Brevet FR2886789A1 — publié le 20061208

Arrière-plan de l'invention Le domaine de l'invention est celui des communications numériques. Plus particulièrement l'invention concerne un procédé et un dispositif pour sélectionner, en fonction des conditions de transmission, un récepteur choisi parmi un égaliseur et un filtre adapté au canal de transmission. L'invention trouve une application particulière dans le domaine des communications numériques radiofréquences entre une station de base et un terminal mobile. Mais elle peut aussi s'appliquer à tout type de transmission (sur ligne de cuivre, acoustique, sous-marine, etc.). Le problème technique résolu par l'invention va maintenant être explicité dans le contexte des techniques de communication mobile par étalement de spectre à séquence directe (mieux connu sous l'acronyme anglo-saxon de DSCDMA pour "Direct Sequence Code Division Multiple Access"). Le récepteur traditionnellement mis en oeuvre dans les systèmes DS-CDMA, dans les stations de base, comme dans les terminaux mobiles, est un récepteur en râteau, mieux connu sous le nom anglais de RAKE. Il est connu que les récepteurs de type RAKE offrent des performances limitées lorsque les systèmes sont fortement chargés et/ou lorsque les facteurs d'étalement sont faibles. Dans le cas particulier où la station de base émet et le mobile reçoit, cette liaison étant appelée "liaison descendante", un récepteur plus performant que le récepteur de type RAKE est obtenu par la combinaison d'un égaliseur au niveau chip avec un corrélateur adapté au code désiré. On rappelle ici que, conformément à la technologie CDMA, chaque symbole d'information est émis sous la forme d'une suite de sous-symboles résultant de l'étalement du spectre, et que chacun de ces sous- symboles est traditionnellement désigné par le terme "chip". Un tel récepteur est notamment décrit dans le document "Downlink specific linear equalization for frequency selective CDMA cellular systems", T.P. Krauss, W. J. Hillery and M. D. Zoltowski, J. VLSI Signal Process, Vol. 30, pages 143-161, Mars 2002. En pratique, et notamment pour des raisons liées à la structure des signaux traités par l'égaliseur, la forme d'égaliseur la plus utilisée est l'égaliseur linéaire minimisant l'erreur quadratique moyenne (MMSE en anglais, pour "Minimum Mean Square Error"). Le récepteur résultant est généralement appelé récepteur linéaire MMSE ou récepteur LMMSE. Les récepteurs LMMSE présentent un inconvénient majeur en ce qu'ils sont significativement plus complexes qu'un récepteur de type RAKE, ce qui se traduit par une consommation accrue du terminal mobile. On connaît, notamment par la demande de brevet US n 2004/0042537 ayant pour titre "Spread spectrum receiver apparatus and method" de C. D. Frank, Mars 2004, un dispositif mettant en oeuvre en parallèle un récepteur en râteau de type RAKE et un égaliseur MMSE adaptatif. Ce dispositif comporte des moyens pour sélectionner l'un de ces deux récepteurs en fonction des performances effectives de ces 20 récepteurs dans un environnement donné. Cette méthode, qui nécessite d'utiliser les deux récepteurs en parallèle, est nécessairement coûteuse en termes de complexité et de consommation. Afin de résoudre ce problème, J. Black et M.A. Howard ont décrit (Demande de brevet US n 2004/0240531, "Communication receiver with hybrid equalizer", décembre 2004) une méthode qui permet de décider quand activer l'égaliseur, le récepteur de type RAKE restant en permanence actif pour permettre de décider quand rebasculer vers le récepteur de type RAKE seul. Dans cette solution, les deux récepteurs fonctionnent en parallèle pendant les périodes de décision. Objet et résumé de l'invention L'invention vise à pallier les inconvénients précédents. A cet effet, l'invention concerne un dispositif de réception d'un signal portant une information numérique, ledit signal étant issu d'un 2886789 3 canal de transmission, ce dispositif comportant des moyens pour obtenir des échantillons de ce signal, un égaliseur et un filtre adapté au canal. Ce dispositif comporte des moyens de calcul d'une valeur dépendante de l'autocorrélation d'une suite d'échantillons, des moyens pour comparer cette valeur avec un seuil prédéterminé et des moyens pour sélectionner, afin de traiter des échantillons de signal, l'égaliseur ou le filtre adapté en fonction du résultat de la comparaison. L'homme du métier comprend que conformément à l'invention, le calcul de la valeur dépendante de l'autocorrélation s'effectue sans 10 aucun traitement préalable, par l'égaliseur ou par le filtre adapté, des échantillons servant à ce calcul. Ainsi, conformément à l'invention, la sélection de l'égaliseur ou du filtre adapté au canal s'effectue sans que ces éléments soient mis en oeuvre, y compris pendant la période de décision. Du fait de la prise en compte de l'autocorrélation, le niveau de bruit influe sur la décision d'utiliser l'égaliseur ou le filtre adapté au canal, ce paramètre ayant un impact non négligeable sur les performances de l'égaliseur. En effet, il est connu de l'homme du métier que les performances d'un égaliseur se rapprochent de celles du filtre adapté au canal lorsque le rapport signal/bruit (SNR, en anglais "Signal to Noise Ratio") diminue, c'est-à-dire lorsque la puissance du bruit est importante par rapport à la puissance du signal reçu de la station de base émettrice. Dans toute la description: - la notation x* désigne le conjugé complexe du scalaire x; - la notation lx' désigne le module du scalaire x; - la notation E{x} désigne l'espérance mathématique de la variable aléatoire x; - MT désigne la transposée de la matrice M; - M" désigne la transposée conjuguée de la matrice M; et - l'opérateur 11.112 désigne le carré d'une norme matricielle. Dans un mode préféré de réalisation, la valeur dépendante de l'autocorrélation est de la forme J = al I [3R-1112, où a et J3 sont des coefficients de pondération, I la matrice identité, et R la matrice d'autocorrélation temporelle du signal. 2886789 4 Comme démontré ultérieurement, cette caractéristique permet avantageusement d'évaluer la différence de gain pouvant être apportée par l'égaliseur par rapport au filtre adapté au canal. Ainsi, l'invention permet de ne sélectionner l'égaliseur que lorsqu'un gain significatif peut être obtenu par rapport au filtre adapté au canal. On comprend en effet qu'il est préférable de ne pas sélectionner l'égaliseur lorsque celui-ci n'apporte qu'un gain limité, car l'utilisation de l'égaliseur est beaucoup plus consommatrice de ressource pour le terminal. L'homme du métier comprend donc que le choix du seuil prédéterminé s'effectue en fonction d'un compromis performance/consommation. Préférentiellement, les coefficients de pondération a et p sont respectivement égaux à 1/Lp et 1/ro, où ro et Lp représentent respectivement la puissance du signal reçu et le nombre de coefficients (ou longueur) de l'égaliseur. Comme explicité ultérieurement, ce choix du coefficient p permet d'affranchir la valeur du critère de la puissance du signal reçu. Par ailleurs, ce choix du paramètre a permet de limiter la dépendance entre la valeur du critère et la longueur de l'égaliseur, pour un environnement de transmission donné. Le signal reçu par le dispositif selon l'invention est émis par une station de base. Dans un mode préféré de réalisation, les paramètres définissant la matrice d'autocorrélation dépendent: - des coefficients estimés du canal de transmission; - de la puissance estimée du bruit; et du rapport entre la puissance d'émission d'un signal pilote émis par cette station de base et la puissance d'émission totale de cette station. Cette caractéristique permet avantageusement de limiter le nombre d'opérations nécessaires à l'obtention de la matrice d'autocorrélation, puisqu'elle est construite directement à partir de ces informations. Corrélativement, l'invention concerne un procédé de réception d'un signal portant une information numérique, ledit signal étant issu d'un 35 canal de transmission. Ce procédé comporte: - une étape d'obtention d'échantillons de ce signal; 2886789 5 - une étape de calcul d'une valeur dépendante de l'autocorrélation d'une suite d'échantillons; - une étape de comparaison de cette valeur avec un seuil prédéterminé ; - une étape de sélection, d'un égaliseur ou d'un filtre adapté au canal en fonction du résultat de la comparaison; et - une étape de traitement d'échantillons du signal, avec l'élément sélectionné. Selon une implémentation préférée, les différentes étapes du procédé sont déterminées par des instructions de programmes d'ordinateurs. En conséquence, l'invention vise aussi un programme d'ordinateur sur un support d'informations, ce programme étant susceptible d'être mis en oeuvre dans un dispositif de réception, ce programme comportant des instructions adaptées à la mise en oeuvre d'un procédé de réception tel que décrit brièvement ci-dessus. Ce programme peut utiliser n'importe quel langage de programmation, et être sous la forme de code source, code objet, ou de code intermédiaire entre code source et code objet, tel que dans une forme partiellement compilée, ou dans n'importe quelle autre forme souhaitable. L'invention vise aussi un support d'informations lisible par un dispositif de réception, et comportant des instructions d'un programme d'ordinateur tel que mentionné ci-dessus. Le support d'informations peut être n'importe quelle entité ou dispositif capable de stocker le programme. Par exemple, le support peut comporter un moyen de stockage, tel qu'une ROM, par exemple un CD ROM ou une ROM de circuit microélectronique, ou encore un moyen d'enregistrement magnétique, par exemple une disquette (floppy disc) ou un disque dur. D'autre part, le support d'informations peut être un support transmissible tel qu'un signal électrique ou optique, qui peut être acheminé via un câble électrique ou optique, par radio ou par d'autres moyens. Le programme selon l'invention peut être en particulier téléchargé sur un réseau de type Internet. Alternativement, le support d'informations peut être un circuit intégré dans lequel le programme est incorporé, le circuit étant adapté 2886789 6 pour exécuter ou pour être utilisé dans l'exécution du procédé en question. Brève description des dessins D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention ressortiront de la description faite ci-dessous, en référence aux dessins annexés qui en illustrent un exemple de réalisation dépourvu de tout caractère limitatif. Sur les figures: - la figure 1 représente un dispositif de réception conforme à l'invention dans un mode préféré de réalisation; - la figure 2 représente, sous forme d'organigramme, les principales étapes d'un procédé de réception conforme à l'invention; et les figures 3 et 4 illustrent les résultats obtenus dans un mode de réalisation de l'invention. Description détaillée d'un mode de réalisation La figure 1 représente de façon schématique un dispositif 1 de réception conforme à l'invention. Dans le mode préféré de réalisation décrit ici, le récepteur 1 est un récepteur adapté à une transmission de type liaison descendante d'un système DS-CDMA selon le standard W-CDMA. Pour plus de détails sur ce standard, l'homme du métier pourra se reporter au document "H. Holm and A. Toskala, Eds. WCDMA for UMTS, tnd ed. Wiley, 2002". De façon connue, ce récepteur 1 comporte une antenne 10, une chaîne radiofréquence 20 permettant notamment de ramener le signal sur fréquence porteuse en bande de base et d'effectuer un filtrage en racine de Nyquist, et un convertisseur analogique/numérique 40. Cet ensemble permet d'obtenir des échantillons du signal numérique. Dans le mode de réalisation décrit ici, nous supposerons que les échantillons délivrés par le convertisseur analogique/numérique 40 sont échantillonnés au rythme chip. Le dispositif 1 comporte également un égaliseur 70 et un filtre adapté au canal de transmission 60. Dans le mode de réalisation décrit ici, le filtre adapté 60 est agencé en parallèle avec l'égaliseur 70. 2886789 7 Dans l'exemple décrit ici, l'égaliseur 70 est un récepteur LMMSE, et le filtre adapté 60 un récepteur de type RAKE. Conformément à l'invention, le dispositif 1 de réception comporte des moyens de traitement de données numériques 50 du type de ceux que l'on trouve de façon classique dans un terminal mobile. Plus précisément, ces moyens de traitement 50 sont adaptés à exécuter un programme informatique PROG mémorisé dans un support d'informations 52, ce programme d'ordinateur comportant des instructions pour l'exécution des étapes d'un procédé de réception conforme à l'invention et dont l'organigramme est donné à la figure 2. Dans le mode de réalisation décrit ici, nous supposerons que le récepteur (à savoir l'égaliseur 70 ou le filtre 60 adapté au canal de transmission) est sélectionné toutes les 0,66 millisecondes, soit à chaque slot du standard W-CDMA. A cet effet, les moyens de traitement 50 collectent, au cours d'une étape E10, les échantillons d'un slot n en sortie des moyens 10 à 40 d'obtention d'échantillons. Cette étape E10 de collection d'échantillons est suivie par une étape E20 au cours de laquelle les moyens de traitement 50 calculent une valeur J dépendante de l'autocorrélation des échantillons de ce slot. On rappelle tout d'abord que la réponse impulsionnelle de l'égaliseur linéaire MMSE au temps chip peut s'exprimer dans le cas d'une seule antenne de réception comme p=[Q;H"H+t]'Hyeo (1) où : - p est le vecteur colonne de longueur Lp contenant les échantillons de la 30 réponse impulsionnelle de l'égaliseur, - H est une matrice de Toeplitz Lp x (Lh+ Lp 1) rassemblant les éléments de la réponse impulsionnelle du canal de transmission, notés h = [ho, h11..., hLh_1]T sous la forme: H' = h,h0 h hi.n-1 0 0 ho h, hLh_1 - r' est la matrice de corrélation du bruit; - eA est un vecteur colonne de longueur Lp dont tous les éléments sont nuls excepté le A+lème, o étant le retard de restitution de l'égaliseur; et a2d est la puissance d'émission du signal désiré, à savoir, dans le cas particulier de la liaison descendante des systèmes DS-CDMA, la puissance totale du signal transmis par la station de base. Pour plus de renseignements, l'homme du métier pourra se reporter au document T.P. Krauss, W. J. Hillery et M. D. Zoltowski, "Downlink specific linear equalization for frequency selective CDMA cellular systems", J. VLSI Signal Process, Vol. 30, pages 143-161, Mars 2002. De façon connue, le récepteur de type RAKE est mathématiquement équivalent à un filtre adapté au canal de transmission suivi d'un corrélateur. Pour plus d'informations à ce sujet, l'homme du métier pourra se reporter au document C. Laot et E. Hardouin "Infinite-length implementation of linear chip-level equalizers by blind recursive filtering for the DS-CDMA downlink" in Proc. IEEE Int. Conf. Commun. Juin 2004. Or, le terme H"eo de l'équation (2) n'est autre qu'un vecteur contenant tout ou partie de la réponse impulsionnelle du filtre adapté au canal de transmission. Une telle considération a notamment été exploitée dans le document précité où il est montré que le récepteur LMMSE peut se décomposer en un préfiltre suivi d'un récepteur de type RAKE. La différence entre le traitement effectué par le récepteur de type RAKE et le récepteur LMMSE réside donc dans la matrice R = 6; H"H + F (2) qui n'est autre que la matrice d'autocorrélation temporelle du signal reçu. En particulier, si la matrice R est proportionnelle à la matrice identité, le récepteur LMMSE se réduit à un récepteur de type RAKE et aucun gain n'est apporté par l'égaliseur. En revanche, si la matrice R est très différente de l'identité, le récepteur de type RAKE est alors très différent du récepteur LMMSE, signe que ce dernier est en mesure d'apporter un gain important par rapport au récepteur de type RAKE. On comprend ainsi que le gain apporté par l'égaliseur est fonction de la différence entre la matrice R et la matrice identité, puisque plus cette matrice se rapproche d'une matrice identité et plus le récepteur LMMSE tendra vers un récepteur de type RAKE. Aussi, dans le mode préféré de réalisation, la valeur J dépendante de l'autocorrélation des échantillons du slot est de la forme: J=a'IIQR IIZ (3) où a et 13 sont des pondérations explicitées ultérieurement. Cette valeur mesure la norme de la différence entre la matrice d'autocorrélation du signal reçu R et une matrice identité afin de traduire le gain pouvant être apporté par l'égaliseur LMMSE 70 par rapport au récepteur de type RAKE 60. On notera que par l'intermédiaire de la matrice d'autocorrélation cette valeur J dépend du canal, mais aussi de la puissance du signal, de la puissance du bruit et de la corrélation du bruit. Etant donné que le signal reçu yn est échantillonné au rythme chip, la matrice R d'autocorrélation temporelle de ce signal possède une structure de Toeplitz et une symétrie hermitienne de la forme: ro r ro Où rra = E Y -,,, } R (4) La diagonale principale de la matrice d'autocorrélation R porte la puissance du signal reçu. Afin que le critère de décision soit indépendant de la puissance du signal reçu et soit nul lorsque R est proportionnelle à l'identité, on pose Q = 1 / ro. 2886789 10 De plus, on constate en développant la formule (3) que la valeur du critère augmente plus que linéairement avec la longueur de l'égaliseur L pour un même environnement. Ceci n'est pas désirable, car même si en pratique les performances de l'égaliseur 70 dépendent de sa longueur, la dépendance est complexe et loin d'être linéaire. Pour alléger cette dépendance, on pose a = 1/Lp. En utilisant la norme de Frobenius et la structure hermitienne de Toeplitz de la matrice d'autocorrélation R, le critère peut finalement être calculé pratiquement par la formule: J_ 2 ','(Lp-1)k 12 (5) p'O I=1 On notera que le nombre de termes intervenant dans la somme de la formule (5) peut être réduit en considérant la structure de la matrice d'autocorrélation R décrite par la formule (2) et la forme particulière de la matrice HT. En supposant que les longueurs des canaux de transmission associés respectivement avec le signal provenant de la station de base désirée et les signaux interférents sont inférieures ou égales à une longueur donnée Lmax, on peut montrer que les éléments rm de la matrice d'autocorrélation temporelle R sont nuls pour m Lmax. Le critère résultant s'écrit finalement: Énax _ 2 (Lp-l)r,12 T (6) r /=1 En pratique, la longueur Lmax peut être déterminée à partir du rythme chip et du profil moyen de puissance des canaux de transmission susceptibles d'être rencontrés dans l'environnement de l'application. Dans le cas du standard W-CDMA, on prendra par exemple Lmax = 10. Plusieurs méthodes peuvent être utilisées pour déterminer l'autocorrélation du signal reçu. 2886789 11 Selon une première méthode, on estime directement chaque valeur d'autocorrélation rm à partir d'une moyenne temporelle donnée par la formule: 1 N I rin TT YnYn m 1Y n=0 où y est le nième échantillon au rythme chip du signal reçu et N la longueur de la séquence de signal reçu entrant dans l'estimation. Dans l'application considérée, N sera typiquement de l'ordre de la longueur du slot W-CDMA, soit 2560 chips. Cette première méthode de calcul présente l'avantage de fournir l'autocorrélation véritable du signal reçu, quelles que soient les statistiques de l'interférence. En contrepartie, elle demande une complexité de calcul non négligeable dont le coût se ressent d'autant plus quand c'est le récepteur 60 de type RAKE qui est finalement sélectionné puisque ce récepteur n'exploite pas la connaissance de l'autocorrélation du signal. Dans un mode préféré de réalisation, on utilise une autre 20 méthode de calcul de l'autocorrélation beaucoup plus économique du point de vue de la consommation du terminal. Cette variante préférée va maintenant être explicitée en détail. Afin de simplifier le calcul, on fait l'hypothèse que la matrice de corrélation du bruit est diagonale, c'est-à-dire que: t=a!I (8) où o- est la puissance du bruit. La matrice d'autocorrélation R se réécrit à partir de la formule (2) alors sous la forme: R=cT HHH+cT I (9) Les éléments de la matrice d'autocorrélation R peuvent alors être estimés à un coefficient réel positif près par exemple par la méthode 35 décrite dans E. Hardouin "Egalisation au niveau chip pour la liaison (7) descendante des systèmes de communications mobiles DS-CDMA", Thèse de Doctorat, Université de Rennes 1, Mai 2004, pages 110-114. Cette méthode utilise le canal pilote présent dans les standards W-CDMA et cdma2000, qui est un canal commun à tous les utilisateurs de la cellule qui ne porte que des symboles pilotes tous identiques et connus à l'avance du récepteur. Cette méthode demande que le rapport entre la puissance du canal pilote et la puissance totale transmise par la station de base soit connu par le récepteur, par exemple en étant transmis par la station de base. Ce rapport est noté p et est défini comme: = P p pl/oh! totale où Pn,,,,, e est la puissance du canal pilote transmise par la station de base et est la puissance totale transmise par la station de base. On obtient alors les valeurs d'autocorrélation par: = 1 h, h, ,,, pour m =1, ... , L, , -1 (11) /=m (10) pour m . Li, où les coefficients h, sont les coefficients du canal de transmission estimés par corrélation avec le canal pilote, par la formule: = ap 1 N-I rf snYn+f a p n=o où ap est la valeur des symboles pilotes portés par le canal pilote, sn le nième échantillon de la séquence d'embrouillage tel que ISpl = 1 et N la longueur de la séquence de signal reçu sur laquelle s'effectue l'estimation. (12) 2886789 13 N sera typiquement de l'ordre de la longueur du slot W-CDMA, soit 2560 chips. Le terme QW est la puissance du bruit estimée par z z 2 o';=â'y 6d où 6est la puissance du signal reçu et 6- est donnée par la formule z 1 c i 6d= Ihr P 1=o Une fois que les valeurs d'autocorrélation rm sont estimées par l'une ou l'autre des méthodes décrites, la valeur du critère J peut être calculée en utilisant les formules (5) ou (6) suivant la formule choisie. L'étape E20 de calcul de la valeur J dépendante de l'autocorrélation est suivie par une étape E30 au cours de laquelle les moyens de traitement 50 comparent cette valeur J avec un seuil prédéterminé S. La valeur du seuil S sera généralement choisie entre 0 et 1, cette valeur pouvant toutefois dépasser 1. Une valeur de 0,3 conduit par exemple à des performances proches de celles du récepteur LMMSE fixe tout en offrant une économie importante de la consommation lorsque le récepteur LMMSE n'offre que peu de gain par rapport au récepteur de type RAKE 60 comme décrit ultérieurement en référence aux figures 3 et 4. Conformément à l'invention, l'étape E30 de comparaison est suivie par une étape de sélection de l'égaliseur 70 ou du récepteur 60 de type RAKE en fonction du résultat de cette comparaison. Plus précisément, le récepteur 60 de type RAKE est sélectionné (étape E40) si la valeur J dépendante de l'autocorrélation est inférieure au seuil prédéfini S, et l'égaliseur 70 est sélectionné (étape E50) dans le cas contraire. A cet effet, les moyens de traitement 50 sont adaptés à positionner des commutateurs 81 et 82 en entrée et en sortie du récepteur sélectionné. (13) z (14). L'étape E40 ou l'étape E50 de sélection du récepteur est suivie par une étape E60 au cours de laquelle des signaux sont traités avec le récepteur 60, 70 sélectionné. Les échantillons traités peuvent être notamment ceux du slot ayant servi à la sélection du récepteur ou ceux du slot suivant. La description qui vient d'être faite l'a été dans le cadre du CDMA où le choix s'effectue entre un récepteur 60 de type RAKE et un récepteur LMMSE 70. Toutefois, le même critère peut être appliqué en environnement 10 non CDMA pour sélectionner entre un égaliseur et un simple filtre adapté au canal de transmission. Le procédé de sélection peut être mis en oeuvre de manière identique, c'est-à-dire en calculant le critère d'après le signal reçu échantillonné au rythme chip, si le récepteur de type RAKE traite un signal échantillonné à une cadence supérieure à celle du rythme chip, ce qui s'utilise en pratique afin de prendre en compte précisément les retards des trajets du canal. En effet, la différence de performance entre un récepteur de type RAKE traitant un signal échantillonné au rythme chip et un récepteur de type RAKE traitant un signal échantillonné à une cadence supérieure est faible devant le gain de performance apporté par un égaliseur lorsque ce gain est significatif. Le procédé de sélection peut être mis en oeuvre de manière identique que l'égaliseur soit réalisé de manière synchrone ou fractionnée, c'est-àdire en calculant le critère d'après le signal reçu échantillonné au rythme chip. En effet, si un égaliseur traitant un signal échantillonné au rythme chip est susceptible d'apporter un gain par rapport à un récepteur de type RAKE, le gain apporté par un égaliseur traitant un signal échantillonné à une cadence supérieure sera au moins équivalent. Alternativement, si le canal est trop peu sélectif en fréquence, ou si le rapport signal/bruit est trop faible pour permettre à un égaliseur synchrone d'apporter un gain par rapport à un récepteur de type RAKE, alors il en sera de même pour un égaliseur fractionné. En d'autres termes, si les conditions sont favorables (respectivement, défavorables) à l'utilisation d'un égaliseur synchrone, 35 alors elles le seront également pour un égaliseur fractionné. Un raisonnement similaire s'applique dans le cas d'un terminal équipé de plusieurs antennes de réception. Il suffit alors de calculer la valeur J dépendante de l'autocorrélation des échantillons obtenus en sortie d'une seule des antennes: en effet, si le signal reçu sur une antenne connaît des conditions de transmission permettant à l'égaliseur d'apporter un gain suffisant par rapport au récepteur de type RAKE, il en sera généralement de même pour les signaux reçus sur les autres antennes. Le critère ainsi calculé sur une antenne particulière traduit donc les possibilités de gain permises par un égaliseur exploitant la diversité de réception comparée à un récepteur de type RAKE exploitant également la diversité de réception. L'homme du métier comprend qu'en présence de plusieurs antennes de réception, l'égaliseur et le filtre adapté au canal peuvent respectivement intégrer et être associés à un traitement d'annulation spatiale de l'interférence, par exemple de type "optimal combining" pour le filtre adapté (R. G. Vaughan, "On optimum combining at the mobile", IEEE Trans. Veh. Technol., vol 37, n 4, Nov. 1988). Le critère de sélection proposé exprimant la différence de structure entre un filtre adapté au canal et un égaliseur linéaire MMSE, il reflète directement le gain susceptible d'être observé entre ces deux récepteurs. Toutefois, puisque le critère exprime de cette façon la présence d'uneinterférence structurée temporellement dans le signal reçu, il permet de détecter s'il est opportun de mettre en oeuvre un récepteur capable de combattre cette interférence en réception. En toute généralité, l'égaliseur peut ainsi être autre qu'un égaliseur linéaire MMSE, comme un détecteur de séquence selon le maximum de vraisemblance (MLSE pour Maximum Likelihood Sequence Estimator en anglais) , un égaliseur à retour de décision ou un turbo égaliseur. En CDMA, l'égaliseur peut également être un annuleur d'interférence multitrajets (MPIC en anglais, pour MultiPath Interference Canceller). Lorsque l'égaliseur n'est pas l'égaliseur linéaire MMSE, la longueur de l'égaliseur entrant dans le calcul du critère peut être choisie 2886789 16 égale à la longueur qui serait choisie pour l'égaliseur linéaire MMSE si ce dernier était utilisé. Cependant, lorsque l'égaliseur n'est pas l'égaliseur linéaire MMSE, le critère ne traduit plus directement le gain susceptible d'être observé entre l'égaliseur et le filtre adapté au canal. Nous allons maintenant décrire en référence aux figures 3 et 4 les résultats obtenus par la méthode de sélection proposée dans le cadre d'un récepteur mono-antenne adaptatif de type RAKE 60/LMMSE 70 dans un système de communication mobile W-CDMA. Le scénario considéré reproduit un déploiement urbain de sept macro cellules hexagonales: une cellule centrale hôte entourée d'une couronne de six cellules adjacentes interférentes. Le service considéré est la transmission de la voix à 12.2 kb/s. Toutes les stations de base (BSs) émettent à pleine puissance (43 dBm) tandis que la puissance allouée à l'utilisateur désiré par sa BS, située au centre de la cellule centrale, est fixée à 25 dBm. Le canal de transmission associé à chaque BS est le canal à évanouissements de Rayleigh ITU Pedestrian B, qui comporte 6 trajets distinguables dont le retard maximal couvre 15 durées chip. Notons que le RAKE ne prend en compte que les quatre trajets les plus puissants. Le terminal mobile se déplace du centre de la cellule centrale vers sa bordure, située à 500 m de la BS. Au cours du déplacement, la nature de l'interférence dominante évolue ainsi d'une forte interférence intracellulaire structurée par les trajets multiples vers une forte interférence extracellulaire faiblement structurée temporellement. Pour chaque position du mobile, on simule la transmission d'un grand nombre de blocs de trois slots, les canaux de transmission entre le mobile et les différentes BS étant tirés aléatoirement et indépendamment à chaque bloc et restant fixes sur la durée du bloc. La sélection du récepteur est opérée à chaque bloc de trois slot, d'après l'estimation directe de l'autocorrélation du signal reçu décrite précédemment. La figure 3 montre les performances obtenues par le récepteur de type RAKE, le récepteur LMMSE et le récepteur adaptatif RAKE/LMMSE pour plusieurs valeurs du seuil S en fonction de la distance du mobile à sa station de base. Comme prévu, plus le seuil est faible et plus les performances du récepteur adaptatif sont proches de celles du récepteur LMMSE fixe, puisque le récepteur LMMSE est alors plus facilement sélectionné. D'un autre coté, un taux de sélection supérieur du récepteur LMMSE se traduit également par une consommation accrue du récepteur. Ceci confirme l'influence du choix du seuil sur le rapport performance/consommation du récepteur adaptatif RAKE/LMMSE. La figure 4 détaille le pourcentage de sélection du récepteur de type RAKE pour différentes positions du mobile dans la cellule. Quelle que soit la valeur du seuil, on peut constater que le taux de sélection du récepteur de type RAKE augmente lorsque le mobile approche de la bordure de cellule, la valeur du taux étant contrôlée par l'importance du seuil. On remarque en particulier que même pour S =0.3, qui offre au récepteur adaptatif des performances très proches de celles d'un récepteur LMMSE, le pourcentage de sélection du récepteur de type RAKE dépasse 75 % pour les distances supérieures à 400 m, ce qui représente une économie de consommation considérable par rapport à un récepteur LMMSE non adaptatif. Ces résultats illustrent la pertinence du critère proposé dans le but de sélectionner le récepteur le plus approprié entre le récepteur de type RAKE et le récepteur LMMSE en fonction de l'environnement radio, ainsi que la possibilité de choisir le seuil de décision en fonction du compromis performance/consommation désiré. 18 REVENDICATIONS 1. Dispositif (1) de réception d'un signal portant une information numérique, ledit signal étant issu d'un canal de transmission, ce dispositif (1) comportant des moyens (10, 20, 40) pour obtenir des échantillons de ce signal, un égaliseur (70) et un filtre adapté (60) audit canal, ledit dispositif (1) de réception étant caractérisé en ce qu'il comporte des moyens (50) de calcul d'une valeur (J) dépendante de l'autocorrélation d'une suite d'échantillons, des moyens (50) pour comparer ladite valeur (J) avec un seuil prédéterminé (S) et des moyens (50, 81, 82) pour sélectionner, afin de traiter des échantillons de signal, ledit égaliseur (70) ou ledit filtre adapté (60) en fonction du résultat de ladite comparaison. 2. Dispositif de réception selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite valeur (J) dépendante de l'autocorrélation est de la forme: J = aII3R-I112 où a et f3 sont des coefficients de pondération, I la matrice identité et R une matrice d'autocorrélation temporelle dudit signal. 3. Dispositif de réception selon la revendication 2, caractérisé en ce que lesdits coefficients de pondération a et R sont respectivement égaux à 1/Lp et 1/ro, où ro et Lp représentent respectivement la puissance dudit signal et la longueur dudit égaliseur (70). 4. Dispositif de réception selon la revendication 2 ou 3, dans lequel ledit signal est émis par une station de base, caractérisé en ce que des paramètres définissant ladite matrice d'autocorrélation (R), dépendent: de coefficients estimés (h,) du canal de transmission; -d'une puissance estimée du bruit (â ) ; et - d'un rapport (p) entre la puissance d'émission d'un signal pilote émis par ladite station de base et la puissance d'émission totale de cette station. 5. Procédé de réception d'un signal portant une information numérique, ledit signal étant issu d'un canal de transmission, ce procédé 2886789 19 comportant une étape (E10) d'obtention d'échantillons dudit signal et étant caractérisé en ce qu'il comporte: - une étape (E20) de calcul d'une valeur (J) dépendante de l'autocorrélation d'une suite d'échantillons; une étape (E30) de comparaison de ladite valeur (J) avec un seuil prédéterminé (S) ; - une étape (E40, E50) de sélection d'un élément parmi un égaliseur (70) et un filtre adapté (60) audit canal en fonction du résultat de ladite comparaison (E30) ; et - une étape (E60) de traitement d'échantillons dudit signal, avec l'élément (60, 70) sélectionné. 6. Programme d'ordinateur sur un support d'informations, ledit programme (PROG) étant susceptible d'être mis en oeuvre dans un dispositif de réception (1), caractérisé en ce qu'il comporte des instructions adaptées à la mise en oeuvre d'un procédé de réception selon la revendication 5, lorsque ledit programme est exécuté par ce dispositif. 7. Support d'informations (52) lisible par un dispositif de 20 réception, sur lequel est enregistré un programme d'ordinateur (PROG) qui comporte des instructions pour l'exécution des étapes d'un procédé de réception selon la revendication 5.