Brevet FR2872649A1 — publié le 20060106

PROCEDE ET DISPOSITIF DE MELANGE DE SIGNAUX RADIO NUMERIQUES La présente invention concerne le traitement d'un signal radio et plus particulièrement un mélangeur de fréquence pour le traitement d'un signal radio ayant deux composantes en quadrature. Les mélangeurs de fréquence sont fréquemment utilisés dans les récepteurs de signaux radio, notamment. En effet, classiquement, dans les récepteurs de radio, on reçoit des signaux radio centrés sur une fréquence de transmission, notée fT, et on les transpose autour d'une fréquence intermédiaire, notée f, plus basse que la fréquence de transmission, avant de traiter ces signaux. A cet effet, on utilise un mélangeur de fréquence utilisant une fréquence de transposition fournie par un oscillateur local, notée fo. Ces fréquences vérifient classiquement l'équation suivante: fT=f+fo. On note qu'un récepteur peut recevoir deux fréquences symétriques l'une de l'autre par rapport à la fréquence d'oscillation de l'oscillateur local. Ainsi, le récepteur peut recevoir la fréquence fT = f, + fo et la fréquence fT = f, - fo. Or, un tel signal radio possède a priori des composantes à la fréquence fi+fo ainsi que des composantes à la fréquence image f, - fo. Par conséquent, la réception du signal radio à la fréquence de transmission peut être perturbée par la réception du signal radio à la fréquence image fi - fo. Afin d'éviter de telles perturbations lors de l'extraction du signal à la fréquence désirée de transmission, généralement de tels mélangeurs de fréquence sont des mélangeurs à réjection de fréquence image qui permettent de filtrer la fréquence image non désirée. Un tel mélangeur comprend généralement une entrée pour recevoir le signal à mélanger ainsi qu'un générateur de signal pour générer un signal de mélange. Il comprend également un ou plusieurs multiplieurs afin de réaliser des transpositions de fréquence. Le signal obtenu en sortie du mélangeur est un signal de fréquence intermédiaire. Il peut ensuite être traité. De tels mélangeurs peuvent mélanger des signaux analogiques ou des signaux numériques. Un mélangeur de signaux numériques comprend en général un générateur de signal numérique de mélange. Ce dernier peut fournir un signal numérique obtenu par échantillonnage d'un signal analogique de mélange. L'amplitude maximale du signal en sortie d'un tel mélangeur est fonction de l'amplitude maximale du signal numérique d'entrée à mélanger et de l'amplitude maximale du signal numérique de mélange. Par conséquent, le nombre de bits utilisés pour le codage binaire du signal de sortie, c'est-à-dire le format binaire de sortie du mélangeur, est fonction du format binaire du signal numérique de mélange fourni par le générateur ainsi que du format binaire du signal numérique d'entrée à mélanger. Un inconvénient de tels systèmes est le format binaire de sortie du mélangeur. En effet, plus le format binaire est grand, plus le traitement du signal obtenu en sortie du mélangeur est complexe, et donc coûteux en temps de calcul. II en résulte notamment une consommation d'énergie importante qui peut poser des problèmes notamment dans des systèmes embarqués pour lesquels on cherche à réduire cette consommation. Un autre inconvénient de ces mélangeurs est que les composantes 20 harmoniques des signaux de mélange utilisés dans de tels systèmes peuvent perturber sensiblement le signal mélangé. La présente invention vise à pallier ces inconvénients. A cet effet, l'invention propose un mélangeur de signaux radio numériques pour produire un signal numérique de sortie de fréquence centrale (f- fo) par mélange d'un signal numérique d'entrée de fréquence centrale f, comprenant une composante réelle et une composante imaginaire d'entrée, à un signal numérique de mélange de fréquence centrale fo, comprenant une composante réelle et une composante imaginaire de mélange fournissant chacune huit valeurs d'amplitude par période dudit signal de mélange. Le signal numérique de sortie d'amplitude maximale Smax, comprend une composante réelle et une composante imaginaire de sortie. Le mélangeur comprend: - des moyens agencés pour fournir un premier signal intermédiaire par mélange de ladite composante réelle d'entrée à ladite composante réelle de mélange; des moyens agencés pour fournir un second signal intermédiaire par mélange de ladite composante imaginaire d'entrée à ladite composante 5 imaginaire de mélange; - des moyens agencés pour fournir un troisième signal intermédiaire par mélange de ladite composante imaginaire d'entrée à ladite composante réelle de mélange; - des moyens agencés pour fournir un quatrième signal intermédiaire 10 par mélange de ladite composante réelle d'entrée à ladite composante imaginaire de mélange; - des moyens agencés pour fournir ladite composante réelle du signal de sortie en ajoutant lesdits premier et second signaux intermédiaires; - des moyens agencés pour fournir ladite composante imaginaire du signal de sortie en ajoutant lesdits troisième et quatrième signaux intermédiaires. Le mélangeur est caractérisé en ce que chacune des composantes de mélange est décomposable en une pluralité d'impulsions dont les valeurs d'amplitude sont déterminées à partir de deux nombres entiers sélectionnés parmi des valeurs entières qui vérifient d'une part, à une erreur prédéfinie près, une équation d'annulation de la composante d'harmonique de rang 3 dudit signal de mélange et qui d'autre part minimisent ladite amplitude maximale Smax du signal de sortie. La présente invention vise donc à déterminer l'amplitude du signal analogique de mélange en quadrature de telle sorte qu'elle permette de réduire l'amplitude maximale du signal numérique en sortie du générateur. Par conséquent, le format du codage binaire de l'amplitude du signal numérique en sortie du mélangeur peut être réduit et de ce fait le traitement de ce signal mélangé peut être simplifié. Une telle amplitude du signal analogique de mélange est ainsi déterminée tout en réduisant sensiblement les harmoniques du signal numérique de mélange. Les harmoniques de rang supérieur étant d'amplitude inférieure aux harmoniques de rang inférieur, un mode de réalisation de l'invention vise à sensiblement annuler l'harmonique de rang 3. 2872649 @ Dans un mode de réalisation de la présente invention, l'une des composantes du signal de mélange est décomposée en trois impulsions périodiques respectivement déterminées sur une même période par: - une première impulsion d'amplitude de valeur (X-Y) durant 2*rr/4, puis de valeur 0 durant 6*rr/4; - une deuxième impulsion d'amplitude de valeur 0 durant 4*rr/4 puis de valeur -(X-Y) durant 2*rr/4 puis de valeur 0 durant 2*rr/4; et - une troisième impulsion d'amplitude de valeur Y durant 3*rr/4 puis de valeur -Y durant 4*rr/4, puis de valeur Y durant rr/4, où X et Y sont des nombres entiers non nuls. L'équation d'annulation de la composante d'harmonique de rang 3 peut alors être la suivante: X/Y = 1±e; où X est égal à la valeur d'amplitude maximale des composantes du signal de mélange. Les deux nombres entiers X et Y peuvent être respectivement 169 et 70; et l'amplitude maximale du signal numérique de sortie peut alors être égal à Emax * (169+70), où Emax est l'amplitude maximale du signal d'entrée. Dans un autre mode de réalisation de la présente invention, les amplitudes des composantes réelle et imaginaire du signal numérique de mélange sont déterminées à partir d'un calcul d'échantillonnage d'un signal analogique à des instants t correspondant respectivement à 0, rr/4, rr/2, 31x14, rr, 5rr/4, 3rr/2, 7rr/4 pour réduire le nombre de calculs. Dans ce cas, l'une des composantes numériques de mélange peut 25 être décomposée en quatre impulsions périodiques respectivement déterminées sur une même période par: - une première impulsion d'amplitude de valeur M durant 3*rr/4, et de valeur 0 durant 5*rr/4; - une deuxième impulsion d'amplitude de valeur 0 durant 4*rr/4 puis de valeur M durant 3*rr/4 puis de valeur 0 durant rr/4; - une troisième impulsion d'amplitude de valeur 0 durant rr/4, puis de valeur N durant rr/4 puis de valeur 0 durant 6*rr/4; et - une quatrième impulsion d'amplitude de valeur 0 durant 5* rr/4, puis de valeur N durant rr/4, puis de valeur 0 sur 2* rr/4, où M et N sont des nombres entiers non nuls, et l'équation d'annulation de la composante d'harmonique de rang 3 peut être la suivante: MIN=(1+'h); la somme des entiers M et N peut alors correspondre alors à la valeur d'amplitude maximale des composantes du signal de mélange. Les deux nombres entiers M et N peuvent être respectivement 169 et 70; et l'amplitude maximale du signal numérique de sortie peut alors être égal à Emax*(169+169), où Emax est l'amplitude maximale du signal d'entrée. Quelque soit le mode de réalisation de la présente invention, les valeurs entières qui vérifient l'équation d'annulation de l'harmonique de rang 3 du signal de mélange peuvent être déterminées sur la base d'une suite de nombre An, pour n entier supérieur ou égal à 2, vérifiant la caractéristique suivante: AnlAn_2 converge vers (1+fi). La suite de nombres An peut alors vérifier, pour i strictement positif, les équations suivantes: Al=Ao* J; A2 = Al * (1+,j/2); A3 = A2 * fi; A2i= A2;-2 + Ali-1, Ali+1= Ali + Ali-2, et vérifier également que le rapport entre deux nombres consécutifs converge alternativement vers -fi et (1+ fi 12). D'autres aspects, buts et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de la description d'un de ses modes de réalisation. L'invention sera également mieux comprise à l'aide des dessins, sur lesquels: la figure 1 illustre le principe connu d'un mélangeur à réjection de fréquence image; la figure 2 est un schéma du spectre de fréquence d'un exemple de signal d'entrée; la figure 3 illustre les composantes analogiques en quadrature du signal de mélange générées par le générateur de signal de mélange ainsi que les composantes numériques de mélange issues d'un échantillonnage de ces composantes analogiques de mélange dans un mode de réalisation de l'invention; la figure 4 illustre un exemple de forme d'onde des composantes numériques de mélange de la figure 2, ainsi qu'un exemple de décomposition de cette forme d'onde en une pluralité d'impulsions, conformément à un mode de réalisation de la présente invention; la figure 5 illustre les composantes analogiques en quadrature du signal de mélange générées par le générateur de signal de mélange ainsi que les composantes numériques de mélange issues d'un échantillonnage de ces composantes analogiques de mélange dans un mode de réalisation de la présente invention; la figure 6 illustre un exemple de forme d'onde des composantes numériques de mélange de la figure 4, ainsi qu'un exemple de décomposition de cette forme d'onde en une pluralité d'impulsions dans un mode de réalisation de la présente invention; la figure 7 illustre un multiplieur du mélangeur dans un mode de réalisation de la présente invention; la figure 8 illustre un multiplieur du mélangeur dans un mode de réalisation de la présente invention. La présente invention propose un procédé de mélange de signaux radio pour générer un signal numérique en sortie du générateur permettant de réduire le format binaire, compte tenu du nombre de bits utilisés pour le codage binaire des composantes numériques d'entrée à mélanger, tout en minimisant les composantes harmoniques des composantes numériques de mélange. La figure 1 illustre un mélangeur à réjection de fréquence image selon 10 15 20 25 un mode de réalisation de la présente invention. Le mélangeur comprend quatre multiplieurs, 104-107, deux additionneurs 108 et 109, et un générateur numérique 101 comprenant une composante réelle et une composante imaginaire numériques de mélange en sorties 112 et 113. Dans un mode de réalisation de la présente invention, les valeurs d'amplitude de ces composantes numériques de mélange sont calculées à partir d'un échantillonnage d'un signal analogique comprenant deux composantes en quadrature, d'amplitude G et de fréquence fo. On note que le générateur de signal numérique de mélange peut ne pas générer un tel signal analogique. Dans un mode de réalisation de la présente invention, un signal numérique à traiter par le mélangeur à réjection de fréquence image se présente sous la forme d'une composante réelle et d'une composante imaginaire numérique d'entrée à mélanger. Préférablement, les valeurs d'amplitude de chacune des composantes numériques d'entrée sont calculées à partir d'un échantillonnage d'un signal analogique ayant deux composantes en quadrature, d'amplitude E et de fréquence f. Ces composantes numériques d'entrée à traiter entrent dans le mélangeur à réjection de fréquence image par deux entrées 102 et 103 respectivement. Dans un mode de réalisation de la présente invention, le générateur numérique 101 fournit une composante réelle et une composante imaginaire numériques de mélange, dont les valeurs d'amplitude sont calculées par échantillonnage d'un signal analogique de mélange ayant deux composantes sinusoïdales en quadrature de fréquence fo. Le multiplieur 104 reçoit en entrée la composante réelle numérique d'entrée à traiter ainsi que la composante imaginaire numérique de mélange pour fournir en sortie 116 un premier signal intermédiaire. Le multiplieur 105 reçoit en entrée la composante imaginaire numérique à traiter ainsi que la composante imaginaire numérique de mélange pour fournir en sortie 117 un second signal intermédiaire. Le multiplieur 106 reçoit en entrée la composante imaginaire numérique à traiter ainsi que la composante réelle numérique de mélange pour fournir en sortie 114 un troisième signal intermédiaire. Le multiplieur 107 reçoit en entrée la composante réelle numérique à traiter ainsi que la composante imaginaire numérique de mélange pour fournir en sortie 115 un quatrième signal intermédiaire. Puis, les premier et second signaux intermédiaires sont traités par l'additionneur 108 pour fournir en sortie 110 une composante réelle du signal numérique de sortie du mélangeur. Les troisième et quatrième signaux intermédiaires sont traités par l'additionneur 109 pour fournir en sortie 111 une composante imaginaire du signal numérique de sortie du mélangeur. Dans un mode de réalisation de la présente invention, un tel mélangeur est avantageusement mis en oeuvre en sortie d'un modulateur sigma-delta passe bande. Ainsi, le signal numérique d'entrée à traiter par le mélangeur à réjection de bande correspond au signal de sortie d'un modulateur sigma-delta. Classiquement, les valeurs absolues des amplitudes des composantes numériques du signal de sortie d'un sigma delta et de ce fait les composantes numériques 102 et 103 d'entrée du mélangeur à réjection d'image, sont quantifiées sur un nombre donné de bits, un signe étant associé à ces bits. Le nombre de bits utilisé pour le codage du signal numérique en sortie du mélangeur, ou encore le format binaire du signal numérique en sortie du mélangeur, est fonction du format binaire des composantes numériques d'entrée et du format binaire des composantes numériques de mélange. Ciaprès, le format binaire des composantes numériques d'entrée est fixé à 4 bits associés à un signe. Ce format binaire de signal d'entrée du mélangeur est uniquement pris à titre d'exemple, la présente invention couvrant des modes de réalisation dans lesquels le format binaire du signal numérique d'entrée est différent. Dans de tels mélangeurs de fréquence à réjection de fréquence d'image, les composantes numériques de mélange générées en sorties 112 et 113 du générateur sont généralement codées sur 13 bits associés à un signe. La pureté du signal numérique de sortie est limitée par les produits des mélanges des fréquences indésirables du spectre du signal d'entrée avec les composantes harmoniques du signal du générateur 101. Les harmoniques paires de tels signaux sont nulles du fait de la symétrie autour de l'origine. Pour illustration, à titre d'exemple explicatif, Lorsque le signal d'entrée du mélangeur provient d'un modulateur sigma-delta passebande, la mise en forme du bruit de quantification dans la bande du signal vaut sensiblement -73 dB. La figure 2 est une représentation spectrale d'un rapport signal/bruit d'un signal en fonction des fréquences. Les composantes harmoniques paires du signal sont nulles. Afin que la composante harmonique 202 de rang 3 ne perturbe pas la composante fondamentale 201 du signal de fréquence f, la différence A entre le rapport signal/bruit de la composante fondamentale du signal 201 et le rapport signal/bruit de la composante harmonique 202 de rang 3 est de préférence supérieure à une valeur seuil de 83 dB, correspondant à la somme de 73 dB et de 10 dB. Afin de ne pas dégrader le signal de sortie du mélangeur à réjection d'image, le rapport signal/bruit des composantes harmoniques du générateur 101 est par conséquent de préférence inférieur à une valeur seuil définie égale à -83 dB. On considère classiquement que le traitement par mélange implique un rapport signal/bruit de 6 dB et que chaque bit de quantification du signal de mélange implique également un rapport signal/bruit de 6 dB. Par conséquent le traitement d'un mélangeur selon l'invention, comprenant la quantification et le mélange d'un signal, implique un rapport signal/bruit obtenu par l'équation suivante: -6 * 13 6 = - 84 dB. De ce fait, le bruit de tels mélangeurs est inférieur à la valeur seuil 20 précédemment définie de -83 dB. En prenant pour exemple de référence, un signal d'entrée quantifié sur 4 bits associés à un signe, les signaux intermédiaires dans le mélangeur sont quantifiés sur 17 bits associés à un signe. Dans un tel contexte, afin d'éviter des débordements en sortie des additionneurs, les sorties 108 et 109 du mélangeur à réjection d'image sont de ce fait classiquement quantifiées sur 18 bits associés à un signe. Afin d'augmenter la pureté du signal numérique de sortie, le mélangeur utilisé est un mélangeur à réjection de fréquence image et l'amplitude du signal de mélange est déterminée de façon à réduire les composantes harmoniques du signal de mélange. De plus, afin de réduire le nombre de bits nécessaires au codage des composantes du signal numérique de sortie, dans un mode de réalisation de l'invention, on réduit le format binaire, i.e. le nombre de bits de quantification, des composantes numériques de mélange générées par le générateur 101. Comme décrit précédemment, dans un mode de réalisation de la présente invention, les amplitudes des composantes numériques de mélange générées par le générateur 101 sont calculées à partir d'un échantillonnage d'un signal analogique de mélange ayant deux composantes en quadrature, d'amplitude G et de fréquence fo, une composante réelle G cos 2Trfot et une composante imaginaire G sin 2ufot. Un tel échantillonnage est avantageusement effectué à une fréquence 8 fois supérieure à la fréquence du signal analogique de mélange. De ce fait, une composante numérique de mélange présente huit valeurs d'amplitude par période du signal de mélange. Dans un mode de réalisation de la présente invention, on réalise un échantillonnage des deux composantes en quadrature du signal analogique de mélange aux instants correspondant respectivement aux valeurs calculées pour cosinus et sinus de 0, Tr/4, Tr/2, 3r/4, u, 5u/4, 3u/2, 7ir/4, ainsi que la figure 3 l'illustre. Dans un tel procédé d'échantillonnage, pour chacun des signaux numériques de mélange, l'amplitude est égale à zéro deux fois par période du signal analogique de mélange. Cette caractéristique des composantes numériques de mélange permet de minimiser le nombre de calculs dans le mélangeur. La figure 3 illustre un tel échantillonnage d'un signal analogique de mélange ayant en quadrature une première composante sinusoïdale illustrée par la courbe 21 et une seconde composante sinusoïdale illustrée par la courbe 22. La première composante numérique de mélange résultant de cet 25 échantillonnage, la composante réelle de mélange, prend les valeurs suivantes sur une demi période du signal analogique de mélange [0; u] G; (-N,/212)*G; 0; -(1h' /2)*G. La seconde composante numérique résultant de cet échantillonnage, la composante imaginaire de mélange, prend simultanément les valeurs suivantes 30 sur la même demi période du signal analogique de mélange: 0; (J/2)*G; G; (,/2)*G. La forme d'onde de la composante réelle et de la composante imaginaire numérique de mélange est identique. Les harmoniques paires de tels signaux sont nulles du fait de la symétrie autour de l'origine. Dans un mode de réalisation de la présente invention, afin de réduire sensiblement les harmoniques impaires des composantes numériques de mélange, on décompose la forme d'onde d'une composante numérique de mélange en une somme de quatre impulsions comme l'illustre la figure 4. La courbe 31 illustre la forme d'onde d'une composante numérique de mélange. Puis, on décompose la forme d'onde 31 en la somme d'une première impulsion 32, notée A, d'une seconde impulsion 33, notée B, d'une troisième impulsion 34, notée C, et d'une quatrième impulsion 35, notée D. La première impulsion A prend sur une période égale à 2 rr successivement une valeur M durant 3*rr/4, et la valeur 0 durant 5*Tr/4. La deuxième impulsion prend sur ladite période successivement la valeur 0 durant 4*u/4 puis une valeur M durant 3*rr/4 puis la valeur 0 durant rr/4. La troisième impulsion prend sur ladite période successivement la valeur 0 durant r/4, puis une valeur N durant rr/4 puis la valeur 0 durant 6*rr/4. Enfin, la quatrième impulsion prend sur ladite période successivement la valeur 0 durant 5* rr/4, puis une valeur N durant rr/4, puis la valeur 0 sur 2* rr/4. L'amplitude maximale de la forme d'onde est notée M+N, où M et N sont des nombres entiers positifs. Dans ce cas, l'amplitude maximale de la forme d'onde correspond à l'amplitude du signal analogique de mélange du générateur 101, notée G. On obtient donc une première équation: G= M+N. (1) Une décomposition harmonique d'une impulsion périodique P centrée 25 d'amplitude E et de largeur 2krr peut s'écrire sous la forme de l'équation suivante: P= E*[k+2/rr*(sin krr cos x +'/2*sin 2krr cos 2x + 1/3*sin 3krr cos 3x...+ 1/n*sin nkrr cos nx)]. En appliquant cette décomposition harmonique aux impulsions 30 précédemment décrites 32, 33, 34 et 35 on obtient les décompositions sous la forme des résultats suivants. 3 2 ' 37t 1 6it 1 9rt 1 ' 3nit ' A=M + sin cos (x)+ sin cos2(x)+ sin cos3(x)...+ sin cosn(x) 8 7E 8 2 8 3 8 n 8 i 3 2' 3ic 1 67t 1 97t 1 "3nit B M 8+ sin 8 cos(x+7z)±sin 8 cos2(x+zt)+ 3sin 8 cos3(x+Il)...±sin 8 cosnx+7t) y_ 1 2" it 1 27t 1 37t 1 i nit C = N 8 + sin 8 cos(x) + 2sin 8 cos 2(x) + 3 sin8 cos 3(x)... +n sin 8 cos n(x) y_ 1 2( it 1 2ic 1 3it 1 (nu D= N 8± singcos(x+7t)+2sin 8 cos2(x+7t)+3sin 8 cos* +7t)...+nsin 8 Icosn(x+it) On note qu'en additionnant les résultats des décompositions A, B, C et D, la composante continue s'annule. D'autre part l'échantillonnage par un Dirac permet d'ignorer les harmoniques d'ordre supérieur à la demi bande de Niquyst. Ainsi, la composante fondamentale, notée F, peut être écrite sous la forme de l'équation suivante: F=4lTr[Msin3rr/8+NsinTr/8]. L'harmonique de rang 3, notée H3, peut être écrite sous la forme de l'équation suivante: H3 = 4/3Tr [M sin9rr/8 + N sin3rr/8]= 4/3rr [N sin3Tr/8 M sin Tr/8]. Par conséquent, on détermine une équation qui annule la composante harmonique de rang 3 des signaux numériques de mélange: M/N = [sin3rr/8] 1[ sin Tr/8]. Puis, on utilise l'identité remarquable suivante: sin(1/2)x = racine((1cosx)/2). De ce fait, on obtient une seconde équation permettant d'annuler la composante harmonique de rang 3 des signaux numériques de mélange qui peut s'écrire ainsi: MIN = (1+.). (2) Cette seconde équation est donc fonction des amplitudes des impulsions notées M et N. On détermine alors des nombres entiers, M et N, vérifiant sensiblement cette seconde équation. De tels nombres entiers vérifient sensiblement l'équation (2) d'annulation de la composante harmonique de rang 3, c'est à dire avec une erreur. Dans un mode de réalisation de l'invention, on définit une erreur. Puis, parmi les nombres entiers vérifiant sensiblement l'équation à l'erreur prédéfinie près, on sélectionne ceux qui minimisent l'amplitude du signal de sortie du mélangeur. L'amplitude maximale Smax du signal en sortie du mélangeur correspond à l'amplitude maximale du signal d'entrée Emax multipliée par le maximum de la somme des amplitudes des composantes de mélange simultanées. Ainsi, on peut réduire le format binaire du signal numérique de sortie, pour un format binaire du signal numérique d'entrée donné, tout en réduisant 15 les composantes harmoniques du signal de mélange. Afin de déterminer des nombres entiers qui sont solutions à cette seconde équation et de ce fait déterminer des valeurs de M et N pour annuler l'harmonique de rang 3 des composantes numériques de mélange, on introduit ci-après des suites de nombres présentant des caractéristiques avantageuses pour résoudre l'équation d'annulation de la composante harmonique de rang 3 (2). Après avoir ainsi déterminé les valeurs de M et N, il est aisé de déduire la valeur de l'amplitude G du signal analogique de mélange par la première équation, comme précédemment définie, et de ce fait déduire l'amplitude maximale du signal numérique de sortie du mélangeur. La section ci-après a pour objectif de fournir des nombres entiers qui vérifient sensiblement l'équation (2). La présente invention couvre toute autre méthode permettant d'obtenir des nombres entiers vérifiant sensiblement cette équation. En utilisant des propriétés récursives et additives des nombres h et 1±N/2; on construit des suites dont le rapport entre deux nombres consécutifs converge alternativement vers et (1 + . /2). En effet, on note une propriété récursive suivante: (1+//2)=1+h. On note par ailleurs une propriété additive suivante: 1+(1+/)=J (1+ -N/i). On peut ainsi obtenir une suite de nombres dont la construction vérifie les équations suivantes: Ao, Al=Ao h,A2=A1(1 + /2),A3=A2, .. . Cette suite de nombres peut également s'écrire sous la forme suivante: A0, A1, A2, A3= Ao (1 + / /2)+ A2, A4= A2+ A3, ..., A2n= A2n-2+A2n-1;A2n+1= A2n + A2n-2 En effet, on obtient les équations suivantes, pour n supérieur ou égal à A2n-k1 = A2n*tri =A2n-1(1+1ii) ; puis A2n+1 = A2n-1+ * A2n-1= A2n- 1 + A2n-2 ensuite A2n+1 = A2n-2 (fi +1) + A2n-2; et donc A2n+1 = A2n-2 l i (1 + I /2) + A2n-2; et enfin A2n+1 = A2n-1 (1+ /2) + A2n-2 = A2n + A2n- 2. Une caractéristique d'une telle suite de nombres est que le rapport entre deux nombres non consécutifs et espacés d'un nombre dans la suite, ou encore le rapport An/An_2, converge vers la valeur (1+h). En prenant comme nombres initiaux de la suite: Ao=2; Al=3. On obtient la suite de nombres entiers suivante: 2,3,5,7,12,17,29,41,70, 99,169,239... La table ci-après indique dans une première ligne les nombres entiers de cette suite. 15 Elle indique dans une deuxième ligne, le résultat du rapport adjacent, ou encore le résultat du rapport An+1 / An, pour n entier positif. Une troisième ligne indique le résultat du rapport bi-adjacent, c'est-à-dire le résultat du rapport An+2 / An, pour n entier positif. Puis enfin, une quatrième ligne indique l'erreur de ce dernier rapport relativement à la valeur de (1+ ), c'est-à-dire l'erreur par rapport à l'équation d'annulation de la composante harmonique de rang 3 (2). Suite 2 3 5 7 12 17 29 41 70 99 rapport 1,5 1,66 1,4 1,714 1,417 1,706 1, 4138 1,7073 1,4143 adjacent rapport 2,5 2,33 2,4 2,428 2,417 2,4117 2, 4138 2,4146 bi-adjacent Erreur par 0,035 0,006 0,006 0,001 -0,001 -1,70E4 1,70E-4 rapport à 1+Vi Table 1 Suite 169 239 408 577 985 1393 2378 rapport 1,70707 1,41420 1,707113 1, 414216 1,7071057 1,4142132 1,707107 adjacent rapport 2,41428 2,41414 2, 41420 2,414226 2,4142157 2,4142114 2,4142132 bi-adjacent Erreur par 3t-5 3E-5 -5E-6 5E-6 9E-7 -9E-7 -2E-7 rapport à 1+/ Table 1 En prenant d'autres nombres initiaux, on construit facilement d'autres suites. D'autres exemples de telles suites sont décrits dans les tables ci-après. Suite 8 11 19 27 46 65 111 157 268 rapport 1,375 1,727 1,421 1,7037 1, 413 1,7077 1,4144 1,7070 adjacent rapport 2,375 2,454 2,421 2,407 2,413 2, 4154 2,4144 bi-adjacent Erreur par - 0,017 0,0028 -0,0028 -4,8E-4 4,8E- 4 8,3E-5 rapport à 0,016 1+ Table 2 Suite 9 13 22 31 53 75 128 181 309 rapport 1,44 1,692 1,409 1,7097 1, 4151 1,7066 1,41406 1,70718 adjacent rapport 2,444 2,3846 2,4091 2,4194 2, 4151 2,41333 2,41406 bi-adjacent Erreur par 0,012 -0,012 -0,0021 0,0021 3, 6E-4 -3,6E-4 -6,3E-5 rapport à 1+ Table 3 De telles suites, par paire de nombres, présentent une vitesse de convergence égale à (1+,)2, dès que l'erreur est inférieure à 1110. En outre, quelque soit les nombres pris au départ de la construction de telle suite, le rapport entre deux nombres non consécutifs espacés d'un élément converge vers 1+Vi. La suite de nombres présentée en table 1 permet d'obtenir un rapport entre deux nombres non consécutifs espacés d'un élément qui converge plus vite vers 1+,N/i que les autres suites présentées dans les autres tables. En effet, avec une telle suite, l'erreur de convergence correspondante à la valeur 70 est de l'ordre de 0,00017, alors que dans la table 2, l'erreur correspondante à la valeur 65 est de l'ordre 0,0028. Or, pour réduire le format binaire des première et seconde composantes numériques de mélange et de ce fait réduire le format binaire du signal de sortie du mélangeur, on cherche un compromis entre d'une part une bonne convergence du rapport des deux valeurs d'amplitude des impulsions, notées M et N à déterminer, vers (1± h), pour réduire les composantes harmoniques de rang 3 des signaux numériques de mélange, et d'autre part des valeurs qui permettent de réduire le format binaire du signal numérique en sortie du mélangeur. Outre les suites précédemment décrites, on connaît par ailleurs des 10 suites de nombres entiers, qui sont des solutions de l'équation de PELL suivante: X2-2Y2= 1. Ainsi, deux telles suites sont respectivement référencées (Sloane's, A000129) et (Sloane's, A001333). De telles suites sont obtenues par l'usage des fractions continues. On peut également déterminer des nombres entiers qui vérifient sensiblement l'équation (2) à partir de telles suites. On note que les suites de nombres entiers qui sont des solutions de l'équation de PELL diffèrent de celles décrites précédemment quant à leur construction. De plus, quelque soit les nombres de départ de construction des suites précédemment décrites, on obtient une suite de rapport de nombres entiers convergeant vers 1+J comme détaillé dans une section précédente, ce qui n'est pas le cas pour des suites de nombres entiers qui sont des solutions de l'équation de PELL. Ainsi, dans un mode de réalisation de la présente invention, on sélectionne un ensemble de valeurs entières qui vérifient, à une erreur prédéfinie près, l'équation d'annulation de la composante d'harmonique de rang 3 du signal de mélange. Puis parmi cet ensemble de valeurs entières on sélectionne les deux entiers M et N, déterminant les amplitudes des impulsions, qui permettent de minimiser l'amplitude maximale Smax du signal de sortie Ainsi, dans un mode préféré de réalisation de l'invention, on sélectionne les valeurs 70 et 169 pour lesquelles on obtient une bonne 2872649 18 convergence vers 1+h du rapport et dont la somme égale à 239, correspondant à l'amplitude G via l'équation (1), reste une valeur relativement faible pour une amplitude G du signal analogique de mélange. En introduisant une erreur, notée E, on obtient l'équation suivante: M = (1- E)(1±N/2) N. On calcule alors la fondamentale, notée F, en fonction de la valeur N suivant l'équation suivante: F=3,378N. On obtient également l'harmonique de rang 3 en fonction de N et de E suivant l'équation suivante: H3=0,3921 E N. Par conséquent le rapport de l'harmonique de rang 3 sur la fondamentale peut s'écrire en fonction de E selon l'équation suivante: H3/F=0,1037 E. Ainsi, lorsque les valeurs entières de M et de N sont des solutions des équations précédemment déterminées, on réduit très sensiblement l'harmonique de rang 3. Lorsque N est égal à 70 et M est égal à 169, on obtient la valeur de l'amplitude du signal analogique de mélange G, dont les composantes 21 et 22 sont en quadrature, suivant l'équation suivante: G=M+N=239. D'après les équations qui précèdent, on obtient les résultats suivants: M/N=2,414286; E = 0,00003; H3/F=-110 dB. Ce dernier résultat est inférieur à la valeur seuil définie précédemment. Ces valeurs de M et de N permettent donc de réduire très sensiblement les harmoniques de rang 3. La première composante numérique de mélange prend donc successivement les valeurs suivantes sur un quart de période du signal: 239; 169. Simultanément, la seconde composante numérique d'entrée prend successivement les valeurs suivantes sur le même quart de période du signal: 0; 169. On en déduit que la valeur maximale de l'amplitude du signal numérique en sortie du mélangeur à réjection d'image est atteinte lorsque les premier et second signaux numériques prennent simultanément la valeur de 169. Ainsi, pour un signal numérique d'entrée dans le mélangeur à réjection d'image ayant une valeur d'amplitude maximale, notée Emax, on obtient en sortie du mélangeur, une amplitude de signal numérique maximale, notée Smax, suivant l'équation suivante: Smax= (169+169)*Emax Dans un exemple pris pour référence, on considère que la valeur de Emax est égale à 15. On obtient alors une valeur de S. égale à 5070. Une telle valeur peut être codée sur 13 bits. De ce fait un tel signal peut être codé sur 13 bits associés à un signe. En conclusion, en prenant un signal analogique de mélange ayant des composantes en quadrature d'amplitude égale à 239, échantillonnées comme décrit précédemment, on est en mesure de réduire le format binaire du signal numérique en sortie du mélangeur tout en réduisant très sensiblement les composantes harmoniques du signal de mélange. Dans l'exemple pris en référence, on obtient une réduction de ce format binaire de 5 bits. Dans un autre mode de réalisation de la présente invention, on réalise un échantillonnage des deux composantes en quadrature du signal analogique de mélange aux instants correspondant respectivement aux valeurs calculées pour cosinus et sinus de rr/8, 3rr/8, 5rr/8, rr, 7rr/8, 9rr/8, 11rr/8, 13rr/8 et 151x/8. Un tel procédé d'échantillonnage permet de réduire la valeur maximale de l'amplitude du signal numérique de mélange par rapport à l'amplitude du signal analogique de mélange. Comme cela est détaillé ci-après, l'amplitude maximale du signal numérique en sortie du mélangeur est réduite par rapport au précédent mode de réalisation de la présente invention. Par conséquent, le format binaire du signal de sortie peut également être réduit. La figure 5 illustre un tel échantillonnage d'un signal analogique de mélange ayant une première composante sinusoïdale illustrée par la courbe 41 et une seconde composante sinusoïdale illustrée par la courbe 42. La première composante numérique résultant de cet échantillonnage prend les valeurs suivantes sur un quart de période du signal analogique de mélange, correspondant à [0, rr/2] : G cos(rr/8) ; G cos(3rr/8). La seconde composante numérique résultant de cet échantillonnage prend simultanément les valeurs suivantes sur le même quart de période du signal analogique de mélange: G cos(3rr/8) ; G cos(3rr18). Les harmoniques paires de tels signaux sont nulles du fait de la symétrie autour de l'origine. Afin de réduire les harmoniques impaires du signal numérique de mélange, on décompose le signal numérique de mélange en une somme de trois impulsions comme l'illustre la figure 6. La courbe 51 illustre la forme d'onde des composantes numériques de mélange. L'amplitude maximale de la forme d'onde, notée X, correspond à l'amplitude du signal analogique du générateur 101 multipliée par cos(rr/8). On obtient donc une première équation: G=X/cos(rr/8) (1) Puis, on décompose la forme d'onde 51 en une première impulsion 52, notée A, une seconde impulsion 53, notée B, et une troisième impulsion 54, notée C. La première impulsion prend sur une période successivement une valeur (X- Y) durant 2*rr/4, et la valeur 0 durant 6*rr/4. La deuxième impulsion prend sur ladite période successivement la valeur 0 durant 4*rr/4 puis une valeur -(X-Y) durant 2*rr/4 puis la valeur 0 durant 2*rr/4. Enfin, la troisième impulsion prend sur ladite période successivement une valeur Y durant 3*rr/4 puis une valeur -Y durant 4*rr/4, puis ladite valeur Y durant rr/4, où X et Y sont des entiers non nuls. La décomposition harmonique d'une impulsion carrée centrée d'amplitude E s'écrit: y= E - L /cosx 1 cos3x + 1 cos5x 1 cos7x +... Une décomposition harmonique d'une impulsion périodique P centrée d'amplitude E et de largeur 2krr est: P= E*[k+2/rr*(sinkrr cosx + '/z*sin2krr cos2x + 1/3*sin3krr cos3x...+ 1/n*sinnkrr cosnx)]. En appliquant ces décompositions harmoniques aux impulsions 52, 53 5 et 54, on obtient les résultats suivants. ( it 4 + 7r sin 4 cos(x)+ 1 sin 4 27t cos2(x) + 1 3 sin 4 3n cos3(x)...+ 1 n7t" n sin 4 1 2 cosn(x) A=(M N B=-(M N 1 +? sin-co x+7r)+ I sircos2(x+1t)+ 1 sir-cos3(x+it)...+ 1 sir 4 7t 4 2 4 3 4 n( cosn(x+7r) 4J C = - Nrcos(x) 3 cos3(x)+ 5 cos5(x)- - cos7(x)+.. \ i On note qu'en additionnant les résultats des décompositions A, B et C, la composante continue s'annule. D'autre part l'échantillonnage par un Dirac permet d'ignorer les harmoniques d'ordre supérieur à la demi bande de Niquyst. Ainsi, la fondamentale, notée F, peut être définie par l'équation suivante: F= 4/ rr [(X-Y) sinrr/4 cosx + Y cos x]=4/ rr[X,fi /2+ Y[1--fi /2]cosx. L'harmonique de rang 3, notée H3, est définie par l'équation suivante: H3 = 4/3rr [(X-Y) sin3rr/4 cos3x Y cos3x]= 413rr [X /2 Y (1+/2)]cos3x. On annule l'harmonique 3 par l'équation suivante: X/Y=1+. Les valeurs X et Y vérifient donc la même équation que les valeurs M et 25 N de l'équation (2) précédemment obtenue. Par conséquent, les mêmes suites de nombres entiers que celles présentées précédemment permettent de déterminer des valeurs qui vérifient sensiblement l'équation (2). Dans un mode préféré de réalisation de la présente invention, on (2') sélectionne pour les mêmes raisons que celles précédemment énoncées, les valeurs 70 et 169. En introduisant une erreur, notée E, on obtient l'équation suivante: X = (1- E)(1+'/) N. On calcule alors la fondamentale en fonction de la valeur Y suivant l'équation suivante: F=2,546Y. On obtient également l'harmonique de rang 3 en fonction de Y et de E suivant l'équation suivante: H3=0,723 E Y. Par conséquent le rapport de l'harmonique de rang 3 sur la fondamentale peut s'écrire en fonction de E selon l'équation suivante: H3/F=0,284 E. Ainsi, lorsque les valeurs de X et de Y vérifient sensiblement les équations précédemment déterminées, on réduit très sensiblement l'harmonique de rang 3 et de ce fait les harmoniques impaires de rang supérieur. Lorsque Y est égal à 70 et X est égal à 169, et d'après les équations qui précèdent, on obtient les résultats suivants: X/Y=2,414286; E = 0,00003; H3/F=-101,4 dB. Ce dernier résultat est inférieur à la valeur seuil égale à -83 db définie précédemment. Ces valeurs de X et de Y permettent donc de réduire très sensiblement les harmoniques de rang 3 et de rang supérieur. La première composante numérique de mélange prend successivement les valeurs suivantes sur un quart de période du signal correspondant à [0; rr/2] : 169; 169. Simultanément, la seconde composante numérique de mélange prend successivement les valeurs suivantes sur le même quart de période du signal: -70; 70. On en déduit que la valeur maximale de l'amplitude du signal numérique en sortie du mélangeur à réjection d'image est atteinte lorsque les première et seconde composantes numériques prennent simultanément les valeurs respectives 169 et 70. Ainsi, pour un signal numérique d'entrée dans le mélangeur à réjection d'image ayant une valeur d'amplitude maximale, notée Emax, on obtient en sortie du mélangeur, une amplitude de signal numérique maximale, notée Smax, suivant l'équation suivante: Smax= (169+70)*Emax Dans un exemple pris pour référence, on considère que la valeur de Emax est égale à 15. On obtient alors une valeur de Smax égale à 3585. Une telle valeur peut être codée sur 12 bits. De ce fait un tel signal peut être codé sur 12 bits associés à un signe. En conclusion, en prenant un signal analogique sinusoïdal de mélange d'amplitude égale à 169/cos(rr/8) et en effectuant un échantillonnage comme décrit précédemment pour obtenir une amplitude maximale du composante numérique de mélange égale à 169, on est en mesure de réduire le format binaire du signal numérique de sortie. Dans l'exemple pris en référence, on obtient une réduction de ce format binaire de 6 bits. La présente invention couvre des modes de réalisation dans lesquels d'autres valeurs vérifiant les équations (2) et (2') sont choisies. On note que les valeurs 169 et 70 sont avantageusement sélectionnées dans un tel mélangeur pour les raisons précédemment énoncées et également pour des raisons de facilité de calculs dans le mélangeur au cours des multiplications de signaux, comme cela est détaillé ci-après. En effet, en utilisant de tels nombres, on met avantageusement en oeuvre des multiplieurs partiels. L'écriture binaire du nombre 70, 001000110 présente l'avantage de comprendre un grand nombre de 0 relativement au nombre total de bits. La figure 7 illustre un multiplieur partiel mettant avantageusement en oeuvre l'écriture binaire du nombre 70. En effet, on peut réaliser, comme illustré sur la figure 7, un multiplieur partiel par 70 avec deux additionneurs ayant chacun une sortie sur quatre bits. Soit le format binaire d'entrée noté : E3 E2 El Eo On peut multiplier ce format binaire par 70, en traitant chaque bit égal à 1 du format binaire de 70. On décompose ainsi une telle multiplication comme décrit ci-après. On décale tout d'abord de 1, le format binaire d'entrée: E3 E2 El Eo 0. Puis on décale de 2, le format binaire d'entrée: E3 E2 El Eo00. Et enfin, on décale de 6, le format binaire d'entrée: E3 E2 E1 Eo000000. L'additionneur 61 prenant en entrée: E3 E2 E1Eo0E3E2El fournit en sortie: E3 (E3 + E2) (E2 + El) (El + Eo). Puis l'additionneur 62 prenant en entrée: E3 E2 El Eo000 fournit en sortie E3 E2 El Eo. Les entrées 63 et 64 permettent de gérer les débordements. On obtient ainsi une sortie sur 11 bits qui peut s'écrire de la façon suivante: E3 E2 El Eo E3 (E3 + E2) (E2 + El) (El + Eo). E0 O. Ce résultat correspond à une multiplication de E3 E2 El Eo par 70. Puis, l'écriture binaire du nombre 169, 010101001, présente également un nombre important de 0 relativement au nombre total de bits. La figure 8 illustre un multiplieur partiel mettant avantageusement en oeuvre l'écriture binaire du nombre 169. Un tel multiplieur peut être avantageusement réalisé avec trois additionneurs, 71, 72, 73 ayant une sortie sur 4 bits. Un mode de réalisation de la présente invention peut être mis en oeuvre dans un récepteur de signaux radio embarqué. En effet, le format binaire en sortie d'un tel mélangeur étant sensiblement réduit, le traitement du signal ainsi obtenu est plus facile et moins coûteux à réaliser. Ainsi, un tel récepteur peut présenter une plus grande autonomie en énergie. De plus, les harmoniques du signal de mélange sont très nettement réduites ce qui contribue à réduire les perturbations introduites par un procédé de mélange. REVENDICATIONS 1. Mélangeur de signaux radio numériques pour produire un signal numérique de sortie de fréquence centrale (f- fo) par mélange d'un signal numérique d'entrée de fréquence centrale (f), comprenant une composante réelle (102) et une composante imaginaire (103) d'entrée, à un signal numérique de mélange de fréquence centrale (fo), comprenant une composante réelle (112) et une composante imaginaire (113) de mélange fournissant chacune huit valeurs d'amplitude par période dudit signal de mélange; ledit signal numérique de sortie d'amplitude maximale Smax, 10 comprenant une composante réelle (110) et une composante imaginaire (111) de sortie; ledit mélangeur comprenant: - des moyens agencés pour fournir un premier signal intermédiaire (116) par mélange de ladite composante réelle d'entrée (102) à ladite 15 composante réelle de mélange (112); - des moyens agencés pour fournir un second signal intermédiaire (117) par mélange de ladite composante imaginaire d'entrée (103) à ladite composante imaginaire de mélange (113); - des moyens agencés pour fournir un troisième signal intermédiaire 20 (114) par mélange de ladite composante imaginaire d'entrée (103) à ladite composante réelle de mélange (112); des moyens agencés pour fournir un quatrième signal intermédiaire (115) par mélange de ladite composante réelle d'entrée (102) à ladite composante imaginaire de mélange (113); - des moyens agencés pour fournir ladite composante réelle (110) du signal de sortie en ajoutant lesdits premier et second signaux intermédiaires; - des moyens agencés pour fournir ladite composante imaginaire (111) du signal de sortie en ajoutant lesdits troisième et quatrième signaux intermédiaires; caractérisé en ce que chacune desdites composantes de mélange est décomposable en une pluralité d'impulsions (52,53,54) dont les valeurs d'amplitude sont déterminées à partir de deux nombres entiers sélectionnés parmi des valeurs entières qui vérifient, à une erreur prédéfinie près, une équation d'annulation de la composante d'harmonique de rang 3 dudit signal de mélange et qui minimisent ladite amplitude maximale Smax du signal de sortie. 2. Mélangeur selon la revendication 1, dans lequel les amplitudes des composantes réelle (112) et imaginaire (113) du signal numérique de mélange sont déterminées à partir d'un calcul d'échantillonnage d'un signal analogique, ayant une composante réelle et une composante imaginaire, à des instants t correspondant respectivement à 1r/8, 3-rr/8, 5u/8, 7rr/8, 9rr/8, 11rr/8, 13rr/8, 15rr/8. 3. Mélangeur selon la revendication 2, dans lequel l'une des composantes du signal de mélange est décomposée en trois impulsions périodiques (52, 53,54) respectivement déterminées sur une même période par: - une première impulsion (52) d'amplitude de valeur (X-Y) durant 2*rr/4, puis de valeur 0 durant 6*rr/4; - une deuxième impulsion (53) d'amplitude de valeur 0 durant 4*rr/4 puis de valeur -(X-Y) durant 2*rr/4 puis de valeur 0 durant 2*rr/4; et - une troisième impulsion (54) d'amplitude de valeur Y durant 3*rr/4 puis de valeur -Y durant 4*rr/4, puis de valeur Y durant rr/4, où X et Y sont des nombres entiers non nuls; dans lequel l'équation d'annulation de la composante d'harmonique de rang 3 est la suivante: XIY=1+' ;et dans lequel X est égal à la valeur d'amplitude maximale des composantes du signal de mélange. 4. Mélangeur selon la revendication 3, dans lequel les deux nombres entiers X et Y sont respectivement 169 et 70; et dans lequel l'amplitude maximale du signal numérique de sortie est égal à Emax * (169+70), où Emax est l'amplitude maximale du signal d'entrée. 5. Mélangeur selon la revendication 1, dans lequel les amplitudes des composantes réelle (112) et imaginaire (113) du signal numérique de mélange sont déterminées à partir d'un calcul d'échantillonnage d'un signal analogique à des instants t correspondant respectivement à 0, rr/4, 712, 3rr/4, rr, 5rr/4, 37/2, 7rr/4 pour réduire le nombre de calculs. 6. Mélangeur selon la revendication 5, dans lequel l'une des composantes numériques de mélange est décomposée en quatre impulsions périodiques (32, 33,34,35) respectivement déterminées sur une même période par: - une première impulsion (32) d'amplitude de valeur M durant 3*rr/4, et de valeur 0 durant 5*rr/4; - une deuxième impulsion (33) d'amplitude de valeur 0 durant 4*rr/4 puis de valeur M durant 3*rr/4 puis de valeur 0 durant rr/4; - une troisième impulsion (34) d'amplitude de valeur 0 durant rr/4, puis de valeur N durant rr/4 puis de valeur 0 durant 6*rr/4; et une quatrième impulsion (35) d'amplitude de valeur 0 durant 5* rr/4, puis de valeur N durant rr/4, puis de valeur 0 sur 2* rr/4, où M et N sont des nombres entiers non nuls, dans lequel l'équation d'annulation de la composante d'harmonique de rang 3 est la suivante: MIN=(1+fi); et dans lequel la somme des entiers M et N correspond à la valeur d'amplitude maximale des composantes du signal de mélange. 7. Mélangeur selon la revendication 6, dans lequel les deux nombres entiers M et N sont respectivement 169 et 70; et dans lequel l'amplitude maximale du signal numérique de sortie est égal à Emax*(169+169), où Emax est l'amplitude maximale du signal d'entrée. 2872649 29 8. Mélangeur selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel les valeurs entières qui vérifient l'équation d'annulation de l'harmonique de rang 3 du signal de mélange sont déterminées sur la base d'une suite de nombre An, pour n entier supérieur ou égal à 2, vérifiant la caractéristique suivante: An/An_2 converge vers (1±fi). 9. Mélangeur selon la revendication 8, dans lequel la suite de nombres An vérifie, pour i strictement positif, les équations suivantes: A=Ao*' ; A2 = Al *(1+h/2); A3 = A2 * -fi; A2i= A2;_2 + A2i_1, A2;+1 = A2; + A2;_2, et dans lequel le rapport entre deux nombres consécutifs converge alternativement vers et (1±\12/2).