Brevet FR2846166A1 — publié le 20040423

OSCILLATEUR CONTROLE EN TENSION COMPRENANT UN CIRCUIT DE COMPENSATION DE L'EFFET D'ENTRAINEMENT EN FREQUENCE La présente invention concerne les oscillateurs contrôlés en tension ou VCO ("Voltage Controlled Oscillator"). La présente invention concerne plus particulièrement 5 un circuit RF comprenant un oscillateur contrôlé en tension délivrant un signal RF, une.boucle à verrouillage de phase pour contrôler l'oscillateur contrôlé en tension, un circuit de modulation recevant le signal RF et délivrant un signal modulé comprenant au moins une 10 composante harmonique RF susceptible de perturber l'oscillateur contrôlé en tension par effet d'accrochage en fréquence. Dans les circuits radiofréquence utilisant des VCO, des phénomènes de fuite de signaux harmoniques dégradent 15 les performances des VCO, en raison d'un effet d'accrochage en fréquence généralement appelé "injection pulling" ou "injection locking". La présente invention vise la suppression, à tout le moins la diminution, de l'effet d'accrochage en fréquence 20 dans les VCO. Pour fixer les idées, la figure 1 illustre une application classique d'un VCO dans le domaine de la radiotéléphonie. On distingue sur cette figure un circuit RFCT comprenant un VCO, un circuit formant une boucle à 25 verrouillage de phase ou circuit PLL ("Phase Locked Loop") et un circuit de modulation TXCT. Le VCO délivre au circuit de modulation TXCT une tension Vl dont la fréquence Fl est contrôlée par le circuit PLL. Le circuit PLL comprend à cet effet un 30 diviseur de fréquence par N DIVN qui reçoit en entrée la tension Vl et qui délivre un signal de fréquence Fl/N sur une entrée d'un comparateur de phase PCOMP. Le comparateur de phase reçoit sur une autre entrée une fréquence de référence FREF- Cette fréquence FREF est par exemple délivrée par diviseur par M DIVM dont l'entrée est reliée à un oscillateur à quartz. La sortie du 5 comparateur délivre un signal de contrôle Vcont qui est appliqué sur une entrée de contrôle du VCO par l'intermédiaire d'un filtre de boucle LOOPF ayant une bande passante déterminée. Le signal Vi est ainsi asservi en fréquence et en phase et sa fréquence Fl est égale à 10 N/M* FREFI4e circuit TXCT est ici un circuit de transmission de données par modulation de phase IQ (modulation PM en quadrature) prévu par exemple pour un téléphone mobile. Le circuit TXCT reçoit en entrée un signal 15 analogique Sx et le signal Vi du VCO, et délivre un signal RFSx destiné à être appliqué à une antenne RF, qui est modulé en phase au moyen de deux signaux I et Q en quadrature. Le circuit TXCT comprend un diviseur par K DIVK dont 20 l'entrée reçoit le signal Vi et dont la sortie délivre une porteuse FRF de modulation PM, FRF étant égale à Fl/K, K étant généralement égal à 2 ou à 4. Le signal Sx est numérisé par un convertisseur ADC, puis est appliqué à un modem codeur CODEM puis est encore appliqué à un 25 processeur IQGEN. Le processeur IQGEN délivre, dans une bande de base de fréquence FBB, des signaux en phase I et en quadrature Q. Le signal I est appliqué sur une entrée d'un mélangeur IMIX par l'intermédiaire d'un amplificateur IAMP, et le signal Q appliqué sur une 30 entrée d'un mélangeur QMIX par l'intermédiaire d'un amplificateur QAMP. Le mélangeur IMIX reçoit sur une autre entrée la porteuse FRF et le mélangeur QMIX reçoit sur une autre entrée la porteuse FRF déphasée de 90 , délivrée par un déphaseur DPH. Les sorties des mélangeurs 35 IMIX, QMIX sont appliquées à un additionneur IQAD qui délivre le signal modulé RFSx. Le signal RFSx est appliqué à un amplificateur de sortie RFAMP dont la sortie forme la sortie du circuit de transmission TXCT. Le signal Sx contient généralement des données à transmettre, par exemple une voix codée, et présente un 5 spectre de fréquences représentatif du schéma de modulation prévu par la norme mise en oeuvre (par exemple GMSK en GSM). En considérant à titre d'exemple que le signal Sx est une tonalité unique ("single tone"), le circuit IQGEN délivre alors deux sinusodes pures en 10 quadrature I=cos (FBB) et Q=sin (FBB). Le résultat de la modulation de phase IQ est dans ce cas une tonalité unique de fréquence FRF+FBB dont la composante image FRFFBB est supprimée par la modulation en quadrature, et dont la porteuse FR1 est également supprimée. En raison d'imperfections dans le circuit de modulation, ou "nonlinéarités", le signal de sortie comprend en plus de la composante utile Hi de fréquence FRF+FBB, des harmoniques H2, H3, H4,.... Parmi ces composantes, l'une au moins est proche de la fréquence 20 d'oscillation Fl du VCO. Il s'agit de la première harmonique Hi (composante utile) lorsque le diviseur DIVK n'existe pas ou présente une valeur de division égale à 1 (K=l), de la deuxième harmonique H2 lorsque le diviseur DIVK est un diviseur par deux (K=2) ou de la quatrième 25 harmonique H4 lorsque le diviseur DIVK est un diviseur par quatre (K=4). Quand K=2, la fréquence de la deuxième harmonique H2 est en effet égale à 2FRF+2FBB (soit Fi + 2FBB) et est très proche de la fréquence centrale Fl du VCO car la fréquence de la bande de base FBB est, faible 30 devant la porteuse FRF, généralement de l'ordre de quelques GigaHertz. De même, quand K=4, la quatrième harmonique H4 présente une fréquence de 4FRF+4FBB (soit Fl + 4FBB) qui est proche de la fréquence centrale du VCO. Il est connu que l'injection involontaire de cette 35 composante harmonique dans le coeur du VCO, par divers chemins parasites, dégrade les performances du VCO. Diverses méthodes sont connues pour pallier cet inconvénient. Il est ainsi connu de réaliser le VCO sur un substrat distinct de celui portant le circuit TXCT de 5 modulation de phase IQ. Ce substrat est agencé dans un coffret blindé et comporte des moyens de connexion au circuit TXCT qui sont équipés de barrières d'isolement empêchant les harmoniques parasites émises par le circuit TXCT de "remonter" jusqu'au coeur du VCO. De telles 10 barrières comprennent généralement des filtres, des connecteurs de type "balun", des isolateurs, des circuits tampons... et doivent être prévues dans tous les chemins de conduction reliant le VCO au circuit TXCT, y compris les chemins d'alimentation. Cette solution est toutefois 15 complexe à mettre en oeuvre et grève le prix de revient des circuits RF, ce qui se répercute en bout de chaîne sur le prix de vente des téléphones mobiles. D'autres méthodes reposent dans la prévision d'une architecture de circuit de modulation de phase IQ dans 20 laquelle le VCO est peu sensible aux harmoniques parasites. Ainsi, les systèmes hétérodynes utilisent plusieurs VCO et plusieurs mélangeurs en cascade, et un étage de prémodulation utilisant une fréquence intermédiaire IF. 25 Dans l'étage de sortie, la fréquence du signal modulé est nettement décalée relativement à la fréquence propre du VCO, et les harmoniques susceptibles d'interférer sur le VCO sont des harmoniques et/ou des produits de mélange de haut rang qui sont fortement atténués. Les systèmes hétérodynes présentent toutefois l'inconvénient de nécessiter l'emploi d'au moins deux VCO, ainsi que des mélangeurs et des filtres supplémentaires, et sont de ce fait eux-mêmes coteux et encombrants. Une autre solution pour contrer l'effet d'accrochage en fréquence consiste à prévoir une boucle de recopie dans les VCO. Une telle boucle de recopie permet d'obtenir des fréquences harmoniques décalées par rapport à la fréquence centrale du VCO, et se trouvant en dehors de sa bande passante (déterminée par le filtre de boucle). Toutefois, cette solution nécessite également 5 l'emploi de plusieurs VCO, généralement de trois VCO au moins. Diverses architectures de circuits de modulation RF ou de VCO peu sensibles à l'effet d'accrochage en fréquence sont décrites notamment dans les brevets US 10 63211074, US 5144260, US 6281758. La présente invention vise un procédé tout à fait différent pour supprimer sinon limiter l'effet d'accrochage en fréquence dans les VCO, qui soit simple et peu coteux à mettre en oeuvre, et qui puisse offrir de 15 bons résultats dans un circuit de modulation n'utilisant qu'un seul VCO, qu'il s'agisse d'un circuit de modulation de phase IQ ou d'un circuit de modulation d'amplitude ou encore d'un circuit de modulation de phase et d'amplitude. Pour atteindre cet objectif, la présente invention repose sur une étude approfondie des mécanismes de perturbation intervenant dans un VCO, qui sera décrite plus loin. Au terme de cette étude, et comme cela sera vu plus en détail par la suite, on a pu conclure que l'effet 25 d'accrochage en fréquence est imputable à l'injection dans le VCO d'une harmonique parasite qui traverse de multiples chemins parasites ayant chacun leur propre fonction de transfert, formant ainsi une pluralité de signaux parasites. Ces signaux parasites s'additionnent 30 les uns aux autres et il existe un signal parasite résultant unique qui est le résultat de la somme vectorielle des signaux parasites. On a également pu conclure que le signal parasite résultant est la cause unique de toutes les formes de 35 perturbations attribuables à l'effet d'accrochage en fréquence, et que sa suppression, à tout le moins son atténuation dans les limites du possible, permet de supprimer l'effet d'accrochage en fréquence, à tout le moins de le diminuer d'une manière suffisante au regard des spécifications attendues d'un circuit de modulation RF. Ainsi, l'idée de la présente invention est d'injecter volontairement dans un VCO un signal parasite qui a la même amplitude que le signal parasite résultant injecté involontairement mais qui se trouve en opposition de phase avec celui-ci, de telle sorte que la somme 10 vectorielle du signal parasite résultant injecté involontairement et du signal parasite injecté volontairement est égale à 0. Un tel signal parasite injecté volontairement forme un signal de compensation selon l'invention qui neutralise l'effet d'accrochage en 15 fréquence dans un VCO. Une autre idée de la présente invention est de générer le signal de compensation en prélevant l'harmonique perturbatrice dans le circuit de modulation lui-même, en un point riche en harmonique, puis en 20 appliquant cette harmonique à un circuit de contrôle d'amplitude et de phase afin de délivrer le signal de compensation. Plus particulièrement, la présente invention concerne un procédé pour stabiliser le fonctionnement 25 d'un oscillateur contrôlé en tension piloté par une boucle à verrouillage de phase, l'oscillateur contrôlé en tension délivrant un signal RF et recevant par l'intermédiaire d'au moins un chemin parasite une composante harmonique de fréquence égale ou proche de 30 celle du signal RF émis, susceptible de perturber le fonctionnement de l'oscillateur contrôlé en tension par effet d'accrochage en fréquence, comprenant l'injection, dans l'oscillateur contrôlé en tension, d'un signal de compensation de l'effet d'accrochage en 35 fréquence, dont la phase et l'amplitude sont ajustées de manière à neutraliser les effets perturbateurs de la composante harmonique. Selon un mode de réalisation, le signal de compensation est ajusté en amplitude et en phase de manière à présenter une amplitude sensiblement égale à l'amplitude d'un signal parasite résultant de l'injection 5 involontaire dans l'oscillateur contrôlé en tension, par au moins un chemin parasite, de la composante harmonique perturbatrice, et une phase opposée à celle du signal parasite. Selon un mode de réalisation, le procédé comprend 10 l'injection non symétrique, en un point de l'oscillateur contrôlé en tension, d'un signal de compensation ayant une composante unique. Selon un mode de réalisation, le procédé comprend l'injection d'un signal de compensation ayant deux 15 composantes, et l'injection non symétrique de ces composantes en deux points différents de l'oscillateur contrôlé en tension. Selon un mode de réalisation, le procédé comprend l'injection d'un signal de compensation ayant deux 20 composantes en opposition de phase, et l'injection de ces deux composantes en deux points différents de l'oscillateur contrôlé en tension. Selon un mode de réalisation, le signal de compensation est généré à partir d'au moins une 25 composante harmonique prélevée dans le circuit de modulation. Selon un mode de réalisation, le signal de compensation est généré à partir d'au moins une composante harmonique prélevée dans un amplificateur d'un 30 circuit de modulation d'o est émise la composante harmonique perturbatrice. Selon un mode de réalisation, le signal de compensation est généré à partir d'une composante harmonique produite par un circuit de génération 35 d'harmonique. Selon un mode de réalisation, la phase du signal de compensation est ajustée au moyen d'un circuit déphaseur. Selon un mode de réalisation, l'amplitude du signal de compensation est ajustée au moyen d'un circuit atténuateur comprenant des résistances ou des capacités ajustables ou une combinaison de ces éléments. Selon un mode de réalisation, l'amplitude et la phase du signal de compensation sont ajustées au moyen d'un groupe d'au moins deux circuits atténuateurs dont les sorties sont additionnées. Selon un mode de réalisation, l'amplitude et la 10 phase du signal de compensation sont ajustées au moyen d'un groupe de circuits atténuateurs ayant leurs sorties additionnées et recevant en entrée des signaux en quadrature de phase issus de la composante harmonique perturbatrice. Selon un mode de réalisation, l'amplitude et la phase du signal de compensation sont ajustées au moyen d'un groupe de circuits atténuateurs ayant leurs sorties additionnées et recevant en entrée des signaux en quadrature de phase et des signaux en opposition de phase 20 issus de la composante harmonique perturbatrice. Selon un mode de réalisation, les signaux en quadrature de phase et en opposition de phase sont générés au moyen d'un circuit déphaseur comprenant un pont équilibré de résistances et de capacités qui est peu 25 sensible à la température. Selon un mode de réalisation, un circuit atténuateur comprend des capacités ajustables électriquement ou des résistances ajustables électriquement qui sont ajustées par des signaux analogiques issus de données numériques 30 d'ajustage. Selon un mode de réalisation, les données numériques d'ajustage sont stockées dans des cellules mémoire. Selon un mode de réalisation, le signal de compensation est injecté sur une borne d'un composant 35 actif de l'oscillateur contrôlé en tension. Selon un mode de réalisation, le signal de compensation est injecté sur une borne d'un composant passif de l'oscillateur contrôlé en tension. Selon un mode de réalisation, le signal de compensation est injecté par couplage inductif. La présente invention concerne également un circuit RF comprenant un oscillateur contrôlé en tension délivrant un signal RF, une boucle à verrouillage de phase pour contrôler l'oscillateur contrôlé en tension, 10 un circuit de modulation recevant le signal RF et délivrant un signal *modulé comprenant au moins une composante harmonique de fréquence égale ou proche de celle du signal RF délivré par l'oscillateur contrôlé en tension, la composante harmonique étant susceptible de 15 perturber le fonctionnement de l'oscillateur contrôlé en tension par effet d'accrochage en fréquence, le circuit RF comprenant un circuit de compensation de l'effet d'accrochage en fréquence comprenant une entrée recevant au moins la composante harmonique perturbatrice et des 20 moyens pour modifier la phase et l'amplitude de la composante harmonique afin de délivrer un signal de compensation de l'effet d'accrochage en fréquence, et des moyens d'injection du signal de compensation dans l'oscillateur contrôlé en tension. Selon un mode de réalisation, le circuit de compensation est ajusté en amplitude et en phase de manière que le signal de compensation injecté dans l'oscillateur contrôlé en tension présente une amplitude sensiblement égale à l'amplitude d'un signal parasite 30 résultant de l'injection involontaire dans l'oscillateur contrôlé en tension, par au moins un chemin parasite, de la composante harmonique perturbatrice, et une phase opposée à celle du signal parasite. Selon un mode de réalisation, le circuit de 35 compensation est un circuit non symétrique qui délivre un signal de compensation ayant une composante unique qui est injectée en un point de l'oscillateur contrôlé en tension. Selon un mode de réalisation, le circuit de compensation est un circuit non symétrique qui délivre un 5 signal de compensation ayant deux composantes qui sont injectées en deux points différents de l'oscillateur contrôlé en tension. Selon un mode de réalisation, le circuit de compensation est un circuit symétrique qui délivre un 10 signal de compensation ayant deux composantes en opposition de phase qui sont injectées en deux points différents de l'oscillateur contrôlé en tension. Selon un mode de réalisation, le circuit de compensation reçoit en entrée une composante harmonique 15 prélevée dans le circuit de modulation. Selon un mode de réalisation, le circuit de compensation reçoit en entrée une composante harmonique prélevée dans un amplificateur de sortie du circuit de modulation. Selon un mode de réalisation, le circuit de compensation reçoit en entrée une composante harmonique délivrée par un circuit de génération d'harmonique distinct du circuit de modulation. Selon un mode de réalisation, le circuit de 25 compensation comprend un circuit déphaseur pour modifier la phase de la composante harmonique reçue en entrée. Selon un mode de réalisation, le circuit de compensation comprend un circuit déphaseur recevant la composante harmonique perturbatrice et délivrant deux 30 signaux en quadrature de phase. Selon un mode de réalisation, le circuit de compensation comprend un circuit déphaseur recevant la composante harmonique perturbatrice et délivrant des signaux en quadrature et en opposition de phase. Selon un mode de réalisation, le circuit déphaseur comprend un pont équilibré de résistances et de capacités qui est peu sensible à la température. Selon un mode de réalisation, le circuit de compensation comprend au moins un circuit atténuateur pour modifier l'amplitude de la composante harmonique reçue en entrée. Selon un mode de réalisation, le circuit atténuateur comprend des résistances ou des capacités ajustables ou une combinaison de ces éléments. Selon un mode de réalisation, le circuit RF comprend un groupe d'au moins deux circuits atténuateurs dont les 10 sorties sont additionnées pour contrôler la phase et l'amplitude du signal de compensation.. Selon un mode de réalisation, le circuit RF comprend un groupe de circuits atténuateurs ayant leurs sorties additionnées et recevant en entrée des signaux en 15 quadrature de phase issus de la composante harmonique perturbatrice. Selon un mode de réalisation, le circuit RF comprend un groupe de circuits atténuateurs ayant leurs sorties additionnées et recevant en entrée des signaux en 20 quadrature de phase et des signaux en opposition de phase issus de la composante harmonique perturbatrice. Selon un mode de réalisation, un circuit atténuateur comprend des capacités ajustables électriquement ou des résistances ajustables électriquement, qui sont ajustées 25 par des signaux analogiques délivrés par un convertisseur numérique/analogique. Selon un mode de réalisation, des données numériques d'ajustage des capacités du circuit atténuateur sont stockées dans des cellules mémoire et sont appliquées au 30 convertisseur numérique/analogique. Selon un mode de réalisation, le signal de compensation est injecté sur une borne d'un composant actif de l'oscillateur contrôlé en tension. Selon un mode de réalisation, le signal de 35 compensation est injecté sur une borne d'un composant passif de l'oscillateur contrôlé en tension. Selon un mode de réalisation, les moyens d'injection du signal de compensation comprennent une inductance d'injection couplée à une inductance de l'oscillateur contrôlé en tension. Ces objets, caractéristiques et avantages ainsi que d'autres de la présente invention seront exposés plus en détail dans la description suivante du procédé de l'invention et de divers exemples de réalisation de circuits de compensation selon l'invention, faite à titre 10 non limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles: - la figure 1 représente un circuit de modulation de phase IQ classique comprenant un oscillateur contrôlé en tension, - la figure 2A est le schéma d'un modèle théorique d'oscillateur contrôlé en tension utilisé pour analyser un phénomène de saut de fréquence, - la figure 2B est le schéma d'un modèle théorique d'oscillateur contrôlé en tension utilisé pour analyser 20 un phénomène de bruit et de signal parasite, - la figure 3 représente des sauts de fréquence apparaissant dans un oscillateur contrôlé en tension en présence d'un signal parasite commuté, - la figure 4 représente l'ampleur des sauts de fréquence 25 en fonction de la phase du signal parasite arrivant dans le coeur du VCO, - la figure 5A représente le spectre de fréquences d'un signal délivré par le circuit de modulation de phase IQ de la figure 1 lorsqu'un signal sinusodal en quadrature 30 lui est appliqué en entrée, - la figure 5B représente le spectre de fréquences d'un signal présent dans l'oscillateur contrôlé en tension de la figure 1, - les figures 6A et 6B sont des représentations 35 vectorielles illustrant schématiquement l'apparition d'une fréquence image dans le spectre de fréquences représenté en figure 5B, - la figure 7 représente une courbe de réjection d'un signal parasite présent dans l'oscillateur contrôlé en tension de la figure 1, - la figure 8 représente schématiquement un oscillateur 5 contrôlé en tension comprenant un circuit de compensation selon l'invention, - la figure 9 est le schéma électrique partiel d'un oscillateur contrôlé en tension classique, sur lequel sont repérés des points d'injection d'un signal de 10 compensation selon l'invention, - la figure 10 représente sous forme de blocs un premier mode de réalisation d'un circuit de compensation selon l'invention, - la figure 11 est le schéma électrique d'un élément de 15 contrôle de phase représenté sous forme de bloc en figure , - la figure 12 est le schéma électrique d'un élément de contrôle d'amplitude représenté sous forme de bloc en figure 10, - la figure 13 représente sous forme de blocs un second mode de réalisation d'un circuit de compensation selon l'invention, - la figure 14 est le schéma électrique d'un générateur de signaux en quadrature représenté sous forme de bloc en 25 figure 13, - la figure 15 est le schéma électrique d'un élément de contrôle d'amplitude représenté sous forme de bloc en figure 13, - la figure 16 est un diagramme de phase illustrant le 30 fonctionnement du circuit de compensation de la figure 13, - la figure 17 représente sous forme de blocs un troisième mode de réalisation d'un circuit de compensation selon l'invention, - la figure 18 est le schéma électrique d'un générateur de signaux en quadrature représenté sous forme de bloc en figure 17, et - la figure 19 est le schéma électrique d'un élément de contrôle d'amplitude représenté sous forme de bloc en figure 17. Fondements expérimentaux et théoriques de l'invention Comme exposé plus haut, l'idée de la présente invention est d'injecter dans un VCO un signal de compensation qui neutralise en phase et en amplitude un signal parasite résultant égal à la somme vectorielle des 10 signaux parasites incidents issus d'une composante harmonique délivrée par un circuit de modulation. Avant de décrire des exemples de réalisation de circuits de compensation permettant de générer un tel signal de compensation, on va succinctement décrire 15 diverses observations expérimentales, études théoriques et hypothèses ayant conduits à la présente invention. Les dégradations causées par l'effet d'accrochage en fréquence se traduisent par deux phénomènes distincts. On distingue d'une part des sauts de fréquence instantanés 20 dans le VCO, et d'autre part une modulation parasite entraînant une erreur de phase importante et des raies parasites dans le spectre de fréquences du VCO. Il convient de démontrer que ces deux phénomènes ont une cause unique prenant la forme d'un signal parasite unique 25 ayant une amplitude et une phase déterminées, et qu'ils sont mutuellement corrélés, en terme de phase et d'amplitude du signal parasite qui les engendre. Des observations expérimentales de ces deux phénomènes ont été combinées avec des études théoriques 30 et des simulations informatiques. Dans la description qui suit, on se référera à l'exemple de circuit de modulation TXCT décrit en relation avec la figure 1. Le coefficient K du diviseur DIVK est supposé égal à 2. Dans ce cas, c'est la deuxième 35 harmonique H2 du signal de sortie de l'amplificateur RFAMP qui est la composante la plus proche de la fréquence centrale du VCO. Modélisation d'un VCO Conformément à une théorie admise et comme illustré sur les figures 2A, 2B, un VCO peut être modélisé sous forme de deux éléments A et B en boucle fermée, A étant 5 la partie active du VCO, modélisée par un amplificateur de transconductance de gain Gi, B étant la partie réactive du VCO, modélisée par une résistance, une capacité et une inductance en parallèle, soit une impédance F (w) de valeur: (1) F (O) = (1/R + 1/ (j L) + j O C)-1 A l'équilibre du VCO (commutateur SWP ouvert en *figure 2A), l'équation de la boucle fermée s'écrit: 15 (2) Vl = V1 Gi F (O) soit: (3) Gi = 1/F (w) Pour que des conditions d'oscillation stable soient obtenues, il faut que la fréquence centrale l du VCO soit égale à: (4) oel = 1/V-LC Il en découle que: Gi = 1/R Premier phénomène perturbateur: sauts de fréquence dans 30 le VCO Un premier phénomène de dégradation des performances du VCO en présence d'un signal parasite est un décalage de la fréquence centrale F1 du VCO. Ce signal parasite apparaît quand les divers éléments du circuit de 35 modulation sont activés, ce qui est schématisé en figure 2A par la fermeture d'un interrupteur SWP. La fréquence centrale F1 est alors décalée vers une fréquence F2 de pulsation oe2 et le décalage de fréquence AF peut s'écrire (5) AF = (oe2-col)/27r Lorsque le VCO est associé à un circuit PLL, comme illustré en figure 1, le décalage de fréquence est compensé par le circuit PLL qui ramène le VCO sur sa fréquence centrale originelle. Le décalage en fréquence 10 se traduit alors par des sauts de fréquence instantanés AF' (t). Ce phénomène a été observé en appliquant aux circuits mélangeurs IMIX et QMIX des impulsions de tension. La fréquence FBB de la bande de base est alors 15 nulle et l'harmonique H2 du signal RFSx est égale à la fréquence propre Fl du VCO: (6) K=2 et FBB=O z> H2 = 2FRF+ 2*0 z> H2 = 2FRF = Fl Comme illustré en figure 3, on observe alors que la tension Vi délivrée par le VCO présente des sauts de fréquence à chaque impulsion émise sur les canaux IQ. Les sauts de fréquence sont dus à l'activation instantanéedes chemins parasites et le rétablissement lent de la 25 fréquence d'origine par action de la boucle à verrouillage de phase. L'amplitude des tensions appliquées aux canaux I et Q détermine la phase et l'amplitude du signal de sortie RFSx et donc de l'harmonique perturbatrice H2 réinjectée dans le VCO. Les sauts de fréquence peuvent être caractérisés mathématiquement en référence au modèle de VCO décrit plus haut et représenté en figure 2A. En considérant que le signal parasite a pour expression Vsp*eiJP et présente une amplitude Vsp et une phase p, l'équation de boucle 35 est la suivante: (7) Vl = Vl Gi F () + Vsp ej ont été confirmées par des simulations informatiques faites à partir du modèle de VCO. En simulant l'injection dans le VCO d'un signal parasite de phase variable, on a 5 pu tracer une courbe telle que celle représentée en figure 4. Il apparaît sur cette figure que la fréquence centrale Fl du VCO présente des décalages variant entre deux maxima + AFmax et -AFmax en fonction de la phase p du signal parasite, et présente une valeur nulle lorsque la 10 phase du signal parasite est nulle. En définitive, les équations permettant de caractériser les sauts de fréquence sont confirmées par les constatations expérimentales ainsi que par les simulations informatiques. On sait donc en ce qui 15 concerne les sauts de fréquence qu'il existe une correspondance exacte entre les caractéristiques électriques (amplitude et phase) du signal parasite qui entre dans le coeur du VCO et le phénomène perturbateur. Second phénomène perturbateur: raies parasites dans 20 le spectre de fréquences du VCO Ce phénomène est mis en évidence en appliquant par exemple sur le canal I et le canal Q deux sinusodes pures de fréquence FBB en quadrature de phase. Comme représenté en figure 5A, il apparaît alors à la sortie du 25 circuit TXCT un signal Hl à bande latérale unique, de fréquence FRF+FBB (composante Hl). Il apparaît également des harmoniques H2, H3... On distingue également des traces de la porteuse FRF et des traces du signal image FRF-FBB qui est neutralisé ou au moins affaibli par la de 30 modulation de phase en quadrature. K étant ici égal à 2, l'harmonique H2 est la composante du signal modulé qui est la plus proche de la fréquence centrale Fl du VCO. Cette harmonique de fréquence 2FRF+2FBB, soit Fl+2FBB, est réinjectée dans le 35 VCO par des chemins parasites. En observant la sortie du VCO au moyen d'un analyseur de spectre, on voit apparaître, en sus du signal Vl de fréquence Fl, une raie parasite SH2 de même fréquence que l'harmonique H2, comme cela est illustré en figure 5B. On voit également apparaître, à gauche de la fréquence centrale Fl du VCO, une raie parasite image ISH2 de fréquence 2FRF-2FBB (soit F1+2FBB). La présence de cette raie ISH2 peut s'expliquer d'une manière illustrée sur les figures 6A et 6B. Un VCO est un système qui, par conception, est limité en amplitude et fonctionne comme un amplificateur à écrêtage 10 vis-à-vis du signal parasite. Or, le signal parasite injecté, de fréquence. F1+2FBB, est la somme vectorielle d'un vecteur tVl de fréquence Fl et d'un vecteur tournant ("phasor") tV2 de fréquence 2FBB. L'amplitude du vecteur tVl est définie par les conditions d'oscillation du VCO 15 et ne peut pas être dépassée. Ainsi, la composante d'amplitude du vecteur tournant tV2 de fréquence 2FBB est supprimée par le VCO. Comme représenté en figure 6A, le mécanisme de suppression de la composante d'amplitude transforme le vecteur tV2 en un vecteur 1V2' orienté 20 selon un axe AA' qui est perpendiculaire à un axe BB' selon lequel le vecteur tVI est orienté. La décomposition vectorielle de ce vecteur 1V2I donne deux vecteurs tV3, tV3' d'amplitude V2/2 en opposition de phase et de fréquences respectives 2FBB et -2FBB. A cela s'ajoute un 25 autre phénomène d à la présence du circuit PLL, qui contraint le vecteur parasite tVl+1V3+1V3' à être en phase avec le vecteur central tVl du VCO. Ainsi, comme illustré en figure 6B, la phase du vecteur résultant de la somme des deux vecteurs tV3, tV3' est maintenue 30 constante et égale à celle du vecteur central tVl. Elle est donc alignée avec l'axe tournant BBI. Ce phénomène se produit dans bande passante de la boucle à verrouillage de phase. En résumé, l'existence de la raie image ISH2 est due 35 aux contraintes d'amplitude et aux contraintes de phase qui s'exercent sur le signal de modulation parasite une fois que celui-ci est injecté dans le VCO. Ces perturbations sont également représentées sur la figure 5B, sur laquelle on a tracé d'une part une courbe cDnoise représentant le bruit de phase engendrée par l'agitation thermique dans la résistance du VCO, et 5 d'autre part une courbe Cm représentant les variations de l'amplitude de chaque raie parasite lorsque la fréquence FBB varie. La forme de la courbe Cm sera décrite plus loin. Dans des conditions d'utilisation réelle, les 10 signaux I et Q dans la bande de base ne sont pas des sinusodes pures mais des signaux numériques complexes dont la fréquence instantanée varie en permanence à l'intérieur de la bande de base. En conséquence, les deux raies parasites représentées en figure 5B bougent sans 15 cesse et l'on observe tout un spectre de signaux parasites. L'amplitude des deux raies parasites a été mesurée expérimentalement pour diverses valeurs de la fréquence FBB des signaux I et Q. La courbe Cm représentée sur la 20 figure 5B est représentée plus en détail en figure 7, et est tracée ici pour une seule raie parasite SH2, ISH2. L'axe horizontal du tracé représente le logarithme d'une fréquence offset Foff égale à la différence entre la fréquence 2FBB de la raie parasite et la fréquence 25 centrale Fl du VCO. L'axe vertical est l'amplitude des raies parasites en dBc. Ce tracé expérimental montre que l'amplitude des raies parasite SH2, ISH2 présente un maximum lorsque la fréquence 2FBB tombe sur la fréquence de résonance Fc de la boucle PLL (qui correspond à la 30 fréquence de coupure du filtre de boucle LOOPF telle que modifiée par le gain de boucle). Lorsque la fréquence 2FBB augmente au-delà de la fréquence Fc, l'amplitude des raies parasites décroît avec une pente de 20db/décade. La courbe Cm décroît également rapidement à l'intérieur de 35 la bande passante du circuit PLL, car le signal parasite est rejeté par le gain de boucle. Il est important de noter que ces observations confirment qu'il est suffisant de neutraliser les effets perturbateurs de l'harmonique la plus proche de la fréquence centrale Fl du VCO, dont la fréquence se trouve 5 au voisinage des limites de la bande passante du VCO, car l'effet perturbateur des harmoniques de rang supérieur est faible en raison de l'atténuation de 20 dB par décade. On peut également noter que l'amplitude des 10 harmoniques diminue rapidement en allant vers les harmoniques de rang élevé. Ainsi,. en pratique, les circuits de modulation radiofréquence les plus sensibles à l'effet d'accrochage en fréquence sont les circuits dans lesquels K=2, par exemple les circuits de 15 transmission prévus pour le réseau DCS (Digital Cellular System). Les circuits de transmission pour le réseau GSM ("Global System for Mobile Communication") présentent un rapport K généralement égal à 4 et leurs oscillateurs contrôlés en tension sont moins sensibles à l'influence 20 de l'harmonique de rang 4, qui demeure toutefois gênante. Le bruit de phase observé sur la figure 5B peut être caractérisé de façon théorique en se référant au schéma de la figure 2B. Selon une théorie admise, le bruit de phase naturel d'un VCO, en l'absence de signal parasite 25 extérieur, est engendré par l'agitation thermique de la résistance R du VCO (partie réactive F (ò)). Le bruit de phase naturel exprimé en dBc/Hz (ratio bruit/ signal de porteuse en décibels, soit ici un ratio bruit/amplitude de la fréquence centrale du VCO) obéit à la relation 30 suivante (15) Dout(w)= log[(1/x-.2)*(V-(4kTR)/Vlrms)/(l-F(o) /R)] dBc/Hz "Vlrms" étant l'amplitude d'oscillation (en Volt rms) du VCO en l'absence de signal parasite, k étant la constante de Boltzmann, T la température en Kelvin, et R la résistance de la partie réactive F (o)exprimée en Ohms. En d'autres termes, le bruit de phase apparaît comme le rapport entre l'amplitude du bruit thermique et 5 l'amplitude Vlrms de la fréquence centrale du VCO vu à travers la fonction de transfert F (o). En considérant que la source de bruit est un parasite injecté dans le VCO, et en désignant par "Vsprms" son amplitude efficace (en Volt rms), un 10 raisonnement similaire permet de montrer que le bruit de phase oQut d à l'injection de la tension parasite (et qui est donc plutôt maintenant un niveau de raie parasite) obéit à la relation suivante: (16) Dout(ỏff)= log[1/2*(Vsprms/Vlrms)/(1-(F(ooff)/R)) dBc òff étant la pulsation correspondant à la fréquence offset Foff (Foff = F1-2FBB ou Fi+2FBB quand K=2) La relation 16 confirme le fait que le niveau de raie parasite en fonction de la fréquence offset présente une décroissance linéaire de 20 dB par décade en dehors de la bande passante de la boucle PLL, ce qui a été constaté expérimentalement plus haut (figure 7). 25 En renversant la relation 16, on obtient: (17) Vsp(Dout) = 2 10 ut/2 I 1 - (F (w)/R) IVl En mesurant le niveau de raie parasite Dout en dBc 30 à la sortie du VCO, on peut donc connaître le niveau du signal parasite (en tension effective) entrant dans le coeur du VCO. Conclusions sur les études expérimentales et théoriques et formulation d'un problème technique En résumé de ce qui précède, des équations mathématiques confirmées par des observations expérimentales et par des simulations informatiques, montrent que les deux phénomènes perturbateurs que sont les sauts de fréquence et la modulation parasite (ou bruit de phase) sont attribuables à une cause unique prenant la forme d'un signal parasite, d'amplitude et de phase déterminées. En référence à la figure 8, un modèle de problème technique et un modèle de solution à ce problème technique peuvent ainsi être formulés comme suit: dans le circuit représenté en figure 8, les étages de 10 modulation IQ du circuit de modulation TXCT modulent une porteuse FRF proportionnelle à la fréquence centrale. Fl du VCO, et plus particulièrement égale à F1/2 (K=2) ou à F1/4 (K=4) selon les applications. Le signal modulé passe dans un circuit de modulation réalisé avec des composants 15 réels et donc nécessairement imparfaits, et présente ainsi une légère imperfection de non-linéarité. Le signal de sortie délivré par un circuit non linéaire peut être modélisé par un polynôme: (18) F(t) = bO + blx(t) + b2x(t)2 + b3x(t)3 + b4x(t) 4 soit (19) F(t) = bO + Hl + H2 + H3 + H4 +... 25 bO étant la composante continue (DC offset) du signal de sortie, Hl étant la fondamentale ou partie utile du signal de sortie et bl le gain sur le signal utile, H2 étant la deuxième harmonique et b2 l'amplitude de la deuxième harmonique, etc.. Des harmoniques sont ainsi générées et une harmonique au moins tombe dans la bande passante du VCO et perturbe son fonctionnement, ce qui correspond à une injection de signal parasite. L'harmonique parasite qui 35 perturbe le plus le VCO est celle qui se trouve le plus près de la fréquence d'oscillation du VCO, soit l'harmonique H2 quand K=2 ou l'harmonique H4 quand K=4,... L'harmonique parasite se propage jusqu'au coeur du VC0 par de multiples chemins parasites (induction 5 magnétique, radiations électromagnétiques, chemins passant par le substrat, chemins passant par les lignes d'alimentation électrique...) ayant chacun leur propre fonction de transfert, représentés sur la figure 8 par des blocs SA1, SA2, SA3,... SAn. Quel que soit le nombre de chemins parasites, les signaux parasites Ai, A2, A3... An s'additionnent et il existe donc un signal parasite résultant Anet qui est le résultat de la somme vectorielle des vecteurs Ai, A2,... An et qui présente une amplitude et une phase 15 déterminées (20) Anet = AO ejq Caractéristiques générales du procédé de l'invention Selon l'invention, on prévoit ainsi d'injecter dans le VCO un signal parasite formant signal de compensation Bcomp, ayant la même amplitude que le signal Anet mais en opposition de phase avec le signal Anet (soit un déphasage de 1800), de telle sorte que Anet + Bcomp = 0. 25 Le signal Bcomp est délivré par un circuit de compensation COMPCT selon l'invention, auquel on applique en entrée un signal déterminé. Le circuit COMPCT assure l'ajustage de la phase et de l'amplitude du signal déterminé qui lui est fourni en entrée, pour obtenir le 30 signal de compensation Bcomp. Divers exemples de réalisation d'un tel circuit seront décrits dans ce qui suit. Le signal déterminé à fournir au circuit COMPCT doit correspondre en fréquence à l'harmonique H2 ou H4 dont on 35 souhaite neutraliser les effets perturbateurs. Comme cela apparaîtra dans les exemples ci-après, il est avantageux que ce signal soit l'harmonique perturbatrice elle-même, qui est facile à extraire des étages de sortie des circuits de modulation, par exemple certains points de l'amplificateur de sortie RFAMP qui sont riches en harmoniques. A noter qu'il peut arriver, dans certaines applications, qu'un noeud riche en harmoniques H2 ou H4 ne soit pas disponible ou ne soit pas accessible. On réalisera dans ce cas un circuit générateur d'harmonique, en prélevant dans le circuit TXCT le signal de porteuse 10 RFSx après les étages de modulation (soit le signal FRF modulé) et en appliquant ce signal à des composants non unaires. Enfin, on doit également déterminer le point d'injection du signal de compensation dans le VCO. 15 Diverses options peuvent être prévues et l'on se référera à titre d'exemple à la figure 9, qui est le schéma électrique partiel d'un VCO classique. Ce VCO est ici de type symétrique et présente une partie gauche VCOL ("VCO left") et une partie droite VCOR ("VCO right") qui 20 fonctionnent en opposition de phase pour la génération du signal de sortie Vi. Divers points PlL, PlR, P2L, P2R, P3L, P3R d'injection du signal de compensation Bcomp sont représentés par des cercles en traits pointillés. Le signal Bcomp peut être injecté sur des bornes de 25 commande de composants actifs, par exemple sur des bases de transistors bipolaires Tl, T2 (points PlL ou PlR) par l'intermédiaire d'un condensateur visant à éviter l'introduction d'un signal continu parasite. Le signal Bcomp peut également être injecté sur des bornes de 30 composants passifs, par exemple sur des cathodes de condensateurs Cl, C2 (points P2L, P2R) dont les anodes reçoivent une tension de polarisation Vbias. L'injection du signal Bcomp peut également être assurée par couplage inductif, par exemple au moyen d'une inductance 35 d'injection Lc couplée avec une inductance Ll du VCO. Le signal Bcomp est alors appliqué sur l'une des extrémités de l'inductance Lc (points P3L, P3R) l'autre extrémité étant à la masse. On décrira maintenant divers exemples de réalisation d'un circuit de compensation selon l'invention. Dans ce 5 qui suit, on supposera comme précédemment que le signal de compensation vise à neutraliser les effets perturbateurs de la deuxième harmonique H2 du signal modulé délivré par le circuit TXCT. Exemples de circuits de compensation La figure 10 représente un premier mode de réalisation d'un circuit de compensation COMPCT1 selon l'invention. Le circuit COMPCT1 comprend un réseau à décalage de phase PSN recevant en entrée l'harmonique H2. La sortie du circuit PSN est appliquée à un atténuateur 15 d'amplitude ATTC. La sortie de l'atténuateur ATTC délivre le signal Bcomp et est appliquée à la partie VCOL ou à la partie VCOR du VCO, en un point d'injection à choisir par exemple parmi les points d'injection PlL/PlR, P2L/P2R, P3L/P3R décrits plus haut. L'harmonique H2 est prélevée sur un noeud de l'amplificateur de sortie RFAMP riche en harmoniques et dépourvu de la fondamentale Hl (signal utile), par exemple sur un noeud d'émetteur de deux transistors bipolaires, et par l'intermédiaire d'une capacité visant 25 à supprimer les éventuelles composantes continues du signal présent sur ce noeud. Comme représenté en figure 11, le circuit PSN comprend une ou deux cellules RC en série, ici deux cellules CELL1, CELL2. Chaque cellule CELL1, CELL2 30 comprend un premier groupe RC formé par une capacité et une résistance ajustables en parallèle en série avec un second groupe RC formé également par une capacité et une résistance ajustables en parallèle. Le point de sortie de chaque cellule est le point milieu des deux groupes RC. 35 Selon la valeur conférée à ces éléments, le circuit PSN permet d'appliquer l'avance ou le retard de phase souhaité à l'harmonique H2. Ainsi, l'harmonique H2 prélevée avec une phase déterminée corrigée (p'. Comme représenté en figure 12, le circuit 5 atténuateur ATTC est par exemple un pont diviseur résistif ajustable, qui corrige l'amplitude de l'harmonique H2 (p') pour délivrer le signal Bcomp (àp'). Les circuits PSN et ATTC sont ajustés au cours d'une étape de test électrique précédant la mise en service du 10 circuit RFCT. Les valeurs de phase et d'amplitude sont ajustées empiriquement en appliquant des signaux de test au circuit RFCT, jusqu'à ce que la sortie du VCO délivre un signal "propre" dépourvu des phénomènes parasites décrits plus haut, cela bien entendu dans la mesure du 15 possible et dans les limites des tolérances admises, car une neutralisation totale des effets perturbateurs est en pratique peu réaliste. Ce mode de réalisation du circuit de compensation selon l'invention est préférentiellement destiné à être 20 mis en oeuvre sous forme de circuit à composants discrets. On décrira maintenant en se référant aux figures 13 et 17 deux autres modes de réalisation COMPCT2, COMPCT3 du circuit de compensation selon l'invention qui sont prévus pour être préférentiellement mis en oeuvre dans un 25 circuit intégré RF. Les circuits de compensation représentés sur ces figures sont ajustables numériquement et les valeurs d'ajustage, une fois déterminées, sont enregistrées dans un registre NVREG. Les sorties du registre NVREG sont 30 appliquées à un convertisseur numérique/analogique DAC à plusieurs voies, qui délivre une pluralité de signaux analogiques à des capacités ajustables électriquement de type VARICAP. Le circuit COMPCT2 représenté en figure 13 est du 35 type non symétrique ("single ended") et reçoit en entrée l'harmonique H2, qui est prélevée de la manière décrite plus haut. Le circuit COMPCT2 comprend un générateur de quadrature QGEN1 et quatre atténuateurs/déphaseurs IAT1, IBAT1, QAT1, QBAT1 pilotés par les sorties du convertisseur DAC. Il s'agit d'atténuateurs purs qui contrôlent quatre signaux sinusodaux, respectivement I, 5 IB (ou /I, soit I déphasé de 180 ), Q (sinusode en quadrature avec I) et QB (ou /Q, soit Q déphasé de 180 ). La somme des quatre sinusodes donne une nouvelle sinusode ayant une amplitude et une phase qui est le résultat de la somme vectorielle des quatre signaux. Le générateur QGEN1 délivre respectivement, sur deux sorties distinctes, l'harmonique H2 déphasée de +45 .et l'harmonique H2 déphasée de -45 . L'harmonique H2 déphasée de +45 est appliquée aux atténuateurs IAT1 et IBAT1 tandis que l'harmonique H2 déphasée de -45 est 15 appliquée aux atténuateurs QAT1 et QBAT1. Les sorties des atténuateurs IAT1 et QAT1 sont additionnées pour former un signal Bcompl qui est appliqué à la partie VCOL du VCO, sur l'un des points d'injection P1L, P2L ou P3L décrit plus haut. Les sorties des atténuateurs IBAT1 et 20 QBAT1 sont additionnées pour former un signal Bcomp2 qui est appliqué à la partie VCOR du VCO, sur l'un des points d'injection P1R, P2R, P3R décrit plus haut. Comme illustré en figure 14, le générateur de quadrature QGEN1 comprend par exemple une cellule RC qui 25 déphase l'harmonique H2 de +45 et une cellule CR en parallèle avec la cellule RC, qui déphase l'harmonique H2 de -45 . Comme illustré en figure 15, chaque atténuateur IAT1, IBAT1, QAT1, QBAT1 comprend un pont diviseur 30 capacitif formé par deux capacités VARICAP pilotées chacune par une sortie du convertisseur DAC, laquelle délivre un signal continu ("DC signal") nécessaire au contrôle de ces éléments. Le système de polarisation des capacités VARICAP est bien connu de l'homme de l'art et 35 ne sera pas décrit ici dans un souci de simplicité. La figure 16 est un diagramme de phase à quatre cadrans illustrant la gamme de correction de phase et d'amplitude offerte par les atténuateurs selon l'invention. Lorsque les atténuateurs IAT1 et QAT1 sont actifs et que les atténuateurs IBAT1, QBAT1 sont désactivés (état haute impédance), la phase du signal 5 Bcomp est ajustable dans les limites du premier cadran, soit entre 0 et 90 , et l'amplitude du signal Bcomp est déterminée par le rapport entre les valeurs des capacités qui forment chaque atténuateur. Lorsque les atténuateurs IBAT1 et QAT1 sont actifs et les atténuateurs IAT1, QBAT1 10 sont désactivés, la phase du signal Bcomp est ajustable dans les limites du second cadran, soit entre 90 et 180 . Lorsque les atténuateurs IBAT1 et QBAT1 sont actifs et les atténuateurs IAT1, QAT1 sont désactivés, la phase du signal Bcomp est ajustable dans les limites du 15 troisième cadran, soit entre 180 et 2700. Lorsque les atténuateurs IAT1 et QBAT1 sont actifs et les atténuateurs IAT1, QAT1 sont désactivés, la phase du signal Bcomp est ajustable dans les limites du quatrième cadran, soit entre 270 et 0 . Le circuit COMPCT3 représenté en figure 17 est du type équilibré ("balanced") et reçoit en entrée, outre l'harmonique H2, une harmonique /H2 déphasée de 1800. L'harmonique H2 est prélevée comme décrit plus haut sur un noeud d'émetteur de deux transistors de l'amplificateur 25 RFAMP. L''harmonique /H2 est prélevée sur un noeud de collecteur des mêmes transistors. Le circuit COMPCT3 comprend un générateur de quadrature QGEN2 de type symétrique et quatre atténuateurs déphaseurs IAT2, IBAT2, QAT2, QBAT2 pilotés 30 par le convertisseur DAC, comprenant chacun une première et une deuxième sortie. Le générateur QGEN2 reçoit les harmoniques H2, /H2 et délivre respectivement, sur quatre sorties distinctes, l'harmonique H2 déphasée de 0 , de +90 , de +180 et de +2700. Les harmoniques H2 déphasées 35 de 0 et de 180 sont appliquées toutes deux aux atténuateurs IAT2 et IBAT2. Les harmoniques H2 déphasées de 900 et 270 sont appliquées toutes deux aux atténuateurs QAT2 et QBAT2. Les premières sorties des atténuateurs IAT2, IBAT2, QAT2, QBAT2 sont additionnées pour former un signal 5 Bcompl' qui est appliqué à la partie VCOL du VCO, en un point d'injection PlL, P2L ou P3L. Les deuxièmes sorties des atténuateurs IAT2, IBAT2, QAT2, QBAT2 sont additionnées pour former un signal Bcomp2' en opposition de phase avec Bcompl', qui est appliqué à la partie VCOL 10 du VCO, en un point d'injection PlR, P2R ou P3R. Comme illustré en figure 18, le générateur QGEN2 comprend un pont équilibré de capacités et de résistances, dans lequel les variations de température et de procédé (variations des caractéristiques des éléments 15 avec le procédé de fabrication) sont réduites. Ainsi ce générateur assure un décalage de phase relatif de 90 entre chacune de ses sorties, quelle que soit la variation des résistances et des capacités avec la température ou avec le procédé de fabrication, et la 20 fréquence de travail Fl. Le générateur QGEN2 peut aussi être réalisé sous forme de filtre POLYPHASE, afin de réduire encore plus les effets de variation de température, de procédé et de fréquence de travail. Comme illustré en figure 19, chaque atténuateur IATI, IBATI, QATI, QBAT1 comprend un pont diviseur capacitif symétrique à deux entrées et à deux sorties, formé par trois capacités ajustables VARICAP pilotées chacune par une sortie du convertisseur DAC délivrant une 30 tension de polarisation. Comme précédemment, le contrôle des tension de polarisation des capacités ajustables VARICAP ne sera pas décrit dans un souci de simplicité. La première capacité ajustable est agencée entre la première entrée et la première sortie. La deuxième 35 capacité ajustable est agencée entre la deuxième entrée et la deuxième sortie. La troisième capacité ajustable est agencée entre les deux sorties. Le fonctionnement en phase et en amplitude du circuit de compensation COMPCT3 est similaire dans son principe au circuit COMPCT2 décrit plus haut, et offre comme avantage supplémentaire d'être moins sensible aux 5 variations de température et de procédé et d'être plus précis. Il apparaîtra clairement à l'homme de l'art que la présente invention est susceptible de diverses autres variantes et modes de réalisation comme la génération de 10 quadrature active, l'utilisation de filtre POLYPHASE... Egalement, des résistances ajustables. électriquement peuvent être utilisées à la place des capacités VARICAP. Bien que l'on se soit attaché dans ce qui précède à décrire un circuit de compensation des effets 15 perturbateurs d'une harmonique de deuxième ou de quatrième rang, il va de soi que le champ d'application de la présente invention n'est pas limité à ces exemples, K pouvant être égal à 1 (fréquence du VCO égale à la fréquence RF), à 4, etc.. D'autre part, bien qu'on ait 20 considéré au terme d'observations expérimentales et de calculs théoriques qu'il est suffisant en pratique de neutraliser les effets d'un parasite ayant une origine unique, qui est le résultat de la somme vectorielle des signaux délivrés via tous les chemins parasites, il va de 25 soi que certaines applications ou certaines architectures de circuit peuvent nécessiter de compenser les effets perturbateurs de signaux parasites d'origines différentes (par exemple émis avant et après un amplificateur à gain variable). Il faut dans ce cas prévoir deux signaux de 30 compensation, et il est préférable que chaque parasite d'origine différente soit traité par un circuit de compensation dédié. Dans ce cas on injecte dans le VCO deux signaux de compensation ajustable l'un indépendamment de l'autre, voire plus, qui peuvent être 35 additionnés en amont de leur point d'injection. Enfin, bien que l'invention ait été décrite dans ce qui précède en relation avec un circuit de modulation de phase IQ, il va de soi que le champ d'application de l'invention concerne également les autres circuits de modulation, notamment de modulation d'amplitude AM et de modulation d'amplitude et de phase, qui génèrent également des harmoniques parasites. REVENDICATIONS 1. Circuit RF (RFCT) comprenant - un oscillateur contrôlé en tension (VCO) délivrant un signal RF (Vl, Fi), - une boucle à verrouillage de phase (PLL) pour contrôler l'oscillateur contrôlé en tension (VCO), - un circuit de modulation (TXCT) recevant le signal RF (Vi, Fi) et délivrant un signal modulé (RFSx) comprenant au moins une composante harmonique (Hi, H2, H4) de fréquence égale ou proche de celle du signal RF délivré 10 par l'oscillateur contrôlé en tension, la composante harmonique étant susceptible de perturber le fonctionnement de l'oscillateur contrôlé en tension par effet d'accrochage en fréquence, caractérisé en ce qu'il comprend - un circuit de compensation (COMPCT, COMPCT1, COMPCT2, COMPCT3) de l'effet d'accrochage en fréquence, comprenant une entrée recevant au moins la composante harmonique perturbatrice (Hi, H2, H4) et des moyens pour modifier la phase et l'amplitude de la composante harmonique afin de 20 délivrer un signal (Bcomp) de compensation de l'effet d'accrochage en fréquence, et - des moyens d'injection du signal de compensation (Bcomp) dans l'oscillateur contrôlé en tension. 2. Circuit RF selon la revendication 1, dans lequel le circuit de compensation (COMPCT, COMPCT1, COMPCT2, COMPCT3) est ajusté en amplitude et en phase de manière que le signal de compensation injecté dans l'oscillateur contrôlé en tension présente une amplitude sensiblement 30 égale à l'amplitude d'un signal parasite (Anet) résultant de l'injection involontaire dans l'oscillateur contrôlé en tension, par au moins un chemin parasite (SA1, SA2, SA3,... SAn), de la composante harmonique perturbatrice, et une phase opposée à celle du signal parasite. 35 3. Circuit RF selon l'une des revendications 1 et 2, dans lequel le circuit de compensation (COMPCT1) est un circuit non symétrique qui délivre un signal de compensation ayant une composante unique qui est injectée en un point de l'oscillateur contrôlé en tension. 4. Circuit RF selon l'une des revendications 1 et 2, dans lequel le circuit de compensation (COMPCT2) est un circuit non symétrique qui délivre un signal de 10 compensation ayant deux composantes (Bcompl, Bcomp2) qui sont injectées en deux points différents de l'oscillateur contrôlé en tension. 5. Circuit RF selon l'une des revendications 1 et 2, 15 dans lequel le circuit de compensation (COMPCT3) est un circuit symétrique qui délivre un signal de compensation ayant deux composantes (Bcompl', Bcomp2') en opposition de phase qui sont injectées en deux points différents de l'oscillateur contrôlé en tension. 20 6. Circuit RF selon l'une des revendications 1 à 5, dans lequel le circuit de compensation reçoit en entrée une composante harmonique (H2, H4) prélevée dans le circuit de modulation. 7. Circuit RF selon la revendication 6, dans lequel le circuit de compensation reçoit en entrée une composante harmonique (H2, H4) prélevée dans un amplificateur de sortie (RFAMP) du circuit de modulation. 30 8. Circuit RF selon l'une des revendications 1 à 5, dans lequel le circuit de compensation reçoit en entrée une composante harmonique délivrée par un circuit de génération d'harmonique distinct du circuit de 35 modulation. 9. Circuit RF selon l'une des revendications 1 à 8, dans lequel le circuit de compensation comprend un circuit déphaseur (PSN) pour modifier la phase de la composante harmonique reçue en entrée. 10. Circuit RF selon l'une des revendications 1 à 8, dans lequel le circuit de compensation comprend un circuit déphaseur (QGEN1) recevant la composante harmonique perturbatrice et délivrant deux signaux en 10 quadrature de phase. 11. Circuit RF selon l'une des revendications 1 à 8, dans lequel le circuit de compensation comprend un circuit déphaseur (QGEN2) recevant la composante 15 harmonique perturbatrice et délivrant des signaux en quadrature et en opposition de phase. 12. Circuit RF selon la revendication 11, dans lequel le circuit déphaseur (QGEN2) comprend un pont 20 équilibré de résistances et de capacités qui est peu sensible à la température. 13. Circuit RF selon l'une des revendications 1 à 12, dans lequel le circuit de compensation (COMPCT, 25 COMPCT1, COMPCT2, COMPCT3) comprend au moins un circuit atténuateur (ATTC, IAT1, IBAT1, QAT1, QBAT1, IAT2, IBAT2, QAT2, QBAT2) pour modifier l'amplitude de la composante harmonique reçue en entrée. 14. Circuit RF selon la revendication 13, dans lequel le circuit atténuateur comprend des résistances ou des capacités ajustables ou une combinaison de ces éléments. 15. Circuit RF selon la revendication 13, comprenant un groupe d'au moins deux circuits atténuateurs (IAT1, IBAT1, QAT1, QBAT1, IAT2, IBAT2, QAT2, QBAT2) dont les sorties sont additionnés pour contrôler la phase et l'amplitude du signal de compensation. 16. Circuit RF selon la revendication 15, comprenant 5 un groupe de circuits atténuateurs (IATl/QAT1, IBATl/QBAT1) ayant leurs sorties additionnées et recevant en entrée des signaux en quadrature de phase issus de la composante harmonique perturbatrice. 17. Circuit RF selon la revendication 15, comprenant un groupe de circuits atténuateurs (IAT2/IBAT2/QAT2/QBAT2) ayant leurs sorties additionnées et recevant en entrée des signaux en quadrature de phase et des signaux en opposition de phase issus de la 15 composante harmonique perturbatrice. 18. Circuit RF selon l'une des revendications 15 à 17, dans lequel un circuit atténuateur (IAT1, IBAT1, QAT1, QBAT1, IAT2, IBAT2, QAT2, QBAT2) comprend des 20 capacités ajustables électriquement ou des résistances ajustables électriquement, qui sont ajustées par des signaux analogiques délivrés par un convertisseur numérique/analogique. 19. Circuit RF selon la revendication 18, dans lequel des données numériques d'ajustage des capacités du circuit atténuateur sont stockées dans des cellules mémoire (NVREG) et sont appliquées au convertisseur numérique/analogique. 20. Circuit RF selon l'une des revendications 1 à 19, dans lequel le signal de compensation (Bcomp) est injecté sur une borne d'un composant actif (Tl, T2) de l'oscillateur contrôlé en tension. 35 21. Circuit RF selon l'une des revendications 1 à 19, dans lequel le signal de compensation (Bcomp) est injecté sur une borne d'un composant passif (Cl, C2) de l'oscillateur contrôlé en tension. 22. Circuit RF selon l'une des revendications 1 à 5 19, dans lequel les moyens d'injection du signal de compensation (Bcomp) comprennent une inductance d'injection (Lc) couplée à une inductance (Ll) de l'oscillateur contrôlé en tension. 23. Procédé pour stabiliser le fonctionnement d'un oscillateur contrôlé en tension (VCO) piloté par une boucle à verrouillage de phase (PLL), l'oscillateur contrôlé en tension délivrant un signal RF (Vl, Fl) et recevant par l'intermédiaire d'au moins un chemin 15 parasite une composante harmonique (Hi, H2, H4) de fréquence égale ou proche de celle du signal RF émis, susceptible de perturber le fonctionnement de l'oscillateur contrôlé en tension par effet d'accrochage en fréquence, caractérisé en ce qu'il comprend l'injection, dans l'oscillateur contrôlé en tension, d'un signal (Bcomp) de compensation de l'effet d'accrochage en fréquence, dont la phase et l'amplitude sont ajustées de manière à neutraliser les effets perturbateurs de la composante 25 harmonique. 24. Procédé selon la revendication 23, dans lequel le signal de compensation est ajusté en amplitude et en phase de manière à présenter une amplitude sensiblement 30 égale à l'amplitude d'un signal parasite (Anet) résultant de l'injection involontaire dans l'oscillateur contrôlé en tension, par au moins un chemin parasite (SA1, SA2, SA3,... SAn), de la composante harmonique perturbatrice, et une phase opposée à celle du signal parasite. 35 25. Procédé selon l'une des revendications 23 et 24, comprenant l'injection non symétrique, en un point de l'oscillateur contrôlé en tension, d'un signal de compensation ayant une composante unique. 26. Procédé selon l'une des revendications 23 et 24, 5 comprenant l'injection d'un signal de compensation ayant deux composantes (Bcompl, Bcomp2), et l'injection non symétrique de ces composantes en deux points différents de l'oscillateur contrôlé en tension. 27. Procédé selon l'une des revendications 23 et 24, comprenant l'injection d'un signal de compensation ayant deux composantes (Bcompl', Bcomp2') en opposition de phase, et l'injection de ces deux composantes en deux points différents de l'oscillateur contrôlé en tension. 15 28. Procédé selon l'une des revendications 23 à 27, dans lequel le signal de compensation est généré à partir d'au moins une composante harmonique (Hi, H2, H4) prélevée dans le circuit de modulation. 20 29. Procédé selon la revendication 28, dans lequel le signal de compensation est généré à partir d'au moins une composante harmonique (H2, H4) prélevée dans un amplificateur (RFAMP) d'un circuit de modulation d'o est 25 émise la composante harmonique perturbatrice. 30. Procédé selon l'une des revendications 23 à 29, dans lequel le signal de compensation est généré à partir d'une composante harmonique produite par un circuit de 30 génération d'harmonique. 31. Procédé selon l'une des revendications 23 à 30, dans lequel la phase du signal de compensation est ajustée au moyen d'un circuit déphaseur (PSN). 35 32. Procédé selon la revendication 31, dans lequel l'amplitude du signal de compensation est ajustée au moyen d'un circuit atténuateur (ATTC) comprenant des résistances ou des capacités ajustables ou une combinaison de ces éléments. 33. Procédé selon l'une des revendication 23 à 30, dans lequel l'amplitude et la phase du signal de compensation sont ajustées au moyen d'un groupe d'au moins deux circuits atténuateurs (IAT1, IBAT1, QAT1, QBAT1, IAT2, IBAT2, QAT2, QBAT2) dont les sorties sont 10 additionnées. 34. Procédé selon la revendication 33, dans lequel l'amplitude et la phase du signal de compensation sont ajustées au moyen d'un groupe de circuits atténuateurs 15 (IATl/QATl, IBATl/QBAT1) ayant leurs sorties additionnées et recevant en entrée des signaux en quadrature de phase issus de la composante harmonique perturbatrice. 35. Procédé selon la revendication 33, dans lequel 20 l'amplitude et la phase du signal de compensation sont ajustées au moyen d'un groupe de circuits atténuateurs (IAT2/IBAT2/QAT2/QBAT2) ayant leurs sorties additionnées et recevant en entrée des signaux en quadrature de phase et des signaux en opposition de phase issus de la 25 composante harmonique perturbatrice. 36. Procédé selon la revendication 35, dans lequel les signaux en quadrature de phase et en opposition de phase sont générés au moyen d'un circuit déphaseur 30 comprenant un pont équilibré de résistances et de capacités qui est peu sensible à la température. 37. Procédé selon l'une des revendication 33 à 35, dans lequel un circuit atténuateur (IAT1, IBAT1, QAT1, 35 QBAT1, IAT2, IBAT2, QAT2, QBAT2) comprend des capacités ajustables électriquement ou des résistances ajustables électriquement qui sont ajustées par des signaux analogiques issus de données numériques d'ajustage. 38. Procédé selon la revendication 37, dans lequel 5 les données numériques d'ajustage sont stockées dans des cellules mémoire (NVREG). 39. Procédé selon l'une des revendications 23 à 38, dans lequel le signal de compensation (Bcomp) est injecté 10 sur une borne d'un composant actif (Tl, T2) de l'oscillateur contrôlé en tension. 40. Procédé selon l'une des revendications 23 à 38, dans lequel le signal de compensation (Bcomp) est injecté 15 sur une borne d'un composant passif (Cl, C2) de l'oscillateur contrôlé en tension. 41. Procédé selon l'une des revendications 23 à 38, dans lequel le signal de compensation (Bcomp) est injecté 20 par couplage inductif.