Brevet FR2904159A1 — publié le 20080125

Procédé et dispositif de régulation d'un onduleur résonant, et onduleur résonant équipé d'un tel dispositif La présente invention concerne un procédé et un dispositif de régulation d'un onduleur résonant série à redressement commandé. Elle concerne également un onduleur résonant équipé d'un tel dispositif. L'invention s'applique notamment pour la réalisation d'alimentations électriques à découpage, isolées et à haut niveau d'intégration fonctionnant à une fréquence de découpage de plusieurs mégahertz. Les dispositifs d'alimentation électriques des circuits électroniques occupent un volume plus ou moins important. Pour certaines applications, notamment aéroportées, il est nécessaire de réduire le volume des alimentations électriques au maximum. Une solution pour réduire le volume occupé par les alimentations électriques est d'utiliser des alimentations à base de convertisseurs à haute fréquence de découpage. En effet, l'intégration des convertisseurs à haute densité d'énergie conduit généralement à envisager de hautes fréquences de découpage pour réduire le volume des composants passifs stockant l'énergie, tels que les inductances, les transformateurs ou encore les condensateurs. Néanmoins, l'augmentation de la fréquence de découpage impose l'utilisation de structures présentant peu de pertes en commutation car ces pertes augmentent avec la fréquence. Une solution connue pour réduire ces pertes, tout en gardant une fréquence élevée, est de réaliser des commutations dites douces. Dans ces commutations, lorsqu'un courant est commuté dans un composant, tel qu'un transistor par exemple, le composant est commandée alors que la tension à ses bornes est nulle ou presque (mode ZVS, Zero Voltage Switching). Le produit courant x tension, facteur de pertes, est ainsi réduit lors des commutations. Pour réaliser ces commutations douces, il est nécessaire d'utiliser des circuits d'aide à la commutation qui sont connus. La montée en fréquence rend cependant difficile la gestion des temps morts et des nombreuses phases des circuits d'aide à la commutation. Dans ces conditions, les meilleurs candidats pour les fréquences élevées sont les onduleurs résonants ou quasi-résonants. Ces convertisseurs travaillent en effet naturellement en commutation douce ou presque. 2904159 2 Néanmoins, lorsque leur fonctionnement monte en fréquence, par exemple au-delà d'un mégahertz, ces convertisseurs présentent aussi des pertes non négligeables limitant la fréquence de fonctionnement et donc la réduction de volume. 5 L'invention a pour objet un procédé de régulation de la tension de sortie Vs d'un onduleur résonant série synchrone comportant un enroulement primaire ayant à ses bornes une tension V(t) périodique de période T, cet enroulement primaire étant couplé à au moins un enroulement secondaire 10 fournissant la tension de sortie Vs. L'établissement du courant IT(t) dans l'enroulement secondaire étant commandé à l'intérieur de la période T, la tension de sortie Vs est régulée en fonction de l'angle de déphase 8 entre le passage à 0 de la tension V(t) aux bornes de l'enroulement primaire et l'instant d'établissement du courant IT(t) dans l'enroulement secondaire. 15 Dans un mode de mise en oeuvre, la tension de sortie Vs est asservie à une valeur de consigne donnée par une boucle de régulation dont un paramètre d'entrée est l'angle de déphasage 8. Plus particulièrement, la tension V(t) aux bornes de l'enroulement primaire étant par exemple fonction de l'état passant d'un commutateur primaire 20 couplé à cet enroulement et l'établissement du courant IT(t) de l'enroulement secondaire étant fonction de l'état passant d'un commutateur secondaire couplé à cet enroulement, l'état passant du commutateur secondaire est alors déphasé de l'angle de déphasage 8 par rapport à l'état passant du commutateur primaire. 25 Avantageusement, la période T est par exemple variable. L'invention concerne également un dispositif de régulation de la tension de sortie Vs d'un onduleur résonant série synchrone comportant un enroulement primaire ayant à ses bornes une tension V(t) périodique de période T, cet 30 enroulement primaire étant couplé à au moins un enroulement secondaire fournissant la tension de sortie Vs. L'établissement du courant IT(t) dans l'enroulement secondaire étant commandé à l'intérieur de la période T, le dispositif comporte une boucle de régulation asservissant la tension de sortie Vs à une valeur de consigne donnée en fonction de l'angle de déphase 8 2904159 3 entre le passage à 0 de la tension V(t) aux bornes de l'enroulement primaire et l'instant d'établissement du courant IT(t) dans l'enroulement secondaire. Dans un mode de réalisation, l'établissement du courant IT(t) de l'enroulement secondaire étant fonction de l'état passant d'un commutateur 5 secondaire couplé à cet enroulement, le dispositif comporte un circuit de génération du signal de commande du cormutateur, ce signal de commande étant décalé de l'angle de déphasage S par rapport au passage à 0 de la tension V(t). L'état du courant h-(t) de l'enroulement secondaire étant par exemple 10 fonction de l'état passant d'un deuxième commutateur secondaire, le dispositif comporte alors un deuxième circuit de génération du signal de commande de ce deuxième commutateur sensiblement décalé de 90 par rapport au signal de commande précédent. Dans le cas où les commutateurs sont des transistors à effet de champ, un 15 signal de commande fournit par exemple la tension de grille des transistors. L'invention concerne également un onduleur résonant série synchrone comportant : une partie primaire comprenant un enroulement primaire ayant à ses 20 bornes une tension V(t) périodique de période T ; - et au moins une partie secondaire ayant au moins un enroulement secondaire couplé à l'enroulement primaire, le courant IT(t) dans l'enroulement secondaire chargeant un condensateur aux bornes duquel est fournie la tension de sortie Vs ; 25 l'établissement du courant IT(t) dans l'enroulement secondaire étant commandé à l'intérieur de la période T, l'onduleur comporte un circuit de commande réalisant une boucle de régulation qui asservit la tension de sortie Vs à une valeur de consigne donnée en fonction de l'angle de déphasage b entre le passage à 0 de la tension V(t) aux bornes de 30 l'enroulement primaire et l'instant d'établissement du courant IT(t) dans l'enroulement secondaire. L'onduleur comportant des commutateurs (M1, M2) dans la partie secondaire et l'établissement du courant dans un enroulement secondaire étant fonction de l'état passant d'au moins un commutateur, le circuit de commande comporte par exemple un circuit de génération du signal de commande du 2904159 4 commutateur, ledit signal de commande étant décalé de l'angle de déphasage 8 par rapport au passage à 0 de la tension V(t). Le circuit de commande comporte par exemple un deuxième circuit de génération du signal de commande d'un deuxième commutateur 5 sensiblement décalé de 90 par rapport au signal de commande précédent. L'invention a pour principaux avantages qu'elle facilite la mise en oeuvre de la régulation des onduleurs et qu'elle s'adapte à plusieurs type d'onduleurs série synchrones. i0 D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à l'aide de la description qui suit faite en regard de dessins annexés qui représentent : les figures 1 a,1 b et 1c, des exemples de parties secondaires d'onduleurs série synchrones ; 15 un exemple d'onduleur synchrone commandé ; - une illustration du principe de commande d'un onduleur synchrone selon l'invention ; les figures 4a et 4b, des exemples de fonctions de transfert pour des commandes de régulation respectivement selon l'art antérieur et selon 20 l'invention ; la figure 5, un exemple de réalisation possible d'une commande de régulation selon l'invention ; - la figure 6, un exemple de réalisation possible d'un onduleur selon l'invention délivrant plusieurs tensions de sorties isolées. 25 La figure la présente par un schéma électrique un exemple d'onduleur résonnant, de type série. Cet onduleur délivre en sortie une tension Vs, par exemple une basse tension pour alimenter des circuits électroniques. II peut notamment être destiné à alimenter un ensemble de cartes de traitement 30 numérique. Dans ce cas, il délivre une puissance importante, c'est-à-dire un fort courant. Plus particulièrement, cette figure présente les composants situés au secondaire d'un transformateur, la partie primaire étant connue par ailleurs. L'utilisation d'un transformateur permet notamment de créer une tension 35 d'alimentation isolée de la source de puissance, située au primaire. 2904159 5 Le schéma de la figure la comprend donc la partie secondaire 1 d'un transformateur. Cette partie 1 est composé de deux enroulements 11, 12 séparés par un point milieu 2. Le redressement de la tension au secondaire du transformateur est réalisé par des commutateurs à semi-conducteur. De 5 préférence ce redressement est par exemple réalisé par des transistors à effet de champs M1, M2. En effet, l'utilisation de diodes pour des applications basse tension fort courant n'est pas envisageable, car cette solution engendrerait des pertes excessives au sein du redressement. Un premier transistor M1, représenté avec sa diode de protection connectée 10 en anti-parallèle, a sa source connectée à la grille du deuxième transistor M2, lui aussi représenté avec sa diode, et à l'entrée du premier enroulement 11 opposée au point milieu 2. Le drain du premier transistor M1 est relié au drain du deuxième transistor M2, ces deux drains étant reliés à une borne de sortie 3 de l'onduleur. La grille du premier transistor M1 est reliée à la source 15 du deuxième transistor M2 et à l'entrée du deuxième enroulement 12 opposée au point milieu 2. Les connections des deux transistors M1, M2 par rapport aux deux enroulements secondaires 11, 12 du transformateur sont donc symétriques. Le point milieu 2 est relié à l'autre borne de sortie 4. Un condensateur 5 est relié entre les bornes 3, 4 de la sortie. Une résistance 6 20 de charge minimale peut aussi être connectée entre ces bornes 3, 4 où la tension Vs est présente. Le type de redressement illustré par la figure 1 a est connu sous le nom de redressement synchrone, plus particulièrement de redressement synchrone auto-commandé. 25 Cette solution est simple à mettre en oeuvre car elle ne nécessite pas de circuit de commande des transistors. La commande se fait en effet automatiquement en raison du mode de connection précédemment décrit. Cette solution semble satisfaisante pour des fréquences de l'ordre de 100 kHz mais ne l'est pas pour des fréquences de l'ordre de 1 MHz en raison 30 des pertes en commutation qui se produisent dans les transistors. En effet, le premier transistor M1 est connecté en parallèle avec la grille du deuxième transistor M2, sur le premier enroulement 11. De même, le deuxième transistor M2 est connecté en parallèle avec la grille du premier transistor M1, sur le deuxième enroulement 12. A chaque commutation, l'énergie 35 stockée dans la capacité drain-source du transistor M1 et dans la capacité 2904159 6 grille-source de M2 est donc dissipée. II en est de même pour l'énergie stockée dans la capacité drain-source du transistor M2 et dans la capacité grille-source de M1. Cette énergie dissipée deux fois par périodes entraîne des pertes qui ne sont plus négligeables à très hautes fréquences. 5 Le circuit illustré par la figure 1 b permet de réduire ces pertes. Ce circuit est connu comme redressement synchrone commandé. Les composants sont les mêmes que dans le circuit de la figure 1 a mais les transistors M1, M2 sont connectés différemment. En particulier, les grilles des transistors M1, io M2 ne sont plus connectés aux enroulements 11, 12 du transformateur mais à des circuits de commande 7, 8. La commutation des transistors est commandée par ces circuits de commande 7, 8. Le choix d'un redressement synchrone commandé permet le réglage de la puissance au secondaire du transformateur. Ce réglage est obtenu en jouant sur le déphasage du 15 redressement, ce déphasage étant commandé par les circuits 7, 8. Un redressement synchrone commandé permet notamment : le réglage de la puissance des convertisseurs à résonance tout en maintenant une fréquence de commutation fixe ; - la minimisation des pertes de redressement par utilisation d'une 20 commande rapprochée à récupération de charges ; la minimisation du nombre d'interrupteurs de puissances pour un convertisseur à transfert de puissance bidirectionnel, tout en maintenant pour ces interrupteurs des commutations dites douce, nécessaires à la montée en fréquence. 25 La figure 1c représente un onduleur résonant de type synchrone commandé, à point milieu capacitif. Dans ce cas la partie secondaire comporte un seul enroulement 13 dont une extrémité est reliée entre les deux transistors M1, M2 et l'autre extrémité est reliée entre deux condensateurs 14, 15, chacun 30 de ces condensateurs étant par ailleurs relié à l'un des transistors M1, M2. Une résistance 6 est connectée en parallèle sur les deux condensateurs 14, 15. La sortie de l'onduleur étant définie par les bornes 3, 4 de cette résistance. Les transistors M1, M2 sont toujours commandés par les circuits de commande 7, 8. 35 2904159 7 La figure 2 présente un exemple d'alimentation résonante avec un des deux redressements synchrones commandés. La partie secondaire du transformateur 20 est analogue à celle de la figure 1 b, les circuits de commande 7, 8 des transistors ayant été regroupé dans un circuit unique de 5 commande 21. La partie primaire 10 comporte une source d'alimentation 22 délivrant en entrée une tension Ve. Cette source 22 est connectée entre un potentiel de référence 23, par exemple la masse mécanique, et un premier condensateur 24, étant relié à un deuxième condensateur 25 et à une inductance 26. Le io deuxième condensateur 25 est par ailleurs relié au potentiel de référence 23. L'inductance 26 est reliée à un accès de l'enroulement primaire 27 du transformateur. Un premier transistor M3 est connecté entre le potentiel de référence 23 et l'autre accès de l'enroulement primaire 27. Un deuxième transistor M4 est connecté, entre série avec le premier M3, sur le premier 15 condensateur 24. Une tension Vp(t) est crée entre le point milieu 29 du bras de pont composé des transistors M3, M4 et le potentiel de référence 23. La tension Vp(t) est la tension aux bornes du transistor M3. Un circuit 28 commande la commutation des transistors M3, M4. Cette commande est du type non asservie. Elle commande les transistors 20 primaires M3, M4 selon une durée fixée et plus particulièrement selon un facteur de forme fixe égal à 1/2 pour chacun des transistors, l'un étant passant quand l'autre et bloqué et vice versa. La régulation se fait au niveau de la commande 7, 8, 21 des transistors secondaires M1, M2. La régulation joue sur la durée de commande de chacun de ces transistors de façon à 25 asservir la tension de sortie Vs sur une consigne de tension donnée. Le redressement synchrone illustré par le circuit de la figure 2 permet de régler la tension de sortie Vs en décalant la commande des transistors secondaires M1, M2, c'est-à-dire l'établissement du courant secondaire, par rapport au courant primaire, encore appelé courant résonant. Dans ces 30 conditions, la fréquence de commutation des transistors M3, M4 primaires peut donc être fixe, à facteur de forme 1/2 tout en conservant le fonctionnement quasi-résonant. Au secondaire, le décalage de la commande d'établissement du courant permet de moduler le courant moyen injecté dans la capacité de filtrage 5 aux bornes de sortie et donc la tension de sortie Vs. 35 2904159 8 La figure 3 illustre le principe de régulation de sortie d'un onduleur résonant série selon l'invention, par commande de l'établissement de courant au secondaire de l'onduleur. L'invention s'applique notamment sur des circuits de type synchrone commandé, par exemple les circuits ayant des parties 5 secondaires du type des figures 1 b ou 1c. Plus particulièrement la figure 3 illustre les déphasages entre les différents signaux, de puissance et de commande des transistors au secondaire de l'onduleur. Une première courbe 31 représente la tension V(t) en fonction du temps aux bornes de l'enroulement primaire 27, et donc aux bornes des enroulements 10 secondaires 11, 12, 13 dans les rapports de transformation. Cette tension est fonction de l'état passant ou bloqué des transistors primaires M3, M4. Elle est d'allure carrée, c'est-à-dire qu'elle a une valeur sensiblement constante +V pendant une première demi-période, comprise entre un temps to et un temps to + T/2, lorsqu'un premier transistor M3 est passant. Elle est à une 15 valeur sensiblement constante, mais opposée à la précédente, -V, pendant l'autre demi-période, comprise entre to + T/2 et to + T, lorsque le deuxième transistor M4 est passant. La forme de la tension primaire suit ainsi la commande des transistors M3, M4. Une deuxième courbe 32 représente le courant I(t) en fonction du temps 20 dans l'enroulement primaire 27. Ce courant est de forme sinusoïdale, il est appelé généralement courant résonant ou quasi-résonant. Ce courant I(t) est déphasé d'un angle cp par rapport à la tension V(t) aux bornes de l'enroulement primaire ou des enroulements secondaires, c'est-à-dire que sa valeur I(t) passe notamment à 0 un angle cp après le passage à 0 de la 25 tension V(t). Dans le cas de la tension V(t), le passage à 0 correspond en fait ici au passage d'une valeur négative constante à une valeur positive constante. Le retard du courant primaire I(t) sur la tension V(t) peut s'exprimer en terme de décalage angulaire ou déphasage (p. II peut aussi s'exprimer en décalage de temps At avec At / T = cp / 27t, cp étant exprimé en 30 radian. Exprimer le décalage en terme de déphasage permet de s'affranchir de la durée de la période T de la tension ou du courant. Une troisième courbe 33 représente le courant 1T(t) passant dans l'un des transistors secondaires M1, M2. Les deux transistors fonctionnent de façon complémentaire, c'est-à-dire que lorsqu'un transistor est passant l'autre est 35 bloqué et vice-versa. En se référant par exemple à la figure 1 b, le courant 2904159 9 IT(t) illustré en figure 3 représente le courant dans le transistor M1 et la tension V(t) représente la tension aux bornes du premier enroulement 11. Selon l'art antérieur, le transistor M1 est commandé passant avec un déphasage W par rapport au passage à 0 du courant I(t) au primaire, 5 représenté par la deuxième courbe 32. Dans ce cas, le réglage en tension se fait en agissant sur la valeur de cet angle iv. Selon l'invention, la commande des transistors primaires ne se fait pas selon cet angle y mais en agissant sur l'angle 8, non plus compté par rapport au passage à 0 du courant primaire I(t) mais par rapport au passage à 0 de la ~o tension V(t) aux bornes de l'enroulement primaire, ou secondaire. En d'autres termes, la référence du déphasage n'est plus le passage par 0 du courant primaire mais le passage par 0 de la tension primaire. Ce passage par 0 correspond à un changement de signe de la tension V(t). Dans le cas d'une tension d'allure carrée telle qu'illustrée par la courbe 31, cela 15 correspond au passage de la valeur --V à la valeur +V. Ce passage correspond au passage à 0 de la Vp(t) au point milieu 29 du bras de pont composé des transistors primaires M3, M4. En pratique l'angle 8 peut donc être déterminé entre le passage à 0 de la tension Vp(t) et l'ordre de commande de redressement des transistors M1, M2 déterminant l'instant 20 d'établissement du courant IT(t). L'angle 8 peut ainsi être simplement défini entre la commande à l'état passant du transistor primaire M3 et la commande à l'état passant du transistor secondaire M1 ou du transistor secondaire M2. Ainsi, l'établissement du courant IT(t) dans un enroulement secondaire étant 25 commandé à l'intérieur de la période T précitée, la tension de sortie Vs est régulée en fonction de l'angle de déphase 8 entre le passage à 0 de la tension V(t) aux bornes de l'enroulement primaire et l'instant d'établissement du courant IT(t) dans l'enroulement secondaire. Plus particulièrement, dans l'exemple de la figure 3, le réglage se fait donc 30 en fonction du déphasage 8 par rapport au changement de valeur de l'onde de tension V(t), soit par rapport à l'instant to de début de période T. Une relation simple peut alors être obtenue entre cet angle de déphasage 8 et la tension de sortie Vs, soit : 35 Vs = k.sin(8) (1) 2904159 10 k étant une constante fonction de l'onduleur et de son environnement. La figure 3 illustre la commande d'un transistor, par exemple le transistor M1, couplé à un premier enroulement secondaire 11. La commande au niveau de 5 l'autre transistor couplé par rapport au deuxième enroulement, par exemple le transistor M2 est analogue. Plus particulièrement, le déphasage 8 appliqué pour la commande du premier transistor M1 est aussi appliqué pour le deuxième transistor M2 par rapport à l'établissement de la tension V(t), appliquée aux bornes de l'enroulement secondaire auquel il est couplé. Si un 10 seul enroulement secondaire 13 est couplé aux deux transistors comme dans le cas du circuit de la figure 1c, cela s'applique encore. Dans tous les cas, les commandes entre les deux transistors sont décalées de 90 . Par convention, on appelle V(t) la tension aux bornes de l'enroulement primaire et aux bornes de l'enroulement secondaire. Néanmoins, la tension 15 aux bornes de l'enroulement secondaire peut être égale à la tension aux bornes de l'enroulement primaire mais aussi varier dans un rapport de transformation donné. Les figures 4a et 4b illustrent un avantage apporté par le procédé selon 20 l'invention. La figure 4a illustre par une courbe 41 la fonction de transfert selon l'art antérieur, c'est-à-dire la fonction de transfert entre l'angle de déphasage w et la tension de sortie Vs de l'onduleur. L'angle ilr varie entre 0 et 45 . La courbe 41 présente un sommet 411. Entre l'angle 0 et ce sommet, la tension de sortie Vs augmente puis décroît à partir du sommet 25 jusqu'à l'angle maximal de déphasage 90". La figure 4b illustre par une courbe 42 la fonction de transfert entre l'angle de déphasage 8 utilisé par le procédé selon l'invention et la tension de sortie Vs. La tension de sortie Vs est asservie à une valeur de consigne donnée par une boucle de régulation, implantée par exemple dans le circuit de 30 commande 21 dans le cas du circuit de la figure 2. L'angle de déphasage 8 est un paramètre d'entrée, par exemple le seul, de cette boucle de régulation dont la fonction de transfert est représentée par la courbe 42 de la figure 4b. Avantageusement, cette courbe 42 est rnonotone. La tension de sortie Vs décroît depuis l'angle de déphasage de 90 jusqu'à l'angle de déphasage de 2904159 11 180 . La courbe 42 de la figure 4b représente la tension Vs en fonction de l'angle 8 tel que défini par la relation (1). Le fait que la fonction de transfert soit monotone permet un asservissement plus simple. En particulier, la valeur maximale de sortie est toujours obtenue 5 pour la même valeur de 8, contrairement aux autres types de commandes notamment celle illustrée par la figure 4a où la valeur maximale de tension, définie par le sommet 411 de la courbe 41, correspond à une valeur d'angle W qui varie d'un onduleur à l'autreä ~o Un autre avantage de l'invention est qu'elle est simple à mettre en oeuvre. En particulier, le déphasage 8 est facile à obtenir. Il peut être obtenu simplement par référence à la commande de la tension V(t) de l'enroulement primaire. Plus précisément, le déphasage 8 peut être calculé à partir du front montant 51 du signal commandant la tension V(t) aux bornes de 15 l'enroulement primaire comme l'illustre la figure 5. Sur cette figure, une première courbe 52 illustre le signal de commande de la tension V(t) aux bornes de l'enroulement primaire. En pratique, ce signal 52 est par exemple une tension de grille appliquée à l'un des transistors M3, M4 du primaire, cette tension de grille commandant le transistor à l'état passant. L'état 20 passant de l'un ou de l'autre des transistors M3, M4 commande de son côté la tension V(t) dans un sens ou dans l'autre aux bornes de l'enroulement primaire 27. Une deuxième courbe 53 représente le signal commandant l'établissement dans un des enroulements secondaires 11, 12, 13. En pratique, ce signal est par exemple une tension de grille appliquée à l'un des 25 transistors secondaires M1, M2. Les deux signaux sont décalés de l'angle 8 servant de paramètre de régulation de la tension de sortie Vs de l'onduleur. En d'autres termes l'état passant d'un transistor secondaire, M1 ou M2, est déphasé de l'angle de déphasage 8 par rapport à l'état passant d'un commutateur primaire, M3 ou M4. 30 L'invention a été décrite avec des commutateurs réalisés par des transistors à effet de champ. D'autres types de commutateurs peuvent être utilisés. Un dispositif de régulation selon l'invention comporte une boucle de régulation, par exemple implanté dans le circuit de commande 21 de l'onduleur présenté par la figure 2. Cette boucle de régulation asservit la tension de sortie Vs à la 35 valeur de consigne donnée en fonction de l'angle de déphase 8. Le dispositif 2904159 12 de régulation génère par exemple les signaux de commande des transistors M1, M2 tels qu'illustré par la courbe 42 de la figure 4b. Dans le cas d'un convertisseur à plusieurs parties secondaires 61, 62, 63 5 délivrant chacune une tension de sortie, tel qu'illustré par la figure 6, l'ensemble de la régulation peut se faire aisément au niveau de chaque secondaire. La régulation au niveau de chaque secondaire peut se faire par un signal 53 comme décrit précédemment, avec un déphasage S par rapport au signal 52 de commande de la tension primaire. Cela permet notamment : ~o une régulation très rapide de la tension de sortie Vsl, Vs2, ... Vsn de chaque secondaire, car n'utilisant pas la transmission d'une information analogique du secondaire au primaire, ou du primaire au secondaire ; la réalisation de plusieurs tensions secondaires isolées les unes des 15 autres et indépendamment régulées en utilisant le même circuit résonant primaire 64. Un onduleur à plusieurs sorties tel qu'illustré par la figure 6 minimise le nombre d'interrupteurs de puissance pour réaliser plusieurs tensions indépendamment isolées et régulées, tout en conservant les avantages de 20 commutations douces pour tous les interrupteurs. La réversibilité du transfert de puissance et des régulations très rapides est également assurée car les régulations sont entièrement réalisées aux secondaires des transformateurs de puissance. 25 REVENDICATIONS 1. Procédé de régulation de la tension de sortie (Vs) d'un onduleur résonant série synchrone comportant un enroulement primaire (27) ayant à ses bornes une tension V(t) périodique de période T, ledit enroulement primaire étant couplé à au moins un enroulement secondaire (11, 12, 13) fournissant la tension de sortie (Vs), l'établissement du courant IT(t) dans l'enroulement secondaire étant commandé à l'intérieur de la période T, caractérisé en ce que la tension de sortie (Vs) est régulée en fonction de l'angle de déphase S entre le passage à 0 de la tension V(t) (31) aux bornes de l'enroulement primaire et l'instant d'établissement du courant IT(t) (33) dans l'enroulement secondaire. 2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que la tension de sortie (Vs) est asservie à une valeur de consigne donnée par une boucle de régulation dont un paramètre d'entrée est l'angle de déphasage S. 3. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que la tension V(t) aux bornes de l'enroulement primaire (27) étant fonction de l'état passant d'un commutateur primaire (M3, M4) couplé à cet enroulement et l'établissement du courant IT(t) de l'enroulement secondaire (11, 12, 13) étant fonction de l'état passant d'un commutateur secondaire (M1, M2) couplé à cet enroulement, l'état passant du commutateur secondaire (Ml, M2) est déphasé de l'angle de déphasage S par rapport à l'état passant du commutateur primaire (M3, M4). 4. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que la période T est variable. 5. Dispositif de régulation de la tension de sortie (Vs) d'un onduleur résonant série synchrone comportant un enroulement primaire (27) ayant à ses bornes une tension V(t) périodique de période T, ledit enroulement primaire étant couplé à au moins un enroulement secondaire (11, 12, 13) fournissant la tension de sortie (Vs), l'établissement du courant IT(t) dans l'enroulement secondaire étant commandé à l'intérieur de la période T, caractérisé en ce qu'il comporte une boucle de régulation (21) asservissant la tension de sortie 2904159 14 (Vs) à une valeur de consigne donnée en fonction de l'angle de déphase S entre le passage à 0 de la tension V(t) (31) aux bornes de l'enroulement primaire et l'instant d'établissement du courant IT(t) (33) dans l'enroulement secondaire. 5 6. Dispositif selon la revendication 5, caractérisé en ce que l'établissement du courant IT(t) de l'enroulement secondaire (11, 12, 13) étant fonction de l'état passant d'un commutateur secondaire (M1) couplé à cet enroulement, il comporte un circuit de génération du signal de commande (53) du io commutateur, ledit signal de commande étant décalé de l'angle de déphasage S par rapport au passage à 0 de la tension V(t). 7. Dispositif selon la revendication 6, caractérisé en ce que l'état du courant h-(t) de l'enroulement secondaire étant fonction de l'état passant d'un 15 deuxième commutateur secondaire (M2), il comporte un deuxième circuit de génération du signal de commande de ce deuxième commutateur sensiblement décalé de 90 par rapport au signal de commande précédent (53). 20 8. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 6 ou 7, caractérisé en ce que les commutateurs (M1, M2) étant des transistors à effet de champ, un signal de commande (53) fournit la tension de grille des transistors. 9. Onduleur résonant série synchrone comportant : 25 - une partie primaire (10, 64) comprenant un enroulement primaire (27) ayant à ses bornes une tension V(t) périodique de période T ; et au moins une partie secondaire (61, 62, 63) ayant au moins un enroulement secondaire (11, 12, 13) couplé à l'enroulement primaire, le courant IT(t) dans l'enroulement secondaire chargeant un 30 condensateur (5) aux bornes duquel est fournie la tension de sortie (Vs) ; l'établissement du courant IT(t) dans l'enroulement secondaire étant commandé à l'intérieur de la période T, caractérisé en ce qu'il comporte un circuit de commande (21) réalisant une boucle de régulation qui asservit la tension de sortie (Vs) à une valeur de consigne donnée en fonction de l'angle 2904159 15 de déphase â entre le passage à 0 de la tension V(t) (31) aux bornes de l'enroulement primaire et l'instant d'établissement du courant IT(t) (33) dans l'enroulement secondaire. 5 10. Onduleur selon la revendication 9, caractérisé en ce qu'il comporte des commutateurs (M1, M2) dans la partie secondaire, l'établissement du courant dans un enroulement secondaire étant fonction de l'état passant d'au moins un commutateur, caractérisé en ce que le circuit de commande (21) comporte un circuit de génération du signal de commande (53) du 10 commutateur, ledit signal de commande étant décalé de l'angle de déphasage 5 par rapport au passage à 0 de la tension V(t). 11. Onduleur selon la revendication 10, caractérisé en ce que le circuit de commande (21) comporte un deuxième circuit de génération du signal de 15 commande d'un deuxième commutateur sensiblement décalé de 90 par rapport au signal de commande précédent (53). 20