Brevet FR2858493A1 — publié le 20050204

CIRCUIT D'ATTAQUE A AUTOELEVATION La présente invention concerne un circuit d'attaque à autoélévation ("Bootstrap Driver" en anglais), comprenant un étage de sortie de puissance pour l'alimentation d'une charge en pont ou en demi pont. Elle trouve des applications, en particulier, dans le domaine des 5 amplificateurs de déflexion verticale en classe D, en technologie BCD (de l'anglais "Bipolar/CMOS/DMOS"), dédiés aux écrans de type CRT (de l'anglais "Cathode Ray Tube"), de type moniteur d'ordinateur, ou encore de type télévision, mais aussi dans les systèmes en pont ou en demi-pont à autoélévation. Le schéma de la figure I illustre le principe de fonctionnement d'un exemple d'étage de sortie de puissance, convenant pour une alimentation en demi pont 10. Cet étage de sortie 30 comprend un transistor supérieur MHS ("high side" en anglais) et un transistor inférieur MLS ("low side" en anglais) 15 connectés en série entre une borne d'alimentation haute 1 portée à un potentiel positif +Vcc et une borne d'alimentation basse 2 portée à un potentiel négatif Vcc. Dans les technologies BCD, les transistors MHS et MLS sont par exemple des transistors VDMOS (de l'anglais "Vertical Doublediffused Metal-Oxyde Semiconductor") ou LDMOS (de l'anglais "Lateral Double-diffused Metal-Oxyde 20 Semiconductor"). Les tensions qui sont considérées dans la suite sont référencées par rapport au potentiel -Vcc. Pour des raisons de tenue en courant ("current capability" en anglais), les transistors MHS et MLS sont généralement tous les deux des transistors de type N, par exemple des transistors bipolaires NPN, ou des transistors MOS de 25 type N (transistors NMOS) comme dans l'exemple représenté. Dans ce cas, la source du transistor MHS et le drain du transistor MLS sont reliés ensemble, ce noeud commun entre eux formant un noeud de sortie OUT du circuit d'attaque, qui délivre une tension de sortie Vout. Le drain du transistor MHS est relié à la borne 1 et la source du transistor MLS est reliée à la borne 1. La sortie OUT commute entre un état bas et un état haut, correspondant respectivement aux potentiels -Vcc et +Vcc sur ce noeud. Pour assurer cette commutation, le potentiel sur la grille de commande du transistor MHS doit monter à environ 10V au dessus du potentiel sur sa source (VGS A O V) lorsque la sortie OUT passe de l'état bas à l'état haut. Il doit donc monter au dessus du potentiel +Vcc. La technique de l'autoélévation ("bootstrapping" en anglais) est classiquement utilisée à cet effet. Le principe de cette technique est exposé ci-après en référence au schéma de la figure 2 qui illustre un exemple de circuit d'attaque à autoélévation. En plus de l'étage de sortie 30 avec les transistors MHS et MLS, qui sont ici des transistors NMOS, le circuit d'attaque comprend un régulateur de 10 tension 3 disposé entre la borne 2 et un noeud de tension régulée A. Le régulateur 3 délivre une tension régulée Vreg à partir de laquelle on obtient des tensions de commande appliquées sur les grilles de commande des transistors MLS et MHS. A cet effet, le circuit d'attaque comprend aussi un circuit de commande supérieur HSD (mis pour "High Side Driver") pour commander le 15 transistor MHS, et un circuit de commande inférieur LSD (mis pour "Low Side Driver") pour commander le transistor MLS. Dans l'exemple représenté, ces circuits sont des étages inverseurs. Le circuit LSD est alimenté entre les tensions -Vcc et Vreg, et reçoit un signal de commande X. Le circuit HSD est alimenté entre des tensions Vout et 20 Vboot, où Vout est la tension sur la borne de sortie OUT et où Vboot est une tension correspondant sensiblement à la tension Vout surélevée par la tension Vreg, et il reçoit un signal de commande X qui est l'inverse logique du signal signal X. La tension Vreg est disponible sur le noeud A. La tension Vboot est disponible sur un noeud de tension surélevée B. Pour assurer la génération de 25 la tension Vboot, le circuit d'attaque comprend encore une diode d'autoélévation Dboot reliée par son anode au noeud A et par sa cathode au noeud B, ainsi qu'un condensateur éléevateur Cboot communément appelé "bootstrap capacitance" dans le jargon de l'Homme du métier, relié entre le noeud B et le noeud de sortie OUT. Le fonctionnement du circuit d'attaque à autoélévation est le suivant. Lorsque le transistor MLS conduit (X=0), c'est-à-dire lorsque le noeud de sortie OUT est à l'état bas (potentiel -Vcc), le condensateur Cboot se charge à une tension V telle que V=Vreg-Vd où Vd désigne la tension de conduction de la diode Dboot. Lorsque la conduction du transistor MHS est commandée (X=0), la diode Dboot conduit une partie du courant nécessaire à la charge de la grille du transistor MHS tant que le noeud de sortie OUT est encore au potentiel -Vcc, le reste de ce courant étant ensuite donné par la décharge du 5 condensateur Cboot. La diode Dboot stocke alors des charges. La charge Q ainsi accumulée par la diode Dboot est telle que Q = I x T, où I désigne la partie du courant précitée et où T désigne le temps de recouvrement de la diode Dboot. Par exemple, si I = 100 mA et T = 50 ns, alors Q = 5 nC. Pour bloquer la diode Dboot en un temps déterminé tB, lorsque la tension Vout 10 monte vers +Vcc en sorte que la tension Vout sur le noeud de sortie OUT dVout présente une variation dut, il faut ensuite que la diode conduise un courant d - t inverse inv tel que iNV = I X- Le courant inverse inv s'écoule via l'anode de tB la diode Dboot, vers le noeud A. Il se produit alors une surtension au noeud A si aucun chemin basse impédance ne se présente au courant inverse ÎINV, 15 notamment si le régulateur ne peut pas absorber ce courant. Selon un inconvénient, cette surtension risque d'endommager, voire de détruire le régulateur 3 ainsi que le circuit de commande LSD. Cela est d'autant plus pénalisant lorsque la tension régulée Vreg délivrée par le régulateur 3 est également la tension d'alimentation de circuits logiques du système. En effet, le 20 noeud A est alors relié aux entrées d'alimentation de ces circuits logiques, en sorte que la surtension qui se produit au noeud risque également de les endommager, voire de les détruire. Pour pallier cet inconvénient, on peut prévoir un condensateur de découplage du régulateur 3, offrant un chemin basse impédance vers la borne 25 d'alimentation basse 2. Compte tenu des valeurs de courant en jeu, ce condensateur de découplage doit toutefois avoir une valeur relativement forte valeur (sensiblement égale à 100 nF). En reprenant l'exmple ci-dessus, la surtension aux bornes d'un condensateur de découplage de 100 nF n'est que nC de = 50 mV. Un tel condensateur doit néanmoins être réalisé sous la nF forme d'un condensateur externe, ce qui est pénalisant dans certaines applications. On peut aussi penser à prévoir un interrupteur commandé par une logique appropriée, pour court-circuiter le régulateur au moment où la variation dVout de tension dVout apparaît sur la sortie OUT, et où par conséquent la dt surtension risque de se produire. Cette logique doit faire en sorte que l'interrupteur ne commute ni trop tôt ni trop tard par rapport au début de la dVout variation de tension dt. Une telle logique est par conséquent assez difficile dt à réaliser. L'invention a pour objet de proposer un circuit d'attaque autoélévateur qui pallie les inconvénients précités. A cet effet, I'invention propose un circuit d'attaque à autoélévation comprenant: - un étage de sortie ayant un transistor supérieur de type N et un 15 transistor inférieur de type N disposés en série entre une borne d'alimentation haute et une borne d'alimentation basse, la sortie du circuit étant prise sur le noeud commun entre ces transistors; -un premier circuit de commande pour la commande du transistor supérieur et un second circuit de commande pour la commande du transistor 20 inférieur; - un premier régulateur de tension ayant une sortie délivrant une tension d'alimentation dudit premier circuit de commande, et un second régulateur de tension ayant une sortie délivrant une tension d'alimentation dudit second circuit de commande, lesdits premier et second régulateur de tension 25 étant indépendants l'un de l'autre; - des moyens élévateurs comprenant un condensateur élévateur disposé entre la sortie du circuit et un noeud de tension surélevée et une diode d'autoélévation connectée par son anode à la sortie du premier régulateur de tension et par sa cathode au noeud de tension surélevé; et, - une diode d'évacuation connectée par son anode à la sortie du premier régulateur de tension et par sa cathode à la borne d'alimentation haute, pour conduire le courant inverse de la diode d'autoélévation lorsque la sortie du circuit commute d'un état bas dans lequel le transistor inférieur conduit et le transistor supérieur est bloqué, à un état haut dans lequel le transistor inférieur est bloqué et le transistor supérieur conduit. Dit autrement, l'invention résout le problème posé grâce à deux régulateurs indépendants, I'un générant la tension Vreg pour alimenter le circuit de commande LSD et éventuellement des circuits logiques du système, et l'autre générant une tension surélevée spécifiquement pour alimenter le circuit de commande supérieur HSD, ce régulateur étant protégé contre la surtension 10 par la diode d'évaluation qui évacue vers la borne d'alimentation haute le courant inverse de la diode d'autoélévation lorsque la tension en sortie monte à +Vcc. Avantageusement, cette solution ne nécessite aucune logique de commande. En outre l'énergie stockée dans la diode d'autoélévation Dboot est récupérée puisqu'elle est renvoyée vers la borne d'alimentation haute via la 15 diode de protection. Ceci est particulièrement avantageux dans les applications où le système est alimenté par une batterie. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront encore à la lecture de la description qui va suivre. Celle-ci est purement illustrative et doit être lue en regard des dessins annexés sur lesquels les 20 mêmes éléments portent les mêmes références sur toutes les figures: - la figure 1 est un schéma d'un étage de sortie de puissance à deux transistors NMOS; -la figure 2 est un schéma d'un exemple de circuit d'attaque à autoélévation illustrant le principe de la technique de l'autoélévation; - la figure 3 est un schéma d'un exemple de circuit d'attaque à autoélévation illustrant le principe de l'invention; - la figure 4 est un schéma d'une exemple de réalisation des deux régulateurs de tension selon l'invention; et - la figure 5 et la figure 6 sont des courbes illustrant le fonctionnement 30 du régulateur de tension pour la génération de la tension surélevée selon l'invention. La figure 3 montre un exemple de réalisation d'un circuit d'attaque à autoélévation selon l'invention. Le circuit comprend un étage de sortie 30, par exemple tel que celui décrit en introduction en regard du schéma de la figure 1. Cet étage possède un transistor supérieur MHS de type N et un transistor inférieur MLS de type N également, disposés en série l'un avec l'autre entre la borne d'alimentation haute 1 et la borne d'alimentation basse 2. Par exemple, 5 le potentiel -Vcc est égal à -18V, et le potentiel +Vcc est égal à +18 V. La sortie OUT du circuit d'attaque est prise sur le noeud commun entre les transistors MHS et MLS, et délivre le signal de sortie Vout. Cet étage de sortie convient pour l'alimentation d'une charge en demi pont, c'est-à-dire telle que la charge est connectée entre la sortie OUT et une borne délivrant un potentiel 10 intermédiaire entre les potentiels -Vcc et +Vcc, par exemple un potentiel de masse. Bien entendu, I'invention ne se limite pas à une alimentation en demi pont, mais se généralise aisément à une alimentation en pont, dans laquelle la charge est connectée flottante entre les sorties respectives de deux étages tels que l'étage 30. Le circuit d'attaque comprend aussi un circuit de commande HSD pour la commande du transistor MHS et un circuit de commande LSD pour la commande du transistor MLS. Selon l'invention, les alimentations respectives de ces deux circuits de commande sont indépendantes. En effet, le circuit contient un régulateur de tension 10 ayant une sortie 20 qui délivre une tension Vregboot pour l'alimentation du circuit de commande HSD, et un autre régulateur de tension 20 ayant une sortie qui délivre une tension Vreg pour l'alimentation du circuit de commande LSD. Ces régulateurs 10 et 20 sont indépendants l'un de l'autre c'est-à- dire qu'il n'existe pas de couplage entre l'un et l'autre. Le régulateur 10 est connecté entre la borne 25 d'alimentation basse 2, et une borne Sl. Le régulateur 20 est connecté entre la borne d'alimentation basse 2, et une borne S2. Le circuit de commande HSD est alimenté entre la borne de sortie OUT et le noeud B, et le circuit de commande LSD est alimenté entre les bornes 2 et S2. Conformément au principe de l'autoélévation, le circuit d'attaque 30 comprend aussi un condensateur élévateur Cboot disposé entre la sortie OUT du circuit et le noeud de tension surélevée B, ainsi qu'une diode d'autoélévation Dboot connectée par son anode à la sortie S1 du régulateur de tension 10 et par sa cathode au noeud B. Le condensateur Cboot et la diode Dboot forment des moyens élévateurs. Le circuit d'attaque comprend aussi une diode d'évacuation Drec connectée par son anode à la sortie du régulateur de tension 10 et par sa 5 cathode à la borne d'alimentation haute 1. Cette diode Drec a pour fonction de conduire le courant inverse de la diode Dboot lorsque la sortie OUT du circuit d'attaque commute de l'état bas, dans lequel le transistor MLS conduit et le transistor MHS est bloqué, à l'état haut, dans lequel le transistor MLS est bloqué et le transistor MHS conduit. De façon avantageuse, la diode Drec se met à conduire automatiquement, c'est-à-dire sans intervention d'une quelconque logique de commande. De plus, le courant inverse de la diode Dboot n'est pas perdu mais est réinjecté vers la borne d'alimentation haute 1. Cette récupération d'énergie est particulièrement intéressante pour les applications de l'invention à des 15 systèmes fonctionnant sur batteries. Un avantage de l'invention provient du fait que le circuit de commande HSD est alimenté par le régulateur 10 qui est distinct et indépendant du régulateur 20 servant à l'alimentation du circuit de commande LSD. En effet, ceci permet aux circuits alimentés par le régulateur 20, dont le circuit de 20 commande LSD fait partie ainsi éventuellement que des circuits logiques (non représentés) du système, d'être protégés contre la surtension se produisant sur l'anode de la diode d'autoélévation Dboot lorsque la sortie OUT commute à l'état haut. Un exemple de réalisation des régulateurs 10 et 20 va maintenant être 25 décrit en regard du schéma de la figure 4. Le régulateur 20 comprend deux branches en parallèle entre les bornes d'alimentation haute et basse, respectivement 1 et 2. Une première branche comprend une diode Zéner DZ2, par exemple une diode Zéner de 12 V, qui est reliée à la borne 2 par son anode et à la 30 borne I par sa cathode via une résistance de fuite Rc2, par exemple de kQ. Cette branche a pour fonction de générer une tension régulée, de 12 V dans l'exemple. Une seconde branche, formant étage de sortie du régulateur 20, comprend un transistor de sortie M2 en série avec une résistance Rp2. Cet étage de sortie est un suiveur ayant pour fonction de débiter le fort courant nécessaire à l'alimentation du circuit de commande LSD. Le transistor M2 peut 5 être un transistor MOS, notamment un NMOS, par exemple un LDMOS qui présente l'avantage de supporter de fortes tensions. La grille de commande de M2 est reliée à la cathode de la diode Zéner DZ2. La sortie du régulateur 20, qui délivre la tension régulée Vreg, est prise sur la source du transistor M2, qui est reliée à la borne 2 à travers la résistance Rp2, le drain de M2 étant relié à 10 la borne 1. Dans un exemple, le régulateur 10 présente fondamentalement la même structure que le régulateur 20. La description de cette structure n'est pas répétée ici. On fait juste observer que les composants M2, Rp2, DZ2 et Rc2 du régulateur 20 sont remplacés dans le régulateur 10 par des composants 15 respectivement identiques, désignés par les références respectivement M1, Rpl, DZ1 et Rcl. On notera qu'il n'existe aucun couplage entre les composants formant le régulateur 10 et ceux formant le régulateur 20. C'est en ce sens que les régulateurs 10 et 20 sont dits indépendants. La résistance de fuite Rpl permet d'assurer un bon calage de la 20 tension de sortie Vregboot du régulateur 10 lorsque celui-ci n'est pas sollicité. Bien entendu, les régulateurs 10 et 20 peuvent présenter des structures distinctes, I'exemple ci-dessus n'étant nullement limitatif. En outre, une structure duale de celle donnée ci-dessus à titre d'exemple, peut aussi être envisagée pour l'un et/ou l'autre des régulateurs 10 et 20, dans laquelle les 25 transistors M1 et M2 sont des transistors MOS de type P (PMOS) notamment dans le cadre de circuits à auto-abaissement. Egalement, on peut utiliser des transistors bipolaires, soit NPN soit PNP, pour réaliser l'un et/ou l'autre des régulateurs 10 et 20. C'est pourquoi, toutes les caractéristiques de l'invention se rapportant aux régulateurs 10 et/ou 20 qui sont désignées ici par référence 30 aux bornes d'un transistor MOS, à savoir la grille de commande, la source et le drain, peuvent être appliquées à des transistors bipolaires en utilisant le vocabulaire associé à cette technologie pour désigner les bornes correspondantes de ces transistors, à savoir respectivement la base, l'émetteur et le collecteur. Lorsque le transistor de sortie M1 du régulateur 10 est un transistor MOS, le rôle de la diode d'évacuation Drec peut avantageusement être joué 5 par la diode intrinsèque comprise entre la source et le drain du transistor M1, ainsi que représenté sur le schéma de la figure 4. Dans ce cas, aucune diode supplémentaire telle que la diode représentée à la figure 3 n'a besoin d'être prévue. Dans un mode de réalisation avantageux, le transistor de sortie M1 du 10 régulateur 10 est en outre doté de moyens de protection supplémentaires, qui vont maintenant être décrits. Ces moyens de protection supplémentaires permettent de diminuer encore voire de supprimer le risque d'endommagement ou de destruction du régulateur de tension 10, et notamment de son transistor de sortie M1. Ces moyens, visible à la figure 4, comprennent une diode de protection, par exemple une diode Zéner DZp, couplée par son anode à la source et par sa cathode à la grille de commande du transistor M1. Cette diode a pour fonction de permettre au potentiel sur la grille de commande de M1 de suivre le potentiel sur sa source, en particulier lorsque le potentiel sur la source 20 de M1 monte du fait du courant inverse de la diode d'autoélévation Dboot. De cette manière, on évite d'atteindre une tension grille-source inverse VGS qui soit supérieure à la tension grille-source inverse maximum VGSmax du transistor M1 avant que la diode de protection Drec ne se mettre à conduire. En effet, la diode Drec ne conduit pas immédiatement lorsque la surtension se produit, 25 puisqu'il faut d'abord que la tension à ses bornes dépasse son seuil de conduction VD, c'est-àdire que le potentiel sur la source de M1 atteigne VD+VCC. Sans la diode DZp, le risque existe donc encore, bien qu'étant déjà diminué, que la tension grille-source inverse VGS de M1 dépasse la limite admissible. La diode DZp permet d'écrêter ("clamp" en anglais) la tension 30 grillesource inverse VGS à VD, Oë VD désigne la tension de seuil de la diode DZp, par exemple 0,7 V. Le fait de choisir une diode Zéner pour DZ permet en outre, lorsque M1 est un transistor MOS, de profiter dans un mode de fonctionnement normal d'une protection de la tension VGS, par exemple à 5 V, grâce au seuil Zéner. Les moyens de protection supplémentaires peuvent aussi comprendre une résistance Rp, par exemple de 10 kQ, disposée en série avec la grille de 5 commande du transistor M1, afin de limiter le courant. Cette résistance est transparente en mode de fonctionnement normal du régulateur (i.e., en l'absence de surtension), et n'intervient qu'en cas de surtension sur la source du transistor M1. Les chronogrammes des figures 5 et 6 illustrent le fonctionnement du 10 régulateur 10 dans le mode de réalisation avec les moyens de protection supplémentaires. A la figure 5, on a représenté l'allure de la tension de sortie Vout du circuit d'attaque, au cours d'une période. Le signal Vout oscille entre le potentiel de référence -Vcc et la tension +Vcc. A la figure 6, qui se lit en combinaison avec la figure 5, la courbe 61 donne l'allure de la tension Vregboot, et la courbe 62 donne l'allure de la tension de grille VG du transistor de sortie M1 du régulateur 10. En fonctionnement normal, la tension Vregboot est sensiblement égale à 10 V, et la tension VG est égale à Vregboot augmentée de la tension grille20 source de M1, qui est sensiblement égale à 2 V. Ainsi qu'on peut le voir, lorsque Vout passe de -Vcc à +Vcc, la tension Vregboot monte au- delà de sa valeur normale en raison de la surtension qui se produit sur le noeud Sl c'est-à-dire sur la source du régulateur 10 (source de M1). Néanmoins, Vregboot atteint un maximum égal à VD+VCC, Oë VD est le 25 seuil de conduction de la diode d'évacuation Drec. Au-delà, la diode Drec commence à conduire en sorte que la tension Vregboot ne monte plus. La surtension est donc limitée. Par ailleurs, au moment où se produit la surtension, la diode de protection DZp conduit en sorte que la tension de grille VG de M1 suit la tension 30 Vregboot, à la tension de conduction VD de la diode DZp près. Il s'ensuit que la tension grille-source inverse VGS de M1 ne dépasse jamais cette limite VD, qui est bien inférieure à VGSmax. Ceci est le cas avec un transistor M1 pour lequel, par exemple VGS max est égal à 10 V. On notera que, en fonctionnement normal du régulateur 10, la diode de protection DZp est en principe transparente, mais sert aussi à limiter la tension 5 VGS de M1 à la tension Zéner, c'est-à-dire à 5 V dans l'exemple. Cet effet procure une protection du transistor M1 en cas d'appels de courant éventuellement trop forts pour le transistor M1. REVENDICATIONS 1. Circuit d'attaque à autoélévation comprenant: - un étage de sortie (30) ayant un transistor supérieur (MHS) de type N et un transistor inférieur (MLS) de type N disposés en série entre une borne d'alimentation haute (1) et une borne d'alimentation basse (2), la sortie (OUT) du circuit étant prise sur le noeud commun entre ces transistors; - un premier circuit de commande (HSD) pour la commande du transistor supérieur et un second circuit de commande (LSD) pour la commande du transistor inférieur; - un premier régulateur de tension (10) ayant une sortie (Sl) délivrant 10 une tension d'alimentation dudit premier circuit de commande, et un second régulateur de tension (20) ayant une sortie (S2) délivrant une tension d'alimentation dudit second circuit de commande, lesdits premier et second régulateur de tension étant indépendants l'un de l'autre; - des moyens élévateurs comprenant un condensateur élévateur 15 disposé entre la sortie du circuit et un noeud de tension surélevée (C) et une diode d'autoélévation (Dboot) connectée par son anode à la sortie du premier régulateur de tension et par sa cathode au noeud de tension surélevé ; et, - une diode d'évacuation connectée par son anode à la sortie du premier régulateur de tension et par sa cathode à la borne d'alimentation 20 haute, pour conduire le courant inverse de la diode d'autoélévation lorsque la sortie du circuit commute d'un état bas dans lequel le transistor inférieur conduit et le transistor supérieur est bloqué, à un état haut dans lequel le transistor inférieur est bloqué et le transistor supérieur conduit. 2. Circuit selon la revendication 1, dans lequel le premier régulateur de tension (10) possède un transistor de sortie (M1), dont la source ou l'émetteur constitue la sortie (Sl) dudit premier régulateur de tension, et dans lequel ledit premier régulateur de tension comprend des moyens de protection contre les surtensions en sortie avec une diode de protection (DZp) reliée par son anode 30 à la source ou l'émetteur dudit transistor de sortie, et par sa cathode à la grille de commande ou la base dudit transistor de sortie. 3. Circuit selon la revendication 2, dans lequel les moyens de protection du premier régulateur comprennent en outre une résistance de protection (Rp) connectée en série avec la grille de commande ou la base du transistor de sortie dudit premier régulateur de tension. 4. Circuit selon la revendication 2 ou la revendication 3, dans lequel le transistor de sortie est un transistor MOS et dans lequel la diode de protection (DZp) des moyens de protection du premier régulateur de tension est une diode Zéner de valeur inférieure à la tension grille- source directe maximum ou 10 la tension base-émetteur inverse maximum du transistor de sortie dudit premier régulateur de tension. 5. Circuit selon l'une quelconque des revendications 2 à 4, dans lequel le transistor de sortie du premier régulateur de tension est un transistor 15 LDMOS.