Brevet FR2894097A1 — publié le 20070601

Modem et procédé pour transmettre des données dans un milieu notamment tel que l'air, et l'eau. L'invention concerne notamment un modem et un procédé permettant de transmettre des données dans un milieu tel que le milieu marin ou enco-e l'air. Il concerne ainsi un modem acoustique pour des transmissions sous-marines et son procédé associé. Il vise aussi des transmissions de données dans l'air, via dès ondes ultrasonores, par exemple. Le problème posé est notamment la transmission de données de type quelconque entre deux correspondants immergés dans un milieu donné tel que l'eau et à un débit de plusieurs centaines de bits par seconde tout en utilisant une bande passante aussi faible que possible et une puissance de calcul réduite au minimum, en particulier pour des équipements autonomes fonction lant sur batteries. Les ondes électromagnétiques classiquement utilisées (de quelques centaines de kHz à quelques GHz) se propageant extrêmement mal dan: l'eau, le modem (modulateur-démodulateur) utilise donc des ondes acoustiques pour véhiculer les messages transmis. Il faut rappeler que le milieu sous-marin a un comportement extrêmement complexe pour les ondes acoustiques. Ses inhomogénéités (salinité, température, courants, ..) font que le chemin suivi par les ondes n'est une ligne droite qu'à très courte distance et que ce trajet varie au cours du temps. Les ondes qui arrivent au récepteur peuvent suivre plusieurs trajets avec des délais très différents. Ces trajets peuvent être soit directs (plusieurs parcours différents convergeant vers le récepteur), soit indirects (réflexions sur la surface de l'eau, éventuellement agitée de vagues, ainsi que sur le fond qui peut avoir toutes sortes de types de reliefs). Dans la pratique, cela se traduit par l'arrivée au récepteur de nombreuses répliques du signal émis, chacune ayant à un instant donné, une amplitude, une phase, un retard et un décalage fréquentiel propre. A ceci, il faut ajouter, éventuellement, un décalage fréquentiel du à la vitesse radiale relative des correspondants (effet Doppler) ainsi qu'un décalage fréquentiel pseudo périodique dû à la houle dans le cas où l'un au moins des correspondants est à la surface. Dans certains cas, il y a un besoin de fiabilité quasi parfEiite de la transmission. S'il s'agit d'un texte, on peut tolérer quelques erreurs isolées, car elles seront automatiquement corrigées par le lecteur. Lorsqu'il s'agit d'un fichier binaire (par exemple une image JPEG), le taux d'erreurs exigé est voisin ce 0, sous peine de très forte dégradation de l'image. De plus, le système est à large bande . Dans les applications pratiques, la largeur de bande du signal émis n'est pas négligeable comparée à la fréquence centrale d'émission. Le décalage Doppler étant proportionnel à la fréquence, les fréquences basses ont un décalage en fréquence plus faible que les fréquences hautes. Qui plus est, la vitesse relative de l'émetteur et du récepteur n'étant pas toujours négligeable par rapport à la vitesse du son dans l'eau (environ 1500 m/s) on observe un effet de dilatation ou de contraction du temps selon le signe de la vitesse relative. Par exemple, un message émis pendant une durée de 10s sera reçu pendant 10.13 secondes si la vitesse d'éloignement est de +10 m/s (36 km/h ou environ 20 noeuds) ce qui pose des problèmes de suivi de synchronisation. Il est connu de l'art antérieur des systèmes de type à étalement de spectre dans lesquels le débit utile est très faible comparé à la bande passante utilisée. Ces systèmes consistent à sur-moduler (étaler) le train binaire utile (à quelques dizaines de bits par seconde) par un autre train binaire beaucoup plus rapide et connu des deux correspondants de telle sorte que sa bande passante soit au moins plusieurs dizaines (sinon centaines) de fois la bande théor quement nécessaire. Par des méthodes bien connues de corrélation et d'estimation du décalage en fréquence (cases Doppler) le récepteur tente de désétaler le signal reçu par le train binaire connu afin d'isoler l'une (ou quelques unes) des répliques du message ayant la meilleure qualité afin d'en décoder le contenu. L'un des inconvénients de ce type de systèmes est leur faible efficacité spectrale (bande large, débit faible) et la complexité des systèmes de détection initiale (acquisition) dans des conditions de propagation non triviales. L'invention concerne un procédé de transmission de données caractérisé en ce qu'il comporte au moins les étapes suivantes : émettre des paquets d'au moins deux types: données pures (paquets longs), accusés de réception (acquittement) (paquets courts), chaque paquet est formé de trois composantes : a - un préambule d'acquisition, pour la détection de présence et la détermination conjointe des valeurs initiales du décalage temporel et du décalage fréquentiel, b - les données proprement dites, c -un ensemble de porteuses fixes non modulées permettant d'es:imer en permanence le décalage en fréquence. Le préambule d'acquisition est par exemple formé d'un ensemble d'impulsions de durée finie espacées d'au moins une durée minimale Tg ; pour transmettre les données, à l'étape b), le signal émis est constitué de N porteuses régulièrement espacées modulées indépendamment et de façon synchrDne ; les porteuses fixes peuvent avoir une amplitude supérieure à celles véhiculant les données. Les impulsions du préambule d'acquisition sont par exemple des rampes de fréquence non linéaires, chirps hyperboliques montantes ou descendantes dont les caractéristiques sont fixées par leur durée et les fréquences extrêmes utilisées (minimale et maximale). Les impulsions du préambule d'acquisition peuvent être modulées en amplitude en fonction de la fréquence instantanée pour obtenir un spectre en fréquence quasi "plat". On utilise par exemple deux types d'impulsions pour distinguer entre messages de données et messages d'acquittement. On peut utiliser une modulation de type différentiel, à 2 ou 4 états de phase. Des symboles de référence de phases connues sont par exemple 30 insérés à des positions connues. Les symboles de référence de phases peuvent avoir une puissance plus élevée que les symboles inconnus à condition de bien choisir leurs phases. On peut utiliser un code de position correspondant à un polynôme P(d) tel que le produit P(d)*P(1/d) ait des coefficients de degré non nul égaux à 0 ou 1. On utilise par exemple des codes binaires. Le procédé présentant les caractéristiques ci-dessus est par exemple utilisé pour des transmissions acoustiques de données dans un milieu susceptible de véhiculer les dites ondes, à savoir le milieu sous-marin, l'air, la roche, etc 5 L'invention présente notamment les avantages suivants : • La solution proposée est de faible complexité, • Elle est basée sur l'une des grandes catégories de modems qui oni fait leurs preuves dans les transmissions radio classiques, à savoir ur modem 10 parallèle. D 'autres caractéristiques et avantages apparaîtront mieux à a lecture de la description qui suit d'un exemple donné à titre illustratif et nullement limitatif annexé des figures qui représentent : 15 • La figure 1 un schéma de la détection de signaux dans le cas d'un modem parallèle, • La figure 2, la structure d'un paquet de données généré suivant le procédé selon l'invention, • La figure 3, une illustration de plusieurs jeux de fréquences el de leur 20 distorsion, • La figure 4, dans un diagramme temps-fréquence, le signal émis, et • Les figures 5 à 13 plusieurs exemples de motifs de synchronisation et la représentation graphique de leur auto-corrélation. 25 Afin de mieux faire comprendre l'objet de l'invention, la description qui suit concerne un modem acoustique pour la transmission sous-marine de données. Les explications peuvent toutefois s'appliquer pour des dispositifs de transmission de données dans l'air en utilisant des ondes ultrasonores. Le principe de fonctionnement de ce modem est comparable à celui d'un modem parallèle connu 30 de l'Homme du métier. La durée pendant laquelle les phases/amplitudes sont constantes est appelée symbole et a une durée Ts. Un symbole est composé de 2 parties : • Une partie utile de durée Tu, qui véhicule l'information à transmettre (définie par le choix de la phase et/ou de l'amplitude), • Un temps de garde de durée Tg dont le rôle est de permettre à toutes les répliques du signal de se combiner pour donner un signal stable et démodulable de durée Tu. La durée du symbole est simplement la somme de Tu et Tg. La figure 1 schématise un exemple d'utilisation d'un tel modem pour un canal à 4 trajets distincts. Cette figure révèle que, tant que la différence des temps d'arrivée des 10 diverses répliques reste inférieure à Tg, il existe toujours une portion de signal de durée minimale Tu que peut traiter le récepteur. De plus, le traînage du nième symbole a une durée maximale de Tg et se superposera donc au début de la partie perturbée du n+lème symbole sans gêne pour ce dernier. 15 L'écart fréquentiel entre porteuses est un multiple de l'inverse de Tu, soit dF = k/Tu. C'est la condition pour que, lorsque le récepteur est bien synchronisé, les signaux détectés sur les N porteuses soient complètement indépendants les uns des autres. Le modem et le procédé selon l'invention reposent notamment sur l'idée 20 suivante : la transmission se fait par paquets de durée fixe ou variable cptimisée selon les hypothèses système qui définissent en particulier la portée des émetteurs/récepteurs donc la durée maximale de propagation. L'invention concerne notamment un système de transmission de 25 données sous-marines par voie acoustique comportant au moins un module adapté à émettre des paquets (bursts) d'au moins deux types : données pures ;paquets longs), accusés de réception (acquittements, paquets courts) Chaque paquet de type paquet long ou de type paquet court est formé de trois composantes : 30 a - un préambule d'acquisition, 1, pour la détection de présence et la détermination conjointe des valeurs initiales du décalage temporel et du décalage fréquentiel ; cette partie initiale destinée à l'accrochage du récepteur permet de définir l'instant d'arrivée du message et son décalage en fréquence global ; ce préambule d'acquisition est formé d'une série d'impulsions de formes et instants d'émission connus du récepteur, b - les données proprement dites, 2 ; partie pendant laquelle le récepteur doit à la fois ajuster en continu son évaluation du décalage Doppler ainsi que celle de l'instant d'arrivée du message et tenter de démoduler les données reçues, c - un ensemble de porteuses fixes non modulées, 3, permettant d'estimer en permanence le décalage en fréquence. On émet une série d'impulsions à des instants bien précis, afin de garantir une acquisition optimale. Dans le cas où une grande fiabilité de transmission est requise, on prévoit deux types de message : • Les messages de données pures, véhiculant de l'information utile, • Les messages d'accusé de réception, destinés à indiquer à l'éme'teur si la réception s'est effectuée correctement pour qu'il puisse retransmettre les parties du message qui ont été mal reçues. a - Le préambule d'acquisition 1 est formé d'un ensemble d'impulsions 4 de durée finie espacées d'au moins une durée minimale Tg. Ces impulsions sont par exemple des rampes de fréquence non linéaires ("chirps hyperboliques") montantes ou descendantes dont les caractéristiques sont fixées par leur durée et les fréquences extrêmes utilisées. Ces impulsions sont modulées en amplitude en fonction de la fréquence instantanée pour obtenir un spectre en fréquence quasi "plat". Le choix de la nature et de la position de chaque impulsion est, par construction, connu du récepteur et doit être optimisé pour obtenir les meilleures performances. L'optimisation est par exemple réalisée par simulation, en testant toutes les possibilités et en retenant la ou les meilleures. b - Les données sont transmises selon le procédé bien connu du modem parallèle qui suppose que le signal émis est constitué de N porteuses régulièrement espacées modulées indépendamment et de façon synchrone (symboles). Les données comportent des symboles de référence 5 et des s;ymboles de données 6. La durée du symbole est comme il a été précédemment est Ts. La modulation est de type différentiel, à 2 ou 4 états de phase selon la robustesse requise. A intervalles réguliers sont disposés des symboles dont les phases sont fixes et connues afin d'amorcer (ou ré-amorcer) la démodulation différentielle. Ces phases sont optimisées afin d'obtenir une amplitude du signal émis quasi-constante, ce qui permet d'augmenter temporairement l'amplitude des porteuses individuelles pour obtenir des références "solides". Les phases donnant le meilleur résultat suivent une loi quadratique en fonction de la fréquence. c - Les porteuses fixes sont d'amplitude supérieure à celles véhiculant les données. Ceci est fortement recommandé afin de limiter l'influence des porteuses voisines sur la qualité d'estimation du décalage en fréquence. Leurs phases sont optimisées pour minimiser le "facteur crête" de l'ensemble 15 (rapport entre la puissance instantanée maximale et la puissance moyenne;. On va maintenant détailler différents types de modulation et des motifs de synchronisation pouvant être utilisés. 20 Type de modulation II existe d'innombrables systèmes de modulation de complexités et débits variables qui peuvent être utilisés dans le procédé et le système selon l'invention. Par système de modulation on entend un procédé qui, à partir d'un train binaire, définit de façon univoque l'amplitude et la phase à appliquer à une 25 porteuse donnée à un instant donné. Dans cet exemple de mise en oeuvre, le signal reçu (i.e. sa partis démodulable) pouvant être la superposition d'un grand nombre de répliques ayant toutes des phases et des amplitudes indépendantes, ni la valeur de l'amplitude ni celle de la phase ne sont significatives, car il est en pratique impossible d'estimer le 30 gain (complexe: gain et déphasage) du canal à chaque symbole et à chaque fréquence. Par contre, si la vitesse de variation du gain et du retard de chaque trajet varie peu d'un symbole à l'autre, on peut exploiter la différence de phase entre deux symboles successifs. On utilisera donc une modulation de phase différentielle: • soit à 2 états si le canal est fortement perturbé (variation de phase de 0 ou 180 ), • soit à 4 états (variation de phase de 0, +90 , -90 ou 180 ) s'il l'est noins. Pour N porteuses de données, on disposera ainsi de N ou 2 N nouveaux bits à chaque symbole. Si le temps de garde Tg est égal à la durée utile (Tg = Tu) ceci correspond (en 2 états) à un débit brut de N bits dans une durée symbole Ts dans une largeur de bande voisine de N / Tu, soit 0.5 bits/s par Hz: un signal de 3 KHz de bande pourra véhiculer au plus 1.500 b/s (.3000 b/s en 4 états). Bien entendu, le débit net sera moins grand que celui annoncé ci-dessus à cause de l'émission par paquets, et de l'adjonction indispensable cle codes détecteurs / correcteurs d'erreurs aux données utiles et de signaux de servitude (numéro de paquet, etc.) fortement protégés. A noter qu'il est nécessaire de disposer d'un symbole initial de référence pour lequel toutes les phases sont fixes afin d'amorcer le processus de démodulation qui consistera à mesurer la différence de phase entre deux symboles successifs (sur une porteuse donnée) pour en déduire l'information émise. Au besoin, ce symbole de référence pourra être répété à intervalles réguliers afin de procéder à un recalage du récepteur. Impulsions de synchronisation Dans le cadre de l'exemple pour la transmission sous-marine (bande large), la synchronisation initiale est basée sur l'émission d'impulsions moc ulées en 25 fréquence et en amplitude de telle sorte que : (1) le spectre en fréquence soit aussi régulier ( plat ) que possible, (2) la détection soit toujours de même qualité c'est à dire donne toujours une amplitude maximale en sortie du détecteur, quel que soit le décalage Doppler avec l'effet de contraction/dilatation temporel associé. 30 La condition (1) conduit naturellement à utiliser un signal qui est une rampe de fréquence, c'est à dire que le signal parcourt toute la bande des fréquences utilisées (de FO à F1). Ce type de signal est communément dénommé chirp et souvent utilisé dans le domaine du radar. La condition (2) demande l'emploi d'une variation de fréquence non linéaire appelée chirp hyperbolique où la valeur de la fréquence est une fonction hyperbolique du temps et non pas une fonction linéaire comme dans les chirps sirnples. Cette fonction f(t) est la suivante : f(t) = FO F l T FOt-Fl t+F1 T où T est la durée de l'impulsion émise inférieure ou égale à Tu Comme le signal ne balaie pas toutes les fréquences entre F0 et F1 à une vitesse constante, sa densité spectrale de puissance n'est pas constante et 10 demande donc une modulation d'amplitude complémentaire pour obtenir un spectre plat. L'amplitude instantanée du signal sera donc plus forte là où la variation de fréquence est la plus rapide. On montre facilement que l'amplitude doit être proportionnelle à la 15 racine carrée de la dérivée de la fréquence par rapport au temps, soit, ici, tout simplement proportionnelle à la fréquence instantanée. I af(t) .JFOFIùFO+FIT V at IFOt ù Fit + FlT 20 La détection de présence se fait par corrélation du signal reçu avec sa réplique limitée à la plage de fréquences qui est systématiquement reçue quel qLe soit le décalage Doppler. La figure 4 montre le diagramme temps-fréquence du signal émis, avec FO = 1.500 Hz, F1 = 5.000 Hz et T = 40 ms. Elle montre aussi les diagrarnmes du 25 signal reçu à 50 m. pour une vitesse relative de +50 m/s et -50 m/s. Le coefficient de décalage Doppler 8 est fonction de cette vitesse relative et vaut 0 si elle est nulle. Sa valeur exacte est : af (t) 30 8 v r (R) -V r (E) C - vr(R) C : vitesse du son dans l'eau v r (E) : vitesse radiale de l'émetteur v r (R) : vitesse radiale du récepteur Référentiel : l'eau, supposée immobile La courbe en trait épais en 3 exemplaires est le signal qui reste inchangé quel que soit le décalage en fréquence, et qui est donc utilisé comme référence dans les corrélateurs d'acquisition chargés de traiter individuellement chaque impulsion. II faut noter que si l'on échange les valeurs de FO et FI (chirp descendant) il suffit d'échanger les début et fin des impulsions pour avoir le résultat. Autre point intéressant: l'inter corrélation entre les chirps montants (F1 > F0) et les chirps descendants (FO > F1) est particulièrement faible ce qui permet de discerner très facilement les deux types d'impulsions. Motif de synchronisation Tout d'abord, les impulsions doivent être espacées d'au moins ule durée Tg pour éviter le chevauchement des réponses des corrélateurs du récepteur à 15 deux impulsions successives. Code de position L'une des variantes possibles est un code de position ayant ane auto corrélation apériodique égale à 0 ou 1 partout sauf à l'instant de synchronisation où 20 cette auto corrélation vaut N s'il y a N impulsions. Un tel code peut par exemple être représenté par un polynôme du type: P(d) = 1 + d4 +d9 +d15 +d22 +d32 +d34 où l'opérateur d" correspond à une impulsion à la position n. Ce code peut aussi être représenté sous forme graphique (figure 5). Quant à son auto corrélation, la représentation la plus simple est 25 graphique (figure 6). Elle montre bien le pic de corrélation principal sur lequel se fera une bonne détection, sachant que tous les lobes secondaires sont négligeables. Cette auto corrélation est la représentation graphique du prcduit P(d) P(1 / d) qui modélise le processus de corrélation à effectuer. Un bon code de position correspond par exemple à un polynôme P(d) tel que le produit P(d) P(1 / d) ait des coefficients de degré non nul égaux à 0 ou 1. La distinction entre les deux types de messages (message contenant les données ou bien message d'acquittement) pourra se faire en utilisant soit uniquement des chirps montants, soit uniquement des chirps descendants. Pour améliorer les performances, on peut accepter d'avoir des lobe:; P(d)=1+d+ d3+d6+d12 +d13 ...+dis secondaires un peu plus élevés, comme avec (13 coefficients non nuls, doic pic de 10 corrélation égal à 13) représentable par la figure 7 et dont l'auto corrélation est la suivante (lobes secondaires max: 3) figure 8. Codes binaires Séquence unique 15 Une autre possibilité est de se baser sur une séquence bina re ayant d'excellentes propriétés auto corrélation Dans ce cas, les impulsions sont émises à intervalles réguliers. Les bits 0 de la séquence se traduisent par des chirps d'un type donné, et es bits 1 par des chirps de l'autre type. 20 On peut prendre comme exemple une séquence de Barker de 13 bits ainsi constituée: {0, 1, 0, 1, 0, 0, 1, 1, 0, 0, 0, 0, 0} Ou, sous une autre forme {-1,+1,-1,+1,-1,-1,+1,+1,-1,-1,-1,-1,-1) 25 Son auto corrélation a alors la forme du signal de la figure 9. Si l'on émet cette même séquence en inversant tous les bits (en échangeant chirps montants et descendants, la sortie du corrélateur est inversée, comme en figure 10. On peut alors émettre soit la séquence originale, soit la séquence 30 inversée pour distinguer les deux types de messages en fonction de la polarité du pic de corrélation global. Paire de séquences II existe une autre possibilité qui consiste à disposer de deux séquences distinctes ayant d'excellentes propriétés d'auto corrélation et d'inter corrélation. Par exemple, les séquences suivantes (encore de 13 bits) Séquence A = {-1, +1, -1, +1, +1, -1, +1, +1, +1, -1, -1, -1, -1} Séquence B={-1,-1,+1,-1,-1,+1,-1,-1,-1,+1,+1,+1,-1} Leurs auto corrélation et inter corrélation sont les suivantes. La figure 11 correspond à l'auto corrélation de A, la figure 12 correspond à l'auto corrélation de B et la figure 13 à l'intercorrélation de A et de B. L'émission de l'une ou l'autre séquence permettra de distinguer parmi les deux types de messages possibles. Estimation du décalage en fréquence Compte tenu de la variabilité du canal, l'estimation du décalage en fréquence instantané effectuée dans le cadre de la présente invention repose sur un effet de diversité qui consiste à utiliser un jeu de P porteuses non modulées, réparties à peu près régulièrement dans toute la bande du signal, en lieu et place de certaines des porteuses existantes (pour conserver l'orthogonalité). P doit être faible devant N (de l'ordre de 10 % ou moins) pour ne pas trop diminuer le débit utile de la liaison. Ceci garantit que si quelques porteuses sont de faible niveau, il y en aura pratiquement toujours d'autres de niveau suffisant pour compenser. De plus, comme on est obligé de filtrer fortement l'estimation de décalage en fréquence commun, les porteuses d'estimation de décalage fi-liront un peu après le message lui-même pour compenser le retard dû au filtrage. Il n'est pas indispensable de les faire commencer avant le début du message, qui est le préambule de synchronisation décrit précédemment. En effet, on l'a rendu insensible au Doppler grâce aux chirps hyperboliques et on ne doit en détecter que la FIN, moment où une bonne estimation de la fréquence est alors disponible.30 REVENDICATIONS 1 - Procédé de transmission de données caractérisé en ce qu'il comporte au moins les étapes suivantes : émettre des paquets d'au moins deux types, des données pures, et des messages accusés de réception, chaque paquet est formé de trois composantes : a - un préambule d'acquisition, (1) pour la détection de présence et la détermination 10 conjointe des valeurs initiales du décalage temporel et du décalage fréquern:iel, b - les données proprement dites (2), c - un ensemble de porteuses fixes non modulées (3) adaptée à es.:imer en permanence le décalage en fréquence. 15 2 û Procédé selon la revendication 1 caractérisé en ce que : a - Le préambule d'acquisition est formé d'un ensemble d'impulsions de dL rée finie espacées d'au moins une durée minimale Tg. b û pour transmettre les données, on émet un signal constitué de N porteuses régulièrement espacées modulées indépendamment et de façon synchrone. 20 c û on utilise des porteuses fixes d'amplitude supérieure à celles véhiculant les données. 3 û Procédé selon la revendication 2 caractérisé en ce que on utilise oour les impulsions du préambule d'acquisition, des rampes de fréquence non I néaires, 25 chirps hyperboliques montantes ou descendantes dont les caractéristiq aes sont fixées par leur durée et les fréquences extrêmes utilisées (minimale et maxirnale). 4 û Procédé selon la revendication 2 caractérisé en ce que l'on module les impulsions du préambule d'acquisition en amplitude en fonction de la fréquence 30 instantanée pour obtenir un spectre en fréquence quasi "plat". 5 û Procédé selon la revendication 1 caractérisé en ce que l'on utilise deux types d'impulsions pour distinguer entre messages de données et massages d'acquittement. 6 û Procédé selon la revendication 1 caractérisé en ce que l'on utilise une modulation de type différentiel, à 2 ou 4 états de phase. 7 û Procédé selon les revendications 1 et 6 caractérisé en ce que l'on insère des symboles de référence de phases connues à des positions connues. 8 û Procédé selon la revendication 7 caractérisé en ce que l'on utilise des symboles de référence de phases ayant une puissance plus élevée que les symboles inconnus. 9 - Procédé selon l'une des revendications 1 ou 2 caractérisé en ce qu'on utilise un code de position correspondant à un polynôme P(d) tels que le produit P(d)*P(1/d) ait des coefficients de degré non nul égaux à 0 ou 1. 10 û Procédé selon l'une des revendications 1 à 2 caractérisé en ce que l'ion utilise des codes binaires. 11 û Utilisation du procédé selon l'une des revendications 1 à 1, à des 20 transmissions acoustiques de données dans un milieu susceptible de véhiculer les dites ondes, à savoir le milieu sous-marin, l'air, la roche, etc15