Brevet FR2856154A1 — publié le 20041217

PROCEDE ET DISPOSITIF A ULTRASONS POUR L'ACQUISITION MULTILIGNE La présente invention est relative aux systèmes diagnostiques à ultrasons. 10 En particulier, la présente invention est relative à un procédé et un dispositif pour l'acquisition et le traitement de trains de données ultrasonores afin de réduire la largeur de bande des données sans nuire aux performances du conformateur de faisceau, et de partager la largeur de bande entre deux trains de données ou davantage, appartenant à des faisceaux différents lors d'une acquisition multiligne. La Fig. 3 représente une configuration typique d'un conformateur de faisceau de réception 200. Des signaux numérisés de voies sont appliqués à un certain nombre de dispositifs identiques (CIAS conformateurs de faisceaux) 202-206 de traitement de signaux, qui sont connectés les uns aux autres en un pipeline sommateur de faisceaux. Le CIAS 202 effectue une formation partielle de faisceau 20 des canaux 1 à 8. La somme partielle de faisceaux 208 est ensuite appliquée au CIAS 204 et est additionnée à la somme partielle de faisceaux des voies 9 à 18 dans le CIAS 204. Ce processus se poursuit jusqu'en bas du pipeline de sommation de faisceaux jusqu'à ce que la somme finale 210 de faisceaux sorte du dernier CIAS 206 de la chaîne. Pour un conformateur de faisceau à temporisation tel que le conformateur de faisceau de réception 200, les données peuvent d'une manière typique avoir une largeur de 20 bits et avoir un débit de données de 40 MHz par faisceau, c'est-à-dire une largeur de bande de données de 800 Mbit/s. Avec une réception simultanée de faisceaux parallèles, ou acquisition multiligne (AML), ce débit de données est 30 multiplié par le nombre de faisceaux parallèles. Le coût de l'infrastructure d'interconnexion dans le système à ultrasons augmente avec la largeur de bande de données, car il faut davantage de broches sur les circuits intégrés pour le traitement des signaux, davantage de broches sur les connecteurs de carte de circuit, ou une plus grande fréquence d'horloge des trajets de données. La Fig. 4 illustre le contenu des CIAS conformateurs partiels de faisceaux 202-206 de la Fig. 3. Une fréquence de données d'entrée (fréquence d'échantillonnage) de 40 MHz est supposée, bien que d'autres fréquences de données puissent être utilisées. Chaque voie 1-8 est traitée par l'intermédiaire d'un 5 conformateur de faisceau 212-216 par voie. Les conformateurs de faisceaux 212-216 par voie effectuent une conformation par voie des faisceaux (pondération d'amplitude à temporisation et éventuellement par voie). La sortie du sommateur de faisceaux 218, la somme partielle 208 de faisceaux, est ensuite amenée à passer par un filtre passe-bas antirepliement 220 qui 10 écrête les fréquences supérieures à 10 MHz, ce qui réduit la largeur de bande du signal. Les données délivrées par le filtre passe-bas anti-repliement 220 sont représentées sous la forme du train de données A 224, suivant une suite d'échantillons Ai A2 A3 A4 A5... etc. Un décimateur 222 réduit ensuite la fréquence des données en rejetant tout autre échantillon du train de données A 224 15 pour produire le train de données B 226, donnant la suite d'échantillons A1 X A3 X A4 X... etc. Les X du train de données B 226, et tous les trains de données ultérieurs évoqués ici, représentent des échantillons de données qui ont été rejetés. Le train de données B 226 est ensuite additionné par le sommateur 228 avec une entrée en cascade 230. L'entrée en cascade 230 peut être fournie par l'intermédiaire d'une ligne 20 à retard optionnelle 232 pour permettre une sommation avec un dispositif ultérieur. La ligne à retard 232 peut ne pas être nécessaire pour certaines architectures de conformateurs de faisceaux. Selon une autre possibilité, la fréquence d'écrêtage du filtre antirepliement 220 peut être de 20 MHz/n, la valeur de n étant de 1, 2, 3, 4....., ce qui permet une 25 fréquence de sortie de données de 40 MHz/n en rejetant (n-l) échantillons pour chaque échantillon retenu. Une valeur plus élevée de n se traduit par une plus grande diminution de la fréquence de données. Malheureusement, la fréquence maximale utilisable du conformateur de faisceau de réception 200 se trouve réduite d'un facteur n, par exemple, de 20 MHz à 20 MHz/n. On a donc besoin d'un système et d'un procédé d'acquisition de données avec une fréquence maximale non limitée à une moitié de la fréquence d'échantillonnage de données du train de sortie, qui résolvent les problèmes évoqués plus haut et d'autres précédemment rencontrés. Un procédé pour l'acquisition de données ultrasonores comprenant l'acquisition de signaux d'échos provenant d'une zone concernée, l'analyse des signaux d'échos afin de produire un premier train de données correspondant à un premier faisceau de réception, et la décimation du premier train de données en supprimant au moins deux échantillons de données consécutifs dans celui-ci pour former un premier train de données décimé. Un système à ultrasons comprenant un émetteur émettant des signaux ultrasonores vers une zone concernée, un récepteur recevant des signaux d'échos à partir de signaux ultrasonores émis, et un conformateur de faisceau traitant les signaux d'échos pour former simultanément un premier et un second trains de données correspondant à un premier et un 10 second faisceaux de réception différents. Le conformateur de faisceau comprend un décimateur supprimant au moins deux échantillons consécutifs de données d'au moins un des premier et second trains de données, et une sortie délivrant des informations reposant sur une sortie du décimateur. Un sous-système de décimation comprend une entrée recevant un premier train de 15 données composé d'échantillons de données. Le sous-système de décimation comprend en outre un premier décimateur recevant le premier train de données et supprimant dans celui-ci au moins deux échantillons consécutifs de données tout en laissant passer au moins deux échantillons consécutifs de données pour délivrer un sous-ensemble décimé du premier train de données. Un procédé d'acquisition de données ultrasonores comprend les étapes consistant à acquérir des signaux d'écho provenant d'une zone concernée, à produire un premier et un second trains de données correspondant à un premier et un second faisceaux de réception reposant sur les signaux d'écho, et à filtrer les premier et second trains de données pour former un premier et un second ensembles de données filtrées chevauchant partiellement des bandes 25 de fréquence. Le procédé comprend également la décimation des premier et second ensembles de données filtrées pour former un premier et un second ensembles de données décimées. Le procédé peut comprendre une étape consistant à répéter les étapes d'analyse et de décimation pour au moins quatre trains de données correspondant à quatre faisceaux de réception différents. Le système à ultrasons peut comprendre, en outre, une commande de 30 système identifiant ledit mode de bandes passantes. L'invention et nombre des avantages qui s'y attachent apparaîtront facilement plus clairement en référence à la description détaillée ciaprès, faite en considération des dessins annexés, sur lesquels: la Fig. 1 représente un schéma de principe d'un système à ultrasons formé selon une 35 forme de réalisation de la présente invention; la Fig. 2 représente un système à ultrasons formé selon une forme de réalisation de la présente invention; la Fig. 3 illustre une configuration typique d'un conformateur de faisceau de réception; la Fig. 4 illustre le contenu du CIAS conformateur partiel de faisceau de la Fig. 3; la Fig. 5 illustre le contenu d'un CIAS conformateur partiel de faisceau comprenant un filtre programmable anti-repliement (a-a) selon une forme de réalisation; la Fig. 6 illustre le multiplexage de deux trains de données en un seul train de données selon une forme de réalisation; et la Fig. 7 représente un démodulateur complexe utilisable dans le cadre des systèmes des figures 4 et 5 selon une forme de réalisation. La Fig. 1 représente un schéma de principe d'un système à ultrasons 100 formé selon une forme de réalisation de la présente invention. Le système à ultrasons 100 comprend un émetteur 102 qui commande une série d'éléments 104 présent dans un transducteur 106 afin d'émettre dans un corps des signaux ultrasonores pulsés. Diverses géométries sont utilisables. Les signaux ultrasonores sont rétrodiffusés à 20 partir de structures présentes dans le corps, par exemple des cellules sanguines ou des tissus musculaires, afin de produire des échos qui reviennent vers les éléments 104. Les échos sont reçus par un récepteur 108. Les échos reçus sont amenés à passer par un conformateur 110 de faisceau qui exécute une formation de faisceau et délivre un signal RF. Le signal RF passe ensuite par un processeur RF 112. Selon une autre 25 possibilité, le processeur RF 112 peut comporter un démodulateur complexe (non représenté) qui démodule le signal RF afin de former des paires de données IQ représentant les signaux d'écho. Les données de signaux RF ou IQ peuvent ensuite être acheminées directement jusqu'à une mémoire tampon RF/IQ 114 pour y être temporairement stockées. Une commande 120 de système commande le 30 fonctionnement des organes du système à ultrasons 100. Le système à ultrasons 100 comprend également en processeur 116 de signal pour traiter les informations ultrasonores acquises (c'est-à-dire des données de signaux RF ou des paires de données IQ) et constituer des trames d'informations ultrasonores à afficher sur un système d'affichage 118. Le processeur 1 16 est conçu 35 pour exécuter sur les informations ultrasonores acquises une ou plusieurs opérations de traitement selon une pluralité de modalités ultrasonores sélectionnables. Les informations ultrasonores acquises peuvent être traitées en temps réel pendant une session de balayage au fur et à mesure de la réception des signaux d'écho. En outre ou selon une autre possibilité, les informations ultrasonores peuvent être 5 temporairement stockées dans la mémoire tampon RF/IQ 114 pendant une session de balayage et peuvent être traitées plus rapidement qu'en temps réel lors d'une opération en direct ou en différé. Le système à ultrasons 100 peut acquérir en continu des informations ultrasonores à une cadence de trames qui dépasse 50 trames par seconde la 10 fréquence approximale de perception de l'oeil humain. Les informations ultrasonores acquises sont affichées sur le système d'affichage 118 à une fréquence de trames qui peut être différente de celle des données acquises. Une mémoire tampon 122 d'images est prévue pour stocker des trames traitées d'informations ultrasonores acquises non prévues pour être immédiatement affichées. De préférence, la mémoire 15 tampon 122 d'images a une capacité suffisante pour stocker l'équivalent d'au moins plusieurs secondes de trames d'informations ultrasonores. Les trames d'informations ultrasonores sont stockées de manière à faciliter leur extraction dans l'ordre ou la chronologie de leur acquisition. La mémoire tampon 122 d'images peut comporter n'importe quel support connu pour le stockage de données. La Fig. 2 représente un système à ultrasons formé selon une forme de réalisation de la présente invention. Le système comprend un transducteur 10 connecté à un émetteur 12 et un récepteur 14. Le transducteur 10 transmet des impulsions ultrasonores et reçoit des échos provenant de structures présentes à l'intérieur d'un volume à ultrasons balayé 16. Une mémoire 20 contient des données 25 ultrasonores provenant du récepteur 14, issues du volume à ultrasons balayé 16. Le volume 16 peut être obtenu par diverses techniques (par exemple le balayage en trois dimensions, l'imagerie tridimensionnelle en temps réel, le balayage de volume, le balayage en deux dimensions avec une série d'éléments comportant des capteurs de positionnement, le balayage à mains libres à l'aide d'une technique de corrélation de 30 voxels, des transducteurs à deux dimensions ou à matrice d'éléments, etc.). Le transducteur 10 est déplacé, par exemple sur un parcours linéaire ou arqué, tout en balayant une région concernée (ROI). En chaque position sur le trajet linéaire ou arqué, le transducteur 10 obtient des plans de balayage 18. Les plans de balayage 18 sont recueillis pour une épaisseur, par exemple à partir d'un groupe ou 35 d'un ensemble de plans de balayage adjacents 18. Les plans de balayage 18 sont stockés dans la mémoire, puis sont transmis à un convertisseur 42 de balayage de volume. Dans certaines formes de réalisation, le transducteur 10 peut obtenir des lignes au lieu des plans de balayage 18, et la mémoire 20 peut stocker des lignes obtenues par le transducteur 10 plutôt que les plans de balayage 18. Le convertisseur 5 20 de balayage de volume peut stocker des lignes obtenues par le transducteur 10 plutôt que les plans de balayage 18. Le convertisseur 42 de balayage de volume reçoit d'une entrée de commande 40 un réglage d'épaisseur de tranche qui identifie l'épaisseur d'une tranche à créer à partir des plans de balayage 18. Le convertisseur 42 de balayage de volume crée une tranche de données à partir de multiples plans de 10 balayage adjacents. Le nombre de plans de balayage adjacents 18 qui sont obtenus pour former chaque tranche de données dépend de l'épaisseur sélectionnée par l'entrée 40 de commande d'épaisseur de tranche. La tranche de données est stockée dans la mémoire 44 de tranches et est accessible à un processeur 46 de restitution de volume. Le processeur 46 de restitution de volume effectue une restitution de volume 15 sur la tranche de données. La sortie du processeur 46 de restitution de volume est transmise au processeur vidéo 50 et à l'écran d'affichage 67. La position de chaque échantillon de signal d'écho (voxel) est définie par rapport à la précision géométrique (c'est-à-dire la distance d'un voxel à un autre) et la réponse ultrasonore (et des valeurs obtenues à partir de la réponse ultrasonore). Les 20 réponses ultrasonores appropriées comprennent des valeurs d'échelle de gris, des valeurs de Doppler couleur et des informations d'angiographie ou de Doppler de puissance. La Fig. 5 représente le contenu d'un conformateur partiel de faisceau pour faisceau unique selon la présente invention. Le CIAS 250 comporte un filtre 25 programmable anti-repliement (a-a) 252. Les éléments correspondants aux éléments de la Fig. 4 sont désignés par les mêmes repères. Leur fonction est semblable à celle des explications antérieures concernant la Fig. 4 et ne sera donc pas examinée davantage. Le filtre aa 252 a une bande passante qui est une bande "passe-bas" 260, c'est-àdire à fréquence de 0 à 10 MHz, une bande passante intermédiaire 262 de 5 à 30 15 MHz ou une bande "passe-haut" 264 de 10 à 20 MHz. Le filtre a-a 252 permet trois modes de fonctionnement distincts pour le conformateur 110 de faisceau, avec une gamme de fréquences utilisable correspondant à la bande passante choisie du filtre a-a correspondant 252. Le train de données A 256 délivré par le filtre a-a 252 suit un ordre A1 A2 A3 A4 A5.. . etc. Un décimateur 254 fonctionne différemment pour les différents modes du filtre a-a 252. Pour les modes passe-bas 260 et passe-haut 264, le décimateur 254 décime un échantillon de données sur deux dans le train de données A 256 et délivre un train de données C 258 suivant un ordre A1 X A3 X A5 X... etc. 5 Mathématiquement, le train de données C 258 correspond à une multiplication du train de données [A1 A2 A3 A4 A5 A6...] par l'ordre [1 0 1 0 1 0 1 0 1 01 0...]. Le spectre de la forme d'onde qui en résulte a des composantes de fréquence centrées autour de 0 Hz et 20 MHz, aussi les spectres des signaux à filtrage a-a dans les modes à bande passe-bas 260 et bande passe-haut 264 ne se chevauchent-ils pas 10 après la décimation. Les spécialistes de la technique comprendront que toutes les informations présentes dans le signal à filtrage a-a (train de données A 256) seront entièrement préservées grâce à la décimation même pour le signal filtré à bande passe-haut 264. La Fig. 5 illustre le train de données applicable C 258 pour le mode correspondant à filtre a-a 252. Le train de données C 266 correspond au mode à 15 bande passe-bas 260 et le train de données C 270 correspond au mode à bande passehaut 264. Lorsque le filtre a-a 252 est dans le mode à bande passante intermédiaire 262, le filtre a-a 252 délivre le train de données A 256 suivant la configuration A1 A2 A3 A4 A5 A6 A7 A8 A9 A10..... etc. Le décimateur 254 laisse passer deux 20 échantillons de données consécutifs du train de données A 256 et décime deux échantillons de données consécutifs du train de données A 256. Par conséquent, le décimateur 254 délivre le train de données C 258 dans l'ordre A1 A2 X X A5 A6 X X A9 AO10... etc. Mathématiquement, le train de données C 258 correspond à la multiplication du train de données [A1 A2 A3 A4 A5 A6...] dans l'ordre [1 1 0 0 1 1 25 0 0 1 1 0 0 1 1 0 0...]. Le spectre de la forme d'onde qui en résulte a des composantes de fréquence centrées uniquement autour de 0 Hz et 10 MHz, aussi, même dans ce cas, les spectres des signaux à filtrage a-a ne se chevauchent-ils pas après la décimation. Les spécialistes de la technique comprendront que toutes les informations présentes dans le signal à filtrage a-a (train de données A 256) seront 30 entièrement préservées par l'intermédiaire du processus de décimation. La Fig. 5 illustre le train de données C 268 pour le mode correspondant à bande passante intermédiaire 262. D'après la description qui précède, il est clair que toute la gamme de fréquences de 0 à 20 MHz est maintenant couverte avec trois bandes de fréquence à 35 chevauchement avec une fréquence (réelle) de données de seulement 20 MHz. Bien que la Fig. 5 illustre une fréquence d'échantillonnage de 40 MHz, il doit être entendu qu'il est possible d'utiliser des fréquences d'échantillonnage autres que 40 MHz. Le fait de réduire par décimation la fréquence des données n'affecte pas le retard ni la phase des différents trains de données. Par conséquent, la décimation peut 5 être exécutée à n'importe quel stade du processus de formation de faisceau. Selon une autre possibilité, le filtre a-a 252 et le décimateur 254 peuvent être déplacés en amont dans le processus et peuvent être doublés en tant que partie du conformateur de faisceau par voie 212. La Fig. 6 illustre la manière dont les trains de données délivrés par deux 10 conformateurs partiels de faisceaux peuvent être multiplexés sous la forme d'un seul train de données de 40 MHz. Chaque conformateur partiel de faisceau 270 et 272 pour faisceau unique comprend une série de conformateurs de faisceaux par voie 212-216, par exemple pour 8 ou 16 voies. Le nombre de conformateurs de faisceaux par voie 212-216 dans chaque conformateur partiel de faisceau 270 et 272 pour 15 faisceau unique est déterminé par la configuration du matériel. Par conséquent, les conformateurs partiels de faisceaux 270 et 272 pour faisceau unique reçoivent des signaux via des voies comme évoqué précédemment à propos de la Fig. 4. Les conformateurs partiels de faisceaux 270 et 272 pour faisceau unique reçoivent cependant des signaux du même ensemble de voies et reçoivent d'une manière 20 typique des faisceaux différents dans l'espace. Les conformateurs partiels de faisceaux 270 et 272 pour faisceau unique délivrent respectivement le train de données A 276 et le train de données B 278. Le train de données A 276 suit un ordre Ai A2 A3 A4 A5 A6 A7 A8 A9 A10... etc. Le train de données B 278 suit un ordre Bl B2 B3 B4 B5 B6 B7 B8 B9 B10... etc. Les fonctions du filtre a-a 252 et du décimateur 254 restent les mêmes que celles évoquées précédemment pour la Fig. 5 et elles ont été illustrées sur la Fig. 6 sous la forme filtre a-adécimateurs 282 et 284. Une ligne 280 de sélection de mode applique un signal d'entrée aux filtres a-a/décimateurs 282 et 284 à partir de la commande 120 de système qui sélectionne le mode de bande passante, c'està-dire la 30 bande passe-bas 260, la bande passante intermédiaire 262 ou la bande passe-haut 264. Le signal d'entrée indique au système à ultrasons 100 quelle bande doit servir pour un faisceau donné. Si la bande passe-bas 260 ou la bande passe-haut 264 est sélectionnée, les trains de données C 286 et D 288 suivent les modèles: C = Ai X A3 X A5 X A7 X 35 A9 X... etc.,etD=B1 XB3XB5X B7XB9X... etc. Les trains de données C 286 et D 288 sont appliqués à un multiplexeur/PEPS 290. Le multiplexeur/PEPS 290 multiplexe les deux signaux d'entrée et délivre le train de données E 292, lequel suit le modèle Ai B1 A3 B3 A5 B5 A7 B7 A9 B9... etc. Si le mode à bande passante intermédiaire 262 est sélectionné, les trains de 5 données C 286 et D 288 suivent les ordres: C = A1 A2 X X A5 A6 X X A9 A10... etc., et D = B1 B2 X X B5 B6 X X B9 BO10... etc. Les trains de données C 286 et D 288 sont appliqués au multiplexeur/PEPS 290, qui multiplexe les deux entrées et délivre le train de données E 292, qui suit l'ordre E = A1 A2 B1 B2 A5 A6 B5 B6 A9 A10O... etc. Les trains de données A 276, B 278, C 286, D 288 et E 292 pour le mode 10 à bande passante intermédiaire 262 sont représentés pour plus de clarté sur la Fig. 6. Il doit être entendu qu'il existe d'autres formes de multiplexage qui assurent une fonction équivalente, le train de données E 292 pouvant par exemple se présenter sous la forme E = A1 B1 A2 B2 A5 B5 A6 B6 A9 B9 A10 B10... etc. Le train de données E 292 est envoyé au sommateur 228 qui additionne le 15 train de données E 292 avec l'entrée en cascade 230. Comme évoqué précédemment, la ligne à retard 232 est optionnelle. Ordinairement, un seul CIAS 274 peut être utilisé pour assurer la fonction d'un ou plusieurs des conformateurs partiels de faisceaux 270- 272 pour faisceau unique, filtre a-a/décimateurs 282-284 et multiplexeur/PEPS 290. La topologie complète du conformateur de faisceau pour 20 plusieurs faisceaux comprend une pluralité de conformateurs partiels de faisceaux 270-272, ou les CIAS 274, en cascade, connectés entre eux avec un seul train de données de 40 MHz, de la même manière qu'illustré sur la Fig. 3, c'est-à-dire en utilisant un seul train de données connectant les conformateurs partiels de faisceaux 270-272 ou les CIAS 274. Par conséquent, une réduction d'un facteur 2 de la 25 fréquence des données d'interconnexion entre les conformateurs partiels de faisceaux 270-272 ou les CIAS 274, peut être réalisée sans nuire à la gamme de fréquences de fonctionnement du conformateur de faisceau 110, car deux (ou N) conformateurs partiels de faisceaux 270-272 pour faisceau unique ou CIAS 274, ayant chacun une fréquence de données de 20 MHz, peuvent être multiplexés sous la forme du train de 30 données de sortie de 40 MHz. La Fig. 7 représente un démodulateur complexe 300 utilisable dans le cadre des systèmes des figures 5 et 6. Le démodulateur complexe 300 peut être inclus dans le processeur RF 112. Les trains de données de sortie 308 de somme de faisceaux délivrés par le dernier conformateur partiel de faisceau de la topologie en cascade sont appliqués au multiplicateur 304, par exemple sous la forme du train de données C 258 (Fig. 5) ou du train de données E 292 (Fig. 6). Dans le cas de la bande passe-bas 260 ou de la bande passe-haut 264, une démodulation de données peut se faire de la manière suivante. Le train de données 5 d'entrée 308 peut être constitué par des données de bande de passe-bas 260 ou de bande passe-haut 264 et comporte des échantillons de données appartenant aux trains de données C 286 et D 288 (Fig. 6). Une table 302 de mémoire vive fournit à un multiplicateur 304 une forme d'onde de démodulation dépendant du temps. Par exemple, la forme d'onde peut être M = exp(-j*2*pi*f*k/fs/2), k = 0, 1, 2, ..., o une 10 fréquence de démodulation constante f et une amplitude de démodulation de 1 ont été supposées pour plus de simplicité. La fréquence d'échantillonnage fs est de 40 MHz et k est l'indice de temps de fonctionnement. Par conséquent, on suppose que le train de données de démodulation souhaité pour le train de données décimé C 286 est Mcl Mc2 Mc3 Mc4, et que le train de données de démodulation souhaité pour le train de 15 données D 288 est Mdl Md2 Md3 Md4. Le multiplicateur 304 entrelace M, entré à partir de la table 302 de mémoire vive, avec les trains de données C 286 et D 288 et délivre des trains de données F 314, o F = Mcl Mdl Mc2 Md2 Mc3 Md3 Mc4 Md4 etc. Le train de données F 314 est filtré par un filtre FIR 306, d'une manière 20 typique avec des coefficients réels. Pour plus de simplicité, on suppose que la réponse impulsionnelle souhaitée du filtre FIR 306 est la même pour les deux trains de données, par exemple hl h2 h3 h4..., h(N). Les opérations souhaitées du démodulateur sont donc, dans ce cas, c = h conv (C*Mc) et d = h conv (D*Md), o "conv" signifie "en convolution avec". En sélectionnant les coefficients du filtre FIR 25 306 comme réponse impulsionnelle souhaitée entrelacée avec des zéros, H = { hl 0 h2 0 h3 0.. . h(N)}, un spécialiste de la technique comprendra que le train de données de démodulation de sortie G 310 devient alors, si cela est souhaitable, G = cl dl c2 d2 c2 d3 c3 d3... etc. Ce qui suit s'applique si le train de données d'entrée 308 de somme de 30 faisceaux est constitué par les données de bande passante intermédiaire 262, par exemple le train de données C 268 (Fig. 5). Mathématiquement, une démodulation peut se faire en insérant deux échantillons constitués par des zéros entre les paires d'échantillons de la bande passante intermédiaire 262, de façon que le train de données d'entrée 308 puisse être représenté par Cz = A1 A2 0 0 A5 A6 0 0 A9 A10 0 35 0... etc. La table 302 de mémoire vive fournit au multiplicateur le signal complexe Il dépendant du temps, par exemple Mz = exp(-j*2*pi*f*k/fs), k = 0, 1, 2, ... , o une fréquence de démodulation constante f et une amplitude de démodulation de 1 ont été supposées pour plus de simplicité. La forme d'onde de démodulation Mz a été échantillonnée à la fréquence d'échantillonnage d'origine, telle que fs = 40 MHz. Le 5 train de données F 314 délivré par le multiplicateur 304 est ensuite filtré par le filtre FIR 306 avec les coefficients voulus {h(k)}, k = 1, 2, 3, ... N. Le signal de sortie du filtre est décimé par deux en rejetant un échantillon sur deux pour donner une fréquence de sortie de données qui est la même que la fréquence de données d'entrée de 20 MHz. Le train G 310 de données de démodulation de sortie à 20 MHz sera G = 10 gl g2 g3 g4 g5... On peut noter, dans l'exemple ci-dessus, qu'une moitié des échantillons de la séquence Mz*Cz (ou train de données F 314) sont des zéros qui ne contribuent pas à la somme de la sortie. De plus, comme la largeur de bande du train de données d'entrée 308 est limitée à 10 MHz, la fréquence d'échantillonnage de la sortie de 15 données complexe peut être réduite à 10 MHz sans perte d'informations. Par conséquent, une autre séquence de démodulation possible nécessitant seulement la moitié de la fréquence de données dans le filtre FIR 306/multiplicateur 304 peut être réalisée même si le train de données d'entrée 308 de somme de faisceaux est constitué par des données de la bande passante intermédiaire 262. Le 20 train de données d'entrée 308 peut être représenté par Cz = A1 A2 A5 A6 A9 AO10... etc. Le train de données d'entrée 308 est appliqué à une fréquence de 20MHz. Le multiplicateur 304 entrelace le train de données d'entrée 308 et les échantillons de Mz à partir de la table 302 de mémoire vive correspondent aux échantillons de Cz différents de zéro, à savoir {Mz(k)}, k = 1, 2, 5, 6, 9, 10, ... etc. Le filtre FIR 306 filtre le train de données F 314 avec un ensemble de coefficients qui est différent de l'indice de temps à numéros impairs et pairs. Si, pour simplifier, on suppose que N = 4*m-2, o m est un entier, les coefficients d'échantillons impairs sont {ho} = {hi h2 h5 h6 h9 hlO0... h(N-1) h(N) }, et, pour les échantillons pairs, sont {he} = {0 h3 h4 h7 h8 hll... h(N-2) 0}. Ainsi, les 30 coefficients du filtre FIR 306 vont et viennent entre {ho} et {he} pour un échantillon sur deux. La sortie devient G = gl g2 g3 g4 g5... comme dans l'exemple précédent. Si la fréquence de sortie est limitée à 10 MHz, on peut éviter la complication de l'utilisation de coefficients dépendant du temps. Il est alors possible de n'utiliser qu'un seul ensemble de coefficients, par exemple {ho}, et de n'utiliser que les 35 données à numéros impairs délivrées par le filtre FIR 306. Les échantillons pairs doivent être rejetés par le décimateur 312, aussi la sortie devient-elle G = gl x g3 x g5 x... L'exemple ci-après illustre la démodulation de données multiplexées de la bande passante intermédiaire 262, par exemple le train de données E 292 (Fig. 6), 5 dans lequel les données sont entrelacées deux par deux comme évoqué précédemment. Pour simplifier, on supposera que la forme d'onde de démodulation souhaitée pour le train de données C 286 est Mcl Mc2 Mc3 Mc4. etc., et que la forme d'onde de démodulation souhaitée pour le train de données D 288 est Mdl Md2 Md3 Md4... etc. Cependant, on suppose que la réponse impulsionnelle voulue 10 du filtre FIR 306, {hl h2 h3 h4..., h(N)} est la même pour les deux trains de données C 286 et D 288. Autrement dit, les opérations souhaitées sont c = h conv (C*Mc) et d = h conv (D*Md), o conv signifie "en convolution avec"...DTD: On obtiendra une démodulation complexe en faisant de M une version à entrelacement des trains de données C 286 et D 288, en prenant deux échantillons de 15 chacun à la fois, M = Mcl Mc2 Mdl Md2 Mc3 Mc4 Md3 Md4.. . etc., et en sélectionnant les coefficients du filtre FIR 306 comme réponse impulsionnelle voulue entrelacée avec des zéros. Si on suppose une fréquence de sortie de 10 MHz (décimation par deux à la sortie), un seul ensemble de coefficients est nécessaire. Ces coefficients deviennent Ho = { ho(1) ho(2) 0 0 ho(3) ho(4) 0 0 ho(5) ho(6) 0 0... 20 ho(N-1) ho(N) )}. Le train de données de démodulation G 310 délivré par le filtre FIR 306 sera {x cl x dl x c3 x d3 x c5 x d5 x c7 x d3...}. Pour plus de clarté, x signifie qu'un échantillon de données est rejeté par le décimateur 312, et les données de sortie sont {cl c3 c5...} et {dl d3 d5.. .} et G = cl dl c3 d3 c5 d5 c7 d3... etc. Il faut souligner que les trains de données C 258 (Fig. 5) et E 292 (Fig. 6) 25 peuvent être envoyés à un démodulateur complexe commun, par exemple le démodulateur complexe représenté sur la Fig. 7. Par conséquent, le même filtre FIR 306 peut être utilisé pour des trains de données dont un échantillon de données sur deux est supprimé, et pour des trains de données dont deux échantillons de données consécutifs ou davantage sont supprimés, en modifiant les coefficients du filtre FIR 30 306 par l'intermédiaire du logiciel, sans aucune modification du matériel dans le conformateur de faisceau 110. Ainsi, en utilisant le système de décimation et de multiplexage illustré sur les figures 5 et 6, à savoir en décimant au moins deux échantillons de données consécutifs, on peut obtenir une largeur de bande supplémentaire (bande passante 35 intermédiaire 262 de 5 à 15 MHz), ou une fréquence d'échantillonnage de données de un quart à trois-quarts de la fréquence d'échantillonnage de données après décimation. Par conséquent, la gamme maximale utilisable de fréquences du conformateur de faisceau dans un mode à décimation peut être étendue tout en maintenant par exemple à 20 MHz la fréquence des données. Comme des bandes de 5 fréquence à chevauchement peuvent être obtenues, les performances de réalisation d'images des transducteurs 10 à fréquence centrale proche de 10 MHz sont améliorées. Comme indiqué précédemment, des transducteurs 10 ayant d'autres fréquences centrales peuvent aussi être utilisés et améliorer la qualité de l'image. PROCEDE ET DISPOSITIF A ULTRASONS POUR L'ACQUISITION MULTILIGNE NOMENCLATURE Transducteur 12 Emetteur 14 Récepteur 16 Volume à ultrasons 18 Plans de balayage 20 Mémoire 40 Entrée de commande 42 Convertisseur de balayage de volume 44 Mémoire de tranches 46 Processeur de restitution de volume 50 Processeur vidéo 67 Ecran d'affichage 100 Système à ultrasons 102 Emetteur 104 Eléments 106 Transducteur 108 Récepteur 110 Conformateur de faisceau 112 Processeur RF 114 Processeur RF/tampon IQ 116 Processeur 118 Ecran d'affichage du système 120 Commande du système 122 Mémoire tampon d'images 200 Conformateur de faisceau de réception 202 CIAS de conformateur partiel de faisceau 204 CIAS de conformateur partiel de faisceau 206 CIAS de conformateur partiel de faisceau 208 Somme partielle de faisceaux 210 Somme finale de faisceaux 212 Conformateur de faisceau par voie 216 Conformateur de faisceau par voie 218 Sommateur de faisceau 220 Filtre anti-repliement 222 Décimateur 224 Train de données A 226 Train de données B 228 Sommateur 230 Entrée en cascade 232 Ligne à retard 250 CIAS 252 Filtre a-a 254 Décimateur 256 Train de données A 258 Train de données C 260 Filtre à bande passe-bas 262 Filtre à bande passante intermédiaire 264 Filtre à bande passe-haut 266 Train de données B 266 Train de données C 268 Train de données C 270 Train de données C 270 Conformateur partiel de faisceau pour faisceau unique 272 Conformateur de faisceau 274 CIAS unique 276 Train de données A 278 Train de données B 280 Ligne de sélection de mode 282 Filtre a-a/décimateur 284 Filtre a-a/décimateur 286 Train de données C 288 Train de données D 290 MUX/PEPS 292 Train de données E 300 Démodulateur complexe 302 Table de mémoire vive 304 Multiplicateur 306 Filtre FIR 308 Train de données de sortie de somme de faisceaux 310 Train de données G 312 Décimateur 314 Train de données F REVENDICATIONS 1. Procédé d'acquisition de données d'ultrasons, caractérisé en ce qu'il comprend les étapes consistant à: acquérir des signaux d'écho à partir d'une zone concernée; analyser lesdits signaux d'écho afin de produire un premier train de données (276) correspondant à un premier faisceau de réception; et décimer ledit premier train de données (276) en laissant passer au moins deux échantillons de données consécutifs et en supprimant au moins deux autres 10 échantillons de données de celui-ci afin de former un premier train de données décimé (286). 2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend en outre les étapes consistant à: analyser lesdits signaux d'écho afin de produire un second train de données (278) correspondant à un second faisceau de réception qui est différent, spatialement, dudit premier faisceau de réception; et multiplexer l'un avec l'autre lesdits premier et second trains de données (276, 278). 3. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend en outre les étapes consistant à: analyser lesdits signaux d'écho afin de produire un second train de données (278) correspondant à un second faisceau de réception qui est spatialement différent 25 dudit premier faisceau de réception; et décimer ledit second train de données (278) en laissant passer au moins deux échantillons de données consécutifs et en supprimant de celui-ci au moins deux autres échantillons de données afin de former un second train de données décimé (288). 4. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend en outre les étapes consistant à: analyser lesdits signaux d'écho afin de produire un second train de données (278) correspondant à un second faisceau de réception qui est spatialement différent 35 dudit premier faisceau de réception; et décimer ledit second train de données (278) pour laisser passer au moins deux échantillons consécutifs de données qui sont alignés dans le temps avec lesdits deux autres échantillons de données supprimés dudit premier train de données (276). 5. Procédé selon la revendication 1, comprenant l'étape consistant à répéter lesdites étapes d'analyse et de décimation pour au moins quatre trains de données (276, 278) correspondant à quatre faisceaux de réception différents. 6. Système à ultrasons (100), caractérisé en ce qu'il comprend: un émetteur (102) destiné à émettre vers une zone concernée des signaux ultrasonores; un récepteur (108) destiné à recevoir des signaux d'écho provenant de signaux ultrasonores émis; un conformateur (110) de faisceau traitant lesdits signaux d'écho pour 15 former simultanément un premier et un second trains de données (276, 278) correspondant à des premier et second faisceaux de réception différents, ledit conformateur de faisceau comportant au moins un décimateur (254) servant à supprimer des échantillons de données desdits premier et second trains de données (276, 278), ledit au moins un décimateur supprimant un nombre différent desdits 20 échantillons consécutifs de données suivant un mode de bande passante; et une sortie pour délivrer des informations reposant sur un signal de sortie dudit décimateur (254). 7. Système à ultrasons (100) selon la revendication 6, caractérisé en ce que 25 ledit conformateur (110) de faisceau comporte en outre un multiplexeur (290) servant à combiner lesdits premier et second trains de données (276, 278). 8. Système à ultrasons (100) selon la revendication 6, comprenant en outre au moins deux processeurs (270, 272) recevant et divisant lesdits signaux d'écho 30 provenant dudit récepteur (108) pour créer lesdits premier et second trains de données (276, 278), lesdits premier et second faisceaux de réception étant spatialement différents par rapport audit récepteur (108). 9. Système à ultrasons (100) selon la revendication 6, caractérisé en ce qu'il 35 comprend en outre un filtre anti-repliement (252) laissant passer des données suivant ledit mode de bande passante, ledit mode de bande passante étant à bande passe-bas (260), bande passante intermédiaire (262) ou bande passe-haut (264). 10. Système à ultrasons (100) selon la revendication 6, caractérisé en ce 5 qu'il comprend en outre une commande (120) de système identifiant ledit mode de bande passante.