Brevet FR2893145A1 — publié le 20070511

PROCEDE DE COMPRESSIC N D'IMPULSIONS DU TYPE A CODES DE PHASE OU A MODULATION LINEAIRE DE FREQUENCE ET RADARS LE METTANT EN OEUVRE L'invention concerne des procédés de compression d'impulsions dans lesquels l'onde émise est un train d'impulsions codées en phase ou modulées linéairement en fréquence, l'invention concerne égale-ment des radars mettant en oeuvre lesdits procédés. Les radars permettent de mesurer la distance R qui sépare le radar d'un objet ou cible qui est en général mobile, tel qu'un aéronef. Pour effectuer cette mesure, le radar émet un signal radioélectrique ayant une certaine énergie et mesure l'intervalle de temps T qui sépare l'instant d'émission de l'instant de réception du signal correspondant à l'énergie ré "léchie par la cible. Ce temps T est relié à la distance R par la formule T = 2R/c dans laquelle c est la vitesse de la lumière, c'est-à-dire la vitesse de propagation du signal radio-électrique. Le signal radioélectrique qui est émis peut avoir différentes formes. par exemple celle d'une impulsion haute fréquence de courte durée ou encore celle d'une onde émise de manière continue dont la fréquence varie linéairement au cours du temps selon une courbe en dents de scie par exemple. Dans ce deuxième type de radar, la différence de fréquence fr entre le signal émis et le signal reçu est une mesure de la distance R entre le radar et la cible en l'absence d'un décalage dû à l'effet Doppler ; elle est donnée par la formule fr = 2Rfm/c dans laquelle fm indique la variation de la fréquence émise par unité de temps. La présence d'une fréquence Doppler vient perturber la mesure mais l'influence de cette perturbation peut être éliminée. Chacune des formes d'onde d'émission, impulsions de courte durée ou onde continue modulée en fréquence, présente ses avantages et ses inconvénients. C'est ainsi qu'un radar à impulsions courtes présente notamment une bonne résolution en distance et des différentes cibles mais sa portée est limitée par l'énergie que peut contenir l'impulsion émise. En ce qui concerne le radar modulé e^ fréquence, il est sensible au décalage dû à l'effet Doppler et il lui est difficile de discriminer entre les cibles. Pour remédier aux inconvénients précités et à d'autres qui ne seront pas exposés ici, il a été proposé d'augmenter la puissance émise en émettant suivant des impulsions longues dont la fréquence porteuse est modulée en fréquence ou en phase. A la réception, le signal reçu en réponse au signal émis est évidemment une impulsion longue qui est comprimée en agissant sur le signal haute fréquence modulé de manière à obtenir une impulsion très courte. Cette action consiste, par exemple, à appliquer le signal reçu à une ligne à retard dispersive qui peut être décrite comme accélérant plus les hautes fréquences correspondant au flanc arrière de l'impulsion que les basses fréquences correspondant au front avant de l'impulsion. On peut ainsi émettre des impulsions d'une microseconde et obtenir à la réception des impulsions comprimées de l'ordre d'une à quelques nanosecondes. Par ce procédé, on obtient des portées importantes tout en conservant les avantages des radars à impulsions très courtes. La figure 1 représente schématiquement le processus de l'émission d'un radar à compression d'impulsions. Une impulsion 1 est appliquée à un filtre dispersif analogique 2 qui fournit une impulsion 3 de durée relativement longue dont la fréquence porteuse est modulée en fréquence suivant une loi déterminée par le filtre 2. La figure 2 représente schématiquement le processus de la réception d'un signal 4, semblable à l'impulsion 3 de la figure 1, qui est appliqué à un filtre compressif analogique 5 de manière à fournir une impulsion 6. Il existe de nombreux procédés de compression d'impulsion mais il ne sera tenu compte ici que de deux d'entre eux, savoir la modulation de phase par codes polyphasés et la modulation linéaire ce fréquence. Dans le procédé de modulation de phase par codes polyphases, une impulsion de longue durée est divisée en N impulsions d'émission .5 10 15 20 25 30 de courte durée l ayant la même fréquence porteuse fo mais une phase + qui diffère d'une impulsion à la suivante. Les N impulsions émises peuvent être adjacentes (code de phase continu) ou séparées par un certain intervalle de temps (code de phase quasi-continu). Dans le cas de codes polyphases quadratiques, qui sont par exemple décrits dans les articles de Bernard L. LEWIS et Frank F. KRETSCHMER Jr dans la revue IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems, vol. AES-18, N 5 de septembre 1982 et vol. AES-19, N 4 de juillet 1983, la phase des impulsions ou moments correspond à l'échantillonnage d'une modulation linéaire de fréquence. Les signaux reçus en réponse aux impulsions émises sont évidemment des impulsions qui ont un certain retard par rapport aux impulsions émises correspondantes, ce retard étant proportionnel à la distance de l'objet qui a réfléchi l'impulsion. Ces impulsions reçues sont soumises à un traitement de compression d'impulsion qui consiste essentiellement dans le cas de signaux numériques, en des algorithmes qui sont de deux types : temporel ou fréquentiel. Dans les algorithmes du type temporel, le signal reçu est échantillonné, puis corrélé avec une réplique de l'onde émise. Les algorithmes du type fréquentiel réalisent d'abord une`ransformée de Fourier discrète du signal reçu, puis une multiplication par le spectre d'une réplique de l'onde émise et enfin une transformée de Fourier discrète inverse. Les performances de ces algorithmes sont limitées par des problèmes notamment de linéarité et d'équilibrage des voies qui ne peuvent être que partiellement compensés par un traitement de correction. En outre, il faut une puissance de calcul très importante pour obtenir des taux de compression élevés et une bonne résolution. Cette puissance de calcul doit être d'autant plus grande que l'on désire effectuer toute une gamme de compressions d'impulsions avec des paramètres différents. Dans le r,rocédé de modulation linéaire de fréquence, une 10 15 20 25 30 impulsion de longue durée dont la fréquence porteuse fo est modulée linéairement en fréquence est également divisée en N impulsions d'émission de courte durée dont la fréquence varie pendant la durée 7- comme varie la fréquence de l'impulsion longue d'origine. Les N impulsions émises peuvent être adjacentes (modulation continue) ou séparées par un certain intervalle de temps (modulation quasi-continue). A la réception, la fréquence de l'impulsion reçue est comparée à celle de l'impulsion émise de manière à obtenir une fréquence de battement qui est représentative de la distance de la cible. Un tel procédé présente les inconvénients suivants : il est difficile d'obtenir par des moyens analogiques des taux de compression élevés et des durées d'impulsion longue. En outre, un radar mettant en oeuvre un tel procédé ne permet de générer qu'un nombre limité de formes d'impulsion. Un but de la présente invention est donc de mettre en oeuvre un procédé de compression d'impulsions du type à codes de phase ou à modulation linéaire de fréquence qui ne présente pas les inconvénients précités. L'invention se rapporte à un procédé de compression d'impulsions numérique caractérisé en ce qu'il comprend les opérations suivantes: a) élaboration sous forme numérique d'un code de phase comprenant N valeurs de phase variant suivant une loi quadratique, b) émission d'impulsions haute fréquence dont la phase varie suivant ledit code de phase, le signal haute fréquence étant cohérent d'une récurrence à la suivante et lesdites N impulsions étant réparties régulièrement sur toute la période de récurrence, c) réception de signaux reçus en réponse aux impulsions émises, d) extraction de la phase et de l'amplitude des signaux reçus, e) filtrage adapté à la durée des impulsions émises des signaux extraits, f) échantillonnage et codage des signaux extraits et filtrés de manière à obtenir le code reçu sous forme numérique dans la ou les 10 15 20 25 30 cases distances où un signal est présent, et g) calcul de la transformée de Fourier desdits codes. L'extraction de la phase et de l'amplitude des signaux reçus peut être réalisée par référence à un signal dont la phase varie suivant ladite loi quadratique ou par référence à un signal dont la phase est constante mais, dans ce cas, il est prévu de faire précéder l'opération de calcul de la transformée de Fourier par une opération de soustraction, pour chaque case distance, du code émis au code reçu. Dans une variante du procédé, les opérations a) et b) sont remplacées par l'émission de N impulsions haute fréquence dont la fréquence porteuse varie linéairement, lesdites N impulsions étant réparties régulièrement sur toute la période de récurrence, cette variante correspondant à une modulation linéaire de fréquence. I1 est alors prévu que l'extraction de la phase et de l'amplitude des signaux reçus soit réalisée par référence à un signal dont la phase varie conformément à la modulation de fréquence des impulsions émises. L'invention propose d'utiliser des codes de phases particuliers. L'invention se rapporte également à un radar pour mettre en oeuvre le procédé selon l'invention qui comprend des moyens pour émettre des impulsions haute fréquence, des moyens pour recevoir, détecter et amplifier les signaux reçus en réponse aux impulsions émises, des moyens pour extraire la phase et l'amplitude des signaux reçus, des moyens de filtrage des signaux représentatifs de la phase et de l'amplitude, des moyens d'échantillonnage et de codage desdits signaux filtrés et des moyens de calcul de la transformée de Fourier des signaux codés, caractérisé en ce qu'il comprend en outre des moyens pour fournir successivement sous forme numérique et de manière répétitive N valeurs de phase variant suivant une loi quadratique et correspondant à au moins un code de phase déterminé, des moyens qui, recevant lesdites N valeurs de phase, fournissent N signaux à la même fréquence mais affectés d'une phase -orrespondant aux N valeurs de phase, lesdits signaux étant 10 15 20 25 30 appliqués d'une part aux moyens d'émission d'impulsions haute fréquence et, d'autre part, aux moyens d'extraction de la phase et de l'amplitude des signaux reçus. Dans une variante du procédé dans laquelle l'extraction de la phase et de l'amplitude des signaux reçus est réalisée par référence à un signal dont la phase est constante, le radar est prévu avec des moyens de soustraction numérique qui effectuent la soustraction entre les codes fournis par les moyens d'échantillonnage et de codage et les codes de phase. Dans la variante du procédé correspondant à la modulation linéaire de fréquence, le radar est prévu avec des moyens pour fournir de manière répétitive des impulsions dont la fréquence porteuse, varie linéairement au cours d'une récurrence, lesdites impulsions étant appliquées, d'une part, aux moyens d'émission des N impulsions haute fréquence et, d'autre part, aux moyens d'extraction de la phase et de l'amplitude des signaux reçus. D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention apparaîtront à la lecture de la description suivante d'exemples particuliers de réalisation, ladite description étant faite en relation avec les dessins en annexe dans lesquels : - la figure 1 est un schéma montrant le processus d'émission d'un radar à compression d'impulsion ; - la figure 2 est un schéma montrant le processus de réception d'un radar à compression d'impulsion ; - la figure 3a est un diagramme des impulsions émises selon une modulation de phase par codes polyphases ; - la figure 3b est un diagramme des impulsions reçues en réponse aux impulsions du diagramme de la figure 3a ; - la figure 3c est un diagramme des signaux résultant de l'échantillonnage des impulsions du diagramme de la figure 3b ; - la figure 4 est un schéma d'un premier exemple particulier de réalisation d'un radar à compression d'impulsion du type à codes polyphases selon la présente invention ; - la figure 5 est un schéma d'un deuxième exemple particulier de réalisation d'un radar à compression d'impulsion du type à codes polyphases selon la présente invention, et - la figure 6 est un schéma indiquant les modifications à apporter à celui de la figure 4 de manière à réaliser un radar à compression d'impulsions du type à modulation linéaire de fréquence selon l'invention. L'invention sera décrite dans une application préférée mettant en oeuvre des codes polyphases quadratiques mais on montrera qu'elle peut être mise en oeuvre dans une modulation linéaire de fréquence. La figure 3a donne le diagramme temporel d'un train d'impulsions d'émission 20 à 26 constitué par la répétition d'une série de N = 6 impulsions 20 à 25 dont les phases t) o à y 5 varient suivant u e loi quadratique. L'intervalle de temps qui sépare les fronts avant de deux impulsions consécutifs de durée T est égal à Td = 3T et la durée d'une série est égale à T = NTd. La figure 3b donne le diagramme temporel des impulsions 30 à 35 qui sont reçues d'un objet en réponse aux impulsions émises 20 à 25 en prenant les mêmes origines temporelles que celles de la figure 3a. Ce train d'impulsions 30 à 35 est retardé d'un temps Tr = NrTd + Dr par rapport au train d'impulsions émises 20 à 25. Dans ces deux diagrammes, on a choisi Nr = 2 et Dr = Td/2. Bien entendu, les impulsions 28 et 29 qui sont reçues avant l'impulsion 30 correspondent à la série d'impulsions émises avant l'impulsion 20 et sont affectées du même retard Tr par rapport aux impulsions d'origine. Si les impulsions du diagramme de la figure 3b sont filtrées par un filtre adapté à une impulsion rectangulaire de durée , on obtient les signaux triangulaires 38 à 45 de la figure 3c dont le maximum coïncide avec le flanc arrière des impulsions reçues. Plusieurs cases distances peuvent être définies en utilisant plusieurs instants d'échantillonnage pendant la période de réception séparant deux périodes d'émission. Si l'on appelle '- o à w5 les phases des signaux reçus après l'émission des impulsions de phase o à L, 5 respectivement, on peut écrire que 47 o = y 4, ,el = t5, 2 = 3 = -? 4 = 'w 2 et 5 = '+,3, c'est-à-dire de manière plus générale : (1) ~ (i) = ..) (i - Nr + N) pour i variant de 0 à Nr, et (2) ç (i) = (i - Nr) pour i variant de Nr+1 à N-1. Selon l'invention, il est proposé de soustraire les phases émises Ili (i) aux phases reçues y (i) de manière à faire apparaître une différence des phases qui ne dépend plus du terme quadratique de la loi de phase, c'est-à-dire de i2, mais qui dépend d'un terme linéaire proportionnel à iNr. La transformée de Fourier discrète permet ensuite de restituer la valeur de Nr et fournit ainsi une mesure de la distance. Pour qu'il en soit ainsi, il faut choisir des codes de phase quadratiques particuliers qui sont déterminés comme suit à partir 15 d'une loi de code quadratique quelconque : y (i) = 27 (ai2 + bi pour i = 0, N-1 Les phases .2 (i) des signaux reçus peuvent alors s'exprimer par : 20 et(i)=27 ra(i-Nr+N)2+b(i-Nr+N) pour i.0, Nr 25 30 (i) = 2ù a(i - Nr)2 + b(i - Nr)~ pour i = Nr+l, N-1 La différence '(i) - y (i) s'exprime alors par : (3) 2". -2ai (Nr-N) + a(Nr-N)2 - b(Nr - N) pour i=0, Nr et (4) 21T(- 2aiNr + aNr2 - bNr) pour i=Nr+l, N-1 Dans ces dernières expressions (3) et (4) on remarque que cette différence de phase varie de la valeur -27 ` 2a(Nr-N) Î pour i=0, Nr ou -2 -7(2aNr) pour i=Nr+1, N-1, pendant chaque période Td c'est-à-dire qu'elle correspond à une fréquence Fi = - 2a(Nr-N)Fd pour i = 0, Nr ou F2 = -2aNrFd pour i = Nr+l, N-1 avec Fd = 1/Td. Ces deux fréquences F1 et F" sont égales modulo Fd si et seulement si 2aN est entier. Il ne sera retenu que le cas où 2aN=1 car le cas 2aN=-1 est identique tandis que les cas 12aN !) 1 introduisent les ambiguîtés en distance. Les expressions (3) et (4) montrent également que les signaux de fréquences F1 et F2 ne sont en phase que si la différence des termes indépendants de i est un multiple entier de 21r, c'est-à-dire que l'expression C = a(Nr-N)2 - b(Nr-N) - aNr2 + bNr est un entier, c'est-à-dire C = aN(N-2Nr) + bN sous la forme simplifiée, soit C = 2 - Nr + bN sachant que 2aN = 1 C = N(b + 2) - Nr Nr étant par définition un entier, C est un entier si et seulement si N(b+ z) est un entier ou est égal à zéro.Le cas b = i conduit au code dont la loi est la suivante : L )(i) = Nit -7 i pour i=0, N-1 qui est le code P4 défini dans les articles précités de la revue IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems. De manière plus générale, un code de la forme : T (i) = N (i-x)2 - - (i- ) pour i=0, N-1 avec quelconque peut être utilisé. Un calcul analogue au précédent donne : (i) - (i) = 2T~- 1 (i- ) (Nr-N) + (Nr N)2 (Nr-N) si) N 2N + 2 pour i = 0, Nr, et r (i) - lE/ (1) = 27 - ~T (12 ^ )Nr+ 2N + 2r pour i = Nr+l, N-1 La résolution des deux équations précédentes indique que les différences de phase correspondent à des fréquences : F"1=-N,v Fd+Fd pouri=0,Nr F"2 = - NV Fd pour i = Nr+l, N-1 qui sont égales modulo Fd. Par ailleurs, ces deux fréquences sont en phase si le terme C" = - - Nr, qui est la différence des termes indépendants de i, est 5 10 15 20 25 30 un multiple entier de 2T c'est-à-dire siC" est un entier. Or le terme (-a) dans C" correspond à un déphasage constant de (- 2i x) qui peut être éliminé en émettant avec un déphasage de (+ 27'x) d'une récurrence à la suivante, ce qui revient à annuler le terme (- x) dans C" qui devient alors égal à -Nr, un multiple entier. Selon l'invention, la soustraction des phases (i) - y0) peut être réalisée de manière analogique ou numérique. Dans un circuit analogique, cette soustraction des phases est obtenue à l'aide d'un mélangeur auquel sont appliqués, d'une part, les signaux reçus en réponse aux impulsions émises après transposition de fréquence et, d'autre part, les signaux correspondant aux codes de phase à la même fréquence de transposition. Les signaux de sortie du mélangeur ont une fréquence dite de battement qui est égale à F1 ou F2. La figure 4 est le schéma fonctionnel simplifié d'un radar à compression d'impulsion dans Iequel la soustraction des phases est obtenue par deux démodulateurs amplitude-phase disposés dans la partie vidéo-fréquence du récepteur. Il comprend une antenne 50 utilisée à l'émission des impulsions 20 à 26 et à la réception des signaux réfléchis par les cibles. Les impulsions d'émission sont obtenues de la manière suivante. Un générateur de codes de phase 55 fournit les deux composantes en quadrature sin (i) et cos y(i) de la phase qui sont appliquées à un circuit multiplicateur 54 qui reçoit par ailleurs un signal à la fréquence intermédiaire ou moyenne Fm fourni par un circuit multiplicateur de fréquence 57. Le signal de sortie du circuit multiplicateur 54, qui est de la forme cos ; 27 Fmt + y(0 1, est appliqué à un circuit mélangeur 53 qui reçoit par ailleurs un signal très haute fréquence Fh fourni par le circuit multiplicateur de fréquence 58. Les deux circuits multiplicateurs de fréquence 57 et 58 reçoivent un signal à une fréquence de référence fourni par un oscillateur local 56. Les signaux de sortie du circuit mélangeur 53, qui sont de la forme cos F2-\ Fot + 4) (i) j avec Fo = Fh + Fm, sont appliqués à un émetteur 52 qui élabore des impulsions de durée t séparées les unes des autres d'une durée Td et 10 15 20 25 30 dont la fréquence porteuse est de fréquence Fo et de phase y (i). Ces impulsions sont appliquées à l'antenne 50 via un circuit duplexeur 51. Les signaux reçus par l'antenne 50 sont aiguillés par le circuit duplexeur 51 vers un circuit mélangeur 59 qui reçoit par ailleurs un signal à la fréquence Fh en provenance du circuit multiplicateur de fréquence 58. Les signaux de sortie du circuit 59, qui sont à la fréquence Fm, sont amplifiés dans un amplificateur à moyenne fréquence 60 avant d'être appliqués à deux démodulateurs amplitude-phase 62 et 63. Les signaux de référence de ces démolateurs de phase sont fournis par le circuit mélangeur 54, soit directement pour le démodulateur 62, soit par l'intermédiaire d'un circuit déphaseur 61 pour le démodulateur 63. Ces signaux de référence contiennent la phase 4 (i) du signal émis. Les démodulateurs amplitude-phase 62 e 63 fournissent les deux composantes de la forme sin [te (i) - L(i) j et cos r y (i) - 4i (i) j et réalisent 1onc la soustraction j .P (i) - 'ä./ (i):-t en vidéofréquence. 4 ~ Ces deux signaux sont filtrés chacun dans un filt:e adapté à la durée 1 référencé 64 et 65 avant d'être échantillonnés dans des circuits d'échantillonnage et de codage 66 et 67. Un générateur d'impulsions 68 fournit les instants d'échantillonnage aux échantillonneurs 66 et 67. Chaque instant d'échantillonnage définit une case distance. Ces valeurs issues de chaque case distance apparaissent sur une sortie déterminée des circuits d'échantillonnage 66 et 67. Sur la figure 4 on n'a représenté que trois sorties référencées 70, 71 et 72 pour le circuit 66 et 73, 74 et 75 pour le circuit 67. Chaque couple de sorties 70 et 73, 71 et 74, 72 et 75, correspondant à une même case de distance est connecté à un circuit de calcul de la transformée de Fourier tel que celui référencé 69 ; ce calcul étant effectué sous forme numérique sur les codes fournis par les cire nits d'échantillonnage et de codage 66 et 67. A la sortie des circuits de calcul de la transformée de Fourier, les signaux peuvent subir des traitements particuliers qui sont fonction des informations que l'on désire ottenir telle que par exemple l'élimination des échos fixes. Pour réaliser de manière numérique la soustraction de phases définie ci-dessus, on effectue une multiplication du signal reçu pour une case en distance pendant une période de récurrence T = NTd, qui est exprimée par les composantes complexes numériques X(i), Y(i) pour i = 0, N-1, par une réplique du code émis donnée par ses composantes complexes numériques X'(i), Y'(i) pour i=0, N-1. On obtient alors les deux composantes complexes X"(i) et Y"(i) de la soustraction par X"(i) = X(i) . X'(i) + Y(i) . Y'(i) Y"(i) = Y(i) . Y'(i) - Y(i) . X'(i), composantes qui sont des valeurs numériques. Ce sont ces valeurs X"(i) et Y"(i) qui sont traitées de manière. classique dans un dispositif de calcul de la transformée de Fourier. 15 La figure 5 est un schéma fonctionnel simplifié d'un radar à compression d'impulsion dans lequel la soustraction de phases est réalisée de manière numérique. Sur cette figure 5, les références identiques à celles de la figure 4 désignent des éléments identiques dans les deux schémas. Le schéma de la figure 5 diffère de celui de 20 la figure 4 sur deux points : - le premier concerne les démodulateurs amplitude-phase 62 et 63 qui reçoivent des signaux de référence à fréquence moyenne Fm fournis par le circuit multiplicateur de fréquence 57 et non pas les signaux de sortie du circuit multiplicateur 54. Ceci signifie que les 25 démodulateurs reçoivent des signaux de référence sans le déphasage -P(i) et il en résulte qu'ils fournissent un signal affecté d'un déphasage e (i) et non pas :)(i) - (i) - le deuxième point concerne la présence d'un circuit de soustraction de phase 76 pour réaliser la différence (i) -4'(i) qui reçoit, 30 d'une part, les signaux numériques d'une case de distance et d'autre part, une réplique numérique des composantes X'(i,, et Y'(i) du signal émis, réplique qui est fourni par le générateur de codes de phase 55. Les signaux de sortie X"(i) et Y"(i) du circuit de soustraction 76 sont appliqués à un circuit de calcul numérique de la transformée 10 de Fourier 69. Pour chaque case de distance, il y a un circuit de soustraction 76 et un circuit de calcul de la transformée de Fourier 69. Le procédé selon l'invention peut être mis en oeuvre dans le cas d'une modulation linéaire de fréquence mais les performances atteintes sont moins bonnes que dans le cas d'utilisation de codes polyphases. Pour cela, la modulation linéaire de fréquence doit respecter certaines conditions qui seront déterminées ci-après. Soit '1)(t) la phase de l'onde émise à l'instant t, T la période de récurrence de la modulation et ,4) (t) la phase de l'onde reçue au même instant t. Une modulation linéaire de fréquence peut s'écrire sous la forme d'une modulation de phase quadratique telle que (t) = 2T (at2 + bt) avec t Ces signaux de phase ,' (t) sont échantillonnés à la fréquence Fd = 1/Td et on dispose alors de N échantillons dont les phases sont ' (t) = y (iTd) pour i=0, N-1. La soustraction de phase conformément au procédé décrit ci-dessus aboutit aux équations : (5) (iTd) - ) (iTd) = 2T r-2aiTd(Tr-T) + a (Tr-T)2 - b(Tr-T) pour i=0, Nr (6) ; (iTd) - 47(iTd) = 2 (-2aiTd.Tr+aTr2-bTr) pour i = Nr+l, N-1 L'équation (.5) montre que d'une soustraction à la suivante correspondant à des échantillons séparés par un intervalle de temps Td, la variation de phase est de -2lT2aTd(Tr-T) pendant le temps Td, ce qui correspond à une fréquence F'1 = -2a(Tr-T). Le même 25 30 calcul pour l'équation (6) montre que la variation de phase d'une période à la suivante correspond à une fréquence F'2 = -2aTr. Ces deux fréquences F'l et F'2 sont égales modulo Fd = 1/Td si et seulement si 2aT = KFd avec K un nombre entier. Par exemple, avec K=1, on obtient a = Fd2/2N et l'excursion en fréquence de la modulation B = -2aT = Fd est égale à la fréquence d'échantillonnage. Les deux équations (5) et (6), qui explicitent un même phénomène, ne doivent pas présenter de discontinuité de phase entre elles, ce qui signifie que leurs phases résiduelles indépendantes de i doivent être égales modulo 21T, ce qui est obtenu quand : C' = a(Tr - T)2 - b(Tr - T) - aTr2 + bTr est entier soit C' = a T(T -2Tr) + bT qui s'écrit C' = 2 + FdTr + bT si on prend a = Fd2/2N et T = NTd ou C' = 2 + Nr + FdDr + bT avec Tr = NrTd + Dr Cette dernière expression montre que l'on peut facilement faire en sorte que N/2 + Nr + bT soit égal à un entier mais, par contre, le terme FdDr est quelconque entre 0 et 1. Il en résulte que les deux équations (5) et (6) ont un déphasage compris entre 0 et 2 17 qui se traduit lors de la transformée de Fourier par une perte moyenne de niveau d'environ deux décibels en puissance et un élargissement du pic central. Pour mettre en oeuvre l'invention dans le cas d'une modulation linéaire de fréquence, il suffit de réaliser un radar à compression d'impulsion tel que décrit en relation avec la figure 4 mais en remplaçant le circuit multiplicateur 54 et le générateur de codes de phase 55 par d'autres éléments qui seront décrits en relation avec la figure 6. Il s'agit d'un générateur d'impulsions 82 dont les impulsions sont appliquées à un circuit mélangeur 81 qui reçoit le signal à fréquence moyenne fm fourni par le circuit multiplicateur de fréquence 57 (figure 4). La modulation de fréquence est obtenue à l'aide d'un filtre dispersif 80 auquel est appliquée l'impulsion de 20 25 30 5 fréquence porteuse fm fournie par le circuit mélangeur 81. Le signal de sortie du filtre dispersif 80 est appliqué d'une part, au circuit mélangeur 53 (figure 4) et aux démodulateurs amplitude-phase 62 et 63 (figure 4). L'invention a été décrite en montrant un facteur de forme Td/t égal à 3 (figure 3) mais il est clair que ce facteur de forme peut êtrequelconque et notamment égal à 1, auquel cas les impulsions sont juxtaposées. En effet, ce facteur de forme n'intervient pas dans le traitement du signal et n'a donc aucune influence. REVENDICATIONS 1. Procédé de compression d'impulsions numérique caractérisé en ce qu'il comprend les opérations suivantes : a) élaboration sous forme numérique d'un code de phase comprenant N valeurs de phase variant suivant une loi quadratique, b) émission d'impulsions haute fréquence dont la phase varie suivant ledit code de phase, le signal haute fréquence étant cohérent d'une récurrence à la suivante et lesdites N impulsions étant réparties régulièrement sur toute la période de récurrence, c) réception de signaux reçus en réponse aux impulsions émises, d) extraction de la phase et de l'amplitude des signaux reçus, e) filtrage adapté à la durée des impulsions émises des signaux extraits f) échantillonnage et codage des signaux extraits et filtrés de manière à obtenir le code reçu sous forme numérique dans la ou les 15 cases distance où un signal est présent, et g) calcul de la transformée de Fourier desdits codes. 2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'extraction de la phase et de l'amplitude des signaux reçus est réalisée par référence à un signal dont la phase varie suivant ladite 20 loi quadratique. 3. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'extraction de la phase et de l'amplitude des signaux reçus est réalisée par référence à un signal dont la phase est constante et en ce que l'opération de calcul de la transformée de Fourier est 25 précédée d'une opération de soustraction, pour chaque case distance, du code émis au code reçu. 4. Procédé selon selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que les opérations a) et b) sont remplacées par l'émission de N impulsions haute fréquence dont la fréquence porteuse varie linéai- 30 rement, lesdites N impulsions étant réparties régulièrement sur toute la période de récurrence. 5. Procédé selon la revendication 1., 2 ou 3, caractérisé en ceque la loi quadratique de variation de la phase v(i) correspond au 7.2 code polyphase P4 tel que y(i) = 1-1 - i pour i variant de 0 à N-1. 6. Procédé selon la revendication 1, 2 ou 3, caractérisé en ce que la loi quadratique de variation de la phase f(i) est telle que : - 2 `y' (i) = N(i- - (i-x) avec 0 7. Radar pour mettre en oeuvre le procédé selon la revendication 1 ou 2 ou 5 en ce qu'elle dépend des revendications 1 ou 2 qui comprend des moyens (50, 51, 52, 53, 56, 57 et 58) pour émettre des impulsions haute fréquence, des moyens (50, 51, 59 et 60) pour recevoir, détecter et amplifier les signaux reçus en réponse aux impulsions émises, des moyens (61, 62 et 63) pour extraire la phase et l'amplitude des signaux reçus, des moyens (64 et 65) de filtrage des signaux représentatifs de la phase et de l'amplitude, des moyens d'échantillonnage et de codage (66 et 67) desdits signaux filtrés et des moyens de calcul de la transformée de Four er (69) des signaux codés, caractérisé en ce qu'il comprend en outre des moyens (55) pour fournir successivement sous forme numérique et de manière répétitive N valeurs de phase variant suivant une loi quadratique et correspondant à au moins un code de phase déterminé, des moyens (54) qui, recevant lesdites N valeurs de phase, fournissent N signaux à la même fréquence mais affectés d'une phase correspondant aux N valeurs de phase, lesdits signaux étant appliqués d'une part aux moyens d'émission d'impulsions haute fréquence '50 à 53) et, d'autre part, aux moyens (62 et 63) d'extraction de la phase et de l'amplitude des signaux reçus. 8. Radar pour mettre en oeuvre le procédé selon la revendication 3 ou 5 en ce qu'elle dépend de la revendication 3 qui comprend des moyens (50 à 53, 56 à 58 pour émettre des impulsions haute fréquence, des moyens (50, 51, 59 et 60) pour recevoir, détecter et amplifier les signaux reçus en réponse aux impulsions émises, des moyens (62 et 63) pour extraire la phase et l'amplitude des signaux reçus, des moyens de filtrage (64 et 65) des signaux 5 10 15 20 25 30représentatifs de la phase et de l'amplitude, des moyens (66 et 67) d'échantillonnage et de codage desdits signaux filtrés et des moyens de calcul de la transformée de Fourier (69) des signaux codés, caractérisé en ce qu'il comprend, en outre, des moyens (55) pour fournir sous forme numérique et de manière répétitive N valeurs de phase variant suivant une oi quadratique et correspondant au moins à un code de phase déterminé, des moyens (54) qui, recevant lesdites N valeurs de phase, fournissent N signaux à la même fréquence mais affectés d'une phase correspondant aux N valeurs de phase et des moyens de soustraction numérique (76) qui effectuent la sous-traction entre les codes fournis par les moyens d'échantillonnage et de codage et les codes de phase. 9. Radar pour mettre en oeuvre le procédé selon la revendication 4 qui comprend des moyens (50 à 53, 56 à 58) pour émettre des impulsions haute fréquence. des moyens (50, 51, 59 et 60) pour recevoir, détecter et amplifier les signaux reçus en réponse aux impulsions émises, des moyens (62, 63) pour extraire la phase et l'amplitude des signaux reçus, des moyens (64, 65) de filtrage des signaux réprésentatifs, des moyens (66 et 67) d'échantillonnage et de codage desdits signaux filtrés et des moyens de calcul de la transformée de Fourier (69), caractérisé en ce qu'il comprend des moyens (80 à 82) pour fournir de manière répétitive des impulsions dont la fréquence porteuse varie linéairement au cours d'une récurrence, lesdites impulsions étant appliquées d'une part, aux moyens (52, 53) d'émission des N 'mpulsions haute fréquence et, d'autre part, aux moyens (62 et 63) d'extraction de la phase et de l'amplitude des signaux reçus. 10. Radar selon la revendication 7 ou 8 pour mettre en oeuvre le procédé selon la revendication 6, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens pour réaliser la compensation de phase de 2 '