Brevet FR2846430A1 — publié le 20040430

F 6f.7 L'invention concerne un radar et plus particulièrement, bien que non exclusivement, un radar utilisé dans un projectile ou sous projectile à guidage terminal (TGSM) opérant en mode acquisition et en mode poursuite. La nécessité d'améliorer les performances d'un radar à impulsions non-cohérent est apparue en vue de la détection et de la poursuite de cibles, telles que des véhicules blindés ou poids lourds, sur un fond de parasites ou brouilleurs appelé "clutter" en langage anglosaxon. En conséquence, il est prévu un radar comportant des moyens 10 d'émission d'impulsions radar en groupes successifs et de réception des échos correspondants, les impulsions dans chaque groupe étant émises selon une séquence monotone respective de fréquences, chaque séquence étant différente d'au moins une autre séquence, des moyens de transformation pour déduire desdits échos une pluralité de signaux de transformation 15 représentant une distribution de paires de diffuseurs, comprenant une cible et/ou un parasite "clutter", en fonction de leur distance différentielle, des moyens de classement desdits échos selon une séquence monotone unique desdites fréquences émises avant que ceux-ci ne soient transmis auxdits moyens de transformation, et des moyens de comparaison du niveau 20 d'énergie dans une cellule ou un groupe de cellules de distance différentielle avec un niveau de seuil de façon à permettre la détection d'une cible. Un radar selon la présente invention, dans lequel des impulsions sont émises selon des séquences monotones respectives de fréquences, est avantageux dans la mesure ou il procure une protection 25 efficace vis-àvis des contre-mesures électroniques. Selon un mode de réalisation de l'invention, les fréquences de chaque séquence sont intercalées avec les fréquences d'une autre séquence et, en particulier, les fréquences de chaque séquence peuvent être intercalées avec les fréquences de la séquence immédiatement précédente 30 et/ou suivante. Un paquet de séquences intercalées (contenant, par exemple, 2N fréquences) peut être répété un nombre M de fois par exemple, un nombre total d'impulsions 2NxM étant émis. Au contraire, chaque fréquence peut être transmise M fois successivement ou chaque séquence peut être transmise successivement M fois. Les fréquences à partir desquelles les séquences sont formées 5 peuvent être également espacées et les séquences monotones peuvent être croissantes, ou décroissantes, ou un mélange des deux. L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description et des dessins ci-après relatifs à des modes de réalisation particuliers donnés à titre d'exemple non limitatif et dans lesquels: - la figure 1 représente une variation par degré, ou en marche d'escalier, de la fréquence d'émission en fonction du temps, - la figure 2 représente une variation du niveau d'énergie détecté par un récepteur radar en fonction de la fréquence, - la figure 3 représente une représentation graphique d'une paire de 15 diffuseurs dans le domaine des distances différentielles, - les figures 4a et 4b représentent respectivement des représentations théoriques de spectres purs de diffuseurs parasites de "clutter" et de diffuseurs cibles, - la figure 4c représente le spectre pur d'un diffuseur cible ponctuelle, 20 - la figure 4d montre une représentation théorique (idéalisée) d'un spectre hybride obtenu à partir d'un diffuseur cible ponctuelle et d'un ensemble distribué de diffuseurs parasites de "clutter", - la figure 5 représente le spectre hybride après "blanchiment", - la figure 6 représente un radar sous forme de schéma bloc, - la figure 7 représente un faisceau d'antenne balayé en azimut, la figure 8 représente la variation d'une amélioration du rapport t signal à bruit parasite "clutter" en fonction de l'angle de balayage azimutal f et - les figures 9a et 9b représentent différents modèles de balayage. 30 Dans une application, on considère que le radar conforme à la présente invention est monté à bord d'un véhicule aéroporté, par exemple un projectile ou sous-projectile à guidage terminal (TGSM) opérant en mode d'acquisition et en mode poursuite pour respectivement détecter et ralier 5 des cibles telles que des véhicules blindés ou poids lourds déployés sur le sol. Le radar est conçu pour exploiter les différentes dispositions spatiales et les configurations de diffuseurs comprenant les cibles et les parasites de "clutter" respectivement, à l'intérieur de la zone illuminée par 10 une impulsion radar. Dans ce but, le radar exploite un effet, lequel peut être compris en considérant premièrement un exemple simplifié dans lequel un radar non cohérent illumine une paire de diffuseurs espacés l'un de l'autre en distance selon un espacement r ci-après désigné comme distance différentielle. La fréquence radar f est balayée par degré ou selon des 15 marches d'escalier sur un domaine de fréquence F, la fréquence de 2N paquets successifs de M impulsions étant incrémentée par degrés de F Sif = 2NS ainsi qu'illustré en figure 1. Lorsque la fréquence est balayée de la manière précitée, alors la phase relative des échos de deux diffuseurs varie en provoquant une 20 variation oscillatoire de l'énergie des impulsions d'échos issues de diffuseurs détectés au niveau du récepteur en fonction de la fréquence, ainsi que représenté en figure 2. Une analyse en fréquence des échos, par exemple une transformée de Fourier discrète (DFT) des échos, produit une représentation graphique de la paire dans 2N cellules dans le domaine des 25 distances différentielles. Ainsi, dans l'exemple décrit une "ligne" est produite dans les cellules plus ou moins nr correspondant à la distance différentielle r ainsi que représenté en figure 3, et les cellules d'ordre plus ou moins N correspondent à la distance différentielle R maximum mesurable, laquelle est reliée à la bande passante B du radar par 30 l'expression: R = 2B Equation 1 dans laquelle c est la vitesse de propagation de la lumière. De manière générale, les cibles ou les parasites de clutter consistent en une distribution d'ensemble de diffuseurs et produit une distribution d'énergie dans le domaine de distance différentielle, ci-après 5 désignée comme le spectre. Le spectre obtenu à partir du parasite de "clutter", dont les diffuseurs sont supposés être distribués uniformément sur la totalité de la tache illuminée par l'impulsion radar, est relativement large ainsi que représenté en figure 4a, alors qu'une cible, par exemple un véhicule blindé ou poids lourd, lequel est confiné à une région d'espace 10 relativement petite, produit un spectre plus étroit de la forme représentée en figure 4b. On comprendra que les signaux de sortie de la transformée de Fourier discrète DFT consistent en 2N échantillons bien que, à titre de simplification, les enveloppes de spectres sont représentées de manière continue. Ces spectres, lesquels sont désignés ciaprès comme spectres purs, 15 sont produits par des échos de plusieurs paires de diffuseurs, chaque paire consistant respectivement en deux diffuseurs cibles ou deux diffuseurs parasites "clutter". Il est également possible cependant d'obtenir un spectre hybride d à des paires consistant chacune en un diffuseur cible et un diffuseur parasite "clutter". Le seul parasite "clutter" dans ces différents 20 spectres consiste en des échos de paires multiples de diffuseurs ayant une dispersion de distance différentielle, cette dispersion étant approximativement 2F, la résolution en distance différentielle du système. Un spectre hybride peut être compris en considérant en premier l'effet d'échos d'un diffuseur cible ponctuelle stationnaire 25 interférant avec les échos d'un ensemble de diffuseurs de parasites "clutter" distribués uniformément sur les cellules de distance. Dans ces circonstances, le spectre pur, d aux diffuseurs de cibles, présente la forme représentée en figure 4c, alors que le spectre pur d aux diffuseurs de parasites "clutter" présente la forme représentée en figure 4a. Dans le cas o la distance différentielle entre le diffuseur de cible et le bord le plus proche de la cellule distance (à la cible) correspond à la cellule d'ordre nn dans le spectre hybride et dans le cas o la distance différentielle entre le diffuseur de cible et l'autre bord de la cellule distance correspond à la cellule distance d'ordre nf dans le spectre hybride, de façon que nn le spectre hybride pour une cible étendue apparaît plus complexe. En pratique, un spectre observé comporte généralement un mélange à la fois de spectre pur et de spectre hybride et une ligne individuelle peut comporter des contributions de différentes combinaisons 10 de paires, c'est-à-dire cible/cible; parasite "clutter"/parasite "clutter" parasite "clutter"/cible. On comprendra que le spectre ainsi obtenu représente en fait la fonction d'auto-corrélation de la distribution en distance des diffuseurs individuels illuminés par le radar. Les deux lignes spectrales représentées en figure 3 sont réputées identiques pour des valeurs positive et négative de distance différentielle. Ceci est également vrai pour des échos radars traités ainsi que décrit pour autant que les spectres représentés en figure 4 soient symétriques par rapport à la ligne centrale (distance différentielle nulle). 20 Cependant, il est également connu que cette technique peut être apliquée aux radars de poursuite et lors de l'utilisation d'une antenne monopulse alimentant un canal d'antenne monopulse mono ou bi-dimensionnelle en conjonction avec le traitement de quadrature de phase de signaux rf, on a constaté que la voie monopulse différence (ci-après désignée 25 comme la voie A) fournit naturellement des lignes qui sont en général d'amplitude différente dans les cellules + r n et - nr respectivement. Les décalages angulaires de la ligne de visée de l'antenne monopulse de diffuseurs présumés dans la tache illuminée par une impulsion radar peuvent être obtenus à partir du rapport des amplitudes de ligne de la voie 30 monopulse différence et des amplitudes de ligne équivalente de la voie monopuise somme (ci-après désignée la voie E). Des détails de ce mode opératoire ne sont pas pertinents relativement à l'invention décrite ici, dans la mesure o les présents modes de réalisation sont plutôt relatifs à la manipulation des spectres qu'à des améliorations de la technique de poursuite classique. En pratique, il est vraisemblable qu'une cible se déplace par rapport aux parasites de "clutter" avec une vitesse relative, laquelle comprend une composante en direction du radar. Bien que le spectre pur reste inchangé dans ces circonstances, le spectre hybride peut subir une modification. Dans le cas par exemple o un diffuseur cible ponctuelle se déplace en s'éloignant ou en se rapprochant en distance avec une vitesse realtive v alors pendant un intervalle de temps T, pris pour effectuer un balayage de fréquence f sur le domaine de fréquence F, la distance différentielle d'une paire de diffuseurs contribuant au spectre hybride varie 15 d'une quantité +vT ou -vT, fonction du sens du mouvement relatif. Sur la période de balayage, les phases relatives des échos de cette paire varie d'une quantité: p,.AEv ( + F et puisque de manière générale F " f: 4IYf T v Equation 2 L'effet du mouvement de la cible dans la direction de distance est tel qu'un diffuseur cible s'approche de certains diffuseurs de parasites 25 clutter dans la cellule de distance et s'éloigne des autres. Dans ces circonstances, les composantes de ligne dans les cellules en dessous de la cellule nn se séparent: les composantes dues aux diffuseurs de parasites "clutter" en éloignement se déplaçant dans un sens selon l'axe de distance différentielle du spectre et les composantes dues 30 aux diffuseurs de parasites "clutter" en rapprochement se déplaçant dans le sens opposé. Au contraire, les composantes des lignes des cellules comprises entre n et nf se décalent dans le même sens, dépendant de la direction de cF mouvement relatif de la cible. Une vitesse critique vc =fT correspondant à une variation de phase de 4N r peut être mise en évidence, laquelle maintient le spectre en position d'origine (v = 0), ainsi que représenté en figure 4d. Pour des vitesses intermédiaires, le spectre hybride, de manière générale, est brouillé. La variation de forme du spectre hybride est décrite en détail dans la demande de brevet britannique correspondante no 8517564. Même dans le cas o les échos de diffuseurs de parasites 10 "clutter" sont faibles par rapport avec les échos de diffuseurs de cible, le spectre hybride peut cependant influencer de manière significative la forme du spectre composite, lequel comporte les contributions des spectres purs et hybrides. Dans certaines applications, le spectre composite est utilisé pour la détection et l'identification de cible sur un fond de parasite 15 "clutter". La variabilité du spectre hybride avec la vitesse relative de la cible, v, peut gêner la détection d'une cible. Selon l'invention, cette variabilité peut être réduite en transmettant les 2NM impulsions selon une succession de séquences monotones de fréquences, les échos étant alors réordonnés selon une séquence monotone unique de fréquence, préalable20 ment à l'analyse fréquentielle. La forme du spectre pur est préservée; cependant, pourvu que la vitesse relative des diffuseurs de cible et de "clutter" ait au moins la valeur &v = 2 correspondant à une variation de 2f'r phase 4 2 e, nécessaire pour résoudre un décalage de la position d'une ligne spectrale, l'effet du séquencement est de "blanchir" le spectre hybride 25 ainsi que représenté en figure 5, et de réduire son influence dans le spectre composite. Ainsi, si T = 12,8ms et fr94 GHz, le "blanchiment" se produit pour des vitesses relatives supérieures à t 0,125ms 1. On comprendra que puisque les spectres sont engendrés sur la base d'un échantillonnage limité, les lignes individuelles contribuant aux spectres hybrides nominalement 30 plats produits par la procédure de séquencement seront sujettes à des fluctuations autour d'une moyenne constante. L'utilisation d'une sélection adaptée de séquences monotones peut cependant réduire de telles fluctuations. La figure 6 représente un mode d'exécution de la procédure précédemment décrite. Le système représenté comporte un oscillateur variable commandé 10 couplé à un duplexeur Il par l'intermédiaire d'un circuit de modulation d'impulsion 12. L'oscillateur comporte une tension de 5 commande Vf obtenue à partir d'un circuit de commande 13 et permettant de choisir une fréquence d'émission appropriée. Pendant chaque cycle d'émission, le duplexeur émet un nombre total M d'impulsions, par exemple 16, pour chacune des 2N (par exemple 16) des fréquences incrémentées par degré (fi, f2 f3 f2N) le circuit de 10 commande 13 étant adapté pour sélectionner des fréquences d'émission selon une succession choisie de fréquences monotones, les suivantes étant données à titre de seul exemple non limitatif: (a) une première séquence monotone (1) comprend les fréquences alternées fi, f3...f2N-1 et une seconde séquence monotone (II) comprend les 15 fréquences restantes f29 f4. f2N. Ces séquences intercalées (1) et (II) peuvent être répétées alternativement M fois jusqu'à ce qu'un total de 2NM impulsions ait été émis. Au contraire, M impulsions pourraient émises successivement à chacune des 2N fréquences ou selon un autre exemple, chacune des 20 séquences (I) et (II) pourrait être transmise M fois successivement. (b) Trois séquences intercalées peuvent être utilisées, une première séquence (1) comprenant les fréquences fun f4 i f2Ns une deuxième séquence (II) comprenant les fréquences 25 f3' f6. J2N-1 et une troisième séquence (III) comprenant les fréquences f2' f5--f2N-2 A nouveau, le paquet des séquences 1, II et III peut être répété dans un ordre quelconque, M fois jusqu'à ce que un total de 2NM impulsions 30 aient été émises ou ainsi que précédemment M impulsions peuvent être émises successivement à chacune des 2N fréquences, ou chacune des séquences 1, Il et III peuvent être émises N fois successivement. (c) Quatre (ou plus) séquences intercalées sont également possibles et les impulsions peuvent à nouveau être émises ainsi que décrit relativement aux exemples (a) et (b) précédents. Dans le cas de quatre séquences intercalées, la première séquence (1) comprend les fréquences 1' f5--f2N-3' la seconde séquence (II) comprend les fréquences fl2 ft è 6sef 2N-2 la troisième séquence (III) comprend les fréquences f3' f7 "f2N- 1 et la quatrième séquence (IV) comprend les fréquences: f f4' Yff8 rf2N' Les séquences décrites précédemment dans les exemples (a), (b) et (c) peuvent être réalisées en ordre ascendant ou descendant ou selon un mélange des deux. De plus, on comprendra que d'autres formats de séquencement monotone peuvent être adoptés; par exemple les séquences décrites aux points (a), (b) et (c) précédemment, peuvent être utilisées en combinaison. De manière typique, le circuit de commande 13 comprend un circuit de sélection 14 apte à sélectionner les fréquences conformément à 20 un format de séquencement choisi, à partir d'une mémoire de fréquence 15. Les échos reçus en réponse à chacune des impulsions émises sont combinés dans un circuit mélangeur 17 avec le signal d'un oscillateur local de façon à engendrer un signal à fréquence intermédiaire IF. Ce signal à fréquence intermédiaire IF est alors transmis à un détecteur 25 quadratique 18 et, après une discrimination en distance dans un circuit d'échantillonnage et de maintien 19, transmis par l'intermédiaire d'un circuit de conversion analogique numérique 20 à une mémoire tempon 21. Les échos sont présommés dans le circuit 22 et un circuit de distribution, lequel est est commandé par la fréquence f de la dernière impulsion, dirige 30 les échos classés par distance vers une cellule de mémorisation de fréquence B1, B2-..B2N d'une mémoire multivoies 23. Le contenu des 2N cellules de mémorisation de fréquence est alors transmis selon une séquence monotone de fréquence à un circuit de transformation 24 pour chaque cellule de distance successivement. Le circuit de transformation réalise une transformée de Fourier rapide sur 5 chaque ensemble de 2N signaux et engendre des ensembles respectifs de 2N signaux de transformation, un ensemble pour chaque cellule de distance. Les 2N signaux de transformation constituent les composants d'un spectre dans le domaine de distance différentielle et sont mémorisés dans des cellules de mémorisation D1, D2....D2N d'une autre mémoire 25 pour 10 nouvelle analyse. Afin de favoriser la détection d'une cible, des niveaux de seuil adaptés peuvent être établis pour contrôler une ou plusieurs voies choisies. Un circuit non représenté peut également être prévu afin de réduire l'effet de la partie "blanche" du spectre. Celui-ci peut simplement 15 consister à réduire le contenu de chaque voie dans le spectre observé au contenu de la voie ayant la sortie la plus faible, ou préférentiellement en établissant un seuil de détection obtenu à partir de la valeur moyenne des niveaux de la partie supérieure du spectre, dans laquelle le spectre pur de diffuseur "clutter" est relativemernt négligeable. De même, l'écart type du 20 spectre "blanc" peut être obtenu et si nécessaire, celui-ci peut être pondéré et ajouté à la valeur moyenne pour obtenir le niveau de seuil. Selon une autre application, la cible peut ne pas se déplacer par rapport au parasite de clutter mais, ainsi que dans le cas d'un radar aéoporté opérant en mode d'acquisition, le faisceau d'antenne peut être 25 balayé en azimut pour illuminer des zones situées de chaque côté de la ligne de déplacement de l'aéronef. Ceci a pour effet, lors de l'observation de diffuseurs placés de chaque coté de la direction de déplacement, d'induire un mouvement apparent de l'un des diffuseurs dans une paire par rapport à l'autre, ainsi que perçu par le radar. Lorsque par exemple, ainsi que représenté en figure 7, le radar se déplace sur un trajet horizontal à une vitesse V et avec un angle Y de balayage en azimut, le faisceau d'antenne, supposé comporter un angle de site négligeable, illumine une paire de diffuseurs Si, S2 à une distance R et présentant une distance de séparation transervale d, la vitesse relative induite vi des diffuseurs vers le radar est donnée par l'expression v = Vd sin t i R Equation 3 La ligne spectrale correspondante subit un décalage pourvu que: c Vibiv 2fT Equation 4 Ainsi, en rapprochant les équations 3 et 4, une vitesse induite vi affecte les lignes des spectres pur et hybride pourvu que les paires correspondantes de diffuseurs présentent une distance de séparation transversale telle que: d >/ d = Equation 5 Dans certaines circonstances de fonctionnement, en particulier lorsque les échos de parasites "clutter" sont relativement faibles par rapport aux échos de cible, la technique de séquencement de séquence 20 décrite précédemment peut être utilisée pour exploiter les effets de la vitesse induite. Si la largeur en azimut du faisceau de l'antenne radar est égale à dk, des échos sont reçus de la paire de diffuseurs présentant une distance de séparation transversale au plus égale à RO(. Cependant, si d est 25 pris égal à la dimension transversale maximum possible D d'une cible, le spectre pur, d au seul diffuseur de cible, n'est pas affecté par la procédure de séquencement alors que le spectre pur d au seul diffuseur de parasite "clutter" est soumis à un certain "blanchiment". Compte tenu du fait que la probabilité de paires possible décroît en fonction de la distance 30 différentielle r, ainsi que représenté en figure 4a, l'effet de la procédure de séquencement est de réduire l'énergie dans le spectre d'un facteur =2 R(en produisant une amélioration du rapport signal à bruit de parasite clutter. Si d doit être maintenu à la valeur choisie D la période T de la fréquence, donnée par 2fDVRs doit être ajustée avec les variations d'angle de balayage. Ainsi, si R = 1km, f = 94 GHz, D = 4m et V = 150ms 1 alors 5 pour un angle de balayage t= t 15 la période de balayage T est 12,8 ms et 8dB et pour un angle de balayage Y *300 la période de balayage T est 6, 4 ms. Cependant, la période de balayage ne doit pas excéder le temps d'illumination du faisceau et lorsque *approche la valeur O' l'amélioration du rapport signal à bruit de parasite "clutter" approche OdB ainsi que 10 représenté en figure 8. Lorsque la largeur du faisceau en élévation ú est égale à la largeur du faisceau en azimut, le modèle de balayage représenté en figure 9a peut être adopté de façon que des bandes balayées successivement sur le sol soient contigUes. Selon une telle approche, l'orientation en élévation ou site du faisceau est augmentée d'une quantité à la valeur limite t de chaque balayage et est progressivement diminuée Lpendant le balayage suivant. Si la hauteur du radar au-dessus du sol est H, la période de balayage pour des balayages successifs dans le sens des aiguilles d'une 20 horloge et dans le sens contraire est donnée par SE= VHR ú et si chaque bande sur le sol à une largeur S, l'angle de balayage maximum 25 est donné par l'expression: = sin-1 s Il s'en suit que le temps de d'illumination en azimut du 30 faisceau d'antenne est donné par d2t et ainsi l'avantage de la procédure de séquencement peut être exploitée pour les seuls angles de balayage = sin dfDv Ainsi, une portion centrale de chaque bande balayée, présentant une largeur 2R sin = 2cR2 atteint une valeur réduite de,la portion z de la bande balayée pour laquelle f est maximum étant donnée par l'expression z 1 2R sin - cR S =1 fDV Ainsi, si R = 800 m, o(ff 50 mrad, f = 94 GHz, D = 4m et V = 150ms 1 alors z = 91 % et la portion centrale de la bande balayée, laquelle n'atteint pas l'amélioration maximum, présente une valeur d'environ 54 m. Une variante de modèle de balayage, représentée en figure 9b, peut être adoptée de façon à assurer que le faisceau d'antenne illumine les mêmes points sur le sol pendant deux balayages successifs. Dans ce but, l'angle d'élévation ou site est augmenté d' S à la fin du balayage et est alternativement augmenté ou diminué, d'une valeur ú, à l'autre fin de 25 balayage. Dans ce cas, la portion z' de chaque bande balayée pour laquelle f n'est pas maximum est donnée par l'expression fDV et en prenant le même exemple que précédemment, a une valeur de 82 %. Dans le cas o le rapport signal à bruit le permet, il est possible d'obtenir une augmentation de la valeur de z en modulant la vitesse de balayage en azimut de façon à diminuer la fréquence de balayage dans la portion centrale du balayage. Finallement, on comprendra que la techique décrite présentement n'est pas limitée aux radars opérant avec une polarisation fixe ou unique. Différents spectres peuvent être engendrés simultanément ou séquentiellement en utilisant une polarisation identique ou une polarisation croisée des réponses de diffuseurs et les techniques décrites ici peuvent 10 être utilisées pour exploiter les effets de mouvement de diffuseurs dans chacun ou dans tous les spectres précités. REVENDICATIONS 1) Un radar caractérisé en ce qu'il comprend - des moyens d'émission d'impulsions radar en groupes successifs et de réception des échos correspondants, les impulsions dans chaque groupe 5 étant émises selon une séquence monotone respective de fréquences, chaque séquence étant différente d'au moins une autre séquence, - des moyens de transformation pour déduire desdits échos une pluralité de signaux de transformation représentant une distribution de paires de diffuseurs, comprenant une cible et/ou un parasite "clutter", en fonction 10 de leur distance différentielle, - des moyens de classement desdits échos selon une séquence monotone unique desdites fréquences émises avant que ceux-ci ne soient transmis auxdits moyens de transformation, - et des moyens de comparaison du niveau d'énergie dans une cellule ou un 15 groupe de cellules de distance différentielle avec un niveau de seuil de façon à permettre la détection d'une cible. 2) Un radar selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens d'intercalage des fréquences dans chaque séquence avec les fréquences d'une autre séquence. 3) Un radar selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens d'intercalage des fréquences dans chaque séquence avec les fréquences de la séquence immédiatement précédente ou suivante. 4) Un radar selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens de répétition d'un paquet de séquences 25 intercalées, contenant 2N fréquences, un nombre de fois M, un nombre total de 2NxM impulsions étant émis. ) Un radar selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens d'émission de chaque fréquence successivement pendant un nombre de fois déterminé. 6) Un radar selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens d'émission de chaque séquence successivement pendant un nombre de fois déterminé. 7) Un radar selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que les fréquences à partir desquelles les séquences sont formées sont également espacées. 8) Un radar selon l'une des revendications précédentes, 5 caractérisé en ce que les séquences monotones sont croissantes ou décroissantes ou un mélange des deux.