Brevet FR2864720A1 — publié le 20050701

GESTION DU COURT-CIRCUIT DANS UNE INDUCTANCE D'UN CONVERTISSEUR ÉLÉVATEUR DE TENSION La présente invention concerne de façon générale le domaine des convertisseurs d'énergie réalisé sous la forme de circuits électroniques à partir d'un élément inductif. L'invention concerne plus particulièrement la gestion du démarrage de tels convertisseurs dans un agencement de convertisseur élévateur de tension. La figure 1 représente un premier exemple de schéma classique de convertisseur élévateur de tension du type auquel s'applique la présente invention. Un tel convertisseur est essentiellement constitué d'une inductance L en série avec une diode de redressement D entre deux bornes E et S définissant respectivement des bornes d'entrée positive d'une tension d'alimentation continue Vdc et de sortie positive d'une tension Vout continue et de niveau plus élevé que la tension Vdc. Les tensions Vdc et Vout sont, dans cet exemple, référencées à une masse commune M. Pour des besoins d'isolement galvanique, les masses d'entrée et de sortie peuvent toutefois être différentes. Pour effectuer la fonction d'élévation de tension, un interrupteur K (généralement un transistor MOS de puissance à canal N) relie le point milieu 1, entre l'inductance L et la diode D, à la masse M. Cet interrupteur K est commandé par un train d'impulsions fourni par un circuit électronique 2 (CTRL) de commande. Pendant les périodes où l'interrupteur K est fermé, de l'énergie est accumulée dans l'inductance L. Pendant les périodes où l'interrupteur K est ouvert, cette énergie est restituée par l'intermédiaire de la diode D en sortie du convertisseur. Le plus souvent, un condensateur C de stockage d'énergie relie les bornes S et M afin de fournir une tension stable à une charge 3 (Q) connectée entre les bornes S et M. Le condensateur C est parfois omis, soit parce qu'un condensateur est inclus dans la charge 3, soit parce que celle-ci n'a pas besoin d'alimentation stable. Le train d'impulsions de commande de l'interrupteur K peut être un train d'impulsions de fréquence fixe et modulé en largeur (PWM), un train d'impulsions de rapport cyclique fixe mais modulé en fréquence (PFM), ou tout autre train d'impulsions réglable. Généralement, le circuit 2 reçoit une information REG relative à la tension de sortie Vout pour permettre d'asservir les périodes de fermeture de l'interrupteur K afin de maintenir la tension Vout souhaitée. Un problème récurant d'un convertisseur élévateur du type de celui représenté en figure 1 est qu'en cas de court-circuit dans la charge 3, le courant accumulé dans l'inductance n'est plus contrôlable, ce qui entraîne une détérioration de celle-ci. Une première solution connue pour pallier ce phénomène est représentée en figure 1 et consiste à prévoir un circuit de délestage constitué d'une résistance en série avec un inter-rupteur Kd pour court-circuiter l'inductance au démarrage et en cas de détection de court-circuit dans la charge. Un tel circuit de délestage peut également court-circuiter directement l'association en série de la diode et de l'inductance. Au démarrage du convertisseur ou plus généralement quand la tension Vout est inférieure à la tension Vdc - ce que mesure le circuit de commande 2 l'interrupteur Kd est fermé de façon permanente et l'interrupteur K reste ouvert. Cela permet de charger le condensateur C de sortie pour que la tension Vout continence à augmenter. Si le circuit de commande 2 ne détecte pas d'augmentation de la tension Vaut, il peut alors se mettre dans un état d'alarme au bout d'un certain temps dans la mesure où cela signifie un court-circuit côté charge. Un inconvénient notable de cette solution est que la résistance entraîne une dissipation élevée dans le circuit et pose des problèmes d'intégration et d'encombrement. La figure 2 représente un deuxième exemple classique de commande d'un convertisseur élévateur permettant de protéger l'inductance au démarrage du circuit. Dans l'exemple de la figure 2, l'interrupteur K a été représenté sous la forme d'un transistor MOS à canal N et la charge Q n'a pas été représentée. Selon cet exemple, un transistor MOS à canal P 4 est intercalé entre la cathode de la diode D et la borne S (électrode positive du condensateur C et/ou de la charge). La grille du transistor 4 est reliée par un interrupteur S1 soit directement à la source 6 du transistor 4, soit à un potentiel inférieur à cette source, imposé par une diode Zener DZ. En pratique, l'anode de la diode est polarisée par une source de courant 5 reliée, par exemple à la masse. Côté interrupteur K, sa grille est connectée au point 1 par une diode Zener DZ2 en série avec un interrupteur S2 et à la masse M par une diode Zener DZ3. Le rôle de la diode Zener DZ3 est de protéger l'interrupteur K en limitant sa tension de grille. Le rôle de la diode DZ2 est d'imposer une différence de tension entre le point 1 et la grille du transistor K lorsque l'interrupteur S2 est fermé. Enfin, un interrupteur S3 en série avec une diode D3 est intercalé entre la sortie du circuit 2' fournissant le train d'impulsions et la grille du transistor K. En fonctionnement normal, l'interrupteur S3 est fermé, l'interrupteur S2 est ouvert et l'interrupteur S1 est dans la position où il relie la grille du transistor 4 au potentiel fixé par la diode DZ, ce qui rend ce transistor passant. La commande de l'interrupteur K au moyen d'un train d'impulsions s'effectue donc normalement provoquant des phases de charges et décharges successives de l'inductance L dans la condensateur C. En cas de court- circuit dans la charge (entre les bornes S et M), celui-ci doit être détecté par des moyens annexes (par exemple en surveillant au moyen du signal REG entrant dans le circuit de commande 2' que la tension Vout s'annule). Une fois le court-circuit détecté, le circuit 2' commande l'ouverture du commutateur S3 et la fermeture du commutateur S2 de façon à mettre en service l'étage d'écrêtage actif de la tension de grille du transistor NMOS K constitué par la diode DZ2. En pratique, on prévoit une résistance R3 reliant la grille du transistor K à la masse de façon à en permettre la décharge. Une fois la grille du transistor K protégée, le circuit 2' provoque la commutation de l'interrupteur Si pour court- circuiter ses grille et source afin d'en provoquer l'ouverture. L'ouverture du transistor 4 isole l'inductance L du reste du circuit, donc du court-circuit. En l'absence de la diode DZ2, cette ouverture provoquerait une surtension entre grille et source du transistor K. Cette surtension est ici évitée grâce à la diode DZ2 qui écrête la tension entre grille et drain du transistor K. Un inconvénient du circuit de protection de la figure 2 est qu'il requiert une séquence particulière de commande des interrupteurs. En particulier, l'ouverture du transistor 4 ne doit intervenir qu'une fois que le transistor K a été bloqué par l'ouverture de l'interrupteur S3 et que l'étage d'écrêtage a été mis en service par la fermeture de l'interrupteur S2. Un autre inconvénient du circuit de la figure 2 est que la quantité d'énergie stockée dans l'inductance L n'est pas 30 contrôlée. Un autre inconvénient est qu'un tel circuit est relativement encombrant par le nombre de commutateurs annexes qu'il nécessite. Un autre inconvénient est que le redémarrage du circuit nécessite généralement une temporisation à partir de la détection d'un problème. La présente invention vise à proposer un circuit de gestion des courtscircuits dans une charge alimentée par un convertisseur élévateur, qui pallie les inconvénients des solutions connues. L'invention vise notamment à réduire le nombre d'éléments de con nutation nécessaires pour minimiser la surface 10 de silicium dans une réalisation intégrée. L'invention vise également à permettre une simplification du séquencement de la coltunande des interrupteurs de protection utilisés. L'invention vise également, dans un aspect préféré, à simplifier la détection du court-circuit et plus particulièrement à proposer un élément de protection qui puisse être indépendant du circuit de commande de l'interrupteur principal du convertisseur. L'invention vise également à gérer automatiquement 20 l'énergie stockée dans l'élément inductif ainsi que la phase de précharge, limitant ainsi les pics de courant. L'invention vise également à contrôler automatiquement le redémarrage suite à un problème. Pour atteindre ces objets ainsi que d'autres, la pré- sente invention prévoit un circuit de protection d'un convertisseur élévateur de tension, comportant un premier interrupteur à logique d'entrée inversée entre l'inductance et une borne de raccordement d'une charge à alimenter, dont l'électrode de commande est connectable soit au potentiel d'alimentation de l'inductance, soit à un potentiel inférieur au potentiel d'un électrode de puissance dudit premier interrupteur, côté inductance. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le circuit comprend un circuit de sélection du potentiel le plus élevé entre la tension d'alimentation de l'inductance et la tension du premier interrupteur côté inductance. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le premier interrupteur est un transistor MOS à canal P ou un 5 transistor bipolaire de type PNP. Selon un mode de réalisation de la présente invention, l'électrode de commande du premier interrupteur est reliée à son électrode de puissance côté inductance, par une source de tension au travers d'un deuxième commutateur. Selon un mode de réalisation de la présente invention, l'électrode de commande du premier interrupteur est reliée à la masse par l'intermédiaire d'un deuxième conunutateur. L'invention prévoit également un procédé de protection d'un convertisseur élévateur de tension comprenant un premier interrupteur à logique d'entrée inversée entre un élément de redressement en série avec une inductance et une borne de sortie du convertisseur, consistant à polariser l'électrode de commande du premier interrupteur au moyen d'un potentiel fixe lié au potentiel d'alimentation de l'inductance tant que la tension de sortie est inférieure à un seuil. Selon un mode de mise en oeuvre de la présente invention, l'électrode de commande du premier interrupteur reçoit un potentiel, inférieur au potentiel de son électrode de puissance côté inductance, dès que ledit seuil est atteint. Selon un mode de mise en oeuvre de la présente invention, le seuil correspond à la tension d'alimentation de l'inductance. L'invention prévoit également un convertisseur élévateur de tension, comportant un circuit de protection. Ces objets, caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres de la présente invention seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non-limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles: les figures 1 et 2 qui ont décrites précédemment sont destinées à exposer l'état de la technique et le problème posé ; la figure 3 représente, de façon schématique, un premier mode de réalisation d'un circuit de commande et de protection d'un convertisseur élévateur selon l'invention; la figure 4 représente un deuxième mode de réalisation de l'invention appliqué à un circuit de protection autonome; la figure 5 illustre le fonctionnement du circuit de protection de la figure 4; et la figure 6 représente un exemple de réalisation pratique du circuit de protection de la figure 4. Les mêmes éléments ont été désignés par les mêmes références aux différentes figures. Pour des raisons de clarté, seuls les éléments qui sont nécessaires à la compréhension de l'invention ont été représentés aux figures et seront décrits par la suite. En particulier, les détails constitutifs du circuit de commande générant le train d'impulsions destiné à un inter-rupteur principal du convertisseur élévateur ainsi que l'asservissement de ce signal de commande n'ont pas été détaillés, l'invention étant compatible avec tout circuit classique de commande par train d'impulsions. Une caractéristique de la présente invention est de créer une surtension sur l'interrupteur de sortie du convertisseur qui s'annule automatiquement. Plus précisément, l'inven- tion prévoit d'utiliser un interrupteur à logique d'entrée inversée (transistor PNP ou transistor PMOS) en sortie du convertisseur et de commander cet interrupteur indépendamment de l'interrupteur principal du convertisseur élévateur. La figure 3 représente un premier mode de réalisation 30 d'un convertisseur élévateur selon l'invention. Conan précédemment, ce convertisseur comporte une inductance L en série avec une diode D et un interrupteur 4 de protection entre une borne d'entrée E d'application d'une tension continue Vdc et une borne de sortie S de fourniture d'une tension de sortie Vout plus élevée. Une charge 3 (Q) est connectée, le cas échéant en parallèle avec un condensateur C (non représenté), entre la borne S et une borne de masse M, commune ou non avec la masse de la tension d'entrée. Un circuit 10 (CTRL) commande par train d'impulsions un interrupteur K de découpage reliant l'anode 1 de la diode D à la masse M. Selon la présente invention, le transistor 4 (ici un transistor MOS à canal P) est connectable, par l'intermédiaire d'un commutateur S11, soit à un potentiel inférieur à sa source 6, soit à un potentiel correspondant au potentiel d'alimentation d'entrée Vdc. Dans l'exemple représenté en figure 3, le commutateur S11 relie la source 6 du transistor 4 par l'intermédiaire d'une diode Zener DZ fixant un seuil de tension entre grille et source du transistor 4 quand le commutateur S11 y est raccordé (borne N). En pratique, l'anode de la diode DZ (borne N) est polarisée, par exemple, par une source de courant 5. Tout autre source de tension imposant, entre grille et source du transistor 4, une tension inférieure à sa tension de seuil afin de le rendre passant convient. En variante, la borne N de l'interrupteur S11 peut correspondre à la masse M plutôt qu'être reliée à la source 6 du transistor 4 par une diode DZ, si le transistor 4 supporte une tension Vgs voisine de la tension Vout. L'autre borne CC du commutateur S11, destinée à relier la grille au potentiel positif de la tension Vdc, est connectée, par exemple à la borne E par l'intermédiaire d'un interrupteur S12. Le rôle de l'interrupteur S12 est de forcer le blocage du transistor 4 lorsque le circuit doit être éteint. Selon l'invention, le point de polarisation de la grille du transistor 4 est toujours inférieur à la tension de sortie en fonctionnement normal, mais devient supérieure à cette tension de sortie au moins en cas de court-circuit. Au démarrage du circuit, c'est-à-dire quand la tension Vout est nulle, l'interrupteur S12 est fermé et l'interrupteur S11 est sur la position CC. Le transistor 4 est alors passant et le circuit 10 commande l'interrupteur K de façon classique. Dès que la tension Vout (dans cet exemple, détectée par l'intermédiaire du signal REG) devient supérieure à un seuil prédéterminé (par exemple, supérieure à la tension Vdc), le circuit 10 commute l'interrupteur S11 vers la borne N. Cela a pour effet de maintenir le transistor 4 à l'état passant mais en étant désormais polarisé par la différence de tension entre sa grille et sa source, fixée par la diode Zener DZ. L'interrupteur S12 est indifféremment laissé fermé ou ouvert. En cas de court-circuit dans la charge Q ou plus généralement dès que la tension Vout devient inférieure au seuil fixée dans le circuit 10, ce dernier commande le basculement du commutateur S11 vers la borne CC (et la fermeture du commutateur S12 s'il avait été ouvert précédemment). Le transistor MOS 4 reste donc conducteur et permet le transfert de l'énergie emmagasinée dans l'inductance L avant le court-circuit à travers la charge. En effet, la surtension aux bornes de l'inductance L impose une tension supérieure sur la source 6 du transistor MOS 4 par rapport à la tension d'entrée E, ce qui assure sa mise en conduction le temps d'évacuer l'énergie de l'inductance. De ce qui précède, il ressort que l'état de l'inter-rupteur K au moment où l'interrupteur S11 commute n'a pas d'importance. Ainsi, le séquencement est plus simple que dans un circuit à écrêtage actif tel que décrit précédemment en relation avec la figure 2. Un autre avantage de l'invention est qu'elle évite un dispositif à diodes Zener pour l'écrêtage actif. Un autre avantage de l'invention est qu'elle facilite le démarrage du convertisseur en introduisant une protection automatique grâce à la connexion à la tension d'entrée (par exemple, la tension d'une batterie). Le fait que le transistor 4 conduise au démarrage évite de différencier la phase de démarrage d'un court-circuit. Cet avantage est important dans la mesure où, tant que la tension Vout n'a pas commencé à croître, un circuit de commande classique doit distinguer ce démarrage d'un court- circuit. En particulier, on évite alors le recours à un temporisateur comme ce serait le cas dans un dispositif classique (figure 2). Un autre avantage de la présente invention est que, plus généralement qu'une simple protection contre les courts- circuits, elle permet une gestion automatique de la décharge d'énergie de l'inductance, le commutateur S11 étant commuté vers le point N dès que la tension Vout a atteint un niveau suffisant. La figure 4 représente un deuxième mode de réalisation 10 préféré d'un convertisseur selon l'invention. Par rapport au convertisseur de la figure 3, la détection de courtcircuit (ou de tension Vout insuffisante) est effectuée par un circuit 20 autonome par rapport au circuit de commande 21 fournissant le train d'impulsions à la grille de l'interrupteur K. le circuit 20 comporte deux entrées A et B recevant respectivement la tension de source 6 du transistor 4 diminuée d'une tension DZ et la tension d'alimentation Vdc prélevée au point É du montage. Une sortie MAX(A, B) du circuit 20 est connectée à la grille du transistor 4. La fonction du circuit 20 est de fournir la tension la plus élevée de celles présentes sur ses entrées A et B. En pratique, le circuit 20 mesure la tension de la source 6 du transistor 4 et fournit la tension présente sur son entrée A dès que la tension de la source 6 devient supérieure à la tension Vdc. Un avantage de ce mode de réalisation est qu'il permet une détection automatique du court-circuit par le circuit 20. Le circuit 21 de commande est alors un circuit classique se contentant de la commande par train d'impulsions et de l'asservissement de ce train d'impulsions par rapport à la mesure de la tension de sortie (par exemple, un circuit tel que le circuit 2 de la figure 1, dépourvu de la commande de l'interrupteur Kd). La figure 5 illustre le fonctionnement du circuit 20 de la figure 4. On notera toutefois que la même fonction peut être réalisée par le circuit 10 de la figure 3 en exploitant une mesure de tension de sortie sur la borne REG. La figure 5 représente un exemple d'allure de plu-sieurs tensions caractéristiques du circuit 20 en fonction du temps lors d'un démarrage du circuit. La tension Vout est représentée en trait plein. La tension V6 de la source 6 du transistor 4 est représentée en pointillés. La tension Vg de commande de grille du transistor 4 est représentée en traits mixtes. Pour simplifier, on a négligé les éventuelles chutes de tension dans les commutateurs S11 et S12 lorsqu'ils sont passants. Initialement, le circuit est éteint, aucune tension n'est appliquée sur la borne E. A un instant t0, le convertisseur est mis sous tension. La tension de grille du transistor 4 est alors portée au potentiel de la borne E (Vdc). La tension V6 de sa source correspond à la tension Vdc (appliquée sur la grille du transistor) augmentée d'une surtension périodique liée à la commutation dans l'inductance. Le transistor 4 est alors passant et le transfert d'énergie s'effectue vers la tension Vout quand l'interrupteur K est ouvert au rythme du train d'impulsions de commande. A un instant t2 où la tension V6 atteint le niveau Vdc, le circuit 20 bascule sa sortie et applique désormais, sur la grille du transistor 4, la tension V6 diminuée de la valeur Vdz de la diode Zener et la surtension disparaît. La tension Vout continue à augmenter jusqu'à ce que le niveau souhaité par le circuit 21 soit atteint (non représenté en figure 5). Le même fonctionnement se produit en cas de décroissance de la tension Vout. Dès que la tension V6 devient inférieure à la tension Vdc, le transistor 4 devient commandé par cette tension Vdc. La figure 6 représente un exemple de réalisation 35 pratique du circuit 20 de la figure 4. Les bornes A et B sont respectivement reliées à la borne de sortie MAX(A, B) par deux diodes DB et DA par leurs cathodes respectives. Un avantage de l'invention est qu'elle gère toutes les surcharges en courant (Vout inférieur à Vdc) quelle qu'en soit l'origine, qu'il s'agisse d'une surcharge, d'un court-circuit, ou des appels de courant au démarrage (inrush). Bien entendu, la présente invention est susceptible de diverses variantes et modifications qui apparaîtront à l'homme de l'art. En particulier, le dimensionnement de la diode Zener DZ qui dépend du transistor MOS 4 utilisé sera adapté à la tension grille-source supportable par le transistor MOS 4. 13 REVENDICATIONS 1. Circuit de protection d'un convertisseur élévateur de tension, caractérisé en ce qu'il comporte un premier interrupteur (4) à logique d'entrée inversée entre l'inductance et une borne (S) de raccordement d'une charge (3) à alimenter, dont l'électrode de commande est connectable soit au potentiel (Vdc) d'alimentation de l'inductance, soit à un potentiel inférieur au potentiel d'un électrode de puissance (6) dudit premier interrupteur, côté inductance. 2. Circuit selon la revendication 1, comprenant un 10 circuit de sélection (20) du potentiel le plus élevé entre la tension d'alimentation (Vdc) de l'inductance (L) et la tension (V6) du premier interrupteur (4) côté inductance. 3. Circuit selon la revendication 1 ou 2, dans lequel le premier interrupteur (4) est un transistor MOS à canal P ou 15 un transistor bipolaire de type PNP. 4. Circuit selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, dans lequel l'électrode de couunande du premier interrupteur (4) est reliée à son électrode de puissance (6) côté inductance (L), par une source de tension (DZ) au travers d'un deuxième commutateur (S11). 5. Circuit selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, dans lequel l'électrode de commande du premier interrupteur (4) est reliée à la masse (M) par l'intermédiaire d'un deuxième commutateur (S11). 6. Procédé de protection d'un convertisseur élévateur de tension comprenant un premier interrupteur (4) à logique d'entrée inversée entre un élément de redressement (D) en série avec une inductance (L) et une borne (S) de sortie du convertisseur, caractérisé en ce qu'il consiste à polariser l'élec- trode de commande du premier interrupteur au moyen d'un potentiel fixe (Vdc) lié au potentiel d'alimentation de l'inductance tant que la tension de sortie (Vout) est inférieure à un seuil. 7. Procédé selon la revendication 6, dans lequel l'électrode de commande du premier interrupteur (4) reçoit un potentiel, inférieur au potentiel de son électrode de puissance (6) côté inductance (L), dès que ledit seuil est atteint. 8. Procédé selon la revendication 6 ou 7, dans lequel le seuil correspond à la tension d'alimentation (Vdc) de l'inductance (L). 9. Convertisseur élévateur de tension, caractérisé en ce qu'il comporte un circuit de protection conforme à l'une quelconque des revendications 1 à 5.