Brevet FR2877438A1 — publié le 20060505

ESD Aff. 383 Radar à impulsions de haute fréquence de récurrence L'invention concerne les radars qui doivent permettre une discrimination fine en distance, en même temps qu'une discrimination de vitesse non ambiguë. De tels radars s'appliquent notamment aux aéronefs effectuant des missions en milieu hostile, où il faut déterminer à la fois l'importance des menaces pesant sur ces aéronefs, et l'évolution de ces menaces. Une classe de radars est intéressante pour ces applications. Il s'agit des radars à impulsions de haute fréquence de récurrence, non ambigus en vitesse radiale, et possédant un facteur de forme élevé. Le facteur de forme est ici défi-ni comme le rapport de la durée d'émission à la durée totale de la période de récurrence. Les radars modernes tendent à utiliser des émetteurs dits "à modules actifs" dans lesquels l'aérien comporte plusieurs éléments, dont chacun possède sa propre tête d'émission-réception transistorisée. Une difficulté est alors que la puissance de crête d'émission est limitée par les possibilités des transistors. Le niveau d'énergie nécessaire à l'obtention de la portée souhaitée pour le radar ne peut alors être obtenu qu'en augmentant le facteur de forme jus-qu'à une valeur pouvant atteindre 0,5. La possibilité de discrimination fine en distance n'existe 30 plus dans ces conditions. Pour remédier à ce problème, on connaît par ailleurs les techniques dites de "compression d'impulsion". Elles sont satisfaisantes avec les radars BFR, mais ne conviennent pas pour les radars HFR, à cause de l'inévitable extinction 10 15 20 25 ("éclipse") de la réception pendant les impulsions d'émission: il en résulte des échos reçus tronqués; de cela dé-coule une augmentation du niveau et du nombre des échos fantômes (également dénommés lobes additionnels en distan- ce), inhérents aux techniques de compression d'impulsion. Ces échos fantômes deviennent alors très gênants. La présente invention a pour but de fournir un radar à haute fréquence de récurrence (HFR), avec un facteur de forme élevé, qui malgré cela possède un bon pouvoir de discrimination en distance, n'est pas ambigu en vitesse radiale, et présente relativement peu d'échos fantômes (en termes de nombre et de niveau). L'invention a également pour but de permettre une puissance de crête d'émission compatible avec l'émission à modules actifs. L'invention concerne donc un radar à impulsions, possédant: - des moyens d'émission opérant à haute fréquence de récurrence et avec un facteur de forme élevé, - des moyens de réception propres à capter les échos corres-25 pondant à l'émission, et - des moyens de traitement cohérents de ceux-ci, de manière à obtenir une détermination non ambiguê de vitesse radiale. Selon l'invention, et dans le but d'obtenir une bonne discrimination endistance: - les moyens d'émission opèrent, pour une série de N récurrences successives, sur N valeurs différentes de la fré- quence d'émission, ce motif étant avantageusement répété M fois, selon M sur-récurrences, - les moyens de réception possèdent N voies principales, respectivement sujettes à mélange avec des signaux locaux reliés aux fréquences d'émission utilisées dans la récurrence en cours ainsi que dans les N-1 récurrences précédentes; en d'autres termes, ces voies principales sont consacrées chacune à recevoir les signaux rétrodiffusés par les cibles situées dans une parmi N plages distance consécutives de longueur (c/2FR, où FR est la fréquence de récurrence utilisée tandis que c est la vitesse de la lumière). En principe chaque voie principale est subdivisée en sous- voies distance, par définition de segments de récurrence, dont le nombre est fonction du facteur de forme utilisé pour l'émission. Les moyens de traitement comportent des moyens de compression en distance, propres à recombiner de façon cohérente, pour chacune des sous-voies des N voies principales les signaux reçus sur N récurrences consécutives, compte tenu des fréquences d'émission différentes respectivement associées. On obtient ainsi, pour chacune des sous-voies distance, N nouveaux signaux ou sous-sous-voies distance générées par ladite recombinaison cohérente. L'écart entre deux fréquences d'émission successives étant un multiple entier de la fréquence de récurrence (FR), la continuité de phase peut être conservée, et lesdits signaux nouveaux sont donc susceptibles de faire l'objet dudit traitement Doppler. D'un autre côté, l'homme de l'art comprendra que la cadence de génération d'échantillons pour ledit traitement cohérent 30 Doppler devient égale à FR/N. En principe, la fréquence de récurrence d'un radar HFR est de quelques (une à trois) centaines de kilohertz. Cette fréquence de récurrence est choisie au moins égale à N fois la plage des fréquences Doppler utiles des cibles visées, si l'on ne veut pas d'ambiguité en vitesse radiale, avec un facteur de forme compris entre 0,1 et 1, environ. Plus précisément, la fréquence de récurrence peut être d'en 10 15 20 25 viron 250 kilohertz, pour un facteur de forme de 0,2 à 0,5 environ. L'attribution de l'une (la k-ième par exemple) des N voies principales à la k-ième plage distance, allant de (4p+k-1) c/2FR à (4p+k) c/2FR (où p est un nombre entier quelconque) est obtenue en utilisant un oscillateur local dont le signal est identique à celui de l'oscillateur d'émission, mais retardé d'un temps k/FR. En d'autres termes, la durée d'une récurrence élémentaire est divisée, en Q segments de récurrence (Q peut être égal à 1 si le facteur de forme d'émission est élevé). Chaque voie principale est donc subdivisée en Q sous-voies distance, associées chacune à l'un des Q segments de récurrence. On obtient donc, en tout, N fois Q sous-voies distance. La recombinaison cohérente des signaux (échantillons) relatifs à une même sous-voie distance, mais appartenant à des récurrences successives (donc des fréquences d'émission différentes) fournit n nouveaux signaux (échantillons) de sous-sous-voies distance, qui peuvent faire l'objet d'un traitement Doppler. C'est-à-dire que chacune de ces sous-sous-voies distance constitue une cellule distance élémentaire qui est à son tour subdivisable en sous-cellule Doppler, compte tenu du décalage Doppler présenté par les échos reçus dans chaque cellule élémentaire de distance. Dans un mode de réalisation de l'invention, les N fréquences 30 d'émission (Fk) sont régulièrement échelonnées dans chaque série de N récurrences, avec un incrément DELTAF = k. FR. Selon un autre aspect de l'invention, les moyens de traite- ment vont, pour chacune des N voies principales (le cas échéant pour chacune des sous-voies distance qu'elles con- tiennent), réaliser ladite compression en distance à l'aide d'une première transformation de Fourier effectuée sur les N signaux consécutifs relatifs aux N fréquences d'émission. L'homme de l'art comprendra en effet que les informations de distance portées par ces signaux, obtenus respectivement pour des fréquences d'émission échelonnées, sont entre elles dans une relation de phase linéaire qui dépend de la pente que l'on peut associer aux sauts de fréquences d'émission (les fréquences d'émission étant éventuellement réarrangées dans l'ordre croissant, pour déterminer cette pente). Après cela, et selon encore un autre aspect de l'invention, les moyens de traitement vont pouvoir réaliser le traitement Doppler à l'aide d'une seconde transformation de Fourier permettant de subdiviser chacune des cellules des sous-voies distance en M sous-cellules Doppler, prises sur lesdites M sur-récurrences, compte tenu du décalage Doppler présenté par les échos reçus vis-à-vis de la fréquence d'émission respectivement associée. On comprendra que, après la compression en distance, les nouveaux échantillons obtenus dans chaque cellule-distance, vont pouvoir révéler par cette seconde transformée de Fourier les composantes de décalage Doppler diverses qu'ils contiennent, et par conséquent les vitesses des cibles individuelles. Selon une variante intéressante de l'invention, les moyens d'émission vont opérer de la manière décrite pour un premier groupe de M fois ladite série de N récurrences successives, puis pour au moins un second groupe de M fois N récurrences, sur N autres valeurs différentes de la fréquence d'émission (en principe toutes différentes des premières). Dans un premier mode de réalisation de l'invention, les N voies de réception sont définies séparément sous une forme analogique. Ceci présente l'avantage que leurs bandes passantes peuvent être respectivement adaptées aux spectres des impulsions d'émission. Ensuite, le codage analogique/numérique peut s'effectuer à une cadence assez basse, adaptée au spectre des impulsions d'émission. Mais cette réalisation implique une grande complexité de la structure du récepteur, surtout si l'on veut ensuite subdiviser physiquement chaque voie principale de réception en sous-voies distance, puis en sous-sous-voies distance ou cellules distances, et enfin en sous-cellules Doppler. C'est pourquoi, très avantageusement, les N voies de réception sont définies par un seul étage de réception analogi- que, muni d'une bande passante assez large pour admettre l'ensemble du spectre induit par la modulation de fréquence à l'émission, et suivi de moyens de codage analogique/numérique de la sortie de cet étage de réception. Le codage doit alors se faire beaucoup plus vite, c'est-à-dire à une cadence adaptée au spectre induit par l'ensemble de la modulation de fréquence intervenant à l'émission. La séparation des signaux reçus en N voies principales, et l'adaptation aux impulsions émises, peuvent alors être obtenues par une transformation de Fourier préliminaire aux deux autres déjà mentionnées. Les deux modes de réalisation ci-dessus sont des cas limites opposés dans lesquels la réception est pratiquement toute analogique ou pratiquement toute numérique. L'homme de l'art pourrait bien entendu envisager des variantes où la conversion analogique/numérique s'effectue à un stade intermédiai-re. Dans un mode de réalisation particulièrement avantageux, la cadence de codage numérique est un multiple du saut de fréquences d'émission entre paliers (éventuellement réarrangés dans l'ordre des fréquences croissantes), et les moyens de transformation de Fourier sont du type à transformée de Fourier rapide. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à l'examen de la description détaillée ci-après, et des dessins annexés, sur lesquels: - la figure 1 est un schéma de principe d'un radar selon l'invention; - les figures 2A à 2C illustrent la génération des formes d'onde du radar selon l'invention; - les figures 3 et 4 sont des tableaux permettant de mieux comprendre certaines des transformées de Fourier utilisées selon l'invention; - la figure 5 illustre une variante préférentielle du radar selon l'invention; et - la figure 6 illustre une variante perfectionnée des formes d'onde d'émission selon l'invention. Les dessins annexés comportant, pour l'essentiel, des éléments de caractère certain, font partie intégrante de la decription. En conséquence, ils pourront non seulement servir à mieux faire comprendre la description détaillée ci-après, mais aussi contribuer à la définition de l'invention, le cas échéant. Les fréquences d'émission sont par exemple au nombre de quatre. Rangées dans l'ordre de fréquence croissant, on les note FO à F3. Elles ne sont pas nécessairement émises dans cet ordre. Elles sont séparées d'un même saut de fréquence DELTAF. Une source de fréquence SF produit quatre fréquences égales aux quatre valeurs de fréquence d'émission, diminuées (ou augmentées) de la valeur d'une fréquence intermédiaire FI0. Par ailleurs, un circuit de fréquence de récurrence CFR fournit quatre signaux TRO à TR3, susceptibles de diviser une récurrence d'émission en quatre segments, associés dans l'ordre aux signaux TRO à TR3 (figure 2A). L'exemple illustré correspond à un facteur de forme 1/4. Il est supposé que, pendant une première récurrence, la source SF fournit la fréquence FO - FI0 puis pendant la récurrence suivante la fréquence Fl - FI' et ainsi de suite jusqu'à la fréquence F3 - FI' à la quatrième récurrence, après quoi on retourne à la fréquence FO - FI0 (figure 2B). Ceci définit une sur-récurrence SR (figure 2A). L'émission peut ainsi se répéter d'une manière indéfinie, ou mieux pendant M sur-récurrences, comme on le verra plus loin. A chaque saut, la source SF ajoute à FO - FI0 une fré-15 quence k.DELTAF, avec DELTAF = x. FR où x est un nombre entier, tandis que k désigne l'indice 20 de la fréquence d'émission désirée. Le saut de fréquence s'effectue sans aucune discontinuité de phase. Ceci correspond au fait que le saut de fréquence est un multiple exact de la fréquence de récurrence. La sortie du circuit SF est appliquée à un mélangeur d'émission ME, recevant comme signal local la fréquence FI0, et fournissant ainsi la fréquence d'émission voulue pendant chaque récurrence. Pendant le signal TRO, c'est-à-dire pendant le premier segment de chaque récurrence, un amplificateur d'émission AE va fournir une impulsion d'émission à un duplexeur D suivi d'une antenne A. L'antenne émet donc successivement des impulsions aux fréquences FO, F1, F2 et F3 pendant une sur- récurrence, et ainsi de suite pour chaque sur-récurrence. Ce qui vient d'être décrit n'est qu'un schéma simplifié pour l'illustration. Comme il a été indiqué plus haut, l'in- 10 vention prévoit que l'antenne peut posséder une structure distribuée, et que les moyens d'amplification AE pour l'émission (et ceux AR pour la réception que l'on décrira plus loin) sont distribués en correspondance de la distribution des éléments d'antenne, suivant la technologie "à modules actifs" décrite plus haut. Cependant, l'invention peut également s'appliquer à un émetteur-récepteur unique, réalisé à l'aide d'un tube à ondes progressives pour l'émission. Les signaux reçus sont donc d'abord séparés par le duplexeur D pour être appliqués à un amplificateur AR de réception en hyperfréquence. Par ailleurs, le signal issu de la source SF est considéré directement comme un premier signal local OLO appliqué à une première voie de réception constituée d'un mélangeur MO et d'une voie proprement dite VRO. Après un retard de valeur 1/FR (la période de récurrence), retard défini par un circuit LR1, on obtient un signal local OL1 qui est donc associé à la fréquence d'émission utilisée dans la récurrence immédiatement précédente. Ainsi de suite, des circuits de retard LR2 et LR3 de même valeur que LR1 fournissent les signaux locaux OL2 et OL3 associés aux récurrences pénultièmes et antépénultièmes. Les signaux locaux OLO à OL3 sont respectivement appliqués aux mélangeurs MO à M3, qui ont en entrée commune la sortie de l'amplificateur de réception AR. L'homme de l'art comprendra que les sorties de ces mélangeurs MO à M3 ont la valeur de la fréquence intermédiaire PI0 (avec un certain déphasage), et ce seulement pour les signaux reçus qui correspondent à la fréquence d'émission considérée dans chaque voie. Les voies de réception VRO à VR3 ont la même structure, et seule la voie VRO est détaillée. En sortie du mélangeur MO, cette voie VRO comprend quatre portes distance PDO à PD3, respectivement actionnées par les signaux de segments de récurrence TRO à TR3. Ces portes sont suivies d'amplificateurs de filtrage AFO à AF3 respectivement, adaptés pour la réception d'impulsions. A leur tour, les amplificateurs AFO à AF3 sont suivis de 10 circuits CDO à CD3 de démodulation et de codage analogique/ numérique qui sont identiques. Seul le circuit CD0 est donc détaillé. Il comprend d'abord deux mélangeurs MDO et MD90, recevant en commun la sortie de l'amplificateur AFO, et respectivement la composante en phase FI0 et la composante en quadrature FI90 de la fréquence intermédiaire utilisée. Après cela, on trouve des amplificateurs de filtrage AVO et AV90 respectivement, puis un convertisseur analogique/numérique CANO. Le schéma qui vient d'être donné pour la voie de réception VRO est essentiellement explicatif. On sait en effet que les technologies modernes permettent de traiter plusieurs sous-voies distance dans une même voie analogique physique, en agençant convenablement les amplificateurs-filtres AFO, AVO et AV90, et en faisant séquentiellement jouer le rôle des portes PDO à PD3 au codeur CANO fonctionnant quatre fois plus vite. Dans ces conditions, on peut considérer que la sortie de la voie VRO est constituée d'échantillons complexes arrivant à la cadence de Q fois la fréquence de récurrence, Q étant le nombre de segments définis dans une récurrence. Ces échantillons sont fournis au circuit de traitement TCD. Des échantillons semblables arrivent des autres voies VR1 à VR3. Il est maintenant fait référence à la figure 3. Elle montre les échantillons reçus e, avec 3 indices: - le premier relatif à la voie principale concernée VRO à 5 VR3, - le second relatif à la fréquence d'émission concernée FO à F3, - le troisième relatif au segment de récurrence concerné TRO à TR3. La figure 4A est un tableau dans lequel les signaux issus des quatre voies principales VRO à VR3 sont réarrangés dans le temps, de manière à considérer d'abord les échantillons relatifs à la sous-voie distance TRO, pour quatre récurrences successives correspondant aux fréquences d'émission FOà F3, puis les échantillons relatifs à la porte distance TRI, également pour quatre fréquences d'émission successi- ves, et ainsi de suite. Bien entendu, on ne tiendra pas compte d'échantillons tels que eOOO, eOlO, eO20,eO30 (non représenté) obtenus pour un segment de récurrence contemporain d'une émission à la fréquence associée à la case concernée. Si l'on considère maintenant les échantillons obtenus pour les quatre fréquences pendant le segment TRO sur la voie VRO, il apparait que ceuxci sont dus à une ou plusieurs cibles situées dans la même plage distance du radar. Mais ils sont obtenus pour des fréquences d'émission différentes régulièrement 'échelonnées. Les cibles se trouvent en principe dans la même sous-voie distance, mais peuvent avoir des vitesses différentes, et par conséquent des décalages Doppler différents. Une première transformation de Fourier peut être effectuée sur ces quatre échantillons, à savoir eOOO, e0l0, eO20 et eO30. La pente de la variation de phase observée sur ces quatre échantillons est liée d'une part à la distance, d'autre part au décalage de fréquence Doppler du au mouvement de la cible. On se rappellera qu'il s'agit d'échantillons complexes, représentatifs d'une amplitude et d'une phase. Le moyen préférentiel utilisé est une transformation de Fourier rapide à quatre points (pour l'exemple décrit). 10 On réalise ainsi l'équivalent de quatre recombinaisons cohérentes distinctes des quatre signaux, ou échantillons, temporels qui sont disponibles. Ceci fournit, comme le comprendra l'homme de l'art quatre nouveaux échantillons f000, fl0l0, f020 et fO30 représentatifs de quatre cellules distances (Figure 4B). Ceci concerne la voie principale VRO et le segment de récurrence TRO. Les quatre échantillons temporels précités obéissent à la 20 relation: PHI = 2. PI. (FO + i DELTAF) (TAUD + TAU (t)) où i désigne l'indice de la fréquence d'émission utilisée à chaque fois, TAU 0 le temps d'aller-retour des ondes vers une cible particulière, et TAU(t) la variation de ce temps due à la vitesse de cette même cible. La cadence d'échantillonnage (FR) est liée à DELTAF. Les quatre échantillons "fréquentiels" f obtenus correspondent donc à quatre valeurs différentes possibles pour TAUD, en d'autres termes à quatre cibles éventuelles. pour la voie VR0, on fait de même pour les quatre échantillons du segment TR1, puis TR2 et enfin TR3. Il est rappelé que la voie principale VRO considérée ci- dessus correspond aux plages de distance situées entre 4.p.c/2.FR et (4p+ l) c/2.FR. On pourra alors faire de même une transformée de Fourier sur les quatre groupes de quatre échantillons obtenus dans les segments TRO à TR3 pour la voie principale VR1, qui correspond aux plages distance situées entre (4p+1) c/2.FR et (4p+2) c/2.FR. Ainsi de suite, les voies VR2 et VR3 donnent les plages distance situées entre (4p+2) c/2.FR et (4p+3) c/2.FR puis (4p+3) c/2.FR et (4p+4) c/2.FR. L'homme de l'art sait qu'à une cadence de récurrence de 250 kilohertz correspond une ambiguité de base d'environ 600 mètres. Dans l'exemple décrit, en subdivisant la récurrence en Q/=4 segments, on obtient des portes distance de 150 mètres, et la discrimination en distance correspondante. Mais on peut considérer maintenant que, selon l'invention, chaque porte distance est à diviser par le nombre de paliers de fréquence que l'on va utiliser (ici N=4). Il vient alors que la discrimination en distance peut être divisée par quatre, et descendre jusqu'à 38 mètres (cellule distance) . Quant à l'ambiguité, du fait que l'on utilise quatre voies de réception, permettant de traiter à la fois N = 4 récurrences, il vient que l'ambiguité en distance est quatre fois 600 mètres, c'est-à-dire 2400 mètres, au lieu des 600 mètres initiaux. En contrepartie, la fréquence à laquelle on pourra obtenir des échantillons Doppler n'est plus égale à la fréquence de récurrence FR, mais devient égale à FR divisé par N, soit ici FR/4. Ce qui précède concerne la compression en distance. Il est 35 maintenant fait référence à la figure 4B, pour le traitement Doppler. 10 15 Pour faire comprendre le traitement Doppler, on a considéré seulement les valeurs f0 du segment de récurrence TRO, en sautant ce qui se passe ensuite pour TRI, TR2 et TR3, pour considérer les valeurs suivantes fl obtenues pendant le segment TRO. Un traitement Doppler peut alors être effectué, sous la forme d'une compression Doppler donnant un échantillon g à partir des échantillons fl à fM appartenant à la même sur-récurrence, puis un échantillon g' pour la sur-récurrence suivante. Cette compression Doppler consiste avantageusement en une seconde transformée de Fourier discrète, de préférence transformée de Fourier rapide, à m points, fournissant à chaque fois les échantillons g à partir des échantillons f de mêmes indices. Après avoir déterminé la grandeur TAUD de la relation donnée 20 plus haut, on accède donc maintenant à la grandeur TAU(t), c'est-à-dire à la vitesse de chaque cible. On sait que la transformée de Fourier est une opération linéaire. Deux transformées de Fourier successives peuvent donc être interverties; en d'autres termes, la transformée de Fourier de "compression Doppler" peut être effectuée avant celle de "compression distance" L'homme de l'art comprendra que le mode de réalisation du radar de la figure 1 est assez complexe, dès lors que l'on augmente le nombre des fréquences à émettre, ainsi que le nombre de segments de récurrence et de filtres Doppler. A cela s'ajoute le fait qu'un radar comprend en général des moyens pour traiter indépendamment plusieurs informa- tions, comme une information de somme et des informations de différence, de façon à réaliser une écartométrie. La structure du récepteur doit encore être multipliée par le nombre d'informations de ce genre qu'il y a lieu d'obtenir. La structure de la figure 5 permet, pour certaines applications au moins, une réalisation plus simple. Au lieu d'être appliquée à quatre mélangeurs, la sortie du récepteur hyperfréquence AR est maintenant appliquée à un mélangeur unique MFI, qui reçoit une fréquence unique de la source de fréquence SF, par exemple la fréquen- ce FO - FIO. La sortie du mélangeur MFI est donc de la forme FI+kDELTAF. Cet étage unique de réception analogique doit donc avoir une bande passante assez large pour admettre l'ensemble du spectre induit par la modulation de fréquence à l'émission. L'amplificateur AFI, qui filtre cette bande passante, voit, après démodulation O/PI/2, chacune de ses sorties appliquées à un convertisseur analogique/numérique CAN, dont la cadence de conversion est définie par une horloge HCAN, opérant à la fréquence Fc=a.DELTAF, où a est un nombre entier supérieur à N. Les informations TRO à TR3 définissant le segment de récurrence sont appliqués à une logique de commande du traitement des échantillons LCTE. Celle-ci fournit des signaux de commande correspondants au circuit CTFP, qui va réaliser par une transformation de Fourier préliminaire, la séparation des signaux reçus en N voies principales. Pour ce circuit CTFP, il est particulièrement avantageux d'utiliser un circuit de transformation de Fourier rapide. Dans ces conditions, il est nécessaire que la fréquence Fc soit un multiple exact du saut de fréquence entre deux paliers successifs de la fréquence d'émission (comme déjà décrit). Par ailleurs, cette fréquence d'échantillonnage Fc doit être choisie en fonction de l'étendue du spectre fréquenciel des signaux disponibles en sortie de l'étage FI. Une variante intéressante de l'invention sera maintenant décrite en référence à la figure 5. Cette figure fait apparaître qu'après M sur-récurrences, dont la durée est M fois N fois l'inverse de la fréquence de récurrence FR, on prévoit un autre groupe de M sur-récurrences opérant sur des fréquences d'émission différentes de celles utilisées auparavant mais demeurant échelonnées suivant DELTAF. Ceci peut être répété plusieurs fois, avec un rebouclage cyclique sur les fréquences d'émission initialement considérées. L'homme de l'art saura aisément adapter les modes de réalisation décrits aux figures 1 et 5 à cette variante de réalisation, en agissant dans le temps sur les fréquences produi- tes par la source de fréquences SF, et en adaptant convenablement le fonctionnement des circuits numériques lors des transitions entre un groupe de M sur-récurrences et le suivant. On observera aussi que, selon l'invention, il est utile, mais pas absolument nécessaire, de garder une relation de phase fixe entre les fréquences d'émission successives, en particulier d'un groupe de M surrécurrences à l'autre. Bien entendu, la présente invention n'est pas limitée aux modes de réalisation décrits. Elle s'étend au contraire à différentes variantes. Par exemple, on a décrit plus haut deux réalisations pratiquement opposées, l'une presque tota- lement analogique (figure 1) et l'autre quasi-totalement numérique (figure 5). L'homme de l'art pourra concevoir des variantes intermédiaires, suivant l'endroit des chaînes de réception où s'effectue la conversion des signaux reçus de la forme analogique à la forme numérique. 10 15 30 Par ailleurs, les fréquences d'émission ne sont pas nécessairement émises dans l'ordre de leur échelonnement par pas DELTAF. Revendications. 1. Radar à impulsions, possédant: - des moyens d'émission (SF, AE, D, A) opérant à haute fréquence de récurrence et avec un facteur de forme élevé, - des moyens de réception (A, D, AR) des échos, et - des moyens (TRC) de traitement de ceux-ci, de manière à obtenir une détermination de vitesse radiale, caractérisé - en ce que les moyens d'émission (SF, AE) opèrent, pour une série de N récurrences successives, sur N valeurs différentes de la fréquence d'émission (FO à F3), ce motif étant avantageusement répété M fois, selon M sur-récurrences, - en ce que les moyens de réception possèdent N voies principales (VRO à VR3), respectivement sujettes à mélange (MO à M3) avec des signaux locaux (OLO à OL3) reliés aux fréquences d'émission utilisées dans la récurrence en cours et les N-1 récurrences précédentes, et - en ce que les moyens de traitement comportent, pour chacune des N voies principales, des moyens de compression en distance (TCD), propres à recombiner de façon cohérente les signaux reçus sur N récurrences consécutives, compte tenu des fréquences d'émission différentes respectivement associées, de façon à fournir à chaque fois N nouveaux signaux de cellules distance, susceptibles de faire l'objet dudit traitement Doppler non ambigu en vitesse radiale. 2. Radar selon la revendication 1, caractérisé en ce que, une récurrence élémentaire étant divisée, compte tenu du facteur de forme d'émission, en Q segments de récurrence (TRO à TR3), chaque voie principale (VRO à VR3) est subdivisée en Q sous-voies distance (PDO, AFO, CDO; PD1, AF1, CD1; etc) associées chacune à l'un des Q segments de récurrence, et en ce que ladite recombinaison cohérente de compression en distance s'effectue séparément pour chacune de ces sous-voies distance, lesdits nouveaux signaux étant relatifs à des sous-sous-voies distance ou cellules distances, et faisant l'objet dudit traitement Doppler. 3. Radar selon l'une des revendications 1 et 2, caractérisé en ce que, dans chaque série de N récurrences, les N fréquences d'émission sont régulièrement échelonnées, le saut de fréquence (DELTAF) étant un multiple exact de la fré- quence de récurrence (FR). 4. Radar selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que sa fréquence de récurrence (FR) est au moins égale à N fois la plage de fréquence Doppler des cibles visées, tandis que son facteur de forme est compris entre 0,1 et 1, environ. 5. Radar selon la revendication 4, caractérisé en ce que sa fréquence de récurrence (FR) est de 250 kilohertz envi-25 ron, pour un facteur de forme de 0,2 à 0,5 environ. 6. Radar selon l'une des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que les moyens de traitement réalisent ladite compression en distance à l'aide d'une première transformation de Fourier effectuée sur les N signaux consécutifs des N voies principales, relatifs à une même cellule distance, et aux N fréquences d'émission. 7. Radar selon la revendication 6, caractérisé en ce que 35 les moyens de traitement réalisent ledit traitement Doppler à l'aide d'une seconde transformation de Fourier permettant de subdiviser chacune des cellules distance en M sous-cellules Doppler, prises sur lesdites M surrécurrences, compte tenu du décalage Doppler présenté par les échos reçus vis-à-vis de la fréquence d'émission respectivement associée. 8. Radar selon l'une des revendications 1 à 7, caractérisé en ce que les moyens d'émission opèrent de la même manière pour un premier groupe de M fois ladite série de N récurren- ces successives, puis, pour au moins un second groupe de M fois N récurrences, sur N autres valeurs différentes de la fréquence d'émission. 9. Radar selon l'une des revendications 1 à 8, caractérisé en ce que les N voies de réception sont définies séparément sous forme analogique, leurs bandes passantes étant respectivement adaptées au spectre à la réception de chacune des impulsions d'émission. 10. Radar selon l'une des revendications 1 à 8, caractérisé en ce que les N voies de réception sont définies par un seul étage de réception analogique (MFI, AFI) muni d'une bande passante assez large pour admettre l'ensemble du spectre induit par la modulation de fréquence à l'émission, suivi de moyens de codage analogique-numérique (CAN) de la sortie de cet étage de réception, ce codage se faisant à une cadence adaptée audit spectre enduit par la modulation tandis que les moyens de transformation de Fourier (CTFP) permettent la séparation des signaux reçus en N voies prin- cipales. 11. Radar selon la revendication 10, caractérisé en ce que la cadence de codage est un multiple du saut de fréquence d'émission entre paliers, et en ce que les moyens de trans- formation de Fourier sont du type à transformation de Fourier rapide.