Brevet FR2875658A1 — publié le 20060324

ESTIMATION DU RAPPORT SIGNAL A INTERFERENCE PLUS BRUIT EN SORTIE D'UN RECEPTEUR OFDM-CDMA DESCRIPTION DOMAINE TECHNIQUE ET ART ANTÉRIEUR La présente invention concerne le domaine 5 du traitement du signal. Elle a notamment pour objet un procédé d'estimation du rapport signal à interférence plus bruit (RSIB) pour une liaison descendante d'un système multiporteuses avec un accès multiple de type CDMA. L'invention trouve une application en télécommunications, à savoir les systèmes de communications exploitant la technique d'accès multiple CDMA combinée à une transmission OFDM: - MC-CDMA, - MC-DS-CDMA, - Etalement temps/fréquence à 2 dimensions. L'invention permet de tenir compte de l'effet des erreurs de synchronisation, tout en supposant que les codes d'étalement sont orthogonaux. Il s'agit du décalage entre les fréquences porteuses de l'émetteur et du récepteur et du décalage entre les horloges d'échantillonnage de l'émetteur et du récepteur. Le RSIB est utilisé, par exemple, pour estimer le taux d'erreur binaire au niveau du récepteur, ce qui indique la qualité de la communication. Il peut aussi être employé par des algorithmes de contrôle de puissance. La figure 1 présente le schéma d'une transmission radio numérique classique. Les bits à émettre sont d'abord traités et mis en forme par un émetteur numérique 2. Le train d'échantillons numériques est alors converti en analogique par un convertisseur numérique/analogique (CNA) 4 fonctionnant à la fréquence FS1. Le signal résultant est ensuite filtré, amplifié et transposé à la fréquence Fol, puis transmis par l'intermédiaire d'une antenne 8. Le signal émis traverse alors le canal de propagation 10 avant sa réception. Le signal en sortie d'une antenne de réception 12 est alors amplifié, filtré et transposé en bande de base par une fréquence Foe. Le signal analogique est alors échantillonné à la fréquence FS1 par le convertisseur analogique/numérique (CAN) 14 puis traité par le récepteur numérique 16 pour délivrer les bits reçus. On suppose par la suite que les filtres des têtes RF de l'émetteur et du récepteur sont pris en compte dans le canal global. En cas de synchronisation parfaite, on a FSl = FS2 et Fol = F02. Dans un système réel, il existe un décalage entre les fréquences porteuses de l'émetteur et du récepteur AF = Fol - Foe et un décalage entre les horloges d'échantillonnage de l'émetteur et du récepteur AT=l/ FSl - 1/ Fs2. Dans la suite, on se réfère à un système utilisant un étalement temps/fréquence qui sera désigné par le terme générique OFDM-CDMA. Ce système modélise le cas général: si l'étalement est uniquement fréquentiel, on retrouve un système MC-CDMA classique et si l'étalement est uniquement temporel, on retrouve un système MC-DS-CDMA. On décrit aussi l'effet des décalages AF et 4T sur la modélisation du canal en bande de base. La figure 2 présente le modèle général d'un émetteur numérique OFDM-CDMA 20 pour une liaison descendante d'une station de base vers un terminal mobile. Les données des différents utilisateu=rs sont d'abord traitées par un module d'étalement 22, les signaux étalés sont ensuite traités par un module 24 d'allocation des chips qui place ces derniers sur une grille temps/fréquence, puis une conversion série parallèle est réalisée par le module 25. Le signal résultant est alors transmis à un modulateur OFDM 26, utilisant un module 28 de transformée de Fourier inverse rapide (IFFT) de taille N. les données subissent alors une conversion parallèle - série (module 29). Une description des techniques classiques de l'OFDM est présentée dans le document de W. Zhendao et G. B. Giannakis, Wireless Multicarrier Communications - Where Fourier meets Shannon, IEEE Signal Processing Magazine, Vol. 17, Issue: 3, May 2000. La figure 3 détaille le module d'étalement 22 de l'émetteur. A chaque symbole dk(n) de l'utilisateur k est d'abord affectée une amplitude 'Pk. Puis il est procédé à une élévation de cadence d'un facteur L, et enfin à un filtrage numérique par ck(z), dont les coefficients sont égaux aux chips de la séquence d'étalement de l'utilisateur k. Les signaux étalés sont ensuite additionnés. Le module 24 d'allocation des chips répartit les échantillons provenant du module 22 d'étalement sur une grille temps/fréquence. On suppose que le facteur d'étalement L = SFxST où SF est le facteur d'étalement dans le domaine fréquentiel et ST dans le domaine temporel. Si ST = 1, on retrouve les caractéristiques d'un système MC-CDMA conventionnel. Comme illustré en figure 4, on transmet alors D = N/SF symboles de données par code dans un symbole OFDM. Si SF = 1, on retrouve les caractéristiques d'un système MC-DS-CDMA conventionnel. Comme illustré en figure 5, on transmet alors 1 symbole de données par code sur ST symboles OFDM. Si SF et ST sont quelconques on a un étalement temps/fréquence. Comme illustré en figure 6, on transmet alors D = N/SF symboles de données par code sur ST symboles OFDM. En sortie du module 24 d'allocation des chips, on a un vecteur de taille N correspondant à la 30 taille de la FFT: K -I x, [qs1 + PI = NIPk dk [ql ck [pSr + il k=0 i=0, 5', -1;q=0,...,D-1,p=0,.. .,S,-1 Après transposition dans le domaine temporel par l'intermédiaire de l'IFFT, des moyens 30 (figure 2) permettent d'ajouter un préfixe cyclique. Il contient NG _> W- 1 échantillons, où W est la durée maximale de la réponse impulsionnelle du canal global, comme décrit dans le document de W.Zhendao et al. déjà décrit ci-dessus. La structure d'un récepteur numérique OFDM- CDMA conventionnel est présentée en figure 7. Un module 36 de synchronisation grossière réalise. - La détection du début du symbole OFDM, - L'estimation initiale des décalages AF et AT. Cette estimation est grossière dans le sens où la variance de l'estimation est élevée. Cela permet de rentrer dans la plage de fonctionnement du récepteur, mais nécessite une correction fine pour atteindre les performances désirées. Ainsi, la synchronisation est réalisée en 2 étapes. Après une synchronisation grossière , le préfixe cyclique est éliminé (module ou moyens 38) et le signal est conditionné en vecteurs de N échantillons: M(m), m=0,..., N-1. L'index i indique le numéro du symbole OFDM reçu. Un module ou des moyens 40 de transformée de Fourier rapide (FFT) permettent de réaliser la transformation inverse de celle réalisée lors de l'émission (figure 2). On trouve ensuite des moyens 42 pour estimer chaque canal et la puissance reçue correspondante, des moyens 44 égaliseurs, des moyens 46 de corrélation. Des moyens 48 permettent de calculer une estimation RSIB (Rapport Signal à Interférence plus Bruit). De manière connue ce rapport est estimé en faisant des approximations sur les codes: ceux-ci sont supposés valoir aléatoirement +1 et -1. Le rapport RSIB est donc systématiquement sous - estimé. On perd en outre, avec cette estimation, l'information d'orthogonalité des codes. Il se pose donc le problème de trouver un nouveau procédé d'estimation du rapport RSIB, plus fiable. EXPOSÉ DE L'INVENTION L'invention concerne d'abord un procédé d'estimation du rapport RSIB d'une transmission de type OFDM - CDMA, cette dernière mettant en oeuvre des codes (Ck) d'étalement, dans lequel ce rapport est estimé indépendamment de la valeur de ces codes. Un tel procédé permet de s'affranchir des approximations nécessaires sur les codes, telles que pratiquées dans l'art antérieur. L'invention permet notamment l'estimation 15 du RSIB: - pour un système OFDM-CDMA exploitant un étalement à 2 dimensions, dans les domaines temporel et fréquentiel, - ou pour un système OFDM-CDMA exploitant 5 un étalement à 2 dimensions, avec un canal variant dans le temps, Si les codes sont orthogonaux, le rapport RSIB peut être estimé en tenant compte de l'orthogonalité des codes. Comme expliqué ci-dessus, les codes d'étalement peuvent être à deux dimensions, ou être à une dimension, par exemple de type MC - DS - CDMA. Le rapport RSIB peut être calculé à l'aide des formules suivantes: 4101- = PO tr(G(R)A(9, q) 2 n-1 EII1 I = Po l tr(G(9)A(n, 9))l 2 =o 1)-1 = aP (tr(G(9)A(n,9)A(n,9)H G(9)" ) 1 tr(G(9)A(n,9)l2 =(o E1I312 = 6'tr fr(R)G(9)H dans lesquelles: - Io est l'amplitude du signal utile pour un utilisateur après égalisation et corrélation, - Il représente les interférences générées par les données de l'utilisateur considéré dans les autres sous-bandes, - I2 est le bruit d'accès multiple créé par les autres codes d'étalement, - I3 est le bruit gaussien filtré par l'égaliseur et la séquence de l'utilisateur considéré, - a est la charge du système et p est la puissance moyenne reçue, - Po est la puissance du signal étalé avec le code d'étalement dont on souhaite calculer le RSIB, - A et G sont respectivement les matrices du canal d'atténuation et d'égalisation, - D est le nombre de symboles de données par code sur ST symboles OFDM. L'invention concerne également un procédé de réception de signaux transmis selon une transmission de type OFDM - CDMA, dans lequel il est procédé à une égalisation indépendante des codes d'étalement, puis à un procédé d'estimation du rapport RSIB de la transmission tel que décrit ci- dessus. Elle concerne également un procédé de réception de signaux transmis selon une transmission de type OFDM - CDMA, dans lequel il est procédé à une égalisation de type MRC ou EGC ou ZF ou MMSEC, puis à un procédé d'estimation du rapport RSIB de la transmission tel que décrit ci-dessus. Elle concerne également un procédé d'émission de signaux dans lequel: des signaux sont transmis par un dispositif transmetteur vers des dispositifs de téléphonie sans fil, - au moins un desdits dispositifs calcule ou estime le rapport RSIB de la transmission tel que décrit ci-dessus, - ce rapport est retransmis au dispositif transmetteur. L'invention concerne également un dispositif de téléphonie sans fil comportant des moyens de calcul du rapport RSIB d'une transmission de type OFDM - CDMA, cette dernière mettant en oeuvre des codes (CO d'étalement, dans lequel ce rapport est estimé indépendamment de la valeur de ces codes. Si les codes d'étalement sont orthogonaux, le rapport RSIB peut être estimé en tenant compte de l'orthogonalité ce ces codes. Dans un tel dispositif, le rapport RSIB peut être estimé selon les formules indiquées ci-dessus. BRÈVE DESCRIPTION DES DESSINS - la figure 1 représente le schéma d'une transmission radio numérique selon l'art antérieur, - la figure 2 représente le schéma d'un émetteur MC - CDMA selon l'art antérieur, - la figure 3 représente le schéma de moyens d'étalement, - les figures 4 à 6 représentent des schémas d'étalement, respectivement MC - CDMA, MC-DSCDMA et en temps- fréquence, - la figure 7 représente le schéma d'un récepteur OFDM - CDMA, - la figure 8 représente le spectre d'an signal reçu par un dispositif de téléphonie mobile, - les figures 9 et 10 représentent des structures d'un système de diffusion de messages sar dispositifs de téléphonie mobile et un schéma de composants d'un dispositif de téléphonie mobile. EXPOSÉ DÉTAILLÉ DE MODES DE RÉALISATION PARTICULIERS Un procédé d'estimation du rapport RSIB selon l'invention va maintenant être décrit. Il va d'abord être procédé à une modélisation d'un canal vu en sortie de la FFT, puis du signal reçu en sortie du module de corrélation (module 46 de la figure 7). La méthode d'estimation du RSIB selon l'invention pourra ensuite être exposée. Dans la suite, on utilise les éléments suivants. - gi(k) : coefficient de l'égaliseur pour la kième sous-porteuse du iieme symbole OFDM. - PO: puissance du signal étalé sur un 15 code d'étalement dont on souhaite calculer le RSIB. P d'étalement.puissance moyenne des codes - AF = F02 - F01: décalage des fréquences porteuses entre l'émetteur et le récepteur, - AT: décalage des horloges d'échantillonnage entre l'émetteur et le récepteur. - az: variance du bruit gaussien additif. - L: longueur des codes d'étalement. - K: nombre de codes d'étalement transmis. - N: taille de la FFT. On note également a=K/L la charge du P= 219k système et Kk=0 la puissance moyenne reçue. La plupart sont en général connus préalablement à l'estimation du RSIB. K1 Certains paramètres sont connus par l'intermédiaire de la signalisation et d'autres peuvent être obtenus avec un mécanisme d'estimation de cana=_, comme décrit par exemple dans l'article de H.Schmidt et al. Channel Tracking in Wireless OFDM Systems , SCI 2001, Orlando, Florida, 22 July 2001. La transmission d'un signal est préalablement réalisée comme expliqué cidessus en relation avec les figures 2 - 7, l'invention s'appliquant de préférence à un système d'étalement à une dimension (MC - DS - CDMA, avec un schéma d'étalement comme illustré sur la figure 5, ou MC - CDMA avec un schéma d'étalement comme illustré sur la figure 4), ou à un système d'étalement temps fréquence (donc avec un schéma d'étalement comme illustré sur la figure 6, avec SF et ST tous deux 1). Modélisation du canal: Comme expliqué dans l'article de H. Steendam and M. Moeneclaey. The Effect of Synchronization Errors on MC-CDMA Performance. Proceedings of ICC' 99, Vancouver, Canada, HnL+s (ti,n) représente l'atténuation de la sous-porteuse nL+s en sortie de la FFT, lorsque l'instant d'échantillonnage est ti,m = i (N +NG) (Ts + AT) + m(Ts + AT) (m=0, ..., N --1 et T,=1/ FS2) : nsF+s j2R( +v)E; nS+ s u N tins +,= e H + ,i e NT s T' n=0,...,D-1,s=0,...,S1 -1 (1) Cette formule vaut pour une synchronisation non parfaite. H(e(nSj+s) i est l'atténuation du canal pour NTs la sous-porteuse nSF + s du lième symbole OFDM, en cas de synchronisation parfaite. On suppose donc que le canal peut varier d'un symbole OFDM à un autre (en fonction de i). La réponse fréquentielle du canal est supposée centrée autour de la fréquence nulle JksikN/2 e(k) k-Nsik>_N/2 Les décalages résiduels après synchronisation grossière sont pris en compte de la façon suivante. 0,,, =2n4F(m+i(N+N(;))Ts 4T g, ,,, =(m+i(N+NG Ts La figure 8 présente le spectre du signal reçu après échantillonnage à la fréquence FS2. Généralement, des sous- porteuses sont annulées de part et d'autre du spectre afin d'éliminer les problèmes de repliement. Ainsi le modèle (1) ci-dessus du canal se simplifie en: (2) ) = e1 ; ,,, HnS,>ts (l7,vr H e(n5,: +s) e(nSj, +s) i2 r N;.,,, i i e NTs (3) Modélisation du signal après égalisation (par les moyens 44) et corrélation (par les moyens 46) : Dans ce paragraphe, nous allons présenter les traitements pour décoder les symboles de l'utilisateur k=0. Les résultats obtenus sont ensuite identiques pour les autres utilisateurs. On suppose aussi que les coefficients de l'égaliseur sont calculés indépendamment des codes d'étalement. Il peut s'agir des égaliseurs MRC, EGC, ZF ou MMSEC que l'on trouve exposés dans l'article de Maryline Hélard, Rodolphe Le Gouable, J.F Hélard, J.Y. Baudais, Multicarrier CDMA techniques for future wideband wireless networks", Ann. Telecom 56, n 5-6, pp. 260-274. 2001. Au niveau du récepteur, après suppression de l'intervalle de garde, puis FFT, puis égalisation avec un coefficient gi[gSF+p] par sous-porteuse et corrélation, le symbole estimé est: S,. IS, -1 N 1 do[9]= gi[RS[ +p] eo[pSr +i]l ri[ p=0 i=0 m=o Sf -1s, -1 + gi[9SF+p]co[pS +i]w1[9SF+p] p=o i=o où . U Si: I m(nS,.-+s) ri [mi _ 11 xi [nS1: + S inSb,+s (li,m)e N N n=0 s=o 2en(gS,.,+P) l / N (4) instants N -1), gaussien est le signal reçu échantillonné aux ti,m = i (N +N0) (TS + AT) + m(TS + AT) (m=0, et wi[p] un échantillon du bruit complexe de variance 62. Définissons l'élément Tu (n, q) (s, p) . H (e(nS1; +s) i u e N NTs 7 (n,q)(s,p)=I e/0, e(n5I,-1-) ni((y n)SF,+p N N e (5) En cas de synchronisation parfaite, ce terme est nul sauf pour n = q. Cette expression prend en compte l'atténuation du canal par la présence de la fonction H. Le signal reçu peut alors s'écrire de la 15 façon suivante: K 1 D 1 Sp I I J' -1 do[q] = Il 11 Pkeo[pST +u]g,,[gSi; + p]T,(n,q)(s,p) ek[sSr +u]dk[n] k=0 n=0 1)=0 u=0 s=0 s . IS7 I + 1 g; [qSl, + p]co[ pST + i]w [qS1, + p] p=o i=o On cherche ensuite à écrire cette équation avec des matrice et des vecteurs. Ceci permettra ensuite d'appliquer des résultats issus de la théorie des matrice aléatoires. On définit tout d'abord les matrices G(q) (matrice d'égalisation, de taille LxL), Q (matrice des puissances autre que celles de l'utilisateur 0 , de 25 taille (K-1)x(K-1)), U (matrice des codes autres que celui de l'utilisateur 0 , de taille Lx(K-1)) et le (6) vecteur d[n] contenant les (K-1) symboles des utilisateurs interférant avec l'utilisateur 0 dans ième n sous-bande. Go(q) G(q) = Gs,,-1(q) f G p (q),, = S, (qS, + p) pour i = 0,..., ST 1 Gp(q) Gp(q),, =0pour iv Pi P, 0= U = (ci cK-i) 21[n] = (di [n],..., dK-i [n]) (7) (Ck est un vecteur colonne). Puis sont définies les matrices A(n,q) (de taille LxL) G,(q) T (n, q)(s, p) si u = v pour s} = 0,..., SE- 1 et{u, v} = -1 0 sinon (8) A(n,q) psi, + u.sS, +,É = Ces matrices représentent l'atténuation des canaux. On rappelle en effet que l'expression de Tu prend en compte l'atténuation du canal par la présence de la fonction H dans cette expression (voir équation (5)) Dans le cas de synchronisation parfaite, cette expression (8) est nulle sauf pour n = q. Avec ces notations, l'équation (4) peut s'écrire. do[q]=Iodo[q]+I,+'2+13 = \iI ô cô G(q)A(q, q, )co 1)-I Il = SJPo co G(q)A(n, q)codo [n] (9) ,=o nn-1 1, =cÉ G(q)A(n,q,)U/d[n] n=o = G(q)w[q] équations dans lesquelles: - Io est l'amplitude du signal utile après égalisation et corrélation, - I1 représente les interférences générées 10 par les données de l'utilisateur 0 dans les autres sous-bandes, - I2 est le bruit d'accès multiple créé par les autres codes d'étalement, - I3 est le bruit gaussien filtré par 15 l'égaliseur et la séquence de l'utilisateur O. Les sources de données sont supposées indépendantes et identiquement distribuées (iid) et de moyenne nulle. De plus, les symboles transmis par un même utilisateur dans différentes sous-bandes sont 20 aussi supposées iid. Avec ces hypothèses, Ili 12, et I3 sort indépendants, et le RSIB de l'utilisateur 0 dans la sous-bande q est RS 1 B0[q] = 2 +13 2 (10) L11 Le RSIB peut ensuite être évalué pour un système OFDM-CDMA exploitant simultanément un étalement 5 dans les domaines temporel et fréquentiel. En supposant que: E E do ['lido [n]* Tsin=p Osin on et d[n]d[P]H 1K sin=P O sin on (cette hypothèse est toujours valable dans le systèmes de démontré que. communications mobiles), il peut être 101 =p 12 co G(q)A(q, q, )co E U 1 41, 2 = Po cô G(q)A(n, q, )oo n=0 nxq 1) I 2 =oô G(q)A(n,q,)UQUHA(n,q,)HG(q)Hc0 n=o E/; = 6 2tr(G(q)G(q) H Le calcul du RSIB consiste donc à injecter les résultats de l'équation (11) dans (10). On observe cependant que les calculs dépendent de la valeur des chips des différents codes d'étalement mis en uvre. Ceci permet de tenir compte de l'orthogonalité des codes. Malheureusement, ceci est très pénalisant en pratique car les calculs de l'équation (11) sont très lourds à entreprendre (d'où un temps de calcul important) et doivent être recommencés dès qu'un code d'étalement est changé du fait de la présence de c0, cOH, et de la matrice U. On souhaite donc calculer ces expressions indépendamment de la valeur des codes d'étalement, tout en tenant compte de la propriété d'orthogonalité des codes. Pour obtenir ce résultat, on utilise deux résultats provenant de la théorie des matrices aléatoires. Tout d'abord, on applique une propriété initialement utilisée dans l'article de J. Evans and D.N.0 Tse, Large System Performance of Linear Multiuser Receivers in Multipath Fading Channels , IEEE Trans. on Information Theory, pages 2059-2078, September 2000. Si A est une matrice déterministe uniformément bornée de taille LxL et ck = (ck(0), ..., ck(L-1)) où les ck(i) sont des variables complexes aléatoires de moyenne nulle, de variance unitaire et de moment d'ordre 8 fini, alors, quel que soit k, et notamment k = 0. c"Ack 1,- o >tr(A) (12) Cette propriété est appliquée pour évaluer 121 et 4'121 Ensuite, on applique un Lemme prouvé dans l'appendice IV de l'article de M. Chaufray, W. Hachem, and Ph. Loubaton, "Asymptotical Analysis of Optimum and o E1 2875658 19 Sub-Optimum CDMA Downlink MMSE Receivers", Submitted to Trans. on Information Theory, si C = (COU) est une matrice aléatoire ayant une distribution de Haar, alors. UQU H L >aP(I cocoH (13) Cette formule permet de tenir compte de l'orthogonalité des codes utilisés. u=K/L est la charge du système et K-1 P= I Pk K k=0 est la puissance moyenne reçue. L'hypothèse de la distribution de Haar est purement technique. Les résultats obtenus sont cependant assez indépendants de cette hypothèse. Des résultats de simulation obtenus avec une matrice U extraite de la matrice de Walsh-Hadamard sont d'ailleurs très proches de ceux prédits par la théorie. Ce Lemme est utilisé pour évaluer 112121 Si les coefficients de l'égaliseur sont 20 indépendants des codes d'étalements (par exemple MRC, EGC, ZF ou MMSEC conventionnels), on obtient les expressions suivantes. El1012 = Po l tr(G(q)A(q, q)r ElI112 = Po 1 I tr(G(q)A(n, q)) 2 =o y (14) DD-1 EII212 = aP, (tr(G(q)A(n, q)A(n, q) H G(q) H)- I tr(G(q)A(n, q)l2 =o E1I312 =a2tr(G(q)G(q)n) Ces formules se simplifient lorsqu'il n'y a pas d'erreur de synchronisation, puisque, alors, A(n, q) = 0 si n q. Le calcul des différents éléments intervenant dans le calcul du RSIB se ramène donc aux calculs de traces de matrices, ce qui est assez aisé à mettre en uvre. Ce calcul ne fait intervenir que les matrices G et A, que le récepteur connaît de toute manière: A correspond en effet à l'estimation des canaux, et G est la matrice d'égalisation diagonale. Ce calcul reste indépendant des codes utilisés, tout en en conservant l'orthogonalité. Un mode de réalisation d'un procédé d'estimation du RSIB selon l'invention comporte donc Le calcul des variables E 110 12, E I I1 12, E I I2 12, E I I3 12 conformément aux équations (11) ou (14), en utilisant la matrice A(n,q) de(8). Un procédé d'évaluation selon l'invention est aisément programmable dans un dispositif de réception tel qu'un téléphone mobile qui, comme déjà indiqué ci-dessus, est de toute manière amené à disposer des données relatives aux matrices A et G. Un dispositif mobile et un système de transmission mettant en oeuvre l'invention vont être décrits en liaison avec les figures 9 et 10. Le système comporte un réseau 60 de diffusion de téléphonie mobile (RTM), composé d'un serveur de réseau et d'une infrastructure de transmission, par exemple hertzienne, et d'un parc d'appareils de réception, sans fils, mobiles ou portables, par exemple des téléphones mobiles 80, 100, . associés au réseau. Des messages 130, 150 sont envoyés aux appareils portables 80, 100, tandis que ceux-ci réémettent des informations 70, 90 en retour, par exemple l'information relative au rapport RSIB calculée par chacun d'eux. Chaque appareil mobile de communication offre une structure, telle qu'illustrée sur la figure 10, et est équipé d'un microprocesseur et de zones mémoires. L'ensemble comporte au moins un processeur 122, un ensemble de mémoires RAM 124 (pour le stockage de données), de mémoires ROM 126 (par exemple pour =_e stockage d'instructions de programme). Ces divers éléments sont reliés par un bus 128. Un élément périphérique, tel qu'un clavier (indiqué par les références 81 et 101 sur la figure 9;, permet à un utilisateur d'entrer des données, par exemple en réponse à un message affiché sur son écran de visualisation. D'autres éléments périphériques peuvent être utilisés pour effectuer l'entrée de données comme par exemple un dispositif de commande vocale ou un écran tactile. Les données peuvent être également entrées en utilisant une combinaison de périphériques tels que ceux indiqués ci-dessus à titre d'exemple. La référence 125 désigne des moyens de gestion d'entrées 127 et de sorties 129. Chaque appareil peut aussi être considéré comme mettant en oeuvre les fonctionnalités décrites ci-dessus en liaison avec la figure 7. Des données relatives à un système d'exploitation sont mémorisées dans une zone mémoire de chaque appareil mobile. Dans le cas d'un téléphone mobile peut être ajoutée une carte SIM (GSM) ou USIM (UMTS) et des moyens de lecture de cette carte. Des données de programme pour calculer le rapport RSIB comme expliqué cidessus sont chargées dans une zone mémoire de chaque appareil mobile. Un dispositif mobile tel que les dispositifs 81, 101 dispose de moyens de mémorisation pour mémoriser les données relatives aux matrices A et G, ainsi que les divers paramètres utilisés dans les formules (14) ci-dessus. Le calcul du RSIB peut être effectué par chaque dispositif mobile luimême, puis envoyé à la station 60 émettrice de base qui, à partir des informations RSIB des différents utilisateurs, va pouvoir ajuster divers paramètres d'émission (par exemple la puissance allouée à tel ou tel utilisateur, ou le débit alloué à chaque utilisateur). Comme on l'a déjà indiqué, l'estimation faite selon l'invention est plus fiable que celle qui était effectuée jusqu'à maintenant. Elle permet donc une gestion améliorée des paramètres de fonctionnement d'une station émettrice de base, puisque celle-ci peut disposer d'une information plus fiable. Malgré les diverses hypothèses faites pour obtenir les formules (14) cidessus, celles-ci restent plus généralement valables pour fournir une estimation du rapport RSIB meilleure que dans l'art antérieur. REVENDICATIONS 1. Procédé d'estimation du rapport RSIB d'une transmission de type OFDM CDMA, cette dernièoe mettant en oeuvre des codes (ck) d'étalement, dans lequel ce rapport est estimé indépendamment de la valeur de ces codes. 2. Procédé selon la revendication 1, dans lequel les codes d'étalement sont orthogonaux, et le rapport RSIB est estimé en tenant compte de l'orthogonalité des codes. 3. Procédé selon la revendication 1 ou 2, dans lequel les codes d'étalement sont à une ou deux dimensions. 4. Procédé selon l'une des revendications 1 20 à 3, dans lequel le rapport RSIB est calculé à l'aide des formules suivantes: EIo12 = Po 1tr(G(q)A(q,q)r 1)-I E1I1 2 = Po 1I tr(G(q)A(n, q)12 =o y U-I E1i21 =aP(tr(G(q)A(n,q)A(n,q)HG(q)H) 1tr(G(q)A(n,q)l2 =o E1 [312 = a21r(G(q)G(q)H) dans lesquelles: - Io est l'amplitude du signal utile pour un utilisateur après égalisation et corrélation, - Il représente les interférences générées par les données de l'utilisateur considéré dans les autres sous-bandes, - 12 est le bruit d'accès multiple créé par les autres codes d'étalement, - I3 est le bruit gaussien filtré par l'égaliseur et la séquence de l'utilisateur considéré, - a est la charge du système et p est la puissance moyenne reçue, - PO est la puissance du signal étalé avec le code d'étalement dont on souhaite calculer le RSIB, - A et G sont respectivement les matrices d'atténuation du canal et d'égalisation, - D est le nombre de symboles de données par code sur ST symboles OFDM. 5. Procédé de réception de signaux transmis selon une transmission de type OFDM - CDMA, dans lequel il est procédé à une égalisation, puis à un procédé d'estimation, indépendante des codes d'étalement, du rapport RSIB de la transmission selon l'une des revendications 1 à 4. 6. Procédé de réception de signaux transmis selon une transmission de type OFDM - CDMA, dans lequel il est procédé à une égalisation de type MRC ou EGC ou ZF ou MMSEC, puis à un procédé d'estimation du rapport RSIB de la transmission selon l'une des revendications 1 à 4. B 1481.3 ALP 2875658 7. Procédé d'émission de signaux dans lequel: - des signaux sont transmis par un dispositif transmetteur (60) vers des dispositifs de 5 téléphonie sans fil (80, 100), - au moins un desdits dispositifs calcule ou estime le rapport RSIB de la transmission par un procédé selon l'une des revendications 1 à 4, - ce rapport est retransmis au dispositif 10 transmetteur. 8. Dispositif (80, 100) de téléphonie sans fil comportant des moyens (122, 124, 126) de calcul du rapport RSIB d'une transmission de type OFDM CDMA, cette dernière mettant en uvre des codes (ck) d'étalement, dans lequel ce rapport est estimé indépendamment de la valeur de ces codes. 9. Dispositif selon la revendication 8, dans lequel les codes d'étalement sont orthogonaux, le rapport RSIB étant estimé en tenant compte de l'orthogonalité ce ces codes.