Brevet FR2879303A1 — publié le 20060616

Domaine de l'invention La présente invention concerne une installation notamment pour des applications radar bistatiques comprenant au moins deux détecteurs radar écartés dans l'espace pour le mode d'émission et/ou de réception, chaque détecteur radar comportant un oscillateur de fréquence porteuse indépendant notamment en roue libre et un modulateur pour appliquer des impulsions d'une source de signaux impulsionnels au signal de sortie fourni par l'oscillateur de fréquence porteuse respectif, une commande de synchronisation des impulsions pour au moins deux détecteurs de réception et d'émission radar associés, et une installation d'exploitation pour au moins une fréquence miroir c'est-à-dire notamment un signal Doppler d'écho croisé utilisant un mélangeur pour les signaux d'émission et de réception. Etat de la technique On connaît une installation pour des applications radar bistatiques telles que définies ci-dessus selon le document DE 102 139 87 Al. Par l'utilisation d'un effet miroir dans la plage de fréquence, on peut effectuer une détection d'écho croisé et une mesure de distance dans un système de radar impulsionnel bistatique sans avoir à synchroniser la phase des oscillateurs de la fréquence porteuse de chaque paire émetteurs/récepteurs en mettant en oeuvre des moyens compliqués comme cela est le cas dans d'autres installations connues. Exposé et avantages de l'invention La présente invention concerne une installation du type défini ci-dessus, caractérisée par des moyens pour commander ou réguler au moins une fréquence miroir par modification de la fréquence porteuse d'au moins l'un des oscillateurs de fréquence porteuse des détecteurs et émetteurs/récepteurs, associés. Une caractéristique avantageuse de l'invention propose une modulation de fréquence synchrone, notamment interne d'impulsion, une modulation de fréquence synchrone impulsion sur impulsion, ou une modulation de fréquence lente synchrone pour les détecteurs d'émission et de réception. Si les détecteurs d'émission et de réception sont configurés pour avoir toujours une transmodulation directe de l'émetteur sur le récepteur d'un détecteur, indépendamment de l'existence et de la position d'objets dans le champ de détection à exploiter, on préfère un signal miroir ou signal Doppler d'écho croisé appliqué en permanence par transmodulation directe pour commander ou réguler la fréquence miroir. On peut aussi dans ce cas utiliser un signal miroir appliqué en permanence par transmodulation directe pour surveiller la régulation de la fréquence porteuse de l'émetteur et du récepteur comme fonction de diagnostic, avec avantageusement un taux de répétition constant des impulsions radar émises. Les moyens de l'invention permettent une réalisation très simple d'un système radar bistatique pour régler une fréquence miroir souhaitée entre son minimum 0 Hz (fréquence de répétition d'impulsion modulo PRF) et la moitié de sa valeur maximale du taux de répétition d'impulsion (taux de répétition d'impulsion modulo) il suffit par exemple en maintenant un taux de répétition d'impulsion PRF constant, de faire varier (de tirer) l'une des deux fréquences d'oscillateur au maximum autour de la valeur de PRF, ce qui se réalise avec très peu de moyen. Au contraire des exploitations habituelles de l'écho propre dans le cas d'un mode de fonctionnement monostatique avec un grand angle d'ouverture, la présente invention permet d'obtenir une ré-solution angulaire plus importante. L'exploitation de l'écho croisé augmente la détection spa- tiale du champ d'environnement du véhicule et permet de classer les contours d'objets et d'augmenter la redondance des informations des capteurs. Si selon une autre caractéristique de l'invention, on a une modulation de fréquence synchrone pour les détecteurs d'émission et de réception et/ou si l'on applique d'autres moyens de l'invention, on a les avantages et objectifs suivants: - Codage du signal d'émission ce qui permet d'une part d'abaisser la sensibilité vis-à-vis des perturbations des signaux externes dans la plage des fréquences de réception et assure d'autre part une identifi- cation non équivoque de l'émetteur dans un réseau de détecteurs. - Augmentation de la résolution d'éloignement ou de la largeur de la bande du signal d'émission sans pour autant raccourcir nécessaire-ment la durée de l'impulsion. - Répondre à l'exigence de distribution spectrale de la puissance par exemple pour une autorisation de fréquence. - Elimination des associations éventuellement erronées entre les impulsions de réception et les impulsions d'émission en cas de dépassement de portée. - Possibilité de surmodulation de données sur le signal d'émission pour les transmettre. On réalise avantageusement une modulation impulsionnelle synchrone entre l'émetteur et le récepteur. On exploite également un signal miroir engendré par l'effet de chevauchement des bandes dans le signal de mélange du ré- cepteur pour la détection et la télémétrie. La fréquence fa d'un signal miroir résultant (la fréquence miroir) dépend à la fois de la fréquence de répétition d'impulsion PRF et aussi de la fréquence de différence de porteuse df de l'émetteur et du récepteur. On a ainsi pour un coefficient entier n: df = n PRF fa La fréquence miroir ne se règle pas comme dans le document DE 102 139 87 Al par variation du taux de répétition d'impulsion PRF, mais par variation de l'une ou des deux fréquences porteuses de la paire de détecteurs émetteurs-récepteurs et ainsi on règle la fréquence de différence de porteuse df. Il n'y a pas lieu de synchroniser la phase des oscillateurs de l'émetteur et du récepteur qui peuvent toujours avoir des fréquences différentes (c'est-à-dire une diffé- rence supérieure à la largeur de bande I/Q (phase/quadrature) du traitement de signal). La combinaison des caractéristiques suivantes est particulièrement avantageuse: - commande impulsionnelle synchrone des émetteurs et des récep- teurs d'un réseau c'est-à-dire au moins par paire, - utilisation d'un signal miroir en phase I ou en quadrature Q ou de signaux qui sont déduits pour chaque paire émetteur-récepteur, - commande/régulation de la fréquence moyenne du signal miroir fa par modification d'une fréquence porteuse ou des deux fréquences porteuses de la paire de détecteurs émetteurs-récepteurs, et - le cas échéant, modulation de fréquence porteuse synchrone pour l'émetteur et le récepteur. Cette combinaison offre les avantages suivants: - Un signal BF, continu pour la détection d'écho croisé et la télémétrie par mesure de puissance entre autres par exemple l'amplitude, le quasi-maximum, etc.. d'un signal miroir. - Pour la suite du traitement numérique, on a une détection économique du signal de puissance BF avec de faibles taux de détection définis principalement par le taux de balayage et la résolution souhaitée. - On peut exploiter les échos croisés en parallèle aux échos directs car le signal miroir est installé dans le signal I et/ou le signal Q dans une plage de fréquence distincte (mode multiplex en fréquence). - Il ne faut pas de synchronisation de phase compliquée des porteuses mais une stabilité de fréquence à court terme, minimale (pendant la durée d'intégration impulsionnelle). - Aucune exigence importante concernant les largeurs de bande des mélangeurs et des amplificateurs BF (au moins au-dessus de la fréquence miroir sélectionnée). - Suppression active de la transmodulation directe produite de ma- nière sporadique qui se produit dans des réseaux de capteurs en mode de fonctionnement non synchronisé avec un PRF fixe si la fréquence miroir tombe par exemple dans la plage de fréquence de l'écho direct (0... fréquence Doppler) pour une dérive en température des fréquences porteuses. - Surveillance des fréquences porteuses (fonction de diagnostic: détection des dérives inhabituelles ou des disparitions) par observation du comportement de la régulation de fréquence miroir notamment pour une transmodulation directe permanente de l'émetteur vers le récepteur. - On peut utiliser en plus les procédés habituels de compression d'impulsion. - On peut utiliser les circuits économiques par exemple pour une va-riante de réalisation avec un PRF constant et une dérive réduite de l'oscillateur autour du PRF maximum. - Par une modulation de fréquence de porteuse, synchrone on réalise au moins en partie les objectifs ci-dessus. Les autres caractéristiques intéressantes de l'invention sont: -un déphasage prédéfini, réglable pour le taux de répétition des impulsions radar émises pour chaque fois des détecteurs d'émission et de réception, associés, - la régulation de fréquence miroir est une régulation de la valeur maximale du signal de sortie du détecteur de signal miroir, - une régulation de la fréquence miroir s'appuyant sur une évaluation de la puissance et/ou de la fréquence du signal Doppler d'écho croisé, - en plus de la régulation continue de la fréquence miroir, un mode de recherche et d'accrochage est prévu pour une première recherche ou une nouvelle recherche de la fréquence miroir, - la régulation de la fréquence miroir assure une exploitation simultanée de l'écho propre et de l'écho croisé, des moyens pour la régulation de fréquence de façon à éliminer la transmodulation de l'écho croisé dans la plage de fréquence Doppler de l'écho d'entrée, - le Doppler d'écho croisé est prévu comme fonction de diagnostic pour surveiller les fréquences porteuses des oscillateurs de fréquence porteuse, - une identification d'émetteur d'écho croisé par l'évaluation des diffé- rences de fréquence porteuse s'appuyant notamment sur les évaluations de la fréquence miroir actuelle, des évaluations de la partie entière du quotient de la différence de fréquence porteuse et du taux de répétition d'impulsion et de la connaissance du taux actuel de ré-pétition d'impulsion. Dessins La présente invention sera décrite ci-après de manière plus détaillée à l'aide d'exemples de réalisation représentés dans les dessins annexés dans lesquels: - la figure 1 est un schéma par blocs du système radar de l'invention avec une paire d'émetteurs et de récepteurs de radar impulsionnel, à commande synchrone, - la figure 2 montre un spectre de densité de puissance des porteuses mélangées non impulsionnelles de détecteurs voisins, - la figure 3 montre un spectre de densité de puissance de porteuses impulsionnelles mélangées de détecteurs voisins avec une durée impulsionnelle négligeable, - la figure 4 montre le spectre de densité de puissance des porteuses impulsionnelles mélangées de détecteurs voisins pour une durée d'impulsion non négligeable, - la figure 5 montre le spectre de densité de puissance d'un signal réel I(Q) pour une réception d'écho croisé, - la figure 6 montre la régulation de fréquence miroir par désaccord de fréquence de porteuse d'au moins l'un des oscillateurs de fréquence porteuse, - la figure 7 montre la relation entre le signal de détection y et la fréquence porteuse df pour un retard ti, adapté à la transmodulation et servant à expliciter une régulation de valeur maximale. Description des modes de réalisation de l'invention La figure 1 montre des parties de deux détecteurs de radar impulsionnels 11, 12, habituels, simples parmi lesquels le détecteur supérieur 11 fonctionne comme émetteur (Tx) et le détecteur inférieur 12 fonctionne comme récepteur (Rx). Les détecteurs génèrent par les oscillateurs de fréquence porteuse respectifs 21, 22, des signaux porteurs xi, x2 ayant chacun une fréquence de porteuse individuelle fLol et fLo2. Ces signaux porteurs sont modulés de préférence par la même source impulsionnelle 3 avec la suite d'impulsions p de niveau 0-1; cela signifie que les modulateurs 51, 52 appliquent des impulsions aux signaux de sortie des oscillateurs de fréquence porteuse. Mais chaque détecteur 11, 12 peut également comporter une source distincte de signaux impulsionnels 3. Mais dans ce cas, il faut synchroniser entre el-les ces sources de signaux impulsionnels. Cela peut se faire soit par une ligne de liaison soit par récupération du signal d'émission PRF à partir du signal de réception et compensation du déphasage. La déter- mination du déphasage est possible si l'on utilise la redondance car du fait du travail de transformation du chemin de signal, normalement on dispose toujours de deux échos croisés et éventuellement en plus de mesures d'écho correspondantes d'un objet (voir par exemple: on suppose que: A=phase de la source de signaux impulsionnels 1 par rapport à la source de signaux impulsionnels 2; tofK; temps de parcours croisé de S11 vers l'objet K selon S12 ou dans la direction tofK 12: mesure d'écho croisé S11 et de S12 par rapport à la source de signaux impulsionnels 2; tofK21: mesure d'écho croisé de S12 après S11 pour la source de signaux impulsionnels 1; ensuite, on a les relations suivan- tes: tofK=tofK-A et tofK=tofK2 1 +A-*A=(tofK 12tofK21) / 2 -* tofK=(tofK 12+tofK21) / 2. Le signal émis par l'émetteur est reçu du récepteur après réflexion sur un objet et le temps de parcours. Le circuit de retard/ligne de retard 6 du récepteur retarde la suite impulsionnelle p du temps de retard T. De façon correspondante, le retard enregistré i pour le temps de parcours tof provient de la sortie du mélangeur 7 ayant reçu d'une part un signal d'émission et d'autre part un signal de réception du fait de la modulation impulsionnelle synchrone dans le temps donnant le signal: m=p.xl.x2 si i=tof. Ce signal de mélange (signal idéal) est par exemple filtré lui- même par un filtre passe-bas dans une installation d'exploitation 4 formée par l'amplificateur réel 8, consécutif et le mélangeur réel 7. A la sortie de l'amplificateur ou du convertisseur d'impédance, on dispose alors du signal I et dans le cas d'un second mélangeur utilisant une porteuse déphasée de 90 , on aura également un signal Q pour la suite du traitement du signal BF. Dans la suite, on décrira comment ce spectre donne le signal I(Q). 1. Le mélange (multiplication) de la porteuse non pulsé (voir xi, x2 à la figure 1) de deux détecteurs voisins avec la fréquence de différence moyenne df=fLoi-fLo2 aboutirait à un spectre avec des composantes à limitation de bande autour de df=fLol-fLo2 et fLol+fLo2. (Figure 2). La composante additive peut être négligée dans suite à cause du comportement de filtre passe-bas du mélangeur 7 et de l'amplificateur 8. La largeur de la composante spectrale résiduelle est définie autour de df réel par la stabilité de fréquence à court terme des oscillateurs de fréquence porteuse pendant la durée d'intégration impulsionnelle. Il est important qu'un tel spectre à bande limitée existe également pour des oscillateurs non-synchronisés en fréquence ou en phase. 2. La modulation impulsionnelle du produit xl.x2 qui conduit finale-ment au signal de mélange idéal m correspond à une détection utilisant une fréquence de détection donnée par le taux de répétition impulsionnelle réglée PRF du générateur d'impulsion. Dans le spectre on aura une détection idéale (détection 8) pour le prolongement périodique du spectre ou du signal détecté. On aurait ainsi le spectre réparti autour de df qui se trouverait deux fois dans les intervalles de fréquence [z.PRF, (z+1).PRF], relations dans lesquelles z est un nombre entier (figure 3). On remarque que toujours c'est-à-dire même pour la différence de fréquence df très supérieure au taux de répétition d'impulsion PRF, c'est-à-dire en cas de sous détection on aura un signal à bande limitée dans la plage de fréquence [O,PFR/2]. La fréquence moyenne fa du signal miroir dans cette plage [O,PFR/2] et la différence de fréquence df sont ainsi liées par la relation suivante: df=n.PRF±fa Dans cette relation, n E No (partie entière comprise entre df et PRF). On a pratiquement une détection idéale si la durée impulsionnelle est très petite par rapport à la plus petite durée de période du signal détecté c'est-à-dire qu'il faut avoir Tp 1/df. Si cela n'est pas le cas, l'amplitude de la composante spectrale répétée diminuera avec l'enveloppe définie par la forme de l'impulsion et par la durée impul- sionnelle non négligeable (figure 4). Dans le cas d'une impulsion rectangulaire de longueur Tp, l'enveloppe correspond par exemple à une courbe sinx/x avec comme premier point de passage à zéro 1 /Tp. 3. Le spectre du signal réel IQ arrive au-dessus de la fréquence limite du mélangeur et du convertisseur d'impédance/amplificateur, ce spectre étant en général beaucoup plus petit que la différence de fré- quence df, pour diminuer de manière significative et se rapprocher de façon générale du tracé présenté à la figure 5. Cette composante de signal, limitée, provenant de l'écho croisé dans le signal I(Q) et dont les principales composantes de fréquence sont inférieures à la limite PRF/2, sera appelée ci-après signal Doppler d'écho croisé. Un écho direct d'un objet se déplaçant extrêmement rapidement avec des fréquences Doppler correspondantes autour de fD=df aboutirait à un signal analogue. 4. On remarque que la fréquence miroir fa du signal Doppler d'écho croisé peut se régler toujours sur une valeur souhaitée avec la fréquence de répétition d'impulsion prédéfinie PRF (pour une fréquence df) variant lentement dans le temps, selon la formule (I). Il est notamment possible par un réglage précis de la fréquence PRF d'assurer d'une part que la fréquence miroir fa se situe toujours en dessous de la fréquence limite du mélangeur et de l'amplificateur et que d'autre part, pour une réception parallèle d'écho direct du détecteur, la fréquence miroir fa se situera toujours au-dessus de la fréquence Doppler maximale fD.. Cela peut être conçu comme une utilisation de la fréquence multiplex du signal I(Q) dans lequel l'écho direct et l'écho croisé sont situés dans des plages de fréquences distinctes l'une de l'autre. L'hypothèse principale pour une séparation non équivoque est naturellement que les oscillateurs locaux sont stables en fréquence à court terme et que la largeur de bande de xi. x soit toujours infé-rieure à PRF/2-fD.,. 5. Le diviseur n et la fréquence miroir fa caractérisent la différence de fréquence instantanée de la paire de capteurs dans le cas d'une réception d'écho croisé. Pour un réseau de détecteurs ayant plus de deux détecteurs et dont les différences de fréquence de toutes les paires de détecteurs diffèrent de façon significative, il est possible d'avoir une identification d'émetteur même en cas de réception parallèle de plusieurs échos croisés. L'installation selon l'invention est notamment caractérisée par les moyens suivants: i0 - Commande impulsionnelle synchrone (transmission ou récupération des émetteurs PRF à partir du signal de sortie de la compensation du déphasage. - Utilisation du signal Doppler d'écho croisé dans I, Q ou dans des signaux qui en sont déduits et sont inférieurs à PRF/2. - Commande/régulation de la fréquence miroir (fréquence centrale fa du signal Doppler d'écho croisé) par variation (désaccord) de la fréquence porteuse d'au moins des oscillateurs de fréquence porteuse 21, 22, la différence des fréquences porteuses entre l'émetteur et le récepteur étant variée au maximum du taux de répétition impulsionnel PRF ou pouvant ainsi se régler de manière précise pour que la fréquence miroir reste dans la largeur de bande d'un détecteur de signal. Comme le montre la figure 1, un oscillateur de fréquence porteuse ou les deux oscillateurs de fréquence porteuse ont une entrée de commande pour désaccorder la fréquence (entrée avec Loi ou fun). La grandeur perturbatrice principale du circuit de régulation de fréquence miroir est généralement la dérive de fréquence des oscillateurs de fréquence porteuse en fonction de la température. Dans le cas d'une transmodulation directe entre l'émetteur et le récepteur, par exemple par réflexion/transmission du signal d'émission au pare-chocs ou autres moyens, on aura en permanence et cela indépendamment de l'existence et de la position de l'objet dans le champ de détection surveillé, un signal miroir avec au moins un retard réglé T. Cela permet notamment des régulations de fréquence miroir particulièrement simples, robustes et en permanence en prise. De plus, on peut avoir une surveillance non interrompue des fréquences porteuses. Une telle régulation sera décrite ci-après de manière plus détaillée. On suppose qu'on utilise un taux de répétition d'impulsion constant PRF et que la puissance, l'amplitude ou autres du signal miroir y sont détectées de manière analogique ou numérique dans une certaine bande de fréquence fixe. Selon la figure 6, la récupération du signal miroir y se fait par une exploitation sélective en fré- quence du signal I et/ou Q dans le composant 9. L'unité de commande Il commande les entrées Loi et/ou fLo2 de l'oscillateur de fréquence porteuse. Pour mesurer en parallèle l'écho propre et l'écho croisé on suppose que la bande de fréquence de détection de 0 Hz ne se situe pas de façon inclusive et en dessous de la valeur PRF/2. Pour le temps de parcours de la transmodulation, le signal de détection y aura un retard i, réglé de manière appropriée en principe la relation indiquée à la figure 7 entre la différence de fréquence ou porteuse df. Cette courbe et périodique avec PRF mais seule une période a été représentée. Dans cette période, dans les hypothèses formulées ci-dessus on aura toujours io deux maxima locaux. Le but de la régulation de fréquence miroir est alors de désaccorder l'un des deux oscillateurs de fréquence porteuse pour que le signal de détection y prenne un niveau maximum. Le procédé général de régulation de la valeur maximale consiste à faire varier en permanence la différence de fréquence de por- teuse pour que la dérivée première de la fonction y (df) soit évaluée par exemple par la formation de la différence. A partir du signe algébrique de la dérivée première, on peut obtenir la variation moyenne de la fréquence de différence porteuse selon les règles données ci-après (voir également les flèches de bloc de la figure 7). dy/d(df)>0:df T dy/d(df) Les variations synchrones (variation dans le même temps) des fréquences porteuses instantanées, absolues fLoi, fLo2 n'interviennent pas dans la fréquence miroir fa car celle-ci ne dépend que de la différence df de la fréquence de porteuse. Chaque modulation de fréquence, synchrone dans le temps entre l'émetteur et le récepteur n'a pas d'influence sur la régulation de fréquence décrite ci-dessus et se trouve dans ces conditions orthogonale à l'exploitation d'écho croisé. Une modulation de fréquence autorise une conception souple du spectre de fréquence. Dans la suite, on décrira de manière plus détaillée les modulations de fréquence (FM) avec des constantes de temps différentes et leurs objectifs prioritaires. 1. Modulation de fréquence FM impulsionnelle: Une modulation de fréquence FM, interne aux impulsions c'est-à-dire effectuée pendant la durée d'une impulsion est une technique connue et développée dans les radars (modulation linéaire FM) ou chirp avec une ou plusieurs rampes non linéaires FM, etc.) et comporte en général également un objectif prioritaire consistant à découpler la solution d'éloignement et le radar impulsionnel pour la conception mais en partie également pour le codage du signal ou pour la mise en forme précise d'un spectre d'émission. La modulation de fréquence FM interne à l'impulsion fait partie du procédé de compression d'impulsion combiné ici à la mesure d'écho croisé et à la régulation de fréquence miroir. Dans la documentation, généralement, on décrit un filtre accordé pour assurer la modulation de fréquence dans le récepteur. La réponse impulsionnelle du filtre accordé alors appelé filtre de compression impulsionnel (PKF) est de façon connue une copie du signal d'émetteur réfléchi dans le temps et perturbé. Cela signifie que le signal de sortie du filtre PKF correspond à la fonction d'autocorrélation du signal d'émetteur. La conversion de la modulation de fréquence développée ci-dessus par mélange du signal de réception et d'une copie du signal d'émission obtenue par un oscillateur de fréquence porteuse travaillant en synchronisme de fréquence avec l'émetteur, dans le récepteur suivie d'un filtrage par un filtre passe-bas correspond également à une fonc- tion d'autocorrélation. Cette forme de démodulation de fréquence peut ainsi être considérée comme conversion pratique d'un filtre accordé ou filtre PKF. 2. Modulation de fréquence FM impulsion sur impulsion: Les variations de fréquence continue effectuées en syn- chronisme dans l'oscillateur d'émission et dans l'oscillateur de réception avec des constantes de temps de l'ordre de l'écart impulsionnel ou de variations de fréquence impulsionnelle (saut de fréquence) entre les impulsions permettent une association non équivoque des impulsions de réception aux impulsions d'émission sur plusieurs impulsions. On peut également arriver à un codage de signal ou encore influencer de manière précise le spectre d'émission. 3. Modulation de fréquence FM lente: Dans ce cas l'oscillateur d'émetteur et l'oscillateur de ré- cepteur ont de nouveau des variations de fréquence continues synchrones avec des constantes de temps de l'ordre du temps d'intégration impulsionnel ou des variations de fréquence par sauts (saut de fréquence) et des périodes de fréquence constante s'étalant sur plusieurs impulsions. Le but de la modulation de fréquence lente est principale-ment la diminution de la sensibilité vis-à-vis des perturbations ou le codage du signal par exemple par un procédé d'échappement de fréquence à la détection d'un signal étranger dans la bande de fréquence de réception instantanée d'un récepteur. De façon limitée, on peut également influencer de manière précise le spectre d'émission. Un autre domaine d'application potentiel de la modulation de fréquence lente est la surmodulation de données sur le signal d'émission (FSK). REVENDICATIONS 1 ) Installation notamment pour des applications radar bistatiques comprenant au moins deux détecteurs radar (11, 12) écartés dans l'espace pour le mode d'émission et/ou de réception, chaque détecteur radar (11, 12) comportant un oscillateur de fréquence porteuse (21, 22) indépendant notamment en roue libre et un modulateur (51, 52) pour appliquer des impulsions d'une source de signaux impulsionnels (3) au signal de sortie fourni par l'oscillateur de fréquence porteuse (21, 22) respectif, une commande de synchronisation des impulsions pour au moins deux détecteurs de réception et d'émission radar (11, 12) associés, et une installation d'exploitation (4) pour au moins une fréquence miroir c'est-à-dire notamment un signal Doppler d'écho croisé utilisant un mélangeur (7) pour les signaux d'émission et de réception, caractérisée par des moyens pour commander ou réguler au moins une fréquence miroir par modification de la fréquence porteuse d'au moins l'un des oscillateurs de fréquence porteuse (21, 22) des détecteurs et émetteurs/récepteurs (11, 12), associés. 2 ) Installation selon la revendication 1, caractérisée par une modulation de fréquence synchrone, notamment interne d'impulsion, une modulation de fréquence synchrone impulsion sur im- pulsion, ou une modulation de fréquence lente synchrone pour les détecteurs d'émission et de réception (11, 12). 3 ) Installation selon la revendication 1, caractérisée en ce que les détecteurs d'émission et de réception (11, 12) sont configurés pour avoir toujours une transmodulation directe de l'émetteur sur le récepteur d'un détecteur, indépendamment de l'existence et de la position d'objets dans le champ de détection à exploiter. 4 ) Installation selon la revendication 3, caractérisée par un signal miroir ou signal Doppler d'écho croisé appliqué en permanence par transmodulation directe pour commander ou réguler la fréquence miroir. 5 ) Installation selon l'une quelconque des revendications 3 ou 4, caractérisée par un signal miroir appliqué en permanence par transmodulation directe pour surveiller la régulation de la fréquence porteuse de l'émetteur et 10 du récepteur comme fonction de diagnostic. 6 ) Installation selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisée par un taux de répétition constant des impulsions radar émises. 7 ) Installation selon la revendication 1, caractérisée par un déphasage prédéfini, réglable pour le taux de répétition des impulsions radar émises pour chaque fois des détecteurs d'émission et de ré-20 ception (11, 12), associés. 8 ) Installation selon la revendication 1, caractérisée en ce que la régulation de fréquence miroir est une régulation de la valeur maxi-25 male du signal de sortie du détecteur de signal miroir. 9 ) Installation selon la revendication 1, caractérisée par une régulation de la fréquence miroir s'appuyant sur une évaluation de 30 la puissance et/ou de la fréquence du signal Doppler d'écho croisé. 10 ) Installation selon la revendication 1, caractérisée en ce qu' en plus de la régulation continue de la fréquence miroir, un mode de recherche et d'accrochage est prévu pour une première recherche ou une nouvelle recherche de la fréquence miroir. 11 ) Installation selon la revendication 1, caractérisée en ce que la régulation de la fréquence miroir assure une exploitation simultanée de l'écho propre et de l'écho croisé. 12 ) Installation selon la revendication 1, caractérisée par des moyens pour la régulation de fréquence de façon à éliminer la transmodulation de l'écho croisé dans la plage de fréquence Doppler de l'écho d'entrée. 13 ) Installation selon la revendication 1, caractérisée en ce que le Doppler d'écho croisé est prévu comme fonction de diagnostic pour surveiller les fréquences porteuses des oscillateurs de fréquence porteuse (21, 22). 14 ) Installation selon la revendication 1, caractérisée par une identification d'émetteur d'écho croisé par l'évaluation des différen-ces de fréquence porteuse s'appuyant notamment sur les évaluations de la fréquence miroir actuelle, des évaluations de la partie entière du quotient de la différence de fréquence porteuse et du taux de répétition d'impulsion et de la connaissance du taux actuel de répétition d'impulsion.