Brevet FR2904428A1 — publié le 20080201

PROCEDE POUR AMELIORER LA QUALITE DE LA TRANSPOSITION EN BANDE DE BASE DU SIGNAL REÇU PAR UN RADAR A HAUTE RESOLUTION COMPORTANT UNE CHAINE DE RECEPTION ANALOGIQUE. DOMAINE DE L'INVENTION La présente invention concerne le domaine des radars à haute résolution et notamment des radars à impulsions émettant des signaux dont 1d la fréquence est modulée pendant la durée de l'impulsion. Elle traite plus particulièrement de la détection complexe, ou détection amplitude-phase, des signaux reçus par un tel radar. CONTEXTE DE L'INVENTION - ART ANTERIEUR 1 5 Une étape importante de la fonction réception proprement dite d'un récepteur radar consiste à ramener en bande de base, en basse fréquence, le signal radar reçu en hyperfréquence. Dans le cas utile d'un écho radar, c'est à dire lorsque le signal reçu n'est pas constitué que de bruit ou de 20 fouillis, ce signal comporte de manière connue une porteuse hyperfréquence modulée par une impulsion en fréquence intermédiaire (FI) qui est une réplique de l'impulsion FI émise. L'impulsion FI émise est quant à elle constituée de manière connue par un signal issu d'un oscillateur local en fréquence intermédiaire Fo (typiquement quelques centaines de MHz) appelé 25 OL FI, modulé par une impulsion de durée 'r, de fréquence fixe fo, ou bien par une impulsion dont la fréquence varie dans l'impulsion. Cette variation peut par exemple être une variation autour de la fréquence nulle, de -&/2 à +ôf/2, selon une loi linéaire (rampe de fréquence). On parle alors communément, à ce dernier propos, d'impulsion expansée et de radar à compression 3o d'impulsion, l'impulsion expansée émise étant, à la réception, filtrée dans le récepteur par le filtre adapté approprié (filtre de compression d'impulsion ou filtre Cl). Généralement donc, le spectre de l'impulsion FI ainsi constitué présente un spectre de largeur i5f centré sur la fréquence Fo. Cette impulsion 35 FI est ensuite mélangée avec l'oscillateur local hyperfréquence de fréquence Fe de l'émetteur et rayonnée. 2904428 2 Parallèlement, le récepteur effectue de manière connue la démodulation du signal reçu en effectuant une première transposition de fréquence pour amener le signal reçu en fréquence intermédiaire, transposition réalisée en mélangeant le signal reçu avec l'oscillateur local de 5 fréquence Fe. Puis, le récepteur effectue une deuxième transposition destinée à ramener le signal reçu en bande de base (signal vidéo). De manière générale Afin de conserver l'intégralité de l'information contenue dans le signal reçu, cette transposition est réalisée selon la méthode connue de détection amplitude-phase (DAP) qui consiste principalement à démoduler parallèlement le signal FO reçu au moyen de l'oscillateur FI utilisé à l'émission et au moyen de l'oscillateur FI déphasé de rr/2 (décalage temporel d'un quart de période de Fo). On obtient ainsi après détection, deux signaux vidéo, I et Q, en quadrature. Dans les radars modernes, le traitement du signal reçu se poursuit ensuite sous forme 15 numérique après numérisations des signaux vidéo (compression d'impulsion, traitement doppler, etc...). L'étape de démodulation, de détection, amplitude-phase est une étape délicate de la fonction de réception d'un radar. En effet pour pouvoir exploiter le signal reçu dans les meilleures conditions, il est nécessaire que les 20 signaux I et Q obtenus après détection amplitude-phase soient le moins possible altérés de sorte que le signal global S obtenu après DAP, d'expression générale S = I + j Q, reflète fidèlement l'écho reçu. Lorsque la détection amplitude-phase est réalisée par des moyens analogiques, un circuit déphaseur pour réaliser la mise en quadrature des 25 deux OL FI et des mélangeurs à diodes pour effectuer la démodulation des signaux I et Q par exemple, les signaux I et Q obtenus, présentent généralement certaines altérations. Ces altérations liées aux imperfections des composants utilisés, mise en quadrature imparfaite des OL FI, gain différentiel entre les deux voies I et Q non nul, et ajout d'une composante 30 continue aux signaux démodulés notamment, ont, de manière connue, pour principaux effets néfastes d'altérer le spectre du signal vidéo reçu et d'en limiter la dynamique utile ce qui conduit à une certaine désensibilisation du récepteur. 2904428 3 Pour s'affranchir des imperfections des dispositifs analogiques de DAP, les récepteurs des radars les plus modernes effectuent la numérisation du signal reçu directement sur le signal obtenu après transposition en fréquence intermédiaire. La détection amplitude-phase est alors réalisée sous forme 5 numérique, sans subir les conséquences des biais introduits par les imperfections de composants analogiques. Cette solution avantageuse, n'est cependant pas accessible sans modifications lourdes et coûteuses aux radars dont la chaîne de réception comporte initialement une détection amplitude-phase analogique. Elle ne résout donc pas le problème posé, pour cette génération de radars par ailleurs largement employés. Pour cette génération de radars, les imperfections de la fonction de détection amplitude phase sont corrigées en aval de la chaîne de réception en procédant à une calibration du dispositif de DAP. La calibration est réalisée à des moments particuliers du cycle de fonctionnement du radar, réservés à cet usage. Cette calibration consiste généralement à injecter dans la chaîne de réception, en amont du DAP, un signal de test généralement constitué par un signal continu de fréquence fd, de niveau fixé, puis à mesurer le spectre du signal obtenu spectre généralement constitué d'une raie à la fréquence fd, d'une raie image de niveau inférieur à la fréquence ùfd et d'une raie à la fréquence 0 représentant la composante continue du spectre, générée par les mélangeurs constituant le DAP. A partir de cette mesure effectuée pour une fréquence particulière fd, on réalise alors une correction du signal obtenu après DAP, correction qui vise à annuler la composante continue, et la composante image -fd. Cette procédure de calibration permet de limiter sensiblement les effets des imperfections des DAP analogiques. Néanmoins son effet reste partiel, du fait que la correction appliquée est déduite de mesures de biais effectuées sur une raie "test", alors que le spectre du signal reçu est composé d'un grand nombre de raies spectrales et que les imperfections liées au DAP ont des valeurs qui peuvent varier en fonction de la fréquence. D'autre part pour être réellement efficace cette procédure de calibration doit être répétée périodiquement au cours du cycle de fonctionnement opérationnel du radar, ce qui peut engendrer des contraintes supplémentaires de séquencement. 2904428 PRESENTATION DE L'INVENTION Un but de l'invention est de proposer une solution permettant de réaliser une détection amplitude-phase par des moyens analogiques sans 5 que le signal obtenu soit altéré par les imperfections citées précédemment. A cet effet l'invention a pour objet général un procédé pour améliorer la qualité de la transposition en bande de base d'un signal FI reçu par une chaîne de réception radar ayant pour caractéristiques que la fréquence intermédiaire FI utilisée pour transposer l'impulsion vidéo I émise et la 10 fréquence intermédiaire Fo utilisée pour transposer le signal FI reçu en bande de base présentent un écart de fréquence AFI = FI-Fo non nul, de valeur telle que le spectre du signal obtenu après transposition ait une bande passante B' centrée autour d'une fréquence Fp = AFI et s'étendant dans le domaine des fréquences positives et que l'opération de filtrage adapté appliquée au 15 signal reçu après numérisation réalise également le filtrage des composantes spectrales du signal situées hors de la bande B'. Selon l'invention, les fréquences FI et Fo sont choisies de façon à maximaliser la bande de fréquence B', en fonction de la fréquence 20 d'échantillonnage Fe utilisée pour numériser le signal après transposition Selon l'invention, l'opération de filtrage de la porteuse de fréquence Fp est réalisé, après numérisation, par le filtre numérique qui effectue l'opération de filtrage adapté. Selon une variante de mise en oeuvre du procédé selon l'invention, adaptée à un radar émettant alternativement des impulsions sinusoïdales courtes et des impulsions longues modulées en fréquence, le gabarit du filtre adapté est alternativement adapté à la forme d'onde de l'impulsion émise. 30 L'invention a également pour objet l'application de ce procédé à l'amélioration de l'opération de détection amplitude-phase réalisée dans la chaîne de réception d'un radar exploitant l'amplitude et la phase des signaux reçus. 4 25 2904428 5 L'invention a également pour objet l'application de ce procédé à un radar comportant plusieurs voies de réception indépendantes dans lequel l'opération de filtrage adapté est réalisée séparément sur chaque voie par les moyens de filtrage. 5 Le procédé selon l'invention, présente l'avantage de permettre de corriger à moindre coût les altérations spectrales qui affectent le signal reçu lors de sa transposition en bande de base, en particulier lorsque cette transposition est réalisée par des moyens analogiques tels que des mélangeurs à diodes par exemple. II rend en particulier la chaîne de 10 réception insensible au signal continu généré par ces mélangeurs. IL permet avantageusement dans le cas d'un radar mettant en oeuvre une détection amplitude-phase, de fournir à la chaîne de traitement du signal, située en aval du filtre adapté, des signaux dont les composantes 15 réelle et imaginaire sont rigoureusement en quadrature. Avantageusement, dans la mesure où la synthèse des oscillateurs locaux permettant la transposition en fréquence intermédiaire de l'impulsion vidéo synthétisée et la transposition en bande de base du signal reçu est 20 réalisée par synthèse numérique, la mise en oeuvre du procédé selon l'invention sur un matériel radar existant peut être réalisée sans modifier de manière substantielle la chaîne d'émission-réception. De même, dans la mesure ou le filtre adapté est un filtre numérique, la 25 suppression de la fréquence Fp et le filtrage adapté sont avantageusement implémentés par un seul et même algorithme de sorte que le filtrage de la porteuse Fp est réalisé sans qu'il soit nécessaire de modifier la structure matérielle de la chaîne de réception. 30 DESCRIPTION DES FIGURES Les caractéristiques et avantages du procédé selon l'invention seront mieux appréhendés a travers de la description qui suit, description qui fait référence aux figures annexées qui représentent: 2904428 6 - la figure 1, le schéma de principe des fonctions de génération et de réception d'un radar à haute résolution classique, - la figure 2, l'illustration du problème lié à l'utilisation de moyens analogiques pour réaliser la détection amplitude phase du signal reçu, 5 - la figure 3, le schéma de principe des fonctions de génération et de réception d'un radar à haute résolution mettant en oeuvre le procédé selon l'invention, - la figure 4 l'illustration du principe de fonctionnement du procédé selon l'invention, 10 - la figure 5, le schéma de principe d'une variante d'application du procédé selon l'invention à un radar comportant plusieurs voies de réception associées. DESCRIPTION DETAILLEE 15 On s'intéresse tout d'abord à la figure 1 qui représente de manière schématique la chaîne d'émission et de réception d'un radar à compression d'impulsion telles qu'elles sont implémentées de manière connue et classique. 20 Comme le montre la figure, la chaîne présentée ici comporte une voie 11 de synthèse et d'émission du signal radar, signal émis au travers de l'antenne d'émission radar et une voie 12 de réception des signaux captés par l'antenne de réception radar. Pour des raisons de simplification du schéma, l'antenne radar n'est pas représentée sur la figurel. La voie 25 d'émission 11 comporte principalement des moyens 13 pour créer une horloge de référence H qui sert de référence commune pour l'ensemble de l'équipement. Cette horloge de référence est utilisée dans la suite de la chaîne d'émission, pour synthétiser l'impulsion radar en fréquence intermédiaire I, impulsion utilisée pour moduler la porteuse hyperfréquence 30 OLE générée par l'émetteur 14 de façon à obtenir, après le mélangeur 15, l'impulsion radar hyperfréquence émise 16. Selon le type de radar considéré, l'impulsion radar en fréquence intermédiaire I, peut être synthétisée par modulation d'un premier oscillateur local OLFI par une impulsion vidéo ayant le spectre désiré, un signal vidéo de durée i dont la fréquence varie au cours du temps entre une fréquence fmin et 2904428 7 une fréquence furax par exemple. Elle peut également être synthétisée, comme l'illustre la figure 1 par des moyens 17 de synthèse numérique directe. Ces moyens synthétisent alors simultanément, à partir de l'horloge de référence H, L'impulsion radar I, en fréquence intermédiaire, ainsi que le 5 signal d'oscillateur local OLFI correspondant. Une chaîne d'émission et de réception radar comporte également, de manière connue, une voie de réception qui prend en charge les signaux 18 captés par l'antenne de réception. La voie de réception 12 comporte principalement des moyens 19 pour 1 o transposer le signal hyperfréquence 18 reçu, en un signal R en fréquence intermédiaire. La transposition est réalisée en utilisant un oscillateur local OLE synchrone de la porteuse hyperfréquence ayant servi à générer le signal d'émission. De manière classique dans un radar effectuant un traitement cohérent des signaux reçus, la voie de réception comporte ensuite des 15 moyens 111 et 112 permettant de réaliser une transposition en bande de base (bande vidéo), sous forme complexe, du signal R. Cette transposition, connue sous l'appellation de "détection amplitude-phase" est réalisée en effectuant sur deux voies distinctes 113 et 114 dites voie I et Q le mélange du signal R avec des oscillateurs locaux OLF11 et OLF12 de même fréquence 20 que l'oscillateur OLFI de la voie d'émission 11 et synchrone de ce dernier. Les deux oscillateurs locaux OLFI1 et OLF12 présentent par ailleurs l'un par rapport à l'autre un déphasage de rr/2, déphasage obtenu au moyen d'un circuit déphaseur 118. On obtient ainsi de manière connue deux signaux vidéo (vidéo I et vidéo Q) en quadrature de phase l'un par rapport à l'autre 25 dont l'exploitation conjointe permet d'accéder à la totalité de l'information portée par le signal reçu. La suite de la voie de réception comporte ensuite des moyens 115 et 116 pour numériser les signaux "vidéo I" et "vidéo Q" de façon à implémenter deux voies de traitement numérique du signal, traitement qui peut par 30 exemple débuter par la l'application d'un procédé de filtrage adapté. Ce procédé de filtrage peut par exemple, dans le cas illustré par la figure 1, d'un radar émettant des impulsions modulées en fréquence, correspondre un filtre numérique de compression d'impulsion 117 appliqué de manière indépendante sur chacune des voies 1 et Q. 2904428 8 Une structure que celle illustrée par la figure 1 constitue le schéma type éprouvé d'une chaîne d'émission-réception radar applicable à la réalisation d'équipements radar à impulsions, à haute résolution. Cette structure qui présente en particulier l'avantage de permettre la réalisation d'une chaîne 5 d'émission-réception entièrement analogique est de ce fait très largement utilisée car moins coûteuse qu'une structure plus largement basée sur l'utilisation de moyens numériques, en particulier d'une fonction de détection amplitude-phase numérique. La numérisation du signal reçu est ici effectuée séparément sur chacune des voies I et Q en fin de chaîne de réception, 1 o selon les cas avant ou après le filtrage adapté. En revanche, une telle structure présente l'inconvénient de présenter une chaîne de réception qui comportant, sitôt après le passage en fréquence intermédiaire, deux voies et Q entièrement séparées, chaque voie mettant en oeuvres des moyens de détection propres, 111 ou 112. Cette séparation conduit à la formation sur 15 chacune des voies I et Q de signaux présentant des dispersions indépendantes qui se traduisent par une altération de l'amplitude et de la phase du signal résultant, altération qui détériore de manière systématique les performances des moyens de traitements mis en oeuvre en aval d la chaîne de réception. Les paragraphes suivants exposent de manière plus 20 détaillée effets liés à la mise en oeuvre de deux voies de réception indépendantes. On s'intéresse à présent à la figure 2, qui illustre de manière schématique les effets liés à la mise en oeuvre classique d'un dispositif à 25 semi-conducteur, de type mélangeur à diodes par exemple, pour réaliser la transposition d'un signal en fréquence intermédiaire, ou signal FI, en un signal vidéo. Pour des raisons de clarté de l'exposé, le signal FI considéré ici est un signal sinusoïdal de fréquence Fo + fd où Fo représente la fréquence de l'oscillateur local de fréquence intermédiaire. Cependant, les effets 30 indésirables décrits ici, sont sensibles quel que soit le spectre du signal FI transposé. Comme l'illustre la figure 2, On constate que la transposition en bande de base (i. e. en bande vidéo) du signal FI 21, présent à l'entrée du détecteur 35 amplitude phase, donne naissance en sortie du détecteur à un signal 2904428 9 composite comportant non seulement un signal de fréquence fd, 22, correspondant au signal utile, mais aussi un signal image, 23, de fréquence - fd ainsi qu'un signal continu (i.e. de fréquence nulle) 24. Ce signal a pour composante réelle le signal "vidéo I" et pour composante imaginaire le signal 5 "vidéo Q". Les altérations du signal que constituent le signal image 23 et le signal continu 24, trouvent leur origine dans le dispositif utilisé. Le signal continue est du au fait qu'en l'absence même de tout signal en entrée, les mélangeurs 111 et 112 fournissent néanmoins un signal continue sur leur sortie, tandis que le signal image à -fd trouve notamment son origine dans le fait que le déphasage, introduit par le déphaseur 118 entre les deux oscillateurs locaux OLFII et OLF12 utilisés pour effectuer la détection amplitude phase, n'est en pratique pas rigoureusement égal à Tr/2 et qu'il existe un gain différentiel non nul entre les 2 voies I et Q.. La présence de ces signaux indésirables 23 et 24 a principalement pour effet 15 d'entraîner une perte de dynamique du signal utile, perte de dynamique essentiellement due à la présence d'un signal continu dont le niveau est indépendant de celui du signal utile. Cette présence de signaux indésirables 23 et 24 peut également créer de fausses détections sur la raie de fréquence nulle (raie "0") et sur la raie à -fd. Cette perte se traduit par une 20 désensibilisation de la chaîne de réception. Elle se traduit également par un moindre rendement de la chaîne, une partie de la puissance du signal FI étant communiquée au signal image de fréquence -v. Elle se traduit encore par une perte d'efficacité du filtre adapté 117. Dans un cas traditionnel de fonctionnement d'une chaîne d'émissionréception d'un radar à haute résolution, le signal émis n'est plus une raie spectrale, mais généralement une impulsion I modulée en fréquence dont le spectre est transposé en fréquence intermédiaire de façon à occuper une bande de fréquence B autour d'une fréquence Fo. Par suite, A la réception, un signal R correspondant à un écho réfléchi, de bande passante A?, centré 30 autour de Fo après transposition en fréquence intermédiaire, se trouve transposé après détection amplitude-phase en deux signaux "vidéo I" et "vidéo Q" de bandes passantes égales à B' et centrés autour de la fréquence zéro. De la sorte, on obtient des signaux vidéo dont le spectre comporte de manière non séparable à la fois non seulement les composantes spectrales 35 utiles du signal reçu, mais aussi les fréquences images ainsi que le signal 2904428 10 continu décrits précédemment. L'élimination des composantes spectrales non désirables s'avère alors impossible par simple filtrage. Les signaux vidéo ainsi obtenus sont appliqués après numérisation au filtre adapté 117 dont les performances se trouvent alors altérées. 5 On s'intéresse ensuite à la figure 3 qui présente le procédé selon l'invention au travers d'un exemple de mise en oeuvre. Comme l'illustre la figure, le procédé selon l'invention consiste à utiliser deux oscillateurs locaux de fréquences différentes, l'un à la fréquence FI pour réaliser la transposition de l'impulsion d'émission en fréquence intermédiaire et l'autre à la fréquence Fo pour réaliser la transposition du signal reçu en bande de base. A cet effet, la chaîne d'émission-réception radar est modifiée pour comporter des moyens 31 pour générer deux oscillateurs locaux de fréquences différentes FI et Fo et une impulsion d'émission en fréquence 15 intermédiaire portée par l'oscillateur local de fréquence Fi. De la sorte, en sortie du dispositif de détection amplitude-phase, constitué principalement des mélangeurs 111 et 112, on obtient des signaux "vidéo I" et "vidéo Q" non plus en bande de base mais portés par une sous-porteuse de fréquence FI-Fo. Ces signaux sont ensuite classiquement numérisés par les 20 convertisseurs analogiqueûnumériques 115 et 116 pour être appliqués aux entrées du filtre adapté 32, filtre non plus centré sur la fréquence nulle mais sur la fréquence F1-Fo. Selon l'invention, les fréquences Fo et FI sont choisies de telle sorte 25 que la bande passante du signal utile correspondant aux vidéos I et Q, après détection amplitude-phase, ne soit pas centrée sur zéro mais s'étende par exemple sur une bande B' de fréquences positives, d'une valeur fmin supérieure à zéro à une valeur furax inférieur à Féch/2, autour de la fréquence Fp = F1-Fo. Fée représente ici la fréquence d'échantillonnage des 30 convertisseurs analogiques numériques 115 et 116. On obtient alors la configuration spectrale illustrée par la figure 4. Comme on peut le constater sur cette figure le spectre obtenu après détection amplitude-phase (DAP) du signal FI 41, permet d'effectuer de manière relativement simple, au moyen d'un filtre passe-bande par exemple, la sélection de la partie utile 42 du 35 spectre, qui s'étend entre fmin et furax et de supprimer le spectre image 43, 2904428 11 ainsi que le signal continu 44. D'un point de vue pratique, cette opération de filtrage symbolisée par le trait pointillé 45 peut être réalisée par un filtre analogique, placé directement après la détection amplitude-phase. Elle peut encore, de manière plus commune dans les radars actuels, être réalisée par 5 un filtre numérique adapté 32, après numérisation du signal . De manière similaire, les fréquences Fo et FI peuvent également être choisies de telle sorte que FI soit supérieure à Fo. La bande passante du signal utile correspondant aux vidéos I et Q, après détection amplitude-phase, s'étende alors sur une bande B" de fréquences négatives, d'une valeur -furax à une valeur ûfmin autour de la fréquence négative Fp = F1-Fo. Selon l'invention, le filtre adapté 32, présente quelques différences avec un filtre adapté classique. En premier lieu il réalise généralement l'opération de filtrage décrite précédemment ce qui permet avantageusement de ne pas introduire d'élément matériel supplémentaire dans la chaîne de 15 réception. En second lieu il réalise un filtrage adapté non pas directement sur un signal en bande de base, mais sur un signal transposé à la fréquence Fp=F1-Fo. Par suite, dans un radar à haute résolution, l'opération de filtrage réalisée, qui consiste à mettre en oeuvre de manière connue un filtre dit de "compression d'impulsion" peut être exprimée sous sa forme continue, par la 20 relation de convolution suivante: yp(t) = kt) e;2nFp' I * [r(t) e;2 pr ~ [1] Cette relation peut aisément être transposée sous la forme d'un produit de convolution numérique dans le cas ou le filtrage adapté est réalisé après numérisation du signal, comme illustré par la figure 3. On a alors: 25 yp(n) _ [s(n), ej2nnFp /Fe 14(n) .ej2irnFp /Fe ] [2] avec t = n • Te et où Fe=1/Te représente la fréquence d'échantillonnage du signal Dans la relation [1] Le facteur s(t) • ei2nFpt représente selon la voie 30 considérée le signal vidéo reçu après l'opération de démodulation amplitude-phase selon l'invention. Ce signal apparaît comme une porteuse sinusoïdale de fréquence Fp modulée par le signal en bande de base s(t) produit par une opération de démodulation amplitude-phase classique. Par ailleurs, le facteur 2904428 12 r(t) • ei2nFpt représente la même porteuse sinusoïdale modulée par la réplique de l'impulsion émise. Par suite en appliquant la définition du produit de convolution de deux fonctions on peut écrire : Yp (t) = f s(t ù t) . ei2nFp (t-T) . r(t) . e i2ept di = f+ s(t ù T) • ei2nFpt .r(t). dt =ei2nFpt • f+~s(tùti)•r(T)•dt = ei2nFpt • y(t) On obtient ainsi la relation de convolution suivante (convolution sur porteuse), caractéristique du procédé selon l'invention: y p (t) = e i2iFpt y(t) [3] 10 Dans la relation[3] y(t) représente l'opération de convolution du signal s(t) obtenu dans une chaîne de réception classique pour laquelle l'oscillateur local FI a une fréquence identique à la fréquence intermédiaire du signal d'émission par une réplique du signal émis. y(t) représente ici la fonction de 15 filtrage utile dont la valeur est utilisée par la chaîne de traitement du signal qui suit généralement la chaîne de réception. Dans le cas classique où le filtre adapté 32 est un filtre de compression d'impulsion, la fonction y(t) présente, en présence d'un écho, un pic de corrélation pour un instant t qui correspond à la distance à laquelle se situe l'objet à l'origine de l'écho. 20 Selon le traitement envisagé on cherche à déterminer soit le module et la phase de y(t), soit simplement le module. Dans ce dernier cas, qui correspond à un traitement de type non cohérent, la connaissance de yp(t) permet de connaître le module lyp(t) et donc le module 1y(t) . Dans ce cas la mise en oeuvre d'un filtrage adapté sur porteuse Fp pour calculer ly(t)l ne 25 requiert aucune disposition particulière, les modules lyp(t) et ly(t)l étant égaux. En revanche, dans le cas ou le traitement qui suit est de type cohérent, la connaissance de yp(t) ne permet de connaître y(t) que dans la mesure où le terme ei2nFpt est pris en compte et yp(t) corrigé. A cet effet le filtre adapté 32 mis en oeuvre dans le procédé selon l'invention comporte une 5 2904428 13 opération de correction de la fonction yp(t) par un facteur de la forme e-j2ept le temps t étant ici compté de manière périodique sur une durée T, à partir d'un instant to synchrone de l'instant d'émission. 5 Comme on peut le constater au travers de la description qui précède le procédé selon l'invention présente un certain nombre d'avantages. Il offre en particulier une solution peu coûteuse pour améliorer la détection amplitude-phase des chaînes de réception radar dans lesquelles cette détection est réalisée par des moyens analogiques tels que des mélangeurs ~o à diodes par exemple. Pour peu que la synthèse du signal d'émission soit réalisée sous forme numérique, l'implémentation d'une fréquence intermédiaire FI pour la chaîne d'émission l'émission et d'une fréquence intermédiaire Fo pour la chaîne de réception peut être réalisée sans modification substantielle de la chaîne d'émission-réception radar, de sorte 15 que l'améliorationprocurée par le procédé selon l'invention peut être obtenue au prix d'une simple modification de l'algorithme de filtrage adapté implémenté en début de la chaîne de traitement du signal radar. On obtient ainsi une solution alternative avantageuse à la mise en oeuvre d'un dispositif de détection amplitude-phase numérique, dispositif dont la mise en oeuvre 20 nécessite en outre des moyens d'échantillonnage direct du signal reçu en fréquence intermédiaire. Le procédé selon l'invention peut en outre avantageusement être appliqué à d'autres types de chaînes de réception, en particulier des chaînes 25 de réception comportant deux voies de réception et de traitement séparées, une voie principale (voie "somme" ou voie "Sigma") et une voie secondaire (voie différence, ou voie "Delta") par exemple, pour lesquelles la transposition des signaux reçus en bande de base à l'aide de moyens analogiques produit une altération analogue du spectre du signal transposé. 30 Une telle chaîne d'émission-réception est illustrée par la figure 5. Dans une telle configuration le filtre adapté traite séparément les signaux issus des deux voies de réception indépendantes 51 et 52, en implémentant une fonction de corrélation sur porteuse séparée pour chacune des voies. Le champ d'application du procédé selon l'invention ne se limite naturellement 35 pas aux applications citées dans la description. REVENDICATIONS 1. Procédé pour améliorer la qualité de la transposition en bande de base d'un signal FI reçu par une chaîne de réception radar caractérisé en ce que la fréquence intermédiaire FI utilisée pour porter l'impulsion (I) émise et la fréquence intermédiaire Fo utilisée pour transposer le signal FI (R) reçu en bande de base présentent un écart de fréquence AFI = F1-F2 non nul, de ~o valeur telle que le spectre du signal utile (42) obtenu après transposition ait une bande passante B' centrée autour d'une fréquence Fp = AFI et s'étendant dans le domaine des fréquences positives ou négatives et en ce que l'opération de filtrage adapté appliquée au signal reçu après numérisation réalise le filtrage (45) des composantes spectrales (43, 44) du 15 signal situées hors de la bande B'. 2. Procédé selon la revendication 1 dans lequel les fréquences intermédiaires FI et Fo sont choisies de façon à maximaliser la bande de fréquence B' du signal utile (42), en fonction de la fréquence 20 d'échantillonnage Féph utilisée pour numériser le signal après transposition 3. Procédé selon l'une des revendications 1 où 2, dans lequel l'opération de filtrage de la porteuse de fréquence Fr, est réalisée, après numérisation, par le filtre numérique qui effectue l'opération de filtrage 25 adapté. 4. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes appliqué à un radar dont la chaîne de réception comporte une opération de détection amplitude-phase dans laquelle le signal reçu suit deux 3o voies de transposition en bande de base, une voie (33) sur laquelle la transposition est réalisée par l'oscillateur local de fréquence Fo et une voie (34) sur laquelle la transposition est réalisée par l'oscillateur local de fréquence Fo déphasé de rr/2 les deux signaux obtenus après transposition étant, après numérisation, traités séparément par le filtre adapté. 35 2904428 15 5. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, appliqué à un radar émettant de manière alternative des impulsions sinusoïdales courtes et des impulsions longues modulées en fréquence, dans lequel le gabarit du filtre adapté est alternativement adapté 5 à la forme d'onde de l'impulsion émise. 6. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 3 appliqué à un radar comportant plusieurs voies de réception indépendantes (51, 52) dans lequel l'opération de filtrage adapté est réalisée séparément ~o sur chaque voie par les moyens de filtrage.