Brevet FR2871314A1 — publié le 20051209

PROCEDE POUR ESTIMER DES SYMBOLES D'UN SIGNAL NUMERIQUE ET RECEPTEUR POUR LA MISE EN OEUVRE DU PROCEDE La présente invention concerne l'estimation, par un récepteur, de symboles portés par un signal numérique. Elle concerne plus particulièrement l'estimation de symboles transmis selon la technologie OFDM ("Orthogonal Frequency Division Multiplexing"). La technologie OFDM est une technique bien connue qui consiste à multiplexer sur des sous-porteuses fréquentielles, des informations à transmettre sur un canal de communication. Les sous-porteuses sont séparées o par une bande de garde de manière à réduire l'interférence entre elles. Elles sont en outre orthogonales entre elles du fait que la durée minimale d'une information portée par chaque sous-porteuse est l'inverse de la valeur de la bande de garde. L'OFDM est notamment utilisé dans des systèmes de diffusion audio numérique (DAB, "Digital Audio Broadcasting"), des systèmes de diffusion vidéo numérique (DVB, "Digital Video Broadcasting"), des réseaux locaux sans fil à haut débit, ainsi que des réseaux filaires numériques de type DSL ("Digital Subscriber Line"). Il est par ailleurs actuellement envisagé d'utiliser cette technologie dans des réseaux cellulaires de radiocommunication, comme l'UMTS ("Universal Mobile Telecommunication System"). La figure 1 illustre les principes généraux d'une transmission effectuée en utilisant la technologie OFDM. Un signal portant des informations doit être transmis par un émetteur 1, pour être reçu et interprété par un récepteur 2. Les informations portées par ce signal comprennent une succession d'éléments binaires. Xn désigne une quantité d'informations en série à transmettre. Dans un premier temps, un module 3 transforme ce flux série en une pluralité de N flux parallèles Xn,o, Xn,1...Xn,N-1. A titre illustratif, chacun de ces flux parallèles peut consister en une suite d'éléments binaires d'une durée égale à Tu. Une transformée de Fourier rapide inverse 4 (ou IFFT, "Inverse Fast Fourier Transform") est ensuite effectuée au sein de l'émetteur 1 à partir des N flux parallèles Xn,o, Xn,1 É É ÉXn,N-1 É A l'issue de cette opération, un symbole OFDM sm d'une durée égale à TU est obtenu. Ce symbole OFDM se présente sous la forme d'un ensemble d'informations binaires codées sur des fréquences séparées par une bande de garde comme indiqué plus haut. Le symbole OFDM sm est ensuite transmis par l'émetteur 1 sur un canal de communication 5 qui peut être de natures diverses, comme un canal radio par exemple. Le récepteur 2, à l'écoute du canal 5, reçoit alors un symbole sm correspondant au symbole OFDM sm transmis, à des perturbations près, introduites par le canal ou par des interférences externes. Une transformée de Fourier rapide 6, ou "FFT", est alors effectuée sur la portion de signal reçu correspondant au symbolesm. Des éléments d'informations Xn,0, Xn,1 É É É Xn,N-1 sont estimés à partir de ce symbole, chaque élément d'information correspondant à l'information transmise sur une sous-porteuse fréquentielle donnée. Puis une conversion 7 parallèle vers série permet d'obtenir une estimation Xn de l'information transmise Xn. Par ailleurs, il est courant d'utiliser un intervalle de temps de garde dans chaque symbole OFDM, dans le but de réduire l'interférence intersymboles (ISI). En effet, lorsque le canal de communication sur lequel le signal est transmis comprend des trajets multiples, comme c'est généralement le cas pour un canal radio, le signal peut être reçu plusieurs fois au récepteur avec des retards respectifs correspondant aux différents trajets. Il en résulte donc un certain chevauchement entre des portions de signal relatives à des symboles OFDM successifs, susceptible de rendre plus difficile l'estimation des informations transmises et donc de dégrader la qualité de la réception. L'intervalle de temps de garde consiste donc à augmenter la durée de chaque symbole OFDM utile, en dupliquant en fin de symbole certains éléments binaires placés au début de ce symbole, ou inversement. La durée Ts d'un tel symbole étendu est égale à Tu+Tg, où Tg désigne la durée de l'intervalle de temps de garde qui est choisie pour compenser le chevauchement entre les portions de signal relatives à des symboles OFDM successifs. Le récepteur tire alors profit de la duplication de certains éléments binaires pour améliorer l'estimation de l'information utile de chaque symbole. Un problème se pose, lors de la réception d'un signal portant des symboles OFDM, pour minimiser l'ISI résiduel malgré l'utilisation d'un intervalle de temps de garde dans les symboles comme indiqué plus haut. Il concerne le positionnement dans le temps de la fenêtre de calcul de la FFT pour chaque symbole OFDM reçu, la fenêtre en question ayant une durée égale à Tu, c'est-à-dire inférieure à la durée Ts = Tu+Ts d'un symbole OFDM comprenant un intervalle de temps de garde. En effet, même lorsque plusieurs échos du signal correspondant à des trajets respectifs du canal de communication sont reçus au récepteur, une seule FFT est effectuée pour chaque symbole OFDM. Le positionnement de la fenêtre temporelle sur laquelle la FFT est effectuée pour un symbole donné est donc une question délicate, car elle dépend du nombre de trajets sur le canal considéré, de la quantité d'énergie reçue relativement à chacun des trajets et de la répartition temporelle de ces trajets. En outre, un mauvais positionnement de cette fenêtre est susceptible de dégrader fortement la qualité de réception du signal transmis, du fait de l'ISI créée par la présence, dans cette fenêtre, de portions de signal relatives à d'autres symboles que le symbole à estimer. Ce problème a été étudié par exemple dans l'article "OFDM receivers; impact on coverage of inter-symbol interference and FFT window positioning" de R. Brugger et D. Hemingway, publié dans la revue "EBU technical review" en juillet 2003. Cet article propose plusieurs stratégies pour positionner la fenêtre de calcul de la FFT dans un système de diffusion numérique, audio (DAB) ou vidéo (DVB), et évalue les performances de chacune de ces stratégies, notamment en termes d'interférence inter-symboles. Dans cet article, une réponse impulsionnelle du canal de communication est estimée pour identifier les principaux trajets suivis par le signal transmis, puis la fenêtre de calcul de la FFT est respectivement positionnée selon l'une des stratégies suivantes: relativement au trajet présentant la plus grande énergie, relativement au premier trajet présentant une énergie supérieure à un seuil, relativement à un centre de gravité obtenu à partir des différents trajets identifiés ou relativement à un trajet présentant un rapport signal sur interférence maximal. Toutefois, de l'interférence inter-symboles subsiste dans les différentes stratégies divulguées de positionnement de la fenêtre de calcul de la FFT. En outre, ces stratégies reposent sur des critères statiques, déterminés une fois pour toutes. Elles sont bien adaptées pour des canaux de communication variant peu, c'est-à-dire où la répartition des trajets est sensiblement constante. En revanche, lorsque le canal de communication considéré est un canal utilisé dans un système de radiocommunication mobile, celui-ci peut être extrêmement changeant au cours du temps en fonction par exemple de la mobilité de l'émetteur ou du récepteur, ainsi que de o l'environnement. Dans ce cas, une fixation initiale de la position temporelle de la fenêtre de calcul de la FFT selon un critère statique risque d'être rapidement inadaptée. Un but de la présente invention est de pallier les inconvénients susmentionnés. Un autre but de l'invention est d'améliorer l'estimation des symboles portés par un signal reçu par un récepteur lorsque la technologie OFDM est utilisée. Un autre but de l'invention est d'améliorer l'estimation des symboles portés par un signal transmis sur un canal de communication dont les caractéristiques varient, comme un canal radio dans système de radiocommunication mobile. L'invention propose ainsi un procédé pour estimer des symboles portés par un signal numérique reçu par un récepteur sur un canal de communication, les symboles étant multiplexés sur des sous-porteuses fréquentielles orthogonales. Le procédé comprend les étapes suivantes relativement à chaque symbole porté par le signal numérique: - effectuer au moins deux transformées vers le domaine fréquentiel sur une portion du signal reçu correspondant sensiblement audit symbole, lesdites transformées étant effectuées avec un décalage temporel déterminé entre elles; - estimer des paramètres du canal de communication à partir d'informations binaires prédéterminées contenues dans le signal numérique; et estimer ledit symbole à partir d'une combinaison du résultat de chacune des transformées effectuées et des paramètres du canal de communication estimés. Le calcul et la combinaison de deux, ou plus de deux, transformées, par exemple des transformées de Fourier rapides, décalées dans le temps permet de disposer d'informations pertinentes sur une plus grande plage temporelle, ce qui augmente la fiabilité de l'estimation de l'information contenue dans les symboles OFDM transmis. Le procédé peut par exemple prendre place dans un système de radiocommunication mobile. Dans ce cas, le canal de communication en question est un canal radio. Le décalage temporel entre les transformées peut être déterminé par exemple en fonction de caractéristiques d'un environnement dans lequel le canal de communication prend place. Il peut aussi être choisi en fonction d'une analyse de la réponse impulsionnelle estimée du canal de communication. La position dans le temps de la fenêtre de calcul d'une première FFT peut également être choisie en fonction de la réponse impulsionnelle estimée du canal de communication. L'invention propose en outre un récepteur comprenant des moyens pour la mise en oeuvre du procédé susmentionné. L'invention propose également un produit programme d'ordinateur à installer dans un récepteur, comprenant des instructions aptes à mettre en oeuvre le procédé susmentionné, lors d'une exécution du programme par des moyens de traitement du récepteur. D'autres particularités et avantages de la présente invention apparaîtront dans la description ci-après d'exemples de réalisation non limitatifs, en référence aux dessins annexés, dans lesquels: - la figure 1, déjà commentée, est un schéma illustrant une chaîne d'émission-réception d'un signal utilisant la technologie de multiplexage OFDM; - la figure 2 est un schéma illustrant un récepteur selon l'invention; - la figure 3 est un schéma illustrant un exemple de réalisation de l'invention. On considère un récepteur apte à recevoir des signaux numériques portant des symboles multiplexés selon la technologie OFDM. Ce récepteur peut par exemple faire partie d'une station de communication d'un système de communication filaire. Dans un autre mode de réalisation illustré sur la figure 2, le récepteur fait partie d'une station d'un système de communication mobile, par exemple d'une station de base ou d'un terminal mobile supportant la technologie UMTS. Dans ce cas, il reçoit des signaux radio numériques au niveau d'une antenne ou d'un réseau d'antennes 16. Le flux d'informations reçu au récepteur de la figure 2 comprend des symboles sm correspondant à des symboles OFDM respectifs sm portés par des portions du signal transmis sur le canal de communication écouté par le récepteur. Pour chaque symbole OFDM sm reçu, de durée TS = Tu+Tg, une première transformée de Fourier rapide, notée LFFT 8 (pour "Left FFT"), est effectuée sur une portion du signal portant ce symbole. La fenêtre de calcul de la LFFT 8, c'est-à-dire la plage temporelle de durée T, sur laquelle la LFFT 8 est effectuée, peut être positionnée de différentes manières. Ce positionnement peut par exemple résulter d'une des méthodes décrites dans l'art antérieur. Un exemple avantageux de positionnement d'une telle fenêtre sera décrit plus en détail par la suite. Par ailleurs, une seconde transformée de Fourier rapide, notée RFFT 9 (pour "Right FFT"), est effectuée sur la portion du signal portant le même symbole OFDM. La position de la fenêtre de calcul de la RFFT 9 est fixée par rapport à celle de la LFFT 8 préalablement déterminée. En effet, on choisit un décalage temporel 10 à respecter entre la LFFT 8 et la RFFT 9. Ce décalage 10 peut être fixe. Dans ce cas, il sera avantageusement choisi en fonction de caractéristiques de l'environnement dans lequel se place le canal de communication sur lequel le signal est transmis. En effet, certains environnements, par exemple les environnements urbains relativement denses, sont propices à des réflexions et des diffractions multiples des signaux radio, ce qui favorise la dispersion des trajets de propagation dans le temps. Or, la dispersion des trajets de propagation est un facteur d'interférence inter-symboles (ISI) comme expliqué en introduction. Pour limiter l'ISI, on choisit alors de préférence un décalage temporel 10 relativement important dans ce type d'environnements, de façon à ce que les fenêtres de calcul de la LFFT 8 o et de la RFFT 9 s'étalent sur une période de temps suffisante pour couvrir les principaux trajets de propagation suivis par la portion de signal considérée. A l'inverse, d'autres environnements ne favorisent pas la dispersion des trajets de propagation. Il s'agit par exemple des environnements de type rural par exemple où les signaux se propagent le plus souvent en vue directe. C'est d'ailleurs aussi le cas dans des systèmes filaires où les temps de propagation varient généralement peu. Pour de tels environnements, un décalage temporel 10 plus faible pourra être choisi, par exemple de l'ordre de la durée de quelques éléments binaires seulement. Il est également possible d'effectuer d'autres FFT, en plus de la LFFT 8 et la RFFT 9. Dans ce cas, ces FFT sont également positionnées différemment dans le temps, présentant chacune un certain décalage temporel par rapport à la LFFT 8 par exemple. Dans un mode de réalisation avantageux de l'invention, la LFFT 8 et la RFFT 9, ainsi que les autres FFT éventuelles, sont positionnées dans le temps, de façon dynamique, à partir d'une analyse de la réponse impulsionnelle 11 du canal de communication emprunté par le signal transmis. Ce mode de réalisation est particulièrement intéressant dans le cas où le canal de communication est un canal radio et le système de communication auquel appartient le récepteur considéré est mobile. La réponse impulsionnelle 11 du canal de communication est calculée par le récepteur. Avantageusement, un tel calcul est effectué à plusieurs reprises, par exemple de façon périodique, afin de disposer d'une estimation à jour tenant compte des changements intervenus dans le profil de propagation. Dans ce cas, le calcul peut être réalisé pour chaque symbole OFDM transmis, c'est-à-dire avec une période environ égale à T. Toutefois, une période plus grande peut également être utilisée, lorsque la variation des caractéristiques du canal est plus faible. Le calcul de la réponse impulsionnelle 11 du canal de communication est effectué selon une méthode classique. A titre d'exemple, le récepteur considéré est un récepteur en râteau ("rake"). Un tel récepteur estime la réponse impulsionnelle du canal radio par une série de pics, chaque pic apparaissant avec un retard correspondant au temps de propagation le long d'un trajet particulier et ayant une amplitude complexe correspondant à l'atténuation et au déphasage du signal le long de ce trajet (réalisation instantanée du fading). Un canal pilote peut être prévu pour l'estimation de la réponse impulsionnelle sous forme d'une succession de pics. La réponse impulsionnelle est estimée au moyen d'un filtre adapté. Par exemple, lorsqu'on utilise une technique d'accès à répartition par codes, telle que le CDMA ("Code Division Multiple Access") utilisé dans le système UMTS, le filtre est adapté à un code d'étalement pilote avec lequel l'émetteur module une séquence de symboles connus, par exemple des symboles à 1. Les positions des maxima de la sortie de ce filtre adapté donnent les retards utilisés dans les doigts du récepteur en râteau, et les amplitudes complexes associées correspondent aux valeurs de ces maxima. Une analyse de la sortie du filtre adapté est alors effectuée. Cette analyse consiste en des calculs statistiques sur la sortie du filtre adapté 11 pour déterminer des retards (Ti)o Les trajets les plus énergétiques détectés correspondent à des trajets principaux dépendant de l'environnement. Le trajet le plus énergétique correspondra par exemple à un trajet direct entre l'émetteur et le récepteur si ceux-ci sont en visibilité directe l'un de l'autre. Les autres échos principaux seront schématiquement ceux qui donnent lieu au plus petit nombre de réflexions et diffractions entre l'émetteur et le récepteur. L'énergie Ei associée à un trajet est l'espérance mathématique du module carré de l'amplitude instantanée Ai(t) de réception sur le trajet de propagation correspondant. La figure 3 illustre de façon schématique les trajets principaux, c'est-àdire par exemple les trajets sur lesquels une énergie supérieure à un seuil est détectée, relativement au canal radio considéré. On y voit ainsi trois trajets caractérisés par leurs retards respectifs to, t et i2 par rapport à une référence o de temps (qui peut elle-même être fixée en relation avec un premier trajet détecté) et par leurs énergies respectives E0, El et E2. Dans ce mode de réalisation, l'estimation de la réponse impulsionnelle 11 est utilisée pour positionner les fenêtres de calcul des LFFT 8 et RFFT 9. A titre d'exemple, la fenêtre de la LFFT 8 est positionnée en relation avec le premier trajet détecté. Par exemple, elle débute avec un retard environ égal à io par rapport à une référence de temps, de manière à couvrir le pic d'énergie relatif au premier trajet détecté. C'est ce qui est représenté sur la figure 3. Par ailleurs, comme cela a été décrit plus haut, la fenêtre de calcul de la RFFT 9 est positionnée par rapport à celle de la LFFT 8 grâce à un décalage temporel 10. De façon avantageuse, ce décalage 10 est réglé en fonction de la réponse impulsionnelle 11 estimée, comme illustré sur la figure 2. A titre d'exemple, ce décalage, noté D sur la figure 3, est choisi pour que la fenêtre de la RFFT 9 soit positionnée en relation avec le dernier trajet détecté dans la réponse impulsionnelle Il, par exemple pour se terminer approximativement à l'instant correspondant au retard i2 relatif à ce dernier trajet. Dans l'exemple illustré sur la figure 3, on comprend donc que les fenêtres de calcul des LFFT et RFFT sont positionnées pour s'étaler sur des plages temporelles couvrant les principaux trajets de propagation caractérisant le canal radio à l'instant considéré. On s'assure ainsi que les deux FFT seront calculées sur des plages où une grande quantité d'énergie de la portion de signal considérée est reçue. En outre, un certain recouvrement existe entre les fenêtres de calcul des deux FFT, ce qui permet d'augmenter la fiabilité de calcul comme cela sera mieux compris à la lecture de la suite de la description. Bien sûr, d'autres positionnements des fenêtres de calcul des transformées de Fourier rapides peuvent être appliqués. Par exemple, la RFFT 9 peut être calculée sur une fenêtre qui se termine après 'L2, de façon à s'assurer que l'écho de la portion de signal considérée correspondant au dernier trajet sur le canal radio sera bien reçu dans cette fenêtre. En référence à la figure 2, on décrit ci-après l'exploitation qui est faite des calculs de FFT effectués. Comme indiqué plus haut, chaque FFT permet 1 o d'estimer des éléments d'informations Xn,o, Xn,1 É É É Xn,N-1 correspondant chacun à l'une des sous-porteuses fréquentielles utilisées, afin d'obtenir une estimation Xn de l'information transmise Xn correspondant au contenu du symbole OFDM sm reçu. Par ailleurs, pour chaque FFT calculée, une estimation du canal radio sur lequel le signal est transmis est effectuée. Ainsi, une estimation de canal 12 est réalisée en sortie du module de calcul de la LFFT 8 et une estimation de canal 13 est réalisée en sortie du module de calcul de la RFFT 9. De nombreuses méthodes connues peuvent être utilisées pour estimer le canal. A titre d'exemple, on peut utiliser la méthode des moindres carrés. Selon cette dernière méthode, le module d'estimation de canal 12 estime des paramètres ro, r1,..., rn correspondant à des perturbations apparaissant sur le canal radio, et tels que Xk =roXk+r1Xk-1+É É ÉrnXk-n+ Wk, ou k est un entier supérieur à n, X; désigne l'information correspondant au i-ième symbole OFDM transmis (X; peut par exemple être le Xn de la figure 1), Xk désigne l'estimation correspondant au k-ième symbole OFDM reçu, qui fait suite au calcul de la LFFT 8 (par exemple le Xn de la figure 1) et wk désigne une première estimation du bruit affectant le canal radio sur lequel les symboles OFDM sont transmis. Pour estimer les paramètres ro, r1,..., rn, on tire classiquement profit de bits pilotes transmis sur le canal radio et connus du récepteur. 2871314 -11 - De la même façon, le module d'estimation de canal 13 estime des paramètres r'o, r'1,..., r'n, et tels que X'k =r'oXk+r'lXk-1+. ..r'nXk-n+ W'k, où k est un entier supérieur à n, X'k désigne l'estimation correspondant au k-ième symbole OFDM reçu, qui fait suite au calcul de la RFFT 9 et w'k désigne une seconde estimation du bruit affectant le canal radio sur lequel les symboles OFDM sont transmis. Un module 14 de combinaison est ensuite chargé d'effectuer une estimation des informations correspondant aux symboles OFDM transmis, sur la base des éléments transmis par les modules d'estimation de canal 12 et 13. o Dans le cas où la méthode des moindres carrés a été utilisée pour estimer le canal, le module 14 peut alors procéder de la façon suivante. Un vecteur * est X défini comme une concaténation des 2k+2 estimations X0, ,..., Xk et X'p, , faites après les estimations de canal réalisées respectivement par les modules 12 et 13. On définit en outre une première matrice de convolution R à partir des paramètres ro, r1,..., rn estimés par le module d'estimation de canal 12. Cette matrice R, de dimension (k+1)*(k+1), est de la forme suivante: ro 0 0 r ro 0 r2 r1 ro r2 r1 R= rn... r2 0 rn 0 0 rn 0 0 0 0 0 0... 0 rn r2 r ro, De même, on définit une seconde matrice de convolution R' à partir 20 des paramètres r'o, r'1,..., r'n estimés par le module d'estimation de canal 13. Cette matrice R', de dimension (k+1) *(k+1), est de la forme suivante: 2871314 -12- (r'o 0 0 r'1 r'o 0 r'2 r'1 r'0 r'2 r'1 R'= r'n... r'2 0 r'n 0 0 r'n 0 0 0 0 0 0... 0 r'n... r'2 r'1 rio) Enfin, on définit un vecteur X qui comprend l'ensemble des k+1 quantités d'informations X0, X1,..., Xk correspondant aux symboles OFDM transmis et qu'on cherche à déterminer. On peut alors écrire l'équation suivante: X =M.X, où M représente une fR' matrice de concaténation en colonne des matrices blocs R et R', soit M = \R') Cette matrice M possède ainsi 2k+2 lignes et k+1 colonnes. Les bruits Wk et w'k introduits plus haut sont retardés l'un par rapport à l'autre du fait du décalage 10 existant entre les deux FFT effectuées, si bien qu'ils sont indépendants et n'interviennent donc pas dans le système d'équation pour détecter la valeur des symboles transmis. On peut alors estimer le vecteur X comme le produit (MHM)-1.MH.X, où l'opérateur (.)H désigne le transposé conjugué. Bien sûr, bien d'autres méthodes que la méthode des moindres carrés peuvent être utilisées pour estimer le canal. Dans ce cas, l'estimation du vecteur X sera adaptée à la méthode utilisée (par exemple par l'une des méthodes suivantes: Maximum a posteriori, MLSE (Maximum Likehood Sequence Estimator), algorithme de Viterbi, etc.). Une fois la combinaison effectuée par le module 14, on obtient donc une estimation des informations X0, X,..., Xk correspondant aux symboles transmis. Cette estimation a une fiabilité supérieure à celles obtenues par des méthodes classiques puisqu'elle s'appuie sur une combinaison d'estimations réalisées à l'issue de deux observations différentes. En outre, comme cela a été indiqué plus haut, le décalage temporel entre les FFT permet d'obtenir une certaine redondance d'informations dont on tire profit lors de la combinaison 14, tout en s'assurant que l'estimation finale est basée sur les échos les plus énergétiques et donc les plus significatifs. On notera que les principes exposés plus haut peuvent être mis en oeuvre à l'aide d'un programme d'ordinateur comprenant des instructions correspondantes et exécuté par exemple par une unité de traitement du récepteur considéré. -14-REVENDICATIONS, 1. Procédé pour estimer des symboles portés par un signal numérique reçu par un récepteur sur un canal de communication (5), les symboles étant multiplexés sur des sous-porteuses fréquentielles orthogonales, le procédé comprenant les étapes suivantes relativement à chaque symbole porté par le signal numérique: - effectuer au moins deux transformées vers le domaine fréquentiel (8, 9) sur une portion du signal reçu correspondant sensiblement audit symbole, lesdites transformées étant effectuées avec un décalage o temporel (10) déterminé entre elles; - estimer des paramètres (ro, r1,..., rn, rio, ) du canal de communication à partir d'informations binaires prédéterminées contenues dans le signal numérique; et estimer ledit symbole à partir d'une combinaison du résultat de chacune des transformées effectuées et des paramètres du canal de communication estimés. 2. Procédé selon la revendication 1, dans lequel le canal de communication est un canal radio. 3. Procédé selon la revendication 2, dans lequel le canal radio est utilisé dans un système de radiocommunication mobile. 4. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, dans lequel le décalage temporel (10) entre lesdites transformées (8, 9) est déterminé en fonction de caractéristiques d'un environnement dans lequel le canal de communication prend place. 5. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, dans lequel on estime en outre une réponse impulsionnelle (11) du canal de communication et dans lequel au moins une première (8) - parmi lesdites transformées est effectuée dans une plage temporelle sensiblement inférieure à la durée d'un symbole, dépendant de ladite réponse impulsionnelle estimée du canal de communication. 6. Procédé selon la revendication 5, dans lequel ladite réponse impulsionnelle (11) du canal de communication est estimée périodiquement. 7. Procédé selon la revendication 5 ou 6, dans lequel le décalage temporel (10) entre ladite première transformée (8) et au moins une seconde (9) parmi lesdites transformées est déterminé en fonction de ladite réponse impulsionnelle (11) estimée du canal de communication. 8. Procédé selon la revendication 7, dans lequel on détecte des retards successifs (Ti) correspondant à des impulsions d'énergie prépondérantes respectives dans la réponse impulsionnelle (11) estimée du canal de communication, dans lequel ladite première transformée (8) est effectuée dans une plage temporelle sensiblement inférieure à la durée d'un symbole, dont le démarrage est fixé sensiblement par rapport au premier retard détecté, et dans lequel le décalage temporel (10) entre ladite première transformée (8) et ladite seconde transformée (9) est déterminé de façon à ce que ladite seconde transformée soit effectuée dans une plage temporelle sensiblement inférieure à la durée d'un symbole, dont la fin est fixée sensiblement par rapport au dernier retard détecté. 9. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel certaines au moins desdites transformées vers le domaine fréquentiel (8, 9) sont des transformées de Fourier rapides. 10. Récepteur comprenant des moyens pour la mise en oeuvre du procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes. 11. Produit programme d'ordinateur à installer dans un récepteur, comprenant des instructions aptes à mettre en oeuvre le procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 9, lors d'une exécution du programme par des moyens de traitement du récepteur.