Brevet FR2865324A1 — publié le 20050722

CONVERTISSEUR DU TYPE A DECOUPAGE A ELEVATION DE TENSION A PHASE MINIMUM ET COMMUTATEUR A LA MASSE. La présente invention concerne les convertisseurs du type à découpage ou continu-continu. Elle s'applique notamment, mais non exclusivement à l'alimentation de systèmes embarqués par exemple à bord d'engins spatiaux. Les convertisseurs à découpage présentent l'avantage d'être compacts tout en présentant une grande efficacité de conversion de puissance, ce qui est particulièrement avantageux pour les systèmes embarqués. Ils sont couramment utilisés dans des applications nécessitant une tension bien régulée, même lorsque la source de tension est variable. Dans certains cas, la tension requise est supérieure à la tension de la source. On utilise alors un convertisseur à élévation de tension (boost converter). Le schéma de principe d'un tel convertisseur est représenté sur la figure 1. Ce convertisseur comprend un organe de commutation M, par exemple du type MOSFET (Metal-Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) à canal N, monté en parallèle, alimenté par une source de courant constituée par la source de tension à convertir reliée en série à une inductance Lb, et dont la grille est connectée à un circuit de commande 10 relié par ailleurs à la source du transistor c'est-à-dire à la masse. Les bornes de l'organe de commutation M sont reliées à une diode D montée en direct en série avec un condensateur Co de filtrage, la charge à alimenter étant montée aux bornes du condensateur. La "commande en conductance" est un mode de commande couramment utilisé pour commander l'organe de commutation. Ce mode de commande est exposé notamment dans le document "PWM Conductance Control", de D. O'Sullivan, H. Spruyt & A. Crausaz, IEEE PESC, 1988. Bien que très simple et efficace, ce convertisseur à élévation de tension présente des limitations de performance dynamique, du fait que sa fonction de transfert présente des zéros dans le demi-plan complexe de droite et qu'il fournit un courant de sortie pulsé. Il en résulte qu'il est peu utilisé dans les alimentations électriques équipant les engins spatiaux 2865324 2 Pour tenter d'apporter une solution à ce problème, on a ajouté un étage de filtrage en sortie de convertisseur, comme représenté sur la figure 2. Cet étage de filtrage comprend un condensateur C monté en parallèle avec la diode D et l'organe de commutation M, et une inductance Lo disposée entre les deux condensateurs C et Co. Cet étage de filtrage permet de réduire le bruit présent dans le courant de sortie, mais n'améliore pas les performances dynamiques du convertisseur. 10 Pour surmonter ce problème, on a également proposé à la fin des années 1980 d'intégrer à ce convertisseur un dispositif de transfert d'énergie capacitive. Un tel convertisseur, également connu sous la dénomination de convertisseur à élévation de tension à deux inductances est représenté sur la figure 3. Le convertisseur représenté sur cette figure diffère de celui représenté sur la figure 2 en ce que l'inductance Lb est connectée non pas à l'entrée du convertisseur, mais est interposée entre le point de jonction entre l'organe de commutation M et le condensateur et la ligne de masse. Dans ce convertisseur, le condensateur C peut être assimilé à une source de tension. Dès que l'organe de commutation M devient passant, il se produit un transfert de puissance immédiat vers la sortie du circuit. De cette manière, on peut éviter les effets résultant de la présence de zéros dans le demi-plan de droite RHP (Right-Half Plane zero) dans les convertisseurs à élévation de tension conventionnels. En fait, le condensateur C se décharge partiellement lorsque l'organe de commutation est passant, ce qui entraîne un transfert d'énergie vers la sortie. Pendant que l'organe de commutation est ouvert, le condensateur C est rechargé. Lorsqu'on analyse précisément le comportement de ce circuit, on peut constater que sa fonction de transfert présente un double pôle et un double zéro. La suppression de ces deux pôles et deux zéros peut être obtenue aisément par une sélection adéquate des composants du circuit et par un amortissement approprié, de manière à obtenir les performances d'un système du premier ordre stable. Ainsi, ce convertisseur est couramment utilisé dans les circuits de régulation de décharge de batterie. Ce convertisseur présente toutefois l'inconvénient de nécessiter une commande 2865324 -3- flottante (non reliée à la masse), puisque l'organe de commutation M constitué par un transistor MOSFET est éloigné de la ligne de masse par l'inductance Lb. En outre, comme la borne flottante (connectée à l'inductance Lb) du transistor passe alternativement entre des tensions positive et négative pendant le fonctionnement nominal du convertisseur, la commande flottante ne peut pas être réalisée simplement à l'aide d'un circuit intégré existant, du fait qu'il n'existe pas de circuit intégré de commande supportant des tensions négatives. La présente invention a pour but de supprimer ces inconvénients, c'est-àdire présentant à la fois les avantages du convertisseur à deux inductances (représenté sur la figure 3) en ce qui concerne la présence de zéros dans le demi-plan de droite et la continuité du courant de sortie, et les avantages du convertisseur représenté sur la figure 1 ou 2 en ce qui concerne le fait que l'une des bornes de l'organe de commutation est proche de la masse, ce qui permet d'employer un circuit de commande simple. Cet objectif est atteint par la prévision d'un convertisseur du type à découpage comportant un étage d'entrée et un étage de sortie comprenant une inductance de sortie montée en série et un condensateur de sortie monté en parallèle, l'étage d'entrée comprenant une inductance d'entrée recevant une tension continue d'entrée à convertir, des moyens de commutation permettant d'orienter le courant traversant l'inductance d'entrée soit vers la masse, soit vers l'étage de sortie, et un condensateur monté en parallèle entre la sortie des moyens de commutation et la masse, le convertisseur délivrant une tension de sortie aux bornes du condensateur de sortie. Selon l'invention, l'étage de sortie comprend une première inductance supplémentaire connectant la sortie des moyens de commutation à l'étage de 30 sortie et couplée magnétiquement à l'inductance d'entrée. Selon un mode de réalisation préféré de l'invention, les moyens de commutation comprennent un transistor monté en parallèle entre la borne de sortie de l'inductance d'entrée et la masse, et une diode montée en direct et connectée à la première inductance supplémentaire et au condensateur. Avantageusement, le transistor est de type MOSFET. 2865324 -4- Selon un autre mode de réalisation préféré de l'invention, la diode est connectée au transistor et à la sortie de l'inductance d'entrée. Selon encore un autre mode de réalisation préféré de l'invention, l'étage d'entrée comprend une seconde inductance supplémentaire couplée magnétiquement à l'inductance d'entrée et à la première inductance supplémentaire et connectée entre la borne directe de la diode et la masse. Un mode de réalisation préféré de l'invention sera décrit ci-après, à titre 10 d'exemple non limitatif, avec référence aux dessins annexés dans lesquels: Les figures 1 à 3 représentent des convertisseurs à découpage à élévation de tension de l'art antérieur; La figure 4 représente le schéma de principe d'un convertisseur à 15 découpage à élévation de tension selon l'invention; La figure 5 représente un mode de réalisation du convertisseur représenté sur la figure 4; Les figures 6 à 8 représentent des courbes illustrant les performances en terme de stabilité du convertisseur représenté sur 20 la figure 5; La figure 9 représente une application à un convertisseur de type fly-back du principe de transfert d'énergie mis en oeuvre dans le convertisseur montré sur la figure 4. La figure 4 représente le schéma de principe d'un convertisseur à découpage à 25 élévation de tension selon l'invention. Sur cette figure, le convertisseur comporte un étage d'entrée et un étage de sortie, l'étage d'entrée comprenant une inductance d'entrée Lb à laquelle est appliquée la tension d'entrée à réguler, une diode D montée en direct en série monté en parallèle avec l'inductance Lb, un organe de commutation M, par exemple du type transistor MOSFET à canal N monté en parallèle entre le point de jonction entre l'inductance et la diode et une ligne de masse, et un condensateur C connecté à la borne inverseuse de la diode et la ligne de masse. La grille du transistor M est connectée à un circuit de commande 10 par ailleurs 2865324 -5- connectée à la source du transistor, elle-même connectée à la masse. L'étage de sortie comprend une inductance de sortie Lo connectée entre un point A et une borne de sortie du convertisseur, et un condensateur de sortie Co connecté à la borne de sortie et la masse. Le but de l'invention est d'obtenir, à partir de l'étage d'entrée, au point A un signal carré dont l'amplitude est égale à la tension continue Vo de sortie souhaitée, et dans l'inductance de sortie Lo un courant dont l'intensité a la forme d'un signal en dent de scie, conformément à ce qui est obtenu à l'aide du convertisseur à deux inductances représenté sur la figure 3, mais avec un organe de commutation M à la masse. L'ensemble constitué par l'organe de commutation M et la diode D se comporte comme un commutateur appliquant le courant délivré par la source de courant formée par l'inductance d'entrée Lb couplée à la source de tension à réguler, soit directement à la ligne de masse lorsque l'organe de commutation est passant, la diode D étant alors bloquée, soit vers l'étage de sortie au travers de la diode qui est alors passante, tandis que l'organe de commutation est ouvert. Il en résulte que lorsque l'organe de commutation est à l'état ouvert, le condensateur C se charge, et lorsqu'il est à l'état fermé, le condensateur C se décharge dans l'étage de sortie. Durant ce dernier état, le condensateur C peut être assimilé à une source de tension, transférant instantanément vers l'étage de sortie l'énergie emmagasinée lorsque l'organe de commutation est à l'état ouvert. Dans ce convertisseur à élévation de tension, comme ceux de l'art antérieur, la tension Vo délivrée en sortie est égale à Vi/(l d), Vi étant la tension d'entrée et d le rapport cyclique du signal de commande appliqué à l'organe de commutation. La tension moyenne appliquée à l'inductance d'entrée Lb est nulle. Par conséquent, toute inductance couplée magnétiquement à celle-ci présentera également une tension moyenne nulle. Si l'on couple magnétiquement une inductance auxiliaire à l'inductance Lb, tandis que l'on relie cette inductance au condensateur de sortie Co, appliquant ainsi à ce dernier une tension négative pendant que l'organe de commutation est passant, il est possible de générer une tension au point A supérieure à la tension de sortie Vo pendant que l'organe de commutation est passant. Il en résulte que la tension au point A pendant que l'organe de commutation est ouvert devient inférieure à la tension de sortie Vo, comme dans le circuit représenté sur la figure 3. La figure 5 représente un exemple de convertisseur conforme au principe illustré par la figure 4. Le convertisseur représenté sur cette figure est identique à celui de la figure 4, mis à part que le point de jonction entre la diode D et le condensateur C est relié au point A par une inductance auxiliaire L1 couplée magnétiquement à l'inductance d'entrée Lb. De cette manière, on réalise une voie de transfert directe vers la sortie du convertisseur lorsque l'organe de commutation est passant, ce qui permet d'éviter des caractéristiques de phase non minimum c'est-à-dire de supprimer les zéros de demi-plan de droite (RHP). Le transfert d'énergie opéré par le transformateur constitué des inductances Lb et L1 couplées magnétiquement offre une grande flexibilité en terme de rapport de nombre d'enroulements des inductances Lb et L1, ce qui n'est pas le cas d'un couplage capacitif. De cette manière, l'amplitude du signal carré généré au point A présente toujours une moyenne égale à la tension de sortie Vo. En fait, le rapport des nombres d' enroulements des inductances Lb et L1 modifie l'emplacement des zéros et des pôles de la fonction de transfert et la 20 quantité d'énergie stockée dans l'inductance Lb. Par ailleurs, il est aisé de démontré que la fonction de transfert en continu du convertisseur selon l'invention est identique à celle du convertisseur de l'art antérieur représenté sur la figure 3, si l'on ne tient pas compte du rapport de nombres d'enroulements des inductances couplées Lb et L1. Le principe de transfert d'énergie selon l'invention peut être appliqué à d'autres types de sources. Par exemple si une source de courant est placée en entrée, le convertisseur selon l'invention peut également réaliser une régulation de tension. En outre, dans ce cas, le convertisseur est capable de restituer pratiquement toute la puissance de la source avec une électronique de commande 10 sensiblement simplifiée par le fait que l'organe de commutation M constitué par un transistor MOSFET est proche de la masse. Par ailleurs, des tests ont pu démontrer que le convertisseur selon l'invention peut être utilisé comme une source de courant contrôlée en tension sans présenter les inconvénients de la présence de zéros dans le demi-plan de droite. En outre, le convertisseur selon l'invention avec un rapport 1:1 de nombres d'enroulements présente des caractéristiques en courant faible très similaires à 2865324 -7- celles du convertisseur de la figure 3 lorsqu'il est utilisé comme une source de courant contrôlée en tension, du fait que non seulement les tensions appliquées à l'inductance de sortie sont similaires, mais également l'énergie stockée dans les inductances et leurs ondulations de courant. Il est bien connu qu'aux hautes fréquences du courant de sortie io, la fonction de transfert du convertisseur à élévation de tension à deux inductances représenté sur la figure 3 se comporte de la manière suivante: Vo s->co Los Ainsi, on peut s'attendre à ce que que le comportement aux hautes fréquences en boucle ouverte à la fois du convertisseur à deux inductances et celui conforme à l'invention soit le suivant: _ Vo Ac. Rs AoL ls,,, - (2) Vs Lo É s expression dans laquelle: Vs est l'amplitude de la pente de compensation (en forme de dents de scie), Ac est le gain de l'amplification de courant, et Rs est le gain (en Volts/Ampères) du détecteur de courant. Ainsi, ces convertisseurs se comportent aux hautes fréquences en boucle ouverte comme un système du premier ordre aux environs de leur bande de fréquences, si l'on ne tient pas compte de la charge et de la tension d'entrée Vi. Les figures 6 à 8 illustrent les performances en terme de stabilité d'un prototype de 300 W réalisé conformément au principe du convertisseur selon l'invention, 25 avec les valeurs de composants suivantes: C = 44 F, Co = 275 F, Lb = 30 H, et Lo = 22 H. Ce prototype est capable de fournir une tension régulée de 28 Volts à partir d'une source de tension variant entre 15 et 25 Volts. Sur la figure 6, les courbes 11 et 12 représentent respectivement les variations de l'amplitude et de la phase en fonction de la fréquence de la fonction de transfert du convertisseur en boucle ouverte, en particulier la fonction de transfert de la boucle de courant, lorsque celui-ci est connecté à une charge de 100 W. Les courbes 13 et 14 représentent respectivement les variations de d (1) 2865324 -8- l'amplitude et de la phase en fonction de la fréquence de la fonction de transfert du convertisseur en boucle ouverte, lorsque celui-ci est connecté à une charge de 200 W. Comme on peut le voir sur ces courbes, lorsqu'il est utilisé comme une source de courant contrôlée en tension, le convertisseur selon l'invention en boucle ouverte se comporte comme un système du premier ordre (avec une variation en amplitude de 20 dB / décade et une marge de phase d'environ 90 ) pour des fréquences supérieures à 5 kHz. Aux fréquences supérieures à 30 kHz, les effets du détecteur de courant (à effet Hall avec une bande passante de 200 kHz) et le déphasage dû aux erreurs d'amplification commencent à jouer un rôle déterminant dans les mesures de signaux à faible intensité. Il résulte de ces courbes que le convertisseur selon l'invention présente des performances en boucle ouverte dans la bande située entre 5 et 30 kHz, qui sont acceptables pour être utilisé en tant que source de tension régulée ayant le comportement d'un système du premier ordre. Autour de 4 kHz, on peut observer les effets des deux pôles et des deux zéros de la fonction de transfert. Ces effets dépendent du point de fonctionnement et de la sélection des paramètres d'amortissement. Parfois, pour des raisons de simplicité, il peut être préférable de contrôler le convertisseur uniquement par une simple boucle de tension. Sur la figure 7, les courbes 15 et 16 représentent respectivement les variations en fonction de la fréquence de l'amplitude et de la phase de la fonction de transfert du rapport cyclique du signal de commande rapporté sur la tension de sortie, du convertisseur selon l'invention contrôlé par une simple boucle de tension. La fonction de transfert représentée sur cette figure fait apparaître que le convertisseur selon l'invention correspond à un système classique du second ordre n'ayant aucun zéro dans le demi-plan complexe de droite. Un tel convertisseur peut ainsi être commandé en faisant appel à des techniques conventionnelles de commande en tension. Le courbes 21 à 23 d'une part, et 24 à 26 d'autre part montrées sur la figure 8 représentent respectivement les variations de l'amplitude et de la phase en fonction de la fréquence de la fonction de transfert du convertisseur en boucle ouverte avec une simple boucle de commande en tension. Les courbes 21 et 24 2865324 -9- ont été obtenues lorsque le convertisseur est connecté à une charge de 100 W. Les courbes 22 et 25 ont été obtenues lorsque celui-ci est connecté à une charge de 200 W, et les courbes 23 et 26 ont été obtenues lorsque celui-ci est connecté à une charge de 300 W. Par rapport aux figures précédentes, les courbes de la figure 8 ont été obtenues avec un rapport modifié de nombre d'enroulements entre les inductances d'entrée Lb et auxiliaire L1. Ainsi, dans l'exemple de cette figure, le nombre d'enroulements de l'inductance d'entrée Lb est égal à 11, tandis que le celui de l'inductance auxiliaire est égal à 6. Le contrôle de la tension est effectué par une simple boucle d'asservissement. Il résulte de la figure 8 que le convertisseur selon l'invention fournit pour une puissance de charge quelconque et différents rapports de nombres d'enroulements, une tension stable sur une bande de fréquence de 10 kHz avec plus de 75 de marge de phase. La figure 9 illustre une application de la présente invention à un convertisseur de type fly-back. Ce convertisseur est obtenu simplement en appliquant le principe de transfert d'énergie du convertisseur représenté sur la figure 5 à un convertisseur fly-back classique. A cet effet, on a remplacé l'étage classique d'élévation de tension comprenant les composants Lb, M, D et C par un étage fly-back classique (Lf, L2, M, D, C) . Plus précisément, ce convertisseur est obtenu simplement en séparant le circuit de la figure 5 en deux circuits au niveau du point de jonction entre la diode D et le collecteur du transistor M et au niveau de la ligne de masse reliant l'émetteur du transistor M avec le condensateur C, ces deux circuits étant couplés magnétiquement à l'aide d'une inductance L2 reliée d'un côté à la borne non inverseuse de la diode D et de l'autre à la ligne de masse au niveau du condensateur C, cette inductance étant couplée magnétiquement à la fois avec l'inductance d'entrée Lf et l'inductance Li. Tous les avantages obtenus grâce au convertisseur représenté sur la figure 5 35 apparaissent également dans le convertisseur fly-back montré sur la figure 9: pas d'effet des zéros du demi-plan de droite, courant de sortie non pulsé, commutateur relié à la masse. -11-REVENDICATIONS 1. Convertisseur du type à découpage comportant un étage d'entrée et un étage de sortie comprenant une inductance de sortie (Lo) montée en série et un condensateur de sortie (Co) monté en parallèle, l'étage d'entrée comprenant une inductance d'entrée (Lb) recevant une tension continue d'entrée à convertir, des moyens de commutation (M, D) permettant d'orienter le courant traversant l'inductance d'entrée soit vers la masse, soit vers l'étage de sortie, et un condensateur (C) monté en parallèle entre la sortie des moyens de commutation et la masse, le convertisseur délivrant une tension de sortie (Vo) aux bornes du condensateur de sortie, caractérisé en ce que l'étage de sortie comprend une première inductance supplémentaire (L1) connectant la sortie des moyens de commutation (M, D) à l'étage de sortie et couplée magnétiquement à l'inductance d'entrée (Lb) . 2. Convertisseur selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens de commutation (M, D) comprennent un transistor (M) monté en parallèle entre la borne de sortie de l'inductance d'entrée (Lb) et la masse, et une diode (D) montée en direct et connectée à la première inductance supplémentaire (L1) et au condensateur (C). 3. Convertisseur selon la revendication 2, caractérisé en ce que le transistor (M) est de type MOSFET. 4. Convertisseur selon la revendication 2 ou 3, caractérisé en ce que la diode (D) est connectée au transistor (M) et à la sortie de l'inductance d'entrée (Lb). 5. Convertisseur selon l'une des revendications 2 à 4, caractérisé en ce que l'étage d'entrée comprend une seconde inductance supplémentaire (L2) couplée magnétiquement à l'inductance d'entrée (Lf) et à la première inductance supplémentaire (L1) et connectée entre la borne directe de la diode (D) et la masse.