Brevet FR2910061A1 — publié le 20080620

La présente invention concerne le domaine de l'analyse et du contrôle d'un moteur, et plus particulièrement le domaine de l'acquisition d'un signal issu d'au moins un capteur positionné sur un moteur. Les diverses applications sur bancs d'essais moteur nécessitent l'acquisition d'un certain nombre de grandeurs physiques (pressions, températures, débits, etc.). Un moteur sous test est 15 donc instrumenté avec un certain nombre de capteurs, chacun délivrant une tension ou un courant sous forme analogique vers un ou plusieurs systèmes d'acquisition de données ou de contrôle moteur. De manière classique, le signal analogique issu du capteur est tout d'abord conditionné. A cette fin, il subit généralement une conversion en tension, une amplification puis un 20 filtrage. Le signal analogique obtenu est ensuite numérisé à l'aide d'un convertisseur analogique numérique, délivrant des échantillons codés généralement sur 12, 14 ou 16 bits. Dans le domaine de l'acquisition de signaux moteur, c'est-à-dire des signaux en provenance de capteurs positionnés sur un moteur, le signal de déclenchement des conversions est dépendant 25 de la rotation du vilebrequin et provient généralement soit d'un codeur angulaire situé en bout de vilebrequin, soit d'une cible moteur (58X ou autre) positionnée également en bout de vilebrequin. Ainsi, la conversion analogique numérique des signaux peut s'effectuer tous les 6 vilebrequin, tous les degrés vilebrequin ou tous les 1/10 de degrés vilebrequin. La suite des différents échantillons obtenus est ensuite utilisée pour calculer différents paramètres utiles à 30 l'analyse de la combustion ou au contrôle moteur. Ces calculs peuvent s'effectuer soit sur un 1 2910061 2 cycle moteur correspondant à une ou plusieurs rotations du vilebrequin, soit sur plusieurs cycles moteur. Toutefois, certains calculs nécessitent un échantillonnage temporel afin de respecter la théorie du signal des signaux échantillonnés. Ces calculs sont basés sur des algorithmes de 5 traitement du signal (transformées de Fourier, filtrages, transformées en ondelettes, etc.). On peut citer par exemple l'analyse de bruit. Ainsi, le signal issu d'un capteur nécessite deux échantillonnages : un échantillonnage temporel et un échantillonnage synchronisé sur la rotation moteur. Cependant, il est souvent nécessaire, pour certains calculs tels que l'analyse de combustion ou le calage du PMH (point mort haut), de corréler la position temporelle d'un échantillon avec la position angulaire du vilebrequin. Cette nécessité consiste à reconstituer à partir d'une acquisition temporelle et d'un signal de rotation vilebrequin la suite des échantillons comme s'ils provenaient d'un échantillonnage synchronisé sur la rotation vilebrequin. Cette opération implique actuellement la mise en oeuvre de moyens complexes de datation des échantillons, qu'ils soient matériel ou logiciel. État de la technique Par le document suivant, on connaît une technique permettant, à l'aide de calcul, de recaler ou rééchelonner des signaux dans le temps : Laakso T.I. et al, "Splitting the Unit Delay", in IEEE Signal Processing Magazine, 1996. Cependant, cette technique de traitement de retard fractionnaire (inférieur à l'unité) décrit un filtre idéal qui ne peut être implémenté pour des applications de contrôle moteur ou de test sur banc d'essai, car sa réponse impulsionnelle est infiniment longue. Ainsi, l'objet de l'invention concerne une méthode permettant de synchroniser un signal issu d'un capteur positionné sur un moteur avec un évènement périodique du moteur, tel que la rotation du vilebrequin, de façon suffisamment rapide pour être utilisée dans des applications moteurs. 2910061 La méthode selon l'invention L'invention concerne une méthode de contrôle d'un moteur dans laquelle on acquiert à partir d'un capteur positionné sur ledit moteur un signal S(t) caractérisant le fonctionnement dudit moteur, et l'on synchronise ledit signal S(t) avec un évènement périodique dudit moteur. 5 La méthode comporte les étapes suivantes : - on produit une première série d'échantillons E(t;) en numérisant et échantillonnant ledit signal moteur S(t) à des instants tt ; - on acquiert un signal de synchronisation indicatif d'un instant de référence (TR) fonction dudit évènement périodique du moteur ; 10 - on mesure un écart de temps effectif D entre l'instant de référence (TR) et l'instant le plus récent (TP) parmi les instants t; - on calcule des coefficients d'un filtre numérique fractionnaire (FSDF) propre à compenser l'écart de temps effectif mesuré, les coefficients étant en nombre suffisant pour obtenir une précision fixée de compensation en temps ; et 15 - on applique ledit filtre à la première série d'échantillons E(t;) , pour obtenir une seconde série d'échantillons Esync(t;) numérisés et rééchelonnés depuis l'instant de référence (TR) ; - on contrôle ledit moteur en fonction de ladite seconde série d'échantillons Esync (t;) . 20 Le calcul des coefficients du filtre fractionnaire peut comporter une détermination de marges d'ondulation de l'amplitude AD et de la phase a en fonction d'une erreur temporelle maximale EM affectant le signal décalé par le filtre Esync (t;) par application de la relation suivante : EM V[(AD)2 +(a)2] 25 Le calcul des coefficients du filtre fractionnaire peut comporter les étapes suivantes : - on précalcule des valeurs des coefficients de N filtres numériques intermédiaires (F1 à FN) propres à compenser N valeurs d'écart de temps effectif réparties sur la durée du pas 3 2910061 4 d'échantillonnage du signal S(t) issu du moteur par un convertisseur analogique-numérique et on mémorise ces coefficients de filtrage ; - on calcule les coefficients du filtre numérique fractionnaire (FSDF) par interpolation entre les coefficients des séries de coefficients de filtrage associés aux valeurs d'écart les plus 5 proches. Selon l'invention on peut calculer les coefficients du filtre numérique par une interpolation de Lagrange. Enfin, le signal de synchronisation peut être un signal dépendant de la rotation du vilebrequin. Présentation succincte de la figure D'autres caractéristiques et avantages de la méthode selon l'invention, apparaîtront à la lecture de la description d'exemples non limitatifs de réalisations, en se référant à la figure 1 illustrant le rééchelonnement d'une série d'échantillons. Description détaillée de la méthode L'objet de l'invention concerne une méthode permettant de synchroniser un signal issu d'un capteur positionné sur un moteur avec un évènement périodique du moteur tel que la rotation du vilebrequin. 20 Dans un premier temps, à l'aide d'un capteur positionné sur un moteur, on acquiert un signal analogique mesurant directement ou indirectement un certain nombre de grandeurs physiques, telles que les pressions dans les cylindres, des températures, des débits, etc. On peut par exemple positionner un accéléromètre sur le bloc moteur, un capteur mesurant le régime instantanée au bout de la transmission, ou encore, un capteur mesurant la richesse du 25 gaz d'échappement positionné sur le circuit d'échappement. De façon générale, ces capteurs délivrent une tension ou un courant sous forme analogique vers un ou plusieurs systèmes d'acquisition de données ou de contrôle moteur. Cette étape fournit un signal analogique S(t) en fonction du temps t. Puis, le signal analogique ainsi acquis S(t) est numérisé de façon à être interprété par 30 des dispositifs électroniques de contrôle moteur ou d'analyse de la combustion. Cette 10 15 2910061 5 numérisation est réalisée par un signal de déclenchement. Selon l'invention, ce signal de déclenchement des conversions dépend du temps t. Ainsi, en fonction du temps, un signal est envoyé à un convertisseur numérique pour obtenir des échantillons en fonction du temps à partir du signal analogique S(t). Cette étape fournit une suite d'échantillons E(t;) , où E 5 représente la valeur numérisée du signal S(t), t; représente un temps. Une valeur E(t; ) correspond ainsi à la valeur numérisée du signal S(t) au temps t; . On obtient donc un signal échantillonné pour les temps t, , t2 , ..., tn : E(t, ) , E(t2) , ..., E(tn) Enfin, le signal numérique ainsi échantillonné en temps E(t;) est synchronisé à partir d'un instant de référence (TR), fonction de l'angle vilebrequin a par exemple. Cette étape 10 peut se décomposer en quatre phases principales : 1. Acquisition d'un signal de synchronisation indicatif de cet instant de référence (TR) ; 2. Mesure de l'écart de temps effectif (D) entre l'instant de référence (TR) et l'instant le plus récent (TP) parmi les ti ; 3. Construction d'un filtre numérique fractionnaire (FSDF) propre à compenser l'écart de 15 temps effectif mesuré (D) ; 4. Application à la série d'échantillons E(t;) du filtre numérique de compensation fractionnaire (FSDF), pour obtenir une série d'échantillons E,c(t; ) numérisés rééchelonnée depuis l'instant de référence (TR). Ces étapes sont décrites en détail ci-après. 20 1-Acquisition d'un signal de synchronisation Il est donc tout d'abord nécessaire d'acquérir un signal de synchronisation indicatif d'un instant de référence (TR) sur lequel on souhaite synchroniser le signal numérique E(t; ) échantillonné en temps. On peut utiliser un signal de rotation du vilebrequin échantillonné en 25 fonction du temps. Ceci est classiquement réalisé à partir, soit d'un codeur angulaire situé en bout de vilebrequin, soit d'une cible moteur (58X ou autre) positionnée également en bout de vilebrequin. On obtient ainsi une suite d'échantillons a(t;), où a représente l'angle vilebrequin, t; représente un temps. Une valeur a(t;) correspond ainsi à la valeur de l'angle 2910061 6 vilebrequin au temps t; . On obtient donc un signal échantillonné pour les temps t; , t2, ..., t, n : a(tl), a(t;) , ..., a(t;n). Ensuite, la synchronisation est réalisée à partir d'un instant de référence (TR). Cet instant dépend du signal a(t;). Par exemple, lorsque le signal de rotation vilebrequin 5 échantillonné a(t;), indique que l'angle vilebrequin vaut une certaine valeur a(TR), un signal est envoyé pour synchroniser le signal échantillonné en temps E(t;) sur la rotation vilebrequin a(t;). Il s'agit alors d'obtenir une série d'échantillons E,c(t, ), rééchelonnée depuis l'instant de référence TR, à partir de la première série E(t;) d'échantillons numérisés de ce signal moteur produits depuis un instant initial (tl)quelconque antérieur à l'instant de 10 référence (TR). 2- Mesure de l'écart de temps (D) entre l'instant de référence (TR) et l'instant le plus récent On détermine l'échantillon temporel numérisé E(TP) le plus récent par rapport à l'instant de référence TR, c'est-à-dire l'échantillon parmi les échantillons E(t,) , E(t2) , ..., 15 E(tn) pour lequel t; est le plus proche de TR. L'échantillon E(TP) est l'échantillon temporellement le plus proche de l'échantillon a(TR) . Ensuite, on calcule le retard de temps effectif, noté D, entre l'instant de référence TR et l'instant le plus récent TP : D = TR ù TP 20 3- Calcul de coefficients d'un filtre numérique fractionnaire (FSDF) Selon l'invention, on compense cet écart de temps effectif mesuré (D), en construisant un filtre à retard fractionnaire (FSDF) que l'on applique à la série d'échantillons E(t;) . Les coefficients de ce filtre sont en nombre suffisant pour obtenir une précision fixée de compensation en temps. 25 Principe Le principe est illustré par la figure 1. On désigne par x[n] une série d'échantillons numérisés Sk, Sk+l, Sk+2••• Sk+p, issus d'un signal de mesure depuis un instant initial to, avec un pas d'échantillonnage At, par un convertisseur analogique-numérique et par y[n] une série 2910061 7 d'échantillons S'1, S'2, S'3... S'p+1, prélevés avec le même pas sur le même signal de mesure mais rééchelonnés dans le temps à partir d'un instant de référence TR postérieur à to. L'écart de temps de recalage D est un nombre réel positif. On doit avoir : y[n] = x[n-D] En règle générale, le retard D peut être décomposé en une partie entière (nombre entier 5 d'échantillons) et une partie fractionnaire : D = int(D) + d où int(D) correspond à un nombre entier de périodes d'échantillonnage et d est une fraction de période. Pour obtenir un retard int(D) , il suffit de retarder le signal initial x[n] par une simple 10 translation. Les échantillons de y[n] sont ceux de x[n] simplement décalés en indice (renumérotés) de int(D) . L'échantillon numéroté k dans la première série par exemple, devient l'échantillon numéroté 1 dans la deuxième série, avec k. At = int(D). Pour la partie fractionnaire de cet écart de temps, les échantillons recalés y[n] seront quelque part entre les valeurs de x[n] à deux positions successives d'échantillonnage par l'horloge locale et doivent 15 correspondre au mieux aux amplitudes effectives des signaux échantillonnés à ces positions intermédiaires. Ce décalage avec rééchelonnement peut être obtenu par application d'un filtrage numérique Htd• Avec les notations propres à la transformée en Z (bien connue des spécialistes), ce décalage par filtrage numérique peut être formulé ainsi : Y(z) = X(z).z-D 20 La réponse en fréquence du filtre idéal HID est : H,d = z-D = e-'a)D avec z = e-'0) Les réponses en amplitude et en phase du filtre idéal pour tout os) sont donc : IH,d(e' I = 1 et arg{H,d(eJ0))] = 0,d(w) = ûDw La phase est souvent représentée sous la forme d'un retard de phase défini par : rp (w) = û B,d (w) , retard ici égal à D. 25 La réponse impulsionnelle correspondante est obtenue par transformée de Fourier inverse : 1 h;d[n]=ù fH;d(e'w)ei tdw pour tout n, d'où: 2~ 2910061 8 sin[nOt ù D)] h'd [n] ~z(n4t ù D) = sin c(nAt ù D) pour tout n. Ce filtre idéal HID, décrit dans Laakso T.I. et al (cité précédemment), ne peut pas être implémenté car sa réponse impulsionnelle est infiniment longue. Selon l'invention, on utilise 5 alors un filtre à retard fractionnaire, noté FSDF ( fractional-sample delay filter ), pour s'approcher de cette solution idéale suffisamment près pour que la précision du recalage ou rééchelonnement dans le temps, reste compatible avec la précision attendue dans la pratique. Contraintes 10 La résolution du problème consiste alors à implémenter un filtre à retard fractionnaire ayant des contraintes bien définies en fonction de l'application. En effet, la méthode de filtrage mise en oeuvre répond à certains impératifs liés à l'application moteur : bande passante des signaux à acquérir, fréquence d'échantillonnage, limitations techniques des moyens d'application du filtrage numérique (moyens de calcul) disponibles et précision 15 attendue dans le calcul des échantillons recalés. Calcul des coefficients du filtre fractionnaire La méthode repose sur la construction d'un filtre à retard fractionnaire (FSDF) via le calcul de ses coefficients. Ce calcul se base sur le filtre idéal définit précédemment (HID). 20 L'erreur temporelle maximale EM point par point entre le signal décalé calculé par le filtre et le signal décalé idéal (pour lequel EM=O) peut s'exprimer par la relation : EM z'.\i[(OD)2 +(a)2] (1) avec : - AD la marge d'ondulation à l'intérieur de la bande passante en ce qui concerne la phase ; 25 - a la marge d'ondulation à l'intérieur de la bande passante en ce qui concerne l'amplitude. Ceci pourvu que le signal soit dans la bande de fréquence inférieure à la fréquence de coupure du filtre. 2910061 9 Connaissant cette relation entre l'erreur maximale et les caractéristiques de filtrage, on sélectionne alors une méthode connue de conception de filtres F.I.R (Finite Impulse Response) donnant les coefficients du filtre appropriés. Les filtres FIR sont des filtres non récursifs sans contre réaction. Le système numérique apparaît comme une fenêtre centrée sur 5 les N plus récents échantillons. Ce filtre a une mémoire de longueur N. Une méthode connue d'un tel filtre est la méthode d'interpolation de Lagrange. Cette méthode est bien connue des spécialistes, on peut par exemple se référer au document suivant : OONO Y, 1996, "Formulation of the design of FIR filters on the basis of the Lagrange interpolation formula", International journal of circuit theory and applications, 1996, vol. 24, 10 no5, pp. 581-585 Si l'on dispose par exemple d'un convertisseur analogique-numérique fonctionnant sur 16 bits dont un bit de signe, on peut imposer que l'erreur soit au plus égale à un pas de quantification soit 2-15 10-5 . Pour une erreur de 10-5, il faut que a soit de l'ordre de 10-5, ce qui impose que la marge 15 d'ondulation IH de la fonction de filtrage soit telle que : 1ù a ≤1H 1 + a . Comme a est très petit, on montre aisément que cette inégalité équivaut à :ù10-5 REVENDICATIONS 1) Méthode de contrôle d'un moteur, dans laquelle on acquiert à partir d'un capteur positionné sur ledit moteur un signal S(t) caractérisant le fonctionnement dudit moteur, et l'on synchronise ledit signal S(t) avec un évènement périodique dudit moteur, caractérisée en ce qu'elle comporte les étapes suivantes : - on produit une première série d'échantillons E(t;) en numérisant et échantillonnant ledit signal moteur S(t) à des instants t; ; - on acquiert un signal de synchronisation indicatif d'un instant de référence (TR) 10 fonction dudit évènement périodique du moteur ; - on mesure un écart de temps effectif D entre l'instant de référence (TR) et l'instant le plus récent (TP) parmi les instants t; ; - on calcule des coefficients d'un filtre numérique fractionnaire (FSDF) propre à compenser l'écart de temps effectif mesuré, les coefficients étant en nombre suffisant pour 15 obtenir une précision fixée de compensation en temps ; et - on applique ledit filtre à la première série d'échantillons E(t;) , pour obtenir une seconde série d'échantillons E,c(t;) numérisés et rééchelonnés depuis l'instant de référence (TR) ; - on contrôle ledit moteur en fonction de ladite seconde série d'échantillons Esyne (t;) . 20 2) Méthode selon la revendication 1, dans laquelle le calcul des coefficients du filtre fractionnaire comporte une détermination de marges d'ondulation de l'amplitude dD et de la phase a en fonction d'une erreur temporelle maximale EM affectant le signal décalé par le filtre Esync (t; ) par application de la relation suivante : EM -L(AD)2 +(a)2, 25 3) Méthode selon la revendication 1 ou 2, dans laquelle le calcul des coefficients du filtre fractionnaire comporte les étapes suivantes : - on précalcule des valeurs des coefficients de N filtres numériques intermédiaires (F l à FN) propres à compenser N valeurs d'écart de temps effectif réparties sur la durée du pas 2910061 14 d'échantillonnage du signal S(t) issu du moteur par un convertisseur analogique-numérique et on mémorise ces coefficients de filtrage ; - on calcule les coefficients du filtre numérique fractionnaire (FSDF) par interpolation entre les coefficients des séries de coefficients de filtrage associés aux valeurs d'écart les plus 5 proches. 4) Méthode selon l'une des revendications précédentes, dans laquelle on calcule les coefficients du filtre numérique par une interpolation de Lagrange. 5) Méthode selon l'une des revendications précédentes, dans laquelle le signal de synchronisation est un signal dépendant de la rotation du vilebrequin.