Brevet FR2876845A1 — publié le 20060421

PROCEDE ET DISPOSITIF DE RECEPTION D'UN SIGNAL DE RADIONAVIGATION DEGRADE L'invention concerne la réception d'un signal de radionavigation provenant d'un système de positionnement par satellites tel que le système GPS (acronyme de l'expression anglo-saxonne Global Positioning System ). Pour bien fonctionner, les récepteurs actuels nécessitent généralement une réception à vue directe des satellites. Le positionnement se détériore rapidement notamment en termes de précision et de temps d'acquisition, lorsque la réception est perturbée comme c'est le cas à l'intérieur d'un bâtiment ou plus généralement en milieu dégradé. On rappelle succinctement le fonctionnement du système GPS. Il est constitué d'une constellation de 28 satellites et d'un réseau terrestre de stations de référence à terre. Chaque satellite gravite à 20 000 km de la terre avec une période de révolution de 12h. Ils émettent deux signaux, l'un à 1575.452 MHz pour les applications civiles et l'autre à 1227.6 MHz pour les applications à accès réservés. Dans la suite, on ne considère que la fréquence civile. Le signal émis par un satellite est constitué d'une porteuse de fréquence 1575.452 MHz, modulée par un code d'étalement connu et éventuellement par des données inconnues aussi désignées databits. Les satellites émettent tous sur la même fréquence et les signaux émis se différencient par leur code. Ces codes présentent une période T, par exemple 1 ms et sont typiquement constitués de 1023 chips. Le positionnement du récepteur est obtenu en mesurant la distance entre un satellite et le récepteur à partir du temps de propagation du signal entre ce satellite et le récepteur. Dans le récepteur, une réplique du code émis est générée localement; le décalage entre le signal reçu et le signal local (c'est-à-dire la réplique) correspond au temps de propagation recherché. Ce décalage est mesuré en mettant en phase le signal reçu et le signal local; le critère de mise en phase correspond à la maximisation de la fonction de corrélation des deux signaux, c'est-à- dire à la recherche d'un pic de corrélation. Ce calcul de corrélation est généralement effectué de demi-chip de code en demi-chip de code sur un intervalle d'intégration que l'on peut faire varier. Pour un intervalle d'intégration de 1 ms, on obtient un temps de calcul de corrélation d'environ 2s. (2 x1023 x 1 ms = 2s). Ce calcul est multiplié par un facteur K fonction de la dérive de l'horloge locale (ou pilote) du récepteur et du nombre d'hypothèses sur la fréquence du signal à considérer pour compenser l'effet Doppler. Pour une incertitude d'horloge d'environ 10 kHz, K=21; on obtient alors un temps de calcul d'environ 2s x 21, soit 42s par code c'est-à-dire par satellite. Dans le cas d'une réception en milieu dégradé, une solution pour obtenir un meilleur rapport signal sur bruit consiste à augmenter cet intervalle. En prenant un intervalle de 10ms, on gagne environ 10 dB, mais le calcul dure alors environ 20s multiplié par un facteur K -201, soit environ 4020 s par satellite. On n'a finalement gagné que 10 dB pour un temps de positionnement qui a considérablement augmenté. Une solution pour réduire ce temps de calcul est d'effectuer les 2 x 1023 multiplications en parallèle au lieu de les calculer en série comme précédemment. On obtient alors un temps de calcul sur un intervalle d'intégration de 10 ms d'environ 2s (201 x 10 ms=2s). On obtient ce résultat en utilisant par exemple une structure de corrélateur connue sous le terme Matched Filter : le code local est déplacé devant le signal reçu à chaque corrélation. Cette structure comprend en fait deux sous-structures identiques en parallèle, l'une pour la composante réelle du signal échantillonné, l'autre pour la composante imaginaire. Dans la suite on désigne par signal échantillonné le signal reçu converti en bande de base et échantillonné à N kHz, N étant le nombre de chips du code considérés sur la période du code. Ici, N = 2046 = 2 x 1023. On va décrire le fonctionnement de l'une de ces sous-structures en relation avec la figure 1. Le signal reçu dont la fréquence est compensée pour prendre en compte l'effet Doppler, est chargé dans un registre à décalages non tournant 1 et le code est chargé dans un registre à décalages tournant 2. La longueur N du registre à décalages représente le nombre de chips du code considérés sur la période du code, soit 1 ms par exemple pour le GPS. Pour charger entièrement le signal dans son registre à décalages 1, il est nécessaire d'attendre N cycles d'horloge. Cette première étape de chargement de registre est représentée sur le chronogramme de la figure 2, par la désignation Registre à décalages . Puis le signal reste fixe dans son registre à décalages 1 et le code effectue N rotations sur lui-même dans le registre à décalages tournant 2. Une nouvelle corrélation est calculée pour chaque rotation, au moyen de N multiplieurs 3 et d'un additionneur 4 à N entrées. La rotation complète de code nécessite N rotations, soit N cycles d'horloge. Cette seconde étape est représentée sur le chronogramme par la désignation Calcul des corrélations . Les 2 étapes nécessitent donc 2N cycles d'horloge. Elles ont la même durée. Le chronogramme représente le traitement sur 4 périodes de code, pour une composante, un satellite et une hypothèse de fréquence pour compenser l'effet Doppler. Pour obtenir un résultat en temps réel, la rotation du code doit s'effectuer à environ 2046 fois la fréquence d'échantillonnage, ce qui est difficile à mettre en oeuvre et nécessite un nombre important de portes logiques. Un but important de l'invention est donc d'optimiser le temps de traitement du signal pour permettre d'accroître les temps d'intégration et par conséquent la sensibilité du récepteur, notamment lorsque la réception est dégradée. Pour atteindre ce but, l'invention propose un procédé de réception d'un signal de radionavigation qui comprend sur un premier temps déterminé une étape de calculs de corrélation du signal reçu échantillonné avec un code de période T généré localement, le signal reçu et le code étant décalés l'un par rapport à l'autre d'une corrélation à la corrélation suivante; le procédé est principalement caractérisé en ce que, sur le temps déterminé, le signal est décalé d'une corrélation à la suivante, le code étant fixe. Ce temps déterminé est typiquement égal à T. L'un des avantages de ce procédé est qu'il permet de mettre en parallèle deux phases des solutions conventionnelles (entrée du signal dans un registre à décalages et calcul des corrélations). Le temps du traitement du signal, donc de recherche des satellites est ainsi divisé par 2. Ce procédé présente un autre avantage qui apparaît lorsque le 35 signal comporte des données (aussi désignées data bits) en plus du code. Ces données sont émises par le satellite par exemple toutes les 20 ms, c'est-à-dire à 50 Hz. Lorsque ces données changent de valeur (passent par exemple de +1 à -1 ou l'inverse), cela se traduit par une inversion de phase dans le signal. Cette inversion de phase peut se produire pendant l'intervalle d'intégration, lorsque le signal est fixe et le code tournant sur cet intervalle. Dans ce cas, le calcul d'un pic de corrélation sur cet intervalle est difficile voire impossible. Lorsque selon l'invention, le signal est glissant et le code est fixe sur cet intervalle, l'inversion de phase est obligatoirement synchrone du début de l'intervalle d'intégration car elle est synchrone du code qui est fixe: l'inversion de phase n'a alors plus d'incidence sur les corrélations calculées pendant une période de code. Selon une caractéristique de l'invention, le signal échantillonné comportant une composante réelle I et une composante imaginaire Q, les échantillons des deux composantes I et Q sont mis en série alternativement dans une même mémoire et les calculs de corrélation du code avec I et avec Q sont effectués alternativement. Selon une autre caractéristique de l'invention, les résultats des calculs de corrélation de même composante et ayant le même décalage n entre le signal et le code, et obtenus sur Tc périodes de code, sont additionnés de manière à obtenir pour chaque composante, une intégration cohérente respectivement désignée ITc(n) et QTc(n). De préférence, une somme des amplitudes ou puissances des intégrations cohérentes ayant le même décalage n, est calculée sur un temps Tnc ( Tnc = K x Tc) de manière à obtenir pour chaque décalage n, une intégration non cohérente C(n). Selon un mode de réalisation de l'invention, préalablement à l'étape de calculs de corrélation, le procédé comporte une étape de mémorisation du signal dans une autre mémoire pendant un deuxième temps déterminé, selon une fréquence d'écriture fe et le signal est lu selon une fréquence de lecture fl telle que fl>fe. Avec ce mode de réalisation désigné mode post-traitement, le signal est échantillonné et sauvegardé en mémoire de préférence pendant le temps non cohérent Tnc qui peut atteindre 16s; puis les mêmes échantillons sont lus en mémoire pour chaque satellite et chaque hypothèse de fréquence. Les échantillons sont alors lus à une fréquence fl bien supérieure à leur fréquence d'écriture en mémoire fe. Ce mode post-traitement permet de réduire le temps de recherche global des satellites. L'invention a aussi pour objet un récepteur d'un signal de radionavigation comportant des moyens de mise en oeuvre du procédé. Selon une caractéristique de l'invention, il est pourvu d'un corrélateur apte à corréler le signal reçu avec un code, et le corrélateur comprend un registre à décalages non tournant pour le code et au moins un registre à décalages non tournant pour le signal. De préférence, le registre à décalages non tournant pour le code comporte N cellules, N étant la longueur du code, le registre à décalages non tournant pour le signal comporte 2N cellules et il comprend N multiplieurs reliés chacun d'une part à une cellule du registre du code et d'autre part à une cellule du registre du signal et un additionneur à N entrées, chaque entrée étant reliée à un multiplieur. Ainsi, le nombre de portes pour les registres à décalages du signal et du code reste inchangé. Par contre, la structure ne comporte plus qu'un additionneur et qu'un ensemble de multiplieurs élémentaires. La surface de silicium est pratiquement divisée par un facteur 2 et le coût du circuit s'en trouve diminué. Selon un mode de réalisation de l'invention, il comprend en outre relié au corrélateur, des moyens aptes à mémoriser les 2N résultats issus du corrélateur et à les incrémenter respectivement au fur et à mesure des résultats fournis par le corrélateur, pendant une durée Tc, pour réaliser 2N intégrations cohérentes. Avantageusement, il comprend des moyens aptes à mémoriser les N amplitudes ou puissances d'intégrations cohérentes, et à les incrémenter respectivement pendant une durée Tnc, au fur et à mesure que les amplitudes ou les puissances d'intégrations cohérentes sont obtenues, pour réaliser N intégrations non cohérentes. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de la description détaillée qui suit, faite à titre d'exemple non limitatif et en référence aux dessins annexés dans lesquels: la figure 1 déjà décrite représente schématiquement un corrélateur connu de type Matched Filter pour une composante I ou Q du signal, la figure 2 déjà décrite représente schématiquement un chronogramme du traitement du signal reçu avec rotation du code, la figure 3 représente schématiquement un exemple de corrélateur selon l'invention de type Matched Filter pour une composante I ou Q du signal, la figure 4 représente schématiquement un chronogramme du traitement du signal reçu avec rotation du signal, la figure 5 représente schématiquement un autre exemple de corrélateur selon l'invention de type Matched Filter dans lequel les deux sous-structures sont combinées, la figure 6 représente schématiquement un exemple d'optimisation de l'exemple de la figure 5, la figure 7 représente schématiquement un exemple de corrélateur selon l'invention associé à des moyens permettant de mixer des intégrations cohérentes et des intégrations non cohérentes. Le principe de recherche d'un pic de corrélation réside dans une suite d'essais de corrélation entre le signal et le code par modification du décalage de l'un par rapport à l'autre. Les solutions conventionnelles ont opté pour le décalage du code, comme illustré dans le préambule. Cette technique procède en 2 phases. La première phase charge le registre à décalages avec le signal sur une période du code. La seconde phase calcule une corrélation à chaque rotation du code sur lui-même. L'invention se base sur le même principe de corrélation mais adopte le décalage du signal. D'une corrélation à l'autre, le code est maintenant fixe et seul le signal est décalé : il glisse dans son registre à décalages à chaque cycle d'horloge. La tranche de signal est toujours égale à une période de code mais cette tranche est glissante. Ce procédé de corrélation est par exemple obtenu au moyen d'une structure de type Matched Filter améliorée. Selon un premier mode de réalisation, il s'agit en fait de deux sousstructures identiques en parallèle, l'une pour la composante réelle du 35 signal, l'autre pour la composante imaginaire. On va décrire le fonctionnement de l'une de ces sous-structures en relation avec l'exemple de la figure 3. D'une figure à l'autre, les mêmes éléments portent les mêmes références. Le code est entré dans un registre à décalages non tournant 2' et la composante du signal compensé de son Doppler est rentrée en continu dans un registre à décalages non tournant 1. La longueur N du registre à décalages représente le nombre de chips du code considérés sur la période du code, soit 1 ms par exemple pour le GPS. Pour calculer l'ensemble des corrélations, il est nécessaire d'attendre N cycles d'horloge. A chaque impulsion d'horloge, la composante du signal est décalée dans le registre à décalages 1 et une nouvelle corrélation est calculée. Après N décalages du signal, l'ensemble des corrélations sur la période du code est calculé. L'un des avantages de ce corrélateur réside dans la mise en parallèle des deux phases des solutions conventionnelles (chargement du signal dans le registre à décalages et calcul des corrélations). Le temps de traitement du signal, donc de recherche des satellites est ainsi divisé par 2, comme illustré sur le chronogramme de la figure 4 qui représente le traitement de 8 périodes de code pour une composante, une hypothèse de fréquence pour compenser l'effet Doppler et un satellite. Selon un autre mode de réalisation, les deux structures pour les composantes réelle et imaginaire sont combinées comme représenté sur l'exemple de corrélateur de la figure 5. Ce corrélateur 20 est pourvu d'un registre à décalages non tournant 2' pour le code, commun aux deux composantes, de longueur N. Les autres éléments étaient déjà présents dans l'exemple de la figure 3, à savoir deux registres à décalages 1 de longueur N (un pour chaque composante réelle et imaginaire du signal), 2N multiplieurs 3 (N pour chaque composante) et 2 additionneurs 4 à N entrées chacun (1 additionneur pour chaque composante). Un additionneur nécessite un très grand nombre de portes logiques et constitue la principale surface silicium de l'invention. Selon un mode de réalisation préférentiel, les échantillons des deux composantes réelle et imaginaire du signal sont mémorisées en série de manière alternée afin de limiter le nombre de portes nécessaires. Le nombre de portes pour les registres à décalages du signal et du code reste inchangé. Par contre, la structure ne comporte plus qu'un additionneur et qu'un ensemble de multiplieurs élémentaires. La surface de silicium est pratiquement divisée par un facteur 2 et le coût du circuit s'en trouve diminué. Un exemple d'un tel corrélateur 20 est représenté figure 6. Il comprend un registre à décalages non tournant 2', de longueur N pour le code, un registre à décalages non tournant 1', de longueur 2N pour le signal, N multiplieurs 3 et un additionneur 4 à N entrées. L'additionneur 4 permet d'obtenir les corrélations pour une composante, réelle ou imaginaire. Puis au prochain cycle d'horloge le signal glisse dans le registre 1' en se décalant d'une cellule et l'additionneur 4 permet alors d'obtenir les corrélations pour l'autre composante et ainsi de suite au fur et à mesure du glissement du signal. On va à présent détailler sur un exemple les calculs pour N =2046 = 2 x 1023 car le calcul de corrélation est effectué de demi-chip de code en demi-chip de code. Les chips de code peuvent être divisés par 2 comme dans cet exemple ou par 3, 4, ..., voire même 3.3, etc. Les 2 composantes réelle et imaginaire du signal sont mises en série de manière alternée dans le registre à décalages et peuvent être par 20 exemple exprimées de la façon suivante: SR(2i, tk,n) sont les échantillons de la composante réelle du signal à l'instant i x 1 ms / 2046 + tk,n, SR(2i + 1, tk,n) sont les échantillons de la composante imaginaire du signal à l'instant i x 1 ms / 2046 + tk,n; i l'indice du registre à décalages varie de 0 à 2045, tk,n = to + k x l ms + n x l ms / 2046. tk,n représente la (k+1) ième période de code, n variant de 0 à 2045 et représente l'indice de retard entre le signal et le code. A la k+1 ième période de code, le résultat de la corrélation sur la 30 composante réelle, fourni par l'additionneur pour un décalage n, est: Code(0) * SR(0, tk, ) + Code(1) * SR(2, tk n) + + Code(2044) * SR(4088, tu, ) + Code(2045) * SR(4090, t k,,, ) De même, à la k+1 ième période de code, le résultat de la corrélation sur la composante imaginaire, fourni par l'additionneur au cycle d'horloge suivant, pour un décalage n est: Code(0) * SR(1, tk n) + Code(1) * SR(3, tk n) + + Code(2044) * SR(4089, tk n) + Code(2045) * SR(4091, tk fl) Le signal comporte généralement des données (aussi désignées data bits) en plus du code. Ces données sont émises par le satellite par exemple toutes les 20 ms, c'est-à-dire à 50 Hz. Lorsque ces données changent de valeur (passent par exemple de +1 à -1, ou l'inverse), cela se traduit par une inversion de phase dans le signal. Cette inversion de phase peut se produire pendant l'intervalle d'intégration, lorsque le signal est fixe et le code tournant sur cet intervalle. Dans ce cas, le calcul d'un pic de corrélation sur cet intervalle est difficile voire impossible. Lorsque selon l'invention, le signal est glissant et le code est fixe sur cet intervalle, l'inversion de phase est obligatoirement synchrone du début de l'intervalle d'intégration car elle est synchrone du code qui est fixe: l'inversion de phase n'a alors plus d'incidence sur les corrélations calculées pendant une période de code. Lorsque la réception est dégradée, le calcul d'un pic de corrélation sur une seule période de code n'est pas possible: ce calcul est effectué en intégrant sur plusieurs périodes de code, les corrélations de même composante (réelle ou imaginaire) et de même décalage entre le signal et le code. On peut effectuer une intégration dite cohérente sur un temps cohérent Tc ou une intégration dite non cohérente sur un temps non cohérent Tnc. Si une inversion de phase due à une modification de data bit intervient durant le temps cohérent, il peut être difficile voir impossible de détecter le pic de corrélation. L'intégration cohérente nécessite la prise en compte de la phase des data bits au moyen d'un dispositif connu 5 représenté figure 7: le résultat de chaque corrélation est multiplié par 1 selon la valeur du databit sur la période de code pendant laquelle les corrélations sont effectuées. Le propre de l'intégration cohérente est de conserver l'information de phase du signal. L'intégration cohérente avec la prise en compte de la phase des data bits est le traitement du signal le plus performant en terme de sensibilité de détection. Un temps cohérent important permet d'avoir une bande passante étroite et de faire ressortir le signal du bruit. Par contre, il n'est pas possible d'augmenter fortement le temps cohérent. Celui-ci se trouve très vite limité par: le nombre de d'hypothèses de fréquences à considérer pour compenser l'effet Doppler, l'accélération potentielle du mobile, les caractéristiques et le prix de l'oscillateur pilote dans le récepteur. En raison de ces limitations, l'intégration cohérente est inférieure à 100ms et plus généralement fixée à 20ms, c'est-à-dire à la période des databits. La sensibilité de réception pour un temps cohérent de 20ms est située autour de -144dBm suivant les probabilités d'absence et de fausses détections du signal de radionavigation. Selon un mode de réalisation préférentiel de l'invention, on mixe une intégration cohérente sur un temps Tc et une intégration non cohérente sur un temps Tnc. Ce mixage est mis en oeuvre par exemple par des moyens représentés figure 7. Le procédé selon l'invention procède en 3 étapes. La première étape calcule une intégration cohérente sur un temps Tc avec ses 2 composantes réelle et imaginaire. La deuxième étape calcule une amplitude ou une puissance à partir des 2 composantes. La troisième étape calcule sur un temps Tnc la somme des amplitudes ou des puissances ayant le même décalage. Les 3 étapes sont répétées N fois. Dans notre exemple N = 2046. L'intégration cohérente (1'e étape) est réalisée pendant un temps Tc, multiple de la période du code, en l'occurrence multiple de 1 ms; elle est réalisée de manière séparée sur les deux composantes réelle et imaginaire. Pour un décalage n entre le signal et le code, il résulte de l'intégration cohérente, I(n, Tc) pour la composante réelle et Q(n, Tc) pour la composante imaginaire: Tc-, Code(0)*SR(0, tk )+Code( 1) *SR(2, tkfl)+ + Code(2044) * SR(4088, tk) + Code(2045) * SR(4090, tk, ) Tc-I Code(0) *SR(1,tk )+Code( 1)*SR(3,tko)+ + Code(2044) * SR(4089, tk, ) + Code(2045) * SR(4091, tk fl) avec tk,n = to + k x 1 ms + n x 1 ms/2046. Cette intégration cohérente peut être obtenue au moyen d'un microprocesseur ou au moyen d'un additionneur 6 associé à une mémoire 7 à 2N cases apte à être lue puis écrite telle qu'une mémoire RAM. De manière connue, la mémoire 7 est lue et écrite au fur et à mesure des résultats fournis par le corrélateur 20. Une amplitude ou une puissance est ensuite calculée à partir des 2 composantes des intégrations cohérentes (2è étape) : siI(n, Tc) 2 + Q(n, Tc) 2 ou [I(n, Tc) 2 + Q(n, Tc) 2 J Cette 2ème étape est obtenue de manière connue par des moyens logiciels ou un dispositif 8. Dans l'art antérieur, l'intégration non cohérente consiste à calculer sur la période du code, l'amplitude ou la puissance des corrélations sur les deux composantes, puis à les sommer. Selon l'invention, l'intégration non cohérente (3è étape) est calculée en effectuant la somme sur un temps Tnc multiple de Tc (Tnc = K x Tc), des amplitudes ou puissances d'intégrations cohérentes ayant le même décalage. On obtient: zoos _o (n, Tc) Q ô (n, Tc ou K-1 C os (n) = E.I(n, kTc)2 + Q(n, kTc)2 k=0K-1 C2 ô (n) _ E [I(n, kTc)2 + Q(n, kTc)2] k=0 Cette intégration non cohérente peut être obtenue au moyen d'un microprocesseur ou au moyen d'un additionneur 9 associé à une mémoire 10 à N cases apte à être lue et écrite telle qu'une mémoire RAM. De manière connue, la mémoire 10 est lue puis écrite au fur et à mesure des résultats fournis par la mémoire 7. Ces trois étapes sont répétées pour chaque décalage n, c'est-à-dire N fois. Dans notre exemple N = 2046. Selon un mode de réalisation de l'invention, désigné mode temps réel, le signal est échantillonné et traité pour un satellite et une hypothèse de fréquence (considérée pour compenser l'effet Doppler) à la fois. Il n'y a pas de mémorisation du signal: les échantillons sont directement utilisés pour le traitement du signal qui dure Tnc. Selon un mode préférentiel désigné mode post-traitement, le signal est échantillonné et sauvegardé en mémoire 11 de préférence pendant le temps non cohérent Tnc qui peut atteindre 16 s. Puis les échantillons sont lus en mémoire pour chaque satellite et chaque hypothèse de fréquence Doppler; c'est-à-dire que les signaux I et Q issus de la mémoire 11 sont convertis en bande de base et compensés d'une fréquence Doppler par l'élément 12 avant d'être insérés dans le registre à décalages 1' du corrélateur 20. Les échantillons sont lus à une fréquence fl bien supérieure à leur fréquence d'écriture en mémoire fe. Ce mode post- traitement permet de réduire le temps de recherche global des satellites comme il apparaît sur le comparatif suivant. On désigne: NBSAT: le nombre de satellites BPDOPPLER: la bande de fréquences à considérer pour compenser l'effet Doppler pour la recherche des satellites Tnc: le temps d'intégration non cohérente Tc: le temps d'intégration cohérente K: le rapport des fréquences d'écriture et de lecture en post traitement T tr: Temps de traitement global temps réel Tpt: Temps de traitement global post-traitement On a: Ttr = NBSAT x BPDOPPLER x Tc x Tnc Tpt = NBSAT x BPDOPPLER x Tc x Tnc / K + Tnc, Tpt = Ttr/K+ Tnc Tnc est négligeable devant Ttr / K; on a typiquement K = 25 ou plus. Dans l'exemple décrit, on a considéré des signaux à deux états ( 1) ; bien sûr, l'invention s'applique de la même façon à des signaux à plus de deux états. Jusqu'à présent on a considéré qu'un seul code était généré localement. Lorsque l'on souhaite considérer d'autres codes, ceux-ci peuvent être considérés en série en reprogrammant le code local et les fréquences Doppler associées, au fur et à mesure que l'on change de code. Ils peuvent être considérés en parallèle: il suffit alors, selon une méthode connue de l'homme du métier, de pourvoir le récepteur de structures parallèles, c'est-à-dire de multiplier la structure comportant le corrélateur (ainsi que la mémoire pour le post-traitement si nécessaire, et/ou les intégrateurs si nécessaire), par le nombre de codes locaux à considérer. Le signal reçu peut être un signal de radionavigation par satellites et/ou par pseudolites. II s'agit par exemple d'un signal de positionnement de type GPS (acronyme de l'expression anglo-saxonne Global Positioning System ), ou GALILEO ou tout autre système de positionnement. REVENDICATIONS 1. Procédé de réception d'un signal de radionavigation qui comprend sur un premier temps déterminé une étape de calculs de corrélation du signal reçu échantillonné avec un code de période T généré localement, le signal reçu et le code étant décalés l'un par rapport à l'autre d'une corrélation à la corrélation suivante, caractérisé en ce que, sur le temps déterminé, le signal est décalé d'une corrélation à la suivante, le code étant fixe. 2. Procédé selon la revendication précédente, caractérisé en ce que le signal échantillonné comportant une composante réelle I et une composante imaginaire Q, les échantillons des deux composantes I et Q sont mis en série alternativement dans une même mémoire et en ce que les calculs de corrélation du code avec I et avec Q sont effectués alternativement. 3. Procédé selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que le premier temps déterminé est égal à la période du 20 code T. 4. Procédé selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que le signal échantillonné comportant une composante réelle I et une composante imaginaire Q, les résultats des calculs de corrélation de même composante et ayant le même décalage n entre le signal et le code, et obtenus sur Tc périodes de code, sont additionnés de manière à obtenir pour chaque composante, une intégration cohérente respectivement désignée ITC(n) et QTc(n). 5. Procédé selon la revendication précédente, caractérisé en ce qu'est calculé ITc(n)2 + QTc(n)2. 6. Procédé selon la revendication précédente, caractérisé en ce qu'une somme des amplitudes ou puissances des intégrations cohérentes ayant le même décalage n est calculée sur un temps Tnc ( Tnc = K x Tc) de manière à obtenir pour chaque décalage n, une intégration non cohérente C(n). 7. Procédé selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que préalablement à l'étape de calculs de corrélation, il comporte une étape de mémorisation du signal dans une autre mémoire pendant un deuxième temps déterminé et selon une fréquence d'écriture fe et en ce que le signal est lu selon une fréquence de lecture fl telle que fl>fe en vue de l'étape de calculs de corrélation. 8. Procédé selon la revendication précédente, caractérisé en ce que l'étape de calculs de corrélation est réalisée pour plusieurs codes et en ce que le signal est lu pour chaque code. 9. Procédé selon l'une des revendications 7 ou 8, caractérisé en ce que l'étape de calculs de corrélation est réalisée pour plusieurs hypothèses de fréquence considérées pour compenser l'effet Doppler et en ce que le signal est lu pour chacune des ces hypothèses. 10. Procédé selon l'une des revendications 7 à 9, caractérisé en ce que le deuxième temps déterminé est égal à Tnc. 11. Procédé selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que le signal reçu est un signal de radionavigation par satellites et/ou par pseudolites. 12. Récepteur d'un signal de radionavigation comportant des moyens de mise en oeuvre du procédé selon l'une des revendications précédentes. 13. Récepteur selon la revendication précédente, caractérisé en ce qu'il est pourvu d'un corrélateur (20) apte à corréler le signal reçu avec un code, et en ce que le corrélateur comprend un registre à décalages non tournant (2') pour le code et au moins un registre à décalages non tournant (1 ou 1') pour le signal. 14. Récepteur selon la revendication précédente, caractérisé en ce que le registre à décalages non tournant (2') pour le code comporte N cellules, N étant la longueur du code, le registre à décalages non tournant (1') pour le signal comporte 2N cellules et en ce qu'il comprend N multiplieurs (3) reliés chacun d'une part à une cellule du registre (2') du code et d'autre part à une cellule du registre (1') du signal et un additionneur (4) à N entrées, chaque entrée étant reliée à un multiplieur. 15. Récepteur selon l'une des revendications 13 ou 14, caractérisé en ce qu'il comprend en outre relié au corrélateur (20), des moyens (7, 6) aptes à mémoriser les 2N résultats issus du corrélateur et à les incrémenter respectivement au fur et à mesure des résultats fournis par le corrélateur (20), pendant une durée Tc, pour réaliser 2N intégrations cohérentes. 16. Récepteur selon la revendication précédente, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens (8) pour obtenir N amplitudes ou puissances d'intégrations cohérentes. 17. Récepteur selon la revendication précédente, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens (10, 9) aptes à mémoriser les N amplitudes ou puissances d'intégrations cohérentes, et à les incrémenter respectivement pendant une durée Tnc, au fur et à mesure que les amplitudes ou les puissances d'intégrations cohérentes sont obtenues, pour réaliser N intégrations non cohérentes. 18. Récepteur selon l'une des revendications 13 à 17, caractérisé en ce qu'il comprend en outre relié au corrélateur (20) une autre mémoire (11) apte à mémoriser le signal reçu selon une fréquence d'écriture fe et à le restituer vers le corrélateur selon une fréquence de lecture fl telle que fl>fe.