Brevet FR2863421A1 — publié le 20050610

L'invention concerne un procédé de génération d'un signal numérique représentatif de l'erreur d'appariement entre les canaux d'un système de conversion analogique numérique à entrelacement temporel, un procédé de suppression des erreurs ainsi calculées et un système de conversion analogique numérique à entrelacement temporel l'utilisant. Les deux principales caractéristiques d'un convertisseur analogique numérique sont, bien entendu, sa résolution en bits et sa 1 o fréquence d'échantillonnage. Afin d'augmenter la vitesse des convertisseurs analogique numérique, une solution classique consiste à utiliser plusieurs canaux de conversion en parallèle commandés séquentiellement, à partir d'une horloge principale divisée et décalée. Ces systèmes de conversion analogique numérique à entrelacement temporel présentent cependant des erreurs liées à l'appariement imparfait entre les canaux. Notamment, ces erreurs peuvent résulter des décalages de tension, des différences de gain, des différences de réponse en fréquence ou en phase, et des écarts dans les instants d'échantillonnage des différents canaux. Afin de préserver l'intérêt d'une telle structure, la minimisation des erreurs d'appariement des canaux est indispensable. Cette minimisation peut être effectuée soit en réduisant (a priori) autant que possible les différences entre les canaux, soit en corrigeant (a posteriori) le signal numérisé. Un certain nombre de techniques peuvent être employées pour minimiser les erreurs d'appariement entre les canaux des systèmes de conversion analogique numérique à entrelacement temporel. Le brevet américain US 4,633,226 de Black, Jr. délivré le 30 35 décembre 1986 propose de mettre en commun un certain nombre d'éléments entre les canaux afin de diminuer le nombre d'éléments non appariés. Ce type de solution suppose la modification des convertisseurs analogique numérique utilisés dans chaque canal, ce qui n'est pas toujours possible. Une autre solution, classiquement utilisée, s'attaque à la source des erreurs d'appariement des canaux. Notamment, elle propose l'ajustement de la phase des horloges d'échantillonnage (comme dans le brevet américain US 4,763,105 de Jenq délivré le 9 août 1988), des tensions de décalage, des différences de gain de chaque canal. Cette solution suppose un ajustement de chaque paramètre concerné pour chaque canal. Cela conduit donc à des réalisations complexes. De plus ces ajustements, notamment dans le cas de la phase des horloges d'échantillonnage, sont des sources de bruit supplémentaires. Cette solution peut donc conduire à dégrader les performances dynamiques du système de conversion analogique numérique à entrelacement temporel. Le traitement du signal peut aussi permettre la correction des erreurs d'appariement, notamment par l'utilisation de filtres égaliseurs numériques. Les égaliseurs peuvent utiliser, pour ce faire, la différence de réponse des canaux par rapport à un canal pris comme référence tel que l'indique, par exemple, le brevet américain US 5,239,299 de Apple et al. délivré le 24 août 1993. Ce type de solution corrige, après conversion numérique, les effets des erreurs d'appariement des canaux. La correction dépend de la qualité des filtres utilisés. La correction ne peut donc pas être idéale sur la totalité du spectre sauf à utiliser une quantité rédhibitoire de matériel. Ces techniques visent donc soit à agir à la source, à savoir sur les différences (analogiques) entre les canaux de conversion; soit à agir sur le signal numérisé, en traitant les effets des défauts qui se sont agrégés au signal échantillonné. Dans ce dernier cas, l'opération est donc double puisqu'il s'agit d'abord d'extraire les défauts du signal à la sortie du convertisseur puis, ensuite, de les éliminer. 2863421 3 La présente invention permet de pallier ou, pour le moins, de réduire ces inconvénients en corrigeant les erreurs d'appariement entre les canaux des systèmes de conversion analogique numérique à entrelacement temporel par la création directe de signaux numériques représentatifs de ces erreurs, et leur soustraction du signal numérisé en sortie du système de conversion. Un objet de l'invention est un procédé de génération d'un signal numérique représentatif de l'erreur d'appariement entre les canaux d'un système de conversion analogique numérique à entrelacement temporel comportant un convertisseur analogique numérique sur chaque canal. Ledit procédé comporte la détermination du spectre dudit signal numérique en fonction de la réponse fréquentielle du système de conversion analogique numérique à entrelacement temporel à au moins un signal de calibration analogique. La solution proposée outre l'avantage d'être numérique est moins complexe car elle ne nécessite pas l'extraction des défauts du signal à la sortie du convertisseur. Un autre objet de l'invention est un procédé de suppression des erreurs d'appariement entre les canaux d'un convertisseur analogique numérique, comportant la génération d'un signal numérique représentatif de l'erreur d'appariement entre les canaux suivant le procédé de génération ci-dessus et la soustraction au signal en sortie du convertisseur analogique numérique dudit signal numérique généré. L'invention a aussi pour objet un système de conversion analogique numérique à entrelacement temporel de fréquence 3o d'échantillonnage Fs comportant: N convertisseurs analogique numérique pilotés par une horloge d'échantillonnage de fréquence Fs/N; 2863421 4 - des moyens de génération d'un signal numérique représentatif de l'erreur d'appariement piloté par la dite horloge de fréquence Fs; - des moyens de soustraction au signal de sortie dudit convertisseur analogique numérique du signal numérique généré par lesdits moyens de génération. Les caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description, faite à titre d'exemple, et des 10 figures s'y rapportant qui représentent: - Figure 1, un schéma bloc illustrant le principe du système de conversion analogique numérique à entrelacement temporel, selon l'art antérieur, - Figure 2, un diagramme des différentes horloges 15 d'échantillonnage du système de conversion analogique numérique à entrelacement temporel, selon l'art antérieur, Figure 3, un diagramme du spectre du signal échantillonné obtenu en sortie du système de conversion analogique numérique à entrelacement temporel, selon l'art antérieur, - Figure 4, un schéma bloc illustrant le principe de correction fréquentielle des erreurs d'appariement d'un système de conversion analogique numérique à entrelacement temporel, selon l'invention, - Figure 5, un exemple de réalisation de la détermination des informations de calibration IC à partir de la réponse fréquentielle du système de conversion analogique numérique à entrelacement temporel, selon l'invention, - Figure 6, un diagramme du spectre du signal en sortie du dispositif de génération de signaux peigne figurant dans les moyens de génération du signal représentatif des erreurs d'appariement, selon l'invention, - Figure 7, un schéma bloc d'un exemple de moyens de calcul des informations de calibration, selon l'invention, - Figure 8, un diagramme du spectre du signal en sortie du dispositif de modulation d'amplitude figurant dans les moyens de 2863421 5 génération du signal représentatif des erreurs d'appariement, selon l'invention, - Figure 9, un schéma bloc du dispositif de modulation d'amplitude figurant dans les moyens de génération du signal représentatif des erreurs d'appariement, selon l'invention, - Figure 10, un diagramme du spectre du signal numérisé après soustraction du signal obtenu par les moyens de génération du signal représentatif des erreurs d'appariement, selon l'invention. La figure 1 illustre un système de conversion analogique numérique à entrelacement temporel. Le système de conversion analogique numérique à entrelacement temporel comporte N canaux. Chaque canal n comporte un convertisseur analogique numérique CAN; piloté par une horloge H. Comme l'illustre la figure 2, lorsque l'horloge d'échantillonnage He du système de conversion analogique numérique à entrelacement temporel a une fréquence Fs, chacune des horloges H; a une fréquence Fs/N. En outre, l'horloge H; est décalée de l'horloge Hi_1 du canal voisin d'une période 1/Fs. Le signal d'entrée analogique EA est donc échantillonné sur chacun des canaux à la fréquence Fs/N à un instant décalé de 1/Fs par rapport au canal voisin. Les signaux échantillonnés en sortie des convertisseurs analogiques numériques CAN; sont ensuite multiplexés par le multiplexeur MUX pour obtenir le signal numérique e(nTS) échantillonné à la fréquence Fs. La mise en parallèle de plusieurs canaux de conversion commandés séquentiellement, à partir d'une horloge principale divisée et décalée est une solution classique pour l'augmentation de la vitesse des convertisseurs analogique numérique. 2863421 6 Ces systèmes de conversion analogique numérique à entrelacement temporel présentent cependant des erreurs liées à l'appariement imparfait entre les canaux. Dans les systèmes de conversion analogique numérique à entrelacement temporel, tels que celui illustré par la figure 1, les défauts d'appariement des différents canaux sont sources d'erreurs. Les défauts d'appariement entre les différents canaux du système de conversion analogique numérique à entrelacement temporel apparaissent dans le spectre du signal échantillonné sous forme de spectres parasites autour des fréquences k.Fs/N, comme le montre la figure 3. Fs est la fréquence de l'horloge d'échantillonnage et N le nombre de canaux du système de conversion analogique numérique à entrelacement temporel. Le spectre du signal échantillonné de la figure 3 est celui obtenu pour un signal d'entrée sinusoïdal de fréquence Fin. Ces appariements concernent: Les tensions de décalage (offset) : l'erreur va alors se traduire par 20 l'apparition de raies aux fréquences fixes k. Fs/N d'amplitude liée à la tension de décalage entre les canaux. Le gain: l'erreur va alors se traduire par l'apparition de spectres autour des fréquences kFs/N d'amplitude liée à l'écart de gain entre les canaux. 25 Ce phénomène est assimilable à une modulation en amplitude. La phase ou le timing: l'erreur va alors se traduire par l'apparition de spectres autour des fréquence kFs/N, d'amplitude liée à l'écart temporel de l'horloge d'échantillonnage entre les canaux. Ce phénomène est assimilable à une modulation de fréquence. La bande passante: l'erreur va alors se traduire par un gain et une phase différente sur le signal d'entrée d'où une combinaison des deux erreurs précédentes. 2863421 7 L'invention consiste en un procédé permettant, par modulation numérique de signaux de fréquence k.Fs/N à l'aide d'informations obtenues par calibration, de créer des signaux de phase et d'amplitude voisins de ceux des défauts, et à les soustraire du signal numérisé. Les principaux avantages de ce procédé de suppression des erreurs d'appariement sont: La correction par traitement numérique du signal échantillonné ; io Le traitement direct des erreurs induites par l'entrelacement. D'où une double simplification du traitement: pas de nécessité d'extraire l'erreur du signal utile et un moindre besoin de précision dans les calculs. La figure 4 montre un exemple de mise en oeuvre du procédé de 15 suppression selon l'invention permettant ainsi d'annuler ou de diminuer les défauts d'appariement. Dans un premier temps, le spectre du signal numérique représentatif des défauts d'appariement est déterminé en fonction de la réponse fréquentielle du système de conversion analogique numérique à entrelacement temporel à au moins un signal de calibration. Le signal de calibration est constitué par un signal analogique connu. Ainsi, lors de cette étape aussi appelée phase de calibration , des signaux analogiques connus sont injectés dans le système de conversion analogique numérique à entrelacement temporel. Sont alors déterminées les amplitudes et des phases des différentes raies parasites. A partir de cette réponse fréquentielle, des informations de calibration IC comportant, notamment, la valeur des différentes tensions de décalage et/ou les écarts de gain et/ou de phase... entre les canaux peuvent être déterminées. En analysant le spectre du signal échantillonné, des informations de calibration IC peuvent être déterminées. En effet, le signal échantillonné s(n) en sortie du système de conversion analogique 2863421 8 numérique à entrelacement temporel est un signal périodique discret de période N xN(n) pouvant s'écrire sous forme d'une série de Fourrier: N 1 j2,--n xN(n)=1=0C,e N avec C, = NVk=0xN(k)e 2rNk xN (n) = E O1k 0 N xN (k)e N(n k) = N1 N ej2rNn k O xN (k)e_J2ecNk 5 Si l'entrée e(t) du système de conversion analogique numérique à entrelacement temporel est un signal quelconque, le signal échantillonné est un signal e1(t) où e1 est le résultat de l'influence de la bande passante limitée (O sure. La sortie du système de conversion analogique numérique à entrelacement temporel à N canaux est alors la suivante: s(n) = AVk + (1 + AGk)elk (nTs + Atk) = AVk + elk (nTs + Atk) + tGkelk (nTs + Atk) avec k = n[N] en notant: AVk la tension de décalage du canal k zGk l'erreur de gain en amplitude du canal k (le gain est normalisé à 1) Atk l'écart temporel du canal k Awk l'écart de bande passante du canal k (par rapport à une bande 20 passante nominale à -3dB wo) Ts la période de l'horloge d'échantillonnage elk le résultat de l'influence de la bande passante limitée à wo+Awk sur e. En général l'écart temporel est très petit devant la période d'échantillonnage, l'écart de gain très petit devant 1, l'écart de bande passante très petit devant la bande passante. La sortie du système de conversion analogique numérique à entrelacement temporel à N canaux peut donc être approximée au premier ordre: s(n) = e,k (nTs) + AVk + d (nTs) Atk + elk (nTs)AGk + - (nTS)Awk avec k = n[N] 0 Si l'influence de la bande passante limitée à wo est considérée comme 2863421 9 due à un système du premier ordre, la transformée de Laplace de e1(t) est E1(p) = + E(p) , et donc la sensibilité de variation de coo est: p dE p E(p) = 1 p 1 E(p) = E2 (p) en notant e2(t) le dwo (P) = (p+wo)2 wo p+a wo résultat du filtrage de e1(t) par le filtre passe haut de réponse p/(p+ wo). En utilisant l'écriture sous forme de série de Fourier, l'erreur sur la sortie du système de conversion analogique numérique à entrelacement temporel à N canaux As(n)= s(n)-e(nTS) peut donc s'écrire: 1 L k=OAV e J27rNk +e (nT) L 1 N AG e-J2rcNk + N k=0 k 1 s N k=0 k del (nT) 1 N-1 At e-J2'tNk +e (nT) N-1 ACOk e J2r k dt s N k=0 k 2 s N k=0 w0 Le spectre de l'erreur est donc: F(As(w)) 1 k=N-1 O AVke-JZgNk +e, (nTs) 1 EN-1 AGke-JZzNk + N N de 1 N-1 -12ir k dt (nTS)NEk=oAtke N + e2 (nTs) 1 N-1 Awk e-J22rLk N k=0 w 0 1 LN11(w 1 )F(AV(Z))+ 1 EN 1F(e1(w Z S))F(AG(l))+ N N N N 1 N de rv 1 N-1 w s N 1.0 F( dt (w l Nj))F(Ot(l)) +N E1=0 F(H(el (w Z N))) w avec les notations suivantes: 1(w) est un signal qui vaut 1 pour w =0 et 0 ailleurs F(e1) est la transformée de Fourier de e1(t) F(de1/dt) est la transformée de Fourier de del/dt F(AV) est la transformée de Fourier (discrète) du vecteur AVk F(AG) est la transformée de Fourier (discrète) du vecteur AGk 20 F(At) est la transformée de Fourier (discrète) du vecteur Atk N-1 l27tNn As(n) = 1-0 e + ejtcnTs N-1el2rtNn 1=0 2863421 10 F(Aw) est la transformée de Fourier (discrète) du vecteur Awk H est la réponse fréquentielle du filtre passe haut p/(p+ wo). ws = 27r/Ts Il apparaît donc des spectres parasites: - Des raies relatives aux tensions de décalage, aux fréquence multiples de Fs/N avec une valeur égale à N F(AV(l)) ; Des spectres relatifs aux erreurs de gain, comportant le spectre de e1(t) transposé autour des fréquences multiples de Fs/N, avec une valeur 1 o égale à N F(e1(w))F(AG(l)) ; Des spectres relatifs aux erreurs de phase, comportant le spectre de del/dt(t) transposé autour des fréquences multiples de FM/N, avec une valeur égale à N F(d (w))F(At(l)) ; Des spectres relatifs aux erreurs de bande passante, comportant le 15 résultat du filtrage de e1(t) par le passe haut p/(p+ wo), transposé autour des fréquences multiples de Fs/N, avec une valeur égale à N F(H(e1(w)))F(Aw(l)) . Le signal numérique représentatif des erreurs d'appariement 20 comporte donc: Des raies de fréquence f0S = N,l = 0,1, É É É, N -1 avec une amplitude 2g1 k A0 = N Ek oAVke ' N, correspondant à un signal représentatif des 1 2tt-(n k erreurs de décalage Vcos(n) = N E1=0 EN-1 k=oAVke - Des spectres autour des fréquence f0S = N,l = 0,1,É É É,N -1 obtenus par 25 modulation d'amplitude par le signal d'entrée de raies d'amplitude 2r1 k Ag = N Ek OAGke ' N, correspondant à un signal représentatif des 1 N 1 N 1 j2er (n k) erreurs de gain Vcg(n) = Ne1(nTs)EI=o k=oAGke N = e1(nTs).Cg(n) ; - Des spectres autour des fréquence f0 = FS, l = 0,1,É É É, N -1 obtenus par N modulation d'amplitude par la dérivée du signal d'entrée de raies - 22rJk d'amplitude Ap = N Ek OAtke ' N, correspondant à un signal représentatif des erreurs de phase Vcp(n) = 1 del (nTs)VNO1VN-1 ke'71 =del (nTs) Cp(n) , N dt dt Des spectres autour des fréquence fos = N,l = 0,1, . . ., N l obtenus par modulation d'amplitude par le résultat du filtrage passe haut p/(p+wo) du 1 N-1000 -J2z1 k signal el (t) de raies d'amplitude A6 = N Ek o --Le N, correspondant à un signal représentatif des erreurs de bande passante Vcb(n) = e2(nTS)1 ovN-, k eJ21rN(n-k) = e2(nTs).Cb(n) . La phase de calibration comporte donc l'injection en entrée du système de conversion analogique numérique à entrelacement temporel de signaux analogiques de fréquence et d'amplitude connues (notamment des sinusoïdes pures) comme le montre l'exemple du procédé de calibration illustré par la figure 5. L'analyse du spectre du signal échantillonné en sortie du système de conversion analogique numérique à entrelacement temporel est 20 facilitée par le fait que: Les raies parasites relatives aux tensions de décalage sont proportionnelles à la transformée de Fourier discrète du vecteur AVk; Les raies parasites relatives aux erreurs de gain sont proportionnelles à la transformée de Fourier discrète du vecteur AGk; Les raies parasites relatives aux erreurs de phase sont proportionnelles à la transformée de Fourier discrète du vecteur Atk; Les raies parasites relatives aux erreurs de bande passante sont proportionnelles à la transformée de Fourier discrète du vecteur Awk/wo. 2863421 12 Les composantes des vecteurs AVk, AGk, Atk, Awk peuvent donc être extraites des spectres des signaux échantillonnés par transformée de Fourier discrète inverse. Dans un premier temps un signal Vn(t) = 0 est injecté, le signal échantillonné en sortie du convertisseur analogique numérique est enregistré, son spectre calculé par transformée de Fourier. Des valeurs à kFS/N sont extraites par transformée de Fourier discrète inverse des 1 o coefficients aosk, Rosk à partir desquels le signal Vcos(n) représentatif des erreurs de tension de décalage est calculé. Dans un deuxième temps des signaux Vn(t) = Acosw;n(t) avec plusieurs valeurs de w;n sont injectés, les signaux échantillonnés en sortie du convertisseur analogique numérique sont enregistrés, leur spectre calculé par transformée de Fourier. Les valeurs kFs/N Fin à sont ensuite extraites en fonction de coin. Des points d'origine sont extraits par transformée de Fourier discrète inverse des coefficients agk, Rgk à partir desquels le coefficient Cg(n) multiplicateur du signal d'entrée permettant de générer le signal représentatif des erreurs de gain est calculé. Des points d'inflexion sont extraits par transformée de Fourier discrète inverse des coefficients abk, Rbk à partir desquels le coefficient Cb(n) multiplicateur du signal d'entrée permettant de générer le signal représentatif des erreurs de bande passante est calculé. A partir des mêmes signaux échantillonnés sont extraites les courbes Vn(kFs/N+/-F;n)/jw;n en fonction de w;n. Des points d'origine sont extraites par transformée de Fourier discrète inverse les informations des coefficients pk, (ipk à partir desquels le coefficient Cp(n) multiplicateur du signal d'entrée permettant de générer le signal représentatif des erreurs de phase est calculé. L'ensemble des signaux Vcos et coefficients Cg(n), Cb(n) et Cp(n) ainsi déterminés constituent des informations de calibration IC. Dans un deuxième temps, nommé par la suite phase opérationnelle, i.e. phase durant laquelle des signaux quelconques sont échantillonnés par le système de conversion analogique numérique à entrelacement temporel est généré un signal numérique représentatif des erreurs d'appariement des canaux. Par exemple, ledit signal numérique peut être généré sous la forme d'un signal peigne dont le spectre est composé de raies de fréquence kFs/N (où Fs est la fréquence d'échantillonnage et N le nombre de canaux du système de conversion analogique numérique à entrelacement temporel (CAN 10)) et l'amplitude fonction de la réponse fréquentielle du convertisseur analogique numérique. Notamment, ce signal peut être obtenu par modulation des signaux peignes de fréquence kFs/N en fonction de la réponse fréquentielle, par exemple à l'aide des informations de calibration IC. Ces signaux ont un spectre identique à celui des erreurs d'appariement comme le montre la figure 8. Dans l'exemple de la figure 4, le signal d'entrée analogique EA est converti par le système de conversion analogique numérique CAN 10 suivant l'horloge d'échantillonnage He. L'horloge d'échantillonnage He pilote des moyens de génération d'un signal de type peigne 11. La génération de signaux de type peigne à partir de l'horloge d'échantillonnage peut comporter la création de signaux numériques correspondant aux raies du type C, = 1 Lk oACike I27rNk qui peuvent s'écrire sous la forme suivante, s'agissant de signaux réels: C (n) = 1 N1 N-1z C ej2N(n-k) N 1=0 k=0 ik N Ek o 0C,k cos 2ff k cos 27z n C 1 J + CN k 0 'k sin 27z N kJ sin 27z 1 J 1=0 ail cos 2z N n + A3,.1 sin 2,z n Ce signal possède un spectre composé de raies kFs/N comme 5 l'illustre la figure 6. Les coefficients a et pi, peuvent être obtenus lors de la NN-1 1=0 E 2863421 15 phase de calibration comme le montre la figure 5. La figure 7 donne un exemple de mise en oeuvre du calcul de Ci, les valeurs Ci(n) constituant alors les informations de calibration IC peuvent être mises en mémoire pour des valeurs de n comprises entre 0 et N-1. Cette mémoire adressée cycliquement par n (quelconque) permet, ensuite, de présenter en sortie les valeurs de Ci. Un compteur 20 est synchronisé par un signal sync et piloté par l'horloge d'échantillonnage H8. Ce compteur 20 permet la mise en mémoire cyclique des informations de calibration 1C. Suivant les informations de calibration IC, elles sont respectivement mises dans la mémoire relative aux tensions de décalage 21, aux erreurs de gain 22, aux erreurs de phase 23 et aux erreurs de bande passante 24. Ces mémoires 21, 22, 23, 24 sont contrôlées en écriture par une commande CE et fournissent respectivement les valeurs VcoS(n), Cg(n), Cp(n) et Cb(n). Dans cet exemple, les valeurs VcoS(n), Cg(n), Cp(n) et Co(n) sont calculées en préalable à la modulation du signal d'entrée échantillonné lors de la phase de calibration du système de conversion analogique numérique à entrelacement temporel, et maintenues en mémoire pour utilisation comme information de calibration par les moyens de modulation d'amplitude dans la phase opérationnelle du système de conversion analogique numérique à entrelacement temporel. Les moyens de modulation d'amplitude 12 reçoivent le signal peigne obtenu et opèrent sa modulation par le signal échantillonné e(nTs) en utilisant des informations de calibration IC, comme l'indique la figure 4. Ce signal peut être modulé par le signal d'entrée ou les informations extraites du signal échantillonné (dérivée, filtrage passe haut). Ainsi sont obtenus des signaux représentatifs des erreurs de gain Vcg(n) et/ou des erreurs de phase Vcp(n) et/ou des erreurs de bande passante Vcb(n) par le produit des informations de calibration IC adéquates: i.e. du coefficient respectif Cg, Cp ou Co avec respectivement 2863421 16 le signal d'entrée e(nTs) , une approximation s'(n) de sa dérivée de/dt(nTs) ou du résultat e2(n) du filtrage passe haut du signal d'entrée. La figure 9 montre un exemple de réalisation des moyens de modulation 12. Les mémoires 121 et 123 fournissent respectivement les coefficients nécessaires à l'élaboration du filtre passe haut H 122 et du filtre de dérivation 124. Le signal numérique échantillonné e(nTs) en sortie du convertisseur analogique numérique est soit: - Directement multiplié par l'information de calibration IC correspondante 10 au coefficient Cg pour obtenir un signal représentatif des erreurs de gain Vcb(n) ; - Filtré par le filtre de dérivation 124 puis multiplié par l'information de calibration IC correspondant au coefficient Cp pour obtenir un signal représentatif des erreurs de phase Vcb(n) ; - Filtré par le filtre H 122 puis multiplié par l'information de calibration IC correspondante au coefficient Cb pour obtenir un signal représentatif des erreurs de bande passante Vcb(n). L'ensemble de ces signaux représentatifs d'erreurs d'appariement Vcos(n), Vcb(n), Vcb(n) et Vcb(n) sont additionnés pour fournir le signal numérique représentatif des erreurs d'appariement (toutes causes confondues). Le signal numérique représentatif des erreurs d'appariement est 25 ensuite soustrait au signal numérisé grâce à un additionneur 13 (voir figure 4). Ce type de système de conversion analogique numérique à entrelacement temporel avec correction des erreurs d'appariement présente un intérêt en terme de vitesse de conversion dans diverses applications. Les applications principales concernent les systèmes d'instrumentation et les systèmes de réception numérique, notamment: - Les systèmes d'instrumentation et de test, les oscilloscopes numériques; 2863421 17 Les récepteurs numériques, notamment pour radar et guerre électronique; Les récepteurs à conversion directe, notamment lors de la démodulation RF et dans le cadre de la radio logicielle. 18 REVENDICATIONS 1. Procédé de génération d'un signal numérique représentatif de l'erreur d'appariement entre les canaux d'un système de conversion analogique numérique à entrelacement temporel (CAN 10) comportant un convertisseur analogique numérique (CAN,, CAN2r...,CANN) sur chaque canal caractérisé en ce qu'il comporte la détermination du spectre dudit signal numérique (11-12) en fonction de la réponse fréquentielle du système de conversion analogique numérique à entrelacement temporel (CAN 10) à au moins un signal de calibration analogique (IC). Zo 2. Procédé de génération d'un signal numérique représentatif de l'erreur d'appariement selon la revendication précédente caractérisé en ce qu'il comporte la génération d'un signal peigne dont le spectre est composé de raies de fréquence kFs/N (11) (où Fs est la fréquence d'échantillonnage et N le nombre de canaux du système de conversion analogique numérique à entrelacement temporel (CAN 10)) et l'amplitude (12) fonction de la réponse fréquentielle du convertisseur analogique numérique. 3. Procédé de génération d'un signal numérique représentatif de l'erreur d'appariement selon la revendication précédente caractérisé en ce que l'amplitude est fonction des tensions de décalage AVk (21) déterminées à partir de la réponse fréquentielle du convertisseur analogique numérique. 4. Procédé de génération d'un signal numérique représentatif de l'erreur d'appariement selon l'une des revendications 2 ou 3 caractérisé en ce qu'il comporte la modulation d'amplitude du signal peigne (12) par le signal d'entrée (EA) numérisé par le système de conversion (CAN 10) de sorte que la modulation transforme le spectre du signal peigne en fonction de la réponse fréquentielle du convertisseur analogique numérique. 5. Procédé de génération d'un signal numérique représentatif de l'erreur d'appariement selon la revendication précédente caractérisé en ce que l'amplitude est fonction des écarts de gain AGk (22) déterminés à partir de la réponse fréquentielle du convertisseur analogique numérique. 2863421 19 6. Procédé de génération d'un signal numérique représentatif de l'erreur d'appariement selon l'une des revendications 2 à 5 caractérisé en ce qu'il comporte la modulation d'amplitude du signal peigne par la dérivée s'(n) du signal d'entrée numérisé par le système de conversion de sorte que la modulation (12) transforme le spectre du signal peigne en fonction de la réponse fréquentielle du convertisseur analogique numérique. 7. Procédé de génération d'un signal numérique représentatif de l'erreur d'appariement selon la revendication précédente caractérisé en ce que so l'amplitude est fonction des écarts temporels Atk (23) de l'horloge d'échantillonnage déterminés à partir de la réponse fréquentielle du convertisseur analogique numérique. 8. Procédé de génération d'un signal numérique représentatif de l'erreur d'appariement selon l'une des revendications 2 à 7 caractérisé en ce qu'il comporte la modulation d'amplitude (12) du signal peigne par le résultat e2(n) du filtrage passe haut du signal d'entrée numérisé par le système de conversion de sorte que la modulation transforme le spectre du signal peigne en fonction de la réponse fréquentielle du convertisseur analogique numérique. 9. Procédé de génération d'un signal numérique représentatif de l'erreur d'appariement selon la revendication précédente caractérisé en ce que l'amplitude est fonction des erreurs de bande passante AWk (24) déterminées à partir de la réponse fréquentielle du convertisseur analogique numérique. 10. Procédé de suppression des erreurs d'appariement entre les canaux d'un convertisseur analogique numérique (CAN 10) caractérisé en ce qu'il comporte la génération d'un signal numérique (11-12) représentatif de l'erreur d'appariement entre les canaux d'un convertisseur analogique numérique selon l'une quelconque des revendications 1 à 9 et la soustraction (13) au signal en sortie du convertisseur analogique numérique dudit signal numérique généré. 11. Système de conversion analogique numérique à entrelacement temporel de fréquence d'échantillonnage Fs comportant N convertisseurs analogique numérique (CAN1, CAN2,...,CANN) pilotés par une horloge 2863421 20 d'échantillonnage (He) de fréquence Fs/N, et caractérisé en ce qu'il comporte en outre: - des moyens de génération d'un signal numérique représentatif de l'erreur d'appariement (11-12) selon l'une quelconque des revendications 5 1 à 9 piloté par la dite horloge (He) de fréquence Fs; des moyens de soustraction (13) au signal de sortie dudit convertisseur analogique numérique du signal numérique généré par lesdits moyens de génération. 12. Système de conversion analogique numérique à entrelacement 10 temporel selon la revendication précédente, caractérisé en ce que les moyens de générations comportent: - un dispositif de génération d'un signal peigne (11) piloté par la dite horloge (He) de fréquence Fs; - un dispositif de modulation d'amplitude (12) connecté à la sortie dudit 15 dispositif de génération d'un signal peigne (11) recevant des informations de calibration (IC) déterminées en fonction de ladite réponse fréquentielle.