Brevet FR2849506A1 — publié le 20040702

DISPOSITIF D'INTERPOLATION POUR UN DISPOSITIF DE FORMATION D'IMAGES A PARTIR DE DONNEES ACQUISES PAR DES FAISCEAUX D'EXPLORATION La présente invention se rapporte à un dispositif d'interpolation pour un dispositif de formation d'images à partir de données acquises par des faisceaux d'exploration. Dans un échographe à ultrasons, les échos reçus par la sonde à la suite de l'émission de faisceaux ultrasonores dans le corps à explorer par 10 cette même sonde à des distances de focalisation variables sont échantillonnés à une certaine fréquence pour en permettre le traitement numérique. Cette fréquence d'échantillonnage est liée à la fréquence maximale du signal d'écho par le théorème de Shannon. En fait, la fréquence d'échantillonnage correcte assurant une bonne focalisation doit 15 être d'au moins trois ou quatre fois la fréquence de Shannon. Dans la pratique, le convertisseur analogique / numérique fonctionne généralement à une fréquence qui est au minimum 1,5 fois la fréquence de Shannon, ce qui revient à dire que la fréquence d'échantillonnage correcte devrait être 2 à 3 fois la fréquence minimale réelle du convertisseur. Une autre exigence est d'acquérir des images à " lignes multiples ", c'est-à-dire d'augmenter la résolution de ces images. Ceci revient à dire qu'il faut, à partir d'un jeu de données échantillonnées, appliquer un ou plusieurs jeux de retards relatifs, pour obtenir, après sommation de ces données, deux ou plusieurs lignes supplémentaires. On a représenté en figure 1 le bloc-diagramme simplifié d'un dispositif d'acquisition de lignes multiples. Les n canaux incidents à échantillonner sont référencés Cl à Cn, et les convertisseurs analogique/ numérique correspondants sont référencés CAN1 à CANn. La sortie de chacun des convertisseurs est reliée à deux dispositifs de production de 30 retards, respectivement référencés RP-1 à R1-n et R2-1 à R2-n. Les sorties de tous les premiers circuits de retard sont reliées à un premier additionneur Ai, et les sorties de tous les deuxièmes circuits de retard sont reliées à un deuxième additionneur A2. A partir des données de chaque ligne incidente, le premier additionneur Ai fournit la ligne 1, tandis que le deuxième fournit la 35 ligne 2. Lorsque l'on doit obtenir plus de deux lignes, on utilise un nombre correspondant de circuits de retard et d'additionneurs. Les différentes solutions connues d'acquisition de lignes multiples sont décrites par exemple dans le document US-A-5 844 139 et dans les documents cités lors de son examen. On va décrire brièvement, en référence aux figures 2 à 4, les trois solutions les plus usitées. Dans ces figures, des éléments similaires sont affectés des mêmes références. En figure 2, le dispositif représenté comporte n convertisseurs analogique / numérique CAN1 à CANn qui échantillonnent les n canaux incidents Cl à Cn. Etant donné que ces convertisseurs fonctionnent tous à la fréquence d'horloge d'échantillonnage CK suffisamment élevée pour assurer 10 une bonne focalisation, chacun de ces convertisseurs est suivi d'un seul circuit de retard, respectivement Rl à Rn. Les sorties de tous ces circuits de retard sont reliées à un unique additionneur A, qui est suivi d'un circuit D de décimation. Le circuit de la figure 3 est identique à celui de la figure 2, à la 15 seule différence que chaque convertisseur analogique/ numérique reçoit son propre signal d'horloge, qui est différent d'un convertisseur à l'autre, respectivement CK1 à CKn. Le circuit de la figure 4 comporte, à la sortie de chaque convertisseur analogique/ numérique CAN1 à CANn la cascade de circuits 20 suivante: un circuit de production d'échantillons intermédiaires, dit de " padding " (respectivement Pl à Pn), un filtre passe-bas (Fl à Fn) , et un circuit de génération de retard (Rl à Rn). Les sorties de tous les circuits de retard sont reliées à un additionneur A, lui-même relié à un circuit de décimation D. Ces dispositifs connus présentent les inconvénients suivants: - Le dispositif de la figure 2 nécessite des convertisseurs analogique / numérique fonctionnant à une fréquence d'horloge qui est égale à 2 à 3 fois la fréquence de Shannon, ce qui veut dire que ces convertisseurs sont onéreux et que leur consommation en énergie 30 est 2 à 3 fois plus élevée que celle d'un convertisseur fonctionnant à la fréquence de Shannon (en première approximation, la consommation en énergie est proportionnelle à la fréquence d'horloge). - Le dispositif de la figure 3 est moins gourmand en 35 énergie que celui de la figure 2, mais si l'on veut acquérir des images à lignes multiples, il faut augmenter le nombre de convertisseurs analogique / numérique. Le nombre de convertisseurs nécessaires est proportionnel au nombre de lignes à produire par canal incident. - Le dispositif de la figure 4 insère des " 0 " dans le signal échantillonné, ce qui augmente artificiellement la fréquence d'échantillonnage. Le signal est ensuite transmis à un filtre passebas, qui sélectionne les échantillons interpolés corrigés, puis traité par le circuit de retard. Avec un tel dispositif, il est possible de diviser par 10 un nombre entier n la fréquence d'échantillonnage d'origine (en général n=2 ou 3). Cependant, cette solution nécessite un filtre passebas par canal. La présente invention a pour objet un dispositif de production de lignes multiples pour un système de formation d'images à partir de données 15 provenant d'un dispositif d'exploration d'espace ou d'objets et fournissant des informations à résolution insuffisante, ce dispositif de production de lignes étant le moins onéreux possible et ayant la consommation en énergie la plus faible possible Le dispositif conforme à l'invention, pour la production de p lignes 20 à partir de chacune des n lignes correspondant à n canaux incidents fournis par n transducteurs, et comportant pour chaque canal incident un convertisseur analogique / numérique et p dispositifs de production de retards et comportant p additionneurs reliés respectivement aux sorties des dispositifs de production de retards correspondants, et il est caractérisé en 25 ce qu'il comporte pour chaque canal, entre la sortie du convertisseur analogique / numérique et les entrées des p circuits de production de retards un dispositif de commutation et de correction, et en ce que la sortie de chacun des p additionneurs est reliée à un dispositif d'interpolation, les p dispositifs d'interpolation étant reliés à un additionneur suivi d'un décimateur. 30 Cette solution permet de réduire fortement le nombre nécessaire de filtres passe-bas ( en passant de n à p) . Habituellement, le nombre n de canaux est très supérieur à p: typiquement, n est égal à 64 ou 128, alors que p est généralement égal à 1 ou 2 ou 4. Selon une caractéristique avantageuse de l'invention, les dispositifs d'interpolation sont l'un des dispositifs suivants: des filtres passebas, des circuits de retard ou des filtres à erreur quadratique minimale. Selon une autre caractéristique de l'invention, les circuits de correction sont groupés chacun avec le circuit de commutation correspondant. Selon une autre caractéristique de l'invention, les dispositifs correction comportent des circuits de multiplication par au moins coefficient de correction, et, avantageusement, par deux coefficients 10 correction. Dans le cas d'un seul coefficient de correction, celui-ci d'environ 0,5. de un de est 20 La présente invention sera mieux comprise à la lecture de la description d'un mode de réalisation, pris à titre d'exemple non limitatif et illustré par les dessin annexé, sur lequel: - les figures 1 à 4, déjà décrites ci-dessus, sont des blocsdiagrammes de dispositifs d'interpolation de l'art antérieur, - la figure 5 est un bloc- diagramme d'un dispositif d'interpolation conforme à l'invention, et - la figure 6 est un tableau partiel d'un exemple de correction pouvant être réalisée par le dispositif de l'invention. La présente invention est décrite ci-dessous en référence au traitement des données fournies par une sonde d'échographie médicale, mais il est bien entendu qu'elle n'est pas limitée à cette seule application, et 25 qu'elle peut être mise en oeuvre dans d'autres systèmes à formation de faisceaux pour l'exploration de l'espace ou d'objets, ces systèmes étant chargés de produire des images de cet espace ou de ces objets à partir des échos reçus lorsque ces faisceaux rencontrent des changements d'homogénéité et/ou de matière de l'espace ou des objets explorés, et 30 l'invention s'applique lorsque les images ainsi produites n'ont pas une résolution suffisante. Ce peut être par exemple le cas pour des radars, des lidars ou d'autres appareils d'imagerie. Le dispositif de la figure 5 comporte, pour chacun des n canaux fournis par une sonde d'échographie (non représentée) et référencés Cl à 35 Cn, un convertisseur analogique / numérique, respectivement CAN1 à CANn, suivi d'un circuit de commutation et de correction, respectivement Si à Sn, à deux sorties. La première de ces sorties est reliée à un premier circuit de retard, RAi à RAn, tandis que la deuxième sortie est reliée à un deuxième circuit de retard, RB1 à RBn, respectivement. Les sorties de tous les 5 premiers circuits de retard sont reliées à un premier additionneur primaire Ai, et les sorties de tous les deuxièmes circuits de retard sont reliées à un deuxième additionneur primaire A2. La sortie de l'additionneur Ai est reliée à un premier filtre passe-bas PB1, et la sortie de l'additionneur A2 est reliée à un deuxième filtre passe-bas PB2. Les sorties des filtres PB1 et PB2 sont 10 reliées à un additionneur principal A suivi d'un circuit D de décimation. Tous les circuits Si à Sn, RAi à RAn et RB1 à RBn reçoivent d'un dispositif (non représenté) des données de commande de retard en fonction de leur rang (correspondant à l'emplacement de l'élément transducteur considéré de la sonde par rapport à l'élément de référence, qui est généralement l'élément 15 central de la sonde) et en fonction de la profondeur de focalisation du faisceau ultrasonore. Bien entendu, s'il fallait plus d'une ligne à partir des données d'une ligne incidente, il faudrait prévoir un nombre correspondant de sorties pour les circuits Si à Sn, de circuits de retard (RC1 à RCn, ...), autant d'additionneurs primaires (A3,...), de filtres passe-bas (PB3,...) et 20 prévoir un additionneur principal A à nombre d'entrées correspondant. On va décrire maintenant, en référence au tableau de la figure 6, un exemple simplifié de problème survenant à l'occation d'un saut de phase (d à la focalisation dynamique) et la correction effectuée par le dispositif de l'invention. Pour simplifier la présentation du tableau, on considère une série 25 de dix-huit échantillons incidents, numérotés de 1 à 18, et on suppose que les retards à introduire ont les mêmes valeurs que les numéros d'échantillons correspondants. De façon classique, en vue d'augmenter artificiellement la fréquence d'échantillonnage, on introduit un " 0 " (zéro) pour chaque échantillon incident (opération dénommée " zero padding " en anglais), ce 30 qui fait que que l'on peut effectuer des corrections avec une précision d'une demi-période d'échantillonnage. Pour les sept premiers échantillons considérés, ces 0 sont introduits juste avant chaque échantillon, et on suppose que ces échantillons sont commutés (par les circuits S1 à Sn) vers les circuits de retard RA, et, simultanément, les circuits RB reçoivent deux 35 zéros à chaque fois, afin de ne pas perturber leur fonctionnement. On suppose ensuite que, juste après l'échantillon 7, il se produit un changement de distance de focalisation, ce qui se traduit par la commutation des échantillons suivants vers les circuits RB et le remplissage par des 0 des circuits RA. De plus, du fait de ce changement brusque de distance de 5 focalisation, les échantillons arrivent avant les 0 de remplissage dans les circuits RB. Ensuite, on suppose que, juste après l'arrivée de l'échantillon 14, il se produit un deuxième changement de distance de focalisation. Ce changement entraîne une deuxième commutation des circuits Si à Sn aussitôt après l'échantillon 14, et l'échantillon 15 arrive dans RA en même 10 temps qu'un 0 de remplissage est envoyé à RB. Ensuite, du fait que les échantillons sont commutés vers RA, deux 0 remplissent à chaque fois RB. Il se produit alors un décalage temporel entre l'arrivée des échantillons et les valeurs des retards correspondants commandés pour RA (et qui sont précédés d'un 0 de remplissage): le retard 15 est produit pendant l'arrivée 15 de l'échantillon 14, le retard 16 est produit pendant l'arrivée de l'échantillon 15, etc..., et donc, pendant l'arrivée de l'échantillon 18, des 0 remplissent RA et RB. Il résulte de ces deux changements de distance de focalisation l'apparition de valeurs incorrectes de retards pour les échantillons 7, 8, 14 et 20 15, et donc le risque d'apparition d'artefacts dans le signal restitué. Pour éviter ou atténuer fortement ces artefacts, les circuits de correction (qui sont contenus dans les circuits de sélection Si à Sn ou sont branchés en aval, entre ces circuits de sélection et l'additionneurdécimateur A D) effectuent les corrections décrites ci-dessous, après la description des phénomènes 25 provoqués par le saut de phase. Les lignes suivantes du tableau de la figure 6 sont considérées en l'absence de corrections d'amplitude. Pour toutes ces lignes, on note XAn ou XBn (X étant la valeur interpolée, n étant le rang du premier échantillon incident correspondant, et A et B étant les retards produits par les circuits de 30 retard RA et RB respectivement.), les différentes valeurs interpolées entre échantillons consécutifs, de façon connue en soi, par les circuits PB1 et PB2. Cette interpolation est faite, dans le présent exemple, en prenant la moyenne entre l'échantillon incident et l'échantillon précédent, mais il est bien entendu qu'elle peut être réalisée de toute autre façon connue. Après un saut de 35 phase (se traduisant par la commutation des échantillons de l'un des circuits de retard vers l'autre), le nombre de valeurs interpolées ajoutées dépend de la longueur des filtres utilisés pour l'interpolation. Dans le présent exemple, la correction s'effectue sur deux demi-périodes d'échantillonnage Pour simplifier la description, on néglige le retard propre des filtres, qui est le même pour les deux filtres. Les premières valeurs interpolées sont produites par PB1, et la première d'entre elles résulte de l'interpolation (faite pendant le traitement de l'échantillon 2) entre les échantillons 1 et 2. Elle a pour valeur XA1, et ainsi de suite jusqu'à l'arrivée de l'échantillon 8 dans RB. A l'arrivée de 10 l'échantillon 8, le filtre PB1 contient deux fois la valeur interpolée XA7, du fait que l'échantillon 8 arrive dans le circuit de retard RB, et juste avant cet instant, à l'arrivée de l'échantillon 7, le filtre PB2 produisait, pendant les deux demi-périodes correspondant au traitement de l'échantillon 7, deux fois la valeur XB7. A l'arrivée de l'échantillon 9, une situation normale se rétablit: 15 les circuits de retard RB traitent l'échantillon 9 et les suivants en introduisant à chaque fois un zéro de remplissage, tandis que les circuits RA produisent des 0 à chaque demi-période d'horloge, et tandis que le filtre PB2 produit aussitôt après l'arrivée de chaque échantillon la valeur interpolée correspondante (par exemple, une demi-période après l'arrivée de 20 l'échantillon 12, il produit XB1 2), alors que le filtre PB1 n'a que des 0. De façon analogue, à la suite du saut de phase se produisant entre les échantillons 13 et 14, les filtres PB1 et PB2 produisent respectivement XA13 et XB13 pour la deuxième demi-période de traitement de l'échantillon 13. Lors de l'arrivée de l'échantillon 14, le circuit RB traite 25 cet échantillon pendant la première demi-période, tandis que RA, vers lequel viennent d'être commutés les échantillons suivants, traite l'échantillon 15 pendant la seconde demi-période correspondant à l'échantillon 14. Toujours pendant la première demi-période, PB1 produit la valeur interpolée XA14, alors que PB2 transmet l'échantillon 14. Pendant la seconde demi-période, 30 PB1 transmet l'échantillon 15, tandis que PB2 produit XB15. Ensuite, le processus se normalise: le circuit de retard RB ne contient que des 0 à chaque demi-période, et le circuit RA, à l'arrivée d'un échantillon de rang n, produit un 0 à la première demi- période et la valeur du retard correspondant à l'échantillon de rang n+1 pendant la seconde demi-période. En même 35 temps, le filtre PB1 produit, pour la première demi-période une valeur interpolée correspondant à l'échantillon de rang n, et transmet la valeur du retard de rang n+1 pendant la seconde demi-période. L'additionneur principal A effectue simplement, à chaque demipériode, la somme des données issues de PB1 et PB2. Le décimateur D 5 élimine ce qu'il reçoit de l'additionneur principal A à chaque première demipériode, et transmet ce qu'il en reçoit à chaque seconde demi-période. Il en résulte que: - pour les six premiers échantillons incidents, on obtient à la sortie du décimateur ces mêmes échantillons retardés. - pour les échantillons incidents 7 et 8, on obtient des valeurs incorrectes: 7+XB7 et XA8+XB8, respectivement, alors que les valeurs correctes sont 7 et XB8 respectivement. - pour les échantillons incidents 9 à 12, on obtient les valeurs interpolées correctes XB9 à XB12, respectivement. 15 - pour les échantillons incidents 13 et 14, on obtient respectivement: XA13+XB13 et 15+XB15, alors que les valeurs correctes sont: XB13 et 15. - pour les échantillons incidents 15 à 18, on obtient respectivement les valeurs correctes suivantes: 16, 17, 18 et 20 XA (on a supposé que l'on ne reçoit pas d'échantillon après l'échantillon 18). Pour corriger les erreurs ainsi produites (l'erreur ajoutée, dans le cas d'une interpolation par moyenne entre deux échantillons consécutifs, vaut la moitié de la valeur suivante), l'invention prévoit simplement de 25 multiplier les échantillons concernés au moment du saut de phase (c'est-à-dire avant et après commutation par 0,75, alors que la valeur théorique est de 0,707). La valeur approximative de 0,75 a été préférée parce qu'elle est très facile à obtenir avec des circuits numériques. Des essais ont montré que même avec une telle 30 approximation, on réduisait fortement les artefacts, et qu'ils n'étaient alors pas gênants. Bien entendu, d'autres méthodes de correction sont envisageables dans le cadre de l'invention, ces autres façons de corriger pouvant, par exemple, consister à multiplier par 0,5 le premier 35 échantillon, avant d'appliquer aux échantillons les retards par les circuits RA ou RB et/ou de faire porter la correction sur un plus grand nombre d'échantillons. REVENDICATIONS 1. Dispositif pour la production de p lignes à partir de chacune des n 5 lignes correspondant à n canaux incidents fournis par n transducteurs, et comportant pour chaque canal incident un convertisseur analogique / numérique (CAN1 à CANn) et p dispositifs de production de retards (RA1, RB1 à Ran, RBn) et comportant p additionneurs (Ai, A2) reliés respectivement aux sorties des dispositifs de production de retards 10 correspondants, et il est caractérisé en ce qu'il comporte pour chaque canal, en aval du convertisseur analogique/ numérique, un circuit de commutation (Si à Sn) et qu'il comporte entre la sortie du convertisseur analogique / numérique et les entrées des p circuits de production de retards un dispositif (Si à Sn) de correction, et en ce que la sortie de chacun des p additionneurs 15 est reliée à un dispositif d'interpolation (PB1, PB2), les p dispositifs d'interpolation étant reliés à un additionneur (A) suivi d'un décimateur (D). 2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé par le fait que les circuits de correction sont groupés chacun avec le circuit de commutation 20 correspondant (Si à Sn). 3. Dispositif selon la revendication 1 ou 2, caractérisé par le fait que les dispositifs d'interpolation sont l'un des dispositifs suivants: filtres passebas, circuits de retard ou filtres à erreur quadratique minimale. 4. Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé par le fait que les dispositifs de correction comportent des circuits de multiplication par au moins un coefficient de correction. 5. Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé par le fait que les dispositifs de correction comportent des circuits de multiplication par deux coefficients de correction. 6. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé par le fait que le 35 coefficient de correction est d'environ 0,5.