Brevet FR2861861A1 — publié le 20050506

Dispositif de génération d'une tension de référence BandGap autopolarisé par un seul transistor. 1. Domaine de l'invention Le domaine de l'invention est celui de la conception de circuits électroniques analogiques et mixtes. Plus précisément, l'invention concerne un dispositif de génération d'une tension de référence, utilisable dans tout type de circuits analogiques, radiofréquences (RF) et mixtes. 2. Solutions de l'art antérieur On rappelle qu'une tension de référence est, par définition, une tension indépendante de la variation de la tension d'alimentation, des variations des paramètres technologiques (ou variations process) et de la température. L'indépendance de la tension de référence des variations de la tension d'alimentation est classiquement obtenue par cascodage ou par régulation. La plupart des paramètres technologiques (mobilité , tension de seuil VTH, énergie de BandGap Eg, ...) dépendent quant à eux fortement de la température. Par conséquent, si l'on établit une tension de référence indépendante de la température, cette dernière est alors également indépendante des variations "process". Le principe classiquement utilisé pour ce faire consiste à annuler la dépendance négative, en fonction de la température, d'une tension de jonction PN, par la dépendance positive, en fonction de la température, d'une tension PTAT (en anglais "Proportional To Absolute Temperature", en français "proportionnelle à la température absolue"). Le coefficient de température TC 0 provient quant à lui de l'amplification de la différence de tension de deux diodes polarisées en direct. Ce principe est exposé plus en détail dans la suite de ce document en relation avec la description d'un mode de réalisation préférentiel de l'invention. Plusieurs solutions ont été envisagées selon l'art antérieur pour générer une 2861861 2 tension de référence qui soit, autant que faire se peut, indépendante des variations de la tension d'alimentation, de la température et des variations process. Une première solution, illustrée en figure 1, consiste à concevoir un BGR ("BandGap Reference", générateur de tension de référence de type BandGap) avec un simple miroir de courant 10. Le courant PTAT 11, qui dépend positivement de la température, est réfléchi par le miroir de courant 10 dans le transistor 12. On récupère en sortie de ce dispositif une tension de référence Vref 13, qui est la somme de la tension VBE 14 aux bornes de la diode, dépendant négativement de la température, et d'une tension k*VETAT, où le coefficient k est déterminé par le ratio des valeurs des résistances en série 15 de la branche de sortie, et de la résistance 16 de la branche du miroir de courant dans laquelle circule le courant PTAT 11. Une deuxième solution, illustrée en figure 2, consiste à améliorer le montage de la figure 1 en remplaçant le miroir de courant simple par un miroir de courant de type cascode 20. Le cascodage, qui consiste à "empiler" ou "mettre en cascade" les transistors, permet d'augmenter la résistance équivalente du montage, et donc de mieux rejeter le bruit d'alimentation. Le miroir de courant cascode 20 comprend deux branches de courant présentant chacune quatre transistors fonctionnant en régime saturé. A nouveau, le courant PTAT 21, qui dépend positivement de la température, est réfléchi par le miroir de courant cascode 20 dans les transistors 22 et 28. On récupère en sortie de ce dispositif une tension de référence VCef 23, qui est la somme de la tension VBE 24 aux bornes de la diode, dépendant négativement de la température, et d'une tension k*VPTAT, où le coefficient k est déterminé par le ratio des valeurs de la résistance 25 de la branche de sortie, et de la résistance 26 de la branche du miroir de courant dans laquelle circule le courant PTAT 21. Une troisième solution, illustrée en figure 3A, consiste à utiliser un BGR avec un miroir de courant cascode large excursion (ou WS pour l'anglais "Wide Swing"), qui réfléchit, dans les transistors référencés 32 et 38, le courant PTAT 31. Un tel miroir de courant cascode 30 comprend deux étages symétriques 2861861 3 comptant chacun quatre transistors: l'étage supérieur 30, est constitué de transistors NMOS, et l'étage inférieur 302 est constitué de transistors PMOS. Cette solution diffère de la solution de la figure 2 en ce que, au sein de l'étage 301 (respectivement 302) du miroir de courant 30, la grille du transistor 303 (respectivement 305) n'est plus connectée au drain de ce dernier, mais au drain du transistor inférieur 304 (respectivement du transistor supérieur 306). Deux branches de polarisation 39, et 392 sont alors nécessaires pour polariser chacune des deux branches du miroir de courant 30. Ces branches de polarisation comprennent chacune une source de courant 393, 394 et un miroir de courant 395, 396. La tension de référence Vref 33 est la somme de la tension VBE 34 et de k*VPTAT, où k est fonction du ratio des valeurs des résistances référencées 35 et 36. Une dernière solution de l'art antérieur, illustrée en figure 4A, consiste à concevoir un BGR avec un miroir de courant cascode autopolarisé par résistance. Le principe de fonctionnement en est similaire à celui du générateur de tension de référence de la figure 3A et ne sera donc pas décrit ici plus en détail. Les branches de polarisation 391 et 392 du circuit de la figure 3A sont remplacées dans cette configuration par deux résistances de polarisation Rb;as 49, et 492, insérées entre les deux étages du miroir de courant 40. La création d'une chute de potentiel aux bornes de ces deux résistances Rb;as 49, et 492 permet de polariser les transistors des deux branches du miroir de courant 40. 3. Inconvénients de l'art antérieur La solution de l'art antérieur illustrée en figure 1 est simple, et nécessite peu de transistors MOS. En outre, elle présente une importante excursion. Cependant, un inconvénient de cette technique est qu'elle présente une très faible réjection du bruit d'alimentation. En effet, dans le circuit de la figure 1, on notera la présence d'un unique transistor 12 entre la tension d'alimentation VDD 17 et la tension de sortie 13, d'où une résistance faible qui ne permet pas une réjection suffisante du bruit d'alimentation. 2861861 4 La solution de l'art antérieur illustrée en figure 2 présente, comme la solution de la figure 1, l'avantage de la simplicité de conception. Elle a cependant pour inconvénient de permettre une excursion très limitée, et d'être inutilisable dès que la tension d'alimentation VDD est inférieure à environ 3V. En effet, la tension V, 29 est égale à 0, 738V dans le mode de réalisation de la figure 2. Tous les transistors du miroir de courant de type cascode devant fonctionner en régime saturé, la tension drain-source VDS aux bornes de chacun des transistors du miroir de courant 20 doit être supérieure ou égale à environ 300 mV pour une tension VDSsat = 250 mV. La tension d'alimentation VDD 27 est donc telle que VDD > 2.(2VDSsat + VTH) + VBE, soit VDD > 4VDSsat + 2VTH + VBE. La tension de référence VCef 23 que l'on souhaite générer étant classiquement de l'ordre de 1,2 V, le circuit de la figure 2 n'est donc plus utilisable dès lors que la tension d'alimentation VDD 27 est inférieure à environ 2,8 V (4*0,25 V + 2*0,5 V + 0,738V = 2,738 V). La solution de l'art antérieur illustrée en figure 3A présente, comme la solution de la figure 2, une bonne réjection du bruit d'alimentation, grâce à la mise en oeuvre d'un cascodage. En outre, le mode particulier de polarisation des transistors du miroir de courant permet d'obtenir une excursion élevée. Cependant, cette solution, bien que performante, présente de nombreux inconvénients. En effet, elle est complexe à implémenter, présente une forte consommation et un important encombrement surfacique, dû notamment à l'existence des branches de polarisation 39t et 392. En outre, lors du démarrage d'un tel dispositif, il est nécessaire de réveiller, non seulement les deux branches du miroir de courant 30, mais également les branches de polarisation 39, et 392 associées.. En effet, les deux branches du miroir de courant 30 possèdent deux points de polarisation au repos stables. Le premier est souhaité, et correspond à un courant non nul dans les branches. Le second état correspond à un courant nul dans les branches du miroir de courant, et doit être évité. Lorsque ce dernier cas de figure se présente, et avec une évolution progressive de la tension d'alimentation VDD 37, le circuit peut rester indéfiniment 2861861 5 dans cet état, avec un courant nul dans les branches du miroir de courant 30: aucune tension de référence Vref 33 n'est alors disponible. Pour contourner ce problème, on utilise un circuit annexe, dit de "startup" ou de démarrage, qui permet de réveiller le dispositif au démarrage de l'alimentation. Ce circuit de start-up est d'autant plus complexe que le nombre de branches à réveiller est élevé. La figure 3B présente le générateur de tension de référence de la figure 3A complété au moyen d'un circuit de start-up 300, destiné à réveiller, au démarrage de la tension d'alimentation, le circuit de polarisation 39 et les branches du miroir de courant 30. Les éléments identiques y sont désignés par les mêmes références numériques. Enfin, le générateur de tension de référence de la figure 4A présente une bonne réjection du bruit d'alimentation, grâce à l'utilisation du cascodage. Il est plus simple et moins consommateur que le montage de la figure 3A, en raison de l'absence du circuit de polarisation 40. Il présente néanmoins comme inconvénient d'être lent au démarrage, et d'avoir une excursion conditionnée par le produit I.Rbias, où I est le courant PTAT 41. En effet, tous les transistors du miroir de courant 40 doivent fonctionner en régime saturé, ce qui ne peut être atteint que si I.Rb; assVth, où Vth est la tension de seuil d'un transistor, ce qui réduit donc l'excursion. En outre, ce circuit nécessite également la présence d'un circuit de start-up 40, représenté sur la figure 4B, permettant de réveiller au démarrage les branches de courant du miroir 40. La présence des résistances Rb;as 491 et 492 fait augmenter la constante de temps RC vue par le circuit de start-up, de sorte que le démarrage du circuit des figures 4A et 4B est encore plus lent que celui des figures 3A et 3B. Un tel générateur de tension de référence n'est donc pas adapté aux applications rapides, et notamment pas à une utilisation dans un terminal de radiocommunications de type téléphone portable. 4. Objectifs de l'invention L'invention a notamment pour objectif de pallier ces inconvénients de l'art 2861861 6 antérieur. Plus précisément, un objectif de l'invention est de fournir une technique de génération d'une tension de référence indépendante des variations de la tension d'alimentation, de la température et des variations de paramètres technologiques. Un autre objectif de l'invention est de proposer une telle technique qui soit simple à implémenter et présente une faible consommation. L'invention a encore pour objectif de fournir une telle technique qui permette une bonne réjection du bruit d'alimentation et une excursion élevée. L'invention a également pour objectif de proposer une telle technique qui permette la conception d'un dispositif de faible surface. L'invention a aussi pour objectif de fournir une telle technique qui permette la conception d'un dispositif adapté aux applications rapides de type téléphonie mobile. 5. Caractéristiques essentielles de l'invention Ces objectifs, ainsi que d'autres qui apparaîtront par la suite, sont atteints à l'aide d'un dispositif de génération d'une tension de référence comprenant: - des moyens de génération d'une tension proportionnelle à une température, appelée tension PTAT (en anglais "Proportional To Absolute Temperature"), comprenant au moins un miroir de courant de type cascode présentant une première et une seconde branches de courant comprenant chacune au moins deux transistors; - des moyens de génération d'une tension dépendant négativement de ladite température; - des moyens de génération de ladite tension de référence par combinaison linéaire de ladite tension PTAT et de ladite tension dépendant négativement de ladite température. Selon l'invention, ladite première branche comprend au moins un transistor de polarisation permettant d'autopolariser lesdits transistors desdites première et seconde branches de courant. Ainsi, l'invention repose sur une approche tout à fait nouvelle et inventive 2861861 7 de la génération d'une tension de référence, qui permet de concevoir un dispositif de génération de tension de référence conjuguant tous les avantages des meilleures techniques de l'art antérieur. En effet, la solution de l'invention permet: - une bonne réjection du bruit d'alimentation, grâce à l'utilisation d'un miroir de courant de type cascode; - une excursion élevée, grâce au type de polarisation des transistors. Elle présente également des avantages de simplicité de conception, de faible consommation et de faible surface, grâce à l'absence de branches de polarisation volumineuses et consommatrices. En outre, le démarrage d'un tel dispositif de génération de tension de référence est beaucoup plus rapide que celui des dispositifs de l'art antérieur à résistance de polarisation, le transistor de polarisation de l'invention présentant une résistance équivalente et une capacité parasite équivalente beaucoup plus faibles que celles de la résistance de polarisation des figures 4A et 4B. Le circuit de start-up associé au dispositif de l'invention est simple, puisque seule une des deux branches du miroir de courant doit être "réveillée" lors du démarrage de la tension d'alimentation. Selon l'invention, les branches du miroir de courant sont polarisées par la chute de potentiel aux bornes du transistor de polarisation et par la tension de grille résultant du courant de branche circulant dans le transistor de polarisation, qui fonctionne quasiment en régime linéaire. L'utilisation d'un cascodage garantit l'indépendance de la tension de référence générée des variations de la tension d'alimentation. Avantageusement, un tel dispositif de génération d'une tension de référence comprend un unique transistor de polarisation. En effet, selon l'invention, un unique transistor de polarisation suffit à assurer la polarisation des deux branches du générateur. La solution de l'invention présente donc un faible encombrement, seul un composant étant nécessaire à la polarisation du dispositif. Préférentiellement, ledit miroir de courant comprend deux étages 2861861 8 symétriques présentant chacun quatre transistors de même dopage (ou de même type, N ou P), les transistors de deux étages distincts étant de dopage opposé. Selon une caractéristique de l'invention, ladite tension dépendant négativement de ladite température est une tension de jonction PN polarisée en direct, obtenue aux bornes d'une diode ou entre la base et l'émetteur d'un transistor bipolaire. Selon une variante préférentielle de l'invention, lesdits transistors sont de type MOS. Les transistors du générateur de tension de référence peuvent bien sûr également être réalisés selon une autre technologie, sans se départir du cadre de la présente invention. Selon un premier mode de réalisation de l'invention, ledit transistor de polarisation est de type NMOS. Selon un deuxième mode de réalisation de l'invention, ledit transistor de polarisation est de type PMOS. De manière avantageuse, la source dudit transistor de polarisation est reliée conjointement aux grilles de deux premiers transistors en vis-àvis de chacune desdites branches de courant d'un premier étage dudit miroir de courant, afin de polariser ladite première branche, et la grille dudit transistor de polarisation est reliée conjointement aux grilles de deux deuxièmes transistors en vis-à-vis de chacune desdites branches de courant d'un deuxième étage dudit miroir de courant, afin de polariser ladite seconde branche. La tension de référence générée par le dispositif de l'invention est de type BandGap. Selon une autre caractéristique de l'invention, un tel dispositif de génération de tension de référence comprend un circuit de "start-up" (démarrage) permettant de réveiller lesdites première et/ou seconde branches lors du démarrage dudit dispositif. L'invention concerne aussi un dispositif de génération de courant et un composant électronique comprenant un dispositif de génération d'une tension de référence tel que décrit précédemment. 2861861 9 6. Liste des figures D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante d'un mode de réalisation préférentiel, donné à titre de simple exemple illustratif et non limitatif, et des dessins annexés, parmi lesquels: - la figure 1, déjà commentée en relation avec l'art antérieur, présente un synoptique d'un BGR à simple miroir de courant; - la figure 2 illustre un BGR de l'art antérieur similaire à celui de la figure 1, dans lequel le miroir de courant a été remplacé par un miroir de courant 10 cascode; - les figures 3A et 3B décrivent un BGR de l'art antérieur avec miroir de courant cascode large excursion, respectivement sans et avec circuit de start-up; - les figures 4A et 4B décrivent un BGR de l'art antérieur avec miroir de 15 courant cascode autopolarisé par une résistance, respectivement sans et avec circuit de start-up; - les figures 5A à 5F illustrent le principe général de génération d'une tension de référence mis en oeuvre selon l'invention; plus précisément: - les figures 5A et 5B illustrent le principe d'obtention d'un coefficient de température positif dans le cadre de la génération d'une tension de référence; - les figures 5C et 5D présentent des exemples de circuits élémentaires de génération d'une tension de référence indépendante des variations de température mettant en oeuvre le principe illustré en figures 5A et 5B; - la figure 5E illustre l'utilisation d'un miroir de courant dans le cadre de la génération d'une tension de référence, selon le principe des figures 5A à 5D; - la figure 5F illustre la structure de base utilisée selon l'invention pour générer une tension de référence; 25 30 2861861 10 les figures 6A à 6D illustrent les différentes étapes de la conception du générateur de tension de référence de l'invention, à partir d'une structure de miroir de courant de type cascode large excursion; les figures 7A et 7B illustrent le dispositif de génération de tension de référence conçu selon les étapes des figures 6A à 6D, respectivement sans et avec représentation du circuit de start-up associé ; - les figures 8A à 8C présentent les variations, en fonction de la température, de la tension de référence générée par le dispositif de l'invention et par les solutions de l'art antérieur illustrées en figures 3 et 4; - les figures 9A à 9C présentent les résultats d'une simulation de Monte- Carlo avec un tirage de N=1000 échantillons pour évaluer la dispersion 6 affectant la tension de référence générée par le dispositif de l'invention et par les solutions de l'art antérieur illustrées en figures 3 et 4. 7. Description d'un mode de réalisation de l'invention Le principe général de l'invention repose sur l'utilisation d'un unique transistor de polarisation pour autopolariser les branches d'un miroir de courant de type cascode dans un générateur de tension de référence. 7.1 Principe de génération d'une tension de référence BandGap On rappelle tout d'abord brièvement le principe général de génération d'une tension de référence Bandgap. Une tension de référence est, par définition, une tension indépendante des variations de la tension d'alimentation, des variations des paramètres technologiques et de la variation de température. Cette tension de référence peut être rendue indépendante des variations de la tension d'alimentation par cascodage ou par régulation. Par ailleurs, il est établi que la plupart des paramètres technologiques dépendent fortement de la température. Par conséquent, si l'on parvient à rendre une tension de référence indépendante de la température, elle sera également indépendante des variations des paramètres technologiques. Il est donc particulièrement important de s'attacher à rendre la tension de référence indépendante des variations de la température. Ceci peut être obtenu par l'annulation de la dépendance négative, en fonction de la température, d'une tension de jonction PN, par la dépendance positive, également en fonction de la température, d'une tension proportionnelle à la température absolue, ou PTAT. 7.1.1 Obtention d'un coefficient de température négatif TC E x VBE = VT ln 1 c avec 1s = bT,4±,e kT \1s La dérivée de la tension VBE par rapport à la température conduit à VBE (4+m)VT E/ l'expression suivante: aVBE_ = VT ln I (4 + m) VT E V = q 8T T 1s T kT2 T T Avec E 1,12eV, l'énergie de Bande interdite du silicium ("Band Gap Energy"), m--3/2 et b est un coefficient de proportionnalité indépendant de la température. 15 A T=300K et VBE=0,75, on a dVBE = -1, 66mV.K-1 aT Ces résultats sont également valables dans le cas d'une diode. 7.1.2 Obtention d'un coefficient de température positif TC>0 Lorsque deux transistors bipolaires identiques sont parcourus par des courants différents d'un facteur n (voir figure 5A), alors C n1 AVBE = VBEl -VBE2 = VT ln - - VT 1 1 sl100} . Les transistors étant identiques, IS,=IS2, 2 d'où AVBE =VT 1n(n). De même, si deux transistors bipolaires sont parcourus par le même courant I mais sont de tailles différentes d'un facteur n, alors: i i AVBE=VBEI-VBE2VT ln 1) -VT1 I =VT ln 1 VTIr> I llsl 1S2, ,1s \n's, d'où L\VBE =VT 1n(n). Dans ces deux configurations, la dérivée de OVBE par rapport à la 2861861 12 température conduit à l'expression suivante: avBE = k ln(n). A titre d'exemple aT q d'ordre de grandeur, on a aVT- = k = 86,2512V.K-1 aT q 7.1.3 Génération de la tension de référence On peut établir une tension de référence Vref = aIVBE +a2AVBE = a,VBE + a2VT ln(n). En reprenant les valeurs numériques précédentes, on a avBE _- 1,66mV.K- et -71= 86,25,uV.K-1, et on constate qu'il est aT aT donc avantageux de choisir a,=1. En effet, dans le cas contraire, on aurait a2> 1, et a21n(n) serait donc d'autant plus élevé. Vfef est par conséquent donnée par: Vref =VBE +a2ln(n) k T. Ce dernier q résultat peut être mis en circuit selon les schémas des figures 5C et 5D, qui illustrent respectivement un montage avec diode (figure 5C) et avec transistor bipolaire (figure 5D). Le circuit de la figure 5C présente deux branches comprenant chacune une source de courant I. La première branche comprend une diode D,, aux bornes de laquelle la tension vaut Vo,. La seconde branche comprend une diode D2, montée en série avec une résistance R: la tension aux bornes de la résistance R et de la diode D2 vaut V02. Dans le montage de la figure 5D, les deux diodes D, et D2 sont remplacées par deux transistors Q, et Q2. La tension V01 est alors la tension baseémetteur du transistor Q,, et la tension V02 est la somme de la tension base-émetteur du transistor Q2 et de la tension aux bornes de la résistance R. Si l'on parvient à rendre les tensions V01 et V02 identiques, on a: VBE, = RI +VBE2 RI =VBEI - VBE2 RI =VTIn(n) soit: V07 = VBE2 + VT ln(n) . Cette dernière tension peut servir comme tension de référence indépendante de la température. Afin d'assurer l'égalité des deux tensions V01 et V02, on peut utiliser la 2861861 13 structure de la figure 5E. Cette structure est celle du circuit de la figure 5C, dans lequel les deux sources de courant I sont remplacées par un jeu de cinq transistors m, à M5 jouant le rôle de miroir de courant. Les deux transistors MI et M2 sont utilisés pour assurer l'égalité des 5 tensions Vo, et Vol. MI et M2 étant traversés par des courants identiques IM, = IM 2 = Io, étant de dimensions identiques r w 1 = ( W et VTH, = VTH2 et de L Ml \L)M2 grilles reliées (donc de tensions de grilles identiques), on a, avec IMI = unCoa)MI(' et IM2 = COa ()M2(s2 _VTHZ), sl d'où 2 L VoI=V02. Une utilisation du montage de la figure 5E pour compenser le coefficient de température TC Sur le montage de la figure 5E, le miroir de courant 50 formé par les 15 transistors M3 et M4 permet de réfléchir le courant PTAT: I = VT ln(n) dans le I transistor M5. Le courant dans M5 est par conséquent identique à celui circulant dans les deux branches formées par (D,, MI et M3) d'une part et par (D2, RI, M2 et M4) d'autre part: 15 =1 = VT ln(n) R, Le courant I5 peut être utilisé pour former, à travers une résistance R2 une tension PTAT I5R2, ainsi qu'illustré en figure 5F. Lorsque cette tension est ajoutée à une tension base-émetteur et une tension de diode, ceci permet d'obtenir la tension de référence suivante: Vref = VBE3 + R2I5 = VBE3 + R VT ln(n), où VBE3 est la tension aux bornes de la diode D3. Le rapport R2/R, permet donc d'amplifier la compensation des coefficients de température TC, et de réduire la valeur du facteur n. 7.2 Structure d'un dispositif de génération d'une tension de référence de l'invention Les figures 6A à 6D illustrent les différentes étapes de construction d'un 2861861 14 générateur de tension de référence de l'invention à partir d'une structure de miroir de courant de type cascode large excursion. La figure 6A illustre une structure de miroir de courant de type cascode large excursion, comprenant deux branches de courant 601 et 602, et deux étages symétriques 611 et 612. Chacun des étages 611 et 612 comprend 4 transistors MOS de même type (NMOS ou PMOS), les transistors des deux étages 611 et 612 étant de type opposé (un étage NMOS et un étage PMOS). La polarisation des deux branches de courant 601 et 602 se fait au moyen de deux branches de polarisation, non représentées sur la figure 6A, qui fournissent les tensions VB1 et VB2. Ainsi qu'illustré par la figure 6B, l'invention consiste à insérer un transistor PMOS 62 sur la branche de courant 602, entre les deux étages 611 et 612. En reliant la source du transistor de polarisation 62 à la grille des transistors 631 et 632 de l'étage inférieur 612, on crée une chute de potentiel qui permet de polariser la branche de courant 602. On peut alors s'affranchir de la branche de polarisation (non représentée) fournissant la tension VB 1. Comme indiqué en figure 6C, on relie ensuite la grille du transistor de polarisation 62 à la grille des transistors 641 et 642 de l'étage supérieur 611, de façon à polariser la deuxième branche de courant 601, et ainsi s'affranchir de la branche de polarisation (non représentée) fournissant la tension VB2. La structure finale obtenue est représentée sur la figure 6D. On pourrait bien sûr également insérer un transistor de polarisation 62 de type NMOS sur la branche de courant 601, au lieu d'un transistor PMOS. Cette variante est illustrée sur la figure 6E. Le transistor de polarisation 62 fonctionne quasiment en régime linéaire. La position relative des étages 611 et 612 peut bien sûr être inversée sans impact sur le fonctionnement du générateur de tension de référence, comme le comprendra aisément l'Homme du Métier. On notera que les dimensions du transistor de polarisation 62 sont déterminées de la manière suivante. Ce transistor 62 servant à la polarisation des branches du circuit de la figure 6D ou 6E fonctionne en régime linéaire, son courant est donné par: W Vz I D = ,LICoX L (Vgs VTH)VDS Zs où et Co, sont respectivement la mobilité et la capacité d'oxyde (le 5 produit gCoa est souvent noté KP: KPN pour NMOS et KPP pour PMOS), et où VTH est la tension de seuil du transistor. Lorsque ce transistor est utilisé dans le circuit de la figure 6D ou 6E, la tension Vgs devient égale à VB2-VB1 avec VB2 et VB1 les tensions nécessaires pour polariser le circuit de la figure 6A. La tension VDS correspond à la chute de potentiel nécessaire pour polariser la branche référencée 602 des figures 6A à 6E. Or, le courant dans ce transistor n'est autre que le courant de branche donné par: ID = VT ln(n) R, z On obtient, après égalité : VT R(n) = KP L (VB2 VB1 VTH)VDS V2s Soit: W VT ln(n) L R, KP (VB2 VB1 VTH)VDs VDS 2 Ainsi, les dimensions W et L du transistor de polarisation sont entièrement déterminées. La structure des figures 6D ou 6E est ensuite insérée dans le schéma global d'un générateur de tension de référence de la figure 7A. Comme dans les montages de l'art antérieur des figures 3 et 4, le miroir de courant constitué des deux étages symétriques 611 et 612 réfléchit dans les transistors référencés 72 et 78 le courant PTAT 71. La tension de référence Vref 73 est la somme de la tension VBE 74 aux bornes de la diode D3 et de k*VpTAT, où k=R2/R,. A titre d'exemple, les caractéristiques des composants de la figure 7A sont les suivantes: - W = 27,6!,m et L = 10 m pour les deux transistors supérieurs de 2861861 16 l'étage supérieur 611; - W = 32,76 tm et L = 10 tm pour les deux transistors inférieurs de l'étage supérieur 611; - W = 8,05!m et L = 10 m pour les deux transistors supérieurs de l'étage inférieur 612; - W = 7,65 m et L = 10 m pour les deux transistors inférieurs de l'étage inférieur 612; - W = 27,6!lm et L = 10 m pour le transistor référencé 72; - W = 32,76 m et L = 10 tm pour le transistor référencé 78; - W = 1,6 m, L = 10 m et n = 1 pour les diodes D, et D3; W = 1,6 m, L = 10 m et n = 8 pour la diode D2; W = 2 m, L = 14,03 m et R = 10,75 Q pour la résistance R, et pour toutes les résistances en série constituant R2; - Vref=1,218 V. La figure 7B illustre le montage de la figure 7A, complété par un circuit de démarrage ou de "start-up" 75, permettant de réveiller les branches 601 et 602 lors du démarrage de la tension d'alimentation VDD, ainsi que présenté précédemment dans ce document en relation avec l'art antérieur. Le circuit de "start-up" 75 comprend trois transistors référencés 751, 752 et 753, de type MOS. Le transistor référencé 751 est de type PMOS et a sa grille reliée à la masse et sa source reliée à la tension d'alimentation VDD. Son drain est relié à la grille du transistor NMOS 753, dont le drain est relié à la branche de courant référencée 602 et dont la source est à la tension Vss. Le drain du transistor PMOS 751 est également connecté au drain du transistor NMOS 752, dont la source est à la tension Vss et dont la grille est reliée aux grilles des transistors inférieurs 651 et 652 de l'étage inférieur 612 du miroir de courant. 7.3 Résultats comparatifs obtenus avec un générateur de tension de référence de l'invention et des générateurs de l'art antérieur On présente désormais, en relation avec les figures 8 et 9, les performances comparées du générateur de tension de référence de l'invention (désigné sur les 2861861 17 figures et ci-après par l'acronyme NSB_BGR) et des générateurs des figures 3 et 4 de l'art antérieur, à savoir le générateur à base de miroir de courant cascode large excursion (désigné sur les figures et ci-après par l'acronyme WS_BGR) et le générateur à base de miroir de courant autopolarisé par résistance (désigné sur les figures et ci-après par l'acronyme RSB_BGR). Sur les figures 8 et 9, on compare, pour un courant de branche identique de 5 pA, les variations de la tension de référence en fonction de la température, des variations process (variations des paramètres technologiques) et du mismatch (appariement) pour chacun de ces trois générateurs. Les résultats ont été validés sur une technologie de transistors CMOS 0, 18 m. Les figures 8A à 8C présentent l'évolution de la tension de référence en fonction de la température pour chacun des trois générateurs étudiés. On fait varier la température entre -20 C et +85 C environ. Sur chacune des courbes, on a représenté les points A et B qui correspondent respectivement aux points auxquels la tension de référence est minimale et maximale. En évaluant la pente de la courbe entre ces deux points extrêmes, on constate qu'elle est de 33ppm pour le générateur RSB_BGR, de 26ppm pour le générateur WS_BGR et de 29ppm pour le générateur de tension de référence de l'invention. Les figures 9A à 9C illustrent ensuite les résultats d'une simulation de Monte-Carlo avec un tirage de N=1000 échantillons permettant d'évaluer, pour chacun des trois types de générateurs, la dispersion 6 résultant des variations de technologie (ou process) et des problèmes d'adaptation (ou mismatch). La figure 9A indique une dispersion Q=6 mV pour le générateur RSB_BGR, une dispersion de Q=7,08 mV pour le générateur WS_BGR et une dispersion de 6=6,28 mV pour le générateur de tension de référence de l'invention. Le tableau ci-dessous synthétise la comparaison des principales caractéristiques (variation AVREF de la tension de référence en fonction de la température, dispersion Q en fonction des variations process et du mismatch, 2861861 18 consommation de courant et encombrement surfacique) de ces trois générateurs de tension de référence: TOPOLOGIE AVREF AVREF Consommation Surface (Température) (Variations des paramètres technologiques) Q RSB_BGR 33 ppm 6 mV 15 A 8 TMOS 2 Résistances WS_BGR 26 ppm 7,08 mV 25 A 10 TMOS 2 Résistances NSB BGR 29 ppm 6,28 mV 15 pA 9 TMOS La consommation de chaque circuit est directement liée au nombre de branches de ce circuit, étant entendu qu'on considère un courant de branche identique de 5 A pour chacune des trois topologies. On notera que le critère de l'encombrement surfacique est particulièrement important, puisqu'il influe notamment sur les performances du générateur. En effet, lorsque l'encombrement surfacique augmente, les contraintes mécaniques après packaging (encapsulation) que doit subir le générateur de tension de référence sont plus importantes. Ceci induit une diversité et une dispersion plus importante, par exemple dans les diodes du générateur. La comparaison de l'encombrement surfacique tient compte de la surface totale de chaque topologie, y compris le circuit de "start-up". Pour un transistor de taille W x L, on considère une surface A;= W x L. Une topologie à N transistors N est alors considérée comme étant de surface totale: S = A; , ce qui constitue bien sûr une sous-estimation de la surface réelle, puisque seuls sont pris en compte les composants eux-mêmes, sans considérer l'encombrement surfacique lié au câblage par exemple et aux surfaces minimales entre composants. Cette approche de calcul conduit, pour les trois topologies considérées, aux résultats suivants: TOPOLOGIE SURFACE 2861861 19 RSB_BGR 2787 m2 WS_BGR 3026 m2 NSB_BGR 2735 m2 Pour départager plus précisément les trois topologies RSB_BGR, WS_BGR et NSB_BGR, on définit un facteur de mérite ou FOM par FOM= 1 où A désigne la surface totale du circuit, y compris le circuit de start-up, en m2, I désigne le courant statique total exprimé en A, AVREF désigne la variation de la tension de référence en fonction de la température en ppm, et a désigne la variation de la tension de référence en fonction de la variation des paramètres technologiques (en V). Le FOM est donc exprimé en m-2 A-'.ppm1.V-'. le tableau ci-dessous donne la valeur de l'inverse du facteur de mérite FOM-' calculé pour chacune des trois topologies comparées. Plus le FOM est élevé, et meilleure est la topologie associée. Inversement, plus le FOM-' est faible, et meilleure est la topologie associée. Le FOM a été déterminé de façon à mettre en valeur, pour une topologie donnée, la faible consommation, la faible surface, la faible variation de VREF en fonction de la température et la faible variation de VREF en fonction de la variation des paramètres technolo igues. TOPOLOGIE RSB_BGR WS_BGR NSB_BGR FOM-' 8275 13925 7479 (en m2 A.ppm.V) Comme on le constate, le facteur de mérite associé au générateur de tension de référence de l'invention est plus élevé que celui des générateurs de tension de référence de l'art antérieur, ce qui traduit, par rapport à l'art antérieur, une nette amélioration des performances, tant en termes de consommation et d'encombrement surfacique qu'en termes de sensibilité de la tension de référence générée aux variations de température et de paramètres technologiques. Le générateur de tension de référence de l'invention peut être utilisé dans 2861861 20 tout générateur de courant de type PTAT. Plus généralement, il peut être utilisé dans tout circuit analogique, RF ou Mixte comprenant classiquement un générateur de tension de référence de type BandGap, notamment au sein de modules de radiocommunication. 2861861 21 REVENDICATIONS 1. Dispositif de génération d'une tension de référence comprenant: - des moyens de génération d'une tension proportionnelle à une température, appelée tension PTAT (en anglais "Proportional To Absolute Temperature"), comprenant au moins un miroir de courant de type cascode présentant une première et une seconde branches de courant comprenant chacune au moins deux transistors; - des moyens de génération d'une tension dépendant négativement de ladite température; - des moyens de génération de ladite tension de référence par combinaison linéaire de ladite tension PTAT et de ladite tension dépendant négativement de ladite température, caractérisé en ce que ladite première branche comprend au moins un transistor de polarisation permettant d'autopolariser lesdits transistors desdites première et seconde branches de courant. 2. Dispositif de génération d'une tension de référence selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend un unique transistor de polarisation. 3. Dispositif de génération d'une tension de référence selon l'une quelconque des revendications 1 et 2, caractérisé en ce que ledit miroir de courant comprend deux étages symétriques présentant chacun quatre transistors de même dopage, les transistors de deux étages distincts étant de dopage opposé. 4. Dispositif de génération d'une tension de référence selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que ladite tension dépendant négativement de ladite température est une tension de jonction PN polarisée en direct, obtenue aux bornes d'une diode ou entre la base et l'émetteur d'un transistor bipolaire. 5. Dispositif de génération d'une tension de référence selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que lesdits transistors sont de type MOS. 6. Dispositif de génération d'une tension de référence selon la revendication 2861861 22 5, caractérisé en ce que ledit transistor de polarisation est de type NMOS. 7. Dispositif de génération d'une tension de référence selon la revendication 5, caractérisé en ce que ledit transistor de polarisation est de type PMOS. 8. Dispositif de génération d'une tension de référence selon l'une quelconque des revendications 3 à 7, caractérisé en ce que la source dudit transistor de polarisation est reliée conjointement aux grilles de deux premiers transistors en vis-à-vis de chacune desdites branches de courant d'un premier étage dudit miroir de courant, afin de polariser ladite première branche, et en ce que la grille dudit transistor de polarisation est reliée conjointement aux grilles de deux deuxièmes transistors en vis-à-vis de chacune desdites branches de courant d'un deuxième étage dudit miroir de courant, afin de polariser ladite seconde branche. 9. Dispositif de génération d'une tension de référence selon l'une quelconque des revendications 1 à 8, caractérisé en ce que ladite tension de référence est de 15 type BandGap. 10. Dispositif de génération d'une tension de référence selon l'une quelconque des revendications 1 à 9, caractérisé en ce qu'il comprend un circuit de "start-up" (démarrage) permettant de réveiller lesdites première et/ou seconde branches lors du démarrage dudit dispositif. 11. Dispositif de génération de courant caractérisé en ce qu'il comprend un dispositif de génération d'une tension de référence selon l'une quelconque des revendications 1 à 10. 12. Composant électronique caractérisé en ce qu'il comprend un dispositif de génération d'une tension de référence selon l'une quelconque des revendications 1 à 10.