Brevet FR2843843A1 — publié le 20040227

AMPLIFICATEUR DE PUISSANCE A HAUT RENDEMENT La présente invention concerne un amplificateur de puissance, et, plus particulièrement, un amplificateur de puissance à haut rendement. Comme cela est bien connu, un amplificateur est un dispositif qui reçoit une entrée et qui applique un gain défini pour produire une sortie qui est supérieure à l'entrée. Par exemple, un amplificateur de tension peut recevoir une entrée de 10 V et produire une sortie de 20 V, 10 si l'amplificateur de tension à un gain de deux. Les amplificateurs sont susceptibles d'appliquer le gain pour produire une sortie jusqu'à une certaine valeur. Par exemple, un amplificateur de tension peut produire une sortie jusqu'à une valeur de la tension opérationnelle 15 appliquée à l'amplificateur. Autrement dit, un amplificateur de tension avec une tension opérationnelle de 15 V et un gain de trois peut produire la sortie désirée tant que l'entrée ne dépasse pas 5 V. Si l'amplificateur de tension reçoit une tension d'entrée de 6 V, il tente de 20 produire une sortie de 18 V, ce qui dépasse le maximum que cet amplificateur de tension peut produire. Par conséquent, l'amplificateur de tension n'a pas le potentiel pour attaquer la charge à la tension désirée. Les amplificateurs fonctionnent de la 25 meilleure façon s'ils produisent des sorties proches de la sortie maximale de l'amplificateur. Autrement dit, un amplificateur avec une tension opérationnelle de 15 V fonctionne avec le meilleur rendement lorsqu'il produit des sorties aux alentours de 15 V. Cependant, les sorties 30 caractéristiques d'un amplificateur de 15 V sont probablement très inférieures, car la tension de fonctionnement de 15 V (à savoir la sortie maximale) est sélectionnée de façon à traiter des pics de tension d'entrée. Par exemple, la tension d'entrée maximale 35 (tension de crête) pour un amplificateur de 15 V avec un gain de trois est de 5 V, et une tension d'entrée caractéristique peut être située dans la plage comprise entre 1 et 3 V. La figure 1 illustre une représentation sché5 matique d'un système d'amplificateur à onde sinusodale classique. Le circuit d'alimentation 101 transforme l'alimentation en courant alternatif ou l'alimentation en courant continu reçue en une tension de fonctionnement requise délivrée au circuit d'amplificateur 102. Le circuit 10 d'amplificateur 102 reçoit le signal à onde sinusodale délivré à partir du producteur de petits signaux 103 et produit une sortie en fonction du gain défini du circuit d'amplificateur 102. La figure 2 est une représentation schématique illustrant un circuit d'amplificateur de classe 15 B classique 102. D'autres circuits d'amplificateur, par exemple de classe A, de classe AB ou d'autres types de circuits d'amplificateur, peuvent utiliser le même procédé que celui décrit dans ce qui suit pour l'analyse. Premièrement, ce circuit d'amplificateur 102 est alimenté 20 par une paire de tensions de fonctionnement (+V et -V) délivrées à partir du circuit d'alimentation 101. Le transistor Q1 est responsable de l'amplification du signal reçu durant la période Tl, et le transistor Q2 est responsable de l'amplification du signal reçu durant la 25 période T2. Les deux transistors Q1 et Q2 fonctionnent dans une région linéaire. La figure 3 est un graphique de forme d'onde illustrant davantage le fonctionnement du système d'amplificateur à onde sinusodale classique. Le circuit d'am30 plificateur 102 reçoit un petit signal délivré à partir du producteur de petits signaux 103 et produit une sortie à onde sinusodale en fonction du gain défini. Le circuit d'amplificateur 102 est alimenté par une paire de sources de tension de fonctionnement (+V et -V) délivrées par le 35 circuit d'alimentation 101. Comme le représente le graphique, la tension de sortie maximale caractéristique Vp doit être située entre +V et -V. Le signal de sortie à onde sinusodale VR est représenté par l'équation suivante: VR=Vpxsin(2nft) Par conséquent, le rendement de sortie varie en fonction de la forme d'onde du signal de sortie. De façon caractéristique, le circuit d'amplificateur 102 fonctionne avec un rendement maximal de façon périodique, lorsque la tension de sortie de crête Vp apparaît. Par consé10 quent, le système d'amplificateur à onde sinusodale représenté en figure 1 a un très mauvais rendement. Par ailleurs, la différence de tension (Vce) entre l'électrode de collecteur et l'électrode d'émetteur des transistors Q1 et Q2 est changée lorsque le signal de sortie change. La dis15 sipation de puissance est la suivante: Dissipation de puissance = VcexIc (1) Vce est la différence de tension entre l'électrode de collecteur et l'électrode d'émetteur du transistor, et Ic est le courant de l'électrode de collecteur. Les 20 équations représentées dans ce qui suit décrivent la tension Vce et le courant Ic des transistors Q1 et Q2, respectivement: Vce (QI) =V-Vpxsin (2nft) Vce (Q2) =V-Vpxsin (2nft) Ic (Q1)=Vpxsin(2nft) /R sin(2nft)>0 Ic(Q1)=0 sin(2nft) 0 Selon l'équation (1), la dissipation de puis30 sance des transistors est la suivante: Dissipation de puissance = Vce(QI) xIc(QI)+Vce(Q2)xIc(Q2) Selon l'équation ci-dessus, la dissipation de puissance est comprise entre environ 30 % et 70 %. Par conséquent, un problème inhérent associé 35 aux amplificateurs classiques est le conflit entre le fait qu'il est souhaitable de délivrer de grands potentiels de sortie et le fait qu'il n'est pas souhaitable de délivrer des potentiels plus bas avec une grande chute de potentiel. Une solution est proposée en figure 4. La figure 4 illustre 5 une représentation schématique d'un système d'amplificateur selon le système d'amplificateur analogique/numérique classique. Le circuit d'alimentation 401 transforme l'alimentation en courant alternatif ou l'alimentation en courant continu reçue en la tension de fonctionnement requise déli10 vrée au circuit d'amplificateur analogique/numérique 402. Le circuit d'amplificateur analogique/numérique 402 reçoit le signal à onde sinusodale délivré par le producteur de petits signaux 403 et produit une onde de modulation de largeur d'impulsion (PWM), et, dans celui-ci, le circuit 15 d'amplificateur analogique/numérique 402 est commandé par un signal de modulation de largeur d'impulsion qui est délivré par le producteur de signal de modulation de largeur d'impulsion 404. Ensuite, l'onde de modulation de largeur d'impulsion traverse le commutateur à semiconducteurs 405, et est délivrée au filtre d'onde, qui comprend une inductance L et un condensateur C, de façon à produire une onde de sortie qui est agrandie et qui a une phase identique à celle du signal à onde sinusodale d'entrée. Bien que ce système d'amplificateur analogique/numérique puisse obtenir un rendement de sortie élevé, le filtre d'onde nécessite une inductance de grande valeur et occupe par conséquent une grande surface, et augmente la dissipation de puissance. Selon les descriptions ci-dessus, le rendement 30 de sortie ne peut pas atteindre un état optimal, parce que le système d'amplificateur classique doit traiter les pics de sortie. Même si le rendement de sortie peut être aumgenté par ce système d'amplificateur analogique/numérique, ce système d'amplificateur analogique/numérique nécessite 35 un filtre d'onde qui est constitué par une inductance L et un condensateur C de façon à produire une onde de sortie agrandie ayant une phase identique à celle du signal à onde sinusodale d'entrée. Bien que ce système d'amplificateur analogique/numérique puisse permettre d'obtenir un 5 rendement de sortie élevé, le filtre d'onde nécessite une inductance de grande valeur, et occupe par conséquent une grande surface et augmente la dissipation de puissance. Par conséquent, la présente invention propose une nouvelle structure de système d'amplificateur pour remédier aux 10 inconvénients ci-dessus, tels qu'un faible rendement de sortie et une grande occupation de surface. De façon caractéristique, le rendement d'un circuit d'amplificateur peut être amélioré en changeant de façon dynamique le niveau des tensions d'alimentation. 15 Autrement dit, le niveau des tensions d'alimentation est changé en réponse à des changements du niveau du signal analogique d'entrée. Le but de cette stratégie est de minimiser les tensions délivrées au circuit d'amplificateur pour éviter une dissipation de puissance supplémentaire. En 20 d'autres termes, le niveau des tensions d'alimentation est changé en réponse à des changements du niveau du signal analogique d'entrée. Par conséquent, lorsqu'un signal de crête doit être transmis, les tensions d'alimentation sont délivrées à leurs niveaux élevés respectifs. Lorsqu'un 25 signal de niveau moindre doit être transmis, les tensions d'alimentation sont délivrées à leurs niveaux inférieurs respectifs. Le changement dynamique du niveau des tensions d'alimentation minimise la dissipation de puissance. Selon la description ci-dessus, le but princi30 pal de la présente invention est de procurer un système d'amplificateur qui change de façon dynamique le niveau des tensions d'alimentation. Un autre but de la présente invention est de procurer un système d'amplificateur pour recevoir un signal 35 analogique d'entrée et générer un signal analogique de sor- tie correspondant. Un autre but de la présente invention est de procurer un système d'amplificateur qui change de façon dynamique le niveau des tensions d'alimentation afin d'agran5 dir tout type de signal avec une dissipation de puissance minimale. Un autre but de la présente invention est encore de procurer un système d'amplificateur qui peut traiter une tension d'entrée de crête tout en conservant un 10 rendement de sortie élevé à tout moment. Pour accomplir cela, un système d'amplificateur selon la présente invention comprend un circuit de redresseur, deux circuits de commutation, un circuit de conversion courant continu/courant alternatif, un produc15 teur d'onde sinusodale, et un circuit de commande logique, un circuit de producteur de signal de phase et de modulation de largeur d'impulsion, un circuit de rétroaction et un circuit d'amplificateur linéaire. Le circuit de redresseur, deux circuits de commutation et un circuit de conver20 sion courant continu/courant alternatif constituent le circuit d'alimentation du système d'amplificateur selon la présente invention. Le circuit de producteur de signal de phase et de modulation de largeur d'impulsion génère une série de 25 signaux de modulation de largeur d'impulsion (PWM). Les signaux de modulation de largeur d'impulsion sont utilisés pour commander les circuits de commutation et les circuits de conversion courant continu/courant alternatif, respectivement, de façon à transformer l'alimentation en courant 30 alternatif ou en courant continu reçue en une alimentation dynamique délivrée au circuit d'amplificateur. Le circuit d'amplificateur reçoit l'onde sinusodale d'entrée générée par le producteur d'onde sinusodale et le circuit de commande logique, et génère une onde sinusodale de sortie 35 correspondante qui est supérieure à l'entrée. Le circuit de rétroaction connecte le circuit d'amplificateur et le circuit de producteur de signal de phase et de modulation de largeur d'impulsion. Le circuit de rétroaction transmet l'alimentation dynamique délivrée au circuit d'amplificateur au circuit de producteur de signal de phase et de modulation de largeur d'impulsion afin de moduler le signal de modulation de largeur d'impulsion. Le signal de modulation de largeur d'impulsion modulé assure que la puissance dynamique conserve la même phase que l'onde 10 sinusodale d'entrée et suit la courbe de tension de l'onde sinusodale d'entrée. Par ailleurs, comme la présente invention produit une puissance dynamique en fonction du signal d'entrée, le rendement du circuit d'amplificateur peut être si15 gnificativement amélioré grâce au changement dynamique du niveau des tensions d'entrée. Les précédents aspects, et de nombreux avantages associés de l'invention, seront plus facilement appréciés, tandis que celle-ci sera mieux comprise, en se 20 référant à la description détaillée qui suit, prise en relation avec les dessins joints, dans lesquels: la figure 1 est une représentation schémati-que d'un système d'amplificateur à onde sinusodale classique; la figure 2 est une représentation schématique agrandie d'un circuit d'amplificateur de classe B classique; la figure 3 est un graphique de forme d'onde illustrant davantage le fonctionnement du système d'ampli30 ficateur à onde sinusodale classique; la figure 4 est une représentation schématique agrandie d'un système d'amplificateur selon le système d'amplificateur analogique/numérique classique; la figure 5 est une représentation schématique 35 d'un système d'amplificateur à haut rendement selon la pré- sente invention; la figure 6 est un schéma détaillé d'un système d'amplificateur à haut rendement selon la présente invention; la figure 7 est une représentation schématique d'un circuit de commutation à double alternance selon la présente invention; la figure 8 est un graphique de forme d'onde d'une onde de modulation de largeur d'impulsion et d'une 10 onde carrée produite à partir de la comparaison entre le signal de référence et le signal de rétroaction; la figure 9 est un graphique de forme d'onde illustrant encore davantage le fonctionnement du circuit de conversion courant continu/courant alternatif; la figure 10A est une représentation schématique agrandie d'un circuit d'amplificateur de classe B selon la présente invention; et la figure lOB est un graphique de forme d'onde illustrant encore davantage le fonctionnement du circuit 20 d'amplificateur de classe B représenté en figure 10A. Sans limiter l'esprit et l'étendue de l'applicabilité de la présente invention, la structure de circuit d'un système d'amplificateur proposé dans la présente invention est illustrée à l'aide d'une réalisation préférée. 25 Les hommes de l'art, en prenant connaissance des réalisations, peuvent appliquer la structure de circuit selon la présente invention à tout type de système d'amplificateur afin d'éviter une dissipation de puissance supplémentaire. Comme le système d'amplificateur classique doit traiter des 30 pics de sortie, le rendement de sortie classique ne peut pas atteindre un état optimal. Par ailleurs, bien que le rendement de sortie soit, de façon classique, augmenté grâce à l'utilisation d'un système d'amplificateur analogique/numérique, ce sys35 tème d'amplificateur analogique/numérique nécessite un filtre d'onde qui comprend une inductance L et un condensateur C pour générer une onde analogique de sortie correspondante dans une phase identique à celle du signal analogique d'entrée. Bien qu'un tel système d'amplificateur 5 analogique/numérique élimine le problème de faible rendement de sortie, le filtre d'onde nécessite une inductance de grande valeur, et occupe par conséquent une grande surface, et augmente la dissipation de puissance. La présente invention résout également ce problème. 10 L'application de la présente invention n'est pas limitée par la description qui suit. De façon caractéristique, le rendement du circuit d'amplificateur peut être amélioré en changeant de façon dynamique les niveaux des tensions d'alimentation. 15 Autrement dit, les niveaux des tensions d'alimentation changent en réponse à des changements du niveau du signal analogique d'entrée. Le but de cette stratégie est de minimiser les tensions délivrées au circuit d'amplificateur afin d'éviter une dissipation de puissance supplémentaire. 20 En d'autres termes, les niveaux des tensions d'alimentation sont changés en réponse à des changements du niveau du signal analogique d'entrée. Par conséquent, lorsqu'un pic de signal doit être transmis, des tensions d'alimentation sont délivrées à leurs niveaux élevés respectifs. Lorsqu'un 25 signal de niveau moindre doit être transmis, les tensions d'alimentation sont délivrées à leurs niveaux inférieurs respectifs. Par conséquent, la présente invention utilise ces changements dynamiques dans les niveaux des tensions d'alimentation pour minimiser la dissipation de puissance. 30 Lors de la description d'une réalisation préférée de l'invention illustrée dans les dessins, une terminologie spécifique est utilisée aux fins de clarté. Cependant, l'invention ne vise pas à être limitée aux termes spécifiques ainsi sélectionnés, et l'on doit comprendre que 35 chaque terme spécifique comprend tous les équivalents techniques qui fonctionnent d'une façon similaire ou qui remplissent un but similaire. Par ailleurs, l'amplificateur est illustré en amplificateur de tension, mais il ne devrait pas être considéré comme étant limité à un amplificateur de tension. La figure 5 est une représentation schématique d'un système d'amplificateur à haut rendement selon la présente invention. Le producteur de signal de modulation de largeur d'impulsion 504 génère un signal de modulation de 10 largeur d'impulsion (PWM). Le signal de modulation de largeur d'impulsion est utilisé pour commander le circuit d'alimentation 501 de façon à transformer l'alimentation en courant alternatif ou en courant continu reçue en une alimentation dynamique délivrée au circuit d'amplificateur 15 502. Le circuit d'amplificateur 502 reçoit l'onde sinusodale d'entrée générée par le producteur de petits signaux 503 et génère une onde sinusodale de sortie correspondante qui est supérieure à l'onde sinusodale d'entrée. Le circuit d'amplificateur 502 est un circuit d'attaque de 20 classe B classique. D'autres circuits d'amplificateur, par exemple de classe A, de classe AB ou un autre type de circuit d'amplificateur, peuvent également être utilisés dans la présente invention. Le principal point de différence entre le système d'amplificateur selon la 25 présente invention et le système d'amplificateur classique, comme montré en figure 1, est que le circuit d'alimentation du système d'amplificateur classique doit transformer l'alimentation en courant alternatif ou en courant continu d'entrée en une tension d'alimentation positive (+V) et une 30 tension d'alimentation négative (-V) délivrée au circuit d'amplificateur à titre de tension de fonctionnement. Par contre, le circuit d'alimentation 501 selon la présente invention est commandé par le signal de modulation de largeur d'impulsion pour générer une alimentation dynamique 35 qui change en réponse aux changements du niveau de l'onde sinusodale d'entrée. Le rendement du circuit d'amplificateur est par conséquent amélioré. Selon la réalisation préférée, l'onde sinusodale générée par le producteur de petits signaux 503 effec5 tue une transmission non seulement vers le circuit d'amplificateur 502 mais également vers le producteur de signal de modulation de largeur d'impulsion 504 afin de générer un signal carré ayant une phase identique à celle de l'onde sinusodale d'entrée et un signal de modulation de largeur 10 d'impulsion (PWM2). Ensuite, le signal carré et le signal de modulation de largeur d'impulsion (PWM2) sont envoyés au circuit d'alimentation 501 à titre de signaux de commande. Le circuit d'alimentation 501 transforme tout d'abord l'alimentation en courant alternatif en la tension de 15 fonctionnement continue. Ensuite, un autre signal de modulation de largeur d'impulsion (PWM1) est utilisé pour moduler la tension de fonctionnement continue afin de former une série d'impulsions avec une fréquence élevée et modulée, la fréquence modulée et la largeur des impulsions 20 pouvant être commandées par le circuit de rétroaction 505. Les impulsions à haute fréquence sont envoyées à un transformateur et à un circuit de conversion courant continu/courant alternatif afin de générer une alimentation dynamique délivrée au circuit d'amplificateur 502. De plus, un circuit de rétroaction 505 connecte le circuit d'amplificateur 502 et le producteur de signal de modulation de largeur d'impulsion 504 afin d'assurer que l'alimentation dynamique change en fonction de l'onde sinusodale générée par le producteur de petits si30 gnaux 503. Le circuit de rétroaction reçoit l'alimentation dynamique de façon à produire un signal de tension de rétroaction pour le producteur de signal de modulation de largeur d'impulsion 504. Ensuite, le signal de tension de rétroaction est comparé à l'onde sinusodale générée par le 35 producteur de petits signaux 503 de façon à produire un signal de modulation de largeur d'impulsion (PWM2) pour commander l'alimentation dynamique. Autrement dit, si la tension de rétroaction est inférieure à la tension de l'onde sinusodale, un signal de modulation de largeur 5 d'impulsion (PWM2) est produit afin de moduler l'alimentation dynamique. L'ondulation de la valeur de tension de rétroaction répond à l'ondulation de l'onde sinusodale. En d'autres termes, l'ondulation de l'alimentation dynamique délivrée au circuit d'amplificateur 502 répond également à 10 l'ondulation de l'onde sinusodale. De façon similaire, si le signal de tension de rétroaction est supérieur à la tension de l'onde sinusodale, aucun signal de modulation de largeur d'impulsion (PWM2) n'est produit. Ceci amène le potentiel de l'alimentation dynamique à diminuer. La figure 6 est un schéma détaillé d'un système d'amplificateur à haut rendement selon la présente invention, qui comprend un circuit de redresseur 601, deux circuits de commutation 602 et 603, un circuit de conversion courant continu/courant alternatif 604, un circuit de 20 commande logique et de producteur d'onde sinusodale 605, un circuit de producteur de signal de phase et de modulation de largeur d'impulsion 606, un circuit de rétroaction 607 et un circuit d'amplificateur 608. Le circuit d'alimentation 501 représenté en figure 5 est constitué par le cir25 cuit de redresseur 601, les deux circuits de commutation 602 et 603, et un circuit de conversion courant continu/courant alternatif 604 comme montré en figure 6. Le producteur de petits signaux 503 montré en figure 5 est constitué par le circuit de commande logique et de produc30 teur d'onde sinusodale 605 de la figure 6. Le producteur de signal de modulation de largeur d'impulsion 504 montré en figure 5 est constitué par le circuit de producteur de signal de phase et de modulation de largeur d'impulsion 606 de la figure 6. Le circuit de rétroaction 505 et les cir35 cuits d'amplificateur 502 montrés en figure 5, respective- ment, sont constitués par le circuit de rétroaction 607 et le circuit d'amplificateur 608 montrés en figure 6. Selon le système d'amplificateur à haut rendement selon la présente invention, il y a deux circuits de 5 commutation 602 et 603 dans ce système. Le circuit de commutation 603 est connecté au circuit de redresseur 601. Le circuit de commutation 602 est connecté à l'alimentation en courant continu. Le circuit de redresseur 601 reçoit une alimentation en courant alternatif 610 et délivre en sori10 tie une alimentation en courant continu qui est délivrée au circuit de commutation 603 sous la forme d'une tension de fonctionnement Vi. Par ailleurs, le circuit de commutation 602 a la même fonction que le circuit de commutation 603. Lorsque l'alimentation en courant alternatif 610 est inter15 rompue (par exemple lorsque l'alimentation du secteur est interrompue), aucune tension de fonctionnement n'est délivrée au circuit de commutation 603. A ce moment, le circuit de logique de commande et de producteur d'onde sinusodale 605 génère un signal d'interruption d'alimentation en 20 courant alternatif pour ordonner au circuit de commutation 603 de cesser de fonctionner. Par ailleurs, le circuit de commande logique et de producteur d'onde sinusodale 605 génère un signal de départ pour ordonner au circuit de commutation 602 de commencer à fonctionner. De cette façon, 25 le circuit de commutation 602 remplace le circuit de commutation 603 afin d'effectuer le reste du travail. La tension de fonctionnement délivrée au circuit de commutation 602 vient de l'alimentation en courant continu 60. A ce moment, le circuit de commutation 602 reçoit 30 également un signal de modulation de largeur d'impulsion généré par le circuit de producteur de signal de phase et de modulation de largeur d'impulsion 606 et génère un signal de modulation de largeur d'impulsion correspondant sur l'enroulement P2 du transformateur T1. Ensuite, le 35 signal de modulation de largeur d'impulsion sur l'enroulement P2 est couplé aux enroulements 613 et 614 du transformateur Tl. On devra noter que, si l'alimentation en courant continu est une batterie d'accumulateurs, le circuit de commutation 602 devrait contenir un circuit de charge. Les circuits de commutation 602 et 603 utilisent une configuration de circuit de commutation classique. En fonction de la valeur de la puissance de sortie requise, les circuits de commutation 602 et 603 peuvent être conçus 10 sous la forme d'un type indirect, d'un type direct, d'un type symétrique, de type à pont redresseur à simple alternance ou d'un type à pont redresseur à double alternance. Par exemple, si l'on se réfère à la figure 7, le circuit de commutation du système d'amplificateur selon 15 la présente invention utilise la configuration du type à pont redresseur à double alternance. Ce circuit de commutation se compose de deux paires de commutateurs. La première paire de commutateurs comprend des commutateurs à semiconducteurs 701 et 702 et la deuxième paire de 20 commutateurs est constituée par des commutateurs à semiconducteurs 703 et 704. Par conséquent, la transmission de l'énergie est commandée par les deux paires de commutateurs. Ces commutateurs comprennent des transistors à jonctions bipolaires, des transistors métaloxyde25 semiconducteur, des thyristors ou des diodes. Le signal de modulation de largeur d'impulsion (F1 ou F2) généré par le circuit de producteur de signal de phase et de modulation de largeur d'impulsion 606 (comme montré en figure 6) est utilisé pour commander les deux 30 paires de commutateurs. Si l'on se réfère à la figure 7, la première paire de commutateurs est constituée par des commutateurs à semiconducteurs 701 et 702, et la deuxième paire de commutateurs est constituée par des commutateurs à semiconducteurs 703 et 704, et sont rendus passantes et 35 bloquées en alternance en fonction de ce signal de modula- tion de largeur d'impulsion. Lorsque les commutateurs à semiconducteurs 701 et 702 sont rendus passants, la tension Vp appliquée à l'enroulement primaire est égale à la tension d'entrée Vi. Ensuite, la tension Vp est couplée aux enroule5 ments secondaires 706 et 707. Les diodes 708 et 709 sont utilisées pour redresser la tension couplée, et Vo1 présente une tension positive. Par ailleurs, Vo2 présente à ce moment une valeur de 0 volt. Lorsque les commutateurs à semiconducteurs 703 et 704 sont rendus passants, la tension 10 Vp appliquée à l'enroulement primaire est égale à la tension d'entrée négative (-Vi). Ensuite, la tension Vp est couplée aux enroulements secondaires 706 et 707. Les diodes 708 et 709 sont utilisées pour redresser la tension couplée, et Vo2 présente une tension négative. Vol présente à ce moment une 15 valeur de 0 volt. Par conséquent, le signal de modulation de largeur d'impulsion généré par le circuit de producteur de signal de phase et de modulation de largeur d'impulsion 606 peut être utilisé pour commander la mise à l'état passant et à l'étatbloqué alternée des deux paires de 20 commutateurs 701, 702 et 703, 704. Vo1 présente alors un signal de modulation de largeur d'impulsion positif modulé et Vo2 présente un signal de modulation de largeur d'impulsion négatif modulé. De façon évidente, selon la description ci-dessus, le signal de modulation de largeur 25 d'impulsion généré par le circuit de producteur de signal de phase et de modulation de largeur d'impulsion 606 est utilisé pour transformer la tension d'entrée Vi en un signal de modulation de largeur d'impulsion positif Vol et un signal de modulation de largeur d'impulsion négatif Vo2. Par 30 conséquent, la fréquence et la largeur d'onde d'impulsion de Vo1 et de Vo2 sont égales à celles du signal de modulation de largeur d'impulsion généré par le circuit 606. Les signaux de modulation de largeur d'impulsion décrits dans les paragraphes ci-dessus sont 35 générés par le circuit de producteur de signal de phase et de modulation de largeur d'impulsion 606. La fonction principale du circuit de producteur de signal de phase et de modulation de largeur d'impulsion 606 est de générer les signaux de modulation de largeur d'impulsion F1 et F2. Les 5 signaux de modulation de largeur d'impulsion F1 et F2 sont utilisés comme signaux de commande des circuits de commutation 602 et 603. En même temps, le circuit de producteur de signal de phase et de modulation de largeur d'impulsion 606 génère également un signal de commande de 10 phase F3, qui est une onde carrée, et un signal de modulation de largeur d'impulsion F4. Ces deux signaux, F3 et F4, sont utilisés comme signal de commande du circuit de conversion courant continu/courant alternatif 604. Il y a deux jeux de circuits d'amplificateurs opérationnels (OPAl 15 et OPA2) dans le circuit de producteur de signal de phase et de modulation de largeur d'impulsion 606. Chaque amplificateur opérationnel est utilisé en comparateur. L'onde sinusodale 802 générée par le circuit de commande logique et de producteur d'onde sinusodale 605 est 20 utilisée comme signal de référence pour l'amplificateur opérationnel OAP1. On note que le signal de référence, l'onde sinusodale 802, peut être généré par la source de signal extérieure au système d'amplificateur selon la présente invention, et peut également être généré par un 25 oscillateur ou une unité centrale (UC) dans le système d'amplificateur. Selon la réalisation préférée de la présente invention, l'onde sinusodale 802 est générée par une unité centrale (UC). Non seulement l'onde sinusodale 802 est délivrée à l'amplificateur opérationnel OPAl à 30 titre de signal de référence, mais elle est également délivrée au circuit d'amplificateur 608 pour l'amplification. Par ailleurs, l'onde sinusodale 802 est envoyée à l'amplificateur opérationnel OPAl pour la 35 comparaison avec un signal de rétroaction 801 transmis à partir du circuit de rétroaction 607. Le signal de rétroaction 801 est un signal modulé qui oscille dans une plage de tension appropriée pour l'amplificateur opérationnel OPAl. Les signaux en courant continu 621 et 5 622 générés par le circuit de conversion courant continu/courant alternatif 604 sont également envoyés au circuit de rétroaction 607 afin de générer un autre signal de rétroaction 803. Le signal de rétroaction 803 est envoyé à l'amplificateur opérationnel OPA2 pour comparaison avec 10 le signal de référence Vref. Selon la présente invention, le circuit de conversion courant continu/courant alternatif 604 délivre en sortie un signal à onde quasisinusodale. Ce signal à onde quasi-sinusodale peut être envoyé à l'amplificateur 15 opérationnel OPAl dans le circuit de producteur de signal de phase et de modulation de largeur d'impulsion 606 pour la comparaison avec l'onde sinusodale 802 générée par le circuit de commande logique et de producteur d'onde sinusodale 605 afin de générer un signal de modulation de 20 largeur d'impulsion F4. Le signal de modulation de largeur d'impulsion F4 ajuste la forme d'onde du signal à onde quasi-sinusodale d'après celle du signal sinusodal 802. Selon la description ci-dessus, le signal à onde quasisinusodale est tout d'abord envoyé au circuit de 25 rétroaction 607, et un signal modulé 801 avec une tension appropriée pour l'amplificateur opérationnel OPAl est produit. Ensuite, le signal à onde quasi-sinusodale modulé est comparé à l'onde sinusodale 802 générée par le circuit de commande logique et de producteur d'onde sinusodale 30 605. La figure 8 montre un graphique de forme d'onde d'une onde de modulation de largeur d'impulsion et d'une onde carrée produite à partir de la comparaison du signal de référence et du signal de rétroaction. Le signal 35 à onde quasi-sinusodale 619 (montré en figure 6) est tout d'abord envoyé au circuit de rétroaction 607, et un signal modulé 801 avec une tension appropriée pour l'amplificateur opérationnel OPAl est produit. Le signal à onde sinusodale 802 est généré par le circuit de commande logique et de 5 producteur d'onde sinusodale 605. Selon la figure 8, si le signal 801 est inférieur à l'onde sinusodale 802, comme montré dans la période T1, la largeur d'impulsion du signal de modulation de largeur d'impulsion F4 est agrandie de façon à compenser la chute de tension dans le signal à onde 10 quasi-sinusodale. En d'autres termes, la compensation est effectuée vis-à-vis de la chute de tension de la tension de sortie générée par le circuit de conversion courant continu/courant alternatif 604. Par ailleurs, si le signal de rétroaction 801 est supérieur à l'onde sinusodale 802, 15 comme montré dans la période T2, la largeur d'impulsion du signal de modulation de largeur d'impulsion F4 est rétrécie de façon à faire chuter la tension du signal à onde quasisinusodale, ou, autrement dit, à faire chuter la tension de sortie générée par le circuit de conversion courant 20 continu/courant alternatif 604. Selon la figure 8, comme le signal de rétroaction 801 est supérieur à l'onde sinusodale 802 pour la totalité de la période T2, aucun signal de modulation de largeur d'impulsion n'est délivré pendant la période T2. Par ailleurs, les enroulements 613 et 614 du transformateur T1 délivrent respectivement en sortie le signal de modulation de largeur d'impulsion positif et le signal de modulation de largeur d'impulsion négatif. La diode 615 et le condensateur 617 redressent le signal de 30 modulation de largeur d'impulsion positif et génèrent une tension continue positive stable 621. La diode 616 et le condensateur 618 redressent également le signal de modulation de largeur d'impulsion négatif et génèrent une tension continue négative stable 622. La tension continue 35 positive stable 621 et la tension continue négative stable 622 sont ensuite envoyées au circuit de rétroaction 607 afin de générer un signal de rétroaction 803 avec une tension appropriée pour l'amplificateur opérationnel OPA2 dans le circuit de producteur de signal de phase et de 5 modulation de largeur d'impulsion 606. Ce signal de rétroaction 803 est envoyé à l'amplificateur opérationnel OPA2 dans le circuit de producteur de signal de phase et de modulation de largeur d'impulsion 606. Ensuite, ce signal de rétroaction 803 est comparé au signal de référence Vref. 10 Si la tension du signal de rétroaction 803 est inférieure à la tension du signal de référence Vref, le circuit de producteur de signal de phase et de modulation de largeur d'impulsion 606 génère les signaux de modulation de largeur d'impulsion F1 et F2. Ces deux signaux de modulation de 15 largeur d'impulsion sont utilisés pour compenser la chute de tension dans la tension continue positive stable 621 et la tension continue négative stable 622 à des niveaux de tension requis. Par ailleurs, si la tension du signal de rétroaction 803 est supérieure à la tension du signal de 20 référence Vref, le circuit de producteur de signal de phase et de modulation de largeur d'impulsion 606 ne génère aucun signal de modulation de largeur d'impulsion. Dans cette situation, la tension continue positive stable 621 et la tension continue négative stable 622 chutent aux niveaux de 25 tension requis. En même temps, le circuit de producteur de signal de phase et de modulation de largeur d'impulsion 606 génère également un signal à onde carrée de commande de phase F3 et un signal de modulation de largeur d'impulsion F4. Ces deux signaux, F3 et F4, sont utilisés pour commander 30 l'état de commutation des commutateurs à semiconducteurs SW1 et SW2. (Vswl Vsw2). La tension continue positive stable 621 et la tension continue négative stable 622 chargent le condensateur 623 en alternance et génèrent une onde quasisinusodale 619. Selon la description ci-dessus, le processus d'ajustage de l'onde quasi-sinusodale est effectué de façon continue par comparaison du signal de rétroaction 801 à l'onde sinusodale 802 dans le circuit de producteur de signal de phase et de modulation de largeur d'impulsion 5 606. Comme le signal comparé (ou de référence) est l'onde sinusodale 802, le processus d'ajustage fait du signal de sortie une onde quasi-sinusodale, mais avec du bruit et de la distorsion. La tension continue positive stable 621 et la tension continue négative stable 622 dans le circuit de 10 conversion courant continu/courant alternatif 604 sont envoyées au circuit de rétroaction 607 pour générer un signal de rétroaction 803 avec une tension appropriée pour l'amplificateur opérationnel OPA2 dans le circuit de producteur de signal de phase et de modulation de largeur 15 d'impulsion 606. Ce signal de rétroaction 803 est envoyé à l'amplificateur opérationnel OPA2 dans le circuit de producteur de signal de phase et de modulation de largeur d'impulsion 606. Ensuite, ce signal de rétroaction 803 est comparé au signal de référence Vref et génère les signaux de 20 modulation de largeur d'impulsion, F1 et F2. Les signaux de modulation de largeur d'impulsion F1 et F2 sont utilisés comme signal de commande des circuits de commutation 602 et 603. La tension de sortie générée par les circuits de commutation 602 ou 603 en fonction du signal de modulation 25 de largeur d'impulsion, F1 ou F2, est envoyée au transformateur T1, et des signaux couplés, qui sont des signaux modulés du signal de modulation de largeur d'impulsion F2 ou F1, sont produits sur les enroulements 613 et 614. Comme les tensions de modulation de largeur 30 d'impulsion modulées sont générées par comparaison du signal de rétroaction 803 avec la tension de référence Vref, le circuit de conversion courant continu/courant alternatif 604 génère une tension continue positive stable 621 et une tension continue négative stable 622. En d'autres termes, 35 la fonction principale du signal de rétroaction 803 est de maintenir la tension continue positive 621 et la tension continue négative 622 à des niveaux stables. Si l'on se réfère toujours à la figure 8, l'onde sinusodale 802 est envoyée à l'amplificateur 5 opérationnel OPAl pour la comparaison avec un signal de rétroaction 801 transmis à partir du circuit de rétroaction 607 afin de générer un signal à onde carrée de commande de phase F3 et un signal de modulation de largeur d'impulsion F4. Ces deux signaux, F3 et F4, sont utilisés pour commander 10 l'état de commutation des commutateurs à semiconducteurs SW1 et SW2 dans le circuit de conversion courant continu/courant alternatif 604. Le signal à onde carrée F3 (Vswl) associé à la partie positive de l'onde sinusodale 802 et le signal de modulation de largeur d'impulsion F4 sont utilisés pour 15 commander l'état de commutation du commutateur à semiconducteurs SW1. Lorsque le signal à onde carrée F3 (Vswl) est à un niveau de tension élevé, l'état de commutation du commutateur à semiconducteurs SW1 est commandé par le signal de modulation de largeur d'impulsion 20 F4. Par ailleurs, le signal à onde carrée F3 (Vsw2) associé à la partie négative de l'onde sinusodale 802 et le signal de modulation de largeur d'impulsion F4 sont utilisés pour commander l'état de commutation du commutateur à semiconducteurs SW2. Lorsque le signal à onde carrée F3 25 (Vsw2) est à un niveau de tension élevé, l'état de commutation du commutateur à semiconducteurs SW2 est commandé par le signal de modulation de largeur d'impulsion F4. Le circuit de conversion courant continu/courant alternatif 604 est utilisé pour recevoir un signal en courant continu et générer un signal en courant alternatif. Par conséquent, le circuit de conversion courant continu/courant alternatif 604 reçoit les signaux en courant continu qui sont des signaux de modulation de 35 largeur d'impulsion transmis à partir des enroulements 613 et 614 du transformateur T1 et qui ont une fréquence identique et une largeur d'impulsion identique à celles des signaux de modulation de largeur d'impulsion F1 et F2, et génère un signal à onde quasi-sinusodale ayant une phase 5 identique à celle de l'onde sinusodale 802 générée par le circuit de commande logique et de producteur d'onde sinusodale 605. Le circuit de conversion courant continu/courant alternatif 604 comprend deux diodes 615 et 616 et deux condensateurs 617 et 618. Ce circuit reçoit les 10 signaux de modulation de largeur d'impulsion transmis à partir des enroulements 613 et 614 du transformateur Tl de façon à générer la tension continue positive stable 621 et la tension continue négative stable 622. La figure 9 est un graphique de forme d'onde illustrant encore davantage le 15 fonctionnement du circuit de conversion courant continu/courant alternatif. La diode 615 ne peut conduire qu'une tension positive. La diode 616 ne peut conduire qu'une tension négative. La tension positive transmise à partir de la diode 615 et la tension négative transmise à 20 partir de la diode 616 chargent les condensateurs 617 et 618, respectivement, de façon à délivrer en sortie la tension continue positive stable 621 et la tension continue négative stable 622, les deux tensions de sortie ayant une ondulation faible. Si l'on se réfère à nouveau à la figure 9, le signal à onde carrée de commande de phase F3 et le signal de modulation de largeur d'impulsion F4 générés par le circuit de producteur de signal de phase et de modulation de largeur d'impulsion 606 sont utilisés pour commander l'état 30 de commutation des commutateurs à semiconducteurs SW1 et SW2 dans le circuit de conversion courant continu/courant alternatif 604. Le signal à onde carrée F3 (Vswl) associé à la partie positive de l'onde sinusodale 802 dans la figure 8 et le signal de modulation de largeur d'impulsion F4 sont 35 utilisés pour commander l'état de commutation du commutateur à semiconducteurs SW1. Le signal à onde carrée F3 (Vsw2) associé à la partie négative de l'onde sinusodale 802 en figure 8 et le signal de modulation de largeur d'impulsion F4 sont utilisés pour commander l'état de 5 commutation du commutateur à semiconducteurs SW2. Le signal à onde carrée, F3 (Vswl), F3 (Vsw2) et le signal de modulation de largeur d'impulsion F4 commandent avec précision l'état de commutation des commutateurs à semiconducteurs SW2 et SW1. Par exemple, lorsque le signal à onde carrée F3 (Vswl) 10 est à un niveau de tension élevé, l'état de commutation du commutateur à semiconducteurs SW, est commandé par le signal de modulation de largeur d'impulsion F4. Par conséquent, Si une impulsion du signal de modulation de largeur d'impulsion F4 apparaît à ce moment, le commutateur à 15 semiconducteurs SW1 devient passant, et la tension continue positive 621 est délivrée en sortie, de façon à charger le condensateur 623. De façon similaire, lorsque le signal à onde carrée F3 (Vsw2) est à un niveau de tension elevé, l'état de commutation du commutateur à semiconducteurs SW2 20 est commandé par le signal de modulation de largeur d'impulsion F4. Par conséquent, si une impulsion du signal de modulation de largeur d'impulsion F4 apparaît à ce moment, le commutateur à semiconducteurs SW2 devient passant, et la tension continue négative 622 est délivrée 25 en sortie, de façon à charger le condensateur 623. Par ailleurs, le processus d'ajustage du signal à onde quasisinusodale 619 est effectué en continu par comparaison du signal de rétroaction 801 à l'onde sinusodale 802 dans le circuit de producteur de signal de phase et de modulation 30 de largeur d'impulsion 606. Comme le signal comparé (ou de référence) est l'onde sinusodale 802, le processus d'ajustage fait que le signal de sortie devient une onde quasi- sinusodale, 619, mais avec un bruit et une distorsion faibles. La forme d'onde de l'onde quasi35 sinusodale 619 est formée en chargeant le condensateur 623 avec la tension continue positive 621 et la tension continue négative 622, en alternance. La tension continue positive stable 621 et la tension continue négative stable 622, respectivement, 5 chargent le condensateur 623 par l'intermédiaire des commutateurs à semiconducteurs SW1 et SW2, et génèrent une tension de sortie. La tension délivrée en sortie comporte un bruit et une distorsion faibles par rapport à l'onde sinusodale. Par conséquent, la tension de sortie est 10 appelée onde quasi-sinusodale. Bien qu'il ne soit pas approprié d'utiliser l'onde quasi-sinusodale 619 comme sortie du système d'amplificateur, l'utilisation de l'onde quasi- sinusodale 619 comme source de tension d'alimentation du circuit d'amplificateur 608 améliore le 15 rendement de sortie du système d'amplificateur. Le circuit d'amplificateur 608 peut être configuré sous la forme de la classe A, de la classe B, de la classe AB ou d'un autre type de circuit d'amplificateur. L'onde quasi-sinusodale 619 générée par le circuit de 20 conversion courant continu/courant alternatif 604 est envoyée au circuit d'amplificateur 608 à titre de source de tension d'alimentation. Autrement dit, la forme d'onde de la source de tension d'alimentation, à savoir de l'onde quasi-sinusodale 619, délivrée au circuit d'amplificateur 25 608, a une phase identique à celle de l'onde sinusodale 802. Ensuite, l'onde sinusodale 802 produite par le circuit de commande logique et de producteur d'onde sinusodale 605 est amplifiée sous la forme d'un grand signal à onde sinusodale 620 ayant une phase identique à 30 celle de l'onde sinusodale 802. Comme le grand signal à onde sinusodale 620 et l'onde quasi-sinusodale 619 délivrée par le circuit de conversion courant continu/courant alternatif 604 ont tous deux une phase identique à celle de l'onde sinusodale 802, le grand 35 signal à onde sinusodale 620 a également une phase identique à celle de l'onde quasi-sinusodale 619 délivrée par le circuit de conversion courant continu/courant alternatif 604. Le processus d'ajustage de l'onde quasisinusodale est effectué de façon continue par comparaison 5 du signal de rétroaction 801 à l'onde sinusodale 802 dans le circuit de producteur de signal de phase et de modulation de largeur d'impulsion 606. Comme le signal comparé (ou de référence) est une onde sinusodale 802, le processus d'ajustage fait du signal de sortie du circuit de 10 conversion courant continu/courant analogique 604 une onde quasi-sinusodale 619, mais avec un bruit et une distorsion faibles. Par ailleurs, le grand signal à onde sinusodale 620 est généré par amplification de l'onde sinusodale 802. Par conséquent, l'onde quasi-sinusodale 619 délivrée par 15 le circuit de conversion courant continu/courant alternatif 604 et le grand signal à onde sinusodale 620 ont des formes d'ondes et des amplitudes similaires. La différence de tension entre ceux-ci est très faible. En d'autres termes, la forme d'onde de l'onde quasi-sinusodale 619 20 délivrée par le circuit de conversion courant continu/courant alternatif 604 change avec la forme d'onde de l'onde sinusodale 620. Lorsque la valeur de crête du grand signal à onde sinusodale 620 est délivrée en sortie, la valeur de tension du signal à onde quasi-sinusodale 619 25 délivré par le circuit de conversion courant continu/courant alternatif 604 est à son maximum. Par ailleurs, selon la présente invention, la source de tension d'alimentation délivrée au circuit d'amplificateur 608 est appliquée aux deux extrémités qui sont alimentées par une 30 source de tension continue positive et une source de tension continue négative, respectivement, selon le système d'amplificateur traditionnel. L'application de la source de tension dynamique unique 619, dans le système d'amplificateur selon la présente invention, réduit les 35 pertes de puissance des dispositifs de commutateur. La tension nominale requise des dispositifs de commutateur dans le circuit d'amplificateur 608 est abaissée de façon significative. Par conséquent, non seulement la configuration de la présente invention augmente la 5 fiabilité du circuit, mais elle rend également plus facile de trouver des commutateurs à semiconducteurs appropriés. Le cot de la présente invention est diminué, et la taille du radiateur de chaleur requis est considérablement réduit. La figure 0lA est une représentation 10 schématique agrandie d'un circuit d'amplificateur de classe B selon la présente invention. D'autres circuits d'amplificateur, par exemple la classe A, la classe AB ou d'autres types de circuits d'amplificateurs, peuvent être analysés à l'aide du même procédé que celui décrit dans 15 l'analyse qui suit. Tout d'abord, le circuit d'amplificateur 608 est alimenté par l'onde quasisinusodale 619 générée par le circuit de conversion courant continu/courant alternatif 604. L'onde sinusodale 802 est délivrée au circuit d'amplificateur 608 pour 20 générer le signal à onde sinusodale amplifié 620. La figure lOB est un graphique de forme d'onde illustrant encore davantage le fonctionnement du circuit d'amplificateur de classe B de la figure 10A. L'onde quasisinusodale 619 générée par le circuit de conversion 25 courant continu/courant alternatif 604 est délivrée au noeud 110 du circuit d'amplificateur 608 à titre de tension de fonctionnement V1. En même temps, l'onde quasisinusodale 619 est également délivrée au noeud 120 du circuit d'amplificateur 608 à titre de tension de 30 fonctionnement V2. Le transistor Q1 est responsable de l'amplification de la partie positive de l'onde sinusodale 802, et le transistor Q2 est responsable de l'amplification de la partie négative de l'onde sinusodale 802. Les transistors Q1 et Q2 fonctionnent dans une région linéaire. 35 La forme d'onde de la tension de fonctionnement V1 et de la tension de fonctionnement V2, ou, autrement dit, de l'onde quasi- sinusodale 619, ondule d'après la forme d'onde du signal à onde sinusodale amplifié 620. Selon la description ci-dessus, les pertes de 5 puissance et la tension nominale requises pour les transistors Q1 et Q2 sont montrées comme suit. Lorsque le transistor Q1 devient passant, la différence de tension (Vce) entre l'électrode de collecteur et l'électrode d'émetteur du transistor Q1 est décrite comme suit: 10 Vce(QI)=V1-Vout=AVa0 V1 est la tension de fonctionnement délivrée au noeud 110 du circuit d'amplificateur 608, et Vout est la tension du signal à onde sinusodale amplifié 620. Selon l'équation ci- dessus, AV peut être réduite à presque zéro 15 si ce circuit est conçu avec soin. En particulier, dans une situation idéale, la valeur de tension de AV est de zéro. Autrement dit, les pertes de puissance du transistor Qi sont presque de zéro. A ce moment, la différence de tension entre l'électrode de collecteur et l'électrode d'émetteur 20 du transistor Q2 est décrite comme suit: Vce(Q2)=V2-Vout=AV-0 V2 est la tension de fonctionnement délivrée au noeud 120 du circuit d'amplificateur 608, et Vout est la tension du signal à onde sinusodale amplifié 620. Selon 25 l'équation ci- dessus, AV peut être réduite presque à zéro si ce circuit est conçu avec soin. Dans une situation idéale, la valeur de tension de AV est de zéro. Autrement dit, la tension nominale requise du transistor Q2 est presque de zéro. Par conséquent, la configuration de 30 circuit selon la présente invention n'est pas similaire à la configuration du circuit classique, qui nécessite des transistors avec des tensions nominales importantes. Lorsque le transistor Q2 devient passant, la différence de tension (Vce) entre l'électrode de collecteur 35 et l'électrode d'émetteur du transistor Q2 est décrite comme suit: Vce(Q2)=V2-Vout=AV0 V2 est la tension de fonctionnement délivrée au noeud 120 du circuit d'amplificateur 608, et Vout est la 5 tension du signal à onde sinusodale amplifié 620. Selon l'équation ci-dessus, AV peut être réduite presque à zéro si ce circuit est conçu avec soin. Dans une situation idéale, la valeur de tension de AV est de zéro. Autrement dit, les pertes de pussance du transistor Q2 sont presque de 10 zéro. A ce moment, la différence de tension entre l'électrode de collecteur et l'électrode d'émetteur du transistor Q1 est décrite comme suit: Vce(Qi)=V- Vout=AV0 V1 est la tension de fonctionnement délivrée 15 au noeud 110 du circuit d'amplificateur 608, et Vout est la tension du signal à onde sinusodale amplifié 620. Selon l'équation ci-dessus, AV peut être réduite presque à zéro si le circuit est conçu avec soin. Dans une situation idéale, la valeur de tension de AV est de zéro. Autrement 20 dit, la tension nominale requise du transistor Q1 est presque de zéro. Par conséquent, à partir de la description ci-dessus, le rendement de sortie du système d'amplificateur selon la présente invention peut atteindre la valeur maximale. L'onde sinusodale 802 générée par le circuit de commande logique et de producteur d'onde sinusodale 605 peut également être produite par le producteur de signal extérieur au système d'amplificateur selon la présente invention, et peut également être générée par un 30 oscillateur ou une unité centrale du système d'amplificateur. Selon la réalisation préférée de la présente invention, l'onde sinusodale 802 est produite par l'unité centrale. On note que n'importe quel type de signal peut être amplifié par ce système d'amplificateur. Le 35 principe de fonctionnement du système d'amplificateur est identique à celui de la description ci-dessus. Cependant, si la forme d'onde du signal 802 est changée, les formes d'onde du signal 619, des tensions V1 et V2, du signal de rétroaction 801 et du signal amplifié 620 changent en fonction de la forme d'onde du signal 802. Comme une personne ayant une bonne connaissance de la technique le comprendra, les réalisations préférées qui précèdent de la présente invention sont illustratives de la présente invention 10 plutôt que limitatives vis-à-vis de celle-ci. Elles visent à couvrir différentes modifications et configurations similaires incluses à l'intérieur de l'esprit et de l'étendue de l'applicabilité des revendications jointes, l'étendue de l'applicabilité de celles-ci devant se voir 15 accorder l'interprétation la plus large de façon à englober toutes ces modifications et structures similaires. REVENDICATIONS 1. Système d'amplificateur à haut rendement, caractérisé en ce qu'il comprend: un producteur de signal (503) pour générer un signal de référence à onde sinusodale et un signal d'entrée synchronisés; un producteur de signal de modulation de largeur d'impulsion (504) pour recevoir un potentiel de référence en courant continu et générer un premier signal de modulation de largeur d'impulsion en fonction du potentiel de référence en courant continu, et générer un deuxième signal de modulation de largeur d'impulsion et un signal de commande logique en fonction du signal de référence à onde sinusodale; un circuit d'alimentation (501) pour recevoir une alimentation d'entrée et moduler l'alimentation d'entrée en une paire d'alimentations en courant continu stables en fonction du premier signal de modulation de largeur d'impulsion, et moduler la paire d'alimentations en courant continu stables en une alimentation à onde quasisinusodale avec une phase identique à celle du signal de référence à onde sinusodale en fonction du deuxième signal de modulation de largeur d'impulsion et du signal de commande logique généré; un circuit de rétroaction (505) pour recevoir l'alimentation à onde quasi-sinusodale et générer un premier signal de rétroaction, le premier signal de rétroaction étant envoyé audit producteur de signal de modulation de largeur d'impulsion (504) pour une comparaison avec le signal de référence à onde sinusodale de façon à générer le deuxième signal de modulation de largeur d'impulsion, le deuxième signal de largeur d'impulsion étant envoyé audit circuit d'alimentation (501) afin d'ajuster l'alimentation à onde quasisinusodale, ledit circuit de rétroaction (505) recevant recevant également la paire d'alimentations en courant continu stables et générant également un deuxième signal de rétraction, et le deuxième signal de rétroaction étant envoyé audit producteur de signal de modulation de largeur d'impulsion (504) pour une comparaison avec le potentiel de référence en courant continu afin de générer le premier signal de modulation de largeur d'impulsion pour l'envoyer audit circuit d'alimentation (501) pour ajuster la paire d'alimentations en courant continu stables; et un circuit d'amplificateur (502) pour recevoir l'alimentation à onde quasi-sinusodale à titre d'alimentation et amplifier le signal d'entrée. 2. Système d'amplificateur à haut rendement selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit circuit d'amplificateur (502) est un circuit d'amplificateur de classe A, de classe B ou de classe AB. 3. Système d'amplificateur à haut rendement selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite alimentation à onde quasi-sinusodale et le signal de référence à onde sinusodale ont des phases identiques. 4. Système d'amplificateur à haut rendement selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit circuit d'alimentation (501) reçoit les premier et deuxième signaux de modulation de largeur d'impulsion et le signal de commande logique de façon à transformer l'alimentation d'entrée en alimentation à onde quasi-sinusodale, et en ce qu'il comprend: un circuit de redresseur (601) pour recevoir l'alimentation d'entrée et transformer l'alimentation d'entrée en une alimentation en courant continu; un premier circuit de commutation (603) pour recevoir l'alimentation en courant continu et transformer l'alimentation en courant continu en un troisième signal de modulation de largeur d'impulsion en fonction du premier signal de modulation de largeur d'impulsion; un transformateur (T1) pour ajuster le troisième signal de modulation de largeur d'impulsion à une amplitude requise; et un circuit de conversion courant continu/ courant alternatif (604) pour recevoir un troisième signal de modulation de largeur d'impulsion ajusté et transformer le troisième signal de modulation de largeur d'impulsion ajusté en une paire d'alimentations en courant continu stables et transformer la paire d'alimentations en courant continu stables en l'alimentation à onde quasi-sinusodale ayant une phase identique à celle du signal de référence à onde sinusodale en fonction du deuxième signal de modulation de largeur d'impulsion et du signal de commande logique. 5. Système d'amplificateur à haut rendement selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend de plus: une alimentation en courant continu de sauvegarde (60) pour délivrer l'alimentation en courant continu lorsque l'alimentation d'entrée s'interrompt; et un deuxième circuit de commutation (602) pour recevoir l'alimentation en courant continu de sauvegarde (60) et transformer ladite alimentation en courant continu de sauvegarde (60) en un quatrième signal de modulation de largeur d'impulsion en fonction du premier signal de modulation de largeur d'impulsion. 6. Système d'amplificateur à haut rendement selon la revendication 5, caractérisé en ce que ledit deuxième circuit de commutation (602) commence à fonctionner lorsque l'alimentation d'entrée s'interrompt. 7. Système d'amplificateur à haut rendement selon la revendication 5, caractérisé en ce que, lorsque l'alimentation d'entrée s'interrompt, ladite alimentation en courant continu de sauvegarde commence à fonctionner, et ledit deuxième circuit de commutation (602) transforme ladite alimentation en courant continu de sauvegarde (60) en le quatrième signal de modulation de largeur d'impulsion en fonction du premier signal de modulation de largeur d'impulsion, après quoi le quatrième signal de modulation de largeur d'impulsion est envoyé audit transformateur (T1) pour ajuster le quatrième signal de modulation de largeur d'impulsion à l'amplitude requise, le quatrième signal de modulation de largeur d'impulsion ajusté est envoyé audit circuit de conversion courant continu/courant alternatif (604) pour la transformation en une paire d'alimentations en courant continu stables, et la paire d'alimentations en courant continu stables est modulée en l'alimentation à onde quasisinusodale avec une phase identique à celle du signal de référence à onde sinusodale en fonction du deuxième signal de modulation de largeur d'impulsion et du signal de commande logique. 8. Système d'amplificateur à haut rendement selon la revendication 4, caractérisé en ce que ledit circuit de conversion courant continu/courant alternatif (604) comprend: une première diode (615) pour conduire une partie positive du troisième ou du quatrième signal de modulation de largeur d'impulsion ajusté de façon à générer une alimentation positive en courant continu stable; une deuxième diode (616) pour conduire une partie négative du troisième ou du quatrième signal de modulation de largeur d'impulsion ajusté de façon à générer une alimentation négative en courant continu stable; un premier dispositif de commutateur (SW1) couplé à ladite première diode (615) et conduisant un signal de tension redressé à simple alternance positif en fonction du deuxième signal de modulation de largeur d'impulsion et du signal de commande logique; et un deuxième dispositif de commutateur (SW2) couplé à ladite deuxième diode (616) et conduisant un signal de tension redressé à simple alternance négatif en fonction du deuxième signal de modulation de largeur d'impulsion et du signal de commande logique, une différence de phase entre le signal redressé à simple alternance positif et le signal redressé à simple alternance négatif étant de 180 degrés, une onde quasisinusodale étant par conséquent générée sur un noeud commun dudit premier dispositif de commutateur (SW1) et dudit deuxième dispositif de commutateur (SW2). 9. Système d'amplificateur à haut rendement selon la revendication 8, caractérisé en ce que ladite première diode (615) est de plus couplée à un condensateur (617). 10. Système d'amplificateur à haut rendement selon la revendication 8, caractérisé en ce que ladite deuxième diode (616) est de plus couplée à un condensateur (618). 11. Système d'amplificateur à haut rendement selon la revendication 8, caractérisé en ce que le noeud commun dudit premier et dudit deuxième dispositifs de commutateur (SW1, SW2) est de plus couplé à un condensateur (623). 12. Système d'amplificateur à haut rendement selon la revendication 4, caractérisé en ce que lesdits premier et deuxième circuits de commutation (603, 602) sont conçus sous la forme du type indirect, du type direct, du type symétrique, du type à pont redresseur à simple alternance, ou du type à pont redresseur à double alternance. 13. Système d'alimentation susceptible de générer une alimentation à onde quasi-sinusodale, caractérisé en ce qu'il comprend: un producteur de signal (503) pour générer un signal de référence à onde sinusodale et un signal d'entrée synchronisés: un producteur de signal de modulation de largeur d'impulsion (504) pour recevoir un potentiel de référence en courant continu et générer un premier signal de modulation de largeur d'impulsion en fonction du potentiel de référence en courant continu, et générer un deuxième signal de modulation de largeur d'impulsion et un signal de commande logique en fonction du signal de référence à onde sinusodale; et un circuit d'alimentation (501) pour recevoir les premier et deuxième signaux de modulation de largeur d'impulsion et le signal de commande logique et transformer l'alimentation d'entrée en l'alimentation à onde quasisinusodale, et en ce que ledit circuit d'alimentation (501) comprend: un circuit de redresseur (601) pour recevoir l'alimentation d'entrée et transformer l'alimentation d'entrée en une alimentation en courant continu; un premier circuit de commutation (603) pour recevoir l'alimentation en courant continu et transformer l'alimentation en courant continu en le troisième signal de modulation de largeur d'impulsion en fonction du premier signal de modulation de largeur d'impulsion; un transformateur (T1) pour ajuster le troisième signal de modulation de largeur d'impulsion à une amplitude requise; et un circuit de conversion courant continu/ courant alternatif (604) pour recevoir le troisième signal de modulation de largeur d'impulsion ajusté et transformer un troisième signal de modulation de largeur d'impulsion ajusté en une paire d'alimentations en courant continu stables et moduler la paire des alimentations en courant continu stables en une alimentaeion à onde quasisinusodale avec une phase identique à celle du signal de référence à onde sinusodale en fonction du deuxième signal de modulation de largeur d'impulsion et du signal de commande logique; et un circuit de rétroaction (607) pour recevoir l'alimentation à onde quasisinusodale et générer un premier signal de rétroaction, le premier signal de rétraction étant envoyé audit producteur de signal de modulation de largeur d'impulsion (504) pour une comparaison avec le signal de référence à onde sinusodale de façon à générer le deuxième signal de modulation de largeur d'impulsion, le deuxième signal de modulation de largeur d'impulsion étant envoyé audit circuit d'alimentation (501) pour ajuster l'alimentation à onde quasi-sinusodale, ledit circuit de rétroaction (607) recevant la paire d'alimentations en courant continu stables et générant un deuxième signal de rétroaction, et le deuxième signal de rétroaction étant envoyé audit producteur de signal de modulation de largeur d'impulsion (504) pour la comparaison avec le potentiel de référence en courant continu et la génération du premier signal de modulation de largeur d'impulsion pour l'envoi audit circuit d'alimentation (501) de façon à ajuster la paire d'alimentations en courant continu stables. 14. Système d'alimentation selon la revendication 13, caractérisé en ce qu'il comprend de plus: une alimentation en courant continu de sauvegarde (60) pour délivrer l'alimentation en courant continu lorsque l'alimentation d'entrée s'interrompt; et un deuxième circuit de commutation (602) pour recevoir l'alimentation en courant continu de sauvegarde (60) et transformer ladite alimentation en courant continu de sauvegarde (60) en un quatrième signal de modulation de largeur d'impulsion en fonction du premier signal de modulation de largeur d'impulsion. 15. Système d'alimentation selon la revendication 14, caractérisé en ce que ledit deuxième circuit de commutation (602) commençe à fonctionner lorsque la tension d'alimentation s'interrompt. 16. Système d'alimentation selon la revendication 14, caractérisé en ce que, lorsque l'alimentation d'entrée s'interrompt, ladite alimentation en courant continu de sauvegarde (60) commence à fonctionner, et ledit deuxième circuit de commutation (602) transforme ladite alimentation en courant continu de sauvegarde (60) en un quatrième signal de modulation de largeur d'impulsion en fonction du premier signal de modulation de largeur d'impulsion, le quatrième signal de modulation de largeur d'impulsion est envoyé audit transformateur Tl pour ajuster le quatrième signal de modulation de largeur d'impulsion à une amplitude requise, le quatrième signal de modulation de largeur d'impulsion ajusté est envoyé audit circuit de conversion courant continu/courant alternatif (604) pour transformer le quatrième signal de modulation de largeur d'impulsion ajusté en une paire d'alimentations en courant continu stables, et la paire d'alimentations en courant continu stables est modulée sous la forme de l'alimentation à onde quasi-sinusoidale avec une phase identique à celle du signal de référence à onde sinusodale en fonction du deuxième signal de modulation de largeur d'impulsion et du signal de commande logique. 17. Système d'alimentation selon la revendication 13, caractérisé en ce que ladite alimentation à onde quasi-sinusodale et le signal de référence à onde sinusodale ont des phases identiques. 18. Système d'alimentation selon la revendication 13, caractérisé en ce que ledit circuit de conversion courant continu/courant alternatif (604) comprend: une première diode (615) pour conduire la partie positive du troisième ou du quatrième signal de modulation de largeur d'impulsion ajusté de façon à générer une alimentation positive en courant continu stable; une deuxième diode (616) pour conduire la partie négative du troisième ou du quatrième signal de modulation de largeur d'impulsion ajusté afin de générer une alimentation négative en courant continu stable; un premier dispositif de commutateur (SW1) couplé à ladite première diode (615) et conduisant le signal de tension redressé à simple alternance positif en fonction du deuxième signal de modulation de largeur d'impulsion et du signal de commande logique; et un deuxième dispositif de commutateur (SW2) couplé à ladite deuxième diode (616) et conduisant le signal de tension redressé à simple alternance négatif en fonction du deuxième signal de modulation de largeur d'impulsion et du signal de commande logique, une différence de phase entre le signal redressé à simple alternance positif et le signal redressé à simple alternance négatif étant de 180 degrés, et une onde quasisinusodale étant ainsi générée sur le noeud commun dudit premier dispositif de commutateur (SW1) et dudit deuxième dispositif de commutateur (SW2) 19. Système d'alimentation selon la revendication 18, caractérisé en ce que ladite première diode (615) est de plus couplée à un condensateur (617). 20. Système d'alimentation selon la revendication 18, caractérisé en ce que ladite deuxième diode (616) est de plus couplée à un condensateur (618). 21. Système d'alimentation selon la revendication 18, caractérisé en ce que le noeud commun dudit premier et dudit deuxième dispositifs de commutateur (SW1, SW2) est de plus couplé à un condensateur (623). 22. Système d'alimentation selon la revendication 13, caractérisé en ce que lesdits premier et deuxième circuits de commutation (603, 602) sont conçus sous la forme d'un type indirect, d'un type direct, d'un type symétrique, d'un type à pont redresseur à simple alternance ou d'un type à pont redresseur à double alternance. 23. Procédé pour générer une sortie amplifiée à haut rendement, caractérisé en ce qu'il comprend les étapes consistant à: utiliser un producteur de signal (503) pour générer un signal de référence à onde sinusodale et un signal d'entrée synchronisés; générer un premier signal de modulation de largeur d'impulsion et un signal de commande logique en fonction du signal de référence à onde sinusodale; générer un deuxième signal de modulation de largeur d'impulsion en fonction d'un potentiel de référence en courant continu; transformer l'alimentation d'entrée en une paire d'alimentations en courant continu stables en fonction dudit deuxième signal de modulation de largeur d'impulsion; moduler la paire des alimentations en courant continu stables sous la forme d'une alimentation à onde quasi-sinusodale avec une phase identique à celle du signal de référence à onde sinusodale en fonction du premier signal de modulation de largeur d'impulsion et du signal de commande logique: délivrer ladite alimentation à onde quasisinusodale de façon à alimenter un circuit d'amplificateur (502) afin d'amplifier le signal d'entrée; et utiliser un circuit de rétroaction (505) pour ajuster ladite paire d'alimentations en courant continu stables et ladite alimentation à onde quasi-sinusodale. 24. Procédé selon la revendication 23, caractérisé par l'utilisation du circuit de rétroaction (505) pour ajuster ladite paire d'alimentations en courant continu stables, et en ce que ladite alimentation à onde quasisinusodale comprend les étapes consistant à: transmettre ladite paire d'alimentations en courant continu stables et ladite alimentation à onde quasi-sinusodale pour une comparaison, respectivement, avec ledit potentiel de référence en courant continu et ledit signal de référence à onde sinusodale afin de générer les premier et deuxième signaux de modulation de largeur d'impulsion; et utiliser lesdits premier et deuxième signaux de modulation de largeur d'impulsion pour ajuster ladite alimentation à onde quasi-sinusodale et ladite paire d'alimentations en courant continu stables. 25. Procédé selon la revendication 23, caractérisé en ce que ledit circuit d'amplificateur est un circuit d'amplificateur de classe A, de classe B ou de classe AB. 26. Procédé selon la revendication 23, caractérisé en ce que ladite alimentation à onde quasisinusodale a une phase identique à celle du signal de référence à onde sinusodale. 27. Procédé selon la revendication 23, caractérisé en ce que la transformation de l'alimentation d'entrée en la paire d'alimentations en courant continu stables en fonction dudit deuxième signal de modulation de largeur d'impulsion comprend de plus les étapes consistant à: recevoir l'alimentation d'entrée et redresser d'alimentation d'entrée en une alimentation en courant continu; transformer ladite alimentation en courant continu en le troisième signal de modulation de largeur d'impulsion en fonction du deuxième signal de largeur d'impulsion; et transformer ledit troisième signal de modulation de largeur d'impulsion en la paire d'alimentations en courant continu stables; 28. Procédé selon la revendication 23, caractérisé en ce que la modulation de la paire d'alimentations en courant continu stables en l'alimentation à onde quasisinusodale avec une phase identique à celle du signal de référence à onde sinusodale en fonction du premier signal de modulation de largeur d'impulsion et du signal de commande logique comprend de plus les étapes consistant à: conduire ladite alimentation positive en courant continu stable et générer une tension positive; conduire ladite alimentation négative en courant continu stable et générer une tension négative; et délivrer en sortie en alternance ladite tension positive et ladite tension négative audit circuit d'amplificateur en fonction dudit premier signal de modulation de largeur d'impulsion et du signal de commande logique. 29. Procédé selon la revendication 27, caractérisé en ce que la transformation de ladite alimentation en courant continu en le troisième signal de modulation de largeur d'impulsion en fonction du deuxième signal de modulation de largeur d'impulsion est réalisée par une configuration du type indirect, une configuration du type direct, une configuration du type symétrique, une configuration à pont redresseur à simple alternance ou une configuration du type à pont redresseur à double alternance.