Brevet FR2888699A1 — publié le 20070119

DISPOSITIF DE CODAGE/DECODAGE HIERARCHIQUE La présente invention concerne un système de codage/décodage audio hiérarchique. Elle concerne également un codeur et un décodeur audio hiérarchiques. L'invention trouve une application particulièrement avantageuse dans le domaine de la transmission de signaux de parole et/ou audio sur des réseaux de paquets, de type voix sur IP. Plus spécialement, l'invention permet, dans ce contexte, de fournir une qualité modulable allant d'une bande téléphonique à une bande élargie, ceci en fonction de la capacité en débit de la transmission et tout en garantissant l'interopérabilité avec un coeur existant en bande io téléphonique. De nombreuses techniques existent aujourd'hui pour convertir un signal audio-fréquences (parole et/ou audio) sous la forme d'un signal numérique et traiter les signaux ainsi numérisés. Les méthodes classiques de codage audio de bonne qualité sont en général classifiées en codage de forme d'onde , codage paramétrique par analyse par synthèse et codage perceptuel en sous-bandes ou par transformée . La première catégorie inclut des techniques de quantification avec ou sans mémoire comme le codage MIC ou MICDA (PCM ou ADPCM en anglais). La deuxième catégorie inclut les techniques qui représentent le signal à l'aide d'un modèle, en général linéaire prédictif, mais dont les paramètres sont déterminés à l'aide de méthodes issues du codage de forme d'onde. Pour cette raison, cette catégorie est souvent qualifiée de codage hybride. A titre d'exemple le codage CELP ( Code Excited Linear Prediction ) appartient à cette seconde catégorie. En codage CELP, le signal d'entrée est codé à l'aide d'un modèle source-filtre inspiré du processus de production de la parole. Les paramètres transmis représentent séparément la source (aussi appelée excitation ) et le filtre. Le filtre est en général un filtre tout-pôle. Les notions de base sur le codage des signaux audio-fréquences et plus particulièrement du codage CELP et de la quantification sont exposées notamment dans les ouvrages suivants: WB. Kleijn and K.K. Paliwal editors, Speech Coding and Synthesis, Elsevier, 1995, et Nicolas Moreau, Techniques de compression des signaux, Collection Technique et Scientifique des Télécommunications, Masson, 1995. La troisième catégorie inclut des techniques de codage telles que MPEG 1 et 2 Layer III, plus connue sous le nom de MP3, ou encore MPEG 4 AAC. io Le système G.729 recommandé à l'UIT-T est un exemple de codage CELP conçu pour des signaux de parole en bande téléphonique (300-3400 Hz) échantillonnés à 8 kHz. Il opère à un débit fixe de 8 kbit/s avec des trames de 10 ms. Son fonctionnement détaillé est spécifié dans la recommandation ITU-T G.729, Coding of Speech at 8 kbit/s using Conjugate Structure Algebraic Code Excited Linear Prediction (CS-ACELP), March 1996. Un schéma simplifié des codeur et décodeur associés est donné aux figures 1(a), 1(b) et 1(c). La figure 1(c) montre comment le décodeur G.729 reconstruit le signal de parole à partir des données fournies par le démultiplexeur (112). L'excitation est reconstituée par sous-trames de 5 ms en ajoutant deux contributions: - un code innovateur (113), d'une longueur de 5 ms, constitué de 4 impulsions 1 mises à l'échelle par un gain gc (114 et 118) et de zéros, - un bloc de 5 ms pris dans le passé de l'excitation et décalé par un retard fractionnaire (spécifié par les paramètres de période fondamentale ou pitch TO, TO_frac) (115 et 116), mis à l'échelle par un gain gp (117 et 118). L'excitation ainsi décodée est mise en forme par un filtre de synthèse LPC ( Linear Predictive Coding ) 1/A(z) (120) d'ordre 10, dont les coefficients sont décodés (119) dans le domaine des paires de raies spectrales LSF ( Line Spectrum Frequency ) et interpolés par sous-trame de 5 ms. Afin d'améliorer la qualité et masquer certains artefacts de codage, le signal reconstruit est ensuite traité par un post-filtre adaptatif (121) et un filtre passe-haut de post-traitement (122). Le décodeur de la figure 1(c) s'appuie donc sur le modèle source-filtre pour synthétiser le signal. Les paramètres associés à ce modèle sont listés dans le tableau de la figure 2 en distinguant ceux décrivant l'excitation et ceux qui décrivent le filtre. La figure 1(a) représente un schéma très haut niveau du codeur G.729. Elle fait ainsi ressortir le filtrage passe-haut de pré-traitement (101), l'analyse et la quantification LPC (102), le codage de l'excitation (103) et le multiplexage des paramètres codés (104). Les blocs de prétraitement et d'analyse et quantification LPC du codeur G.729 ne sont pas discutés ici; on peut se référer à la recommandation UIT-T précitée pour plus de détails. Le fonctionnement du codage de l'excitation est schématisé à la figure 1(b). Celle-ci montre io comment sont déterminés et quantifiés les paramètres de l'excitation listés à la figure 2. L'excitation est codée en 3 étapes: - détermination du retard de pitch (106) et estimation du gain de pitch (107), - détermination des paramètres du code innovateur dans le dictionnaire ACELP (positions et signes des 4 impulsions (108)) et estimation du gain (109), - codage conjoint des gains de pitch et de code. La détermination des paramètres de l'excitation est réalisée en minimisant l'erreur quadratique (111) entre la cible CELP (105) et l'excitation filtrée par W(z)/Â(z) (110). Ce processus d'analyse par synthèse est détaillé dans la recommandation UIT-T mentionnée plus haut. En pratique la complexité du codeur/décodeur (codec) G.729 est relativement élevée (aux alentours de 18 WMOPS ( Weighted Million Operations Per Second )). Pour répondre aux besoins des applications telles que la transmission simultanée de voix et de données sur modem DSVD ( Digital Simultaneous Voice and Data ), un système interopérable mais de complexité moindre (environ 9 WMOPS) a aussi été recommandé à l'UIT-T: le codec G.729A. Ce dernier est décrit et comparé au G.729 dans R. Salami et al., Description of ITU-T Recommandation G.729 Annex A: Reduced complexity 8 kbit/s CS-ACELP codec, ICASSP 1997. Parmi les différences notables entre G.729 et G.729A, celle qui permet le plus de réduire la complexité du G.729 concerne la recherche dans le dictionnaire ACELP: dans le codeur G.729A une recherche en profondeur d'abord des 4 impulsions signées remplace la recherche par boucles imbriquées utilisée dans le codeur G.729. De part sa faible complexité, le codec G.729A est maintenant très répandu dans les applications de voix sur IP ou ATM en bande téléphonique (300 -3400 Hz). Avec le développement de fibres optiques et de réseaux large bande comme l'ADSL, il est désormais envisageable de déployer de nouveaux services tels que des communications bi-directionnelles de bien meilleure qualité que les systèmes classiques en bande téléphonique. Une étape dans ce sens consiste à fournir une qualité en "bande élargie", c'est-à-dire en io considérant des signaux audio-fréquences échantillonnés à 16 kHz et restreints à une bande utile de 50-7000 Hz. La qualité obtenue est alors similaire à celle de la radio AM. Le choix d'un codec pour déployer la qualité "bande élargie" à la place de la qualité "bande étroite" doit tenir compte de plusieurs questions importantes: - L'infrastructure des réseaux IP actuels et des points de connexion (modems téléphoniques, ADSL, LAN, WiFi, etc.) est fortement hétérogène en terme de débit, de qualité de service caractérisée par la gigue, le taux de pertes de paquets, etc. - Les terminaux reproduisant les sons (téléphone, PC ou autres) diffèrent parfois en termes de fréquence d'échantillonnage et du nombre de canaux audio. Il est parfois difficile de connaître à l'avance au niveau du codeur la capacité réelle des terminaux. - De nombreux standards de codage des signaux audio-fréquences (dont les codecs G.729 et G.729A) sont déjà déployés dans les réseaux. Le transcodage entre les différents formats associés est souvent nécessaire (dans les passerelles ou routeurs par exemple), bien que celui-ci implique en général une perte de qualité et une complexité non négligeable. L'approche connue sous le nom de codage hiérarchique est la solution technique la plus adaptée pour tenir compte de toutes ces contraintes. Contrairement au codage conventionnel, tel que le codage G.729 ou G.729A, générant un flux binaire à débit fixe, le codage hiérarchique consiste à générer un flux binaire dont on peut décoder tout ou partie. D'une manière générale, le codage hiérarchique comprend une couche de coeur et une ou plusieurs couches d'amélioration. La couche de coeur est générée par un codec à bas débit fixe, qualifié de coeur , garantissant la qualité minimale du codage. Cette couche doit être reçue par le décodeur pour maintenir un niveau de qualité acceptable. Les couches d'amélioration servent à améliorer la qualité. Il peut cependant se produire qu'elles ne soient pas toutes reçues par le décodeur du fait de défauts dans la transmission, par exemple dans le cas de congestion d'un réseau IP. Cette technique offre donc une grande flexibilité dans le choix du débit io et de la qualité de reconstruction. Le codeur fonctionne toujours en supposant que le débit est maximal. Cependant, à n'importe quel endroit de la chaîne de communication, le débit peut être adapté en tronquant simplement le flux binaire. Le codage hiérarchique permet de plus de déployer la qualité en bande élargie progressivement, en s'appuyant sur un standard de type codage CELP en bande téléphonique (comme les standards UIT-T G.729 ou G.729A). Parmi les différentes approches de codage hiérarchique construit à partir d'un codeur coeur CELP, on peut citer les quatre techniques suivantes: le codage CELP hiérarchique avec enrichissement d'excitation décrit dans l'article de R.D. De lacovo, D. Sereno, Embedded CELP coding for variablerate between 6.4 and 9.6 kbit/s, ICASSP 1991, - l'extension de bande avec transmission d'information auxiliaire décrit dans l'article de J.-M. Valin et al., Bandwidth Extension of Narrowband Speech for Low Bit-Rate Wideband Coding, Proc. IEEE Speech Coding Workshop (SCW), 2000, pp. 130- 132. - dans l'article de S.K. Jung, K-T. Kim, H-G. Kang, A bit/rate band scalable speech coder based on ITU-T G. 723.1 standard, ICASSP 2004, un codec hiérarchique est construit à partir d'un codeur G.723.1 et avec deux couches d'amélioration, la première étant du type CELP en cascade en bande téléphonique, la seconde étant un codage par transformée dans la bande haute obtenue par filtrage QMF ( Quadrature Mirror Filter ), - dans l'article de H. Taddéi et al. A scalable Three Bitrate (8, 14.2 and 24 kbit/s) Audio Coder, 107th Convention AES 1999, le codage utilise un codeur coeur G.729 à 8 kbit/s, une couche intermédiaire d'amélioration en bande téléphonique pour aller à 14,2 kbit/s, suivie d'une couche d'amélioration en bande élargie par codage par transformée pour arriver à 24 kbit/s. La différence entre le concept de codage CELP hiérarchique par enrichissement d'excitation et le codage présenté à la figure 1(b) tient à l'addition d'un dictionnaire innovateur pour mieux représenter la cible CELP. Cette approche de codage est en fait similaire à une quantification multiétages réalisée dans le domaine de la cible CELP (ou domaine pondéré "perceptuellement"). Ce dictionnaire additionnel permet d'enrichir, ou améliorer, l'excitation décodée, car il s'ajoute en fait au niveau du décodeur à io la contribution cumulée des 2 dictionnaires adaptatif et fixe du décodage CELP conventionnel de la figure 1(c). Ce principe d'enrichissement d'excitation CELP peut aussi être varié pour inclure un dictionnaire adaptatif supplémentaire ou encore plusieurs dictionnaires innovateurs. Le système d'extension de bande proposé dans l'article précité de J.-M. Valin est schématisé à la figure 3. Un signal en bande téléphonique (3003400 Hz) est étendu à la bande élargie 0-8000 Hz en ajoutant (31) trois contributions: - une bande basse régénérée par le bloc (32), - le signal en bande téléphonique par exemple codé par le système G.729 (40) et rééchantillonné par le bloc (33) à 16 kHz, - une bande haute construite à l'aide des blocs (34) à (39). On remarquera plus particulièrement dans ce schéma l'extension de la bande haute, qui est fondée sur le modèle source-filtre . Celle-ci commence par une analyse LPC en bande étroite (34) qui détermine les coefficients du filtre de prédiction ANB(z) (36). Le résultat de cette analyse LPC est également utilisé par le bloc d'extension de l'enveloppe LPC (35) pour déterminer les coefficients d'un filtre de synthèse LPC pleine bande 1/BWB(z) (38). L'extension d'enveloppe peut être réalisée, par exemple par des techniques de "codebook mapping", sans transmission d'information auxiliaire ou bien avec information explicite requérant une transmission par quantification à un faible débit additionnel. En parallèle, le signal résiduel (ou excitation) LPC en bande étroite est calculé par le bloc (36). L'excitation résultante échantillonnée à 8 kHz est étendue à la fréquence d'échantillonnage de 16 kHz par le bloc (37). Cette opération peut être réalisée dans le domaine de l'excitation en employant une non-linéarité, un sur-échantillonnage et un filtrage, afin d'étendre la structure harmonique et de blanchir l'excitation pleine bande. L'excitation étendue est ensuite mise en forme par le filtre de synthèse pleine bande 1/BWB(z) (38) et le résultat est limité par le filtrage passe-haut (39) à la bande 3400-8000 Hz. L'ensemble des techniques connues de l'art antérieur soulève cependant les problèmes suivants: - parole en bande élargie dégradée par certains artefacts, tels que le repliement fréquentiel dû à l'emploi d'un banc de filtres QMF, io - musique mal codée par les modèles liés au processus de production de la parole, - granularité forte en débit, -qualité dégradée par la présence de pré-écho dans la couche d'amélioration utilisant un codage par transformée, - retard et complexité. Par ailleurs, certains problèmes fondamentaux ne sont que rarement abordés dans l'art antérieur: la non-linéarité de phase des pré- et posttraitement n'est que rarement prise en compte. Or, les couches d'amélioration reposant sur le codage d'un signal différence entre original (pré-traité ou non) et synthèse de la couche inférieure ont des performances très dégradées si la non-linéarité de phase (ou de retard de groupe) des filtres de pré- et post-traitement n'est pas compensée ou éliminée. Aussi, l'invention a pour but de remédier aux différents problèmes énoncés plus haut en proposant un système de codage/décodage audio hiérarchique, comprenant, au moins, une couche coeur à codage paramétrique par analyse par synthèse dans une première bande de fréquence, une couche d'extension de bande destinée à élargir ladite première bande de fréquence en une deuxième bande de fréquence, dite bande étendue, remarquable en ce que ledit système comprend également une couche d'amélioration dans la bande étendue, basée sur un codage par transformée utilisant un paramètre spectral issu de ladite couche d'extension de bande. Il convient de souligner ici que le terme de bande élargie utilisé dans ce mémoire correspond à un cas particulier de la notion générale de bande étendue . On entend par bande élargie une bande de fréquence résultant de l'extension d'une première bande, la bande téléphonique entre 300 et 3400 Hz, à une deuxième bande, la bande élargie, entre 50 et 7000 Hz. Selon un mode de réalisation avantageux, ledit système comprend également une couche d'amélioration dans ladite première bande de fréquence. Dans un premier mode de réalisation du système de codage/décodage conforme à l'invention, ledit paramètre spectral est un filtre de prédiction linéaire en bande étendue. io Dans un deuxième mode de réalisation du système de codage/décodage conforme à l'invention, ledit paramètre spectral est une enveloppe spectrale correspondant à l'énergie par sous-bandes du signal. L'invention prévoit également que ledit codage paramétrique par analyse par synthèse est un codage CELP. En particulier, ledit codage CELP est un codage G.729 ou un codage G.729A. Ainsi, comme on le verra plus loin en détail, le système de codage/décodage proposé par l'invention constitue un système de codage hiérarchique apte à fonctionner par exemple à des débits de 8 et 12 kbit/s et à tous les débits entre 14 et 32 kbit/s. En réponse aux problèmes soulevés par l'art antérieur, le système de codage/décodage selon l'invention permet d'obtenir que: - la parole synthétisée en bande élargie n'ait pas de pré-écho et aucun artefact de type repliement fréquentiel n'est présent, - la musique soit bien codée à débit suffisamment élevé (entre 24 et 32 kbit/s), - la granularité en débit soit très fine (au bit près) entre 14 et 32 kbit/s. L'invention concerne également un procédé pour la mise en oeuvre du système de codage/décodage selon l'invention, comprenant les étapes suivantes: - codage d'un signal original dans ladite première bande de fréquence, - codage du signal original dans une extension de la première bande de fréquence, utilisant un filtre de prédiction linéaire, - calcul d'un signal résiduel à partir du signal original et des signaux issus des opérations de codage précédentes, remarquable en ce que ledit procédé comprend également une étape de production d'une couche d'amélioration utilisant un codage prédictif par transformée dudit signal résiduel, ledit codage prédictif par transformée utilisant ledit filtre de prédiction linéaire en bande étendue. L'invention concerne en outre un procédé pour la mise en oeuvre du système de codage/décodage selon l'invention, comprenant les étapes suivantes: io - codage d'un signal original dans ladite première bande de fréquence, codage du signal original dans une extension de la première bande de fréquence, utilisant une enveloppe spectrale dudit signal original, calcul d'un signal résiduel à partir du signal original et des signaux issus des opérations de codage précédentes, remarquable en ce que ledit procédé comprend également une étape de production d'une couche d'amélioration utilisant un codage par transformée, ledit codage par transformée utilisant l'enveloppe spectrale de la couche d'extension de bande. Par ailleurs, l'invention concerne un premier codeur audio hiérarchique, comprenant: - un codeur coeur à codage paramétrique par analyse par synthèse, destiné à coder un signal original dans une première bande de fréquence, - un étage de codage dans une extension de la première bande de fréquence, comprenant un filtre de prédiction linéaire en bande étendue, un étage de calcul d'un signal résiduel à partir du signal original et des signaux issus des étages de codage précédents, remarquable en ce que ledit codeur comprend également un étage d'amélioration en bande étendue par codage prédictif par transformée dudit signal résiduel, utilisant ledit filtre de prédiction linéaire en bande étendue. De même, l'invention concerne un deuxième codeur audio hiérarchique, comprenant: - un codeur coeur à codage paramétrique par analyse par synthèse, destiné à coder un signal original dans une première bande de fréquence, l0 - un étage de codage dans une extension de la première bande de fréquence, utilisant une enveloppe spectrale dudit signal original, un étage de calcul d'un signal résiduel à partir du signal original et des signaux issus des étages de codage précédents, remarquable en ce que ledit codeur comprend également un étage d'amélioration en bande étendue par codage par transformée, utilisant l'enveloppe spectrale de la couche d'extension de bande. Enfin, l'invention concerne également un décodeur audio hiérarchique, comprenant: io - un décodeur coeur à codage paramétrique par analyse par synthèse destiné à décoder dans une première bande de fréquence un signal reçu codé par ledit premier codeur, - un étage de décodage dans une extension de la première bande de fréquence, comprenant un filtre de prédiction linéaire en bande étendue, remarquable en ce que ledit décodeur comprend également un étage d'amélioration en bande étendue par décodage prédictif par transformée, utilisant ledit filtre de prédiction linéaire en bande étendue. L'invention concerne encore un décodeur audio hiérarchique, comprenant: un décodeur coeur à codage paramétrique par analyse par synthèse destiné à décoder dans une première bande de fréquence un signal reçu codé par ledit deuxième codeur, - un étage de décodage dans une extension de la première bande de fréquence, utilisant une enveloppe spectrale dudit signal reçu, remarquable en ce que ledit décodeur comprend également un étage d'amélioration en bande étendue par décodage par transformée, utilisant l'enveloppe spectrale de la couche d'extension de bande. La description qui va suivre en regard des dessins annexés, donnés à titre d'exemples non limitatifs, fera bien comprendre en quoi consiste l'invention et comment elle peut être réalisée. La figure 4(a) est un schéma des trois premiers étages d'un codeur selon la présente invention. La figure 4(b) est un schéma du quatrième étage de codage du codeur de la figure 4(a). La figure 5 est un tableau des coefficients du filtre passe-bas utilisé dans la présente invention. La figure 6 est un tableau des coefficients du filtre passe-haut utilisé pour générer un signal d'amélioration en bande élargie, conformément à l'invention. La figure 7 est un tableau spécifiant la découpe en sous-bandes des spectres MDCT, conformément à l'invention. io La figure 8 est un tableau donnant le nombre de bits alloués pour chaque trame à chacun des paramètres d'un codeur et d'un décodeur selon la présente invention. La figure 9 représente la structure du train binaire associé à la présente invention. La figure 10(a) est un schéma général du décodeur en quatre couches de la présente invention. La figure 10(b) est un schéma de détail de l'étage de décodage prédictif par transformée du décodeur de la figure 10(a). L'ensemble des figures 4(a) à 10(b) décrit un système de codage/décodage hiérarchique constitué d'un codeur et d'un décodeur qui vont maintenant être décrits successivement. On rappelle d'abord que dans la suite de cette description le terme de bande élargie fait référence au cas particulier d'une bande téléphonique 300-3400 Hz étendue au domaine 50-7000 Hz La figure 4(a) donne un schéma bloc du codeur. Un signal audio original de bande utile entre 50 et 7000 Hz et échantillonné à 16 kHz est découpé en trame de 320 échantillons, soit 20 ms. Un filtrage passe-haut 601 de fréquence de coupure 50Hz est appliqué au signal d'entrée. Le signal obtenu, appelé SWB, est réutilisé dans plusieurs branches du codeur et correspond au signal réellement codé. Tout d'abord, dans une première branche, un filtrage passe-bas (dont les coefficients sont fournis dans le tableau de la figure 5) et un souséchantillonnage par deux 602 sont appliqués à SWB. Cela permet d'obtenir un signal en bande téléphonique SLB échantillonné à 8 kHz. Ce signal est traité par le codeur coeur 603, codage de type CELP G.729A+, par exemple. On précise que le codeur G.729A+ correspond ici au codeur G.729 sans prétraitement de filtrage passe-haut, et pour lequel la recherche dans le dictionnaire ACELP a été remplacée par celle du G.729A comme décrit précédemment. Des variantes de ce mode de réalisation pourront utiliser des codeurs G.729A, G.729 ou d'autres codeurs de type CELP avec ou sans pré-traitement. Ce codage donne le coeur du train binaire avec un débit de 8 kbit/s dans le cas du codeur G.729A+. io Ensuite, une première couche d'amélioration introduit un deuxième étage 603 de codage CELP. Ce deuxième étage consiste en un code innovateur constitué de quatre impulsions en 1 supplémentaires pour une sous-trame de 5 ms (dictionnaire équivalent à celui du G.729A), ces impulsions sont mises à l'échelle par un gain gente. Le principe de cet étage d'amélioration a déjà été décrit plus haut en référence à l'article de R.D. De lacovo. Ce dictionnaire effectue un enrichissement de l'excitation CELP et offre une amélioration de qualité, particulièrement sur les sons non voisés. Le débit de ce deuxième étage de codage est de 4 kbit/s et les paramètres associés sont les positions et les signes des impulsions et le gain associé pour chaque sous-trame de 40 échantillons (5 ms à 8 kHz). Dans une variante de ce mode de réalisation, cet étage de codage utilise d'autres modes d'amélioration, par exemple ceux décrits dans l'article de De lacovo précédemment cité. Les décodages du codeur coeur et de la première couche d'amélioration sont réalisés pour obtenir le signal de synthèse en bande téléphonique à 12 kbit/s. Il est important de noter que les post-filtrage adaptatif et post-traitement (filtrage passe-haut) du codeur coeur sont désactivés afin de prendre en compte le déphasage non-linéaire de ces opérations; la différence entre le signal original pré-traité et la synthèse à 8 et 12 kbit/s est donc minimisée. Un sur-échantillonnage et un filtrage passebas 604 permettent d'obtenir la version échantillonnée à 16 kHz des deux premiers étages du codeur. La deuxième couche d'amélioration permet de passer en bande élargie. Le signal d'entrée SWB peut être filtré par un filtre de pré-emphase 605 avec p=0,68. Ce filtre permet de mieux représenter les hautes fréquences à partir du filtre de prédiction linéaire en bande élargie. Pour compenser l'effet du filtre de pré-emphase, un filtre de dé-emphase dual 606 est alors utilisé à la synthèse. Dans un mode de réalisation préféré, aucun filtre de pré-emphase et de dé-emphase ne sont intégrés à la structure de codage et de décodage. L'étape suivante consiste à calculer et à quantifier le filtre de prédiction linéaire 607 en bande élargie. L'ordre du filtre de prédiction linéaire est de 18, mais dans une variante de ce mode de réalisation, un autre ordre de prédiction, par exemple plus faible (16), est choisi. Le filtre de prédiction linéaire peut être calculé par la méthode de l'autocorrélation et l'algorithme de Levinson-Durbin. Ce filtre de prédiction linéaire Â' (z) en bande élargie est quantifié en utilisant une prédiction de ces coefficients éventuellement à partir du filtre Â"B(z) issu du codeur coeur 603 en bande téléphonique. Les coefficients peuvent ensuite être quantifiés en utilisant par exemple une quantification vectorielle multi-étages et en utilisant les paramètres LSF déquantifiés du codeur coeur en bande téléphonique, comme décrit dans l'article de H. Ehara, T. Morii, M. Oshikiri et K. Yoshida, Predictive VQ for bandwidth scalable LSP quantization, ICASSP 2005. L'excitation en bande élargie 608 est obtenue à partir des paramètres de l'excitation en bande téléphonique du codeur coeur: le retard de pitch , le gain associé ainsi que les excitations algébriques du codeur coeur et de la première couche d'enrichissement de l'excitation CELP et les gains associés. Cette excitation est générée en utilisant une version suréchantillonnée des paramètres de l'excitation des étages en bande téléphonique. Dans une variante de ce mode de réalisation, l'excitationest calculée à partir du retard de pitch et du gain associé, ces paramètres étant utilisés pour générer une excitation harmonique à partir d'un bruit blanc. Dans cette variante, l'excitation du dictionnaire algébrique est remplacée par un bruit blanc. Cette excitation en bande élargie est ensuite filtrée par le filtre de synthèse 609 calculé précédemment. Dans le cas où une pré-emphase a été appliquée au signal d'entrée, on applique le filtre de dé-emphase 606 sur le signal de sortie du filtre de synthèse. Le signal obtenu est un signal en bande élargie qui n'est pas ajusté en énergie. Pour le calcul du gain permettant la mise à niveau de l'énergie de la bande haute (3400-7000 Hz), un filtrage passe-haut 611 (dont les coefficients sont donnés dans le tableau de la figure 6) est appliqué au signal de synthèse en bande élargie. Parallèlement, le même filtre passe-haut 612 est appliqué au signal d'erreur correspondant à la différence entre le signal original retardé 610 et le signal de synthèse des deux étages précédents. Ces deux signaux sont ensuite utilisés pour le calcul du gain à appliquer au signal de synthèse de la bande haute. Ce gain est calculé par un rapport d'énergie entre les deux signaux. Le gain gwB 611 est ensuite appliqué au signal S14uB par sous trame de 80 échantillons (5 ms à 16 kHz). Le signal ainsi obtenu est ajouté au signal de synthèse de l'étage précédent pour créer le signal en bande élargie correspondant au débit de 14 kbit/s. La suite du codage est effectuée dans le domaine fréquentiel en utilisant un schéma de codage prédictif par transformée. La figure 4(b) décrit cette partie du codeur. Les signaux d'entrée retardé 614 et de synthèse à 14 kbit/s 615 sont filtrés respectivement par un filtre de pondération perceptuelle, 616 et 617, de type AWB(z/y)*(1-pz), avec typiquement y=0, 92 et p=0,68. Ces signaux sont ensuite encodés par le schéma de codage par transformée. Une transformée en cosinus discrète modifiée (ou MDCT en anglais) est appliquée: d'une part, sur des blocs de 640 échantillons du signal d'entrée pondéré 618 avec un recouvrement de 50% (rafraîchissement de l'analyse MDCT toutes les 20 ms), d'autre part, sur le signal de synthèse pondéré 619 issu de l'étage précédent d'extension de bande à 14 kbit/s (même longueur de bloc et même taux de recouvrement). Le spectre MDCT à encoder 620 correspond à la différence entre le signal d'entrée pondéré et le signal de synthèse à 14 kbit/s pour la bande de 0 à 3400 Hz, et au signal d'entrée pondéré de 3400 Hz à 7000 Hz. On limite le spectre à 7000 Hz en mettant à zéro les 40 derniers coefficients (seuls les 280 premiers coefficients sont codés). Le spectre est divisé en 18 bandes: une bande de 8 coefficients et 17 bandes de 16 coefficients comme décrit dans le tableau de la figure 7. Une variante de ce mode de réalisation utilise 20 bandes de largeurs égales (14 coefficients). Pour chaque bande du spectre, l'énergie des coefficients MDCT est calculée (facteurs d'échelle). Les 18 facteurs d'échelle constituent l'enveloppe spectrale du signal pondéré qui est ensuite quantifiée, codée et transmise dans la trame. Les facteurs d'échelle de la bande haute (3400-7000 Hz) sont transmis avant ceux de la bande basse (0-3400 Hz), comme le montre le format du train binaire à la figure 9. L'allocation dynamique des bits se base sur l'énergie des bandes du spectre à partir de la version déquantifiée de l'enveloppe spectrale. Ceci permet d'avoir une compatibilité entre l'allocation binaire du codeur et du décodeur. L'allocation de bits dans le module TDAC ( Time Domain Aliasing Cancellation ) 620 se réalise en deux phases. D'abord, un premier calcul du nombre de bits à allouer à chaque bande est effectué ; chacune des valeurs obtenues est arrondie au débit du dictionnaire disponible le plus proche. Si le débit total alloué n'est pas exactement égal à celui disponible, une seconde phase est utilisée pour réaliser le réajustement. Cette étape se fait par une procédure itérative basée sur un critère énergétique qui ajoute ou retire des bits aux bandes comme décrit dans l'article de Y. Mahieux et J.P. Petit, Transform coding of audio signais at 64 kbit/s, IEEE GLOBECOM 1990. Ainsi, si le nombre total de bits distribués est inférieur à celui disponible, l'ajout de bits se fait aux bandes où l'amélioration perceptuelle est la plus importante (énergie plus importante). Dans le cas contraire où le nombre total de bits distribués est supérieur à celui disponible, l'extraction de bits sur les bandes se fait de manière duale. Les coefficients MDCT normalisés (structure fine) dans chaque bande sont ensuite quantifiés par des quantificateurs vectoriels utilisant des dictionnaires imbriqués en taille et en résolution, les dictionnaires étant composés d'une union de codes à permutation tels que décrits dans la demande internationale WO/0400219. Finalement, les informations sur le codeur coeur, l'étage d'enrichissement CELP en bande téléphonique, l'étage CELP en bande élargie et enfin l'enveloppe spectrale et les coefficients normalisés codés sont multiplexés et transmis en trame. Le nombre de bits alloué à chacun des paramètres du codeur et décodeur est spécifié dans le tableau de la figure 8. La structure de la trame du train binaire est décrite à la figure 9. La structure du décodeur va maintenant être décrite en regard des figures 10(a) et 10(b). Le module 701 effectue le démultiplexage des paramètres contenus dans le train binaire. Il existe plusieurs cas de décodage en fonction du nombre de bits reçus pour une trame, les trois premiers cas sont décrits à partir de la figure 10(a) et le dernier cas à partir de la figure 10(b) : 1- Le premier concerne la réception du nombre de bits minimum par le décodeur. Dans ce cas, seul le premier étage est décodé. Donc, seul le train binaire relatif au décodeur coeur 702 de type CELP (G.729A+) est reçu et décodé. Cette synthèse peut être traitée par le post-filtre adaptatif et le post-traitement du décodeur G.729. Ce signal est sur- échantillonné et filtré pour produire un signal échantillonné à 16 kHz (703). 2- Le deuxième cas concerne la réception du nombre de bits relatif aux premiers et deuxièmes étages de décodage. Dans ce cas, le décodeur de coeur ainsi que le premier étage d'enrichissement de l'excitation CELP sont décodés. Cette synthèse peut être traitée par le post-filtre adaptatif et le post- traitement du décodeur G.729. Ce signal est ensuite sur-échantillonné et filtré pour produire un signal échantillonné à 16 kHz (703). 3- Le troisième cas correspond à la réception du nombre de bits relatifs aux trois premiers étages de décodage. Dans ce cas, les deux premiers étages de décodage sont tout d'abord réalisés comme dans le cas 2, puis le module d'extension de bande génère un signal échantillonné à 16 kHz après décodage des paramètres des paires de raies spectrales (WB-LSF) en bande élargie (704) ainsi que des gains associés à l'excitation. L'excitation en bande élargie est générée à partir des paramètres du codeur coeur et du premier étage d'enrichissement de l'excitation CELP 705. Cette excitation est ensuite filtrée par le filtre de synthèse 706 et éventuellement par le filtre de dé-emphase 707 dans le cas où un filtre de pré-emphase a été utilisé au codeur. On applique un filtre passe-haut 708 au signal obtenu et on adapte l'énergie du signal d'extension de bande à l'aide des gains associés (709) toutes les 5 ms. Ce signal est ensuite ajouté au signal en bande téléphonique échantillonné à 16 kHz obtenu à partir des deux premiers étages de décodage. Dans le but d'obtenir un signal limité à 7000 Hz, ce signal est filtré dans le domaine transformé par mise à 0 des 40 derniers coefficients MDCT avant le passage par la transformée MDCT inverse 713 et le filtre de synthèse pondéré 714. 4- Ce dernier cas correspond au décodage du dernier étage du décodeur (figure 10(b)). Ce dernier étage est constitué d'un décodeur prédictif par transformée. L'étape 3 décrite précédemment est tout d'abord réalisée. Puis, en fonction du nombre de bits supplémentaires reçus, le schéma de décodage est adapté : - Dans le cas où le nombre de bits ne correspond qu'à une partie ou à la totalité de l'enveloppe spectrale 715, mais que la structure fine n'est pas io reçue (721), L'enveloppe spectrale partielle ou complète est utilisée pour ajuster l'énergie des bandes de coefficients MDCT (722) entre 3400 Hz et 7000 Hz (720) correspondant au signal généré par l'étage d'extension de bande 711. Ce système permet d'obtenir une amélioration progressive de la qualité audio en fonction du nombre de bits reçu. - Dans le cas où le nombre de bits correspond à la totalité de l'enveloppe spectrale et à une partie ou à la totalité de la structure fine. L'allocation binaire est effectuée de la même manière qu'à l'encodeur 716. Dans les bandes où la structure fine est reçue, les coefficients MDCT décodés sont calculés à partir de l'enveloppe spectrale 715 et de la structure fine déquantifiées 717. Dans les bandes spectrales entre 3400 Hz et 7000 Hz où la structure fine n'a pas été reçue, la procédure du paragraphe précédent est utilisée, c'est à dire que les coefficients MDCT calculés sur le signal obtenu par l'extension de bande sont ajustés en énergie à partir de l'enveloppe spectrale reçue (722). Le spectre MDCT utilisé pour la synthèse est donc constitué : d'une part, du signal de synthèse des deux premiers étages de décodage ajouté au signal d'erreur décodé dans les bandes entre 0 et 3400 Hz (718 et 719); d'autre part, pour les bandes comprises entre 3400 Hz et 7000 Hz des coefficients MDCT décodés dans les bandes où la structure fine a été reçu et des coefficients MDCT de l'étage d'extension de bande ajustés en énergie pour les autres bandes spectrales (721 et 722). Une transformation MDCT inverse est ensuite appliquée aux coefficients MDCT décodés (713) et un filtrage par le filtre de synthèse pondéré (714) permet d'obtenir le signal de sortie. Dans une variante du mode de réalisation précédemment décrit, l'étage de codage/décodage prédictif par transformée fonctionnera entièrement sur le signal de différence entre le signal original et le signal de synthèse de l'étage d'extension de bande entre 0 et 7000 Hz. Dans une autre variante de ce mode de réalisation, l'extension de bande sera réalisé dans le domaine transformée à partir d'une enveloppe spectrale et d'un codage de la structure fine. Cette enveloppe spectrale peut être quantifiée par quantification vectorielle. Dans cette variante, l'étage d'amélioration en bande élargie utilise un codage par transformée de type lo TDAC comme décrit précédemment (sans filtrage de pondération). Ainsi, l'enveloppe spectrale transmise dans l'étage d'extension de bande sera réutilisée par la couche d'amélioration en bande élargie. Par ailleurs, dans un mode de réalisation alternatif, la première bande de fréquence codée pourrait correspondre à la bande élargie 50-7000 Hz et la seconde bande de fréquence codée pourrait être une bande FM (50-15000 z) ou hifi (20-24000 Hz) REVENDICATIONS 1. Système de codage/décodage audio hiérarchique, comprenant, au moins, une couche coeur à codage paramétrique par analyse par synthèse dans une première bande de fréquence, une couche d'extension de bande destinée à élargir ladite première bande de fréquence en une deuxième bande de fréquence, dite bande étendue, caractérisé en ce que ledit système comprend également une couche d'amélioration de la qualité du codage audio dans la bande étendue, basée sur un codage par transformée utilisant un paramètre spectral issu de ladite couche d'extension de bande. 2. Système de codage/décodage selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit système comprend également une couche d'amélioration dans ladite première bande de fréquence. 3. Système de codage/décodage selon l'une des revendications 1 ou 2, caractérisé en ce que ledit codage paramétrique par analyse par synthèse est un codage CELP. 4. Système de codage/décodage selon la revendication 3, caractérisé en ce que ledit codage CELP est un codage G.729 ou un codage G.729A. 5. Système de codage/décodage selon l'une des revendications 3 ou 4, caractérisé en ce que ledit codage est exempt de pré-traitement de type filtrage passe-haut. 6. Système de codage/décodage selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que ledit paramètre spectral est un filtre de prédiction linéaire en bande étendue. 7. Système de codage/décodage selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que ledit paramètre spectral est une enveloppe spectrale correspondant à l'énergie par sous-bandes du signal. 8. Procédé pour la mise en oeuvre du système de codage/décodage selon la revendication 6, comprenant les étapes suivantes: - codage d'un signal original dans ladite première bande de fréquence, - codage du signal original dans une extension de la première bande de fréquence, utilisant un filtre de prédiction linéaire, - calcul d'un signal résiduel à partir du signal original et des signaux issus des opérations de codage précédentes, caractérisé en ce que ledit procédé comprend également une étape de production d'une couche d'amélioration de la qualité du codage audio utilisant un codage prédictif par transformée, ledit codage prédictif par transformée dudit signal résiduel, utilisant ledit filtre de prédiction linéaire en bande étendue. io 9. Procédé pour la mise en oeuvre du système de codage/décodage selon la revendication 7, comprenant les étapes suivantes: - codage d'un signal original dans ladite première bande de fréquence, - codage du signal original dans une extension de la première bande de fréquence, utilisant une enveloppe spectrale dudit signal original, - calcul d'un signal résiduel à partir du signal original et des signaux issus des opérations de codage précédentes, caractérisé en ce que ledit procédé comprend également une étape de production d'une couche d'amélioration utilisant un codage par transformée dudit signal résiduel, ledit codage par transformée utilisant l'enveloppe spectrale de la couche d'extension de bande. 10. Procédé selon l'une des revendications 8 ou 9, caractérisé en ce que ledit signal résiduel est calculé dans le domaine transformé par la différence entre le signal original dans la bande étendue et un signal de synthèse dans la première bande. 11. Procédé selon la revendication 10, caractérisé en ce que ledit signal de synthèse dans la première bande est issu des opérations de codage précédentes dans lesquelles aucune opération de post-filtrage n'a été effectuée. 12. Procédé selon la revendication 10, caractérisé en ce que ledit procédé comprend une étape d'ajustement progressif de l'énergie dans des sous-bandes du spectre généré par codage par transformée. 13. Codeur audio hiérarchique, comprenant: - un codeur coeur (603) à codage paramétrique par analyse par synthèse, destiné à coder un signal original dans une première bande de fréquence, - un étage de codage dans une extension de la première bande de fréquence, comprenant un filtre (607) de prédiction linéaire en bande étendue, - un étage de calcul d'un signal résiduel à partir du signal original et des signaux issus des étages de codage précédents, caractérisé en ce que ledit codeur comprend également un étage d'amélioration de la qualité du codage audio en bande étendue par codage prédictif par transformée dudit signal résiduel, utilisant ledit filtre de prédiction linéaire en bande étendue. 14. Codeur selon la revendication 13, caractérisé en ce que ledit étage d'amélioration en bande étendue est de type codage prédictif par transformée, comprenant un filtre de pondération perceptuel suivi par un codage par transformée. 15. Codeur audio hiérarchique, comprenant: - un codeur coeur (603) à codage paramétrique par analyse par synthèse, destiné à coder un signal original dans une première bande de fréquence, - un étage de codage dans une extension de la première bande de fréquence, utilisant une enveloppe spectrale dudit signal original, - un étage de calcul d'un signal résiduel à partir du signal original et des signaux issus des étages de codage précédents, caractérisé en ce que ledit codeur comprend également un étage d'amélioration de la qualité du codage audio en bande étendue par codage par transformée, utilisant l'enveloppe spectrale de la couche d'extension de bande. 16. Codeur selon l'une quelconque des revendications 13 à 15, caractérisé en ce que ledit codeur coeur (603) comporte un étage d'amélioration dans ladite première bande de fréquence. 17. Codeur selon l'une quelconque des revendications 13 à 16, caractérisé en ce que ladite transformée est une transformée en cosinus discrète modifiée (MDCT). 18. Décodeur audio hiérarchique, comprenant: - un décodeur coeur (702) à codage paramétrique par analyse par synthèse destiné à décoder dans une première bande de fréquence un signal reçu codé par le codeur selon l'une des revendications 13, 14, 16 ou 17, -un étage de décodage dans une extension de la première bande de fréquence, comprenant un filtre de prédiction linéaire en bande étendue, caractérisé en ce que ledit décodeur comprend également un étage d'amélioration de la qualité du décodage audio en bande étendue par décodage prédictif par transformée, utilisant ledit filtre de prédiction linéaire en bande étendue. io 19. Décodeur audio hiérarchique, comprenant: - un décodeur coeur (702) à codage paramétrique par analyse par synthèse destiné à décoder dans une première bande de fréquence un signal reçu codé par le codeur selon l'une des revendications 15, 16 ou 17, - un étage de décodage dans une extension de la première bande de fréquence, utilisant une enveloppe spectrale dudit signal reçu, caractérisé en ce que ledit décodeur comprend également un étage d'amélioration de la qualité du décodage audio en bande étendue par décodage par transformée, utilisant l'enveloppe spectrale de la couche d'extension de bande. 20. Décodeur selon l'une des revendications 18 ou 19, caractérisé en ce que ledit décodeur comprend un étage d'adaptation progressive de l'énergie dans des sous-bandes du spectre généré par codage par transformée. 21. Décodeur selon l'une quelconque des revendications 18 à 20, caractérisé en ce que ledit décodeur coeur (702) comporte un étage d'amélioration dans ladite première bande de fréquence. 22. Décodeur selon l'une quelconque des revendications 18 à 21, caractérisé en ce que ladite transformée inverse est une transformée inverse en cosinus discrète modifiée (MDCT).