Brevet FR2906946A1 — publié le 20080411

FILTRE TRACTABLE RAPIDE Le brevet concerne un filtre de la farnille des filtres passe bande réalisés à partir de circuits oscillants (self capacité) couplés. L'invention concerne un filtre HF tractable rapide, très linéaire, à bande passante constante dont le facteur de forme est optimum dans toute sa plage fréquentielle et à toute température confondue, grâce à des tensions de commandes séparées. Elle est utilisée, par exemple, dans tous les filtres à forte linéarité qui nécessitent un couplage à bande passante constante, c'est-à-dire qu'en fonction de la fréquence d'accord, la bande passante du filtre doit rester fixe. Elle est utilisée par exemple dans les équipements de radiocommunication, en particulier au niveau des filtres de tête HF des récepteurs agiles en sauts de fréquence soumis à des environnements fortement brouillés Dans le domaine de la réception, les récepteurs sont confrontés à des environnements de plus en plus pollués par des émissions parasites indésirables. Pour que ces brouilleurs ne soient pas gênants, il est souhaitable de les éliminer ou de réduire leur influence par filtrage, mais à condition que les filtres n'engendrent pas de déformation du signal utile par manque de linéarité. Le besoin environnemental nécessite de réduire l'influence de ces brouilleurs lorsqu'ils sont éloignés d'une constante par rapport au signal utile (et non en pourcentage), d'où la nécessité d'utiliser des filtres à bande passante fixe et non variable en fréquence. Ces filtres à bande passante constante, difficiles à réaliser nécessitent des couplages avec des éléments variables (type varicap par exemple), mais incompatibles avec la linéarité nécessaire. Les caractéristiques habituellement utilisées pour quantifier la linéarité sont : le point de compression à 1 dB (Ipc) et le point d'interception d'ordre 3 (IP3). Une fonction non linéaire crée des raies supplémentaires par mélanges, des phénomènes de transmodulation et des saturations du signal utile. La 2906946 2 fonction filtrage doit donc avoir un fort IP3 et un point de compression 1dB élevé pour limiter ces inconvénients rnajeurs sur un récepteur. Le besoin en point de compression 1 dB et d'IP3 ne peut pas être atteint avec l'art antérieur. 5 Les composants utilisés dans les filtres ont des tolérances. Pour palier cet inconvénient, si on veut conserver le meilleur facteur de forme, il est nécessaire d'avoir des réglages supplémentaires. Les dispositifs de l'art antérieur n'utilisant qu'une seule commande pour l'ensemble du filtre, ne permettent pas d'avoir un réglage adapté à toutes les fréquences d'accord. 10 Les calculs montrent qu'il ne peut y avoir qu'un compromis. Ces composants varient aussi en fonction de la température et requièrent une compensation en température qui s'avère toujours délicate et non reproductible par l'art antérieur. Pour varier en fréquence et garder une bande passante constante, il est 15 connu de l'art antérieur d'utiliser des éléments variables dans les circuits oscillants et dans le couplage, en général des varicaps (diode à capacité variable) ce qui entraîne une détérioration notable de la linéarité. Pour les facteurs de forme requis, il faut que les commandes des varicaps soient réalisées par une impédance élevée pour ne pas amortir les circuits 20 oscillants. Malheureusement pour garantir ce temps d'accord nécessaire, l'art antérieur ne peut que pénaliser le facteur de forme pour être compatible de celui-ci En résumé les dispositifs de l'art antérieur présentent les inconvénients suivants : 25 • L'utilisation simple des varicaps dans les circuits oscillants et dans le couplage ne permet pas d'obtenir une forte linéarité, • Les réglages ne sont jamais optimum sur toute la plage d'accord en fréquence, • La disparité des composants nécessite des éléments de réglage 30 complémentaires, 2906946 3 • Le facteur de forme du filtre varie en fonction de la fréquence et de la température, • Le facteur de forme et la rapidité sont deux facteurs en opposition (amortissement des circuits oscillant par les résistances de 5 polarisation des varicaps), L'idée de la présente invention propose une architecture de filtre où la variation en fréquence est réalisée à partir de plusieurs varicaps dans chaque circuit oscillant, les varicaps étant montées en série avec une 10 capacité fixe. Ceci permet de réduire la tension développée aux bornes de chacune de ces varicaps, tout en permettant d'avoir des points intermédiaires de branchement pour le couplage avec des éléments fixes. Ce principe permet d'obtenir des linéarités très élevées. 15 L'invention concerne un filtre passe bande comportant au moins un premier circuit oscillant formé de moyens inductifs (L1, L2) en parallèle avec des moyens capacitifs (CO et d'un deuxième circuit oscillant comportant des moyens inductifs (L3, L4) disposés en parallèle avec des éléments capacitifs (CO, le premier circuit oscillant étant couplé au deuxième circuit oscillant 20 caractérisé en ce que les moyens capacitifs (Co) du premier circuit oscillant comportent un ensemble d'éléments capacitifs variable (C11, C12 , C13 , C14 ) en série avec une capacité fixe (C1) et en ce que les éléments capacitifs du deuxième circuit oscillant comportent un ensemble d'éléments capacitifs variables (C21, C22, C23, C24) disposé en série avec une capacité fixe (C2) et 25 en ce que le premier circuit oscillant et le deuxième circuit oscillant sont couplés au moyen d'éléments capacitifs de valeur sensiblement fixes (C3, C4) et en ce que les éléments capacitifs de couplage sont reliés au point milieu (P1, P2) de deux éléments capacitifs variables. Un élément capacitif variable (C11') monté en série avec la capacité fixe 30 comprend par exemple plusieurs capacités variables montées en parallèle (C111' C112 . 2906946 4 D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention apparaîtront mieux à la lecture de la description qui suit d'un exemple de réalisation donné à titre illustratif et nullement limitatif annexé des figures qui représentent : 5 • La figure 1 un schéma illustrant l'architecture de base d'un filtre selon l'invention, • La figure 2 un exemple de filtre selon l'invention et d'un couplage spécifique, • La figure 3 le schéma d'une application permettant de contrôler le filtre 10 en température, • La figure 4 un schéma de principe d'une variante de réalisation permettant de réduire le temps d'accord du filtre. Afin de mieux faire comprendre l'objet de la présente invention, la description qui suit est donnée à titre illustratif et non limitatif pour un filtre utilisé comme 15 un filtre d'accord. Sur la figure 1 de principe, le filtre 1 comporte : • Une première partie I (circuit oscillant d'entrée) composée de deux inductances L1, L2 avec en 1parallèle avec un ensemble capacitif comprenant lui-même un groupe de capacités variables C11 (C11, C12, 20 C13, C14) en série avec une capacité fixe C1. Cette première partie reçoit pour piloter les éléments variables une tension d'alimentation désignée VpoleA. • Une deuxième partie II (circuit oscillant de sortie) composée de deux inductances L3, L4 avec en parallèle un ensemble capacitif Cii 25 constitué d'un groupe de capacités variables C21, C22, C23, C24 disposé en série avec une capacité fixe C2. Cette deuxième partie reçoit pour piloter les éléments variables une tension d'alimentation désignée VpoleB. • La première partie I du filtre et la deuxième partie II du filtre sont 30 couplées, dans cet exemple de réalisation par un ensemble d'éléments fixes capacitif C3 et C4. 2906946 5 • La self L5 et la capacité C5 branchée au point intermédiaire L1 et L2 (référencé P1) permet le transfert d'impédance pour avoir 50 Ohms en entrée (In), • La self L6 et la capacité C6 branchée au point intermédiaire L3 et L4 5 (référencé P2) permet le transfert d'impédance pour avoir 50 Ohms en sortie (Out), • Plusieurs résistances de polarisation des varicaps, R dont certaines sont représentées pour des raisons de simplification. Les valeurs de ces résistances sont très élevées, et supérieures en général à 10 plusieurs centaines de K ohms. Leur positionnement dans le circuit est connu de l'Homme du métier. Sur cette figure 1, la représentation de Cu, C12, C13, C14, du premier circuit oscillant et de C21, C22, C23, C24 du second circuit oscillant montées en série indique en réalité chacune une varicap. 15 Le rapport bande passante, fréquence d'accord (AF/F) détermine le coefficient de surtension nécessaire du filtre ( Q) en fonction du besoin. Chaque circuit oscillant travaille à haute impédance (quelque Kohms). La schématique de branchement L1, L2, L5 et C5 permet la transformation d'impédance de travail des circuits oscillants en 50 Ohms. Il en est de même 20 pour la sortie avec L3, L4, L6 et C6. A partir de l'architecture du filtre choisie, il est possible, par exemple au moyen d'une simulation, et par optimisation, de déterminer les valeurs des différents éléments constituant le filtre en fonction de l'application ou de l'objectif souhaité par l'opérateur. 25 Avec une telle architecture, la valeur équivalente de la première série de capacité de couplage est prépondérante pour fixer la bande passante en fréquence basse du filtre et l'autre série pour les fréquences hautes. Le compromis entre les valeurs des capacités et les points de liaison entre les varicaps permet de fixer le facteur de forme du filtre. 30 Les varicaps sont, par exemple choisies, en prenant celles qui offrent la meilleure linéarité. 2906946 6 La fréquence d'accord d'un filtre étant la fréquence de résonance des circuits oscillants (LCW2=1) ; L étant la valeur de selfs et C la capacité équivalente des varicaps et de la capacité fixe mis en parallèle ; pour certaine sous gamme de filtres tractables, de façon à satisfaire à la condition LCW2=1, le 5 filtre comporte des varicaps en parallèles pour obtenir une capacité équivalente plus grande. Un exemple est donné en figure 2. Ceci permet notamment de satisfaire au compromis encombrement, coefficient de qualité. La figure 2 représente une réalisation dans laquelle le montage des varicaps io s'effectue selon un schéma série avec la capacité fixe pour satisfaire la linéarité et parallèle pour avoir la valeur de capacité en relation avec la valeur de self (L1+L2 ou L3+L4) des circuits oscillants de ce filtre. Le but est toujours de limiter la tension HF aux bornes des varicap et d'avoir un couplage avec des éléments fixes pour obtenir une forte linéarité. 15 Les éléments constituant le filtre L1', C5', L5', L2', C3', C4' sont équivalents aux éléments de la figure 2 désignés respectivement par L1, C5, L5, L2, C3 et C4. L'ensemble capacitif Co' est formé comme l'ensemble C;i1 de la figure 2, d'une capacité fixe Cl' et d'un groupe de varicaps C11', C12', C13', C14'. Chaque varicap C11' comporte deux varicaps en parallèle C111' C112' . 20 La deuxième partie du filtre II est constituée selon un schéma identique. Les varicaps de la figure 2 étant remplacées par deux varicaps en parallèle. Sans sortir du cadre de l'invention, le nombre de varicaps en parallèle n'est pas limité. 25 La figure 3 représente un exemple de commande de filtres tractables tels que représentés à la figure 1 et implantés sur une carte 20 selon la figure 2. Afin de mieux contrôler l'accord de ce filtre en fréquence, les tensions VpoleA et VpoleB sont pilotées de façon indépendante, en fonction de la température et de la fréquence. 30 Les tensions VpoleA et VpoleB proviennent d'un dispositif numérique 10 de type FPGA dans lequel par apprentissage grâce à un analyseur de réseau 2906946 7 11, les tensions VpoleA et VpoleB sont numérisées, puis stockées dans une mémoire 12 pour chaque fréquence d'accord du filtre, mais également à toutes les températures. Un micro ordinateur 13 permet de piloter l'ensemble du dispositif. La carte comportant le filtre comprend aussi un capteur de 5 température 14, permettant de disposer à chaque instant de la valeur de la température, deux convertisseurs numériques analogiquesl5, 16 permettant de délivrer la valeur de la tension permettant d'alimenter les deux pôles du filtre tractable 17. La mise en oeuvre est réalisée de la façon explicitée ci-après. 10 L'analyseur de réseau 11 permet de contrôler le facteur de forme du filtre. Pour une fréquence donnée (via le micro ordinateur) et à une température donnée (interne au module) on fait évoluer VpoleA et VpoleB de façon indépendante jusqu'à obtenir le bon facteur de forme sur l'analyseur de réseau. Dès que le facteur de forme désirée est obtenu, les valeurs VpoleA 15 et VpoleB correspondantes sont alors mémorisées par exemple sous forme d'une base de données dans la mémoire 12. Cette opération est réitérée pour toutes les fréquences et toutes les températures. Un programme pilote de façon synchrone le filtre, l'analyseur de réseau et l'enceinte climatique non représentée sur la figure. 20 La conversion numérique en tension continue par l'intermédiaire de convertisseur numérique analogique permet de retrouver les tensions VpolA et VpolB pour chaque fréquence d'accord du filtre à une température donnée. Selon ce mode de réalisation, chaque circuit oscillant reçoit sa propre 25 commande des éléments variables. En utilisation, en fonction de la fréquence désirée et de la température de l'équipement, le dispositif FPGA récupère les valeurs VpoleA et VpoleB à appliquer au filtre, via les convertisseurs numériques analogiques. Le filtre étant à une certaine température, va alors se caler automatiquement à la bonne fréquence 30 demandée par l'opérateur et avec le meilleur facteur de forme possible (celui qu'il avait acquit lors de l'apprentissage). 2906946 8 Ce principe permet notamment d'éviter : • Tout réglage manuel, • D'ajouter des éléments d'ajustement, • D'avoir toujours le meilleur facteur de forme possible en fréquence et 5 en température. La figure 4 décrit un exemple de filtre ainsi que les circuits analogiques de commandes VpoleA et VpoleB Afin de ne pas amortir les circuits oscillants, les tensions de commande des 10 capacités variables sont injectées sur les varicaps avec des résistances séries de fortes valeurs. Ceci conduit à considérer un circuit intégrateur RC (avec C égale à la capacité équivalente des varicaps C11+C12 ou C13+C14 pour le premier circuit oscillant et C21+C22 ou C23+C24 pour le deuxième circuit oscillant). La valeur de C varie donc en fonction de la fréquence 15 d'accord désirée. Lorsque la valeur de la fréquence varie, C varie aussi. Le circuit intégrateur est donc variable en fonction de la fréquence. Selon une variante de réalisation et de façon à réduire le temps d'accord du filtre, un accélérateur auto compensé est utilisé. Le principe consiste à insérer dans la contre réaction de l'amplificateur opérationnel un circuit 20 intégrateur équivalent au RC du filtre ; c'est-à-dire qu'il comporte les mêmes résistances et les mêmes varicaps du filtre dans sa contre réaction. Un accélérateur 20 comporte un amplificateur opérationnel 21 et un circuit de contre réaction 22. Le circuit de contre réaction 22 comprend une résistance Rc dont la valeur est identique à la valeur de la résistance de polarisation R 25 (figure 1) et une résistance Rp ayant une valeur identique à la valeur de la résistance R. Il comprend aussi un premier ensemble capacitif Cc1 ayant une valeur identique à celle de C11 et un deuxième ensemble capacitif Cc2 dont la valeur est identique à celle de la valeur de C12. Ces ensembles capacitifs peuvent être constitués d'une seule capacité, ou bien comme représentés 30 sur la figure 4 de deux valeurs de capacités en parallèle. 2906946 9 Un tel accélérateur présente l'avantage d'être auto adapté puisque l'intégrateur RC varie de la même façon que l'intégration sur les tensions appliquée aux varicaps via les résistances séries. L'amplificateur opérationnel crée momentanément une surtension 5 proportionnelle à l'intégration en contre réaction. Cette surtension permet d'obtenir l'équilibre souhaité le plus rapidement possible. Les limites sont : • Les temps de montée propre de l'amplificateur opérationnel (V/ps) • Les tensions d'alimentation de celui-ci. 10 L'invention décrite ci-dessus peut s'appliquer pour des filtres à n pôles. REVENDICATIONS 1 ù Filtre passe bande comportant au moins un premier circuit oscillant formé de moyens inductifs (Li, L2) en parallèle avec des moyens capacitifs (CO et d'un deuxième circuit oscillant comportant des moyens inductifs (L3, L4) disposés en parallèle avec des éléments capacitifs (CO, le premier circuit oscillant étant couplé au deuxième circuit oscillant, caractérisé en ce que les moyens capacitifs (Co) du premier circuit oscillant comportent un ensemble d'éléments capacitifs variable (C11, C12 , C13 , C14 ) en série avec une capacité fixe (C1) et en ce que les éléments capacitifs du deuxième circuit oscillant comportent un ensemble d'éléments capacitifs variables (C21, C22, C23, C24) disposé en série avec une capacité fixe (C2) et en ce que le premier circuit oscillant et le deuxième circuit oscillant sont couplés au moyen d'éléments capacitifs de valeur sensiblement fixes (C3, C4) et en ce que les éléments capacitifs de couplage sont reliés au point milieu (P1, P2) de deux éléments capacitifs variables. 2 ù Filtre selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'un élément capacitif 20 variable (C11') monté en série avec la capacité fixe comprend plusieurs capacités variables montées en parallèle (C111', C112'). 3 ù Filtre selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comporte deux circuits oscillants. 4 ù Dispositif de filtrage caractérisé en ce qu'il comporte un filtre à plusieurs pôles (n) selon l'une des revendications 1 à 3 et en ce qu'il comporte des commandes indépendantes pour chaque pôle . 30 5 ù Dispositif de filtrage comportant au moins un filtre selon l'une des revendications 1 à 3 et caractérisé en ce qu'il comporte au moins un 25 2906946 11 amplificateur opérationnel (21), un circuit de contre réaction (22), le circuit de contre réaction (22) comprenant une résistance (Rc) ayant une valeur sensiblement identique à la valeur de la résistance de polarisation R des éléments capacitifs variables du filtre et une résistance (Rp) ayant une valeur 5 sensiblement identique à la valeur de la résistance R et un premier ensemble capacitif Cc1 ayant une valeur identique à celle de C11 et un deuxième ensemble capacitif Cc2 dont la valeur est identique à celle de la valeur de C12.