Brevet FR2871003A1 — publié le 20051202

L'invention concerne les communications à hautes fréquences et en particulier l'émission en parallèle dans plusieurs canaux et avec des fréquences élevées de données. Dans un système d'émission à hautes fréquences à plusieurs canaux de type connu, quatre canaux télégraphiques parallèles à 75 bauds sont utilisés. Ce système met en oeuvre une modulation par échange de fréquences FEK dans les différents canaux, sur une largeur de bande normale de canaux de 3 kHz. Cependant, ce système a une capacité limitée et, pour augmenter sa capacité, diverses propositions portent sur l'augmentation du nombre de canaux et sur l'augmentation de la puissance de l'émetteur à 50 kW puisqu'on a constaté que la plage de réception diminuait rapidement lorsque le nombre de canaux dépassait deux ou trois. On n'a pas encore produit cependant des modems en série travaillant à grande vitesse de manière satisfaisante, et l'utilisation de ceux-ci nécessiterait encore une puissance d'émetteur d'au moins 16 kW. Alors qu'un signal de canal FEK unique est très efficace comme source de puissance à haute fréquence (car l'émetteur radioélectrique ne doit pas avoir une puissance nominale de crête identique à la puissance moyenne néces- saire), un signal à plusieurs canaux nécessite un émetteur radioélectrique ayant un rapport très élevé de la puissance de crête à la puissance moyenne. Par exemple, pour l'émis- sion d'une même puissance moyenne par canal d'un seul canal FEK de 1 kW, un système à huit canaux nécessite dans un cas idéal un émetteur ayant une puissance moyenne de 8 kW mais une puissance nominale de crête de 64 kW. Le condition- nement des signaux peut faciliter la réduction de ce rapport de puissances et en conséquence de la puissance nominale de crête, par limitation du rapport de la puis- sance de crête à la puissance moyenne du signal des différents canaux avant la transmission. Lorsqu'un traitement spécial des signaux est utilisé, ce rapport peut être réduit à une valeur d'environ 4/1, mais il faut encore un émetteur de 32 kW pour l'émission d'une puissance moyenne de signaux de 8 kW seulement. En l'absence du conditionne-ment des signaux, les émetteurs radioélectriques ou bien provoqueraient des interférences par intermodulation et l'apparition d'harmoniques en grande quantité, soit une détérioration sous l'action des puissances transitoires de crête. Les signaux de données séries ne souffrent pas de ce problème particulier car le rapport de la valeur de crête à la valeur moyenne est seulement d'environ 3 dB (pour la modulation de phase). Néanmoins, les performances des modems séries actuels ne sont pas aussi bonnes que la modulation FEK dans plusieurs canaux car la distorsion radioélectrique suivant plusieurs trajets à grande distance et des interférences donnent une distorsion considérable des symboles. Des modems séries à égalisation, s'adaptant automatiquement, permettront la résolution de ce problème à l'avenir, mais il faut un rapport signal-sur-bruit important (par exemple de 18 dB) pour que ces systèmes fonctionnent convenablement en donnant un taux acceptable d'erreurs de sortie aux fréquences nécessaires de données. Les modems séries présentent aussi l'inconvénient que toute interférence, y compris les signaux des porteuses dans des bandes étroites, donnent des erreurs importantes dans tous les canaux de données. Ceci ne se produit pas pour la modulation FEK dans plusieurs canaux. Les communications radioélectriques à longue dis-tance ne peuvent être réalisées que par propagation des ondes ionoshériques. Cette propagation permet de nombreux modes de propagation avec des dispersions dans le temps de quelques millisecondes. Ceci provoque de grandes interférences entre les symboles et un affaiblissement sélectif des fréquences dans la largeur de bande, si bien que les communications à hautes fréquences sont gênées. La modulation FEK peut parfois être utilisée dans ces conditions car le symbole transmis est normalement bien plus long (13 millisecondes à 75 bauds) que la dispersion 2871003 3 du canal et les deux tonalités des fréquences FEK peuvent donner un certain degré de diversité en fréquence. Cependant, il existe de nombreux cas dans lesquels ceci est insuffisant pour la compensation des conditions existantes dans les différents trajets et le taux d'erreur de sortie devient très mauvais malgré l'obtention d'un rapport signal-sur-bruit très élevé. La demande de brevet britannique N 85.25 105 décrit un sondeur ionosphérique qui utilise des signaux à spectre étendu transmis sur toute une plage de hautes fréquences pour l'introduction d'informations dans des trajets de transmission, facilitant la planification des fréquences dans un système de communication à hautes fréquences. Dans les communications, il est très important de prendre en considération non seulement le problème du rapport des puissance de crête et moyenne, mais aussi la distorsion dans plusieurs trajets, produite par les signaux à hautes fréquences des ondes ionosphériques. Cette dispersion peut atteindre 10 millisecondes, mais elle est par exemple de 8 millisecondes et bien inférieure pour presque tous les circuits sauf les plus mauvais. Les signaux à spectre étendu sont très efficaces pour lutter contre la distorsion dans plusieurs trajets, car la détection par filtres adaptés à corrélation mutuelle peut être utilisée pour le regroupement du signal reçu et simultanément pour la résolution des composantes séparées des divers trajets. Les interférences entre les symboles peuvent donc être évités lorsque des codes d'extension sont utilisés si la longueur du bloc (période du symbole) est plus longue que le temps total de dispersion du trajet du signal. Les interférences à l'intérieur d'une bande peuvent cependant cacher un signal de données qui serait bon autrement, dans un système quelconque de communications. L'inventeur a constaté que les interférences dans la bande à hautes fréquences étaient en général comprises dans une bande étroite, habituellement inférieure à 200 Hz. 2871003 4 L'invention a pour objet la réalisation d'un système d'émission à hautes fréquences à plusieurs canaux ayant de meilleures performances que les systèmes connus. L'invention concerne: un système de communications à hautes fréquences à plusieurs canaux comprenant un émetteur de signaux à spectre étendu, comprenant: a) un dispositif de codage d'un signal de message par sélection d'au moins un code parmi un nombre prédéter-10 miné de codes binaires semi-orthogonaux, b) un dispositif de modulation d'une onde porteuse à hautes fréquences par le signal codé, et c) un dispositif d'émission du signal modulé à hautes fréquences, et un récepteur comprenant: a) un dispositif destiné à détecter le signal modulé reçu à hautes fréquences, b) un dispositif de transformation de Fourier du signal reçu par utilisation d'un processeur de transforma-20 tion rapide de Fourier (FFT), c) un dispositif destiné à analyser et exciser toute interférence dans une bande étroite de fréquences, et d) un dispositif de détection à filtre adapté à corrélation mutuelle afin que le signal ayant subi la transformation de Fourier soit décodé et donne le signal original de message. Les codes semi-orthogonaux sont bien connus dans la technique, et ils ont une fonction impulsionnelle d'auto-corrélation élevée et une faible fonction de corrélation mutuelle. Comme la modulation du spectre est telle que l'étalement des fréquences du signal voulu est supérieur à l'étalement des fréquences des interférences habituelles, il est possible d'exciser les interférences afin que les communications soient améliorées. Le dispositif d'excision des interférences comporte de préférence un dispositif destiné à comparer les composantes aux fréquences du signal, placées symétriquement par rapport à la fréquence porteuse, et à exciser toute composante dont l'amplitude dépasse l'amplitude de la composante symétrique respective de plus d'une limite prédéterminée. Dans une variante, le dispositif d'excision des interférences comporte un dispositif destiné à comparer les composantes à la fréquence des signaux placés symétrique-ment par rapport à la fréquence porteuse et à affecter un faible poids à une composante quelconque dont l'amplitude dépasse l'amplitude de la composante symétrique respective de plus d'une limite prédéterminée. Le seuil d'excision des interférences peut être rendu réglable afin que les performances du système soient maximales. L'information de phase relative aux composantes aux fréquences des signaux comparées symétriquement peut aussi être utilisée pour l'excision des interférences. Dans un mode de réalisation avantageux, l'émetteur comprend un multiplexeur de données capable de multiplexer un certain nombre de canaux parallèles de données, le multiplexeur étant connecté à l'entrée du dispositif de codage. Une information de synchronisation des canaux, de commande des données et de vérification est avantageusement ajoutée aux données multiplexées transmises au dispositif de codage. Dans un mode de réalisation particulier de l'inven- tion, les données codées subissent un filtrage passe-bas et parviennent à un modulateur PSK qui module un signal de sous-porteuse à la même fréquence que la fréquence des bits de sortie provenant du dispositif de codage. De préférence, le filtre passe-bas est un filtre de Kaiser Bessel à réponse impulsionnelle. Dans la disposition préférée, le récepteur comporte un dispositif destiné à corriger les signaux reçus de leur décalage Doppler et à détecter le signal de sous-porteuse. Le détecteur à filtre adapté comporte de préférence des détecteurs synchrones auxquels le signal de sous-porteuse est connecté respectivement en quadrature. Le signal détecté de manière synchrone est avantageusement connecté en parallèle à plusieurs détecteurs par corrélation mutuelle, chacun de ces détecteurs contenant un code respectif parmi un nombre prédéterminé de codes semi-orthogonaux ayant subi une transformation de Fourier. De préférence, les signaux de sortie de chaque détecteur par corrélation mutuelle sont connectés à un circuit comparateur qui identifie et décode le code détecté le plus probable par mesure du plus grand signal de sortie du dispositif de corrélation mutuelle. L'invention est maintenant décrite à titre purement illustratif en référence aux dessins annexés sur lesquels: la figure 1 représente un code à spectre étendu; la figure 2 est un spectre de fréquence d'un signal modulé par un code d'extension; la figure 3 est une représentation graphique de la fonction d'autocorrélation d'un code d'extension; la figure 4 est une représentation schématique des modes de transmission à hautes fréquences entre un émetteur et un récepteur; la figure 5 représente la réponse impulsionnelle d'un canal du récepteur pour les modes de transmission de la figure 4; la figure 6 est un diagramme synoptique simplifié d'un récepteur de code d'extension; la figure 7 représente le spectre émis par modulation de phase PSK à limitation de bande; la figure 8 représente un spectre d'un signal reçu de la figure 7 avec des représentations superposées du spectre des fréquences d'émetteur et de la largeur de bande de récepteur; la figure 9 est un diagramme synoptique de l'organe d'excision d'interférence et décodeur du récepteur; la figure 10 représente l'effet d'un filtre impulsionnel passe-bas de l'émetteur de la figure 11 sur le spectre des fréquences de sortie; les figures 11 et 12 sont des diagrammes synoptiques d'un émetteur et d'un récepteur selon l'invention; la figure 13 représente les spectres mesurés de fréquences du signal reçu ayant subi la transformation de Fourier avant et après l'excision des interférences; la figure 14 est un graphique de l'amplitude de corrélation pour chacun des 512 points de corrélation mutuelle sans excision des interférences; et la figure 15 est analogue à la figure 14 mais comprend une excision des interférences. Comme l'indiquent les figures 1 et 2, un code d'extension ayant une période de symbole Ts et une fréquence de bits 1/t donne un spectre caractéristique de fréquences de la forme sinX/X avec des racines aux fréquences l/t, 2/t, etc. Si l'on utilise une famille de 32 codes pseudoaléatoires semi-orthogonaux, la corrélation mutuelle d'une séquence quelconque de codes et d'une autre séquence quelconque parmi les autres séquences de codes est pratiquement nulle. La fonction d'autocorrélation d'un code quelconque, c'est-à-dire la corrélation du code avec une réplique du code comme indiqué sur la figure 3, est prati- quement nulle partout sauf en 31 lorsque les deux codes se correspondent. Comme décrit dans la demande de brevet britannique N 85.25 105, l'utilisation d'une famille de 32 codes semi-orthogonaux peut être réalisée dans un système de communications de manière que 5 bits d'information puissent être transmis pour chaque symbole du code étendu. L'utilisation de 32 détecteurs convenables de code permet la démodulation du signal émis. La figure 4 montre comment des signaux à hautes fréquences d'ondes ionosphériques S2 et S3 provenant d'un émetteur Tx s'ajoutent au signal S1 des ondes de sol pour la création d'une distorsion à plusieurs trajets dans un récepteur Rx. Le signal reçu idéalisé (figure 5) a des composantes S1, S2 et S3 étalées sur un temps de réponse T approximativement égal à 3 millisecondes. Lorsqu'un signal modulé en phase (PSK) est utilisé, le système récepteur indiqué sur la figure 6 et comprenant un démodulateur PSK 61 de récepteur et des détecteurs 62 de code d'extension à corrélateur mutuel, peut séparer les trois composantes 63 à 65. Lorsque le signal reçu contient des données codées correspondant à x, v, A comme indiqué par le bloc 66 de code du récepteur, le signal de sortie des détecteurs 62 de code indique des valeurs de crête 63 à 65 qui correspondent à chaque élément des données codées comme l'indique le signal de sortie 67 du détecteur. Le principe de fonctionnement mis en oeuvre par l'invention est illustré par les figures 7 à 10. Le signal codé est transmis, par l'intermédiaire d'un modulateur de phase PSK dans une bande limitée, de manière que le spectre des fréquences émises 71 soit symétrique par rapport à la fréquence porteuse Fc comme l'indique la figure 7. Le graphique correspond à l'utilisation d'un code à spectre étendu de 100 bits à une fréquence de transmission de 12,5 kilobits par seconde, par exemple. Si 32 codes semi-orthogonaux sont utilisés, 5 bits de données peuvent être reçus pour chaque symbole codé émis. A 12,5 kilobits par seconde, la fréquence des symboles est de 125 par seconde et le débit des données est donc de 625 bits par seconde. La figure 8 représente le spectre reçu avec des signaux 81 d'interférence contenus dans la bande. Certains des signaux 81 d'interférence tombent en dehors de la largeur de bande du récepteur radioélectrique indiquée en trait mixte 82. En l'absence d'interférences, le spectre reçu est symétrique autour de la fréquence porteuse Fc comme indiqué par la courbe en trait plein 83. L'invention met en oeuvre le fait que l'étalement des fréquences des appareils qui interfèrent est étroit en comparaison du signal, et comme le spectre reçu doit être symétrique, il est possible d'exciser les interférences. Le signal reçu, après démodulation à hautes fré- quences, est connecté à un processeur 91 de transformation rapide de Fourier (FFT) 91 comme représenté sur la figure 9. Le signal de sortie du processeur FFT 91 est alors transmis à un circuit supplémentaire de traitement 92 contenant un algorithme d'excision des interférences. Dans 2871003 9 ce circuit, les composantes spectrales du signal placées symétriquement autour de la fréquence porteuse Fc sont comparées et, lorsqu'elles sont suffisamment dissemblables du fait de la présence des pointes 81 des signaux d'interférence, ces fréquences d'interférence sont excisées. Le spectre des fréquences de sortie a alors l'aspect indiqué en 93 avec des espaces 94 aux fréquences auxquelles des signaux d'interférence 81 ont été détectés (comparer aussi 131 et 132). Le signal ayant subi la transformation de Fourier est alors transmis à 32 détecteurs de corrélation mutuelle 95 montés en parallèle, chaque détecteur contenant un code respectif parmi les 32 codes semi-orthogonaux ayant subi la transformation de Fourier. Les signaux de sortie de corrélation mutuelle provenant des détecteurs 95 sont transmis à un circuit supplémentaire 96 dans lequel les signaux sont comparés et le code le plus probable (1-32) est sélectionné (par exemple par comparaison de la valeur de crête à la valeur moyenne de chaque signal et par sélection de la plus grande valeur), puis ils sont décodés et transmis à la sortie 97 à laquelle le signal représente le courant des données à 625 bits par seconde. Les signaux des codes d'extension peuvent donner un signal acceptable de sortie de détecteur pour des rapports signal-sur-bruit des signaux reçus qui dépasse 10 dB dans une largeur de bande de 25 kHz. La modulation FEK connue à bits par seconde donne un taux analogue d'erreur de sortie à -1 dB dans une largeur de bande de 3 kHz, équiva- lant à -10 dB dans une largeur de bande de 25 kHz. Pour une puissance moyenne donnée d'émetteur, la présente invention donne donc à peu près le même taux d'erreur de sortie que le système FEK, mais le système à code d'extension peut donner une fréquence de données équivalant à 8 canaux FEK à bits par seconde. Les problèmes dus à la transmission dans plusieurs trajets sont moins aigus que dans le cas de la modulation FEK parce que le détecteur est un filtre adapté de corrélation. Dans ce cas, les signaux de plu- sieurs trajets peuvent en réalité améliorer les performances relatives au taux d'erreur parce que le détecteur peut utiliser l'un quelconque ou la totalité des signaux des modes reçus pour la détermination du symbole émis. Par exemple, si un ou deux des modes (S1, S2 et S3) représentés sur la figure 1 s'affaiblissent, la détection peut être utilisée avec le signal restant. Avec une largeur de bande de détection de 25 kHz, le détecteur peut distinguer les échos de plusieurs trajets aussi proches que 100 ps. Ceci permet aux modems de fonc- tionner par utilisation de fréquences radioélectriques qui produiraient normalement un affaiblissement plat dans le spectre du récepteur de 3 kHz. Dans ces conditions, un affaiblissement plat donne des erreurs irrécupérables dans un signal FEK à moins qu'un code EDAC puissant ou un entrelacement temporel soit utilisé. L'excision des signaux d'interférence indiquée précédemment peut être obtenue soit par annulation de régions spectrales convenables, soit par pondération des régions spectrales. L'excision des interférences modifie la signature de Fourier du code reçu, mais l'amélioration reçue du rapport signal-sur-bruit compense la distorsion produite dans les détecteurs. En général, l'excision des interférences donne une amélioration du rapport signal-surbruit qui dépasse 10 dB. Des codes à spectre étendu donnent le gain voulu de traitement par augmentation du produit temps-largeur de bande (TB). Dans l'exemple précédent, la valeur TB était de 100 ou 20 dB, car la période du symbole était de 8 ms et la fréquence des codes de 12,5 kHz. Pour de plus petites largeurs de bande, le gain de traitement est proportionnellement réduit, à moins que la période des symboles ne soit accrue. Dans ce cas, la période des symboles ne peut pas être accrue car elle réduit la fréquence des données du système. Si le signal reçu doit être contenu dans une largeur de bande de 3 kHz, la fréquence maximale de code peut seulement être de 1,5 kilobit par seconde, et la longueur du code est seulement de 12 bits. Des codes de cette longueur ne peuvent pas être utilisés pour l'extension car les caractéristiques voulues d'autocorrélation et de corrélation mutuelle ne peuvent pas être obtenues. Un autre procédé comprend l'utilisation d'une plus grande fréquence de codes, mais limite la bande du signal émis. Ceci limite la puissance émise à la largeur de bande voulue et donne le gain de traitement, mais donne un signal émis ayant un rapport de la puissance de crête à la puissance moyenne qui est de 10 dB (10/1). Ce signal nécessite un émetteur ayant une puissance nominale de crête dix fois supérieure à la puissance moyenne émise. Ceci constitue donc un procédé qui ne convient pas. Dans une variante, un filtrage peut être réalisé au niveau du récepteur radio-électrique. Bien que ceci réduise le niveau de puissance du signal reçu, le rapport signal-sur-bruit du signal reçu est en fait amélioré parce que le niveau du signal diminue plus lentement que la puissance du bruit lorsque la largeur de bande de détection est réduite. Dans le cas d'un récepteur de 3 kHz, le bruit tombe de 9 dB (25 kHz à 3 kHz), mais le signal ne diminue que de 7 dB. Le rapport signal-sur-bruit est donc amélioré de 2 dB. Le gain de traitement est de 11 dB (1,5 kHz pour 8 ms) si bien que, après prise en compte des pertes de 10 dB, le rapport signal-sur-bruit doit être inférieur de -1 dB pour que le taux d'erreur soit acceptable. Cette valeur est réduite à -3 dB après correction du gain de détection de 2 dB. La comparaison de cette valeur indique qu'elle est très proche du rapport signalsur-bruit nécessaire à un canal FEK unique. La figure 10 représente l'effet du filtrage passe- bas du code d'extension (figure 1) sur le spectre de fréquence (figure 2). Le signal 101 du code d'entrée a un spectre d'entrée 102 ayant un rapport des puissances de crête et moyenne de 3 dB et une première racine à 12,5 kHz. Ce signal est connecté à un filtre passe-bas de Kaiser Bessel à réponse impulsionnelle de 3 kHz 103 comme indiqué par la référence 104. Le signal filtré de sortie 105 a un spectre de fréquence 106 ayant un rapport des puissances de crête à la puissance moyenne qui est amélioré de 10 dB. Les figures 11 et 12 représentent un ensemble plus détaillé formant émetteur-récepteur. Huit canaux parallèles 111 à 75 bits par seconde sont multiplexés (112) puis connectés en série avec un organe de commande de données 113. Un signal de commande de synchronisation de multiplexeur est aussi connecté par une ligne 114 à l'organe de commande de données 113. Des signaux de commande de liaison sont transmis à une entrée supplémentaire 115 de l'organe de commande de données. 25 bits par seconde au total sont disponibles pour la synchronisation des canaux et les autres fonctions de commande des vérifications des données. Le signal de sortie à 625 bits par seconde de l'organe 113 de commande de données est connecté à un circuit 116 de codage de données qui comporte une bibliothèque de (par exemple) 32 codes d'extension à 100 bits ayant chacun une fonction d'autocorrélation impulsionnelle. Les données codées sous forme étendue sont connectées à 12,5 kilobits par seconde (125 codes par seconde), par l'intermédiaire du filtre impulsionnel passe-bas 103 (tel que représenté sur la figure 10) à un modulateur PSK 117. Le modulateur PSK a un signal d'entrée de sous- porteuse de fréquence 12,5 kHz Fs et le signal de sortie de bande de base est connecté par une ligne 118 à un circuit de pilotage à fréquence radio- électrique (non représenté) USB. Le signal de sortie 119 du modulateur PSK a un spectre 1120 qui est symétrique par rapport à la fréquence de sous-porteuse Fs. Les signaux émis sont reçus par une antenne AE et, après détection par un récepteur radioélectrique 121, les signaux sont transmis à un circuit 123 de correction de fréquence Doppler. Un circuit 124 de détection du décalage de fréquence Doppler, comprenant la détection des signaux en phase et en quadrature, est connecté au circuit 123 de correction afin qu'il transmette les signaux ayant subi la correction Doppler. Ces signaux sont transmis à un circuit de transformation rapide de Fourier (FFT) travaillant à la fréquence de sous-porteuse Fs. Le circuit FFT 125 a un certain nombre de compartiments en fréquence égal à 1/Ts (c'est-à- dire 125). Des signaux de sortie 127 des compartiments sont connectés à un circuit 128 d'excision de bruit qui travaille comme décrit en référence aux figures 7 à 9. Les compartiments de fréquences symétriques autour de la fréquence de sous-porteuse Fs sont comparés et, lorsque la différence de puissance dépasse 10 dB (par exemple), le compartiment à la plus grande fréquence subit une excision. Après excision du bruit, les signaux 129 sont transmis à une série 1210 de 32 corrélateurs mutuels comme décrit en référence à la figure 9, et les produits de corrélation mutuelle sont calculés pour le signal ayant subi la trans-formation de Fourier, avec chacun des codes d'un ensemble mémorisé (1211) de 32 codes semi-orthogonaux ayant subi la transformation de Fourier. Les signaux de sortie des corrélateurs mutuels subissent une transformation inverse de Fourier, donnant la réponse impulsionnelle de chaque corrélation mutuelle. Le rapport maximal mesuré de la valeur de crête à la valeur quadratique moyenne de chaque signal de sortie est alors considéré comme étant le code reçu. Le signal 1212 de sortie de code est alors transmis à un décodeur 1213 de symbole. Le signal décodé de sortie 1214 de données est transmis par un circuit de données de commande 1215, dans lequel les données de commande de liaison (1216) sont extraites, à un démultiplexeur 1217, avec formation de 8 canaux parallèles de sortie 1218 à 75 bits par seconde. La figure 13 représente les mesures du spectre reçu après transformation de Fourier avant (131) et après (132) excision des fréquences. Les résultats représentés corres- pondent à un système utilisant une fréquence de sous- porteuse de 15 kHz avec transmission simultanée de deux codes d'un ensemble à 33 codes. Comme on peut le noter, le spectre du signal excisé a des signaux de bruit inférieurs à 2 kHz et supérieurs à 28 kHz qui ont été supprimés et des échancrures 133 par exemple remplacent les interférences identifiées 134. La figure 14 représente le résultat de l'identification des codes de corrélation mutuelle sans excision de fréquence, c'est-à-dire lors d'une tentative d'identification des codes émis dans le spectre du signal reçu 131. Le graphique représente l'amplitude de corrélation en fonction d'une base de temps (1-512). Le circuit a identifié l'amplitude maximale de corrélation correspondant à un temps 448 environ et ceci est erroné. La figure 15 représente un graphique analogue des mêmes données mais après excision des interférences (132). Dans ce graphique, l'amplitude convenable de corrélation est accentuée par rapport à la figure 14 et le récepteur a pu identifier nettement et convenablement la position convenable de la valeur de crête (151). La disposition décrite précédemment utilise un ensemble de 32 codes semiorthogonaux et nécessite 32 circuits de corrélation mutuelle. Les codes sont transmis séquentiellement et chaque code représente 5 bits de données (25 = 32). Grâce à l'utilisation d'une plus grande famille de codes semi-orthogonaux, par exemple 512, chaque code représente alors un plus grand nombre de données (9 bits dans cet exemple) et de plus grandes fréquences de données sont possibles (1125 bps). Ceci nécessite évidemment 512 circuits de corrélation mutuelle et augmente considérablement la complexité du circuit. Une autre approche donnant de plus grandesfréquences de données est l'émission de plus d'un code à la fois. Par exemple, grâce à la sélection d'un ensemble de 33 codes et à l'émission de deux codes à la fois, le nombre de combinaisons possibles est égal à 528, comme l'indique la formule suivante: N!/X!(N X)! N étant le nombre total des codes et X le nombre des codes 35 transmis simultanément. Ainsi, cet ensemble de transmission de codes peut être utilisé pour la représentation de 9 bits de données. En conséquence, pour chaque émission de deux codes, 9 bits de données sont transmis. Il existe cependant une pénalisation sur la puissance d'émission par augmentation du rapport de la puissance de crête à la puissance moyenne parce que les deux codes doivent être transmis simultanément. Les deux codes peuvent être transmis sur des signaux orthogonaux à hautes fréquences, c'est-à-dire sur des porteuses sinusoïdales et cosinusoïdales afin que le rapport des puissances de crête et moyenne du signal émis soit minimal (pour deux signaux, cette valeur serait d'environ 6 dB). Un circuit matériel plus simple permettant la transmission de 9 bits de données par transmission de code est possible par transmission simultanée de 5 codes choisis dans une famille de 12 codes semi-orthogonaux. Grâce à l'utilisation d'un plus petit ensemble de codes, les fonctions de corrélation mutuelle et d'autocorrélation peuvent être améliorées pour chaque code si bien que la détérioration des performances relatives au rapport des puissances de crête et moyenne Tx est inférieure à ce qu'elle serait autrement. Cette approche combinatoire permet une augmentation de la puissance du système. On a constaté que la corrélation, dans le domaine de fréquence comme décrit précédemment, était plus efficace que la corrélation dans le domaine temporel, au point de vue du matériel. La corrélation dans le domaine temporel peut évidemment être utilisée par exécution d'une transformation inverse de Fourier après interférence et avant corrélation. L'excision des compartiments de fréquence dans le circuit d'excision d'interférences comme décrit précédemment, est déterminée comme étant un processus très efficace. Le seuil du rapport des puissances pour l'excision des fréquences peut être réglable afin que les performances du système soient maximales. Il est aussi possible d'utiliser une information de phase dans des compartiments symétriques pour la normalisation d'un compartiment de fréquences dans lequel des interférences sont détectées. Dans un cas idéal, le signal de code d'extension peut être reçu sous forme d'un signal USB à 25 kHz, mais une réception USB à 3 kHz est possible bien que les performances soient légèrement plus mauvaises parce que l'excision des interférences est limitée et la résolution suivant plusieurs trajets est nettement plus mauvaise. Lorsque la complexité du circuit est accrue, le circuit d'émission peut être perfectionné afin qu'il permette des fréquences de données bien supérieures, avec une réduction des performances qui peut n'être que marginale. Des ensembles de codes semiorthogonaux peuvent déjà être créés et peuvent augmenter la fréquence de données à une valeur bien supérieure à 1125 bits par seconde. 2871003 17 REVENDICATIONS 1. Système de communications à hautes fréquences (hf) et à plusieurs canaux comprenant un émetteur d'un signal à spectre étendu, comprenant: a) un dispositif de codage d'un signal de message par sélection d'au moins un code parmi un nombre présélectionné de codes binaires semi-orthogonaux (116), b) un dispositif (117) de modulation d'une onde porteuse à haute fréquence avec le signal codé, et c) un dispositif (118) destiné à émettre le signal modulé à hautes fréquences, et un récepteur (61) comprenant un dispositif destiné à détecter le signal modulé reçu à hautes fréquences, caractérisé en ce que le récepteur comporte: a) un dispositif de transformation de Fourier du signal reçu, utilisant un processeur (91) à transformation rapide de Fourier (FFT), b) un dispositif (92) de vérification et d'excision 20 des interférences dans une bande étroite de fréquences quelconques, et c) un dispositif (95) de détection à filtre adapté de corrélation mutuelle, destiné à décoder le signal ayant subi la transformation de Fourier afin qu'il dérive le signal original du message. 2. Système de communication à hautes fréquences (hf) à plusieurs canaux selon la revendication 1, caractérisé en ce que le dispositif (92, 128) d'excision des interférences comporte un dispositif destiné à comparer les composantes des fréquences du signal placées symétriquement par rapport à la fréquence porteuse (71, 81) et à exciser toute composante de ce type dont l'amplitude dépasse l'amplitude de la composante symétrique respective de plus d'une limite prédéterminée. 3. Système de communications à hautes fréquences (hf) à plusieurs canaux selon la revendication 1, caractérisé en ce que le dispositif (92, 128) d'excision des interférences comporte un dispositif destiné à comparer les composantes des fréquences du signal placées symétriquement par rapport à la fréquence porteuse (71, 81) et à affecter un faible poids à toute composante dont l'amplitude dépasse l'amplitude de la composante symétrique respective de plus d'une limite prédéterminée. 4. Système de communications à hautes fréquences (hf) à plusieurs canaux selon la revendication 2 ou 3, caractérisé en ce que le seuil d'excision des interférences peut être rendu réglable afin que les performances du système soient maximales. 5. Système de communications à hautes fréquences (hf) à plusieurs canaux selon l'une quelconque des revendications 2 à 4, caractérisé en ce que l'information de phase relative aux composantes des fréquences des signaux comparées symétriquement est aussi destinée à être utilisée pour l'excision des interférences. 6. Système de communications à hautes fréquences (hf) à plusieurs canaux selon l'une quelconque des revendi- cations précédentes, caractérisé en ce que l'émetteur comprend un multiplexeur (112) de données capable de multiplexer un certain nombre de canaux parallèles de données (111), le multiplexeur étant connecté à l'entrée du dispositif de codage (116). 7. Système de communications à hautes fréquences (hf) à plusieurs canaux selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'une information de synchronisation des canaux, de commande des données et de vérification (113) est ajoutée aux données multiplexées qui sont connectées au dispositif de codage. 8. Système de communications à hautes fréquences (hf) à plusieurs canaux selon l'une quelconque des revendi- cations précédentes, caractérisé en ce que les données codées subissent un filtrage passe-bas (103), et sont connectées à un modulateur de phase PSK (117) destiné à moduler un signal de sous-porteuse à la même fréquence que la fréquence des bits du signal de sortie provenant du dispositif de codage (116). 9. Système de communications à hautes fréquences (hf) à plusieurs canaux selon la revendication 8, caracté- risé en ce que le filtre passe-bas (103) est un filtre de Kaiser Bessel à réponse impulsionnelle. 10. Système de communications à hautes fréquences (hf) à plusieurs canaux selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que le récepteur comporte un dispositif (123) destiné à corriger les signaux reçus du décalage de fréquence Doppler et à détecter le signal de sous-porteuse. 11. Système de communications à hautes fréquences (hf) à plusieurs canaux selon l'une quelconque des revendi- cations précédentes, caractérisé en ce que les détecteurs à filtre adapté comportent des détecteurs synchrones auxquels le signal de sous-porteuse est connecté respectivement en quadrature. 12. Système de communications à hautes fréquences (hf) à plusieurs canaux selon la revendication 11, caractérisé en ce que le signal ayant subi la détection synchrone est connecté en parallèle à plusieurs détecteurs à corrélation mutuelle (1210), chaque détecteur à corrélation mutuelle conservant un code respectif parmi un nombre présélectionné de codes semi-orthogonaux ayant subi une transformation de Fourier (1211). 13. Système de communications à hautes fréquences (hf) à plusieurs canaux selon la revendication 12, caractérisé en ce que les signaux de sortie (1212) des détecteurs de corrélation mutuelle sont connectés à un circuit comparateur (1213) qui identifie et décode le code détecté le plus probable par mesure du plus grand signal de sortie du corrélateur mutuel.