Brevet FR2848302A1 — publié le 20040611

La présente invention concerne un procédé de calibration d'une source hyperfréquence. Elle s'applique notamment à la calibration de phase des sources élémentaires d'une antenne à réseau. Une antenne à réseau comprend un réseau de sources 5 élémentaires commandables en phase, chaque source étant reliée à un élément rayonnant. En commandant les phases des sources élémentaires de manière appropriée, il est possible de créer une onde plane dans une direction souhaitée. On peut ainsi effectuer un balayage électronique, c'est à dire modifier la direction du lobe principal en commandant la phase des 10 différentes sources. Cependant, des sources élémentaires peuvent se dérégler, produisant une phase différente de la phase commandée. Ces différences de phase apportent des limitations aux performances du balayage. Elles peuvent résulter notamment en une baisse du gain de l'antenne, une 15 déformation du lobe principal, une augmentation du niveau des lobes secondaires et une déviation d'axe radioélectrique. Il est connu d'effectuer des calibrations périodiques de la phase de chaque source élémentaire. Pour effectuer une calibration d'une source élémentaire: - on ferme un circuit de calibration, le circuit de calibration comprenant une voie d'injection reliée à une voie de mesure par l'intermédiaire de la source à calibrer; - on injecte un signal de test à travers la source à calibrer, le signal de test étant injecté sur la voie d'injection, - on mesure la phase qpm du signal ayant traversé la source à calibrer, la phase du signal étant mesurée sur la voie de mesure. Cependant, il existe des perturbations hyperfréquences faussant les mesures de phase de chaque source élémentaire. Un but de l'invention est d'améliorer la calibration en corrigeant les perturbations hyperfréquences 30 provenant de l'isolation électromagnétique imparfaite du circuit de calibration. A cet effet: - on mesure l'amplitude Am du signal ayant traversé la source, l'amplitude du signal étant mesurée sur la voie de mesure; - on ouvre le circuit de calibration au niveau de l'élément à calibrer; - on injecte le signal de test sur la voie d'injection; - on mesure la phase qf et l'amplitude Af du signal présent sur la voie de mesure; - on détermine une valeur de phase (Pc corrigée, cette phase corrigée étant 5 la phase d'un nombre complexe U,, calculé à partir de deux nombres complexes Um et Uf, o: Um =Am.* exp(i *.m) Uf = Af * exp(i * of) La calibration selon l'invention présente l'avantage d'être utilisable dans des antennes à réseau, même lorsque l'une des sources (en panne) refuse de se désactiver. L'invention permet à partir des même mesures de 15 tester et de localiser une source en panne. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de la description détaillée suivante présentée à titre d'illustration non limitative et faite en référence aux figures annexées, lesquelles 20 représentent: - la figure 1, un exemple de radar équipé d'un circuit de calibration - la figure 2, une source à calibrer dans le radar de l'exemple représenté sur la figure 1; - la figure 3, un exemple de sélecteur hyperfréquence utilisable dans le 25 circuit de calibration représenté sur la figure 1; - les figures 4 et 5, un commutateur hyperfréquence à deux positions, chaque figure représentant le commutateur une position différente; - la figure 6, une représentation géométrique de nombres complexes intervenant dans la mise en oeuvre de l'invention; - la figure 7, un exemple d'antenne à réseau, le radar étant équipé d'un circuit de calibration; - la figure 8, un exemple d'antenne à réseau configurée avec deux étages de distributeurs passifs, le radar étant équipé d'un circuit de calibration. On se réfère maintenant à la figure 1 sur laquelle est représenté un exemple de radar équipé d'un circuit de calibration. Le radar peut fonctionner en mode émission ou en mode réception. Lorsque le radar fonctionne en mode émission, un générateur Tl 5 de signaux délivre des impulsions hyperfréquences. Les impulsions hyperfréquences se propagent sur une voie d'émission V2, V4. Elles sont ensuite acheminées par l'intermédiaire d'un circulateur Rl vers une voie d'émission et de réception V5. La voie d'émission et de réception V5 comprend une source commandable M et un élément rayonnant W. Les 10 impulsions hyperfréquences sont émises sous forme d'ondes par l'élément rayonnant W. Lorsque le radar fonctionne en mode réception, l'élément rayonnant W reçoit des ondes hyperfréquences. L'élément rayonnant W convertit les ondes en un signal hyperfréquence qui se propage sur la voie 15 d'émission et de réception V5. Le signal est ensuite acheminé par l'intermédiaire du circulateur Rl sur une voie de réception V6. La voie de réception comprend un amplificateur A2. Un récepteur à démodulation synchrone T2 permet de transposer le signal hyperfréquence reçu en un signal vidéo. Le signal vidéo est numérisé par un convertisseur analogique 20 numérique (C.A.N.) T6. L'amplitude et la phase du signal numérisé sont enregistrés dans une mémoire T5. On se réfère à la figure 2 sur laquelle est représenté un exemple de source M. La source peut être de type modulaire. Elle peut être active ou passive. La source représentée est une source active. Les éléments actifs de 25 la source comprennent un amplificateur de puissance A3, destiné à amplifier le signal hyperfréquence en mode émission, et un amplificateur faible bruit A4, destiné à amplifier le signal hyperfréquence en mode réception. Les amplificateurs A3 et A4 sont chacun sur une voie propre, ces deux voies étant regroupées par un circulateur R2 du côté de l'élément rayonnant, et un 30 sélecteur R3 à deux positions et trois entrées-sorties de l'autre côté. Les amplificateurs A3 et A4 commandables. Lorsqu'un amplificateur reçoit la commande marche, son alimentation se coupe. Lorsqu'il reçoit la commande marche, l'amplificateur est alimenté. Lorsque l'on commande l'arrêt de l'amplificateur A3 et/ou A4, on ouvre la voie 35 hyperfréquence de l'amplificateur correspondant. On peut ainsi désactiver la source, en mode émission et/ou en mode réception, en coupant l'alimentation de l'amplificateur A3 et/ou A4. La source M comprend en outre un déphaseur E2 commandable qui permet de modifier la phase des signaux hyperfréquences en mode 5 émission ou réception. La source M peut aussi comprendre un atténuateur El commandable. L'atténuateur commandable permet de modifier l'amplitude des signaux hyperfréquences en mode émission ou réception. L'atténuateur El et le déphaseur E2 peuvent être du type à bits programmables. On se réfère à la figure 1. Le radar comprend en outre un circuit de calibration intégré. Ce circuit comprend un sélecteur hyperfréquence K muni de quatre entrées-sorties PI à P4. Le sélecteur K est commandé pour aiguiller le signal hyperfréquence selon le chemin souhaité entre ses entréessorties. Le sélecteur K est placé sur la voie d'émission V2, V4 entre 15 l'amplificateur AI et le circulateur RI. La sortie de l'amplificateur Ai est reliée à l'entrée-sortie P4. L'entrée du circulateur Ri est reliée à l'entrée-sortie P2. Le circuit de calibration comprend en outre deux voies hyperfréquences Vi et V3. La voie hyperfréquence VI relie l'entrée-sortie Pi du sélecteur K à un premier coupleur hyperfréquence Cl. Le coupleur Cl est placé entre 20 l'élément rayonnant W et la source M. La voie hyperfréquence V3 relie l'entrée-sortie P3 à un second coupleur hyperfréquence C2. Le coupleur hyperfréquence C2 est placé entre l'amplificateur A2 et le récepteur T2. La voie VI, respectivement V2, est terminée par une charge adaptée au niveau du coupleur Cl, respectivement C2. La charge, par exemple de 50 Ohm, 25 permet d'éviter les réflexions parasites sur le circuit de calibration. On se réfère maintenant à la figure 3 sur laquelle est représenté un exemple de réalisation du sélecteur K. Le sélecteur K comprend par exemple trois commutateurs KI, K2, K3. Chaque commutateur est un commutateur à deux positions, possédant quatre entrées-sorties reliées deux 30 à deux, une commande (notée 0 ou 1) permettant de changer la configuration du commutateur. Une première entrée-sortie du commutateur K2 forme l'entrée-sortie Pi du sélecteur K. Une seconde entrée-sortie du commutateur K2 forme l'entrée-sortie P3 du sélecteur K. Une troisième entrée-sortie du commutateur K2 est reliée à une première entrée-sortie du 35 commutateur K3. Une seconde entrée sortie du commutateur K3 est reliée à une première entrée-sortie du commutateur Ki. Une troisième entrée-sortie du commutateur K3 est reliée à la quatrième entrée-sortie du commutateur K2. La quatrième entrée-sortie du commutateur K3 est reliée à une charge. Une seconde entrée-sortie du commutateur Ki forme l'entrée-sortie P4 du 5 sélecteur K. Une troisième entrée-sortie du commutateur KI forme l'entréesortie P2 du sélecteur K. La quatrième entrée-sortie du commutateur Ki est reliée à une charge. On se réfère maintenant à la figure 4 sur laquelle est représenté le commutateur KI dans une première position, commandée par 0. Dans cette 10 position, la première entrée-sortie est reliée à la seconde; la troisième entrée-sortie est reliée à la quatrième. On se réfère maintenant à la figure 5 sur laquelle est représenté le commutateur KI dans la seconde position (représentée aussi sur la figure 3), commandée par 1. Dans cette seconde position, la première entréesortie est '15 reliée à la quatrième; la seconde entrée-sortie est reliée à la troisième. Lorsque le commutateur K2 est dans une première position (représentée sur la figure 3), commandée par 0, la première entrée-sortie est reliée avec la seconde; la troisième entrée-sortie est reliée à la quatrième. Dans la seconde position (non représentée), commandée par 1, la première 20 entrée-sortie est reliée à la quatrième; la seconde entrée-sortie est reliée à la troisième. Lorsque le commutateur K3 est dans une première position (représentée sur la figure 3), commandée par 0, la première entrée-sortie est reliée à la seconde; la troisième entrée-sortie est reliée à la quatrième. Dans 25 la seconde position (non représentée), commandée par 1, la première entréesortie est reliée à la quatrième; la seconde entrée-sortie est reliée à la troisième. On se réfère à la figure 1. Le radar comprend une unité de calcul T4 reliée fonctionnellement à la mémoire T5 d'une part, et à une unité de 30 commande et de contrôle T3 d'autre part. L'unité de commande et de contrôle permet de commander les sources (déphaseur, atténuateur, amplificateurs, sélecteur), le sélecteur (commutateurs Ki, K2, K3), et les amplificateurs AI et A2. Le circuit de calibration permet de calibrer le mode émission ou réception. On décrit maintenant une calibration du mode émission. La calibration selon l'invention peut être effectuée à partir de deux mesures au moins, dont l'ordre est indifférent. Lors d'une première mesure, appelée ci-après mesure de test, le sélecteur K est configuré de manière à relier l'entrée-sortie P4 avec l'entréesortie P2 d'une part, et d'autre part l'entrée-sortie PI avec l'entrée-sortie P3. Le commutateur KI reçoit la commande 1, le commutateur K2 reçoit la commande 0, le commutateur K3 reçoit la commande 0 ou 1. L'amplificateur 10 A3 (voir figure 2) reçoit la commande marche. L'amplificateur A4 reçoit la commande arrêt. Le générateur Tl émet un signal de test à une fréquence déterminée. Ce signal de test se propage, comme lorsque le radar est en mode émission, à travers la voie d'émission V4, V2, le circulateur RI, la voie d'émission-réception V5, la source M. Le coupleur CI permet de prélever 15 une fraction de ce signal sur la voie Vi. La fraction de signal prélevé se propage ensuite sur la voie V3 jusqu'au récepteur T2 (via le coupleur C2). Le récepteur mesure la phase (pm et l'amplitude Am de ce signal. Cette première mesure est mémorisée dans la mémoire T5. Lors d'une seconde mesure, appelée ci-après mesure 20 d'interférence, le sélecteur K est configuré de la même manière que pour la mesure de test. Cependant, le circuit de calibration est ouvert au niveau de la source M. A cet effet, l'amplificateur A3 reçoit la commande arrêt. Le générateur émet le même signal de test que lors de la mesure de test. Le circuit de calibration étant ouvert, aucun signal ne devrait être reçu par le 25 récepteur. Cependant, un signal provenant des fuites et ou des interférences entre les différents éléments hyperfréquences se propage jusqu'au récepteur. Le récepteur T2 mesure la phase (pf et l'amplitude Af de ce signal interférent (ou de "fuite"). On se réfère maintenant à la figure 6, une représentation 30 géométrique de nombres complexes intervenant dans la mise en oeuvre de l'invention. On utilise les notations complexes suivantes: Um =Am * exp(i *. m) Uf = Af * exp(i çof) i = Selon un mode de mise en oeuvre de l'invention, on détermine un 5 nombre complexe Uc, représentant la valeur que devrait avoir le nombre complexe Um en l'absence d'inteférences: Uc = Um - Uf Le nombre complexe Uc peut se représenter dans le plan complexe (voir figure 6) comme une différence de deux vecteurs (Um et Uf). La phase q(Pc et l'amplitude A. de Up peuvent être déterminées à partir des relations suivantes: Ac =VA2 + A-2 Am. Af cOs(óm +,ró) co, = ATAN 2(Am. COS(COm) - Af. cos(of); Am - sin(9m)-Af. sin(f)) o ATAN2(x,y) est une fonction qui renvoie un angle qui est 20 I'arctangente des coordonnées x et y, cet angle étant compris entre -180 et 180 , en excluant-180 . L'invention permet de corriger les erreurs causées par les interférences lors des calibration de phase, sans pour autant nécessiter de modifier le circuit de calibration. Selon un mode de mise en oeuvre avantageux, on effectue une troisième mesure, appelée ci-après mesure de référence, étant entendu que l'ordre dans lequel sont effectuées les mesures est indifférent. La mesure de référence est effectuée en couplant la sortie du générateur T1 vers le 30 récepteur T2. Le sélecteur K est configuré de manière à relier l'entréesortie P4 avec l'entrée-sortie P3. Le commutateur K1 reçoit la commande 0, le commutateur K2 reçoit la commande 1, le commutateur K3 reçoit la commande 0. De cette manière la voie d'émission V4 (avec l'amplificateur A1) est reliée directement au récepteur T2. Dans cette configuration du 35 sélecteur, le générateur T1 émet le même signal de test que pour les deux autres mesures (de test et d'interférence). Le récepteur T2 mesure la phase (Pr, et éventuellement l'amplitude Ar de ce signal, appelé signal de référence. Cette mesure additionnelle est mémorisée dans la mémoire T5. La mesure de référence peut être effectuée lors de chaque 5 calibration. Elle permet de s'affranchir des fluctuations à long terme (par exemple pendant 30 minutes) entre deux calibrations successives de la source M, ces fluctuations pouvant provenir des fluctuations du signal de test délivré par le générateur Tl. En utilisant les mêmes notations complexes, la mesure de 10 référence peut se représenter par un nombre complexe Ur: Ur =A, * exp(i * pr) On peut déterminer une phase y et une amplitude A corrigées des 15 fluctuations du générateur et du récepteur, ainsi que des interférences dans le circuit de calibration: U -U Ur Ur avec U = A * exp(i * . ) A la différence des deux mesures précédentes (de test et 25 d'interférence), il n'est pas nécessaire de mesurer l'amplitude Ar lorsqu'on cherche uniquement à calibrer la phase de la source: (P 9 s r On décrit maintenant une calibration du mode réception. Cette calibration comprend les mêmes mesures que celles réalisées pour la calibration du mode émission, le sélecteur K étant configuré différemment. Lors la mesure de test, le sélecteur K est configuré de manière à relier l'entrée-sortie P4 avec l'entrée-sortie Pi. Le commutateur Kl reçoit la commande 0, le commutateur K2 reçoit la commande 1, le commutateur K3 reçoit la commande 1. L'amplificateur A4 (voir figure 2) reçoit la commande marche. Le générateur Tl émet un signal de test à une fréquence déterminée. Ce signal de test se propage à travers une portion de la voie 5 d'émission V4, la voie Vl puis à travers le coupleur Cl. Le signal se propage ensuite, comme lorsque le radar est en mode réception, à travers la source M, la voie d'émission-réception V5, le circulateur Rl, l'amplificateur A2 jusqu'au récepteur T2. Le récepteur mesure la phase (pm et l'amplitude Am de ce signal. La mesure de test est mémorisée dans la mémoire T5. Lors de mesure d'interférence, le sélecteur K est configuré de la même manière que pour la mesure de test. Cependant, le circuit de calibration est ouvert au niveau de la source M. A cet effet, l'amplificateur A4 reçoit la commande arrêt. De la même façon que pour la calibration du mode émission, le récepteur T2 mesure la phase (pf et l'amplitude Af du signal 1 5 interfèrent. On effectue ensuite les mêmes traitements avec les mesures de test et d'interférence. Il est possible aussi de réaliser une mesure de référence (voir ci-dessus), cette mesure étant la même que l'on calibre le mode émission ou réception. Que ce soit pour calibrer le mode émission ou réception, on ferme le circuit de calibration, le circuit de calibration comprenant une voie d'injection reliée à une voie de mesure par l'intermédiaire de la source M à calibrer. Pour calibrer le mode émission, la voie d'injection est formée par la 25 voie d'émission V4, V2, V5; et la voie de mesure est formée par la voie VI, V3 couplant la source M au récepteur T2. Pour calibrer le mode réception, la voie d'injection est formée par la voie V4, Vl amenant le signal à la source M; et la voie de mesure est formée par la voie de réception V5, V6. Afin d'effectuer la première mesure, on injecte un signal de test à 30 travers la source à calibrer M, le signal de test étant injecté sur la voie d'injection, on mesure la phase (Pm du signal ayant traversé la source à calibrer, la phase du signal étant mesurée sur la voie de mesure, on mesure l'amplitude Am du signal ayant traversé la source à calibrer, l'amplitude du signal étant mesurée sur la voie de mesure. Afin d'effectuer la seconde mesure, on ouvre le circuit de calibration au niveau de la source à calibrer. Dans cet exemple, le circuit est ouvert lors d'une calibration du mode émission, respectivement réception, en coupant l'alimentation de l'amplificateur A3, respectivement A4 (avec une 5 commande arrêt). On injecte le signal de test sur la voie d'injection, on mesure la phase (pf et l'amplitude Af du signal présent sur la voie de mesure. Avec ces deux mesures, dont l'ordre est indifférent, on détermine une valeur de phase (pc corrigée, cette phase corrigée étant la phase du nombre complexe Uc. On se réfère maintenant à la figure 7 sur laquelle est représenté un exemple d'antenne à réseau équipée d'un circuit de calibration. Le circuit de calibration représenté sur la figure 1 est modifié en ajoutant un réseau de sources M et d'éléments rayonnants W. On utilise un indice p, variant de 1 à 15 P, pour différencier les éléments (sources, éléments rayonnants) du réseau. Deux distributeurs hyperfréquences passifs Dl, D2 sont ajoutés respectivement sur les voies VI et V5. Ces distributeurs permettent de séparer une voie hyperfréquence en P sous-voies, la puissance du signal étant divisée par P sur chacune de ces sous-voies. Le distributeur D2 sépare la voie V5 en P sous-voies V5(p) d'émission et de réception. Chaque sous-voie d'émission et de réception V5(p) comprend un élément rayonnant W(p) et une source M(p). Toutes les sous-voies V5(p) se rejoignent au niveau du distributeur D2 pour former la voie V5, reliée au circulateur RI. Le distributeur DI sépare la voie VI en P sous-voies VI(p). Un coupleur C1(p) termine chaque sous-voie VI(p). Par conséquent, l'entréesortie PI du sélecteur K est reliée à P coupleurs Cl (p). Les calibrations sont effectuées pour chaque élément du réseau. Par conséquent, pour une fréquence donnée, on effectue P calibrations du 30 mode réception et P calibrations du mode réception. Pour un indice p donné, la calibration du mode réception ou émission de la source M(p) comprend les mêmes étapes que décrites cidessus, la seule différence étant que les autres sources M(k) avec k différent de p sont désactivées. Afin de désactiver une source M(k), on coupe 35 l'alimentation de l'amplificateur A3(k) et A4(k). Par conséquent la mesure d'interférence (phase (pf et amplitude Af) est la même pour tous les indices p. La même mesure peut donc être utilisée lorsque p varie. En notations complexes, l'opération de correction d'interférence se traduit alors par: Uc (p) = Um (p)U f Dans une antenne à réseau telle que celle représentée sur la figure 7, les interférences ont un niveau relatif non négligeable par rapport au 10 signal. En effet, les distributeurs Dl, D2 entraînent des pertes importantes, ne serait-ce que parce que la puissance est divisée par P. Il est donc nécessaire d'émettre un signal puissant. De plus, les différents éléments (tels que les distributeurs passifs) sont rapprochés pour des raisons d'encombrement, ce qui induit des couplages parasites. Par conséquent, le 15 signal émis (puissant) peut se retrouver par couplage électromagnétique sur la voie de réception. L'invention permet de s'affranchir de ces interférences. Certaines sources d'une antenne à réseau peuvent tomber en panne. Il peut arriver notamment que l'une des sources M(k) ne réponde pas 20 aux commandes de désactivation. En d'autres termes, l'alimentation de l'amplificateur A3(k) ou A4(k) ne se coupe pas malgré une commande dans ce sens. Dans les procédés de calibration classique, il n'est alors plus possible d'effectuer de calibration. En effet, la désactivation de la source 25 M(k) étant impossible, on obtient la somme des signaux de la source M(k) et M(p) lorsqu'on effectue la calibration de la source M(p). Le procédé selon l'invention permet de résoudre ce problème. En effet, le signal provenant de la source M(k) se trouve à la fois dans le terme Um et dans le terme Uf. Il s'élimine donc par différence entre ces deux termes. Selon un mode de réalisation avantageux, on mesure l'amplitude Ac, et on compare cette amplitude à un seuil déterminé afin de détecter les pannes. Lorsque l'amplitude Ac est inférieure au seuil, la panne est détectée. On détecte de cette manière les pannes de désactivation que les pannes d'amplification (panne se traduisant par une baisse anormale de la puissance 35 de la source). L'invention permet de localiser la position des sources défectueuses (panne de désactivation ou panne d'amplification) même si plusieurs sources du réseau sont en panne simultanément. Lorsqu'on effectue une calibration d'antenne à réseau, il est souhaitable de réduire au maximum le temps de calibration pour éviter de mobiliser le radar trop longtemps. A cet effet, une même mesure d'interférence peut, comme décrit ci-dessus, être utilisée pour plusieurs calibrations. Cependant, des fluctuations du récepteur ou du générateur 10 peuvent entraîner une dégradation des performances de la calibration. Selon un mode de réalisation avantageux, on ajoute un terme correctif ax à la mesure d'interférence, ce terme correctif étant un coefficient complexe corrigeant les fluctuations temporelles entre la mesure d'interférence et la mesure de test. La relation précédente devient: Uc(p)= Um(p)- a *Uf On peut déterminer le terme oc en effectuant le rapport entre deux 20 mesures de référence, une première mesure de référence étant concomitante avec la mesure de test, l'autre mesure de référence étant concomitante avec la mesure d'interférence. Des mesures sont dites concomitantes si elles sont suffisamment rapprochées dans le temps pour que les fluctuations temporelles soient négligeables. On corrige ainsi les 25 fluctuations de la mesure d'interférence. Par exemple, pour une fréquence donnée, on peut effectuer une mesure de référence suivie d'une mesure de calibration à un instant to. On note ces mesures Ur(to) et Uf(to). On effectue ensuite une mesure de test et une mesure de référence pour chaque valeur de p, ces mesures étant 30 effectuées à un instant tp. On détermine alors la phase et/ou l'amplitude du nombre Uc(p) défini par la relation suivante: U, (p) = U. (p) -a(tp)Uf (to) avec U, (tp) Ur (t0) On détermine la phase et/ou l'amplitude de Uo(p), c'est à dire 5 I'amplitude et la phase corrigée des interférences, par les relations suivantes: A, (p)= vAm2 (p)+ A' (tp)- 2. A2 (p). A' (tp) .* COS(Sm (p)+ ,', (p)) 10 po (p) = ATAN 2(Re(U, (p)); Im(U, (p))) avec Re(U (p)) = Am(p). CoS(m (p"))- A'f (tp). COS(?'f (tp)) 15 Im(Uc (p)) = Am (P) Sin( m (p))- A'f (tp). sin(''f (tp)) Af (tp)= Ar(t Af (to) Ar(to) o ()'f (tp) gf (to)+ {r (tp)--r(to) Bien entendu, il est possible d'effectuer plusieurs mesures de test pour une mesure de référence. Par exemple on peut effectuer une mesure de référence toutes les cinq mesures de test, le nombre total de mesures de 25 test pouvant être de l'ordre de 1000. Avantageusement, on corrige aussi les fluctuations temporelles long terme comme décrit ci-avant: U(p) Uc(p) uP (t"U-- Cette correction permet de s'affranchir des fluctuations entre la calibration de deux sources, si un laps de temps important sépare ces deux calibrations. C'est le cas notamment des antennes à réseau comprenant un grand nombre d'éléments, pour lesquelles la calibration de tous les éléments dure suffisamment longtemps pour que les fluctuations soient perceptibles. On se réfère maintenant à la figure 8 sur laquelle est représenté un exemple d'antenne à réseau configurée avec deux étages de distributeurs passifs, le radar étant équipé d'un circuit de calibration. Ce radar comprend 10 des éléments communs avec les radars représentés sur les figures 1 et 7. La voie d'émission du radar comprend en partant du générateur de signaux Tl: - la voie d'émission V4 sur laquelle est placé l'amplificateur AI, la voie d'émission V4 étant reliée à l'entrée-sortie P4 du sélecteur K; - la voie d'émission V2 sur laquelle est placé un premier distributeur passif D5, la voie d'émission V2 étant reliée à l'entrée-sortie P2 du sélecteur K, le distributeur passif divisant la voie d'émission V2 en Q sous-voies notées V2(q); - des amplificateurs A5(q), un amplificateur A5(q) étant placé sur chaque 20 sous-voie V2(q); - des sous-voies d'émission et de réception V5(q), ces sous-voies étant au nombre de Q, chaque sous-voie V5(q) étant reliée à une sous-voie V2(q) par un circulateur R2(q); - des distributeurs passifs D2(q), chaque distributeur passif étant placé sur 25 une sous-voie V5(q) qu'il divise en P autre sous-voies V5(p,q); - des sources M(p,q) et des éléments rayonnants W(p,q) placés sur chaque sousvoie V5(p,q). Par rapport à l'architecture précédente, les amplificateurs A5 ont été ajoutés. Ils permettent de compenser les pertes en sortie du distributeur 30 passif D5, ce qui améliore les performances du radar. La voie de réception du radar comprend: - les éléments rayonnants W(p,q) et les sources M(p,q); - les distributeurs passifs D2(q); - les circulateurs R2(q); - des sous-voies V6(q) de réception, chaque sous voie étant reliée à un circulateur R2(q); - un distributeur D4, regroupant lesQ sous-voies V6(q) pour former la voie de réception V6; - l'amplificateur A2, placé sur la voie V6; - le récepteur T2 à démodulation synchrone. La voie V3 du circuit de calibration est inchangée. Elle est couplée par l'intermédiaire du coupleur C2 à la voie V6 entre l'amplificateur A2 et le récepteur T2. La voie VI du circuit de calibration est divisée en Q sous-voies par un premier distributeur passif D3, chaque sous-voie étant à son tour divisée en P autre sous-voies par un distributeur passif Dl (q), ces PxQ sousvoies étant couplées par des coupleurs C1(p,q). Chaque coupleur Cl(p,q) est placé entre l'élément rayonnant W(p,q) et la source M(p,q). 15 On décrit maintenant un exemple des commandes appliquées lors des différentes mesures intervenant dans une calibration d'une source M(p,q). Pour effectuer la mesure de test lors d'une calibration du mode de 20 réception de la source M(p,q), le commutateur KI reçoit la commande 0, le commutateur K2 reçoit la commande 1, le commutateur K3 reçoit la commande 1, l'amplificateur Ai reçoit la commande marche, les amplificateurs A5(k) reçoivent la commande arrêt, l'amplificateur A2 reçoit la commande marche, l'amplificateur A4(p,q) reçoit la commande marche et les 25 autres amplificateurs A4(k,l) reçoivent la commande arrêt, les amplificateurs A3(k,l) reçoivent la commande arrêt. Pour effectuer la mesure d'interférence lors d'une calibration du mode de réception de la source M(p,q), les amplificateurs A4(k,l) reçoivent tous la commande arrêt. Les autres commandes restent les mêmes que pour 30 la mesure de test. Par conséquent, on applique les mêmes commandes quelque soit la source M(p,q) considérée. Pour effectuer la mesure de test lors d'une calibration du mode d'émission de la source M(p,q), le commutateur K1 reçoit la commande 1, le commutateur K2 reçoit la commande 0, le commutateur K3 reçoit la 35 commande 0 ou 1, l'amplificateur AI reçoit la commande marche, l'amplificateur A5(q) reçoit la commande marche et les autres amplificateurs A5(k) reçoivent la commande arrêt, l'amplificateur A2 reçoit la commande arrêt, l'amplificateurs A3(p,q) reçoit la commande marche et les autres amplificateurs A3(k,l) reçoivent la commande arrêt, les amplificateurs A4(k,l) reçoivent la commande arrêt. Pour effectuer la mesure d'interférence lors d'une calibration du mode émission de la source M(p,q), les amplificateurs A3(k,I) reçoivent tous la commande arrêt. Les autres commandes restent les mêmes que pour la mesure de test. Par conséquent, on applique des commandes différentes 10 lorsque l'indice q change. Il est donc nécessaire d'effectuer au minimum Q mesures d'interférence pour la calibration de l'émission des sources M(p,q). Pour effectuer la mesure de référence, que ce soit lors d'une calibration de l'émission ou de la réception, quelle que soit la source M(p,q) considérée, le commutateur Kl reçoit la commande 0, le commutateur K2 15 reçoit la commande 1, le commutateur K3 reçoit la commande 0, l'amplificateur AI reçoit la commande marche, les amplificateurs A5(k) reçoivent la commande arrêt, l'amplificateur A3 reçoit la commande arrêt, les amplificateurs A3(k,l) et A4(k,l) des sources M(k,l) reçoivent la commande arrêt. Selon un autre mode de réalisation, on remplace les distributeurs passifs par des sélecteurs hyperfréquences. Pour sélectionner une source à calibrer (lorsqu'on ferme le circuit de calibration), on peut alors aiguiller le signal de test vers cette source en 25 commandant les sélecteurs, au lieu de commander l'arrêt des autres sources. Pour ouvrir le circuit de calibration (mesure d'interférence), on peut alors aiguiller le signal hyperfréquence vers une charge, au lieu de commander l'arrêt de toutes les sources. Bien entendu l'invention ne se limite pas à ces exemples de mise en oeuvre. L'architecture du radar et/ou du circuit de calibration peut être différente. Le circuit de calibration peut être externe au radar. Le nombre de distributeurs/sélecteurs peut être différent. La calibration peut être effectuée 35 à plusieurs fréquences et températures. REVENDICATIONS 1. Procédé de calibration de phase d'une source hyperfréquence, dans lequel: - on ferme un circuit de calibration, le circuit de calibration comprenant une voie d'injection reliée à une voie de mesure par l'intermédiaire de la source à calibrer; - on injecte un signal de test à travers la source à calibrer, le signal de test étant injecté sur la voie d'injection, - on mesure la phase pm du signal ayant traversé la source à calibrer, la phase du signal étant mesurée sur la voie de mesure, caractérisé en ce 10 que: - on mesure l'amplitude Am du signal ayant traversé la source à calibrer, l'amplitude du signal étant mesurée sur la voie de mesure; - on ouvre le circuit de calibration au niveau de la source à calibrer; - on injecte le signal de test sur la voie d'injection; - on mesure la phase (pf et l'amplitude Af du signal présent sur la voie de mesure; - on détermine une valeur de phase (Pc corrigée, cette phase corrigée étant la phase d'un nombre complexe Uc, calculé à partir de deux nombres complexes Um et Uf, o: Um =Am. exp(i *.m) Uf = Af * exp(i. ) 2. Procédé selon la revendication 1, dans lequel le nombre complexe Uc est donné par la relation suivante: Uc =Um -a aUf o a est un coefficient complexe corrigeant les fluctuations temporelles de (pf et Af entre les mesures de Pm et Am d'une part, et de qf et Af d'autre part, ce coefficient valant 1 en l'absence de correction. 3. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel on détermine une valeur d'amplitude corrigée Ac, cette amplitude corrigée étant l'amplitude du nombre complexe Uc. 4. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel le coefficient complexe a est donné par la relation suivante: a Ur(ti) Uir(to) o Ur représente une mesure de la phase et de l'amplitude d'un signal de référence, la mesure Ur(ti) étant concomitante avec la mesure de Um, la mesure Ur(to) étant concomitante avec la mesure de Uf.