Brevet FR2858730A1 — publié le 20050211

La présente invention concerne le domaine des communications numériques et en particulier un procédé et un dispositif pour améliorer la résolution de mesures de temps dans un réseau de transmission par paquets. De nos jours il existe une tendance actuelle à la réunion de technologies des télécommunications et de technologies de transmission de données dans un seul environnement, et ce dans une large mesure sur la base d'aspects de coût. La technologie préférée semble utiliser 10 des réseaux asynchrones probablement en raison de la pénétration sur le marché plutôt que sur la base du fait que des réseaux synchrones offrent une solution de meilleure qualité. Un aspect particulier de réseaux synchrones, qui pose des problèmes pour des services de 15 télécommunications est l'instance du transport d'un signal d'horloge précis. Il existe un certain nombre de moyens mathématiques pour résoudre ce problème. Des solutions typiques utilisées sont basées sur la formation de la 20 moyenne, la pondération, l'ajustement à une courbe et une combinaison de telles solutions. En outre la résolution finale reste limitée en raison d'un certain nombre de problèmes dans le réseau. La nature de ces problèmes est telle que des modèles actuels de réseaux et la mise en 25 oeuvre actuelle ne sont pas suffisamment précis pour s'adapter à l'effet produit par des quantificateurs temporels. Des modèles de réseaux sont concentrés sur des probabilités et par conséquent agissent comme si la base de temps était continue, ce qui n'est pas une hypothèse 30 correcte. Différentes solutions de l'art antérieur sont décrites par exemple dans le brevet US 5 260 978 au nom de Fleischer et al. Synchronous residual time stamp for timing recovery in a broadband network; demande de brevet 35 britannique n 0205350.2, Gordon J. Reesor, Clock synchronization over a packet network using SRTS without a common network clock; Fine Grained Network Time Synchronization using reference broadcasts, Jeremy Elson, Lewis Girod et Deborah Estrin, Internet publication, mail 5 adresses {jelson,girod,destrin} @cs.ucla.edu; Alignment of clock domains in packet networks, patent application, W.I. Repko et ai.: Spectra of pulse rate frequency synthesizers, Venceslav F. Kroupa, app. In Direct Digital Frequency synthesis, IEEE, ISBN 0-78033438-8; et Oversampling Delta10 Sigma Data Converters Theory, Design and Simulation, James C. Candy, Gabor C. Temes, IEEE Press, ISBN 0-87942-2858. Les documents indiqués ci-dessus sont incorporés ici par référence dans leur totalité. L'alignement du signal d'horloge dans des réseaux 15 de transmission par paquets requiert le transport d'un signal d'horloge en temps réel dans un réseau. L'objectif dans des réseaux de transmission de données, qui est la source principale d'émergence de réseaux asynchrone, est naturellement principalement le transport de données et pas 20 le temps. Les techniques utilisées dans des réseaux asynchrones posent des problèmes du point de vue temps, qui apparaissent de façon typique sous la forme de retards variables. Un modèle usuel de ces retards suppose qu'ils sont pseudoaléatoires. En réalité la nature des retards 25 est plus complexe et ceci inclut un certain nombre de types et d'amplitudes d'erreurs. Des réseaux asynchrones sont construits avec des éléments qui fonctionnent avec leurs propres signaux d'horloge. Les signaux d'horloge sont générés de façon 30 typique à l'aide de cristaux en vue d'obtenir une stabilité raisonnable. Les circuits numériques requièrent une stabilité de cycle à cycle afin de garantir des temps d'établissement et de maintien. Des signaux d'horloge d'interface externe sont obtenus à partir d'un signal 35 d'horloge de cristal ceci implique que la quantification temporelle est définie par le cristal, ce qui la rend relativement stable pour des périodes assez longues. Si deux de ces signaux d'horloge ont un échantillonnage en série, la différence effective des fréquences d'échantillonnage peut être relativement élevée, mais elle peut être également très faible. Ce dernier cas conduit à de faibles erreurs de fréquence dans le comportement global du système. Des commutateurs et des routeurs comportent des 10 éléments qui peuvent traiter les propriétés statistiques du trafic, par exemple des files d'attente. De tels éléments introduisent un retard, en fonction du trafic passant par le commutateur / le routeur ou le trafic généré de façon interne (de façon typique un trafic de gestion). Ce retard 15 est de façon typique pseudo-aléatoire, étant donné qu'il dépend d'autres flux de trafic qui agissent dans leurs environnements propres. Des commutateurs ou routeurs modernes comportent des systèmes internes qui quelquefois réordonnent le 20 fonctionnement précis du commutateur. Par exemple le traitement de la priorité dans une file d'attente peut être modifié. Ceci devient même plus évident lorsque la configuration de commutation devient complexe. Le réacheminement du trafic implique par exemple des sauts 25 relativement conséquents du point de vue retard. En fonction du fonctionnement précis, la variation du retard peut être soit très structuré, par exemple en tant que résultat d'une mise à jour cadencée répétitive, soit pseudo-aléatoire, si cela dépend dans une large mesure 30 d'autres flux. Dans le commutateur, on peut avoir des processus ayant des aspects à faible fréquence, comme par exemple une maintenance interne régulière. De telles opérations internes peuvent avoir un certain impact sur les retards 35 effectifs. Ceci devient beaucoup plus complexe si ces retards apparaissent à des positions légèrement différentes au niveau de noeuds ultérieurs. L'aspect d'un réseau de commutateurs et d'unités de terminaison est un mélange de l'ensemble des effets 5 indiqués précédemment. De manière considérée grossièrement, les retards de mise en file d'attente sont dominants, ce qui explique la solution standard avec des modèles pseudoaléatoires. Lorsqu'on y regarde de plus près, il s'avère qu'une certaine régularité est présente. Un premier niveau 10 pourrait être l'effet d'opérations internes et un niveau plus précis pourrait être le niveau de quantification fourni par les horloges physiques dans les éléments. Au niveau du détail le plus petit, le bruit thermique apparaît. En dehors de la valeur des retards, les différents effets introduits posent leurs propres problèmes typiques. Les retards de mise en file d'attente peuvent être pseudo-aléatoires dans le temps. Il est probable qu'ils sont régis avec quelques tailles qui sont associées 20 aux tailles typiques des paquets. Ainsi les retards de mise en file d'attente peuvent également entraîner quelques fréquences typiques de variations de retard. Ce qui a de plus intéressant, ce sont les éléments structurés. La variation du retard dû à une gestion interne est visible 25 uniquement sur des fréquences relativement basses, et des décalages d'horloge peuvent être présents soit sur des très basses fréquences (si la différence d'horloge est faible) ou sur des fréquences beaucoup plus élevées (pour des différences élevées d'horloge). Pour obtenir la meilleure performance possible, un procédé de récupération de signal d'horloge doit être à même de traiter tous ces effets. Les solutions existantes sont concentrées sur le niveau approximatif et non sur les niveaux plus fins, et fournissent des solutions pour ce 35 niveau plus approximatif. De façon typique de telles solutions sont basées sur la stabilité relative d'oscillateurs locaux, comparativement au comportement du réseau situé entre ces derniers. La connaissance d'oscillateurs locaux stables est une exigence requise 5 minimale pour une réduction préalable des effets pseudoaléatoires. Mais lorsqu'une telle solution pour ces niveaux est disponible, le premier niveau suivant de problèmes se manifeste et devient dominant. Par conséquent le niveau de quantification tel qu'il est introduit par les signaux 10 d'horloge dans le réseau devient dominant, et c'est pourquoi la pure stabilité des oscillateurs locaux au niveau des noeuds d'extrémité ne fournit pas une solution suffisante. L'invention est axée sur les niveaux de 15 quantification qui apparaissent dans les éléments du réseau. Il est basé sur la stabilité d'horloges locales, mais ajoute sur le côté émission une propriété qui peut être développée pour améliorer la précision de la récupération sur le côté réception. Au niveau le plus fin le bruit thermique peut être traité uniquement avec une opération normale de formation de la moyenne et est suffisamment faible pour avoir un impact insignifiant. L'invention est axée sur la nature précise des 25 quantificateurs temporels et apporte une solution simple et élégante aux problèmes sous la forme d'une modulation de paquets ou d'événements marqués temporellement. Conformément à la présente invention, il est prévu un procédé pour récupérer une information de 30 cadencement dans un réseau de transmission par paquets, caractérisé en ce qu'on utilise un signal de modulation pour transporter des informations additionnelles requises pour récupérer un signal d'horloge entre l'émetteur et le récepteur à travers le réseau. La modulation peut se présenter sous la forme d'une variation de la cadence d'émission de paquets. L'ensemble complet de retards peut être divisé en une partie pseudoaléatoire et une partie structurée. Bien qu'il existe des solutions de l'art antérieur qui puissent 5 traiter les problèmes pseudo-aléatoires dans le transport d'un signal d'horloge dans un réseau asynchrone, elles sont limitées au niveau des problèmes structurels. La raison en est que les éléments structurés peuvent posséder des aspects à très basses fréquences, qui sont difficiles à 10 bien traiter. L'invention ajoute une modulation sous la forme d'un élément d'information. Ce dernier peut être considéré comme analogue à la tonalité pilote qui est utilisée dans une modulation de fréquence radio (FM). Les aspects du point de vue taille et fréquence de la 15 modulation à ajouter sont des paramètres importants qui peuvent influer sur la performance du système. Dans les systèmes les plus pratiques, la modulation utilisée en commun se trouve sous la forme de l'un de nombreux paramètres transportés continûment, 20 utilisés pour effectuer la communication de synchronisation (ainsi dynamique) ou est un réglage qui est transporté et reste constant (semi-statique) ou est réglé en propre dans le procédé, qu'il soit matériel ou logiciel (statique). Il est évident que pour de nombreuses raisons la première 25 solution est encore la plus intéressante, mais il peut y avoir des limitations dans l'espace des solutions, comme par exemple la puissance disponible, qui suggèrent l'une des autres. Selon une caractéristique de l'invention, ledit 30 signal modulé est modulé en fréquence ou en phase. Selon une caractéristique de l'invention, ledit signal modulé se présente sous la forme d'un décalage dans la cadence d'émission par paquets par l'émetteur. Selon une caractéristique de l'invention, ledit 35 décalage est une fraction impaire f d'un cycle d'un signal d'horloge de telle sorte que l'erreur de cadencement dans le récepteur ne contient que des composantes de fréquences élevées. Selon une caractéristique de l'invention, f est égale à 5/32. Selon une caractéristique de l'invention, f est égale à 27/32. Selon une caractéristique de l'invention, la cadence des paquets est décalée d'une quantité égale au 10 rapport entre le cycle des paquets et le cycle d'horloge, multiplié par f. Selon une caractéristique de l'invention, lesdites composantes de fréquences élevées sont séparées par filtrage dans le récepteur. Selon une caractéristique de l'invention, une boucle à verrouillage de phase est prévue dans le récepteur pour éliminer des erreurs de cadencement apparaissant entre le dernier noeud dans le trajet d'un paquet à travers le réseau et le récepteur. Selon une caractéristique de l'invention, ledit signal modulé utilise une modulation sinusoïdale. Selon une caractéristique de l'invention, ledit signal modulé est la somme de deux formes d'ondes sinusoïdales. Selon une caractéristique de l'invention, ledit signal modulé utilise la modulation en dents de scie. Selon une caractéristique de l'invention, ledit signal modulé utilise une modulation pseudo-aléatoire. L'invention a trait en outre à un dispositif pour 30 récupérer une information de cadencement dans le réseau au niveau du récepteur, caractérisé en ce qu'il comporte: un modulateur situé dans l'émetteur et servant à émettre un signal modulé à travers le réseau convoyant une information de cadencement, et 35 une unité de récupération du signal d'horloge dans le récepteur utilisant ledit signal modulé pour améliorer la précision du signal d'horloge récupéré. Selon une caractéristique de l'invention, le 5 dispositif comporte en outre une unité de commande pour modifier l'instant précis de départ de paquets sortants pour l'obtention dudit signal modulé. Selon une caractéristique de l'invention, ladite unité de récupération inclut un détecteur synchrone pour 10 détecter l'instant précis d'arrivée d'un paquet arrivant. Selon une caractéristique de l'invention, l'émetteur et le récepteur incluent chacun une base de temps locale en tant que référence. Selon une caractéristique de l'invention, ledit 15 modulateur est connecté à une unité d'interface du réseau. Selon une caractéristique de l'invention, ladite unité de commande modifie la durée d'émission desdits paquets pour produire ledit décalage. D'autres caractéristiques et avantages de la 20 présente invention, ressortiront de la description donnée ci-après, prise en référence aux dessins annexés, sur lesquels: - la figure 1 représente un émetteur et un récepteur communiquant avec un réseau Ethernet; - les figures 2, 3 et 4 sont des chronogrammes pour différents cadencements d'horloge d'entrée et de sortie; - les figures 5a à 5e sont des diagrammes de Moiré; - la figure 6 représente le système mathématique d'une petite partie d'un signal modulé; - la figure 7 représente un diagramme de Moiré dans le cas où la droite de la figure 6 est moins inclinée; et - la figure 8 représente un schéma d'une solution dans l'environnement du réseau Ethernet. Tout d'abord, on va décrire la nature des effets d'une quantification structurée. Dans un premier exemple, on suppose que dans un réseau de transmission de paquets il 5 existe seulement deux cartes Ethernet avec une liaison croisée entre elles, c'est-à-dire sans aucun commutateur / routeur. Dans un tel environnement, il n'est pas difficile d'éviter des problèmes de quantification; une simple boucle PLL peut récupérer la fréquence à partir d'une carte et 10 asservir l'autre carte. Cette boucle PLL règle à force les signaux d'horloge de manière qu'ils soient identiques l'un à l'autre de manière que la variation du retard devienne très faible. Cependant, avec un grand nombre de noeuds, cette solution n'est pas faisable étant donné qu'elle 15 supprime la possibilité d'avoir des commutateurs ayant des signaux d'horloge individuels et indépendants, entre eux. Une boucle PLL fournit un système de détection synchrone, mais qui ne peut pas être imposé sur un grand nombre de noeuds de quantification sauf si chaque noeud exécute la 20 mise en oeuvre d'une détection synchrone. Sur la figure 1, une source de signal d'horloge 1 comprenant un oscillateur local 2 au niveau de l'extrémité proche communique avec une unité 4 de copie de signal d'horloge associée à un oscillateur local 5 au niveau de 25 l'extrémité éloignée par l'intermédiaire de la liaison 3 du réseau. Le terme de correction peut être utilisé pour former une boucle PLL, et le signal d'horloge local d'échantillonnage devient synchrone avec le signal de l'oscillateur local de la source d'horloge. Sans cette 30 rétroaction, une détection synchrone n'est pas possible. Si deux horloges fonctionnent de façon indépendante, mais plus ou moins à la même fréquence, la dernière horloge d'échantillonnage détermine le moment où le signal devient effectivement disponible, mais la 35 première horloge détermine le moment où l'horloge est "ouverte", comme représenté sur la figure 2. Ainsi l'erreur de cadencement peut être établie. La dernière ligne de la figure 2 montre l'erreur sur l'axe y en fonction du temps lorsque les deux signaux 5 d'horloge sont très proches l'un de l'autre. Le signal d'horloge arrivant (pour le canal asynchrone) se situe à une fréquence plus élevée que le signal d'horloge sortant (sortant signifiant échantillonnage du signal de sortie du canal asynchrone), ce qui pose des problèmes potentiels de 10 sous-échantillonnage, que l'on peut voir sur le côté droit de la figure. La figure 3 montre ce qui se produit lorsque les signaux d'horloge ne sont pas proches l'un de l'autre, mais possèdent un rapport de fréquences égal respectivement à 15 2:1 et 1:2. La figure 3 comporte de nombreux emplacements ou des problèmes des sous-échantillonnages apparaissent. Le fait de donner une fréquence plus élevée au signal d'horloge sortant fournit le résultat représenté sur la figure 4, pour lequel le problème de sous-échantillonnage 20 ne se pose plus. I1 est évident que l'erreur de cadencement peut être comprise entre O et une valeur presque aussi élevée qu'un cycle du signal d'horloge sortant. Ceci est vrai étant donné que le signal d'horloge entrant est très 25 précis; sa propre référence règle le cadencement désiré. Le signal d'horloge sortant rééchantillonne ce signal d'horloge et par conséquent introduit des imprécisions. La figure 4 fournit les erreurs les plus faibles étant donné que le signal d'horloge sortant possède la fréquence la 30 plus élevée. L'erreur peut par conséquent être considérée comme un résultat d'un opérateur modulo, qui fonctionne dans le temps, avec le module égal à la grille du signal d'horloge sortant. Les fréquences des erreurs sont nettement plus 35 importantes sur la figure 4. Ceci est lié au fait que le signal d'horloge sortant fournit un "hachage" du signal d'horloge entrant, des parties plus petites de suppression (module plus petit) désignant des fréquences plus élevées. En raison de l'opérateur modulo, le processus 5 d'échantillonnage pourrait être désigné comme étant un processus de mise en forme du bruit d'ordre 0. Un dispositif de circuit de mise en forme delta sigma utilise un opérateur modulo et un certain nombre d'intégrateurs, dans ce cas 0. Si le signal d'horloge sortant est constitué 10 par le signal d'horloge généré par une boucle PLL, l'intégrateur situé dans la boucle PLL (VCO, CCO, DCO ou analogue) agence la boucle sous la forme d'un circuit de mise en forme de bruit d'ordre 1. Ceci fournit une liaison satisfaisante avec une technologie delta-sigma normale. Une 15 boucle PLL en tant que moyens de mesure de fréquence fournit un meilleur produit de vitesse / précision que des compteurs. La formule, qui est critique pour comprendre les rapports des signaux d'horloge est la suivante CyclePeriod2 = n*CyclePeriodl + m*CyclePeriodl, neN,0 m Il est important de comprendre que le nombre m détermine la vitesse effective de variation. Si m est très près de 0 ou 1, l'erreur de temps résultante augmente ou diminue lentement jusqu'à ce qu'elle exécute finalement un bouclage en retour. Dans le domaine temporel, ceci 30 ressemble à une dent de scie, comme on peut déjà le voir à partir des exemples. La fréquence minimale de l'erreur peut être extrêmement faible et cette fréquence est influence par les deux signaux d'horloge. On suppose un signal d'horloge d'échantillonnage 35 pour le signal sortant ayant une valeur nominale de 10 MHz, et une erreur réelle de 0 ppm. On suppose que ce signal d'horloge échantillonne une première référence de 1 MHz avec une erreur de +lppm. La formule montre que le circuit d'échantillonnage de sortie, qui fonctionne à une cadence 5 10 fois plus élevée, perçoit en réalité une erreur fractionnelle de 10 ppm, à savoir 10 ppm d'un cycle par échantillon. Ceci "remplit" 100 000 cycles de la référence, en effet en 0,1 s. Par conséquent l'erreur est en forme de dents de scie et se situe autour d'un ton de base de 10 Hz. 10 On suppose qu'on utilise le même signal d'horloge d'échantillonnage pour échantillonner un signal d'horloge de 10 kHz à nouveau avec une erreur de 1 ppm. Le rapport entre les nombres est maintenant un facteur 1000 de sorte que l'erreur de cycle perçue est maintenant de 1000 ppm. 15 Ceci "remplit" 1000 cycles, en effet en 0,1 s. La fréquence est encore la même. On suppose maintenant que le signal échantillonné est de 10 Hz, 1 ppm. En 0,1 s, ce signal s'est déplacé de 0,1 ppm d'une seconde, à savoir 100 ns. Mais cela est 20 identique à un cycle d'échantillonnage. L'erreur n'est pas en forme de dents de scie, mais est plate. Fondamentalement l'erreur devient une composante continue, ce qui signifie que le signal d'horloge de 10 MHz devient supérieur à 100 ns sans échantillonnage dans une configuration différente. 25 Par conséquent il s'avère que le spectre de l'erreur dépend du rapport précis des signaux d'horloge. Il peut être compris entre un signal en dents de scie et une composante continue, entre autres. Il est intéressant de trouver le meilleur spectre possible, qui de façon typique 30 est un spectre à hautes fréquences. Ceci rend facile de supprimer la composante d'erreur et réalise encore un suivi précis des faibles variations du signal d'horloge, qui sont proches de la composante continue. On suppose que le signal échantillonné possède 35 une cadence proche de 1 MHz, mais avec une déviation importante. 1 cycle est (10 + 5/32 cycle) de signal d'horloge d'échantillonnage à 10 MHz, à savoir environ 1,6 % de 1 MHz. La valeur 5/32 garantit que l'erreur d'échantillonnage est constituée de termes principalement à 5 hautes fréquences. Ceci est un résultat indirect du système Modified Angle Series, dans lequel la valeur 5/32 et son complément, à savoir 1 - 5/32 = 27/32, fournissent des composantes la plupart du temps à des hautes fréquences. Ces hautes fréquences sont plus simples à éliminer par 10 filtrage. Par exemple, la décimation de tels nombres est simple. Cette analyse suggère que la fréquence du second signal d'horloge, à partir duquel le premier signal d'horloge est échantillonné, doit être aussi élevée que 15 possible, et que les relations de cycles doivent être telles que le nombre m tiré de l'équation ci-dessus est une fraction impaire telle que 5/32 ou 27/32. Le problème réside dans le fait que les fréquences minimales typiques pour l'échantillonnage se situent dans la gamme de 10 MHz 20 (période de 100 nm) alors que la cadence typique des paquets, avec laquelle le cadencement peut être en général transporté, est faible, par exemple de l'ordre de 10-100 paquets/s. Ceci fournit les rapports des signaux d'horloge de l'ordre de 1 million, qui est également l'ordre 25 d'amplitude de précision des signaux d'horloge. C'est pourquoi il devient difficile d'ajuster les fréquences d'échantillonnage pour voir des propriétés souhaitables. Une idée de la performance telle qu'elle est déterminée par les rapports des signaux d'horloge peut être 30 représentée par quelques diagrammes de Moiré. Sur les figures 5a à 5e, on a représenté un certain nombre d'exemples pour deux signaux d'horloge, avec un rapport distinct, qui peut être lu à partir des formules situées à côté du diagramme considéré. Les signaux d'horloge sont de 35 simples droites verticales, qui représentent des moments d'échantillonnage. Les diagrammes de densité montrent que les erreurs peuvent avoir une fréquence relativement basse ou une fréquence plus élevée. A l'aide de la transformation FFT (transformation de Fourier rapide) il est possible 5 d'obtenir une bonne image de la meilleure performance, et on peut voir que ceci est obtenu autour du rapport 32/27. Les autres diagrammes de Moiré montrent des décalages à plus long terme, incluant la composante continue. Cette dernière est tout-à-fait visible pour des rapports 32/32, 10 32/16, mais également est très visible pour le rapport 32/24. Les exemples de Moiré peuvent être accordés sur n'importe quelle granularité. En réalité, il existe des commutateurs, des routeurs ou analogues dans un réseau de paquets, et ces 15 noeuds ne peuvent pas être aisément asservis aux signaux d'horloge arrivants. Il existe plus d'un signal d'horloge arrivant, et les signaux ne fournissent pas particulièrement d'informations concernant le signal d'horloge qui est le meilleur, et les flux sortants sont 20 rendus dépendants du signal d'horloge global du noeud ou du flux arrivant associé. Cela signifie qu'entre deux flux, il existe toujours un certain type de rééchantillonnage, même si les points de terminaison utilisent des boucles PLL. De telles boucles PLL sont alors utilisées uniquement pour 25 rendre possible la meilleure récupération du signal et non pour la distribution du signal d'horloge. D'un noeud à l'autre, le nombre des signaux d'horloge impliqués peut augmenter et augmente, ce qui conduit à un nombre de transitions de régions de signaux d'horloge ayant une 30 valeur (beaucoup) plus élevée que la seule transition décrite jusqu'alors. L'analyse de deux signaux d'horloge est encore valable si on utilise des paires d'équipements. Ainsi un retard total de l'entrée et la sortie peut être considéré 35 comme l'addition des erreurs de cadencement provenant de toutes les pertes individuelles d'équipements. Le signal d'horloge le plus bas dans la chaîne fournit en général les erreurs correspondant au pire des cas. Si un élément d'équipement utilise une grille 5 temporelle effective de 8 kHz et que tous les autres utilisent 10 MHz, la cadence de trames de 8 kHz (grille de 125 us) est dominante. Le caractère dominant est présent à la fois en ce qui concerne la taille absolue de l'erreur temporelle et le spectre. Si des cadences de signaux d'horloge sont comparables, des erreurs sont probablement suffisamment peu corrélées pour apparaître sous la forme d'un processus additif de bruit. Ceci est valable en particulier dans le cas où de nombreux noeuds interviennent. Ceci a une 15 conséquence directe pour le comportement également dans le spectre des fréquences. La variation de grilles temporelles dépend d'une manière générale de l'architecture du réseau. Par exemple on ne s'attend pas à ce que les réseaux Ethernet aient des 20 grilles temporelles qui soient pires que 100 ns (pour le réseau Ethernet à 10 Mbits/s). Des réseaux asynchrones, qui réalisent une action en tunnel au moyen de commutateurs TDM à des cadences de 64 kbits/s possèdent une grille typique de 8 kHz (cadence de répétition des octets). Des réseaux 25 ATM peuvent posséder des grilles d'une longueur de 53 octets (une trame ATM) ce qui signifie une grille temporelle de 2,73 pm à une cadence de données de 155 MHz. La cadence minimale actuelle, à laquelle on s'attend pour des applications, est la cadence de 8 kHz 30 (réseau ISDN, téléphonie). Des cadences beaucoup plus faibles ne conviennent pas pour les technologies actuelles. Sans la prise d'aucune disposition, les erreurs de retard peuvent sesituer à n'importe quelle fréquence, et avoir une taille inconnue variable. Cela rend difficile d'avoir 35 une bonne performance pour une régénération du signal d'horloge sans moyens coûteux, comme par exemple les oscillateurs OCXO (des oscillateurs dits Oven Controlled Crystal Oscillators) de haute qualité. Les opérations modulo dans le domaine temporel 5 qui sont mises en oeuvre dans le réseau sont comparables à des modulateurs delta sigma d'ordre 0. A partir d'un autre travail dans des environnements delta sigma on sait que les problèmes liés à l'opération modulo peuvent être en partie éliminés par addition d'un bit d'information supplémentaire. Un exemple bien connu est la juxtaposition de points, qui améliore la performance de convertisseurs delta-sigma. On a décrit l'utilisation d'une boucle PLL dans le simple exemple de deux noeuds émettant l'un vers 15 l'autre. On a indiqué que pour une solution générale, ceci n'améliore pas la performance, mais en réalité contribue à éviter les problèmes entre le dernier élément d'équipement et le côté réception. En tant que telle une boucle PLL sur le côté réception peut détacher une couche, ce qui 20 simplifie légèrement le problème qui subsiste. Ceci signifie également qu'un réseau sans interrupteur (couplage direct, de façon typique avec des câbles transversaux) peut fournir une excellente performance. Conformément aux principes de l'invention, on 25 ajoute un signal sous la forme d'une modulation de fréquence ou de phase, qui peut contribuer à détecter les emplacements, où les traits de la grille se présentent, ce qui augmente la précision. Une solution préférée consiste à combiner cette modulation à une boucle PLL côté réception, 30 de manière que la dernière imprécision ajoutée entre le dernier commutateur et le côté réception, soit évitée. L'addition d'un signal peut prendre un petit nombre de formes typiques, sur la base d'une modulation de fréquence ou de phase. Le spécialiste de la technique 35 comprendra que ces termes sont utilisés de façon libre étant donné que les procédés sont mathématiquement équivalents, en raison d'une fonction mathématique biunivoque (intégration). Une telle forme consiste à fournir un décalage de 5 composante continue en tant que signal de modulation FM, qui est fondamentalement identique à un décalage de signal d'horloge (en termes de PM, ceci est identique à une rampe rectiligne). Si les signaux d'horloge sont situés au voisinage de 10 MHz et si la cadence des paquets est de 1 10 kHz, un décalage de la cadence des paquets de 1/10 000 * 5/32 est égal à un décalage de la grille échantillon de 5/32 d'un cycle du signal d'horloge concerné à 10 MHz pour chaque échantillon suivant. Ceci garantit que l'erreur d'échantillonnage véhicule en gros uniquement des 15 composantes à hautes fréquences, et que lors de la production de fréquences, ces composants peuvent être aisément séparés par filtrage. Ceci dépend d'un ensemble de précisions actuelles des signaux d'horloge. Dans cet exemple le décalage de 1/10000 * 5/32 est en réalité égal à 20 16 ppm. Si le choix doit être couronné de succès, la précision doit être située dans la gamme de 5-25 pour cent, en fonction de l'atténuation requise des composantes d'erreur. Un tel pourcentage signifie que les cristaux doivent posséder une précision relative de 16 ppm * 0,05.. 25 0, 25 = 0,8 ppm.. 4 ppm. De façon typique les exigences en matière de précision absolue sont égales à la moitié de cette valeur, en étant de 0, 4 ppm.. 2 ppm. De tels cristaux sont très coûteux et doivent être présents dans les éléments de commutation réels. Les exigences du point 30 de vue précision doivent être présentes uniquement sur chaque cristal dans le système, incluant les rouleaux et les commutateurs à l'intérieur du réseau. Les nombres peuvent être décalés fortement par réduction des cadences d'horloge ou accroissement des 35 cadences de paquets. Malheureusement, l'utilisation attendue de ces technologies requiert de faibles cadences de paquets, tandis que les cadences d'horloge physiques sont très élevées. L'utilisation d'un décalage de composante continue est possible, mais n'est pas une solution préférée. On peut utiliser une certaine forme sinusoïdale de modulation. Ceci peut conduire à une erreur très élevée concernant la fréquence précise, ce qui est avantageux par rapport à la modulation avec une composante continue. Une 10 telle modulation permet d'espérer non pas une précision aussi élevée (l'erreur de fréquence précise réduit cette exigence), mais une stabilité élevée. On peut s'attendre à obtenir ceci pour la plupart des cristaux. Dans le cas de cristaux dont la stabilité n'est 15 pas relativement bien garantie, il peut être avantageux de réaliser la modulation avec la sommation de deux formes d'ondes sinusoïdales. Par exemple, si un certain cristal possède un comportement cyclique en température en raison d'autres éléments dans l'équipement de commutation, la 20 première forme d'onde sinusoïdale peut posséder plus ou moins la même cadence. Si de telles corrélations apparaissent, il peut être plus simple d'utiliser quelques fréquences, ce qui réduit le risque d'apparition de tels problèmes. En fonction de détails de mise en oeuvre, l'utilisation de signaux en dents de scie, de signaux triangulaires et analogues peut être avantageuse par rapport à des formes d'ondes sinusoïdales. Si le modèle pour la perturbation des stabilités 30 est considéré mieux bruyant (en raison du nombre de sources, en raison des terres inconnues relatives) il peut être préférable d'utiliser une modulation (pseudo)aléatoire. Pour tous les types de modulation, il est 35 possible d'indiquer quelque chose concernant la vitesse de modulation (imposée par la cadence des paquets) et la vitesse de détection. Ceci doit être en équilibre avec la stabilité des signaux d'horloge. Si ceci n'est pas encore atteint, la cadence des paquets doit augmenter ou les 5 signaux d'horloge doivent devenir plus stables. Etant donné que ce dernier point n'est pas une option réelle avec des commutateurs et des routeurs utilisés, on estime qu'une modification de la cadence des paquets est la meilleure solution. En réalité, le système permet d'utiliser un mélange de procédés. Chaque modulation est meilleure avec l'envoi, côté émission, d'une information précise concernant la modulation aux côtés réception. On peut utiliser le fait que le côté réception reçoit une 15 information supplémentaire, pour rétablir de façon précise le signal d'horloge actuel désiré. Cependant l'envoi de l'information sur le côté réception conduit fondamentalement à quelque chose d'intéressant concernant la modulation. Ainsi le choix de la modulation devient 20 uniquement une question d'émetteur. Le type, l'intensité de modulation, etc. peuvent être déterminés par l'émetteur sur la base des conditions attendues du réseau, des stabilités des signaux d'horloge et analogues. Une mise en oeuvre typique d'une telle 25 fonctionnalité est exécutée de la meilleure façon avec une intervention humaine ou bien à l'aide d'un système automatique qui d'un côté collecte les données spécifiques à partir d'un récepteur et envoie / règle l'émetteur sur la base de ses conclusions. La figure 6 illustre de quelle manière une petite partie d'un signal modulé entraîne des transitions du signal d'émetteur (droite inclinée, pour une modulation PM une rampe ou pour une modulation FM un décalage de composante continue) sur des niveaux de quantification 35 supplémentaires du signal d'horloge d'échantillonnage (droites horizontales). Les droites horizontales indiquent un endroit où le signal reçu est visible, comme dans une fonction de troncature. Le type de fonction de troncature, de planchers ou plafonds dépend dans quelle direction 5 s'écoule le temps réel, vers le haut (alors: plafond) ou vers le bas (alors: plancher). La fonction de troncature est égale à un type de fonction modulo. Si la droite inclinée s'élève ou s'abaisse et si les lectures après la troncature ne varient pas, le récepteur ne peut pas établir 10 une distinction entre la version initiale et la version décalée: la troncature réduit cette information. Par conséquent le décalage maximum, avec laquelle la droite inclinée s'élève et s'abaisse, est une indication directe de l'incertitude minimale (lire: erreur) qui peut être 15 garantie dans le récepteur. Un décalage plus important modifie une ou plusieurs valeurs tronquées et par conséquent est décelable. Par conséquent cette incertitude minimale est également le maximum théorique. La détermination d'une limite précise d'incertitude peut être facilitée grâce à l'utilisation d'outils basés sur ces diagrammes de Moiré. Les diagrammes peuvent employer la modulation, de sorte que l'un des ensembles de droite devient incliné. Ceci transforme le diagramme de Moiré unidimensionnel en un diagramme 25 bidimensionnel comme cela est représenté sur la figure 2 dans le temps (temps de progression normal) dans une direction et avec une fonction du temps (modulation dans le temps) dans l'autre direction. Avec un tel diagramme il devient possible de calculer une fenêtre d'observation 30 nécessaire et une précision pouvant être obtenue (ceci est fourni par des mathématiques linéaires simples). Le fait de moins incliner la droite inclinée peut fournir une précision plus élevée, mais requiert une observation plus longue. Une forme de réalisation pratique mettant en oeuvre les procédés indiqués ci-dessus peuvent être agencés d'un certain nombre de manières qui sont des dérivations directes à partir d'équations de droites. Sur la figure 8 on a illustré une forme de réalisation qui représente une 5 solution pour un environnement Ethernet. Le système comprend un réseau Ethernet 10 connecté, sur les côtés émission et réception, à des unités Ethernet MAC & PHI, 12, 14. Un modulateur 16 envoie un signal d'entrée à l'unité d'émission 2. Les paquets de cadencement asynchrones sont 10 traités de telle sorte que l'instant de départ ou d'arrivée d'un certain paquet ou d'un certain événement est la donnée principale sur laquelle fonctionne la solution complète. La modulation de l'instant réel de départ peut être exécutée d'un certain nombre de manières. Le modulateur fournit un 15 signal de cadencement pour l'unité 12. Une base de temps 18 envoie un signal d'entrée au modulateur 16. Le modulateur 16 agit sous la forme d'une déviation dans le temps par rapport à la base de temps existante 18. De façon typique un cristal 20 fournit le signal de base. Etant donné que le 20 modulateur 16 crée un décalage temporel, un modulateur de phase peut être le plus approprié. Si une rampe de phase infinie est requise, le modulateur doit comporter des dispositions à cet effet. L'unité Ethernet MAC & PHI 14 traite le trafic 25 asynchrone dans le récepteur. Pour ceci on peut utiliser un signal d'horloge indépendant ou un signal d'horloge de rétroaction. Sur la figure 8, l'unité 14 utilise un signal d'horloge de rétroaction, mais en invalidant le modulateur ou en multipliant la donnée du modulateur dans le bloc de 30 calcul 22 par 0, on peut rendre le signal d'horloge indépendant. Une unité de commande 24 commande l'instant précis de départ de paquet sur le côté émission. La modulation, que la commande réalise, est de préférence 35 exécutée dans l'intervalle entre des paquets. La modulation de la cadence réelle des paquets est possible, mais influe sur la durée nominale du message et sur chaque bit dans ce message. Pour une modulation intense, qui n'est pas acceptable, de sorte qu'une modulation pendant des pauses peut être acceptable. L'unité de commande 24 peut réaliser une modulation pendant des messages. Ceci n'a aucun objet lorsque l'émetteur communique avec un commutateur, qui utilise son propre signal d'horloge dans les flux sortants, 10 mais peut présenter un avantage lorsque le noeud de réception peut être un noeud d'extrémité. Etant donné que le noeud d'extrémité est à même d'agir sur la modulation supplémentaire, on peut obtenir une meilleure performance. L'unité de calcul 22 sur le côté récepteur est 15 utilisée pour l'obtention d'une plus grande précision concernant l'endroit où se trouvaient les limites de quantification, de sorte qu'on peut les annuler. Si un signal physique récupéré est requis, l'unité de calcul 22 doit fournir la précision supplémentaire, mais ce signal 20 n'est de façon typique pas modulé. Ceci requiert un circuit additionnel, qui n'est pas représenté. Le côté réception inclut également un modulateur et détecteur de synchronisation 26 et sa propre unité de base de temps 28 avec un cristal 30. La figure 8 montre la mise en oeuvre la plus complète, mais les spécialistes de la technique comprendront que certains éléments peuvent être supprimés en fonction de l'intensité de la modulation, la précision de la cadence des bits de trafic et analogue. L'élément le 30 plus complexe dans la figure ci-dessus est le signal de rétroaction de détection synchrone, qui peut être utilisé pour préciser l'instant d'arrivée d'un paquet. REVENDICATIONS 1. Procédé pour récupérer une information de cadencement dans un réseau (10) de transmission par paquets, caractérisé en ce qu'on utilise un signal modulé 5 pour transporter des informations additionnelles requises pour récupérer un signal d'horloge entre un émetteur (12) et un récepteur (14) à travers le réseau (10). 2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit signal modulé est modulé en fréquence ou en 10 phase. 3. Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce que ledit signal modulé se présente sous la forme d'un décalage dans la cadence d'émission par paquets par l'émetteur. 4. Procédé selon la revendication 3, caractérisé en ce que ledit décalage est une fraction impaire f d'un cycle d'un signal d'horloge de telle sorte que l'erreur de cadencement dans le récepteur ne contient que des composantes de fréquences élevées. 5. Procédé selon la revendication 4, caractérisé en ce que f est égale à 5/32. 6. Procédé selon la revendication 4, caractérisé en ce que f est égale à 27/32. 7. Procédé selon la revendication 4, caractérisé 25 en ce que la cadence des paquets est décalée d'une quantité égale au rapport entre le cycle des paquets et le cycle d'horloge, multiplié par f. 8. Procédé selon la revendication 4, caractérisé en ce que lesdites composantes de fréquences élevées sont 30 séparées par filtrage dans le récepteur (14). 9. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 8, caractérisé en ce qu'une boucle à verrouillage de phase est prévue dans le récepteur (14) pour éliminer des erreurs de cadencement apparaissant entre 35 le dernier noeud dans le trajet d'un paquet à travers le réseau (10) et le récepteur. 10. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 9, caractérisé en ce que ledit signal modulé utilise une modulation sinusoïdale. 11. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 9, caractérisé en ce que ledit signal modulé est la somme de deux formes d'ondes sinusoïdales. 12. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 9, caractérisé en ce que ledit signal 10 modulé utilise la modulation en dents de scie. 13. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 12, caractérisé en ce que ledit signal modulé utilise une modulation pseudo-aléatoire. 14. Dans un réseau de transmission par paquets 15 reliant un émetteur (12) et un récepteur (14), dispositif pour récupérer une information de cadencement dans le réseau (10) au niveau du récepteur, caractérisé en ce qu'il comporte: un modulateur (16) situé dans l'émetteur et 20 servant à émettre un signal modulé à travers le réseau (10) convoyant une information de cadencement, et une unité (26) de récupération du signal d'horloge dans le récepteur utilisant ledit signal modulé pour améliorer la précision du signal d'horloge récupéré. 15. Dispositif selon la revendication 14, caractérisé en ce qu'il comporte en outre une unité de commande (24) pour modifier l'instant précis de départ de paquets sortants pour l'obtention dudit signal modulé. 16. Dispositif selon la revendication 15, 30 caractérisé en ce que ladite unité (26) de récupération inclut un détecteur synchrone pour détecter l'instant précis d'arrivée d'un paquet arrivant. 17. Dispositif selon la revendication 16, caractérisé en ce que l'émetteur (12) et le récepteur (14) 35 incluent chacun une base de temps locale (18, 28) en tant que référence. 18. Dispositif selon la revendication 15, caractérisé en ce que ledit modulateur (16) est connecté à une unité d'interface du réseau (10). 19. Dispositif selon la revendication 15, caractérisé en ce que ladite unité de commande (24) modifie la durée d'émission desdits paquets pour produire ledit décalage. 20. Dispositif selon la revendication 19, 10 caractérisé en ce que ledit décalage est une fraction impaire f d'un cycle d'un signal d'horloge, l'erreur de cadencement dans le récepteur (14) contenant seulement des composantes de fréquences élevées. 21. Dispositif selon la revendication 20, 15 caractérisé en ce que la cadence des paquets est décalée d'une quantité égale au rapport entre le cycle du paquet et le cycle du signal d'horloge, multiplié par f. 22. Dispositif selon la revendication 21, caractérisé en ce que f est égale à 5/32. 23. Dispositif selon la revendication 21, caractérisé en ce que f est égale à 27/32. 24. Dispositif selon la revendication 14, caractérisé en ce qu'il comporte en outre une boucle à verrouillage de phase dans le récepteur (14) pour supprimer 25 des erreurs apparaissant dans la dernière liaison du réseau avant le récepteur.