Brevet FR2852401A1 — publié le 20040917

/1 La présente invention concerne les ensembles de poursuite radar destinés aux missiles dirigés contre des cibles aériennes. Un ensemble radar peut fonctionner selon un mode ac5 tif dans lequel la cible est illuminée par un rayonnement provenant du missile et dans lequel le rayonnement réfléchi provenant de la cible et dénommé "écho de surface" est reçu par le missile pendant son vol. Le rayonnement réfléchi est traité de manière à permettre d'obtenir les éléments de relèvement, 10 azimut et élévation, ainsi que la vitesse ou la distance de la cible, de telle sorte que le missile peut suivre les changements de direction et de vitesse de la cible, La présente invention vise à améliorer la précision finale d'un traqueur ou radar de poursuite doppler à impulsions. 15 Selon l'un des aspects de la présente invention, un ensemble de poursuite radar mono-impulsion,du type pouvant comporter une boucle de poursuite doppler, une boucle de poursuite angulaire ou les deux, comprend un dispositif destiné à calculer à partir d'un écho de cible un signal de 20 fréquence intermédiaire, un dispositif destiné à estimer périodiquement une fréquence de signal de cible en fréquence intermédiaire, un dispositif de filtrage numérique fournissant une analyse de fréquence des signaux dans la bande de fréquence intermédiaire, la caractéristique du dispositif 25 de filtrage comprenant plusieurs caractéristiques à crêtes et chevauchements,séquentielles et similaires, délimitant des cases de fréquences contiguës respectives, un dispositif destiné à fournir, à partir de signaux de cible de sortie dans des cases de fréquence adjacentes à proximité de.la fréquence estimée des signaux de cible, une caractéristique de signal calculée,présentant une crête pour une position prédéterminée en relation avec la fréquence estimée des signaux de cible, et un dispositif destiné à corriger l'estimation de la fréquence des signaux de cible et à décaler 35 en conséquence la caractéristique de signal calculée,le signal de cible résultant de ladite caractéristique de signal calculeeétant utilisé dans une desdites boucles de poursuite. Lorsque l'ensemble comprend une boucle de poursuite doppler comportant un filtre formant portes de vitesse dans le trajet du signal de fréquence intermédiaire, la caractéristique de signal calculée peut comporter des sections centrées symétriquement au-dessus et au-dessous de la fréquence estimée des signaux de cible, l'ensemble comprenant alors un dispositif destiné à comparer les éléments constitutifs des sections respectives du signal de cible et à déterminer ainsi l'erreur de fréquence entre lesfréquences de 10 signal de cible réelle et estimée, l'erreur de fréquence étant utilisée pour commander la fréquence de cible en fréquence intermédiaire de manière à tendre à la maintenir au niveau d'une fréquence prédéterminée dans les limites de la bande passante du filtre formant portes de vitesse et à tendre à amener la caractéristique calculée à l'alignement avec la fréquence réelle du signal de cible. Dans un ensemble de poursuite radar du type précité et porté par un missile, la largeur des cases de fréquence peut, de préférence, être commandée en fonction de la valeur estimée de la différence entre la fréquence de signal de cible et la fréquence prédéterminée dans les limites de la bande passante des portes de vitesse, la largeur de case étant augmentée en réponse à une valeur estimée élevée de manière à fournir une bonne capacité de poursuite et étant réduite en 25 réponse à une valeur estimée faible de manière à fournir une bonne discrimination des vitesses pour des cibles se déplaçant à des vitesses relativement faibles. Dans un ensemble de poursuite radar comprenant une boucle de poursuite angulaire utilisant des canaux de somme et de 30 différence et un dispositif fonctionnant en réponse à un rapport des signaux de somme et de différence de manière à fournir une indication de l'erreur angulaire entre la ligne de visée de la cible et l'axe de visée de l'antenne, chacun des canaux de somme et de différence utilise de préférence un 35 dispositif destiné à fournir une caractéristique de signal calculée, chaque caractéristique de signal ainsi calculée comprenant une caractéristique à crête similaire aux caractéristiques individuelles du dispositif de filtrage numérique et centrée sur la fréquence estimée des signaux de cible de manière à déterminer une bande passante de fréquence étroite qui poursuit la fréquence estimée des signaux de cible. Dans un procédé selon un autre aspect de l'invention pour confirmer la présence ou l'absence d'un signal de cible dans' les limites d'une case de fréquence particulière, dans un ensemble de poursuite radar monoimpulsion du type utilisant des signaux de somme et de différence pour déterminer la direction des cibles et comprenant une boucle de poursuite 10 doppler maintenant un signal de cible à fréquence intermédiaire dans les limites d'une bande passante de filtre formant portes de vitesse et un dispositif de filtrage numérique dans chacun des canaux de somme et de différence fournissant à des intervalles de mise à jour périodiques une 15 analyse sur plusieurs cases de fréquence adjacentes des éléments constitutifs du signal de cible dans les limites de ladite bande passante, on exécute une série de processus de comparaison, dont chacun implique que la somme d'un nombre prédéterminé de valeurs de puissance de sortie successives provenant de la case de fréquence particulière est accumulée avec toutes les sommes précédentes de ce genre et que l'on effectue une comparaison d'une telle somme cumulative avec des valeurs de seuils supérieur et inférieur qui deviennent progressivement plus proches avec chaque processus de compa25 raison, la confirmation de la présence d'un signal de cible dans un processus de comparaison quelconque étant indiquée lorsque le seuil supérieur est dépassé par la somme cumulative, la confirmation de l'absence d'un signal de cible étant indiquée lorsque le seuil inférieur dépasse la somme cumulative, 30 et un processus de comparaison supplémentaire étant déclenché lorsque la somme cumulative est située entre les seuils supérieur et inférieur. Dans un tel procédé, on peut établir une moyenne cumulée en incorporant un nombre fixe de valeurs de puissance de cases de sortie, la valeurde puissancede casede sortieincorporée leplus tôt étant rejetée tandis qu'une valeur en cours est incorporée de manière à fournir une puissance de case moyenne cumulée, on compare cette moyenne cumulée avec un seuil prédéterminé de manière à obtenir. une indication de la présence ou de l'absence d'un signal de cible, l'indication de somme cumulative et l'indication de moyenne cumulée contribuant à l'obtention d'une conclusion nette dans laquelle l'indication de somme cumula5 tive l'emporte si l'indication de moyenne cumulée annonce une absence de signal de cible et dans laquelle les résultats possibles de l'indication de somme cumulative, à savoir absence, indétermination et présence de signal de cible, sont traités comme étant respectivement indétermination,10 présence et présence, si l'indication de moyenne cumulée annonce une présence de signal de cible. Selon encore un autre aspect de l'invention, un ensemble de poursuite radar du type utilisant des signaux de somme et de différence pour la détermination de la direction d'une cible comprend un dispositif de filtrage numérique dans chacun des canaux de somme et de différence, fournissant selon des intervalles de mise à jour périodiques une analyse sur plusieurs cases de fréquence adjacentesd'éléments constitutifs de signaux de cible potentielle,un dispositif destiné à iden20 tifier une case de fréquence de cible, un dispositif destiné à appliquer des signaux de somme et de différence par rapport à la case de fréquence de cible identifiée en tant que signaux d'entrée appliqués à un dispositif multiplicateur de manière à fournir un produit complexe de l'un des signaux d'entrée et le conjugué complexe de l'autre, une indication du rapport signal/bruit étant calculée à partir de la composante imaginaire du produit complexe et une indication du niveau de puissance du signal de canal de somme dans les limites de la case de fréquence de cible, l'indication du rapport signal/bruit ayant 30 ainsi une valeur élevée en présence de réflexions incohérentes provenant de cibles multiples et une valeur faible en présence de réflexions cohérentes provenant d'une cible unique, l'ensemble comprenant en outre une indication de base du rapport signal/bruit calculée à partir du niveau de puissance dans les limites de la case de fréquence de cible et du niveau de puissance moyen pour plusieurs cases de fréquence, cette indication de base ayant ainsi une valeur élevée en présence de cibles uniques ou multiples dans les limites de la case de fréquence de cible et une valeur faible en présence d'un bruit à large bande, et un dispositif fonctionnant en réponse aux deux indications de rapport signal/bruit de manière à fournir une indication de cibles uniques oumultiples. Les caractéristiques d'une forme de réalisation d'un traqicur ou ensemble de poursuite radar doppler à impulsions selon la présente invention ressortiront mieux de la description qui va suivre, donnée à titre d'exemple uniquement et faite en regard des dessins annexés sur lesquels: les Figures 1, 2 et 3 considérées ensemble représentent sous forme de blocs un diagramme des éléments fondamentaux de l'ensemble de poursuite radar selon l'invention, la Figure 2 représentant une boucle de poursuite radar, et la Figure 3 représentant une boucle de poursuite angulaire en même temps qu'un circuit de discrimination de cible simple ou multiple; la Figure 4 représente un tableau illustrant une combinaison d'essais de confirmation de cible; et la Figure 5 représente sous forme de blocs le schéma d'un ensemble de servocommande et de poursuite angulaire. Dans la partie de l'ensemble de poursuite qui est représentée sur la Figure 1, une antenne 1 émet des impulsions radar présentant une fréquence qui est commandée par un os25 cillateur local 4 et par un circuit 6 de commande de poursuite doppler, les signaux de l'oscillateur local et du circuit de commande étant combinés par un mélangeur 8 et appliqués à l'antenne par l'intermédiaire d'un amplificateur 9 et d'un circulatour 11, d'une manière connue. L'antenne comprend un 30 circuit généralement dénommé "de comparaison" qui prend l'écho de cible (et tous les autres signaux reçus) tel qu'il est reçu par un réseau rectangulaire de quatre éléments d'antenne et alimente trois canaux de sortie, à savoir un canal de différence d'élévation 13, un canal de différence 35 d'azimut 15 et un canal de somme 17, à nouveau d'une manière connue. L'antenne peut être commandée en direction par rapport au missile au moyen de moteurs 19 à servocommande, de manière à tenter de maintenir l'axe de visée de l'antenne dirigé vers une cible. La direction réelle de l'axe de visée par rapport au missile est déterminée par des transducteurs-capteurs 21 associés à des cadres de suspension à la Cardan. Les signaux de somme et de différence sont appliqués à des mélangeurs respectifs 23, 25 et 27 dont chacun comporte une entrée destinée à recevoir des signaux provenant de l'oscillateur local 4. La fréquence émise est la somme de la fréquence de l'oscillateur local, d'une fréquence intermé10 diaire de base calculée à partir du signal d'un oscillateur 29 commandé par une tension, et de la fréquence doppler estimée fd correspondant à la tension appliquée à l'oscillateur 29 et étant le signal de sortie de la boucle de poursuite doppler. La sortie des mélangeurs 23, 25 et 27 correspond par 15 conséquent à la fréquence intermédiaire à laquelle s'ajoute l'erreur sur l'estimation de la fréquence doppler (fréquence doppler vraie = fd). Les mélangeurs 23, 25 et 27 sont suivis par des amplificateurs de tête 33, 35 et 37. L'ensemble comprend ensuite un circuit de poursuite angulaire électronique dans lequel une proportion respective du signal de somme est ajoutée, par l'intermédiaire de circuits d'addition respectifs 43 et 45, dans chacun des canaux de différence, la proportion étant ka pour la différence d'azimut et ke pour la différence d'élévation. Cette proportion est calculée de manière à déterminer un signal de canal de différence résultant nul et, par conséquent, à simuler un alignement de l'axe de visée et de la cible, l'information d'angle de décalage réel par rapport à l'axe de visée (à part l'erreur de calcul) étant contenue dans les signaux de commande ea et 2e (correspondant à l'erreur estimée entre l'axe de visée et la ligne de visée de la cible), ces signaux étant appliqués aux éléments 39 et 41 de poursuite angulaire électronique par l'intermédiaire des lignes respectives 47 et 35 49. Les signaux de somme et de différence résultants sont appliqués à des circuits de portes de distance 53, 55 et 57, qui sont ouverts pendant une courte période de temps prédéterminée au niveau d'une période de retard commandée après chaque émission d'impulsions radar. La temporisation de cette période de retard est commandée par un circuit 59 correspondant à une boucle de poursuite en distance. Le canal de somme comprend une dérivation de manière à alimenter une porte de distance auxiliaire 51 qui diffère des autres portes en ce que la période acheminée par la porte est découpée en deux moitiés, dans l'une desquelles le signal acheminé est inversé. Le signal de sortie de la 10 porte de distance 57 correspondant au canal de somme et le signal de sortie à partie inversée de la porte de distance auxiliaire 51 sont appliqués à un détecteur sensible à la phase qui fournit ainsi un signal de sortie nul si le signal reçu est situé également dans les première et seconde moitiés 15 de la porte auxiliaire. Si le signal est situé plus tôt ou plus tard, le signal de sortie du détecteur sensible à la phase présentera une valeur résultante négative ou positive, qui est utilisée par le circuit 59 formant la boucle de poursuite en distance de manière à recentrer toute les portes 20 de distance sur le signal de cible. Par conséquent, la cible est effectivement poursuivie en distance. La boucle de poursuite en distance 59 applique également un signal de blocage à l'amplificateur 9 de l'émetteur, tandis que les portes de distance sont ouvertes pour donner la cer25 titude qu'aucune percée de l'impulsion émise passant par le circulateur 11 ne peut interférer avec des signaux d'écho de cible. Après les portes de distance 51, 53, 55 et 57, les signaux de somme et de différence sont respectivement appliqués 30 à des portes de vitesse 61, 63, 65 et 67. Ces portes sont en fait des filtres passe-bande qui couvrent la bande possible des fréquences doppler présentant de l'intérêt et qui sont centrés sur la fréquence intermédiaire précédemment mentionnée. La boucle de poursuite doppler tente de maintenir les diverses 35 fréquences de cible de somme et de différence au niveau du centre des bandes passantes des portes de vitesse par la commande de l'oscillateur 29 commandé par une tension. Les signaux de somme et de différence sont ensuite mis à échelle en fonction du niveau du signal de canal de somme par des amplificateurs 71, 73, 75 et 77 à commande de gain automatique, qui sont commandés par un détecteur 69 à commande de gain automatique. N Jusqu'alors, les signaux ont tous été analogiques, mais ils sont maintenant convertis par des convertisseurs analogiques-numériques 81, 83, 85 et 87 afin de permettre une analyse numérique des fréquences. Dans chacun des canaux de somme et de différence est disposé un filtre 91, 93, 95 ou 97 de transformation de Fourier rapide. Chaque filtre de ce type comprend un réseau de 32, 64, 128 ou 256 éléments de filtrage et comprenant d'une manière type 128 éléments par exemple, ces éléments de filtrage couvrant respectivement des bandes de fréquence 15 étroites adjacentes et couvrant ensemble la bande passante des portes de vitesse. Les bandes de fréquence d'un tel filtre à transformation de Fourier rapide sont connues et seront désignées dans la suite de la présente description comme étant des cases clefréquence. La caractéristique de chaque case présente une forme à crête et à chevauchement ou recouvrement partiel avec celles des cases adjacentes. Les valeurs de sortie des cases se présentent sous la forme numérique, représentant l'amplitude et la phase de la composante du signal dans les limites de la case particulière. 25 Un jeu de ces données de sortie nécessite des informations provenant de 128 échantillons analogiques. Le débit des données de sortie des filtres à transformation de Fourier rapide, c'est-à-dire la vitesse de mise à jour, est de 78 Hz si la largeur de bande d'ensemble de transformation de 30 Fourier rapide est de 10 kHz et il existe 128 cases. Ainsi, la vitesse de mise à jour est égale à la largeur de case individuelle. Le débit des données de sortie des filtres de transformation de Fourier rapide, c'est-à-dire la vitesse de mise à jour, peut alors être d'environ 80 Hz. La largeur des cases de fréquence peut être commandée, comme cela est indiqué par un circuit de commande 89 de réglage de largeur de case, qui reçoit des signaux représentant l'accélération AC, la distance R, l'étape du vol FS, et les cibles multiples MT, permettant ainsi de couvrir la distance en fréquence intermédiaire avec un petit nombre de cases larges ou un grand nombre de cases rendues plus étroites d'une façon correspondante. Chacun des canaux correspondant à la somme S, à la différence d'azimut AZ, à la différence d'élévation EL et à la distance R, est ainsi analysé en par exemple 128 bandes de fréquence dans les limites de la distance doppler en fréquence intermédiaire et une fréquencede signal de cible peut être 10 identifiée de façon extrêmement précise. En se référant maintenant à la Figure 2, celle-ci représente le reste de la boucle de poursuite doppler, qui est entièrement numérique et est constituée par des circuits correspondant à des opérations exécutées par un processeur ou 15 dispositif de traitement de données. Le signal d'entrée est obtenu sur la ligne 97' à partir du filtre 97 à transformation de Fourier rapide correspondant au canal de somme et représenté sur la Figure 1, cette unique entrée 97' représentant la totalité des 128 sorties de cases de somme. Un circuit 101 de détection de case de cible effectue une estimation initiale de l'identité des cases de la cible, comme cela sera expliqué ci-après, en fournissant une fréquence de case de cible initiale f0 sous la forme d'un déplacement par rapport à la fréquence centrale des portes de vitesse. Un circuit 103 de filtrage à glissement, auquel sont appliqués les signaux de sortie des filtres à transformation de Fourier rapide, fournit, en réponseà l'estimation initiale de la fréquence de cible f, une caractéristique calculée comprenant deux caractéristiques de cases individuelles qui sont 30 disposées symétriquement au-dessus et audessous de la fréquence f. L'une de ces cases est calculée à partir des cases de gauche et du centre parmi trois cases adjacentes et l'autre case est calculée à partir des cases du centre et de la droite parmi ces trois cases adjacentes. Un circuit comprenant un discriminateur 105, un élément de commande de gain automatique 107 et un diviseur 109 fournit un signal d'erreur cd qui est l'erreur de fréquence entre la fréquence de cible estimée, c'est-à-dire f dans le cas présent, et la fréquence de cible réelle. Le signal d'erreur cd est traité d'une façon complémentaire comme cela sera expliqué ci-après mais il est en outre directement ajouté à l'estimation de fréquence de cible en cours f (initialement f) dans un circuit 111. Par conséquent, le résultat correspond à l'amplitude en cours de la fréquence doppler de cible par rapport à la fréquence centrale en fréquence intermédiaire des portes de vitesse. Cette valeur numérique est soumise àun circuit 113 de commande de gain dont la valeur est G3 et qui fournit le signal de sortie de 10 la boucle de poursuite doppler sous la forme numérique. En se référant à nouveau à la Figure 1, le signal de sortie de la boucle de poursuite doppler qui apparaît sur la ligne 113' est converti en retour sous la forme analogique dans un convertisseur numérique- analogique 115 et est appliqué 15 à un circuit d'intégration 121 qui accumule l'erreur de fréquence doppler et commande enconséquence l'oscillateur 29 commandé par une tension. Avec une erreur de fréquence constante, c'est-à-dire une accélération de cible constante, la boucle se cale sur la fréquence de cible et amène la fréquence de l'oscillateur commandé par une tension à croître sous la forme d'une rampe en poursuivant cette dernière. Pour une vitesse de cible relative constante, l'erreur de fréquence cesse, le signal d'entrée de l'oscillateur commandé par une tension est nul et le signal de sortie de cet oscil25 lateur commandé par une tension reste constant pour la fréquence intermédiaire. Un accéléromètre 117 détecte l'accélération du missile et l'ajoute sous la forme d'un facteur correspondant au signal d'entrée du circuit d'intégration, par l'intermédiaire d'un 30 circuit de sommation 119. En se référant à nouveau à la Figure 2, le traitement complémentaire du signal de sortie du circuit de discriminaton 105, auquel il a été fait référence précédemment, est également utilisé pour obtenir, à partir d'un circuit d'addi35 tion final 123, un signal f qui est une estimation complémentaire de la fréquence de la cible par rapport à l'erreur de fréquence centrale des portes de vitesse. Ce signal f est utilisé dans un circuit de confirmation de cible 125 qui sera expliqué plus en détai La confirmation de la case de cible estutilisée de diverses façons, à savoir: validation du circuit de poursuite angulaire électronique qui a été mentionné en se référant à la Figure 1, validation de l'ensemble de guidage du missile et obtention d'une indication du rapport signal/bruit S/N, qui est supplémentaire par rapport au montage principal et qui peut être utiliséedans la détection des cibles multiples, comme cela sera expliqué. Sur la Figure 2, on a représenté par un unique bloc 126', le circuit de validation du guidage 10 du missile et de la poursuite angulaire, ledit bloc étant alimenté par une ligne 126 provenant du circuit 125 de confirmation de cible. En étudiant la Figure 2 plus en détail et, plus particulièrement, le circuit 101 de détection de case de cible, 15 il y a lieu de rappeler que les circuits de transformation de Fourier rapide dans chaque canal de somme et de différence fournissent des signaux de sortie qui donnent l'amplitude complexe dans chacune des cases de filtre à transformation de Fourier rapide (par exemple, 16, 32, 64, 128 ou 256 cases) 20 en fonction de la largeur de case réglée dans le circuit de commande 89. La largeur de case des filtres est égale à la largeur de bande totale de transformation de Fourier rapide, divisée par le nombre des cases de filtre, et le débit des donnéesde sortie est égal approximativement à la largeur de 25 case. La détection de cible est effectuée pour tous les signaux de puissance de sortie (c'est-à-dire le carré de la somme des composantes réelle et imaginaire) des circuits de transformation de Fourier rapide du canal de somme, à l'ex30 ception des cases marginales au niveau de chaque extrémité, c'est-à-dire les premières et dernières NL cases, NL étant égal à 9, 5, 3, 2, 2 respectivement pour 256, 128, 64, 32, 16 circuits de transformation de Fourier rapide de cases. Le signal de puissance de sortie de chaque case est 35 divisé par la moyenne de toutes les cases, à l'exclusion des premières et dernières NL cases marginales, et cette valeur est ensuite comparée à une valeur de seuil TD qui est déterminée de manière à permettre un certain nombre de croisements si le signal d'entrée est un bruit thermique pur (fausses alarmes). La technique utilisée consiste à comparer chaque signal de puissance de case, mis à échelle par la puissance moyenne, comme ci-dessus, avec la valeur maximale mise à échelle pour les cases précédentes et avec le seuil TD. La case maximale à la fin du processus qui présente également une valeur supérieure à TD est prise comme une alarme de cible pour la case en question. Si aucune case n'a une valeur dépassant le seuil, aucune alarme n'est alors trouvée et le processus de détection est appliqué au jeu suivant de données de transformation de Fourier rapide. Ce procédé de détection peut être modifié dans la pratique pour permettre les alarmes multiples. Si l'alarme de cible existe, sa fréquence centrale et 15 de numéro de case, f, est extraite de telle sorte que les circuits de confirmation et de boucle de poursuite doppler peuvent agir sur les fréquences correctes. Un calcul additionnel est effectué dans les circuits de détection. Le contenu de la case à alarme est réduit selon la valeur de seuil précitée TD. Cette opération est effectuée du fait que la distribution de la probabilité de la case maximum qui dépasse un seuil donné est approximativement une constante TD plus une distribution de Rayleigh, pourvu que TD soit supérieur à Log N. En soustrayant la valeur de seuil, l'alarme initiale peut être traitée de lameme façon que les signaux de puissance de sortie ultérieurs provenant de la case, et ceci simplifie le fonctionnementdu circuit de confirmation. Les calculs effectués dans le circuit précité pour chaque signal de puissance de case pi afin d'établir la case de puissance maximale sont représentés par l'expression /N-N L r. = PPJ () j =NL+1 expression dans laquelle: ri est la puissance mise à échelle d'une case numérotée i; N est le nombre total des cases; N est le nombre des cases marginales; et L j est le numéro d'une case dans les limites de celles qui sont prises en compte pour la moyenne. Si r. est supérieur à T et est également supérieur à rm i D c il en résulte que r max est établi pour la valeur r. et que c i i est stocké comme étant le numéro de case d'alarme. rmax est la valeur maximale de r. jusqu'alors. La valeur c i stockée de i qui reste lorsque toutes les cases ont été considérées est alors la case d'alarme de cible. Ce réglage ou cette estimation initiale de la fréquence de cible (f sur la Figure 2) est alors employé pour fermer la boucle de poursuite doppler et déclencher le fonctionnement du circuit de confirmation de cible. Il y a lieu de noter que la fréquence de cible, tout en étant dans les limites de la case détectée (i), ne correspond pas en général avec précision à la fréquence centralede case f. Pour obtenir une probabilité élevée d'acquisition de cible avec une faible probabilité de "fausse confirmation", il est nécessaire d'effectuer la somme d'une façon incohérente sur un grand nombre de périodes de mise à jour de transformation de Fourier rapide. Pour rendre cela possible, 25 la poursuite de la cible est nécessaire du fait que, soit la cible doit être maintenue dans une case fixe, soit la case d'alarme doit être connue d'une autre façon quelconque. Pour cette raison, on utilise un processus d'acquisition à deux stades. Le premier stade, qui a déjà été décrit, permet 30 de détecter le lieu o se trouve une cible probable et le second stade, c'est-à-dire la confirmation, donne la certitude que ce signal détecté est bien une cible avec un degré élevé de certitude. Le processus de fonctionnement du circuit de confirmation, qui est désigné par 125 sur la Figure 2, se déroule comme indiqué ci-après: la case "d'alarme" f est désignée par l'algorithme de poursuite doppler représenté sur la Figure 2, AL4 sauf immédiatement après la première "détection" lorsque le sous-programme de détection fournit cette information. Comme dans l'algorithme de détection, l'équivalent de l'équation (1) ci-dessus est utilisé pour obtenir une valeur de sortie cible/case d'alarme mise à échelle (si la case d'alarme est en dehors de la plage s'étendant de NL+1 à N-NL, la valeur de case mise à échelle est ramenée à la valeur nulle). Ensuite, cette valeur de "case de cible" mise à échelle sur un circuit de traitement de données de transformation de Fourier rapide, est ajoutée àla même quantité lors des mises à jour successives. Cette sommation se poursuit jusqu'à ce qu'un nombre prédéterminé de valeurs de puissance de sortie de transformation de Fourier rapide provenant de la case de cible aient été ajoutées ensemble. A ce moment, la somme est comparée avec deux seuils, un seuil supérieur et un seuil inférieur. Si la somme des cases est supérieure à la valeur du seuil supérieur, un organe indicateur de "présence de cible" est alors établi et, si la somme est inférieure à la valeur du seuil inférieur, "l'absence de cible" est confirmée ou, 20 en d'autres termes, la cible suspecte est rejetée. Si la somme est comprise entre les deux valeurs précitées, l'organe indicateur reste à l'état "indéterminé". Dans ce dernier cas, un groupe supplémentaire de valeurs de puissance de case "de cible" provenant de mises ajour successivesde transforma25 tions de Fourier rapide est ajouté au premier jeu de données et le total accumulé est comparé avec deux seuils nouveaux et plus étroits, le seuil supérieur indiquantà nouveau la "présence confirmée" et le seuil inférieur "l'absence confirmée" Après un nombre prédéterminé de ces stades de comparaison (qui sont fournis comme une entrée vis-à-vis du programme), on fait coïncider les seuils supérieur et inférieur de telle sorte qu'une décision précise est prise de force bien qu'elle puisse ne pas être concluante, comme cela 35 sera expliqué ci-après. Cet essai à comparaisons successives est dénommé l'indication de somme croissante ou "somme cumulative". A ce moment s'établitune moyenne cumulée des N dernières valeurs et débute chacune des mises à jour des transformations de Fourier rapides des valeurs N. Tandis que la valeur de puissance de la case en cours est incorporée au total cumulé, la valeur la plus récente ainsi incorporée est rejetée. Le critère de confirmation consiste en ce que la moyenne cumulée doit avoir une valeur supérieure à un seuil (normalement pris de manière à être le dernier seuil à convergence du circuit de comparaison) et en ce qu'en plus le circuit de 10 comparaison individuelle ne doit pas effectuer de réjection. Ce dernier essai est établi de manière à donner la certitude d'obtenir une réponse raisonnablement rapide si la cible disparaissait soudainement pour une raison quelconque. Le résultat est dénommé une indication de moyenne mobile 15 ou "moyenne cumulée". L'indication de "somme cumulative" et l'indication de "moyenne cumulée" sont combinées comme cela est illustré sur la Figure 4 de manière à fournir une conclusion résultante. Il est possible de se rendre compte que l'indication de somme 20 cumulative l'emporte si l'indication de moyenne cumulée est négative, tandis que l'indication de somme cumulative est en fait renforcée ou décalée d'un niveau de certitude d'indication si l'indication de moyenne cumulée est positive. En plus, une certaine valeur de re-initialisation a lieu. 25 Si la confirmation d'ensemble disparalt,l'état de "présence confirmée" de la moyenne cumulée est interrompu. Egalement, si l'essai de somme cumulative détermine une réjection ou une confirmation, l'accumulation des sommes des sous-groupes cesse, et chaque sous-groupe suivant est essayé séparément. 30 Lorsque le processus correspondant aucircuit 125 de confirmation de cible est terminé, la ligne de sortie 126 correspondant à la "présence confirmée" est utilisée pour valider la boucle de poursuite angulaire et la boucle de guidage du missile qui sont représentées par le bloc 126'. Le circuit de poursuite doppler qui est utilisé permet à la poursuite doppler d'avoir lieu à la fois à l'intérieur du processeur ou dispositif de traitement numérique représenté sur la Figure 2 et par l'intermédiaire du circuit analogique 29 correspondantàl'oscillateur commandé par une tension et représenté sur la Figure 1. La fonction clé qui permet à la poursuite d'avoir lieu à l'intérieur du processeur ou dispo5 sitif de traitement de données lui-même est constituée par l'ensemble du filtre à glissement 103, du circuit de discrimination 105, du détecteur à commande de gain automatique 107 et du circuit de division 109. Pour former un discriminateur de fréquence, la puissance 10 de sortie de deux cases voisines peut être soustraite. Si le signal de cible chevauche symétriquement la jonction des deux cases, la puissance dans chacune sera la même et la différence sera nulle. Si le signal de cible est décalé d'un côté ou de l'autre, le résultat sera en conséquence positif ou négatif. 15 Si deux cases de ce genre, centrées sur une estimation de fréquence de cible spécifiée, peuvent être simulées, il en résulte que le décalage de fréquence par rapport à cette position centrale peut être détecté, et que la fréquence du signal de cible peut être poursuivie continuellement. Pour faire varier la position du discriminateur de façon continue de cette manière, on a adopté une technique pour faire glisser effectivement les filtres faisant partie du circuit de filtrage 97 à transformation de Fourier rapide, cette technique nécessitant la simulation de chacune des 25 deux cases simulées précédemment mentionnées. Ce qui suit s'applique à la simulation de chacune des deux cases. Etant donné le signal de sortie complexe de deux cases existantes et adjacentes à transformation de Fourier rapide, il est possible de construire, en utilisant ces deux quanti30 tés seules, une nouvelle case à transformation de Fourier rapide qui présentera comme crête une valeur de fréquence quelconque choisie entre les points milieux des deux cases oriljinales. Pour calculer un algorithme simple, on suppose une fenntre ou un créneau rectangulaire, et on ignore les 35 facteurs de phase de H/N entre des cases adjacentes. La nouvelle caractéristique de case à transformation de Fourier rapide peut s'écrire approximativement sous la forme: f(x) = sin u x + B sin (lx) (2) x (2) expression dans laquelle: x est la fraction d'une case par rapport au centre de la première case à transformation de Fourier rapide au ni5 veau de laquelle la réponse est requise, a est la contribution d'amplitude de la première case, et est la contribution d'amplitude de la seconde case. Il est possible de montrer que si a et B sont liés par un paramètre 6 tel que l'on ait: - 62 [1 + r cotg Â6(1-6)] icotg Â6(6(1-6) (1-26)) - 1 + 26 26 B = 1 - a il en résulte que le point f(x = 6) est un maximum du filtre pour l'Equation (2). Par conséquent, il est possible de mettre 15 en oeuvre un filtre à glissement en prenant la fréquence f, en évaluant les cases les plus proches de cette dernière et en calculant ensuite les paramètres a et $ qui sont nécessaires pour fournir deux cases de filtres,chacune étant séparée par une demi-case de séparation par rapport à la 20 fréquence de cible estimée (f). La même technique est employée pour les filtres indépendamment du type de la fenêtre ou créneau qui est utilisé. Les équations des filtres à glissement deviennent alors: Nta = partie intégrale de ((f + 0,5B)ts + 1,5) 25 x -05 + Nta - Np fts C1= a(x) (c'est- à-dire la fonction précitée a calculée pour un groupe prédéterminé de valeurs x) Ca C1 b(Nta 1) - (l-C1) b(Nta) = (l-C1) b(Nta+l) - C1 b(Nta) l8 expressions dans lesquelles: Nta est le numéro de la case qui est "coupée" par la fréquence requise, f est la fréquence doppler estimée en fonction de la boucle de poursuite numérique, B' est la largeur de bande d'ensemble à transformation de Fourier rapide, ts est le temps de mise à jour (qui est égal au numéro des cases divisé par B), N est la moitié du nombre des cases dans la transformation p de Fourier rapide, et b(Ni) est la Nième case à transformation de Fourier rapide (nombre complexe). Ainsi, les valeurs Ca et Cb sont les signaux de sortie des 15 filtres à glissement des cases adjacentes simulées qui sont centrées sur la fréquence f, et sont à nouveau des nombres complexes. Il est alors nécessaire de réaliser le circuit de discrimination 105 représenté sur la Figure 2, et ceci peut être 20 effectué en prenant l'erreur de fréquence d = |Ca| iCb. Cependant, la technique des filtres à glissement a pour résultat une mise à échelle au niveau de l'origine de la quantité elle-même qui dépend de la position du filtre et, par conséquent, il est nécessaire d'appliquer une correction pour cette dernière. On utilise un terme de correction quadratique se présentant sous la forme Sd =a1 + a2 x + a3 x-2 expression dans laquelle: x correspond à la valeur minimale (x, 1-x),et ai, a2 et a3 prennent diverses valeurs pour les différentes fonctions de fenêtres ou créneaux qui sont utilisées. Cette opération permet également au circuit de discrimination d'être mis automatiquement à échelle pour la fonction de fenêtre ou créneau appropriée. La valeur de sortie "d" du circuit de discrimination doit également être commandée en gain de façon automatique et ce résultat est obtenu au moyen d'un simple circuit de Ai réaction du premier ordre fonctionnant par rapport au détecteur quadratique 107. Le détecteur fonctionne par rapport à une nouvelle case de la forme: agc a b qui fournit un filtre centré sur la fréquence de cible. Lors d'une utilisation conjointe avec le circuit de discrimination, on considère que le circuit précité permet d'obtenir un rendement optimal. La commande de gain automatique (agc) se présente ainsi sous la forme agcn =agcn-lk + (l-k)C agc2 Sc expression dans laquelle: S est un autre facteur de correction de mise à échelle c pour les différents gains qui sont trouvés pour des positions différentes du filtre à glissement et des 15 différentes fenêtres ou créneaux. Ce facteur est donné par la formule: SC = 1 + x b + x b2 expression dans laquelle: b1 et b2 sont des constantes qui dépendent du type de la 20 fenêtre ou créneau. Il y a lieu de noter que k a pour valeur e(t s/tagc) expression dans laquelle: tagc est la constante de temps de la commande de gain automatique. La valeur de sortie résultante Ed provenant du circuit de discrimination (ou plus précisément du circuit diviseur 109) est: d d Sc Sd/(agcn t) Hz La boucle de poursuite numérique est entièrement bouclée ou fermée à l'intérieur du processeur ou dispositif de traitement de données (voir la Figure 2) et fournit l'estimation de la fréquence de cible f qui est nécessaire pour le processus de confirmation. La mise en oeuvre particulière qui est utilisée est d'un type.-.. --duble boucle. Une représentation schématique sous forme de blocsde l'ensemble est illustrée sur la Figure 2. Il est possible de se rendre compte qu'il existe deux sorties de la boucle, l'une pour le processus de confirmation (f)etl'autre de réaction (f) pour le circuit de filtre à glissement et de discrimination. Les fonctions de transfert de ces deux éléments sont différentes et sont données par les formules ci-après: f zG1 (1+G2) - G1 2f 2 f z2 + z(G1 (1+G2)-2) + (1-G1) z G1 + G (G2-1)z t _ 1 1 2 f z2 + z(G (1+G2)-2) + (1-G1) expressions dans lesquelles: f est la fréquence de cible par rapport au centre du 15 canal de somme en fréquence intermédiaire. Ces fonctions de transfert sont mises en oeuvre en prenant le signal de sortie cd du circuit de discrimination et en le multipliant par un gain (G1) correspondant au circuit 127. Les algorithmes pour la mise en oeuvre de ces deux fonctions de transfert à boucle fermée sont indiqués ci-après. Si le signal de sortie du circuit de discrimination a pour valeur Ed, on obtient alors: fl (n) = fl1(n-l) + G1 Ed f2 (n) = f2(n-1) + G2f1 (n) f (n) = fl (n) + f2(n) f (n) = f1(n) + f2(n-1) Ces algorithmes sont illustrés sur la Fig. 2 comme indiqué ci-après. ILa valeur de sortie cd du circuit de discrimination comprenant les éléments 105, 107 et 109 est 30 soumise à un gain G1 dans le circuit 127, ce qui permet d'obtenir un signal d'entrée G1 Ed pour un circuit de sommation 129, un dispositif à stockage et retard 131 ramenant par réaction le signal de sortie du circuit de sommation 129 à son entrée pour la mise à jour suivante. Si le signal f1(n) est le signal de sortie du circuit de sommation 129 ième pour la n mise a jour, ce signal f 1(n) doit donc être égal à G1 Ed + f (n-1), la boucle constituant donc un circuit d'intégration numérique. Le signal de sortie de la boucle, f (n) est appliqué à un autre dispositif à stockage 10 et retard 133 dont le signal de sortie f (n-1) est appliqué à un circuit de sommation 135. Une seconde entrée de ce circuit de sommation 135 est fournie par le signal de sortie f (n) de la boucle précitée après avoir été soumis à un gain de valeur G2 dans un circuit de multiplication 137 15 de manière à fournir le signal G 2f (n) et à une boucle d'intégration supplémentaire, comprenant un circuit de sommation 139 et un circuit de réaction à stockage et à retard 141, de manière à fournir le signal f2(n) ayant pour valeur f2(n-1) + G 2f (n). Un circuit supplémentaire à stockage et retard 143 fournit alors le signal f2(n-1) à l'autre entrée du circuit de sommation 135. Le signal de sortie du circuit de sommation 135 a donc pour valeur f(n-1) = f1 (n-1) + f2(n-1), c'est-à-dire la fréquence de cible estimée basée sur la précédente mise 25 à jour de la donnée à transformation de Fourier rapide. Ce signal de sortie est appliqué au circuit à filtre de glissement 103 pour le calcul de la valeur suivante de l'erreur Ed et est également appliqué au circuit de sommation 111 en même temps que l'erreur en cours cd, comme cela 30 a été précédemment décrit, de manière à permettre d'obtenir la valeur de sortie de la boucle de poursuite doppler. Le signal f 2(n-1) est appliqué à un circuit de sommation supplémentaire 123 mais, dans ce cas, avec le signal d'entrée en cours et non retardé qui est appliqué au circuit de sommation 135, c'est-à-dire le signal f (n) . Le signal de sommation de sortie provenant du circuit 123 a donc pour valeur f (n) + f2(n-1), est désigné par f et est appliqué comme représentant la fréquence de cible estimée au circuit de confirmation 125, comme caa& &,été précédemment décrit. En se référant maintenant à la Fig. 3, les signaux de sortie de transformation de Fourier rapide provenant des filtres 95 de différence d'azimut forment des signaux 5 d'entrée appliqués sur des lignes désignées par 95' et les signaux de sortie de transformation de Fourier rapide provenant des filtres 97 de somme sont appliqués d'une façon similaire à des lignes 97'. Ces signaux de différence et de somme d'entrée, dont chacun provient par exemple de 128 cases, sont appliqués à des circuits de filtres à glissement respectifs 145 et 147 qui sont similaires à ceux décrits pour la boucle doppler représentée sur la Fig. 2. Dans chaque cas, la fréquence de cible estimée f qui est calculée à partir de la boucle doppler est utilisée pour 15 sélectionner la case dans laquelle elle tombe, une case nouvelle ou "supposée" étant calculée à partir de cette case et d'une case adjacente, la case simulée ayant sa fréquence centrale ou de crête alignée avec la fréquence de cible estimée. Les changements qui apparaissent dans la fréquence de cible et sont déterminés par la boucle de poursuite doppler provoquent la variation de la valeur de f, la case simulée restant calée sur cette dernière et glissant donc vers le haut et vers le bas de la plage des fréquences intermédiaires avec la fréquence d'erreur doppler et fournissant un degré 25 élevé de discrimination de vitesse de cible. Les signaux de sortie des filtres à glissement se présentent sous la forme numérique et sont par conséquent appliqués à un élément numérique équivalent à un détecteur sensible à la phase. Ainsi, on forme le conjugué complexe 30 du signal de différence présentant une forme complexe au moyen d'un circuit 149. La somme et le conjugué complexe de la différence sont alors multipliés ensemble dans un circuit de multiplication 151 qui fournit des signaux de sortie réel et imaginaire. La partie réelle est divisée, 35 dans un circuit de division 155, par le signal de sortie d'un détecteur 157 à commande de gain automatique de manière à fournir le taux d'amplitude pour chacun des deux canaux, c'est-à-dire: (D e-KeS)s (D -k S)S _- et -s2 s2 expressions dans lesquelles: S2, c'est-à-dire la valeur quadratique moyenne du signal de sonune, est le signal de sortie du détecteur 157 à commande de gain automatique. On a représenté uniquement le canal de différence d'azimut, mais le canal de différence d'élévation serait traité d'une 10 façon similaire. Le signal provenant du circuit de division est appliqué à un filtre de Kalman 171 qui est représenté sur la Fig. 5, de manière que l'on obtienne un signal de sortie e. Ce signal C est ajouté, au niveau d'un circuit de sommation 156, à un facteur de correction d'aberration et est appliqué à l'élément de gain de poursuite angulaire électronique pour fermer la boucle. Le filtre de Kalman 171, qui est représenté sur la Fig. 5, fournit une estimation a de l'erreur d'axe de visée, c'est-à-dire la valeur estimée de l'angle de décalage de l'axe de visée par rapport à la cible. 20 Cette estimation d'erreur est combinée, dans le circuit de sommation 156, avec l'indication de la direction de l'axe de visée par rapport au missile. Cette dernière indication est fournie essentiellement par les transducteurs-capteurs 21 qui sont associés auxcadres de suspension à la Cardan et qui 25 sont également représentés sur la Fig. 1, cette donnée étant corrigée en ce qui concerne l'aberration de radome au niveau d'un circuit 158, cette correction dépendant elle-même de la direction de l'axe de visée par rapport au radome (circuit 21), de la température du radome (circuit 163) et de la 30 fréquence émise (circuit 161). Le circuit de correction d'aberration 158 fournit ainsi des angles d'azimut et d'élévation de l'axe de visée effectif plutôt que de l'axe de visée matériel. Le signal de sortie k résultant, qui provient du circuit 35 de sommation 156, est utilisé dans la Fig. 1 pour commander l'élément 41 de poursuite angulaire électronique et pour fermer la boucle de poursuite angulaire électronique. Lorsque cette boucle de poursuite angulaire électronique est en équilibre, la valeur C donne une mesure vraie de l'erreur sur l'axe de visée. Si l'on considère maintenant le signal de sortie ima5 ginaire du circuit de multiplication 151, ce signal est diviseé par le signal de commande de gain automatique dans un circuit de division 153 de manière que l'on obtienne une forme d'une indication du rapport signal/bruit S/N. Ce signal de sortie du circuit de division 153 donne une 10 indication de la puissance des composantes du signal qui sont, soit incohérentes entre les canaux de somme et de différence, soit en quadrature de phase. La composante de puissance "incohérente" est importante lorsque le bruit thermique ou le brouillage ou les interférences dans l'un ou l'autre des canaux de somme ou de différence est important, et tend vers zéro pour des rapports signal/bruit de valeur élevée. Le signal de puissance de sortie incohérent présente également une valeur importante pour des cibles allongées ou pour des cibles volant en formation, qui ne sont pas résolues 20 par le traqueur ou ensemble de poursuite. Le signal de sortie signal/bruit S/N provenant du circuit de division 153 est appliqué à un autre circuit de division 159 dont l'autre entrée est alimentée à partir de la sortie signal/bruit S/N du circuit de confirmation de cible 125 qui est représenté sur les Fig. 2 et 3. Les deux indications du rapport signal/bruit S/N diffèrent en ce que l'indication de base, provenant du circuit de confirmation 125, est calculée sous la forme d'un rapport de puissance dans la case de cible pour la puissance moyenne sur la bande de trans30 formation de Fourier rapide.Par conséquent, il n'y a pas de distinction entre une unique cible cohérente dans la case de cible et des cibles multiples incohérentes à l'intérieur de la case de cible. L'indication du rapport S/N en fonction de la quadrature, de la phase, de la somme et de la différence 35 est calculée uniquement à partir de la case de cible et n'est distincte qu'entre des cibles (uniques) cohérentes, d'une part, et des cibles ou bruits multiples, d'autre part, fournissant une valeur faible pour la cible cohérente et une valeur élevée pour les cibles incohérentes. Par conséquent, si l'indication du rapport signal/bruit S/N en fonction de la quadrature, de la phase, de la somme et de la différence est divisée par l'indication du rapport signal/bruit S/N de base provenant du circuit de confirmation, le résultat présentera une valeur faible pour une cible cohérente unique dans la case de cible, et une valeur élevée pour des cibles multiples dans la case de cible. Le résultat du processus 10 correspondant au circuit de division 159 donne donc une indication des cibles uniques oumultiples. L'ensemble tel que décrit jusqu'ici peut être adapté à diverses conditions ou situations missile-cible qui peuvent apparaître dans un engagement et, en particulier, dans les 15 étapes terminales, lorsque des conditions peuvent varier rapidement. Les paramètres de la boucle doppler sont rendus adaptables de manière à permettre de modifier les conditions de cible de telle sorte qu'un rendement optimal soit maintenu 20 à tout instant. En se référant à la Fig. 2: (i) Immédiatement après la détection de la cible, les gains Gi, G2 et G3 sont réglés à des valeurs élevées, de telle sorte que la boucle se stabilise rapidement. Les gains sont ensuite réduits jusqu'à ce que, après une période de temps prédé25 terminée, les gains prennent des valeurs inférieures constantes permettant de réduire le bruit dans la boucle. Les gains sont augmentés au fur et à mesure que le vol du missile progresse, en fonction de l'intensité du signal mesuré dans les amplificateurs à commande de gain automatique (la connexion à partir de la commande de gain automatique n'étant pas représentée), ou bien par l'une ou l'autre des indications d'évaluation du rapport signal/bruit précédemment décrites, et en fonction de la largeur de case de transformation do Fourier rapide qui est sélectionnée (voir ci-après). (ii) Pendant la phase de suralimentation du missile, la boucle de poursuite doppler subit des phénomènes transitoires non néCgligeables et la largeur de case de transformation de Fourier rapide est sélectionnée de manière à présenter une valeur importante. Les gains Gi, G2 et G3 sont également réglés à des valeurs élevées de manière à fournir une réponse rapide. (iii) Si l'ensemble doit faire l'acquisition d'une cible à longue distance, la largeur de case de transformation de 5 Fourier rapide est réglée de manière à être très étroite et les gains Gi, G2 et G3 sont réglés à des valeurs faibles après l'enclenchement de la boucle. Ceci permet de rendre optimal le seuil d'acquisition. (iv) Si la cible est à une courte distance, la largeur de 10 case de transformation de Fourier rapide est réglée de manière à être importante et les gains Gi, G2 et G3 sont réglés à des valeurs élevées. Ceci permet de rendre la vitesse d'acquisition optimale et de réduire à une valeur minimale les erreurs de poursuite. Une largeur de case de transformation de Fourier 15 rapide présentant une valeur élevée fournit une vitesse de mise à jour plus importante et, par conséquent, permet d'obtenir le rendement optimal à proximité immédiate de l'impact, lorsqu'une réponse rapide est importante. La distance de la cible est déterminée à partir de la boucle de poursuite en 20 distance (Fig. 1) (v) Une fois que la boucle est enclenchée, le signal f est proportionnel au débit de fréquence de la cible, c'està-dire à l'accélération de la cible. Si f présente une valeur importante, la largeur de case de transformation de Fourier 25 rapide est réglée de manière à présenter une valeur élevée pour permettre une capacité de poursuite rapide. La perte dans la discrimination doppler contre d'autres cibles à des vitesses similaires n'est pas importante du fait qu'une cible en cours de manoeuvre n'est pas capable de se maintenir à proximité immédiate d'autres cibles. Lorsque f présente une valeur faible, une faible largeur de case de transformation de Fourier rapide est utilisée pour permettre d'obtenir une discrimination doppler de valeur maximale contre des cibles volant en formation. (vi) Lorsque des cibles multiples sont détectées à proximité immédiate (par exemple par le signal de sortie provenant du circuit de division 159 représenté sur la Fig. 3) ou bien lorsque l'accélération de la cible est faible, 2-4 la largeur de case de la transformation de Fourier rapide est réglée de manière à présenter une valeur faible afin de permettre d'obtenir une discrimination doppler de valeur maximale. L'ensemble du circuit de poursuite angulaire peut être divisé de façon convenable en trois parties, à savoir, en premier lieu le récepteur de poursuite angulaire électronique, en second lieu le filtre de poursuite angulaire et en troisième lieu le circuit de stabilisation et de servocommande 10 Une représentation schématique sous forme de blocs du circuit complet de servocommande et de poursuite angulaire est illustrée sur la Fig. 5. L'estimation E du filtre de poursuite angulaire en ce qui concerne l'angle d'erreur de l'axe de visée dans chacun des canaux d'azimut et d'élévation est utilisée pour additionner une partie commandée du canal de somme, qui correspond à ces angles en fonction de la pente différence/somme stockée à l'origine, dans les canaux de différence, comme cela a été précédemment décrit en se référant aux Fig. 1 et 3. Ces signaux de différence provenant 20 du récepteur de poursuite angulaire électronique (33 à 49) passent ensuite par des chaînes à fréquence intermédiaire qui sont similaires à celle du canal de somme, sont échantillonnés dans des convertisseurs analogiques-numériques (81 à 87) et sont ensuite traités par des circuits de transformation de Fourier rapide (91 à 97) de manière que l'on obtienne le spectre des signaux sur les canaux d'azimut et d'élévation. Les valeurs des canaux de somme et de différence sont divisées par des signaux de commande de gain automatique, par voie numérique, et des valeurs de sortie de détecteur sensible à la phase en élévation et en azimuth sont formées (151 et 155) en prenant la partie réelle du conjugué de la différence que multiplie la somme, ces signaux de sortie étant proportionnels à l'erreur angulaire entre l'erreur d'axe de visée de cible vraie et la meilleure 35 estimation de l'erreur d'axe de visée. Ces calculs sont tous exécutés à la même vitesse de mise à jour que celle des boucles de poursuite doppler et de poursuite en distance (c'est-à-dire à la vitesse de mise à jour des valeurs de sortiede transformation de Fourier rapide4-. Après le traitement par le détecteur sensible à la phase (151, 155), il est nécessaire de réaliser une transformation d'axes demanière à passer des axes du récepteur aux axes de ligne de visée. Cette opération est mise en oeuvre par voie numérique. Les signaux sont ensuite transmis à un filtre de Kalman 171 de poursuite angulaire qui fournit les meilleures estimations de débit de ligne de visée en utilisant un algorithme à gain variable. Les signaux de débit de ligne de visée sont utilisés de diverses façons,10 à savoir, ils alimentent d'abord une sortie destinée au pilote automatique sous la forme d'instructions de guidage, c'est-à-dire qu'ils peuvent alimenter la tête chercheuse pour le guidage du missile et, à cet effet, ils sont transformés selon les axes du missile, ces signaux sont également 15 utilisés comme signaux d'entrée pour le circuit d'intégration de poursuite angulaire électronique qui fournit une estimation d'angle qui est appliquée en retour à l'élément de poursuite angulaire électronique, et ils sont enfin utilisés comme signaux d'entrée pour le dispositif d'observation (173) de 20 la ligne de visée, qui est destiné au mécanisme d'antenne. Ce dernier signal est ajouté à un signal de gyroscope de sortie 175 correspondant à une unité de référence inertielle, après transformation dans un convertisseur analogique numérique 176, de manière à fournir le mouvement total de la cible tel qu'il est mesuré selon les axes de ligne de visée. Ces vitesses angulaires sont encore calculées pour la vitesse de mise à jour (faible) de la boucle. Ces vitesses sont ensuite intégrées en utilisant un circuit d'intégration numérique (177) à vitesse de mise à jour élevée, et le signal 30 de sortie de ce circuit est transformé d'axes de ligne de visée en angles d'arbre moteur en utilisant des transformations d'axes numériques 179 et un convertisseur numériqueanalogique 178. Les instructions d'angles sont ensuite utilisées pour commander une boucle de commande de position 35 181 destinée à l'antenne. L'instruction d'angle 183 est soustraite de la valeur des transducteurs-capteurs 21 associés aux cadres de suspension à la Cardan, et l'erreur est appliquée à un circuit de commande 185 qui fournit des 2q instructions à un ensemble 187 comportant le mécanisme d'antenne, la servocommande et les moteurs. L'antenne et le réflecteur sont ainsi asservis en position au gyroscope intégré à l'unité de référence inertielle et à l'erreur de ligne de visée de la cible. Un circuit de commande 185 à vitesse de mise à jour élevée est utilisé à cette fin. L'effet des dispositions précitées consiste à permettre d'éliminer les mouvements du corps 188 des signaux de sortie du récepteur. Un circuit de réaction supplémentaire 10 189 associé à la ligne devisée est utilisé visà-vis des éléments 39 et 41 de poursuite angulaire électronique. Le signal de ce trajet de réaction est ajouté au signal de l'autre circuit de réaction qui comprend en outre un convertisseur analogique- numérique 190, permettant ainsi d'obtenir 15 la certitude que la meilleure estimation de l'erreur de ligne de visée peut être utilisée pour être soustraite de l'erreur de ligne de visée réelle pour la poursuite angulaire électronique. Le trajet de réaction combiné de poursuite angulaire électronique doit être transformé du point de vue angulaire 20 dans un circuit 191 de manière à être ramené aux axes du récepteur et doit être transformé également dans un convertisseur numérique-analogique 192, tandis qu'une correction d'aberration de radome correspondant au circuit 158 lui est ajoutée, comme une fonction des angles des cadres de suspension 25 à la Cardan, comme cela a été décrit en se référant à la Fig. 3. Les paramètres du filtre de Kalman sont modifiés en fonction des conditions pendant le vol du missile et sont en général choisis de manière à donner une largeur de bande 30 élevée lorsque le temps estimé jusqu'à l'impact est court. Le temps jusqu'à l'impact est estimé en divisant la distance missilecible (obtenue à partir de la boucle de poursuite en distance) par la vitesse d'approche (obtenue à partir de la boucle de poursuite doppler). La largeur de bande des filtres est également rendue fonction du rapport signal/bruit, la largeur de bande étant faible lorsque le rapport signal/bruit est faible. Il y a lieu de se rendre compte que l'ensemble de poursuite précédemment décrit est particulièrement souple. Les filtres à glissement permettent d'obtenir une discrimination entre des cibles séparëespar peu de distance, le pouvoir de résolution doppler étant le double de celui que l'on'peut obtenir avec des filtres à transformation de Fourier rapide du type fixe. On peut également obtenir une amélioration du rapport signal/bruit en faisant glisser la crête de case simulée 10 jusque sur la cible. La discrimination des cibles multiples, par exemple en poursuivant une cible et en contrôlant une autre, peut également être réalisée simplement en dédoublant les filtres à glissement. Il est bien entendu que la présente invention n'a été décrite et représentée qu'à titre explicatif mais nullement limitatif et qu'on pourra y apporter toute modification utile, notamment dans le domaine des équivalences techniques, sans sortir de son cadre. REVENDICATIONS ].- Ensemble de poursuite radar mono-impulsion, du type comportant une boucle de poursuite doppler, une boucle de poursuite angulaire ou les deux, caractérisé par le fait qu'il comprend un dispositif destiné à calculer à paftir d'un écho de cible un signal de fréquence intermédiaire, un dispositif destiné à estimer périodiquement la fréquence du signal de cible en fréquence intermédiaire, un dispositif de filtrage numérique destiné à fournir une ana10 lyse de fréquence des signaux dans la bande de fréquence intermédiaire, la caractéristique du dispositif de filtrage comprenant plusieurs caractéristiques à crêtes et chevauchements, séquentielles et similaires, délimitant des cases de fréquences contiguës respectives, un dispositif destiné 15 à fournir, à partir de signaux de cible de sortie dans des cases de fréquencesadjacentes proximité de la fréquence estimée des signaux de cible, une caractéristique de signal calculée présentant une crête pour une position prédéterminée en relation avec ladite fréquence estimée des signaux de 20 cible, et un dispositif destiné à corriger l'estimation de la fréquence des signaux de cible et à décaler en conséquence la caractéristique de signal calculée, le signal de cible résultant de la caractéristique de signal calculée étant utilisé dans une boucle de poursuite. 2.- Ensemble de poursuite radar suivant la revendication 1 et comprenant une boucle de poursuite doppler comportant un filtre formant des portes de vitesse dans le trajet du signal defréquence intermédiaire, caractérisé par le fait que la caractéristique de signal calculée cormporte 30 des sections qui sont centrées symétriquement au-dessus et au-dessous de la fréquence estimée des signaux de cible, l'ensemble comprenant un dispositif destiné à comparer les éléments constitutifs du signal de cible des sections respectives et à déterminer ainsi l'erreur de fréquence entre 35 les fréquences de signal de cible réelle et estimée, ladite erreur de fréquence étant utilisée pour commander la fréquence de cible en fréquence intermédiaire de manière à tendre à la maintenir à une fréquence prédéterminée dans les limites de la bande passante du filtre formant portes de vitesse et à tendre à amener la caractéristique calculée à l'alignement avec la fréquence réelle du signal de cible. 3.- Ensemble de poursuite radar suivant la revendica5 tion 2, caractérisé par le fait que la caractéristique calculéè comprend deux caractéristiques à crêtes et à chevauchementsqui sont similaires aux caractéristiques individuelles du dispositif de filtrage numérique, les deux caractéristiques de cases ainsi calculées présentant des crêtes 10 qui sont décalées vers les côtés opposés de la fréquence estimée du signal de cible selon la moitié d'une largeur de case de fréquence. 4.- Ensemble de poursuite radar suivant la revendication 3, caractérisé par le fait que le dispositif destiné à 15 comparer les éléments constitutifs du signal de cible des sections respectives comprend un dispositif fonctionnant en réponse aux signaux de puissance de sortie dans les limites de deux caractéristiques de cases calculées et un dispositif destiné à fournir une différence algébrique des signaux de 20 puissance de sortie de manière à indiquer le degré et la direction de l'erreur de fréquence. 5.- Ensemble de poursuite radar suivant l'une quelconque des revendications 2 à 4, caractérisé par le fait que l'erreur de fréquence est ajoutée à la fréquence de cible estimée de manière à fournir un signal de commande tendant à maintenir le signal de cible en fréquence intermédiaire au niveau du centre de la bande passante des portes de vitesse. 6.- Ensemble de poursuite radar suivant l'une quelconque des revendications 2 à 5, caractérisé par le fait que 30 le dispositif de filtrage numérique comprend un réseau de filtres à transformation de Fourier rapide, chacun alimentant l'une desdites cases de fréquence, les données de sortie étant mises à jour périodiquement et fournissant, pour chacune de ces mises à jour, une nouvelle estimation de la fréquence 35 du signal de cible qui est calculée à partir de l'estimation précédente et de l'erreur en cours. 7.- Ensemble de poursuite radar suivant l'une quelconque des revendications 2 à 6 et porté par un missile, caractérisé par le fait qu'il comprend un dispositif fonctionnant en réponse à des taux d'accélération élevés du missile pour augmenter la largeur des cases de fréquence et améliorer ainsi la qualité de la poursuite au prix de la discrimination de cibles. 8.- Ensemble de poursuite radar suivant la revendication 7, caractérisé par le fait que la boucle de poursuite 10 doppler incorpore des éléments de gains qui peuvent être commandés et qui sont réglés à des valeurs de gains élevées en réponse aux taux d'accélération élevés. 9.- Ensemble de poursuite radar suivant l'une quelconque des revendications 2 à 8 et porté par un missile, caractérisé par le fait que la largeur des cases de fréquence peut être commandée en fonction de la distance de la cible, la largeur de case étant réglée à une valeur faible en réponse à une cible à longue distance de manière à rendre optimal le seuil d'acquisition. 10.- Ensemble de poursuite radar suivant la revendication 9, caractérisé par le fait que la boucle de poursuite doppler incorpore des éléments de gains qui peuvent être commandés et qui sont réglés à des valeurs de gains faibles en réponse à une cible à longue distance. 11.- Ensemble de poursuite radar suivant l'une quelconque des revendications 2 à 10 et porté par un missile, caractérisé par le fait que la largeur des cases de fréquence peut être commandée en fonction de la valeur estimée de la différence entre la fréquence du signal de cible et la fré30 quence prédéterminée dans les limites de la bande passante des portes de vitesse, la largeur de case étant augmentée en réponse à une valeur estimée élevée de manière à permettre d'obtenir une bonne capacité de poursuite, et étant réduite en réponse à une valeur estimée faible de manière à permettre 35 d'obtenir une bonne discrimination desvitesses pour des cibles se déplaçant à des vitesses relativement faibles. 12.- Ensemble de poursuite radar suivant la revendication 1 et comprenant une boucle de poursuite angulaire utilisant des canaux de somme et de différence et un dispositif fonctionnant en réponse à un rapport des signaux de somme et de différence pour fournir une indication de l'erreur angulaire entre la ligne de visée de la cible et l'axe de visée, caractérisé par le fait que chacun des canaux de somme et de différence utilise un dispositif destiné à fournir une caractéristique de signal calculée, chaque caractéristique de signal ainsi calculée comprenant une caractéristique à crête similaire aux caractéristiques individuelles du dispositif de filtrage numérique et centrée sur la fréquence estimée du signal de cible de manière à fournir une bande passante de fréquence étroite qui poursuit la fréquence estimée du signal 15 de cible. 13.- Procédé pour confirmer la présence ou l'absence d'un signal de cible dans les limites d'une case de fréquence particulière, dans un ensemble de poursuite radar monoimpulsion du type utilisant des signaux de somme et de diffé20 rence pour la détermination de la direction d'une cible et comprenant une boucle de poursuite doppler maintenant un signal de cible de fréquence intermédiaire dans les limites d'une bande passante de filtre formant portes de vitesse et un dispositif de filtrage numérique disposé dans chacun 25 des canaux de somme et de différence et fournissant à des intervalles de mises à jour périodiques une analyse portant sur plusieurs cases de fréquence adjacentes d'éléments constitutifs de signaux. de cible dans les limites de ladite bande passante, procédé caractérisé par le fait aue l'on exécute une série de processus de comparaison, dont chacun implique que la somme d'un nombre prédéterminé de valeursde puissance de sortie successives provenant de la case de fréquence particulière est accumulée avec toutes les sommes précédentes de ce genre et que l'on effectue une comparaison d'une telle 35 somme cumulative avec des valeurs de seuils supérieur et inférieur qui deviennent progressivement plus proches avec chaque processus de comparaison, la confirmation de la présence d'un signal de cible dans un processus de comparaison quelconque étant indiquée lorsque le seuil supérieur est dépassé par la somme cumulative, la confirmation de l'absence d'un signal de cible étant indiquée lorsque le seuil inférieur dépasse la somme cumulative, et un processus de comparaison supplémentaire étant déclenché lorsque la somme cumulative est située entre les seuils supérieur et inférieur. 14.- Procédé suivant la revendication 13, caractérisé par le fait qu'après une telle série d'un nombre prédéterminé 10 desdits processusde comparaison, on fait coïncider les seuils supérieur et inférieur de manière à déterminer de force une indication de présence ou d'absence du signal de cible. 15.- Procédé suivant la revendication 13, caractérisé par le fait que l'on établit une moyenne cumulée en incorpo15 rant un nombre fixe de valeurs de puissance de cases de sortie, la valeur de puissance de case de sortie incorporée le plus tôt étant rejetée tandis qu'une valeur en cours est incorporée de manière que l'on obtienne une puissance de case moyenne cumulée, on compare cette moyenne cumulée avec un seuil prédéterminé de manière à obtenir une indication de présence ou d'absence du signal de cible, l'indication de somme cumulative et l'indication de moyenne cumulée contribuant à l'obtention d'une conclusion résultante dans laquelle l'indication de somme cumulative l'emporte si l'indication 25 de moyenne cumulée annonce l'absence du signal de cible et dans laquelle les résultats possibles de l'indication de somme cumulative, clest-à-dire absence, indétermination ou présence du signal de cible, sont traités comme étant respectivement l'indétermination, la présence et la présence 30 si l'indication de moyenne cumulée annonce une présence du signal de cible. 16.- Ensemble de poursuite radar, utilisant des signaux de somme et de différence pour la détermination de la direction d'une cible, caractérisé par le fait qu'il comprend un dispositif de filtrage numérique disposé dans chacun des canaux de somme et de différence et fournissant à des intervalles de mises jour périodiquesune analyse sur plusieurs cases de fréquence adjacentes d'éléments constitutifs d'un signal de cible potentielle, un dispositif destiné à identifier une case de fréquence de cible, un dispositif destiné à appliquer des signaux de somme et de différence en rapport avec la case de fréquence de cible identifiée comme des signaux d'entrée à un dispositif multiplicàteur de manière à obtenir un produit complexe de l'un desdits signaux d'entrée et le conjugué complexe de l'autre, une indication du rapport signal/bruit étant calculée à partir de la composante imaginaire du produit complexe, et une indi10 cation du niveau de puissance du signal du canal de somme étant calculée dans les limites de la case de fréquence de cible, l'indication de rapport signal/bruit ayant ainsi une valeur élevée en présence de réflexions incohérentes provenant de cibles multiples et une valeur faible en présence de réflexions cohérentes provenant d'une cible unique, l'ensemble comprenant en outre une indication du rapport signal/bruit de base qui est calculée à partir du niveau de puissance dans les limites de la case de fréquence de cible et du niveau de puissance moyen pour plusieurs cases de fréquence, 20 cette indication de base présentant ainsi une valeur élevée en présence d'une cible unique ou de cibles multiples dans les limites de la case de fréquence de cible et une valeur faible en présence de bruits à bande large, et un dispositif fonctionnant en réponse aux deux indications de rapport signal/bruit de manière à fournir une indication de cible unique ou de cibles multiples.