Brevet FR2866974A1 — publié le 20050902

Procédé de traitement de données sonores, en particulier en contexte ambiophoniuue La présente invention concerne le traitement de données sonores. Des techniques relatives à la propagation d'une onde sonore dans l'espace tridimensionnel, impliquant notamment une simulation et/ou une restitution sonores spécialisées, mettent en oeuvre des procédés de traitement du signal audio appliqués à la simulation de phénomènes acoustiques et psycho-acoustiques. De tels procédés de traitement prévoient un encodage spatial du champ acoustique, sa transmission et sa reproduction spatialisée sur un ensemble de haut-parleurs ou sur des écouteurs d'un casque stéréophonique. Parmi les techniques de son spatialisé, on distingue deux catégories de traitements 15 complémentaires l'une de l'autre mais qui sont généralement mises en oeuvre, l'une et l'autre, au sein d'un même système. D'une part, une première catégorie de traitements concerne les procédés de synthèse d'effet de salle, ou plus généralement d'effets environnementaux. A partir d'une description d'une ou plusieurs sources sonores (signal émis, position, orientation, directivité, ou autre) et en se basant sur un modèle d'effet de salle (impliquant une géométrie de salle, ou encore une perception acoustique souhaitée), on calcule et l'on décrit un ensemble de phénomènes acoustiques élémentaires (ondes directes, réfléchies ou diffractées), ou encore un phénomène acoustique macroscopique (champ réverbéré et diffus), permettant de traduire l'effet spatial au niveau d'un auditeur situé à un point choisi de perception auditive, dans l'espace tridimensionnel. On calcule alors un ensemble de signaux associés typiquement aux réflexions (sources "secondaires", actives par réémission d'une onde principale reçue, ayant un attribut de position spatiale) et/ou associés à une réverbération tardive (signaux décorrélés pour un champ diffus). D'autre part, une seconde catégorie de procédés concerne le rendu positionne) ou directionnel de sources sonores. Ces procédés sont appliqués à des signaux déterminés par un procédé de la première catégorie décrite ci-avant (impliquant des sources primaires et secondaires) en fonction de la description spatiale (position de la source) qui leur est associée. En particulier, de tels procédés selon cette seconde catégorie permettent d'obtenir des signaux à diffuser sur des haut-parleurs ou écouteurs, pour finalement donner à un auditeur l'impression auditive de sources sonores placées à des positions respectives prédéterminées, autour de l'auditeur. Les procédés selon cette seconde catégorie sont qualifiés de "créateurs d'images sonores tridimensionnelles", du fait de la répartition dans l'espace tridimensionnel du ressenti de la position des sources par un auditeur. Des procédés selon la seconde catégorie comportent généralement une première étape d'encodage spatial des événements acoustiques élémentaires qui produit une représentation du champ sonore dans l'espace tridimensionnel. Dans une seconde étape, cette représentation est transmise ou stockée pour un usage différé. Dans une troisième étape, de décodage, les signaux décodés sont délivrés sur des haut-parleurs ou des écouteurs d'un dispositif de restitution. La présente invention s'inscrit plutôt dans la seconde catégorie précitée. Elle concerne en particulier l'encodage spatial de sources sonores et une spécification de la représentation sonore tridimensionnelle de ces sources. Elle s'applique aussi bien à un encodage de sources sonores "virtuelles" (applications où des sources sonores sont simulées telles que des jeux, une conférence spatialisée, ou autres), qu'un encodage "acoustique" d'un champ sonore naturel, lors d'une prise de son par un ou plusieurs réseaux tridimensionnels de microphones. Parmi les techniques envisageables de spatialisation du son, l'approche "ambiophonique" (de l'anglais "ambisonic") est préférée. L'encodage ambiophonique, qui sera décrit en détail plus loin, consiste à représenter des signaux relatifs à une ou plusieurs ondes sonores dans une base d'harmoniques sphériques (en coordonnées sphériques impliquant notamment un angle d'élévation et un angle azimutal, caractérisant une direction du ou des sons). Les composantes représentant ces signaux et exprimées dans cette base d'harmoniques sphériques sont aussi fonction, pour les ondes émises en champ proche, d'une distance entre la source sonore émettant ce champ et un point correspondant à l'origine de la base des harmonique sphériques. Plus particulièrement, cette dépendance de la distance s'exprime en fonction de la fréquence sonore, comme on le verra plus loin. Cette approche ambiophonique offre un grand nombre de fonctionnalités possibles, notamment en terme de simulation de sources virtuelles, et, de manière générale, présente les avantages suivants: - elle traduit, de façon rationnelle, la réalité des phénomènes acoustiques et apporte un rendu auditif spatial réaliste, convaincant et immersif; - la représentation des phénomènes acoustiques est scalable: elle offre une résolution spatiale qui peut être adaptée à différentes situations. En effet, cette représentation peut être transmise et exploitée en fonction de contraintes de débit lors de la transmission des signaux encodés et/ou de limitations du dispositif de restitution; - la représentation ambiophonique est flexible et il est possible simuler une rotation du champ sonore, ou encore, à la restitution, d'adapter le décodage des signaux ambiophoniques à tout dispositif de restitution, de géométries diverses. Dans l'approche ambiophonique connue, l'encodage des sources virtuelles est essentiellement directionnel. Les fonctions d'encodage reviennent à calculer des gains qui dépendent de l'incidence de l'onde sonore exprimée par les fonctions harmoniques sphériques qui dépendent de l'angle d'élévation et de l'angle azimutal en coordonnées sphériques. En particulier, au décodage, on suppose que les haut-parleurs, à la restitution, sont lointains. Il en résulte une distorsion (ou une incurvation) de la forme des fronts d'onde reconstruits. En effet, comme indiqué ci-avant, les composantes du signal sonore dans la base des harmoniques sphériques, pour un champ proche, dépendent en fait aussi de la distance de la source et de la fréquence sonore. Plus précisément, ces composantes peuvent s'exprimer mathématiquement sous la forme d'un polynôme dont la variable est inversement proportionnelle à la distance précitée et à la fréquence sonore. Ainsi, les composantes ambiophoniques, au sens de leur expression théorique, sont divergentes dans les basses fréquences et, en particulier, leur amplitude tend vers l'infini quand la fréquence sonore décroît vers zéro, lorsque ces composantes représentent un son en champ proche émis par une source située à une distance finie. Ce phénomène mathématique est connu, dans le domaine de la représentation ambiophonique, déjà pour l'ordre 1, par le terme de "bass boost", notamment par: - M.A.GERZON, "General Metatheory ofAuditory Localisation", preprint 3306 of the 92nd AES Convention, 1992, page 52. Ce phénomène devient particulièrement critique pour des ordres d'harmoniques sphériques élevées impliquant des polynômes de puissance élevée. La présente invention vient améliorer la situation. Elle propose à cet effet un procédé de traitement de données sonores, dans lequel: a) on code des signaux représentatifs d'au moins un son se propageant dans l'espace tridimensionnel et issu d'une source située à une distance d'un point de référence, pour obtenir une représentation du son par des composantes exprimées dans une base d'harmoniques sphériques d'ordres respectifs et d'origine correspondant audit point de référence, b) et, notamment pour corriger un effet de champ proche, on applique une atténuation de l'amplitude desdites composantes relativement dans une gamme de basses fréquences s'étendant sensiblement, pour chaque composante, jusqu'à une fréquence haute définie en fonction de: - l'ordre m de cette composante, et - de ladite distance entre la source et le point de référence. Préférentiellement, la fréquence haute précitée est croissante avec l'ordre m de la composante associée. On applique alors auxdites composantes des moyens de filtrage 30 passe-haut en fréquences présentant, pour chaque composante courante d'ordre m, une fréquence de coupure voisine de la fréquence haute qui est associée à cette composante courante d'ordre m. Selon une autre caractéristique particulière, les amplitudes des composantes respectives d'ordre 1,...,m,m+l,...,M présentent, pour une fréquence donnée, un maximum en fonction d'une distance de restitution définie entre un dispositif de restitution et un point d'écoute. La fréquence haute précitée, associée à une composante d'ordre m+l, correspond sensiblement à cette fréquence donnée si l'amplitude d'une composante d'ordre immédiatement inférieur m est maximum pour une distance de restitution correspondant sensiblement à la distance du point de référence précitée. Cette réalisation est particulièrement avantageuse dans une application à l'encodage d'une source virtuelle, en particulier pour des ordres élevés (supérieurs à 2). Dans une variante de réalisation, on forme un cumul d'amplitudes de composantes d'ordres respectifs 1,2,...,M et l'on détermine la fréquence acoustique pour laquelle ce cumul atteint un maximum pour une distance de restitution correspondant sensiblement à ladite distance du point de référence. Alors, cette fréquence acoustique correspond sensiblement à la fréquence haute associée à la composante d'ordre M du cumul précité. Avantageusement, la variation de ladite fréquence haute est sensiblement affine avec l'ordre de la composante courante associée. Préférentiellement, les moyens de filtrage passe-haut précités présentent une pente croissante avec la fréquence et s'étendant, pour une composante courante d'ordre m à filtrer, sur une plage en fréquences délimitée sensiblement, d'une part, par la fréquence haute associée à une composante d'ordre m-1, et, d'autre part, par la fréquence haute associée à ladite composante courante d'ordre m. Dans un mode de réalisation particulier, on applique séparément un filtre passe-haut pour chaque groupe de composantes d'un même ordre m. Cette solution est avantageuse notamment lorsqu'il est prévu de mettre en oeuvre des filtres à réponse impulsionnelle finie, non récursifs par nature. Avantageusement, les moyens de filtrage appliquent auxdites composantes une 5 amplification maximale, sensiblement d'un même ordre de grandeur pour tous les ordres 1,...,M desdites composantes. Dans une réalisation préférée, on combine l'atténuation de l'étape b) à un autre traitement choisi, notamment une égalisation desdites composantes et/ou une pré-10 compensation d'un effet de champ proche et/ou une modélisation d'un champ proche pour encoder une source virtuelle. En particulier, on applique un filtre en cascade (constitué de cellules élémentaires de filtrages notamment de type récursif) comportant une pluralité de sorties délivrant chacune un signal propre à un groupe de composantes filtrées, de même ordre m, pour réaliser à la fois l'atténuation de l'étape b) et l'encodage d'une source virtuelle avec modélisation d'un champ proche, en variante de la mise en oeuvre précitée d'un filtrage séparé pour chaque groupe de composantes d'un même ordre m. Dans un contexte d'acquisition de signaux, on applique l'atténuation de l'étape b) à des composantes issues d'une pluralité de signaux acquis par une prise de son. La distance précitée entre la source et le point de référence est définie préférentiellement, dans ce contexte, par un rayon caractéristique d'une zone de représentativité d'un champ sonore spatial. Dans ce contexte d'acquisition, le traitement d'égalisation et/ou de précompensation d'un effet de champ proche, appliqué auxdites composantes, est corrigé par un filtrage passe-haut pour appliquer l'atténuation de l'étape b). Dans une autre application à l'encodage d'une source virtuelle, la source précitée est une source sonore virtuelle modélisée avec un effet de champ proche. Dans cette application, les caractéristiques du filtrage passehaut combiné à un effet de champ proche modélisé présentent, à fréquences croissantes, une atténuation dans les basses fréquences suivie d'un pic d'amplification sensiblement à la fréquence haute précitée. Selon une caractéristique avantageuse, dans ce contexte, on applique sensiblement une même amplitude de pic, préférentiellement inférieure ou de l'ordre de 5dB, pour tous les ordres 1,...,m,...,M desdites composantes. Préférentiellement, on applique un filtrage passe-haut à des signaux de composantes destinés à être traités pour alimenter ensuite un dispositif de restitution. Cette solution est particulièrement avantageuse lorsque l'on a modélisé une source virtuelle pour générer les composantes ambiophoniques, comme on le verra plus loin. D'autres avantages et caractéristiques de l'invention apparaîtront d'ailleurs à la lecture 15 de la description détaillée ci-après et à l'examen des figures qui l'accompagnent, sur lesquelles: la figure 1A illustre schématiquement la position d'une source S par rapport à un point de référence O, par exemple dans un espace d'acquisition, la figure 1B illustre schématiquement la position des haut-parleurs HP par rapport à un point de référence O', par exemple un point d'écoute, dans l'espace de restitution, la figure 2A représente une amplification divergente en basse fréquence des composantes ambiophoniques d'ordre m=1,2,...,8, causée par un effet de champ proche (la source étant disposée à 1 mètre du point de référence O de la figure 1A), en fonction de la fréquence sonore, la figure 2B représente l'amplification des composantes ambiophoniques au niveau de haut-parleurs situés à une distance R de 1,5 mètres du point de référence O' de la figure 1B, avec compensation d'effet de champ proche pour une source située à 3 mètres (en traits pleins) et pour une source située à 1 mètre (en traits pointillés), la figure 3A représente les traitements prévus qui sont appliqués à un signal pour modéliser une source virtuelle, la figure 3B représente un système d'acquisition et les traitements prévus en contexte ambiophonique, - la figure 4 représente l'amplitude de composantes ambiophoniques enregistrées et égalisées d'ordre m=0,1,2,3,4, en fonction de la fréquence sonore, la figure 5A représente l'amplitude des fonctions de Bessel (en valeur absolue) aux ordres m=0,1,2,3,4,...en fonction de la distance r d'un point courant M au point de référence O (figure 1A), pour une onde plane et à une fréquence de 100Hz, la figure 5B représente l'amplitude des fonctions de Bessel (en valeur absolue) aux ordres m=0,1, 2,...,10 en fonction de la distance r d'un point courant M au point de référence O, pour une source située à 1 m du point O et à une fréquence de 100Hz, la figure 5C représente l'amplitude des fonctions de Bessel (en valeur absolue) aux ordres m=0,1,2,3,...,10 en fonction de la distance r d'un point courant M au point de référence O (figure 1A), pour une onde plane et à une fréquence de 500Hz, la figure 5D représente l'amplitude des fonctions de Bessel (en valeur absolue) aux ordres m=0,1,2,...,10 en fonction de la distance r d'un point courant M au point de référence O, pour une source située à 1 m du point O et à une fréquence de 500Hz, les figures 6A à 6D représentent l'erreur des modélisations dans les conditions respectives des figures 5A à 5D en fonction de la distance r d'un point courant 25 M au point de référence O, les figures 7A et 7C représentent les maxima atteints par les fonctions de Bessel (en valeur absolue) en fonction de la distance r, pour une source située à 1 mètre et pour des fréquences respectives de 464,2Hz et 483,5Hz, les figures 7B et 7D représentent l'amplitude de la série de Fourier-Bessel tronquée sur un demi-axe dirigé vers / et passant par la source (située à 1 m), en supposant respectivement une restitution 2D et une restitution 3D, les figures 8A et 8B représentent respectivement l'amplitude et la phase des fonctions de transfert de champ proche Fm(kr), en représentation 2D, pour des ordres m allant de 1 à 20 (les courbes se présentant de gauche à droite), les carrés (respectivement les losanges) indiquant les valeurs de fréquence où la contribution du filtrage passe-haut combiné à la compensation de champ proche, d'ordre m (respectivement d'ordre m-1), est maximale à l'endroit de la source virtuelle (r=p), les figures 8C et 8D reprennent les paramètres des figures 8A et 8B, selon une représentation 3D, la figure 9A illustre l'allure des filtres mis en jeu pour la simulation d'une source à p=lm, les fréquences limites et de réjection étant marquées par des barres verticales en traits pointillés, en fonction de l'ordre m (1,2,3,...,20), la figure 9B représente les réponses des fonctions de champ proche corrigées par un filtrage passe- haut au sens de l'invention (les fonctions de champ proche non corrigées étant laissées en traits pointillés pour la comparaison), la figure 10 représente une structure de filtre en cascade de cellules intégratrices It d'ordre 1, directement tirée d'une factorisation imbriquée, la figure 11 représente une structure de filtre dont le principe suit celui de la figure 10 mais dont les cellules intégratrices sont associées à des redresseurs (ou "inverseurs") de pente dans les basses fréquences, au sens de la présente invention, et la figure 12 représente une structure de filtre à forme factorisée et généralisée de la batterie de filtres selon la structure de la figure 11. On rappelle que la présente invention se situe dans le domaine de la spatialisation sonore et, plus précisément, celui de l'encodage spatial, c'est-à-dire de la représentation d'un champ acoustique naturel (notamment en prise de son) ou virtuel (par simulation d'une source virtuelle) par des signaux audio, en vue d'une reproduction du champ acoustique (en particulier, de fronts d'onde) sur une zone d'écoute, au moyen de haut-parleurs d'un dispositif de restitution. Bien entendu, de tels haut-parleurs peuvent être sous la forme d'écouteurs (ou "oreillettes'). L'encodage spatial revient à décrire un champ sonore encodé sous forme de composantes spatiales Bmn dites "harmoniques sphériques". En se référant à la figure 1A, la décomposition du champ en de telles harmoniques sphériques" est réalisée 5 autour d'un point de référence O. En tout point M d'azimut Or, d'élévation 8r et de rayon r, d'une boule exempte de source et centrée sur le point O, le champ de pression (sonore) s'exprime sous la forme: co Ç p(r)=Eimi.(k.) BmnYn(er,Ur) ,(1) m=0 05n5m,Q=t1 avec comme nombre d'onde k = 2if / c (où f est la fréquence sonore et c, la vitesse du son). Les fonctions angulaires réelles Y, nn (B, 8) sont les harmoniques sphériques. Les fonctions jm (kr) sont des fonctions radiales dites 'fonctions de Bessel sphériques". En général, on ne retient qu'un nombre fini de composantes B,an, chacune caractérisée par un "ordre" m (entier compris entre 0 et M). Eventuellement, on ne retient parmi 15 elles que celles ayant un caractère proprement horizontal, c'est-à-dire telles que m=n dans l'expression (1) ci-avant. Cette spatialisation a pour avantages d'être indépendante du dispositif de restitution et donc de pouvoir s'adapter à une multitude de dispositifs moyennant un décodage 20 spatial (opération de matriçage et éventuellement de filtrage, comme on le verra plus loin). Elle permet aussi des manipulations du champ acoustique (notamment des rotations). En outre, si l'on doit opérer à contrainte "de rendu" variable, on peut omettre des signaux de restitution sans dégrader significativement la résolution spatiale des images sonores restituées, tout en préservant une information et une cohérence 25 spatiales. Plus exactement, cette dégradation est progressive avec l'élimination des composantes d'ordre élevé. On s'attache ici à l'encodage spatial de champ acoustique contenant une source S à faible distance du point M de la figure lA de sorte que l'on qualifie cette situation de "champ proche" (source à distance finie). En fait, cette situation correspond à tout champ acoustique CP réaliste. Les caractéristiques des composantes spatiales traduisant respectivement une onde plane et une onde sphérique de même incidence (0, S) et portant un signal S (décrit ici dans le domaine fréquentiel et tel que mesuré au point de référence O), sont données par: Bmn = S.Y. (0,8) (2) B, n = S. F, (a))YZ (e, 8) (3) Dans l'expression (3), la fonction de transfert ciaprès a été introduite pour traduire l'effet de champ proche: F(Pi)(w) = (m+n)! (2Jwp/c)-" , avec co=2irf (4) :=o (m n)!n! On rappelle que p est la distance entre la source et le point de référence O (figure 1A). Alors que dans le cas de l'onde plane (équation (2)), les composantes spatiales B,,,t,a sont d'amplitude semblable ou inférieure à s, elles subissent une forte amplification qui tend à être infinie en basse fréquence, comme le montre la figure 2A (représentant une amplification divergente en basse fréquence des composantes ambiophoniques, cette divergence étant causée par l'effet de champ proche). Les fonctions de transfert FR,(co) (que l'on notera aussi en fonction de kp ci-après) ont une pente de -mx6dB/octave, et les fonctions de transfert qui les caractérisent sont par nature instables (déjà pour m>_1). Leur usage ne serait donc pas d'un grand intérêt en pratique. Cet effet de champ proche doit être pris en compte tant pour la modélisation d'une source virtuelle que pour l'acquisition de signaux sonores réels, notamment pour l'encodage spatial en harmoniques sphériques à partir d'une prise de son (par exemple par un réseau de microphones, comme on le verra plus loin). Il a été montré que le traitement requis pouvait mettre en jeu des filtres d'égalisation théoriquement divergents. En se référant à la figure 1 B, la restitution du champ sonore encodé se fait typiquement sur des haut-parleurs HP placés à distance finie R d'un point de référence O' dans l'espace de restitution (ce point de référence O' étant souvent un point d'écoute privilégié). La Demanderesse a observé qu'il est recommandé, sinon requis pour une reconstruction correcte, de compenser l'effet de champ proche des haut-parleurs. En proposant d'introduire cette compensation de champ proche dès l'encodage, on met en jeu des fonctions de transfert d'amplitude finie puisque leurs pentes de m x 6dB/octave sont compensées par des pentes opposées. En pratique, cette compensation s'effectue à partir de filtres stables. On a représenté sur la figure 1B l'amplification (finie) des composantes ambiophoniques comprenant l'effet de champ proche des haut-parleurs situés à une distance R de 1,5 mètres du point de référence O' . en traits pleins, pour une source située à 3 mètres, et, en traits pointillés, pour une source située à 1 mètre. L'amplification limite est de (R/p)m (en linéaire), soit mx201ogio(R/p) dB. Cette première approche de la Demanderesse a ainsi résolu le problème de représentation du champ comportant du champ proche par des signaux audio d'amplitude finie (notamment en basse fréquence), tout en offrant une représentation du champ par des composantes spatiales équivalentes aux composantes mentionnées plus haut (1), mais "compensées" par un traitement du type: B-' NFC(R/c) _ 1 B mn F.(R/c)(co) mn m Ainsi, on peut implémenter des filtres de "contrôle de champ proche" qui résultent de la combinaison d'un effet de champ proche (pour une distance p entre le point de B mn (5) référence O et la source S dans l'espace de la figure 1A) et de sa compensation (pour une distance R entre le point de référence O' et les haut-parleurs dans l'espace de restitution de la figure 1B) : NFC(p/c.R/c) ( ) F(p/c)(co) Hm w = F(x/c)(co) (6) m Ces filtres seront notés parfois plus simplement Hm(w) ci-après. En se référant à la figure 2B, l'amplification de ces filtres de compensation est limitée en basse fréquence à mx20 logio(R/p) dB. On notera que Ho(o =l pour tout co. En se référant à la figure 3A, la batterie de filtres à appliquer constitue un module d'encodage de distance qui complète le module d'encodage directionnel déjà décrit dans l'art antérieur. Plus précisément, on applique un signal d'entrée S (ici issu d'une source virtuelle) à un même module 31 d'encodage de distance r et de compensation d'effet de champ proche Hm. Le module suivant 32 récupère des signaux caractérisés par leur ordre m et complète l'encodage de position par un encodage de direction, avec les angles d'azimut et d'élévation. On obtient les composantes ambiophoniques compensées en champ proche Bm,, dont les premières sont notées W (ordre 0), X, Y, Z (ordre 1), etc. Dans le cas d'un dispositif de prise de son tel que représenté à titre d'exemple sur la figure 3B, un microphone dit "3D" comporte une pluralité de capteurs piézoélectriques répartis sur la surface d'une sphère dont le centre correspond préférentiellement au point de référence O de la figure 1A. Les signaux audio Si issus des capteurs sont préférentiellement convertis par le module 33 en signaux numériques S;N, lesquels sont appliqués ensuite à un module de matriçage 34 qui délivre des composantes ambiophoniques brutes Bmn qu'il faut encore filtrer par un module 35 d'égalisation et, le cas échéant, de compensation de champ proche, pour obtenir enfin des composantes Bmn exploitables, propres à être transmises, stockées en mémoire, ou autre, en vue d'une restitution future. On retiendra surtout que les filtres d'égalisation 35 sont caractérisés par des fonctions de transfert EQm(co) d'amplification finie, comme le montre la figure 4, avec une amplitude dans les basses fréquences qui augmente avec l'ordre m. Ces filtres sont d'utilisation pratique efficace pour le traitement des signaux captés par un réseau de capsules microphoniques réparties sur la surface d'une sphère rigide (de rayon 2,6 cm dans l'exemple de la figure 4), après matriçage desdits signaux. Ce rayon de 2,6 cm correspond déjà à un cas critique qui pose un problème d'amplification excessive dans les basses fréquences (dite "bass boost"). Toutefois, même si cette approche de compensation de champ proche s'est avérée très avantageuse en pratique, notamment parce qu'elle assure une amplification finie, les filtres Hm(co) et EQm(0)) décrits ci-avant peuvent entraîner, dans certains cas, une amplification excessive en basse fréquence: - lorsque les sources "intérieures" sont trop proches (c'est-à-dire lorsque p est beaucoup plus petit que la distance de restitution R, ou encore lorsque p est plus petit que la distance de restitution R, et ce, avec des ordres m élevés) ; - ou encore lorsque le dispositif de prise de son est de petites dimensions (comme le montre la forte amplification dans les basses fréquences de la figure 4). Le premier cas conduit à des signaux dont l'énergie et la dynamique posent problème en différents points de la chaîne audionumérique et électroacoustique, en particulier à la restitution, par exemple la conversion numérique-analogique, la préamplification, avec une limitation de la puissance maximale des haut-parleurs. On constate souvent l'apparition de fortes figures d'interférence acoustique hors d'une zone de reconstruction contrôlée. D'ailleurs, on exprime ci-dessous à titre indicatif le gain du signal délivré à un haut-parleur par rapport au signal d'origine S, en fonctiondes positions relatives de la source virtuelle et du haut-parleur, après encodage d'ordre M et décodage pour N haut-parleurs régulièrement répartis sur un cercle: GNFC(R,c) (p, r, w) = 1 C1 + 2E HmFC(plc,R/c) (w). cos(my) N l m=1 où 'y est l'angle, vu du centre O, entre une source virtuelle et un haut-parleur courrant. L'équation (7) décrit ainsi comment les amplifications Hm(CO) se reportent sur celles appliquées aux signaux des haut-parleurs. En prise de son, c'est le bruit de mesure (et éventuellement l'erreur de positionnement ou d'étalonnage des capsules) qui est amplifié démesurément en basse fréquence. Cet effet peut dégrader le rapport signal à bruit final, quasiment de façon inexploitable dans certains cas. Or, la Demanderesse a constaté que, quand bien même une compensation d'effet de champ proche serait prévue, pour une zone de reconstruction valide visée, la représentation stricte des composantes spatiales dans un domaine basse fréquence, où des problèmes d'amplification surviennent, n'est pas réellement utile en pratique. La solution proposée au sens de l'invention consiste en un traitement qui implique une amplification réduite (voire une atténuation) sur les bandes de basses fréquences, cette atténuation dépendant de l'ordre m. On considère ici, à titre d'exemple, une représentation bidimensionnelle (2D) mettant en jeu la participation des composantes "horizontales" Bamm (pour lesquelles n=m) dans un plan d'observation horizontal contenant le point de référence O. Cette représentation permet aussi d'appréhender une reconstruction par un réseau horizontal de haut-parleurs, par exemple régulièrement distribués sur un cercle. Toutefois, on indique que la qualité d'approximation tridimensionnelle (3D), impliquant toutes les (7) composantes jusqu'à un ordre donné, pour une reconstruction par un réseau 3D de haut-parleurs, par exemple régulièrement distribués sur une sphère, est en général meilleure à ordre m égal, même dans un plan d'observation horizontal. Toutefois, la Demanderesse a observé que dans le cas 3D, on déduisait des limites fréquentielles assez semblables au cas 2D. Pour une onde sphérique ou plane (avec la source en un point p = p.ûp, donc de direction décrite par le vecteur unitaire û), et à la distance p du point de référence O, cette distance étant éventuellement infinie), cette onde portant un signal S (décrit dans 10 le domaine fréquentiel et tel que mesuré au point O), le champ de pression généré s'exprime par: p(r) = S P e-jk, et, pour une onde plane: p(r) = Sein u (8) Ip rl Dans ce cas, la qualité d'approximation d'une représentation et/ou reconstruction 2D d'ordre M est donnée pour chaque fréquence f (ou nombre d'onde k=2nf/c) par la série 15 de Fourier-Bessel tronquée à l'ordre M: ( M Pmr (r') = S J0 (kr) +2E jm.Jm (kr).Fm (k p). cos m9 (9) m=1 où 9 désigne l'angle, vu du centre O, entre le point de mesure r et la direction de provenance de l'onde. Le facteur de champ proche I'm(kp) est égal à 1 pour l'onde plane (p = 00). La "portée radiale" des composantes d'ordre m est ainsi décrite par le facteur Jm(kr).F,,(kp), illustré par les figures 5A à 5D, et où Jm(kr) désigne la fonction de Bessel d'ordre m. Sur la figure 5A, on a représenté l'amplitude des composantes spatiales (en fait, des fonctions de Bessel Jm(kr) en valeur absolue) d'ordre m=0,1, 2,3,4 en fonction du rayon r (en mètres) et pour une fréquence de 100Hz, dans le cas d'une onde plane. Sur la figure 5B, on a représenté l'amplitude des fonctions de Bessel Jm(kr) en valeur absolue, d'ordre m=0, 1,2,3,4,...,10 en fonction du rayon r (en mètres) et pour une fréquence de 100Hz, dans le cas d'une onde sphérique en champ proche, avec la source située à une distance p de 1 mètre du point de référence O. Sur la figure 5C, on a représenté l'amplitude des fonctions de Bessel Jm(kr) en valeur absolue d'ordre m=0,1,2,3,...,l0 en fonction du rayon r (en mètres) et pour une fréquence plus élevée, de 500Hz, dans le cas d'une onde plane. Sur la figure 5D, on a représenté l'amplitude des fonctions de Bessel Jm(kr) en valeur absolue, d'ordre m=0,1,2,...,10 en fonction du rayon r (en mètres) et pour une fréquence de 500Hz, dans le cas d'une onde sphérique en champ proche, avec la source située à une même distance p de 1 mètre. On constate en particulier que l'amplitude du maximum des fonctions de Bessel augmente, en fonction de l'ordre m, en particulier en conditions de champ proche (figure 5D à une fréquence de 500Hz). Cette augmentation de l'amplitude au maximum des fonctions de Bessel est d'autant plus marquée en basse fréquence, comme le montre la partie de droite de la figure 5B pour une fréquence de 100Hz. Ainsi, l'amplitude des composantes augmente: en conditions de champ proche, dans les basses fréquences, et avec l'ordre m des composantes. Dans le cas d'une représentation 3D, la qualité d'approximation est donnée par la série de Fourier-Bessel sphérique tronquée: M pM(3D)(@) = Sl (2m+1)jm.Jm(kr)ÉFm(kp).Pm(cos 9) (10) m=o où les Pm désignent les polynômes de Legendre. La présente invention propose ici de réduire l'amplification dans les basses fréquences de l'encodage spatial en fonction d'une zone de reconstruction visée, caractérisée par un rayon par rapport au point de référence O (correspondant normalement au point d'écoute privilégié). On rappelle que pour une fréquence (donc une longueur d'onde) donnée, les composantes spatiales de chaque ordre participent à la reconstruction du champ 2866974 18 acoustique à partir d'une distance (au "centre de référence" O) d'autant plus grande, proportionnellement à la longueur d'onde, que l'ordre est élevé. Inversement, si l'on cible une zone de reconstruction limitée et caractérisée par un rayon indépendant de la fréquence (ou de la longueur d'onde), on en déduit que les composantes d'ordre supérieur ne sont significativement utiles à la reconstruction sur la zone considérée qu'au-delà d'une fréquence qui croît (ou encore en deçà d'une longueur d'onde qui décroît) en fonction de l'ordre m. Les figures 5A et 5C montrent bien qu'à 100 Hz, seules les premières composantes (jusqu'à l'ordre 2 ou 3) contribuent de manière non négligeable à la reconstruction sur un rayon de 1 m, alors qu'à 500 Hz, les composantes contribuent plus significativement à la reconstruction, au moins jusqu'à l'ordre 10 (figures 5B et 5D). Le cas d'une onde sphérique (source à distance finie p des figures 5B et 5D) suscite des commentaires supplémentaires. On sait d'après la théorie que la reconstruction ne peut dépasser ni même atteindre le rayon p. Le champ de pression est d'ailleurs théoriquement infini à cette distance et dans la direction de la source (c'est-à-dire sur le lieu de la source). De fait, on constate que les contributions manifestent une amplitude croissante en fonction de l'ordre m et très marquée au-delà du rayon p (ce qui se constate aisément pour la fréquence de 100 Hz). On constate également qu'elles convergent vers un niveau non nul en r=p, ce qui montre que l'erreur due au cumul des contributions absentes (d'ordres m' supérieurs à l'ordre maximal M fixé, quelle que soit la valeur de M) est infinie pour r>_p. Parallèlement, la progression de la reconstruction en fonction de M "se tasse", bornée par le rayon r=p, contrairement au cas de l'onde plane. Des courbes d'erreur relative errm(r) sur l'axe 0=0, peuvent être données par: errm (r) _ (P(r) Pm (r)) / p(r) (11) On a représenté sur les figures 6A à 6D l'erreur relative d'approximation du champ sur le demi axe partant du point O et orienté suivant l'incidence de l'onde, pour des 30 troncatures d'ordres m=0 à 10 (courbes s'étalant de gauche à droite), dans les mêmes conditions respectives que celles des figures 5A à 5D. Pour une fréquence donnée, on peut ainsi définir un ordre maximal M au-delà duquel la prise en compte de nouvelles composantes n'apporte pas de progression significative dans la reconstruction. Cet ordre limite décroît quand la fréquence décroît. On développe plus loin des critères pour définir un ordre de troncature recommandé en fonction de la fréquence. Ainsi, la solution préconisée au sens de la présente invention consiste en ce qui suit: étant donné que les composantes d'ordre supérieur ne sont significativement utiles à la reconstruction sur une zone visée qu'audelà d'une fréquence qui croît en fonction de l'ordre, dans le domaine complémentaire des basses fréquences (pour chaque ordre) où d'ailleurs l'effet d'amplification se montre excessif pour les ordres élevés, il n'est donc pas nécessaire de respecter l'encodage théorique des composantes, et il est alors possible de réduire leur amplitude (voire les atténuer) sans dégrader substantiellement la qualité de reconstruction finale sur la zone de restitution visée. En pratique et de manière très générale, l'application de l'invention de l'invention se matérialise préférentiellement par la combinaison de filtres ou procédés du type décrit ci-avant (égalisation, compensation de champ proche, ou autres) avec des filtres passe-haut, lesquels pondèrent progressivement les composantes spatiales en fonction de leur ordre et de la fréquence. Dans une réalisation particulière, ces filtres ont pour effet d'opérer sensiblement une troncature de la représentation spatiale à un ordre approprié et à chaque fréquence. On précise que dans des modes préférés de réalisation, la combinaison des fonctions de transfert décrites ci-avant (Fm, Hm, EQm) et d'un filtre passe-haut s'effectue par la contribution d'un seul filtre réalisant les deux fonctions d'égalisation (et/ou compensation en champ proche) et d'atténuation dans les basses fréquences. On indique qu'un tel filtre, par simplification de pôles de l'un et de zéros de l'autre, est à la fois stable et moins coûteux que la mise en cascade des deux traitements, comme on le verra plus loin. Pour un microphone 3D tel que représenté sur la figure 3B, on fixe l'étendue de la reconstruction visée (c'est-à-dire le rayon limite R) par rapport à la taille du réseau de capteurs. On sait que plus le rayon limite visé R est grand par rapport au réseau de capteurs, plus le niveau maximal d'égalisation requis (les filtres EQm(w)) est grand, et inversement. On propose en particulier de régler ce rayon limite en fonction d'un critère d'amplification maximale des composantes spatiales, fixé au préalable. Ce critère d'amplification a un impact direct sur le rapport signal à bruit résultant. On comprendra ainsi que le module 35 de la figure 3B effectue en outre un filtrage passe- haut, en combinaison des traitements supplémentaires d'égalisation et de compensation de champ proche (NFC) mentionnés ci-avant. Plus particulièrement, pour le traitement des signaux captés sur un réseau de microphones, l'objectif est de définir des filtres passe-haut qui seront combinés aux filtres égaliseurs EQm(w) qui présentent typiquement une pente de mx6dB/octave (au moins localement, dans une région fréquentielle dépendant de l'ordre m), comme on l'a vu précédemment. Les filtres passe-haut à introduire pour corriger ces filtres égaliseurs doivent donc en général présenter une pente de compensation. Ces filtres doivent donc être au moins d'ordre m. Dans une implémentation avantageuse, chaque filtre égaliseur est défini par une réponse impulsionnelle finie calculée par transformée de Fourier inverse d'une fonction de transfert (dans le domaine fréquentiel). Dans ce cas de figure, on propose par exemple d'appliquer à cette fonction de transfert une pondération spectrale traduisant le filtre passe-haut, c'est-à-dire approximativement une fonction affine de la fréquence. En première approximation, on propose de définir les fréquences de coupure des filtres passe-haut d'après les fréquences fin,( calculées ci-après (équation (12)) et reportées sur le tableau qui suit. Pour le traitement d'une représentation spatiale déjà composée, les signaux représentant le champ sonore 3D sont éventuellement eux-mêmes d'amplitude 30 raisonnable. On peut considérer par exemple' le cas où le champ sonore a été composé avec des procédés d'encodage directionnel sans contrôle du champ proche, c'est-à-dire sans codage de distance. Au moment de la restitution (après décodage spatial), chaque source virtuelle tend à être restituée par un nombre réduit de haut-parleurs en même temps. Or, il arrive que ces haut-parleurs aient une puissance ou un rendement limité voire insuffisant en basses fréquences, pour des questions de taille et/ou de prix (surtout quand un dispositif de restitution doit comporter un nombre important de haut-parleurs). A défaut d'un bon niveau sonore, le rendu en basse fréquence risque alors d'être jugé insatisfaisant ou décevant par les auditeurs, et nuire à l'impression spatiale. Un mode de réalisation avantageux propose une amélioration sensible du rendu en basse fréquence dans ce cas. A cet effet, on applique aux composantes spatiales du champ un filtrage par des filtres passe-haut associés à un rayon limite visé légèrement plus réduit que le rayon R du dispositif de haut-parleurs, de préférence juste suffisant pour englober l'auditoire. Cette précaution a pour effet de tronquer la représentation spatiale à un ordre plus bas en basses fréquences, et donc de mettre les haut-parleurs à contribution avec une moindre sélectivité angulaire. On répartit ainsi la diffusion des basses fréquences sur un ensemble plus important de haut-parleurs, sans toutefois dégrader la reconstruction du champ sur la zone d'écoute. Pour un même niveau sonore reçu par les auditeurs, chaque haut-parleur délivrera individuellement un moindre niveau sonore que dans une réalisation classique. On prévoit le cas échéant d'appliquer une égalisation en basses fréquences après décodage spatial et avant la diffusion. On s'intéresse ci-après à la fréquence fiim(m) à laquelle les composantes d'ordre m ont leur plus forte utilité à la distance p du centre O (dans l'exemple décrit en contexte de simulation). Ces composantes offrent le maximum de leur participation Jm(kr).Fm(kp) (ou jm(kr).Fm(kp), en 3D) en r=p. Ce maximum coïncide d'ailleurs avec celui de Jm(kr) (respectivement jm(kr)). On a représenté sur les figures 7A et 7C les différentes contributions radiales à 30 différents ordres m respectivement à une fréquence de 464,2 Hz et à 483,5 Hz, en fonction de la distance r. On remarquera en particulier que pour r=p (1 mètre ici), c'est la fonction de Bessel à l'ordre m=7 qui présente un maximum. On a représenté sur les figures 7B et 7D l'amplitude de la série de Fourier-Bessel tronquée (représentant l'amplitude du champ de pression sonore), sur un demi-axe dirigé vers (et passant par) la source, en supposant respectivement une restitution 2D et une restitution 3D. Sur ces figures, la courbe en tirets décrit la loi d'amplitude théorique de la source virtuelle (avec une décroissance en 1/jr-pl). On note que les approximations 3D (figure 7D) sont plus satisfaisantes que les approximations 2D (figure 7B), de croissance et d'amplitude plus faibles. Ces figures 7B et 7D font apparaître en particulier une propriété très intéressante, à travers des courbes d'amplitude des séries tronquées, calculées sur le demi-axe (8=0) partant de O et orienté vers la source virtuelle. A la fréquence fi;m(m), la série tronquée à l'ordre M=m+1 (avec m=7 dans l'exemple à la fréquence 464,2 Hz) atteint sensiblement son maximum en r=p, c'est-à-dire sur le lieu de la source virtuelle. On vérifie cette propriété pour tous les ordres m>_2. Ainsi, à la fréquence limite fllm(m), la représentation tronquée à l'ordre m+l est optimale 20 au sens d'un critère de focalisation d'énergie sur le lieu de la source virtuelle. Elle décroît ensuite (quand r>p), de façon non monotone mais pour atteindre, au point (r=2p) diamétralement opposé (donc à égale distance) par rapport au lieu de la source virtuelle, en moyenne un niveau semblable à celui au point de référence O (amplitude 1). Il s'agit là d'une situation favorable, car relativement cohérente avec la réalité en terme de décroissance de l'amplitude en fonction de la distance à la source. Selon les observations ci-avant, on déduit facilement les fréquences fli,, ,(m) associée à une distance quelconque p, d'après des valeurs kriim(m) indépendantes de cette distance, et décrites dans le tableau qui suit pour quelques ordres m, à partir de l'expression: 27rfMP/c=&IL = .fim)=krlim).c/(2irp) (12) m 1 2 3 4 5 kr (lm max) 1. 841 3.054 4.201 5.317 6.415 kr (j,,, max) 2.081 3.343 4.514 5.646 6.756 m=6 7 8 9 10 kr (.1m max)=7.501 8.578 9.648 10.711 11.771 kr (jm max)=7. 851 8.935 10.010 11.080 12.144 On remarque que ces valeurs suivent approximativement une fonction affine de l'ordre m. On note aussi que les valeurs sont voisines entre le cas de reconstruction 2D (J,,,) et le cas de reconstruction 3D (jm), ce qui indique que les traitements appliqués dans cette réalisation sont efficaces dans les deux cas (2D et 3D), avec une certaine compatibilité d'un cas à l'autre. On définit par ailleurs directement, de façon plus précise et pour chaque ordre M, la fréquence pour laquelle on observe le maximum du module de la série tronquée PM (r.ûp) calculée sur le demi-axe (O,il) passant par la source d'après l'équation (9) (respectivement PM(3D)(rai) , d'après l'équation (10)). A titre indicatif, les valeurs du paramètre kr du tableau ci-après permettent de calculer ces fréquences pour les 10 premiers ordres en utilisant à nouveau la formule (12). Toutefois, on a constaté que pour les ordres plus élevés, les valeurs de kr pouvaient être déduites d'une extrapolation affine avec: kr (2D) = 0,995.(M-2)+2, 355 (pour M>2) et kr (3D) = 1,015.(M-2)+2,836 (pour M>2). On précise que dans ce cas, les valeurs ainsi déduites et que l'on appellera fpmax(M) pourraient être substituées aux valeurs flim(m=M-t) utilisées dans la suite pour obtenir plus de précision. On indique que la valeur fpmax(t) pour l'ordre M=1 permet d'ailleurs de définir la valeur manquante fijm(m=o> M 1 2 3 4 5 kr (pM max) 1.405 2.355 3.417 4.429 5.393 kr (pMt3D} max) 1.699 2.836 3.919 4.981 6.031 M 6 7 8 9 10 kr (pM max) 6. 404 7.409 8.357 9.347 10.345 kr (pM(3 max) 7.074 8.110 9.132 10.147 11. 171 On retiendra que, pour toutes les fréquences f supérieures à la fréquence limite fin,( (ou pour k5krijm(m)), les composantes d'ordre m sont particulièrement bénéfiques à la reconstruction du champ sur un disque (ou une boule en 3D) de rayon p, et peu néfastes à ses propriétés en dehors de cette zone. En contexte d'acquisition, pour la définition des filtres passe-haut, en plus de la taille de la zone de reproduction visée (avec prise en compte d'un rayon limite), il est avantageux de tenir compte des caractéristiques du dispositif microphonique (dimensions, bruit de fond des microphones, et autre). On suppose que la taille du dispositif est petite devant la distance des sources. Les ondes captées seront donc considérées comme planes. Pour définir l'utilité des composantes de différents ordres m en fonction de la fréquence et sur une zone de rayon donné, on se base sur un critère d'erreur. On introduit par exemple à cet effet une erreur moyenne quadratique normalisée, calculée sur l'enveloppe de la zone de reconstruction visée, soit notamment une sphère (de rayon reible) si l'on considère une approximation "3D" ou un cercle horizontal si l'on considère une approximation "2D". Puisque l'on a affaire à des ondes planes, la portée de l'approximation est proportionnelle à la longueur d'onde et l'on peut définir cette erreur en fonction du produit krcible (proportionnel à la fréquence et au rayon) de façon générique pour chaque ordre de troncature M: PM (kib eu) P(1 c,bieü)Is dû eM (krcible) - z JlP( e,breü)I dû où ü parcourt la sphère (respectivement le cercle) unité pour l'approximation "3D" (respectivement "2D"). Pour chaque ordre M, cette erreur est une fonction croissante de krcible jusqu'à une valeur de l'ordre de grandeur de 1 atteinte pour des fréquences et/ou rayons à partir desquelles on considère que l'approximation du champ est totalement erronée. En général, cette erreur commence par croître doucement sur une plage de valeurs de krcible relativement petites. Puis, elle croît assez fortement avant d'atteindre un maximum. Enfin, cette erreur est d'autant plus faible, pour une valeur krcible donnée, que l'ordre de troncature considéré M est grand. On se donne un seuil de tolérance d'erreur tol (inférieur à l'erreur maximale observée), jusqu'auquel on considère que l'approximation est satisfaisante. On déduit alors des valeurs limite kr,,,ic(M) de krcible pour lesquelles l'erreur atteint ledit seuil. En choisissant de surcroît un rayon limite rcible pour la reproduction, on calcule aisément pour chaque ordre M la fréquence f,,,ic (M) au-dessus de laquelle les composantes d'ordre M sont utiles à la reconstruction sur la zone ciblée. On spécifie ainsi qu'à partir de cette fréquence, la courbe d'égalisation théorique d'ordre M montrée sur la figure 4 doit être préservée, en phase et en amplitude. En revanche, à la fréquence fr,ic(M), les composantes d'ordre M+1 ne sont pas indispensables à la reconstruction compte tenu du seuil de tolérance fixé. Considérant des composantes d'ordre M, on recommande donc d'atténuer, fortement si nécessaire, les courbes d'amplifications de l'égalisation théorique (de la figure 4) à la fréquence fmiô M 1), l'atténuation devenant de moins en moins prononcée lorsque la fréquence augmente jusqu'à fmic(M). La précision de la reproduction sonore qu'il est possible d'atteindre dépend en partie de la taille du système d'acquisition. En effet, si celle-ci est petite, les ordres élevés, particulièrement en basse fréquence, ne seront que très faiblement présents dans le champ sonore capté et leur estimation sera d'autant plus difficile. Lorsque l'on reporte ces fréquences sur les courbes de niveau de bruit des signaux résultant de l'égalisation théorique, on y repère des niveaux maximaux. Si l'on juge ces niveaux excessifs, on pourra refaire une estimation des critères requis, notamment en termes de rayon cible et/ou de seuil de tolérance à l'erreur, afin d'obtenir un niveau de bruit maximal acceptable. On définit ainsi les filtres passe-haut à utiliser pour corriger les courbes d'égalisation théorique telles montrées sur la figure 4, préférentiellement de la façon suivante: à partir d'un rayon limite et d'une erreur de reconstruction, on déduit, selon la méthode présentée plus haut, les fréquences de coupures de chaque ordre. Le choix de ces deux paramètres (rayon limite et erreur) contient en lui les limites intrinsèques du système d'acquisition (dimensions, bruit de fond des microphones, etc). On décrit ci-après le contexte de l'encodage d'une source virtuelle, en tenant compte de la détermination des fréquences limites expliquée ciavant. Pour l'encodage de sources virtuelles (en particulier pour une synthèse de fronts d'onde, notamment sphériques), on rappelle que le domaine spatial de représentation, donc de reconstruction possible, est limité par une condition d'exclusion des sources sonores. En particulier, avec une approche basée sur les harmoniques sphériques, ce domaine est au mieux une boule en 3D (ou un disque en 2D) centrée sur le point de référence où la ou les sources sont exclues. On peut donc définir la zone de reconstruction limite (ou visée) par un rayon légèrement inférieur à la distance de la source: rl;m a.p avec a De manière générale, on propose différents choix pour fixer des rayons limite: soit indépendamment de la restitution: ce rayon limite ne dépend alors que de la distance p de la source, soit en considérant que la zone de reconstruction doit être délimitée par les haut-parleurs (disposés à un rayon R du point d'écoute 0'), en excluant la 5 source encodée, soit encore en considérant une zone d'écoute de rayon R' inférieur au rayon R de la zone délimitée par les haut-parleurs et excluant la source encodée. On choisit ici de développer le premier choix. On comprend que les traitements appropriés aux deux autres choix se déduisent facilement du traitement appliqué pour le premier choix, par exemple par adaptation d'un paramètre de distance min(p, R) ou min(p, R') au lieu de p. Dans l'exemple décrit, on considère une source monopolaire et ponctuelle. Bien 15 entendu, on prévoit une généralisation de ce traitement au cas de sources multipolaires ayant une certaine directivité, ou ayant une certaine extension dans l'espace. L'objectif est de définir des filtres passe-haut qui sont combinés, soit aux filtres encodeurs de distance H. (équation (6)), soit directement aux fonctions de transfert de champ proche Fm (équation (4)), lorsque la combinaison donne lieu à un filtre stable. Les filtres résultants sont à substituer aux filtres Hm(z) (du module d'encodage de distance 31) dans le schéma d'encodage spatial de la figure 3A. Dans le deuxième cas et suivant le nombre N de sources à encoder, la compensation du champ proche des haut-parleurs est avantageusement appliquée sur K composantes spatiales résultant de l'encodage de l'ensemble des sources, plutôt que sur les NxM signaux traités par les N modules d'encodage de distance (un module comprenant M filtres, montrés sur la partie gauche de la figure 3A, pour chacune des N sources). Différents critères sont proposés ci-après pour déterminer les propriétés des filtres 30 passe-haut en fonction du rayon de reconstruction visé, et plus particulièrement en fonction de la distance de la source virtuelle. Typiquement, les propriétés suivantes doivent être prises en compte: les fréquences limite au-dessus desquelles il est important de préserver les propriétés de phase et d'amplitude des fonctions de transfert de champ proche Fm(co), la pente de ces filtres en basses fréquences, la "rapidité" d'établissement de cette pente, une fois la fréquence descendue en dessous de la fréquence limite évoquée plus haut, l'ordre de chaque filtre (par rapport à l'ordre m des composantes concernées), 10 ainsi que sa forme (à réponse impulsionnelle finie ou infinie, cascade de cellules, ou autres), l'amplification maximale et la largeur de la plage de fréquences où elle apparaît, l'amplification résultante après recombinaison (décodage spatial) des 15 composantes spatiales, représentative du niveau des signaux pour la diffusion électro-acoustique, les propriétés du champ recomposé : o au-delà de la zone limite de reconstruction valide: on s'intéressera notamment au cas critique de sources simulées à l'intérieur du réseau de haut-parleurs (on évite en particulier à l'auditeur une sensation auditive désagréable lorsqu'il se trouve hors de la zone de reconstruction valide possible, c'est-à-dire plus loin du centre O que ne l'est la source virtuelle), o on introduit un critère de focalisation de l'énergie, de préférence sur le lieu de la source virtuelle. Dans la suite, on s'intéresse particulièrement au cas d'une source virtuelle pouvant être à l'intérieur du réseau de haut-parleurs. 25 Le premier critère concerne la pente du filtre passe-haut. La pente de -m. 6dB par octave (due à la fonction de champ proche Fm(kp)) doit être redressée. A cet effet, on met en jeu un filtre passe-haut d'ordre supérieur ou égal à l'ordre courant m, donc avec une pente d'au moins m. 6dB/octave. On a vu dans le cas des figures 7A à 7D que le rendu optimal prévu d'après le critère de focalisation d'énergie sur la source virtuelle, a lieu pour M=8. En effet, on constate expérimentalement ce résultat dans les mêmes conditions. En reprenant l'exemple d'une distance de source p=lm, les figures 8A à 8D reportent les fréquences limite fiim(m) sur les courbes de champ proche Fm(kp). Les losanges reflètent donc un niveau d'amplification "suffisant" des composantes. Ce niveau est atteint lorsque l'on tronque la représentation (2D (figures 8A et 8B) et 3D (figures 8C et 8D)) de façon optimale au sens du critère de focalisation d'énergie sur le lieu de la source virtuelle (comme on l'a vu en référence aux figures 7A à 7D). On voit que ce niveau est très modéré (autour de 3 à 4 dB) et augmente très peu avec l'ordre m. On constate également qu'à niveau similaire, la phase en ces fréquences limite évolue quant à elle suivant une loi quasilinéaire avec l'ordre m. On souligne que pour la reconstruction correcte de l'onde et de sa courbure, la préservation de la phase est essentielle dans la bande des hautes fréquences qui n'est pas atténuée. Plus particulièrement, sur la figure 8A, on a représenté l'amplitude et, sur la figure 8B, la phase des fonctions de transfert de champ proche Fm(kr) (cas 2D), pour des ordres m allant de 1 à 20 (les courbes se présentant de gauche à droite). Pour chaque ordre m, les carrés (respectivement les losanges) signalent les valeurs de fréquence où la contribution Jm(kr).Fm(kp) d'ordre m (respectivement d'ordre m-1) est maximale à l'endroit de la source virtuelle (r=p). Les figures 8C et 8D reprennent ces paramètres mais pour des maxima calculés sur les jm(kr) Fm(kp), selon une approximation de représentation 3D et non plus 2D. Dans un choix de mise en oeuvre préférée, on propose comme substituts aux filtres de champ proche Fm, de réaliser des filtres Dm qui leur soient sensiblement conformes pour les fréquences respectivement supérieures à fffim(m-1) et dont le spectre d'énergie décroît en dessous de ces fréquences pour atteindre un niveau négligeable aux fréquences respectives fiim(m"2). Sur la figure 9A (illustrant les filtres mis en jeu pour la simulation d'une source à p=lm), les fréquences limite et de réjection sont marquées par des barres verticales discontinues, pour les fonctions pures de filtrage passe-haut au sens de l'invention, en fonction de l'ordre m (1,2, 3,...,20) croissant de la gauche vers la droite. On a représenté sur la figure 9B les réponses des fonctions de champ proche Fm "corrigées" par un filtrage passe-haut H(m) au sens de l'invention. Les fonctions de champ proche "non-corrigées" sont laissées en traits pointillés pour la comparaison. On observe que conformément aux contraintes fixées ci-avant, l'association Fm.H(m) provoque une réjection des modes d'ordre m à la fréquence frei(m) à un niveau d'environ 5 à 6 dB. On note enfin que ces "moyens de filtrages" résultants n'impliquent qu'une amplification maximale modeste, du même ordre de grandeur (environ 4dB) pour tous les ordres m, en s'étalant sur le spectre fréquentiel. Une propriété intéressante est que les "bosses" (maxima des fonctions de transfert corrigées) ainsi formées dans les spectres d'amplitude des fonctions de transfert Dm se "relaient" d'ordre m en ordre m+l. De cette façon, l'amplification globale, par recombinaison des composantes spatiales lors du décodage spatial, se répartit mieux sur l'échelle des fréquences. Ce critère est dénommé "tuilage des bosses d 'amplification". Dans une réalisation particulière, on considère les critères suivants comme paramètres d'optimisation conjointe et non plus nécessairement comme des valeurs fixées a priori: rapidité de transition entre les pentes, fréquence limite de respect des propriétés de champ proche (impliquant une qualité de la reconstruction sur le disque qui exclut la source virtuelle), propriétés globales du champ reconstruit (avec positionnement du point de focalisation d'énergie, éventuellement déplacé par rapport à la source virtuelle). De manière générale, cette réalisation offre l'avantage de mettre en jeu des filtres moins complexes en termes de nombre de coefficients, qui, en contrepartie, ont une rapidité moindre pour compenser et inverser la pente du spectre d'énergie, présentant donc une transition moins franche. Le problème à résoudre ou optimiser se formalise mathématiquement en considérant 15 une variante de la série tronquée j (équation (9) ci-avant) , ou encore pr en 3D (équation (10)), où les termes sont pondérés par les fonctions de transfert des filtres passe-haut à optimiser. On note désormais H(m)(f) ou encore H(m)(kp) ces filtres passe-haut à combiner aux fonctions de champ proche Fm(kp). La série tronquée et pondérée a pour expression (sur le demi axe 0=0 dirigé vers et passant par la source virtuelle) : pM(r) =SJo(kr)+jm.Jm(kr)ÉFm(kp)ÉH(m)(kP)J (13) m=1 Le lieu r du maximum de cette série dépend des filtres passe-haut H(m). On cherche à ce que ce lieu r soit proche de p pour chaque fréquence. Pour une structure de filtre donnée, on prévoit d'appliquer un algorithme d'optimisation sous contrainte incluant ce critère. On vise préférentiellement la réalisation de filtres numériques. Néanmoins, on indique plus loin que des filtres analogiques peuvent être prévus suivant les mêmes optimisations que pour les filtres numériques. On envisage différentes structures de filtres: Dans un mode de réalisation, on réalise les filtres (en particulier un filtre par ordre m de composante) combinant la fonction de champ proche Fm et le filtrage passe-haut H(m) sous la forme d'une réponse impulsionnelle finie (RIF), donc non-récursive. Dans une variante, on réalise ces filtres sous forme de réponse impulsionnelle infinie (RII), donc récursive. Dans une autre variante, on réalise une batterie de filtres dans son ensemble sous une forme factorisée comprenant un ensemble de filtres RII mis en cascade et contribuant simultanément à plusieurs sorties de la batterie de filtres. On envisage également des modes de réalisation similaires combinant les fonctions d'égalisation avec des filtres passe-haut. On propose les solutions suivantes (avec amélioration graduelle) : - Un filtre (par composante ou, plus préférentiellement, par groupe de composantes de même ordre m) combinant l'effet de champ proche de la source encodée, la pré-compensation du champ proche des haut-parleurs de restitution, et un filtrage passe-haut d'ordre supérieur ou égal à 1. En fait, il est recommandé que le filtre passe-haut soit d'ordre au moins égal à m pour compenser la pente d'amplification assez rapidement; - Pour chaque ordre m, un filtre combinant l'effet du champ proche (filtre d'ordre m) avec un passe-haut d'ordre supérieur ou égal à m et de pente dans les basses fréquences au moins égale à m x 6dB/octave. Il s'agit donc d'un filtre stable et non plus intégrateur. L'ensemble de ces filtres constitue un premier module d'encodage de distance, appliqué séparément à chaque source. La compensation de champ proche peut alors être appliquée ensuite, après mixage des résultats d'encodage spatial des différentes sources, le cas échéant seulement au moment de la restitution; - Une solution de même type que la précédente, où l'on met en oeuvre préférentiellement des filtres d'ordre au moins 2m, afin non seulement de redresser la pente d'amplification mais de l'inverser pour que les composantes spatiales aient une énergie faible, voire négligeable, dans un domaine de basses fréquences où elle ne sont pas jugées utiles; - Une batterie de filtres traduisant le champ proche (avec une sortie par ordre). On prévoit ici une cascade de cellules intégratrices d'ordre 1 inspirée d'une 'factorisation imbriquée" de l'expression mathématique de la fonction de transfert, avec une combinaison à chaque cellule intégratrice d'un filtre passe-haut d'ordre égal ou supérieur à 1 et de pente au moins égale à 6dB/octave dans les basses fréquences. On notera avec intérêt que l'association du filtre passe-haut et de l'intégrateur d'ordre 1 est de coût sensiblement égal au filtre passe-haut lui-même (par simplification du numérateur et du dénominateur) ; - Une structure de filtres généralisant la structure précédente, où des passe-haut sont éventuellement introduits au passage de chaque étage (d'ordre m à m+l) de la batterie de filtres, appliqués aux signaux émanant des étages "supérieurs" (m inférieurs) et réutilisés pour les étages "inférieurs" (m supérieurs). On rappelle que ce sont les fonctions F. qui sont "pondérées" par les filtres passe-haut, et non pas les fonctions Hm, lesquels contiennent en plus la compensation de champ proche des haut-parleurs. Cette compensation de champ proche est appliquée ensuite, soit directement en sortie du module d'encodage de distance, pour chaque source, soit communément à toutes les sources encodées en aval des modules d'encodage spatial, soit encore seulement au moment du décodage spatial, pour la restitution. Pour la détermination des coefficients des filtres mis en jeu, on prévoit la mise en oeuvre de procédures de type "optimisation sous contrainte", avec combinaison d'un ou plusieurs critères et contraintes d'optimisation, parmi les suivants: Le critère de préservation des propriétés de champ proche (phase et amplitude des fonctions de transfert Fm(co)) dans les domaines haute fréquence jugés utiles pour chaque ordre de composante spatiale. La limite fréquentielle est définie suivant la taille de la zone de reconstruction "valide" visée; Le critère de compensation/redressement "rapide" de la pente des fonctions de transfert de champ proche Fm(c0) en dessous de la limite fréquentielle définie ci- dessus, de sorte que l'amplification maximale soit réduite; Le critère de focalisation d'énergie sur le lieu de la source virtuelle; Un critère de contrôle de la coloration spectrale dans les signaux résultant de la recombinaison des composantes spatiales (décodage spatial) et lors de la diffusion acoustique de ces signaux; Une éventuelle contrainte de la structure de filtre. Dans le cas de filtres RII, on prévoit également de rendre paramétrable le réglage des coefficients des filtres. Une fois l'optimisation réalisée pour une distance de source donnée (par exemple une distance de référence) , on déduit les coefficients pour toute autre distance par application d'un facteur d'échelle sur l'axe des fréquences. Dans un mode particulier d'optimisation, on réalise une optimisation pour des filtres analogiques (en temps "continu" et non discret). On définit ensuite analytiquement les coefficients en fonction de la distance (par distorsion de l'échelle des fréquences), et l'on revient au domaine numérique en faisant une transformée bilinéaire classique. On décrit ci-après une structure factorisée de filtres, dans un mode de réalisation actuellement préféré de l'invention. La fonction de transfert traduisant le champ proche est identifiée sous la forme: Fm (z) = E C. r 1 1+ z-; n=o 4zfs z- avec z =pic Un traitement de factorisation imbriquée (pour "nested factorization") donne: rm(z)=1+I (z)!1Cm1+l(z){Cm2+l(z)(Cm3+Ii(z)(Cm4+...) )/), (15) 1 1+z-' 25 avec comme cellule intégratrice d'ordre 1: I, (z) = 4zfs 1 z 1 (14) (m+n)! On note aussi que C. = (m n)!n! Pour l'implémentation du banc de filtres rm(z), la factorisation imbriquée (équation (15)) suggère une structure globale efficace avec cascade de cellules I1 d'ordre 1, comme représenté sur la figure 10, sur laquelle on a représenté une structure optimale d'une batterie de filtres traduisant les fonctions de champ proche rm(z), directement tirée d'une factorisation imbriquée. On associe à chaque cellule Il un filtre passe-haut, de sorte que l'effet de champ proche jugé "utile" soit préservé au-delà de fréquences limites définies pour chaque ordre, et qu'en deçà de ces fréquences, la pente (cause d'amplification excessive) soit compensée assez rapidement. Une propriété commune des filtres passe-haut, dans une implémentation ou dans une autre, est de comporter un zéro à la fréquence nulle (soit en z=1), qui compense le pôle de Il. En notant H(m,m}(z) le filtre passehaut associé à la mème cellule cascadée Il de la figure 10, on substitue finalement à celle-ci le filtre L(m)(z)=H(m'm)(z),I1(z). On notera que par simplification du terme (1-z"1) au numérateur et au dénominateur, le filtre résultant L(m)(z) est de coût de réalisation voisin de celui du filtre passe-haut H(m)(z). On propose de surcroît de "distribuer" l'amplification par les gains Cmn en remplaçant chaque gain Cm,m par un facteur C'm,m =Cm,m/Cm-i,m_1 introduit dans la cellule F1 de la ligne correspondante, et en corrigeant les autres gains Cm,n par un remplacement par C'm,n =Cm,n/Cn,nÉ Avantageusement, on économise M gains, en mettant en jeu des gains raisonnables, les gains C. atteignant des valeurs très élevées m et n croissent. On obtient alors une structure de filtre du type représenté sur la figure 11, dont le principe suit celui de la structure représentée sur la figure 10 mais dont les cellules intégratrices sont associées à des redresseurs (ou "stoppeurs") de pente dans les basses fréquences. Les filtres présentés ici sont stables, même avec des passe-haut d'ordre 1 seulement. On propose donc d'introduire des cellules passe-haut d'ordre 2 plutôt que d'ordre 1. Bien qu'impliquant un coût de traitement supplémentaire, ce dernier reste toutefois avantageux. On propose également ci-après un filtre plus général tel que représenté sur la figure 12 offrant plus de liberté sur les propriétés finales des filtres. On introduit en effet des cellules de traitement H(m'n} dans des embranchements de la structure de filtres qui permettent notamment de répercuter une atténuation, dans les basses fréquences, dans les différents signaux qui composent chaque sortie de la structure, ce que ne permet pas la structure décrite ci-avant en référence à la figure 11. Ces cellules H(m'n) sont typiquement des filtres de type passe-haut, mais aussi, le cas échéant des filtres dits "bypass" (avantageusement sans coût de traitement supplémentaire). On a représenté sur la figure 12 cette structure de filtre à forme factorisée et généralisée 15 de la batterie de filtres selon la structure de la figure 11. Dans le cas où pour un indice m, le filtre H(m,m-i) opère déjà une atténuation dans les basses fréquences avec une pente d'au moins 6dB/octave, on envisage éventuellement de définir la cellule L(m)=I1. H(m'm) avec une fonction H(m'm) qui soit d'ordre 0, et notamment l'identité. On propose par ailleurs une factorisation des gains C',,,,,. On propose en effet de distribuer les C',,,,, en gains C".= dont certains sont avantageusement intégrés au filtres passe-haut H(m,n). Ainsi, selon l'un des avantages que procure la présente invention: - pour l'encodage de sources virtuelles, les caractéristiques d'amplification et de puissance électro-acoustique requises sont moins grandes, mais permettent de décrire de façon satisfaisante les propriétés spatiales voulues (reconstruction du champ sur une zone d'écoute visée, préservation de la courbure des fronts d'onde), - les propriétés spatiales du champ hors de la zone de reconstruction valide, lorsque la zone d'écoute va au-delà (cas de sources proches, intérieures au réseau de haut-parleurs), sont telles que l'on peut éviter la formation d'interférences de forte énergie et y limiter la sensation auditive de coloration, - lorsque la source virtuelle est à l'intérieur du réseau de haut- parleurs, le champ acoustique reconstruit présente un point de focalisation en énergie (avec un maximum local) sur le lieu de la source virtuelle, avec un effet réaliste notamment lorsque la source virtuelle se déplace parmi l'auditoire, - le coût de calcul économique de la batterie de filtres d'encodage de distance, s'appuyant avantageusement sur une factorisation d'opérations. En particulier dans le cas d'une combinaison avantageusement factorisée avec un traitement de compensation de champ proche. Dans ce cas, cette combinaison est appliquée aux composantes spatiales résultant de la sommation des sorties des modules d'encodage spatial des différentes sources (encodage directionnel et en distance). On met alors en jeu un filtre d'ordre m par composante d'ordre m. En appliquant la compensation de champ proche dès l'encodage de distance de chaque source, on ne met en jeu qu'un filtre d'ordre m par groupe de composantes d'ordre m et par source, de façon particulièrement avantageuse. En fonction du nombre N de sources à encoder, de l'ordre maximal M et de la caractéristique 2D ou 3D, on définit un traitement de compensation de champ proche, soit en aval de l'encodage de toutes les sources, soit au sein même du module d'encodage, de sorte que le calcul puisse être le moins coûteux. La présente invention trouve des applications notamment à la prise de son musicale ou documentaire (partage d'ambiance sonore immersive), ou autre. Il peut être prévu un 25 moyen de mixage pour production audio ou audiovisuelle, réalité virtuelle ou augmentée, spectacles avec moyens électroacoustiques, compositions multimédia, ou autre, utilisant un traitement au sens de l'invention. REVENDICATIONS, 1. Procédé de traitement de données sonores, dans lequel: a) on code des signaux représentatifs d'au moins un son se propageant dans l'espace tridimensionnel et issu d'une source située à une distance (p) d'un point de référence (0), pour obtenir une représentation du son par des composantes (B,,,,,6) exprimées dans une base d'harmoniques sphériques d'ordres (0,1,...,m,..., M) respectifs et d'origine correspondant audit point de référence (0), b) et, notamment pour corriger un effet de champ proche, on applique une atténuation de l'amplitude desdites composantes (B,,,,,6) relativement dans une gamme de basses fréquences s'étendant sensiblement, pour chaque composante, jusqu'à une fréquence haute (fl;m(m)) définie en fonction de: - l'ordre m de cette composante, et - de ladite distance (p) entre la source et le point de référence (0). 2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite fréquence haute est croissante avec l'ordre m de la composante associée, et en ce que l'on applique auxdites composantes des moyens de filtrage passe-haut en fréquences présentant, pour chaque composante courante d'ordre m, une fréquence de coupure voisine de ladite fréquence haute associée à cette composante courante d'ordre m. 3. Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce que les moyens de filtrage passe-haut présentent une pente croissante avec la fréquence et s'étendant, pour une composante courante d'ordre m à filtrer, sur une plage en fréquences délimitée sensiblement, d'une part, par la fréquence haute associée à une composante d'ordre m-1, et, d'autre part, par la fréquence haute associée à ladite composante courante d'ordre m (figure 9A). 4. Procédé selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que les amplitudes (Jm(kr)) des composantes respectives d'ordre 1,2,...,m, m+1,...,M présentent, pour une fréquence donnée, un maximum en fonction d'une distance de restitution (R) définie entre un dispositif de restitution et un point d'écoute, et en ce que ladite fréquence haute associée à une composante d'ordre m+l correspond sensiblement à ladite fréquence donnée si l'amplitude d'une composante d'ordre immédiatement inférieur m est maximum pour une distance de restitution (R) correspondant sensiblement à ladite distance (p) du point de référence (figures 7A-7B). 5. Procédé selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que l'on forme un cumul d'amplitudes de composantes d'ordres respectifs 1,2,.. .,M et l'on détermine la fréquence acoustique pour laquelle ce cumul atteint un maximum pour une distance de restitution (R) correspondant sensiblement à ladite distance (p) du point de référence, et en ce que ladite fréquence acoustique correspond sensiblement à la fréquence haute associée à la composante d'ordre M dudit cumul. 6. Procédé selon l'une des revendications 4 et 5, caractérisé en ce que la variation de ladite fréquence haute est sensiblement affine avec l'ordre de la composante courante associée (m; M). 7. Procédé selon l'une des revendications 2 à 6, caractérisé en ce que l'on applique séparément un filtre passe-haut pour chaque groupe de composantes d'un même ordre m. 8. Procédé selon l'une des revendications 2 à 7, caractérisé en ce que les moyens de filtrage appliquent auxdites composantes une amplification maximale, sensiblement d'un même ordre de grandeur pour tous les ordres 1, .,M desdits composantes...CLMF: 9. Procédé selon l'une des revendications précédentes, dans lequel on combine 30 l'atténuation de l'étape b) à un autre traitement choisi, notamment une égalisation desdites composantes et/ou une précompensation d'un effet de champ proche (NFC) et/ou une modélisation d'un champ proche pour encoder une source virtuelle. 10. Procédé selon l'une des revendications 2, 3, 4 et 6 à 8, prises en combinaison avec la revendication 9, caractérisé en ce que l'on applique un filtre en cascade comportant une pluralité de sorties délivrant chacune un signal propre à un groupe de composantes filtrées, de même ordre m, pour réaliser à la fois l'atténuation de l'étape b) et l'encodage d'une source virtuelle avec modélisation d'un champ proche. 11. Procédé selon l'une des revendications 1 à 9, dans lequel on applique l'atténuation de l'étape b) à des composantes issues d'une pluralité de signaux acquis par une prise de son, caractérisé en ce que ladite distance (p) entre la source et le point de référence (0) est définie par un rayon caractéristique d'une zone de représentativité d'un champ sonore spatial. 12. Procédé selon la revendication 11, prise en combinaison avec la revendication 9, caractérisé en ce que le traitement d'égalisation et/ou de précompensation d'un effet de champ proche, appliqué auxdites composantes, est corrigé par un filtrage passe-haut pour appliquer l'atténuation de l'étape b). 13. Procédé selon l'une des revendications 1 à 10, dans lequel ladite source est une source sonore virtuelle modélisée avec un effet de champ proche, caractérisé en ce que l'on applique, à fréquences croissantes, une atténuation dans les basses fréquences suivie d'un pic d'amplification à ladite fréquence haute (figure 9B). 14. Procédé selon la revendication 13, caractérisé en ce que l'on applique sensiblement une même amplitude de pic, inférieure ou de l'ordre de 5dB, pour tous les ordres 1,.. .,m, ...,M desdites composantes. 15. Procédé selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que l'on applique le filtrage passe-haut à des signaux de composantes, destinés à être traités ensuite pour alimenter un dispositif de restitution.