Brevet FR2853796A1 — publié le 20041015

Composant électronique permettant le décodage de signaux de télévision numérique terrestre ou par câble. L'invention concerne le décodage de canaux de transmission radiofréquences véhiculant des informations numériques codées. L'invention s'applique ainsi avantageusement à la télévision numérique terrestre, c'est-à-dire utilisant des signaux transmis entre des antennes de télévision, telle que définie dans la spécification européenne DVB-T (Digital Video Broadcasting-terrestrial) ou dans la 10 specification Nordamericaine ATSC (Advisory Commitee on Advanced Television Service Digital TV), ou bien à la télévision numérique par câble, telle que définie dans la spécification européenne DVB-C (Digital Video Broadcasting-cable) ou dans la specification Nord-americaine ITU-J83 Annex A/B/C/D (International 15 Telecommunication Union), toutes ces télédiffusions étant basées sur les normes de transmission MPEG et utilisent par exemple pour véhiculer les informations, une modulation numérique en quadrature, ou bien une modulation du type COFDM selon une dénomination bien connue de l'homme du métier. L'invention concerne ainsi notamment les syntonisateurs (" tuner " en langue anglaise), mais aussi les démodulateurs et le traitement proprement dit de décodage de canal. Les signaux de télévision reçus à l'entrée du syntonisateur du récepteur sont composés de l'ensemble des canaux émis qui se situent 25 dans la bande de fréquences 45 MHz-860 MHz. Le syntonisateur a pour but de sélectionner le canal désiré et de sortir un signal en bande de base sur la voie en phase (voie 1) et sur la voie en quadrature (voie Q). Ce signal est ensuite converti en un signal numérique et démodulé. Les traitements de décodage de canal 30 comportent ensuite également un bloc qui distingue, typiquement au moyen d'une logique majoritaire, les zéros des uns, puis effectuent l'ensemble de la correction d'erreur, c'est-à-dire typiquement un décodage de Viterbi, le désentrelacement, un décodage de ReedSolomon et le débrassage. Le dispositif de décodage de canal fournit en sortie des paquets qui sont décodés de façon classique dans un dispositif de décodage de source conforme aux normes MPEG de façon à redélivrer en sortie les signaux audio et vidéo initiaux transmis via des antennes ou via le câble. Les études actuelles visent à rechercher des solutions de plus en plus intégrées pour la réalisation des récepteurs de télévision numérique terrestre ou par câble. Cependant, ces recherches se heurtent à des difficultés technologiques liées à la réalisation des moyens permettant, d'une 10 part, de discerner correctement un canal parmi l'ensemble des canaux présents, et, d'autre part, de discriminer correctement le signal du bruit. En effet, alors que dans la télévision numérique par satellite, tous les canaux ont à peu près la même puissance, ce n'est pas le cas 15 en particulier dans la télévision numérique terrestre. Ainsi, on peut par exemple avoir des canaux adjacents présentant une puissance très élevée par rapport au canal désiré, par exemple une différence de puissance de l'ordre de 40 dB. Il convient donc de pouvoir assurer une réjection de 40 dB sur les canaux adjacents. Par ailleurs, la 20 spécification impose un rapport signal/bruit de l'ordre de 30 dB. Aussi, dans le pire des cas, il faut donc pouvoir être capable de ramener le niveau d'un canal adjacent à 70 dB en dessous de son niveau d'entrée. Il en résulte des contraintes extrêmement importantes sur les 25 filtres, ce qui est extrêmement contraignant pour les solutions intégrées. L'invention vise à apporter une solution à ce problème. L'invention a pour but de présenter une solution totalement intégrée, compte tenu des caractéristiques des signaux de télévision 30 numérique, en particulier terrestre, présentant des contraintes de réjection plus importantes que les signaux de télévision numérique par câble. 15 25 30 L'invention propose donc un composant électronique comprenant un circuit intégré réalisé sur un substrat monolithique et comportant un module de syntonisation ou tuner, du type à double conversion montante puis descendante à fréquence intermédiaire nulle, possédant une entrée apte à recevoir des signaux analogiques de télévision numérique terrestre ou par câble composés de plusieurs canaux, un filtre passe-bande du type à onde acoustique de volume disposé entre les deux étages de transposition de fréquence du module de syntonisation, et délivrant un signal analogique filtré contenant les informations véhiculées par un canal désiré et des informations dites de " canaux adjacents ", un étage de filtrage en bande de base disposé sur les deux voies en sortie en quadrature du deuxième étage de transposition de fréquence pour effectuer un premier filtrage des informations de canaux adjacents, un étage de conversion analogique/numérique multibits relié à la sortie de l'étage de filtrage en bande de base, un bloc numérique comportant un étage de correction des défauts d'appariement en phase et en amplitude des deux voies de traitement, et un module numérique de décodage de canal relié à la sortie de l'étage de correction des défauts, ce module numérique de décodage comportant un étage de démodulation, un étage de filtrage numérique pour éliminer lesdites informations de canaux adjacents, et un étage de correction d'erreur pour délivrer un flux de paquets de données correspondant aux informations véhiculées par le canal désiré, et - des moyens de détermination de la fréquence centrale du filtre à onde acoustique de volume. En d'autres termes, l'invention résout notamment le problème du filtrage des canaux adjacents en utilisant en combinaison, un filtre intégré du type à onde acoustique de volume (filtre " BAW ": Bulk Acoustic Wave), un filtre intégré en bande de base, et un filtre numérique. Ainsi, le filtre à onde acoustique de volume effectue un préfiltrage du signal pour ne laisser passer que le canal désiré et quelques canaux adjacents. Puis, l'élimination des canaux adjacents se 5 poursuit avec le filtre analogique en bande de base qui est un filtre relativement mou, et se termine par le filtre numérique (filtre Nyquist) à la sortie duquel les informations de canaux adjacents sont éliminées. Par ailleurs, la résolution multibits de l'étage de conversion analogique/numérique, par exemple au moins égale à quatre bits, 10 permet d'obtenir en final une précision suffisante sur les informations du canal désiré. Ainsi, la répartition de la fonction de filtrage des canaux adjacents selon l'invention contribue à permettre la réalisation sur une même puce, de l'ensemble des composants du récepteur. Par ailleurs il est connu que la fréquence centrale d'un filtre à onde acoustique de volume, qui est par exemple constitué en pratique d'au moins deux résonateurs du type à onde acoustique de volume, est difficilement maîtrisable avec précision à partir des caractéristiques physiques des résonateurs. Ce problème qui rend a priori incompatible 20 l'utilisation d'un filtre intégré du type BAW dans un tuner, est résolu selon l'invention par une détermination explicite in situ de la fréquence centrale du filtre. Les canaux des signaux de télévision s'étendent sur une plage de fréquences prédéterminée, typiquement 45 MHz-860 MHz. Et selon un mode de réalisation de l'invention, les moyens de détermination de cette fréquence centrale comportent des moyens aptes en l'absence de signal à l'entrée du premier étage de transposition, à faire varier au-delà de la limite supérieure de ladite plage de fréquences, la fréquence d'un signal de transposition de calibration 30 appliqué à cet étage de transposition, et des moyens de détection aptes à déterminer pour chaque valeur de la fréquence du signal de calibration, la puissance du signal en sortie du filtre à onde acoustique de volume et à détecter la puissance maximale, la fréquence centrale du filtre étant alors la fréquence du signal de calibration correspondant à cette valeur maximale de puissance. Ceci étant l'invention n'est pas limitée à cette méthode particulière de détermination de la fréquence centrale. Selon un mode de réalisation de l'invention, après la phase de calibration, le premier étage de transposition de fréquence est apte à recevoir un premier signal de transposition ayant une fréquence égale par exemple à la somme de la fréquence du canal désiré et de ladite fréquence centrale déterminée du filtre à onde acoustique de volume. 10 A titre indicatif, une valeur possible pour cette fréquence centrale est 1220 MHz. Ceci étant il serait également possible que la fréquence du premier signal de transposition soit égale à la différence entre ladite fréquence centrale et la fréquence du canal désiré. Le fait de choisir une fréquence de transposition du premier signal de transposition supérieure à la limite supérieure de la plage de fréquences, c'est-à-dire supérieure à 860 MHz, permet d'aller avec cette conversion montante, en dehors de la bande de réception, et d'éviter ainsi des interactions avec la première fréquence de 20 transposition. Par ailleurs, le deuxième étage de transposition de fréquence, c'est-àdire celui qui va ramener le signal en bande de base, est apte à recevoir un deuxième signal de transposition ayant ladite fréquence centrale déterminée du filtre de type BAW, c'est à dire en l'espèce 25 1220 MHz. La bande passante du filtre à onde acoustique de volume est par exemple de l'ordre de deux à trois fois la largeur fréquentielle d'un canal. Ainsi, à titre indicatif, la largeur fréquentielle d'un canal étant de l'ordre de 8 MHz, on pourra choisir une bande passante de l'ordre 30 de 20 MHz pour le filtre à onde acoustique de volume. L'étage de filtrage passe-bande possède quant à lui une fréquence de coupure haute supérieure de 20% environ à la demilargeur fréquentielle d'un canal. Par ailleurs, alors que la fréquence d'échantillonnage de l'étage de conversion analogique/numérique est avantageusement supérieure à environ 2,5 fois la fréquence de coupure haute de l'étage de filtrage en bande de base, il est particulièrement avantageux de 5 prévoir une fréquence d'échantillonnage bien plus élevée, par exemple de l'ordre de la centaine de MHz et plus généralement au moins dix fois supérieure à la fréquence de coupure haute de l'étage de filtrage en bande de base, de façon à effectuer un suréchantillonnage du signal. Ainsi, ce suréchantillonnage, en combinaison avec une résolution 10 multibits, permet, en particulier lorsqu'un filtre décimateur est disposé en aval du convertisseur analogique/numérique, d'extraire le canal désiré avec une résolution multibits, et donc de pouvoir exploiter correctement les informations contenues dans ce canal désiré. Selon un mode de réalisation de l'invention, la fréquence de 15 coupure de l'étage de filtrage numérique est égale à la demi-largeur fréquentielle d'un canal. Selon un mode de réalisation de l'invention, le composant comporte une plaque métallique collée sur la surface arrière du substrat par une colle conductrice, cette plaque métallique étant 20 destinée à être reliée à la masse. Ainsi, la capacité, de valeur relativement élevée, réalisée entre le substrat semiconducteur et la plaque métallique, permet d'absorber les pics de courant à haute fréquence. Par ailleurs, il est particulièrement avantageux que les 25 éléments effectuant un traitement numérique soient disposés dans une partie du substrat isolée de la partie restante du substrat par une barrière semiconductrice ayant un type de conductivité différent du type de conductivité du substrat. En d' autres termes, on utilise une technologie dite " triple caisson " (" triple well ", en langue anglaise). 30 Ceci permet, lorsque la barrière semiconductrice est polarisée par une tension de polarisation différente de celle alimentant les transistors situés dans la partie isolée du substrat, d'éviter que du bruit sur la tension d'alimentation des transistors soit transmis directement via le substrat sur les différents composants analogiques du récepteur. L'invention a également pour objet un récepteur de signaux de télévision numérique terrestre ou par câble, comprenant un composant électronique tel que défini ci-avant. D'autres avantages et caractéristiques de l'invention 5 apparaîtront à l'examen de la description détaillée d'un mode de réalisation, nullement limitatif, et des dessins annexés, sur lesquels: -la figure 1 est un synoptique schématique de la structure interne d'un composant électronique selon l'invention; -la figure 2 est plus particulièrement relative à une phase de 10 calibration selon l'invention de la fréquence centrale d'un filtre du type à onde acoustique de volume, -la figure 3 et la figure 4 illustrent schématiquement des diagrammes fréquentiels des canaux avant et après filtrage; -la figure 5 illustre schématiquement et plus en détail la 15 structure interne d'un module de décodage de canal d'un composant selon l'invention; et -la figure 6 illustre schématiquement une réalisation technologique d'un composant selon l'invention. Sur la figure 1, la référence RDS désigne un 20 récepteur/décodeur connecté à une antenne ANT captant des signaux de télévision numérique terrestre, ce récepteur étant destiné à recevoir et à décoder ces signaux. Le récepteur RDS comporte en tête un composant électronique CMP destiné à recevoir l'ensemble des canaux CN1 présents dans le 25 signal reçu à l'entrée de signal ESO de ce composant, et à délivrer à la sortie BSO un flux de données MPEG correspondant à un canal sélectionné. Le composant CMP comporte un circuit intégré CI (puce) entièrement réalisé en technologie CMOS sur un substrat monolithique 30 de silicium. Le composant CMP comporte en tête un dispositif de syntonisation ou tuner TZ, destiné à sélectionner un canal parmi l'ensemble des canaux CNi présents dans le signal reçu à l'entrée de signal ESO, qui est ici également l'entrée du tuner. Ce tuner TZ est ici un tuner à double conversion, tout d'abord montante puis descendante à fréquence intermédiaire nulle, de façon à ramener au final le signal en bande de base. Plus précisément, le tuner TZ comporte un bloc analogique 5 BAN, séparé d'un bloc numérique BNM par un étage de conversion analogique/numérique CANI et CANQ. Le tuner TZ comporte en tête un amplificateur faible bruit LNA connecté à l'entrée de signal ESO. Cet amplificateur LNA est suivi d'un premier étage de transposition de fréquence (mélangeur) MXI. Ce 10 mélangeur MX1 reçoit, d'une part, le signal issu de l'amplificateur faible bruit LNA et, d'autre part, un signal de transposition OL1 issu par exemple d'un oscillateur commandé en tension VCO1. En fonctionnement normal ce signal de transposition OL1 a une fréquence égale de préférence à la somme de la fréquence Fd du canal 15 désiré et de la fréquence centrale Fc d'un filtre intégré passe-bande du type à onde acoustique de volume FBAW disposé en aval du mélangeur MX 1. Les filtres du type à onde acoustique de volume sont connus en eux-mêmes de l'homme du métier. Ils sont par exemple formés d'au 20 moins deux résonateurs du type à onde acoustique de volume, également parfois abusivement désignés sous le vocable de résonateur piezzo-électrique. De tels résonateurs sont par exemple décrits dans l'article de Sang-Hee Kim et autres intitulé " AlN-based film bulk acoustic resonator devices with W/SiO2 multilayers reflector for rf 25 band pass filter application ", J. Vac. Sci. Technol. B 19(4), Juillet/Août 2001, ou encore dans l'article de K. M. Lakin intitulé " Thin film resonators and filters ", 1999 IEEE ULTRASONICS SYMPOSIUM, p. 895-906. Par ailleurs ce dernier article illustre la réalisation de filtres du 30 type BAW, formés de plusieurs résonateurs disposés en échelle. La fréquence centrale du filtre intégré FBAW n'est pas définie avec précision à partir des seules caractéristiques technologiques et de dimensionnement des résonateurs. Seule la largeur de bande du filtre est bien définie. Aussi l'invention prévoit-elle des moyens de détermination aptes à déterminer cette fréquence centrale lors d'une phase de calibration. Plus précisément, selon un exemple de réalisation illustré sur la 5 figure 2, les moyens de détermination de cette fréquence centrale comportent des moyens de contrôle CTLS aptes à commander un premier interrupteur SW1 disposé entre la sortie de l'amplificateur LNA et l'entrée du mélangeur MX1, et un deuxième interrupteur SW2 connecté en aval du filtre FBAW. Dans la phase de calibration le premier interrupteur SW1 est ouvert (figure 2) alors que dans la phase de fonctionnement normal il est fermé (figure 1). En d'autre termes dans la phase de calibration il y a une absence de signal à l'entrée du premier étage de transposition MXl, 15 alors que le signal reçu par l'antenne est présent à l'entrée du premier étage de transposition MX1 dans la phase de fonctionnement normal. Des moyens de commande MVAR sont aptes à commander l'oscillateur VCO1 de façon à faire à faire varier au-delà de la limite supérieure de la plage de fréquences 45 MHz-860 MHz, la fréquence 20 d'un signal de transposition de calibration OLV appliqué à cet étage de transposition MX1. En effet on a choisi un filtre FBAW dont la fréquence centrale se situe a priori au delà de cette plage de fréquences. Le signal en sortie du filtre FBAW est dirigé par 25 l'intermédiaire du commutateur SW2 vers un convertisseur analogique numérique. Des moyens de post-traitement comportent alors des moyens MP aptes à détecter pour chaque valeur de la fréquence du signal de calibration, la puissance du signal en sortie du filtre à onde acoustique 30 de volume, et des moyens MDT aptes à détecter la puissance maximale. La fréquence centrale Fc du filtre FBAW est alors la fréquence du signal de calibration correspondant à cette valeur maximale de puissance. A titre d'exemple, les moyens MP peuvent calculer la puissance du signal en en calculant par exemple le module. Une façon simplifiée de calculer le module du signal est fournie par la formule ci-dessous: Module (S) = Max (abs (S)) + 1/2 Min (abs (S)) Dans cette formule, Max désigne la valeur maximale, Min désigne la valeur minimale et abs désigne la valeur absolue, S le signal délivré par le convertisseur analogique numérique CAN. A titre d'exemple, on supposera dans la suite du texte que la 10 fréquence centrale Fc du filtre FBAW est égale à 1220 MHz. Après la phase de calibration, c'est à dire en fonctionnement normal, l'interrupteur SW1 est fermé (figure 1) et le premier signal de transposition OLI a alors par exemple une fréquence égale à 1220MHz + Fd, o Fd désigne la fréquence du canal désiré CNI. En conséquence, le signal à la sortie du mélangeur MX1 est, comme illustré sur la figure 2, un signal comportant tous les canaux, mais dont le canal désiré CNi est centré autour de la fréquence centrale du filtre FBAW, c'est-à-dire 1220 MHz. Ce filtre FBAW est relativement raide et permet par conséquent 20 d'éliminer un grand nombre de canaux adjacents non désirés, situés de part et d'autre du canal désiré CN1. A titre indicatif, le filtre FBAW peut présenter une bande passante de 20 MHz. Compte tenu du fait que la largeur d'un canal est de l'ordre de 8 MHz, le signal en sortie du filtre FBAW comportera le 25 canal désiré CNi et deux ou trois canaux immédiatement adjacents, comme illustré schématiquement également sur la figure 3. A la sortie du filtre FBAW, le signal est en fonctionnement normal amplifié dans un amplificateur à gain commandé AGC (figure 1; commutateur SW2 reliant le filtre FBAW et l'amplificateur AGC). 30 Puis, ce signal subit une deuxième conversion, cette fois-ci descendante, au sein d'un deuxième étage de transposition de fréquence formé ici de deux mélangeurs MX2I et MX2Q, recevant respectivement deux signaux de transposition de fréquence OL2 mutuellement déphasés de 900. Ces signaux de transposition de il fréquence OL2 sont issus par exemple également d'un oscillateur commandé en tension VC02. La fréquence du deuxième signal de transposition OL2 est égale à la fréquence centrale du filtre FBAW, c'est-à-dire ici 1220 MHz. La deuxième transposition de fréquence est donc ici du type à fréquence intermédiaire nulle puisqu'elle va ramener le signal directement en bande de base. En d'autres termes, on obtient en sortie des deux mélangeurs 10 MX2I et MX2Q, sur les deux voies de traitement I et Q, deux signaux analogiques en quadrature en bande de base, c'est-à-dire présentant le canal désiré centré autour de la fréquence nulle. Dans la suite du texte, on ne décrira maintenant que l'une des deux voies de traitement, par exemple la voie I, étant bien entendu que 15 la voie Q présente une structure analogue. A la sortie du mélangeur MX2I, est disposé un filtre analogique FBBI dont on a représenté schématiquement le gabarit sur la figure 4. Sur cette figure, la référence F1, égale à 6 MHz environ, représente la demi-largeur fréquentielle du canal CN;. L'homme du métier sait que 20 cette demi-largeur fréquentielle Fl correspond en fait à la demilargeur fréquentielle théorique d'un canal (par exemple 4 MHz) multipliée par un coefficient connu sous la dénomination anglosaxonne de " roll off ", et qui est par exemple égal à 1,35. Le filtre en bande de base FBBI a une fréquence de coupure 25 haute égale à F2. Selon l'invention, cette fréquence F2 est choisie pour être supérieure d'au moins 20% à la demi-largeur fréquentielle Fl du canal CNi. A titre indicatif, on pourra par exemple choisir une fréquence de coupure haute F2 de chaque filtre en bande de base FBB égale à 8 MHz environ. Ainsi, on retrouve en sortie de ces deux filtres 30 en bande de base FBBI et FBBQ, un signal filtré comportant les informations ICN véhiculées par le canal sélectionné, et un résidu d'informations IACD dites de canaux adjacents. L'homme du métier aura par conséquent remarqué que ce filtre analogique, qui est par exemple un filtre d'ordre 6, est un filtre relativement mou, en ce sens qu'il laisse passer des informations de canaux adjacents. Cependant, l'utilisation d'un filtre analogique mou permet l'intégration aisée de celui-ci sur silicium. Les signaux analogiques en sortie des filtres FBBI et FBBQ 5 sont numérisés dans des convertisseurs analogiques/numériques CANI et CANQ, qui présentent par exemple ici une fréquence d'échantillonnage de l'ordre de 100 MHz avec une résolution de l'ordre de 4 bits. On va maintenant décrire plus en détail la structure interne du 10 bloc numérique BNM. Outre des moyens de contrôle CTL, qui peuvent être par exemple réalisés de façon logicielle au sein d'un micro-contrôleur, et destinés à commander l'amplificateur AGC, le bloc BNM comporte en tête des moyens de correction MCOR destinés à corriger des défauts 15 d'appariement en phase et en amplitude des deux voies de traitement I et Q. De tels moyens de correction sont connus en eux-mêmes de l'homme du métier. Celui-ci pourra éventuellement se référer, à toutes fins utiles, au brevet américain n0 6 044 112, ou encore à la demande 20 de brevet français n0 0203256 au nom du demandeur. Le bloc numérique BNM comporte ensuite un module de décodage de canal DM, dont un exemple de structure est illustré plus particulièrement sur la figure 5. Plus précisément, ce module numérique de décodage de canal 25 DM comporte un étage DMD comportant des moyens de démodulation capable d'effectuer les traitements classiques de démodulation, suivi d'un étage de correction d'erreur CRE effectuant les traitements classiques de décodage de Viterbi, un désentrelacement, un décodage de Reed-Solomon, un débrassage, de façon à délivrer le paquet FM qui 30 sera décodé dans un bloc de décodage de source externe au composant CMP, et conforme à la norme MPEG par exemple. Le module de décodage de canal comporte aussi classiquement un étage de synchronisation et un étage d'égalisation. L'étage DMD comporte également schématiquement en tête des moyens de correction DRT (" Derotator " en langue anglaise) aptes à corriger le bruit de phase, la dérive en fréquence et le décalage en fréquence des synthétiseurs de fréquence. Les moyens de correction 5 DRT sont également utilisés ici selon l'invention pour compenser le filtrage passe-bande FBBI, FBBQ et évitent ainsi d'obtenir une marge d'erreur trop faible pour l'interprétation de la constellation. De tels moyens de dérotation peuvent être par exemple ceux décrits dans la demande de brevet européen n0 0 481 543. Le filtrage analogique est ici complété par un filtrage de Nyquist effectué dans un filtre numérique FN, dont la fréquence de coupure est égale à la demi-largeur fréquentielle FI du canal désiré. Le filtre FN complète par conséquent le filtrage effectué par le filtre FSAW et le filtre passe-bande FBBI, FBBQ, et élimine ainsi les 15 informations de canaux adjacents. L'étage de correction d'erreur CRE effectue ensuite des traitements classiques de correction d'erreur bien connus de l'homme du métier, sous la dénomination anglosaxonne de FEC (Forward Error Correction). Technologiquement, le circuit intégré CI selon l'invention est réalisé, par exemple en technologie CMOS 0,13 plm, sur un substrat monolythique SB en silicium, par exemple de type P- (figure 6). Pour absorber les pics de courant à haute fréquence, il est préférable de coller au moyen d'une colle conductrice CL classique, 25 une plaque métallique PL sur la face arrière du substrat SB. Cette plaque métallique est destinée à être reliée à la masse. La fine couche d'oxyde qui se forme naturellement sur le silicium du substrat forme le diélectrique d'un condensateur dont les deux électrodes sont respectivement formées par le substrat SB et la plaque métallique PL. 30 Ce condensateur, dont la valeur capacitive est relativement importante, permet ainsi d'absorber les pics de courant à haute fréquence. Par ailleurs, la partie numérique du composant CMP, c'est-àdire en l'espèce le bloc numérique BNM, sont réalisés dans une zone ZN du substrat qui est isolée du reste du substrat (dans laquelle est réalisée la partie analogique BAN du composant) par une barrière semiconductrice dopée N, formée ici d'une couche enterrée CHI et de deux puits PT1 et PT2. Par ailleurs, les transistors PMOS de la partie numérique sont 5 réalisés au sein d'un caisson N- qui vient au contact de la couche enterrée CHi. Et, afin d'éviter que le bruit sur la tension d'alimentation Vdd ne soit transmis via les caissons N- vers la partie analogique, pour venir directement perturber notamment l'amplificateur LNA et le filtre 10 FBAW, il est avantageux de polariser tous les caissons N- avec une tension de polarisation différente de celle alimentant les transistors situés dans cette zone isolée ZN du substrat. REVENDICATIONS 1-Composant électronique, caractérisé par le fait qu'il comprend un circuit intégré (CI) réalisé sur un substrat monolithique et comportant un module de syntonisation (TZ) du type à double conversion montante puis descendante à fréquence intermédiaire nulle, possédant une entrée (ESO) apte à recevoir des signaux analogiques de télévision numérique terrestre ou par câble composés de plusieurs canaux, un filtre passe-bande (FBAW) du type à onde acoustique de volume disposé entre les deux étages de transposition de fréquence (MX1; MX2I, MX2Q) et délivrant un signal analogique filtré contenant les informations véhiculées par un canal désiré et des informations dites de canaux adjacents, un étage de filtrage en bande de base (FBBI, FBBQ) disposé sur les deux voies de sortie en quadrature du deuxième étage de transposition de fréquence pour effectuer un premier filtrage des informations de canaux adj acents, *W;e l- 5 25 un étage de conversion analogique/numérique multibits (CANI, CANQ) relié à la sortie de l'étage de filtrage en bande de base, et un bloc numérique (BNM) comportant un étage (MCOR) de correction des défauts d'appariement en phase et en amplitude des deux voies de traitement, et un module numérique de décodage de canal (DM), relié à la sortie de l'étage de correction des défauts, et comportant un étage de démodulation, un étage de filtrage numérique pour éliminer lesdites informations de canaux adjacents, et un étage de correction d'erreurs pour délivrer un flux de paquets de données correspondant aux informations véhiculées par le canal désiré, - des moyens de détermination (MVAR, MP, MDT) de la fréquence centrale du filtre à onde acoustique de volume (FB AW). 2-Composant selon la revendication 1, caractérisé par le fait que les moyens de détermination comportent des moyens (MVAR) en 10 l'absence de signal à l'entrée du premier étage de transposition (MX1), à faire varier au-delà de la limite supérieure de la plage de fréquences des canaux, la fréquence d'un signal de transposition de calibration (OLV) appliqué à cet étage de transposition, et des moyens de détection(MP, MDT) aptes à déterminer pour chaque valeur de la 15 fréquence du signal de calibration (OLV), la puissance du signal en sortie du filtre à onde acoustique de volume et à détecter la puissance maximale, la fréquence centrale (Fc) du filtre (PBAW) étant alors la fréquence du signal de calibration correspondant à cette valeur maximale de puissance. 3-Composant selon la revendication 2, caractérisé par le fait qu'après la détermination de la fréquence centrale du filtre à onde acoustique de volume (FBAW), le premier étage de transposition de fréquence (MX1) est apte à recevoir un premier signal de transposition (OLI) ayant une fréquence égale soit à la somme de la fréquence du 25 canal désiré et de ladite fréquence centrale du filtre (FBAW) supérieure à la limite supérieure de ladite plage de fréquences, soit à la différence entre ladite fréquence centrale et la fréquence du canal désiré, par le fait que le deuxième étage de transposition de fréquences (MX2I, MX2Q) est apte à recevoir un deuxième signal de transposition 30 ayant ladite fréquence centrale du filtre (FBAW), par le fait que la bande passante du filtre à onde acoustique de volume (FBAW) est de l'ordre de deux à trois fois la largeur fréquentielle d'un canal, et par le fait que l'étage de filtrage passe-bande (FBBI, FBBQ) possède une fréquence de coupure haute supérieure de 20% environ à la demilargeur fréquentielle d'un canal. 4-Composant selon la revendication 3, caractérisé par le fait que la bande passante du filtre à onde acoustique de volume est de l'ordre de 20 MHz. 5-Composant selon l'une des revendications précédentes, caractérisé par le fait que la résolution de l'étage de conversion analogique/numérique est supérieure ou égale à 4 bits. 6-Composant selon l'une des revendications précédentes, 10 caractérisé par le fait que la fréquence d'échantillonnage de l'étage de conversion analogique/numérique (CANI, CANQ) est supérieure à environ 2,5 fois la fréquence de coupure haute de l'étage de filtrage en bande de base. 7-Composant selon la revendication 6, caractérisé par le fait 15 que la fréquence d'échantillonnage de l'étage de conversion analogique/numérique est supérieure à 10 fois la fréquence de coupure haute de l'étage de filtrage en bande de base. 8-Composant selon l'une des revendications précédentes, caractérisé par le fait que la fréquence de coupure de l'étage de 20 filtrage numérique (FN) est égale à la demi largeur fréquentielle d'un canal. 9-Composant selon l'une des revendications précédentes, caractérisé par le fait qu'il comporte une plaque métallique (PL) collée sur la face arrière du substrat (SB) par une colle conductrice, et 25 destinée à être reliée à la masse. 10-Composant selon l'une des revendications précédentes, caractérisé par le fait que le substrat (SB) a un premier type de conductivité, par le fait que les éléments effectuant un traitement numérique sont disposés dans une partie du substrat isolée de la partie 30 restante du substrat par une barrière semiconductrice ayant un deuxième type de conductivité différent du premier type de conductivité, et par le fait que ladite barrière semiconductrice est polarisée par une tension de polarisation différente de celle alimentant les transistors NMOS situés dans ladite partie isolée du substrat. 11-Récepteur de signaux de télévision numérique terrestre ou par câble, caractérisé par le fait qu'il incorpore un composant (CMP) selon l'une des revendications précédentes.