Brevet FR2884079A1 — publié le 20061006

COMMANDE D'UN TRANSISTOR MOS La présente invention concerne la commande de transistors MOS (MOSFETs). Dans certaines applications, un transistor MOS est inclus dans un pont de conversion électrique, par exemple un pont redresseur de tension. Un tel pont de conversion électrique, par exemple un onduleur, peut être utilisé de manière réversible. Ainsi, il est connu de faire fonctionner en tant qu'alternateur un moteur électrique piloté par un onduleur réversible comportant des MOSFETs, en utilisant la diode interne des MOSFETs comme élément redresseur. Ceci revient à employer l'onduleur comme un pont de diodes. Cependant, la chute de tension aux bornes des diodes internes engendre des pertes électriques importantes. C'est pourquoi, chaque transistor MOS est commuté dans l'état passant lorsqu'un courant inverse (courant négatif) circule entre son drain et sa source 15 (Phase I), et dans l'état bloqué le reste du temps (Phase II). Il est aussi connu, du document WO-A-2004/034439, de piloter les MOSFETs en mode linéaire dans l'état passant, c'est-à-dire de piloter de manière linéaire leur résistance interne, pour maintenir constante la tension aux bornes drain/source du transistor. Cela est obtenu au moyen d'un asservissement. Cependant, dans le cas de courants de forte amplitude, l'asservissement impose une consigne au transistor telle que celui-ci peut passer en mode interrupteur fermé, la résistance interne du transistor atteignant alors sa valeur minimale (état ON). Lorsque le transistor doit ensuite être commuté dans l'état bloqué (état OFF), la commande doit le faire passer de l'état ON à l'état OFF. A cet effet, il faut évacuer les charges électriques accumulées dans le transistor. En conséquence, on observe en général un retard à la commutation qui engendre l'apparition d'un important courant de recouvrement. Celui-ci peut diminuer les performances du pont de conversion, notamment les interférences Radio- fréquence, les pertes par effet Joules et les ondulations parasites sur le réseau de bord. La présente invention a notamment pour but de pallier ces inconvénients. Un premier aspect de l'invention propose un procédé de commande d'un transistor ayant: un mode de fonctionnement linéaire dans lequel la résistance interne du transistor est contrôlable dans une plage de valeurs déterminée; un mode de fonctionnement en interrupteur fermé, dans lequel la résistance interne est égale à une valeur minimale; et, un mode de fonctionnement bloqué, dans lequel la résistance interne est égale à une valeur maximale. Le procédé comprend: une première phase de fonctionnement au cours de laquelle un courant circule d'une borne source vers une borne drain dudit transistor; une seconde phase de fonctionnement au cours de laquelle aucun courant ne circule. En outre, le procédé comprend les étapes suivant lesquelles, successivement: (a) on commande le transistor en mode interrupteur fermé pendant au moins une partie de la première phase; (b) on commande le transistor en mode linéaire en fin de la première phase pendant au moins une première durée déterminée; (c) on commande le transistor en mode bloqué pendant au moins une partie de la seconde phase. Grâce à ces dispositions, on réalise plus facilement la commutation, car le pont de conversion électrique est plus rapide. En effet, en revenant en mode linéaire avant de commuter vers l'état bloqué, la quantité de charges accumulées dans le transistor est beaucoup plus faible, et donc plus rapide à évacuer. On assure ainsi une commutation rapide et donc améliorant les performances du pont de conversion électrique. Dans divers modes de réalisation du procédé selon l'invention, on peut éventuellement avoir recours en outre à l'une et/ou à l'autre des dispositions suivantes: une étape (d), antérieure à l'étape (a), au cours de laquelle on 5 commande le transistor en mode linéaire pendant au moins une partie de la première phase; - lorsque le procédé est mis en oeuvre dans un pont de conversion électrique fonctionnant de manière périodique, la première durée est supérieure ou égale à 5% de la première phase; -une tension drain/source Uds augmente au cours de la deuxième phase, et atteint une pente de montée maximale, et ledit transistor présente un temps de décharge de capacité parasite faible de sorte qu'une tension grille/source Ugs est sensiblement inférieure à une valeur de seuil déterminée lorsque la tension drain/source Uds atteint ladite pente de montée maximale; - on utilise en tant que transistor une pluralité de transistors en parallèle - le procédé est mis en oeuvre dans un pont de conversion électrique; - le pont de conversion électrique est connecté à une machine 20 électrique tournante pouvant fonctionner alternativement en alternateur ou en moteur; - le procédé est mis en oeuvre pour commander un interrupteur. Par ailleurs, un second aspect de l'invention propose un dispositif de commande d'un transistor comprenant des moyens pour mettre en oeuvre le 25 procédé selon le premier aspect. Un tel dispositif comprend avantageusement un comparateur et des moyens d'ajustement comportant: une capacité et une résistance en série connectées entre une sortie du comparateur et une entrée du comparateur, une résistance connectée entre ladite sortie du comparateur et la borne de grille du transistor (1), et une résistance connectée entre ladite entrée du comparateur et la borne de drain du transistor. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de la description suivante d'un de ses modes de réalisation, donné à titre d'exemple non limitatif, en regard des dessins joints. Sur les dessins: o la figure 1 est un schéma d'un dispositif selon le second aspect de l'invention; la figure 2 est un chronogramme représentant l'évolution au cours du temps de la tension source/drain et du courant dans un transistor MOS lors de la mise en oeuvre du procédé selon le premier aspect de l'invention; - la figure 3 est un chronogramme représentant de manière plus détaillée l'évolution en fonction du temps de la tension source/drain et de la tension grille/source du transistor MOS. Sur les différentes figures, les mêmes références désignent des éléments identiques ou similaires. Comme représenté à la figure 1, un circuit de commande d'un transistor MOS 1 peut par exemple comprendre un amplificateur d'erreur 2, qui peut être réalisé avec un amplificateur opérationnel 2. La tension aux bornes drain/source du transistor 2 (notée Uds dans la suite et sur les figures) peut être comparée à une tension de référence 3 (notée Uref dans la suite et dans les figures), par exemple négative. L'amplificateur d'erreur pilote le transistor 1 par exemple en appliquant une tension à la grille du transistor. Par ailleurs, ce circuit de commande comporte une boucle de retour, comprenant préférentiellement une capacité Cl et deux résistances R1 et R2. En fonctionnement, lorsque la tension drain/source devient négative, le transistor est piloté en appliquant une tension positive sur sa grille. On peut ainsi faire varier la résistance interne du transistor 1 de sorte que la chute de tension drain/source due au passage du courant 1 traversant le transistor 1 de la source vers le drain, n'excède pas la tension de référence. On peut ainsi maintenir constante la tension aux bornes du transistor 1. Cependant, dans le cas de courants de forte amplitude, (par exemple 150A) le produit de l'intensité du courant et de la résistance interne minimale du transistor 1 est supérieur à la valeur de tension de référence. Ainsi, la tension appliquée à la grille par l'amplificateur est si élevée que le transistor 1 passe en mode interrupteur fermé (état ON). L'évolution des tensions et courants au niveau du transistor 1 est décrite par le chronogramme de la figure 2 dans un tel cas. Dans le cas de la mise en oeuvre de ce procédé dans un pont de conversion électrique, on peut distinguer deux phases. La première phase (notée I par la suite et dans les figures) correspond à une tension drain/source négative, et dans laquelle un courant passe dans le transistor. A l'inverse, la seconde phase (notée Il par la suite et dans les figures) correspond à une tension drain/source positive dans laquelle le transistor 1 est sensé être totalement bloqué (aucun courant ne passe). Ainsi, lorsque la tension aux bornes du transistor devient négative, le transistor entre dans la phase I. La durée notée 4 sur la courbe représentant l'évolution de la tension aux bornes drain/source du transistor 1 correspond au temps nécessaire à l'asservissement pour commencer à piloter le transistor 1. Puis, l'asservissement tente de maintenir la tension Uds constante en modifiant la résistance interne du transistor 1. Le transistor peut donc fonctionner de manière linéaire pendant la durée notée (d). Cependant, le courant I, représenté en pointillés atteint une valeur si élevée que la résistance interne atteint sa valeur minimale Rdson et que le transistor 1 passe en mode interrupteur fermé (état ON). Ceci correspond à la durée notée (a) de la courbe. La résistance interne du transistor 1 devenant sensiblement constante, la tension à ses bornes devient proportionnelle au courant qui traverse ce transistor. Ensuite, afin d'assurer une commutation correcte lors du passage de la Phase I à la Phase Il au cours de laquelle le transistor est bloqué, on commande le transistor de manière linéaire, pendant la durée notée (b) . Pour ce faire, il faut s'assurer que l'asservissement, illustré par le schéma de la figure 1, soit assez rapide pour pouvoir faire repasser le transistor en mode linéaire dès que le courant I passe au dessous d'une valeur déterminée (Vref/Rdson). A cet effet, le transistor peut comporter des moyens d'ajustement. Dans un exemple de réalisation, ces moyens d'ajustement peuvent comprendre une capacité et des résistances, notamment formées par le condensateur Cl et les résistances R1, R2, R3. Le condensateur Cl est connecté entre la sortie de l'amplificateur opérationnel 2 et une connexion de la résistance R1. L'autre connexion de la résistance R1 est connecté à l'entrée (-) de l'amplificateur opérationnel. La résistance R2 est connectée entre le Drain du transistor 1 et l'entrée inverseuse de l'amplificateur opérationnel 2. La résistance R3 est connectée entre la sortie de l'amplificateur opérationnel 2 et la grille du transistor 1. Les valeurs de la résistance et de la capacité sont telles que les performances de l'asservissement sont améliorées, notamment lorsque l'intensité du courant instantané est en dessous d'une valeur déterminée. Ainsi, la rapidité de l'asservissement est telle que celui-ci peut commander le transistor en mode linéaire rapide jusqu'à la fin de la phase I, avant le passage à la phase Il. En conséquence, la tension Uds redevient constante pendant la durée notée (b), de sorte que la commutation du transistor survenant entre la phase et la phase Il est plus rapide. Dans un mode de réalisation, on s'assure que la durée (b) représente plus de 5%, de préférence plus de 10% de la durée de la phase I. Ce pourcentage dépend des valeurs de courant circulant dans le pont de conversion. Dans le cas d'un pont de redressement, notamment, le pont fonctionne de manière périodique, et la phase I est sensiblement égale à une demie période de fonctionnement. Les charges électriques accumulées dans le transistor 1 ont ainsi le temps d'être évacuées avant le passage à la phase Il. Puis, la tension Uds devient positive, provoquant alors le passage dans la phase II. Durant cette phase Il, le transistor 1 est bloqué et le courant le traversant est sensiblement nul. Ceci est illustré par la partie (c) de la courbe de la figure 2. Comme le fonctionnement d'un pont de conversion électrique est périodique, à la fin de la phase Il, on repasse en phase I. De préférence, on s'assure de plus que le blocage du transistor 1, qui a lieu entre la fin de la phase I et le début de la phase Il, est assez rapide pour ne pas être gêné par l'effet Miller. En effet, une capacité parasite du transistor 1 accumule des charges en raison de la variation rapide de la tension drain/source aux bornes du transistor 1 et provoque une augmentation de la tension entre la grille et la source. Cette augmentation, représentée par la partie 8 de la courbe de la figure 3, peut engendrer une commutation du transistor correspondant à un retour indésiré vers un état transitoire passant. En effet, si la tension grille source Ugs est encore assez élevée lorsque l'augmentation supplémentaire de tension due à l'effet Miller s'ajoute, la tension Ugs peut dépasser la tension de seuil du transistor 1 (généralement notée VTH) . En conséquence, le transistor 1 peut à nouveau commuter dans l'état passant. Pour éviter cela, il est nécessaire que l'unité de commande du transistor décharge suffisamment les capacités parasites du transistor 1 avant que la tension Uds n'atteigne sa pente de montée maximale. Ce temps de décharge est fonction de la résistance R3 et de la charge totale stockée par le transistor 1 dans ses capacités parasites. Pour que l'unité de commande pilote le transistor le plus rapidement, il est possible par exemple de choisir un amplificateur opérationnel possédant un slew rate , et des capacités en courant de sortie élevées, c'est-à-dire la possibilité de faire varier la tension de sortie du comparateur d'erreur de manière très rapide. Ce dernier cessant alors de se comporter comme un amplificateur linéaire, pour se transformer avantageusement en comparateur rapide. De manière avantageuse, on peut remplacer le transistor 1 par une pluralité de transistors connectés en parallèle. On peut ainsi augmenter la puissance du pont de conversion électrique, qui admet en effet des courants plus importants. Il faut noter que la répartition des courants n'y est cependant pas toujours optimale. Ce procédé et ce dispositif peuvent être mis en oeuvre dans tout système ayant besoin d'un système de redressement, tels qu'un pont redresseur, un simple interrupteur par exemple interrupteur pour batterie ou encore un onduleur par exemple un onduleur réversible connecté à une machine électrique tournante. 2884079 REVENDICATIONS 1. Procédé de commande d'un transistor (1) ayant: un mode de fonctionnement linéaire dans lequel la résistance interne du transistor (1) est contrôlable dans une plage de valeurs déterminée; un mode de fonctionnement en interrupteur fermé, dans lequel la résistance interne est égale à une valeur minimale; et, un mode de fonctionnement bloqué, dans lequel la résistance interne est égale à une valeur maximale, o ledit procédé comprenant: une première phase de fonctionnement au cours de laquelle un courant circule d'une borne source vers une borne drain dudit transistor (1) ; une seconde phase de fonctionnement au cours de laquelle aucun courant ne circule; ledit procédé étant caractérisé en ce qu'il comprend les étapes suivant lesquelles, successivement: (a) on commande le transistor en mode interrupteur fermé pendant au moins une partie de la première phase; (b) on commande le transistor en mode linéaire en fin de la première phase pendant au moins une première durée déterminée; (c) on commande le transistor en mode bloqué pendant au moins une partie de la seconde phase. 2. Procédé selon la revendication 1, comprenant en outre une étape (d), antérieure à l'étape (a), au cours de laquelle on commande le transistor (1) en mode linéaire pendant au moins une partie de la première phase. 3. Procédé selon la revendication 1 ou la revendication 2 mis en oeuvre dans un pont de conversion électrique fonctionnant de manière périodique, - 10- suivant lequel ladite première durée est supérieure ou égale à 5% de la première phase. 4. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, suivant lequel une tension drain/source Uds augmente au cours de la deuxième phase, et atteint une pente de montée maximale, et suivant lequel ledit transistor (1) présente un temps de décharge de capacité parasite faible de sorte qu'une tension grille/source Ugs est sensiblement inférieure à une valeur de seuil déterminée lorsque la tension drain/source Uds atteint ladite pente de montée maximale. 5. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, suivant lequel on utilise en tant que transistor (1) une pluralité de transistors en parallèle. 6. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes mis en oeuvre dans un pont de conversion électrique. 7. Procédé selon la revendication 6, suivant lequel le pont de conversion électrique est connecté à une machine électrique tournante pouvant fonctionner alternativement en alternateur ou en moteur. 8. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 5 mis en oeuvre pour commander un interrupteur. 9. Dispositif de commande d'un transistor comprenant des moyens pour mettre en oeuvre le procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes. 10. Dispositif selon la revendication 9, comprenant en outre un comparateur (2) et des moyens d'ajustement comportant: une capacité (Cl) et une résistance (RI) connectées en série entre une sortie du comparateur (2) et une entrée du comparateur, une résistance (R3) connectée entre ladite sortie du comparateur et la borne de grille du transistor (1), et une résistance (R2) connectée entre ladite entrée du comparateur et la borne de drain du transistor.