e+(eûxo)) )' > 0 (2.19) V de dr 20 3) avec une réflexion dans le cône récepteur : ù vä *t + (L + x') V,, + )2 + yo2 + (L ù (e ù xo ))-V > 0 (2.20) V de dr 4) avec une réflexion dans le cône émetteur et le cône récepteur : ûvu *t+(eûx') V ' + (x'ùxo)2 +yoz +(eû(eûxo)) ù' > 0 (2.21) Vde dr Lorsque l'une de ces conditions est satisfaite, le terme qui lui correspond dans les 25 intégrales (2.11) et (2.17) est nul. La figure 14 donne le repère et la configuration des cônes correspondant au calcul du signal s(e,yo,t). Sont illustrés le repère et la position relatives des cônes dans le calcul du signal s(e,yo,t). x' est la variable muette d'intégration dans le calcul du champ émis, tandis que xo est la variable muette d'intégration dans la convolution spatiale avec le cône récepteur. Il est possible désormais, de simuler le recouvrement de deux cônes. Le graphe de la figure 15 donne la variation du module du signal s(e,yo,t) lorsque l'on fait varier le recouvrement de e = -8 mm à e = 2 mm. Comparé à la figure 2.3, l'effet de la convolution spatiale est manifeste. Sur la figure 15, on a illustré le module du signal de sortie s(e,yo,t) en fonction du recouvrement e des pointes. Les paramètres sont t = 60 s ; yo = 0,5 mm. Le calcul est réalisé sur 50 points espacés de 0,2 mm entre e = - 8 mm et e = 2 mm. Cette figure est à comparer à la figure 7. La figure 16 montre le résultat expérimental obtenu dans des conditions similaires. Le recouvrement varie ici de e = -9 mm à e = 0,5 mm. Par rapport à la. figure 15, on observe une différence majeure sur la période des interférences. En effet, expérimentalement, on observe que la distance entre les minima n'est pas constante et est dans tous les cas plus petite que celle calculée. En supposant que la distance entre les minima est de X/2, on peut en déduire la valeur de la vitesse de phase dans le cône. . La figure 16 qui illustre la mesure expérimentale du module du signal détecté en fonction du recouvrement des cônes est à comparer à la figure 15. La figure 17, déduite de la figure 16, représente la vitesse apparente des ondes dans le cône en fonction du recouvrement des cônes, dans le voisinage d'un recouvrement donné. Les vitesses observées au voisinage de l'extrémité des cônes sont à comparer à la vitesse des ondes transversale dans le Duralumin (v = 3100 m/s). Cette forte différence peut être expliquée par le constat suivant : Avec un demi-angle au sommet de 2,3 , le diamètre de la section reste inférieur à 0,5 mm (donc à la longueur d'onde) sur plus de 6 mm près de l'extrémité. Dans cette zone, les ondes de volume transversales deviennent des ondes guidées antisymétriques, en particulier des modes de flexion. Or, les modes de flexion ont une vitesse de phase qui tend vers zéro lorsque le produit de la fréquence de fonctionnement par l'épaisseur du milieu de propagation tend vers zéro'. Les vitesses représentées à la figure 17 confirment cette tendance. En effet, J.P. Nikolovski Détecteur à ondes de Lamb de la position d'un stylet , thèse de l'université Paris VI, 2 février 1995. dans l'environnement immédiat de l'extrémité, on observe une vitesse plus de trois fois plus faible. 2.2.6. Conclusion L'étude de la propagation ultrasonore a clarifié les points suivants : - il y a interférence d'ondes, même en régime impulsionnel, lorsque les cônes sont amenés à se recouvrir indirectement du fait de la présence d'un débit. Ceci doit être pris en compte dans la conception du capteur et dans le choix de l'espacement des cônes au moment de leur montage dans le tube, - la convolution spatiale avec le cône récepteur fait que le maximum de signal n'est obtenu que s'il y a recouvrement des pointes. L'effet de la convolution, conjugué au gain mécanique des pointes fait que le maximum de signal est obtenu sur le deuxième maximum, ce qui correspond à environ un recouvrement de 2,3 mm à 700 kHz pour des pointes de demi-angle au sommet 2,4 , - la présence des ondes réfléchies par les extrémités, modifie la directivité des cônes et rend l'émission globalement perpendiculaire à la génératrice du cône dans la région située au-dessus du cône, - la vitesse des ondes ultrasonores dans les cônes au voisinage des extrémités est pratiquement trois fois plus faible que celle des ondes de volume transversales. 2.3. Transmission dans le gaz On cherche ici à quantifier le coefficient de transmission des ultrasons d'un cône à l'autre par couplage indirect avec le cylindre. 2.3.1. Montage expérimental On compare le signal transmis en courant, à celui que l'on obtient lorsque les cônes émetteur et récepteur sont remplacés par un seul cylindre de même diamètre de base. Dans ce cas, pris comme référence, on note que l'on est proche, aux conditions aux limites imposées par la propagation dans le cylindre près, d'une onde scalaire plane transmise dans un milieu sans perte, c'est-à-dire un cas où le coefficient de transmission vaut un. Il est intéressant de voir aussi quel est le signal si les cônes sont simplement mis en contact. Ceci donne une idée de la bande passante des cônes. L'expérience consiste à émettre une rafale de cinq périodes à 700 kHz avec une amplitude d'excitation de 32 Vpp (en circuit ouvert) et à mesurer le courant récolté aux bornes de l'élément piézo-électrique sous basse impédance de charge. Les transmissions par contact ne nécessitent pas de gain transimpédance. Les courants sont alors mesurés sous impédance de 33 Ohms. Pour la transmission dans l'air, le courant est déduit du gain transimpédance de l'amplificateur. Ce gain a été préalablement mesuré à 700 kHz et représente une résistance transimpédance de 2,7 Ma 2.3.2. Coefficient de transmission d'une onde plane scalaire entre trois milieux Afin de quantifier l'avantage apporté par le montage des cônes dans un cylindre, on 10 calcule le coefficient de transmission théorique d'une onde scalaire plane longitudinale entre trois milieux : solide û air -solide. 1) Coefficient de transmission du déplacement mécanique Duralumin û air r =2 Pdvd 2 dur-cric Zdur + Z(,ir 2Z,, Pvd + pava (2.22) où pd et pa sont respectivement les densités du durai et de l'air et Zdur et Zair, leurs 15 impédances mécaniques respectives. 2) Coefficient de transmission du déplacement mécanique de l'air vers le durai 2Z = 2 Päv~, 2 427 t 5.10-5 (2.23) n,r dt,r ù Zdur + Z(,ir Pvd + pava 427 + 17.106 3) Coefficient de transmission global tdur-air-dur = tdur-c,ir.tair-dur 100001 (2.24) 20 Ce résultat, pour être obtenu expérimentalement suppose que les faces des transducteurs soient rigoureusement parallèles et en regard. Type de air Cônes en Cylindre Air, théorique selon figure transmission contact 2.15. ('IPZT = 4 mm) Résistance 2,7 MQ 33 S2 33 S2 transimpédance Signal de sortie 6,9 Vpp 130 mVpp 160 mVpp Courant 2,6 App 3940 App 4850 App Coeff Transmission 1/1860 81% 1 1/10 000 Tableau 2 : Pertes de transmission. Le tableau 2 montre les résultats obtenus. Il est remarquable que les cônes en contact, de diamètre de base 4 mm, et totalisant une longueur de 100 mm, fournissent 81% du signal obtenu avec le cylindre de 4 mm de diamètre de longueur 10 mm. Cela traduit une bande passante large ainsi qu'une bonne adaptation d'impédance mécanique. La transmission du signal par le gaz donne un signal 1860 fois plus faible que le signal de référence. 2.3.3. Débitmètre classique monté sur les parois Un débitmètre classique à ultrasons pour gaz a été illustré à la figure 18. Il utilise des transducteurs 104 devant s'insérer dans le tube de mesure 110 au niveau de logement ménagés dans la paroi du tube et débouchant dans celui-ci. En effet, les formules 2.22 à 2.24 montrent que les pertes seraient beaucoup trop grandes s'il fallait émettre et recevoir dans le gaz à travers les parois du tube. La présence d'un débit introduit une variation de temps de vol dans l'axe du tube. Plus les transducteurs sont décalés, meilleure est la sensibilité du débitmètre. Cependant, plus le débit augmente et plus l'onde arrive décalée sur le transducteur récepteur. L'amplitude du signal diminue alors avec l'augmentation du débit. Le principe de la figure 18 montre, en outre, des zones mortes dans les abords immédiats des transducteurs, où la vitesse du flux est perturbée et qui sont sources d'incertitude. Dans ce cas, la présence d'un flux engendre une variation du temps de vol dans le gaz. Si l'on suppose que les faces avant des transducteurs fonctionnent en mode piston, il est possible d'utiliser la formule (2.17) en supprimant les retards de phase liés à l'onde progressive dans le cône, ainsi que l'amplification mécanique associée. En outre, la réponse impulsionnelle spatiale du récepteur ne dépend plus des variables d'espace; elle vaut un partout sur la face du transducteur et zéro ailleurs. La réponse temporelle acousto-électrique reste un Dirac de temps. Le signal de sortie s'exprime donc selon la formule suivante : (00 Y_w~~, 1 x,,=(e+e x'_r_ee / i x' " x s(e, yo, t) = 2Re z J J û z dx~ d o (2.25) 82r rä r'=o r r r r avec r = (x'ûxo)2 +yo 2 La condition de causalité est : - v0, * t + NI(x'ûxo) 2 + y02 > 0 (2.26) A une distance de 2h, le module du signal détecté en fonction du recouvrement est donné à la figure 2.16. Lorsque le recouvrement est égal à l'étendue latérale du transducteur, le signal est maximal et l'on est pratiquement en ondes planes. Dès que l'on sort de ces conditions, c'est à dire à fort débit, le signal chute. Supposons que l'impédance acoustique intrinsèque de la face avant des transducteurs soit celle du Duralumin, nous sommes alors dans les conditions de propagation dans trois milieux différents. On peut prévoir quel va être la perte du signal en fonction du défaut de recouvrement des transducteurs à fort débit. Pour un transducteur de diamètre 4 mm, le signal maximal est obtenu pour un recouvrement e = - 4 mm. Dans cette configuration la perte de transmission dans l'air correspond à la formule (2.24) soit environ un facteur 10000. Ensuite toute variation du recouvrement augmente encore les pertes. La figure 19 illustre le module du signal de sortie s(e, 0,014,45 s) dans la configuration de la figure 18 pour e compris entre -5 mm et 5 mm (calcul sur 51 points espacés de 200 m). En e = 0, le module du signal est 6,6 fois plus faible qu'en e = -4 mm. Si l'on suppose que le coefficient de transmission calculé entre les trois milieux pour une onde plane ne s'est pas dégradé pour l'onde diffractée (en réalité le coefficient de transmission se dégrade si l'onde n'est pas plane), on en déduit que les pertes de transmission entre les deux transducteurs de diamètre 4 mm à e = 0 sont d'au moins 10000 * 6,6 = 66000. Un autre problème des transducteurs de la figure 18 est la déformation du front d'ondes et la perte de signal résultant du fait que l'on n'est plus en ondes planes. Pour une fréquence de fonctionnement identique à celle des pointes, soit 700 kHz, la longueur d'ondes est de 0,48 mm. Les perturbations du front d'ondes apportées par les turbulences doivent être inférieures au quart de la demi-longueur d'ondes soit 0,11 mm si l'on ne veut éviter que le signal chute fortement. Ceci limite évidemment la plage du débit. Selon le tableau 2, l'utilisation de cônes de focalisation apporte au minimum un gain de signal de 5,3 par rapport à un cas où l'on met simplement deux transducteurs plans, vibrant en mode piston, en regard. Il faut ensuite tenir compte des problèmes de déformations des formes d'ondes liées au déplacement de gaz. Le rapport signal sur bruit obtenu avec les cônes peut encore être amélioré si l'on conforme, par exemple par polissage, l'extrémité des ces derniers de façon à définir à l'extrémité du transformateur 6 deux faces planes 20 parallèles l'une à l'autre et à l'axe principal 12 du transformateur. Les faces 20 sont orientées dans des directions opposées chacune vers la zone de paroi du tube en regard. Cette variante est illustrée à la figure 20 Chaque face s'étend à partir de l'extrémité libre du transducteur et a donc une normale parallèle au déplacement mécanique u (x',0). Il s'agit d'une variante avantageuse de réalisation de l'invention. Le polissage de l'extrémité du cône augmente la directivité dans la direction du déplacement mécanique. 2.4. Récepteur dipolaire sur l'axe d'un tube Il est possible de quantifier le gain maximum apporté par le polissage de l'extrémité des cônes émetteur et récepteur dans le tube. Après refocalisation, un point source ne retrouve plus que les trois quarts du signal envoyé. Si maintenant, on polit l'extrémité du cône, on crée une répartition en z de points sources. Un simple calcul de diffraction de surfaces en regard montre qu'à 14 mm de distance, le signal issu de deux surfaces en regard peut être multiplié par 7, lorsque la largeur des surfaces passe de 0,1 mm à 0,5 mm. Ce résultat, combiné à celui du tableau 2, montre que l'utilisation de pointes coniques polies constitue un bon adaptateur d'impédance acoustique. Le coefficient de transmission est augmenté d'un facteur 35. Il passe de 1/10 000 à 1/300. Un avantage des transformateurs en cônes est qu'ils ne sont pas fortement directifs de sorte qu'il n'est pas nécessaire qu'ils soient rigoureusement parallèles. Un autre avantage important est aussi l'adéquation de la géométrie de ces transducteurs à la mesure de débit. En effet, la présence du transducteur doit perturber aussi faiblement que possible l'écoulement de gaz à mesurer. Sur cette question, les pointes coniques apportent une très bonne solution. Enfin, un autre avantage de ce type de transducteur réside dans sa robustesse et la tenue de ses performances aux variations de pression de température et en présence de forte turbulences. 2.5. Sensibilité On peut maintenant quantifier aussi la sensibilité du débitmètre à pointes. Nous partons de l'hypothèse que la détection de l'arrivée du paquet d'ondes se fait par rapport à un passage à zéro donné du paquet. En présence de bruit, l'instant de passage à zéro fluctue. L'utilisation d'un amplificateur sélectif centré sur 700 kHz, réduit le bruit basse fréquence et ne laisse passer que du bruit de fréquence 700 kHz. La sensibilité intrinsèque du capteur peut donc être estimée par calcul à 5 cm/s. Cette performance peut être améliorée en moyennant le signal. Si le bruit est décorrélé entre deux acquisitions successives, une moyenne sur 400 acquisitions (200 en amont et 200 en aval) permet d'atteindre une sensibilité de 3,5 mm/s. 2.6. Température La température a un effet sur la vitesse du son dans le gaz et les pointes ainsi que sur les dimensions de la structure du capteur. On donne ici un ordre de grandeur de la dérive que l'on peut attendre de chacun de ses deux effets. 2.6.1. Déformations structurelles Le débitmètre prototype est en Plexiglas et en Duralumin. Pour une variation de 4e, la différence de temps de vol est : At _ Si e = 5 mm, .e = 78 mm, et vd = 1225 m/s, At = 5,5 ns/ C Une augmentation de température de 1 C augmente donc l'écartement et le temps de vol entre les pointes. 2.6.2. Vitesse du son dans le gaz Le temps de parcours du paquet d'ondes dans le gaz varie avec la température. Sih=7mm,va=340mis, et 0 = 26 , At = -156 ns / K Une augmentation de température de 1 C diminue fortement le temps de vol du paquet d'ondes. L'effet est environ 30 fois plus grand que celui imputable aux déformations 20 de la structure. 3. Performances intrinsèques de deux débitmètres ultrasonores Le seuil de détection du débitmètre à pointes est légèrement meilleur que celui d'un 25 détecteur classique à transducteurs plans se faisant face. Mais surtout sa géométrie et son temps de réponse plus court lui procurent une meilleure linéarité et une capacité à fonctionner à des débits plus grands et des conditions thermodynamiques plus sévères. "Ae" Vd 4. Cellule de mesure Divers paramètres doivent être ajustés afin d'obtenir des conditions de mesures optimales. Les paramètres sensibles sont la durée de la réponse impulsionnelle, l'isolation acoustique entre le transducteur émetteur et le transducteur récepteur via la structure de la cellule, le montage des transducteurs à pointes, l'homogénéité du flux, la position de montage de la cellule en fonction des déformations éventuelles de la structure, le diamètre du tube, la plage de pression et de température de fonctionnement, le type de matériaux en contact avec le gaz, le taux de fuite, le nettoyage et l'usure mécanique et chimique de la cellule. Nous allons envisager chacun d'eux ci-après. 4.1. Amortissement et isolation acoustique La vitesse de propagation des ultrasons est plus grande dans les solides que dans les gaz. Ce constat a pour conséquence qu'une onde ultrasonore engendrée dans l'épaisseur du tube de mesure parvient au transducteur récepteur avant le signal engendré dans les cônes et le gaz, et avec une intensité au pire 300 fois plus grande. Le tube de mesure joue le rôle de court- circuit acoustique. Pour réaliser une mesure précise avec un rapport signal/bruit d'au moins 40 dB, il faut donc isoler par au moins 90 dB tout couplage via la tuyauterie. En référence à la figure 21, on réalise pour cela des supports 22, isolants acoustiques, sur lesquels sont montés les transducteurs émetteur et récepteur 4. Les transducteurs 4 sont supportés directement par ces seuls supports 22. Chaque support comprend par exemple un disque 24 de diamètre 30 mm,d'épaisseur 7,5 mm, comprenant une résine araldite chargée à saturation de poudre de métal, par exemple de tungstène. Les supports comprennent un moule 26 rempli du mélange de résine araldite chargée à saturation de poudre de tungstène. Le moule est ici en Duralumin de faible épaisseur. Il recouvre le disque du côté du conduit 10 et évite toute contamination de la cellule par des grains de tungstène qui se détacheraient à fort débit. Son épaisseur doit être faible, si l'on ne veut pas qu'il devienne un court-circuit acoustique, produisant l'effet inverse de celui que l'on cherche à obtenir. Typiquement, une épaisseur de 0,2 mm à 0,5 mm assure une absorption des ultrasons se propageant dans l'épaisseur du moule 26 par le mélange araldite û tungstène. L'impédance acoustique des grains de tungstène, bien plus élevée que celle de la résine, engendre une très forte dispersion et donc une très forte atténuation du paquet d'ondes. Cette atténuation augmentant avec le carré de la fréquence, le choix d'une fréquence de fonctionnement de 700 kHz est ici un avantage par rapport aux débitmètres ultrasonores classiques (autour de 100 kHz) et permet d'une part de réduire les dimensions de la cellule de mesure, d'autre part de concevoir des cellules de mesure avec des tubes métalliques résistant à des pressions plus importantes. Les résines chargées réalisées présentent aisément une atténuation de 12 dB/cm à 700 kHz. En outre, dans le cas de notre prototype, le conduit 10 sont en Plexiglas (atténuation de 3,2 dB/cm à 5 MHz), afin de diminuer encore plus le couplage de structure. Un moyen supplémentaire connu en lui-même d'atténuer les ultrasons consiste à charger l'élément piézo-électrique 8 lui-même, en général sur sa face arrière, afin de réduire la durée de sa réponse impulsionnelle. Cette méthode, très commune pour les transducteurs à ondes longitudinales, est cependant assez délicate à mettre en oeuvre. En référence à la figure 22, dans le cadre de ce mode de réalisation, on cherche à engendrer des ondes de cisaillement dans les cônes de focalisation 6. Ce mode de vibration est par exemple obtenu lorsque le convertisseur 8 est formé par un disque en céramique piézo-électrique ferroélectrique à polarisation alternée comme c'est le cas ici. Chaque convertisseur 8 comprend deux demi-disques 28 de formes identiques et contigus l'un à l'autre par un plan diamétral de façon à former un disque entier. Les deux demi-disques sont polarisés suivant la direction de l'axe 12 mais dans des sens opposés l'un à l'autre. Par conséquent, la résonance du disque se fait selon un mode radial par référence à l'axe principal du transformateur. Le diamètre du disque impose donc la fréquence de résonance. Pour un diamètre de 7 mm, la fréquence de résonance se situe autour de 600 kHz. Le plan de séparation des deux demi-disques contient le point extrême de la partie effilée et est parallèle aux deux faces planes 20 de la pointe du transformateur 6. Il constitue un plan médian entre ces deux plans. Chaque convertisseur 8 est collé par la face avant du disque à la face arrière du transformateur conique 6. Le disque piézo-électrique à polarisation alternée a ici une épaisseur de 0,2 mm, et un diamètre 7 mm. La limite supérieure du réservoir de résine est coplanaire à la base du cône afin de faciliter l'obtention d'une base conique plane par polissage. Pour obtenir un transfert maximal vers les cônes de l'énergie mécanique produite, la face arrière des disques est laissée libre, facilitant en même temps les connexions électriques des disques à cet endroit. Pour réduire, alors, la durée de la réponse impulsionnelle de l'ensemble disque + cône, il est astucieux de pomper une portion de l'énergie ultrasonore par les côtés du cône. La configuration de la figure 22 illustre une façon originale de le faire. Pour effectuer ce pompage, on prévoit un amortisseur 30 comprenant un matériau isolant acoustique tel qu'une résine époxy chargée à saturation de poudre de tungstène. Cet amortisseur a une forme générale annulaire et définit une ouverture circulaire en son centre. Il est disposé coaxialement au transformateur, autour de la base du cône 6 logé dans l'ouverture. L'amortisseur 30 s'étend en arrière du support 26 du transducteur. L'amortisseur est lui-même entouré par une bague 32 concentrique à celui-ci formant masse électrique pour le transducteur et comprenant un réservoir de résine. Cette bague 32 est de préférence usinée dans le même bloc que le cône 6. La bague 32 présente un orifice radial pour l'évacuation de l'air au centre de la bague lors de la compression de la résine. La hauteur hé de l'amortisseur est un paramètre important. Ce paramètre détermine la quantité d'énergie acoustique absorbée à chaque passage de l'onde, donc l'amortissement. La condition définissant hé est de préférence que 50% du signal soit absorbé à chaque passage dans la région de l'amortisseur. Cet emplacement de l'amortisseur autour du cône est préféré à l'amortissement par chargement de la face arrière de la céramique. En effet, l'adaptation d'impédance obtenue par compression de la résine chargée est plus facile à réaliser avec le Duralumin, qu'avec une céramique PZT (Zirconate Titanate de Plomb). On détermine empiriquement l'épaisseur optimale de la couche. Plus l'épaisseur est grande, plus l'amortissement est grand, mais plus faible est le signal transmis vers la pointe. Au contraire, plus hép, est faible, plus le signal direct est fort, mais aussi plus l'amortissement sera long, risquant de perturber la mesure. L'épaisseur optimale est ainsi voisine de 2 mm. 4.2. Montage des transducteurs coniques Une fois constitué l'assemblage formant chaque transducteur 4 (avec notamment le disque PZT 8, le réservoir 32, le cône 6 et le disque isolant 30) (cf. figure 22) en double exemplaire, il faut insérer les transducteurs dans le tube de mesure 10. On a ici la possibilité d'utiliser un deuxième tube externe 34 illustré aux figures 21 et 23, concentrique au tube de mesure interne 10, et de diamètre supérieur, sur lequel seront fixés les 2 assemblages, ainsi que les tubes d'arrivée et de sortie du gaz 36 et 38 débouchant directement dans le tube externe.. Le tube interne 10 est logé coaxialement dans le tube externe 34 et ses parois sont distantes de celle du tube externe. Le tube externe 34 sert ainsi de chambre de répartition du débit de gaz à mesurer. Un autre avantage est aussi de donner une plus grande rigidité mécanique à la cellule. La cellule de mesure est ici en forme générale de U, comme illustré sur la figure 23. Dans la cellule de mesure, les disques à polarisation alternée sont disposés au extrémité du conduit externe 34 de sorte que les lignes de séparation des champs de polarisation des deux disques à polarisation alternée soient colinéaires comme le montre la figure 23. Les convertisseurs sont donc à l'extérieur de la cellule. Seules les pointes coniques sont insérées dans le tube de mesure, suivant son axe. Le reste des cônes s'étend dans le tube externe. Le diamètre d des cônes à l'entrée du tube est de 3 mm et ne représente que 4,5% de la section du tube de diamètre intérieur 14 mm comme illustré à la figure 21. Les pointes font ici 80 mm de long pour un angle au sommet de 4,5 . Elles sont aplanies par polissage manuel à leur extrémité afin d'augmenter leur directivité et donc le rapport signal/bruit. La ligne de séparation des champs de polarisation électrique est contenue dans le plan de polissage des disques. Le montage et le centrage des assemblages coniques sur le tube externe sont réalisés à chaud par collage, c'est-à-dire pendant que la colle est encore fluide. En effet, le bon centrage des pointes est une opération critique qui demande un ajustement de la position des pointes meilleur que le quart de la longueur d'onde, soit environ 80 m à température ambiante dans l'air. Cette condition s'applique surtout au cas d'une seule réflexion du paquet d'ondes sur la paroi interne du tube de mesure. Dans le cas où N = 2 (deux réflexions sur la paroi interne), la refocalisation sur l'axe du transducteur récepteur est plus étendue, de sorte que le centrage des pointes est moins critique. Le profil très effilé des cônes aide aussi à un tel écoulement et supprime même le besoin d'une chambre de répartition. En effet, à l'extrémité des cônes, là où l'émission/réception est maximale, la perturbation du flux est minimale. Le profil de vitesse du transducteur émetteur au transducteur récepteur est donc plus régulier. Tel n'est pas le cas lorsque, classiquement, les transducteurs émetteur et récepteur sont plans et encombrements, perturbant et s'opposant au flux en leur voisinage. 4.3. Montage de la cellule Le montage de la cellule est sans importance. La seule condition à remplir est que les parois soient suffisamment rigides pour ne pas menacer, en raison d'une déformation mécanique, la focalisation ultrasonore sur le cône récepteur. Par ailleurs, compte tenu des conditions d'isolations acoustiques sévères à respecter entres les transducteurs émetteurs et récepteurs, la cellule de mesure 2 est suspendue par ses tubes d'entrée 36 et de sortie 38 comme illustré avec la figure 24, à l'intérieur d'une enceinte 40 constituant un carter du dispositif. 4.4. Connexions électriques La longueur des connexions électriques amont 42 et aval 44 reliant les transducteurs respectifs à l'électronique de traitement n'est pas neutre dans la réalisation de la cellule de mesure ainsi que de la carte d'acquisition. En effet, la vitesse de propagation d'une impulsion électrique dans un câble coaxial est environ de 20 cm/ns. Or, les temps de propagation ultrasonores sont mesurés avec une précision atteignant 0,1 nanoseconde. Il faut donc rendre égales, autant que possible, les longueurs des connexions électriques amont 42 et aval 44 comme c'est le cas ici. 4.5. Diamètre interne du tube de mesure Le diamètre intérieur du tube de mesure 10 est choisi grand devant la longueur d'onde (40 fois), de façon à ce que la propagation dans le gaz soit équivalente à celle dans un 15 milieu infini. Le temps de vol du paquet d'ondes est proportionnel au nombre de réflexions sur les parois du tube. Un nombre de réflexions plus élevé laisse alors supposer une plus grande sensibilité. Ça n'est cependant pas aussi simple. En multipliant les échos, le chemin acoustique 20 augmente tout comme : • l'atténuation des échos successifs, • l'amplitude des signaux résiduels des échos précédents, entraînant une chute du rapport signal/bruit, • la zone d' atterrissage du paquet d'ondes à l'extrémité du cône récepteur 6, 25 sur la plage de débit envisagée. La vitesse de phase des ondes de flexions dans la pointe ainsi que la sensibilité du récepteur dépendent du point d'atterrissage. La plage de mesure de débit diminue donc de façon inversement proportionnelle à l'augmentation de la sensibilité. Un débit caractérisé par une vitesse de gaz de 10 m/s engendre un décalage de la zone d'atterrissage de 1 mm (soit 2 mm entre l'amont et l'aval). Or un décalage trop important de 30 la zone d'atterrissage du paquet d'ondes sur le cône récepteur engendre une perte de signal, et donc un décrochage de l'électronique de détection du paquet d'ondes, • l'amplitude de variation de l'instant d'arrivée du paquet d'ondes sur la plage de température de fonctionnement envisagée : sur une plage de 100 C, un temps de vol nominal dans le gaz de 100 s (2 échos) fluctue de 17 s. Plus le chemin augmente, plus la fluctuation du temps de vol, sur une plage de température donnée, augmente, ce qui alourdie le cahier des charges de l'électronique de mesure. • l'amplitude de variation de l'instant d'arrivée du paquet d'ondes en changeant de gaz. Par exemple, la vitesse du son dans le Xénon est de 178 m/s à 20 C et 40 bars, soit une augmentation du temps de vol de 94% par rapport à la température ambiante dans l'air à pression normale. Autrement dit, l'électronique de mesure doit être capable d'encaisser un déplacement de la position d'un passage à zéro donné de 94 s, tout en mesurant l'instant de ce passage à zéro à 0,5 ns (nanoseconde) près. Compte tenu de la multitude de paquet d'ondes, l'identification du bon paquet n'est possible que si l'utilisateur indique une vitesse approximative de propagation ultrasonore du gaz d'étude à l'aide d'une interface clavier prévue à cet effet sur l'électronique de mesure. En conclusion pour un diamètre interne du tube de mesure (le 14 mm, le meilleur compromis est obtenu par détection du deuxième écho, ce qui représente un chemin acoustique dans le gaz d'environ 30 mm, et potentiellement une plage de débit s'étendant de 1 litre/heure (seuil de détection) à quelques dizaines de m3/heure (décrochage de l'électronique d'acquisition). En diminuant le diamètre du tube 10, il est possible de détecter des débits plus faibles. En effet, pour une vitesse de gaz donnée, le débit diminue avec le carré du diamètre du tube de mesure tandis que la sensibilité du débitmètre chute seulement proportionnellement au diamètre. En diminuant le diamètre du tube de mesure, la séparation des échos est cependant de moins en moins nette de sorte qu'il est préférable de détecter le 1e` écho. Si l'on diminue encore le diamètre du tube 210 de sorte qu'il ressemble à un capillaire de 1 à 2 mm de diamètre et d'environ 30 à 40 mm de long comme illustré à la figure 25, il faut changer sa géométrie: les extrémités 211 du capillaire sont en forme de buse conique ou parabolique rétrécissante ainsi le diamètre du tube à ses extrémité.. De la sorte, l'onde ultrasonore émise perpendiculairement à l'axe du cône se propage, après réflexion sur la surface intérieure de la buse, parallèlement à l'axe du capillaire. L'avantage de cette configuration est de ne présenter qu'une seule réflexion sur la paroi. Le champ acoustique dipolaire émis au voisinage des pointes est converti en onde mono polaire, guidée, de vecteur d'onde parallèle à l'axe du capillaire. Il est dans ce cas inutile d'aplanir l'extrémité des pointes. Le chemin acoustique reste de longueur comparable à celui du tube de mesure de diamètre interne 14 mm (on conserve donc la même électronique d'acquisition), tandis que la sensibilité pour un capillaire de 1 mm de diamètre interne est améliorée par un facteur 200, fixant le seuil de détection à 10 ml/h (10 milli litre/heure) et un débit maximal de l'ordre de la dizaine de litres par heure. Dans cette configuration, la formule de calcul de la vitesse du gaz est plus classique à condition de négliger la zone de conversion de l'onde dipolaire au voisinage des buses. La formule de calcul de la vitesse du gaz est donc : ( l vj (tan 011, ù t mnl) 2L 2 vù v 2 l l où L désigne la longueur du capillaire, vf, la vitesse du gaz, va la vitesse de propagation des ondes ultrasonores dans le gaz d'étude, tamont et taval, les temps de propagation amont et aval respectivement. 4.6. Matériaux en contact avec le gaz Les matériaux en contact avec le gaz doivent présenter une bonne résistance mécanique, thermique et chimique tout en véhiculant le signal ultrasonore pour certains et en l'isolant pour d'autres. Les pointes coniques 6 sont usinées dans le Duralumin. Elles pourraient être anodisées, en Titane ou en verre coulé. Les tubes 10 et 34 de la cellule sont en Plexiglas, pour l'isolation acoustique et la rigidité qui le caractérisent. Pour des plages de température et de pression étendues (plus de 100 C, plus del0 bars) les tubes peuvent être en laiton ou en acier inoxydable. L'enveloppe du disque isolant 26 peut être en laiton ou en acier inoxydable avec filetage externe pour le raccorder sur le tube 34 de la chambre de répartition ou directement sur le tube de mesure. L'épaisseur du disque isolant 26 est au moins de 3 mm avec des tubes de mesure et de répartition en Plexiglas. Le pointe conique est collée par la base de son réservoir à la résine chargée du disque isolant, afin d'assurer l'orientation angulaire et le centrage des pièces. 4.7. Nettoyage de la cellule En fonction des matériaux utilisés, la cellule pourra être rincée, autoclavée, stérilisée. On donne ci-après quelques dimensions d'une cellule préférée.30 PARAMETRE SYMBOLE VALEURS du UNITE prototype réalisé Diamètre interne du tube de mesure 2h 14 mm Angle d'émission 0 15 degré Nombre d'échos N 2 Longueur cumulée des 2 cônes L 161 mm Vitesse ondes transversales dans le cône vt 3,1 mm/ s Vitesse de pointe Vd 1000 mm/ s Demi-angle au sommet des cônes ot/2 2,3 Distance entre cônes e 4 mm Polissage des extrémités Oui Diamètre externe du tube de répartition. D 30 mm La présentation qui vient d'être faite du dispositif avec ses caractéristiques peut par exemple être résumée comme suit : - il s'agit d'un dispositif de mesure de débit d'un gaz constitué d'au moins deux transducteurs électromécaniques émettant et recevant alternativement des paquets d'ondes ultrasonores en amont et en aval d'un gaz en écoulement, disposés de telle sorte que chacun des transducteurs est agencé pour recevoir l'onde émise par l'autre et d'un dispositif de mesure de la différence des temps de propagation des paquets d'ondes entre le temps de transit dans le sens amont et le temps de transit dans le sens aval de l'écoulement, les transducteurs comprenant un élément actif convertisseur assurant la conversion de ['énergie électrique en énergie mécanique et la conversion inverse ainsi qu'un transformateur d'impédance mécanique, caractérisé en ce que chacun des transformateurs d'impédance mécanique s'étend selon un axe dit principal et se termine du côté opposé à celui de l'élément actif par une partie effilée propre à émettre selon ledit axe du transformateur et à recevoir de celui-ci des ondes ultrasonores selon un mode de propagation antisymétrique par rapport au dit axe. - le transformateur d'impédance est conique. - la base du cône est plane et circulaire. - le transformateur d'impédance est réalisé dans un matériau de faible impédance mécanique transversale intrinsèque typiquement inférieure à 10 mégaRayl, tels le Duralumin ou le verre. - la base du transformateur est coplanaire à la limite supérieure d'un réservoir ouvert, de hauteur petite devant la hauteur du transformateur, concentrique à l'axe du transformateur et mécaniquement solidaire du transformateur par sa paroi inférieure. - la pointe du transformateur d'impédance est aplanie par polissage sur au moins un premier plan. - la longueur du transformateur selon l'axe principal vaut plus de 6 fois la plus grande des dimensions de sa base. Le réservoir est rempli d'un amortisseur ultrasonore. - l'amortisseur est un mélange d'une résine polymère et d'un métal à l'état de poudre. - l'élément actif est une plaque ou un disque, d'épaisseur inférieure au vingtième de son diamètre ou de son plus petit côté, collé sur la base du transformateur et réalisé dans un matériau piézo-électrique ferroélectrique comprenant deux parties séparées par un plan, les deux parties étant polarisées selon des directions parallèles mais en sens opposé. - le plan de séparation contient le point extrême de la partie effilée et est bissecteur de deux plans de polissage de la pointe d'un transformateur. une cellule de mesure du débit est constituée de deux transducteurs électromécaniques montés de façon coaxiale dans un tube de mesure. - le tube de mesure est cylindrique. - les transducteurs ultrasonores sont couplés par au moins une première réflexion des ultrasons sur la paroi interne du tube de mesure. - les plans de séparation des polarisations des éléments actifs sont parallèles. - les transformateurs sont fixés par la base du réservoir à un support rempli de résine polymère chargée de poudre métallique et percé en son centre d'un trou de dimensions supérieures ou égales aux dimensions de la section du transformateur prise au niveau de la base du réservoir. - les supports isolants acoustiques sont fixés aux extrémités d'un deuxième tube, concentrique au tube de mesure, jouant le rôle de chambre de répartition du débit, et sur lequel sont fixés les tubes d'entrée et de sortie du gaz. - la cellule de mesure est suspendue par ses tubes d'entrée et de sortie. - les deux transducteurs piézo-électriques sont connectés par un câble coaxial de 30 même longueur à une unité électronique de traitement. - la vitesse d'écoulement du gaz dans la cellule de mesure suit la formule générale : V COS 0Va Vd (tamil/ ù tara! CE t ù t N4h aäm arak où vd, correspond à la vitesse de phase du mode antisymétrique guidé dans le voisinage de la zone de couplage des transducteurs, A, est l'angle d'émission des ultrasons dans le gaz depuis l'extrémité du transformateur émetteur, N, est le nombre d'échos sur les parois internes du tube de mesure, h, est le rayon interne du tube de mesure, Va, est la vitesse du son dans le gaz, tamont et taval, sont les temps de propagation dans les cônes et le gaz pour des mesures réalisées dans le sens amont et aval respectivement, Vf, est la vitesse d'écoulement du gaz, CE, le coefficient d'étalonnage de la cellule. 5. Electronique d'acquisition L'électronique a été conçue pour être compatible avec deux situations : a) soit le système d'acquisition est raccordé au bus ISA d'un micro-ordinateur. b) Soit le système d'acquisition est autonome. Il est piloté par un micro- contrôleur. Les données sont affichées sur un écran à cristaux liquides géré par le microcontrôleur. Examinons tout d'abord les caractéristiques du système d'acquisition. 5.1. Cahier des charges Le système de traitement présente les fonctionnalités suivantes: • Il présente une seule voie d'amplification analogique commune aux deux transducteurs amont et aval. Cette voie analogique est composée d'un bloc de commutation analogique haute tension en entrée, d'un préamplificateur large bande, d'un amplificateur large bande, d'un amplificateur sélectif, d'un quadrateur à gain variable modifiable par le programme ou en externe par un clavier du système, d'un détecteur de crête et d'un filtre intégrateur actif. • L'électronique effectue un contrôle automatique de gain du quadrateur. En effet, au-delà d'un certain débit, l'amplitude du signal commence à chuter de façon dissymétrique entre l'amont et l'aval. Il est alors désavantageux de fixer un seul gain par le clavier ou par la programmation, basé sur une évolution déterministe du signal en fonction du débit. Au contraire, il est préférable de pouvoir redéfinir pour chaque mesure le gain à appliquer. Cette option sera implémentée dans un deuxième temps. • L'excitation des transducteurs est effectuée au moyen d'impulsions par rafale à rapport cyclique variable. Les instants des fronts montants et descendants de la rafale sont définis par rapport à une horloge à quartz haute fréquence (60 MHz). Les instants sont programmés dans un circuit programmable CPLD. La fréquence centrale de la porteuse est ici de 600 kHz. • Le bloc de commutation haute tension présente les caractéristiques suivantes 100 Vpp à vide. 70 Vpp sous 3 nF à la cadence de 1000 impulsions par seconde (soit un 10 courant moyen de 1 mA pour une rafale de 5). • L'électronique mesure le temps de vol en deux temps : d'abord à l'aide d'une horloge à quartz de 60 MHz, capable de compter le temps de 0 à 272 pLs par pas de 16,67 ns, et chargée de le compter jusqu'à un certain instant précis avant le début d'une fenêtre temporelle. Cette fenêtre englobe un passage à zéro donné du paquet d'ondes amont ou aval. 15 La fenêtre est légèrement plus petite (1 s) que la période acoustique (1,6 s) afin de n'avoir qu'un seul passage à zéro sur front montant à détecter. Son origine n'est pas forcément la même pour les mesures amont ou aval, en particulier à fort débit. Sa position est recalculée en temps réel selon le débit. Un convertisseur TDC (Time to Digital Converter), compte ensuite très précisément l'intervalle de temps, avec une résolution de 130 ps, depuis le début de la 20 fenêtre, jusqu'au passage à zéro à détecter. • L'électronique met en oeuvre une procédure de recherche et d'identification du passage à zéro de référence. Le passage à zéro, situé là où le paquet atteint son maximum crête à crête, est repéré par rapport à la tête du paquet d'ondes. La fenêtre temporelle d'1,06 s englobant le passage à zéro l'est aussi avec une précision de 1/10 de la période acoustique. La 25 procédure doit permettre un positionnement de la fenêtre au 1/100 de la période acoustique. Le repérage est effectué indépendamment pour la mesure amont et aval, afin que le système d'acquisition puisse être allumé à débit non nul. • L'électronique procède à l'arrêt du comptage du temps à l'aide d'un comparateur rapide, autorisé à commuter (Enable) uniquement pendant la fenêtre temporelle 30 d'1,06 s. • La durée d'un cycle de mesure amont ou aval est programmable: elle est de 1 milliseconde par défaut. On a illustré à la figure 26 un schéma bloc du système d'acquisition en version autonome avec le microcontrôleur et l'afficheur LCD. 5.2. Principe de fonctionnement Le mode de fonctionnement de la carte d'acquisition est décrit en détail dans les paragraphes suivants. 5.2.1. Générateur de rafales Les transducteurs sont excités par impulsion avec porteuse. La porteuse présente l'avantage d'augmenter le rapport signal/bruit. La fréquence de la porteuse, de préférence 600 kHz, sera aussi la fréquence centrale de l'amplificateur sélectif. La porteuse présentera avantageusement une très bonne stabilité de fréquence car cette stabilité se retrouve directement sur les passages à zéro du paquet d'ondes à détecter. L'instabilité de position des fronts ne doit pas dépasser la résolution que l'on souhaite avoir sur l'instant d'arrivée du paquet d'ondes, soit 100 picosecondes. La réalisation d'une rafale construite à base d'oscillateur à réseau RC est donc déconseillée. On utilisera de préférence un oscillateur à quartz. On choisit ici un oscillateur dont la fréquence est 100 fois la fréquence du signal acoustique. Avec cet oscillateur, de fréquence 60 MHz, et un circuit programmable, on détermine les instants de transition d'une bascule logique, qui vont définir la rafale d'excitation. Une rafale de cinq créneaux donne un bon compromis entre amplitude et compacité dans le temps. Le rapport cyclique sera de préférence inférieur à 50%, car i1 faut tenir compte du temps de charge et de décharge des capacités des transducteurs. En outre, la rafale n'étant pas à valeur moyenne nulle, son enveloppe engendre des modes acoustiques audibles en basse fréquence. Le bloc de commutation haute tension transforme les niveaux logiques CMOS en 25 niveaux de 70 V. La période de l'horloge de fréquence 60 MHz est de 16,67 ns. Pour un temps de vol ultrasonore d'environ 145 s, cela représente un compte de 8700 périodes. Avec une stabilité en température de +/-100 ppm, sur la plage de température commerciale (0+70 C), le compteur peut varier de +/- 1 unité (soit +/- 16,6 ns). Cela 30 représente environ 1/100 de période acoustique. Cela n'est pas gênant pour le positionnement de la fenêtre temporelle. 5.2.2. Le Bloc de commutation haute tension Le bloc de commutation permet d'alterner les deux transducteurs entre un mode émetteur et un mode récepteur. ll comprend une pompe à diodes alimentée par un oscillateur à relaxation dont la fréquence est environ 10 fois supérieure à celle des ultrasons, cela afin de ne pas produire de perturbations sur l'amplificateur sélectif centré sur la fréquence ultrasonore. La pompe à diodes produit une tension de 100 V aux bornes d'un condensateur réservoir de 2,3 F. Lorsque les transducteurs sontexcités à une cadence de 1000 impulsions par seconde, la haute tension décroît à 70 V car la constante de temps de la pompe à diodes est de 30 ms. A cadence nulle, les 100 V sont obtenus en environ 100 ms. Le maintien de la haute tension nécessite que l'oscillateur fonctionne en permanence. Une version plus puissante prévue à base de transistors NMOS et PMOS commandés directement par la logique du circuit logique programmable permettrait d'alimenter la pompe à diodes avec des courants transitoires de plusieurs ampères à une fréquence de 15 MHz. Les 100 V sont alors atteints en quelques centaines de microsecondes. Dans cette seconde version, la pompe à diodes sera arrêtée pendant la phase de détection tout en garantissant une tension d'excitation stable de 100 V. Une rafale électrique de cinq impulsions de 70 Vpp est ainsi appliquée aux transducteurs. Lorsqu'un transducteur est excité, le transducteur dual est en mode réception et est commuté sur l'amplificateur analogique. Cette partie de la carte électronique est aussi assez critique. Elle doit répondre à plusieurs conditions : Les temps de commutation doivent être identiques entre l'amont et l'aval. Dans le cas contraire, même à débit nul, il apparaît un décalage entre le temps de vol amont et le temps de vol aval. En pratique, les transistors de commutation choisis commutent en 30 ns, et le décalage à débit nul observé est de l'ordre de 30 ns. Ce décalage peut par ailleurs fluctuer d'une carte à l'autre. C'est pourquoi il est possible de le corriger par un bouton poussoir externe de recalage du zéro. Les temps de commutation dérivent avec la température et le vieillissement. Il faut les appairer et les choisir les plus faibles possible. Cette condition est en général incompatible avec une tension d'excitation et des courants transitoires élevés (charge et décharge des céramiques piézo-électriques). On a illustré à la figure 27 le générateur haute tension à pompe à diodes alimentée par un oscillateur à relaxation. Les deux amplificateurs opérationnels combinés 50 peuvent délivrer 100 mA. Le temps de charge du condensateur réservoir de 2,3 F est de 100 ms. Les condensateurs constituant la pompe doivent avoir une valeur suffisante pour que leur impédance, à la fréquence de l'oscillateur de charge, permette un courant de charge maximal compatible avec le courant de sortie des amplificateurs opérationnels. Les diodes sont ici des diodes schottky, car elles sont caractérisées par une tension de coude plus basse. Le condensateur réservoir a une valeur 100 à 1000 fois plus grande que celle des céramiques. Il est constitué de trois condensateurs 52 en série supportant chacun au moins 1/3 de la haute tension. La figure 28 illustre l'étage de puissance venant en remplacement de l'oscillateur à relaxation de la figure 27 pour charger la pompe à diodes avec un courant impulsionnel de 3 A. L'étage de puissance est alimenté par des niveaux logiques, à la fréquence de 15 MHz, sous-multiple de l'oscillateur à quartz de 60 MHz. Le temps de montée à 100 V du condensateur réservoir est ainsi inférieur à 500 s. L'étage de puissance comprend deux transistors MOS complémentaires IRF1G$1 et IRF1G$2 chargés de faire commuter l'entrée de la pompe à diodes entre +12 et -12 V. Pour que les tensions de grille de ces transistors soient commandées par de la logique 0-5 V, on intercale les transistors NMOS IRF2G$1 et PMOS IRF2G$2. Les résistances Ron des transistors sont inférieures à 1 ohm afin de disposer de courants transitoires importants. Les résistances R27, R28, R29 ne peuvent dépasser quelques dizaines d'ohms pour les mêmes raisons. Le bloc de commutation haute tension représenté à la figure 29 gère, pour chaque transducteur, deux fonctions exclusives l'une de l'autre. Dans un cas, un transducteur, identifié par exemple sur la figure 29 par son connecteur SMCUP, est soumis à une rafale haute tension commandée par les transistors T2, T3, T4, T5, T6, T7, tandis que l'autre transducteur, SMCDO, est isolé de la haute tension et commuté sur l'entrée INAOP du préamplificateur par l'intermédiaire des transistors T12, T13, T14, T15. Dans ce cas, les transistors T12 et T14 sont passants grâce à l'état haut du signal !2MS. Tandis que les transistors T13 et T15 sont dans l'état bloqué grâce à l'état bas des signaux 2MS et SHUNTDO. Les transistors PMOS, T4 et T5, commandent l'application de la haute tension disponible aux bornes du condensateur réservoir. Leurs états bloqués ou passants dépendent des transistors NMOS, T2 et T3. Un état haut du signal logique BUPSOURC rend passants les transistors T2 et T3, ce qui rend passant les transistors T4 et T5. Inversement, un état bas du signal BUPSOURC bloque les transistors T2 et T3, ce qui bloque les transistors T4 et T5. A cet instant, ou légèrement plus tard, le signal logique PUPSINK passe à l'état haut. Il a pour fonction de rendre passants les transistors T6 et T7 chargés de vider le transducteur SMCUP de ses charges électriques. Pendant ce temps, les transistors T8, T9, T10, T11 ont pour mission d'isoler la haute tension du préamplificateur INAOP. Pour cela, les transistors T9 et T11 sont dans un état bloqué grâce à l'état bas du signal logique 2MS (inverse logique de !2MS), tandis que le transistor NMOS T10 est dans un état passant grâce à l'état haut du signal !2MS. Le transistor T8 a une fonction spéciale : il est dans un état bloqué pendant toute la durée de la rafale, grâce à l'état bas du signal logique SHUNTUP, puis dès que la rafale est terminée, il devient passant et court-circuite le transducteur SMCUP, le but étant d'éviter de retrouver dans le signal analogique, les échos successifs dans le cône émetteur. Alternativement, le transducteur SMCDO est commuté sur la haute tension via les transistors T16, T17, T18, T19, T20, T21, alter ego respectifs des transistors T2, T3, T4, T5, T6, T7, tandis que SMCUP est commuté sur le préamplificateur INAOP via ses transistors T8, T9, T10, Tl 1 avec T9 et Tl 1 passants et T8, T10 bloqués. Les transistors T4, T5 commandant la haute tension pour SMCUP sont alors évidemment bloqués. L'alter ego du transistor T8 est le transistor T15. On aura aussi T13 pour T10, T14 pour T9 et T12 pour T11. La voie d'amplification analogique sera de préférence soigneusement isolée de la haute tension. En particulier, compte tenu de la forte amplification, et des temps de commutation rapides, il est difficile d'éviter le couplage capacitif (environ 20 pF) entre le drain et la source des transistors de commutation en mode bloqué. Par exemple, lorsque le transducteur SMCUP est commuté sur la haute tension, le transducteur SMCDO l'est aussi de façon résiduelle via les transistors T9 et T11 pourtant à l'état bloqué. Alternativement, lorsque le transducteur SMCDO est porté à la haute tension, SMCUP l'est aussi de façon résiduelle via les transistors T12 et T14 pourtant à l'état bloqué. Ce couplage n'est pas gênant si la cellule est conçue de façon à ce que le temps de vol total d'un paquet d'ondes (environ 145 s) soit distinct du signal parasite d'excitation. En outre, ce couplage capacitif peut être utilisé pour distinguer les temps de propagation dans les cônes du temps de propagation dans le gaz. Les transistors de commutation (T4, T5, T6, T7) d'une part et (T18, T19, T20, T21) d'autre part, chargent et déchargent la capacité statique des céramiques PZT à polarisation alternée, d'une valeur de 2 nF, sous 100 V en moins de 100 ns. Ils sont capables d'absorber un courant impulsionnel de 3 A. Afin d'améliorer d'une part le rapport signal/bruit, et de pouvoir séparer d'autre part les paquets d'ondes dans le temps, les rafales haute tension appliquées aux deux transducteurs sont constituées de cinq impulsions entre 0 et +70 ou + 100 V, selon l'étage de puissance utilisé pour la pompes à diodes. La durée totale de la rafale, pour une porteuse centrée sur 600 kHz, est de 7,5 s. Sur cette durée, la valeur moyenne de la rafale est non nulle et vaut environ +35 V. Le spectre d'excitation contient ainsi des composantes basse fréquence, qui vont engendrer des modes de résonance acoustiques audibles. Les modes de résonance acoustique en basse fréquence des cônes (fr = Vt/4L = 9,7 kHz) sont les plus bruyants. La fréquence de résonance transversale fondamentale d'un cône vu comme une baguette libre d'un côté et fixée de l'autre est en lamda/4. Pour une pointe de 80 mm de long (L = 80 mm) et une vitesse transversale Vt de 3100 m/s, la fréquence de résonance s'établit à 9,7 kHz. On peut réduire ce bruit soit en utilisant un bloc de commutation bipolaire, c'est-à-dire en ayant recours à deux condensateurs réservoir, l'un porté à +100 V, l'autre à -100 V, soit de façon moins efficace, par réduction du rapport cyclique de la rafale. 5.2.3. Voie analogique d'amplification Une seule et même voie analogique d'amplification est utilisée pour les deux transducteurs. Ceci évite les décalages supplémentaires, à débit nul, qui pourraient apparaître entre les mesures amont et aval si l'on utilisait deux voies distinctes. Cette voie comprend un premier amplificateur trans-impédance large bande, suivi d'un deuxième amplificateur large bande, puis d'un filtre sélectif centré sur 600 kHz. La sortie de ce filtre alimente à la fois un quadrateur et un comparateur. Le quadrateur permet de détecter la tête du paquet d'ondes à l'aide d'un détecteur de crête et d'un intégrateur, tandis que le comparateur commute sur les passages à zéros du signal analogique. La sortie du quadrateur est en outre rebouclée sur l'entrée via un filtre passe-bas afin de supprimer les tensions d'offset et les bruits basse fréquence éventuellement renvoyés par le filtre sélectif. Le schéma électrique de la voie analogique est donné à la figure30. 5.2.4. Compteurs Ces détections, tête du paquet d'ondes, passage à zéro, sont des instants qu'il faut mesurer avec une précision plus ou moins grande par rapport à l'instant d'excitation. L'instant du passage à zéro doit être le plus précis possible, ici à 130 ps près. car il conditionne la sensibilité du débitmètre, tandis qu' l/10 de période acoustique suffit pour l'instant de détection de la tête du paquet d'ondes qui ne sert qu'à verrouiller l'électronique sur un passage à zéro donné du paquet. On définit pour cela un compteur Général implémenté sur le CPLD et alimenté par l'horloge 60 MHz, qui synchronise les compteurs esclaves appelés compteur Energie pour la tête du paquet d'ondes et compteur LR pour le positionnement de la fenêtre d' l s par rapport au passage à zéro. Afin d'éviter des commutations intempestives en l'absence de signal qui rendraient instable toute la voie analogique, le comparateur est inhibé en dehors de la fenêtre de mesure définie par l'état haut du signal logique de commande STOP ENABLE. 5.2.5. Détection en deux temps En référence à la figure 32, on détecte d'abord la tête 60 du paquet d'ondes 62, puis on définit à partir de cet instant une fenêtre de mesure 64 englobant un passage à zéro 66 à détecter à l'intérieur de paquet d'ondes. La détection de la tête du paquet consiste à faire commuter un transistor PMOS (cf. figure 30) lorsque l'énergie du paquet atteint un certain seuil. Elle permet typiquement de situer le paquet d'ondes à +1-150 ns, soit 1/10 de période acoustique. Cela est cependant suffisant pour pouvoir positionner la fenêtre de mesure 64 sur le même passage à zéro recherché 66, sauf aux très forts débits en raison de l'atténuation du paquet d'ondes. Dans ce cas on dit que l'électronique décroche . Plusieurs solutions seront envisagées pour repousser le débit de décrochage. 5.2.5.1. Détection de la tête du paquet d'ondes On commence donc par détecter la tête 60 du paquet d'ondes 62. Il faut pour cela isoler le paquet 62 qui nous intéresse parmi une multitude de paquets. La figure 31 illustre ce qu'il est possible de trouver en sortie de l'amplificateur sélectif (voie 10). Le premier paquet arrivant sur le transducteur récepteur est dû à un couplage capacitif entre la voie analogique et le bloc de commutation. Vient ensuite un signal acoustique correspondant au retour du paquet d'ondes de l'extrémité du cône récepteur par excitation capacitive induite drain-source. Puis viennent les signaux acoustiques correspondant à une propagation dans le gaz. Dans le cas de la figure 31, les pointes ont été insérées de façon à ce que seul le deuxième écho soit constructif. Le premier écho ne présente qu'une amplitude résiduelle. Le signal quadratique obtenu (voie 13) alimente un intégrateur, saturé à +10 V en l'absence de signal. La présence de signal le fait commuter à -10 V. Lorsqu'il atteint, sur front descendant, le seuil des 3,5 volts, il fait commuter au niveau haut un transistor Ti de type PMOS (alimenté en + 5 sur sa source). Le seuil de déclenchement du PMOS se trouve donc à 6,5 V au-dessous de la valeur de sortie de l'intégrateur en l'absence de signal. Compte tenu des différents paquets d'ondes sur la voie analogique, le transistor PMOS commute plusieurs fois sur front montant. Pour mesurer l'instant de commutation du deuxième écho, il faut démarrer le compteur Énergie, entre le premier et le deuxième écho. L'instant de démarrage PQTSTRT de ce compteur doit être connu par rapport à l'instant d'excitation électrique du transducteur. Il est calculé en fonction des dimensions de la cellule et de la vitesse de propagation du son dans le gaz d'étude selon la formule : PATS TR T = L + N2h 1 vr va cos B 64TC.k où L, désigne la longueur cumulée des 2 pointes, VT, la vitesse des ondes de volume transversales dans les pointes, va, la vitesse de propagation des ultrasons fournie par l'utilisateur, 0, l'angle d'émission des ultrasons dans le gaz en raison du biseautage, 2h le 15 diamètre interne du tube de mesure, N le nombre d'échos sur les parois du tube, Tek la période du compteur Général. L'instant de démarrage du compteur Energie, une fois calculé, est chargé dans le CPLD. Lorsque le compteur général atteint cet instant, une bascule logique est réinitialisée et démarre le compteur Energie. Elle commutera sur le prochain front montant du transistor Tl 20 et arrêtera le compteur Energie. L'intervalle de temps séparant tous ces paquets, en particulier le premier écho du deuxième, doit être suffisant de façon à ce que les fluctuations de position, liées aux conditions thermodynamiques sur une plage donnée, n'engendrent pas de confusion de paquets. Pour une plage de température de 100 C, le compteur Energie doit supporter 20 s 25 de fluctuation sur la position du paquet tout en ayant une résolution temporelle meilleure que 0,1 s. Un compteur 8 ou 9 bits suffit pour remplir cette fonction. 5.2.5.2. Fenêtre de mesure Une fois connue à 150 ns près la position de la tête 60 du paquet 62 identifié, on 30 cherche à affiner la mesure de temps en identifiant un instant 66 de passage à zéro du signal. Cet instant est choisi de préférence de sorte qu'il est encadré par des instants 68, 70 où le signal atteint son maximum crête à crête. Pour que la mesure soit fiable, ce passage à zéro doit10 pouvoir être identifié, quel que soit le débit. Ceci n'est pas sans poser de problèmes, sachant que le paquet peut changer d'amplitude selon le débit, la nature du gaz, la pression, la température. L'instant est en outre mesuré à l'aide d'un comparateur rapide commutant en quelques nanosecondes. Pour éviter que le comparateur ne commute intempestivement sur le bruit du signal analogique, on l'active uniquement pendant une fenêtre temporelle 64 englobant le passage à zéro d'intérêt 66. Il s'agit alors de bien positionner cette fenêtre temporelle par rapport au passage à zéro, quels que soient le débit et l'amplitude du signal, à partir de la seule connaissance de l'instant de détection de la tête 60 du paquet d'ondes. L'identification du passage à zéro 66 et le positionnement de la fenêtre de mesure 64 doivent aussi être rapides sachant que le débit peut présenter des transitoires importants. Pour identifier avec certitude et rapidement un passage à zéro, on peut insérer un contrôle de gain au niveau du quadrateur afin de compenser l'atténuation du signal aux très forts débits. Dans ce cas, il faut au minimum huit acquisitions pour placer convenablement les fenêtres de détection amont et aval et réaliser deux mesures fiables de passages à zéro amont et aval. En effet, il faut compter : • 1 tir pour détecter l'instant d'arrivée de la tête du paquet d'ondes amont et l'amplitude crête en sortie du quadrateur, • 1 tir pour détecter l'instant d'arrivée de la tête du paquet d'ondes avec un gain du quadrateur corrigé en fonction de la mesure précédente, ce qui permet de placer avec une précision égale à Tacoustique/10, la fenêtre de détection du passage à zéro amont recherché, • 1 tir au moins pour positionner la fenêtre amont à Tacoustique/100 du passage à zéro selon la procédure de recherche et d'identification du passage à zéro de référence, • 3 tirs équivalents pour déterminer la position de la fenêtre de mesure aval. Le placement de cette fenêtre est aussi une opération critique lorsque les débits sont forts et varient rapidement. En effet, à fort débit (10 m/s) le décalage entre le temps de vol amont et aval dépasse 1,5 s. Il faut donc que la fenêtre aval se positionne en temps réel et indépendamment de la fenêtre amont en fonction du débit, • il ne reste plus ensuite qu'à réaliser 2(N) tirs de mesures différentielles (moyennées sur N) d'instants de passage à zéro amont et aval identifiés. Dans le cas de mesures moyennées, il faut sortir de la boucle d'acquisition avant d'atteindre le nombre N de cycles à moyenner et réactualiser la position des fenêtres si le débit varie trop rapidement. La figure 32 illustre la détection du passage à zéro amont 66. Une fenêtre de mesure 64 de 1,066 s est positionnée à une certaine distance du passage à zéro à détecter. Le positionnement de la fenêtre de mesure par rapport à un passage à zéro donné est rendu possible grâce à la détection de la tête 60 du paquet d'ondes 62. Le front montant de la fenêtre de mesure correspond aussi à l'instant START de départ du compteur LR pour asservir l'origine de la fenêtre à 31 périodes (horloge 60 MHz) du passage à zéro. Il est à remarquer que l'atténuation du signal aux forts débits est le reflet d'une part du décalage du paquet d'ondes qui n'atterrit plus sur la même zone optimale de la pointe, d'autre part des turbulences qui engendrent un défaut de focalisation. Sans biseautage, l'atténuation amont est différente de l'atténuation aval. Avec biseautage, l'atténuation peut être symétrique à condition de bien contrôler la longueur et le positionnement des cônes au montage. En pratique on anticipe une dissymétrie des signaux amonts et aval et on ajuste le gain du quadrateur en temps réel pour une mesure amont comme pour une mesure aval. Le temps de commutation du comparateur et la durée de la fenêtre de mesure ne sont pas neutres dans la procédure de positionnement de la fenêtre. Par exemple, si la fenêtre de mesure se termine sur un niveau haut du comparateur, et que le signal est positif à l'entrée de la fenêtre de mesure, le comparateur ne changera pas d'état à l'entrée de la fenêtre (cas 1). Plusieurs autres cas sont à considérer. En effet, durant la fenêtre de mesure, le comparateur est actif. Sa sortie peut donc commuter en présence de passages à zéro. A la fin de la fenêtre de mesure, la sortie du comparateur reste figée sur son dernier état, jusqu'à la fenêtre de mesure suivante. Donc l'état du comparateur au début d'une fenêtre de mesure dépend de son état à la fin de la mesure précédente ainsi que de la valeur du signal au début de la fenêtre de mesure. Afin d'optimiser la détection, nous nous plaçons dans l'hypothèse où la durée de la fenêtre de mesure est inférieure à la période du signal. De ce fait, le signal ne présente qu'un seul front montant à détecter par fenêtre de mesure. Les différents cas sont les suivants. Cas 1 : le front descendant 72 de la fenêtre de mesure 64 tombe sur une arche positive 74. Ce cas est illustré à la figure 33.En conséquence, le comparateur présente un seul front montant correspondant au passage à zéro 66 à détecter. La bascule D de détection du passage à zéro implémentée dans le CPLD et responsable de l'arrêt du compteur LR, est remise à zéro de façon asynchrone par l'impulsion START et bascule sur front montant du comparateur rapide. Le fonctionnement est correct. Cas 2 : Le front descendant 72 de la fenêtre de mesure 64 tombe sur une arche négative 76 comme le montre la figure 34. Le comparateur présente un front montant 78 qui ne correspond pas à un passage à zéro. Cette situation est à éviter. Elle donne une mesure inexacte. Le comparateur présentant un temps de propagation de 45 ns commute après le front descendant de l'impulsion START de durée 16,67 ns. La bascule chargée de détecter un front montant du comparateur, commute donc quelques 30 nanosecondes après avoir été initialisée. Le compteur LR chargé de mesurer le temps par périodes de 16,67 ns entre l'impulsion START et le front montant de la bascule indique ici une valeur comprise entre 1 et 2. Cas 3 : Le front descendant 72 de la fenêtre ENABLE tombe sur une arche négative 76 ainsi que son front montant 78 comme le montre la figure 35.Cette configuration donne un résultat correct. La bascule détecte bien un passage à zéro du paquet d'ondes, sur front montant. Cas 4 : En référence à la figure 36, le front descendant 72 de la fenêtre tombe sur une arche positive 74 et le front montant 78 sur une arche négative 76. Le fonctionnement est ici aussi correct. La bascule commute bien sur un passage à zéro, sur front montant, du paquet d'ondes. En conclusion, seul le cas 2 est à éviter. Il est cependant identifiable car le compteur LR ne dépasse pas la valeur 2 dans ce cas de figure. Les autres cas permettent toujours de détecter un passage à zéro sur front montant. Il reste à s'assurer que c'est bien toujours le même. 5.2.6. Procédure de recherche et d'identification du passage à zéro de référence On peut imaginer plusieurs procédures différentes pour détecter un passage à zéro 66 avec le plus de certitude possible. Deux méthodes sont décrites ici. 5.2.6.1. Recherche par décalage de la fenêtre de mesure Cette procédure démarre une fois que la fenêtre de mesure 64 est placée avec une précision de Tacoustique/l0. Elle consiste à compter le temps (selon le compteur LR) entre l'origine 78 de la fenêtre de mesure 64 et le passage à zéro recherché 66, s'il est dans la fenêtre de mesure. Le compteur LR ne peut dépasser la valeur correspondant à la durée de la fenêtre, soit 64. Il est codé sur 6 bits. La période du signal acoustique vaut 100 périodes du compteur LR. Le graphique de la figure 37 représente la valeur du compteur LR en fonction de l'origine de la fenêtre de mesure par rapport au passage à zéro (PAZ) numéro n sur front montant. Pour une mesure de débit consistant en N acquisitions moyennées sur le passage à zéro n , il faut placer la fenêtre de mesure là où une variation brutale de flux aura le moins de chance de créer une fausse mesure, c'est-à-dire là où la marge d'erreur est la plus grande. Ceci correspond à une origine de la fenêtre à 31 périodes du passage à zéro à détecter (i.e. 63/2). Cherchons maintenant une procédure permettant de réduire au minimum le risque de se tromper de PAZ. On s'intéresse au passage à zéro n de la figure 37. Dans le voisinage du PAZ n, le compteur LR décroît puis s'arrête à 1. Si l'origine de la fenêtre tombe dans la zone aveugle où le compteur LR Lorsque cette condition est atteinte (ce qui est normalement le cas dès la première itération aux faibles débits), on calcule l'origine de la fenêtre selon la formule : Origine (PAZn-31) _ Origine (seuil)+compteurLR-31. 5.2.6.1.2. Décalage descendant On peut aussi décaler la fenêtre en rajoutant du temps par incréments de 5. Pour positionner la fenêtre dans la zone du PAZ n, il faut partir de la zone du PAZn-1 et ajouter 5 à l'origine de la fenêtre jusqu'à ce que le compteur LR passe, en 2 itérations, de la valeur 1 à une valeur supérieure à 58, valeur correspondant à la distance au PAZn. Le placement de la fenêtre à 31 périodes du PAZn se calcule selon la formule : Origine (PAZn-31)=Origine (compteur LR>58)+compteurLR-31 Cette méthode a été programmée, mais de façon légèrement différente : la condition était non pas que le compteur LR passe, en 2 itérations, de la valeur 1 à une valeur > 58, mais que la somme de deux valeurs successives du compteur LR passe de la valeur 2 à une valeur > 100 (représentées en foncé sur la figure 32). On tient ainsi compte de la loi de décroissance linéaire entre le décalage de la fenêtre et la valeur du compteur LR. Avec cette deuxième méthode, la plus grande marge d'erreur sur l'identification du PAZ n est obtenue en positionnant la fenêtre de mesure à PAZ n -113 = PAZ n- 1 -13. Cette procédure présente l'inconvénient de nécessiter plus d'itérations (environ 10) pour positionner la fenêtre de mesure à PAZn-30. Elle se révèle cependant sûre, puisqu'un débit de 8000 1/h peut être atteint sans décrochement de l'électronique. 5.2.6.2. Utilisation d'une signature de phase La deuxième procédure de recherche du passage à zéro, consiste à exploiter la bande passante des pointes coniques. En réduisant la sélectivité du filtre passe-bande, on obtient aisément une bande passante de +/- 100 kHz. Pour repérer le bon passage à zéro, il suffit d'introduire une modulation caractéristique, une signature, dans la phase du signal d'excitation et de la rechercher ensuite dans le signal de sortie. La figure 38 illustre un exemple de signature : Dans le train d'impulsions, les pics d'amplitude 80 sont distants d'une suite caractéristique d'intervalles de temps 82, 84, 86 compatibles avec la bande passante des pointes. La méthode consiste à identifier cettesignature dans le paquet d'ondes reçu. Le compteur LR est utilisé en conjonction avec le compteur général pour identifier 3 ou 4 passages à zéro successifs. Le premier passage à zéro est repéré de la même façon que pour la procédure par décalage de la fenêtre de mesure (cf ≈6.2.6.1). La détection des autres passages à zéro nécessite ensuite 1 tir par PAZ, car il suffit de prendre un pas de décalage égal à la plus petite des périodes possibles, soit 1250 ns (compteur LR = 75). Les intervalles entre les passages à zéro i et j sont alors calculés. De l'analyse de ces intervalles est tiré le PAZ recherché. Par exemple, le passage à zéro n recherché correspondra au MAX des intervalles [m-n] calculés. 5.2.7. Intervalle de lancement û Intervalle de référence L'ntervalle de lancement, noté IL, définit en nombre de périodes d'horloge 60 MHz l'intervalle de temps entre l'instant de détection de la tête du paquet d'ondes et l'instant où l'on souhaite placer l'origine de la fenêtre de mesure avant le lancement de la procédure de recherche du PAZn (cf. 5.2.6). En pratique, l'intervalle de lancement se déduit de l'intervalle de référence, noté IR, qui est l'intervalle de temps séparant la tête du paquet d'ondes, du passage à zéro d'intérêt. IL et IR sont liés par la relation : IR = IL + 113 (si procédure de recherche du PAZ croissante) IR = IL + 13 (si procédure de recherche du PAZ décroissante) La figure 39 montre l'intervalle de référence IR compté entre le signal de détection de la tête du paquet (voie 3) et le signal de sortie du comparateur (voie 6). La distance entre la tête du paquet d'ondes et le passage à zéro choisi vaut IL+113 ou IL+13 selon que la procédure de positionnement de la fenêtre de mesure se fait par incréments positifs ou négatifs. 5.2.8. Positionnement de la fenêtre aval Il peut être judicieux de choisir des fenêtres de mesure amont et aval positionnées différemment par rapport au passage à zéro à détecter. Supposons tout d'abord que le sens du débit soit défini pour une cellule et qu'un transducteur donné soit toujours relatif à une mesure amont et son alter ego à une mesure aval. Le transducteur amont verra l'origine de sa fenêtre de mesure s'éloigner avec l'augmentation du débit, tandis que le transducteur aval verra l'origine de sa fenêtre de mesure se rapprocher de l'instant d'excitation des transducteurs. Or, à chaque cycle de mesure, la fenêtre amont est positionnée à 31 périodes d'horloge avant le PAZn. Si la fenêtre aval est aussi asservie à 31 périodes de son passage à zéro, les deux fenêtres amont et aval vont se décaler l'une par rapport à l'autre avec l'augmentation du débit. Le débit étant calculé de la mesure différentielle : At = Compteur Général amont + TDC amont - Compteur Général aval - TDC aval Il risque d'y avoir un bruit de synchronisation sachant que l'unité de temps (environ 0,125 ns) du TDC n'est pas calibrée et ne dépend pas de la même façon de la température que la fréquence de l'oscillateur à quartz. Pour que ce type de bruit ne se produise pas, il faut, soit calibrer en temps réel le TDC, soit asservir son unité de temps sur celle de l'horloge à quartz. Le TDC dispose de registres de configuration lui permettant effectivement d'asservir son unité de temps sur une horloge externe. Cette fonctionnalité augmente cependant la consommation du TDC (de quelques A en mode non calibré à 20 mA en mode calibré). Un autre moyen, simple, pour éviter les erreurs de calibrage du TDC, consiste à utiliser la même valeur du compteur général comme origine des fenêtres de mesure amont et aval, surtout à débit nul. Lorsque le débit n'est pas nul, la position de la fenêtre aval, une fois placée à PAZnavai-31, est recalculée par rapport à la fenêtre amont afin de créer des gammes de mesure : - 25 EI (compteuramont - compteuraV,, ) Compteur., = compteuramont Ainsi, à débit nul, la fenêtre aval est positionnée à compteuramottt = PAZnamont-31. Elle garde cette position relative par rapport à la fenêtre amont jusqu'à ce que le décalage des PAZnamont ù PAZnavai dépasse 25 périodes ( x 16,667 = 416 ns). La division entière E[(compteur amoä t-compteuravai)/25] vaut alors 1 et compteur aval = PAZnamont- 56. Etc. La fenêtre aval garde donc la même position relative par rapport à la fenêtre amont par tranches de 416 ns (soit 1510 1/h dans l'azote à l'ambiante). Ainsi le bruit de 11 1/h qui se manifestait à débit nul dans l'exemple ci-dessus est figé et ne change pas avant un débit de 15101/h. A ce débit, le bruit de synchronisation ne représente plus que 0,7 % de la mesure , ce qui est acceptable. 5.2.9. Convertisseur TDC Le convertisseur TDC est aussi un compteur capable de mesurer le temps avec une résolution approximative de 125 ps (picoseconde) soit 1/12000 de la période acoustique. Cette résolution varie d'un TDC à l'autre et dépend de la température. Le TDC est déclenché à l'instant START, synchrone avec le compteur Général. Il coïncide avec l'origine de la fenêtre de détection du passage à zéro (PAZ) et est arrêté à l'instant STOP provenant du comparateur rapide. 25 Ce compteur n'est pas cadencé par une horloge haute fréquence. En effet il faudrait une fréquence de 7 GHz pour avoir une telle résolution. Le convertisseur TDC (Time to Digital Converter) réalisé en technologie CMOS utilise des temps de commutation caractéristiques de portes logiques comme unité de comptage ce qui lui permet d'obtenir une quantification du temps comprise entre 30 ps et 300 ps selon le TDC. Le TDC utilisé ici permet d'obtenir une résolution intermédiaire de 125 picosecondes sur 15 bits ce qui autorise une dynamique de 30720 LSB soit environ 3,8 s. Avec une fenêtre de mesure de 1 s, le compteur TDC ne dépasse donc jamais sa capacité. 5.2.10. Le circuit logique programmable Le circuit logique programmable contient les compteurs (Général, Energie, LR). Il sert à définir précisément les instants de commutation de la rafale, gère le bloc de commutation haute tension, le type de mesure amont ou aval, contient un additionneur calculant la fin de la fenêtre de mesure à partir de l'indication de son origine et contient un bus d'adresses et un bus de données 8 bits, 3 états. Le déroulement de la mesure est régi par une horloge à quartz de fréquence 60 MHz qui alimente l'entrée horloge du compteur Général de 17 bits, Qo..Q16. La sortie Q15 du compteur Général a pour période 1,092 ms tandis que la sortie Q16 a pour période 2,184 ms. En mode débogage hardware, le compteur compte en permanence et revient dans son état initial [Qo..Q16 ]_ [0..01) toutes les 2,184 ms. Cette période définit la séquence de mesure amont û aval. En dehors du mode débogage, le compteur s'arrête de lui-même au bout de 546 s. Il est réinitialisé en même temps qu'un ordre d'écriture dans le registre d'initialisation du TDC à l'adresse de la carte +11. La figure 40 illustre le circuit logique programmable par connecteur JTAG. Le bit Q16 définit l'état amont ou aval du cycle de mesure. Par choix, un état bas de Q16 définit un cycle amont, tandis qu'un état haut définit un cycle aval. Durant la phase de vérification du bon fonctionnement de la carte électronique d'acquisition, le compteur [Q0..Q16] tourne cycliquement. Par la suite, dès que les conditions d'acquisitions du signal sont satisfaisantes, le compteur [Q0..Q15] est activé par un ordre d'écriture à l'adresse de la carte +11 et s'arrête dès que le bit Q15 atteint l'état 1, c'est à dire après 546 s. L'état de lecture amont ou aval n'est alors plus régi par l'état du bit Q16 du compteur, mais par le bit 3 d'un registre stocké à l'adresse de la carte +11. Si l'on fait appel à un étage de puissance capable de charger la pompe à diodes en quelques centaines de microsecondes, c'est le bit Q15 qui régit l'état actif ou arrêté de l'oscillateur alimentant l'étage. La mesure se fait pendant l'état bas du bit Q15, c'est à dire pendant les 546 premières micro secondes. Les 546 s suivantes servent à attendre la fin de la période de réverbération dans la cellule. Cet intervalle est mis à profit pour réactiver la pompe à diodes et recharger le condensateur réservoir. Un ordre de lecture envoyé à l'adresse +11 de la carte réinitialise de façon asynchrone le compteur [Qo..Q15]. La durée de cette réinitialisation n'est cependant pas exactement connue. En effet, la durée d'un cycle d'écriture dépend des caractéristiques du micro-ordinateur ou du micro-contrôleur utilisé. L'état zéro du compteur peut donc durer bien plus longtemps qu'une période d'horloge. On ne peut donc pas déclencher une rafale électrique aux bornes d'un transducteur sur une valeur zéro du compteur. Afin d'être sûr de réaliser une mesure synchrone, l'excitation électrique est déclenchée sur une valeur non nulle du compteur [Qo..Q15], par exemple à la 512ème période, c'est à dire à 8,533 s. Un certain temps après le démarrage du compteur général, calculé à partir de la connaissance des dimensions de la cellule et de la nature du gaz, (129 s par défaut ), nous nous trouvons entre le premier et le deuxième écho. On démarre alors le COMPTEUR ENERGIE de détection de la tête du paquet d'ondes. Une impulsion, dite PQTSTRT, de type CMOS et de largeur 1,066 s réinitialise la bascule de détection de la tête du paquet d'ondes et démarre le compteur. Cette impulsion peut être placée entre la première microseconde et la 273ème microseconde du compteur général. Elle est définie par le registre initjttr décodant une valeur donnée des bits 6 à 13 du compteur général. Ce registre est accessible en écriture à l'adresse de la carte +12. Une condition importante est que cette impulsion ne doit pas être placée à plus de 17 s (pour un compteur 8 bits, et 34 ps pour un compteur 9 bits) de la tête du paquet d'ondes à détecter. Le compteur Energie est arrêté par le signal de détection de la tête du paquet d'ondes, provenant du transistor Ti. De la connaissance de la valeur de ce compteur et de l'intervalle de référence IR, on en déduit le positionnement de la fenêtre de mesure. Par défaut, la fenêtre est positionnée à l'instant de démarrage du compteur Energie. Puis la procédure d'identification du passage à zéro la positionne correctement. L'origine de la fenêtre coïncide avec le démarrage du COMPTEUR LR avec une impulsion CMOS START d' l période d'horloge à 60 MHz (16,67 ns) ainsi que du convertisseur TDC. Le compteur LR est synchrone et compte sur 6 bits (de résolution 16,67 ns) le temps entre l'origine de la fenêtre et le passage à zéro. A la résolution temporelle près, le compteur LR (Low Resolution) et le convertisseur TDC font le même travail. Le comptage fin réalisé par le TDC se fait sur 15 bits (de résolution 0,13 ns). Le COMPTEUR LR est réinitialisé pendant la durée de l'impulsion START , et démarre sur front montant du compteur général à la suite du START. Compte tenu de la quantification sur 6 bits, l'instant START ne peut être distant de plus de 1,066 s du passage à zéro à détecter. Le convertisseur TDC et le compteur LR sont arrêtés par le premier front montant du comparateur rapide détectant les passages à zéro du signal analogique amplifié. Le comparateur rapide ainsi que le TDC sont inhibés avant l'impulsion START. A l'issue d'une période de 1,066 s après l'impulsion START, le comparateur rapide et le TDC repassent dans un état inhibé. C'est le bit ENABLE provenant du CPLD qui est chargé de verrouiller le comparateur rapide et le TDC. Dès qu'une première instruction d'écriture dans les registres 8 bits STARTDCH et STARTDCL est réalisée aux adresses +13 ou +14, la valeur par défaut de l'instant START programmée dans le CPLD laisse la place à une valeur rafraîchie par le microcontrôleur. La fenêtre ENABLE d'activation du TDC passe au niveau haut durant 1,066 s après l'instant START. A l'issue d'une période de 1 ms après l'ordre de démarrage du compteur général, un timer interne au microcontrôleur ou au micro ordinateur déclenche la lecture du compteur LR 20 et du convertisseur TDC. Il est aussi possible de gérer le transfert des données par une requête d'interruption générée par un bit spécifique du TDC nommé INTFLAG qui passe à un niveau haut lorsqu'un PAZ a été détecté. Le degré de priorité de cette requête peut-être changé par un jumper sur la carte d'acquisition, entre un niveau de priorité 3 à 7 (sur le bus ISA) ou entre un niveau 1 à 25 15 sur une table de vecteurs d'interruption du micro contrôleur. Ceci n'est cependant pas souhaitable si la pompe à diodes n'est pas alimentée par l'étage de puissance car l'intervalle de temps entre 2 tirs n'est plus connu avec précision, ce qui engendre une incertitude sur le temps de chargement du condensateur réservoir et donc sur la valeur de la haute tension. 5.2.11. Registres du TDC 30 Le TDC présente ici 12 registres d'écriture et 11 registres de lectures. 5.2.12. Registres du CPLD Le CPLD possède ici trois registres accessibles en écriture et deux registres en lecture. Le gain du quadrateur peut ainsi être modifié pour compenser l'atténuation du signal aux forts débits, évitant un risque d'erreur d'identification du passage à zéro. Ceci a pour effet d'augmenter la plage de mesure de débit. Pour la cellule prototype, la nécessité de compenser le gain du quadrateur apparaît vers 8 000 1/h (=130 1/mn). Là aussi, il y a plusieurs possibilités. Si l'on connaît la courbe de décroissance du signal en fonction du débit, il suffit de corriger le gain par tranche de débits. Le test se fait sur la valeur différentielle du compteur Énergie amont-aval. Ce compteur mesure la position du paquet d'ondes avec une résolution de 67 ns. À 9000 1/h, la différence de temps de vol amont-aval atteint 2500 ns. La résolution du compteur énergie est donc largement suffisante pour définir le gain par tranche de 20001/h au-delà de 90001/h. • L'électronique d'acquisition peut être complétée par un convertisseur analogique -numérique chargé de mesurer l'amplitude crête du paquet en sortie du détecteur de crête, lors d'un premier tir, et de rectifier le gain du quadrateur par rapport à une consigne lors d'un deuxième tir. La procédure de positionnement de la fenêtre par rapport au passage à zéro peut ensuite commencer. 5.2.13. Cahier des charges du programme informatique Le programme informatique chargé de gérer le dispositif réalisera de préférence les opérations suivantes : 1) La mesure et l'affichage du débit de gaz avec une résolution de 1,8 1/h (dans l'azote, et pour la cellule prototype), pour un débit maximum de 65 535 1/h. 2) Le comptage et l'affichage du volume délivré, avec un seuil de détection de 0,005 1. L'affichage du volume délivré est assuré avec une résolution de 0,01 1, modulo 10 000 1, jusqu'à 5,12 millions de litres. Pas de comptage sur débit Par exemple, on a mesuré que la valeur du temps de vol total moyen (tam nt + tavai) / 2 variait de 45 ns entre sa valeur à débit nul et sa valeur à 8000 1/h, alors que la valeur du temps de vol différentiel (tamont -tapai) passe de 0 ns (à débit nul) à 2207 ns (à 80001/h). Ainsi, avec seulement 45 ns de variation sur la pleine échelle, que l'on considère comme incertitude de mesure absolue, le temps de vol moyen total permet d'accéder à la température du gaz, quel qu'en soit le débit, avec une précision de l'ordre de'/4 C. Nous avons vu au chapitre 4, que l'incertitude relative sur la vitesse du son (et donc sur le débit) était, dans l'air, de 0,17% / C. La connaissance de la température à '/4 C est donc largement suffisante pour compenser le coefficient d'étalonnage et réduire l'incertitude de mesure à 0,05% sur toute la plage de température de fonctionnement. La vitesse du son dans les cônes dépendant aussi des conditions thermodynamiques, mais dans des proportions différentes, il faut pouvoir décomposer le temps de vol total moyen en deux temps, l'un correspondant au parcours dans les cônes, l'autre correspondant au parcours dans le gaz. L'analyse de la voie 10, figure 31, montre qu'il est possible de réaliser une détection du paquet d'ondes relative à l'excitation capacitive induite dans le cône récepteur. Ce paquet d'ondes est le résultat d'une propagation aller-retour uniquement dans le cône récepteur. Il suffit donc de cumuler ce temps à celui obtenu dans l'autre pointe pour obtenir une valeur double du temps de vol total dans les pointes. On soustrait ensuite le temps de propagation total dans les pointes du temps de propagation total pour obtenir le temps de propagation total dans le gaz. Une fois réalisées les mesures de vitesses dans les cônes et dans le gaz, on peut envisager de tenir compte des déformations de la structure en fonction de la température. Néanmoins, les perturbations du temps de vol total, dues aux déformations de la structure avec la température sont faibles (environ 0,5 .is pour 100 C) et permettent de conserver une précision sur la mesure meilleure que 0,5%. Ces perturbations sont, dans tous les cas, plusieurs dizaines de fois plus faibles que les perturbations provenant des modifications des conditions thermodynamiques du gaz. On choisit de les négliger. Si l'on ne retient que les perturbations provenant de la variation de la vitesse du son dans le gaz, le coefficient d'étalonnage de la cellule peut être corrigé en temps réel selon la formule : vu CE( cellule ) = CE (cellule ) gaz étalon, conditions nor irile.c v (cellule condtions normales) où CE(cellule) désigne le coefficient d'étalonnage de la cellule dans les conditions thermodynamiques inconnues, va (cellule), la vitesse du son dans le gaz de la cellule dans des conditions thermodynamiques inconnues, 25 va (cellule conditions normales) : la vitesse du son dans le gaz de la cellule dans des conditions thermodynamiques connues Exemple : le coefficient d'étalonnage de la cellule prototype sous azote dans les conditions normales est de 1,812 1/h par demi-nanoseconde de différence de temps de vol amont - aval. Une augmentation de la température du gaz de 100 C par rapport aux 30 conditions normales engendre une augmentation de la vitesse du son mesurée dans la cellule de 15% et une augmentation du coefficient d'étalonnage de 15%.20 Enfin, la relation liant la vitesse d'écoulement du gaz à la différence de temps de vol doit éventuellement être corrigée par un terme quadratique que l'on exprime en fonction du coefficient d'étalonnage : vf = CE (temps amont -- temps aval) + CQ (temps amont ù temps aval) où CE désigne le coefficient d'étalonnage, CQ le terme quadratique de correction du débit Cette correction est basée sur l'expérience de la figure 8, qui montre que la variation du temps de vol ne dépend pas de façon linéaire du déplacement de la zone d'atterrissage (i.e. l'écartement des pointes). 5.2.13.2. Rafraîchissement dynamique de la cadence de mesure La cadence de mesure dépend essentiellement de la constante de réverbération des ultrasons dans la cellule et du nombre d'acquisitions moyennées à chaque mesure. Lorsque le débit varie brutalement, il est préférable, pour conserver une bonne précision du volume de gaz délivré, calculé par intégration du débit sur le temps, de réduire rapidement le nombre de mesures moyennées afin d'augmenter la cadence de mesure. La constante de réverbération étant fixée par construction, la cadence de mesures ne peut être modifiée qu'en jouant sur le nombre d'acquisitions moyennées. On adopte la procédure suivante : 1) comparer la mesure de débit (1n à la mesure On_1 2) selon la variation de débit constatée, choisir un nombre d'acquisitions (et en conséquence une nouvelle cadence). Sur la cellule prototype les valeurs suivantes ont été choisies : • Qn- Qn_1 moyenne de 400 acquisitions • Qn-Qn_i moyenne de 300 acquisitions • Qn-Qä_i moyenne de 200 acquisitions • Qn-Qn_i moyenne de 100 acquisitions • Qn-Qn_i > 72 1/h => moyenne de 50 acquisitions Lors du branchement de l'appareil, la cadence de tir est initialisée sur 50 acquisitions. Si le débit est nul, la cadence de mesure chute et on passe immédiatement sur séquence moyennée de 400 acquisitions, 200 tirs amont + 200 tirs aval. Si brusquement, le débit augmente, le pire moment étant au début d'une séquence de tir, la nouvelle cadence de mesure ne sera effective qu'à la fin des 400 tirs de la séquence actuelle. Ceci n'est pas souhaitable. Il faudrait pouvoir sortir de la séquence d'acquisition lorsqu'une variation brutale de débit se produit. On réalise aisément cela en imposant une condition de sortie sur la boucle d'acquisition par un test sur la valeur du compteur LR amont. En effet, le compteur LR est normalement asservi à la valeur 31 (31 périodes avant le passage à zéro) avant chaque séquence de tir. Si pendant la séquence le compteur LR s'écarte de plus d'une certaine quantité seuil de sortie par rapport à la valeur 31, on sort de la boucle. Le seuil de sortie est au maximum de 31 (soit un différentiel de 62 avec l'aval, correspondant à une variation de débit supérieure à 3750 1/h pour la cellule prototype). Il est bien évident que cette condition de sortie est beaucoup trop large, et qu'on peut la réduire de façon adaptée à la cadence de mesure. Ainsi, pour une cadence de mesure correspondant à une moyenne de : • 50 acquisitions, le seuil de sortie = 28 (56 x 16.67 = 933 ns g3380 1/h) • 100 acquisitions, le seuil de sortie = 25 (50 x 16.67 = 833 ns Utiliser les flèches pour entrer la valeur d'un autre gaz. Une valeur approximative à 10 m/s est suffisante. Cette touche est normalement accessible à l'utilisateur. IR touche de modification de l'Intervalle de référence. L'intervalle de référence donne en nombre de périodes d'horloge 60 MHz, l'intervalle de temps séparant le signal de détection de la tête du paquet d'ondes, du PAZ recherché. GQ : touche de modification du gain du quadrateur. Valeur comprise entre zéro et 255. Modification de la valeur à l'aide des touches flèches. Normalement inaccessible à l'utilisateur. Touche amenée à disparaître dans le cas où le contrôle de gain du quadrateur serait asservi grâce à l'emploi d'un convertisseur analogique numérique. RAZ : touche de recalage du zéro du débitmètre et deremise à zéro du compteur. Une pression sur cette touche engendre un tarage du débit et remet à zéro le compteur de volume. Cette touche est normalement accessible à l'utilisateur. Un avantage de l'invention est que la partie des transducteurs coopérant avec les ondes est leur pointe. Or à cet endroit, l'écoulement du fluide est peu turbulent, ce qui préserve la fiabilité de la mesure. De plus, les pointes se trouvant plongées dans l'écoulement de fluide, elles se trouvent rapidement à une température très proche de celle du fluide. Application du débitmètre à pointes à l'étude de la respiration humaine Il est possible d'appliquer l'invention à l'étude de la respiration humaine. Cette application fait intervenir : 1) la mesure du débit gazeux (via la différence de temps de vol comme on l'a vu plus haut) ; 2) la mesure du temps de transit moyen dans le gaz (temps amont + temps aval) permettant de déduire la vitesse de propagation des ondes ultrasonores dans le gaz d'écoulement et donc réaliser une correction de la mesure selon les conditions thermodynamiques ; et 3) l'intégration temporelle du débit fournissant le volume expiré (spiromètre) Dans le cas où le gaz d'écoulement est un mélange gazeux contenant une proportion variable d'un gaz de nature acoustique très différente (production du CO2 dans la respiration humaine), il est ainsi possible de quantifier la quantité de CO2 dans le volume expiré comme le montre le graphe de la figure 41 suivant montrant trois courbes, l'une 90 obtenue chez un sujet au repos, l'autre 92 chez le même sujet après 40 génuflexions, la dernière 94, enfin, après 5 minutes de repos suite aux 40 génuflexions. Synthèse Les caractéristiques et le fonctionnement de l'électronique d'acquisition peuvent par exemple être synthétisées comme suit : - la mesure précise du temps de propagation du paquet d'ondes dans le gaz est obtenue par recherche et identification d'un passage à zéro du paquet d'ondes réalisées en deux étapes, la première consistant à détecter la tête du paquet d'ondes, correspondant à l'instant où le paquet d'ondes atteint un niveau seuil d'énergie, la deuxième consistant à positionner, par itérations successives, une fenêtre temporelle, dite Fenêtre de Mesure, dont l'origine appelée STRT, est calculée à partir de la donnée de l'instant de détection de la tête du paquet d'ondes et englobant le passage à zéro d'intérêt. - le passage à zéro d'intérêt se situe entre les valeurs crête maximale et minimale du paquet d'ondes. - la détection de la tête du paquet d'ondes consiste à mesurer le temps à l'aide d'un compteur, dit compteur Energie, incrémenté par une horloge, dont la fréquence est supérieure, typiquement dix fois supérieure, à la fréquence centrale du paquet d'ondes, entre un instant, dit PQTSTRT de remise à zéro et de démarrage du compteur, défini par rapport à l'instant d'excitation du transducteur émetteur et l'instant où la valeur quadratique du signal amplifié dépasse, après détection de crête et intégration obtenues à l'aide d'amplificateurs opérationnels, la tension seuil d'un transistor de commutation, déclenchant l'arrêt du compteur Energie. - l'instant PQTSTRT, correspond à une valeur donnée d'un compteur, dit compteur Général, incrémenté par les transitions d'une horloge à quartz de fréquence supérieure, typiquement cent fois supérieure, à la fréquence centrale du paquet d'ondes ultrasonore. - l'horloge à quartz du compteur général est compensée en température. - la Fenêtre de Mesure représente un intervalle de temps inférieur à la plus petite période du paquet d'ondes ultrasonore. - un comparateur rapide est autorisé à commuter sur les passages à zéro PAZ du signal ultrasonore uniquement pendant la Fenêtre de Mesure et par exemple sur fronts montants. - le temps de propagation du comparateur rapide est supérieur à la durée de la période de l'horloge à quartz incrémentant le compteur général. - l'origine STRT de la fenêtre de mesure est positionnée, par rapport au compteur Général, de façon à ce que le passage à zéro (PAZ) à détecter soit au centre de la Fenêtre de Mesure. Pour cela un compteur, dit compteur LR, synchrone avec le compteur Général et de même période représentant environ un centième de la période acoustique, est remis à zéro à l'instant STRT pendant une période du compteur général puis démarre et mesure le temps séparant l'instant STRT de l'instant de passage à zéro. L'instant STRT est alors redéfini par rapport à son ancienne valeur à laquelle on ajoute la valeur du compteur LR et à laquelle on soustrait la moitié de la largeur de la fenêtre de Mesure comptée avec la même période de comptage que celle utilisée pur le compteur LR. Lorsque la valeur du compteur LR est inférieure à une valeur seuil, au plus égale au temps de propagation du comparateur, l'instant STRT est décalé, au cours de tirs successifs, par petits intervalles de temps représentant une fraction de la période acoustique, typiquement un vingtième, ajoutés ou retranchés, jusqu'à ce que le compteur LR dépasse une valeur seuil. - le positionnement de la fenêtre de mesure est réalisé indépendamment pour la mesure amont et pour la mesure aval. - le transducteur est excité en mode rafale, les instants de transitions de la rafale étant 15 définis par rapport à des états du compteur Général. - les instants de transitions de la rafale sont choisis de façon à introduire une signature de phase identifiable dans les passages à zéro successifs du signal de sortie et utilisée comme moyen d'identification supplémentaire du passage à zéro recherché. Pour cela, une séquence de passages à zéro successifs identifiés à l'aide du compteur LR et associés à des 20 états du compteur Général est sauvegardée en mémoire. L'analyse des intervalles de temps séparant les passages à zéro, et par exemple la recherche de l'intervalle maximum, conduit à l'identification indubitable du passage à zéro recherché. - le quadrateur est à gain variable et que son gain augmente avec la valeur différentielle amont-aval du compteur Energie selon une relation empirique polynomiale 25 établie au moment de l'étalonnage de la cellule de mesure. - la détection de la tête du paquet d'ondes est obtenue en 2 tirs, un premier tir au cours duquel la valeur crête du signal quadratique est mesurée par un convertisseur analogique numérique, pour une valeur de gain du quadrateur donnée, et un deuxième tir au cours duquel le gain du quadrateur est corrigé en fonction de la valeur crête du signal quadratique mesurée 30 sur le premier tir et au cours duquel la valeur du compteur Energie est lue. - l'instant PQUTSTRT de démarrage du compteur Energie est calculé à partir des dimensions de la cellule et de la valeur de la vitesse de propagation du gaz d'étude entrée par l'utilisateur selon la formule : L + N2h 1 vr vu cos O 64TCk où L, désigne la longueur cumulée des 2 transformateurs, vT. la vitesse des ondes transversales de volume dans les transformateurs, va, la vitesse de propagation des ultrasons dans le gaz, fournie par l'utilisateur, 0, l'angle d'émission des ultrasons dans le gaz, 2h le diamètre interne du tube de mesure, N le nombre d'échos sur la paroi interne du tube, Tck la période du compteur général, E[ ] la partie entière de l'expression. - la cadence de mesure du débit dépend d'une moyenne réalisée sur un nombre d'acquisitions choisi en fonction de l'écart de débit constaté entre la mesure de débit Qn et la mesure Qn_i. La procédure suivante est applicable à un tube de mesure de 14 mm de diamètre : • Qn-Qn_1 moyenne de 400 acquisitions (200 amont; 200 aval) • Qn-Qn_1 moyenne de 300 acquisitions (150 amont; 150 aval) • Qn-Qn_1 moyenne de 200 acquisitions (100 amont; 100 aval) • Qn-Qn_1 moyenne de 100 acquisitions (50 amont; 50 aval) • Qn-Qn_1 > 721/h => moyenne de 50 acquisitions (25 amont; 25 aval). - une séquence d'acquisitions est entrelacée selon la suite : Tir amont, Tir aval, Tir aval, Tir amont, Tir amont, Tir aval, etc. - la vitesse du son dans le gaz est déduite du temps de propagation total moyen (tan,ont + tapai)/2 diminué du temps de propagation total dans les transformateurs, diminué du temps séparant la tête du paquet d'ondes du passage à zéro détecté. - une correction du coefficient d'étalonnage de la cellule est obtenue par mesure du temps de vol total moyen (tamont + tavai)/2 dans les transformateurs et dans le gaz à partir duquel la mesure de la vitesse du son dans le gaz est extraite et comparée à la vitesse du son dans un gaz de référence pour des conditions thermodynamiques de référence selon la formule : CE = CE' v VG où CE désigne le coefficient d'étalonnage de la cellule dans des conditions thermodynamiques indéterminées, va, la vitesse du son dans le gaz de la cellule dans des conditions thermodynamiques indéterminées, PQUTS TR T = E v : la vitesse du son dans le gaz de la cellule dans des conditions thermodynamiques connues. - le coefficient d'étalonnage est corrigé par un terme quadratique selon la formule : vf = CE (tamont - taval) + CQ (tamont - taval)2 où CE désigne le coefficient d'étalonnage, CQ le terme quadratique de correction du débit et (tamont - taval) la différence des temps de propagation amont et aval. - la définition des coefficients d'étalonnage, la nature du gaz identifié par sa vitesse du son, le gain du quadrateur, le tarage du débitmètre, la remise à zéro du compteur de volume délivré et l'intervalle de lancement IL sont fournis à l'aide d'un clavier. - les extrémités du tube de mesure sont en forme de buse conique ou parabolique. 6. Conclusion L'utilisation d'amplificateurs mécaniques coniques large-bande améliore considérablement la transmission et la réception d'ultrasons haute fréquence dans un gaz. Le rapport signal/bruit peut atteindre 40 à 60 dB à 700 kHz si l'on polit l'extrémité des cônes de façon à disposer de surfaces planes augmentant la directivité du faisceau perpendiculairement à la surface polie. Leur géométrie, est adaptée à l'émission et la réception d'ultrasons dans un fluide dont on cherche à mesurer la vitesse d'écoulement. L'utilisation d'ondes transversales permet en outre de disposer d'une largeur de bande de plusieurs centaines de kiloHertz et d'obtenir en conséquence une bonne focalisation du paquet d'ondes à l'extrémité des pointes. Un débitmètre à gaz a été réalisé à l'aide de ces pointes coniques et de céramiques piézoélectriques à polarisation alternée chargées d'engendrer et de détecter les ondes transversales. La sensibilité du débitmètre à gaz à 700 kHz a été estimée et confirmée par la réalisation d'un débitmètre prototype de résolution 5 cm/s en échantillonnage et de 3,5 mm/s sur une moyenne de 400 tirs permettant une cadence de mesures de 2 par seconde. Cette sensibilité obtenue dans un tube de diamètre interne 14 mm permet de mesurer des débits avec un seuil de détection se situant à 1,6 litres / heure pour de l'azote. Ce seuil correspond à une différence de temps de propagation amont-aval de 500 ps. La très fine quantification du temps a été obtenue en combinant une horloge à quartz de 60 MHz et un convertisseur TDC de 130 ps de résolution. En tenant compte de la légère non - linéarité de la mesure, l'étalonnage du capteur par écartement des cônes montre que le débitmètre peut fonctionner jusqu'à des vitesses de gaz de plusieurs dizaines de m/s avec une limite pour la cellule prototype réalisée se situant autour de 30 m/s. A de telles vitesses, les turbulences, ainsi que les performances de l'électronique de mesure sont les facteurs limitants. L'électronique d'acquisition qui a été réalisée permet dans sa version actuelle de mesurer avec fiabilité des débits jusqu'à 8000 litres/heure (soit 15 m/s). Ceci a été rendu possible grâce à la mise au point d'un procédé original d'identification en deux temps d'un passage à zéro de référence du paquet d'ondes. Ce procédé consiste à analyser indépendamment du sens amont ou aval de la mesure, l'amplitude et la phase du paquet d'ondes recherché moyennant plusieurs tirs d'essais. Le temps de réponse bref de la cellule, inférieur à la milliseconde, est de ce point de vue un avantage. Il est rendu possible par l'atténuation rapide des hautes fréquences dans la cellule, ainsi que par une longueur de propagation acoustique dans le gaz courte d'environ 30 mm. Le dispositif peut ainsi être branché à débit non nul. La mise en oeuvre complète du procédé d'identification, notamment, le contrôle en temps réel du gain du quadrateur par l'utilisation d'un convertisseur analogique numérique, ainsi que l'utilisation d'une signature de phase dans le signal d'excitation permettront de mesurer avec fiabilité des débits encore plus grands. La cadence de mesure a été conçue de façon à ce qu'elle puisse s'adapter aux variations de débit. Elle varie ainsi entre 2 et 7 par seconde. Le volume de gaz délivré étant calculé par intégration du débit, cette faculté améliore considérablement la précision du compteur à gaz. Le volume délivré est donné en litre avec une résolution de 5 ml de gaz. L'électronique a été aussi conçue de façon à ce que le coefficient d'étalonnage s'ajuste automatiquement en fonction des conditions thermodynamiques et de la nature du gaz. Il a fallu pour cela accéder à la vitesse de propagation ultrasonore dans le gaz de la cellule que l'on compare à une vitesse du son mesurée et sauvegardée pour un gaz et des conditions thermodynamiques de référence. Le coefficient d'étalonnage est ainsi capable de s'ajuster automatiquement sur une plage de température variant de +/- 100 C. Cependant, lorsque la nature du gaz fait que la vitesse du son s'écarte de plus de 10% par rapport à la vitesse du son du gaz de référence, la possibilité est donnée d'entrer par clavier la vitesse du son identifiant le gaz d'étude. Le coefficient d'étalonnage peut également être réactualisé par le clavier. Le prototype actuel est encore perfectible, notamment en ce qui concerne la dérive de la mesure à débit nul et sa linéarité. En effet, bien que la sensibilité soit de 1,6 1/h sur de l'azote, la mesure à débit nul peut varier de plusieurs dizaines de 1/h sur la plage de température. Cette dérive est essentiellement due au mauvais appariement des transistors de commutation et à la dissymétrie des signaux amont ù aval imputable au bloc de commutation haute tension. A cours terme, et sur une plage de température réduite, ces dérives peuvent cependant être annulées par tarage du débitmètre par bouton poussoir. Résumé Le débitmètre à ultrasons s'insère dans la canalisation. Il mesure de façon très précise et sur une grande étendue de mesure la vitesse d'écoulement du gaz dans un tube de diamètre connu. La méthode utilisée est celle du temps de transit de deux ondes ultrasonores se propageant en sens opposé au sein du gaz en mouvement. On déduit le débit de gaz de la mesure de sa vitesse d'écoulement. Pour un tube de diamètre 14 mm, l'étendue de mesure s'étend de 0 à 8 000 litres/heure avec une résolution de 1,6 1/h. L'émission et la réception des ultrasons se fait à l'extrémité de pointes coniques très effilées. Cette configuration novatrice permet de conserver un excellent rapport signal/bruit même aux débits très élevés, grâce à une zone d'émission et de réception axiale étendue. Le profil très effilé des pointes perturbe faiblement le flux à mesurer assurant une mesure plus précise et permet d'accéder à des tubes de petits diamètres c'est à dire à la mesure de faibles débits. La fréquence élevée des ultrasons (700 kHz) combinée à l'utilisation de composants TDC (Time to Digital Converter) produit un remarquable pouvoir de résolution temporelle de 130 picosecondes. Les domaines d'application dans l'industrie sont les suivants : contrôle de processus, mesures en laboratoires, contrôle médical, applications OEM, tableau d'affichage de gaz, surveillance d'étanchéité et de filtres. Le fonctionnement est le suivant. La différence des temps de vol amont (à contre sens du débit) et aval (dans le sens du 30 débit) est donnée par la formule : N4hvl (tamon, ù Gal) = cos 8VdVa où N, désigne le nombre de réflexions sur les parois du tube de mesure (ici N= 2), 2h, désigne le diamètre du tube de mesure, vf, la vitesse du fluide à déterminer, vd et va les vitesses du son dans le gaz et dans les pointes coniques. En conclusion, le débitmètre à pointes présente un fort potentiel, que ce soit sur le rapport signal sur bruit récupéré, la précision, les dimensions, la résolution, la cadence ou la gamme de mesure. L'utilisation de fréquences élevées n'est cependant pas sans conséquence sur la consommation énergétique. Les problèmes liés aux bruits de structures sont des sources de dérives de la mesure à débit nul. Le fluide pourra être un gaz, notamment un gaz sensiblement visqueux. Le procédé selon l'invention et de nombreux aspects de celui-ci pourront être mis en oeuvre au moyen du transducteur classique, par exemple à extrémité frontale plane normale à l'axe du conduit. On pourra mettre en oeuvre séparément les unes des autres de nombreuses caractéristiques du procédé, notamment celles touchant les points suivants : positionnement de la fenêtre ; calcul de la vitesse des ondes dans le fluide ; calcul de la vitesse du fluide dans le conduit ; et - mise à jour du coefficient d'étalonnage. On pourra mettre en oeuvre séparément les unes des autres de nombreuses caractéristiques du dispositif, notamment celles touchant les points suivants : forme des transformateurs ; amortissement etlou isolation des transducteurs : existence des conduits interne et externe. Les transformateurs pourront avoir une forme autre qu'une forme conique Revendications 1. Dispositif (2) de mesure d'un paramètre d'un fluide comprenant au moins un transducteur (4) pour convertir une énergie électrique en ondes mécaniques, caractérisé en ce que le ou chaque transducteur comprend un transformateur d'impédance mécanique (6) ayant un tronçon d'extrémité libre et présentant une largeur suivant une direction perpendiculaire à un axe principal (12) du transducteur qui va en décroissant en direction de l'extrémité libre, au moins sur le tronçon d'extrémité libre. 2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que le ou chaque transformateur (6) a une forme générale conique. 3. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que le ou chaque transformateur (6) présente à son extrémité libre au moins une face plane (2à) parallèle à l'axe principal (12), et de préférence deux faces planes (20) parallèles entre elles. 4. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que les transducteurs (4) sont au moins au nombre de deux et sont: disposés de façon à recevoir des ondes mécaniques l'un de l'autre via un conduit recevant le fluide. 5. Dispositif selon la revendication 4, caractérisé en ce qu'il est agencé de sorte que chaque transducteur (4) est apte à émettre des ondes parvenant à l'autre transducteur après au moins une réflexion sur une paroi d'un conduit (10 ; 210), le nombre de réflexions étant de préférence égal à deux. 6. Dispositif selon la revendication 4 ou 5, caractérisé en ce que le conduit (210) présente des extrémités conformées chacune pour réfléchir des ondes émises radialement en 25 regard de l'extrémité vers l'autre extrémité. 7. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 4 à 6, caractérisé en ce qu'il comporte un tube (36) d'alimentation du conduit en fluide, un tube (38) d'évacuation du fluide hors du conduit et une enceinte (40), l'enceinte supportant le conduit seulement par l'intermédiaire des tubes d'alimentation et d'évacuation. 30 8. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 4 à 7, caractérisé en ce que, le conduit (10 ; 210) étant un conduit interne, le dispositif comprend un conduit externe (34) recevant le conduit interne, le dispositif étant agencé pour que le fluide circule dans le conduitexterne (34), puis entre dans le conduit interne (10 ; 210), puis sorte du conduit interne pour circuler dans le conduit externe. 9. Dispositif selon la revendication 8, caractérisé en ce que les extrémités des transformateurs (6) s'étendent dans le conduit interne. 10. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 8 ou 9, caractérisé en ce qu'une portion de chaque transducteur (4) s'étend dans le conduit externe (34) sans s'étendre dans le conduit interne (10 ; 210). 11. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que le ou chaque convertisseur (8) est apte à émettre des ondes mécaniques principalement 10 en se déformant suivant une direction radiale à l'axe principal (12). 12. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que le paramètre est choisi dans le groupe consistant en un débit, une température, et une teneur d'un composant dans le fluide.