Brevet FR2869170A1 — publié le 20051021

PROCEDE DE CONTROLE DU SON MAGNETIQUE D'UNE MACHINE TOURNANTE A COURANT ALTERNATIF ARRIERE-PLAN DE L'INVENTION 1. Domaine de l'invention La présente invention se rapporte à un procédé de contrôle du son magnétique d'une machine tournante à courant alternatif. 2. Description de la technique apparentée Ces dernières années, les voitures électriques, les voitures hybrides, les voitures à pile à combustible, etc., ont atteint le niveau pratique ou niveau de développement. Dans ces voitures, des machines tournantes à courant alternatif de forte puissance deviennent les unités principales de génération de la puissance motrice, mais de telles machines tournantes à courant alternatif de forte puissance souffrent du problème qu'elles produisent un fort son magnétique. En tant que procédé de réduction de ce son magnétique, la publication de brevet japonais non examiné (Kokai) N 11-341 864 propose de générer des formes d'onde de courant destinées à neutraliser la force de vibration magnétique sur la base d'informations de fluctuation de la force de manière à réduire le son magnétique. Le principe de la technologie destinée à réduire le son magnétique par une superposition de courant de la publication de brevet japonais non examiné N 11-341 864 décrite ci-dessus peut être facilement compris, mais il n'est pas évident de savoir quelles formes d'onde de courant il convient de superposer en réalité pour réduire le son magnétique de la fréquence intrinsèque dominante dans une machine tournante à courant alternatif. Il existe donc la possibilité que le son magnétique serait plutôt augmenté par la superposition d'un courant ou que presque aucun effet de réduction du son magnétique ne pourrait être obtenu. A savoir, l'homme de l'art pourrait facilement avoir conçu de modifier le courant d'une certaine manière, afin de modifier le son magnétique se rapportant à la force électromagnétique créée par ce courant, mais n'aurait pas pris en considération les formes d'onde de courant à donner pour réduire le son magnétique, en particulier leurs fréquences, donc il aurait été difficile de réduire réellement le son magnétique avec une bonne précision. Ce problème devient encore plus difficile pour la réduction par exemple du son magnétique d'une machine tournante à courant alternatif destinée à générer un couple moteur dans laquelle l'état de conduite change sans interruption. RESUME DE L'INVENTION Un but de la présente invention est de fournir un procédé de commande d'un son magnétique d'une machine tournante à courant alternatif réalisant efficacement, par exemple, la réduction du son magnétique, et d'un dispositif de machine tournante à courant alternatif qui peut librement contrôler le son magnétique. Pour atteindre le but ci-dessus, conformément à un premier aspect de la présente invention, il est fourni un procédé de contrôle du son magnétique d'une machine tournante à courant alternatif comprenant, lorsque l'on désigne un ordre d'une composante de fréquence fondamentale d'un courant alternatif à phases multiples fourni à une armature d'une machine tournante à courant alternatif à phases multiples comme étant "1", l'ajout, au courant alternatif à phases multiples, d'un courant d'harmonique de l'ordre n-1 à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale (n est un nombre entier naturel, présentant une séquence de phases inverse par rapport à la composante de fréquence fondamentale de manière à modifier, parmi la vibration dans la direction radiale constituée d'une vibration générée radialement autour d'un axe d'un arbre de la machine tournante à courant alternatif du fait de la force de vibration générée par la machine tournante à courant alternatif ou appliquée en entrée à la machine tournante à courant alternatif de l'extérieur, des composantes harmoniques d'ordre n de vibration dans la direction radiale par comparaison au cas où on n'ajoute pas les courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale. Grâce à cela, tout d'abord, il devient possible de contrôler efficacement le son magnétique de machines tournantes à courant alternatif présentant diverses tailles et tout état de puissance. On notera que l'expression "la séquence de phases inverse" signifie une séquence consistant à fournir des courants de phase où les sens des champs magnétiques tournants formés par les courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale sont opposés. Une commande en boucle ouverte peut être exécutée en utilisant des valeurs déterminées précédemment en tant que phases ou intensités des courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale ou une commande de rétroaction peut être exécutée pour amener à converger vers zéro les différences entre les valeurs détectées des courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale détectés et les valeurs cibles des courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale. On notera que les valeurs précédemment déterminées peuvent être modifiées conformément à l'état de conduite sur la base de mappes mémorisées au préalable de l'intensité de courant d'onde fondamentale ou de régime de rotation et de la phase ou de l'intensité. A savoir, conformément à la présente invention, en superposant un courant d'harmonique à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale d'ordre n1-1 (nl est un nombre entier naturel) présentant la séquence de phases inverse de celle de la composante de fréquence fondamentale sur un courant de stator de la machine tournante à courant alternatif exécutant un fonctionnement de moteur ou un fonctionnement de génération de courant, le son magnétique d'ordre n peut être augmenté ou réduit. De ce fait, une machine tournante à courant alternatif extrêmement silencieuse peut être réalisée et une machine tournante à courant alternatif présentant le son magnétique souhaité peut être réalisée. Par exemple, dans une voiture hybride, lorsque le moteur à combustion interne est arrêté et que le moteur est entraîné par la machine tournante à courant alternatif, un son de rotation destiné à provoquer la même sensation d'accélération que celle d'un moteur à combustion interne peut être généré. En outre, lorsqu'une anomalie survient dans la voiture ou dans la machine tournante à courant alternatif et que l'état de conduite change, le son magnétique peut être modifié conformément à ceci pour donner l'information au conducteur. En outre, il devient également possible pour le conducteur d'établir au préalable le niveau ou la fréquence du son magnétique pour qu'il corresponde à ses préférences. Ceci sera expliqué plus en détail ci-dessous. Un son magnétique est provoqué par la vibration (également appelée "vibration magnétique") formée par la force magnétique ("force de vibration magnétique") d'une partie centrale d'une machine tournante à courant alternatif. Cette vibration magnétique devient la vibration combinée d'une vibration dans la direction de la circonférence et d'une vibration dans la direction radiale. La vibration dans la direction de la circonférence de la partie centrale provoque une ondulation de couple, mais comme la partie centrale du stator ou la partie centrale du rotor présente une forme sensiblement cylindrique ou une forme de colonne, même lorsque ces parties centrales vibrent périodiquement dans la direction de la circonférence, la vibration de l'air à proximité des parties centrales due à cette vibration, c'est-à-dire le bruit, est faible. Contrairement à cela, la vibration dans la direction radiale de la partie centrale provoque la vibration dans la direction radiale d'une circonférence extérieure ou d'une circonférence intérieure de la partie centrale du stator ou de la partie centrale du rotor, mais la circonférence extérieure ou la circonférence intérieure est proche de l'air, en conséquence la vibration dans la direction radiale de la partie centrale du stator ou de la partie centrale du rotor amène la circonférence extérieure ou la circonférence intérieure à vibrer dans la direction radiale et à provoquer un bruit important. C'est-à-dire qu'une ondulation de couple est réduite en réduisant la composante dans la direction de la circonférence de la force de vibration magnétique, et le son magnétique est réduit en réduisant la composante dans la direction radiale de la force de vibration magnétique. Dans la présente invention, de manière à modifier ou réduire les composantes d'harmoniques d'ordres prédéterminés des composantes dans la direction radiale de la force de vibration magnétique (également appelée "la force de vibration magnétique dans la direction radiale") habituellement formée par la force magnétomotrice du rotor et le courant de stator (composante de fréquence fondamentale) à des valeurs cibles, un certain nombre de courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale d'ordres -1 prédéterminés, présentant un ordre qui est plus petit de un que l'ordre prédéterminé et une séquence de phases inverse par rapport à la composante de fréquence fondamentale, sont ajoutés au courant de stator (courant alternatif à phases multiples) de manière à ajouter des forces de vibrations magnétiques d'ordres prédéterminés avec des phases et des amplitudes donnant l'amplitude cible de la somme de vecteurs avec les composantes harmoniques (de préférence petites). De ce fait, le son magnétique peut être contrôlé (augmenté ou réduit). A savoir, conformément à la présente invention, lorsque l'on désigne un ordre d'une fréquence fondamentale comme étant "1", un courant d'harmonique à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale d'ordre n-1 présentant une séquence de phases inverse est ajouté à une armature d'une machine tournante à courant alternatif présentant un courant à fréquence fondamentale. De ce fait, la composante d'harmonique d'ordre n d'une vibration dans la direction radiale peut être contrôlée. La raison en sera expliquée ultérieurement. On notera que, comme les phases et les amplitudes du contrôle de la vibration dans la direction radiale utilisent des courants d'harmoniques, des valeurs appropriées trouvées par avance grâce à des expérimentations, des valeurs calculées sur la base d'équations expliquées ultérieurement et des valeurs calculées par un calcul numérique tel qu'une méthode par éléments finis (FEM) devraient être utilisées. De préférence, le procédé comprend en outre l'addition de courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale présentant des intensités et des phases prédéterminées, à la composante de fréquence fondamentale du courant alternatif à phases multiples de manière à contrôler (réduire et augmenter) lesdites composantes harmoniques de vibration dans la direction radiale plus que dans un cas où l'on n'ajoute pas les courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale. De ce fait, le son magnétique peut être contrôlé (réduit et augmenté) correctement et de manière fiable. De préférence, la machine tournante à courant alternatif est une machine tournante à courant alternatif triphasée, l'ordre du courant d'harmonique à usage de contrôle de la vibration dans la direction radiale est un ordre (6k-1) (k est un nombre entier naturel). De ce fait, par exemple les deux composantes harmoniques de vibration dans la direction radiale du 6ke ordre dans une machine tournante à courant alternatif triphasée peuvent être bien réduites. 2869170 6 De préférence, l'ordre du courant d'harmonique à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale est au moins l'un du 5e, 11e, 17e et 23e ordre. De ce fait, au moins l'une des composantes harmoniques de vibration dans la direction radiale du 6e, 12e, 18e et 24e ordre dominantes dans une machine tournante à courant alternatif triphasée peut être bien réduite. De préférence, le procédé comprend en outre le calcul d'intensités et de phases des courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale devant être ajoutées au courant alternatif à phases multiples de manière à obtenir les valeurs cibles des composantes harmoniques de vibration dans la direction radiale sur la base de mappes prédéterminées ou d'équations montrant les relations entre les composantes harmoniques de vibration dans la direction radiale et les courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale et l'addition des valeurs calculées des courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale au courant alternatif à phases multiples. A savoir, dans cet aspect de l'invention, en utilisant des relations prédéterminées (mappes ou équations) entre des composantes harmoniques de vibration dans la direction radiale et les courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale précédemment mémorisées dans le système, les courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale destinés à générer les composantes harmoniques de vibration dans la direction radiale, c'est-à- dire les valeurs cibles des composantes harmoniques de vibration dans la direction radiale, sont calculés et les courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale sont fournis pour générer ainsi les valeurs cibles des composantes harmoniques de vibration dans la direction radiale. Ce faisant, les valeurs cibles des composantes harmoniques de vibration dans la direction radiale, c'est-à-dire les composantes harmoniques de vibration dans la direction radiale requises, peuvent être générées librement indépendamment d'une modification de la situation de conduite. De préférence, le procédé comprend en outre la détection de composantes de courants d'harmoniques fournies à l'armature et l'exécution d'une commande de rétroaction, de sorte que les écarts d'intensités et de phases entre les valeurs détectées des composantes de courants d'harmoniques et les valeurs calculés des courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale à ajouter au courant alternatif à phases multiples deviennent nuls de manière à obtenir les valeurs cibles des composantes harmoniques de vibration dans la direction radiale. De ce fait, les composantes harmoniques de vibration dans la direction radiale souhaitées peuvent être générées de manière fiable. De préférence, le procédé comprend en outre la détection de composantes harmoniques de vibration dans la direction radiale ou de paramètres électriques associés à celles-ci, le calcul des intensités et des phases des courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale correspondant aux différences des composantes harmoniques de vibration dans la direction radiale ou des paramètres électriques associés à celles-ci correspondant aux écarts entre les valeurs détectées des composantes harmoniques de vibration dans la direction radiale ou des paramètres électriques associés à celles-ci et les valeurs cibles des composantes harmoniques de vibration dans la direction radiale ou des paramètres électriques associés à celles-ci sur la base de mappes ou d'équations, et l'addition des valeurs calculées des courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale au courant alternatif à phases multiples. De ce fait, les composantes harmoniques de vibration dans la direction radiale souhaitées peuvent être générées de manière fiable. (Modifications) 1. L'ordre des séquences de phases inverses des courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale (c'est-à-dire les multiples des fréquences des courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale par rapport à la fréquence de la composante de fréquence fondamentale) peuvent naturellement comprendre des tolérances pour la production de circuits de génération de courants d'harmoniques. Par exemple, n-1 peut être entre (n1)-0,1 et (n-1)+0,1. 2. En tant que machines tournantes à courant alternatif, de préférence divers types de machines synchrones sont employés. En tant que mode de fonctionnement, soit le mode moteur, soit le mode de génération de courant peut être utilisé. En outre, les courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale peuvent être superposés à tous les domaines de rotation ou les courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale peuvent être superposés seulement au niveau des domaines de rotation où le son magnétique devient particulièrement un problème. 3. Un seul ordre prédéterminé de vibration dans la direction radiale peut être réduit en superposant un courant d'harmonique à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale d'un seul ordre prédéterminé ou des vibrations dans la direction radiale d'une pluralité d'ordres peuvent être réduites en superposant des courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale de plusieurs ordres. 4. La modification, en particulier la réduction, du son magnétique décrite ci-dessus peut être exécutée sélectivement au cours de seulement une période spécifique nécessitant le silence dans le véhicule utilisant une machine tournante à courant alternatif, par exemple lorsque le véhicule arrête d'utiliser le moteur à combustion interne, lorsqu'il décélère, lorsque le bruit du moteur à combustion interne est faible, ou lors d'un freinage de régénération. BREVE DESCRIPTION DES DESSINS Ces buts et caractéristiques de la présente invention ainsi que d'autres deviendront plus évidents d'après la description suivante des modes de réalisation préférés donnés en faisant référence aux dessins annexés, dans lesquels: La figure 1 est une vue illustrant de manière simplifiée un équivalent d'une phase d'un circuit magnétique d'une machine tournante à courant alternatif triphasée, La figure 2 est un schéma de circuit magnétique équivalent à la figure 1, La figure 3 est un schéma synoptique de circuit d'un circuit de commande de moteur employant un procédé de variation de son magnétique conforme à un mode de réalisation de la présente invention, La figure 4 est un schéma synoptique de circuit d'un circuit de commande de moteur employant un procédé de variation de son magnétique conforme à un autre mode de réalisation de la présente invention, La figure 5 est un schéma synoptique de circuit d'un circuit de commande de moteur employant un procédé de variation de son magnétique conforme à encore un autre mode de réalisation de la présente invention, La figure 6 est un schéma synoptique de circuit d'un circuit de commande de moteur employant un procédé de variation de son magnétique conforme à encore un autre mode de réalisation de la présente invention, La figure 7 est un schéma synoptique de circuit d'un circuit de commande de moteur employant un procédé de variation de son magnétique conforme à encore un autre mode de réalisation de la présente invention, La figure 8 est une vue en coupe transversale simplifiée dans la direction radiale d'une machine synchrone triphasée 15 utilisée dans une expérimentation, La figure 9 est un schéma de forme d'onde pour des formes d'onde de forces de vibration dans la direction radiale obtenues au cours d'une expérimentation utilisant une machine synchrone triphasée de la figure 8, La figure 10 présente l'équation 1 destinée à définir un flux magnétique, La figure 11 représente l'équation 2 destinée à définir une énergie magnétique, La figure 12 représente l'équation 3 destinée à définir une 25 force magnétique de vibration, La figure 13 représente l'équation 4 destinée à définir une force magnétomotrice de rotor et un courant de stator de la phase U, La figure 14 représente l'équation 5 destinée à définir une 30 force magnétomotrice de rotor et un courant de stator de la phase V, La figure 15 représente l'équation 6 destinée à définir une force magnétomotrice de rotor et un courant de stator de la phase W, La figure 16 représente l'équation 7 destinée à définir une force de vibration de la phase U, La figure 17 représente l'équation 8 destinée à définir une force de vibration de la phase V, La figure 18 représente l'équation 9 destinée à définir une 40 force de vibration de la phase W, La figure 19 représente l'équation 10 destinée à définir une combinaison des trois forces de vibration de phases, La figure 20 représente l'équation 11 destinée à définir une force magnétomotrice de rotor et un courant de stator présentant 5 deux composantes harmoniques de la phase U, La figure 21 représente l'équation 12 destinée à définir une force magnétomotrice de rotor et un courant de stator présentant deux composantes harmoniques de la phase V, La figure 22 l'équation 13 destinée à définir une force 10 magnétomotrice de rotor et un courant de stator présentant deux composantes harmoniques de la phase W, La figure 23 représente l'équation 14 destinée à définir une force de vibration de la phase U calculée grâce à l'équation 11, La figure 24 représente l'équation 15 destinée à définir une force de vibration de la phase V calculée grâce à l'équation 12, La figure 25 représente l'équation 16 destinée à définir une force de vibration de la phase W calculée grâce à l'équation 13, La figure 26 représente l'équation 17 obtenue en établissant j = 3, k = 5, 1= 7, m = 5, et n = 11 dans l'équation 11, La figure 27 représente l'équation 18 obtenue en établissant j = 3, k = 5, 1= 7, m = 5, et n = 11 dans l'équation 12, La figure 28 représente l'équation 19 obtenue en établissant j = 3, k = 5, 1= 7, m = 5, et n = 11 dans l'équation 13, La figure 29 représente l'équation 20 destinée à définir une force de vibration de la phase U calculée grâce à l'équation 17, La figure 30 représente l'équation 21 destinée à définir une force de vibration de la phase V calculée grâce à l'équation 18, La figure 31 représente l'équation 22 destinée à définir une force de vibration de la phase W calculée grâce à l'équation 19, La figure 32 représente l'équation 23 obtenue en combinant trois forces de vibration de phases définies par les équations 17 à 18, La figure 33 représente l'équation 24 destinée à l'annulation de la composante de force de vibration du sixième 35 ordre, et La figure 34 représente l'équation 25 destinée à l'annulation de la composante de force de vibration du 12e ordre. DESCRIPTION DES MODES DE REALISATION PREFERES Ci-dessous, des modes de réalisation préférés de la présente 40 invention seront expliqués en faisant référence aux dessins. (Explication du principe) Ci-dessous, le principe lors de l'application de la présente invention à une machine tournante à courant alternatif triphasée sera expliqué ci-dessous. La figure 1 est une vue simplifiée d'un équivalent d'une phase d'un circuit magnétique d'une machine tournante à courant alternatif triphasée, alors que la figure 2 est un schéma de circuit magnétique équivalent de la figure 1. Dans une machine synchrone, un flux magnétique cl) est formé par un pôle magnétique du rotor (formé par une bobine ou un aimant permanent), une force magnétomotrice de rotor Fmag est la force magnétomotrice du pôle magnétique du rotor dans le circuit magnétique, c'est-à-dire une intensité de champ magnétique, et une force magnétomotrice de stator Fcoil est la force magnétomotrice formée dans le circuit magnétique par le courant de stator, c'est-à-dire une intensité de champ magnétique. Rg est une résistance magnétique d'un entrefer entre le stator et le rotor. On notera que, dans les figures ci-dessus et les équations suivantes, Icoil est un courant de stator (courant de phase de l'armature), x est une largeur d'entrefer, S est une surface faisant face à la partie d'entrefer, 0 est la perméabilité de l'air, et N est le nombre de tours de chaque bobine de phase de l'armature. Le flux magnétique est défini par l'équation 1, l'énergie magnétique est définie par l'équation 2, la force de vibration magnétique est définie par l'équation 3, la force magnétomotrice de rotor de la phase U et le courant de stator sont définis par l'équation 4, la force magnétomotrice de rotor de la phase V et le courant de stator sont définis par l'équation 5, et la force magnétomotrice de rotor et le courant de stator de la phase W sont définis par l'équation 6. Les équations 1 à 6 sont respectivement représentées sur les figures 10 à 15. Ici, le rotor représenté de manière simplifiée sur la figure 1 tourne dans une machine électrique tournante réelle, en conséquence la force magnétomotrice de rotor est exprimée sous forme d'une fonction d'une onde sinusoïdale. A savoir, la force de vibration magnétique f est définie comme étant la somme d'un carré de la force magnétomotrice de rotor, du carré de la force magnétomotrice de stator, et du produit de la force magnétomotrice de rotor et de la force magnétomotrice de stator. Ici, à titre d'exemple, la force magnétomotrice de rotor comprend les composantes harmoniques des troisième, cinquième et septième ordres produites du fait de l'influence de la forme du rotor, etc., dans la composante de fréquence fondamentale (composante de premier ordre). Ici, on suppose que le courant de stator est constitué seulement de la composante de fréquence fondamentale. Naturellement, à la fois la force magnétomotrice de rotor et le courant de stator peuvent également comprendre des composantes harmoniques autres que celle-ci. Si l'on calcule les forces de vibration magnétiques (également appelées simplement les "forces de vibration") des différentes phases à partir de l'équation 4 à l'équation 6 et de l'équation 3, les équations 7 à 9 sont obtenues. Les équations 7 à 9 sont respectivement représentées sur les figures 16 à 18. On notera que Fi est l'amplitude d'une composante d'ordre i de la force magnétomotrice de rotor, Ii est l'intensité de la composante d'ordre i du courant de stator, 0 est l'angle de rotation du rotor, a, 13, y, S, s, t et u sont des angles de phase. Dans les équations 1 à 7, les termes indiqués en étant soulignés par des traits continus sont des termes présentant des phases identiques pour chaque phase, alors que les termes soulignés par des traits interrompus sont des termes présentant un déphasage de 120 degrés pour chaque phase. Un son magnétique est formé par la force de vibration obtenue en combinant les forces de vibration de ces phases, en conséquence, lorsque les équations 7 à 9 sont ajoutées, l'équation 10 est obtenue. L'équation 10 est représentée sur la figure 19. Ce qui suit sont les explications des termes de l'équation 10. terme (1): composante continue terme (2): composante du sixième ordre générée par l'harmonique du troisième ordre de la force magnétomotrice de rotor terme (3): composante du sixième ordre générée par les 35 harmoniques du premier ordre et du cinquième ordre de la force magnétomotrice de rotor terme (4): composante du sixième ordre générée par les harmoniques du premier ordre et du septième ordre de la force magnétomotrice de rotor terme (5): composante du 12e ordre générée par les composantes harmoniques du cinquième ordre et du septième ordre de la force magnétomotrice de rotor terme (6): composante du sixième ordre générée par le 5 sixième ordre de la force magnétomotrice de rotor et le premier ordre du courant de stator terme (7): composante du sixième ordre générée par le septième ordre de la force magnétomotrice de rotor et le premier ordre du courant de stator. Dans l'équation 10, les termes soulignés par des traits continus dans les équations 7 à 9 présentent des phases identiques, donc ils se renforcent les uns les autres, alors que les termes soulignés par les traits interrompus dans les équations 7 à 9 s'annulent puisque la somme des trois vecteurs de phase devient nulle. C'est-à-dire que les composantes du sixième ordre indiquées par (2), (3), (4), (6) et (7) dans l'équation 10 et la douzième composante indiquée par (5) sont des termes se renforçant les uns les autres, aussi deviennent-ils la cause du son magnétique de la machine tournante à courant alternatif triphasée. Lorsque l'on entre une autre condition fine pour le calcul, on apprend que la force de vibration combinée de la machine tournante à courant alternatif triphasée devient un multiple entier de 6, et les composantes harmoniques du son magnétique comprennent une composante d'ordre 6k (k est un nombre entier naturel). Ensuite, un cas où deux composantes harmoniques de courant, qui sont les me et ne composantes harmoniques de courant, présentant des séquences de phases inverses de celles des composantes de fréquence fondamentale, sont superposées sur cette composante de fréquence fondamentale (la composante du premier ordre) du courant de stator, sera expliqué. En vue d'une généralisation, on suppose que la force magnétomotrice de rotor comprend le premier ordre, le je ordre, le ke ordre et le le ordre. La force magnétomotrice de rotor et le courant de stator de chaque phase dans ce cas sont indiqués par les équations 11 à 13, en conséquence, lorsque ces équations 11 à 13 sont calculées de la même manière que la description cidessus, les équations 14 à 16 sont obtenues. Les équations 11 à 16 sont respectivement représentées sur 40 les figures 20 à 25. On notera que Fi est l'amplitude d'une composante d'ordre i de la force magnétomotrice de rotor, Ii est l'intensité de la composante d'ordre i du courant de stator, 0 est l'angle de rotation du rotor, a, [3, y, 8, s, t et u sont des angles de phase. J, K, L, m, n sont des entiers. Dans les équations 14 à 16, les termes soulignés par des traits continus sont des termes présentant des phases identiques pour chaque phase, les termes soulignés par des traits interrompus sont des termes présentant undéphasage de 120 degrés pour chaque phase. Le son magnétique est formé par la force de vibration obtenue en combinant les forces de vibration des différentes phases. Les termes soulignés par des traits continus sur les équations 14 à 16 présentent des phases identiques, aussi se renforcent-ils les uns les autres, alors que les termes soulignés par des traits interrompus sur les équations 14 à 16 sont annulés puisque la somme des trois vecteurs de phase devient nulle. A savoir, on apprend que les forces de vibration d'ordre (m+l), d'ordre (n+l) et d'ordre (m-n) peuvent être générées lorsque les composantes harmoniques de courants d'ordre m et d'ordre n dans la séquence de phases inverse sont ajoutées. C'est-à-dire que les forces de vibration d'ordre (m+l), d'ordre (n+l) et d'ordre (m-n) peuvent être librement générées par les composantes harmoniques de courant d'ordre m et d'ordre n. De ce fait, le son magnétique peut être augmenté ou réduit. Ensuite, un cas où les composantes harmoniques de courant de cinquième ordre et de septième ordre sont superposées dans la séquence de phases inverse, de manière à réduire les sons magnétiques de 6e ordre et de 12e ordre, qui deviennent un problème dans une machine tournante à courant alternatif triphasée, sera analysé en utilisant les résultats ci-dessus d'analyse. En faisant j = 3, k = 5, 1= 7, m = 5 et n = 11 dans les équations 11 à 13, lorsque l'on considère les forces magnétomotrices de rotor du premier ordre, du troisième ordre, du cinquième ordre et du septième ordre, et les courants de stator du premier ordre, du cinquième ordre et du onzième ordre, les forces magnétomotrices de rotor et les courants de stator des phases sont indiqués par l'équation 17, l'équation 18 et l'équation 19 qui sont respectivement présentées sur les figures 26 à 28. 2869170 15 On observe d'après ces équations que, en effectuant un traitement de la même manière que ci-dessus, les forces de vibration des différentes phases sont indiquées par les équations 20 à 22 et que la force de vibration obtenue en combinant les forces de vibration des différentes phases est indiquée par l'équation 23. Les équations 20 à 23 sont respectivement présentées sur les figures 29 à 32. On notera que les termes soulignés par des traits continus dans les équations 20 à 22 présentent des phases identiques, aussi se renforcentils les uns les autres, alors que les termes soulignés par les traits interrompus dans les équations 20 à 22 s'annulent puisque la somme des trois vecteurs de phase devient nulle. Ce qui suit constitue les explications des termes de 15 l'équation 23 sur la figure 32. terme (1) : composante continue terme (2): composante du sixième ordre générée par le troisième ordre de la force magnétomotrice de rotor terme (3): composante du sixième ordre générée par le 20 premier ordre et le cinquième ordre de la force magnétomotrice de rotor terme (4): composante du sixième ordre générée par le premier ordre et le septième ordre de la force magnétomotrice de rotor terme (5): composante du douzième ordre générée par le cinquième ordre et le septième ordre de la force magnétomotrice de rotor terme (6) composante du sixième ordre générée par le cinquième ordre de la force magnétomotrice de rotor et le 30 premier ordre du courant de stator terme (7) . composante du sixième ordre générée par le septième ordre de la force magnétomotrice de rotor et le premier ordre du courant de stator Les termes suivants sont dus à la superposition des 35 composantes du cinquième ordre et du onzième ordre du courant de stator terme (8) composante du sixième ordre générée par le premier ordre de la force magnétomotrice de rotor et le cinquième ordre du courant de stator terme (9) : composante du douzième ordre générée par le premier ordre de la force magnétomotrice de rotor et le onzième ordre du courant de stator terme (10) . composante du sixième ordre générée par le 5 cinquième ordre de la force magnétomotrice de rotor et le onzième ordre du courant de stator terme (11) : composante du douzième ordre générée par le septième ordre de la force magnétomotrice de rotor et le cinquième ordre du courant de stator terme (12) . composante du sixième ordre générée par le premier ordre et le cinquième ordre du courant de stator terme (13) : composante du douzième ordre générée par le premier ordre et le onzième ordre du courant de stator terme (14) : composante du sixième ordre générée par le cinquième ordre et le onzième ordre du courant de stator terme (15) : composante du 18e ordre générée par le septième ordre de la force magnétomotrice de rotor et le lie ordre du courant de stator En conséquence, lorsque l'on compare l'équation 10 de la force de vibration combinée dans le cas où aucune composante harmonique de courant n'est superposée, et l'équation 23 de la force de vibration combinée dans le cas où une composante harmonique de courant est superposée, on observe que les forces de vibration du sixième ordre et du douzième ordre sont nouvellement produites du fait de la superposition des composantes harmoniques de courant du cinquième ordre et du onzième ordre dans la séquence de phases inverse séparément des forces de vibration du sixième ordre et du douzième ordre de l'équation 10. C'est-à-dire qu'on observe que les amplitudes des sons magnétiques du sixième ordre et du douzième ordre (vibrations dans la direction radiale) qui deviennent un problème dans une machine tournante à courant alternatif triphasée peuvent être contrôlées en ajustant les intensités et les phases des composantes harmoniques de courant du cinquième ordre et du onzième ordre dans la séquence de phases inverse. Par exemple, dans l'équation 23, les intensités et les phases des composantes harmoniques de courant du cinquième ordre et du onzième ordre dans la séquence de phases inverse, permettant de minimiser l'amplitude de la force de vibration du sixième ordre et l'amplitude de la force de vibration du douzième ordre, peuvent être déterminées. En variante, l'une ou l'autre de ces forces de vibration peut recevoir la priorité et l'autre force de vibration peut être minimisée dans une plage admissible. Des conditions des composantes harmoniques de courant du cinquième ordre et du onzième ordre dans le cas où la force de vibration du sixième ordre est nulle sont présentées dans l'équation 24 représentée sur la figure 33. A savoir, si la somme des vecteurs des termes de son magnétique 2)+(3)+ (4)+(6)+(7)) plus la somme des vecteurs des termes d'annulation ((8)+(9)+ (12)+(13)) est égale à 0, une composante d'ordre six est annulée. Les intensités et les phases des composantes harmoniques de courant devraient être déterminées de manière à rendre nulle la somme du terme de son magnétique et du terme d'annulation dans l'équation 24. Les conditions des composantes harmoniques de courant du cinquième ordre et du onzième ordre, dans le cas où la force de vibration du douzième ordre est rendue nulle, sont représentées dans l'équation 25 présentée sur la figure 34. A savoir, si la somme du vecteur (5) du terme de son magnétique + la somme de vecteur ((10)+(11)+(14)) du terme d'annulation est égale à 0, la composante du 12e ordre est annulée. Les intensités et les phases des composantes harmoniques de courant devraient être déterminées de manière à rendre nulle la somme du terme de son magnétique et du terme d'annulation dans l'équation 25. (Modification 1) Le traitement ci-dessus des équations a été exécuté en prenant comme exemple une machine tournante à courant alternatif triphasée mais les mêmes résultats de traitement peuvent également être obtenus par le même procédé pour une machine tournante à courant alternatif présentant un autre nombre de phases. Dans le traitement ci-dessus des équations, le cas, où la force magnétomotrice de rotor comprend des premier, troisième, cinquième et septième ordres, et les composantes harmoniques de courant du cinquième ordre et du onzième ordre sont superposées sur la composante de fréquence fondamentale (premier ordre) du courant de stator, a été expliqué, mais naturellement la présente invention n'est pas limitée à cela. Des neuvième et onzième ordres peuvent également être ajoutés à la force magnétomotrice de rotor, et la force magnétomotrice de rotor peut être constituée par les premier, troisième et cinquième ordres et peut être constituée également par les premier, troisième et septième ordres. Plus de deux courants d'harmoniques peuvent être superposés au courant de stator. En outre, les sixième et douzième ordres du son magnétique sont réduits ou modifiés, mais de manière similaire les 18e, 24e et d'autres ordres peuvent être modifiés. Le point important dans la présente invention consiste en ce qu'une force de vibration d'un ordre égal à l'ordre de la composante harmonique de courant de l'ordre (1-x) peut être générée lorsqu'une composante harmonique de courant d'ordre x est superposée sur la composante de fréquence fondamentale (premier ordre) du courant de stator dans la séquence de phases inverse. A savoir, en superposant une composante harmonique de courant d'ordre x dans la séquence inverse, une force de vibration de (1-(-x)) = 1+x peut être générée. On notera que, lorsque l'on utilise la séquence de phases de la composante de fréquence fondamentale comme standard, la composante harmonique de courant d'ordre x dans la séquence de phases inverse devient une composante harmonique de courant d'ordre -x. C'est-à-dire qu'une force de vibration a un ordre égal à la différence d'ordres d'une pluralité de courants de fréquence, en conséquence, lorsqu'une composante harmonique de courant d'ordre x est ajoutée à la composante de fréquence fondamentale du courant de stator dans la séquence de phases inverse, une force de vibration d'un ordre x+l de la différence des deux ordres est générée. La découverte que le courant d'harmonique d'ordre n-1 peut être superposé à des phases préférées et avec des intensités préférées dans la séquence de phases inverse, de manière à augmenter ou réduire le son magnétique d'ordre n d'une machine tournante à courant alternatif, n'a jamais été connue dans le passé et sera dorénavant très importante pour le développement d'un moteur à faible bruit. En outre, le fait que les composantes de forces de vibration magnétiques d'ordre (m-1), d'ordre (n- 1) et d'ordre (m-n) peuvent être simultanément modifiées (augmentées ou réduites), de même qu'en superposant des composantes harmoniques de courant d'ordre m et n à la composante de fréquence fondamentale dans la séquence de phases inverse n'est pas connu de manière classique. En utilisant cela, il devient possible d'ajuster une pluralité de forces de vibration grâce à l'ajustement des intensités et des phases des composantes harmoniques de courant d'ordres m et n devant être ajoutées. (Exemple 1 de configuration de circuit) Un exemple d'un circuit destiné à superposer des courants d'harmoniques comme décrit ci-dessus est présenté sur la figure 3. Ce circuit de commande de moteur est un mode de réalisation 10 d'une commande de rétroaction d'un courant de moteur. La référence numérique 10 est un moyen de commande de courant de moteur destiné à commander le courant de moteur d'une machine synchrone triphasée 107 et présente la configuration suivante. La référence numérique 100 est un bloc de circuit d'instruction d'intensité/de phase destiné à définir l'intensité et la phase de la valeur d'instruction de courant (système de coordonnées de courant alternatif triphasé) correspondant à la valeur fondamentale. La référence numérique 101 est un bloc de circuit d'instruction d'intensité/phase destiné à définir l'intensité et la phase du courant d'harmonique d'un ordre prédéterminé (système de coordonnées de courant alternatif triphasé). Le bloc de circuit d'instruction d'intensité/phase 100 détermine l'intensité et la phase sur la base d'une instruction de courant (onde fondamentale) reçue d'un dispositif de commande externe, par exemple une unité de commande électronique (ECU) de commande du véhicule. En outre, le bloc de circuit 100 peut également être configuré par cette unité ECU de commande de véhicule. Ce dispositif de commande externe calcule la valeur d'instruction de courant comme étant son onde fondamentale sur la base du signal d'angle de rotation (signal de position de rotation) et de l'instruction de couple de la machine synchrone triphasée 107. Le bloc de circuit 101 applique en entrée la fréquence, l'intensité et la phase du courant (onde fondamentale) d'instruction de courant aux équations ci-dessus en vue d'un traitement pour déterminer ainsi la fréquence, l'intensité, et la phase du courant d'harmonique d'un ordre prédéterminé déterminé à l'avance et fournit en sortie une instruction 2869170 20 d'intensité/de phase les définissant. Les autres constantes de ces équations sont établies précédemment selon le but. Par exemple, lorsqu'on réduit ou qu'on annule le son magnétique du sixième ordre et du douzième ordre, les intensités et les phases des courants d'harmoniques du cinquième ordre et/ou du onzième, septième ordre devraient être déterminées de sorte que les valeurs de l'équation 24 et de l'équation 25 deviennent des valeurs prédéterminées ou moins. Les autres constantes sont établies précédemment en tant que valeurs numériques distinctes de la machine tournante à courant alternatif. Dans tous les cas, en ajustant les phases/intensités des courants d'harmoniques du cinquième ordre et/ou du onzième ordre de la séquence de phases inverse devant être superposés, le son magnétique du sixième ordre et/ou du douzième ordre, c'est-à-dire la majeure partie du son magnétique, peut être augmentée, réduite ou annulée. On notera que, à la place du calcul des équations, il est également possible d'entrer la fréquence, la phase et l'intensité de la composante de fréquence fondamentale dans des mappes ou des tables correspondant à ces équations à l'avance pour rechercher les valeurs de phases et d'intensités des courants d'harmoniques du cinquième ordre et/ou du onzième ordre. Les instructions concernant ce courant d'onde fondamentale et ces courants d'harmoniques sont appliqués en entrée au bloc de circuit 102. Le bloc de circuit 102 ajoute la valeur de courant d'onde fondamentale et les valeurs des courants d'harmoniques de phases déterminées d'après les informations entrées pour chaque phase et calcule périodiquement les valeurs de courant alternatif triphasé combinées. Les valeurs de courant alternatif triphasé combinées calculées sont converties en coordonnées dans un système d'axes d-q par un bloc de circuit 103 pour la conversion des coordonnées et sont comparées à ces valeurs détectées (dans les axes d-q) au niveau d'un soustracteur 104. La différence est ajustée en gain par un amplificateur de courant 400 et fournie en sortie à la valeur de courant alternatif triphasé au niveau d'un bloc de circuit 104A en vue de la conversion de coordonnées. Le bloc de circuit 104A génère les tensions de commande à 40 modulation PWM de différentes phases afin d'éliminer la différence ci-dessus au niveau d'un bloc de circuit 105, commande de manière intermittente des éléments de commutation d'un convertisseur triphasé 106 grâce aux tensions de commande à modulation PWM triphasées, et fournit les tensions de sortie du convertisseur triphasé 106 à la bobine de stator du générateur de puissance, c'est-à-dire la machine synchrone triphasée 107. Le courant alternatif triphasé circulant au travers de la machine synchrone triphasée 107 est rendu égal à la somme du courant de l'onde fondamentale et des courants d'harmoniques présentant des fréquences, des intensités et des phases définies par les blocs de circuits 100 et 101. Ce type de commande de rétroaction à modulation PWM est déjà bien connu en lui-même, aussi une explication détaillée sera omise. La machine synchrone triphasée 107 comporte un capteur d'angle de rotation incorporé 108. Un bloc de circuit de traitement de signal de vitesse/de position 109 extrait un signal de vitesse et un signal de position du signal de position de rotation fourni en sortie par le capteur d'angle de rotation 108 et les applique en entrée au bloc de circuit 104A. En outre, le courant de bobine de stator de la machine synchrone triphasée 107 est détecté au niveau d'un capteur de courant 110, converti en une valeur détectée de courant selon l'axe d et une valeur détectée de courant selon l'axe q au niveau d'un bloc de circuit de conversion de coordonnées 111 et l'applique en entrée au soustracteur 104. (Exemple 2 de configuration de circuit) Un exemple d'un circuit destiné à superposer des courants d'harmoniques décrits ci-dessus est représenté sur la figure 4. La référence numérique 100 est un bloc de circuit d'instruction d'intensité/de phase destiné à définir l'intensité et la phase utilisées comme valeur d'instruction de courant (système de coordonnées de courant alternatif triphasé) correspondant à l'onde fondamentale. La valeur d'instruction fournie en sortie du bloc de circuit 100 est fournie en sortie au soustracteur 104A par l'intermédiaire d'un bloc de circuit 300 destiné à convertir un système de coordonnées de courant alternatif triphasé en un système d'axes d-q de la même manière que l'exemple 1 de configuration de circuit. La transformation FFT 111 extrait la valeur détectée de la composante d'onde fondamentale (système de coordonnées de courant alternatif 2869170 22 triphasé) du courant de phase fourni en sortie de la détection de courant. Les coordonnées de cette valeur détectée sont converties par un bloc de circuit 403 destiné à convertir le système de coordonnées de courant alternatif triphasé en le système d'axes d-q, puis la valeur est comparée à la valeur d'instruction de courant au niveau du soustracteur 104a. La différence est fournie en sortie à un bloc de circuit 104B pour la conversion de coordonnées par l'intermédiaire d'un contrôleur de courant 401 pour le réglage de gain. Le bloc de circuit 104B fournit en sortie une valeur d'instruction de courant alternatif triphasé destinée à éliminer la différence à un additionneur 112. La référence numérique 101 est un bloc de circuit d'instruction d'intensité/de phase destiné à définir une intensité et une phase en tant que valeur d'instruction de courant (système de coordonnées de courant alternatif triphasé) correspondant à une harmonique d'un ordre prédéterminé. La valeur d'instruction fournie en sortie du bloc de circuit 100 est fournie en sortie au soustracteur 104a par l'intermédiaire d'un bloc de circuit 300 destiné à convertir le système de coordonnées de courant alternatif triphasé en un système d'axes d-q de la même manière que l'exemple 1 de configuration de circuit. La transformation FFT 111 extrait la valeur détectée de la composante harmonique (système de coordonnées de courant alternatif triphasé) de l'ordre prédéterminé du courant du moteur. Les coordonnées de cette valeur détectée sont converties par un bloc de circuit 404 destiné à convertir un système de coordonnées de courant alternatif triphasé en un système d'axes d-q, puis la valeur est comparée à la valeur d'instruction de courant au niveau du soustracteur 104b. La différence est fournie en sortie par l'intermédiaire d'un contrôleur de courant 402 en vue d'un réglage de gain à un bloc de circuit 104C pour la conversion de coordonnées. Le bloc de circuit 104B fournit en sortie à l'additionneur 112 une valeur d'instruction de courant alternatif triphasé afin d'éliminer la différence. Le bloc de circuit 1040 fournit en sortie à l'additionneur 112 la valeur d'instruction de courant alternatif triphasé afin d'éliminer la différence. Le signal de position et le signal de vitesse sont extraits du signal de position de rotation détecté par le bloc de circuit 109 et fournis en sortie aux blocs de circuits 104B, 104C, 300 et 301 en vue d'une conversion de coordonnées. Les tensions de commande à modulation PWM des différentes phases correspondant à la valeur d'instruction de courant alternatif triphasé combinée additionnée au niveau de l'additionneur 112 sont générées au niveau d'un bloc de circuit 105, les éléments de commutation du convertisseur triphasé 106 sont commandés par intermittence par cette tension de commande à modulation PWM triphasée et la tension de sortie de ce convertisseur triphasé 106 est fournie en sortie à la bobine de stator de la machine synchrone triphasée 107 en tant que générateur/moteur. Le courant alternatif triphasé circulant au travers de la machine synchrone triphasée 107 est rendu égal à la somme de la composante de fréquence fondamentale et des courants d'harmoniques présentant les fréquences, intensités, et phases définies au niveau des blocs de circuits 100 et 101. (Exemple 3 de configuration de circuit) Un exemple d'un circuit destiné à superposer les courants d'harmoniques décrits ci-dessus est présenté sur la figure 5. Ce circuit emploie un filtre passe-bas 113 à la place de la transformation FFT 111 représentée sur la figure 4, et extrait la valeur détectée de courant d'onde fondamentale et les valeurs détectées de courants d'harmoniques. La valeur détectée de la composante d'onde fondamentale (système de coordonnées de courant alternatif triphasé) est extraite du signal de courant de phase détecté au niveau du capteur de courant 110. Les coordonnées de cette valeur détectée sont converties par un bloc de circuit 403 destiné à convertir un système de coordonnées de courant alternatif triphasé en un système d'axes d-q, puis la valeur est comparée à la valeur d'instruction de courant pour l'onde fondamentale au niveau du soustracteur 104a. La différence est fournie en sortie au bloc de circuit 104B en vue d'une conversion de coordonnées par l'intermédiaire du contrôleur de courant 401 à usage de réglage de gain. Le bloc de circuit 104B fournit en sortie à l'additionneur 112 une valeur d'instruction de courant alternatif triphasé en vue d'éliminer la différence. Le soustracteur 117 soustrait la composante d'onde fondamentale (système de coordonnées de courant alternatif triphasé) du signal de courant de phase à partir du signal de courant de phase (système de coordonnées de courant alternatif triphasé) détecté au niveau du capteur de courant 110 et en extrait les composantes harmoniques. Les composantes harmoniques détectées subissent une conversion de coordonnées par le bloc de circuit 404 afin de convertir un système de coordonnées de courant alternatif triphasé en un système d'axes d-q, puis sont comparées aux valeurs d'instruction de courant pour les harmoniques au niveau du soustracteur 104b. La différence est fournie en sortie par l'intermédiaire du contrôleur de courant 402 à usage de réglage de gain au bloc de circuit 104C en vue de la conversion de coordonnées. Le bloc de circuit 104C fournit en sortie à l'additionneur 112 une valeur d'instruction de courant alternatif triphasé afin d'éliminer la différence. Grâce à cela, le même fonctionnement que celui de l'exemple 2 de configuration de circuit peut être exécuté. (Exemple 4 de circuit de configuration) Un exemple d'un circuit destiné à superposer des courants d'harmoniques décrits ci-dessus est représenté sur la figure 6. Ce circuit de commande de moteur est un mode de réalisation pour une commande de rétroaction du courant de moteur dans seulement un système de coordonnées de courant alternatif triphasé. La référence numérique 100 est un bloc de circuit d'instruction d'intensité/de phase destiné à définir l'intensité et la phase de la valeur d'instruction de courant (système de coordonnées de courant alternatif triphasé) correspondant à l'onde fondamentale. La référence numérique 101 est un bloc de circuit d'instruction d'intensité/de phase destiné à définir l'intensité et la phase d'un courant d'harmonique (système de coordonnées de courant alternatif triphasé) ayant un ordre prédéterminé. Les fonctions de ces blocs de circuits sont les mêmes que celles dans le cas de la figure 3. Le bloc de circuit d'harmoniques 101 calcule la fréquence, la phase et l'intensité fournies en sortie du bloc de circuit sur la base des équations ci-dessus ou exécute pratiquement le même traitement en utilisant des mappes ou des tables. Les instructions d'intensité/de phase fournies en sortie des blocs de circuits 100 et 101 sont appliquées en entrée au bloc de circuit 102. Le bloc de circuit 102 ajoute la valeur d'instruction de courant d'onde fondamentale (système de coordonnées de courant alternatif triphasé) et la valeur d'instruction de courant d'harmonique (système de coordonnées de courant alternatif triphasé) dans la phase U et la phase V sur la base de l'instruction d'intensité/de phase de la valeur d'instruction de courant d'onde fondamentale appliquée en entrée, de l'instruction d'intensité/de phase de la valeur d'instruction de courant d'harmonique, et du signal de position de rotation détecté, et les fournit en sortie sous forme d'une valeur d'instruction de courant combinée de phase U (système de coordonnées de courant alternatif triphasé) iu et d'une valeur d'instruction de courant combinée de phase V (système de coordonnées de courant alternatif triphasé) iv. Le soustracteur 300 trouve la différence entre la valeur détectée iu' de courant de phase U détecté et la valeur d'instruction iu de courant combinée de phase U, et fournit en sortie cette différence au bloc de circuit 302 formant le contrôleur de courant. Le soustracteur 301 trouve la différence entre la valeur détectée iv' de courant de phase V détecté et la valeur d'instruction iv de courant combinée de phase V, et fournit en sortie cette différence au bloc de circuit 302 formant le contrôleur de courant. Le bloc de circuit 302 forme la tension de phase U et la tension de phase V en éliminant la différence, alors que le bloc de circuit 105 calcule et fournit en sortie les tensions à modulation PWM de la phase U et de la phase V correspondant à la tension de phase U et à la tension de phase V. En outre, le circuit d'inversion de soustraction 303 calcule un signal d'inversion analogique présentant la différence entre la tension de phase U et la tension de phase V en tant que tension de phase W, alors que le bloc de circuit 105 calcule et fournit en sortie la tension à modulation PWM de cette tension de phase W. Le convertisseur triphasé 106 est commandé de manière intermittente conformément au rapport cyclique correspondant à ces tensions à modulation PWM des trois phases. (Exemple 5 de configuration de circuit) Un exemple d'un circuit destiné à superposer des courants d'harmoniques décrits ci-dessus est représenté sur la figure 7. Ce circuit modifie le circuit représenté sur la figure 3 en une commande en boucle ouverte. Les instructions concernant le courant d'onde fondamentale 40 et les courants d'harmoniques fournis en sortie depuis le bloc 2869170 26 de circuit d'onde fondamentale 100 et le bloc de circuit d'harmoniques 101 sont appliquées en entrée au bloc de circuit 102. Le bloc de circuit 102 ajoute la valeur de courant d'onde fondamentale et les valeurs de courants d'harmoniques de phases déterminées sur la base des informations entrées pour chaque phase et calcule périodiquement la valeur de courant alternatif triphasé combinée. Les coordonnées de la valeur de courant alternatif triphasé combinée calculée sont converties dans le systèmed'axes d-q par le bloc de circuit 103 en vue de la conversion de coordonnées et subit un réglage de gain par le biais d'un amplificateur de courant 400, puis la valeur est fournie en sortie à la valeur de courant alternatif triphasé au bloc de circuit 104A en vue d'une conversion de coordonnées. Le bloc de circuit 104A génère les tensions de commande à modulation PWM des différentes phases au niveau du bloc de circuit 105, commande de manière intermittente les éléments de commutation du convertisseur triphasé 106 par l'intermédiaire de cette tension de commande à modulation PWM triphasée, applique la tension de sortie de ce convertisseur triphasé 106 à la bobine de stator de la machine synchrone triphasée 107 fonctionnant comme générateur, et rend le courant alternatif triphasé circulant au travers de la machine synchrone triphasée 107 égale à la somme du courant d'onde fondamentale et des courants d'harmoniques présentant les fréquences, les intensités et les phases définies par les blocs de circuits 100 et 101. La machine synchrone triphasée 107 comporte un capteur d'angle de rotation incorporé 108. Le bloc de circuit utilisé pour le traitement de signal de vitesse/position 109 extrait le signal de vitesse et le signal de position du signal de position en rotation fourni en sortie par le capteur d'angle de rotation 108 et les applique en entrée aux blocs de circuits 103 et 104A en vue d'une conversion de coordonnées. (Exemple expérimental) Une analyse électromagnétique en vue de la réduction du son magnétique est exécutée en utilisant la machine synchrone triphasée représentée sur la figure 8 (8 pôles, 24 encoches, IPM). La figure 9 représente les formes d'onde des forces de vibration magnétiques dans la direction radiale obtenues lors de l'établissement de la composante de fréquence fondamentale du courant de stator à 70 A et en établissant l'angle de phase dans l'état donnant le couple maximum dans un cas de superposition des courants d'harmoniques à usage de contrôle de la vibration dans la direction radiale calculés par les équations ci- dessus, dans ce cas, en superposant le courant d'harmonique de cinquième ordre de 3 A à l'onde fondamentale et en ne superposant aucun courant d'harmonique à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale. Cette force de vibration est la somme des forces de vibration ajoutées à trois dents comme étant la somme de l'équivalent de trois phases. La superposition de courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale peut efficacement réduire la force magnétomotrice. La présente invention est caractérisée en ce que des sons magnétiques du ne ordre peuvent être contrôlés en superposant un courant d'harmonique à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale du (n-1)e ordre présentant la séquence de phases inverse de celle de l'onde fondamentale et peut être appliquée indépendamment du nombre de pôles et du nombre d'encoches de la machine tournante. Dans le présent exemple, le cas où le nombre de dents pour chaque pôle et chaque encoche est 1 (24/8/3 = 1) est représenté, en conséquence, l'équivalent pour 3 dents est totalisé, mais d'autres cas sont également possibles. Par exemple, dans le cas de 8 pôles et 48 encoches, lorsque six dents voisines des unes des autres sont totalisées, l'équivalent de trois phases est obtenu. Dans le cas de 8 pôles et de 96 encoches, lorsque 12 dents voisines les unes des autres sont totalisées, l'équivalent de trois phases est obtenu par trois dents voisines les unes des autres. En outre, dans le cas d'une bobine concentrée constituée de 12 pôles et de 18 encoches, etc., l'équivalent de trois phases est obtenu par trois dents voisines les unes des autres. (Modification) Dans l'exemple ci-dessus de commande, une commande en boucle ouverte et une commande de courant à rétroaction utilisant des valeurs de courants cibles ont été expliquées, mais il est possible d'exécuter une commande de rétroaction dans laquelle le son magnétique est directement détecté, par exemple, par un microphone, les composantes harmoniques d'ordres prédéterminés de celui-ci sont extraites, les écarts entre ces composantes harmoniques et des valeurs cibles prédéterminées sont trouvés, ces écarts sont réduits à zéro en calculant les intensités et les phases de courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale superposés correspondant aux écarts, ou en les trouvant à partir de mappes, et les courants d'harmoniques à usage de commande de vibration dans la direction radiale superposés et déterminés sont superposés sur le courant de stator. De la même manière que ci-dessus, à la place de détecter directement le son magnétique par l'intermédiaire d'un microphone, il est également possible d'exécuter une commande de rétroaction similaire à la commande ci-dessus afin de réduire à une valeur cible prédéterminée la sortie d'un capteur de vibration ou d'un capteur de détection de force prévu au niveau de la partie centrale du stator, d'une bobine de recherche ou d'une bobine d'acquisition destinées à détecter le champ magnétique, etc. Bien que l'invention ait été décrite en faisant référence à des modes de réalisation spécifiques choisis à des fins d'illustration, il doit être évident que de nombreuses modifications pourraient lui être apportées par l'homme de l'art sans s'écarter du concept de base et de la portée de l'invention. 29 REVENDICATIONS 1. Procédé de commande d'un son magnétique d'une machine tournante à courant alternatif comprenant, lors de la désignation d'un ordre d'une composante de fréquence fondamentale d'un courant alternatif à phases multiples fourni à une armature d'une machine tournante à courant alternatif à phases multiples comme étant "1", l'addition, audit courant alternatif à phases multiples, 10 d'un courant d'harmonique à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale d'ordre (n-1) (n est un nombre entier naturel) présentant une séquence de phases inverse par rapport à ladite composante de fréquence fondamentale de manière à modifier, parmi la vibration dans la direction radiale constituée d'une vibration générée radialement autour d'un axe d'un arbre de ladite machine tournante à courant alternatif du fait d'une force de vibration générée par ladite machine tournante à courant alternatif ou appliquée en entrée à ladite machine tournante à courant alternatif de l'extérieur, des composantes harmoniques de vibration dans la direction radiale d'ordre n, en comparaison à un cas où on n'ajoute pas lesdits courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale. 2. Procédé de contrôle d'un son magnétique d'une machine tournante à courant alternatif selon la revendication 1, comprenant en outre l'addition de courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale présentant des intensités et des phases prédéterminées à la composante de fréquence fondamentale dudit courant alternatif à phases multiples de manière à réduire lesdites composantes harmoniques de vibration dans la direction radiale plus que dans un cas on l'on n'ajoute pas lesdits courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale. 3. Procédé de contrôle d'un son magnétique d'une machine tournante à courant alternatif selon la revendication 2, dans lequel: ladite machine tournante à courant alternatif est une 40 machine tournante à courant alternatif triphasée, et l'ordre dudit courant d'harmonique à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale présentant la séquence de phases inverse par rapport à ladite composante de fréquence fondamentale est de l'ordre 6kl-1 (kl est un nombre entier naturel). 4. Procédé de contrôle d'un son magnétique d'une machine tournante à courant alternatif selon la revendication 3, dans lequel: l'ordre dudit courant d'harmonique à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale est au moins l'un du cinquième ordre, du onzième ordre, du dixième-septième ordre et du vingt-troisième ordre. 5. Procédé de contrôle d'un son magnétique d'une machine tournante à courant alternatif selon la revendication 1, comprenant en outre. le calcul d'intensités et de phases desdits courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale devant être ajoutées audit courant alternatif à phases multiples de manière à obtenir des valeurs cibles desdites composantes harmoniques de vibration dans la direction radiale sur la base de mappes ou d'équations prédéterminées représentant les relations entre lesdites composantes harmoniques de vibration dans la direction radiale et lesdits courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale, et l'addition des valeurs calculées desdits courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction 30 radiale audit courant alternatif à phases multiples. 6. Procédé de contrôle d'un son magnétique d'une machine tournante à courant alternatif selon la revendication 1, comprenant en outre. la détection desdites composantes harmoniques de courant fournies à ladite armature, et l'exécution d'une commande de rétroaction de sorte que les écarts d'intensités et de phases entre les valeurs détectées desdites composantes harmoniques de courant et les valeurs calculées desdits courants d'harmoniques à usage de contrôle de 2869170 31 vibration dans la direction radiale devant être ajoutées audit courant alternatif à phases multiples deviennent nuls de manière à obtenir les valeurs cibles desdites composantes harmoniques de vibration dans la direction radiale. 7. Procédé de contrôle d'un son magnétique d'une machine tournante à courant alternatif selon la revendication 1, comprenant en outre: la détection desdites composantes harmoniques de vibration 10 dans la direction radiale ou de paramètres électriques associés à celles-ci, le calcul des intensités et des phases desdits courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale correspondant aux différences desdites composantes harmoniques de vibration dans la direction radiale ou des paramètres électriques associés à celles-ci correspondant aux écarts entre les valeurs détectées desdites composantes harmoniques de vibration dans la direction radiale ou des paramètres électriques associés à celles-ci, et les valeurs cibles desdites composantes harmoniques de vibration dans la direction radiale ou des paramètres électriques associés à celles-ci sur la base desdites mappes ou équations, et ajouter les valeurs calculées desdits courants d'harmoniques à usage de contrôle de vibration dans la direction radiale audit 25 courant alternatif à phases multiples.