Brevet FR2852167A1 — publié le 20040910

i DISPOSITIF DE TRAITEMENT DE SIGNAL La présente invention concerne un dispositif de traitement de signal. Ce dispositif est particulièrement adapté à la réalisation de circuit de décision dans le domaine de la transmission de signaux optiques à très haut débit. Il est de plus en plus important de disposer de réseaux de transmission à très haut débit afin de satisfaire les besoins grandissants en service liés aux transmissions de données. La fibre optique, avec sa large bande passante, est le support de prédilection pour les transmissions à longue distance. Typiquement, un signal optique se présente sous la forme d'une onde porteuse modulée entre des niveaux hauts, ou " 1 " logiques, et bas, ou " 0 " logiques, au rythme d'une fréquence d'horloge qui impose le débit. La durée allouée pour contenir une information binaire, ou temps bit, est donc la période d'horloge. On peut aujourd'hui réaliser des systèmes de transmission à des débits de 40 Gbit/s utilisant le multiplexage temporel. Une transmission optique à plusieurs Tbit/s est alors possible en combinant une transmission à Gbitls par longueur d'onde et un multiplexage en longueur d'onde. Pour atteindre de telles performances, des circuits très rapides sont 20 nécessaires; ainsi, il est notamment très important de concevoir des circuits de décision fonctionnant à des débits de 40 Gbit/s et même audelà, jusqu'à 80 Gbit/s. Un circuit de décision optoélectronique permet notamment de convertir avec un certain délai les niveaux successifs d'un signal optique modulé reçu dont il est difficile de dire s'ils correspondent à des " 1 " 25 logiques ou des " 0 " logiques, en un signal électrique numérique plus facile à interpréter. Le document " An 80-Gb/s optoelectronic delayed flip-flop IC using resonant tunnelling diodes and uni-traveling carrier photodiode " (Kimikazu et al., IEEE Journal of Solid State Circuits, vol. 36, n02, février 2001) décrit 30 ainsi un circuit de décision permettant de fonctionner à un débit de 80 Gbitls. Ce circuit de décision comporte deux diodes à effet tunnel résonnant en série et une photodiode unipolaire en parallèle sur l'une des deux diodes à effet tunnel résonnant. C'est la tension aux bornes de la photodiode combinée avec le front d'horloge qui permet de changer d'état stable. Ce circuit permet de recopier avec un certain retard un signal optique modulé d'entrée, le 5 processus de conversion ayant lieu sur le front montant d'un signal d'horloge. Toutefois, un tel circuit pose certaines difficultés. Ainsi, la marge de phase, autrement dit l'aptitude à tolérer un décalage temporel entre le signal d'horloge et le rythme d'horloge du signal de données est un critère crucial. Dans le cas du circuit de décision décrit 10 dans le document "An 80-Gb/s optoelectronic delayed flip-flop IC using resonant tunnelling diodes and uni-traveling carrier photodiode", cette marge de phase est nécessairement réduite en fonctionnement à haute fréquence, et donc notamment à des débits de 80 Gbitls, et il est particulièrement difficile d'obtenir, avec une marge d'erreur faible, un front d'horloge à un 15 instant o un signal de données modulé selon un format de type RZ (" retour à zéro ") est lisible. La présente invention vise à fournir un dispositif de traitement d'un signal d'entrée ayant un format de type RZ " retour à zéro " permettant d'obtenir une marge de phase améliorée à haute fréquence. La présente invention propose à cet effet un dispositif de traitement d'un signal de données d'entrée ayant un format de modulation de type RZ " retour à zéro ", comportant un composant électronique ayant une caractéristique de diode tunnel présentant un courant de pic et un courant de vallée ledit dispositif étant caractérisé en ce qu'il comporte: - une source de courant commandée apte à injecter dans ledit composant électronique un courant électrique fonction d'un signal de commande, ledit courant pouvant prendre une première valeur de courant ou une deuxième valeur de courant, - des moyens générateurs de courant aptes à injecter dans ledit 30 composant électronique un courant électrique additionnel généré en réponse audit signal de données d'entrée, ledit courant de vallée ayant une valeur supérieure strictement à ladite première valeur de courant et ledit courant de pic ayant une valeur comprise entre ladite deuxième valeur de courant et la somme de ladite deuxième valeur de courant et de la valeur dudit courant généré par lesdits moyens générateurs. Typiquement, le signal de commande a une fonction de réinitialisation et correspond à un train d'impulsions en créneau. Le composant électronique ayant une caractéristique de diode tunnel possède une configuration bistable ayant deux états stables A et B. L'apparition d'une 10 impulsion de commande force le composant dans son état stable A. Mais, entre deux impulsions de commande, si le signal d'entrée RZ présente un niveau haut, le composant passe d'un état stable initial A à l'autre état stable B; par contre, si le signal d'entrée présente un niveau bas, le composant reste dans son état initial. Grâce à l'invention, il suffit que le signal d'entrée 15 prenne un niveau haut correspondant à un " 1 " logique entre deux impulsions de contrôle pour que le composant passe de l'état A à l'état B. En prenant des durées d'impulsion de commande suffisamment courtes par rapport au temps bit, on peut ainsi améliorer considérablement la marge de phase. Avantageusement, le signal de données d'entrée est un signal optique et lesdits moyens générateurs sont prévus pour convertir un signal optique en un courant électrique. De manière avantageuse, ledit composant électronique est une diode à effet tunnel résonnant. Selon un premier mode de réalisation, ledit composant électronique est une diode à effet tunnel résonnant photosensible qui constitue lesdits moyens générateurs de courant. Avantageusement, ladite source de courant comporte deux transistors montés en paire différentielle alimentée par un courant fixé, l'un 30 desdits transistors étant monté en série avec ledit composant électronique. Selon un deuxième mode de réalisation, ladite source de courant comporte deux transistors montés en paire différentielle alimentée par un courant fixé, l'un desdits transistors étant un transistor photosensible monté en série avec ledit composant électronique, ledit transistor photosensible constituant lesdits moyens générateurs de courant. Avantageusement, ledit format de modulation du signal de données 5 d'entrée présentant un temps bit donné, ledit signal de commande est formé d'impulsions de tension de durée inférieure au demi temps bit. La présente invention a également pour objet un circuit de décision pour signal de données d'entrée ayant un format de modulation de type RZ " retour à zéro " présentant un rythme d'horloge de fréquence donnée, 10 caractérisé en ce qu'il comprend un dispositif de traitement selon l'invention, et en ce que ledit signal de commande est constitué d'un train d'impulsions ayant ladite fréquence donnée. D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention apparaîtront dans la description suivante d'un mode de réalisation de 15 l'invention, donnée à titre illustratif et nullement limitatif. Dans les figures suivantes: - La figure 1 représente un premier mode de réalisation d'un dispositif de traitement selon l'invention, - Les figures 2 à 5 représentent des caractéristiques courant-tension du 20 dispositif représenté en figure 1, - La figure 6 représente des chronogrammes de différents signaux de fonctionnement du dispositif représenté en figure 1, - La figure 7 représente un deuxième mode de réalisation d'un dispositif de traitement selon l'invention, - La figure 8 représente un troisième mode de réalisation d'un dispostif de traitement selon l'invention. Dans toutes les figures, les éléments communs portent les mêmes numéros de référence. La figure 1 représente un dispositif de traitement 1 selon l'invention. 30 Le dispositif de traitement 1 comporte: - une diode à effet tunnel résonnant photosensible 2, - un premier transistor bipolaire 3, - un deuxième transistor bipolaire 4, - une résistance 5. Le document "Phase-locking of an InP/InGaP/InGaAs resonant tunnelling diode relaxation oscillator by direct optical injection" (Kahn et al., 5 Solid-State Electronics, vol. 45, 2001, pages 1827-1830) décrit une manière de fabriquer la diode à effet tunnel résonnant photosensible 2. Les transistors bipolaires 3 et 4 sont par exemple des transistors bipolaires à hétérojonction. La diode à effet tunnel résonnant photosensible 2 est reliée par sa 10 première borne à un potentiel Vcc, habituellement nul, et par sa deuxième borne au collecteur du transistor bipolaire 3. La résistance 5 est reliée par sa première borne au potentiel Vcc et par sa deuxième borne au collecteur du transistor bipolaire 4. Les transistors bipolaires 3 et 4 sont montés en paire différentielle et 15 leurs émetteurs sont reliés chacun à une source commune de courant I. La base du transistor 3 est fixée à un potentiel VREF sensiblement constant. La base du transistor 4 est commandée par un signal VRESET. Ce signal VRESET est un signal impulsionnel, la durée d'impulsion étant inférieure 20 à la durée d'un demi-temps bit. Un tel signal est représenté en fonction du temps en figure 6 et prend une valeur variant par exemple entre 0 et une valeur maximale VRESETMAX. Dans ce cas, la tension VREF est une tension comprise strictement entre 0 et VRESET-MAX, par exemple égale à VRESET-MAX/2. Le dispositif 1 peut être réalisé sous la forme d'un circuit intégré. 25 Ainsi, le document "InP-based monolithically integrated RTD/HBT mobile for logic circuits" (Otten et ai., Conference Proceedings. 13th IPRM, 14- 18 mai 2001, pages 232-235) décrit la manière d'intégrer une diode à effet tunnel résonnant avec un transistor bipolaire à hétérojonction. La diode 2 reçoit un signal de données optiques E tel qu'un signal 30 optique cadencé à une fréquence bit par exemple de l'ordre de 80 Gbit/s. La tension de sortie VOUT fourni par le dispositif 1 se retrouve au collecteur du transistor 3. Nous appellerons de façon générale Il le courant circulant dans le transistor 3 et la diode 2 et 12 le courant circulant dans le transistor 4 et la résistance 5. Une impulsion VRESET sur la base du transistor 4 entraîne que tout le 5 courant I circule dans la branche de droite comprenant la résistance 5 et le transistor 4. Le courant Il est donc très faible tandis que le courant 12 est sensiblement égale à 1. Le courant circulant dans la diode 2 est quasi nul; la tension aux bornes de la diode 2 est quasi nulle et la tension de sortie VOUT est égale à Vcc et est donc sensiblement nulle. Ce premier état E1 est illustré sur la figure 2 qui représente les caractéristiques courant-tension respectives 6 et 7 de la diode 2 et du transistor 3. La caractéristique 6 courant-tension de la diode 2 est une caractéristique classique de diode tunnel représentant le courant dans la 15 diode en fonction de la tension à ses bornes; cette caractéristique présente un courant de pic Ip et un courant de vallée Iv. La caractéristique 7 représente la caractéristique du courant de collecteur du transistor 3 en fonction de la tension entre le collecteur et l'émetteur du transistor 3. Cette caractéristique est représentée " à l'envers " 20 avec l'origine à la valeur de la polarisation; ainsi, au croisement des caractéristiques 6 et 7, on a bien une égalité de courants et une polarisation. On voit que cet état E1 correspondant à l'intersection des courbes 6 et 7 présente un courant très faible inférieur au courant de vallée. On a donc bien un courant Il très faible et une tension de sortie VOUT quasi nulle. A la fin de l'impulsion VRESET, le courant I circule dans la branche de gauche, et donc le courant Il n'est plus nul et prend une valeur IR=I, inférieure au courant pic Ip. Le dispositif 1 est alors dans l'état E2. Le passage de l'état E1 à ce deuxième état E2 est représenté par la flèche (M sur la figure 3. La caractéristique 8 représente la caractéristique du courant de collecteur du transistor 3 en fonction de la tension entre le collecteur et l'émetteur du transistor en l'absence de d'impulsion VRESET. L'état E2 est alors défini par l'intersection de la caractéristique 8 du transistor 3 et de la caractéristique 6 de la diode 2. La tension aux bornes de la diode 2 sensiblement égale à la tension VOUT est égale à VRz-0 située avant le pic de la caractéristique 6 correspondant au courant de pic Ip. Le transistor 3 et la diode 2 sont traversés par le courant IR inférieur au courant pic Ip. Cet état E2 est un état de fonctionnement stable. Lorsqu'un signal E optique correspondant à une impulsion (donc à 10 un " 1 " logique) de lumière arrive sur la diode 2 avant la prochaine impulsion VRESET, cette impulsion de lumière est convertie par la diode 2 photosensible en une impulsion de courant IRZ qui vient s'ajouter au courant IR traversant la diode 2. Ainsi, si on appelle ID le courant traversant la diode, ce courant ID vaut à cet instant IR + IRZ Le passage du courant IR à un courant total IRZ + IR est représenté par la flèche (0 sur la figure 4. Ce courant total est supérieur au courant pic Ip. Ainsi, afin d'être dans un nouvel état stable, la flèche (@ désigne le passage vers un nouvel état stable E3 qui est le seul état stable possible. La 20 tension aux bornes de la diode 2 qui est sensiblement égale à VOUT est alors égale à VRz-1 supérieure à la tension VRz0. Comme cet état E3 est un état de fonctionnement stable, le dispositif 1 reste dans cet état même lorsque l'impulsion de lumière E a disparu. Lorsque le dispositif 1 est dans l'un des deux états stables E2 ou E3, 25 une impulsion VRESET permet de refaire passer le dispositif dans l'état E1. Ce passage est représenté sur la figure 5 par les différentes flèches (D. La figure 6 représente les signaux VRESET, IRZ, 11, ID et V011t en fonction du temps. On voit clairement sur ces diagrammes que la tension VOUT peut 30 prendre trois valeurs Vcc, VRz-0 et VRz-1 correspondant respectivement aux états E1, E2 et E3. Cette tension VOUT est l'image décalée dans le temps et améliorée de l'impulsion lumineuse E correspondant au courant IRZ. En effet, si les impulsions du signal VRESET sont suffisamment courtes, une impulsion de courant IRZ correspondant à un " 1 " logique pourra donner naissance à une 5 impulsion de tension VOUT de durée supérieure à la durée de l'impulsion IRZ. Plus l'impulsion IRZ située entre deux impulsions VRESET est rapprochée de la première impulsion VRESET plus la durée de l'impulsion VOUT sera grande; c'est ce que l'on observe sur la troisième impulsion VOUT représentée en figure 6. Notons d'autre part que les demi-temps bit sont représentés par la durée séparant deux traits verticaux successifs. Il est alors clair que plus la durée d'impulsion de VRESET sera petite devant un demi-temps bit, meilleure sera la marge de phase. En effet, plus la durée d'impulsion VRESET est faible, plus l'impulsion de courant IRz a des chances de se produire entre deux 15 impulsions VRESET. La source de courant commandée en tension comprenant la paire différentielle de transistors 3 et 4 tels que représentés en figure 1 est donnée à titre d'exemple et peut être remplacée par tout type de source de courant commandée en tension. Ainsi, la figure 7 représente le principe de réalisation d'un dispositif 1' selon l'invention. Il est identique au dispositif tel que représenté en figure 1 à la différence près qu'il comporte une source quelconque de courant 9 commandée par la tension VRESET. La figure 8 représente un troisième mode de réalisation d'un 25 dispositif 10 selon l'invention. Le dispositif 10 est identique au dispositif tel que représenté en figure 1 à la différence près que la diode 20 est une diode à effet tunnel résonnant non photosensible et que le transistor bipolaire 30 est un transistor photosensible. Ces différences mises à part, le fonctionnement du dispositif 30 10 est similaire à celui décrit en référence aux figures 1 à 6. Bien entendu, l'invention n'est pas limitée au mode de réalisation qui vient d'être décrit. Notamment, on peut envisager d'utiliser un transistor bipolaire commandé directement par son courant de base sans utiliser de paire différentielle. De plus, le signal d'entrée a été décrit comme étant un signal optique 5 mais on peut également utiliser un signal électrique; dans un tel cas, il est nécessaire de prévoir une impédance élevée sur la sortie du dispositif. En outre, la description du dispositif a été faite en utilisant une diode à effet tunnel résonnant mais il est parfaitement envisageable d'utiliser une diode à effet tunnel classique. Il est aussi possible de remplacer les transistors bipolaires tels que décrits par des transistors FET contrôlés par leurs tensions de grille. REVENDICATIONS 1. Dispositif (1) de traitement d'un signal de données (E) d'entrée ayant un format de modulation de type RZ " retour à zéro ", comportant un composant électronique (2) ayant une caractéristique de diode tunnel 5 présentant un courant de pic (1p) et un courant de vallée (Iv), ledit dispositif (1) étant caractérisé en ce qu'il comporte: - une source de courant (3, 4, 9) commandée apte à injecter dans ledit composant électronique (2) un courant électrique fonction d'un signal de commande (VRESET), ledit courant pouvant prendre une première 10 valeur de courant ou une deuxième valeur de courant (IR), - des moyens générateurs (2, 30) de courant aptes à injecter dans ledit composant électronique (2) un courant électrique additionnel (ORZ) généré en réponse audit signal de données d'entrée (E), ledit courant de vallée (Iv) ayant une valeur supérieure strictement à 15 ladite première valeur de courant et ledit courant de pic (1p) ayant une valeur comprise entre ladite deuxième valeur de courant (IR) et la somme de ladite deuxième valeur de courant (IR) et de la valeur dudit courant généré (ORZ) par lesdits moyens générateurs (2). 2. Dispositif (1) selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit signal 20 (E) de données d'entrée étant un signal optique, lesdits moyens générateurs (2) sont prévus pour convertir un signal optique en un courant électrique. 3. Dispositif (1) selon la revendication 2, caractérisé en ce que ledit composant électronique (2, 20) est une diode à effet tunnel résonnant. 25 4. Dispositif (1) selon la revendication 3, caractérisé en ce que ledit composant électronique (2) est une diode à effet tunnel résonnant photosensible qui constitue lesdits moyens générateurs de courant. 5. Dispositif (1) selon l'une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que ladite source de courant comporte deux transistors (3, 4) montés en 30 paire différentielle alimentée par un courant fixé (1), l'un desdits il transistors (3) étant monté en série avec ledit composant électronique (2). 6. Dispositif (10) selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que ladite source de courant comporte deux transistors (3, 4) montés 5 en paire différentielle alimentée par un courant fixé (1), l'un desdits transistors (30) étant un transistor photosensible monté en série avec ledit composant électronique (2), ledit transistor photosensible (30) constituant lesdits moyens générateurs de courant. 7. Dispositif (1) selon l'une des revendications 1 à 6, caractérisé en ce que 10 ledit format de modulation du signal de données (E) d'entrée présentant un temps bit donné, ledit signal de commande (VREF) est formé d'impulsions de tension de durée inférieure au demi temps bit. 8. Circuit de décision pour signal de données (E) d'entrée ayant un format de modulation de type RZ " retour à zéro " présentant un rythme 15 d'horloge de fréquence donnée, caractérisé en ce qu'il comprend un dispositif de traitement selon l'une des revendications 1 à 7, et en ce que ledit signal de commande (VRESET) est constitué d'un train d'impulsions ayant ladite fréquence donnée.