Brevet FR2859055A1 — publié le 20050225

Procédé et dispositif de traitement des défauts d'appariement entre deux voies en quadrature d'une chaîne d'une réception adaptée par exemple à la réception d'un signal modulé selon une modulation du type OFDM. L'invention concerne le décodage et le codage de canaux de transmission radiofréquence véhiculant des informations numériques codées. L'invention concerne plus particulièrement l'estimation et la correction des défauts d'appariement entre les voies I et Q d'une chaîne de réception (tuner + démodulateur) adaptée à la réception d'un signal analogique incident modulé selon une modulation sur N porteuses, par exemple une modulation numérique en quadrature sur un grand nombre de porteuses orthogonales (modulation OFDM: Orthogonal Frequency Division Muliplexing , selon une dénomination couramment utilisée par l'homme du métier). L'invention s'applique ainsi avantageusement mais non limitativement aux réseaux locaux sans fil (réseaux WLAN ) tels que ceux définis par la norme 802.11 A. L'invention s'applique également avantageusement à la télévision numérique terrestre, c'est-à-dire utilisant des signaux transmis entre des antennes de télévision, tels que définis dans la spécification européenne DVB-T ( Digital Video Broadcasting-Terestrial ) , ou bien la télévision numérique par câble, telle que définie dans la spécification européenne DVB-C ( Digital Video Broadcasting-Cable ), toute ces télédiffusions étant basées sur les normes de transmission MPEG et utilisent par exemple pour véhiculer les informations une modulation du type OFDM. Les récepteurs, qu'ils soient dédiés à la réception de signaux 30 de télévision numérique, ou bien qu'ils appartiennent à des réseaux locaux sans fil, comportent un syntonisateur ou tuner présentant une architecture du type ZIF ( Zero IF: Fréquence Intermédiaire Nulle ) ou bien du type DZIF, (c'est-à-dire à double conversion descendante), et a pour but de sélectionner le canal désiré parmi les canaux du signal incident et de sortir un signal en bande de base sur une voie en phase (voie I) et sur la voie en quadrature (voie Q). Ce signal est ensuite converti en un signal numérique et démodulé. Or, la transposition de fréquence sur deux voies, qui ramène le signal en bande de base, conduit à des défauts d'appariement en phase et en amplitude entre ces deux voies. Et, une modulation du type OFDM est particulièrement sensible à ce type de problème. Actuellement, il est prévu dans le bloc numérique comportant notamment le démodulateur, des moyens spécifiques de correction de ces défauts d'appariement, tels que ceux par exemple décrits dans le brevet américain n 6 044 112, ou encore dans la demande de brevet français n 02 03 256. L'invention vise à proposer une solution radicalement différente de celle de l'art antérieur pour estimer et corriger les défauts d'appariement entre les deux voies en quadrature d'une chaîne de réception. L'invention a pour but d'éviter l'utilisation de moyens spécifiques de correction de ces défauts d'appariement et d'utiliser au moins en partie les éléments matériels déjà présents et prévus pour effectuer la démodulation du signal incident. L'invention est ainsi particulièrement bien adaptée aux solutions totalement intégrées sur une seule puce. L'invention propose donc un procédé de traitement d'un signal analogique incident modulé selon une modulation sur N porteuses, par exemple une modulation du type OFDM, ce procédé comportant une transposition de fréquence d'un signal intermédiaire issu du signal incident sur deux voies de traitement en quadrature de phase en utilisant une fréquence de transposition prédéterminée, une conversion analogique numérique du signal transposé et une démodulation par une transformée de Fourier de taille N. Selon une caractéristique générale de l'invention, le procédé comporte une phase d'étalonnage dans laquelle on génère avant transposition, N raies fréquentielles d'étalonnage ayant respectivement N fréquences d'étalonnage correspondant respectivement après transposition à N fréquences d'analyse en entrée de la transformée de Fourier. Dans cette phase d'étalonnage on calcule pour chaque fréquence d'analyse l'amplitude et la phase du point correspondant en sortie de la transformée de Fourier. Le procédé comporte par ailleurs une phase de réception du signal incident dans laquelle on corrige chacune des sorties de la transformée de Fourier au moins avec l'inverse de l'amplitude correspondante et avec l'opposé de la phase correspondante calculées dans la phase d'étalonnage. On estime et on corrige ainsi les défauts d'appariement entre les voies I et Q de la chaîne de réception. Lorsque le syntonisateur ou tuner est du type à fréquence intermédiaire nul (architecture ZIF) et que le signal incident comporte plusieurs canaux fréquentiels, le signal intermédiaire est issu du signal incident sans transposition de fréquence préalable, et ladite fréquence de transposition prédéterminée est égale à la fréquence centrale du canal désiré. Ainsi le signal est converti directement en bande de base et des filtres passe bande en bande de base sélectionnent le canal désiré. Et dans cette variante on génère avantageusement les raies fréquentielles en entrée de l'étage de transposition de fréquence. En variante, lorsque le syntonisateur est du type à double conversion (architecture DZIF), il est prévu après la première transposition de fréquence un filtrage du signal incident par un filtre centré sur une fréquence intermédiaire prédéterminée, de façon à obtenir ledit signal intermédiaire. Ladite fréquence de transposition du deuxième étage de transposition est égale à ladite fréquence intermédiaire. Et dans cette variante on génère les raies fréquentielles d'étalonnage en entrée du filtre. Selon un mode de mise en oeuvre de l'invention, une fréquence courante d'analyse est égale à kFe/N, avec k variant de 0 à N-1, et où Fe désigne la fréquence d'échantillonnage en entrée de la transformée de Fourier. Dans la phase de réception, on multiplie alors la sortie k de la transformée de Fourier par un produit complexe comportant l'inverse de l'amplitude correspondante et l'opposée de la phase correspondante calculées dans la phase d'étalonnage. Lorsque le moyen de filtrage comporte un filtre nécessitant un étalonnage spécifique, comme par exemple pour les filtres du type à ondes acoustiques de volume (filtres BAW , Bulk Acoustic Wave ), pour connaître notamment leur fréquence centrale ainsi que leur réponse en amplitude, il est avantageusement prévu que le procédé comporte également une phase d'étalonnage supplémentaire du filtre comportant une détermination de la réponse en amplitude du filtre. Et, dans la phase de réception du signal incident, on corrige chacune des sorties de la transformée de Fourier avec l'inverse de l'amplitude correspondante calculée dans la phase d'étalonnage et corrigée par ladite réponse en amplitude du filtre, et avec l'opposé de la phase correspondante calculée dans la phase d'étalonnage. Dans ce cas, et selon un mode de mise en oeuvre de l'invention, dans la phase de réception, on multiplie la sortie k de la transformée de Fourier par un produit complexe comportant l'opposée de la phase correspondante calculée dans la phase d'étalonnage et l'inverse de l'amplitude correspondante calculée dans la phase d'étalonnage et corrigée par la réponse en amplitude du filtre. Les raies fréquentielles d'étalonnage peuvent être générées par exemple de deux façon différentes. Ainsi, selon une première variante de l'invention, dans la phase d'étalonnage, on génère successivement les N signaux d'étalonnage avec un synthétiseur autonome. Ceci est particulièrement bien adapté à l'étalonnage d'un système monodirectionnel ou seule la voie de réception est disponible, en particulier dans le cas où le signal incident est un signal de télévision numérique terrestre ou par câble. Selon une deuxième variante de l'invention, dans la phase d'étalonnage, on génère un signal d'étalonnage unique composé du spectre des N raies fréquentielles, à partir d'une transformée de Fourier inverse et d'une conversion numérique analogique. Ceci est particulièrement bien adapté au cas d'un système bidirectionnel, par exemple conforme à la norme 801.11 A dans lequel le système comprend un récepteur et un émetteur par exemple de type OFDM. Ceci s'applique également aux systèmes implémentant l'émission et la réception simultanée (mode Full Duplex ). L'invention a également pour objet un dispositif de traitement d'un signal incident modulé selon une modulation sur N porteuses, comportant un étage de transposition de fréquence apte à recevoir un signal de transposition ayant une fréquence de transposition prédéterminée de façon à effectuer une transposition de fréquence d'un signal intermédiaire issu du signal incident sur deux voies de traitement en quadrature de phase, un étage de conversion analogique numérique du signal transposé et des moyens de démodulation par transformée de Fourier de taille N. Selon une caractéristique générale de l'invention, le dispositif comporte des moyens de génération aptes, lors d'une phase d'étalonnage, à générer en amont de l'étage de transposition de fréquence, N raies fréquentielles d'étalonnage ayant respectivement N fréquences d'étalonnage correspondant respectivement après transposition à N fréquences d'analyse en entrée de la transformée de Fourier, des moyens de calcul aptes à calculer pour chaque fréquence d'analyse l'amplitude et la phase du point correspondant en sortie de la transformée de Fourier, et - des moyens de correction aptes, lors d'une phase de réception, à corriger chacune des sorties de la transformée de Fourier au moins avec l'inverse de l'amplitude correspondante et l'opposée de la phase correspondante calculées par les moyens de calcul. Selon un mode de réalisation adapté par exemple à une architecture du type ZIF, et lorsque le signal incident comporte plusieurs canaux fréquentiels, le signal intermédiaire est issu du signal incident sans transposition de fréquence préalable, et ladite fréquence de transposition prédéterminée est égale à la fréquence centrale du canal désiré. Selon un mode de réalisation adapté par exemple à une architecture du type DZIF, le dispositif comporte en outre un moyen de filtrage du signal incident centré sur une fréquence intermédiaire prédéterminée de façon à délivrer ledit signal intermédiaire. Ladite fréquence de transposition est égale à ladite fréquence intermédiaire, et les moyens de génération génèrent les raies fréquentielles d'étalonnage en entrée du filtre. Selon un mode de réalisation de l'invention, une fréquence courante d'analyse est égale à kFe/N, avec k variant de 0 à N-1, et Fe désigne la fréquence d'échantillonnage des moyens de transformée de Fourier. Et, dans la phase de réception, les moyens de correction sont aptes à multiplier la sortie k de la transformée de Fourier par un produit complexe comportant l'inverse de l'amplitude correspondante et l'opposée de la phase correspondante calculées dans la phase d'étalonnage. Selon un mode de réalisation de l'invention, le dispositif comporte également des moyens d'étalonnage supplémentaire aptes lors d'une phase d'étalonnage supplémentaire du filtre, à déterminer la réponse en amplitude du filtre, et dans la phase de réception du signal incident les moyens de correction sont aptes à corriger chacune des sorties de la transformée de Fourier avec l'inverse de l'amplitude correspondante calculée dans la phase d'étalonnage et corrigée par ladite réponse en amplitude du filtre, et avec l'opposée de la phase correspondante calculée dans la phase d'étalonnage. Dans ce cas, et selon un mode de réalisation de l'invention, dans la phase de réception, les moyens de correction sont aptes à multiplier la sortie k de la transformée de Fourier par un produit complexe comportant l'opposé de la phase correspondante calculée dans la phase d'étalonnage et l'inverse de l'amplitude correspondante calculée dans la phase d'étalonnage et corrigée par la réponse en amplitude du filtre. Le moyen de filtrage peut comporter un filtre du type à ondes acoustique de volume. Par ailleurs, les moyens de génération peuvent comporter un synthétiseur autonome apte à générer successivement les N signaux d'étalonnage. En variante, les moyens de génération comportent des moyens de transformée de Fourier inverse et un étage de conversion numérique analogique, de façon à générer un signal d'étalonnage unique composé du spectre des N raies fréquentielles. Le dispositif selon l'invention est avantageusement réalisé au sein d'un circuit intégré. Ce circuit intégré peut également incorporer la partie tuner ou syntonisateur d'un récepteur de signaux de télévision numérique terrestre ou par câble, ou encore d'un dispositif d'émission/réception d'un réseau local sans fil. D'autres avantages et caractéristiques de l'invention apparaîtront à l'examen de la description détaillée de modes de réalisation et de mise en oeuvre, nullement limitatifs, et des dessins annexés sur lesquels: -la figure 1 illustre schématiquement un premier mode de réalisation d'un dispositif selon l'invention; -la figure 2 illustre plus en détail mais toujours schématiquement, une partie du dispositif de la figure 1; - la figure 3 illustre plus en détail une première variante de réalisation prévoyant un étalonnage spécifique du filtre; et - la figure 4 illustre schématiquement une deuxième variante de réalisation permettant une variante de mise en oeuvre de l'étalonnage du dispositif. Sur la figure 1, la référence DIS désigne un dispositif selon l'invention, comportant en tête un filtre FLT ayant une fréquence centrale égale à une fréquence intermédiaire prédéterminée, par exemple 1220 MHz. L'entrée du filtre FLT est reliée par un interrupteur SW1 commandé par un signal de commande CDSW1, soit à l'entrée E1 recevant le signal incident analogique modulé, soit à une entrée E2 recevant, comme on le verra plus en détail ci-après, des raies d'étalonnage SETk émises par un générateur GEN. Le filtre FLT fait partie d'un module de syntonisation ou tuner TZ, qui est dans cet exemple du type à double conversion (DZIF), et qui est destiné à sélectionner un canal parmi l'ensemble des canaux présents dans le signal reçu à l'entrée du tuner. Ce tuner fait lui-même partie d'un composant CMP réalisé par exemple au sein d'un circuit intégré CI (puce) entièrement réalisé en techonologie CMOS sur un substrat monolithique de silicium. Le composant CMP peut être incorporé en tête d'un récepteur RDS connecté à une antenne captant des signaux de télévision numérique terrestre. Lorsque les signaux, modulés par exemple selon une modulation de type OFDM, sont des signaux de télévision numérique terrestre, l'ensemble des canaux contenus dans le signal reçu à l'entrée du tuner se situe dans une bande de fréquences 45 MHz-860 MHz. Dans ce cas, le tuner TZ peut être par exemple du type à double conversion montante, puis descendante jusqu'en bande de base. La première conversion montante a pour but de ramener le signal SI sur l'entrée El à la fréquence intermédiaire. Dans ce cas, le signal de transposition qui effectue la première transposition de fréquence montante a une fréquence égale de préférence à la somme de la fréquence du canal désiré et de la fréquence centrale (fréquence intermédiaire) du filtre passe-bande FLT. Lorsque le composant CMP est incorporé dans un dispositif d'émission/réception capable de capter des signaux analogiques modulés selon une modulation du type OFDM, et formés de plusieurs canaux s'étendant dans la bande de fréquence 5 GHz-6 GHz, par exemple dans le cas d'un réseau local de transmission sans fil conforme à la norme 802. 11A, le tuner TZ comporte une voie de réception, par exemple du type à double conversion descendante jusqu'en bande de base. Dans ce cas, la fréquence du premier signal de transposition de fréquence est égale à la fréquence du canal désirée diminuée de la fréquence centrale du filtre FLT. La voie de réception du dispositif DIS (ici du tuner), se poursuit en aval du filtre FLT par un deuxième étage de transposition de fréquence formé ici de deux mélangeurs MX2IR et MX2QR. Ces deux mélangeurs appartiennent respectivement à la voie I et à la voie Q qui sont en quadrature de phase. Le mélangeur de la voie I (voie en phase) reçoit un signal de transposition de fréquence OL2R issu par exemple d'un oscillateur commandé en tension VCO2. Par ailleurs, le mélangeur MX2QR, qui appartient à la voie Q, reçoit le même signal OL2R mais déphasé de 90 par rapport à celui délivré au mélangeur MX2IR. La fréquence du signal de transposition OL2R appliqué aux deux mélangeurs MX2IR et MX2QR est égale à la fréquence centrale du filtre FLT. Les deux mélangeurs MX2IR et MX2QR sont respectivement suivis de deux filtres passe-bande FBBI et FBBQ. Un étage de conversion analogique/numérique CANI, CANQ relie la sortie de la voie de réception du tuner à un bloc numérique de réception BNR. Ce bloc BNR comporte des moyens de correction DRT ( derotator , en langue anglaise) aptes à corriger le bruit de phase, la dérive en fréquence, le décalage en fréquence des synthétiseurs de fréquence. Les moyens de correction DRT sont également utilisés pour compenser le filtrage passe-bande FBBI, FBBQ et évitent ainsi d'obtenir une marge d'erreur trop faible pour l'interprétation de la constellation. De tels moyens de dérotation peuvent être par exemple ceux décrits dans la demande de brevet européen n 0 481 543. Les moyens de correction DRT sont suivis d'un démodulateur DMD, lui-même suivi d'un étage de correction d'erreur CRE effectuant des traitements classiques de correction d'erreur bien connus de l'homme du métier, sous la dénomination anglosaxonne de FEC (Forward Erreur Correction). L'étage de correction d'erreur délivre ensuite un flux FM qui sera décodé dans un bloc de décodage de source externe au composant CMP et conforme à la norme MPEG par exemple. Le bloc BNR comporte également des moyens de contrôle CTL, réalisés par exemple de façon logicielle, et destinés à émettre le signal de commande CDSW1, ainsi que, comme on va le voir plus en détail maintenant en se référant plus particulièrement à la figure 2, les signaux de commande CDSW2k. Le démodulateur DMD comporte en tête un opérateur complexe de transformée de Fourier FFT recevant, en entrée, la sortie des moyens de correction DRT. L'opérateur complexe FFT est de taille N et délivre par conséquent N sorties qui sont reliées par l'intermédiaire de N multiplieurs à un égaliseur EGL de structure classique et connue en soi. Cet égaliseur EGL est suivi d'une boucle de synchronisation BS sur la porteuse, également de structure classique et connue en soi. La sortie de la boucle BS est reliée, d'une part, à l'étage de correction d'erreur CRE, et, d'autre part, à l'entrée des moyens de correction DRT. Dans le cas où le dispositif traite un signal conforme à la norme 802.11A, la taille N de la transformée de Fourier est au moins égale à 64, tandis que N est au moins égal à 2048 ou 8192 pour un signal conforme à la spécification DVB-T. Lors d'une phase d'étalonnage, l'entrée du filtre FLT en fréquence intermédiaire est reliée sur la borne E2 (figure 1) et va recevoir un jeu de N raies fréquentielles d'étalonnage SETk, avec k variant de 0 à N-1, émises par le générateur GEN. La fréquence de la raie d'indice k, f 1(k) est choisie de sorte qu'après transposition par l'étage MX2IR et MX2QR, la raie présente une fréquence correspondant à un point d'analyse de la transformée de Fourier utilisé dans le processus de démodulation numérique du signal modulé par la modulatation OFDM par exemple. Plus précisément, cette fréquence d'analyse est égale à kFe/N, où Fe désigne la fréquence d'échantillonnage de l'opérateur complexe FFT. Lors de cette phase d'étalonnage, les N sorties de l'opérateur FFT sont successivement respectivement connectées à des moyens de calcul MCL par l'intermédiaire d'interrupteurs SW2k respectivement commandés par les signaux de commande CDSW2k. Plus précisément, ces moyens de calcul MCL calculent l'amplitude A(k) et la phase Phi(k) du point correspondant en sortie de l'opérateur FFT. Ces couples correspondent aux défauts d'appariement des voies I et Q estimés dans le domaine spectral. Chaque point k est un nombre complexe et les moyens de calcul MCL peuvent utiliser parmi de nombreuses solutions possibles, deux solutions classiques pour déterminer l'amplitude et la phase d'un nombre complexe a+ jk. Une première solution consiste à utiliser des tables en mémoire stockant les valeurs amplitude/phase en fonction des valeurs a et b. Une deuxième solution consiste à implémenter dans les moyens de calcul MCL un algorithme spécifique connu par l'homme du métier sous le nom CORDIC (COordinate Rotation Digital Computer), publié dans la Revue IRE Trans. Electron. Comput. EC-8, pages 330-334 (J. Volder 1959). Puis, pour chaque point k, l'amplitude et la phase sont stockées dans une mémoire MM. Il est également possible d'incorporer un étage de filtrage entre les moyens de calcul MCL et la mémoire MM. Lors de la phase de réception du signal incident SI, des moyens de correction MCOR estiment ensuite l'ensemble des couples 1/A(k) et Phi(k), c'est-à-dire l'inverse de l'amplitude et l'opposé de la phase. Et, chaque sortie k de l'opérateur FFT est alors multipliée dans la phase de réception du signal SI, par le produit (1/A(k)) exp(-j Phi(k)) Parmi les filtres passe-bande utilisables, certains nécessitent un étalonnage spécifique afin de déterminer leur réponse en amplitude, et éventuellement leur fréquence centrale. C'est le cas notamment pour les filtres du type à onde acoustique de volume (filtres BAW: Bulk Acoustic Wave ). Les filtres du type à onde acoustique de volume sont connus en eux-mêmes de l'homme du métier. Ils sont par exemple formés d'au moins deux résonateurs du type à onde acoustique de volume, également parfois abusivement désignés sous le vocable de résonateur piezzo-électrique. De tels résonateurs sont par exemple décrits dans l'article de Sang-Hee Kim et autres intitulé AIN-based film bulk acoustic resonator devices with W/SiO2 multilayers reflector for rf band pass filter application , J. Vac. Sci. Technol. B 19(4), Juillet/Août 2001, ou encore dans l'article de K. M. Lakin intitulé Thin film resonators and filters , 1999 IEEE ULTRASONICS SYMPOSIUM, p. 895-906. Par ailleurs ce dernier article illustre la réalisation de filtres du type BAW, formés de plusieurs résonateurs disposés en échelle. La fréquence centrale d'un filtre FBAW (figure 3) n'est pas définie avec précision à partir des seules caractéristiques technologiques et le dimensionnement des résonateurs. Seule la largeur de bande du filtre est bien définie. Aussi, l'invention prévoit-elle des moyens d'étalonnage supplémentaires aptes à déterminer cette fréquence centrale ainsi qu'à déterminer la réponse en amplitude du filtre. Un exemple de réalisation de tels moyens d'étalonnage supplémentaires est illustré sur la figure 3. Des moyens MVAR sont aptes à délivrer un signal de transposition de calibration OLV et à faire varier la fréquence de ce signal autour de la fréquence centrale présumée du filtre FBAW. Dans cette phase d'étalonnage supplémentaire, un interrupteur SW3 relie la sortie du filtre FBAW, non pas aux mélangeurs MX2IR et MX2QR, mais à l'entrée d'un convertisseur analogique/numérique CAN relié en sortie à des moyens MP aptes à détecter pour chaque valeur de la fréquence du signal de calibration OLV, la puissance du signal en sortie du filtre à onde acoustique de volume FBAW. Puis, des moyens MDT vont détecter la puissance maximale, et la fréquence centrale du filtre FBAW est alors la fréquence du signal de calibration correspondant à cette valeur maximale de puissance. A titre d'exemple, les moyens MP peuvent calculer la puissance du signal en en calculant par exemple le module. Une façon simplifiée de calculer le module du signal est fournie par la formule ci-dessous: Module (S) = Max (abs (S)) + 1/2 Min (abs (S)) Dans cette formule, Max désigne la valeur maximale, Min désigne la valeur minimale et abs désigne la valeur absolue, S le signal délivré par le convertisseur analogique numérique CAN. Il est également prévu des moyens classiques MRA aptes à déterminer pour chaque valeur de la fréquence du signal de transposition OLV, la réponse en amplitude du filtre. Et, dans la phase d'étalonnage du dispositif DIS, permettant d'estimer les défauts d'appariement des voies I et Q, les moyens de calcul MCL vont non seulement calculer les amplitudes A(k) des N sorties de l'opérateur FFT, mais corriger ces amplitudes par la réponse en amplitude du filtre FBAW. Puis, dans la phase de réception du signal incident, on va corriger chacune des sorties de l'opérateur FFT avec l'inverse de l'amplitude correspondante calculée dans la phase d'étalonnage et corrigée par ladite réponse en amplitude du filtre, ainsi qu'avec l'oppposé de la phase correspondante calculée dans la phase d'étalonnage. Lorsque le dispositif DIS est incorporé au sein d'un récepteur RDS de signaux de télévision numérique, on peut utiliser comme générateur GEN un synthétiseur autonome centré sur la fréquence intermédiaire Fi. Par contre, dans le cas d'un système bidirectionnel, conforme par exemple à la norme 802.11A, le dispositif d'émission/réception DER des signaux situés par exemple dans la borne 5 GHz-6 GHz, comporte, comme illustré sur la figure 4, un module numérique d'émission BNE comportant un modulateur MD. Ce modulateur MD comporte un opérateur complexe FFTI apte à effectuer une transformée de Fourier inverse. La sortie du modulateur MD est reliée à l'entrée d'un convertisseur numérique analogique CNA dont la sortie attaque la voie de conversion montante du tuner TZ du composant. Cette voie de conversion montante comporte un premier étage de transposition de fréquence recevant le signal de transposition OL2E dont la fréquence est égale à la fréquence centrale du filtre FLT. Dans de tels sytèmes, on peut alors avantageusement remplacer le balayage en fréquence d'une raie fréquentielle par la génération d'un signal d'étalonnage unique composé du spectre des N raies fréquentielles. Plus précisément, ce signal d'étalonnage unique, égal par exemple à un peigne de sinus, et conforme à la formule ci-dessous: N-1 sin(2ff 1(k)) k=0 est généré par des moyens MSIN en entrée de l'opérateur FFTI. L'invention n'est pas limitée aux modes de réalisation et de mise en oeuvre qui viennent d'être décrits mais en embrasse toutes les variantes. Ainsi dans le cas d'un tuner à architecture ZIF, le filtre FLT n'existe pas et les raies d'étalonnage sont délivrées en entrée de l'étage de transposition MX2IR et MX2QR. La fréquence de transposition du signal OL2R est égale alors à la fréquence centrale du canal désiré et les filtres FBBI et FBBQ sélectionnent ce canal en bande de base. REVENDICATIONS 1-Procédé de traitement d'un signal analogique incident modulé selon une modulation sur N porteuses, comportant, une transposition de fréquence d'un signal intermédiaire issu du signal incident sur deux voies de traitement en quadrature de phase en utilisant une fréquence de transposition prédéterminée, une conversion analogique numérique du signal transposé et une démodulation par une transformée de Fourier de taille N, caractérisé par le fait qu'il comporte une phase d'étalonnage dans laquelle on génère avant transposition, N raies fréquentielles d'étalonnage ayant respectivement N fréquences d'étalonnage correspondant respectivement après transposition à N fréquences d'analyse en entrée de la transformée de Fourier (FFT), on calcule pour chaque fréquence d'analyse l'amplitude et la phase du point correspondant en sortie de la transformée de Fourier, et une phase de réception du signal incident dans laquelle on corrige chacune des sorties de la transformée de Fourier (FFT) au moins avec l'inverse de l'amplitude correspondante et l'opposée de la phase correspondante calculées dans la phase d'étalonnage. 2-Procédé selon la revendication 1, caractérisé par le fait que le signal incident comporte plusieurs canaux fréquentiels, par le fait que le signal intermédiaire est issu du signal incident sans transposition de fréquence préalable, et par le fait que ladite fréquence de transposition prédéterminée est égale à la fréquence centrale du canal désiré. 3-Procédé selon la revendication 1, caractérisé par le fait qu'il comporte un filtrage du signal incident par un filtre (FLT) centré sur une fréquence intermédiaire prédéterminée, de façon à obtenir ledit signal intermédiaire, par le fait que ladite fréquence de transposition est égale à ladite fréquence intermédiaire, et par le fait qu'on génère les raies fréquentielles d'étalonnage en entrée du filtre. 4-Procédé selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé par le fait qu'une fréquence courante d'analyse est égale à kFe/N, avec k variant de 0 à N-1, et Fe désigne la fréquence d'échantillonnage en entrée de la transformée de Fourier, et par le fait que dans la phase de réception, on multiplie la sortie k de la transformée de Fourier (FFT) par un produit complexe comportant l'inverse de l'amplitude correspondante et l'opposée de la phase correspondante calculées dans la phase d'étalonnage. 5-Procédé selon la revendication2, caractérisé par le fait qu'il comporte également une phase d'étalonnage supplémentaire du filtre comportant une détermination de la réponse en amplitude du filtre, et par le fait que dans la phase de réception du signal incident on corrige chacune des sorties de la transformée de Fourier (FFT) avec l'inverse de l'amplitude correspondante calculée dans la phase d'étalonnage et corrigée par ladite réponse en amplitude du filtre, et avec l'opposée de la phase correspondante calculée dans la phase d'étalonnage. 6-Procédé selon la revendication 5, caractérisé par le fait qu'une fréquence courante d'analyse est égale à kFe/N, avec k variant de 0 à N-1, et Fe désigne la fréquence d'échantillonnage en entrée de la transformée de Fourier, et par le fait que dans la phase de réception, on multiplie la sortie k de la transformée de Fourier par un produit complexe comportant l'opposée de la phase correspondante calculée dans la phase d'étalonnage et l'inverse de l'amplitude correspondante calculée dans la phase d'étalonnage et corrigée par la réponse en amplitude du filtre. 7-Procédé selon l'une des revendications précédentes, caractérisé par le fait que dans la phase d'étalonnage, on génère successivement les N signaux d'étalonnage avec un synthétiseur autonome (GEN). 8-Procédé selon la revendication 7, caractérisé par le fait que le signal incident est un signal de télévision numérique terrestre ou par câble. 9-Procédé selon l'une des revendications 1 à 6, caractérisé par le fait que dans la phase d'étalonnage on génère un signal d'étalonnage unique composé du spectre des N raies fréquentielles, à partir d'une transformée de Fourier inverse (FFTI) et d'une conversion numérique analogique (CNA). 10-Procédé selon l'une des revendications précédentes, caractérisé par le fait que la modulation est une modulation de type OFDM. 11-Dispositif de traitement d'un signal incident modulé selon une modulation sur N porteuses, comportant un étage de transposition de fréquence apte à recevoir un signal de transposition ayant une fréquence de transposition prédéterminée de façon à effectuer une transposition de fréquence d'un signal intermédiaire issu du signal incident sur deux voies de traitement en quadrature de phase, un étage de conversion analogique numérique du signal transposé et des moyens de démodulation par transformée de Fourier de taille N, caractérisé par le fait qu'il comporte des moyens de génération (GEN) aptes, lors d'une phase d'étalonnage, à générer en amont de l'étage de transposition de fréquence, N raies fréquentielles d'étalonnage ayant respectivement N fréquences d'étalonnage correspondant respectivement après transposition à N fréquences d'analyse en entrée de la transformée de Fourier, des moyens de calcul (MCL) aptes à calculer pour chaque fréquence d'analyse l'amplitude et la phase du point correspondant en sortie de la transformée de Fourier, et des moyens de correction (MCOR) aptes, lors d'une phase de réception, à corriger chacune des sorties de la transformée de Fourier au moins avec l'inverse de l'amplitude correspondante et l'opposée de la phase correspondante calculées par les moyens de calcul. 12- Dispositif selon la revendication 11, caractérisé par le fait que le signal incident comporte plusieurs canaux fréquentiels, par le fait que le signal intermédiaire est issu du signal incident sans transposition de fréquence préalable, et par le fait que ladite fréquence de transposition prédéterminée est égale à la fréquence centrale du canal désiré. 13- Dispositif selon la revendication 11, caractérisé par le fait qu'il comporte en outre un moyen de filtrage du signal incident centré sur une fréquence intermédiaire prédéterminée de façon à délivrer ledit signal intermédiaire, par le fait que ladite fréquence de transposition est égale à ladite fréquence intermédiaire, et par le fait que les moyens de génération génèrent les raies fréquentielles d'étalonnage en entrée du filtre. 14-Dispositif selon l'une des revendications 11 à 13, caractérisé par le fait qu'une fréquence courante d'analyse est égale à kFe/N, avec k variant de 0 à N-1, et Fe désigne la fréquence d'échantillonnage des moyens de transformée de Fourier (FFT), et par le fait que dans la phase de réception, les moyens de correction (MCOR) sont aptes à multiplier la sortie k de la transformée de Fourier par un produit complexe comportant l'inverse de l'amplitude correspondante et l'opposée de la phase correspondante calculées dans la phase d'étalonnage. 15-Dispositif selon la revendication 13, caractérisé par le fait qu'il comporte également des moyens d'étalonnage supplémentaire aptes lors d'une phase d'étalonnage supplémentaire du filtre (FBAW), à déterminer la réponse en amplitude du filtre, et par le fait que dans la phase de réception du signal incident les moyens de correction (MCOR) sont aptes à corriger chacune des sorties de la transformée de Fourier avec l'inverse de l'amplitude correspondante calculée dans la phase d'étalonnage et corrigée par ladite réponse en amplitude du filtre, et avec l'opposée de la phase correspondante calculée dans la phase d'étalonnage. 16-Dispositif selon la revendication 15, caractérisé par le fait qu'une fréquence courante d'analyse est égale à kFe/N, avec k variant de 0 à N-1, et Fe désigne la fréquence d'échantillonnage des moyens de transformée de Fourier (FFT), et par le fait que dans la phase de réception, les moyens de correction (MCOR) sont aptes à multiplier la sortie k de la transformée de Fourier par un produit complexe comportant l'opposée de la phase correspondante calculée dans la phase d'étalonnage et l'inverse de l'amplitude correspondante calculée dans la phase d'étalonnage et corrigée par la réponse en amplitude du filtre. 17-Dispositif selon la revendication 15 ou 16, caractérisé par le fait que le moyen de filtrage comporte un filtre du type à onde acoustique de volume (FBAW). 18-Dispositif selon l'une des revendications 11 à 17, caractérisé par le fait que les moyens de génération (GEN) comportent un synthétiseur analogique autonome apte à générer successivement les N signaux d'étalonnage. 19-Dispositif selon l'une des revendications 11 à 17, caractérisé par le fait que les moyens de génération comportent des moyens de transformée de Fourier inverse (FFTI) et un étage de conversion numérique analogique (CNA), de façon à générer un signal d'étalonnage unique composé du spectre des N raies fréquentielles. 20-Dispositif selon l'une des revendications 11 à 19, caractérisé par le fait que la modulation est une modulation de type OFDM. 21-Dispositif selon l'une des revendications 11 à 20, caractérisé par le fait qu'il est réalisé au sein d'un circuit intégré. 22-Récepteur de signaux de télévision numérique terrestre ou par câble, caractérisé par le fait qu'il incorpore un dispositif selon l'une des revendications 11 à 18, 20 ou 21. 23-Dispositif d'émission/réception d'un réseau local sans fil, caractérisé par le fait qu'il incorpore un dispositif selon l'une des revendications 11 à 17 ou 19 à 21.