Brevet FR2888392A1 — publié le 20070112

Dans l'électronique automobile, il devient de plus en plus nécessaire d'utiliser des charges inductives à commutation rapide. Des exemples d'application caractéristiques sont des vannes d'injection de carburant électromagnétiques pour des moteurs diesel ou des moteurs à essence (systèmes d'injection directe à haute pression pompe d'injection combinée avec injecteur, HPDI), des convertisseurs de fréquence à trois phases pour l'exploitation de moteurs électriques/générateurs avec commutation électronique (ISG), convertisseurs CC/CC bidirectionnels (par exemple 14/42 V pour des générateurs-démarreurs intégrés ISG) ou des commandes de soupapes électromagnétiques (EVT). Pour des tensions de service supérieures à 200 V, on utilise comme commutateur généralement des transistors de puissance du type MOS-Fet, des types à canal N étant utilisés de préférence pour les raisons de coût. Lorsqu'il est question ci-dessous de "transistor", on pense à chaque fois à un transistor de puissance du type "MOS-Fet à canal N". Par exemple lors de l'exploitation de vannes d'injection électromagnétiques, il est souhaitable d'avoir un accroissement de courant rapide pour la mise en route, ce qui est possible cependant du fait de l'inductance propre à la vanne uniquement avec une tension de service V+ élevée par rapport à la tension du réseau de bord 12V Vbat classique. Après avoir obtenu une valeur de courant prédéfinie, le courant de vanne est réglé par mode PWM (modulation d'impulsions de la largeur) sur une valeur plus faible et également prédéfinie. Un circuit de principe connu, approprié pour ce mode de fonctionnement, est représenté sur la figure 1. Sur la figure 2a est représentée la courbe de tension et sur la figure 2b la courbe de courant d'une opération de commutation. La bobine L1 d'une vanne d'injection de carburant non représentée davantage peut être reliée au moyen d'un premier transistor Ti à la tension d'alimentation V+ élevée et au moyen d'un second transistor T2 au potentiel de référence. Entre le branchement de source du premier transistor Ti et le potentiel de référence est commutée une diode de roue libre Dl véhiculant du courant du potentiel de référence en direction du branchement de source, et entre le branchement de drain du second transistor T2 et la tension de service V+ élevée est commutée une diode de récupération élevée D2 véhiculant du courant du branchement de drain en direction du pôle positif de la tension de service V+ élevée. Au début d'une opération d'enclenchement, les deux transistors Ti et T2 sont commutés dans l'état passant. Sur la bobine L1 s'applique alors la tension d'alimentation V+ élevée (figure 2a) et le courant circulant dans la bobine augmente rapidement (figure 2b). Lorsqu'on atteint une valeur de courant prescrite supérieure, le premier transistor Tl est commuté dans l'état passant et le courant de bobine circule alors à travers la diode de roue libre Dl et le second transistor T2, sachant qu'il diminue lentement. Lorsque le courant atteint alors une valeur prescrite inférieure, le premier transistor Tl est commuté à nouveau dans l'état passant, après quoi le courant de bobine augmente cependant. Par une commutation répétée entre l'état passant et l'état nonpassant pour le premier transistor Ti, le courant de bobine peut être maintenu pendant la durée d'enclenchement de la vanne sur une valeur approximativement constante. A la fin de la durée d'enclenchement, les deux transistors Ti et T2 sont commutés simultanément dans l'état nonpassant, après quoi la bobine L1 se décharge par les deux diodes D1, D2 dans la source d'énergie V+. Les inconvénients de cet agencement de circuit sont 5 les suivants - un rendement comparativement médiocre, étant donné que la tension d'alimentation V+ élevée ne doit être générée qu'au moyen d'un régulateur de commutation à partir de la tension du réseau de bord (Vbat = 12 V) et que, lors de l'opération de commutation, la tension élevée et le courant élevé s'appliquent simultanément sur le premier transistor Ti (pertes de commutation) ; - la puissance momentanée élevée sur le premier transistor Ti exige de très courts temps de commutation, ce qui se traduit de façon négative à son tour lors du rayonnement EMV (pertes électromagnétiques). Même avec des mesures coûteuses supplémentaires comme le blindage du faisceau de câbles par rapport à la vanne d'injection de carburant, les valeurs limites exigées sont difficiles à respecter; - il est indispensable d'avoir un régulateur de commutation cher et performant (non représenté) pour générer la tension d'alimentation V+ élevée à partir de la tension du réseau de bord Vbat, étant donné qu'il doit fournir l'ensemble de la puissance pour le fonctionnement de la vanne. C'est pourquoi on utilise de préférence des circuits qui permettent une séparation fonctionnelle de l'établissement de courant rapide à partir d'une tension d'alimentation V+ élevée au début de la mise en route et de l'alimentation avec le courant de service (plus faible) pendant la phase de maintien à partir d'une tension plus faible, par exemple la tension de bord Vbat. Sur la figure 3 est représenté un autre circuit de principe connu, approprié pour un tel mode de fonctionnement. La figure 4a montre la courbe de tension et la figure 4b la courbe de courant d'une opération de commutation en cas de fonctionnement statique, alors que la figure 5a montre la courbe de tension et la figure 5b la courbe de courant d'une opération de commutation en mode PWM. Avec ce circuit selon la figure 3, les composants Ti, T2, Dl, D2, L1 et V+ sont disposés comme avec le circuit sur la figure 1. En supplément, un circuit de série de la source de tension de bord Vbat, d'un troisième transistor T3 et d'une troisième diode D3 est inséré entre le potentiel de référence et le branchement de source du premier transistor Tl. Le pôle moins de la source de tension de bord Vbat se trouve sur le potentiel de référence, et le pôle plus est relié au branchement de drain du troisième transistor T3, et la troisième diode D3 véhicule le courant depuis le branchement de source du troisième transistor T3 vers le branchement de source du premier transistor Ti. Au début de l'opération de commutation, le premier et le second transistors Ti et T2 sont commutés dans l'état passant. Le courant circule alors de la source d'alimentation V+ à travers la bobine L1. Lorsqu'on atteint une valeur de courant prescrite supérieure (figure 4b), le premier transistor Ti est commuté dans l'état non-passant et le troisième transistor T3 dans l'état passant, le courant circulant alors de la source de tension de bord Vbat (figure 4a) à travers le troisième transistor T3, la troisième diode D3, la bobine Li, le second transistor T2 et retour à la source de tension de bord Vbat. Le courant de bobine dépend de la tension de bord Vbat, de la tension de flux de la troisième diode D3 et de la somme des résistances dans le trajet de courant (résistance de bobine, résistances de passage de ligne et de contact, résistances d'enclenchement des transistors, etc.) . IL1 = (Vbat - VD3) / ERi Etant donné que, en pratique, aussi bien la tension de bord Vbat que la somme des résistances varient considérablement, un réglage du courant de bobine n'est possible que difficilement de cette façon. Le troisième transistor T3 n'est donc généralement pas commuté dans l'état passant au plan statique pendant la phase de maintien, mais commuté périodiquement dans l'état passant et l'état non-passant (figure 5a), de sorte qu'une valeur de courant moyenne s'établit dans la bobine Li (figure 5b). Par une variation appropriée du rapport de cycle, on peut régler ainsi la valeur de courant souhaitée. Au total, ce concept de circuit a quelques avantages pour l'actionnement de vannes électromagnétiques par rapport au circuit selon la figure 1: le rendement du régulateur de commutation non représenté, qui génère la tension d'alimentation V+ élevée à partir de la tension du réseau de bord Vbat, joue un rôle moins important, étant donné que la tension d'alimentation V+ élevée n'est sollicitée que pendant l'établissement du courant; - le régulateur de commutation peut de ce fait être conçu nettement plus petit et plus avantageux; la puissance momentanée élevée sur le premier transistor Ti apparaît seulement une fois lors de l'état non-passant. Comme le troisième transistor T3 est alimenté à partir d'une tension nettement plus faible (ici la tension de bord Vbat), les pertes de commutation sont en conséquence plus faibles; - ceci permet une élévation importante des temps de commutation, ce qui se manifeste de façon positive lors du rayonnement EMV; - le blindage supplémentaire et coûteux du faisceau de câbles par rapport à la vanne d'injection de carburant peut être supprimé et les valeurs limites de EMV (compatibilité électromagnétique) exigées doivent être respectées de façon nettement plus facile. Le troisième transistor T3 est, comme tous les autres transistors, conçu comme un MOS-Fet, étant donné que la puissance de perte est faible en raison de la très faible résistance d'enclenchement. Cependant, les MOSFets ont une diode de substrat intrinsèque, qui n'a pas encore été mentionnée jusqu'à présent, qui est exploitée cependant dans le sens de blocage en mode normal et ne gêne pas davantage. Sur le dessin, ces diodes de substrat sont représentées cependant, parce qu'appartenant au transistor respectif, sans références propres. Dans le cas d'un concept de circuit avec double alimentation de tension, ceci signifie cependant que, avec 25 un premier transistor Ti enclenché, la tension sur la bobine L1 est nettement plus élevée que la tension du réseau de bord Vbat. Sans la troisième diode D3, la diode de substrat du troisième transistor T3-bloquant le courant- serait cependant exploitée dans le sens du flux et un courant important circulerait depuis la tension d'alimentation V+ élevée à travers les transistors Ti et T3 en direction de la tension de bord Vbat. Ceci entraînerait la destruction de ces transistors, ce qui est empêché par la troisième diode D3 bloquante. Etant donné cependant que le courant de bobine, lorsque le troisième transistor T3 est commuté dans l'état passant dans la phase de maintien, circule à travers la troisième diode D3, il se forme dans celle-ci une perte de puissance importante. Ceci aboutit dans la pratique à ce que la diode D3 est le composant le plus sollicité au plan thermique de l'ensemble du circuit, ce qui entraîne à son tour des dépenses consécutives importantes lors de l'évacuation de la chaleur. Ce problème a été résolu jusqu'à présent par le fait que, comme diode D3, on a utilisé - une diode de Schottky avec une tension de flux assez faible (ceci est limité cependant par le fait que les diodes de Schottky à courant élevé avec une tension de blocage appropriée ne sont guère disponibles, que leur courant de blocage augmente fortement en cas de température élevée et que ces diodes sont très coûteuses), ou - une diode de puissance avec une forme de boîtier correspondante (par exemple T0220) et un dispositif d'abaissement de chaleur complexe en direction du boîtier de l'appareil. L'objectif de l'invention est de réduire la perte de puissance occasionnée par la troisième diode D3 et des frais élevés. Cet objectif est atteint par un dispositif pour la réduction de puissance lors de l'exploitation d'une charge 30 inductive L1, dont le premier branchement est relié au branchement de source d'un premier transistor T1, dont le branchement de drain est relié au pôle plus d'une source de tension V+ avec une tension d'alimentation élevée par rapport à une tension de bord Vbat, et dont le second branchement est relié au branchement de drain d'un second transistor T2, dont le branchement de source est relié au potentiel de référence GND - le pôle moins de la source de tension V+ -, une diode de roue libre Dl véhiculant du courant depuis le potentiel de référence GND en direction du premier branchement de la charge inductive L1 étant prévue, une diode de récupération D2 véhiculant du courant depuis le second branchement de la charge inductive L1 en direction du pôle plus de la source de tension V+ étant prévue, un circuit en série de la source de tension de bord Vbat et d'un troisième transistor T3 étant disposé entre le potentiel de référence GND et le premier branchement de la charge inductive L1, et le pôle moins de la source de tension de bord Vbat étant situé sur le potentiel de référence GND et le pôle plus étant relié au branchement de drain du troisième transistor T3, caractérisé en ce que un quatrième transistor T4 est inséré entre le troisième transistor T3 et le premier branchement de la 25 charge L1 inductive, dont le branchement de source est relié au branchement de source du troisième transistor T3, dont le branchement de drain est relié au pôle plus de la source de tension de bord Vbat et dont le branchement de porte est relié au branchement de porte du troisième transistor T3. Selon des perfectionnements avantageux de l'invention: - tous les transistors Ti à T4 sont du type "MOS-Fet de puissance", - dans le cas d'une tension élevée sur la charge L1 (transistor Ti conducteur, transistors T3 et T4 non- conducteurs), la diode de substrat du quatrième transistor T4 empêche un flux de courant depuis la source d'alimentation V+ vers la source de tension de bord Vbat, et en ce que, avec une faible tension sur la charge L1 (transistors Ti, T3 et T4 non-conducteurs), la diode de substrat du troisième transistor T3 empêche un flux de courant depuis la source de tension de bord Vbat vers la charge Li, - le premier transistor Ti ne peut être commandé dans 15 l'état passant que lorsque le second et le troisième transistors T3 et T4 ne sont pas conducteurs, et en ce que le second et le troisième transistors T3 et T4 ne peuvent être commandés dans l'état passant que si le premier transistor Ti n'est pas conducteur. Un exemple de réalisation selon l'invention est expliqué ci-dessous de façon détaillée à l'aide de dessins schématiques. Sur ces dessins, la figure 1 montre un premier exemple de réalisation d'un circuit de principe connu pour la réduction de puissance lors de l'exploitation de charges inductives, la figure 2a la courbe de tension d'une opération de commutation du circuit selon la figure 1, la figure 2b la courbe de courant d'une opération de 30 commutation du circuit selon la figure 1, la figure 3 un second exemple de réalisation d'un autre circuit de principe connu pour la réduction de puissance lors de l'exploitation de charges inductives, la figure 4a la courbe de tension d'une opération de commutation statique du circuit selon la figure 3 ou 6, la figure 4b la courbe de courant d'une opération de commutation statique du circuit selon la figure 3 ou 6, la figure 5a la courbe de tension d'une opération de commutation modulée en amplitude d'impulsion du circuit selon la figure 3 ou 6, la figure 5b la courbe de courant d'une opération de commutation modulée en amplitude d'impulsion du circuit 10 selon la figure 3 ou 6, et la figure 6 un exemple de réalisation d'un circuit de principe conforme à l'invention pour la réduction de puissance lors de l'exploitation de charges inductives. La résolution du problème mentionné plus haut consiste en ce que la troisième diode D3 est remplacée par un quatrième transistor MOS-Fet T4 exploité de façon inversée par rapport au troisième transistor T3. Par la disposition inversée du transistor T4 par rapport au troisième transistor T3, la diode de substrat du transistor T6 est exploitée avec blocage du courant lorsque le transistor T1 est mis en route - lors de la phase de mise en route. La figure 6 montre un exemple de réalisation selon l'invention. Le circuit de principe de cet exemple de réalisation correspond sensiblement au circuit selon la figure 3, à la différence que la troisième diode D3 est remplacée par le quatrième transistor T4 exploité de façon inversée par rapport au transistor T3. Le branchement de source du quatrième transistor T4 est relié au branchement de source du troisième transistor T3, alors que le branchement de drain du quatrième transistor T4 est relié au branchement de source du premier transistor Ti. Les branchements de porte des deux transistors T3 et T4 sont reliés entre eux et sont activés par une source de signal commune et non représentée. La courbe de tension et la courbe de courant lors d'une opération de commutation du circuit selon la figure 6 correspond à la courbe de tension et la courbe de courant lors d'une opération de commutation du circuit selon la figure 3. Ainsi, la figure 5a montre la courbe de tension et la 10 figure 5b la courbe de courant d'une opération de commutation en mode PWM. Cependant, si le circuit est exploité de façon statique, les figures 4a et 4b sont valables. La fonction du circuit en mode PWM est décrite ci-15 dessous. Au début d'une opération de commutation, le premier et le second transistors Ti et T2 sont commutés dans l'état passant. Sur la bobine Li est appliquée la tension d'alimentation V+ élevée. Le courant circule depuis la source de tension d'alimentation V+ à travers la bobine L1. La diode de substrat du quatrième transistor T4 empêche que du courant puisse circuler de la source de tension d'alimentation V+ également vers la source de tension de bord Vbat. Lorsqu'une valeur de courant de service souhaitée est atteinte dans la bobine L1 (figure 5b), le premier transistor Ti n'est pas conducteur, après quoi le courant circulant à travers la bobine L1 diminue lentement. La diode de substrat du premier transistor Ti non- conducteur empêche alors que du courant puisse circuler depuis la source de tension d'alimentation V+ également vers la source de tension de bord Vbat. Lorsque le courant atteint alors une valeur prescrite inférieure, le troisième transistor T3 et le quatrième transistor T4 sont commutés dans l'état passant du courant dans le cas d'une tension grille-source élevée (par exemple 10 V), le courant circulant alors depuis la source de tension de bord Vbat, à travers le troisième transistor T3, le quatrième transistor T4, la bobine L1, le deuxième transistor T2 et retourne à la source de tension de bord Vbat et augmente à nouveau lentement. Par une commutation répétée dans l'état passant et l'état non-passant (commutation dans l'état non-passant dans le cas d'une faible tension grille-source, par exemple OV) des deux transistors T3, T4, le courant de bobine peut ainsi être maintenu pendant la durée de retenue de la soupape sur une valeur approximativement constante. A la fin de la durée d'enclenchement, l'ensemble des quatre transistors Ti à T4 sont commutés simultanément dans l'état non-passant, après quoi la bobine L1 se décharge par la diode de roue libre Dl et la diode de récupération D2 dans la source d'énergie V+. Si T3 et T4 sont commutés dans l'état non-passant, - la diode de substrat du transistor T3 empêche en cas de faible tension sur la bobine L1 (premier transistor Ti commuté dans l'état non-passant) un flux de courant depuis la source de tension de bord Vbat vers la bobine L1, - la diode de substrat du transistor T4 empêche en cas de tension élevée sur la bobine L1 (premier transistor Ti commuté dans l'état passant) un flux de courant depuis la source de tension d'alimentation V+ vers la source de tension de bord Vbat. Selon une mesure effectuée sur un circuit selon la figure 6, la puissance de perte sur le transistor T4 se réduit de 63,7 du fait du remplacement d'une diode D3 par ce transistor T4 utilisé de façon conforme à l'invention et exploité de façon inversée, une diode de Schottky de courant élevé ayant été utilisée comme diode D3 pour la comparaison. Les avantages du circuit conforme à l'invention selon la figure 6 par rapport à un circuit selon la figure 3 sont les suivants: on a moins de puissance de perte dans le transistor T4 que dans une diode D3, étant donné que la chute de tension sur la résistance d'enclenchement d'un MOSFet (T4) est plus faible que la tension du flux d'une diode (D3) ; il n'est pas nécessaire d'avoir d'autres composants, étant donné que le circuit d'activation du transistor T3 peut également être utilisé pour l'activation du transistor T4; le circuit est moins coûteux, étant donné que la diode D3 chère est remplacée par un MOS-Fet T4 plus avantageux; le circuit est moins coûteux, étant donné qu'un concept plus simple d'abaissement de température peut être utilisé ; - le circuit est moins coûteux, étant donné que les MOS-Fet T3 et T4 peuvent être du même type, ce qui apporte des avantages de fabrication lors de l'équipement (concept de pièce identique). 14 REVENDICATIONS 1. Dispositif pour la réduction de puissance lors de l'exploitation d'une charge inductive (L1), dont le premier branchement est relié au branchement de source d'un premier transistor (T1), dont le branchement de drain est relié au pôle plus d'une source de tension (V+) avec une tension d'alimentation élevée par rapport à une tension de bord (Vbat), et dont le second branchement est relié au branchement de drain d'un second transistor (T2), dont le branchement de source est relié au potentiel de référence (GND) - le pôle moins de la source de tension (V+) -, une diode de roue libre (Dl) véhiculant du courant depuis le potentiel de référence (GND) en direction du premier branchement de la charge inductive (L1) étant prévue, une diode de récupération (D2) véhiculant du courant depuis le second branchement de la charge inductive (L1) en direction du pôle plus de la source de tension (V+) étant prévue, un circuit en série de la source de tension de bord (Vbat) et d'un troisième transistor (T3) étant disposé entre le potentiel de référence (GND) et le premier 25 branchement de la charge inductive (L1), et le pôle moins de la source de tension de bord (Vbat) étant situé sur le potentiel de référence (GND) et le pôle plus étant relié au branchement de drain du troisième transistor (T3), caractérisé en ce que un quatrième transistor (T4) est inséré entre le troisième transistor (T3) et le premier branchement de la charge (L1) inductive, dont le branchement de source est relié au branchement de source du troisième transistor (T3), dont le branchement de drain est relié au pôle plus de la source de tension de bord (Vbat) et dont le branchement de porte est relié au branchement de porte du troisième transistor (T3). 2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que tous les transistors (Tl à T4) sont du type "MOS-Fet 10 de puissance". 3. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que, dans le cas d'une tension élevée sur la charge (L1) (transistor Ti conducteur, transistors T3 et T4 non- conducteurs), la diode de substrat du quatrième transistor (T4) empêche un flux de courant depuis la source d'alimentation (V+) vers la source de tension de bord (Vbat), et en ce que, avec une faible tension sur la charge (L1) (transistors Tl, T3 et T4 non-conducteurs), la diode de substrat du troisième transistor (T3) empêche un flux de courant depuis la source de tension de bord (Vbat) vers la charge (L1) . 4. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en que le premier transistor (Ti) ne peut être commandé dans l'état passant que lorsque le second et le troisième transistors (T3 et T4) ne sont pas conducteurs, et en ce que le second et le troisième transistors (T3 et T4) ne peuvent être commandés dans l'état passant que si le premier transistor (Ti) n'est pas conducteur.