Brevet FR2837037A1 — publié le 20030912

L'invention concerne un procédé et un dispositif pour déterminer des coefficients d'un égaliseur. Une ligne d'abonné numérique asymétrique rapide (ADSL) et une ligne d'abonné numérique très rapide (VDSL) sont des exemples de systèmes de communications modernes qui permettent la transmission de données par des lignes de communication à des débits très élevés (par exemple jusqu'à 52Mbits/s). La transmission de données à haute vitesse sur des canaux à bande limitée peut être réalisée au moyen de systèmes de communications numériques par fréquences discrètes (DMT pour"discrete multitone"). Les modems DMT sont des systèmes de transmission à porteuses multiples destinés à diviser des données de transmission en plusieurs trains de bits entrelacés et à utiliser ces trains de bits pour moduler plusieurs porteuses. Le brouillage entre symboles (ISI pour, inter-symbole interference") et le brouillage entre canaux (ICI pour "inter-channel interference") limitent notablement les systèmes de communications à débit élevé de données. Une façon de compenser le brouillage ISI dans un système DMT est d'ajouter un préfixe cyclique au début de chaque symbole DMT transmis. Malheureusement, bien que l'augmentation de la longueur des préfixes réduise le brouillage ISI, elle diminue aussi le débit effectif de données. Une autre approche pour lutter contre le brouillage ISI consiste à utiliser un égaliseur au niveau du récepteur. Cependant, de nombreux égaliseurs ont besoin de"services"informatiques considérables et évolutifs. Dans des communications pratiques, la réponse en fréquence d'un canal de communications n'est pas connue. Des égaliseurs sont donc conçus en utilisant de nombreux paramètres qui doivent être ajustés sur la base de mesures de caractéristiques ayant une influence sur les signaux du canal. Un égaliseur typique comporte un filtre transversal ayant une ligne à retard a espacement de T-secondes, où"T" est l'intervalle d'échantillonnage et"fs=l/T"est la cadence d'échantillonnage au récepteur. Les sorties des prises du filtre sont multipliées par un coefficient de filtre, sommées et appliquées en entrée à un dispositif de décision de coefficient destiné à sélectionner des coefficients. Les valeurs des coefficients sont habituellement sélectionnées de façon à minimiser soit la distorsion maximale, soit la distorsion quadratique moyenne. Les coefficients des prises correspondent aux paramètres du canal. Suivant les coefficients sélectionnés, l'égaliseur peut éliminer sensiblement le brouillage de symboles DTM. Il existe au moins deux approches générales pour obtenir des coefficients d'un égaliseur. Une approche est une technique d'erreur quadratique moyenne (MSE) pour "mean-squared error"minimale destinée à minimiser une erreur quadratique moyenne MSE. Une autre approche consiste à obtenir une valeur propre et un vecteur propre en utilisant la décomposition en valeurs singulières (SVD pour "singular value decomposition"). Alors que l'approche SVD parvient à des résultats améliorés en comparaison avec l'approche MSE, l'approche SVD n'est pas largement utilisée dans des modems de communications en pratique. L'approche SVD peut être classée soit en une approche par inversion directe de matrice, soit en une approche par algorithme adaptatif. Alors que l'approche par algorithme adaptatif est sensiblement plus efficace que l'approche par inversion directe de matrice, elle ne convient pas à des communications en temps réel car il est difficile de déterminer un degré de convergence de coefficients. L'approche par inversion directe de matrice est également coûteuse en calculs pour l'inversion de matrice. Mais, étant donné qu'une matrice destinée à une inversion est une matrice de covariance d'un canal de communications donné, le coût des calculs est réduit pour réaliser aisément l'approche par inversion directe de matrice. Malheureusement, ces approches sont limitées quant à la réduction du brouillage entre symboles (ISI) et du brouillage entre canaux (ICI). Ceci est dû au fait qu'un récepteur installé au modem DMT connaît la caractéristique de réponse en fréquence d'une zone d'aval dans un canal pour la réception de données provenant d'un central, mais ne connaît pas la caractéristique de réponse en fréquence d'une zone d'amont dans un canal pour l'envoi de données depuis le récepteur vers un central ou un noeud ou"node" par une ligne de communications. On a donc besoin d'un égaliseur qui amplifie et affaiblit un signal reçu afin que la bande entière d'un canal ait un gain uniforme, amplifie une zone d'amont sans réponse et affaiblisse une zone d'aval avec une réponse. Il en résulte qu'un canal d'une zone de fréquence utilisée en pratique est affaiblie afin de réduire le rapport signal/bruit (SNR). Pour éliminer les inconvénients ci-dessus, un procédé selon une forme de réalisation de l'invention détermine des coefficients d'un égaliseur en estimant une réponse en fréquence d'une zone d'amont dans un canal. En outre, un appareil selon une forme de réalisation de l'invention détermine des coefficients d'un égaliseur afin de minimiser un brouillage entre symboles (ISI) et un brouillage entre canaux (ICI). Selon une forme de réalisation de l'invention, un procédé détermine des coefficients d'un égaliseur fonctionnant dans le domaine temporel dans un récepteur destiné à recevoir un signal de réception transmis à travers une zone d'aval dans un canal de communications ayant une zone d'amont et la zone d'aval. Le procédé consiste à estimer une réponse en fréquence de la zone d'amont dans le canal de communications, et à déterminer les coefficients de l'égaliseur du domaine temporel à partir de la réponse en fréquence estimée de la zone d'amont et d'une réponse en fréquence de la zone d'aval. Dans cette forme de réalisation, le procédé comprend en outre la détermination d'une fonction de coût en utilisant la réponse en fréquence estimée de la zone d'amont et la réponse en fréquence de la zone d'aval, et la détermination des coefficients en utilisant la fonction de coût déterminée. Dans cette forme de réalisation, la fonction de coût est la somme du carré d'une différence entre une réponse impulsionnelle du canal de communications et une réponse impulsionnelle du canal égalisé, et du carré du coefficient de l'égaliseur du domaine temporel. Dans cette forme de réalisation, la réponse impulsionnelle du canal et la réponse impulsionnelle du canal égalisé sont déterminées conformément à un signal d'apprentissage initial comportant une impulsion unité transmise au récepteur par le canal de communications. Dans cette forme de réalisation, la réponse en fréquence de la zone d'amont comprend une réponse en phase et une réponse en amplitude de la zone d'amont. Dans cette forme de réalisation, la réponse en phase de la zone d'amont est estimée sur la base de gradients de sous-canaux dans la zone d'aval. Dans cette forme de réalisation, la réponse en amplitude de la zone d'amont est estimée, des amplitudes de sous-canaux adjacents dans la zone d'amont ayant des valeurs différentes. Dans cette forme de réalisation, la réponse en amplitude de la zone d'amont est estimée, des sous-canaux de numéros pairs dans la zone d'amont ayant une valeur prédéterminée hl et des sous-canaux de numéros impairs ayant une valeur h2 qui est inférieure à la valeur prédéterminée hl. Selon une autre forme de réalisation de l'invention, celle-ci propose un appareil qui détermine des coefficients d'un égaliseur travaillant dans le domaine temporel dans un récepteur destiné à recevoir un signal de réception transmis à travers une zone d'aval dans un canal de communications ayant une zone d'amont et la zone d'aval. L'appareil comporte un estimateur destiné à estimer une réponse en fréquence de la zone d'amont, et un calculateur destiné à déterminer les coefficients de l'égaliseur du domaine temporel à partir de la réponse en fréquence estimée de la zone d'amont et d'une fréquence de la zone d'aval. Dans cette forme de réalisation, l'estimateur comporte un estimateur de phase destiné à estimer une réponse en phase de la zone d'amont et un estimateur d'amplitude destiné à estimer une réponse en amplitude de la zone d'amont. Dans cette forme de réalisation, l'estimateur de phase estime la réponse en phase de la zone d'amont sur la base de gradients de tous sous-canaux dans la zone d'aval. Dans cette forme de réalisation, l'estimateur d'amplitude estime des amplitudes de sous-canaux adjacents dans la zone d'amont. Dans cette forme de réalisation, le calculateur détermine une fonction de coût en utilisant la réponse en fréquence estimée de la zone d'amont et la réponse en fréquence de la zone d'aval, et détermine les coefficients en utilisant la fonction de coût déterminée. Dans cette forme de réalisation, la fonction de coût est la somme du carré d'une différence entre une réponse impulsionnelle du canal de communications et une réponse impulsionnelle du canal égalisé, et du carré du coefficient de l'égaliseur du domaine temporel. Dans cette forme de réalisation, la réponse impulsionnelle du canal et la réponse impulsionnelle du canal égalisé sont déterminées conformément à un signal d'apprentissage initial comprenant une impulsion unité transmise au récepteur par le canal de communications. Selon une autre forme de réalisation de l'invention, un procédé établit des coefficients d'un égaliseur travaillant dans le domaine temporel dans un système de communications pour la transmission d'un signal par un canal de communications ayant une zone d'amont et une zone d'aval, afin qu'une erreur entre une sortie de l'égaliseur du domaine temporel et une sortie du circuit cible du canal devienne nulle. Le procédé comprend l'estimation d'une réponse en fréquence de la zone d'amont dans le canal de communications, l'estimation d'une sortie de l'égaliseur travaillant dans le domaine temporel à partir de la réponse en fréquence estimée de la zone d'amont et de la réponse en fréquence de la zone d'aval, la détermination d'une fonction de coût J d'après la sortie estimée de l'égaliseur en domaine temporel et de la sortie du circuit cible de canal, et la détermination de coefficients où la fonction de coût J a une valeur minimale. La fonction de coût J est donnée par l'équation suivante : J = E {e2} + slap où E est une fonction d'erreur, e est une erreur entre une sortie d'un égaliseur de domaine temporel et une sortie d'un circuit cible de canal, X est un entier autre que 1, et a désigne des coefficients de l'égaliseur du domaine temporel. Dans cette forme de réalisation, les coefficients de l'égaliseur dans le domaine temporel sont déterminés d'après la fonction de coût J au moyen d'un algorithme d'erreur quadratique moyenne minimale (MSE). L'invention sera décrite plus en détail en regard des dessins annexés à titre d'exemples nullement limitatifs et sur lesquels : la figure 1 est une vue schématique de la structure d'un émetteur et d'un récepteur, qui sont prévus dans un système de transmission à porteuses multiples ; la figure 2 est une vue schématique d'un filtre transversal, qui est prévu dans un égaliseur travaillant dans le domaine temporel (TEQ) ; la figure 3 est un schéma pour expliquer un procédé pour la détermination de coefficients d'un égaliseur en domaine temporel (TEQ) montré sur la figure 1 ; la figure 4 est un graphique montrant la réponse en amplitude d'un câble classique à paire torsadée sans prise pontée dans un système de communications par fréquence discrète (DMT) ; la figure 5 est un graphique montrant la réponse en phase d'un câble à paire torsadée ; la figure 6 est un graphique montrant la réponse en fréquence caractéristique d'un égaliseur en domaine temporel (TEQ) ; la figure 7 est un schéma fonctionnel simplifié d'un appareil de transmission de données numériques comportant une unité de détermination de coefficients selon une forme de réalisation de l'invention ; la figure 8 est un graphique pour expliquer un procédé d'estimation de la réponse en phase d'une zone d'amont dans un canal d'un estimateur de phase montré sur la figure 7 ; la figure 9 est un graphique pour expliquer un procédé d'estimation de la réponse à l'amplitude d'une zone d'amont dans un canal d'un estimateur de phase montré sur la figure 7 ; la figure 10 est un graphique pour expliquer un procédé d'estimation de la réponse en amplitude d'une zone d'amont d'un canal par l'utilisation d'un estimateur d'amplitude représenté sur la figure 7 ; la figure 11 est un graphique montrant la réponse caractéristique d'un égaliseur en domaine temporel (TEQ) selon une forme de réalisation de l'invention ; et la figure 12 est un graphique montrant la caractéristique d'un égaliseur lorsque des coefficients de l'égaliseur sont établis sur la base du procédé de détermination de coefficients selon une forme de réalisation de l'invention. La figure 1 illustre un émetteur 10 et un récepteur 20 d'un système classique de transmission à porteuses multiples. L'émetteur 10 comporte un tampon de conversion série-parallèle (tampon S-P) 11, un codeur 12, une unité de transformation de Fourier discrète inversée (IDFT) 13, une unité d'addition de préfixes cycliques (CPA) 14, et une unité d'entrée analogique (AFE) 15 ayant un filtre passebas et exécutant une conversion numérique-analogique. Le récepteur 20 comporte une unité d'entrée analogique (AFE) 21 ayant un filtre passe-bas et effectuant une conversion analogique-numérique, un égaliseur travaillant dans le domaine temporel (TEQ) 22, une unité d'élimination de préfixes cycliques (CPE) 23, une unité de transformation de Fourier discrète (DFT) 24, un égaliseur travaillant dans le domaine fréquentiel (FEQ) 25 et un tampon à conversion parallèle-série (tampon P-S) 27. Comme montré sur la figure 1, un canal 16 (c'est-àdire une voie de transmission, par exemple un réseau téléphonique) est établi entre l'émetteur 10 et le récepteur 20. Une source 17 de bruit se trouve sur le canal 16. Des trains de bits de données de transmission (TD) sont appliqués en entrée au tampon S-P 11 qui convertit les trains de bits en série en trains de bits en parallèle. Le tampon S-P 11 délivre en sortie des trains de bits en parallèle au codeur 12. Le codeur 12 divise les trains de bits en parallèle en plusieurs groupes de suites de bits en parallèle (N pièces), code chacun des groupes de suites de bits en parallèle sous la forme d'une information codée, et délivre en sortie l'information codée à l'unité IDFT 13. Dans ce cas, N pièces codées (appelées ci-après'IN informations codées") sont affectées à N porteuses. Chaque porteuse est transmise sous la forme d'un"symbole de transmission". L'unité IDFT 13 effectue la transformation de Fourier discrète inversée sur les N informations codées et convertit les N informations codées d'un signal de base de fréquence en un signal de base de temps. Dans une détermination réelle de la transformée de Fourier discrète inversée (IDFT), on utilise une transformée de Fourier rapide inversée (IFFT) au lieu de la transformée IDFT pour améliorer la vitesse de la détermination. Les signaux de base de temps convertis par l'IDFT 12 sont transmis à l'unité d'addition de préfixes cycliques CPA 14. Lorsqu'un processus d'addition de préfixes cycliques est exécuté, un brouillage entre symboles (ISI), provoqué par une caractéristique de réponse du canal 16 ayant un retard de transmission prédéterminé, peut être sensiblement éliminée en utilisant l'unité CPE et l'égaliseur TEQ 22. Des signaux, qui sont soumis au processus d'addition de préfixes cycliques, sont transmis à l'unité AFE 15 qui convertit des signaux numériques en signaux analogiques. Les signaux analogiques sont transmis au canal 16 par l'intermédiaire du filtre passe-bas prévu dans l'unité AFE 15. Dans un canal utilisé pour la transmission de données, si une caractéristique d'amplitude (c'est-à-dire le gain) et une caractéristique de retard de groupe du canal sont constantes, il n'y a aucune distorsion des signaux par le canal. Cependant, étant donné que la caractéristique de fréquence n'est pas constante dans le canal réel, les signaux sont influencés par la distorsion du canal. Les signaux déformés sont transmis à l'unité AFE 21 par l'intermédiaire du canal 16. Dans l'unité AFE 21, des composantes de bruit de fréquence élevée sont sensiblement éliminées par le filtre passe-bas et les signaux sont convertis en signaux numériques. Les signaux numériques sont ensuite délivrés en sortie à l'égaliseur TEQ 22. Si la distorsion dans le canal est grande, l'effet appliqué aux signaux devient également important. Par conséquent, la forte distorsion entraîne un brouillage entre canaux (ICI) et un brouillage entre symboles (ISI). La forte distorsion a donc un effet sur les signaux reçus. Les signaux déformés sont transmis à l'unité AFE 21 par l'intermédiaire du canal 16. Dans l'unité AFE 21, des composantes de bruit de fréquence élevée sont sensiblement éliminées par le filtre passe-bas et les signaux sont convertis en signaux numériques. Les signaux numériques sont ensuite délivrés en sortie à l'égaliseur TEQ 22. La figure 2 illustre une structure d'un filtre transversal utilisé dans un égaliseur travaillant dans le domaine temporel (TEQ). Ce filtre transversal a une longueur de prise K. Comme montré sur la figure 2, (K-1) éléments à retard sont connectés en série. Chacun des (K-1) éléments à retard a un temps de retard pour chaque période d'échantillonnage. Un signal d'entrée (entrée TEQ) provenant de l'unité AFT 21 est appliqué en entrée à un premier élément à retard 31. Le signal d'entrée, retardé par le premier élément à retard 31, est appliqué en entrée à un deuxième élément à retard 32. Le signal continue à travers l'égaliseur TEQ 22 jusqu'au dernier élément à retard 3 (K-1). Comme illustré sur la figure, chacun des K multiplieurs 41 est couplé à une sortie d'un élément à retard T sauf le premier multiplieur, et (K-1) additionneurs 51 sont couplés à chaque sortie des multiplieurs 41. Chacun des multiplieurs 41 multiplie un signal de sortie d'un élément à retard T par un coefficient correspondant, par exemple aO, al,..., et ak. Les signaux de sortie des multiplieurs 41 sont additionnés séquentiellement par les (K-1) additionneurs 51, afin qu'un signal de sortie (sortie TEQ) du dernier additionneur à retard devienne un signal de sortie de l'égaliseur TEQ 22. En référence de nouveau à la figure 1, l'égaliseur TEQ 22 réduit la longueur des prises d'une caractéristique du canal (c'est-à-dire une caractéristique de réponse impulsionnelle) d'une longueur infinie à une longueur prédéterminée L ou moins. Conformément à cette fonction, l'effet du brouillage entre symboles (ISI) à un signal de réception peut être supprimé dans une plage du préfixe cyclique ayant la longueur L. L'unité DFT 24 convertit un symbole d'information, ayant une longueur L, d'un signal de base de temps en données de symbole. Pour augmenter la vitesse de fonctionnement, une unité de transformation de Fourier rapide (FFT) peut être utilisée à la place de l'unité DFT. L'égaliseur en domaine fréquentiel (FEQ) 24 égalise des données de symboles pour chaque porteuse sur la base de la fréquence. Le décodeur 26 décode chaque donnée de symbole en les données de suites de bits en parallèle. Le tampon P-S 27 convertit des données de suites de bits en parallèle en données de suites de bits en série et délivre en sortie les données de suites de bits en série en tant que données de réception du récepteur 20. Une unité d'apprentissage, qui est prévue dans l'égaliseur TEQ 22 et qui réduit le nombre de prises d'une caractéristique du canal dans une longueur prédéterminée L, a été décrite dans le brevet des EUA nO 5 285 474, intitulé "METHOD FOR EQUALIZING A MULTICARRIER SIGNAL IN A MULTICARRIER COMMUNICATION SYSTEM", délivré à Jack Chow et John M. Chioffi. On expliquera en référence à la figure 3 un procédé pour la détermination (l'apprentissage) de coefficients de l'égaliseur TEQ 22 montré sur la figure 1. En référence à la figure 3, un générateur 101 de données situé d'un côté d'émission, un canal 102, un bruit 103 superposé au canal 102, un égaliseur travaillant dans le domaine temporel (TEQ) 104, un générateur 105 de données du côté de la réception, un élément à retard 106 destiné à compenser un retard dans le canal 102, un circuit cible de canal 107 pour une caractéristique cible de canal et un soustracteur 108 sont illustrés. Pour l'apprentissage de l'égaliseur TEQ 104, le générateur 101 de données du côté d'émission génère un signal pseudo-aléatoire x, et le générateur 105 de données du côté de la réception génère un signal pseudo-aléatoire x'. Le bruit 103 est superposé sur le signal pseudoaléatoire x parcourant le canal 102. Un signal pseudoaléatoire y superposé au bruit est appliqué en entrée à l'égaliseur TEQ 104 qui délivre en sortie un signal u. Le signal pseudo-aléatoire x'provenant du générateur 105 de données est appliqué en entrée au circuit cible 107 de canal par l'intermédiaire de l'élément à retard 106. Le circuit cible de canal 107 délivre en sortie un signal u'. L'égaliseur TEQ 104 ajuste des coefficients de prises tels qu'une erreur E entre les signaux u et u'devienne nulle. Le circuit cible de canal 107 ajuste également les coefficients de prises de façon que l'erreur E entre eux devienne nulle. Les signaux u et u'sont combinés par le soustracteur 108. Les figures 4 et 5 montrent respectivement une réponse en amplitude d'aval et une réponse en phase d'aval. En référence aux figures 4 et 5 dans des sous-canaux 0-nl, ni une réponse en amplitude ni une réponse en phase n'existent sensiblement, et seul un bruit est présent. Ceci est dû au fait que les sous-canaux 0-nl sont dans des zones d'amont d'un système de communications FDM. Etant donné qu'aucun signal n'est reçu à travers une zone d'amont, un récepteur ne peut pas connaître les caractéristiques de fréquence et de phase pour une zone d'amont d'un canal. Bien que le récepteur reçoive un signal à travers la zone d'amont de façon à connaître la caractéristique de la zone d'amont, des signaux de la zone d'amont sont tous affaiblis par un filtre numérique ou un filtre analogique du récepteur. Comme décrit précédemment, on dispose de l'approche par MSE minimale et l'approche par algorithme SVD pour obtenir des coefficients de l'égaliseur TEQ 22 en utilisant une information de canal montrée sur les figures 4 et 5. Les résultats obtenus par ces approches sont différents l'un de l'autre, mais une caractéristique de fréquence d'un égaliseur en domaine temporel est sensiblement la même, comme montré sur la figure 6. En référence à la figure 6, une réponse en fréquence de l'égaliseur TEQ 22 est haute dans une zone d'amont où aucun signal n'est reçu et est basse dans une zone d'aval où un signal est reçu. Autrement dit, un gain de canal dans la zone d'amont est amplifié et un gain de canal dans la zone d'aval est affaibli. Ceci est dû au fait que l'égaliseur TEQ 22 est un filtre du type à réponse impulsionnelle finie (FIR). Par conséquent, un gain d'une zone à réponse basse est amplifié et un gain d'une zone à réponse haute est affaibli afin qu'une caractéristique générale d'une zone à réponse haute puisse être uniforme. En outre, une réponse de canal de la zone d'aval est brusque et une réponse de canal ne peut pas être obtenue pour des sous-canaux antécédents à un sous-canal nl. Dans cet état, un égaliseur dans le domaine temporel ayant 8 à 32 égaliseurs ne peut pas diviser une réponse d'un canal de communications en une réponse de zone d'amont et une réponse de zone d'aval. Autrement dit, une égalisation correcte de canal ne peut pas être effectuée pour les souscanaux n1 et 12 où la zone d'aval commence. Pour surmonter les inconvénients ci-dessus, une caractéristique de la zone d'amont dans un canal est estimée pour déterminer des coefficients d'un égaliseur travaillant dans le domaine temporel. La figure 7 illustre schématiquement un appareil de transmission de données numériques ayant une unité de détermination de coefficients selon une forme de réalisation de l'invention. En référence à la figure 7, un générateur 201 de données situé d'un côté d'émission, un canal 202, un bruit superposé au canal 202 et un appareil 210 de transmission de données numériques situé du côté de la réception sont illustrés. L'appareil 210 de transmission de données numériques comporte un égaliseur travaillant dans le domaine temporel (TEQ) 211, un élément à retard 213, un circuit cible de canal 214 pour une caractéristique cible de canal, un soustracteur 215 et une unité 216 de calcul de coefficients. Pendant le traitement d'un signal dans l'égaliseur TEQ 211, le générateur de données 201 du côté de l'émission génère un signal pseudo-aléatoire X et le générateur de données 212 du côté de la réception génère le même signal X'. Un bruit 203 est superposé au signal pseudo-aléatoire X parcourant le canal 202. Un signal pseudo-aléatoire Y, superposé au bruit 203, est appliqué en entrée à l'égaliseur TEQ 211 qui délivre en sortie un signal U. Le signal pseudo-aléatoire XI provenant du générateur de données 212 est appliqué en entrée au circuit cible de canal 214 en passant par l'élément à retard 213. Le circuit cible de canal 214 délivre en sortie un signal U'. Les signaux U et U'sont combinés par le soustracteur 215 en un signal multidimensionnel et appliqués en entrée à l'unité 216 de calcul de coefficients. Cette unité 216 ajuste des coefficients de prises de l'égaliseur TEQ 211 et des coefficients de prises du circuit cible de canal 214 de manière qu'une erreur entre les signaux U et U'devienne nulle. L'unité 216 de calcul de coefficients comporte un estimateur 221 de phase, un estimateur 222 d'amplitude et un calculateur 223 de coefficients. L'unité 216 de calcul de coefficients estime une réponse en phase et une réponse en amplitude d'une zone d'amont dans un canal, et détermine des coefficients de l'égaliseur TEQ 211 et du circuit cible de canal 214. On expliquera, en référence à un graphique de la figure 8, un procédé pour estimer une réponse en phase d'une zone d'amont dans des canaux dans l'estimateur 211 de phase représenté sur la figure 8. En référence à la figure 8, des phases d'une zone d'amont dans des canaux, c'est-à-dire d'un sous-canal 0 jusqu'à un sous-canal antécédent à un sous-canal nl, sont estimées par un procédé d'extrapolation. Autrement dit, en supposant qu'une caractéristique de phase d'un canal donné présente une linéarité, sa caractéristique de phase est exprimée sous la forme d'une fonction linéaire pour l'obtention de phases de sous-canaux dans la zone d'amont. Dans ce cas, un gradient de la fonction linéaire utilisée dans l'extrapolation est déterminé par des phases des sous-canaux nl et n2. Les sous-canaux nl et n2 sont des sous-canaux d'une zone d'aval, et la fréquence du souscanal n2 est supérieure à celle du sous-canal nl. Si une réponse en phase du sous-canal nl est (pl et une réponse en phase du sous-canal n2 est (p2, un gradient d'une fonction linéaire devant être utilisée pour l'extrapolation de la phase est ip2-tpl. Par conséquent, l'extrapolation n2-iil de la phase est donnée par ce qui suit : [Equation 1] ,. 2-1. Dans le cas où n2=nl+l, l'équation 1 ci-dessus est simplifiée de la manière suivante : [Equation 2] sPi' (2- + 1 + (2-pt)/ Un graphique de la figure 9 montre un procédé d'estimation d'une réponse en amplitude d'une zone d'amont dans un canal dans l'estimateur d'amplitude montré sur la figure 7. En référence à la figure 9, un gradient d'amplitude utilisé pour l'extrapolation peut avoir une variété de valeurs estimées. Autrement dit, le gradient peut avoir une valeur positive, peut être nul ou peut avoir une valeur négative. Si une réponse en amplitude du sous-canal ni est hl et une réponse en amplitude du sous-canal n2 est h2, une réponse en amplitude obtenue par une extrapolation linéaire du sous-canal 0 au sous-canal ni est donnée par ce qui suit : [Equation 3] = M-l ,, n2-/ ? l 2-1 [Equation 4] ; !/=/ ! !,/-0, 1,..., 1 [Equation 5] h - hl-h2. hln2-h2nl-2hlnl. = 0 1 l /- 1+, 1.,..., n 1I2-nl n2-nl Par exemple, pour effectuer l'extrapolation d'amplitude en utilisant le même gradient en tant que réponse en amplitude d'une zone d'aval du canal, l'amplitude d'amont du canal est estimée à partir du gradient de l'équation 3. Par ailleurs, pour réaliser l'extrapolation d'amplitude en utilisant un gradient dans le sens inverse de la réponse en amplitude de la zone d'aval dans le canal, on estime le gradient d'amont du canal à partir du gradient de l'équation 5. En outre, pour effectuer l'extrapolation d'amplitude indépendamment de la réponse en amplitude de la zone d'aval dans le canal, on établit à une valeur quelconque l'amplitude de la zone d'aval dans le canal. Conformément au procédé décrit ci-dessus, les caractéristiques de phase et d'amplitude de la zone d'amont dans le canal sont estimées afin de réduire le brouillage entre symboles (ISI). Cependant, un gain de canal reste réparti vers la zone d'amont et, par conséquent, l'amélioration possible d'un rapport signal/bruit (SNR) est limitée. Selon une forme de réalisation de l'invention, une solution proposée pour faire face à la limitation précitée consiste à appliquer un bruit virtuel à la zone d'amont lors de l'extrapolation de la réponse en amplitude de la zone d'amont. Il est donc possible d'empêcher un égaliseur fonctionnant dans le domaine temporel de distribuer un gain de canal à la zone d'amont. Le graphique de la figue 10 montre un procédé pour estimer une réponse en amplitude d'une zone d'amont dans un canal dans l'estimateur 222 d'amplitude montré sur la figure 7 selon une forme de réalisation de l'invention. En référence à la figure 10, on extrapole une réponse en amplitude afin que des réponses partielles en amplitude allant d'un sous-canal 0 à un sous-canal n1 puissent être hl et que des réponses en amplitude des autres sous-canaux puissent être hl/256. Les équations 6 et 7 montrent à titre d'exemple qu'une réponse en amplitude est extrapolée afin que des réponses en amplitude de sous-canaux de numéros pairs puissent être hl et que des réponses en amplitude de sous-canaux de numéros impairs puissent être hl/256. [Equation 6] Al, ï= 2, 4,....,/ ! !' [Equation 7] hit -,'==3, 5....., 1 256 La figure 11 montre une réponse caractéristique d'un égaliseur travaillant dans le domaine temporel lorsque la réponse en amplitude de la zone d'amont dans le canal est soumise à une distorsion par un bruit fort. En référence à la figure 11, un gain d'un sous-canal 0 à un sous-canal n1 (c'est-à-dire une zone d'amont) est faible, et un gain de sous-canaux précédant le sous-canal ni est relativement fort. Les performances d'ensemble d'un système de communications FDM sont donc améliorées. Une caractéristique de fréquence d'une zone d'amont est estimée dans l'estimateur de phase 221 et dans l'estimateur d'amplitude 222, et le calculateur 223 de coefficients montré sur la figure 7 détermine des coefficients de l'égaliseur travaillant dans le domaine temporel (TEQ) 211. Si un symbole de référence x désigne un signal pseudoaléatoire délivré en sortie du générateur 201 de données, un symbole de référence y désigne un signal pseudoaléatoire appliqué en entrée à l'égaliseur TEQ 211, des symboles de référence al, a2,..., et ak désignent des coefficients dans l'égaliseur TEQ 211, et des symboles de référence jbl, b2,..., et bk désignent des coefficients du circuit cible de canal 214, ils sont dans une relation donnée par l'équation 8. [Equation 8] y (n) + l (K-l) + c2y (M-2) +... + oAy (n - 0) + & 1 (M- Les coefficients al, a2,... et a. k de l'égaliseur TEQ 211 sont définis comme montré dans l'équation 9, et les coefficients bl, b2,..., et bk du circuit cible de canal 214 sont définis comme montré dans l'équation 10. [Equation 9] al 2 a =. *. aK [Equation 10] bO M b r ful M Si une réponse impulsionnelle du canal 202 est h (z), les coefficients al, a2,..., et ak, les coefficients bl, b2,..., et bk, et h (z) sont dans une relation donnée par l'équation 11. [Equation 11] h () = z'b (z)/l-t+a (z) où le nombre de coefficients de l'égaliseur TEQ 211 est K+1 et le nombre de coefficients du circuit cible de canal 214 est M+1=CP+1 (CP étant la longueur d'un préfixe cyclique). Les coefficients de l'égaliseur TEQ 211 sont déterminés en utilisant l'algorithme MSE minimal. L'algorithme MSE minimal obtient les coefficients de l'égaliseur TEQ 211 et les coefficients du circuit cible de canal 214, qui sont utilisés pour minimiser une erreur entre un signal de sortie u de l'égaliseur TEQ 211 et un signal de sortie u'du circuit cible de canal 214. Une fonction de coût de l'algorithme MSE minimal est donnée par l'équation 12. [Equation 12] J = E {e2} Bien que l'algorithme MSE minimal donne des résultats souhaitables dans de nombreux cas, par exemple des coefficients souhaitables de l'égaliseur TEQ 211 et des coefficients souhaitables du circuit cible de canal 214, les coefficients de l'égaliseur TEQ 211 peuvent diverger, ou peuvent comprendre un bruit 203 ou une distorsion qui diminue la stabilité d'un système général. Par conséquent, selon une forme de réalisation de l'invention, un terme carré du coefficient de l'égaliseur TEQ 211 est ajouté à une fonction de coût. [Equation 13] J = E {e } + Ajap,2L1 Conformément à l'équation 13, la fonction de coût est obtenue pour minimiser l'erreur MSE et limiter les dimensions des coefficients de l'égaliseur TEQ 211. Si la définition de y i I 1 y (n-2) et x = x (n) t y (n" et-- I y (n-K x (n-5-M} ... I I Ly (n-K t x (n-5-M) j I y (n) est donnée par l'équation 14 suivante : [Equation 14] r- r- une erreur entre la sortie u de l'égaliseur TEQ 211 et la sortie u'du circuit cible de canal 214 est exprimée par l'équation 15. [Equation 15] c (h) = y fï- & . En utilisant l'équation 15, la fonction de coût de l'équation 13 est réagencée comme montré dans l'équation 16. [Equation 16] J ;'-- E jy2 (n) +2aTyy (n)-2bTxy (n)-2bTx yaT+a"y yl+b-TX Tbj+klal, 2 Dans la fonction de coût J de l'équation 16, il y a des valeurs minimales pour des coefficients a de l'égaliseur TEQ 211 et des valeurs minimales pour des coefficients b du circuit cible de canal 214. Une valeur minimale de la fonction de coût J est obtenue lorsqu'un gradient de J à a est nul et qu'un gradient de J à b est nul, comme montré dans les équations 17 et 18. [Equation 17] as ~ O aa [Equation 18] J = 0 4 y yT) ÎT), Si la définition est {. p}, ==E {}, -' {x}, Rxy=E (}, PyE {y (r)}, et ryy=E {y (n) y (n-k)}, la fonction de coût J doit être agencée dans l'équation 19. [Equation 19] J= ryy (O) + 2aTpy - 2bTpx - 2bTR. -cyaT + aTR)'Ya + . j Etant donné que le signal pseudo-aléatoire x généré par le générateur 201 de données est un signal impulsionnel, le résultat est Rxx= I et JRxy= yx. Un gradient J-a et un gradient J-b sont donnés par les équations 20 et 21, respectivement. [Equation 20 ai = 2P,-2/+ 2/ : + SAa = 0 Il o [Equation 21] aicp ab L'équation 20 peut être arrangée pour a et l'équation 21 peut être arrangée pour b comme montré dans les équations 22 et 23, respectivement. [Equation 22] a = (Ryy-/i. J' Rxyxy7 (Rxy-Px-Py) [Equation 23] b = Px + Pxya Les coefficients a et b, qui sont les résultats déterminés du calculateur 223 de coefficients montré sur la figure 7, sont délivrés en sortie à l'égaliseur TEQ 211 et au circuit cible de canal 214, respectivement. Comme décrit ci-dessus, une réponse en phase pour une zone d'amont dans un canal est estimée au moyen d'une extrapolation. A la suite d'une distorsion forcée d'une réponse en amplitude, des coefficients d'un égaliseur travaillant dans le domaine temporel et des coefficients d'un circuit cible de canal sont déterminés en utilisant l'algorithme MSE minimal. Lorsqu'une fonction de coût J de l'erreur MSE minimale est déterminée, le carré des coefficients de l'égaliseur en domaine temporel est inclus pour déterminer la fonction de coût J. Par conséquent, un effet de raccourcissement de canal de l'égaliseur en domaine temporel est amélioré afin de réduire le brouillage entre symboles (ISI) et le brouillage entre canaux (ICI). En conséquence, on améliore le rapport signal/bruit (SNR) d'un système de communications. Un graphique de la figure 12 montre la caractéristique d'un égaliseur lorsque des coefficients de l'égaliseur sont établis par le procédé de détermination de coefficients selon une forme de réalisation de l'invention, où le temps est indiqué sur l'axe horizontal et l'amplitude est indiquée sur l'axe vertical. Une réponse impulsionnelle du canal (indiquée par une ligne tiretée) transmise depuis un côté d'émission a un effet sur des symboles adjacents. Par ailleurs, une réponse impulsionnelle du canal (indiquée par une ligne en trait plein) égalisée par un égaliseur de l'invention est raccourcie en une amplitude étroite. Par conséquent, étant donné que la réponse impulsionnelle égalisée du canal devient sensiblement similaire à un signal impulsionnel d'origine transmis depuis le côté d'émission, elle ne recouvre pas des symboles adjacents. Il va de soi que de nombreuses modifications peuvent être apportées au procédé et à l'appareil décrits et représentés sans sortir du cadre de l'invention. REVENDICATIONS 1. Procédé pour déterminer des coefficients d'un égaliseur (211) travaillant dans le domaine temporel dans un récepteur destiné à recevoir un signal transmis à travers une zone d'aval dans un canal (16) de communications ayant une zone d'amont et la zone d'aval, le procédé étant caractérisé en ce qu'il comprend l'estimation d'une réponse en fréquence de la zone d'amont dans le canal de communications, et la détermination des coefficients de l'égaliseur travaillant dans le domaine temporel à partir d'une réponse en fréquence estimée de la zone d'amont et d'une réponse en fréquence de la zone d'aval. 2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que la détermination des coefficients de l'égaliseur travaillant dans le domaine temporel comprend la détermination d'une fonction de coût en utilisant la réponse en fréquence estimée de la zone d'amont et la réponse en fréquence de la zone d'aval, et la détermination des coefficients en utilisant une fonction de coût déterminée. 3. Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce que la fonction de coût est une somme d'un carré d'une différence entre une réponse impulsionnelle du canal de communications et une réponse impulsionnelle du canal égalisé et d'un carré du coefficient de l'égaliseur travaillant dans le domaine temporel. 4. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que la réponse impulsionnelle du canal de communications et la réponse impulsionnelle du canal égalisé sont déterminées conformément à un signal pseudo-aléatoire transmis au récepteur par l'intermédiaire du canal de communications. 5. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que la réponse en fréquence de la zone d'amont comprend une réponse en phase et une réponse en amplitude de la zone d'amont. 6. Procédé selon la revendication 5, caractérisé en ce que la réponse en phase de la zone d'amont est estimée sur la base de gradients de sous-canaux dans la zone d'aval. 7. Procédé selon la revendication 5, caractérisé en ce que la réponse en amplitude de la zone d'amont est estimée, des amplitudes de sous-canaux adjacents dans la zone d'amont ayant des valeurs différentes. 8. Procédé selon la revendication 7, caractérisé en ce que la réponse en amplitude de la zone d'amont est estimée, des sous-canaux de numéros pairs dans la zone d'amont ayant une valeur prédéterminée hl et des sous-canaux de numéros impairs ayant une valeur h2 qui est inférieure à la valeur prédéterminée hl. 9. Appareil pour déterminer des coefficients d'un égaliseur (211) travaillant dans le domaine temporel dans un récepteur destiné à recevoir un signal transmis à travers une zone d'aval dans un canal (16) de communications ayant une zone d'amont et la zone d'aval, l'appareil étant caractérisé en ce qu'il comporte un estimateur (221,222) destiné à estimer une réponse en fréquence de la zone d'amont, et un calculateur (223) destiné à déterminer les coefficients de l'égaliseur travaillant dans le domaine temporel à partir d'une réponse en fréquence estimée de la zone d'amont et d'une fréquence de la zone d'aval. 10. Appareil selon la revendication 9, caractérisé en ce que l'estimateur comporte un estimateur (221) de phase destiné à estimer une réponse en phase de la zone d'amont et un estimateur (222) d'amplitude destiné à estimer une réponse en amplitude de la zone d'amont. 11. Appareil selon la revendication 10, caractérisé en ce que l'estimateur de phase estime la réponse en phase de la zone d'amont sur la base de gradients de sous-canaux dans la zone d'aval. 12. Appareil selon la revendication 10, caractérisé en ce que l'estimateur d'amplitude estime des amplitudes de sous-canaux adjacents dans la zone d'amont. 13. Appareil selon la revendication 9, caractérisé en ce que le calculateur détermine une fonction de coût en utilisant la réponse en fréquence estimée de la zone d'amont et la réponse en fréquence de la zone d'aval, et détermine les coefficients de l'égaliseur travaillant dans le domaine temporel en utilisant une fonction de coût déterminée. 14. Appareil selon la revendication 13, caractérisé en ce que la fonction de coût est une somme d'un carré d'une différence entre une réponse impulsionnelle du canal de communications et une réponse impulsionnelle du canal égalisé et d'un carré du coefficient de l'égaliseur travaillant dans le domaine temporel. 15. Appareil selon la revendication 14, caractérisé en ce que la réponse impulsionnelle du canal et la réponse impulsionnelle du canal égalisé sont déterminées conformément à un signal pseudo-aléatoire transmis au récepteur par l'intermédiaire du canal de communications. 16. Procédé pour établir des coefficients d'un égaliseur (211) travaillant dans le domaine temporel dans un système de communications pour la transmission d'un signal par un canal de communications (16) ayant une zone d'amont et une zone d'aval afin qu'une erreur entre une sortie de l'égaliseur travaillant dans le domaine temporel et une sortie d'un circuit cible de canal (214) devienne nulle, le procédé étant caractérisé en ce qu'il comprend une estimation d'une réponse en fréquence de la zone d'amont dans le canal de communications, une estimation d'une sortie de l'égaliseur travaillant dans le domaine temporel d'après une réponse en fréquence estimée de la zone d'amont et une réponse en fréquence de la zone d'aval, une détermination d'une fonction de coût J d'après une sortie estimée de l'égaliseur travaillant dans le domaine temporel et la sortie du circuit cible de canal, la fonction de coût J étant donnée par l'équation suivante : J = E {e2} + Àlal 2 où E est une fonction d'erreur, e est une erreur entre une sortie de l'égaliseur travaillant dans le domaine temporel et la sortie du circuit cible de canal, À est un entier autre que 1, et a désigne des coefficients de l'égaliseur travaillant dans le domaine temporel, et la détermination de coefficients où la fonction de coût J a une valeur minimale. 17. Procédé selon la revendication 16, caractérisé en ce que les coefficients de l'égaliseur travaillant dans le domaine temporel sont déterminés d'après la fonction de coût J au moyen d'un algorithme d'erreur quadratique moyenne minimale (MSE).