Brevet FR2834831A1 — publié le 20030718

volets roulants. ARRIÈRE-PLAN DE L'INVENTION 1. Domaine de l'invention La présente invention concerne le domaine des boucles à verrouillage de phase (PLL) et de façon davantage particulière, la présente invention concerne un filtre de ré-échantillonnage dans une PLL analogique. Le nouveau filtre convient tout particulièrement pour une utilisation dans des conceptions de circuits intégrés. 2. Description de l'art antérieur Un filtre dans une boucle analogique pour une PLL doit satisfaire un certain nombre d'exigences. Il doit présenter une valeur d'impédance limitée dans laquelle la pompe de charge pompe sa charge. Cette valeur d'impédance doit être stable et de préférence, doit être à une tension constante. Ceci a pour effet que la pompe de charge est répétable, ce qui est d'une certaine importance pour la mise en correspondance au niveau de la mise en forme de signal. Elle doit recadencer un signal irréqulier (ou semi-réqulier) en provenance de la pompe de charge selon un signal équidistant. L'irrégularité est créée par le défaut de cadencement du signal de référence. Par conséquent, le signal en provenance de la pompe de charge n'est pas seulement variable en termes de grandeur efficace mais également en phase. Le problème de cadencement crée des spectres modulés en phase sur la sortie de pompe de charge. Les fonctions de Bessel concernées abaissent le signal jusqu'à proximité du niveau courant continu (DC). Le recadencement est efficace pour remédier à cela à nouveau. Le filtre doit être constitué en tant que type de filtre passe- bas normal de premier ordre ou même plus. Pour la stabilité, les ordres plus élevés peuvent devenir actifs relativement tardivement. La valeur d'impédance de lioscillateur commandé en tension (VCO) qui est commandée au moyen du filtre doit être considérée comme étant infinie. Le filtre doit être tel que la boucle est stable sans condition. Le reste de la boucle présentera un pôle dominant (VCO). Le filtre doit être de bruit faible. Il ne doit pas non plus introduire davantage d'erreurs que celles qui sont résolues dans le reste du système. La figure 1 représente un filtre de PLL traditionnel classique avec une résistance et un condensateur. Bien que ce filtre soit de façon générale considéré comme étant un filtre passe-bas normal, il s'agit de fait dans la réalité d'un pôle et d'un 0 en série l'un avec l'autre. La commande réalisée sur la source de courant est de fait le signal de validation de charge/décharge. Par conséquent, le courant en provenance de la source de courant est de fait le courant de charge réel. La figure 2 représente la sortie de tension d'un tel filtre. A un certain instant, la pompe de charge démarre le pompage. A cet instant, la tension saute; le courant conduira à une tension aux bornes de la résistance. Une fois que le courant s'arrête, un saut est réalisé en retour à nouveau. Le condensateur commencera dans le même temps à se charger, ce qui est représenté au niveau de la partie inclinée de la ligne, d'o l'obtention d'une tension différente entre le début et la fin. De fait, le condensateur constitue une partie d'intégration dans le filtre et la résistance constitue u n e partie proportion nel le. La partie intégrée est relativement directe. Cependant, la contribution de la résistance est relativement complexe. La résistance n'affecte pas la sortie du filtre une fois que la pompe de charge a terminé son action de pompage. Par conséquent, I'effet de la résistance doit provenir de la "partie de saut" seulement. C'est cette tension de saut qui fait la différence entre une boucle stable et une boucle instable. Dans une PLL, la contribution de la résistance après le VCO sera de fait l'intégrale (VCO) de l'aire qui provient de la résistance. Il doit s'agir de l'aire, à la fois en termes de temps et de grandeur. Le temps définit la période sur laquelle le VCO fonctionnera de façon extra-rapide (ou lente). La résistance définit la tension réelle en association avec le courant de charge. Si l'on exprime les choses selon des termes système, la dimension de résistance rendra le système plus ou moins stable, et le domaine temporel est porteur de la nature linéaire du signal d'erreur. Il est cependant non souhaitable d'utiliser des résistances dans des circuits intégrés. RÉSUMÉ DE L'INVENTION Selon la présente invention, on propose une boucle à verrouillage de phase comprenant un détecteur de phase qui comporte une sortie; un oscillateur commandé en tension qui comporte une entrée; une boucle de retour qui connecte une sortie dudit oscillateur commandé à une entrée dudit détecteur de phase; et un filtre de ré-échantillonnage qui connecte la sortie dudit détecteur de phase à l'entrée dudit oscillateur commandé, ledit filtre de ré-échantillonnage comprenant une pompe de charge et un ou plusieurs condensateurs commutés qui sont agencés en parallèle et qui sont commandés par des signaux qui sont dérivés à partir de l'oscillateur commandé en tension. La commutation des condensateurs peut être commandée par le circuit proportionnel dans la boucle de retour de la PLL. Le nouveau filtre est particulièrement bien approprié pour une incorporation dans des conceptions de circuits intégrés. L'invention est basée en partie sur la reconnaissance du fait que la caractéristique la plus significative est l'aire au dessous de la courbe de tension. Le nouveau ré-échantillonneur utilise seulement des commutateurs et des condensateurs. Bien que les commutateurs soient des dispositifs actifs, ils ne fonctionnent pas dans leur régime linéaire de telle sorte qu'ils ne contribuent pas beaucoup au bruit. BRÈVE DESCRIPTION DES DESSINS L'invention sera décrite de manière davantage détaillée, à titre d'exemple seulement, par report aux dessins annexés parmi lesquels: la figure 1 est un schéma d'un filtre classique; la figure 2 est un schéma tension-temps qui représente le comportement du filtre de la figure 1; la figure 3 est un schéma d'un filtre de ré-échantillonnage; les figures 4 à 6 sont des simulations qui représentent le partage d'une charge dans des capacités commutées; la figure 7 représente la courbe de transfert pour le filtre; la figure 8 est un tracé d'une fonction de transfert pour le filtre; la figure 9 est un schéma d'un second mode de réalisation d'un filtre de ré-échantillonnage; les figures 10 à 15 sont des simulations qui représentent le partage d'une charge dans des capacités commutées pour le circuit de la figure 9; la figure 16 est un schéma d'un circuit de filtre de ré échantillonnage qui est utile au niveau de l'analyse du circuit qui est représenté sur la figure 9; la figure 17 représente une configuration du circuit qui est représenté sur la figure 16; la figure 18 représente une seconde configuration du circuit qui est représenté sur la figure 16; la figure 19 représente le comportement du circuit de la figure 16; la figure 20 représente la transformée de Laplace du circuit de la figure 16; les figures 21 et 22 représentent d'autres configurations d'un filtre de ré-échantillonnage; la figure 23 est un tracé qui représente l'effet d'empilement des nouveaux circuits; la figure 24 est un schéma d'application à un circuit PLL SON ET, les figures 25 et 26 sont des courbes qui représentent le comportement du circuit combiné; et la figure 27 représente une première mise en oeuvre des nouveaux circuits dans une PLL. DESCRIPTION DÉTAILLÉE DES MODES DE RÉALISATION PRÉFÉRÉS Par report à la figure 2, une pompe de charge CP charge une série de capacités commutées C1, C2, C3. Le premier commutateur S0 est de fait dans la source de courant et il représente la commutation au moyen de la pompe de charge, ce qui est également indiqué au moyen de la commande qui est partagée. Tous les commutateurs sont actionnés une fois par cycle de référence (ou de retour). Selon les formes d'onde présentées à titre d'exemple, ces cycles ont été divisés selon deux étapes, soit une première étape au niveau de laquelle la pompe de charge et le commutateur S2 sont actifs et une seconde étape au niveau de laquelle le commutateur S1 est actif. Ceci démontre de façon raisonnée le cadencement que l'on peut attendre dans des PLL; si une PLL multiplie sa fréquence de résonance par deux ou plus, ceci est suffisamment trivial pour générer ces phases. Cependant, lors de la lecture des figures, il est important d'avoir ceci à l'esprit; chaque cycle de référence occupe deux étapes au niveau des simulations. L'effet de cet agencement de commutation réside dans le fait que le premier condensateur C1 est partagé par la pompe de charge en premier. Au niveau d'un second étage, le second commutateur se ferme et partage la charge entre les premier et second étages. Le troisième commutateur fait la même chose entre les condensateurs C2 et C3. Il sera clair qu'après un temps de commutation, une certaine entrée sur le condensateur C1 s'étalera sur tous les condensateurs C1, C2 et C3. Le mécanisme est de fait une série qui peut être relativement aisément développée. Cet étalement de la charge signifie que les condensateurs se comportent en tant que condensateurs sommés grands pour des basses fréquences sur l'entrée du circuit. Ainsi, I'agencement réalise une intégration parfaite moyennant une valeur de capacité efficace de C1 + C2 + C3. Le partage de charge est exécuté de manière efficace par le condensateur intermédiaire C2 qui se comporte vis-à-vis des deux autres en tant que type de résistance. En rendant le condensateur C2 g rand par com paraison aux de ux autres, I' i nstau ratio n va extrêmeme nt vite. Si ce même condensateur est petit, le système consomme un temps long pour s'instaurer. Le partage ajoute de fait un pôle supplémentaire, ou mieux, un comportement passe-bas qui peut être influencé par les rapports de condensateurs. Le rapport entre le condensateur intermédiaire et les autres condensateurs est le plus important. Le comportement passe-bas est présent d'une façon échantillonnée; pour un condensateur C2 très "résistif" (relativement petit), le comportement sera de façon similaire à un circuit RC et pour un condensateur à "valeur de résistance" très faible (très gros), I'étape sera pratiquement une unique étape. Sur les figures 4 à 6, quelques exemples typiques du comportement de capacités commutées sont représentés. Le cycle complet du circuit est mis en oeuvre selon deux étapes. Au niveau de la première étape, la pompe de charge transfère sa charge dans le premier condensateur. Dans la même période temporelle, les deux autres condensateurs partagent leurs charges. Au niveau de la seconde étape, le partage est seulement entre les deux premiers condensateurs. La figure 4 représente le résultat avec une impuision mise à l'échelle qui est entrée dans le circuit avec 3 condensateurs de dimensions égales, c'est-à-dire moyennant un rapport de 1:1:1. La figure 5 représente le résultat d'une impuision mise à l'échelle avec un condensateur intermédiaire très petit. Les rapports utilisés ici sont 49:2:49. La figure 6 représente le résultat d'une impuision mise à l'échelle avec un condensateur intermédiaire très grand. Les rapports utilisés ici sont 1:8:1. 11 appara^tra clairement au vu de ces figures que ce circuit à capacités commutées est une bonne configuration pour l'intégrateur du filtre, est un condensateur parfait pour des basses fréquences et procure une certaine atténuation supplémentaire pour des hautes fréquences si on le souhaite. Il n'est pas souhaitable d'utiliser des rapports de condensateurs très extrêmes. Par exemple, des charges capacitives extrémement petites ne doivent pas être utilisées puisque les oscillations de tension deviennent extrêmes. Le condensateur de sortie ne doit pas étre trop petit; sinon, le bruit de commutation devient dominant dans le VCO. Le condensateur intermédiaire peut devenir relativement petit mais alors, la marge de phase de la boucle pourrait souffrir. Au vu de la description menée jusqu'ici, il apparat clairement que le circuit à capacités commutées présente un comportement d' intég ration et que ce comportement d' intégration fi nal (à proxi mité de DC) sera identique à une source de courant normale qui est représentée au moyen de la sommation des 3 condensateurs. Cependant, le comportement précis est bien entendu différent de celui d'un unique condensateur et cette différence est d'une grande importance du fait des problèmes de stabilité et similaire. Pour cette raison, le comportement sera analysé dans le domaine des fréquences. L'analyse se concentrera en premier lieu sur la découverte de la formule de transformation Z propre pour la cohérence entre l'entrée et la sortie. Dans la formule résultante, Z peut être remplacé par la formule du domaine des fréquences propres qui peut être tracé et étudié. La transformation Z peut être trouvée en observant de manière appropriée toutes les équations de n_uds à des temps différents. Au niveau de l'analyse, on utilise des pas de temps d'une demi-unité de temps en lieu et place d'une unité de temps complète; ceci est nécessaire puisque le rapport réel sur le commutateur S2 est sur l'extérieur égal à l'horloge normale mais à l'intérieur du circuit, les pas en viennent à être également à mi-valeur lorsque les commutateurs sont actionnés. Dans une première situation dans laquelle tous les commutateurs sont ouverts, les commutateurs S1 et S2 étant ouverts simultanément pendant un temps très court, au temps t: VC1(t) = VC2(t), =' 0 = VC1(t) VC2(t) Ensuite, le commutateur S2 et le commutateur de source de courant ferment le commutateur SO en laissant seulement le commutateur S1 ouvert. La source de courant n'est pas active pendant la période complète mais seulement pendant une partie de celle-ci. Ceci est bien entendu le fonctionnement implicite du détecteur de phase en avance et est une partie de la dimension du signal d'entrée. Le rapport du temps pendant lequel le signal est actif et du temps d'échantillonnage supposé est indiqué au moyen de a. Le courant doit s'arrêter avant que la période d'échantillonnage suivante (le commutateur S1 est fermé) ne démarre. De fait, si a reste opérant plus longtemps que le temps de fermeture du commutateur S1, I'analyse reste valide et correcte. Cependant, la fermeture du commutateur S1 et l'activité de la source de courant sont mieux si la séparation est maintenue. Ceci est dû au fait que le courant dépend de l'impédance et similaire, de même que des erreurs de second ordre du circuit physique. L'équation qui suit en découle au temps t+1/2T: VC1(t+1/2T) * C 1 = VC1(t) * C 1 + aI(t), aI(t) = VC1(t+1/2T) * C1- Vc1(t) * C 1 (L'utilisation de al(t) indique que le courant provient du cycle précédent. Ceci est correct dans le sens o, dans une boucle PLL fermée, le VCO répond à une commande qui varie et par conséquent, fait varier le cycle suivant de détection de phase; par conséquent, le courant provient du cycle précédent. Ceci signifie également que les équations n'ont pas besoin d'un Z supplémentaire lors de la fermeture de la boucle.) VC3(t+1/2T) * [C2+ C3] = VC2(t) * C2 + VC3(t) * C3, 0 = VC3(t+1/2T) * [C2+ C3] - VC2(t) * C2 Vc3(t) * C3 VC2(t+1/2T) = VC3(t+1/2T), 0 = VC2(t+V2T) - VC3(t+1/2T) La situation se poursuit tandis que le commutateur SO est ouvert, le commutateur S2 est ouvert et le commutateur S1 est fermé. Les équations qui suivent s'appliquent au temps t +T (T = période d'échantillonnage): VC1(t+T)*[C1+C2]= VC1(t+V2T)*C1 + VC2(t+1/2T)* C2, o=VC4(t+1/2T)*C1 + vC'(t+T)*[C1+C2]-Vc2(t+1/2T)*C2 et VC4(t+T) = VC2(t+T), 0 = VC1(t+T)-VC2(t+T) Pour finir, I'ouverture du commutateur S2 ne modifie pas la tension sur le condensateur C3. VC3(t+T)= VC3(h1/2T), 0 = VC3(t+V2T)- VC3(t+T) En voyant ce jeu diéquations en tant que matrice d'équations, il devient possible de réduire la complexité (réduction matricielle). Nous avons 7 équations et 3 n_uds à trois temps (9 variables) plus un courant (soit au total 10 variables) Nous pouvons, moyennant des opérations de rangée simples, réduire ce jeu d'équations à une unique équation avec seulement VC3(t), Vc3(t+T) et a l(t). Ceci conduit, après quelques étapes, à deux équations: aI(t) = VC'(t+T) * [C1+C2] - VC,(t) * C1- VC3(t+T) * C2 et Vc1(t) = VC3(t+T) * [C2+ C3] - Vc3(t) * C3 Ces deux équations peuvent être reformulées après une transformation dans le domaine Z: aI = Vc *Z*[c1+c2]-vc, *C1-Vc3 *Z *C2 = Vc, *{Z*[C1+C2]-C1vc3 *Z*C2 et vc = VC3*Z*[C2+C3] - VC3*C3 = VC3 * Z*[C2+C3] - C3 Une substitution de la seconde équation dans la première conduit à: aI = VC3 * Z * [C2+cc23] C3 *{z * [C1+ C2] - C1VC3 *Z*C2 V * {Z*[C2+C3] - C3}*{Z*[C1+C2] - C1Z* C2 C3 = fonction de transfert = C2 aI {Z*[C2+C3] - C3*{Z*[C1+C2] - C1iZ* C22 Cette fonction peut être analysée de manière davantage détaillée. Un premier procédé utilise un remplacement simple de Z par sa signification normale, soit ePT ou eiWT' ce qui rend relativement simple le fait de constituer une courbe de transfert pour la grandeur en dB comme représenté sur la figure 7. Ces transferts représentent la dépendance du transfert en tant que fonction de la fréquence (en radians/seconde dans l'appel de fonction) et en tant que fonction des paramètres C1, C2 et C3 de façon respective. Les courbes représentent que le choix d'une valeur de capacité C2 relativement faible conduit à une certaine atténuation supplémentaire. Ceci est généré par le transport "lent" de la charge au travers du condensateur intermédiaire C2. ll est également démontré que la sommation des trois condensateurs détermine le transfert basses fréquences et joue le rôle d'intégrateur pur (comme on peut s'y attendre). Une trace semble être manquante; GD1 (100, 10, 1, m) en vient à concider de façon précise avec GD1 (1, 10, 100, m). Un examen précis des formules prouve que ceci est correct, les condensateurs C1 et C3 peuvent être interchangés sans une quelconque différence d'aucune sorte. Ceci prouve à nouveau que la valeur de capacité C2 est le condensateur qui domine la fonction de transfert. Un autre procédé d'analyse consiste à investiguer les fractions de dénominateur de la fonction de transfert. La fonction de transfert peut être réécrite comme suit: fonction de transfert= C2*(c1+c2+c3)+c1*c3 (Z-1) *(Z- C2*(c1+c2+c3)+c1*c3) Les facteurs peuvent être étudiés afin de réaliser certaines vérifications de sécurité; il y a deux pôles; un dans Z = 1 (DC) qui est attendu en tant que pôle d'intégrateur normal, et un pôle fini, qui est rapporté à la "lenteur" qui est générée par le condensateur C2. Au moyen d'une substitution limitée de Z par 1 (Z= 1 dans DC), nous pouvons étudier le transfert de DC: C2*(C1+C2+C3)+C1*C3 1 C1*C3 (Z-1)*(1- C2*(c1+c2+c3)+c1*c3) Z-1 C1+C2+C3 réponse depas=zz1*z-1*c1+c2+c3 (Z-12 C1+C2+C3 Ainsi pour DC, un pas sur l'entrée sera une rampe avec une pente de 1/(C1+C2+C3), comme il a été observé avant. La même chose peut être réalisée avec une impuision et le théorème de valeur de fin pour la transformation Z. U n autre procédé d' analyse est constitué par l' uti lisation de la transformée bilinéaire afin de décrire la courbe jusqu'à la moitié de la fréquence d'échantillonnage dans le domaine de Laplace. Pour cette analyse, on utilise une équation bilinéaire originale: s = T * Z+1 Z 4_Is ce qui s'applique dans la région pour laquelle le fait que x = sin (x) est relativement exact. Ce modèle peut être utilisé dans une substitution pour obtenir une équation de Laplace qui, après substitution de s = j et après normalisation en établissant T = 1, est: c2*a2)2 2jcot2*C2*(C1+C2+C3)+ j3*[C2*(C1+C2+C3)+2*C1*C3]T Cette fonction peut être tracée en tant que vérification et est représentée sur la figure 8. La courbe supplémentaire, soit GD1L, représente la fonction de transfert de Laplace et commence à dévier de manière significative depuis le domaine Z d'environ 1/10 fois la fréquence d'échantillonnage. Ainsi, la formule est une représentation propre pour une partie importante du spectre de fréquences. La plupart des PLL ont leur fréquence d'angle pour la boucle fermée qui est quelque part dans la partie au dessous de 1/10 fois la fréquence d'échantillonnage. La formule peut être utilisée pour réaliser une analyse de stabilité davantage régulière de la boucle PLL. Il doit être noté que GD1 (100, 10, 1, co) et GD1 (1, 10, 100, c3) se chevauchent toujours de telle sorte que seulement l'un est visible. Il y a une variation simple au niveau du circuit décrit ci-avant comme représenté sur la figure 9. Ce circuit se comporte d'une manière radicalement différente, tout particulièrement à des fréquences faibles. Au fil du temps, toute la charge fuira sur le dernier commutateur de mise en court-circuit. Fondamentalement, le condensateur C3 présente maintenant un comportement résistif. Un quelconque signal d'entrée aboutira à la sortie jusqu'à ce que le commutateur S3 sur la sortie remette à l'état initial cette sortie. Si les deux derniers commutateurs sont commutés moyennant un cadencement fixe, un quelconque signal d'entrée aboutira à un quelconque signal de sortie pendant une quantité de temps fixe. Les commutateurs S2 et S3 ne sont pas nécessairement commutés d'une façon complémentaire. Si la charge qui est pompée par la pompe de charge est importante, alors la tension de sortie sera de même (pendant le temps o il n'y a pas encore une remise à l'état initial). Par conséquent, le circuit se "comporte" d'une façon linéaire. Les propriétés de partage des condensateurs sont différentes du cas de la version non remise à l'état initial. La nature résistive du dernier condensateur créée cet effet. La figure 10 représente le résultat avec une impuision mise à l'échelle dans le circuit avec 3 condensateurs de dimensions égales de telle sorte que le rapport vaut 1:1:1. Un peu de temps est consommé avant que le O de fin ne soit atteint sur le condensateur C3. La figure 11 représente le résultat d'une impuision mise à l'échelle des condensateurs moyennant un rapport de 10:80:10. L'instauration consommera un temps long, plus long que dans le cas o 1:1:1. La figure 12 représente le résultat avec une impuision mise à l'échelle dans le circuit avec 3 condensateurs moyennant un rapport 1:3:9. L'instauration devient maintenant rapide et plus ou moins raisonnable. Afin de la rendre relativement certaine, nous pouvons également tracer l'intégrale de la tension sur CAP3, laquelle devrait aller en direction de 1. La figure 13 est un agrandissement de la tension sur le condensateur C3 seulement afin de représenter des détails de la série. La figure 14 représente la tension intégrée (sommée) sur le condensateur C3 pour un méme rapport de condensateurs pour C1: C2: C3 de 1:3:9. Ce graphique représente que le condensateur C3 a apporté la contribution de sa partie "résistive" en une courte période temporelle; le premier cycle d'environ 60 % est déjà réalisé, et en 3 cycles, on atteint plus de 90 % du résultat effectif. Il est clair que la tension qui doit être envoyée par ce circuit n'est pas directe comme dans la solution par résistance. En lieu et place, elle présente un retard supplémentaire d'environ une période d'échantillon (le premier pas, proche de 63 %) ou une période de référence. Ce retard supplémentaire est équivalent à une fréquence passe-bas qui est égale à f = l2R = 1/2T = fref/2c. Ceci peut être corrélé à la fréquence passe- bas choisie dans la boucle de telle sorte qu'il est direct de créer une boucle stable. De fait, il y a un peu d'aide supplémentaire sous la forme de retards également sur la partie non résistive; la partie capacitive sans remise à l'état initial n'est pas non plus extrêmement rapide. Ceci créée un "mou" pour que la voie résistive réalise son travail de stabilisation. Si l'on considère par exemple le cas de Excel, il en vient à être suffisamment simple de trouver les limites de stabilité et similaire. En exagérant légèrement les rapports, nous pouvons démontrer la comparaison entre la résistance originale et le nouveau circuit. La figure 15 représente la tension du condensateur C3 moyennant un rapport pour C1 C2C3 de 1:10:100. Ceci est légèrement exagéré mais aboutit clairement à un signal semblable à la résistance dans le filtre de boucle RC normal; pratiquement une unique impuision. Par conséquent, ce circuit est une alternative raisonnable pour la résistance vraie en utilisant seulement des condensateurs et des commutateurs qui présentent un bruit faible, une stabilité implicite (en fonction de C1, C2, C3) et un recadencement implicite. La résistance transporte le courant de charge (fixe) sur sa valeur de résistance (fixe) pendant une certaine quantité de temps (variable). Comme mis en exergue avant, la représentation pertinente est l'intégrale. Le circuit de condensateur transporte une valeur qui est. sur le premier condensateur, déjà la version intégrée du courant de charge et du temps. La dimension réelle du signal dépend de la valeur de condensateur. La sortie transporte cette valeur intégrée pendant un temps fixe sur sa sortie, après quoi elle est remise à l'état initial. La différence entre l'approche par condensateurs et l'approche par résistances réside dans le fait que l'approche par condensateurs peut être cadencée selon n'importe quelle façon. Par conséquent, le signal en provenance de la partie "résistive" qui est formée par les condensateurs peut de fait être étiré jusqu'à pratiquement un cycle complet. Ceci pourrait par exemple être réalisé en faisant en sorte que le commutateur S3 soit en court-circuit pendant quelques picosecondes (si c'est réalisable) juste avant que le commutateur S2 ne se ferme à nouveau. Bien entendu, ceci devrait être entravé par des considérations pratiques mais une contribution efficace d'un cycle de par exemple 15/16 ne constitue pas un problème. Selon un exemple, on suppose que la fréquence de retour devrait être égale à 100 kHz (cycle de 10 microsecondes) et que l'erreur de phase devrait être égale en termes de temps à 1 nanoseconde. Pour finir, on suppose que le courant devrait être de 100 microampères dans la résistance traditionnelle de 1 kQ. Alors une crête de tension de 100pA*1 kQ=0,1 V pendant 1 nanoseconde devrait en résulter avec des résistances. Moyennant la mise en oeuvre par capacités commutées, la tension devrait en lieu et place valoir par exemple 16/15*0,1 V*1 ns/10,us = 10,7 V pendant /16*10,us=9,4,us. En d'autres termes, la même contribution mais étalée de façon beaucoup plus réqulière ou uniforme. Moyennant un condensateur d'échantillonnage supplémentaire, le rapport 15/16 pourrait même être rendu égal à 1/1 mais ceci devrait conduire à un facteur supplémentaire au niveau de la conception, ce qui probablement n'en vaut pas la peine. Ceci signifie que la résistance réelle doit contribuer à sa contribution de stabilisation sur la tension de commande de VCO en une étendue temporelle beaucoup plus courte que la solution capacitive. Ceci influence le spectre de sortie de la PLL d'une façon négative. La solution par condensateurs est supérieure à la solution par résistances. Il existe une autre différence substantielle entre la remise à l'étatinitial et le circuit à capacités commutées non remis à l'état initial. La version non remise à l'état initial présente une valeur "capacitive" totale qui est égale à la somme de C1, C2, C3. Cependant, la version à remise à l'état initial présente une valeur "résistive" qui dépend seulement du condensateur C3. Ceci est vrai du fait que le condensateur C3 est la seule fuite dans le système; toute la charge doit "traverser" ce condensateur commuté. Tout comme l'intégrateur parfait, I'intégrateur à fuite peut être analysé dans le domaine des fréquences. A nouveau, un certain nombre d'équations peuvent être développées. La tension sur le condensateur C3 est peu appropriée puisqu'elle est remise à l'état initial pendant une partie de chaque période d'échantillonnage. A des fins danalyse, seulement un étage d'échantillonnage et blocage (moyennant un condensateur infinitésimal pour la mémoire) est additionné comme représenté sur la figure 16 de telle sorte que l'échantillonnage sur la sortie est actif pour un cycle complet. Le fait que la sortie ne soit pas active un cycle complet mais seulement une partie (qui sera appelée p) est un facteur de pondération simple qui est suffisamment aisé à compenser au niveau des formules. Par exemple, si la remise à l'état initial est active la moitié du temps, un facteur de pondération supplémentaire de 1/2 est nécessaire. Bien entendu, le comportement spectral précis est également modifié mais seulement pour des hautes fréquences, lesquelles sont difficilement pertinentes pour l'analyse. Juste avant de démarrer, nous avons tous les commutateurs dans l'état ouvert mas nous avons quitté la position dans laquelle le commutateur S1 était fermé (connexion de C1 et C2) et le commutateur S3 était fermé (mise en court-circuit de C3). Ainsi, au temps t, les équations qui suivent sont correctes: VC1(t) = VC2(t), 0 = VCl(t)-VC2(t) et VC3(t)= 0 Puis le commutateur S2 et le commutateur de courant se ferment. La situation représentée sur la figure 17 en résulte. A nouveau, la source de courant n'est pas active pendant la période complète mais seulement pendant une partie de celle-ci. Ceci est à nouveau le fonctionnement implicite du détecteur de phase en avance et est une partie de la dimension du signal d'entrée. Le rapport du temps pendant lequel le signal est actif et du temps d'échantillonnage supposé est indiqué à l'aide de oc. Les équations qui suivent s'ensuivent au temps t+1/2T: Vc1(t+1/2T) *C1 = Vcl(t) *C1+ aI(t), aI(t) = Vc1(t+1/2T) *C1-VC1(t)*C1 (Il doit être noté que l'analyse de fréquence du premier circuit de condensateurs reste vraie; le courant est le résultat de la tension de VCO modifiée au niveau du cycle précédent de telle sorte qu'un retard supplémentaire est présent dans les équations résultantes). VC3(t+1/2T) * [C2 + C3] = VC2(t) * C2 + VC3(t) * C3 = Vc2(t) * C2, 0 = VC3(h1/2T) * [C2+ C3] - Vc2(t) * C2 et VC2(h1/2T) = VC3(t+1/2T), 0 = VC2(h1/2T) - VC3(t+1/2T) et VoUt(t+1/2T) = VC3(t+1/2T), 0 = Vout(t+1/2T) VC3(t+1/2T) Puis les commutateurs S2 et S3a sont ouverts et les commutateurs S1 et S3 sont fermés. La situation représentée sur la figure 18 et les relations afférentes en découlent au temps t+T (avec T = période d'échantillonnage): VC2(t+T) * [C1+ C2] = VC,(t+1/2T) * C1 + VC2(t+1/2T) *C2, =, 0 = VC4(h1/2T) * C1 - vC2(t+T)*[c1+c2]+ VC2(t+1/2T) *C2 et VC2(t+T) = VC1(t+T), 0 = VCl(t+T)-VC2(t+T) et VC3(t+T)= 0 et Vout(t+T)=Vout(t+1/2T)' O=Vout(t+1/2T)-Vout(t+T) Les formules peuvent à nouveau être utilisées pour une réduction matricielle, plus ou moins suivant les mêmes principes. Les résultats finals deviennent: aI(t) = Vc1(t+T) *[C1+ C2] - Vc1(t) * C1- Vout(t+T) * C2 et VC1(t) = Vout(t+T) *[C2+C3] Ces deux équations peuvent être reformulées après une transformation dans le domaine Z: ocI=vc1*z*[c1+c2]-vc1*c1-vout*z*c2 _ _ aI= Vc1* Z*[C1+C2]-C1 -Vout*z*c2 et V Vou*Z*[C2+C3] V *Z*[C2+C3] Une substitution de la seconde équation dans la première conduit . aI V *Z*[C2+C3]*{z*[C1+C2]-C1}-Vout*Z*C2 Z*[C2+C3]*{Z*[C1+C2]-C1iZ*C22 =VOUl* C2 \ =fonction de transfert = Z*[C2+c3]*{z*[cl+c2]- C1iZ*C22 fonction de transfert= 1 * C2 Z Z*[C2+C3]*[C1+C2]-C22-C1*[C2+C3] Une réintroduction du comportement de la durée de la non mise en courtcircuit du condensateur C3 (facteur de pondération relatif,B) conduit à une formule légèrement différente: fonction de transfert= * C2 Z Z*[C2+C3]*[C1+C2]-C22-C1*[C2+C3] Cette formule peut à nouveau étre utilisée pour certaines analyses simples. Tout d'abord, nous traçons quelques courbes de transfert en utilisant un simple remplacement de Z par son signifiant normal, soit ePT ou eiWT. Au niveau des transferts, le temps T est choisi de manière à être normalisé à 1. Les variables dans les appels de fonction sont respectivement,B, C1, C2, C3 et c (radians/seconde). La courbe qui est représentée sur la figure 19 est la grandeur de transfert en dB. Le dernier tracé (tracé supérieur sur le graphique) représente que le condensateur d'extrémité ou de fin, soit C3, détermine le comportement de transfert réel dans DC. Ceci n'est pas surprenant du fait que le condensateur C3 est le seul condensateur qui est réellement commuté en tant que capacité commutée du type résistance. Le quatrième trace (tracé le plus bas dans DC) représente l'influence du vecteur,B, lequel dans ce cas réduit la sensibilité relative moyennant un facteur de 4 (12 dB). Les autres courbes représentent que le comportement résistif est le mieux approché si C1 condensateur doit être aussi rapide que possible. A nouveau, en tant que modalité supplémentaire, la transformée bilinéaire peut être utilisée pour obtenir une formule de Laplace, laquelle est davantage aisément intégrée au niveau d'une analyse en boucle fermée normale pour la PLL: Z=: 1-Ts qui s'applique dans la région pour laquelle le fait que x=sin(x) est relativement précis. Après substitution de s = jc et après normalisation en établissant T = 1, la fonction de transfert devient: D*C2*(j-2)2 (2+ jco)*2*C2*C3+ jco*[2*C2*(C1+C2+C3)+2*C1*C3C2*Cc3]l qui peut à nouveau être tracé en ajoutant une unique ligne, soit GD2L (GD de Laplace). La courbe inférieure est appelée courbe de Laplace (GD2L). Mais la ligne de Laplace commence à diverger à environ 1/10 fois la fréquence d'échantillonnage. Ainsi, la correspondance entre Z original et la fo rm u le de Laplace concernée est à nouveau relativement bon ne. A nouveau, le fait d'utiliser la formule de Laplace est légèrement plus simple pour l'analyse de boucle comme typiquement réalisée dans le domaine de Laplace. Les nouveaux-circuits peuvent étre utilisés de manière efficace pour concevoir une version simplifiée. Pour une PLL "normale", un ré-échantillonnage est attractif. Il permet de réduire l'ondulation qui est due au type de détecteur de phase ou l'ondulation qui est due à un décalage de phase ou déphasage. Le choix du détecteur de phase est typiquement couplé à l'utilisation de la PLL. Le choix du déphasage est davantage couplé à des problèmes de linéarité inhérents dans le détecteur au voisinage du passage par 0. Il y a bien entendu des systèmes dans lesquels le décalage est créé du fait de la technologie choisie. La figure 21 représente la version ré-échantillonnée simple du condensateur normal dans le filtre. Cette version atteindra sa valeur d'extrémité ou de fin directement lorsque le commutateur d'échantillonnage est fermé, et la valeur de capacité efficace (pour la sensibilité de filtre) sera la somme des condensateurs C2 et C3. La figure 22 est la version ré-échantillonnée simple de la résistance normale dans le filtre. La façon selon laquelle la version atteint sa valeur d'extrémité ou de fin dépend à nouveau des rapports de condensateurs mais dans ce cas, seulement le rapport C2:C3. joue un rôle. Par exemple, le rapport 1:10 conduira à une efficacité de 90 % dans un unique cycle d'échantillonnage. Selon l'approche traditionnelle, l es deux parties (I' i ntég ration et la proportionnalité) sont empilées au moyen d'une connexion série d'un co nde nsate u r et d' u ne résistance. De fait, il peut être démontré que les nouveaux circuits peuvent être simplement tels qu'aisément empilés. L'empilement est un format simple d'une fonction d'additionneur. Ceci est possible du fait que la pompe de charge présente une sortie de courant; la tension réelle est d'une importance mineure et l'empilement est acceptable. La figure 23 représente une simulation directe du total d'une partie résistive et d'une partie capacitive en additionnant si mpleme nt les de ux. La partie d'i ntég ration est considérée moyen nant u ne pondé ration pl us faible q ue cel le de la partie proportionnel le, com me on peut s'y attendre dans la vie réelle (ceci est dû à des considérations de stabilité). La figure 23 représente la tension totale si les condensateurs d'intégration présentent un rapport de 1:1:1 et que les condensateurs résistifs présentent un rapport de 1:5:25. Le poids total réel de la partie résistive est 10 fois plus grand que celui de la partie capacitive. Il appara^tra clairement que l'addition aboutit à une forme d'onde qui, sous de nombreux aspects, comporte des connexions avec les formes d'onde en provenance de la combinaison résistances/condensateurs. Un détail par exemple est constitué par le fait que le ralentissement de la partie capacitive crée un espace pour permettre un certain ralentissement sur la partie résistive. L'addition réelle peut être réalisée selon de nombreuses façons. Pour la PLL SONET, un schéma total est comme représenté sur la figure 24. Ce circuit utilise deux sources de courant avec des pompes de charge CP1, CP2. Il applique une commande séparée sur la partie proportion nel le et la partie i ntég rale sans uti liser des condensateu rs extrêmement importants. Il réalise un couplage contre Vdd du fait que le VCO est commandé contre Vdd. Ceci est typiquement rapporté au processus selon lequel la conception est réalisée. La partie intégrale est la plus proche de Vdd. Des effets parasites rendent difficile de faire en sorte que la partie intégrale oscille vers le haut et vers le bas avec la partie proportionnelle. Cette conception utilise une tension de commande unique pour le VCO. Les commutateurs sont référencés S0, S2, S3. Le circuit combiné peut être analysé en utilisant la sommation des fonctions précédentes. L'analyse réelle conduit à des fonctions relativement complexes comme représenté sur les figures 25 et 26. Les courbes sont appelées moyennant un facteur de pondération fixe,B=0,5 pour la durée de non mise en court-circuit sur la partie proportionnelle et avec des condensateurs de "proportionnalité" CIP, C2P, C3P et des condensateurs "d'intégration" C11, C21, C31, tous pour le même courant 1, bien entendu pour faire varier la fréquence (voir figure 24). L'argument de la fonction de transfert (la phase) est également digne d'intérêt. Le fait de fermer la boucle dans la PLL fera en sorte que l'argument réel est un critère de conception essentiel (du fait de la marge de phase et de la marge de gain). Ces courbes de phase sont appelées moyennant les mêmes paramètres que la grandeur de la fonction de transfert. Suite à une observation de ces courbes, on peut voir que le fait de faire varier C21 (le condensateur intermédiaire dans la partie d'intégration) aboutit à une atténuation supplémentaire utile. Pour une atténuation supplémentaire, par exemple de la référence ou des éléments de mise en forme dans une boucle à forme d'instabilité, ceci peut être relativement attractif. Le fait de modifier les rapports dans la partie proportionnelle peut avoir une certaine influence sur la décision pour la marge de gain; le rapport moins extrême n'est pas aussi bien défini que proportionnel et par conséquent, il présente une atténuation plus grande (entre 1/10 fois la fréquence d'échantillonnage et plus) tandis que la phase est difficilement modifiée. Ceci peut être avantageux pour la stabilité. Afin d'obtenir une stabilité de boucle décente, les marges de phase doivent être acceptables. Ceci signifie que la partie d'intégration doit être petite par comparaison avec la partie de proportionnalité. Les dimensions à comparer sont les surfaces sous les courbes dans un unique cycle d'acquisition, ces aires représentant la variation de phase pour la combinaison résistances/condensateurs normale, la première représentation numérique de temps/tension est une représentation calculée à la main et un outil de calcul pour I'approche capacitive s'applique de façon comparable. Au niveau des courbes dessinées, cet effet est considéré. Le rapport entre les condensateurs dans la partie de proportionnalité et dans la partie d'intégration peut être relativement fixe. Si la fréquence d'échantillonnage varie, le comportement de transfert du filtre ne varie pas. Par conséquent, si la fréquence de retour dans la boucle varie, le filtre n'a pas besoin d'être modifié. Pour un filtre RC, ce n'est pas du tout la même chose; avec une fréquence de référence/retour doublée, le R doit être divisé par deux de manière à faire en sorte que le filtre se comporte à l'identique (ou C doit être doublé, la décision précise dépendant également de variations possibles de la sensibilité du VCO). Le circuit de combinaison présente de bonnes propriétés qui permettent une variation au niveau des marges de gain et de phase. Dans la plupart des applications, ceci est une flexibilité de conception importante. On doit se rappeler que pour fermer la boucle, les équations de la partie de proportionnalité et de la partie d'intégration de la commande ont considéré déjà l'échantillonnage réalisé par le détecteur de phase. Par conséquent, les formules doivent étre augmentées seulement du transfert du VCO (typiquement quelque chose similaire à KVIS) et du détecteur de phase (typiquement un certain nombre Kp) afin d'obtenir l'équation complète pour l'analyse de fréquence. Bien entendu, s'il y a des retards supplémentaires (tels que dans une application SONET, qui réalise un retard d'un demi-cycle supplémentaire pour permettre la mise en forme du détecteur de phase), ces retards doivent être considérés en tant que problème séparé au niveau de la fermeture de la boucle. Dans le cas o la bande passante de boucle souhaitée augmente de manière à être proche de la fréquence ou vitesse d'échantillonnage, I'approximation des courbes Z avec la version substituée bilinéaire dans le domaine de Laplace ne devrait plus être valide. A cet instant, la transformation Z modifiée doit être utilisée. Le circuit peut être utilisé par n'importe quelle boucle. La version simplifiée du circuit comme présenté dans un paragraphe précédent présente quelque peu moins de possibilités que le circuit complexe. Mais méme alors, cette version permet d'assurer une performance spectrale meilleure du VCO (par comparaison avec la solution résistive normale) puisque la contribution de la partie résistive est étalée sur une période plus longue. Par ailleurs, le bruit est simplement avec les condensateurs plutôt qu'avec les résistances. Il y une exception à cela; les commutateurs introduiront un certain bruit de commutation bien que, dans la réalité, celui ci soit inférieur à ce qui devrait sembler être le cas réel. La figure 27 représente comment les nouveaux circuits doivent être utilisés au niveau d'une mise en oeuvre de PLL. Un filtre RC classique est piloté de manière efficace une fois par cycle de retour mais ce cycle dicte en association avec l'entrée de référence les moments actifs du détecteur de phase. Par conséquent, si les filtres à capacités commutées sont actionnés à la vitesse ou fréquence du retour, il n'y a pas beaucoup de modifications à nouveau par comparaison avec le filtre RC normal. Les signaux de pilotage réels peuvent ensuite le plus commodément être dérivés à partir du diviseur qui divise la fréquence de VCO selon la fréquence de retour. Ce circuit se comporte d'une façon qui n'est pas réellement très différente de la situation normale, à ceci près que le diviseur doit disposer de certains signaux supplémentaires sur la sortie. Pour des diviseurs fixes, ces signaux peuvent par exemple être identiques à des bits de diviseurs normaux. La nouvelle approche vis-à-vis de filtres de ré-échantillonnage de PLL présente plusieurs avantages par rapport à l'art antérieur. Il y a davantage de degrés de liberté de conception. Le temps pendant lequel la "partie de proportionnalité" est présentée au VCO peut être choisi. Les courants en provenance de la pompe de charge et des condensateurs peuvent être choisis de manière relativement indépendante. Les deux branches de circuit présentent une adaptation implicite excellente qui peut être réalisée en partie du fait des considérations de conception. Les deux branches de circuit qui sont fixes se comportent de manière relativement indépendante de la fréquence d'échantillonnage réelle; une autre fréquence de retour ne modifie pas drastiquement le transfert comme c'est le cas avec le filtre RC. Le procédé est simplement aussi bien approprié pour des sources de courant doubles que pour une unique source de courant, pour un VCO à deux entrées ou pour un VCO à une seule entrée de telle sorte qu'il est approprié pour n'importe quel environnement. Bien entendu, les circuits peuvent être adaptés en conséquence. Selon des termes technologiques, du fait que le circuit inclut seulement des condensateurs et pas de résistance, le bruit peut être d'une considération moindre, tout particulièrement dans le cas de fréquences passe-bas relativement faibles (telles que 5 kHz à 50 kHz). Le rééchantillonnage résout le problème de l'ondulation dans un quelconque détecteur de phase. Par conséquent, il devient davantage aisé de ne pas avoir de problème d'ondulation dans le cas de détecteurs OU- exclusif, de détecteurs RS avec fuite ou décalage de phase. Le fait d'autoriser des décalages de phase ou déphasages est en général meilleur pour la performance des PLL; moyennant un décalage, il devient possible d'éviter la zone de transition "délicate" depuis le courant de charge positif en provenance de la pompe de charge jusqu'à la zone negative. Puisqu'il y a toulours des problAmes d'adaptatlon dans ceUe zone, des eMets chaoUques mineurs peuvent apparre. Le fad de se tenlr Aloignd de ceUe zone est en ce sons positif. apparra Fhomme de fad que de nombreuses vahantes additionnelles de 1'inven1ion son1 possibles Bans que l'on s'AcaMe du cadre des vendadons annexes. REVENDICATIONS 1. Boucle à verrouillage de phase caractérisée en ce qu'elle comprend: un détecteur de phase qui comporte une sortie; un oscillateur commandé en tension qui comporte une entrée; une boucle de retour qui connecte une sortie dudit oscillateur commandé à une entrée dudit détecteur de phase; et un filtre de ré-échantillonnage qui connecte la sortie dudit détecteu r de phase à l'entrée d ud it oscill ateu r com mandé, led it filtre de ré-échantillonnage comprenant une pompe de charge et un ou plusieurs condensateurs commutés (C1, C2, C3) qui sont agencés en parallèle et qui sont commandés par des signaux qui sont dérivés à partir de l'oscillateur commandé en tension 2. Boucle à verrouillage de phase selon la revendication 1, caractérisée en ce que ladite boucle de retour inclut un circuit de proportionnalité qui commande la commutation desdits condensateurs commutés (C1, C2, C3). 3. Boucle à verrouillage de phase selon la revendication 2, caractérisée en ce que lesdits condensateurs commutées sont commandés de telle sorte que la charge soit partagée de façon séquentielle entre lesdits condensateurs. 4. Boucle à verrouillage de phase selon la revendication 3, caractérisée en ce qu'elle comprend trois dits condensateurs commutés en parallèle. 5. Boucle à verrouillage de phase selon la revendication 4, caractérisée en ce qu'un commutateur pour un premier desdits condensateurs (C1) forme une partie de ladite pompe de charge. 6. Boucle à verrouillage de phase selon la revendication 4, caractérisée en ce que lesdits condensateurs présentent tous la même valeur de capacité. 7. Boucle à verrouillage de phase selon la revendication 4, caractérisée en ce que le condensateur central présente une valeur de capacité qui est sensiblement supérieure à celles des autres condensateurs. 8. Boucle à verrouillage de phase selon la revendication 7, caractérisée en ce que le rapport de valeurs de capacité desdits condensateurs est d'environ 1:8.1. 9. Boucle à verrouillage de phase selon la revendication 4, caractérisée en ce que les condensateurs externes présentent une valeur de capacité relativement importante par comparaison avec celle du condensateur central. 10. Boucle à verrouillage de phase selon la revendication 1, caractérisée en ce qu'elle comprend en outre un commutateur en parallèle avec l'un desdits condensateurs afin de constituer un circuit de condensateur à fuite. 11 Boucle à verrouillage de phase selon la revendication 10, caractérisée en ce qu'elle comprend trois condensateurs commutés en 1 5 parallèle. 12. Boucle à verrouillage de phase selon la revendication 11, caractérisée en ce qu'un commutateur pour un premier desdits condensateurs forme une partie de ladite pompe de charge. 13. Boucle à verrouillage de phase selon la revendication 12, caractérisée en ce que lesdits condensateurs présentent tous la même valeur de capacité. 14. Boucle à verrouillage de phase selon la revendication 13, caractérisée en ce que le condensateur central présente une valeur de capacité qui est sensiblement supérieure à celles des autres condensateurs. 15. Boucle à verrouillage de phase selon la revendication 14, caractérisée en ce que le rapport des valeurs de capacité desdits condensateurs est d'environ 1:8:1. 16. Boucle à verrouillage de phase selon la revendication 14, caractérisée en ce que les condensateurs externes présentent une valeur de capacité relativement importante par comparaison avec celle du condensateur central. 17. Boucle à verrouillage de phase selon la revendication 1, caractérisée en ce qu'elle comprend une seconde pompe de charge qui est associée à une pluralité de condensateurs commutés qui sont agencés en parallèle avec ladite première pompe de charge et ladite pluralité de condensateurs commutés associés à ladite première pompe de charge. 18. Boucle à verrouillage de phase Solon la revendication 17, caractérisée en ce que lesdits condensateurs commutés qui sont associés auxdites pompes de charge respectives sont agencés Solon des paires série, un condensateur de chaque paire série étant associé à