Brevet FR2878667A1 — publié le 20060602

PROCEDE ET DISPOSITIF DE CONVERSION ANALOGIQUE NUMERIQUE AVEC CORRECTION DE DISSYMETRIE La présente invention concerne les convertisseurs analogique-numérique de signaux complexes, ayant deux voies en quadrature. Plus particulièrement l'invention adresse le problème de la dissymétrie de la fonction de transfert qui affecte certains convertisseurs passe-bande complexe. Parmi les convertisseurs analogique-numérique, on connaît les convertisseurs analogique-numérique Sigma-Delta. Ces convertisseurs présentent une fréquence de sur-échantillonnage bien supérieure à la fréquence de Nyquist du signal d'entrée. De ce fait, ils permettent d'obtenir une résolution importante pour un coût relativement faible. Les convertisseurs de ce type permettent également de rejeter le bruit de quantification à l'extérieur de la bande de fréquence utile du signal de sortie, laquelle possède une fréquence centrale fo. En effet, dans un tel convertisseur, le bruit de quantification est contrôlé par une action combinée des signaux des boucles de réaction et d'un filtre complexe. Des convertisseurs Sigma-Delta passe-bande peuvent convertir des signaux analogiques complexes en signaux numériques complexes. Ils présentent alors deux voies en quadrature, classiquement référencées I (pour 'In phase') et Q (pour 'Quadrature'). Ils présentent des avantages par rapport aux convertisseurs de signaux réels, en termes de stabilité et de largeur de bande passante. La figure 1 illustre un tel convertisseur Sigma-Delta passe-bande complexe. Chacune des voies en quadrature I et Q comprend une entrée 301, 301'. Le signal entrant par l'entrée 301, 301' est additionné par un additionneur 103, 104 au signal de la boucle de réaction 114, 115. Puis le signal passe par le filtre complexe 105. II est ensuite traité par un quantificateur 106, 107 avant d'être délivré sur des sorties 303, 303'. Les boucles de réaction comprennent chacune au moins un convertisseur numérique-analogique 112, 113 pour fournir le signal de réaction. La figure 2 illustre une courbe présentant deux épaules 202 et 203 de mise en forme de bruit d'un convertisseur de signaux complexes. Ainsi, le bruit est rejeté hors de la bande de fréquence utile 201 de fréquence centrale fo, ce qui permet d'améliorer le rapport signal/bruit et de ce fait d'accroître les performances du convertisseur. Dans un filtre passe-bande du deuxième ordre, une dissymétrie de traitement du signal peut apparaître entre le premier étage et le second étage du filtre. Dans le cas d'une telle dissymétrie, les épaules 202 et 203 de la courbe de mise en forme du bruit ne sont pas symétriques. Lorsqu'une fonction de transfert d'un convertisseur présente une dissymétrie de traitement entre différents étages, le bruit sur la fréquence image n'est pas rejeté correctement. La présente invention vise à réduire le bruit de manière à améliorer les performances d'un tel convertisseur, en adressant le problème de dissymétrie de la fonction de transfert. Un premier aspect de l'invention propose un procédé de conversion analogique numérique utilisant un convertisseur analogique-numérique ayant deux voies en quadrature I et Q comprenant chacune une entrée et une sortie associées, pour convertir un signal d'entrée analogique complexe en un signal de sortie numérique complexe. Le convertisseur comprend un filtre complexe ayant au moins une paire d'étages avec un premier étage et un second étage, comprenant chacun une entrée et une sortie respectives sur chacune des voies I et Q. Une liaison directe respective relie la sortie du premier étage à l'entrée respective du second étage sur la voie I, respectivement sur la voie Q. Chacune des sorties du convertisseur est couplée, d'une part, à l'entrée respective du premier étage affectée d'un premier coefficient de réaction, noté a, via une première boucle de réaction, et d'autre part, à l'entrée respective du second étage affectée d'un second coefficient de réaction, noté b, via une seconde boucle de réaction. On effectue une correction de dissymétrie de la fonction de transfert du convertisseur en couplant les voies I et Q en amont ou en aval dudit premier 30 étage du filtre complexe. Grâce à ces dispositions on est en mesure d'accroître les performances d'un tel convertisseur analogique numérique. On peut effectuer la correction en couplant les voies 1 et Q en aval du 2878667 3 premier étage du filtre complexe. Le procédé comprend alors les étapes suivantes: - coupler la sortie de la voie Q du premier étage à la sortie de la voie I du premier étage via une liaison de couplage affectée d'un premier coefficient de correction; - coupler la sortie de la voie I du premier étage à la sortie de la voie Q du premier étage via une liaison de couplage affectée d'un second coefficient de correction; affecter un troisième coefficient de correction aux liaisons directes respectives des voies I et Q entre le premier et le second étage. Dans un mode de réalisation de la présente invention, le premier coefficient de correction a une valeur égale à sin 8c, le second coefficient de correction a une valeur égale à -sin 8c et le troisieme coefficient a une valeur égale à cos Oc, où 8c vérifie sensiblement l'une des équations suivantes selon la valeur relative du zéro de chacun des étages: 0, = arctg bsinez + Oz pour fzl fz2 a + (b + 2)(1 cos ez) pour 8z égal à 2Trfz/fs, où fz est la fréquence correspondant au zéro d'une fonction de transfert du filtre, fs est la fréquence d'échantillonnage du signal d'entrée, fzl correspond à la fréquence du zéro du premier étage et fz2 correspond à la fréquence du zéro du second étage. Dans un autre mode de réalisation de la présente invention, la correction est effectuée en couplant les voies I et Q en amont du premier étage du filtre complexe. Le procédé comprend alors les étapes suivantes: coupler la sortie de la voie I du convertisseur, d'une part, en entrée du premier étage de la voie I, via la première boucle de réaction affectée d'un premier coefficient de correction, et, d'autre part, en entrée du premier étage de la voie Q via une liaison de couplage affectée d'un deuxième coeffiicient de correction; coupler la sortie de la voie Q du convertisseur, d'une part, en entrée du premier étage de la voie Q via la première boucle de réaction 2878667 4 affectée d'un troisième coefficient de correction et, d'autre part, en entrée du premier étage de la voie I via une liaison de couplage affectée d'un quatrième coefficient de correction. Dans un tel cas, le premier coefficient de correction peut avoir une valeur égale à a*cos Oc, le deuxième coefficient de correction peut avoir une valeur égale à -a*sin Oc, le troisième coefficient de correction peut avoir une valeur égale à a*cos Oc, et le quatrième coefficient de correction peut avoir une valeur égale à a*sin Ac; où 6c vérifie sensiblement l'une dies équations suivantes: b sin Oz 0, = arctg + Oz pour fzl fz2 a + (b + 2)(1 - cos 9z) pour Oz égal à 2rrfz/fs, où fz est la fréquence correspondant au zéro d'une fonction de transfert du filtre, fs est la fréquence d'échantillonnage du signal d'entrée, fzl correspond à la fréquence du zéro du premier étage et fz2 correspond à la fréquence du zéro du second étage. Dans un mode de réalisation de la présente invention, le filtre complexe comprend un nombre d'étages supérieur à deux formant successivement une ou plusieurs paires d'étages, chacune comprenant un premier étage et un second étage successifs. Pour chacune desdites paires d'étages, chaque sortie du convertisseur est couplée, d'une part, à l'entrée respective du premier étage affectée d'un premier coefficient de réaction, et d'autre part, à l'entrée respective du second étage affectée d'un second coefficient de réaction. Chacune desdites paires a une fonction de transfert présentant une dissymétrie. Une correction de dissymétrie de la ou des fonctions de transfert correspondant à chaque paire d'étages du filtre complexe, est effectuée en amont du premier étage ou en aval du premier étage. Lorsque le nombre d'étages du filtre complexe est un nombre impair supérieur ou égal à trois, on effectue la correction de dissymétrie sur la ou les paires d'étages qui suivent le premier étage. Un second aspect de la présente invention propose un convertisseur analogique-numérique ayant deux voies en quadrature I et Q comprenant chacune une entrée et une sortie associées pour convertir un signal d'entrée analogique complexe en un signal de sortie numérique complexe. Le convertisseur comprend un filtre complexe ayant au moins un premier étage et un second étage, comprenant chacun une entrée et une sortie respectives sur chacune des voies I et Q. Chacune des sorties du convertisseur est couplée, d'une part, à l'entrée respective du premier étage affectée d'un premier coefficient de réaction via une première boucle de réaction, et d'autre part, à l'entrée respective du second étage affectée d'un second coefficient de réaction via une seconde boucle de réaction. Le convertisseur analogique numérique comprend un coupleur complexe adapté pour coupler les voies I et Q en amont ou en aval dudit premier étage du filtre complexe et appliquer ainsi une correction de dissymétrie de la fonction de transfert du convertisseur. Dans un mode de réalisation de la présente invention, le coupleur complexe est placé en aval du premier étage du filtre complexe et comprend: une première liaison de couplage reliant la sortie du premier étage de la voie Q sur la sortie du premier étage de la voie I, ladite première liaison de couplage étant affectée d'un premier coefficient de correction; une seconde liaison de couplage reliant la sortie du premier étage de la voie I sur la sortie du premier étage de la voie Q, ladite seconde liaison de couplage étant affectée d'un second coefficient de correction. Dans ce cas, le premier coefficient de correction peut être égal à sin Ac et le second coefficient de correction peut être égal à sin Oc, les sorties du premier étage des voies I et Q étant chacune affectée d'un coefficient de valeur cos 8c; où Ac vérifie sensiblement l'une des équations suivantes: 2878667 6 B = bsinBz arctg +Oz pour fzl fz2 a + (b + 2)(1 cos Bzz) pour Oz égal à 2rrfz/fs, où fz est la fréquence correspondant au zéro d'une fonction de transfert du filtre, fs est la fréquence d'échantillonnage du signal d'entrée, fzl correspond à la fréquence du zéro du premier étage et fz2 5 correspond à la fréquence du zéro du second étage. Un tel convertisseur peut comprendre en outre dans le premier étage: sur la voie I, une liaison de retour interne depuis la sortie du premier étage de la voie I, ladite liaison comprenant un retard substantiel et étant affectée d'un coefficient de valeur cos AI; sur la voie Q, une liaison de retour interne depuis la sortie du premier étage de la voie Q, ladite liaison comprenant un retard substantiel et étant affectée d'un coefficient de valeur cos Al; sur la voie I, un additionneur recevant: l'entrée de la voie I du filtre; la première boucle de réaction de la voie I, affectée du premier coefficient de réaction; - ladite liaison de retour interne de la voie I; et une liaison de retour depuis ladite liaison de retour interne de la voie Q, affectée d'un coefficient de valeur sin AI; sur la voie Q, un additionneur recevant: l'entrée de la voie Q du filtre; la première boucle de réaction de la voie Q, affectée du premier coefficient de réaction; - ladite liaison de retour interne de la voie Q; et une liaison de retour depuis ladite liaison de retour interne de la voie I, affectée d'un coefficient de valeur sin el; où A1 est égal à 2rrfz/fs, où fz est une fréquence correspondant à un zéro de la fonction de transfert du filtre et fs est la fréquence d'échantillonnage du signal; dans le second étage: sur la voie I, un additionneur ou plusieurs additionneurs recevant: l'entrée de la voie I du second étage; la seconde boucle de réaction de la voie I affectée d'un coefficient de valeur b*cos 82; où b est le second coefficient de réaction; une liaison de retour depuis la boucle de réaction de la voie Q affectée d'un coefficient de valeur égale à b*sin 82; une liaison de retour interne depuis la sortie de la voie I du second étage affectée d'un coefficient de valeur cos 82; une liaison de retour depuis la sortie de la voie Q du second étage affectée d'un coefficient de valeur sin 82; sur la voie Q, un additionneur ou plusieurs additionneurs recevant: l'entrée de la voie Q du second étage; la seconde boucle de réaction de la voie Q affectée d'un coefficient de valeur b*cos 82; où b est le second coefficient de réaction; une liaison de retour depuis la boucle de réaction de la voie I affectée d'un coefficient de valeur égale à b*sin 82; une liaison de retour interne depuis la sortie de la voie Q du second étage affectée d'un coefficient de valeur cos 82; une liaison de retour depuis la sortie de la voie I du second étage affectée d'un coefficient de valeur sin 82; où 82 est égal à 2Trfz/fs, où fz est une fréquence correspondant à un zéro de la fonction de transfert du filtre et fs est la fréquence d'échantillonnage du signal; ledit convertisseur comprenant entre le premier étage et le second étage, le coupleur complexe ayant le premier coefficient de correction de valeur égale à -sin 83 et le second coefficient de correction de valeur égale à sin 83; les sorties du premier étage des voies I et Q étant chacune affectée d'un coefficient de valeur cos 83; où 83 vérifie sensiblement I' équation suivante: 83 = 82 8c; et 8c vérifie sensiblement l'une des équations suivantes: 6 = b sin Oz arctg.+ Oz pour fzl fz2 a +(h+ 2)(1 cos 9z) pour 8z égal à 2rrfz/fs, où fz est la fréquence correspondant au zéro d'une fonction de transfert du filtre, fs est la fréquence d'échantillonnage du signal d'entrée, fzl correspond à la fréquence du zéro du premier étage et fz2 5 correspond à la fréquence du zéro du second étage. Dans un mode de réalisation de la présente invention, le coupleur complexe est placé en amont du premier étage et comprend: - une boucle de retour reliant la sortie de la voie Q du convertisseur à l'entrée du premier étage de la voie I affectée d'un premier 10 coefficient de correction; une boucle de retour reliant la sortie du second étage de la voie I à l'entrée du premier étage de la voie Q affectée d'un deuxième coefficient de correction. Dans ce cas, la première boucle de réaction sur la voie I est affectée 15 d'un troisième coefficient de correction et sur la voie Q est affectée d'un quatrième coefficient de correction. Le premier coefficient de correction peut être égal à a*sin 8c; le deuxième coefficient de correction peut être égal à a*sin 8c; le troisième et le quatrième coefficients de correction peuvent être égaux à a*cos 8c; où Oc vérifie sensiblement l'une des équations suivantes: b sin Oz 0, = arctg - + Oz pour fzl fz2 a + (b + 2)(1 cos 0z) pour 8z égal à 2rrfz/fs, où fz est la fréquence correspondant au zéro d'une fonction de transfert du filtre, fs est la fréquence d'échantillonnage du 25 signal d'entrée, fzl correspond à la fréquence du zéro du premier étage et fz2 correspond à la fréquence du zéro du second étage. Dans une autre variante, le premier coefficient de correction a une valeur égale à tan 8c; le deuxième coefficient de correction a une valeur égale à tan Ac; le troisième et le quatrième coefficients de correction ont une valeur égale à -1. Les liaisons directes entre le premier et le second étage sur chacune des voies I et Q sont affectées d'un coefficient d dont la valeur est a. Dans un mode de réalisation, le filtre complexe comprend un nombre d'étages supérieur à deux et un coupleur respectif par paire d'étages, chaque paire comprenant un premier et un second étages successifs. Chacun desdits coupleurs est placé en amont ou en aval desdits premiers étages respectifs et est affecté d'un coefficient de correction. D'autres aspects, buts et avantages de l'invention apparaîtront à la 10 lecture de la description d'un de ses modes de réalisation. L'invention sera également mieux comprise à l'aide des dessins, sur lesquels: - la figure 1 est un convertisseur analogique-numérique SigmaDelta passe-bande complexe selon l'art antérieur, comme précédemment 15 détaillé; la figure 2 est une courbe de mise en forme de bruit d'un convertisseur analogique-numérique Sigma-Delta passe-bande de signaux complexes, comme précédemment détaillé ; la figure 3 illustre une modélisation classique d'un convertisseur 20 comprenant un filtre complexe du second ordre; la figure 4 illustre une modélisation courante d'un filtre tel qu'illustré en figure 3 dans laquelle sont détaillés des couplages complexes entre les deux voies I et Q; la figure 5 représente une autre modélisation, plus proche d'un 25 schéma d'implémentation, d'un même convertisseur complexe que celui modélisé en figure 4; la figure 6 illustre une modélisation d'un convertisseur analogique numérique comprenant un coupleur complexe de correction en aval du premier étage selon un mode de réalisation de l'invention; la figure 7 illustre une modélisation plus proche d'un schéma d'implémentation d'un convertisseur analogique numérique tel qu'illustré en figure 6 selon un mode de réalisation de l'invention; la figure 8 illustre une modélisation d'un convertisseur analogique numérique comprenant un coupleur complexe de correction en amont du premier étage selon un mode de réalisation de l'invention; la figure 9 illustre une modélisation plus proche d'un schéma d'implémentation d'un convertisseur analogique numérique tel qu'illustré en figure 8 selon un mode de réalisation de l'invention; la figure 10 est un schéma d'implémentation d'un filtre selon un mode de réalisation de la présente invention; la figure 11 représente une courbe de spectre de mise en forme du bruit pour un convertisseur de l'art antérieur; la figure 12 représente une courbe de spectre de mise en forme du bruit pour un convertisseur selon un mode de réalisation de la présente invention. Par souci de clarté, un mode de réalisation de la présente invention dans lequel le filtre complexe du convertisseur analogique numérique introduit un retard 307, noté Z2-1 substantiel sur les voies principales I et Q, est plus précisément décrit. Une modélisation d'un tel filtre est illustrée par la figure 3. Toutefois, une telle configuration n'est pas limitative de la présente invention qui couvre tout type de convertisseurs, qu'ils introduisent un ou plusieurs retards substantiels. Les sections suivantes sont relatives au convertisseur illustré en figure 3. Sur la figure 3, les deux voies I et Q sont schématisées par deux traits continus. Le convertisseur ainsi illustré comprend une entrée 301 et une sortie 303. Il comprend un premier étage 314 et un second étage 315. La sortie est bouclée, d'une part, sur l'entrée du premier étage via une première boucle de réaction 305 avec un premier coefficient de réaction, noté a, et, d'autre part, sur l'entrée du second étage via une seconde boucle de réaction 304 avec un second coefficient de réaction, noté b. Le premier étage a une entrée 301 et une sortie 308. La sortie 308 est bouclée sur l'entrée 301 via une boucle de retour 311 comprenant un retard 306, noté Z(-1. En entrée de ce premier étage, un additionneur 312 reçoit et 2878667 11 additionne le signal de l'entrée 301, le signal de la boucle de retour 311 et le signal de la boucle de réaction 305. Le second étage a une entrée 320, correspondant à la sortie du premier étage, et une sortie 309. Cet étage introduit un retard substantiel 307, noté Z2"1, dans le traitement du signal. La sortie 309 est bouclée sur l'entrée 320 via une liaison de retour interne 310. En entrée de ce second étage, un additionneur 313 reçoit et additionne le signal de sortie du premier étage, le signal de la liaison de retour 310 et le signal de la boucle de réaction 304. Pour un tel convertisseur, la fonction de transfert présente une dissymétrie. Une telle dissymétrie est illustrée sur la figure 11 représentant une courbe de spectre de mise en forme du bruit relative à un tel convertisseur. On note que les épaules 111 et 112 de cette courbe ne sont pas symétriques. Une correction d'une telle dissymétrie peut être déterminée selon deux approches différentes. Une première approche est basée sur une estimation d'un Temps de Propagation de Groupe (TPG) de la fonction de transfert du filtre passe haut. Le TPG est défini comme étant une dérivée de la phase (p, notée dcp, par rapport à la variation de pulsation w, notée de), et vérifiant donc l'équation suivante: TPG -- do do Pour un filtre du second ordre, la fonction de transfert passe haut peut s'écrire sous la forme biquadratique suivante: 1+ k1Z-' + k2 Z-2 HZ _ 1 + aZ-1 + flZ-2 Lorsque la bande atténuée est étroite, le coefficient k2 est sensiblement 25 égal à 1. Il peut donc être remplacé par 1. Une approximation du coefficient du premier ordre du numérateur peut alors être fournie par l'équation suivante: 8 = k' k2 La fonction de transfert passe haut s'écrit alors: 1+ 8z-' + z-2 H __ Z 1+aZ-' +fZ-2 2878667 12 avec Z-I = cos 9 j sin 8 et 9 = 2,r f. s Oz vérifie sensiblement l'équation suivante: f =arccos--j et fz= * e2 s 2 fz étant la fréquence correspondant au zéro de la fonction de transfert du filtre et fs étant la fréquence d'échantillonnage du signal. Les coefficients a et p correspondent aux pôles de la fonction de transfert alors que le coefficient 6 correspond au zéro de la fonction de transfert. Puis on effectue un calcul de phase, et on obtient l'équation suivante: rp arctg/(Ssinû+sin20)(1+acos9+fcos29) (1+8cosB+cos2O)(asin0+ /3sin2e)" (1+8cos0+cos29)(1+acos9+/3cos20)+(8sin9+sin2G)(asinû+ f sin2G) On note alors qu'un calcul littéral de TPG est relativement complexe. Dans ce type d'approche, on peut avantageusement effectuer des applications numériques de la phase cp pour Oz ainsi que pour deux valeurs autour de Oz. Puis par régression linéaire, il est alors possible de calculer une approximation de la tangente au point Oz. On calcule la valeur d'un arc de correction cpcor exprimé en degré par l'équation: çpcor = TPG * fz *360 Dans une seconde approche, on applique une méthode analytique de la fonction de transfert du filtre pour déterminer la correction à appliquer pour corriger la dissymétrie de la fonction de transfert du filtre complexe. Le filtre est de préférence un filtre passe haut prototype. Cette seconde approche permet d'obtenir des résultats sensiblement les mêmes que ceux que l'on peut obtenir dans la première approche. En se référant à la figure 3, le premier étage est affecté de Zl-1 et le second étage est affecté de Z2-'. Par ailleurs, le retard Zo-' correspondant à la fréquence centrale fo du convertisseur peut s'écrire: Zo-'=cosx j sinx où x est égal à -f/fs. Pour une fréquence f1 vérifiant l'équation suivante: If11 Puis, pour une fréquence f2 vérifiant l'équation suivante: 1f21 > Ifol on peut écrire: Z2 1 = Zp 1 * (cos Oz - j sin 8z) On obtient alors les équations suivantes: Z1-1 + Z2-1 = 2 Zo-1 * cos ez et Z1 1 * Z2-1 = ZO-2 Une équation de la fonction de transfert, notée T, d'un tel filtre peut alors s'écrire: T= 1 (Z,-' +Z2-')+Z1-1Z21 1-(a+b)Z2-' Zzl + (b+1)Zi'Z21 Puis, l'équation peut alors aisément s'écrire sous la forme suivante: T= 1 2Zo-' cos ez + 4-2 1 aZ21 (b+1)Zz' +(b+1)Zo-2 On rapproche le dénominateur de celui de la fonction de transfert passe haut d'un modulateur sigma delta réel du second ordre tel que: (1 z- 2 HP = 1 (a+b+ 2)Z-' +(b+1)Z-2 On note que dans l'équation de T, plus précisément dans le dénominateur, le coefficient a, affecté à la boucle de réaction reliée à l'entrée du premier étage du filtre, est associé au retard Z2-1. On remplace avantageusement l'expression a* Z2-1 par l'expression a*Zcor 1, où Zcor 1 correspond à un vecteur de correction de symétrie de la fonction de transfert. On obtient alors l'équation suivante: 1 - aZcor l (b 1)Z2-1 - Z1-' + (b+1)Zo-2 = 1 - (a+b+2)Zo-' + (b+1)Z0-2. Ainsi, on peut calculer une valeur du vecteur de correction en fonction des coefficients a et b ainsi que des retards Zo- ZI-', et Z2-1. La valeur du vecteur de correction Zcor vérifie l'identité ci dessous: Z,2,. = 1 ((a+b+2)Z-,1 Z 1 (b+1)Z21) = Z ((a+b+2) (2+b)cos Oz+ jbsinOz) a a On obtient successivement la partie réelle puis la partie imaginaire ainsi que la phase du vecteur de correction Zcor-1 re(Zca) = 1 (a + (b + 2)(1 cos 9z)) a im(Z1) b sin 9z cor a o(Zc-r) = arctg b sin Oz a + (b + 2)(1 cos 9z) Cette dernière équation peut avantageusement être appliquée à différents cas numériques et fournir ainsi une valeur de correction de dissymétrie pour différentes valeurs de coefficients a et b des boucles de réactions et différentes valeurs de 8z. Ainsi, par exemple, dans une application numérique où a est égal à - 1, 210019, b est égal à -0,723772 et Oz est égal à 3,923 degrés, on obtient une valeur de phase ecor du vecteur de correction par rapport au vecteur de la fréquence centrale égale à -2,349 degrés. On peut avantageusement appliquer une telle correction avant le premier étage ou encore après le premier étage d'un tel filtre. Dans un mode de réalisation de la présente invention, une telle correction est appliquée via un coupleur complexe de signaux pour lequel on détermine des valeurs de coefficients particuliers qui permettent de corriger la dissymétrie de la fonction de transfert d'un tel filtre. a + (b + 2)(1 cos 9z) Par conséquent, on peut écrire l'équation suivante: l _ b sinOz 9cor _ cor (Zcor) - -arctg La figure 4 illustre une modélisation d'un tel filtre du second ordre dans laquelle sont détaillés des couplages complexes des deux voies I et Q. Une description de la voie Q pouvant être aisément déduite d'une description de la voie I par symétrie, seule la voie I est détaillée ci-après. Sur cette figure et les suivantes, les voies I et Q sont représentées. Par souci de clarté et de simplicité, chaque élément référencé sur la voie Q porte la même référence que l'élément qui lui est symétrique sur la voie I, la référence étant alors associée à un prime. Ainsi, le signal de la boucle de retour 311' de la voie Q est injecté en entrée 301 de la voie I du premier étage du filtre par l'additionneur 312, via une liaison de retour 403 affectée d'un coefficient sin e1, la boucle de retour interne 311 étant elle-même affectée du coefficient cos e1. Par symétrie, une liaison 403' permet d'injecter le signal de la boucle de retour 311 en entrée du premier étage de la voie Q, cette liaison est affectée d'un coefficient sin e1, la boucle de retour 311' interne étant elle-même affectée du coefficient cos el. On note que e1 est égal à 2rrfz/fs, où fz est une fréquence correspondant à un zéro de la fonction de transfert du filtre et fs est la fréquenced'échantillonnage du signal. Puis, le signal de sortie 309' du second étage de la voie Q est injecté en sortie 309 du second étage de la voie I par l'additionneur 302 via une liaison de retour 401 qui est affectée d'un coefficient sin ê2. Par symétrie, une liaison 401' permet d'injecter le signal de sortie 309 du second étage de la voie I en sortie 309' du second étage de la voie Q, cette liaison est affectée d'un coefficient sin e2. Le signal de chacune des sorties 309 et 309' du second étage est lui-même affecté d'un coefficient cos 02. On note que e2 est égal à 2rrff/fs, où fz est une fréquence correspondant à un zéro de la fonction de transfert du filtre et fs est la fréquence d'échantillonnage du signal. Les voies I et Q comprennent chacune un convertisseur analogique numérique pour fournir le signal de sortie 303 et 303' du convertisseur sous une forme numérique et un convertisseur numérique analogique pour convertir le signal de sortie numérique en un signal analogique destiné à être injecté dans les boucles de réaction 304, 304' et 305, 305'. Ces convertisseurs sont schématisés par une seule entité 402 et 402' sur chacune des voies. La figure 5 représente une autre modélisation d'un même convertisseur complexe que celui modélisé en figure 4. Un des intérêts de cette modélisation est qu'elle se rapproche d'un schéma d'implémentation pour un tel convertisseur. Cette modélisation fait apparaître un coupleur complexe 500 entre le premier étage et le second étage. On note que les additionneurs 302 et 302' ne sont plus utilisés. Un tel coupleur complexe 500 comprend une première liaison de couplage 501 qui permet d'injecter un signal de sortie 308' du premier étage de la voie Q en sortie 308 du premier étage de la voie L Cette liaison de couplage 501 est affectée d'un coefficient sin 02. Il comprend également une seconde liaison de couplage 501' qui permet d'injecter un signal de sortie 308 du premier étage de la voie I en sortie 308' du premier étage de la voie Q. Cette liaison de couplage 501' est affectée d'un coefficient sin 02. Un additionneur 502, 502' sur chacune des voies en sortie du premier étage permet de coupler de tels signaux. On note que dans cette modélisation, la boucle de réaction 304, 304' est affectée d'un coefficient égal à b*cos 02. De plus, l'additionneur 313 de la voie I reçoit en outre le signal de sortie 303' de la voie Q du filtre via une liaison 503 affectée d'un coefficient -b*sin 02. Il reçoit également le signal de sortie 309 du second étage de la voie I via la liaison de retour interne 310 affectée d'un coefficient cos 02. II reçoit encore le signal de sortie 309' du second étage de la voie Q via une liaison de retour 505 affectée d'un coefficient sin 02. Par symétrie, l'additionneur 313' de la voie Q reçoit en outre le signal de sortie 303 de la voie I du filtre via une liaison 503' affectée d'un coefficient b*sin 02. Il reçoit également le signal de sortie 309' du second étage de la voie Q via la liaison de retour 310' affectée d'un coefficient cos 02. Il reçoit encore le signal de sortie 309 du second étage de la voie I via une liaison de retour 505' affectée d'un coefficient sin 02. 2878667 17 La figure 6 illustre une modélisation, similaire à celle illustrée en figure 4, dans laquelle un convertisseur analogique numérique comprend un coupleur complexe de correction 600 selon un mode de réalisation de l'invention. Dans un mode de réalisation de la présente invention, on applique une correction de dissymétrie de la fonction de transfert via le coupleur complexe de correction 600 placé entre le premier étage et le second étage d'un filtre complexe d'un convertisseur tel que modélisé en figure 4. Ce coupleur complexe de correction 600 comprend une liaison de couplage 601 entre la voie Q et la voie I permettant d'injecter le signal de sortie 308' de la voie Q du premier étage en sortie 308 de la voie I du premier étage. II comprend également une liaison de couplage 601' permettant d'injecter le signal de sortie 308 de la voie I du premier étage en sortie 308' de la voie Q du premier étage. Un additionneur 602, 602' sur chaque voie additionne le signal de sortie de la voie respective et le signal de la liaison de couplage de la voie en quadrature pour ce coupleur complexe 600. La correction de dissymétrie est appliquée via les différents coefficients affectés aux liaisons du coupleur de correction. Ainsi, la liaison 601 est affectée d'un coefficient sin 8, et la liaison 601' est affectée d'un coefficient sin 6c, où 6c vérifie sensiblement l'une des équations suivantes: = arctg b sin 9z + 9z pour fzl fz2 a + (b + 2)(1 cos 9z) pour 8z égal à 2rrfzIfs, où fz est la fréquence correspondant au zéro d'une fonction de transfert du filtre biquadratique passe-haut prototype, fs est la fréquence d'échantillonnage du signal d'entrée, fzl correspond à la fréquence du zéro du premier étage et fz2 correspond à la fréquence du zéro du second étage. Le signal de sortie de la voie I et celui de la voie Q du premier étage sont affectés d'un coefficient de valeur cos 8c. Ces coefficients particuliers ont chacun une valeur qui permet avantageusement d'équilibrer la fonction de transfert correspondant au filtre comprenant le premier et le second étage. Avec une fréquence centrale fo de valeur fs18, à laquelle correspond un vecteur dans le plan z placé à 45 degrés, on obtient une application de valeurs numériques suivantes. Pour une valeur de a égale à -1,210019, pour une valeur de b égale à -0,723772 et pour une valeur de 8z egale à 3, 923 degrés, on obtient successivement les valeurs suivantes: 01 = 45-3, 923=41,077 degrés; e2 = 45+3,923=48,923 degrés; ec= 2,349+3, 923=6,272 degrés. Puis, de ce fait: sin 01 = 0,65707 cos 01= 0,75383 sin 02 = 0, 75383 cos 02 = 0,65707 sin 0,= 0,10925 cos 0c= 0,994014. Pour un convertisseur analogique-numérique complexe comprenant un 20 coupleur complexe entre le premier et le dernier étage, tel que celui illustré en figure 5, il est avantageux de déterminer des coefficients particuliers pour ce coupleur complexe de telle sorte qu'ils permettent de corriger la dissymétrie de la fonction de transfert du filtre du second ordre. Ainsi, la figure 7 représente une autre modélisation d'un même filtre que celui modélisé en figure 6 selon un mode de réalisation de la présente invention. Une telle modélisation est proche d'un schéma d'implémentation. Le filtre modélisé en figure 7 peut correspondre au filtre modélisé en figure 5 dans lequel on applique une correction de dissymétrie de fonction de transfert. On note que l'addition des signaux réalisée par les additionneurs 313 et 313' en figure 5 est réalisée par les additionneurs 313, 701, 313' et 701' en figure 7. On peut aisément implémenter respectivement les additionneurs 313 et 701 sous la forme d'un seul additionneur, et faire de même pour les additionneurs 313' et 701'. Respectivement pour chacune des voies, on peut également regrouper les additions réalisées par l'additionneur 602, respectivement 602', dans ce seul additionneur. Avantageusement, dans ce mode de réalisation, les différents coefficients du coupleur 600 sont déterminés de telle sorte à corriger la dissymétrie de la fonction de transfert du filtre. Ainsi, avantageusement, la liaison 601 est affectée d'un coefficient sin 03 et la liaison 601' est affectée d'un coefficient sin 03, où e3 vérifie sensiblement l'équation suivante: 03 = 02 - OC. Le signal de sortie 308 de la voie I et 308' de la voie Q du premier 10 étage sont affectés d'un coefficient de valeur cos e3. Les différents coefficients peuvent ainsi être déterminés, dans le cas où le coefficient a est égal à -1,210019, le coefficient b est égale à -0, 723772 et l'arc 0z est égal à 3,923 degrés. On obtient: 01 = 45-3,923 = 41,077 degrés et donc: sin 01 = 0, 65707 et cos 01 = 0,75383 Puis on obtient: 02 = 48,923 degrés. et donc: sin 02 = 0, 75383 et cos 02 = 0,65707; puis b*sin 02 = 0, 54560 et b*cos 02 = 0,47557 Et enfin, on obtient: 03 = 42,651 degrés et de ce fait sin 03 = 0, 67753 et cos 03 = 0,73549 Les modes de réalisation de la présente invention détaillés dans les sections précédentes correspondent à une implémentation d'un coupleur complexe de correction de dissymétrie placé en aval du premier étage du filtre complexe. Les sections suivantes détaillent des modes de réalisation de la présente invention dans lesquels un coupleur complexe de correction de dissymétrie est introduit en amont du premier étage du filtre complexe. La figure 8 illustre une modélisation d'un filtre à deux étages selon un mode de réalisation de la présente invention. On note de nombreuses similitudes avec des figures précédemment décrites. Les sections ci-après détaillent les différences essentielles avec les figures précédentes. Ainsi, une correction de dissymétrie est appliquée par un coupleur complexe de correction 800. Un tel coupleur est placé en amont du premier étage du filtre. Il comprend une liaison de couplage 801' entre la sortie 303 de la voie I du convertisseur complexe avec l'entrée 301' de la voie Q du filtre. II comprend également une liaison de couplage 801 entre la sortie 303' de la voie Q du filtre avec l'entrée 301 de la voie I du filtre. Ainsi un couplage des voies I et Q est opéré avant le premier étage du filtre. Chacune de ces liaisons de couplage est avantageusement affectée d'un coefficient permettant de corriger la dissymétrie de la fonction de transfert de ce filtre. Ainsi, on détermine que la liaison de couplage 801' est affectée d'un coefficient d'une valeur a*sin 8c et que la liaison de couplage 801 est affectée d'un coefficient d'une valeur a*sin 8c, lorsque chacun des coefficients respectifs des boucles de réaction 305 et 305' a une valeur égale à a*cos Oc. Sur la voie I, l'additionneur 312 de l'entrée du filtre reçoit et additionne au signal d'entrée 301, le signal de la boucle de réaction 305 affectée du coefficient a*cos 8c, le signal de sortie de premier étage de la voie I via la liaison de retour interne 311 affectée du coefficient cos el, ainsi que le signal de la liaison 403 affectée du coefficient - sin Al et le signal de la liaison 801 du coupleur complexe de correction 800, affectée du coefficient a*sin Oc. Par symétrie, on obtient aisément la voie Q. On peut alors aisément obtenir une modélisation d'un tel filtre d'implémentation plus facile, notamment pour une implémentation en capacités commutées. Ainsi, la figure 9 illustre une modélisation dans laquelle on a déterminé une valeur du coefficient a vérifiant l'équation suivante: a*cos Oc _ -1 Une telle modélisation facilite une implémentation d'un tel filtre. Dans ce cas on introduit un coefficient d entre les deux étages qui compense ce 5 changement. Par conséquent, on obtient une modélisation dans laquelle un coupleur complexe 800 comprend une liaison de couplage 801' affectée d'un coefficient de valeur tan 6c pour injecter le signal de sortie 303 de la voie I en entrée 301' de la voie Q. II comprend une liaison de couplage 801 affectée d'un coefficient de valeur tan 8c pour injecter le signal de sortie 303' de la voie Q en entrée 301 du filtre de la voie I. En prenant l'exemple précédent d'un filtre dont la fréquence est centrée sur fs/8, à laquelle correspond un vecteur dans le plan z placé à 45 degrés, on obtient pour a égal à -1,210019, b égal à -0,723772, et Oz égal à 3, 923 degrés, les valeurs numériques suivantes: el = 45-3,923= 41,077 degrés; 02 = 45+3,923= 48,923 degrés; Ac= 2,349+3,923= 6,272 degrés. Puis, de ce fait: sin 01= 0,65707 et cos el = 0,75383; sin 02 = 0, 75383 et cos 02 = 0,65707; sin 0c = 0,10925 et cos 0c= 0,994014; a*sin 0c _ -0, 132193 et a*cos 0c _ -1,202776. La figure 10 illustre un schéma d'implémentation d'un tel filtre selon un 25 mode de réalisation de la présente invention. Une telle implémentation est basée sur des capacités commutées. On note que ce schéma comprend des capacités à valeurs négatives. Dans une réalisation différentielle, de telles capacités sont connectées sur des signaux complémentaires et ont de ce fait des valeurs physiques positives. Tous les éléments de ce schéma d'implémentation d'un filtre selon un mode de réalisation de la présente invention ne sont pas détaillés. Ils découlent de la modélisation représentée en figure 7 et détaillée en référence à la figure 7. Un intégrateur à capacités commutées fonctionne conventionnellement sur une période comprenant deux phases pilotées par un des signaux de commande sans recouvrement (1)1, 02. Une première phase correspond à une moitié de période pendant laquelle le signal 01 est actif et le signal (1)2 n'est pas actif (interrupteurs 1 fermés et interrupteurs 2 ouverts). Puis, une seconde phase correspond à l'autre moitié de période pendant laquelle le signal 02 est actif et le signal 01 n'est pas actif (interrupteurs 1 ouverts et interrupteurs 2 fermés). Selon l'agencement des unités à capacités commutées, des signaux d'entrée chargent des capacités au cours d'une des phases de fonctionnement. On note que quatre unités d'interrupteurs 1005 fonctionnent sur des signaux de commande 01', 1)2'. Ces unités sont placées en entrée de chaque étage du filtre sur chaque voie. Elles permettent de prendre en compte un décalage temporel avec les signaux de commande 1)1, 1)2. Les additionneurs sont implémentés sous la forme d'amplificateurs opérationnels 1001-1004. Ainsi, par exemple, l'additionneur 312 de l'entrée du filtre sur la voie I est implémenté par l'amplificateur opérationnel 1001. Il reçoit le signal d'entrée 301 de la voie I, le signal de la liaison 403 comprenant une capacité 1006, de valeur Ccl vérifiant l'équation: Ccl = Cet*sin(rr/4 6z) ; où Cet est la capacité de l'entrée du filtre sur la voie I et 6z est égal à 2rrfz/fs, où fz est une fréquence correspondant au zéro de la fonction de transfert du filtre passe-haut prototype et fs est la fréquence d'échantillonnage du signal. L'amplificateur opérationnel 1001 reçoit également le signal via la liaison 305, ainsi que le signal via la liaison 311 qui comprend une capacité Cil vérifiant l'équation suivante: Cil = Cet /G; où G est le gain du premier étage. On note également que le coupleur complexe de correction 600, placé entre le premier étage et le second étage, est implémenté via les liaisons 601 et 601' comprenant chacune une unité à capacité commutée 1007 et une unité à capacité commutée 1008. L'unité à capacité commutée 1007 est basée sur une capacité Cx2 de valeur égale à Ci2*d*cos(rr/4 +1-ecor)/G. L'unité à capacité commutée 1008 est basée sur une capacité Cy2 de valeur égale à Ci2*d*sin(rr/4 +/- 8cor)IG. Le signe associé à l'arc 8cor dépend de la position relative de la fréquence du zéro de chacun des deux étages. Les différentes capacités vérifient les équations suivantes pour la fréquence du zéro du premier étage inférieur à celle du zéro du second étage: Cil=Cel/G Ccl=Celsin(Ir/4 9z) Cdl=Cel(1 cos(Ir/4 9z))/G Cx2=Ci2*dcos(7z/4+9cor)/G Cy2=Ci2*dsin(rz/4+9cor)/G Cb2=Ci2*bcos(ïc/4+9z) Cf2=Ci2*bsin(7 /4+9z) Cc2=Ci2sin(7r/4+9z) Cd2=Ci2(1 cos(iz/4+8z)) pour la fréquence du zéro du premier étage supérieur à celle du zéro 10 du second étage: Cil=Cel/G Ccl=Celsin(z/4+9z) Cdl=Cel(1 cos(rr/4+9z))/G Cx2=Ci2*dcos(z/4 9cor)/G Cy2=Ci2*dsin(g14 9cor)/G Cb2=Ci2*bcos(ï/4 9z) Cf2=Ci2*bsin(7z/4 9z) Cc2=Ci2sin(Tc/4 9z) Cd2=Ci2(1 cos(7z/4 9z)) a + (b + 2)(1 avec cos Oz) Le coefficient d correspond au paramètre -a de la NTF. Le coefficient b correspond au paramètre b de la NTF. Les sections précédentes ont décrit des modes de réalisations de la présente invention dans le cas où un filtre complexe d'un convertisseur complexe analogique numérique comprend deux étages. La présente invention couvre le cas où le filtre complexe d'un tel convertisseur comprend plus de deux étages. Dans un mode de réalisation de la présente invention, une correction de dissymétrie telle que décrite dans les sections précédentes est avantageusement déterminée et appliquée à chaque paire d'étages successifs du filtre complexe. Ainsi, on corrige la dissymétrie des fonctions de transfert de chacune des paires d'étages successifs. On considère alors que chaque paire comprend un premier et un second étages et on peut ainsi aisément étendre b sin Oz 9cor = arctg les principes détaillés dans les sections précédentes à chacune des paires d'étages. Une correction peut être appliquée soit en amont soit en aval du premier étage de chaque paire. De préférence, on applique une correction de dissymétrie à chacune des paires d'étages successifs. Toutefois, l'invention permet d'accroître les performances d'un convertisseur même dans le cas où une correction de dissymétrie n'est appliquée qu'à une partie des paires d'étages successifs. Dans le cas où le filtre complexe comprend un nombre impair d'étages, on n'applique pas de correction à l'étage qui ne fait pas partie d'une paire, un tel étage ne présentant pas une fonction de transfert dissymétrique puisqu'il est avantageusement placé sur la fréquence centrale. Dans un tel cas, on forme les paires d'étages à partir du deuxième étage, le premier étage ne faisant donc pas partie d'une paire. La figure 11 est une courbe représentant un spectre de mise en forme du bruit de quantification dans un convertisseur dans lequel aucune correction de dissymétrie selon un mode de réalisation de la présente invention n'est appliquée. On note qu'une première épaule 111 et une seconde épaule 112 de la courbe ne sont pas symétriques. La figure 12 est une courbe représentant un spectre de mise en forme du bruit de quantification dans un convertisseur dans lequel une correction de dissymétrie est appliquée selon un mode de réalisation de la présente invention. On note qu'une première épaule 121 et une seconde épaule 122 de la 25 courbe sont sensiblement symétriques. Les courbes sont obtenues par simulation réalisée sous scilab de INRIA. Les FFT de 104000 points sont lissées par des fenêtres de 4 termes Blackman-Harris -92dB, ayant 1000 points chacune et entrelacées à 50%. La bande bruit équivalente vaut 26.3kHz. Un mode de réalisation de la présente invention permet donc d'accroître les performances d'un convertisseur analogique-numérique complexe basé sur un filtre complexe d'ordre supérieur ou égal à deux. REVENDICATIONS 1. Procédé de conversion analogique numérique utilisant un convertisseur analogique-numérique ayant deux voies en quadrature I et Q comprenant chacune une entrée (301,301') et une sortie (303,303') associées, pour convertir un signal d'entrée analogique complexe en un signal de sortie numérique complexe, ledit convertisseur comprenant un filtre complexe ayant au moins une paire d'étages avec un premier étage et un second étage, comprenant chacun une entrée (301, 301', 320, 320') et une sortie (308, 308', 309, 309') respectives sur chacune des voies I et Q, une liaison directe respective reliant la sortie du premier étage à l'entrée respective du second étage sur la voie I, respectivement sur la voie Q; chacune des sorties du convertisseur étant couplée, d'une part, à l'entrée respective du premier étage affectée d'un premier coefficient de réaction (a) via une première boucle de réaction (305,305'), et d'autre part, à l'entrée respective du second étage affectée d'un second coefficient de réaction (b) via une seconde boucle de réaction (304,304'); suivant lequel on effectue une correction de dissymétrie de la fonction de transfert du convertisseur en couplant les voies I et Q en amont ou en aval dudit premier étage du filtre complexe. 2. Procédé selon la revendication 1, suivant lequel la correction est effectuée en couplant les voies I et Q en aval du premier étage du filtre complexe; ledit procédé comprenant les étapes suivantes: coupler la sortie (308') de la voie Q du premier étage à la sortie (308) de la voie I du premier étage via une liaison de couplage (601) affectée d'un premier coefficient de correction; coupler la sortie (308) de la voie I du premier étage à la sortie (308') de la voie Q du premier étage via une liaison de couplage (601') affectée d'un second coefficient de correction; affecter un troisième coefficient de correction aux liaisons directes 2878667 26 respectives des voies I et Q entre le premier et le second étage. 3. Procédé selon la revendication 2, suivant lequel le premier coefficient de correction a une valeur égale à sin Ac; suivant lequel le second coefficient de correction a une valeur égale à sin 8c; et suivant lequel le troisième coefficient de correction a une valeur égale à cos ê; où Oc vérifie sensiblement l'une des équations suivantes: = arctg b sin Oz + Oz pour fzl fz2 a+(b+2)(1 cosûz) pour 8z égal à 2rrfz/fs, où fz est la fréquence correspondant au zéro d'une fonction de transfert du filtre, fs est la fréquence d'échantillonnage du signal d'entrée, fzl correspond à la fréquence du zéro du premier étage et fz2 correspond à la fréquence du zéro du second étage. 4. Procédé selon la revendication 1, suivant lequel la correction est effectuée en couplant les voies I et Q en amont du premier étage du filtre complexe; ledit procédé comprenant les étapes suivantes: coupler la sortie (303) de la voie I du convertisseur, d'une part, en entrée du premier étage de la voie I, via la première boucle de réaction (305) affectée d'un premier coefficient de correction, et, d'autre part, en entrée (301') du premier étage de la voie Q via une liaison de couplage (801') affectée d'un deuxième coefficient de correction; coupler la sortie (303') de la voie Q du convertisseur, d'une part, en entrée du premier étage de la voie Q via la première boucle de réaction (305') affectée d'un troisième coefficient de correction et, d'autre part, en entrée (301) du premier étage de la voie I via une liaison de couplage (801) affectée d'un quatrième coefficient de correction. 5. Procédé selon la revendication 4, suivant lequel le premier coefficient de correction a une valeur égale à a*cosec; suivant lequel le deuxième coefficient de correction a une valeur égale à a*sinOc; suivant lequel le troisième coefficient de correction a une valeur égale à a*cosec; et suivant lequel le quatrième coefficient de correction a une valeur égale à a''sinOc, où 8c vérifie sensiblement l'une des équations suivantes: 0, = arctg b sin Oz + Oz pour fzl fz2 a+ (b + 2)(1 cos 8z) pour 6z égal à 2TrfzIfs, où fz est la fréquence correspondant au zéro d'une fonction de transfert du filtre, fs est la fréquence d'échantillonnage du signal d'entrée, fzl correspond à la fréquence du zéro du premier étage et fz2 correspond à la fréquence du zéro du second étage. 6. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, suivant lequel le filtre complexe comprend un nombre d'étages supérieur à deux formant successivement une ou plusieurs paires d'étages, chacune comprenant un premier étage et un second étage successifs, pour chacune desdites paires d'étages, chaque sortie (303, 303') du convertisseur étant couplée, d'une part, à l'entrée respective du premier étage affectée d'un premier coefficient de réaction, et d'autre part, sur l'entrée respective du second étage affectée d'un second coefficient de réaction; chacune desdites paires ayant une fonction de transfert présentant une dissymétrie; et suivant lequel une correction de dissymétrie de la ou des fonctions de transfert correspondant à chaque à paire d'étages du filtre complexe, est effectuée en amont du premier étage selon la revendication 2 ou 3 ou en aval du premier étage selon la revendication 4 ou 5. 7. Procédé selon la revendication 6, suivant lequel le nombre d'étages du filtre complexe est un nombre impair supérieur ou égal à trois; et suivant lequel on effectue la correction de dissymétrie sur la ou les paires d'étages qui suivent le premier étage. 8. Convertisseur analogique-numérique ayant deux voies en quadrature I et Q comprenant chacune une entrée (301,301') et une sortie associées (303, 303'), pour convertir un signal d'entrée analogique complexe en un signal de sortie numérique complexe, ledit convertisseur comprenant un filtre complexe (105) ayant au moins un premier étage et un second étage, comprenant chacun une entrée (301, 301', 320, 320') et une sortie (308, 308', 309, 309') respectives sur chacune des voies I et Q; chacune des sorties du convertisseur étant couplée, d'une part, à l'entrée respective du premier étage affectée d'un premier coefficient de réaction (a) via une première boucle de réaction (305,305'), et d'autre part, sur l'entrée respective du second étage affectée d'un second coefficient de réaction (b) via une seconde boucle de réaction (304, 304') ; ledit convertisseur analogique numérique comprenant un coupleur complexe adapté pour coupler les voies I et Q en amont ou en aval dudit premier étage du filtre complexe et appliquer ainsi une correction de dissymétrie de la fonction de transfert du convertisseur. 9. Convertisseur selon la revendication 8, dans lequel le coupleur complexe est placé en aval du premier étage du filtre complexe et comprend: une première liaison de couplage (601) reliant la sortie (308') du premier étage de la voie Q sur la sortie (308) du premier étage de la voie I, ladite première liaison de couplage étant affectée d'un premier coefficient de correction; une seconde liaison de couplage (601') reliant la sortie du premier étage de la voie I sur la sortie (308') du premier étage de la voie Q, ladite seconde liaison de couplage étant affectée d'un second coefficient de correction. 10. Convertisseur selon la revendication 9, dans lequel le premier coefficient de correction a une valeur égale à sin Ac; et dans lequel le second coefficient de correction a une valeur égale à sin 8c; les sorties (308, 308') du premier étage des voies I et Q étant chacune affectée d'un coefficient de valeur cos 8c; où Oc vérifie sensiblement l'une des équations suivantes: = arctg b sin Bz + Oz pour fzl fz2 a+(b+2)(1 cosOz) pour 8z égal à 2rrfzlfs, où fz est la fréquence correspondant au zéro d'une fonction de transfert du filtre, fs est la fréquence d'échantillonnage du signal d'entrée, fz1 correspond à la fréquence du zéro du premier étage et fz2 correspond à la fréquence du zéro du second étage. 11. Convertisseur selon la revendication 9, comprenant en outre dans le premier étage: sur la voie I, une liaison de retour interne (311) depuis la sortie (308) du premier étage de la voie 1, ladite liaison comprenant un retard substantiel (306) et étant affectée d'un coefficient de valeur cos Al; sur la voie Q, une liaison de retour interne (311') depuis la sortie (308') du premier étage de la voie Q, ladite liaison comprenant un retard substantiel (306') et étant affectée d'un coefficient de valeur cos 91; sur la voie I, un additionneur (312) recevant: - l'entrée de la voie I du filtre (301) ; la première boucle de réaction (305) de la voie 1, affectée du premier coefficient de réaction; ladite liaison de retour interne de la voie I (311) ; et une liaison de retour (403) depuis ladite liaison de retour interne (311') de la voie Q, affectée d'un coefficient de valeur -sin e1; - sur la voie Q, un additionneur (312') recevant: l'entrée de la voie Q du filtre (301') ; la première boucle de réaction (305') de la voie Q, affectée du premier coefficient de réaction; ladite liaison de retour interne de la voie Q (311') ; et une liaison de retour (403') depuis ladite liaison de retour interne (311) de la voie I, affectée d'un coefficient de valeur sin 01; où 01 est égal à 2nf1/fs, où fz est une fréquence correspondant à un zéro de la fonction de transfert du filtre et fs est la fréquence d'échantillonnage du signal; dans le second étage: sur la voie I, un additionneur ou plusieurs additionneurs (313, 701) recevant: - l'entrée (320) de la voie I du second étage; la seconde boucle de réaction (304) de la voie I affectée d'un coefficient de valeur b*cos 02; où b est le second coefficient de réaction; une liaison de retour (503) depuis la boucle de réaction de la voie Q affectée d'un coefficient de valeur égale à b*sin 02; une liaison de retour interne (310) depuis la sortie (309) de la voie du second étage affectée d'un coefficient de valeur cos 02; une liaison de retour (505) depuis la sortie (309') de la voie Q du second étage affectée d'un coefficient de valeur -sin 02; sur la voie Q, un additionneur ou plusieurs additionneurs (313', 701') recevant: l'entrée (320') de la voie Q du second étage; la seconde boucle de réaction (304') de la voie Q affectée d'un coefficient de valeur b*cos 02; où b est le second coefficient de réaction; 25 30 2878667 31 une liaison de retour (503') depuis la boucle de réaction de la voie affectée d'un coefficient de valeur égale à b*sin 82; une liaison de retour interne (310') depuis la sortie (309') de la voie Q du second étage affectée d'un coefficient de valeur cos 82 une liaison de retour (505') depuis la sortie (309) de la voie I du second étage affectée d'un coefficient de valeur sin 82; où 82 est égal à 2Trfzlfs, où fz est une fréquence correspondant à un zéro de la fonction de transfert du filtre et fs est la fréquence d'échantillonnage du 10 signal; ledit convertisseur comprenant entre le premier étage et le second étage, le coupleur complexe (600) ayant le premier coefficient de correction de valeur égale à sin 83 et le second coefficient de correction de valeur égale à sin 83; les sorties (308, 308') du premier étage des voies I et Q étant chacune affectée d'un coefficient de valeur cos 83; où 83 vérifie sensiblement l'équation suivante: 83=e2 8c; où 8c vérifie sensiblement l'une des équations suivantes: = arctg b sin Oz + Oz pour fzl fz2 a+ (b + 2)(1 cos 8z) pour 8z égal à 2Trfz/fs, où fz est la fréquence correspondant au zéro d'une fonction de transfert du filtre, fs est la fréquence d'échantillonnage du signal d'entrée, fzl correspond à la fréquence du zéro du premier étage et fz2 correspond à la fréquence du zéro du second étage. 12. Convertisseur selon la revendication 8, dans lequel le coupleur complexe est placé en amont du premier étage et comprend: une boucle de retour (801) reliant la sortie (303') de la voie Q du convertisseur à l'entrée (301) du premier étage de la voie I affectée 30 d'un premier coefficient de correction; une boucle de retour (801') reliant la sortie (303) du second étage de 2878667 32 la voie I à l'entrée (301') du premier étage de la voie Q affectée d'un deuxième coefficient de correction; et dans lequel la première boucle de réaction (305) sur la voie I est affectée d'un troisième coefficient de correction et sur la voie Q est affectée d'un quatrième coefficient de correction. 13. Convertisseur selon la revendication 12, dans lequel le premier coefficient de correction a une valeur égale à a*sinOc; dans lequel le deuxième coefficient de correction a une valeur égale à a*sin Oc; dans lequel le troisième et le quatrième coefficients de correction ont une valeur égale à a*cos 6c; où 6c vérifie sensiblement l'équation suivante: 0, = arctg b sin 6z + Oz pour fzl fz2 a + (b + 2)(1 cos Oz) pour Oz égal à 2rrfz/fs, où fz est la fréquence correspondant au zéro d'une fonction de transfert du filtre, fs est la fréquence d'échantillonnage du signal d'entrée, fzl correspond à la fréquence du zéro du premier étage et fz2 correspond à la fréquence du zéro du second étage. 14. Convertisseur selon la revendication 12, dans lequel le premier coefficient de correction a une valeur égale à tan Ac; dans lequel le deuxième coefficient de correction a une valeur égale à tan 6c; dans lequel le troisième et le quatrième coefficients de correction ont une valeur égale à -1; où 8c vérifie sensiblement l'une des équations suivantes: = arctg brin 9z + Oz pour fzl fz2 a + (b + 2)(1 cos 8z) pour 8z égal à 2-rrfz/fs, où fz est la fréquence correspondant au zéro d'une fonction de transfert du filtre, fs est la fréquence d'échantillonnage du signal d'entrée, fzl correspond à la fréquence du zéro du premier étage et fz2 correspond à la fréquence du zéro du second étage. 15. Convertisseur selon l'une quelconque des revendications 8 à 14, le filtre complexe comprenant un nombre d'étages supérieur à deux et un coupleur respectif par paire d'étages, chaque paire comprenant un premier et un second étages successifs; dans lequel chacun desdits coupleurs est placé en amont ou en aval desdits premiers étages respectifs et est affecté d'un coefficient de correction. 16. Convertisseur selon la revendication 15, dans lequel le nombre d'étages du filtre complexe est un nombre impair; et dans lequel les coupleurs sont uniquement associés aux paires d'étages qui suivent le premier étage.