Brevet FR2909240A1 — publié le 20080530

Procédés et modules d'émission/réception pour un système multi-antennes multi-porteuses à séquence d'apprentissage La présente invention se rapporte au domaine des télécommunications. Au sein de ce domaine, l'invention se rapporte plus particulièrement aux communications dites numériques. Les communications numériques comprennent en particulier les communications sans fil par voie hertzienne ainsi que les communications filaires. Le support de transmission des communications est couramment appelé canal de transmission ou de propagation, à l'origine en référence à un canal aérien et par extension en référence à tout canal. L'invention concerne les techniques mises en oeuvre en émission et en réception spécialement adaptées pour l'estimation des canaux de transmission dans un système multiantennes de type MIMO ("Multiple Input Multiple Output " pour " Entrées Multiples Sorties Multiples") ou MISO ("Multiple Input Single Output" pour "Entrées Multiples Sortie Unique") mettant en oeuvre des porteuses multiples et une égalisation, que cette dernière soit dans le domaine fréquentiel ou dans le domaine temporel. Dans un système à plusieurs antennes d'émission ou de réception, il y a autant de canaux de transmission que de paires (antenne d'émission- antenne de réception) ; ces canaux sont parfois appelés sous-canaux. L'estimation consiste à estimer la réponse impulsionnelle de chacun de ces canaux. L'invention s'applique aux systèmes multi-antennes multi porteuses mettant en oeuvre typiquement au moins deux antennes d'émission. Toutefois l'invention s'applique tout aussi bien à un système à une seule antenne d'émission. Ces systèmes mettent en oeuvre une trame dont le contenu, en entrée du dispositif d'émission, est constitué de symboles de données utiles c'est-à-dire de symboles qui codent l'information d'un signal d'entrée et, en sortie du même dispositif, est réparti en temps et en fréquence lors de l'émission sur plusieurs porteuses. La figure 1 est une illustration d'une trame de type OFDM ("Orthogonal Frequency Division Multiplexing") avec des symboles de données utiles D en blanc et des symboles pilotes SP en noir. On parle alors d'une trame temps-fréquence qui détermine dans le temps l'emplacement des symboles de données utiles et de symboles pilotes sur les différentes porteuses. En outre, la présence de plusieurs antennes d'émission permet d'introduire de la diversité spatiale en multiplexant les données utiles entre ces antennes. Dans la suite du document, les données désignent les données utiles. L'invention peut s'appliquer aux communications sur voie montante (d'un terminal vers une station de base), ainsi qu'aux communications sur voie descendante (d'une station de base vers un terminal). Un exemple d'application de l'invention est le domaine des communications fixes ou radio mobiles, notamment pour les systèmes de quatrième génération et suivantes typiquement 2909240 2 dits B3G (acronyme de Beyond 3rd Generation). Ces systèmes comprennent en particulier les systèmes MC-CDMA ("Multi-Carrier Coded Division Multiple Access"), OFDMA ("Orthogonal Frequency Division Multiple Access") en voie descendante ou montante avec un schéma de transmission de type MIMO ("Multiple Input Multiple Output"), dans lesquels les 5 données à transmettre sont réparties dans des trames temps-fréquence comportant des symboles pilotes et éventuellement des porteuses nulles. L'invention s'applique en particulier à tout type de système avec modulation OFDM par exemple de type OFDMA, LP-OFDM, ou à des systèmes de type IFDMA. Les procédés d'émission classiques comprennent une étape de modulation. Dès lors 10 qu'une modulation différentielle (système non-cohérent) n'est pas utilisée, il est impératif pour le récepteur d'estimer le canal de propagation (système cohérent), afin de pouvoir égaliser le signal reçu et détecter les bits émis. Les modulations différentielles appliquées aux systèmes multi antennes ne sont pas considérées actuellement comme des candidates prometteuses pour des systèmes de communication à haut débit. En effet, elles doublent le niveau de bruit ce qui 15 a pour résultat une dégradation de la performance de l'ordre de 3dB. La fonction d'estimation de canal est donc particulièrement importante pour les systèmes multi antennes car les performances de ces systèmes sont directement liées à l'estimation de canal au niveau du récepteur. Dans les systèmes multi antennes, cette fonction doit permettre d'estimer les différents canaux reliant chaque antenne d'émission à chaque 20 antenne de réception indépendamment les uns des autres. On connaît déjà plusieurs techniques en émission adaptées pour l'estimation des canaux de transmission dans un système multi-antennes comprenant plusieurs antennes d'émission. Parmi ces techniques, on distingue celles qui reposent sur l'exploitation de symboles de référence, dits pilotes, insérés dans la trame temps fréquence lors de l'émission. Ces pilotes 25 sont connus du récepteur et permettent à ce dernier d'estimer les canaux de transmission correspondant à chacune des antennes d'émission. Théoriquement, la capacité des systèmes MIMO augmente linéairement avec le plus petit nombre d'antennes entre les antennes en émission et les antennes en réception. Dans la pratique, l'efficacité spectrale utile est d'autant plus réduite que ce nombre d'antennes augmente à cause de la présence nécessaire de 30 symboles pilotes dans la trame. Différentes techniques existent pour insérer des symboles pilotes dans la trame temps fréquence émise par une antenne. Pour une même trame temps fréquence, l'ensemble des symboles pilotes forme une séquence d'apprentissage. Pour un système multi antennes, il y a autant de séquences d'apprentissage que d'antennes d'émission. 35 Une technique connue d'insertion de symboles pilotes illustrée par la figure 2 consiste à émettre sur chaque antenne d'émission une impulsion, ou plus généralement une séquence d'apprentissage, décalée dans le temps entre antennes d'une valeur At, de sorte que le récepteur 2909240 3 au niveau de chaque antenne de réception puisse isoler dans le domaine temporel les réponses impulsionnelles des différents canaux de transmission. Par exemple, soit c (p), p = 0,..., Np -1 le symbole pilote émis sur la fréquence porteuse d'indice p sur l'antenne d'émission TX1. Np est le nombre de porteuses pilotes. Le symbole pilote émis sur le même symbole OFDM sur 5 l'antenne TX; est alors égal à : -;2, p(i-1)At é(p)= = é(p) e Np avec At le décalage temporel entre les impulsions émises sur les différentes antennes. Afin que les réponses impulsionnelles des différents sous-canaux n'interfèrent pas entre elles, il est nécessaire que L 1 le nombre de répliques composant la séquence d'apprentissage de l'antenne TXi et sous réserve de vérifier les contraintes (3), (4) et (5). 10 Selon un mode de réalisation particulier, la séquence d'apprentissage associée à chaque antenne d'émission est la somme de K répliques de la séquence d'apprentissage de base. De préférence, pour toute antenne d'émission TXi, la séquence d'apprentissage est dans ce cas donnée par l'expression, sous réserve de vérifier les contraintes (3), (4) et (5) : K - j2zp(i+(k-1)Nt-1)At C(p), = C(p)l e Np (9) k=1 15 Dans ce cas, Kn=NtxK. L'exemple suivant est donné à titre d'illustration. Les paramètres du système prennent les valeurs suivantes : NFFT =Nmod Np =8, At=2. NFFT, Nmod et Np sont respectivement la taille de la FFT, le nombre de porteuses modulées et le nombre de porteuses pilotes. Le nombre g de symboles orthogonaux sur lesquels est étalée la séquence d'apprentissage est pris égal à un. Le 20 système est multi antennes avec deux antennes d'émission, Nt=2. Chaque séquence d'apprentissage est construite à partir de KI=K2=K=2 répliques. Ceci donne : i2zpx(1-1)x2 -j22px(1+Nt-1)x2 c(p), = c(p) e s + c(p) e 8 =c(p)+c(p) ePz' c(p)2 = c(p) e 8 + ~(p) e 8 =è(p) e 2 +i(p) e -i2zpx(2-1)x2 -i2zpx(2+Nt-1)x2 ~71- p -~37cp avec c(p) le symbole pilote émis à la fréquence porteuse p et appartenant à la séquence d'apprentissage de base. La contrainte Kn x At S Np est bien vérifiée puisque 25 (2 + 2) x 2 = 8 8 . De manière arbitraire, E (p) est choisi égal à un pour l'ensemble des porteuses pilotes. Le motif du symbole OFDM comprenant la séquence d'apprentissage de base est représenté sur le Tableau 1 en Annexe A. La première colonne du tableau 1 représente les indices fréquentiels et la seconde colonne le type de données associé (P symbole pilote). Ce qui donne finalement pour les séquences d'apprentissage des deux antennes : 2 2909240 1+ e''p .7r .3,r -J- P _J-P e 2 +e 2 12 La figure 6 est un organigramme d'un procédé 10 d'estimation selon l'invention. Un procédé 10 d'estimation selon l'invention permet d'estimer des canaux de transmission dans un système multi-antennes à au moins une antenne d'émission et une 5 antenne de réception, Nt 1 et Nr 1. Un canal de transmission sépare une antenne d'émission TXi d'une antenne de réception RXj. Un système multi-antennes émet une trame temps fréquence par antenne d'émission. Une trame temps-fréquence détermine dans le temps l'emplacement des symboles de données utiles et des symboles pilotes sur les différentes porteuses. La trame temps fréquence peut comporter en outre des symboles nuls mais comme 10 ils n'interviennent pas dans le procédé d'estimation, ils ne sont pas pris en compte dans la description. La description ne prend pas non plus en compte les porteuses de garde qui n'interviennent pas non plus dans le procédé d'estimation. Pour une même antenne d'émission, les symboles pilotes forment une séquence d'apprentissage. Le procédé d'estimation selon l'invention est adapté pour des signaux émis selon un procédé d'émission selon un premier 15 objet de l'invention mais il peut être mis en oeuvre pour d'autres types de signaux émis avec toutefois une perte d'efficacité. La description qui suit du procédé d'estimation selon l'invention est faite en supposant que les signaux émis le sont selon un procédé d'émission selon un premier objet de l'invention. Les répliques composant les Nt séquences d'apprentissage sont décalées 20 temporellement entre elles d'au moins un intervalle temporel At. Les séquences d'apprentissage sont connues du récepteur et elles permettent à ce dernier d'estimer Nt réponses impulsionnelles qui correspondent aux Nt canaux de transmission. Pour une antenne d'émission donnée, les symboles de données et les symboles pilotes sont modulés en fréquence par un module de multiplexage et de modulation par NFFT fonctions orthogonales, couramment 25 appelé multiplexeur orthogonal, pour former des symboles orthogonaux qui sont émis par l'antenne d'émission reliée au multiplexeur orthogonal, sous la forme d'un signal multi porteuses à NFFT porteuses avec Np porteuses pilotes. Les symboles pilotes peuvent être répartis, selon la trame temps fréquence considérée, sur un ou plusieurs symboles orthogonaux. La modulation est selon un mode de réalisation particulier une modulation 30 OFDM. Un procédé d'estimation selon l'invention intervient en réception après une étape de démodulation. La démodulation démodule un signal temporel reçu par l'antenne de réception RXX considérée au moyen d'une FFT de certaine taille, pour obtenir un signal fréquentiel Rj(n) et en extraire Np symboles pilotes. Selon une réalisation particulière, la démodulation est une 2909240 13 démodulation OFDM. Typiquement la taille de la FFT est déterminée en fonction de la taille de la FFT, NFFT, effectuée lors de l'émission. Les tailles sont choisies typiquement identiques. A l'émission la FFT est de type inverse alors qu'en réception la FFT est de type direct. A l'instant n, le signal issu de l'antenne de réception RX; peut s'exprimer dans le 5 domaine fréquentiel, c'est-à-dire après suppression de l'intervalle de garde et après démodulation OFDM, sous la forme d'un vecteur colonne de dimension NFFT Nt R (n) _ E diag {X, (n){ Fh;,, (n) + (n) (10) -1 avec X, (n) un vecteur colonne de dimension NFFT, le symbole OFDM émis à l'instant n sur l'antenne TX;, 10 F la matrice de Fourier de taille NFFTXNFFT, h;,, (n) le vecteur colonne représentant les L échantillons de la réponse fréquentielle du sous-canal reliant l'antenne d'émission TXi à l'antenne de réception RXX, et (n) le vecteur colonne de dimension NFFT représentant la transformée de Fourier d'un bruit additif blanc gaussien. 15 Pour simplifier avantageusement les calculs, le procédé d'estimation exploite le signal démodulé selon l'expression (10) uniquement sur la durée At : R ( = diag {X; (n){ F (n) + (n) i=1 F' la matrice constituée par les At premières colonnes de la matrice de Fourier F de taille NFFTXNFFT, h;,; un vecteur colonne de longueur At dont les éléments des lignes au-delà de 20 L sont à zéro : T T hii _ [h;,, , OAt-L La notation diag{x} désigne une matrice diagonale ayant le vecteur colonne x sur sa diagonale : (12) a diag b Ca 0 0 0 b 0 O O C (13) 25 La matrice de Fourier F est carrée, de dimensions NFFTXNFFT, et de forme suivante : 2909240 F= NFFT 1 14 2 NFFT1 WNFFF WNFFT ... WNFFT 1 wNFFT-1 W2(NFFr-1) ... W(NFFT-1)(NFFr-1) NFFT NFFT NFFT 1 (14) oùwN =e . La matrice F' est directement déduite de F : . 2,r -j N 1 1 1 1 JNFFT 1 wNFFT 2 At-1 WNFFT . WNFFC Ft = 1 (15) 1 WNFF-r -1 w2(NFFT-1) ... w(At-1)(At-1) NFFT NFF r NFFT Le procédé 10 d'estimation selon l'invention comprend une étape 11 de calcul d'une 5 matrice A et, pour une antenne de réception RXj considérée, une étape 12 de calcul dans le domaine temporel d'estimées des Nt réponses impulsionnelles des Nt canaux séparant respectivement une antenne d'émission TX; de l'antenne de réception RXj considérée. Le procédé comprend en outre une étape 13 de calcul de moyenne des estimées d'une réponse impulsionnelle. 10 Pour obtenir les Nr x Nt canaux, il faut répéter les étapes 12 et 13 pour les différentes antennes de réception RXJ. L'étape 11 de calcul calcule une matrice A construite sous forme de blocs à partir des séquences d'apprentissage et de la matrice de Fourier de dimensions NFFTX NFFT. Le nombre de blocs est égal au produit du nombre de symboles orthogonaux de la séquence d'apprentissage 15 de base par la somme des K. Chaque bloc est associé à une antenne d'émission et un symbole orthogonal sur lequel est étalée la séquence d'apprentissage. Un bloc est déterminé par le produit de la matrice diagonale formée par les symboles pilotes liés au bloc et de la matrice de Fourier. Pour limiter avantageusement les calculs, la matrice de Fourier est limitée aux porteuses pilotes et à At échantillons temporels car At est supérieur ou égal à l'étalement 20 maximum de la réponse temporelle du canal. Chaque symbole OFDM émis à l'instant n par l'antenne d'émission TX;, X, (n) , peut être décomposé en un vecteur contenant les symboles de données et un vecteur contenant les symboles pilotes : X; (n) = S; (n) + B; (n) (16) 25 avec S, (n) le vecteur des symboles de données utiles de dimension NFFT et B; (n) le vecteur des symboles pilotes de même dimension. 2909240 15 L'équation (11) peut donc s'exprimer sous la forme : R (n) = E diag {Si (n) + B; (n)} F hi ,i (n) + (n) i-1 Sachant que At ? L , il peut être imposé At = L . Avec cette condition, l'accumulation des vecteurs reçus, correspondants aux g symboles orthogonaux émis par antenne d'émission 5 contenant des symboles pilotes composant une séquence d'apprentissage, peut s'exprimer sous la forme : = [Rj(o)T...Rj(g1)T] Th. ' + Ah.' + E; avec R; un vecteur colonne de dimension NFFTxg, T une matrice de dimensions (NFFTxg)x(KnxAt) contenant les symboles de données 10 utiles pendant les séquences d'apprentissage des Nt antennes d'émission, Sldiag (0)F ... SKndiag (0)F T= Sldtag (g-1)F ... SKndiag (g-1)F A une matrice de dimensions (NFFTxg)x(KnxAt) contenant les symboles pilotes des séquences d'apprentissage des Nt antennes d'émission, Bldiag (0)F ... BKndiag (0)F A= Bldiag (g-1)F ... BKndiag (g-1)F 15 h, le vecteur colonne de dimension KnxAt contenant les Kn expressions des estimées des Nt réponses impulsionnelles, [h T T1T (21), le vecteur colonne de dimension NFFTXg contenant g représentations de la transformée de Fourier d'un bruit additif blanc gaussien. 20 La matrice A déterminé a u cours de l'étape 1 l s'exprime donc sous la forme : (17) T (18) Bldiag (0)F ... BNtdiag (0)F BNt+ldiag (0)F B (0)F' EKi*N, i diag A= Bldiag (g-1)F ... BNtdiag (g-1)F BNt+ldiag (g-1)F BN, (g-1)F' E Ki *N, i=l diag (22) 2909240 16 L'étape 12 de calcul des Kn estimées des Nt réponses impulsionnelles dans le domaine temporel multiplie le vecteur R; , dont l'expression dans le domaine fréquentiel en sortie de démodulation correspond aux Np porteuses pilotes, avec le pseudo inverse de la matrice A 5 selon la technique de Barhumi : h = A+R; (23) où le symbole + signifie pseudo-inverse. On appelle pseudo-inverse l'opération suivante : A+ = (AFA) -1AF (24) Pour éliminer les termes d'interférences dus aux données présentes dans le symbole 10 OFDM, il est nécessaire d'avoir le produit de A+ et de T égal à une matrice nulle, ce qui est rendu possible en imposant des ensembles disjoints aux symboles pilotes et aux données. En outre, le calcul des réponses impulsionnelles peut être simplifié en ne considérant dans les équations que les fréquences dédiées à l'estimation de canal, c'est-àdire en limitant les calculs aux porteuses pilotes : 15 h; = A+ (25) avec R; la matrice correspondante à R; en ne considérant que les porteuses pilotes et la matrice A ayant pour expression : Bldiag (0)F - BKndiag (0)F A= , Bldiag (g-1)F ... BKndiag (g-1)F ou encore : Bldiag (0)F BNtdiag (0)F BNt+ldiag (0)F 20 A= (26) ,v, (o)É' - E Ki *IV, i_1 diag ldiag(g-1)F B Ntdiag (g-1)F (27) BNt+ldiag (g-1)F ... B (g -1)F EK;*N, =i diag L'expression vectorielle de la première estimée de la réponse impulsionnelle ;,; du canal séparant l'antenne d'émission i déterminée, pour i prenant une valeur entre 1 et Nt, de l'antenne de réception j déterminée, pour j prenant une valeur entre 1 et Nr, est obtenue en effectuant 25 une sélection des Np échantillons successifs du vecteur colonne h; , calculé pour l'antenne de réception j, en partant de l'échantillon (i-1)At. Pour la deuxième estimée de la réponse impulsionnelle du canal h , la sélection est faite en partant de l'échantillon Nt x At + (i -1) At = (Nt + i -1) At . Pour la nième estimée de la réponse impulsionnelle du canal h;; , la sélection est faite en partant de l'échantillon (n x Nt +i) At . 2909240 17 L'étape 13 consiste à calculer la moyenne temporelle des Ki estimées d'une réponse impulsionnelle. Selon une variante, cette moyenne est effectuée dans le domaine fréquentiel. Cette étape est de préférence répétée pour tous les canaux pour lesquels Ki est strictement supérieur à un. 5 Selon un mode particulier de mise en oeuvre du procédé, le calcul des NtxNr réponses impulsionnelles précédemment décrit pour les Np porteuses pilotes est complété par une interpolation qui peut être linéaire en temps ou en fréquence (interpolation de type une dimension, 1D) pour obtenir les coefficients de chaque canal pour l'ensemble des porteuses modulées avec des données utiles. L'interpolation peut éventuellement être d'un ordre 10 supérieur à un. L'interpolation peut être effectuée dans le domaine fréquentiel en multipliant les Nt vecteurs de At points avec une matrice de taille NFFTXLt extraite d'une matrice de Fourier de taille NFFTXNFFT. La figure 7 est un schéma d'un système de transmission particulier permettant la mise en oeuvre d'un procédé selon l'invention. 15 Le système SY de transmission comprend un dispositif d'émission EM multi porteuses et un dispositif de réception RE. Le dispositif d'émission EM est relié à Nt antennes d'émission TX1,...,TXNt, avec Nt 2. Le dispositif de réception RE est relié à Nr antennes de réception RX1,...,RXNr, avec Nr 1. Selon l'exemple illustré, le dispositif d'émission EM comprend un module de codage 20 canal CdC, un entrelaceur bits EB, un module de codage binaire à symbole CBS, un module de codage espace-temps CET, autant de multiplex OFDM MX que d'antennes d'émission. Le module de codage de canal CdC code des données sources d'entrée, correspondant à un ou plusieurs signaux typiquement de télécommunication, pour fournir en sortie des données codées dc, par exemple avec un code convolutionnel. 25 L'entrelaceur bits entrelace, selon une loi d'entrelacement déterminée, les bits des données codées pour fournir des données codées entrelacées dce. Le module de codage binaire à symbole CBS transforme les données codées entrelacées dce en symboles de données complexes sc, par exemple par une modulation BPSK, QPSK ou 16QAM. 30 Le module de codage espace-temps CET détermine à partir des symboles de données complexes sc une matrice à deux dimensions de symboles de données sd, selon un codage par exemple de type Alamouti, et génère des symboles pilotes. Chaque multiplex OFDM effectue une modulation des symboles de données sd et de symboles pilotes sp, insérés en entrée du multiplex, par des sous-porteuses sinusoïdales dont 35 les fonctions orthogonales sont les composantes de Fourier conjuguées d'une transformation de Fourier inverse de taille NFFT correspondant au nombre de porteuses d'un multiplex OFDM. Les NFFT porteuses comprennent N,,,od porteuses de données modulées et Np porteuses pilotes. 2909240 18 L'ensemble formé de NFFT porteuses est appelé symbole OFDM. Le symbole OFDM peut comporter des porteuses nulles et des porteuses de garde non modulées. La sortie d'un multiplex OFDM constitue le signal OFDM en temps sans intervalle de garde. Avant émission, le dispositif d'émission insère un intervalle de garde au signal OFDM. 5 Les signaux émis comportent des séquences d'apprentissage. Pour chaque antenne d'émission considérée, une séquence d'apprentissage comprend au moins une réplique déphasée ou pas d'une séquence d'apprentissage de base. Cette séquence d'apprentissage de base est déterminée par le positionnement de Np symboles pilotes contenus dans un ou plusieurs symboles OFDM, soit g le nombre de ces symboles OFDM. La séquence 10 d'apprentissage de base est donc déterminée par le nombre g, l'amplitude des symboles pilotes et les porteuses pilotes. Entre deux séquences d'apprentissage associées à deux antennes d'émission, les répliques sont décalées entre elles dans le temps au minimum d'un intervalle At au moins égal à la longueur maximale L des canaux de transmission, At L , pour que les réponses impulsionnelles des différents canaux n'interfèrent pas entre elles. On appelle 15 longueur d'un canal la durée de transmission du canal ou encore le retard introduit par le canal lors de la transmission. Dans tout le document, l'intervalle At doit être compris comme étant un nombre d'intervalles temporels séparant des échantillons. Le décalage temporel est typiquement effectué avant la modulation, par exemple OFDM, par déphasage dans le domaine fréquentiel 20 des répliques. La séquence d'apprentissage de base s'exprime sous la forme d'une suite de symboles pilotes : E(p), p = 0,. .., Np -1 avec é -(p) le symbole pilote émis sur la fréquence porteuse d'indice p. Cette séquence d'apprentissage de base est étalée sur g symboles orthogonaux d'une trame temps fréquence. D'autre part, la condition pour déterminer l'ensemble des réponses 25 impulsionnelles est : Kn x At ~ Np ( Nt avec Kn = E K. i=1 J Pour l'exemple, g est choisi égal à un, Nt égal à deux, NFFT égal à huit, Np égal à huit, K1 et K2 égaux à deux et At égal à deux. Ces paramètres vérifient la relation précédente car 30 (2+2)x2 2. -i22 px(2+Nt-1)x2 37r è(p)2 = c(p) e 8 + c(p) e 8 = c(p) e 2p +c(p) e 2 p c(p), est donc le symbole pilote modulant la fréquence porteuse p en ce qui concerne la séquence d'apprentissage émise par l'antenne d'émission TX1 et c(p), est le symbole pilote 30 2909240 21 modulant la fréquence porteuse p en ce qui concerne la séquence d'apprentissage émise par l'antenne d'émission TX2. Pour l'exemple, c(p); pôtit` l'ënsëinble des porteuses pilotes. Les vecteurs des symboles pilotes BI et B3, respectivement B2 et B4, correspondant aux deux estimées de la 5 réponse impulsionnelle du canal reliant l'antenne TX1 à l'antenne RXX respectivement l'antenne TX2 à l'antenne RXj, s'expriment alors sous la forme : B, = B2 =1 ≠2 e - 1 .3z J2 e 1 ; B3 = ;B4 = - 1 3z -J 2 e - 1 -12 e 1 1 ~ e 2 - 1 1 .3z J2 e J2 e La matrice de Fourier F est la suivante : 1 1 1 1 1 1 1 1 1 0.707-0.707j -j -0.707-0.707] -1 -0.707+0.707j j 0.707+0.707] 1 j 1 j 1 -j -1 j 1 -0.707-0.707] j 0.707-0.707j -1 0.707+0.707] -j -0.707+0.707] 1 -1 1 -1 1 -1 1 -1 1 -0.707+0.707j -j 0.707+0.707j -1 0.707-0.707] j -0.707-0.707] 1 j 1 -j 1 j -1 -j 1 0.707+0.707] j -0.707+0.707] -1 -0.707-0.707j -j 0.707-0.707] 10 dans laquelle le symbole j représente l'unité imaginaire, c'est-à-dire la solution de l'équation j2=-1. La matrice F' s'exprime sous la forme suivante : - 1 1 1 0.707 - 0.707 j 1 -j 1 -0.707-0.707j F f 1 -1 1 -0.707+0.707] 1 j 1 0.707 + 0.707 f La matrice A s'exprime alors sous la forme suivante : A I BldiagF B2diagF B3diagF B4diagF J soit 2909240 1 1 1 1 .3z 1 e 3 4 -1 e34 1 J 1 J .3z 1 e 34 -1 e3 4 1 -1 1 -1 .3z 1 e34 -1 e J 4 1 ùJ 1 ùJ .3z 1 e3 4 -1 e 34 Second exemple. Le système de transmission comprend Nt=3 antennes d'émission et Nr=1 antenne de réception. Les paramètres du système prennent les valeurs suivantes : NFFT =8, Nmod=Np=B, At=2, K1=2 et K2=K3=1. Nt 5 La relation E K; x At Np est satisfaite car (2 +1+1) x 2 = 8 8 . i=1 Un seul symbole OFDM est supposé nécessaire à l'estimation de canal, g=l, et le motif de ce symbole OFDM, qui constitue la séquence d'apprentissage de base est représenté sur le Tableau 1. L'équation (6) donne l'expression du symbole pilote modulant la porteuse p en ce qui concerne la séquence d'apprentissage émise par l'antenne d'émission TX;, avec i = 1, 2 ou 3 10 i2zpx(1-1)x2 i2z px(1+Nt-1)x2 3 c(p)1 =c(p) e 8 + c(p) e 8 =c(p)+c(p) e J27z-p px(2-1)x2 c(p)2 =c(p) e ; 2z 8 =c(p) e J2p j27,px(3-1)x2 c(p)3 = i(p) e 8 = F(p) e " c(p), est donc le symbole pilote modulant la fréquence porteuse p en ce qui concerne 15 la séquence d'apprentissage émise par l'antenne d'émission TX1, c(p), est le symbole pilote modulant la fréquence porteuse p en ce qui concerne la séquence d'apprentissage émise par l'antenne d'émission TX2 et c(p), est le symbole pilote modulant la fréquence porteuse p en ce qui concerne la séquence de référence émise par l'antenne d'émission TX3. Pour l'exemple, c(p) =1 pour l'ensemble des porteuses pilotes. Les vecteurs des 20 symboles pilotes B1 et B4, respectivement B2 et B3, correspondant aux deux estimées de la réponse impulsionnelle du canal reliant l'antenne TX1 à l'antenne RXj respectivement à l'estimée de la réponse impulsionnelle du canal reliant l'antenne TX2 à l'antenne RXj et à 22 2909240 23 l'estimée de la réponse impulsionnelle du canal reliant l'antenne TX3 à l'antenne RXj, s'expriment alors sous la forme : B, = BZ =1 1 e-'û2 -1 ;B, 1 ;B4 = 1 1 .3z e J2 - 1 .3z e J2 - 1 .3z e J2 5 La matrice de Fourier F est la suivante : 1 1 1 1 1 1 1 1 1 0.707-0.707] - j -0.707-0.707] -1 -0.707+0.707] j 0.707+0.707] 1 -j -1 j 1 -j -1 j 1-0.707-0.707 j j 0.707-0.707 j -1 0.707+0.707 j - j -0.707+0.707 j 1 -1 1 -1 1 -1 1 -1 1 -0.707+0.707] - j 0.707+0.707] -1 0.707-0.707] j -0.707-0.707] 1 j -1 -j 1j -1 -j 1 0.707+0.707 j j -0.707+0.707 j -1 -0.707-0.707 j- j 0.707-0.707 j dans laquelle le symbole j représente l'unité imaginaire, c'est-à-dire la solution de l'équation j2=-l. La matrice F' s'exprime sous la forme suivante : 1 1 1 0.707-0.707j 10 1 -j 1 -0.707 -0.707 j 1 -1 1 -0.707+0.707 j 1 j 1 0.707+0.707 j La matrice A s'exprime alors sous la forme suivante : A L ldiagF B2diagF B3diagF B4diagF soit 1 F=T 2909240 1 1 1 1 .3z 1 e 3 4 -1 e34 1 J 1 J .3z 1 e 34 -1 e3 4 1 -1 1 -1 .3z 1 e34 -1 e J 4 1 ùJ 1 ùJ .3z 1 e3 4 -1 e 34 La figure 8 donne des résultats de simulation qui permettent de comparer les performances respectives de la technique connue de Barhumi et d'un procédé selon l'invention. Les simulations se rapportent à un système MIMO OFDM en considérant un canal BRAN E 5 sélectif en temps et en fréquence et adapté à un contexte MIMO type environnement extérieur et dont les caractéristiques sont rassemblées dans le tableau 2 en Annexe A. La trame prise en compte est celle décrite dans l'article de Barhumi ; l'ensemble des porteuses modulées est divisé en deux sous-ensembles disjoints : un ensemble des porteuses pilotes et un ensemble des données utiles. La séquence d'apprentissage de base est une impulsion temporelle. La 10 même puissance des symboles pilotes émis est imposée pour les deux méthodes comparées. La figure donne le tracé du taux d'erreur binaire (TEB ou BER selon la terminologie anglo-saxonne) en fonction du rapport Eb/No dans le cas d'une modulation QPSK avec un décalage At égal à 128. L'estimation des canaux effectuée aux fréquences pilotes est complétée par une interpolation linéaire en temps pour estimer l'ensemble des coefficients pour les différentes 15 fréquences modulées. La courbe 1, cl, correspond à une estimation parfaite, la courbe 2, c2, correspond à une estimation selon Barhumi avec une itération et la courbe 3, c3, à une estimation selon Barhumi avec 5 itérations, la courbe 4, c4, correspond à une estimation selon l'invention avec K=2 et une itération et la courbe 5, c5, à une estimation selon l'invention avec K=2 et 5 itérations. Les itérations correspondent aux différentes itérations de l'annuleur 20 d'interférence pendant la phase d'égalisation. La comparaison des courbes permet de constater que le procédé selon l'invention présente avantageusement un taux d'erreur binaire inférieur à celui de la méthode de Barhumi pour un même rapport signal à bruit. 24 2909240 25 Annexe A 0 1 2 3 4 5 6 7 P P P P P P P P 5 Tableau 1 Nt 2 Nr 2 Fréquence porteuse 5200 MHz Fréquence d'échantillonnage 50 MHz Espacement entre porteuse 48.828125 kHz Ratio du Préfixe Cyclique 0.211 Temps d'un symbole OFDM 24.8 ,us Longueur du code convolutif 7 Rendement du code 1/2 Algorithme de décodage de canal SOVA Taille de FFT 1024 Porteuses modulées 1024 Code Espace-Temps Multiplexage spatial Tableau 2 REVENDICATIONS 1. Procédé (1) d'émission adapté pour un système à Nt antennes d'émission et Nr antennes de réception, où Nt et Nr sont supérieurs ou égaux à 1, une antenne d'émission étant séparée d'une antenne de réception par un sous canal de transmission, mis en oeuvre par Nt dispositifs d'émission multi porteuses comprenant chacun un module de multiplexage et de modulation par NFFT fonctions orthogonales (MX1,...,MXNt) formant des symboles orthogonaux destinés à être transmis par les Nt antennes d'émission TX1,...,TXNt, comprenant les étapes qui consistent : - à déterminer (2) une séquence d'apprentissage de base (c (p)) déterminée par le positionnement de Np symboles pilotes dans une trame temps fréquence, Y Nt - à déterminer (3) Kn = l Ki répliques de la séquence d'apprentissage de base (c (p) ) i=1 ~ telles qu'au moins une réplique soit décalée temporellement de la séquence de base, avec Ki 1 et au moins un Ki 2 , sous contraintes que l'écart temporel extrême entre répliques soit inférieur au nombre Np de porteuses pilotes et que le décalage temporel minimal entre répliques de deux séquences d'apprentissage soit supérieur ou égal à l'étalement maximal des retards des sous canaux, - à déterminer (4) par antenne d'émission TX, une séquence d'apprentissage comme étant la somme des K; répliques. 2. Procédé (1) d'émission de symboles selon la revendication 1 dans lequel un intervalle de garde est ajouté avant toute émission d'un symbole orthogonal et dans lequel la contrainte sur la valeur minimale du décalage temporel est respectée en choisissant un décalage temporel minimal égal à la valeur de l'intervalle de garde. 3. Procédé (1) d'émission de symboles selon la revendication 1 dans lequel chaque séquence d'apprentissage est constituée de K répliques de la séquence d'apprentissage de base (c(p)). 4. Procédé (1) d'émission de symboles selon la revendication 1 dans lequel les répliques sont déterminées dans le domaine fréquentiel et dans lequel le décalage temporel est déterminé par une valeur de déphasage. 5. Procédé (1) d'émission de symboles selon la revendication précédente dans lequel les valeurs de déphasage sont choisies selon un ordre déterminé. 6. Procédé (1) d'émission de symboles selon la revendication précédente dans lequel l'ordre est connu d'au moins un récepteur associé à une antenne de réception du système. 7. Procédé (1) d'émission de symboles selon la revendication 4 dans lequel le déphasage est fonction d'un indice de porteuse. 2909240 27 8. Procédé (1) d'émission de symboles selon la revendication 1 dans lequel la séquence d'apprentissage de base est étalée sur plusieurs symboles orthogonaux. 9. Procédé (10) d'estimation des sous canaux de transmission dans un système (SY) multiantennes mettant en oeuvre Nt antennes d'émission (TX1,...,TXNt), où Nt est supérieur ou 5 égal à 1, au moins une antenne de réception (RXI,...,RXNr) et une trame temps fréquence par antenne d'émission comprenant Np symboles pilotes (sp) formant une séquence d'apprentissage et des symboles de données (sd) d'un signal utile, chacune des Nt séquences d'apprentissage est la somme de Ki répliques décalées temporellement ou pas d'une séquence d'apprentissage de base ((p)), telles que les valeurs K; sont supérieures 10 ou égales à un et au moins une valeur K; est supérieure ou égale à deux, est connue du récepteur (RE) et permet à ce dernier d'estimer une réponse impulsionnelle correspondant au canal de transmission séparant une antenne d'émission (TX1,...,TXNt) d'une antenne de réception RXi considérées RXi, les symboles de données et les symboles pilotes étant modulés en fréquence par un module de multiplexage et de modulation par NFFT fonctions 15 orthogonales (MX1,...,MXNt) pour former des symboles orthogonaux qui sont émis par les antennes d'émission sous la forme d'un signal multi porteuses à NFFT porteuses, comprenant : -une étape (11) de calcul d'une matrice A construite sous forme de blocs à partir des séquences d'apprentissage et de la matrice de Fourier de dimensions NFFTx NFFT, dont le 20 nombre de blocs est égal au produit du nombre de symboles orthogonaux de la séquence d'apprentissage de base par la somme des K;, un bloc étant déterminé par le produit d'une part d'une matrice diagonale formée des symboles pilotes contenus dans un symbole orthogonal de la séquence d'apprentissage associée au bloc et d'autre part de la matrice de Fourier et comprenant, 25 pour une antenne de réception considérée (RXi), - une étape (12) de calcul de K; estimées d'au moins une parmi les Nt réponses impulsionnelles dans le domaine temporel en multipliant Np symboles pilotes, extraits d'un signal fréquentiel (Ri(n)) obtenu après démodulation d'un signal temporel reçu par l'antenne de réception considérée (RXi) au moyen d'une transformée de Fourier de taille 30 NFFT, avec le pseudo inverse de la matrice A, - une étape (13) de calcul d'une moyenne sur les K; estimées de la réponse impulsionnelle considérée. 10. Procédé (10) d'estimation des canaux de transmission selon la revendication 9 dans lequel 35 le calcul des Nt réponses impulsionnelles est étendu aux porteuses modulées par des données, au moyen d'une interpolation. 2909240 28 11. Procédé (10) d'estimation des canaux de transmission selon l'une des revendications 9 et 10 dans lequel l'étape de calcul des Nt réponses impulsionnelles est répétée pour chaque antenne de réception considérée du système multi-antennes. 5 12. Module d'émission comprenant un module de multiplexage et de modulation par NFFT fonctions orthogonales (MX1,...,MXNt), adapté à un système (SY) multi-antennes mettant en oeuvre Nt antennes d'émission TX1,...,TXNt, Nr antennes de réception, où Nt et Nr sont supérieurs ou égaux à 1, et une trame temps fréquence par antenne d'émission comprenant des symboles pilotes (sp) et des symboles de données (sd) d'un signal utile, les symboles 10 de données et les symboles pilotes étant modulés en fréquence par le module de multiplexage et de modulation (MX1,...,MXm) pour former des symboles orthogonaux qui sont émis par une antenne d'émission sous la forme d'un signal multi porteuses à NFFT porteuses avec Np porteuses pilotes , comprenant : - un module de détermination d'une séquence d'apprentissage de base (c (p)) déterminée 15 par le positionnement de Np symboles pilotes dans la trame temps fréquence associée à une antenne d'émission déterminée (TX1), Y Nt - un module de détermination de Kn, Kn = 1K, , répliques de la séquence i=1 ~ d'apprentissage de base (c (p)) telles qu'au moins une réplique soit décalée temporellement de la séquence de base, avec Ki 1 et au moins un Ki 2 , sous 20 contraintes que l'écart temporel extrême entre répliques soit inférieur au nombre Np de porteuses pilotes et que le décalage temporel minimal entre répliques de deux séquences d'apprentissage soit supérieur ou égal à l'étalement maximal des retards des sous canaux reliant une antenne d'émission à une antenne de réception et - un module de détermination d'une séquence d'apprentissage par antenne d'émission TXi 25 comme étant la somme de K; répliques. 13. Emetteur (RE) pour un système (SY) multi-antennes caractérisé en ce qu'il comprend au moins un module d'émission (ME) selon la revendication précédente. 30 14. Module d'estimation (EsT) des canaux de transmission dans un système (SY) multiantennes mettant en oeuvre Nt antennes d'émission (TX1,...,TXNt), où Nt est supérieur ou égale à 1, au moins une antenne de réception (RX1,...,RXNr) et une trame temps fréquence par antenne d'émission comprenant des symboles pilotes (sp) formant une séquence d'apprentissage et des symboles de données (sd) d'un signal utile, les Nt séquences 35 d'apprentissage sont connues du récepteur (RE) et permettent à ce dernier d'estimer Nt réponses impulsionnelles correspondant aux Nt canaux de transmission séparant respectivement une des antennes d'émission (TX1,...,TXNt) de l'antenne de réception 2909240 29 considérée RXi, les symboles de données et les symboles pilotes étant modulés en fréquence par un module de multiplexage et de modulation par NFFT fonctions orthogonales (MX1,...,MXNt) pour former des symboles orthogonaux qui sont émis par les antennes d'émission sous la forme d'un signal multi porteuses à NFFT porteuses avec Np 5 porteuses pilotes, caractérisé en ce qu'il comprend : - des moyens pour calculer une matrice A construite sous forme de blocs à partir des séquences d'apprentissage et de la matrice de Fourier de dimensions NFFTX NFFT dont le nombre de blocs est égal au produit du nombre de symboles orthogonaux de la séquence d'apprentissage de base par la somme des K;, un bloc étant déterminé par le produit d'une 10 part d'une matrice diagonale formée des symboles pilotes contenus dans un symbole orthogonal de la séquence d'apprentissage associée au bloc et d'autre part de la matrice de Fourier et en ce qu'il comprend, pour une antenne de réception considérée RXi, - des moyens pour calculer K; estimées d'au moins une parmi les Nt réponses 15 impulsionnelles dans le domaine temporel en multipliant Np symboles pilotes extraits d'un signal fréquentiel (Ri(n)) obtenu après démodulation d'un signal temporel reçu par l'antenne de réception considérée RXi au moyen d'une FFT de taille NFFT, avec le pseudo inverse de la matrice A et - un moyen de calcul de moyenne sur les K; estimées de la réponse impulsionnelle 20 considérée. 15. Récepteur (RE) pour un système (SY) multi-antennes caractérisé en ce qu'il comprend au moins un module d'estimation (EsT) des canaux de transmission selon la revendication précédente. 16. Système (SY) multi-antennes caractérisé en ce qu'il comprend au moins un récepteur (RE) selon la revendication précédente. 17. Programme d'ordinateur sur un support d'informations, ledit programme comportant des 30 instructions de programme adaptées à la mise en oeuvre d'un procédé (1) d'émission selon l'une quelconque des revendications 1 à 8, lorsque ledit programme est chargé et exécuté dans un émetteur (EM) 18. Support d'informations comportant des instructions de programme adaptées à la mise en 35 oeuvre d'un procédé (1) d'émission, selon l'une quelconque des revendications 1 à 8, lorsque ledit programme est chargé et exécuté dans un émetteur (EM) 25 5 2909240 30 19. Programme d'ordinateur sur un support d'informations, ledit programme comportant des instructions de programme adaptées à la mise en oeuvre d'un procédé (10) d'estimation de canaux selon l'une quelconque des revendications 9 à 11, lorsque ledit programme est chargé et exécuté dans un récepteur (RE). 20. Support d'informations comportant des instructions de programme adaptées à la mise en oeuvre d'un procédé (10) d'estimation de canaux, selon l'une quelconque des revendications 9 à 11, lorsque ledit programme est chargé et exécuté dans un récepteur (RE).