Brevet FR2851368A1 — publié le 20040820

COMPOSANTS ELECTRONIQUES COMPORTANT DES CONDENSATEURS MICRO ELECTROMECANIQUES A CAPACITE AJUSTABLE. La présente invention concerne des composants électroniques comportant des condensateurs micro électromécaniques à capacité ajustable électroniquement. Elle s'applique notamment, mais non exclusivement, aux systèmes 10 hyperfréquences, tels que les circuits d'émission des réseaux d'antennes à balayage électronique. Dans de nombreuses applications dans le domaine des hyperfréquences, des condensateurs à capacité ajustable sont employés pour réaliser des fonctions de 15 retardement de signaux, de déphasage ou encore d'adaptation d'impédance. Ces applications nécessitent généralement de pouvoir ajuster et contrôler le retard, le déphasage ou l'impédance. A l'heure actuelle, les lignes à retard ajustables électroniquement sont basées 20 sur l'utilisation de diodes à semi-conducteur, telles que les varactors, les diodes Schottky ou à effet tunnel. De telles diodes fonctionnent sur une large bande de fréquences, et possèdent un comportement excellent en ce qui concerne leur réponse aux impulsions très courtes. Toutefois, de telles diodes présentent également de nombreux inconvénients qui limitent leur utilisation. En effet, 25 elles ne supportent pas des tensions ou des puissances élevées. Leurs caractéristiques sont très sensibles aux variations de température. Elles engendrent un niveau de bruit excessif, de sorte que leur facteur de qualité Q est faible, si bien qu'elles sont peu adaptées à être utilisées dans les filtres et les lignes à retard utilisables dans le domaine des hyperfréquences. 30 Par ailleurs, on a réalisé des composants micro électromécaniques (MEM) utilisables comme commutateurs ou comme condensateurs à capacité variable ne présentant pas les inconvénients de la diode à semi-conducteur. En particulier, un tel composant présente un facteur Q élevé et un génère peu de 35 bruit. Il comprend généralement une électrode fixe et une électrode mobile dont la position est ajustée à l'aide d'une force électrostatique générée par un champ électrique, qui est appliquée à l'électrode mobile. Toutefois, comme la capacité d'un tel condensateur est ajustée en faisant varier mécaniquement la distance entre les électrodes, la vitesse d'ajustement est relativement faible (> 10 jis), ce qui rend un tel condensateur inadapté aux applications nécessitant une réponse impulsionnelle très rapide. En outre, la 5 tension qui est nécessaire pour générer une force électrostatique apte à déplacer l'électrode mobile est relativement élevée, de l'ordre de 30 V. En outre, ils s'avèrent délicats à commander en mode condensateur à capacité variable. En effet, lorsque l'on applique une tension propre aux bornes du 10 condensateur, une force électrostatique d'attraction apparaît entre les électrodes, ce qui entraîne une réduction de la distance entre les électrodes. Il en résulte que le champ électrique entre les électrodes augmente, et donc la force électrostatique d'attraction. A partir d'un certain seuil de tension, la distance entre les deux électrodes devient donc incontrôlable et l'électrode mobile vient 15 se plaquer contre l'électrode fixe, établissant le contact électrique. Il en résulte que le composant se comporte comme un commutateur commandé électroniquement. La présente invention a pour but de supprimer ces inconvénients. Cet objectif 20 est atteint par la prévision d'un composant électronique comprenant au moins un condensateur micro électromécanique à capacité ajustable comportant deux électrodes mobiles l'une par rapport à l'autre. Selon l'invention, ce composant comprend un circuit de commande comportant 25 des moyens de mesure pour mesurer la capacité du condensateur, des moyens pour déterminer un écart de capacité entre la capacité mesurée du condensateur et une valeur de capacité de consigne, des moyens pour injecter une charge électrique dans une électrode de commande de manière à créer une force électrostatique apte à déplacer l'une des deux électrodes par rapport à l'autre 30 électrode et ainsi ajuster la capacité du condensateur, la charge électrique injectée étant déterminée en fonction de l'écart de capacité. Avantageusement, les moyens de mesure de la capacité du condensateur comprennent une source de courant alternative. 35 Selon une particularité de l'invention, les moyens d'injection d'une charge électrique comprennent une source de courant pulsé. Avantageusement, le composant selon l'invention est intégré avec le circuit de commande dans un circuit intégré. Selon une variante préférée de l'invention, l'électrode de commande est l'une des deux électrodes du condensateur. De préférence, les fréquences respectives de la source de courant alternative et de la source de courant pulsé sont inférieures et éloignées des fréquences de signaux traités par le composant. Selon une autre variante préférée de l'invention, l'électrode de commande est couplée mécaniquement à l'une des deux électrodes et isolée électriquement de celle-ci. Selon une autre variante préférée de l'invention, ce composant comprend une pluralité de condensateurs micro électromécaniques à capacité ajustable comportant chacun une première et une seconde électrode mobiles l'une par rapport à l'autre, les premières électrodes des condensateurs étant interconnectées en série par des pistes conductrices en forme d'enroulement 20 constituant chacune une inductance, de manière à former une chaîne d'électrodes dont les extrémités sont reliées respectivement à deux bornes de connexion du composant par l'intermédiaire de deux pistes conductrices respectives en forme d'enroulement, constituant chacune une inductance, les secondes électrodes des condensateurs étant reliées à un plan de masse. 25 Selon une autre variante préférée de l'invention, l'une des deux électrodes présente deux bornes de connexion et une longueur entre les deux bornes de connexion égale à un quart de la longueur d'onde de signaux traités par le composant, de manière à former un transformateur d'impédance quart d'onde. 30 Selon une autre variante préférée de l'invention, ce composant comprend une pluralité de condensateurs micro électromécaniques à capacité ajustable comportant deux électrodes mobiles l'une par rapport à l'autre, l'une des électrodes mobiles de chacun des condensateurs présentant deux bornes de 35 connexion reliées à des bornes de connexion respectives du composant et des longueurs respectives entre les deux bornes de connexion différentes les unes des autres, de manière à former un ensemble de transformateurs d'impédance quart d'onde connectables en série, de manière à adapter la longueur totale des condensateurs interconnectés en série à la longueur d'onde des signaux traités par le composant. Selon une autre variante préférée de l'invention, ce composant est utilisé pour 5 mesurer au moins une caractéristique d'un signal appliqué à l'une des deux électrodes du condensateur, le circuit de commande étant conçu pour maintenir constante la distance entre les électrodes du condensateur, indépendamment du signal appliqué à l'une des deux électrodes. Avantageusement, le circuit de commande est couplé à des moyens de mesure de la tension appliquée à l'électrode de commande, qui est proportionnelle à la tension moyenne du signal appliqué à l'une des deux électrodes. Selon une variante préférée de l'invention, la distance entre les deux électrodes 15 présente une valeur d'équilibre en l'absence de signal, le circuit de commande comprenant des moyens pour maintenir la distance entre les électrodes à une valeur différente de la valeur d'équilibre. Selon une autre variante préférée de l'invention, ce composant est utilisé pour 20 mesurer la puissance moyenne du signal appliqué à l'une des deux électrodes. Selon une autre variante préférée de l'invention, ce composant est utilisé pour mesurer l'intensité moyenne du signal appliqué à l'une des deux électrodes. Des modes de réalisation préférés de l'invention seront décrits ci-après, à titre d'exemples non limitatif, avec référence aux dessins annexés dans lesquels: La figure 1 représente schématiquement en perspective un composant électronique intégré selon l'invention, réalisant la 30 fonction d'une ligne à retard ajustable; La figure 2 montre une représentation schématique du circuit électronique correspondant à la ligne à retard représentée sur la figure 1; La figure 3 montre un circuit électronique permettant de 35 commander la ligne à retard représentée sur la figure 1; Les figures 4 et 5 illustrent sous la forme de courbes les performances du composant représenté sur la figure 1; La figure 6 représente schématiquement en perspective un composant électronique intégré selon l'invention, réalisant la fonction de transformateur d'impédance quart d'onde; La figure 7 montre une vue en coupe transversale du transformateur d'impédance représenté sur la figure 4; La figure 8 représente un boîtier regroupant plusieurs transformateurs d'impédance selon l'invention; La figure 9 représente schématiquement en perspective un composant électronique intégré permettant d'effectuer des mesures de courant, de tension ou de puissance d'un signal; La figure 10 montre en coupe transversale le composant représenté sur la figure 9, associé à un circuit de commande et de 15 mesure; La figure 11 illustre sous la forme de courbes le fonctionnement du circuit représenté sur la figure 10 La figure 12 représente schématiquement en coupe transversale une variante du composant électronique représenté sur les figures 20 9 et 10, associée à un circuit de commande et de mesure; La figure 13 illustre sous la forme de courbes le fonctionnement du circuit représenté sur la figure 12. Le composant intégré 1 représenté sur la figure 1 est constitué d'un substrat isolant la dans lequel est réalisée une gorge 2 au fond de laquelle est formée 25 une zone conductrice 3, par exemple de forme rectangulaire, constituant une première électrode d'une pluralité de condensateurs. Le composant 1 comprend en outre des plaques conductrices 4 mobiles, suspendues par des suspensions mécaniques 7, sensiblement parallèlement et en regard de la zone conductrice 3, de manière à former avec celle-ci, des condensateurs respectifs présentant une électrode mobile suivant un axe perpendiculaire au plan de la zone conductrice 3. La zone conductrice 3 et les plaques 4 présentent sensiblement la même largeur. La valeur de la capacité C de chaque condensateur 3, 4 dépend donc de la distance d entre la zone conductrice 3 et la plaque 4 respective. La zone 5 conductrice 3 est reliée à un plan de masse du composant, tandis que les plaques conductrices 4 sont interconnectées en série par des pistes conductrices 5 reliant entre elles les suspensions mécaniques des plaques, chacune de ces pistes conductrices étant réalisée sur le substrat 1 de part et d'autre de la gorge 2 sous la forme d'un enroulement présentant une inductance L. Les plaques 4 situées 10 aux deux extrémités de la gorge 2 sont également connectées par une de leurs suspensions mécaniques respectives à une piste conductrice 6 formant également un enroulement présentant une inductance égale à L/2, l'autre extrémité de chacune des pistes conductrices 6 constituant une borne de connexion respective du composant 1. La figure 2 représente schématiquement le circuit électronique formé par le composant intégré 1. Il réalise la fonction d'une ligne à retard. L'impédance de la ligne à retard ainsi constituée peut être obtenue à l'aide de la 20 formule suivante: Le déphasage (p obtenu à l'aide de cette ligne à retard est calculé de la manière suivante: tg(p = 0,2i (2) Le composant 1 qui vient d'être décrit est parfaitement adapté pour être utilisé aussi bien dans des applications large bande telles que la partie émission (amplificateur de puissance et commandes individuelles des éléments 30 d'antenne) de réseaux d'antennes à balayage électronique et les compensateurs de retard de signal, que des applications à bande étroite telles que les déphaseurs. Pour ajuster les capacités des condensateurs 3, 4 du composant 1, on peut 35 utiliser le circuit de commande 30 représenté sur la figure 3. Ce circuit de commande comprend une source de courant alternatif 32 délivrant un courant de mesure i(oe) qui est appliqué d'une part à une borne d'entrée/sortie 39 du circuit 30 par l'intermédiaire d'une inductance de filtrage 31, et d'autre part, à une entrée d'un comparateur 35 par l'intermédiaire d'une diode 33 montée en direct, pour redresser le signal appliqué au comparateur. 5 Une autre entrée du comparateur 35 est reliée à une entrée de commande 28 du circuit de commande, éventuellement par l'intermédiaire d'un amplificateur 34 conçu pour élever au carré la tension de commande V, appliquée à l'entrée de commande du circuit, de sorte que la tension Vref appliquée au comparateur 35 est égale à Vc. La sortie du comparateur 35 est connectée à une entrée de 10 commande d'un commutateur 38 comprenant une borne de connexion reliée à une première source de courant continu 36 délivrant un courant d'intensité égale à +I, une borne de connexion reliée à une seconde source de courant continu 37 délivrant un courant d'intensité égale à -1, inverse de celle délivrée par la première source de courant continu, et une troisième borne de connexion 15 rebouclée sur la borne d'entrée / sortie 39 du circuit 30. Le commutateur 38 est conçu pour établir le contact de la troisième borne soit avec la première soit avec la seconde borne, selon la valeur de la commande fournie par le comparateur 35, de manière à injecter une charge AQ égale à + ou - IAt dans les condensateurs 3, 4 du composant 1, At représentant la durée pendant laquelle le 20 commutateur reste dans le même état. Le circuit de commande 30 qui vient d'être décrit est conçu pour se connecter en parallèle au composant 1 à commander. La source de courant alternatif 32 délivre un courant i(Co) servant à mesurer la valeur de capacité du composant 1. A cet effet, la fréquence du courant délivré par cette source est inférieure et suffisamment éloignée de la fréquence des signaux traités par le composant pour ne pas interférer avec ces derniers. La source de courant 32 permet d'obtenir une tension inversement proportionnelle 30 à la capacité C du ou des condensateurs à mesurer, comme le montre la formule suivante: V i(^) (3) Cco co étant la pulsation du courant i(oe) émis par la source de courant 32. 35 La tension V est comparée à la tension Vef =V par le comparateur 35, Vc correspondant à une valeur de capacité de consigne égale à: C i(w) (4) O)Vref D'après la formule (1), l'impédance du composant l est donc asservie à la valeur suivante: Zi= (o) (5) Pour parvenir à ce résultat, le comparateur 35 qui est par exemple de type trigger de Schmitt à hystérésis, commande une injection de charge AQ positive 10 ou négative en fonction du résultat de la comparaison de la tension en entrée 39 avec la tension Vref. Plus précisément, la charge injectée est égale soit à - IAt si V Vref+ AV. L'ensemble du comparateur 35, des sources de courant 36, 37 et du 15 commutateur 38 forme donc une source de courant pulsé dont les impulsions présentent une largeur constante At qui est déterminée par l'écart entre les deux seuils du comparateur à hystérésis 35. At est choisi légèrement plus grand que le temps de réponse mécanique des condensateurs variables 3,4 du composant, par exemple 10 Uts si ce temps de 20 réponse est légèrement inférieur à cette valeur, ce qui correspond à une fréquence de l'ordre de 100 kHz. Il convient par ailleurs de s'assurer que cette fréquence ne risque pas non plus d'interférer avec le signal traité par le composant 1. Le circuit qui vient d'être décrit est par exemple applicable à un signal traité par le composant i ayant une fréquence supérieure à 100 MHz, la fréquence du courant généré par la source de courant 32 étant choisie de l'ordre de 10 MHz, tandis que la fréquence du signal en sortie du comparateur 35 est de l'ordre de kHz. Bien entendu, au lieu d'utiliser dans la ligne à retard l des condensateurs dont l'écartement d des plaques 3, 4 est ajusté en soumettant ces dernières ellesmêmes à un champ électrostatique, on peut prévoir d'utiliser des condensateurs dont l'écartement des plaques est ajusté par un autre condensateur de 35 commande dont les plaques sont solidaires respectivement des plaques 3, 4. Dans ce cas, on évite les risques d'interaction entre le signal traité par le composant 1 et le signal d'injection de charge. En outre, au lieu de mesurer la capacité C des condensateurs actifs, traversés par le signal traité par le composant, on peut mesurer la capacité des condensateurs de commande qui varie proportionnellement à celle des condensateurs actifs du composant. On 5 peut également prévoir un seul condensateur de commande pour ajuster simultanément toutes les plaques mobiles 3 des condensateurs actifs du composant. Le circuit de commande qui vient d'être décrit présente l'avantage d'être simple 10 et robuste, mais il peut engendrer une modulation des signaux traversant le composant 1 à la fréquence des actions de commande à savoir 1/At. Cette modulation non désirée peut être minimisée en réduisant l'hystérésis autant que possible, en relation avec la vitesse de réaction des condensateurs à capacité variable, de manière à minimiser la fréquence de modulation. Bien que ce 15 circuit de commande convienne dans la plupart des cas, il peut toutefois être nécessaire de prévoir pour certaines applications spécifiques, un autre circuit de commande ne présentant pas cet inconvénient. La figure 4 montre des courbes CI à C6 de variation du déphasage introduit par 20 une ligne à retard telle que celle représentée sur les figures 1 et 2, en fonction de la fréquence, pour six valeurs de capacité C situées entre une valeur maximum (courbe CI) et une valeur minimum (courbe C6). Ces courbes font apparaître que le déphasage introduit avec la ligne à retard augmente avec la fréquence et la capacité des condensateurs 3, 4, et peut être ajusté sur environ 1100 à 20 GHz 25 et environ 1700 à 30 GHz. La figure 5 montre des courbes C' 1 à C'6 de variation des pertes d'insertion en fonction de la fréquence pour les six valeurs de capacité C correspondant respectivement aux courbes Cl à C6 de la figure 4. Les courbes représentées sur 30 cette figure font apparaître que les pertes d'insertion restent inférieures à 3 dB pour une fréquence inférieure à 40 GHz, mais ont tendance à augmenter avec la fréquence. Ces courbes montrent également que l'amplitude de variation des pertes d'insertion diminue quand on augmente la capacité, et que la pente moyenne d'augmentation de ces pertes avec la fréquence augmente avec la 35 capacité. Le concept de condensateur micro électromécanique ajustable associé au circuit de commande 30 peut également être appliqué à un transformateur d'impédance - 10 quart d'onde. Un exemple d'un tel composant est représenté sur les figures 6 et 7. Le composant 1' montré sur ces figures comprend également un substrat la réalisé dans un matériau isolant dans lequel est formée une gorge 2 au fond de laquelle est formée une zone conductrice 11. Une plaque conductrice 10 est 5 formée, suspendue par des suspensions mécaniques 12, sensiblement parallèlement et en regard de la zone conductrice 11. De cette manière, la plaque conductrice 10 constitue également une électrode mobile d'un condensateur dont la capacité est variable et dépend de la distance d entre la plaque conductrice 10 et la zone conductrice 11. La zone conductrice 11 et la 10 plaque 10 présentent sensiblement les mêmes dimensions. La plaque conductrice 10 comprend au niveau des deux extrémités de la gorge 2 deux bornes de connexion 13, 14 avec un circuit extérieur. La longueur 1 de la plaque 10 entre les bornes de connexion 13, 14 est 15 avantageusement multiple du quart de la longueur d'onde du signal appliqué auxbornes 13, 14. De cette manière, le composant ainsi décrit constitue un transformateur quart d'onde dont l'impédance Z0 est variable et égale à: Z'o=I (6) L' et C' étant respectivement l'inductance et la capacité du composant, C' étant variable et ajustable en fonction de la distance d entre la plaque 10 et la zone conductrice 1 1. Comme la longueur 1 de la piste conductrice ou de la plaque dépend de la bande de fréquences d'utilisation du composant, il apparaît nécessaire de prévoir pour chaque bande de fréquences un composant spécifique ayant une longueur 1 adaptée. Pour résoudre ce problème, on intègre avantageusement dans un même boîtier 30 20 plusieurs transformateurs quart d'onde 15 à 18, tels que celui qui vient d'être décrit, comme cela est représenté sur la figure 8, ces composants présentant des longueurs 1 différentes et étant connectables entre eux par des moyens externes au boîtier 20. En choisissant d'une manière adéquate les composants du boîtier connectés en série, on peut obtenir un transformateur quart d'onde de la 35 longueur désirée qui est égale à la somme des longueurs I respectives des transformateurs 15 à 18 connectés en série. Dans l'exemple de la figure 8, les - il transformateurs 15, 16 et 18 sont connectés entre eux en série. Le transformateur d'impédance qui vient d'être décrit est parfaitement adapté pour être utilisé en tant qu'adaptateur d'impédance ou de transformateur 5 d'impédance de sortie des amplificateurs de puissance intégrés SSPA (Solid State Power Amplifier), ou encore à la commande du rapport VSWR de tensions des ondes stationnaires (Voltage Standing-Wave Ratio). Le concept de condensateur micro électromécanique ajustable associé au circuit 10 de commande 30 peut encore être appliqué à un dispositif de mesure d'un signal électrique pour en mesurer la tension moyenne, l'intensité moyenne ou la puissance moyenne. Un exemple d'un tel composant est représenté sur les figures 9 et 10. Le composant 40 montré sur ces figures comprend également un substrat 41 réalisé dans un matériau isolant comportant un évidement central sur 15 lequel est formée une nervure 43 rectiligne, et de part et d'autre de la nervure dans l'évidement, des zones électriquement conductrices 46, 47. La nervure 43 constitue un pivot à une plaque 42 pivotante électriquement isolante, comprenant également deux zones électriquement conductrices 44, 45 en regard des zones conductrices 46, 47. Chacune des zones conductrices 44, 45 est reliée 20 élastiquement à deux zones de connexion 48, 49 et respectivement 50, 51, formées sur le substrat 41 à égale distance de la nervure 43. Le composant qui vient d'être décrit comprend donc deux condensateurs formés respectivement par les zones conductrices 45, 46 d'une part et 44, 47 d'autre part, la plaque 42 pivotant d'un côté ou de l'autre (suivant la double flèche 59) 25 en fonction des forces qui s'exercent respectivement entre les zones conductrices des deux condensateurs. Il est à noter que les zones conductrices 44, 45 formées sur la plaque 42 peuvent indifféremment être formées sur la face supérieure de la plaque (figure 9) ou sur 30 la face inférieure de celle-ci, en regard des zones conductrices 47, 46 formées dans l'évidement du substrat (figure 10). Sur la figure 10, le signal à mesurer est issu d'une source 56 qui est reliée par l'intermédiaire d'un condensateur 57 de découplage à la borne de connexion 48 35 de la zone conductrice 45 mobile du condensateur formé des zones conductrices 45, 46. L'autre borne de connexion 49 de la zone conductrice 45 est reliée à une résistance de charge RL 64 par l'intermédiaire d'un condensateur de découplage 63. L'autre zone conductrice 46 est reliée à la masse. Un circuit de commande - 12 tel que le circuit 30 décrit ci- avant est connecté à une borne de connexion 50 ou 51 de la zone conductrice 44 mobile du condensateur formé des zones conductrices 44, 47, pour ajuster l'écartement d des zones conductrices 44 et 47 et donc l'écartement des zones conductrices 45 et 46, la zone conductrice 47 étant reliée à la masse. Par ailleurs, pour obtenir une mesure du signal issu de la source 56, le circuit de commande 30 comprend en outre une borne de connexion 29 conçue pour se raccorder à un instrument de mesure 58, la borne de connexion 29 étant reliée 10 par l'intermédiaire d'une inductance 55 d'isolation à la sortie du commutateur 38, c'est-à-dire au point de jonction entre la diode 33 et la source de courant 32 (voir figure 3). La figure 11 illustre sous la forme de courbes en fonction du temps le 15 fonctionnement du dispositif de mesure représenté sur la figure 10. Le signal à mesurer issu de la source produit entre les zones conductrices 45, 46 un champ électrostatique Eac par exemple de forme alternative. Ce champ génère une force électrostatique d'attraction Fac qui présente la même forme que le champ Eac, mais dont les alternances négatives sont redressées. Sur l'autre 20 condensateur 44,47, on génère un champ électrostatique EdC constant en injectant des charges AQ, ce qui produit une force électrostatique Fd, également constante. La figure Il représente également la somme des forces électrostatiques F1, et Fdc qui présente la même forme que la force Fac, mais qui est décalée par rapport à l'axe temporel d'une valeur égale à FdC. 25 Selon une particularité de l'invention, la distance d entre les électrodes du condensateur 44, 47 (et donc celle séparant les électrodes 45, 46) est commandée par le circuit de commande 30 de manière à être maintenue constante. Il en résulte que la valeur de la capacité des condensateurs formés par 30 les zones conductrices 44, 47, et 45, 46 doit être maintenue constante. La tension V, appliquée en entrée du circuit de commande 30 doit donc également être maintenue à une valeur constante qui détermine la valeur de la capacité du second condensateur (formé par les zones conductrices 44, 47). La tension que l'on cherche à mesurer est donc proportionnelle à la tension entre les zones 35 conductrices 44, 47 résultant des charges que le circuit de commande y a injecté pour maintenir constante la distance d entre ces zones. Les forces électrostatiques étant de la forme: - 13 Fe = ke d (7) ke étant une constante et V étant la tension appliquée aux bornes du condensateur, il résulte que la tension du signal à mesurer est proportionnelle à la tension mesurée par l'instrument de mesure 58. Un simple voltmètre fournit donc une mesure de tension proportionnelle à la tension à mesurer. La puissance du signal à mesurer se déduit de la tension mesurée à l'aide de la formule suivante: P= V2 (8) RL RL étant la résistance de charge 64 du circuit dans lequel circule le signal à mesurer. Pour mesurer l'intensité du courant du signal à mesurer, il suffit de mettre en court circuit la résistance de charge (dans ce cas RL = 0). Il en résulte que la 15 force mécanique qui est générée dans le condensateur 45, 46 n'est pas une force électrostatique, mais une force électromagnétique qui est répulsive de la forme: Fac d (9) I étant l'intensité moyenne à mesurer, d étant la distance entre les zones conductrices 45 et 46, et k1 une constante. 20 Il apparaît donc nécessaire d'ajouter une source 65 de tension continue Vp en parallèle avec la source 56 du signal à mesurer, afin d'appliquer une précontrainte à la plaquepivotante 42 supportant les zones conductrices 44, 45, la source 65 étant montée en série avec une inductance de découplage 66. Cette 25 source de tension génère une force électrostatique Fp de compensation appliquée au levier pivotant 42, de la forme suivante: Fp = kp - (1 0) kp étant une constante. La tension Vp est choisie de manière à obtenir l'équilibre des forces appliquées 30 au levier 42 en l'absence de signal à mesurer Vac. On a donc: 2 2 Fp =kp V; =Fdc =kdc (l) Fd, étant la force électrostatique appliquée à la plaque 42 et générée par la - 14 tension VdC appliquée au condensateur par le circuit de commande 30 et mesurée par le voltmètre 58, et kd, étant une constante. Il en résulte que Vp est choisie égale à la valeur suivante: VP= kdc (12) A l'équilibre de la plaque pivotante 42 en présence d'un signal Vac à mesurer, la force électrostatique Fdc produite par le circuit de commande 30 est égale à la force électrostatique de compensation Fp produite par la source 65, diminuée de la force magnétique Fac en sens inverse: 2 2 2 Fp-Fac =kp - k, -ac =Fdc k Vid (13) p ac 'd d d kd, étant une constante et V étant la tension mesurée à l'aide du voltmètre 58. Il en résulte que: I2 2 2 kiac = kpVp - kdCVdc (14) L'équation (14) fait donc apparaître que l'intensité moyenne du signal à mesurer se déduit directement de la tension Vdc mesurée par le voltmètre 58. Un autre exemple de condensateur micro électromécanique ajustable est représenté sur la figure 12. Un tel condensateur peut également être utilisé pour 20 effectuer une mesure de tension moyenne, intensité moyenne et puissance moyenne d'un signal. Dans cet exemple, le condensateur micro électromécanique ajustable 60 est de type à membrane. Un tel condensateur est par exemple décrit dans le brevet US 6 100 477. Il est constitué d'une cavité dont le fond est recouvert d'un matériau électriquement conducteur pour former 25 une électrode 61 de condensateur, au-dessus de laquelle est disposée une membrane élastique conductrice 62 formant la seconde électrode du condensateur. La membrane 62 est conçue pour fléchir en direction du fond de la cavité sous l'effet d'un champ électrique appliqué entre les électrodes du condensateur. Le signal que l'on cherche à mesurer est appliqué à la membrane 30 62, tandis que l'électrode 61 est reliée à la masse. Par ailleurs, la membrane 62 est connectée en parallèle à un circuit de commande tel que le circuit 30 représenté sur la figure 3. Pour éviter un phénomène de non-linéarité apparaissant dans les mesures, du 35 fait que la membrane ne peut pas fléchir sous l'effet d'un champ électrique en - 15 s'écartant de l'autre électrode 61, celle-ci est précontrainte sous l'effet d'une tension de précontrainte, la maintenant fléchie en l'absence de signal à mesurer, dans la configuration représentée sur la figure 12. Comme précédemment, la charge injectée dans la membrane 62 est ajustée de manière à maintenir constante la distance d entre la partie centrale de la membrane et l'électrode 61, la tension, la puissance et l'intensité de courant du signal à mesurer 56 se déduisant de la valeur de la charge injectée, c'est-à-dire de la tension mesurée par le voltmètre 58. 10 La tension de commande V, appliquée à l'entrée de commande 28 du circuit de commande correspond à la précontrainte à appliquer à la membrane 62. La source 56 du signal à mesurer est connectée à une borne de connexion de la membrane 62 par l'intermédiaire d'un condensateur d'isolement 57. L'autre 15 borne de connexion de la membrane est connectée d'une part au circuit de commande 30 et d'autre part par l'intermédiaire d'un condensateur d'isolement 63 à une résistance de charge RL 64 dont l'autre borne est mise à la masse. A l'équilibre en l'absence de source 56 de signal à mesurer, la force mécanique 20 Fk résultant de l'élasticité de la membrane qui est précontrainte, équilibre la force électrostatique FdCo générée par le circuit de commande 30 auquel est appliqué une tension de consigne Vo correspondant à la tension Vrefo Fk = k(D - d) = Fdco = kdc 0 (15) D étant la distance entre la membrane 62 et la zone conductrice 61 en l'absence 25 de précontrainte, k étant une constante d'élasticité de la membrane et V0 étant la tension mesurée à l'aide du voltmètre 58. En présence du signal à mesurer, la membrane 62 est maintenue à l'équilibre à la distance d de la zone conductrice 61, et est donc toujours soumise à la force 30 mécanique Fk, et également à la force électrostatique Fd, produite par le circuit de commande 30 et la force électrostatique Fac produite par la tension du signal à mesurer: Fk = FdcO = Fdc + Fac dC(V + Vac) (16) Il résulte des équations (15) et (16) que la tension moyenne du signal à - 16 mesurer: T2 2 2 Vac =V Vdc (17) V étant la tension mesurée par le voltmètre 58. La tension Vac à mesurer se déduit donc de la tension V mesurée par le voltmètre. La figure 13 illustre sous la forme de courbes en fonction du temps le fonctionnement du dispositif de mesure représenté sur la figure 12. Le signal à mesurer issu de la source produit entre les zones conductrices 61, 62 du 10 condensateur un champ électrostatique Eac, par exemple de forme alternative. Ce champ génère une force électrostatique d'attraction Fac qui présente la même forme que le champ Eac, mais dont les alternances négatives sont redressées. Sur le condensateur, on génère également un champ électrostatique EdC constant à l'aide du circuit de commande 30 qui injecte des charges AQ, ce qui produit une 15 force électrostatique FdC également constante. La figure 13 représente également la somme des forces électrostatiques Fac et FdC qui présente la même forme que la force Fac, mais qui est décalée par rapport à l'axe temporel d'une valeur égale à FdC. Cette figure représente également la valeur moyenne de Fac + FdC20 La puissance du signal à mesurer se déduit également de la tension en appliquant la formule (8). L'intensité du signal à mesurer est également obtenue en mettant en courtcircuit la résistance RL, ce provoque l'apparition d'une force électromagnétique répulsive entre la membrane 62 et la zone conductrice 61, de la forme telle que 25 définie par l'équation (9). L'équilibre de la membrane 62 qui est maintenue à une distance d de la zone conductrice 61, peut être représenté par l'équation suivante: Fk + Fac =Fdc (18) En combinant l'équation précédente et l'équation (15), on obtient: 2a = kde (dcV 2 2 9 ac ,- Vâc - V (19) L'intensité Iac du signal à mesurer se déduit donc directement de la mesure Vdc fournie par le voltmètre 58. Bien entendu, le signal à mesurer peut être appliqué aux zones conductrices fixes 46 ou 61, l'électrode mobile étant reliée au plan de masse. Il en est de - 17 même du circuit de commande qui peut injecter des charger non pas dans l'électrode mobile, mais dans l'électrode fixe. Les composants décrits ci-avant présentent l'avantage d'être intégrables dans un circuit intégré avec leur circuit de commande. Le composant 1 assurant la fonction de ligne à retard ne présente pas de limite de fréquence haute, et offre une gamme d'ajustement très large, ainsi qu'une grande précision. Son taux d'intégration est toutefois limité du fait de la présence des inductances. Les composants 40 et 60 assurant la fonction de mesure de signal fonctionnent avec des signaux présentant une très large gamme de fréquences. Ils offrent une grande précision de mesure avec une linéarité élevée et dont la dynamique est supérieure à 40 dB. Ils sont en outre pratiquement insensibles aux variations de 15 température. Ils peuvent mesurer avec une grande précision des puissances allant de 100 giW à 1 W avec une tolérance de surcharge pouvant atteindre 10 W. En outre, ils introduisent de faibles pertes d'insertion et présentent un faible rapport de tensions d'ondes stationnaires sur une très large bande de fréquences. - 18 REVENDICATIONS 1. Composant électronique comprenant au moins un condensateur micro électromécanique à capacité ajustable comportant deux électrodes (3, 4 10, 11; 45, 46; 44, 47: 61, 62) mobiles l'une par rapport à l'autre, caractérisé en ce qu'il comprend un circuit de commande (30) comportant des moyens de mesure (32) pour mesurer la capacité du condensateur (3, 4; 10, 11; 45, 46; 44, 47: 61, 62), des moyens (35) pour déterminer un écart de capacité entre la capacité mesurée du condensateur et une valeur de capacité de 10 consigne, des moyens (35 à 38) pour injecter une charge électrique dans une électrode de commande (4, 10, 44, 62) de manière à créer une force électrostatique apte à déplacer l'une des deux électrodes (4, 10, 45, 44, 62) par rapport à l'autre électrode (3, 11, 46, 47, 61) et ainsi ajuster la capacité du condensateur, la charge électrique injectée étant déterminée en fonction de 15 l'écart de capacité. 2. Composant électronique selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens de mesure de la capacité du condensateur comprennent une source de courant alternative (32). 20 3. Composant électronique selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que les moyens d'injection d'une charge électrique comprennent une source de courant pulsé (35 à 38). 4. Composant électronique selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce qu'il est intégré avec le circuit de commande (30) dans un circuit intégré. 5. Composant électronique selon l'une des revendications l à 4, caractérisé en ce que l'électrode de commande est l'une des deux électrodes (4, 10, 62) du condensateur. 6. Composant électronique selon la revendication 5, caractérisé en ce que les fréquences respectives de la source de courant 35 alternative (32) et de la source de courant pulsé (35 à 38) sont inférieures et éloignées des fréquences de signaux traités par le composant. 7. Composant électronique selon la revendication 1 à 4, - 19 caractérisé en ce que l'électrode de commande (44) est couplée mécaniquement à l'une des deux électrodes (45) et isolée électriquement de celle-ci. 8. Composant électronique selon l'une des revendications 1 à 7, caractérisé en ce qu'il comprend une pluralité de condensateurs micro électromécaniques à capacité ajustable comportant chacun une première et une seconde électrode (3, 4) mobiles l'une par rapport à l'autre, les premières électrodes des condensateurs étant interconnectées en série par des pistes conductrices (5) en forme d'enroulement constituant chacune une inductance, 10 de manière à former une chaîne d'électrodes dont les extrémités sont reliées respectivement à deux bornes de connexion du composant par l'intermédiaire de deux pistes conductrices (6) respectives en forme d'enroulement, constituant chacune une inductance, les secondes électrodes des condensateurs étant reliées à un plan de masse. 9. Composant électronique selon l'une des revendications 1 à 7, caractérisé en ce que l'une des deux électrodes (10) présente deux bornes de connexion (13, 14) et une longueur (1) entre les deux bornes de connexion égale à un quart de la longueur d'onde de signaux traités par le composant, de 20 manière à former un transformateur d'impédance quart d'onde. 10. Composant électronique selon l'une des revendications 1 à 7, caractérisé en ce qu'il comprend une pluralité de condensateurs micro électromécaniques (15, 16, 17, 18) à capacité ajustable comportant deux 25 électrodes (10, 11) mobiles l'une par rapport à l'autre, l'une des électrodes mobiles de chacun des condensateurs présentant deux bornes de connexion (13, 14) reliées à des bornes de connexion respectives du composant (20) et des longueurs (1) respectives entre les deux bornes de connexion différentes les unes des autres, de manière à former un ensemble de transformateurs d'impédance 30 quart d'onde connectables en série, de manière à adapter la longueur totale des condensateurs interconnectés en série à la longueur d'onde des signaux traités par le composant. 11. Composant électronique selon l'une des revendications 1 à 7, caractérisé en ce qu'il est utilisé pour mesurer au moins une caractéristique d'un signal appliqué à l'une (45, 62) des deux électrodes (45, 46; 61, 62) du condensateur, le circuit de commande (30) étant conçu pour maintenir constante la distance (d) entre les électrodes du condensateur, indépendamment du signal - 20 appliqué à l'une des deux électrodes. 12. Composant électronique selon la revendication 11, caractérisé en ce que le circuit de commande (30) est couplé à des moyens de 5 mesure (58) de la tension appliquée à l'électrode de commande (44, 62), qui est proportionnelle à la tension moyenne du signal appliqué à l'une des deux électrodes. 13. Composant électronique selon la revendication 11 ou 12, caractérisé en ce que la distance entre les deux électrodes (45, 62) présente une valeur d'équilibre en l'absence de signal, le circuit de commande comprenant des moyens pour maintenir la distance entre les électrodes à une valeur différente de la valeur d'équilibre. 14. Composant électronique selon l'une des revendications 1 1 à 13, caractérisé en ce qu'il est utilisé pour mesurer la puissance moyenne du signal appliqué à l'une des deux électrodes (45, 46: 61, 62). 15. Composant électronique selon l'une des revendications 11 à 14, 20 caractérisé en ce qu'il est utilisé pour mesurer l'intensité moyenne du signal appliqué à l'une des deux électrodes (45, 46: 61, 62).