Brevet FR2885467A1 — publié le 20061110

DISPOSITIF DE RECEPTION NUMERIQUE BASE SUR UN COMPARATEUR EN ENTREE La présente invention résulte d'une collaboration de la société demanderesse avec l'Institut Supérieur d'Electronique et du Numérique (ISEN) de Toulon. L'invention concerne de manière générale le traitement des signaux numériques et notamment les techniques de décodage de tels signaux. L'invention concerne plus particulièrement un dispositif de traitement numérique, disposé en entrée d'une chaîne de réception radio-fréquences et notamment adapté à un système de transmission utilisant un étalement de spectre à séquence directe, classiquement mis en oeuvre en modulation de phase de type BPSK (pour Binary Phase Shift Keying ). Dans un système de transmission d'un signal numérique utilisant un étalement de spectre à séquence directe, les bits "0" et "1" sont codés par des symboles respectifs envoyés par l'émetteur et décodés, au niveau du récepteur, par un filtre à réponse finie. Dans le cas où les bits sont codés en utilisant un code d'étalement de longueur N, les symboles codant les bits "0" et "1" se présentent chacun sous la forme d'une série de N éléments de symbole distribués sur l'un ou l'autre de deux niveaux différents et délivrés à une fréquence fixe prédéterminée F. Les N éléments de symbole codant le bit "1" sont anticorrélés aux N éléments de symbole correspondants codant le bit "O", c'est-à-dire que les éléments de symbole de même rang dans l'un et l'autre de ces deux symboles ont des valeurs opposées. Par exemple, dans la mesure où un élément de symbole du symbole codant le bit "1" est au niveau 1, l'élément de symbole correspondant du symbole codant le bit "0" est au niveau -1. De même, dans la mesure où un élément de symbole du symbole codant le bit "1" est au niveau -1, l'élément de symbole correspondant du symbole codant le bit "0" est au niveau 1. Le développement des communications numériques radio-fréquence (RF) , avec l'essor notamment de la téléphonie mobile, demande l'utilisation de chaînes de réception RF multi-standards et très basse consommation. Pour atteindre ces objectifs, on cherche à réduire au minimum la circuiterie RF et analogique difficilement programmable en amenant le convertisseur analogique-numérique (CAN) le plus près possible de l'antenne de réception. On parle alors de chaîne de réception tout numérique . Une telle solution a cependant pour effet d'augmenter de manière déraisonnable la fréquence de travail du CAN. En effet, vu la fréquence des signaux considérés dans le cadre de communications radio-fréquence et compte-tenu du critère de Shannon-Nyquist (fréquence d'échantillonnage égale à au moins deux fois la fréquence maximale du signal à échantillonner), une telle opération nécessiterait d'avoir recours à un CAN dont la fréquence de travail serait de l'ordre de plusieurs gigahertz, ce qui est irréalisable à l'heure actuelle. De ce fait, il est donc classiquement inconcevable de traiter le signal numériquement dès réception. Ce problème peut néanmoins être résolu en sous-échantillonnant le signal numérique d'entrée. Cette technique, connue sous l'appellation de sous- échantillonnage, est basée sur le principe du recouvrement de spectre et consiste à échantillonner le signal reçu, non pas sur la base du théorème de Shannon, mais à une fréquence supérieure à deux fois la largeur de bande du signal. Ceci n'est valable que si le signal considéré est à bande étroite, c'est-à- dire si le rapport largeur de bande sur fréquence porteuse est nettement plus petit que un. Or, les signaux considérés dans le cadre de communications RF peuvent être considérés comme tel. En effet, leur fréquence porteuse est typiquement de l'ordre de 2,45 GHz pour une largeur de bande de quelques MHz. Dans ce contexte de signaux à bande étroite dans lequel se situe l'invention, il devient possible, selon la théorie du sous-échantillonnage, d'échantillonner les signaux à une cadence très inférieure à celle suggérée par le théorème de Shannon et, plus précisément comme expliqué ci-dessus, à une fréquence d'échantillonnage qui ne dépend que de la largeur de bande. Pour illustrer ce qui précède, la figure 1 montre schématiquement une chaîne de réception et de traitement du signal, où le signal est capté par une antenne 10, puis amplifié par un circuit 20 intitulé LNA (pour Low Noise Amplifier ) avant d'être soumis au bloc de traitement numérique des signaux 30, intitulé DSP (pour Digital Signal Processing ), qui correspond plus précisément à l'objet de la présente demande. La sortie du bloc DSP pourra classiquement être traitée par une unité processeur 40, intitulé CPU (pour Central Processing Unit ). La figure 2 représente de manière schématique les différents blocs fonctionnels intervenant dans la solution numérique classique du bloc DSP de la figure 1, mettant en ouvre le sous-échantillonnage. Le bloc DSP comprend un convertisseur analogique- numérique 31. Le signal étant à bande étroite, la fréquence d'échantillonnage Fe n'est pas choisie en fonction du critère de Shannon-Nyquist, mais selon la théorie du sous-échantillonnage. Ainsi, Fe est déterminée indépendamment de la fréquence porteuse de la modulation. Elle est en fait prise égale à au moins deux fois la largeur de bande du message binaire après étalement du spectre. Par exemple, pour une largeur de bande de 2B, la fréquence d'échantillonnage doit vérifier Fe 4B. Par ailleurs, le convertisseur analogique-numérique utilise classiquement une représentation binaire des échantillons sur M bits, traduisant linéairement en 2M codes numériques les valeurs analogiques échantillonnés comprises entre deux instants du signal. Le CAN est suivi d'un étage 32 d'estimation de la nouvelle fréquence porteuse fp, désignant la nouvelle fréquence centrale du signal après sous-échantillonnage, et de la phase 4 correspondant à la phase de la porteuse. L'étage d'estimation permettra également de déterminer le nombre d'échantillons minimal N nécessaire pour décrire un temps bit (Tb), c'est-à-dire le temps d'un transmission d'un bit du message étalé, qui dépend notamment de la longueur du code d'étalement utilisé. Selon la théorie du sous-échantillonnage, la fréquence porteuse du signal est modifiée et prend pour nouvelle valeur: fp=fm kFe 2 où fm représente la fréquence porteuse initiale et où k désigne un paramètre du souséchantillonnage vérifiant. k(fm B 2B La phase du signal après sous-échantillonnage est estimée en ayant recours à un estimateur de phase. Le signal présent à la sortie de l'étage d'estimation va être filtré par un filtre de type passe-bande 33, afin de ne retenir que le motif de base du signal sous-échantillonné. En effet, le spectre du signal souséchantillonné se composant d'une multiplicité de motifs spectraux représentatifs du message, il est nécessaire d'effectuer un filtrage passe-bande afin de ne conserver qu'un seul motif spectral. Les caractéristiques de ce filtre passe bande sont alors les suivantes: Fréquence centrale:fp Largeur de bande:4B Il peut s'agir indifféremment d'un filtre à réponse impulsionnelle infinie ou finie (RII, RIF). Par la suite, le signal est ramené en bande de base par des moyens de démodulation 34. Le message sous-échantillonné étant véhiculé à la nouvelle fréquence porteuse fp, cette étape de démodulation consiste en une simple multiplication avec une sinusoïde de fréquence fp et de phase c, ces deux grandeurs caractéristiques provenant de l'étage d'estimation. Un étage 35 de filtrage passe-bas en sortie de l'étage de démodulation permet de supprimer la distorsion harmonique due à la redondance du spectre lors de la démodulation du signal. En effet, l'opération de démodulation fait apparaître le motif spectral du signal en bande de base mais aussi à deux fois la fréquence de démodulation, c'est-à-dire autour de la fréquence 2fp. Un étage 36 de filtre adapté correspondant au code du signal utile permet de réaliser la récupération de la synchronisation du signal à décoder par rapport à l'information utile. Plus précisément, il s'agit d'un filtre à réponse impulsionnelle finie, caractérisé par les coefficients impulsionnelle. Sa structure, d'un registre à de sa réponse décrite à la figure 3, est celle décalage REG recevant chaque échantillon du signal d'entrée IN. Le registre à décalage comprend N bascules dans le cas de symboles à 30 N éléments de symbole, qui coopèrent avec un circuit combinatoire COMB, conçu de façon connue de l'homme du métier et faisant intervenir la suite de coefficients ai de manière que le signal de sortie OUT produit par le filtre présente une amplitude dépendant directement du niveau de corrélation constaté entre la séquence des N derniers échantillons capturés par ce filtre et la série des N éléments de symbole de l'un des deux symboles, par exemple la série des N éléments du symbole codant un bit "1" du signal numérique. Le filtrage adapté consiste donc à faire correspondre la suite de coefficients ai à la réplique exacte du code d'étalement choisi, pour corréler les niveaux des éléments de symbole qu'il reçoit successivement sur son entrée, aux niveaux que présentent les éléments de symbole successifs de l'un des deux symboles codant les bits 0 et i , par exemple les éléments de symbole du symbole codant le bit "1". Le signal de sortie du filtre à réponse impulsionnelle finie 36 peut alors être délivré à un comparateur, non représenté, propre à comparer l'amplitude de ce signal de sortie à une valeur de seuil inférieur et à une valeur de seuil supérieur pour générer une information binaire. Le comparateur est donc prévu pour délivrer, en tant que signal numérique de sortie, représentatif d'un symbole décodé du signal d'entrée, un premier bit, par exemple "1" lorsque l'amplitude du signal de sortie du filtre 36 est supérieure à la valeur de seuil supérieur, et un deuxième bit, par exemple "0", lorsque l'amplitude du signal de sortie du filtre supplémentaire est inférieure à la valeur de seuil inférieur. Cependant, la chaîne de sous-échantillonnage classique telle qu'elle vient d'être décrite, sur laquelle repose le traitement numérique du signal dès sa réception, présente des disfonctionnements importants dès lors que la puissance du bruit dans le canal de transmission devient élevée. Cela se traduit par une dégradation du rapport signal à bruit après traitement, principalement lorsque le signal perturbateur, correspondant au bruit du canal de transmission, ne peut être considéré comme un signal à bande étroite. En effet, en raison du sous-échantillonnage, on observe classiquement le phénomène dit de recouvrement de spectre selon lequel toutes les fréquences supérieures à la moitié de la fréquence d'échantillonnage se trouvent repliées sur la bande de base, provoquant une augmentation inacceptable de la puissance du bruit dans le signal à traiter. Cela a comme conséquence un taux d'erreurs rédhibitoire en sortie du processus de décodage. Ce phénomène de dégradation du rapport signal à bruit du canal de transmission, amplifié par la technique employée de sous-échantillonnage, est la principale raison pour laquelle les solutions en réception basées sur des chaînes de réception tout numériques sont à l'heure actuelle écartées, malgré les avantages indéniables qu'elles pourraient procurer en termes de programmation et de consommation notamment. Pour tenter d'améliorer ce rapport signal à bruit dégradé après traitement, différentes solutions pourraient être envisagées, sans toutefois donner satisfaction. Notamment, on pourrait prévoir d'augmenter la puissance du signal à l'émission, ce qui implique cependant une augmentation conséquente de la puissance électrique consommée par le circuit. On pourrait encore envisager d'avoir recours à des codes d'étalement de spectre plus important mais ceci au détriment du débit qui se verrait de fait fortement réduit. Par ailleurs, un autre inconvénient de la chaîne de sous-échantillonnage de l'art antérieur est dû à l'utilisation du convertisseur analogiquenumérique. En effet, pour optimiser la conversion analogique-numérique du signal reçu, la chaîne de traitement fait appel à un CAN de résolution M bits, avec par exemple M=4, ce qui permet de remplacer la valeur exacte analogique de l'échantillon par la valeur approximative la plus proche possible extraite d'un ensemble fini de 2M valeurs discrètes. L'approximation obtenue est donc d'autant meilleure que la résolution du CAN est grande. L'intérêt est alors de limiter le bruit additif de quantification, traduisant l'écart entre la valeur de quantification affecté à l'échantillon et la valeur exacte. Or, la mise en oeuvre d'un CAN M bits conduit à l'utilisation, pour la suite du traitement et notamment pour le filtrage numérique passe-bande, de structures de filtres numériques et de multiplieurs numériques sur M bits également. Ainsi, l'utilisation d'un CAN M bits, dans un souci de limiter le bruit de quantification, se fait au détriment, d'une part de la puissance électrique consommée et, d'autre part, de la surface occupée par la chaîne de réception numérique lorsqu'elle est amenée à être implémentée dans un circuit. Dans ce contexte, l'invention a pour but de remédier à ces inconvénients en proposant un dispositif de réception tout numérique amélioré, basé sur une structure particulière de conversion analogique-numérique en entrée, permettant un gain sensible vis-à- vis de la surface d'implémentation et de la consommation, tout en préservant un rapport signal à bruit acceptable en entrée du processus de décodage. Avec cet objectif en vue, l'invention concerne un dispositif de traitement numérique d'un signal modulé, disposé en entrée d'une chaîne de réception radio- fréquences, notamment adapté à un système de transmission utilisant une modulation binaire en phase de la porteuse par un message binaire sur lequel a été pratiqué un étalement de spectre à séquence directe, ce dispositif comprenant des moyens de conversion analogique-numérique opérant un sous-échantillonnage du signal reçu induisant un recouvrement au moins partiel de la plage de fréquences du signal utile sous-échantillonné par la plage de fréquences d'un premier signal perturbateur correspondant au bruit du canal de transmission, des moyens de démodulation couplés en sortie des moyens de conversion analogique numérique pour ramener le signal utile sous-échantillonné en bande de base, un filtre passe-bas couplé en sortie des moyens de démodulation et un filtre adapté au code d'étalement utilisé, ledit dispositif étant caractérisé en ce que les moyens de conversion analogique-numérique comprennent un comparateur, propre a comparer l'amplitude du signal sous-échantillonné à une valeur de référence pour effectuer une quantification du signal sous-échantillonné sur un bit, ledit comparateur supplémentaire disposé entre le filtre passe-bas et le filtre adapté, ledit bloc de filtrage mettant en uvre un filtrage adapté stochastique multi-bruits permettant d'améliorer, en entrée du filtre adapté au code d'étalement, le rapport signal à bruit global, tenant compte du rapport signal à bruit du canal de transmission d'une part, et du rapport signal à bruit de quantification d'autre part. Selon un mode de réalisation, le bloc de filtrage supplémentaire comprend une pluralité Q de filtres de base à réponse finie montés en parallèle, dont chacun reçoit le signal sous-échantillonné fourni en sortie du filtre passe-bas, chaque filtre étant caractérisé par un ensemble de N coefficients, ce nombre N étant déterminé de manière à ce qu'il corresponde au nombre d'échantillons minimal pour décrire un bit du message étalé, les coefficients de chacun des Q filtres correspondant respectivement aux composantes des Q vecteurs propres associés à au moins les Q valeurs propres supérieures à 1 de la matrice B-1A, où A est la matrice de variance-covariance du signal utile et B est engendrant la création perturbateur et en ce d'un deuxième signal correspondant au bruit de quantification, qu'il comprend un bloc de filtrage la matrice de variance-covariance moyenne des matrices de variance-covariance des premier et deuxième signaux perturbateurs. Avantageusement, le bloc de filtrage supplémentaire comprend, pour chaque filtre de la pluralité Q de filtres à réponse finie, des moyens pour multiplier le signal obtenu en sortie dudit filtre, avec respectivement le coefficient central du vecteur résultant du produit entre la matrice B de variance- covariance et le vecteur propre définissant les coefficients dudit filtre, ledit bloc comprenant en outre des moyens de sommation des vecteurs résultant de toutes ces opérations, fournissant un signal correspondant au signal en sortie du filtre passe-bas remis en forme et présentant un rapport signal à bruit amélioré. Le dispositif selon l'invention comprend avantageusement un comparateur installé sur la sortie du bloc de filtrage supplémentaire, propre à comparer l'amplitude du signal de sortie fourni pas les moyens de sommation à une valeur de seuil et à délivrer un signal binaire en sortie du bloc de filtrage en fonction de ladite comparaison. De préférence, le comparateur présente une valeur 25 de seuil réglable. Avantageusement, le dispositif comprend, intercalé entre le convertisseur analogique numérique et les moyens de démodulation, un bloc d'estimation prévu pour estimer la fréquence centrale du signal après souséchantillonnage, le signal présent en sortie du bloc d'estimation étant filtré par un filtre passe-bande avant d'être appliqué aux moyens de démodulation, de sorte à ne retenir qu'un seul motif spectral parmi la pluralité de motifs spectraux représentatifs du signal après souséchantillonnage. Selon un mode de réalisation, le bloc d'estimation comprend des moyens pour déterminer le paramètre N définissant l'ordre des filtres de la pluralité Q de filtres à réponse finie du bloc de filtrage supplémentaire, et pour configurer le bloc de filtrage IO supplémentaire avec ledit paramètre N. De préférence, la fréquence d'échantillonnage correspond à au moins deux fois la largeur de bande du signal transmis. Selon un mode de réalisation, le filtre adapté au 15 code d'étalement est un filtre numérique à réponse impulsionnelle finie. D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante donnée à titre d'exemple illustratif et non limitatif et faite en référence aux figures annexées dans lesquelles: -la figure 1 illustre de manière schématique une chaîne de réception et de traitement du signal et a déjà été décrite; -la figure 2 illustre de manière schématique les différents blocs fonctionnels intervenant dans la solution numérique classique du bloc DSP de la figure 1 et a déjà été décrite; -la figure 3 illustre de façon schématique la 30 structure d'un filtre à réponse finie adapté au code d'étalement utilisé, mis en oeuvre dans le bloc DSP et a déjà été décrite; -la figure 4 illustre de façon schématique la conception du bloc DSP selon la présente invention avec un comparateur en entrée; -la figure 5 illustre un mode de réalisation de la fonction de filtrage supplémentaire proposée par la présente invention en sortie de l'étage de démodulation (y compris le filtre passe-bas) du bloc DSP. L'invention concerne donc un dispositif de réception adapté à un système de transmission utilisant un étalement de spectre à séquence directe et du type comprenant un dispositif de traitement numérique (DSP) pour numériser et traiter le signal reçu dès réception par sous- échantillonnage. Ce dispositif est conçu pour recevoir et décoder un signal numérique d'entrée E composé de bits dont chacun, en fonction de sa valeur "1" ou "0", est représenté par l'un ou l'autre de deux symboles où chaque symbole est constitué d'une série de N éléments de symbole, distribués sur l'un ou l'autre de deux niveaux différents. Ces symboles peuvent par exemple répondre à un code de Barker. Ces éléments de symbole sont délivrés à une fréquence fixe prédéterminée F correspondant à une période déterminée T = 1/F, et les N éléments de symboles du symbole codant le bit "1" sont anticorrélés aux N éléments de symboles correspondants du symbole codant le bit "0". Pour pouvoir conserver les intérêts d'utilisation d'un dispositif de traitement numérique dont la structure a été décrite plus haut en référence aux figure 1 et 2, tout en diminuant la puissance électrique consommée et la surface d'utilisation du circuit complet, le principe de l'invention est de remplacer le CAN M bits de la solution classique par une structure de type comparateur. Ainsi, comme l'indique la figure 4, le bloc DSP selon l'invention comprend un comparateur 38 comme bloc d'entrée, suivi de la chaîne de traitement classique jusqu'au bloc de démodulation (filtrage passe-bas inclus). Le comparateur 38 est cadencé à une fréquence de sous- échantillonnage et est apte à comparer l'amplitude du signal E reçu en entrée de la chaîne de traitement numérique à une valeur de référence REF, correspondant à la valeur moyenne de l'état haut et de l'état bas du signal d'intérêt. Par exemple, lorsqu'un code de type NRZ (Non Retour à Zéro) est utilisé pour le codage, la valeur de référence sera prise égale à zéro, les états haut et bas du signal étant respectivement 1 et -1. De cette manière, le comparateur 38 en entrée est équivalent à un convertisseur analogique-numérique mettant en oeuvre un souséchantillonnage du signal reçu et effectuant un codage sur 1 bit des échantillons. Le nombre de valeurs numériques possibles pour chaque valeur discrète du signal étant alors égal à deux, le signal ainsi quantifié sera fortement éloigné de l'original. Cette erreur de quantification, liée à l'utilisation du comparateur 38 en entrée, engendre en conséquence la création d'une perturbation supplémentaire à celle liée au bruit du canal de transmission, se traduisant par un bruit de quantification important détériorant le signal utile. L'effet de ce bruit de quantification relativement au signal original constitue le rapport signal sur bruit de quantification. La solution retenue basée sur le comparateur en entrée en lieu et place du convertisseur analogique numérique M bits, a donc pour effet de rajouter, en plus du bruit du canal de transmission, un bruit de quantification qui est propre au signal. Aussi, compte-tenu des différents bruits de la chaîne de traitement numérique selon l'invention, il convient d'augmenter la robustesse de celle-ci face à ces différents bruits. L'invention se propose donc d'ajouter à la structure du bloc DSP, un étage de filtrage supplémentaire prévu pour être adapté au signal et désadapté aux bruits multiples de la chaîne constitués par le bruit du canal de transmission d'une part, et par le bruit de quantification d'autre part. Un tel filtre optimal 37, est plus précisément prévu pour se positionner entre le filtre passe-bas 35 et le filtre adapté 36. Le paramètre N, nécessaire à la configuration du filtre optimal 37, est estimé dans le bloc d'estimation 32 et désigne le nombre d'échantillons minimal pour décrire un temps bit, soit le nombre d'échantillons pris sur une période correspondant au code d'étalement. Compte tenu de la fréquence de sous-échantillonnage (Fe) retenue et du temps bit défini (Tb) en émission, cette donnée est facilement accessible: Tb N= +1 Fe Cette donnée est donc utilisée pour configurer le bloc de filtrage 37. L'ajout dans le bloc DSP selon l'invention de cette étage 37 de filtrage supplémentaire disposé après le bloc de démodulation (filtrage passe-bas inclus) et en amont du filtre adapté, a pour rôle de contrer l'augmentation de la puissance du bruit provoquée par le recouvrement de spectre dû au sous-échantillonnage. Par ailleurs, le recours à un comparateur en lieu et place d'un CAN, génère une forte dégradation du signal utile par introduction d'un important bruit de quantification. L'étage 37 de filtrage supplémentaire a donc également pour rôle de contrer l'augmentation de la puissance du bruit de quantification provoquée par l'emploi du comparateur 38. La finalité de l'utilisation de ce filtre 37 est ainsi une amélioration du rapport signal à bruit après traitement dans la chaîne de réception numérique, en s'adaptant au signal utile tout en se désadaptant aux différents bruits. Pour ce faire, comme il va être expliqué ci-après en détail, le bloc 37 est basé sur une technique de filtrage appelée filtrage adapté stochastique multi-bruits. Une telle technique de filtrage permet de définir un banc de Q filtres numériques FLT1 à FLTQ, comme illustrés en figure 5, montés en parallèle. Concernant le principe d'un filtre adapté stochastique, si on considère s(t) et b(t) deux signaux aléatoires centrés, c'est-à-dire d'espérance mathématique nulle, et si on suppose que s(t) est le signal jugé d'intérêt, et b(t) le signal perturbateur avec un rapport signal à bruit défini comme étant le rapport de la puissance de s(t) par la puissance de b(t), le filtrage adapté stochastique consiste en un ensemble de plusieurs filtres, où chaque filtre, lorsqu'il est appliqué au mélange additif s (t) +b (t) , améliore le rapport signal à bruit du mélange. Le nombre de filtres présents dans le banc est étroitement lié à la puissance cumulée des différents signaux perturbateurs (bruits du canal de transmission et de quantification) et leur ordre est donné par N (valeur estimée dans le bloc d'estimation 32 comme expliqué plus haut). Dans la pratique, les filtres FLT1 à FLTQ d'ordre N sont des filtres à réponse impulsionnelle finie et leur structure est similaire à celle déjà décrite en référence à la figure 3. Chacun de ces filtres, à savoir les filtres FLT1 à FLTQ, reçoit parallèlement aux autres le signal S à décoder tel qu'il est fourni en sortie du filtre passe bas 35. Il convient alors de configurer judicieusement le bloc de filtrage optimal 37 en choisissant tout d'abord les coefficients respectifs de chacun des filtres à réponse impulsionnelle finie FLT1 à FLTQ, d'une manière qui permette d'améliorer le rapport signal à bruit global (bruits du canal de transmission et de quantification) en amont du filtre adapté 36 dans la chaîne de réception. Pour ce faire, selon les principes du filtrage adapté stochastique, les coefficients de ces filtres vont être déterminés en se basant sur une exploitation des paramètres statistiques représentatifs du signal, d'une part et des différents bruits, d'autre part. Dans la pratique, les coefficients de chaque filtre correspondent en effet respectivement aux composantes de certains vecteurs propres, notés fi à fQ, de la matrice B-1A, où B est la matrice de variance-covariance moyenne des différents bruits présents après démodulation et A la matrice de variance-covariance du signal utile. La matrice B est donc obtenue en faisant la moyenne arithmétique entre la matrice de covariance du bruit lié au canal de transmission et celle liée au bruit de quantification. On note S*fl à S*fQ les signaux résultant des filtrages par les filtres FLT1 à FLTQ. Le signal reçu peut en effet être représenté par un vecteur aléatoire dont les composantes correspondent concrètement aux échantillons du signal échantillonné. Soit X est un tel vecteur aléatoire à réalisations dénombrables notées Xk. On adopte les notations xi X2 suivantes. r 1 X k k X2 0 xk= 0 X nk J J De ce point de vue, la composante xi est un nombre aléatoire et la composante xik est une réalisation de xi avec la probabilité pk. Les coefficients xi Xn correspondent ainsi aux échantillons du signal échantillonné. On définit l'espérance mathématique de xi, que l'on note E{xi}, de la façon suivante: 00 k Exi ôpkxi Cette définition permet alors d'introduire l'espérance mathématique d'un tel vecteur aléatoire: E{X} = E{xl} E{x2} o o E{xn} Par définition, on rappelle que la matrice de variance covariance du vecteur aléatoire X, notée G, 20 est définie par: G = E{XXT} ; avec XXT définissant le produit tensoriel du vecteur X par le vecteur X, Ce qui se note encore: E { x1X1} E { xix2} E { X1x3} o o o E { xlxn} E { x2X1} E { x2x2} E { X2x3} o o o E { x2xn} G = E{X3X1} E{x3X2} E{x1X3} o o o E{x3xn} o o o o o o o o E{x x1} E{xnx2} E{xnx3} o o o E{xnxn} Lorsque les coefficients xi correspondent, comme c'est le cas ici, aux échantillons d'un signal aléatoire stationnaire, c'est-à-dire que E{xixj} ne dépend que de (j-i), alors il est possible de construire la matrice de variance covariance seulement à partir du jeu de coefficients E{x1x1}, E{xlx2}, E{x1x3}, . . ., E{xlxn}. Ces coefficients correspondent, dans ce cas aux valeurs prises par la fonction d'autocorrélation du signal observé. Dans la pratique, le calcul des coefficients des matrices A, et respectivement B, peut se faire à partir des valeurs prises par la fonction d'autocorrélation du signal utile, et respectivement du bruit du canal de transmission et du bruit de quantification. En effet, le fait d'étaler le message d'origine à transmettre va lui procurer certaines propriétés statistiques. Notamment, on se rend compte que sa fonction d'autocorrélation correspond à la fonction d'autocorrélation déterministe du code d'étalement utilisé. Avantageusement, la fonction d'autocorrélation correspondant au signal utile sera toujours identique pour un code d'étalement donné, indépendamment du message à transmettre. Ainsi, lorsqu'on étale le message à transmettre toujours avec le même code, la fonction d'autocorrélation associé au signal reste figée, la statistique du signal étant en fait davantage lié au code d'étalement utilisé qu'au signal lui- même. A partir de la fonction d'autocorrélation pour le signal utile, la matrice A variance covariance peut donc être calculée. Par ailleurs, on suppose également que le bruit du canal de transmission est stationnaire, c'est-à-dire que ses caractéristiques statistiques ne vont pas varier au cours du temps. En fait, le bruit du canal de transmission peut être caractérisé en terme de fréquences, par la bande passante du filtre passe-bas 34, dont on connaît la fréquence de coupure. Ainsi, la fonction d'autocorrélation associée au bruit du canal de transmission, qui est déterminée de façon connue à partir de la densité spectrale du bruit du canal de transmission en sortie du filtre passe bas 34, reste invariante. On obtient donc un modèle invariant pour la fonction d'autocorrélation du bruit du canal de transmission. Compte tenu de la densité spectrale du bruit de quantification, qui est une constante, on calcule de la même manière la fonction d'autocorrélation propre au bruit de quantification. A partir des deux fonctions d'autocorrélation ainsi calculées propres au bruit du canal de transmission et propre au bruit de quantification, on obtient deux matrices de variance-covariance dont la moyenne arithmétique des deux fournit la matrice B de variance-covariance moyenne des différents bruits présents. Les dimensions des matrices A et de B sont égales à N, correspondant au nombre d'échantillons nécessaires pour décrire un temps bit. On peut alors calculer les valeurs et vecteurs propres de la matrice B-'A. En fait, les coefficients respectifs des filtres FLT1 à FLTQ d'ordre N correspondent aux composantes des Q vecteurs propres associés au moins aux Q valeurs propres supérieures à 1 de la matrice B-1A. Mathématiquement, les coefficients des filtres sont les coefficients génériques des vecteurs propres fn définis par le problème aux valeurs propres suivant: Afn = ?,nBfn, où A représente la matrice de variance covariance du signal utile, et B la matrice de covariance moyenne des différents bruits présents. Seuls les vecteurs propres fn associés aux valeurs propres a.n supérieures à 1 sont retenus. Il s'ensuit donc que si Q valeurs propres sont supérieures à 1, le banc de filtres du bloc de filtrage adapté stochastique multi-bruits sera constitué de Q filtres. En effet, tous les vecteurs propres de la matrice B-1A associés à des valeurs propres supérieures à 1 sont représentatifs du signal et tous les vecteurs propres de la matrice B-1A associés à des valeurs propres inférieures à 1 sont représentatifs des différents bruits présents. Autrement dit, seuls les vecteurs propres de la matrice B-1A associés à des valeurs propres supérieures à 1 améliorent le rapport signal à bruit global. A chaque instant, le signal S à la sortie du filtre passe-bas est donc filtré par les Q filtres FLT1 à FLTQ disposés en parallèle, dont les coefficients correspondent aux composantes des vecteurs propres f1 à fQ de dimension N, associés respectivement aux Q valeurs propres supérieures à 1 de la matrice B-1A. Les coefficients S*fn, avec n compris entre 1 et Q, représentent alors le signal S filtré par les filtres FLT1 à FLTQ. A ce stade, le rapport signal à bruit global est amélioré, mais le traitement effectué a fortement déformé le signal d'origine. Il peut être alors nécessaire de reconstruire le signal à partir des signaux S*fn avec n compris entre 1 et Q. Pour ce faire, en sortie de chaque filtre FLT1 à FLTQ, des moyens de multiplication M1 à MQ permettent au signal obtenu d'être multiplié par le coefficient central yn du vecteur Yn, obtenu par le produit entre la matrice B de variance-covariance des différents bruits présents et le vecteur fn associé précédemment défini Yn = Bfn, cette relation devant s'entendre comme le produit de la matrice B par le vecteur fn, avec n compris entre 1 et Q. Il est à noter qu'il y aura donc autant de vecteurs Yn que de filtres FLTQ. Chacun des coefficients S*fn est donc multiplié au coefficient central yn du vecteur Yn, avec n compris entre 1 et Q. Des moyens de sommation P1 à PQ_1 sont alors prévus pour sommer les vecteurs résultant de toutes ces opérations, de façon à obtenir en sortie un vecteur S de longueur N, formellement: Q S =- ES *fer, n=1 Le signal:S'Y' est donc un signal remis en forme présentant un rapport signal à bruit plus favorable que le signal S en entrée du dispositif, les filtres FLT1 à FLTQ étant optimaux au sens du rapport signal à bruit. Ce signal est alors fourni en entrée d'un comparateur COMP pour être comparé à une valeur de seuil VO, permettant ainsi de récupérer un signal binaire Sb en sortie du bloc de filtrage adapté stochastique. Le traitement se poursuit alors de manière classique avec le filtre adapté 35. Avantageusement, par le biais du bloc de filtrage adapté, nous présentons à l'entrée du filtre adapté 36 un signal possédant une bien meilleure qualité, en terme de rapport signal à bruit, ce qui conduira à une sélection de la synchronisation du signal utile beaucoup plus facile dans le filtre adapté 36. Un exemple de traitement d'information par sous-échantillonnage et utilisation d'un comparateur en entrée de la chaîne de réception est présenté ci-après. Dans cet exemple, le signal à encoder et à transmettre possède une largeur de bande passante B = 2 MHz. Celui- ci sera encodé par un code Barker de longueur 11 et modulé par une fréquence porteuse de 2,45 GHz. le signal encodé et modulé est transmis dans le canal de transmission, puis réceptionné par une antenne RF et amplifié par un LNA. Nous considérons que le signal a subi la perturbation du canal de transmission supposé être à corrélation microscopique (bruit blanc). Pour pouvoir constater l'efficacité de l'adjonction du bloc de filtrage adapté stochastique multi-bruits, nous nous placerons dans le cas où le rapport signal à bruit (RSB) est égal à 0 dB. Dans ce cas précis la chaîne numérique classique fournit des résultats peut satisfaisants. La fréquence de sous-échantillonnage Fe est fixée par Fe >_ 4B = 8 MHz. En sortie du comparateur 38, le RSB vaut à présent -2,31 dB, cette forte dégradation du rapport signal à bruit s'expliquant par l'ajout d'un fort bruit de quantification Comme on l'a vu, les paramètres qui définissent les caractéristiques des filtres sont Q et N, soient respectivement leur nombre et leur ordre. Dans notre exemple N est égal à 5, chaque filtre sera donc du cinquième ordre. Les calculs selon les principes exposés plus haut conduisent à prendre Q égal à 3, ce qui donne le nombre de filtres du cinquième ordre devant être utilisé. Les filtres Yn ne servent qu'à fournir le coefficient médian Yn. Le Tableau ci-après (Tab.l) fournit les différents coefficients du filtre optimal pour les fn, Yn et yn considérés dans notre exemple, avec n compris entre 1 et 3. N=1 N=2 N=3 N=4 N=5 fl(Q=1) 0.5899 -0.9174 1.2715 -0.9147 0.5899 f2(Q=2) 0.7892 0.5078 -0.0000 -0.5078 0.7892 f3(Q=3) 0.4360 0.5652 0. 5072 0.5652 0.4360 Yl(Q=1) 0.1404 -0.2444 y1=0.3034 -0.2444 0.1404 Y2(Q=2) -0.5283 0. 1636 y2=-0.000 -0.1636 0.5283 Y3(Q=3) 0.1859 0.4969 y3=0.5445 0.4969 0. 1859 Tab.l: Coefficients du filtre optimal avec N=5 et Q=3 Avec une configuration du filtre optimal selon les valeurs du,tableau 1, on peut observer une amélioration significative du rapport signal à bruit. En effet, entre la sortie du filtre passe-bas 35 et la sortie du bloc de filtrage adapté stochastique multi-bruits 37, le RSB passe de -2dB à 0, 4dB. Il est donc à noter l'aspect primordial du bloc de filtrage adapté stochastique multi-bruits, qui procure en moyenne un gain de 2.6 dB environ sur le RSB entre son entrée et sa sortie, sans quoi le signal serait rendu inexploitable de part l'utilisation d'un comparateur en entrée en lieu et place du CAN, qui dégrade fortement le rapport signal à bruit. Pour illustrer cet effet, le tableau ci-dessous (Tab. 2) fournit le RSB en différents points de la chaîne de sous-échantillonnage avec comparateur en entrée et filtre optimal, et le nombre d'erreurs bits qui en découle sur 1000 temps bits de la chaîne. Il apparaît que le nombre d'erreurs bits est fortement diminué avec l'ajout d'un filtre optimal par rapport à la solution classique. RSB réception RSB après RSB avant le Nbre d'erreurs comparateur filtre adapté bits /1000 dB -1,5 dB 1,4 dB 0 3 dB -1,7 dB 0,9 dB 4 0 dB -2 dB 0, 4 dB 205 Tab. :Simulation sur 1000 temps bits de la chaîne de réception à base de filtrage adapté stochastique multi-bruits. L'ajout du bloc de filtrage adapté stochastique multi-bruits permet donc de limiter l'influence des différents bruits dans la chaîne de réception et permet ainsi d'obtenir des résultats comparables en termes d'erreurs à ceux obtenus en ayant recours à la structure classique avec CAN en entrée. Cependant, à nombre d'erreurs bits équivalent, l'intérêt de la structure selon l'invention repose sur une occupation surfacique minimale, par rapport à la structure classique. En effet, l'utilisation d'un CAN M bits occupe une surface beaucoup plus importante et consommera de fait beaucoup plus de puissance électrique qu'un simple comparateur. Par ailleurs, en sortie du comparateur, le signal est codé sur 1 bit. Il s'ensuit que les étages suivants sont constitués uniquement de structures numériques minimales (multiplexeurs en lieu et place des multiplieurs M bits). Le dispositif de traitement numérique selon l'invention, engendre donc une réduction de la surface occupée, couplée à une réduction de la puissance électrique consommée, par rapport à une approche classique. REVENDICATIONS 1. Dispositif de traitement numérique (30) d'un signal modulé, disposé en entrée d'une chaîne de réception radio-fréquences, notamment adapté à un système de transmission utilisant une modulation binaire en phase de la porteuse par un message binaire sur lequel a été pratiqué un étalement de spectre à séquence directe, ce dispositif comprenant des moyens de conversion analogique-numérique opérant un sous-échantillonnage du signal reçu induisant un recouvrement au moins partiel de la plage de fréquences du signal utile sous-échantillonné par la plage de fréquences d'un premier signal perturbateur correspondant au bruit du canal de transmission, des moyens de démodulation (34) couplés en sortie des moyens de conversion analogique numérique pour ramener le signal utile sous-échantillonné en bande de base, un filtre passe-bas couplé en sortie des moyens de démodulation et un filtre (36) adapté au code d'étalement utilisé, ledit dispositif étant caractérisé en ce que les moyens de conversion analogique-numérique comprennent un comparateur (38), propre a comparer l'amplitude du signal sous-échantillonné à une valeur de référence (REF) pour effectuer une quantification du signal sous- échantillonné sur un bit, ledit comparateur engendrant la création d'un deuxième signal perturbateur correspondant au bruit de quantification, et en ce qu'il comprend un bloc de filtrage supplémentaire (37) disposé entre le filtre passe-bas et le filtre adapté, ledit bloc de filtrage mettant en uvre un filtrage adapté stochastique multi-bruits permettant d'améliorer, en entrée du filtre (36) adapté au code d'étalement, le rapport signal à bruit global, tenant compte du rapport signal à bruit du canal de transmission d'une part, et du rapport signal à bruit de quantification d'autre part. 2. Dispositif de traitement selon la revendication 1, caractérisé en ce que le bloc de filtrage supplémentaire (37) comprend une pluralité Q de filtres de base (FLT1 à FLTQ) à réponse finie montés en parallèle, dont chacun reçoit le signal (S) sous-échantillonné fourni en sortie du filtre passe-bas (35), chaque filtre (FLT1 à FLTQ) étant caractérisé par un ensemble de N coefficients, ce nombre N étant déterminé de manière à ce qu'il corresponde au nombre d'échantillons minimal pour décrire un bit du message étalé, les coefficients de chacun des Q filtres correspondant respectivement aux composantes des Q vecteurs propres (f1 à fQ) associés à au moins les Q valeurs propres supérieures à 1 de la matrice B-1A, où A est la matrice de variance-covariance du signal utile et B est la matrice de variance-covariance moyenne des matrices de variance-covariance des premier et deuxième signaux perturbateurs. 3. Dispositif de traitement selon la revendication 2, caractérisé en ce que le bloc de filtrage supplémentaire (37) comprend, pour chaque filtre (FLT1 à FLTQ) de la pluralité Q de filtres à réponse finie, des moyens (M1 à MQ) pour multiplier le signal (S*f1 à S*fQ) obtenu en sortie dudit filtre, avec respectivement le coefficient central (y1 à yQ) du vecteur résultant du produit entre la matrice B de variance-covariance et le vecteur propre (f1 à fQ) définissant les coefficients dudit filtre, ledit bloc comprenant en outre des moyens de sommation (P1 à PQ_1) des vecteurs résultant de toutes ces opérations, fournissant un signal (,S) correspondant au signal en sortie du filtre passe-bas remis en forme et présentant un rapport signal à bruit amélioré. 4. Dispositif de traitement selon la revendication 3, caractérisé en ce qu'il comprend un comparateur (COMP) installé sur la sortie du bloc de filtrage supplémentaire (37), propre à comparer l'amplitude du signal de sortie (S) fourni pas les moyens de sommation à une valeur de seuil (VO) et à délivrer un signal binaire (Sb) en sortie du bloc de filtrage en 20 fonction de ladite comparaison. 5. Dispositif de traitement selon la revendication 4, caractérisé en ce que le comparateur (COMP) présente une valeur de seuil (VO) réglable. 6. Dispositif de traitement selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il comprend, intercalé entre le convertisseur analogique numérique (31) et les moyens de démodulation (34) , un bloc d'estimation (32) prévu pour estimer la fréquence centrale du signal après sous-échantillonnage, le signal présent en sortie du bloc d'estimation étant filtré par un filtre passe-bande (33) avant d'être appliqué aux moyens de démodulation, de sorte à ne retenir qu'un seul motif spectral parmi la pluralité de motifs spectraux représentatifs du signal après sous-échantillonnage. 7. Dispositif de traitement selon l'une quelconque des revendications 2 à 5 en combinaison avec la revendication 6, caractérisé en ce que le bloc d'estimation (32) comprend des moyens pour déterminer le paramètre N définissant l'ordre des filtres de la pluralité Q de filtres à réponse finie du bloc de filtrage supplémentaire (37), et pour configurer le bloc de filtrage supplémentaire avec ledit paramètre N. 8. Dispositif de traitement selon l'une quelconque des revendications précédentes caractérisé en ce que la fréquence d'échantillonnage correspond à au moins deux fois la largeur de bande du signal transmis. 9. Dispositif de traitement selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que le filtre adapté au code d'étalement est un filtre numérique à réponse impulsionnelle finie.