Brevet FR2884073A1 — publié le 20061006

L'invention concerne un convertisseur continu-continu et un procédé pour sa commande. L'invention concerne plus particulièrement un convertisseur continu-continu utilisant un circuit de bascule de Schmitt modifié et un procédé de modulation d'une largeur d'impulsion. Des convertisseurs continu-continu sont utilisés dans de nombreux types de dispositifs électroniques mobiles pour fournir en sortie une tension fixe. Une modulation d'impulsions en largeur (MIL) est devenue une technique largement utilisée pour la commande de convertisseurs continu- continu. Le convertisseur continu-continu utilisant un procédé MIL classique compare un signal d'entrée de référence à un signal en rampe délivré en sortie d'un oscillateur et génère un signal impulsionnel ayant un rapport cyclique (ou facteur de forme) qui est proportionnel au signal d'entrée de référence. Le signal impulsionnel est amplifié par un commutateur de puissance et redressé par un filtre constitué d'une inductance et d'un condensateur pour générer une tension de sortie qui est proportionnelle au signal d'entrée de référence. La sortie du convertisseur continu-continu est stabilisée par un circuit de contre- réaction. Le convertisseur continu-continu classique qui comprend l'oscillateur pour la génération du signal en rampe occupe une grande partie de l'espace d'une puce dans un circuit intégré à semi-conducteurs et présente une consommation de puissance relativement élevée. Des exemples de convertisseurs continu-continu qui génèrent un signal périodique en utilisant une boucle de réaction sans l'utilisation d'un oscillateur sont décrits dans les brevets des E.U.A. n 5 481 178 et n 5 770 940. La figure 1 est un schéma de circuit illustrant le convertisseur continu-continu classique ayant deux boucles de réaction comme décrit dans le brevet n 5 770 940 précité. Le convertisseur continu-continu représenté sur la figure 1 des dessins annexés et décrit ci-après est un exemple 2884073 2 de régulateur à découpage abaisseur. En référence à la figure 1, le régulateur à découpage comprend un amplificateur d'erreur 106, un comparateur 102, un commutateur 84 et un filtre LC 86 constitué d'une inductance 88 et d'un condensateur 90. Le commutateur 84 comprend une entrée 92, une ligne de sortie 94 et: une ligne de commande 96. Une diode 98 établit un trajet de courant pour l'inductance 88 lorsque le commutateur 84 est ouvert. Comme montré sur la figure 1, le circuit régulateur à découpage comprend deux boucles de réaction, à savoir une première boucle de réaction 100 comprenant un premier circuit de réaction 114 et une seconde boucle de réaction 104 comprenant un second circuit de réaction 113. La première boucle de réaction 100 est une boucle de réaction à réponse rapide qui comprend le comparateur 102 et un élément d'attaque (non représenté). Le comparateur 102 est à hystérésis intégrée, présentant ainsi une fenêtre d'hystérésis définissant une limite de tension supérieure et une limite de tension inférieure. La seconde boucle de réaction 104 est une boucle de réaction à réponse relativement lente qui comprend l'amplificateur d'erreur 106. La boucle de réaction à réponse lente peut être utilisée pour capter une tension en un point extérieur au convertisseur continu-continu. Dans le convertisseur continu-continu classique montré sur la figure 1, la fréquence d'une tension de sortie VOUT est déterminée par le comparateur 102 à hystérésis incorporée. Des exemples de forme de réalisation de l'invention procurent un convertisseur continu-continu et un procédé de modulation d'une largeur d'impulsion. Dans un exemple de forme de réalisation de l'invention, un convertisseur continu-continu comprend un modulateur à modulation d'impulsions en largeur (MIL), un commutateur et un filtre. Le modulateur MIL est configuré pour renvoyer par réaction positive un signal modulé en largeur d'impulsion dont la largeur d'impulsion et la fréquence sont modifiées pour générer un signal périodique, configuré pour amplifier une différence entre un signal de sortie de courant continu de réaction négative ou rétroaction et un signal de référence afin de délivrer en sortie un premier signal, et configuré pour comparer le premier signal au signal périodique afin de générer un premier signal de commutation et un second signal de commutation. Le commutateur de puissance est configuré pour transférer un signal d'entrée à un premier noeud de sortie en réponse au premier signal de commutation et au second signal de commutation, et est configuré pour générer le signal modulé en largeur d'impulsion, le signal modulé en largeur d'impulsion étant appliqué au premier noeud de sortie. Le filtre génère en sortie un signal de tension continue en réponse au signal modulé en largeur d'impulsion, le signal de tension continue de sortie étant appliqué à un second noeud de sortie. Dans un exemple de forme de réalisation de l'invention, un convertisseur continu-continu comprend un amplificateur, un comparateur, un élément d'attaque de commutateur, un commutateur de puissance, un filtre, un circuit de réaction négative ou rétroaction, et un circuit de réaction positive. L'amplificateur est configuré pour amplifier une différence entre un signal de référence et un premier signal de réaction pour générer un premier signal. Le comparateur est configuré pour comparer un second signal de réaction au premier signal afin de générer un second signal. L'élément d'attaque du commutateur est configuré pour générer un premier signal de commutation et un second signal de commutation en réponse au second signal. Le commutateur de puissance est configuré pour transférer un signal d'entrée à un premier noeud de sortie en réponse au premier signal de commutation et au second signal de commutation, et il génère un signal modulé en largeur d'impulsion dont la largeur d'impulsion et la fréquence sont modifiées, le signal modulé en largeur d'impulsion étant appliqué au premier n ud de sortie. Le 2884073 4 filtre est configuré pour générer un signal de tension continue de sortie en réponse au signal modulé en largeur d'impulsion, le signal de tension continue de sortie étant appliqué à un second noeud de sortie. Le circuit de réaction négative est configuré pour générer le premier signal de réaction en réponse au signal de tension continue de sortie. Le circuit de réaction positive est configuré pour générer le second signal de réaction qui est amené à osciller en réponse au signal modulé en largeur d'impulsion. Dans un exemple de forme de réalisation de l'invention, un convertisseur continu-continu comprend un amplificateur, un circuit antichevauchement, un élément d'attaque de commutateur, un commutateur de puissance, un filtre, un circuit de réaction négative et un circuit de réaction positive. L'amplificateur est configuré pour amplifier une différence entre un signal de référence et un premier signal de réaction pour générer un premier signal. Le comparateur est configuré pour comparer un second signal de réaction au premier signal afin de générer un second signal. Le circuit antichevauchement est configuré pour générer un premier signal impulsionnel et un second signal impulsionnel en réponse au second signal, le second signal impulsionnel ayant une seconde largeur d'impulsion plus grande qu'une première largeur d'impulsion du premier signal impulsionnel. L'élément d'attaque du commutateur est configuré pour générer un premier signal de commutation et un second signal de commutation en réponse au premier signal impulsionnel et au second signal impulsionnel. Le commutateur de puissance est configuré pour transférer un signal d'entrée à un premier noeud de sortie en réponse au premier signal de commutation et au second signal de commutation et est configuré pour générer un signal modulé en largeur d'impulsion dont la largeur d'impulsion et la fréquence sont modifiées, le signal modulé en largeur d'impulsion étant appliqué au premier noeud de sortie. Le filtre est configuré pour générer un signal de tension continue de sortie en réponse au signal modulé 2884073 5 en largeur d'impulsion, le signal de tension continue de sortie étant appliqué à un second n ud de sortie. Le circuit de réaction négative est configuré pour générer le premier signal de réaction en réponse au signal de tension continue de sortie. Le circuit de réaction positive est configuré pour générer le second signal de réaction qui oscille en réponse au signal modulé en largeur d'impulsion. Dans un exemple de forme de réalisation de l'invention, un procédé de modulation d'une largeur d'impulsion comprend: le retour par réaction positive d'un signal modulé en largeur d'impulsion afin de générer un signal périodique; le retour par réaction négative d'un signal continu de sortie; l'amplification d'une différence entre le signal continu de sortie de réaction négative et un signal de référence pour délivrer en sortie un premier signal; la comparaison du premier signal au signal périodique pour générer un premier signal de commutation et un second signal de commutation; l'amplification d'une différence entre le signal continu de sortie de réaction négative et le signal de référence,, la comparaison du signal périodique au signal de référence et la génération du premier signal de commutation et du second signal de commutation, le signal continu de sortie suivant le signal de référence; le transfert d'un signal d'entrée à un premier noeud de sortie en réponse au premier signal de commutation et au second signal de commutation pour générer un signal modulé en largeur d'impulsion dont la largeur d'impulsion et la fréquence sont modifiées, au premier noeud de sortie; et la génération d'un signal de tension continue de sortie à un second noeud de sortie en réponse au signal modulé en largeur d'impulsion. L'invention sera décrite plus en détail en regard des dessins annexés à titre d'exemples nullement limitatifs et sur lesquels: la figure 1 est un schéma de circuit illustrant un convertisseur continu-continu classique ayant deux boucles de réaction; la figure 2A est un schéma de circuit illustrant un 5 circuit de bascule de Schmitt; la figure 2B est un diagramme de formes d'ondes illustrant des formes d'ondes de signaux associés au circuit de bascule de Schmitt représenté sur la figure 2A; la figure 3 est un schéma de circuit détaillé 10 illustrant le circuit de bascule de Schmitt représenté sur la figure 2A; la figure 4A est un schéma de circuit illustrant un circuit de bascule de Schmitt modifié selon un exemple de forme de réalisation de l'invention; la figure 4B est un diagramme de formes d'ondes illustrant des Formes d'ondes de signaux associés au circuit de bascule de Schmitt modifié représenté sur la figure 4A; la figure 5 est un schéma de circuit illustrant un convertisseur continu-continu utilisant un circuit de bascule de Schmitt modifié selon un exemple de forme de réalisation de l'invention; la figure 6 est un schéma de circuit illustrant un convertisseur continu- continu utilisant un circuit de bascule de Schmitt modifié selon un autre exemple de forme de réalisation de l'invention; la figure 7 est un schéma de circuit illustrant un circuit antichevauchement inclus dans le convertisseur continu-continu représenté sur la figure 6 selon un exemple de forme de réalisation de l'invention; la figure 8 est un diagramme des temps illustrant des signaux associés au circuit antichevauchement représenté sur la figure 7; les figures 9A et 9B sont des diagrammes de formes 35 d'ondes illustrant des résultats de simulation du circuit antichevauchement représenté sur la figure 7; la figure 10 est un schéma de circuit illustrant un circuit antichevauchement inclus dans le convertisseur continu-continu représenté sur la figure 6 selon un autre exemple de forme de réalisation de l'invention; les figures 11A à 11C sont des diagrammes de formes d'ondes illustrant des résultats de simulation du convertisseur continu-continu représenté sur la figure 6 dans un cas où une tension de référence est égale à environ 1 volt; les figures 12A à 12C sont des diagrammes de formes d'ondes illustrant des résultats de simulation du convertisseur continu-continu représenté sur la figure 6 dans un cas où une tension de référence est égale à environ 2 volts; et la figure 13 est un schéma de circuit illustrant un système utilisant un convertisseur continu-continu selon un exemple de forme de réalisation de l'invention, qui génère une tension de sortie d'environ 0 volt à environ 3,6 volts. Dans toute la description des figures qui suit, les mêmes références numériques font référence à des éléments similaires ou identiques. On doit comprendre que, bien que les termes premier, second, etc. puissent être utilisés ici pour décrire divers éléments, composants, régions, couches et/ou sections, ceux-ci n'entendent pas être limités par de tels termes. Ces derniers sont utilisés pour distinguer un élément, un composant, une région, une couche ou une section d'un autre de ces éléments, composants, régions, couches ou sections. Par exemple, un premier élément pourrait être appelé second élément. Le terme "et/ou" lorsqu'il est utilisé ici inclut n'importe laquelle et la totalité des combinaisons d'une ou plusieurs des pièces énumérées associées. On doit comprendre aussi que lorsqu'un élément est décrit comme étant "connecté" ou "relié" à un autre élément, il peut être connecté ou relié directement à l'autre élément, ou bien des éléments intermédiaires peuvent être présents. D'autres mots utilisés pour décrire la relation entre des éléments sont à interpréter de la même manière (par exemple "entre" pour "directement entre", "adjacent" pour "directement adjacent"), etc.). La figure 2A est un schéma de circuit illustrant un circuit de bascule de Schmitt. La figure 2B est un diagramme de formes d'ondes illustrant des formes d'ondes de signaux associés au circuit de bascule de Schmitt représenté sur la figure 2A. En référence à la figure 2A, le circuit de bascule de Schmitt présente une caractéristique d'hystérésis et comprend un circuit de réaction RF et un condensateur CF. Comme montré sur la figure 2B, un signal d'entrée VP du circuit de bascule de Schmitt présente une forme d'onde en dents de scie ou une forme d'onde triangulaire, et un signal de sortie VO présente une forme d'onde impulsionnelle. De plus, le circuit de bascule de Schmitt a une tension de seuil haute VTH et une tension de seuil basse VTL. La tension de seuil haute VTH peut être définie comme étant une limite supérieure que le signal d'entrée VP peut atteindre lorsque le signal de sortie VO passe d'un état logique "bas" à un état logique "haut". La tension de seuil basse VTL peut être définie comme étant une limite inférieure que le signal d'entrée VP peut atteindre lorsque le signal de sortie VO passe de l'état logique "haut" à l'état logique "bas". La figure 3 est un schéma de circuit détaillé illustrant le circuit de bascule de Schmitt représenté sur la figure 2A. En référence à la figure 3, le circuit de bascule de Schmitt comprend un comparateur 151, un inverseur 152, des résistances R1, R2 et R3, un circuit de réaction RF et un condensateur CF. Une tension de seuil haute VTH et une tension de seuil 30 basse VTL peuvent être exprimées par les équations 1 et 2 suivantes. [Equation 1] VTL = R2 x VDD (R1 IR3) + R2 où "R1IIR:3" désigne la somme des valeurs des résistances 35 R1 et R3 en parallèle. 9 [Equation 2] (R211R3) VTH = xVDD R1 + (R2IR3) où "R21IR3" désigne la somme des valeurs des résistances R2 et R3 en parallèle. Une fréquence d'oscillation "fo" du circuit de bascule de Schmitt représenté sur la figure 3 peut être exprimée par l'équation 3 suivante. [Equation 3] RF x CF x VTH x VDD - VTL VTL VDD - VTH) La figure 4A est un schéma de circuit illustrant un circuit de bascule de Schmitt modifié selon un exemple de forme de réalisation de l'invention. La figure 4B est un diagramme de formes d'ondes illustrant des formes d'ondes de signaux associés au circuit de bascule de Schmitt modifié représenté sur la figure 4A. En référence à la figure 4A, le circuit de bascule de Schmitt modifié comprend un amplificateur opérationnel 210, un comparateur 220, un inverseur 230, un filtre 240, une résistance RF etun condensateur CF. L'amplificateur opérationnel 210 amplifie une différence de tension entre un signal de sortie VO du circuit de bascule de Schmitt modifié et un signal de référence VREF. Le comparateur 220 compare un signal de sortie VNF de l'amplificateur opérationnel 210 à un signal de réaction VPF pour générer un signal impulsionnel. L'inverseur 230 inverse un signal de sortie du comparateur 220 et améliore la capacité d'attaque de courant. Le filtre 240 redresse un signal de sortie VIO de l'inverseur 230, qui a une forme d'onde impulsionnelle, pour convertir le signal de sortie redressé en un signal de tension continue VO. Par exemple, le filtre 240 peut être réalisé en utilisant une inductance et un condensateur. fo= 1 En référence à la figure 4B, le signal de sortie VIO de l'inverseur 230 présente une forme d'onde impulsionnelle, et le signal de réaction VPF présente une forme d'onde en dents de scie. En référence de nouveau à la figure 4A, lorsque le niveau de tension du signal de tension continue VO est supérieur à celui du signal de référence VREF, le signal de sortie VNF de l'amplificateur opérationnel 210 peut être égal à une tension de puissance basse fournie à l'amplificateur opérationnel 210; par exemple, le signal de sortie VNF peut être égal à environ 0 volt. Lorsque le niveau de tension du signa] de tension continue VO est inférieur à celui du signal de référence VREF, le signal de sortie VNF de l'amplificateur opérationnel 210 peut être égal à une tension de puissance haute VDD fournie à l'amplificateur opérationnel 210; par exemple, le signal de sortie VNF peut être égal à VDD. Comme décrit ci-dessus, le circuit de bascule de Schmitt modifié représenté sur la figure 4A redresse le signal de sortie VIO de l'inverseur 230 pour générer le signal de tension continue VO, et renvoie par réaction le signal de tension continue VO à une borne d'entrée à inversion de l'amplificateur opérationnel 210 afin de comparer le signal de tension continue de réaction VO au signal de référence VREF. Le signal de sortie VNF de l'amplificateur opérationnel 210 peut avoir un niveau "haut" ou un niveau "bas". Le circuit de bascule de Schmitt modifié représenté sur la figure 4A fonctionne comme un circuit de bascule de Schmitt utilisant deux tensions de seuil. La tension de seuil basse VTL et la tension de seuil haute VTH sont modifiées sur la base de l'amplitude du signal de référence VREF. Le signal de sortie VIO de l'inverseur 230 a un rapport cyclique (ou un facteur de forme) et une fréquence qui varient en réponse au signal de référence VREF. Le circuit de bascule de Schmitt modifié représenté sur la figure 4A fonctionne de manière qu'un niveau de tension du 2884073 11 signal de tension continue VO devienne égal à celui du signal de référence VREF. La figure 5 est un schéma de circuit illustrant un convertisseur continucontinu utilisant un circuit de bascule de Schmitt modifié selon un exemple de forme de réalisation de l'invention. En référence, à la figure 5, le convertisseur continu-continu comprend un amplificateur opérationnel 310, un comparateur 320, un élément d'attaque de commutateur 330, un commutateur de puissance 340, un filtre 350, un circuit de réaction négative ou contre-réaction 370 et un circuit de réaction positive 360. L'amplificateur opérationnel 310 amplifie une différence de tension entre un signal de référence VREF et un premier signal de réaction SFEED pour générer un premier signal VNF. Le comparateur 320 compare un second signal de réaction VPF au premier signal VNF pour générer un second signal VCO. L'élément d'attaque 330 de commutateur génère un premier signal de commutation VP et un second signal de commutation VN en réponse au second signal VCO. Le commutateur de puissance 340 transfère un signal d'entrée VI à un premier noeud de sortie NOl en réponse au premier signal de commutation VP et au second signal de commutation VN pour générer un signal VLX modulé en largeur d'impulsion dont la largeur d'impulsion et la fréquence varient, au premier noeud de sortie NOl. Le filtre 350 génère un signal de tension continue de sortie VO à un second noeud de sortie NO2 en réponse au signal VLX modulé en largeur d'impulsion. Le circuit de réaction négative 370 génère le premier signal de réaction SFEED en réponse au signal de tension continue de sortie VO. Le circuit de réaction positive 360 génère le second signal de réaction VPF qui est amené à osciller en réponse au signal VLX modulé en largeur d'impulsion. Le circuit de réaction négative 370 peut comprendre une première résistance R12 et une seconde résistance R13. Une première:borne de la première résistance R12 est reliée au second noeud de sortie NO2, et une seconde borne de la première résistance R12 est reliée à une borne d'entrée à inversion de l'amplificateur opérationnel 310. Le circuit de réaction positive 360 peut comprendre une résistance R11 et un condensateur C12. Une première borne de la première résistance R11 est reliée au premier noeud de sortie N01, et une seconde borne de la première résistance R11 est reliée à une borne d'entrée sans inversion du comparateur 320. Le condensateur C12 est monté entre la seconde borne de la résistance R11 et la masse. Le convertisseur continu-continu représenté sur la figure 5 renvoie par réaction positive le signal VLX modulé en largeur d'impulsion au circuit de réaction positive 360 pour générer le second signal de réaction VPF. De plus, le convertisseur continu-continu représenté sur la figure 5 renvoie par réaction négative le signal de tension continue de sortie VO au circuit de réaction négative 370 pour comparer le premier signal de réaction SFEED au signal de référence VREF, puis génère les signaux de commutation VP et VN afin que le signal de tension continue de sortie VO suive le signal de référence VREF. La figure 6 est un schéma de circuit illustrant un convertisseur continucontinu utilisant un circuit de bascule de Schmitt modifié selon un autre exemple de forme de réalisation de l'invention. Le convertisseur continucontinu représenté sur la figure 6 comprend un circuit antichevauchement 390, qui n'est pas incorporé dans le convertisseur continu-continu représenté sur la figure 5. En référence à la figure 6, le convertisseur continu- continu comprend un amplificateur opérationnel 310, un comparateur 320, le circuit antichevauchement 390, un élément d'attaque de commutateur 330, un commutateur de puissance 340, un filtre 350, un circuit de réaction négative 370 et un circuit de réaction positive 360. L'amplificateur opérationnel 310 amplifie une différence de tension entre un signal de référence VREF et un premier signal de réaction SFEED pour générer un premier signal VNF. Le comparateur 320 compare un second signal de réaction VPF au premier signal VNF pour générer un second signal VCO. Le circuit antichevauchement 390 génère un premier signal impulsionnel V1 en réponse au second signal VCO. De plus, le circuit antichevauchement 390 génère un second signal impulsionnel V2 ayant une largeur d'impulsion plus grande que celle du premier signal impulsionnel V1. Dans un exemple de forme de réalisation de l'invention, le second signal impulsionnel V2 a des niveaux hauts et des niveaux bas identiques à ceux du premier signal impulsionnel V1 sur les mêmes intervalles de temps. L'élément d'attaque 330 de commutateur génère un premier signal de commutation VP et un second signal de commutation VN en réponse au premier signal impulsionnel V1 et au second signal impulsionnel V2. Le commutateur de puissance 340, qui transfère un signal d'entrée VI à un premier n ud de sortie NOl en réponse au premier signal de commutation VP et au second signal de commutation VN, génère un signal VLX modulé en largeur d'impulsion dont la largeur d'impulsion et la fréquence varient au premier noeud de sortie NOl. Le filtre 350 génère un signal de tension continue de sortie VO à un second n ud de sortie NO2 en réponse au signal VLX modulé en largeur d'impulsion. Le circuit 370 de réaction négative génère le premier signal de réaction SFEED en réponse au signal de tension continue de sortie VO. Le circuit de réaction positive 360 génère le second signal de réaction VPF qui est amené à osciller en réponse au signal VLX modulé en largeur d'impulsion. La figure 7 est un schéma de circuit illustrant un circuit antichevauchement incorporé dans le convertisseur continu-continu représenté sur la figure 6 selon un exemple de forme de réalisation de l'invention. En référence à la figure 7, le circuit antichevauchement 390 comprend une première porte NON-OU 392 et une seconde porte NON-OU 393, des premier à septième inverseurs 391 à 399, et un premier condensateur C31 et un second condensateur C32. Le premier inverseur 391 inverse un signal d'horloge CLK, tel que le second signal VCO de la figure 6. La première porte NON-OU 392 effectue une opération logique NON-OU sur le second signal VCO et un troisième signal CLKP. Le premier condensateur C31 est relié à une borne de sortie de la première porte NON-OU 392. Le deuxième inverseur 394 inverse un signal de sortie VA de la première porte NON-OU 392. Le troisième inverseur 395 inverse un signal de sortie du deuxième inverseur 394 pour générer un quatrième signal DCLKP. Le quatrième inverseur 398 inverse un signal de sortie du troisième inverseur 395 pour générer un second signal impulsionnel V2. La seconde porte NON-OU 393 effectue une opération logique NON-OU sur le signal de sortie DCLK du premier inverseur 391 et le quatrième signal DCLKP. Le second condensateur C32 est relié à une borne de sortie de la seconde porte NON-OU 393. Le cinquième inverseur 396 inverse un signal de sortie VB de la seconde porte NON-OU 393. Le sixième inverseur 397 inverse un signal de sortie du cinquième inverseur 396 pour générer le troisième signal CLKP. Le septième inverseur 399 inverse un signal de sortie du cinquième inverseur 396 pour générer un premier signal impulsionnel Vl. La figure 8 est un diagramme des temps illustrant des signaux associés au circuit antichevauchement représenté sur la figure 7. Dans le diagramme des temps représenté sur la figure 8, une période de temps retardée par les inverseurs et les portes NON-OU montrés sur la figure 7 est supposée être "d", et un temps de retard dû aux condensateurs C31 et C32 n'est pas pris en considération. En référence à la figure 8, le second signal impulsionnel V2 a une largeur d'impulsion supérieure à celle du premier signal impulsionnel Vl, et il existe pour chaque impulsion une région temporelle dans laquelle le second signal impulsionnel V2 est à un niveau logique "haut" et le premier signal impulsionnel Vi est à un niveau logique "bas". Pendant cette région temporelle, un commutateur de type P (non représenté) et un commutateur de type N (non représenté) constituant le commutateur de puissance 340 montré sur la figure 6 sont bloqués. Un tel temps mort dans une opération de commutation est nécessaire pour empêcher la circulation d'un courant intense dans le cas où le commutateur de type P (non représenté) et le commutateur de type N (non représenté),constituant le commutateur de puissance 340 représenté sur la figure 6, sont tous deux débloqués. Lorsque le temps de retard dû aux condensateurs C31 et C32 montrés sur la figure 7 est; pris en considération, une période de temps retardée entière est déterminé par les condensateurs C31 et C32 plutôt que par les inverseurs 391, 394 à 399 et par les portes 392 et 393. Les figures 9A et 9B sont des diagrammes de formes d'ondes illustrant des résultats de simulation du circuit antichevauchement 390 représenté sur la figure 7. Pour la simulation, un condensateur ayant une capacité d'environ 0,1 pF est utilisé pour les condensateurs C31 et C32. La figure 9A est un diagramme de forme d'onde illustrant une forme d'onde du signal de sortie VCO du comparateur 320 représenté sur la figure 6, et la figure 9B est un diagramme de forme d'onde illustrant des formes d'ondes du premier signal impulsionnel V1 et du second signal impulsionnel V2 délivrés en sortie du circuit antichevauchement 390. Comme montré sur la figure 9B, le second signal impulsionnel V2 renferme le premier signal impulsionnel Vl, et une région temporelle où le second signal impulsionnel V2 est au niveau logique "haut" et le premier signal impulsionnel V1 est au niveau logique "bas" existe à chaque impulsion. De plus, la largeur d'impulsion du second signal impulsionnel V2 est supérieure à celle du premier signal impulsionnel Vl d'une valeur pouvant atteindre AW1 vers la gauche, et elle est supérieure à celle du premier signal impulsionnel Vi d'une valeur pouvant atteindre AW2 vers la droite. La figure 10 est un schéma de circuit illustrant un circuit antichevauchement 390 incorporé dans le convertisseur continu-continu représenté sur la figure 6 selon un autre exemple de forme de réalisation de l'invention. Le circuit antichevauchement 390 représenté sur la figure 10 comprend en outre une fonction d'abaissement de puissance ou de mise en veille comparé au circuit antichevauchement 390 représenté sur la figure 7. En référence à la figure 10, le circuit antichevauchement 390 comporte une première porte NON-OU 392 et une seconde porte NON-OU 393, des premier à cinquième inverseurs 391 à 397, une première porte NON-ET 401, une seconde porte NON-ET 402, un premier condensateur C31 et un second condensateur C32. Le premier inverseur 391 inverse un signal d'horloge CLK, c'est-à-dire le second signal VCO montré sur la figure 6. La première porte NON-OU effectue une opération logique NON-OU sur le deuxième signal VCO et un troisième signal CLKP. Le premier condensateur C31 est relié à une borne d'entrée de la première porte NON-OU 392. Le deuxième inverseur 394 inverse un signal de sortie VA de la première porte NON-OU 392. Le troisième inverseur 395 inverse le signal de sortie du deuxième inverseur 394 pour générer un quatrième signal DCLKP. La première porte NON-ET 401 effectue une opération logique NON-ET sur le signal de sortie DCLKP du troisième inverseur 395 et sur un signal d'abaissement de puissance PD pour générer un second signal impulsionnel V2. La seconde porte NON-OU 393 effectue une opération logique NON-OU sur le signal de sortie DCLK du premier inverseur 391, et sur le quatrième signal DCLKP. Le second condensateur C32 est relié à une borne de sortie de la seconde porte NON-OU 393. Le quatrième inverseur 396 inverse le signal de sortie VB de la seconde porte NON-OU 393. Le cinquième inverseur 397 inverse le signal de sortie du quatrième inverseur 396 pour générer un troisième signal CLKP. La seconde porte NON-ET 402 effectue une opération logique NON-ET sur un signal de sortie du quatrième inverseur 396 et sur le signal de mise en veille pour générer un premier signal impulsionnel V1. Le circuit antichevauchement 390 représenté sur la figure 10 comprend deux portes NON-ET 401 et 402 au lieu des inverseurs 398 et 399 du circuit antichevauchement 390 représenté sur la figure 7, et le signal de mise en veille PD est appliqué à une borne d'entrée de chacune des portes NON-ET 401 et 402. On expliquera ensuite les opérations exécutées dans le circuit antichevauchement 390 représenté sur la figure 10. Lorsque le signal de mise en veille PD est à un niveau logique "bas", les signaux impulsionnels Vl et V2 délivrés en sortie des portes NON-ET 401 et 402 passent au niveau logique "haut". Il en résulte que les signaux de commutation VP et VN délivrés en sortie de l'élément 330 d'attaque de commutateur montré sur la figure 6 prennent le niveau logique "haut", et que le commutateur de type P constituant =Le commutateur de puissance 340 représenté sur la figure 6 est bloqué et que le commutateur de type N constituant le commutateur de puissance 340 représenté sur la figure 6 est débloqué ; ainsi, le premier noeud de sortie NO1 passe au niveau logique "bas". Le commutateur de puissance 340 selon un exemple de forme de réalisation de l'invention est illustré sur la figure 13. Les figures 11A à 11C sont des diagrammes de formes d'ondes illustrant des résultats de simulation du convertisseur continu-continu représenté sur la figure 6 dans un cas où une tension de référence est égale à environ 1 volt. En référence à la figure 11A, un signal de tension continue de sortie VO délivré en sortie d'un convertisseur continu- continu suit un signal de référence VREF ayant une tension continue d'environ 1 volt. En référence aux figures 11B et 11C, le second signal de réaction VPF appliqué à la borne d'entrée sans inversion d'un comparateur 320 a une forme d'onde en dents de scie, et le signal VLX modulé en largeur d'impulsion délivré en sortie au premier noeud de sortie NO1 a une largeur d'impulsion et une fréquence variables. Les figures 12A à 12C sont des diagrammes de formes d'ondes illustrant des résultats de simulation du convertisseur continu-continu représenté sur la figure 6 dans un cas où une tension de référence est égale à environ 2 volts. En référence à la figure 12A, un signal de tension continue de sortie VO délivré en sortie d'un convertisseur continu- continu suit un signal de référence VREF ayant une tension continue d'environ 2 volts. En référence aux figures 12B et 12C, le second signal de réaction VPF appliqué à une borne d'entrée sans inversion du comparateur 320 présente une forme d'onde en dents de scie, et le signal VLX modulé en largeur d'impulsion délivré en sortie au premier noeud de sortie NOl a une largeur d'impulsion et une fréquence variables. Le rapport cyclique (ou facteur de forme) du signal VLX modulé en largeur d'impulsion représenté sur la figure 12C est supérieur à celui du signal VLX modulé en largeur d'impulsion représenté sur la figure 11C, car la tension de référence VREF appliquée au convertisseur continu-continu représenté sur la figure 12C est supérieure à celle appliquée au convertisseur continu-continu représenté sur la figure 11C. La figure 13 est un schéma de circuit illustrant un système utilisant un convertisseur continu-continu selon un exemple de forme de réalisation de l'invention, qui génère une tension de sortie d'environ 0 volt à environ 3,6 volts. Un modulateur 540 à modulation d'impulsions en largeur (MIL) comprend un amplificateur opérationnel 310, un comparateur 320, un circuit antichevauchement 390, un circuit de réaction négative 370 et un circuit de réaction positive 360 représentés sur la figure 6. Un commutateur 520 de type P et un commutateur 530 de type N correspondent à un commutateur de puissance 340 représenté sur la figure 6. Un filtre 550 correspond à un filtre 350 représenté sur la figure 6. Une source de tension VBAT correspond à un signal d'entrée VI montré sur la figure 6. En référence à la figure 13, le convertisseur continu- continu comprend une tension d'entrée VBAT, le commutateur 520 de type P, le commutateur 530 de type N, le modulateur MIL 540 et le filtre 550. Une résistance RL montrée sur la figure 13 représente une résistance de charge. Le modulateur MIL 540 renvoie par réaction positive un signal VLX modulé en largeur d'impulsion pour générer un signal périodique, et renvoie par réaction négative un signal de tension continue de sortie VO afin de comparer le signal de tension continue de sortie VO de réaction à un signal de référence VREF. Le modulateur MIL 540 génère des signaux de commutation VP et VN afin que le signal de tension continue de sortie VO suive le signal de référence VREF, effectuant la modulation de largeur d'impulsion (MIL). Lorsque le signal de commutation VP est à un niveau logique "haut" et que le signal de commutation VN est à un niveau logique "bas", le commutateur 520 de type P et le commutateur 530 de type N sont tous deux bloqués. Lorsque les deux signaux de commutation VP et VN sont à l'état logique "bas", le commutateur 520 de type P est débloqué et le commutateur 530 de type N est bloqué, et la tension d'entrée VBAT est délivrée en sortie à travers le filtre 550. Lorsque les deux signaux de commutation VP et VN sont à l'état logique "haut", le commutateur 520 de type P est bloqué et le commutateur 530 de type N est débloqué. Par conséquent, la tension d'entrée VBAT n'est pas appliquée à un noeud de sortie, et un trajet de courant passant par une inductance L est formé par le commutateur 530 de type N. Le convertisseur continu-continu représenté sur la figue 13 délivre en sortie une tension continue stable d'environ 0 volt à environ 3,6 volts. Conne décrit ci-dessus, le convertisseur continu-continu selon des exemples de formes de réalisation de l'invention est capable de régler une largeur d'impulsion et une fréquence d'impulsions en utilisant un circuit de bascule de Schmitt modifié et sans utiliser un comparateur à hystérésis. Le convertisseur continu-continu selon des exemples de formes de réalisation de l'invention peut délivrer en sortie une tension continue stable. De plus, le convertisseur continu-continu selon des exemples de formes de réalisation de l'invention permet de réduire les dimensions d'une puce à circuits intégrés (CI) par exemple, car un oscillateur n'est pas nécessaire. Le convertisseur continu-continu selon des exemples de formes de réalisation de l'invention permet d'obtenir rapidement une basse tension de sortie en abaissant la fréquence d'un signal modulé en largeur d'impulsion. Bien que les exemples de formes de réalisation de l'invention aient.. été décrits en référence aux dessins annexés à titre iLlustratif, il va de soi que de nombreuses modifications peuvent être apportées au convertisseur et au procédé décrits et représentés sans sortir du cadre de l'invention. REVENDICATIONS 1. Convertisseur continu-continu, caractérisé en ce qu'il comporte: un modulateur (540) d'impulsions en largeur (MIL) configuré pour renvoyer par réaction positive un signal (VLX) modulé en largeur d'impulsion dont la largeur d'impulsion et la fréquence varient pour générer un signal périodique, configuré pour amplifier une différence entre un signal continu de sortie de réaction négative et un signal de référence (VREF) afin de délivrer en sortie un premier signal (VNF), et configuré pour comparer le premier signal au signal périodique afin de générer un premier signal de commutation (VP) et un second signal de commutation (VN) ; un commutateur de puissance (340) configuré pour transférer un signal d'entrée (VI) à un premier noeud de sortie (NO1) en réponse au premier signal de commutation et au second signal de commutation, et configuré pour générer le signal modulé en largeur d'impulsion, ce dernier étant appliqué au premier noeud de sortie; et un filtre (350) configuré pour générer un signal de tension continue (VO) de sortie en réponse au signal modulé en largeur d'impulsion, le signal de tension continue de sortie étant appliqué à un second noeud de sortie (NO2). 2. Convertisseur continu-continu, caractérisé en ce qu'il comporte: un amplificateur (310) configuré pour amplifier une différence entre un signal de référence (VREF) et un premier signal de réaction (SFEED) pour générer un premier signal (VNF) ; un comparateur (320) configuré pour comparer un second signal de réaction (VPF) au premier signal afin de générer un second signal (VCO) ; un élément (330) d'attaque de commutateur configuré pour générer un premier signal de commutation (VP) et un 35 second signal de commutation (VN) en réponse au second signal; un commutateur de puissance (340) configuré pour transférer un signal d'entrée (VI) à un premier noeud de sortie (NO1) en réponse au premier signal de commutation et au second signal de commutation, et configuré pour générer un signal (VLX) modulé en largeur d'impulsion dont la largeur d'impulsion et la fréquence varient, le signal modulé en largeur d'impulsion étant appliqué au premier noeud de sortie; un filtre (350) configuré pour générer un signal de 10 tension continue de sortie (VO) en réponse au signal modulé en largeur d'impulsion, le signal de tension continue de sortie étant appliqué à un second noeud de sortie (NO2) ; un circuit (370) de réaction négative configuré pour générer le premier signal de réaction en réponse au signal 15 de tension continue de sortie; et un circuit de réaction positive (360) configuré pour générer le second signal de réaction que le signal modulé en largeur d'impulsion fait osciller. 3. Convertisseur continu-continu selon la revendication 2, caractérisé en ce que le premier signal de réaction est produit en divisant le signal de tension continue de sortie par un rapport prédéterminé de résistances. 4. Convertisseur continu-continu selon la revendication 3, caractérisé en ce que le circuit de réaction négative 25 comporte: une première résistance (R12) ayant une première borne reliée au second n ud de sortie et une seconde borne reliée à une borne d'entrée à inversion de l'amplificateur; et une seconde résistance (R13) montée entre la seconde borne de la première résistance et une tension de puissance basse. 5. Convertisseur continu-continu selon la revendication 3, caractérisé en ce que le circuit de réaction positive comporte un élément:: capacitif (C12). 6. Convertisseur continu-continu selon la revendication 5, caractérisé en ce que le circuit de réaction positive comporte. une résistance (R11) ayant une première borne reliée 5 au premier n ud de sortie et une seconde borne reliée à une borne d'entrée sans inversion du comparateur; et un condensateur (C12) monté entre la seconde borne de la résistance et la tension de puissance basse. 7. Convertisseur continu-continu caractérisé en ce 10 qu'il comporte: un amplificateur (310) configuré pour amplifier une différence entre un signal de référence (VREF) et un premier signal de réaction (SFEED) pour générer un premier signal (VNF) ; un comparateur (320) configuré pour comparer un second signal de réaction (VPF) au premier signal afin de générer un second signal (VCO) ; un circuit antichevauchement (390) configuré pour générer un premier signal impulsionnel (V1) et un second signal impulsionnel (V2) en réponse au second signal, le second signal impulsionnel ayant une seconde largeur d'impulsion plus grande qu'une première largeur d'impulsion du premier signal impulsionnel; un élément d'attaque (330) de commutateur configuré pour générer un premier signal de commutation (VP) et un second signal de commutation (VN) en réponse au premier signal impulsionnel et au second signal impulsionnel; un commutateur de puissance (340) configuré pour transférer un signal d'entrée (VI) à un premier noeud de sortie (NO1) en réponse au premier signal de commutation et au second signal de commutation, et configuré pour générer un signal (VLX) modulé en largeur d'impulsion dont la largeur d'impulsion et la fréquence varient, le signal modulé en largeur d'impulsion étant appliqué au premier noeud de sortie; un filtre (350) configuré pour générer un signal de tension continue de sortie (VO) en réponse au signal modulé en largeur d'impulsion, le signal de tension continue de sortie étant appliqué à un second noeud de sortie (NO2) ; un circuit de réaction négative (370) configuré pour générer le premier signal de réaction en réponse au signal de tension continue de sortie; et un circuit de réaction positive (360) configuré pour générer le second signal de réaction que le signal modulé 10 en largeur d'impulsion fait osciller. 8. Convertisseur continu-continu selon la revendication 7, caractérisé en ce que la largeur d'impulsion du second signal impulsionnel est supérieure à celle du premier signal impulsionnel d'une valeur pouvant atteindre une première largeur dans un premier sens, et la largeur d'impulsion du second signal impulsionnel est supérieure à celle du premier signal impulsionnel d'une valeur pouvant atteindre une seconde largeur dans un second sens qui est opposé au premier sens. 9. Convertisseur continu-continu selon la revendication 7, caractérisé en ce que le circuit antichevauchement comporte un premier inverseur (391) configuré pour inverser le second signal; une première porte NON-OU (392) configurée pour effectuer une opération logique NON-OU sur le second signal et sur un troisième signal (CLKP) ; un premier élément capacitif (C31) relié à une borne de sortie de la première porte NON-OU; un deuxième inverseur (394) configuré pour inverser un signal de sortie (VA) de la première porte NON-OU; un troisième inverseur (395) configuré pour inverser un signal de sortie du deuxième inverseur afin de générer un quatrième signal (DCLKP) ; un quatrième inverseur (398) configuré pour inverser un signal de sortie du troisième inverseur afin de générer le second signal impulsionnel; une seconde porte NON-OU (393) configurée pour effectuer une opération logique NON-OU sur un signal de sortie (DCL:K) du premier inverseur et sur le quatrième signal; un second élément capacitif (C32) relié à une borne de sortie de la seconde porte NON-OU; un cinquième inverseur (396) configuré pour inverser un signal de sortie (VB) de la seconde porte NON-OU; un sixième inverseur (397) configuré pour inverser un signal de sortie du cinquième inverseur afin de générer le troisième signal; et un septième Inverseur (399) configuré pour inverser un signal de sortie du cinquième inverseur afin de générer le premier signal impulsionnel. 10. Convertisseur continu-continu selon la revendication 7, caractérisé en ce que le circuit antichevauchement 20 comporte: un premier inverseur (391) configuré pour inverser le second signal (VCO) ; une première porte NON-OU (392) configurée pour effectuer une opération logique NON-OU sur le deuxième signal et un 25 troisième signal CLKP) ; un premier élément capacitif (C31) relié à une borne de sortie de la première porte NON-OU; un deuxième inverseur (394) configuré pour inverser un signal de sortie (VA) de la première porte NON-OU; un troisième inverseur (395) configuré pour inverser un signal de sortie du deuxième inverseur afin de générer un quatrième signal (DCLKP) ; une première porte NON-ET (401) configurée pour effectuer une opération logique NON-ET sur un signal de sortie (DCLKP) du troisième inverseur et sur un signal de mise en veille (PD) afin de générer le second signal impulsionnel (V2) ; une seconde porte NON-OU (393) configurée pour effectuer une opération logique NON-OU sur un signal de sortie du 5 premier inverseur et sur le quatrième signal; un second élément capacitif (C32) relié à une borne de sortie de la seconde porte NON-OU; un quatrième inverseur (396) configuré pour inverser un signal de sortie (VB) de la seconde porte NON-OU; un cinquième inverseur (397) configuré pour inverser un signal de sortie du quatrième inverseur afin de générer le troisième signal (CLKP) ; et une seconde porte NON-ET (402) configurée pour effectuer une opération logique NON-ET sur un signal de sortie du quatrième inverseur et sur le signal de mise en veille afin de générer le premier signal impulsionnel (V1). 11. Procédé de modulation d'une largeur d'impulsion, caractérisé en ce qu'il comprend: le renvoi par réaction positive d'un signal (VLX) 20 modulé en largeur d'impulsion afin de générer un signal périodique; le renvoi par réaction négative d'un signal continu de sortie; l'amplification d'une différence entre le signal 25 continu de sortie de réaction négative et un signal de référence (VREF) pour délivrer en sortie un premier signal (VNF) ; la comparaison du premier signal au signal périodique pour générer un premier signal de commutation (VP) et un 30 second signal de commutation (VN) ; l'amplification d'une différence entre le signal continu de sortie de réaction négative et le signal de référence, la comparaison du signal périodique au signal de référence et la génération du premier signal de commutation et du second signal de commutation, le signal continu de sortie suivant le signal de référence; 2884073 27 le transfert d'un signal d'entrée (VI) à un premier noeud de sortie (NO1) en réponse au premier signal de commutation et au second signal de commutation pour générer un signal (VLX) modulé en largeur d'impulsion dont la largeur d'impulsion et la fréquence varient au premier noeud de sortie; et la génération d'un signal de tension continue de sortie (VO) à un second noeud de sortie (NO2) en réponse au signal modulé en largeur d'impulsion.