Brevet FR2860669A1 — publié le 20050408

La présente invention concerne une méthode pour restaurer des signaux numérisés qui sont déformés suite à leur transmission sur des câbles de transmission, notamment sur des câbles reliant des équipements de mesure descendus dans des puits à une installation de surface. La méthode selon l'invention peut trouver des applications dans de nombreux domaines où l'on utilise des câbles de transmission dont la bande passante est insuffisante pour le débit d'information qu'on cherche à leur appliquer, et notamment des câbles de très grande longueur (plusieurs kilomètres). C'est le cas par exemple dans la transmission de données relevant de l'exploration ou la surveillance de zones souterraines qu'il s'agisse de gisements 15 d'hydrocarbures ou de réservoirs souterrains de stockage de substances diverses. Lorsque l'on désire effectuer des mesures et/ou des interventions dans des puits traversant une zone souterraine en cours d'exploitation par exemple, il est connu par exemple d'y descendre un ou plusieurs outils de mesure ou d'intervention suspendus à un câble multifonctions comportant plusieurs lignes permettant notamment des échanges de signaux entre les outils de fond (des capteurs sismiques, des capteurs d'état, etc.) et un équipement de surface, qu'il s'agisse de signaux de commande ou des données diverses reçues par les différents capteurs. Il est connu également d'associer des capteurs sismiques à l'extérieur d'un tube de grande longueur tel qu'un tubing, que l'on descend dans un puits pour les amener à une profondeur d'intervention où on les plaque contre la paroi du puits. Les capteurs sont reliés à un ou plusieurs dispositifs locaux d'acquisition et de transmission relié(s) à un système de commande et d'enregistrement en tête du puits par des lignes de transmission telles que des paires torsadées. Des agencements de surveillance où des capteurs sont conduits dans un puits associés à un tubing sont décrits par exemple dans les brevets suivants du demandeur: US 5 181 565, US 5 243 562, US 6 049 508. Les signaux échangés sont dans tous les cas numérisés avant leur transmission sur les câbles ou le lignes.. La longueur d'un tel câble ou de telles lignes peut atteindre plusieurs kilomètres surtout dans le cas de puits déviés pénétrant profondément dans un gisement et leur bande passante est souvent mal compatible avec les débits de transmission nécessaires. si bien que les signaux qui parviennent en surface sont parfois trop déformés pour être reconstitués. ETAT DE LA TECHNIQUE Il est connu d'intercaler sur les lignes de transmission agissant comme des filtres passe-bas, des filtres actifs de type analogique à base de résistances et capacités, calculés pour élargir la bande passante globale. Par le brevet FR 2 675 974 du demandeur, on connaît par exemple une méthode de transmission de signaux numérisés sur un câble multifonctions qui comporte essentiellement le codage des signaux à transmettre par des tensions de codage multiniveaux et l'adjonction aux lignes du câble, de circuits de correction pour élargir leur bande passante de façon qu'elle corresponde sensiblement à celle d'un filtre de référence tel qu'un filtre de Bessel, au moins dans une certaine bande de fréquence de part et d'autre d'une fréquence de coupure déterminée qui dépend du nombre de tensions de codage et des paramètres d'amplification des signaux. Les filtres analogiques présentent certains inconvénients. L' adaptation aux changements de caractéristiques du câble (changement du câble ou variation de la longueur utilisée) il faut calculer les nouvelles valeurs des éléments passifs des cartes électroniques et les changer. Quand un même câble est utilisé pour transmettre des données de plusieurs outils de fond inégalement distants de la surface, il faut prévoir plusieurs cartes adaptées à chacune des distances ou choisir des filtres convenant plus ou moins pour les transmissions de données depuis tous les outils. En outre, les filtres analogiques sont sensibles aux variations de température et à l'état des connecteurs souvent intercalés sur les lignes. En téléphonie mobile, il est maintenant d'usage courant d'inclure des filtres numériques destinés à corriger les aléas de transmission entre les antennes relais et les 5 postes individuels mais ce filtrage numérique est adapté pour le mode de transmission par voie hertzienne et pour le taux d'erreur brut de transmission admissible dans les échanges qui est de l'ordre de quelque 10-3. LA METHODE ET LE DISPOSITIF SELON L'INVENTION La méthode selon l'invention permet de restaurer automatiquement des données émises par au moins une unité d'émission sur un câble de transmission et qui arrivent déformées après propagation à une unité de réception et d'acquisition du fait des capacités de transmission insuffisantes du câble. La méthode comporte essentiellement l'inclusion des données à émettre dans des trames d'émission où elles sont précédées de signaux de synchronisation, le calage sur les signaux de synchronisation de l'unité de réception et d'acquisition et la restitution des données émises, la transmission des données de mesure étant précédée d'une phase d'apprentissage au cours de laquelle on inclut dans les trames des données connues et où l'on procède après le dit calage à un ajustement progressif automatique des caractéristiques d'un égaliseur numérique dans l'unité de réception jusqu'à restitution des données connues. Suivant un mode de mise en oeuvre où plusieurs unités d'émission sont connectées au câble et inégalement distantes de l'unité de réception, on procède à autant de phases d'apprentissage qu'il y a d'unités d'émission avec détermination progressive pour chacune d'elles des caractéristiques de l'égaliseur numérique de l'unité de réception propres à restaurer les données connues. Les données émises sont par exemple des données de mesure produites par des capteurs sismiques ou des capteurs d'état connectés par le câble à une station d'acquisition sismique éloignée, tels que des capteurs descendus dans un puits au travers d'une formation souterraine. Le dispositif selon l'invention permet de restaurer automatiquement des données émises sur un câble de transmission par au moins une unité d'émission et qui arrivent déformées après propagation à une unité de réception et d'acquisition qui comprend des moyens de filtrage et des moyens de conversion analogique/numérique. L'unité d'émission comporte des moyens pour inclure les données émises dans des trames d'émission à la suite de signaux de"synchronisation et des moyens pour générer une séquence de données connues, et l'unité de réception et d'acquisition comporte un ensemble de filtrage numérique et de synchronisation adapté à recaler les instants d'échantillonnage des données reçues sur les signaux de synchronisation et un égaliseur numérique adapté à s'ajuster au mieux au cours d'une étape préalable d'apprentissage pour restaurer les données connues de la dite séquence déformées par la transmission. Suivant un mode d'implémentation l'unité d'émission comporte par exemple un codeur et des moyens pour émettre un signal de synchronisation rendu sensiblement sinusoïdal après sa propagation le long du câble, l'unité de réception comporte un filtre de réception passe-bande, un circuit de régulation de gain pour tenir compte de l'affaiblissement des signaux, un convertisseur analogique/numérique à sur-échantillonnage, et l'ensemble de filtrage numérique et de synchronisation comprend des moyens pour annuler le déphasage entre l'échantillonnage réalisé à la réception et celui convenant pour l'échantillonnage du signal de synchronisation rendu sensiblement sinusoïdal qui sert de référence. L'unité de réception comporte par exemple un élément de seuillage pour lever les incertitudes sur le niveau logique des signaux issus de l'égaliseur numérique. Le codeur est par exemple de de type bipolaire tel que le code HDB3, l'unité 25 d'émission étant adaptée à émettre une séquence de signaux de même niveau logique. On utilise de préférence un convertisseur analogique/numérique adapté à échantillonner les signaux à une fréquence au moins égale à deux fois la fréquence d'émission sur le câble des symboles traduisant les dites données; l'ensemble de filtrage numérique et de synchronisation comporte un filtre numérique recevant les échantillons issus du convertisseur analogique/numérique après décalage par un élément retard ajustable et un élément de synchronisation opérant à partir des échantillons pairs et impairs pour ajuster le décalage à appliquer par l'élément retard et un comparateur produisant les signaux appliqués à l'égaliseur. L'ensemble de filtrage numérique et de synchronisation est adapté par exemple à rendre sinusoïdaux les signaux de synchronisation et à sélectionner deux échantillons parmi au moins quatre échantillons prélevés sur chaque signal sinusoïdal. DESCRIPTION DETAILLEE La chaîne de communication numérique pour la mise en oeuvre de la méthode permet la transmission d'ordres depuis une installation de commande R à une extrémité comporte (figure 1) à une première extrémité d'un câble ou d'une ligne 3 vers une sonde ou appareil de mesure ou d'acquisition S et en retour la transmission des réponses de la sonde S aux ordres reçus sous la forme de trames d'émission. Les ordres sont émis vers la sonde S à une fréquence assez basse pour ne pas être perturbés par les limites des capacités de transmission du câble. La sonde S comporte un ensemble d'émission comprenant: a) un codeur 1 recevant les signaux ak numérisés émis par une sonde à une fréquence d'émission imposée (entre quelques centaines de kbits/sec à 1Mbit/sec avec le matériel de transmission courant utilisé dans les puits), ce codeur étant destiné à réduire la bande passante du spectre et à faciliter la reconnaissance du signal. Dans l'exemple il s'agit d'un codeur de type HDB3 bien connu des spécialistes dont les avantages sont que la valeur moyenne du signal est nulle et le nombre maximal de zéros consécutifs émis est au plus de trois. Chaque trame émise par une sonde est structurée comme illustré à la figure 2. Elle comporte une en-tête formée d'un train de 1 logiques, pour annoncer l'émission, un mot de synchronisation pour annoncer le début de l'émission, une étiquette, c'est-à-dire une suite de quelques dizaines de mots (de 16 bits par exemple) qui décrit la configuration de la sonde, le nombre de données émises, etc. Les données sont incluses après cet entête. Pour terminer cette trame, on ajoute un nouveau train de 1 logiques. b) un filtre 2 de mise en forme à l'émission adapté à convertir le signal numérisé codé en un signal analogique transmissible "sur la voie de transmission 5 (le câble ou les lignes). Le signal se modélise par un peigne de Dirac: Se (t) _ ak É 8(t kT) k Le signal analogique que l'on produit est constitué d'une suite d'impulsions réalisant le support physique des symboles [ak) émis, avec une répétition de période symbole T. Chaque impulsion est un multiple d'une forme d'impulsion de base he(t) schématisée à la figure 3 Le signal analogique est obtenu en convoluant Se(t) avec he(t) : On passe ainsi du signal numérique ak au signal analogique x(t) transmissible (figure 3 A, B). C'est ce signal analogique qui est émis sur le câble 3 où il va subir des pertes et des distorsions qu'il va s'agir de corriger. Ensemble de réception A l'autre extrémité du câble ou de la ligne, les signaux sont reçus (figure 1) par une unité de réception comprenant un filtre de réception passe-bande 4 formé d'un circuit de filtrage passebas destiné à limiter supérieurement la bande passante à la moitié de la fréquence d'échantillonnage Fe à laquelle fonctionne le convertisseur analogique-numérique disposé en aval du filtre (filtrage anti-repliement ou antialiasing), et d'un circuit de filtrage passe-haut destiné à éliminer le bruit à très basse fréquence, qui ne détériore pas les signaux codés en HDB3. Les signaux traversent ensuite un circuit de régulation de gain 5 suivi d'un convertisseur analogique/numérique 6. Le circuit de gain 5 amplifie le signal en sortie du câble avec un gain ajusté à la longueur du câble de transmission, de manière à occuper une grande partie de la plage d'amplitude du convertisseur analogique/numérique. II est à gain variable: l'amplitude du signal varie en fonction de la longueur du câble. Comme on va le décrire plus en détail dans la suite de la description, les signaux numérisés sont appliqués à une suite un ensemble de filtrage et de synchronisation 7 suivi d'un égaliseur numérique 8 destiné à compenser les déformations du canal de transmission, un circuit de seuillage 9 permettant de lever les indécisions sur le niveau logique du signal égalisé. Enfin, les signaux traverse un décodeur HDB3 10 qui restitue les données émises corrigées des effets de la transmission. L'égalisation réalisée paf l'égaliseur numérique 8 consiste à compenser les pertes, distorsions et bruits introduits par le canal de transmission et l'électronique en amont et en aval et ceci en annulant les interférences entre symboles (ci-après lES). Parmi les structures de filtres existantes, on choisit de préférence un filtre à réponse impulsionnelle finie (FIR) dont on adapte les caractéristiques par une procédure préalable d'apprentissage en envoyant sur la voie de transmission, une séquence connue stéréotypée de données dite séquence d'apprentissage. L'égaliseur reçoit la séquence déformée par la propagation et la reconstitue pour qu'elle corresponde avec une très grande précision (de l'ordre de 10-6 par exemple) avec la séquence d'origine. Les coefficients de l'égaliseur numérique 8 sont déterminés progressivement suivant un algorithme de minimisation. Parmi les méthodes de filtrage adaptatifs, on a choisi mais l'algorithme du gradient stochastique normalisé dit NLMS qui associé à un filtre FIR, s'est révélé économe en calculs et bien efficace dans le cas traité, celui d'un canal de transmission, qui est invariable ou tout du moins très peu variable dans le temps. Ce choix n'est nullement limitatif. Il s'agit donc de déterminer un filtre égaliseur A, tel qu'en filtrant les échantillons 25 reçus en sortie du câble rk par 0, on retrouve les symboles émis sk. La détermination de A se fait à partir d'une séquence d'apprentissage sk =s_apk qui permet d'identifier le filtre "inverse" du canal. L'identification se fait à partir du critère J suivant: J(0) = E[ (0*r)k s_apk ]=E[ s _ egalk s _ apk 2860669 8 L'égaliseur 8 est calculé par minimisation de la fonction J. Algorithme NLMS L'algorithme LMS est une approximation stochastique de l'algorithme du gradient déterministe. Le principe est le suivant: à chaque itération de l'algorithme les pondérations évoluent dans la direction du minimum de la fonction de coût J, c'est-à-dire dans le sens inverse du gradient: ek = ek 1 du É o(J(ek1 Si on développe l'expression du gradient de l'erreur quadratique, on obtient VJ(û) = VE[I1(0 * r)k s_ apk ll2] = -2E[Rk É ek] où Rk = [rk, rk_l,..., rk_M]T regroupe les derniers échantillons observés et ek est l'erreur entre s _ egalk et s_ apk. L'approximation stochastique utilisée dans le LMS consiste à remplacer OJ(0) = -2. E[Rk ek] par VJ(9) = -2 É Rk É ek. Autrement dit, on considère le gradient instantané plutôt que son espérance, qui est complexe à estimer. L'algorithme devient donc: T ek =Sk -Rk.ek-1 ek -ek 1+IuÉRk.ek La vitesse de convergence dépend beaucoup de la valeur du pas . Le NLMS a la propriété d'avoir un pas qui varie avec la puissance du signal: cela permet alors d'être adapté à la dynamique du signal. le pas t est donc de la forme a où c est la ( / 3 + o - ) puissance du signal. Cet algorithme implique donc une phase d'apprentissage où les symboles émis Sk sont connues et que l'on nomme alors, durant cette phase, s _ apk. Schématiquement, l'algorithme se présente de la manière illustrée à la figure 4 et on l'implémente suivant le schéma de la figure 5. Il est important de noter que l'égaliseur obtenu est alors un filtre qui travaille à la fréquence Fb d'émission du symbole. Au début de la phase de réglage préalable, avant donc la séquence d'apprentissage relative à l'égaliseur numérique, on commence par ajuster le gain du circuit de réglage de gain pour compenser l'affaiblissement effectif par le câble de l'amplitude des signaux transmis. Le circuit de seuillage Le circuit de seuillage 9 en aval de l'égaliseur (figure 1), a pour but de "décider" si la sortie de l'égaliseur est +1, 1 ou O. Il opère par simple comparaison à deux seuils (2 entre 0 et +1, 2_ entre 0 et -1) qui délimitent alors trois zones. On cherche ici à déterminer les deux seuils qui permettent de minimiser la probabilité d'erreur lors de la décision. Si l'on suppose qu'il n'y a un risque d'erreurs qu'entre deux symboles voisins (donc entre 0 +1 et 0 -1), il suffit alors de déterminer le seuil /1+ en ne tenant compte que des propriétés des symboles 0 et +1, on en déduira alors 2_ puisque par symétrie des rôles 2 -2+ En sortie de l'égaliseur numérique, on suppose que s _ esté est de la forme suivante: s_estk = go.sk +bk En effet, l'égaliseur annule les lES et donc s _ estk est, à un facteur de bruit près, proportionnel au symboles d'émission codé en HDB3 sk. Puisque l'égaliseur tend à diminuer l'erreur entre s _ esté et sk, on peut supposer que go =1. On fait également' l'approximation que bk est un bruit blanc avec une puissance 662 telle que RSB = 20, soit 662 = 0.07 Deux hypothèses sont alors possibles: H : s _ esté = 0 (avec une probabilité po) H, : s _ esté = +1 (avec une probabilité pl) Ha H1 On utilise le critère statistique suivant: s _ esté 2 et on cherche le 2 optimal soit 2 = 2+ . On utilise alors le Critère de Neyman-Pearson bien connu des gens de l'art pour diminuer la probabilité d'erreurs Pe et si l'on estime que p0 = 1,6, on aboutit aux valeurs numériques théoriques 2+ = 0,533 et À_ = -0,533 valeurs qui peuvent être ajustées lors de la réalisation pratique du dispositif. 10 L'ensemble de filtrage et de synchronisation Les échantillons rk appliqués à l'entrée de l'égaliseur numérique doivent correspondre à la fréquence Fb d'émission des symboles sur la voie de transmission. L'ensemble 8 est ajusté à cette fréquence de façon à éliminer les harmoniques impairs et à appliquer à l'égaliseur des échantillons de sinusoïde permttant son accrochage. Le processus de synchronisation vise à synchroniser l'échantillonnage en réception et doit permettre d'échantillonner à l'instant correspondant au milieu du symbole. Pour réaliser cette opération, l'électronique d'émission dans la sonde en tête de l'ensemble d'émission, émet une séquence de bit adaptée au mode de codage utilisé. S'il s'agit du mode de codage dit HDB3, on émet une séquence de 1 d'une longueur minimum de 512 bits par exemple. Cette séquence est, tout d'abord codée ce qui se traduit dans le mode HDB3 par des alternances de +1 et -1. Le signal analogique obtenu, en sortie de la voie de transmission et après filtrage, a normalement une allure périodiquesymétrique que l'on transforme en sinusoïde par un filtrage centré sur la fréquence fondamentale (cf. figure 6). Tout autre mode de codage peut être utilisé qui permet d'obtenir en définitive cette sinusoïde. Cependant, le dispositif introduit un bruit basse fréquence et haute fréquence qui détériore la sinusoïde. Un des rôles de l'ensemble de filtrage et de décimation est d'obtenir, en réponse au train de "1", une sinusoïde pure de manière à permettre la synchronisation. Les algorithmes de synchronisation utilisent les échantillons échantillonnés r _ ech à une certaine fréquence dépendant du choix de l'algorithme, pour estimer le décalage à réaliser afin d'être bien caler en réception. Pour assurer la synchronisation, on peut utiliser par exemple l'algorithme dit de Gardner bien connu des spécialistes que l'on trouve décrit en détail par exemple dans 10 l'ouvrage suivant: - Brossier, J.M. (1997) Signal et communication numérique, Hermès. L' algorithme de Gardner est un algorithme adaptatif qui, comme le N_LMS, repose sur le principe de minimisation d'une erreur. Il s'agit de déphaser les instants d'échantillonnage d'un facteur tik ajustable jusqu'à converger vers le meilleur 'r qui correspond au sommet de la sinusoïde. Les instants d'échantillonnage tk = k.Tb + tik convergeront alors vers les bons instants d'échantillonnage. Comme il s'avère que la sensibilité à l'offset et la difficulté de réglage du pas d'échantillonnage t (qui nécessite la connaissance de l'amplitude du signal alors qu'elle est très variable notamment en fonction de la longueur du câble) peuvent faire diverger l'algorithme, on a préféré utiliser pour la synchronisation, utilisé la méthode dite UQ. Méthode I/Q Cette méthode consiste à calculer le déphasage entre l'échantillonnage réalisé à la réception et celui souhaité à partir de la "sinusoïde" précédent l'information et plus précisément son sinus et son cosinus à partir de quatre échantillons prélevés par période de la sinusoïde. Elle convient ici particulièrement du fait que l'on fonctionne en transmission séquentielle par trames courtes discontinues. A la différence de l'algorithme de Gardner, cette méthode ne donne le déphasage à réaliser qu'à la fin du train de '1' après un calcul portant sur plusieurs échantillons. Elle nécessite des échantillons à 2.Fb, rfsynch = rf (1) = r(1.2.Fb) : En moyennant (au signe près) les échantillons pairs, on détermine une estimation du sinus du déphasage sin(4)); de même, les termes impairs permettent de déterminer cos ((P). Il est obligatoire de prendre un nombre pair 2.L de termes dans chacune de ces estimations. Les relations donnant ses valeurs sont les suivantes (en notant V' un coefficient proportionnel à l'amplitude V de la sinusoïde) : 2.L-1/ V'. cos(0) = 1 (-1)1.rf-synch (21) 1=0 2.L-1 V'sin(çb) = E (-1)1.rfsynch (21 + 1) 1=0 A partir de ces valeurs, on peut alors déterminer le déphasage 4) que l'on doit réaliser afin d'être bien calé (calcul de l'arc tangente du rapport des deux sommes calculées). Schématiquement, la méthode de synchronisation peut être décrite par le schéma fonctionnel de la figure 7 (cf. p 32). D'un point de vue implémentation, cette méthode implique la réception des échantillons à 2 fois la fréquence bits Fb. Seulement, le calcul n'étant réalisé qu'une fois et non plus de manière itérative, on peut cette fois se caler de manière discontinue en effectuant un échantillonnage Fe induisant un F suréchantillonnage N = -e. Sur les N échantillons dont on dispose par symbole, on se Fb cale sur celui qui se trouve au milieu du symbole après s'être caler grâce à la synchronisation et donc après décimation par 2 car la méthode I/Q fonctionne à 2.Fb. Enfin, un fenêtrage sur 512 échantillons permet d'avoir de bons résultats (fenêtre suffisamment grande pour diminuer l'influence du bruit). Compte tenu de ce mode de synchronisation, l'ensemble de filtrage et de synchronisation est tel que schématisé à la figure 8. Les échantillons r _ echn issus du convertisseur CAN 6 à travers une mémoire tampon 11, sont appliqués successivement à un élément déphaseur 12 permettant de décaler le signal reçu d'un nombre entier de façon à l'ajuster au centre de chaque symbole, puis à un filtre 13 de type F1R et à un filtre décimateur 14 qui décime le nombre d'échantillons par un facteur N/2 ou N représente le rapport entre la fréquence d'échantillonnage et la fréquence des bits émis sur la ligne, filtre qui produit sur deux sorties respectivement les échantillons pairs et impairs notés rf_sync,02, et rf syncroZ+, sur la figure 7. Un comparateur 15 reçoit ces signaux pairs et impairs et produit en sortie les signaux rk qui vont être appliqués à l'égaliseur numérique 8 (cf. Fig.1). Le signal de déphasage (D engendré par le synchronisateur 16 est appliqué au déphaseur. La méthode dite UQ que l'on a choisi présente les avantages d'être insensible à l'offset et plus robuste aux effets du bruit, d'être plus simple à implémenter puisqu'elle ne nécessite qu'une simple accumulation et de fonctionner sans avoir à connaître l'amplitude du signal. Filtres de l'unité de réception La détermination des caractéristiques des filtres de l'unité de réception joue un rôle important dans la précision finale obtenue dans la restitution des symboles transmis 20 du fait que: a) la synchronisation fonctionne d'autant mieux que la sinusoïde permettant la synchronisation est 'propre' ; b) l'algorithme N_LMS détermine l'égalisation durant la phase d'apprentissage et sa vitesse de convergence est sensible au bruit; c) elle influe sur le fonctionnement de l'égaliseur numérique 8 car il n'a pour rôle que d'annuler les IES. Un bon Rapport S/B (signal au bruit) est donc indispensable en réception. Outre le filtre analogique passe-bande 4 en tête de l'unité de de réception, mentionné plus haut, la méthode de synchronisation impose l'utilisation de circuits de filtrage numérique et de décimation (13, 14) (cf. figure 8). La fréquence d'échantillonnage du convertisseur CAN 6 est au moins égal à 2.Fb (N >_ 2) de manière à avoir au moins deux échantillons par symbole. Le principe de la synchronisation repose également comme on l'a vu, sur la possibilité de décaler le signal reçu d'un nombre entier l) permettant de se caler au centre du symbole. Le suréchantillonnage N induit alors un sous-échantillonnage (par 2 pour la synchronisation) et donc la présence d'un filtre numérique décimateur dépendant cette fois de Fb. Ce filtre permet également de filtrer les bruits hautes fréquences proches du spectre de l'HDB3 ce qui compense la faible atténuation de ces bruits par le filtre analogique ne pouvant s'adapter au spectre du signal HDB3 reçu puisqu'il dépend de la fréquence Fb. Le suréchantillonnage lors de la conversion analogique/numérique, en réception, impose la présence, en amont de la décimation, d'un filtre de Nyquist ici d'ordre N/2. En effet, en sortie du filtre, on souhaite être à 2.Fb pour pouvoir effectuer la synchronisation: il faut donc décimer par 2. Le circuit de filtrage permet alors cette décimation puisque la fréquence de coupure normalisée est vc = F N or une décimation d'ordre 2 impose une fréquence de coupure à N 2( 2) Avec ce filtre, nous n'aurons alors qu'un faible recouvrement (bande de transition du filtre qui est en partie atténuée). Le filtre FIR est dépendant de Fb: le nombre de ses coefficients va donc dépendre de cette fréquence d'émission: plus la fréquence de coupure du coupure est basse (pour les grands rapport de suréchantillonnage N) plus le nombre de coefficients 2860669 du FIR est grand. Ainsi, lorsque Fb = 320 kHz (N = 40), le FIR a 159 coefficients et lorsque Fb =1,066 MHz (N =12) il en a 20. Tests de validation de la méthode Des tests ont été réalisés sur des signaux réels récupérés en sortie d'un câble par une carte d'acquisition. Le traitement numérique exposé précédemment a été appliqué à ces données. On expose dans ce chapitre les résultats obtenus sur un câble électroporteur conventionnel détériorant fortement les signaux. On a fait l'acquisition de deux séquences: une jouant le rôle de la séquence d'apprentissage et l'autre le rôle de la séquence contenant lesdatas. ' Des signaux ont été récupérées en sortie d'un câble de longueur 4000m avec une fréquence d'émission symbole Fb =400KBitls (et une fréquence d'émission Fe = 4MHz). On a alors réalisé la simulation sous Matlab de tout le traitement numérique impliqué par la mise en oeuvre de la méthode et réalisé par le système de mise en oeuvre 15 décrit. Les résultats obtenus sont les suivants. Signal en sortie du câble En sortie du câble, les signaux obtenus sont montrés à la figure 9. Le signal en gris foncé correspond au signal corrigé par le correcteur analogique existant actuellement. Le signal en gris plus clair représente le signal en sortie du câble qui est fortement atténué et qui met en évidence, notamment dans la première partie du signal (sinusoïde). Signal en sortie des filtres de réception Durant la séquence d'apprentissage, après la sortie des filtres de réception, les 25 signaux sont ceux montrés à la figure 10. Ces signaux sont beaucoup plus propres (élimination des bruits hors bande) ce qui est indispensable au traitement numérique qui est ensuite réalisé. Phase de synchronisation La synchronisation de l'échantillonnage (utilisant la méthode de quadrature de 5 phase) fonctionne alors parfaitement, comme le montrent les figures 11, 12 Le zoom réalisé (figure 12) sur la sinusoïde permettant la synchronisation nous montre que le déphasage réalisé, après 512 demi période de la sinusoïde, nous permet de nous caler au centre des symboles et donc aux sommets de la sinusoïde. L'échantillonnage de la partie du signal contenant l'information (figure 13) est 10 satisfaisante: Calcul de l'égaliseur (phase d'apprentissage) La phase d'apprentissage permet le calcul de l'égaliseur numérique 8. Les coefficients obtenus et l'erreur de l'algorithme NLMS sont représentés respectivement aux figures 14, 15. La convergence de l'erreur vers 0 met en évidence le bon fonctionnement de l'algorithme NLMS et également celui des filtres de réception (l'erreur obtenu est d'autant plus petite que le RSB est grand). Signal corrigé en sortie de l'égaliseur Par une simple opération de suréchantillonnage de l'égaliseur, on peut visualiser le signal corrigé en sortie de l'égaliseur à la fréquence d'échantillonnage Fe (cf. figure 16). On voit que le signal de plus grande amplitude corrige donc bien le signal qui a été récupéré en sortie du câble (d'amplitude plus faible). On peut alors visualiser le diagramme de l'ceil (cf. figure 17). Le taux d'erreur obtenu est de 0 %. A noter que l'implémentation de la carte regroupant les éléments numériques de l'électronique de réception des signaux peut avantageusement être réalisée au moyen de 25 FPGA (pour Field Programmable Gate Arrays) bien connus des spécialistes. 17 2860669 On a décrit jusqu'ici un système comprenant une unité d'émission et une unité de réception connectées respectivement aux extrémités opposées d'un câble de transmission. On ne sortirait pas du cadre de l'invention toutefois en connectant au câble en des points différents de celui-ci, plusieurs unités d'émission pilotées de façon à émettre séquentiellement des données. Comme elles sont inégalement distantes de l'unité de réception et donc inégalement déformées par la propagation, on procède pour chacune d'elles à une phase d'apprentissage préalable (telle qu'elle a été décrite) destinée à déterminer le jeu de caractéristiques de l'égaliseur numérique qui permet de restaurer au mieux les données connues. Ces phases d'apprentissage étant terminées, on peut procéder aux transmissions de données depuis les différentes unités d'émission avec application à l'égaliseur numérique à chaque nouvelle unité d'émission connectée, du jeu de caractéristiques de filtrage correspondant. C'est une situation qui se présente par exemple durant les opérations d'exploration et/ou d'exploitation d'un puits au travers d'une zone souterraine où des équipements de mesure: capteurs sismiques, capteurs d'état, etc. associés à des sondes électroniques d'acquisition de signaux captés, sont connectés à des niveaux différents d'un câble d'interconnexion. On a décrit un mode de mise en oeuvre où l'on utilise un égaliseur de type FIR. Il est bien évident que l'on pourrait tout aussi bien utiliser un égaliseur par exemple de type IIR (Infinite Impulse Response) ou encore DrE (Decision Feedback Equalization), sans sortir du cadre de l'invention. 18 2860669 REVENDICATIONS 1) Méthode pour restaurer automatiquement des données émises par au moins une unité d'émission sur un câble de transmission et qui arrivent déformées après propagation à une unité de réception et d'acquisition, caractérisée en ce qu'elle comporte l'inclusion des données à émettre dans des trames d'émission où elles sont précédées de signaux de synchronisation, le calage sur les signaux de synchronisation de l'unité de réception et d'acquisition et la restitution des données émises, la transmission des données de mesure étant précédée d'une phase d'apprentissage au cours de laquelle on inclut dans les trames des données connues et où l'on procède après le dit calage à un ajustement progressif automatique des caractéristiques d'un égaliseur numérique (8) dans l'unité de réception jusqu'à restitution des données connues. 2) Méthode selon la revendication 1 dans laquelle plusieurs unités d'émission étant connectées au câble et inégalement distantes de l'unité de réception, on procède à autant de phases d'apprentissage qu'il y a d'unités d'émission avec détermination progressive pour chacune d'elles des caractéristiques de l'égaliseur numérique de l'unité de réception propres à restaurer les données connues. 3) Méthode selon la revendication 1 ou 2 dans laquelle les données émises sont des données de mesure produites par des capteurs sismiques ou des capteurs d'état connectés par le câble à une station d'acquisition sismique éloignée, tels que des capteurs descendus dans un puits au travers d'une formation souterraine. 4) Dispositif pour restaurer automatiquement des données émises sur un câble de transmission par au moins une unité d'émission et qui arrivent déformées après propagation à une unité de réception et d'acquisition comprenant des moyens de filtrage et des moyens de conversion analogique/numérique, caractérisé en ce que l'unité d'émission comporte des moyens pour inclure les données émises dans des trames d'émission à la suite de signaux de synchronisation et des moyens pour générer une séquence de données connues, et l'unité de réception et d'acquisition comporte un ensemble de filtrage numérique et de synchronisation (7) adapté à recaler-les instants 19 2860669 d'échantillonnage des données reçues sur les signaux de synchronisation et un égaliseur numérique (8) adapté à s'ajuster au mieux au cours d'une étape préalable d'apprentissage pour restaurer les données connues de la dite séquence déformées par la transmission. 5) Dispositif selon la revendication 4, dans lequel l'unité d'émission comporte un codeur (1) et des moyens pour émettre un signal de synchronisation rendu sensiblement sinusoïdal après sa propagation le long du câble, et l'unité de réception comporte un filtre de réception passe-bande (4), un circuit de régulation de gain (5) pour tenir compte de l'affaiblissement des signaux, un convertisseur analogique/numérique (6) à sur-échantillonnage, l'ensemble de filtrage numérique et de synchronisation (7) comprenant des moyens pour annuler le déphasage entre l'échantillonnage réalisé à la réception et celui convenant pour l'échantillonnage du signal de synchronisation rendu sensiblement sinusoïdal qui sert de référence. 6) Dispositif selon la revendication 4 ou 5, dans lequel l'unité de réception 15 comporte un élément de seuillage (9) pour lever les incertitudes sur le niveau logique des signaux issus de l'égaliseur numérique. 7) Dispositif selon l'une des revendications 5 ou 6, dans lequel le codeur (1) est de type bipolaire tel que le code HDB3, l'unité d'émission étant adaptée à émettre une séquence de signaux de même niveau logique. 8) Dispositif selon l'une des revendications 4 à 7, dans lequel le convertisseur analogique/numérique (6) est adapté à échantillonner les signaux à une fréquence au moins égale à deux fois la fréquence d'émission sur le câble (1) des symboles traduisant les dites données, l'ensemble de filtrage numérique et de synchronisation (7) comporte un filtre numérique (13) recevant les échantillons issus du convertisseur analogique/numérique après décalage par un élément retard (12) ajustable et un élément de synchronisation (16) opérant à partir des échantillons pairs et impairs pour ajuster le décalage à appliquer par le dit élément retard et un comparateur (15) produisant les signaux appliqués à l'égaliseur (8). 2860669 9) Dispositif selon l'une des revendications 4 à 8, dans lequel l'ensemble de filtrage numérique et de synchronisation (7) est adapté à rendre sinusoïdaux les signaux de synchronisation et à sélectionner deux échantillons parmi au moins quatre échantillons prélevés sur chaque signal sinusoïdal.