Brevet FR2874466A1 — publié le 20060224

PROCÉDÉ DE CALCUL DE DÉCALAGE D'ORIGINE DE DISPOSITIF DE DÉTECTION DE POSITION DE ROTATION DE MOTEUR ÉLECTRIQUE ET DISPOSITIF DE CONTRâLE DE MOTEUR UTILISANT LE PROCÉDÉ DE CALCUL Arrière-plan de l'invention Domaine de l'invention La présente invention concerne un procédé de calcul d'une différence de phase (décalage) entre une position de référence de rotor d'un moteur électrique et une origine d'un dispositif de détection de position de rotation résultant, par exemple, du fait que le dispositif de détection de position de rotation monté sur le moteur électrique est situé hors position, et un dispositif de contrôle de moteur utilisant ce procédé de calcul. Description de l'art connexe Il existe un dispositif de contrôle de moteur conventionnel qui fournit (dans deux directions) une puissance électrique à partir d'une alimentation électrique (ci-après, appelé onduleur) capable de contrôler une fréquence et tension, un courant, et une phase vers un moteur à courant alternatif (ci-après, décrit comme un moteur synchrone ici) contrôlant ainsi un couple ou une vitesse de rotation de celui-ci. Dans ce dispositif de contrôle de moteur conventionnel, il est nécessaire de contrôler des phases de, par exemple, la tension destinée à être fournie sur la base des angles de rotation du moteur électrique, de sorte qu'un dispositif de détection de position de rotation capable de produire un angle de rotation d'un rotor du moteur électrique en tant que donnée instantanée est monté sur le moteur électrique. Cependant, de nombreux dispositifs de détection de position de rotation sont montés quelque peu décalés par rapport à une position d'origine réelle du rotor, de sorte qu'il est nécessaire de compenser les signaux d'angle de rotation ayant été détectés, et de les utiliser. Bien qu'une variété de procédés de compensation ait été proposée, ce qui est important est qu'une différence de phase entre une position de référence de rotor et une origine du dispositif de détection de position de rotation soit calculée et compensée. A cet égard, par exemple, la demande de brevet japonais n 054472/2003 a proposé un procédé. Le principe de calcul d'une différence de phase entre une position de référence de rotor d'un moteur électrique et une origine d'un dispositif de détection de position de rotation résultant, par exemple, du fait que le dispositif de détection de position de rotation, qui est monté sur le moteur électrique, est situé hors position, comme cela est décrit dans la demande de brevet japonais n 054472/2003, est maintenant décrit en supposant que le moteur est un moteur synchrone triphasé. Soit une direction du flux magnétique selon un axe d du rotor, et une direction orthogonale à un flux magnétique selon un axe q du rotor (également appelé axe de référence), les équations de tension de composantes d'axe d et d'axe q, lorsqu'une différence de phase entre une position de référence du rotor et une origine d'un dispositif de détection de position de rotation est égale à zéro, seront exprimées comme suit: V d = R i d CJ Cp q (1) V q= R 1 q CJ Cp d (2) où Vd est une tension d'axe d, Vq est une tension d'axe q, et R est une résistance d'une phase; id est un courant d'axe d, iq est un courant d'axe q, et (Pd est un flux magnétique de composante d'axe d; et cpq est un flux magnétique de composante d'axe q, et Cv est une vitesse angulaire du rotor. Lorsque id = 0 et id = 0 dans l'équation ci-dessus, Cpd et Cpq seront exprimés comme suit: i (3) (4) d = L d (p q + Cp f = Cp f =0 où Ld est une inductance d'axe d, Lq est une inductance d'axe q, et cpf est un flux magnétique du rotor. Les équations de tension de composantes d'axe d, et d'axe q seront alors exprimées comme suit: V d = 0 Ainsi, Vd est égale à zéro. Cependant, lorsqu'il y a une différence de phase n entre une position de référence du rotor et une sortie (5) (6) de détection provenant d'un dispositif de détection de position de rotation, les courants électrique seront transformés en exprimés comme suit: 1 d' = 1 d c o s f- i g s 1 n f (7) 1 q' = 1 d s 1 n f+ 1 g c o s f (8) Les équations de tension de composantes d'axe d' 10 et d'axe q' seront alors exprimées comme suit: V d ' = R i d ' -(A) (p q c o s rl +(O (p d s i n rl (9) V q' = R 1 q' + (i) (p q s 1 n f + (i) (p d e o s f (10) Alors, même si id' =0, et iq' =0, V d' = (A) (p f s i n r V q' = (p f c o s rl Ainsi, n'est pas égale à zéro. Alors, il devient nécessaire de calculer un décalage d'origine tel que Vd est égale à zéro. En ce qui concerne ce procédé de calcul, les possibilités suivantes existent: (1) Le procédé consistant à ajouter séquentiellement une progression arithmétique (1 , 2 ,...n ) à une sortie provenant du dispositif de détection de position de rotation mentionné ci-dessus en tant que quantité de compensation de phase lorsqu'une valeur de commande de tension d'axe d n'est pas égale à zéro, et continuer l'addition jusqu'à ce idr Id d'un moteur et seront qu'une valeur de commande de tension d'axe d devienne égale à zéro. (2) Le procédé consistant à calculer un arc tangente d'une valeur de commande de tension d'axe d et une valeur de commande de tension d'axe q, et à ajouter cet arc tangente à une sortie provenant du dispositif de détection de position de rotation mentionné ci-dessus en tant que décalage d'origine. (3) Le procédé de balayage à des intervalles réguliers d'un angle prédéterminé allant de 1 à 180 en tant que quantités de compensation de phase pour enregistrer des valeurs de commande de tension d'axe d lorsque la valeur de commande de tension d'axe d mentionnée ci-dessus n'est pas égale à zéro, et ensuite réaliser l'interpolation à partir de deux quantités de compensation de phase dont les valeurs de commande de tension d'axe d mentionnées ci-dessus sont proches de zéro pour calculer un décalage d'origine. Cependant, lorsque l'on souhaite calculer un décalage d'origine à partir d'une valeur de commande de tension de composante de flux magnétique selon l'art conventionnel décrit ci-dessus, du fait qu'il s'agit de détermination sur la base de valeurs instantanées, les valeurs de courant de la composante de flux magnétique mentionnée ci-dessus et d'une composante orthogonale à cette composante ne sont pas constantes en raison de l'influence, par exemple, de composantes harmoniques supérieures de tension ou de bruit. En conséquence, il existe des cas où les valeurs de courant d'une composante de flux magnétique et d'une composante orthogonale à cette composante ne sont pas égales à zéro même si les valeurs de commande de tension de la composante de flux magnétique sont égales à zéro. Ainsi, la réduction de la précision de calcul d'un décalage d'origine est un problème. En outre, lorsqu'il y a une erreur de détection quelconque dans un détecteur de courant, l'erreur de détection est produite même si une valeur de courant réelle est égale à zéro. Ainsi, les valeurs obtenues par la transformation de coordonnées de ces sorties de détection ne sont pas des valeurs constantes, mais des valeurs qui fluctuent périodiquement. Même si un contrôle quelconque est réalisé pour forcer ces valeurs à être égales à zéro, les valeurs de commande de tension ne sont pas égales à zéro mais des valeurs qui fluctuent périodiquement. Ainsi, la réduction de la précision de calcul d'un décalage d'origine est un problème. De plus, les valeurs de courant ou les valeurs de commande de tension après la transformation de coordonnées fluctuent en raison du changement de rotation. Ainsi, la réduction de la précision de calcul d'un décalage d'origine est un problème. En d'autres termes, un problème existe en ce qu'une grande précision de calcul ne peut pas être obtenue par le procédé de calcul conventionnel d'un décalage d'origine. Résumé de l'invention Un objet de la présente invention est de proposer un procédé de calcul d'un décalage d'origine, qui ne sera vraisemblablement pas affecté par des harmoniques supérieures de tension ou de bruit, une erreur de détection d'un détecteur de courant, ou un changement de rotation d'un moteur électrique, et qui améliore la précision de calcul. Un autre objet de l'invention est de proposer un dispositif de contrôle de moteur équipé d'un dispositif de calcul de décalage d'origine d'un dispositif de détection de position de rotation utilisant le procédé de calcul mentionné ci-dessus. Un procédé de calcul de décalage d'origine d'un dispositif de détection de position de rotation d'un moteur électrique selon l'invention est utilisé dans un dispositif de contrôle de moteur qui comprend: un détecteur de courant qui détecte un courant triphasé d'un moteur synchrone triphasé ; un dispositif de détection de position de rotation qui détecte une position de rotation du moteur synchrone triphasé mentionné ; un convertisseur de triphasé en biphasé qui réalise une transformation de coordonnées du courant triphasé mentionné en une composante de flux magnétique et en une composante orthogonale orthogonale à la composante de flux magnétique mentionnée sur la base de la position de rotation mentionnée; un générateur de commande de courant qui divise une valeur de commande de courant, qui est fournie à partir de l'extérieur, en une valeur de commande de courant de la composante de flux magnétique mentionnée et en une valeur de commande de courant de la composante orthogonale mentionnée; un opérateur de contrôle de courant qui gère des valeurs de commande de tension de chaque composante mentionnée de sorte qu'une valeur de courant de la composante de flux magnétique mentionnée et une valeur de courant de la composante orthogonale mentionnée sont égales aux valeurs de commande de chaque composante mentionnée du générateur de commande de courant mentionné respectivement; un convertisseur de biphasé en triphasé qui réalise la transformation de coordonnées d'une valeur de commande de tension de chaque composante mentionnée en une valeur de commande de tension triphasée; et un onduleur qui produit une tension destinée à être appliquée au moteur synchrone triphasé mentionné sur la base d'une sortie provenant du convertisseur de biphasé en triphasé mentionné ; et le procédé de calcul de décalage d'origine d'un dispositif de détection de position de rotation d'un moteur électrique comprend: un premier processus consistant à rendre de force une valeur de commande de courant de chaque composante mentionnée égale à zéro; un deuxième processus consistant à contrôler le décalage pour réaliser l'addition sur une sortie provenant du dispositif mentionné de détection de position de rotation de sorte que la valeur de commande de tension de la composante de flux magnétique mentionnée est égale à zéro en multipliant un écart entre la valeur de commande de tension de la composante de flux magnétique mentionnée et zéro par un gain intégral proportionnel prédéterminé lorsque la valeur de commande de courant mentionnée devient égale à zéro; un troisième processus consistant à utiliser le décalage mentionné lorsque la valeur de commande de tension de la composante de flux magnétique mentionnée devient égale à zéro en tant que différence de phase entre la position de référence de rotor mentionnée et une origine du dispositif mentionné de détection de position de rotation, et à mémoriser cette différence de phase en tant que décalage d'origine; et un quatrième processus consistant à ajouter le décalage d'origine mentionné à une sortie provenant du dispositif mentionné de détection de position de rotation. En outre, un dispositif de contrôle de moteur selon l'invention comprend: un détecteur de courant qui détecte un courant triphasé d'un moteur synchrone triphasé ; un dispositif de détection de position de rotation 20 qui détecte une position de rotation du moteur synchrone triphasé mentionné ; un convertisseur de triphasé en biphasé qui réalise la transformation de coordonnées du courant triphasé mentionné en une composante de flux magnétique et une composante orthogonale orthogonale à la composante de flux magnétique mentionnée sur la base de la position de rotation mentionnée; un générateur de commande de courant qui divise une valeur de commande de courant, qui est fournie à partir de l'extérieur, en une valeur de commande de courant de la composante de flux magnétique mentionnée et en une valeur de commande de courant de la composante orthogonale mentionnée; un opérateur de contrôle de courant qui gère des valeurs de commande de tension de chaque composante mentionnée de sorte que des valeurs de courant de chaque composante mentionnée sont égales aux valeurs de commande de chaque composante mentionnée du générateur de commande de courant mentionné respectivement; un convertisseur de biphasé en triphasé qui réalise la transformation de coordonnées d'une valeur de commande de tension de chaque composante mentionnée en une valeur de commande de tension triphasée; un onduleur qui produit une tension destinée à être appliquée au moteur synchrone triphasé mentionné sur la base d'une sortie provenant du convertisseur de biphasé en triphasé mentionné ; un circuit d'entrée de zéro qui rend de force une valeur de commande de courant de chaque composante mentionnée d'un système de coordonnées de contrôle égale à zéro dans l'état de contrôle mentionné ; un opérateur de quantité de compensation de phase intégrale proportionnelle qui contrôle le décalage pour réaliser une addition sur une sortie provenant du dispositif mentionné de détection de position de rotation de sorte que la valeur de commande de tension de la composante de flux magnétique mentionnée est égale à zéro en multipliant un écart entre la valeur de commande de tension de la composante de flux magnétique mentionnée et zéro par un gain intégral proportionnel prédéterminé lorsque la valeur de commande de courant mentionnée devient égale à zéro; un circuit de mémoire qui utilise le décalage mentionné lorsque la valeur de commande de tension de la composante de flux magnétique mentionnée devient égale à zéro en tant que différence de phase entre la position de référence du rotor mentionnée et une origine du dispositif mentionné de détection de position de rotation, et mémorise cette différence de phase en tant que décalage d'origine; et un circuit de compensation qui ajoute le décalage d'origine mentionné à une sortie provenant du dispositif mentionné de détection de position de rotation. Selon le procédé de calcul de décalage d'origine de l'invention, une valeur initiale de quantité de compensation de phase est calculée à partir d'une valeur de commande de tension d'une composante orthogonale à une composante de flux magnétique lorsqu'une valeur de la commande de courant devient égale à zéro; une quantité de compensation de phase intégrale proportionnelle lorsque les valeurs de commande de tension de la composante de flux magnétique sont changées avec le temps et ensuite convergent par contrôle de multiplication d'un écart entre une valeur de commande de tension de la composante de flux magnétique et zéro par un gain intégral proportionnel de sorte qu'une valeur de commande de tension de composante de flux magnétique puisse être égale à zéro une quantité de compensation de phase est obtenue en additionnant la valeur initiale de quantité de compensation de phase mentionnée et la quantité de compensation de phase intégrale proportionnelle mentionnée; et une différence de phase entre une position de référence du rotor et une origine du dispositif de détection de position de rotation résultant, par exemple, du fait que le dispositif de détection de position de rotation du moteur électrique est monté hors position. Les quantités de compensation de phase sont balayées dans une plage de balayage prédéterminée à partir d'un décalage d'origine entre la position de référence du rotor et le dispositif de détection de position de rotation en calculant une valeur initiale de quantité de compensation de phase à partir d'une valeur de commande de tension d'une composante orthogonale à la composante de flux magnétique, et en ajoutant cette valeur initiale de quantité de compensation de phase à une quantité de compensation de phase intégrale proportionnelle. En conséquence, il n'y a aucune détection erronée d'une autre quantité de compensation de phase avec laquelle une valeur de commande de tension d'une composante de flux magnétique devient égale à zéro au moment de faire de zéro une valeur de commande de courant de chaque composante du système de coordonnées de contrôle mentionné qui est inversé de 180 par rapport à un décalage d'origine. En outre, il est confirmé que les valeurs de courant détectées de chaque composante mentionnée ci-dessus et la valeur de commande de tension de la composante de flux magnétique restent dans une plage prédéterminée, et une valeur moyenne des quantités de compensation de phase lorsque les valeurs de courant détectées de chaque composante mentionnée et une valeur de commande de tension de la composante de flux magnétique sont dans une plage prédéterminée, est prise en tant que décalage d'origine. En conséquence, ce procédé de calcul de décalage d'origine ne sera vraisemblablement pas affecté par, par exemple, des harmoniques supérieures de tension ou de bruit, une erreur de détection du détecteur de courant, ou un changement de rotation du moteur électrique, permettant ainsi d'obtenir une amélioration de la précision de détection d'un décalage d'origine. Les objets, caractéristiques, aspects et avantages précédents et autres de la présente invention deviendront plus évidents à partir de la description détaillée suivante de la présente invention lorsque celle-ci est considérée en conjonction avec les dessins annexés. Brève description des dessins D'autres caractéristiques et avantages de l'invention ressortiront plus clairement à la lecture de la description ci-après, faite en référence aux dessins annexés, sur lesquels: La figure 1 est un schéma de principe d'un dispositif de contrôle d'un moteur électrique selon un premier mode de réalisation préféré de la présente invention. La figure 2 est un organigramme expliquant un procédé de détection de compensation de phase de la figure 1. La figure 3 est un organigramme suivant l'organigramme de la figure 2. La figure 4 est un diagramme explicatif de phase expliquant la relation entre des valeurs de commande de tension d'une composante de flux magnétique et d'une composante orthogonale à cette composante de flux magnétique, et des phases. La figure 5 est un schéma de principe d'un dispositif de contrôle d'un moteur électrique selon un quatrième mode de réalisation. DESCRIPTION DES MODES DE RÉALISATION PREFERES Mode de réalisation 1. La figure 1 est un schéma de principe du système de contrôle de moteur entier comprenant un dispositif de contrôle de moteur pour expliquer un procédé de calcul de décalage d'origine selon un premier mode de réalisation préféré de la présente invention. Les figures 2 et 3 sont des organigrammes pour expliquer le procédé de calcul de décalage d'origine d'un dispositif de détection de position de rotation selon le premier mode de réalisation de la présente invention. La figure 4 est un diagramme représentant la relation entre une valeur de commande de tension de la composante de flux magnétique et une valeur de commande de tension d'une composante orthogonale à cette composante, et des phases pour expliquer le procédé de calcul de décalage d'origine selon le premier mode de réalisation de la présente invention. En faisant référence à la figure 1, à un moteur synchrone triphasé 1 (ciaprès appelé moteur électrique) comprenant un champ à aimant permanent ou un champ d'enroulement, un dispositif de contrôle 2 pour contrôler le moteur électrique 1 est connecté. Un dispositif de détection de position de rotation 3 qui se compose d'un résolveur ou d'un codeur rotatif, est monté sur un arbre d'un rotor, non représenté, du moteur électrique 1. Les sorties provenant du dispositif de détection de position de rotation 3 sont envoyées à un opérateur de phase 4 qui calcule les positions du rotor. Un courant triphasé du moteur électrique 1 est détecté avec un détecteur de courant 5. Un convertisseur de triphasé en biphasé 6 réalise une transformation de coordonnées des courants triphasés id, iv, iW en courants d'axe d et d'axe q sur la base de signaux de position du rotor avec une direction d'un flux magnétique du rotor étant d'axe d, et une direction orthogonale à cette direction étant d'axe q. Un générateur de commande de courant 7 reçoit une commande de couple T* pour générer de telles valeurs de commande de courant des composantes d'axe d et d'axe q mentionnées que cette valeur T* et un couple, que le moteur électrique 1 génère, coïncident. Un opérateur de contrôle de courant 8 gère une valeur de commande de tension d'axe d Vd* et une valeur de commande de tension d'axe q Vq* à partir d'un écart entre une valeur de commande de courant d'axe d id* et un courant réel id, et d'un écart entre une valeur de commande de courant d'axe q iq* et un courant réel iq, respectivement. Un convertisseur de biphasé en triphasé 9 réalise une transformation de coordonnées de Vd* et Vq*, que l'opérateur de contrôle de courant 8 produit, en des valeurs de commande de tension triphasée Vu*, VV*, V,* sur la base de signaux de position du rotor. Un onduleur 10 convertit une énergie électrique d'une alimentation électrique à courant continu, non représentée, en une énergie triphasée à courant alternatif sur la base des valeurs de commande de tension triphasée Vu*, VV*, VW*, et la fournit au moteur électrique 1. Un opérateur de quantité de compensation de phase 11 reçoit les valeurs de commande de tension d'axe d et d'axe q Vd*, Vq*, qui sont délivrées en sortie de l'opérateur de contrôle de courant 8, et calcule une quantité de compensation de phase, qui est une différence de phase entre une position de référence du rotor et une origine d'un dispositif de détection de position de rotation (détail d'opération décrit plus bas), et additionne la quantité de compensation de phase à une sortie de l'opérateur de phase 4. Cet opérateur de quantité de compensation de phase 11 comprend les parties suivantes: un opérateur de valeur initiale de quantité de compensation de phase 12 qui calcule une valeur initiale de la quantité de compensation de phase e connexe à la position de référence du rotor à partir de Vq* ; un opérateur de quantité de compensation de phase intégrale proportionnelle 13 qui obtient une quantité de compensation de phase intégrale proportionnelle e pi en multipliant un écart entre Vd* et zéro par un gain intégral proportionnel; un additionneur de valeur initiale de quantité de compensation de phase 14 qui additionne la sortie e provenant de l'opérateur de valeur initiale de quantité de compensation de phase 12 et la sortie e pi provenant de l'opérateur de quantité de compensation de phase intégrale proportionnelle 13 pour produire une quantité de compensation de phase; et un additionneur de quantité de compensation de phase 15 qui additionne la sortie provenant de l'opérateur de phase 4 et la quantité de compensation de phase, qui est une sortie provenant de l'additionneur de valeur initiale de quantité de compensation de phase 14. Le moteur électrique 1 comprend en outre un entraînement d'enroulement de champ 16 qui excite un enroulement de champ, non représenté. Maintenant, les opérations de chacune des parties 15 mentionnées cidessus sont décrites. L'agencement des autres parties sauf pour l'opérateur de quantité de compensation de phase 11 est le même que le contrôle de vecteur connu qui est décrit dans la demande de brevet japonais n 054472/2003. Une position du rotor du moteur électrique 1 est calculée avec le dispositif de détection de position de rotation 3 et l'opérateur de phase 4. Sur la base de la sortie provenant du détecteur de courant 5 qui détecte un courant triphasé du moteur électrique 1 et la sortie provenant de l'opérateur de phase 4, id et iq sont calculés au moyen du convertisseur de triphasé en biphasé 6. Lorsque la commande de couple T* est envoyée au générateur de commande de courant 7, ces valeurs 1d* et lq* sont produites pour générer un couple, que le moteur électrique 1 génère, qui coïncide avec la valeur de commande de couple T*. Vd* et Vq* sont calculées avec l'opérateur de contrôle de courant 8 sur la base d'un écart entre id* et id, et un écart entre iq* et iq afin de réduire ces écarts. En outre, la transformation de coordonnées de Vd* et Vq* en valeurs de commande de tension triphasée Vu*, VV*, VW* est réalisée sur la base d'informations de position du rotor, qui sont une sortie provenant de l'opérateur de phase mentionné 4, au moyen du convertisseur de biphasé en triphasé 9. L'onduleur 10 contrôle les sorties sur la base de ces valeurs de commande de tension triphasée, et le moteur électrique 1 est contrôlé. De cette manière, le contrôle de vecteur du moteur électrique 1 est réalisé. Cependant, au cas où il y a une différence de phase (c'est-à-dire, qu'une erreur d'angle est présente) entre la position du dispositif de détection de position de rotation 3 qui est monté sur le moteur électrique 1 et la position de référence du rotor, un angle de rotor est détecté de manière décalée. Lorsqu'une position de rotation du rotor du moteur électrique 1 est détectée de manière décalée, d'abord la transformation de coordonnées des courants triphasés iv, iW selon la composante d'axe d et la composante d'axe q au moyen du convertisseur de triphasé en biphasé 6 n'est pas correctement réalisée. De plus, la transformation de coordonnées de Vd* et Vq* en une tension triphasée au moyen du convertisseur de biphasé en triphasé 9 n'est pas correctement réalisée. En conséquence, un couple selon une valeur de commande de couple ne sera pas produit à partir du moteur électrique 1. Donc, les sorties provenant de l'opérateur de phase 4 sont compensées de la manière suivante. Des points essentiels du procédé de compensation de position de rotation existent en ce qu'une quantité de compensation de phase e, avec laquelle Vd* est égale à zéro lorsque les valeurs 1d* et 1q* sont rendues égales à zéro, est obtenue en tant que décalage d'origine e offset, et est ajoutée à une sortie provenant de l'opérateur de phase 4. Le procédé de calcul de décalage d'origine afin de réaliser cette compensation est maintenant décrit en faisant référence à l'organigramme de la figure 2. Lorsqu'une commande de compensation de position de rotation A* est entrée à l'étape 5001, lorsque le moteur électrique 1 est en rotation à l'étape S002, une commande de couple T* est ignorée pour rendre de force les valeurs id*, iq*, qui sont les sorties provenant du générateur de commande de courant 7, égales à zéro à l'étape S003 (ci-après appelé le premier processus). Bien qu'un circuit fonctionnant pour les rendre de force égales à zéro ne soit pas représenté, il est contenu dans une partie interne du générateur de commande de courant 7. Ensuite, bien que non représenté sur l'organigramme, un enroulement de champ est excité par l'entraînement d'enroulement de champ 16 pour générer un flux magnétique au niveau du rotor, et l'opérateur de contrôle de courant 8 gère automatiquement Vd*, Vq* de sorte que id = 1a = 0 sur labase de = 0, et les produit (ci-après appelé le deuxième processus). En supposant que Vq* > 0 à l'étape S004, l'opérateur de valeur initiale de quantité de compensation de phasenl2 obtient une valeur initiale de quantité de compensation de phase e ini à partir de Vq* à l'étape S005 (ci-après appelé le cinquième processus). A l'étape S006, l'opérateur de quantité de compensation de phase intégrale proportionnelle 13 multiplie un écart entre Vd* et zéro par un gain intégral proportionnel (à savoir, par l'opération intégrale proportionnelle, du moment que les entrées ne sont pas égales à zéro, les sorties augmentent avec le temps), et produit la valeur ayant été obtenue. Le contrôle est réalisé avec cette valeur, de sorte que des angles de phase sont balayés comme cela est représenté sur la figure 4 au cours de cette période. Ensuite, à un moment de convergence, c'est-à-dire, au moment où le changement est arrêté, une quantité de compensation de phase intégrale proportionnelle e pi est obtenue. A l'étape S007, l'additionneur 14 ajoute la valeur initiale de quantité de compensation de phase e et la quantité de compensation de phase intégrale proportionnelle mentionnée ci-dessus e pi pour obtenir la quantité de compensation de phase e (ci-après appelé le sixième processus) . Vd*, id, 1q sont confirmés comme étant à l'intérieur d'une plage prédéterminée à l'étape S008, et e obtenu à l'étape S007 est mémorisé comme étant actif (ci-après appelé le troisième processus). L'additionneur 15 ajoute la quantité de compensation de phase e à une sortie provenant de l'opérateur de phase 4 (ci-après appelé le quatrième processus). Il est également possible que le cinquième et le sixième processus précédents soient omis, comme cela est décrit plus bas. Chacune des étapes mentionnées ci-dessus est décrite de façon plus détaillée de façon complémentaire. Le calcul d'un décalage d'origine est exécuté lorsque Vd* n'est pas égale à zéro. A l'étape S004, la valeur initiale de quantité de compensation de phase e ini est 0 lorsque Vq* est positive, et la valeur initiale de quantité de compensation de phase e ini est 180 lorsque Vq* est négative. En faisant référence à la figure 3, sur la base du fait qu'un décalage d'origine est balayé à partir de la valeur initiale de quantité de compensation de phase e ini, le balayage peut être réalisé à l'intérieur d'une plage allant de -90 à +90 à partir du décalage d'origine du dispositif de détection de position de rotation et du rotor du moteur électrique. L'écart entre Vd* et zéro est multiplié par un gain intégral proportionnel pour calculer la quantité de compensation de phase intégrale proportionnelle e pi, et la valeur initiale de quantité de compensation de phase e ni et la quantité de compensation de phase intégrale proportionnelle e pi mentionnées sont additionnées pour obtenir la quantité de compensation de phase O. La quantité de compensation de phase mentionnée ci-dessus e est ajoutée à une sortie provenant de l'opérateur de phase 4, et envoyée au convertisseur de triphasé en biphasé et au convertisseur de biphasé en triphasé. De cette manière, lorsque Vd* converge vers zéro, la quantité de compensation de phase e est alors prise en compte en tant que décalage d'origine e offset. Ce décalage d'origine e est mémorisé dans des moyens de mémoire, non représentés, et est utilisé dans les opérations ultérieures du moteur électrique. Lorsque chaque valeur de Vd*, iq ne reste pas dans une plage prédéterminée pouvant être ignorée à l'étape S008, il peut être considéré qu'un décalage d'origine précis ne peut pas être obtenu pour une certaine raison, par exemple, le mélange de bruit. Ensuite, le programme retourne à l'étape S006 à nouveau pour répéter chaque étape (étape S013). Lorsque chaque valeur de Vd*, iq reste dans une plage prédéterminée pouvant être ignorée, la répétition est arrêtée. Cependant, lorsque aucune convergence n'est obtenue même après que le nombre de répétitions a dépassé un nombre prédéterminé (étape S013), le programme passe à l'étape S025 de la figure 3 pour transmettre l'avertissement servant à notifier une erreur de détection. Dans un tel dispositif de contrôle de moteur électrique, la différence de phase de positions de rotation peut être compensée avec la quantité de compensation de phase e ini qui est calculée à partir de Vq* obtenue dans le dispositif de contrôle, et la quantité de compensation de phase intégrale proportionnelle e pi qui est calculée en multipliant l'écart entre Vd* et zéro par un gain intégral proportionnel de sorte que Vd* peut être égale à zéro. Du fait que chaque étape d'opération telles qu'elles sont décrites cidessus est implémentée avec un logiciel, la compensation de différence de phase des positions de rotation peut être réalisée juste par un léger changement de ce logiciel. Mode de réalisation 2. Bien que le calcul d'un décalage d'origine puisse être réalisé comme cela est décrit ci-dessus, il est préférable que les processus suivants tel qu'ils sont représentés sur l'organigramme de la figure 3 puissent être réalisés afin d'obtenir une précision plus élevée. On obtient e offset lorsque Vd* décrite dans le premier mode de réalisation précédent devient égale à zéro, et e offset est intégré dans un tampon, non représenté (étape S009). Ce processus est répété n fois (étape S010). Ensuite, n résultats sont additionnés, et une valeur obtenue par l'addition est divisée par n pour obtenir une valeur moyenne (étape S020). Cette valeur moyenne est mémorisée (étape S021). Après cela, une commande de compensation de phase A* est stoppée ( OFF ) pour retourner à un contrôle de vecteur normal du moteur électrique. A cet instant, la moyenne e offset ayant été obtenue est mémorisée dans un dispositif de mémoire, non représenté, et une origine est compensée avec cette valeur mémorisée au moment du fonctionnement normal. Dans ce cas, du fait qu'une valeur moyenne des décalages d'origine e offset avec laquelle Vd* devient égale à zéro est calculée par l'opération intégrale proportionnelle de l'écart entre Vd* et zéro, il est peu probable que ce procédé de calcul de décalage d'origine soit affecté par des harmoniques supérieures ou du bruit par rapport au procédé de détermination de la valeur instantanée de Vd* selon l'art conventionnel, permettant ainsi d'obtenir une amélioration de la précision. Mode de réalisation 3. En outre, une précision plus élevée peut être obtenue de la manière suivante. A savoir, lorsqu'une erreur de détection quelconque est présente dans le détecteur de courant triphasé, l'erreur de détection est produite même si la valeur de courant réelle est égale à zéro. En conséquence, les valeurs détectées de courant iq qui sont obtenues par la transformation de coordonnées avec le convertisseur de triphasé en biphasé 6 seront des valeurs qui fluctuent périodiquement. Ainsi, même si le contrôle est réalisé de sorte que les valeurs mentionnées ci-dessus id, iq sont compensées pour être égales à zéro, les valeurs de commande de tension Vd*, Vq* ne seront pas égales à zéro, mais des valeurs qui fluctuent périodiquement. Cependant, les valeurs mentionnées id, iq seront égales à zéro par le calcul d'une valeur moyenne, comme dans le deuxième mode de réalisation précédent. En outre, un avantage est réalisé de sorte qu'une différence de phase entre la position de référence du rotor et l'origine du dispositif de détection de position de rotation peut être compensée dans l'état où l'erreur de détection du détecteur de courant est annulée. En outre, lorsqu'un changement de rotation important est présent, de façon similaire les courants de détection mentionnés id, iq fluctuent même après la transformation de coordonnées ou les valeurs de commande de tension mentionnées Vd*, Vq*. Dans ce cas, une différence de phase peut être détectée correctement en confirmant que la fluctuation reste à l'intérieur d'une plage prédéterminée. Selon les modes de réalisation, du premier au troisième, une valeur initiale de quantité de compensation de phase e ini est calculée à partir d'une valeur de commande de tension d'une composante orthogonale à une composante de flux magnétique; cette valeur initiale de quantité de compensation de phase e ini est ajoutée à une quantité de compensation de phase intégrale proportionnelle e pi qui est calculée en multipliant un écart entre une tension de composante de flux magnétique et zéro par un gain intégral proportionnel pour obtenir une quantité de compensation de phase; et la moyenne de ces quantités de compensation de phase est réalisée pour obtenir un décalage d'origine. Cependant, sans ce calcul de la valeur initiale de compensation de phase e ini et l'addition de la valeur initiale de quantité de compensation de phase e et de la quantité de compensation de phase intégrale proportionnelle e pi, il est possible de calculer un décalage d'origine 2874466 26 seulement avec la quantité de compensation de phase intégrale proportionnelle e pi Mode de réalisation 4. Le premier mode de réalisation présente un exemple dans lequel un décalage d'origine d'un dispositif de détection de position de rotation est calculé par le contrôle de vecteur d'axe d/q. Selon le quatrième mode de réalisation, un procédé consistant à calculer un décalage d'origine d'un dispositif de détection de position de rotation est décrit, en supposant un système dans lequel sont utilisées une somme vectorielle d'un flux magnétique de composante d'axe d et un flux magnétique d'axe q en tant que flux total a)a, et une composante du flux total en tant qu'axe y et une composante orthogonale à la composante du flux total en tant qu'axe ô. Ces deux axes forment des axes de référence du flux total, et le moteur électrique est contrôlé sur les axes de référence du flux total mentionnés (ci-après, appelé procédé de calcul de décalage d'origine par contrôle de flux total). La figure 5 représente un schéma de principe d'un dispositif de contrôle de moteur exécutant le contrôle de flux total. Le dispositif de contrôle de moteur de la figure 5 comprend: un opérateur de valeur de commande de flux total 17 qui gère une valeur de commande de tension d'armature provenant d'une tension d'alimentation électrique d'entraînement continue, et gère une telle valeur de commande de flux total Q)a* de manière que la valeur de commande de tension d'armature souhaitée coïncide avec la tension d'armature; un opérateur d'angle de puissance 18 qui gère un angle de puissance n qui est un angle formé par le flux total a)a, sur la base de la valeur de commande de flux total Q) a* et un courant d'axe ô ; et un opérateur de commande de courant de champ 19 qui gère une valeur de commande de courant de champ avec laquelle le flux total est égal à la valeur de commande de flux total Q) a* produite à partir de l'opérateur de valeur de commande de flux total 17. Les autres parties sont les mêmes que celles dans le premier mode de réalisation précédent, de sorte que des descriptions détaillées supplémentaires sont omises. La valeur de commande de flux total Q)a* est gérée avec l'opérateur de valeur de commande de flux total 17 à partir de la tension d'alimentation électrique d'entraînement continue; l'angle de puissance fa est géré avec l'opérateur d'angle de puissance 18 sur la base de la valeur de commande de flux total mentionnée a)a*, et une valeur de commande de courant de champ if* est gérée avec l'opérateur de commande de courant de champ 19; la valeur de courant de champ est ajustée avec l'entraînement d'enroulement de champ 16 de sorte que la valeur de commande de courant de champ if* et la valeur de courant de champ if mentionnées ci-dessus coïncident; et la transformation de coordonnées en axes y/ô, utilisant une composante de flux total en tant qu'axe y et une composante orthogonale à la composante de flux total en tant qu'axe ô, est réalisée au moyen d'un convertisseur de triphasé en biphasé 6 sur la base d'une valeur de courant triphasé, une position de rotor, et l'angle de puissance na. Ensuite, une valeur de commande de tension TM VTM* et une valeur de commande de tension d'axe y V* sont calculées de sorte que la valeur de commande de courant d'axe ô qui est calculée à partir du générateur de commande de courant 7 et le courant d'axe ô qui s'écoule au niveau de l'axe ô et le courant d'axe y soient égaux à zéro. En outre, les valeurs de commande de tension Vy*, V* sont converties en valeurs de commande de tension triphasée Vu*, VV*, V,* sur la base de la position du rotor et de l'angle de puissance fia mentionnés, au moyen d'un convertisseur de biphasé en triphasé. Dans le dispositif de contrôle du moteur électrique qui exécute le contrôle de flux total du moteur électrique de la manière mentionnée, les équations de tension au niveau des axes y/ô mentionnés ci-dessus seront exprimées comme suit: V y = (A) et a s i n a (13) V b= R i b+( et a c o s a (14) où le courant d'axe ô est i b, R est une phase de résistance, et a est une différence de phase du dispositif de détection de position de rotation par rapport à la position de référence du rotor. Sur les axes de référence du flux total mentionnés, lorsqu'un angle formé par le flux total a)a et un axe d est utilisé en tant qu'un angle de puissance fia, fia sera exprimé comme suit: Equation 1 1/a = tan-' où La est une inductance d'axe q. Lorsque le courant d'axe ô i5 est égal à zéro, les tensions d'axe y et ô et l'angle de puissance rla seront exprimés comme suit: Equation 2 V27 =coq) sina=wçpfsma (16) Vs = we a cos a = wçp f cos a (17) na = 0 (18) Du fait que fia devient égal à zéro et que les axes ô sont en conformité avec les axes d, q, la valeur de commande de tension d'axe y est prise en tant que valeur de commande de tension d'axe d, et la valeur de commande de tension d'axe ô est prise en tant que valeur de commande de tension d'axe q. Ainsi, le même effet peut être obtenu en utilisant le procédé représenté dans le premier mode de réalisation précédent de sorte qu'une valeur de commande de tension d'axe y peut être égale à zéro. En outre, un opérateur intégral proportionnel est utilisé afin de calculer le décalage d'origine selon les premier et deuxième modes de réalisation, le même effet peut être obtenu également avec l'utilisation d'un opérateur proportionnel ou d'un opérateur intégral Lgis (15) Y, proportionnel différentiel. En outre, bien qu'un exemple de moteur électrique de type champ à enroulement soit utilisé, le même effet peut être obtenu également dans le cas d'un moteur électrique de type champ à aimant permanent. Bien que les modes de réalisation actuellement préférés de la présente invention aient été présentés et décrits, il doit être entendu que ces descriptions ont un but illustratif et que divers changements et modifications peuvent être réalisés sans s'éloigner de la portée de l'invention telle qu'elle est présentée dans les revendications jointes. REVENDICATIONS 1. Procédé de calcul de décalage d'origine d'un dispositif de détection de position de rotation (3) d'un moteur électrique (1) utilisé dans un dispositif de contrôle (2) de moteur électrique, caractérisé en ce qu'il comprend: un détecteur de courant (5) qui détecte un courant triphasé d'un moteur synchrone triphasé ; un dispositif de détection de position de rotation (3) qui détecte une position de rotation dudit 10 moteur synchrone triphasé (1) ; un convertisseur de triphasé en biphasé (6) qui réalise une transformation de coordonnées dudit courant triphasé en une composante de flux magnétique et en une composante orthogonale orthogonale à ladite composante de flux magnétique sur la base de ladite position de rotation; un générateur de commande de courant (7) qui divise une valeur de commande de courant, qui est fournie à partir de l'extérieur, en une valeur de commande de courant de ladite composante de flux magnétique et en une valeur de commande de courant de ladite composante orthogonale; un opérateur de contrôle de courant (8) qui gère des valeurs de commande de tension de mentionnée de sorte qu'une valeur de composante de flux magnétique et une de ladite composante orthogonale valeurs de commande de chaque dite générateur de commande de courant (7) chaque composante courant de ladite valeur de courant sont égales aux composante dudit respectivement; un convertisseur de biphasé en triphasé (9) qui réalise la transformation de coordonnées d'une valeur de commande de tension de chaque dite composante en une valeur de commande de tension triphasée; et un onduleur (10) qui produit une tension destinée à être appliquée audit moteur synchrone triphasé (1) sur la base d'une sortie provenant dudit convertisseur de biphasé en triphasé (9) ; le procédé de calcul de décalage d'origine d'un 10 dispositif de détection de position de rotation (3) d'un moteur électrique (1) comprenant: un premier processus consistant à rendre de force une valeur de commande de courant de chaque dite composante égale à zéro; un deuxième processus consistant à contrôler le décalage pour réaliser l'addition sur une sortie provenant dudit dispositif de détection de position de rotation (3) de sorte que ladite valeur de commande de tension de la composante de flux magnétique est égale à zéro en multipliant un écart entre ladite valeur de commande de tension de la composante de flux magnétique et zéro par un gain intégral proportionnel prédéterminé lorsque ladite valeur de commande de courant devient égale à zéro; un troisième processus consistant à utiliser ledit décalage lorsque ladite valeur de commande de tension de la composante de flux magnétique devient égale à zéro en tant que différence de phase entre ladite position de référence de rotor et une origine dudit dispositif de détection de position de rotation (3), et à mémoriser cette différence de phase en tant que décalage d'origine; et un quatrième processus consistant à ajouter ledit décalage d'origine à une sortie provenant dudit 5 dispositif de détection de position de rotation (3). 2. Procédé de calcul de décalage d'origine d'un dispositif de détection de position de rotation (3) d'un moteur électrique (1) selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un cinquième processus consistant à obtenir une valeur initiale de quantité de compensation de phase à partir d'une valeur de commande de tension d'une composante orthogonale audit flux magnétique; et un sixième processus consistant à ajouter ladite valeur initiale de quantité de compensation de phase à une sortie provenant dudit dispositif de détection de position de rotation (3). 3. Procédé de calcul de décalage d'origine d'un dispositif de détection de position de rotation (3) d'un moteur électrique (1), caractérisé en ce qu'il comprend: un processus consistant à exécuter plusieurs fois le procédé de calcul d'un décalage d'origine d'un dispositif de détection de position de rotation (3) selon la revendication 1; un processus consistant à réaliser la moyenne des quantités de compensation de phase ayant été obtenues plusieurs fois pour obtenir une valeur moyenne de décalage d'origine; et un processus consistant à mémoriser ladite valeur moyenne de décalage d'origine. 4. Procédé de calcul de décalage d'origine d'un dispositif de détection de position de rotation (3) d'un moteur électrique (1) selon la revendication 3, caractérisé en ce qu'après un processus consistant à rendre de force une valeur de commande de courant de chaque dite composante égale à zéro, il est confirmé qu'une valeur de courant de chaque dite composante n'est pas supérieure à un niveau prédéterminé ayant été déterminé préliminairement, et après cela un processus consistant à contrôler le décalage pour réaliser une addition sur une sortie provenant dudit dispositif de détection de position de rotation (3) est effectué de sorte que ladite valeur de commande de tension de la composante de flux magnétique est égale à zéro en multipliant un écart entre ladite valeur de commande de tension de la composante de flux magnétique et zéro par un gain intégral proportionnel prédéterminé. 5. Procédé de calcul de décalage d'origine d'un dispositif de détection de position de rotation (3) d'un moteur électrique (1) selon la revendication 3, caractérisé en ce qu'après un processus consistant à rendre de force une valeur de commande de courant de chaque dite composante égale à zéro, il est confirmé que ladite valeur de commande de tension de la composante de flux magnétique reste à l'intérieur d'une plage prédéterminée ayant été déterminée préliminairement, et après cela un processus consistant à contrôler le décalage pour réaliser une addition sur une sortie provenant dudit dispositif de détection de position de rotation (3) est effectué de sorte que ladite valeur de commande de tension de la composante de flux magnétique est égale à zéro en multipliant un écart entre ladite valeur de commande de tension de la composante de flux magnétique et zéro par un gain intégral proportionnel prédéterminé. 6. Procédé de calcul de décalage d'origine d'un dispositif de détection de position de rotation (3) d'un moteur électrique (1) selon la revendication 4, caractérisé en ce que lorsqu'une valeur de courant ou une valeur de commande de tension de ladite composante n'est pas comprise dans ladite plage prédéterminée, le traitement de calcul d'une quantité de compensation de phase est exécuté à nouveau. 7. Procédé de calcul de décalage d'origine d'un dispositif de détection de position de rotation (3) d'un moteur électrique (1) selon la revendication 6, caractérisé en ce que lorsque ledit calcul de décalage d'origine destiné à être exécuté à nouveau est effectué pas moins d'un nombre de fois prédéterminé, un processus consistant à transmettre un avertissement ou un signal d'alarme est réalisé. 8. Procédé de calcul de décalage d'origine d'un dispositif de détection de position de rotation (3) d'un moteur électrique (1) selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit procédé de calcul de décalage d'origine qui est commencé avec le processus consistant à rendre de force une valeur de commande de courant de chaque dite composante égale à zéro, est commencé sur la base d'un signal de commande de compensation de phase transmis à partir de l'extérieur. 9. Dispositif de contrôle de moteur, caractérisé en ce qu'il comprend: un détecteur de courant (5) qui détecte un courant 10 triphasé d'un moteur synchrone triphasé (1) ; un dispositif de détection de position de rotation (3) qui détecte une position de rotation dudit moteur synchrone triphasé (1) ; un convertisseur de triphasé en biphasé (6) qui réalise la transformation de coordonnées dudit courant triphasé en une composante de flux magnétique et une composante orthogonale orthogonale à ladite composante de flux magnétique sur la base de ladite position de rotation; un générateur de commande de courant (7) qui divise une valeur de commande de courant, qui est fournie à partir de l'extérieur, en une valeur de commande de courant de ladite composante de flux magnétique et en une valeur de commande de courant de ladite composante orthogonale; un opérateur de contrôle de courant (8) qui gère des valeurs de commande de tension de chaque dite composante de sorte que des valeurs de courant de chaque dite composante sont égales aux valeurs de commande de chaque dite composante dudit générateur de commande de courant (7) respectivement; un convertisseur de biphasé en triphasé (9) qui réalise la transformation de coordonnées d'une valeur de commande de tension de chaque dite composante en une valeur de commande de tension triphasée; un onduleur (10) qui produit une tension destinée à être appliquée au dit moteur synchrone triphasé (1) sur la base d'une sortie provenant dudit convertisseur de biphasé en triphasé (9) ; un circuit d'entrée de zéro qui rend de force une valeur de commande de courant de chaque dite composante d'un système de coordonnées de contrôle égale à zéro dans ledit état de contrôle; un opérateur de quantité de compensation de phase intégrale proportionnelle (13) qui contrôle le décalage pour réaliser une addition sur une sortie provenant dudit dispositif de détection de position de rotation (3) de sorte que ladite valeur de commande de tension de la composante de flux magnétique est égale à zéro en multipliant un écart entre ladite valeur de commande de tension de la composante de flux magnétique et zéro par un gain intégral proportionnel prédéterminé lorsque ladite valeur de commande de courant devient égale à zéro; un circuit de mémoire qui utilise ledit décalage lorsque ladite valeur de commande de tension de la composante de flux magnétique devient égale à zéro en tant que différence de phase entre ladite position de référence du rotor et une origine dudit dispositif de détection de position de rotation (3), et mémorise cette différence de phase en tant que décalage d'origine; et un circuit de compensation qui ajoute ledit décalage d'origine à une sortie provenant dudit dispositif de détection de position de rotation (3). 10. Dispositif de contrôle de moteur selon la revendication 9, caractérisé en ce qu'il comprend en outre: un opérateur de valeur de commande de flux total (17) qui gère une valeur de commande de tension d'armature provenant d'une tension continue d'alimentation électrique d'entraînement, et produit une valeur de commande de flux total pour obtenir cette tension d'armature; un opérateur d'angle de puissance (18) qui gère un angle de puissance (na) sur la base de ladite valeur de commande de flux total et une valeur de commande de courant d'une composante (ô) orthogonale à ladite composante de flux magnétique; et un opérateur de commande de courant de champ (19) qui contrôle un courant d'enroulement de champ dudit moteur synchrone triphasé (1) sur la base de ladite valeur de commande de flux total et dudit angle de puissance.