Brevet FR2843659A1 — publié le 20040220

DESCRIPTION La présente invention se rapporte au domaine de la commande des machines synchrones à aimant permanent. Les machines synchrones à aimant permanent (PM) sont souvent utilisées dans des applications où le rendement du système, la taille du système, le rapport couple/volume et le temps de réponse dynamique sont un souci. Ces soucis sont particulièrement importants pour des moteurs présentant une puissance nominale faible ou des entrefers mécaniques importants. Les applications caractéristiques de machines synchrones à aimant PM, également connues en tant que moteurs à courant continu DC sinusoïdal sans balais (BLDC), dans l'industrie automobile comprennent des moteurs de direction assistée électrique (EPAS), des moteurs-alternateurs de démarreur intégrés (ISA) et des moteurs à traction pour des véhicules électriques hybrides (HEV) et des véhicules électriques (EV). Les machines synchrones à aimant PM nécessitent de façon caractéristique une alimentation comportant des formes d'onde sinusoïdales pour l'excitation. De telles machines sont commandées de façon caractéristique en utilisant des techniques de commande vectorielle, également connues en tant que commandes par orientation du champ, afin d'obtenir des réponses dynamiques rapides, des rendements élevés, des possibilités de puissance ou de couple transitoires de crêtes optimales et de larges plages de vitesses de fonctionnement. Dans des applications automobiles du compartiment moteur, telles que des directions EPAS, des alternateurs ISA, des véhicules HEV ou des véhicules EV, la température ambiante caractéristique au cours de l'utilisation du véhicule s'étend d'environ -40 C à environ 125 C. Pour des systèmes ISA et HEV en particulier, la température de fonctionnement du moteur peut atteindre environ 200 C, même avec un refroidissement liquide forcé. Les exigences d'une large plage de températures de fonctionnement affectent de façon néfaste les performances des systèmes ISA ou HEV, dans la mesure où la plupart des systèmes de commande vectorielle sont obtenus en utilisant une commande en boucle fermée des courants du moteur avec des commandes de couple en boucle ouverte. Une commande de couple ou une commande de vitesse de la machine est obtenue en convertissant les couples requis ou demandés en ordres de courant en utilisant les paramètres du moteur, et les commandes de couple sont en boucle ouverte. Du fait que les paramètres du moteur dépendent fortement des conditions de fonctionnement de la machine, telles que de la température de fonctionnement et le niveau de saturation magnétique, il existe une quantité considérable d'erreurs associées à la conversion des ordres de couple en ordres de courant. Dans des machines synchrones à aimant PM utilisées dans des systèmes ISA, HEV et EPAS, par exemple, le calcul des ordres de courant à partir de l'ordre de couple nécessite l'utilisation de la valeur de flux embrassé produite par les aimants par phase, #PMe, de même que l'inductance du moteur le long de chacun des axes longitudinal et transversal Ld et Lq, comme démontré ci-dessous dans l'équation 1 : Dans 1 équation ci-dessus, le tlux embrasse produit par 1'aimant, #PM#, dépend fortement de la température de fonctionnement et du niveau de saturation magnétique de la machine. En outre, les inductances du moteur dépendent fortement du niveau de saturation magnétique dans l'acier utilisé dans la machine. Donc, si le flux embrassé et les inductances du moteur ne sont pas mises à jour de façon correspondante aux conditions de fonctionnement de la machine qui changent toujours, des erreurs significatives se développeront dans le calcul de l'ordre de courant, et donc dans la commande de couple. L'erreur de commande de couple globale, telle que mesurée à partir du couple ordonné par comparaison au couple réel délivré par le moteur, pourra dépasser 20 %, comme indiqué dans le résumé des erreurs de commande de couple figurant dans le tableau 1. TABLEAU 1 Erreurs de commande de couple estimées pour un moteur PMSM à commande vectorielle non compensée Sources d'erreur Pourcentage d'erreur Commentaires Flux embrassé PM, #PMe : Matériau - Br 3 % Résultat de la tolérance du procédé du fabricant Température - Br 13 % -0,12 %/C pour -40 à 180 C Entrefer 4 % Variation de 0,3 mm sur un entrefer de 1,0 mm Inductance, Lq : 5 % Variation de 20 % en raison de la saturation d'axe q Inductance, Ld : 2 % Variation de 10 % en raison de la saturation d'axe d Capteurs de courant : ~1 % Erreur intégrée dans des capteurs du type à effet Hall Erreur totale de couple 28 % Une telle erreur de commande de couple élevée affecte de façon néfaste les performances globales du système, dégrade la sensation du conducteur et réduit la satisfaction du consommateur. Du fait que la source principale de contribution à des erreurs de commande de couple excessives correspond aux paramètres électriques de la machine, tels que #PM et Lq. des améliorations de l'estimation de ces paramètres correspondant aux conditions de fonctionnement réelles de la machine sont nécessaires. Conformément à un premier aspect de la présente invention, il est réalisé un procédé de commande vectorielle d'un moteur à aimant permanent. Les paramètres de la machine estimés sont fournis à partir d'un circuit d'observation en boucle ouverte et utilisés pour calculer un ordre de courant à partir d'un ordre de commande. L'ordre de courant est converti en un ordre de tension diphasé, lequel est transformé en un ordre de tension triphasé. Cet ordre de tension triphasé est ensuite modulé en un ordre à modulation de largeur d'impulsion (PWM) triphasé. L'ordre PWM triphasé est ensuite appliqué à un moteur à aimant permanent. Conformément à un autre aspect de la présente invention, il est réalisé un procédé destiné à utiliser un dispositif à circuit d'observation de paramètres de la machine en boucle ouverte. A partir des tensions en courant continu (DC) d'entrée, les tensions des pôles de convertisseur triphasé sont calculées. Ces tensions des pôles de convertisseur sont converties en tensions de phase de moteur triphasé, lesquelles sont ensuite transformées en tensions de moteur diphasé. A partir de ces tensions de moteur diphasé, les paramètres électriques du moteur à aimant permanent peuvent être estimés. Conformément à encore un autre aspect de la présente invention, il est réalisé un procédé destiné à calculer les tensions des pôles de convertisseur triphasé à l'aide d'un dispositif de calcul de tension. Ce dispositif de calcul de tension est utilisé dans le circuit d'observation en boucle ouverte. Une pluralité de tensions et de rapports cycliques à modulation PWM, tels qu'appliqués par le générateur de signal à modulation PWM, de même que la tension de bus en courant continu, sont fournis en tant qu'entrée. Chacune de la pluralité des tensions est multipliée par la tension de bus en courant continu (DC). Les tensions multipliées sont ensuite fournies en sortie en tant que tensions des pôles de convertisseur triphasé. Conformément à encore un autre aspect de la présente invention, il est réalisé un procédé destiné à estimer les paramètres électriques à l'aide d'un dispositif d'observation de flux en boucle ouverte. Ce dispositif d'observation de flux en boucle ouverte est utilisé dans le circuit d'observation en boucle ouverte. Les flux magnétiques à référence fixe sont calculés et transformés en flux magnétiques à référence synchrone. Par ailleurs, les courants à référence synchrone sont filtrés. Les flux magnétiques à référence synchrone et les courants à référence synchrone filtrés sont ensuite utilisés pour estimer les paramètres électriques. Conformément à la présente invention, il est ainsi proposé un procédé d'utilisation ou de mise en oeuvre d'un dispositif de circuit d'observation en boucle ouverte pour la commande d'un moteur à aimant permanent qui comprend les étapes consistant à calculer les tensions de pôles de convertisseur triphasé à partir d'une pluralité de tensions d'entrée et de signaux de rapport cyclique à modulation PWM, convertir les tensions des pôles de convertisseur triphasé en tensions de phase de moteur triphasé, transformer les tensions de phase de moteur triphasé en tensions de moteur diphasé, et estimer les paramètres électriques du moteur à aimant permanent à partir des tensions de moteur diphasé. En particulier, la pluralité de tensions d'entrée peut comprendre les signaux de rapport cyclique à modulation PWM appliqués par un générateur de signal PWM au moteur à aimant permanent, et la tension de bus en courant continu DC du moteur à aimant permanent. Notamment, il peut être prévu, en outre, que l'étape de calcul des tensions de pôles de convertisseur triphasé soit exécutée par un dispositif de calcul de tension que l'étape de conversion des tensions de pôles de convertisseur triphasé soit exécutée par un convertisseur de tension, que l'étape de transformation des tensions de phase de moteur triphasé soit exécutée par un transformateur de tension et/ou que ladite étape d'estimation des paramètres électriques soit exécutée par un dispositif d'observation de flux en boucle ouverte. Conformément à un autre aspect de la présente invention, un procédé d'estimation des paramètres électriques avec un dispositif d'observation de flux en boucle ouverte, pour la commande d'un moteur à aimant permanent par l'intermédiaire d'un circuit d'observation en boucle ouverte, est proposé, qui comprend les étapes consistant à calculer les flux magnétiques à référence fixe, transformer les flux magnétiques à référence fixe en flux magnétiques à référence synchrone, filtrer les courants à référence synchrone, et calculer les paramètres électriques à partir des flux magnétiques à référence synchrone et des courants à référence synchrone. En particulier, l'étape de calcul des flux magnétiques à référence fixe peut comprendre la fourniture en tant qu'entrée des courants à référence fixe, le calcul des chutes de tension d'origine résistive à partir des courants à référence fixe, le calcul des vitesses ou taux de variation des flux magnétiques à référence fixe à partir des chutes de tension d'origine résistive à partir des tensions à référence fixe, et l'intégration des vitesses ou taux de variation des flux magnétiques à référence fixe pour déterminer les flux magnétiques à référence fixe. De préférence, l'étape de calcul des chutes de tension d'origine résistive est exécutée par un amplificateur. En outre, l'étape de calcul des vitesses de variation des flux magnétiques à référence fixe peut être exécutée par un comparateur, l'étape d'intégration des vitesses de variation des flux magnétiques à référence fixe peut être exécutée par un intégrateur, et l'étape de transformation des flux magnétiques à référence fixe peut être exécutée par un dispositif de rotation de vecteur. Plus particulièrement, le dispositif de rotation de vecteur utilise avantageusement un algorithme de transformation de Park. Préférentiellement, l'étape de filtrage des courants à référence synchrone est exécutée par un filtre passe -bas et l'étape de calcul des paramètres électriques comprend en outre le calcul du flux embrassé magnétique estimé (ou liaison estimée par flux magnétique) et le calcul de l'inductance estimée. D'autres aspects de la présente invention deviendront évidents en liaison avec la description plus détaillée qui suit de la présente invention d'après les figures 1 à 5 des dessins. La figure 1 est un schéma simplifié d'un mode de réalisation préféré du procédé de commande de la présente invention, et La figure 2 est un schéma simplifié d'un mode de réalisation préféré du circuit d'observation de paramètres de la machine en boucle ouverte de la présente invention, et La figure 3 est un schéma simplifié d'un mode de réalisation préféré de l'algorithme d'estimation de tension de pôles du convertisseur, utilisé dans le dispositif de calcul de tension du circuit d'observation en boucle ouverte de la présente invention, et La figure 4 est un schéma simplifié d'un mode de réalisation préféré de l'algorithme d'estimation de paramètres électriques de la machine, utilisé dans le dispositif d'observation de flux en boucle ouverte du circuit d'observation en boucle ouverte de la présente invention, et La figure 5 est un organigramme d'un mode de réalisation préféré du procédé de la présente invention. Le dispositif pour exécuter le mode de réalisation de la présente invention comprend quatre éléments généraux : le moteur synchrone à aimant permanent (PM), un capteur de position, un convertisseur à électronique de puissance et un dispositif de commande. Le dispositif de convertisseur à électronique de puissance peut comprendre une pluralité de commutateurs à électronique de puissance et des capteurs de courant, un condensateur de filtrage de bus en courant continu, des circuits d'attaque de commande pour commander lesdits commutateurs à électronique de puissance, une plaque froide pour refroidir lesdits commutateurs à électronique de puissance, et un boîtier. Le dispositif de commande peut comprendre un certain nombre de composants électroniques analogiques sur une carte à circuit imprimé, un microprocesseur ou une puce de processeur de signal numérique et un certain nombre de composants électroniques numériques. Des conventions spécifiques ont été utilisées dans la nomenclature des variables dans toute cette demande. Par exemple, une variable suivie par "*" indique une valeur d'ordre, en d'autres termes, une valeur pour la variable représentant une entrée par le contrôleur de supervision de véhicule ou un autre procédé interne. De même, une variable suivie par "#" indique une valeur estimée par une table de consultation. En outre, les valeurs présentées dans cette demande sont de préférence des valeurs vectorielles. En tant que telle, une variable suivie par un indice "d" indique la valeur vectorielle suivant l'axe longitudinal, la direction de la circulation du courant. Cette coordonnée d'une valeur vectorielle est responsable de la production du champ magnétique et du flux magnétique. Une variable suivie par l'indice "q" indique la valeur vectorielle suivant l'axe transversal ou perpendiculaire. Cette coordonnée d'une valeur vectorielle est responsable de la production du couple. La figure 1 est un schéma simplifié représentant un dispositif destiné à mettre en oeuvre le mode de réalisation préféré du procédé de commande de la présente invention. Sur la figure 1, un régulateur de vitesse 10 calcule la vitesse mécanique du moteur en tours par minute (RPM), la vitesse électrique en radians par seconde,,., et le couple requis pour obtenir un ordre de vitesse. L'ordre de vitesse, RPM*, est défini en tant que vitesse requise par le conducteur du véhicule ou le contrôleur de supervision. Les ordres de vitesse peuvent être donnés par des procédés classiques, tels que la position du pied du conducteur du véhicule sur l'accélérateur, ou peuvent être le résultat d'une vitesse de consigne sur un système de commande de vitesse de croisière, ou bien déterminées par le contrôleur de supervision durant les changements de vitesses. Pour calculer ces valeurs, l'ordre de vitesse, RPM*, la position du moteur, # et la tension du convertisseur à électronique de puissance, HBusV sont utilisés en tant qu'entrées. La position du moteur, #, est de préférence mesurée par un capteur de position de moteur 12 situé de préférence sur le moteur à aimant PM, de façon plus préférée situé sur l'arbre de rotor du moteur à aimant PM. La commande de vitesse du régulateur de vitesse 10 est de préférence obtenue grâce à l'utilisation d'un contrôleur classique à action proportionnelle, intégrale et dérivée ("contrôleur PID"), où l'intégrateur est conçu avec des mécanismes antibouclage pour réduire l'erreur, comme cela est connu dans la technique. De préférence, ces mécanismes antibouclage sont réalisés pour empêcher le bouclage des intégrateurs après la saturation du contrôleur à action PID. Le couple requis pour obtenir l'ordre de vitesse est ensuite transmis en tant qu'entrée au sélecteur de mode 14. Le sélecteur de mode 14 détermine si le dispositif fonctionne dans un mode de commande de vitesse ou un mode de commande de couple, conformément à la position d'un commutateur de mode 16. Le commutateur de mode 16 est de préférence un commutateur numérique qui peut être commandé par le véhicule. La différence entre les deux modes est la valeur commandée. Le mode de commande de vitesse peut être préférable au cours des changements de vitesses ou de la mise en marche du moteur, dans le cas d'un véhicule HEV, alors qu'un mode de commande de couple serait plus préférable pour une conduite régulière et une charge de la batterie. Le sélecteur de mode 14 fournit en sortie un ordre de commande. Cet ordre de commande représente le couple demandé, si le commutateur de mode 16 se trouve dans le mode de commande de couple, ou le couple requis pour obtenir la vitesse désirée, si le commutateur de mode 16 se trouve dans le mode de commande de vitesse. Le module de stratégie de courant de flux 18est conçu pour calculer le courant de magnétisation (axe d),Idse*. Le module de stratégie de courant de flux 18 prend en tant qu'entrée la vitesse électrique du moteur en radians par seconde (rad/s), #r, l'ordre de couple et la tension de la batterie. En utilisant une stratégie de "couple maximum par ampère" pour la plage entière de vitesses de fonctionnement, y compris le fonctionnement à puissance constante, comme cela est connu dans la technique, Idse* peut être obtenu. Le découpleur de courant 20 calcule le courant d'axe q requis, Iq*, pour que le moteur délivre l'ordre de couple requis, sur la base de l'équation 1 ci-dessus. Le découpleur de courant 20 prend Idse*, l'ordre de couple et les valeurs de ApM 1\ et Lq A reçues à partir d'un circuit d'observation en boucle ouverte 22, comme cela sera décrit ci-dessous, en tant qu'entrée. L'équation 1 est appliquée pour obtenir une sortie du courant d'axe q requis, Iq*. Cet ordre de courant d'axe q calculé, Iq*, est limité en niveau par un limiteur 24. Les possibilités de courant et de tension maximums du système de moteur entraîné à convertisseur à électronique de puissance sont utilisées pour déterminer la plage dans laquelle Iq* sera limité en niveau par le limiteur 24. Souvent, les limites supérieure et inférieure sont établies à partir d'une modélisation extensive et des mesures du système physique. Ce contrôle est nécessaire, comme ci-dessus, pour empêcher que le système dépasse les limites de courant et de tension et pour assurer le fonctionnement stable du système. Par ailleurs, le capteur de position du moteur 12 est utilisé en tant qu'entrée dans un convertisseur de position 26 pour calculer les valeurs en sinus et en cosinus de la position électrique du rotor, sin(#) et cos(O). Ces valeurs en sinus et cosinus sont utilisées dans un dispositif de conversion de rotation de vecteur 28 pour transformer les courants du moteur depuis les coordonnées à référence fixe vers les coordonnées à référence synchrone, et vice versa. De préférence, le dispositif de conversion de rotation de vecteur utilisera un algorithme de transformation de Park, comme cela est connu dans la technique. Dans le mode de réalisation préféré de la figure 1, le dispositif de conversion de rotation de vecteur 28 effectue une transformation de Park. Le dispositif de conversion de rotation de vecteur 28 calcule les courants d'axe d et d'axe q en coordonnées à référence synchrone, Idse et Iqse à partir des courants de phase du moteur en coordonnées à référence fixe, ia et ib, en utilisant les valeurs en sinus et cosinus appropriées de la position électrique du rotor 0. Le régulateur de courant synchrone 30 calcule les tensions nécessaires pour réguler les courants d'axe d et d'axe q, Idse et Iqse, conformément aux ordres de courant Idse* et Iqse*. En tant que partie de ce calcul, le régulateur de courant synchrone 30 calcule également les erreurs de régulation de courant d'axe d et d'axe q, #Id et #Iq. Elles sont utilisées de façon interne dans les calculs du régulateur de courant synchrone 30 en tant qu'entrées vers les contrôleurs à action PID classiques qui régulent les valeurs de Idse et Iqse. Comme précédemment, des mécanismes antibouclage sont de préférence prévus dans ce contrôleur à action PID. En outre, pour réduire la transmission de bruit dans tout le système de commande et pour améliorer la dynamique, des précompensations de tension sont de préférence utilisés. Une précompensation de tension réduit l'effet des coefficients utilisée lors du fonctionnement d'un contrôleur à action PID, et réduit donc la transmission de bruit. Les tensions requises à repère de coordonnées synchrone nécessaires pour réguler les ordres de courant d'axes d et q sont obtenues en ajoutant les sorties des contrôleurs à action PID et les précompensations de tension. Après l'application de limites de tension appropriées, les ordres de tension en coordonnées de référence synchrone, Vdse* et Vqse*, sont déterminés. Un second dispositif de conversion de rotation de vecteur 32 est ensuite utilisé pour convertir les coordonnées de référence synchrone, le côté mathématique de la présente invention, en coordonnées de référence fixe, représentatives du côté physique de la présente invention. Le vecteur d'ordre de courant, tel que défini par Idse* et Iq*, est une construction purement mathématique, il n'y a aucune représentation spécifique dans le monde physique, au lieu de cela, il découple simplement l'effet des courants de phase du moteur conformément à leurs contributions au flux magnétique et au couple. Cette représentation du vecteur d'ordre de courant fournit une commande rapide et efficace du moteur. Cependant, la manifestation physique d'un moteur synchrone à aimant PM est un système à phases multiples, de préférence un système triphasé. La tension nécessaire dans chacune de ces phases, comme pour l'ordre de courant, devra de préférence être calculée pour pouvoir réellement appliquer le vecteur d'ordre de courant au moteur PM physique. Dans un mode de réalisation préféré tel que la figure 1, le second dispositif de conversion de rotation de vecteur 32 est une transformation de Park inverse. Le second dispositif de conversion de rotation de vecteur 32 convertit la tension requise en coordonnées de référence mathématique synchrone en celle nécessaire en coordonnées de référence physique fixe. Les tensions requises représentées en coordonnées de référence fixe sont appelées va*, vb* et vc* sur la figure 1. Les tensions, telles qu'exprimées en coordonnées de référence fixe, représentent les tensions réelles devant être appliquées au moteur par l'intermédiaire d'un convertisseur à électronique de puissance pour réguler l'ordre de courant, et donc l'ordre de couple. De préférence, la forme d'onde des tensions requises est sinusoïdale, ou un courant alternatif. Les tensions sinusoïdales requises sont réalisées de préférence en fournissant des signaux modulés par largeur d'impulsion ("PWM") de façon sinusoïdale aux circuits d'attaque de commande du convertisseur à électronique de puissance. Les circuits d'attaque de commande commandent le convertisseur à électronique de puissance de façon à produire des tensions modulées par largeur d'impulsion PWM de façon sinusoïdale au moteur. Un générateur de signal à modulation PWM 34 est conçu pour calculer les signaux PWM requis à partir de la tension requise en coordonnées de référence fixe. Le générateur de signal PWM 34 utilise une technique de modulation de vecteur dans l'espace pour synthétiser les formes d'onde de tension sinusoïdales en vue de minimiser les harmoniques de tension et améliorer l'utilisation de la tension efficace du convertisseur. Une telle technique de modulation de vecteur dans l'espace est connue par l'homme de l'art. La tension en courant continu (DC) ou de batterie est acceptée en tant qu'entrée du générateur de signal PWM 34 et est adaptée aux signaux PWM. Les signaux PWM individuels sont émis aux circuits d'attaque de commande pour commander la mise en marche et l'arrêt du convertisseur. Donc, le convertisseur à électronique de puissance est capable de fournir une puissance électrique commandée présentant l'amplitude et la fréquence appropriées au moteur PM, en produisant donc le courant et/ou le couple de moteur ordonné. Dans un mode de réalisation préféré, les valeurs de l'inductance et du flux magnétique, #PMe, correspondant aux présentes conditions de fonctionnement de la machine sont calculées à partir du circuit d'observation en boucle ouverte 22. Les mathématiques du circuit d'observation en boucle ouverte 22 reflètent l'équivalence entre les deux repères de coordonnées du système, le repère de coordonnées fixe (le système tel qu'observé par un observateur extérieur) et le repère de coordonnées tournant synchrone (le système tel qu'observé par un observateur tournant avec le rotor de la machine à aimant PM). C'est l'équivalence entre ces repères de coordonnées qui donne les équations principales appropriées. En faisant référence au repère de coordonnées tournant synchrone, les équations principales d'une machine synchrone à aimant permanent sont les suivantes : Les valeurs de Xqse, Âdse et Te sont définies par les équations suivantes : Dans les équations ci-dessus, les autres variables représentent (les unités appropriées des variables suivantes étant entre crochets) : Rs = Résistance de phase du moteur, [ohm] Ld = Inductance d'axe d, [henry] Lq = Inductance d'axe q, [henry] #r = Vitesse angulaire électrique du moteur, [rad/s] P = Nombre de pôles magnétiques Te = Couple électromagnétique développé,[Nm] T1 = Couple de charge, [Nm] Tf = Couple de friction, [Nm] Bm = Coefficient d'amortissement visqueux, [Nm/rad/s] J = Moment d'inertie du moteur [Nm/rad/s2] idse = Courant d'axe d dans le repère synchrone, [A] iqse = Courant d'axe q dans le repère synchrone, [A] vase = Tension d'axe d dans le repère synchrone, [V] vqse = Tension d'axe q dans le repère synchrone, [V] #dse = Flux embrasséd'axed danslerepère synchrone, [V/s] #qse = Flux embrasséd'axeqdanslerepèresynchrone, [V/s] et #PM = Flux embrassé PM dans le repère synchrone, [V/s] Les équations principales dans le repère de coordonnées fixe sont : Les équations dynamiques correspondantes sous forme de variables d'état sont : Et les vecteurs de flux de stator sont définis sous la forme : Où les variables représentent : iass = Courant d'axe d dans le repère fixe, [A] iqss = Courant d'axe q dans le repère fixe, [A] vass = Tension d'axe d dans le repère fixe, [V] vnss = Tension d'axe q dans le repère fixe, [V] Ddss = Flux embrassé d'axe d dans le repère fixe, [V/s] Dqss = Flux embrassé d'axe q dans le repère fixe, [V/s] DpMss = Flux embrassé PM dans le repère fixe, [V/s] D'après les équations ci-dessus, le flux embrassé magnétique et les inductances de la machine correspondant aux conditions de fonctionnement réelles peuvent être estimés, en supposant que la position du rotor, les courants de phase et les tensions de phase sont connus, de préférence par l'intermédiaire des mécanismes de capteurs. Pour des machines présentant des tensions nominales élevées telles que celles utilisées dans les applications de véhicules HEV et EV, les mesures de tension de phase sont coûteuses. Dans un mode de réalisation préféré de la présente invention, les tensions de phase de la machine sont estimées en estimant la tension de bus en courant continu mesurée du convertisseur à électronique de puissance, de même que les ordres de rapport cyclique à modulation PWM calculés de façon interne par le logiciel du générateur de signal PWM 34. Cette technique d'estimation résulte en une solution à faible coût pour estimer les tensions de phase de la machine. Le circuit d'observation en boucle ouverte 22 représenté sur la figure 1 utilise cette approche d'estimation de tension de phase à faible coût. Le circuit d'observation en boucle ouverte 22 considère la tension de bus en courant continu, les courants de phase du moteur tels que transformés par le dispositif de conversion de rotation de vecteur 28 et le sinus et le cosinus de la position électrique du rotor mesurée telle que mesurée par le convertisseur de position 26 comme des entrées. Sur la base des équations 2,3, 4 et 5, le dispositif d'observation en boucle ouverte estime alors des paramètres électriques correspondant aux conditions réelles de fonctionnement de la machine. Les paramètres électriques estimés de préférence comprennent ceux requis par le découpleur de courant 20 pour convertir de façon appropriée les ordres de couple en ordres de courant de la machine dans une fenêtre de temps en temps réel, de façon plus préférée les valeurs du flux embrassé magnétique, #PM, et l'inductance d'axe q Lq. D'autres détails du circuit d'observation en boucle ouverte 22 sont donnés sur les figures 2,3 et 4. La figure 2 est un schéma simplifié d'un mode de réalisation préféré du circuit d'observation des paramètres de la machine en boucle ouverte 22 de la présente invention. Le dispositif de calcul de tension 36 estime les tensions des pôles du convertisseur aux bornes des trois commutateurs de puissance du côté bas. Le dispositif de calcul de tension réalise ses estimations sur la base de la tension de bus en courant continu mesurée du convertisseur et des signaux de tension tels que calculés par le générateur de signal PWM 34 et reçus à partir de celui-ci. Un dispositif de conversion de tension 38, connu dans la technique, convertit les tensions des pôles du convertisseur triphasé estimées par le dispositif de calcul de tension 36 en tensions de phase de moteur triphasé correspondantes. Le dispositif de calcul de tension 36 et le convertisseur de tension 38 sont capables de déterminer les tensions de phase du moteur à un faible coût et avec une précision relativement élevée. Ces valeurs sont nécessaires dans des opérations ultérieures pour estimer les paramètres électriques de la machine, et de ce fait doivent être calculées de façon fiable à un coût minimum. Les tensions de moteur à référence fixe triphasé sont ensuite converties en une tension de moteur diphasé équivalente par un dispositif de transformation de tension 40. De préférence, cette transformation est exécutée par le dispositif de transformation de tension 40 grâce à l'algorithme de transformation de Clark, comme cela est bien connu dans la technique. Ces tensions de phase de moteur diphasé résultantes sont indiquées par vdss et vqss à la fois sur la figure 2 et dans l'équation 3. Le dispositif d'observation de flux en boucle ouverte 42 considère vdss et vqss en tant qu'entrée, en même temps que les courants électriques de moteur transformés et les informations de position calculées ou détectées par le dispositif de procédé de commande de la figure 1, comme décrit précédemment. Ces entrées sont utilisées par le dispositif d'observation de flux en boucle ouverte 42 pour estimer à la fois le flux embrassé magnétique, #PMe ^, et l'inductance d'axe q, Lq^. Le mode de réalisation préféré du circuit d'observation en boucle ouverte 22 de la présente invention n'estime pas l'inductance d'axe d, Ld. La valeur d'inductance Ld n'est pas estimée dans ce mode de réalisation préféré en raison de la variation relativement petite de sa valeur, par comparaison à la variable plus large des valeurs de flux embrassé magnétique et des valeurs d'inductance d'axe q. La valeur de Ld n'est affectée de façon minimale que par les variations des conditions de fonctionnement de la machine, par opposition aux valeurs #PMe^ et Lq^. Bien que la modification du mode de réalisation de circuit d'observation en boucle ouverte de la figure 2 pour comprendre un circuit d'estimation pour Ld sera évident pour l'homme de l'art, le mode de réalisation de la figure 2 est focalisé sur l'estimation précise du flux embrassé magnétique et de l'inductance d'axe q. La figure 3 est un schéma simplifié d'un mode de réalisation préféré d'un dispositif pour exécuter l'algorithme d'estimation utilisé par le dispositif de calcul de tension 36 pour estimer les tensions des pôles du convertisseur du moteur. Les signaux de rapport cyclique PWM générés de façon interne par le logiciel du générateur de signal PWM 34 sont considérés en tant qu'entrées par le dispositif de calcul de tension 36 en même temps que la tension de bus en courant continu mesurée. Chaque signal à modulation PWM est multiplié avec la tension de bus en courant continu au niveau d'un amplificateur 44. Le résultat des amplificateurs 44 constitue les tensions de pôles du convertisseur triphasé. Celles-ci sont ensuite fournies en sortie au convertisseur de tension 38, comme cela a été décrit précédemment. La figure 4 est un schéma simplifié d'un mode de réalisation préféré d'un dispositif pour exécuter l'algorithme d'estimation utilisé par le dispositif d'observation de flux en boucle ouverte 42 pour estimer le flux embrassé magnétique et l'induction d'axe q, #PMe ^ et Lq^. L'algorithme exécuté par le dispositif de la figure 4 utilise les équations fondamentales données dans les équations 2,3, 4 et 5. L'équation 3 indique que les flux embrassés magnétiques le long de l'axe d et de l'axe q dans les coordonnées de référence fixe sont obtenus en intégrant la différence entre les tensions de moteur à référence fixe diphasé transformées V dss et Vqss par rapport aux chutes de tension d'origine résistive correspondantes. Les chutes de tension d'origine résistive sont déterminées en multipliant la résistance de bouclage, R,, par les courants à référence fixe diphasés correspondants, idss et iqss. Cette multiplication est exécutée au niveau des amplificateurs 46. Les comparateurs 48 soustraient les chutes de tension d'origine résistive, ou le courant amplifié fourni en sortie à partir des amplificateurs 46, dans chaque direction d'axe de la tension correspondante. Le résultat obtenu à partir des comparateurs 48 est la vitesse ou taux de variations des flux embrassés magnétiques par rapport au temps dans chaque direction d'axe, comme défini dans l'équation 3. Les intégrateurs 50 intègrent les vitesses de variation des flux embrassés magnétiques fournies en sortie à partir des comparateurs 48 pour fournir les flux embrassés magnétiques le long des axes d et q dans les coordonnées de référence fixe, #dss et #qss. Ces valeurs sont ensuite transformées en utilisant un troisième dispositif de conversion de rotation de vecteur 52 dans les coordonnées de référence synchrone. De préférence, le troisième dispositif de conversion de rotation de vecteur 52 utilise un algorithme de transformation de vecteur de Park, comme cela est bien connu dans la technique. Les flux embrassés magnétiques à référence synchrone le long des axes d et q, #dse et #qse, sont fournis en sortie par le troisième dispositif de conversion de rotation de vecteur 52. Par ailleurs, les courants de moteur, tels qu'exprimés en coordonnées de référence synchrone, idse et iqse, sont traitées. Il n'est pas souhaitable de transmettre du bruit en excès au cours du traitement de ces courants. Pour réduire la transmission de bruits indésirables, idse et iqse sont transmis vers les filtres 54. Les filtres permettant de traiter ces courants et de réduire efficacement le bruit sont bien connus dans la technique. De préférence, les filtres 54 sont des filtres passe-bas. Après filtrage, idse est multiplié par Ld, l'inductance d'axe d, par l'amplificateur 56. En soustrayant cette valeur de la valeur Ddse calculée par le troisième dispositif de conversion de rotation de vecteur 54 au niveau du comparateur 58, le flux embrassé magnétique estimé, #PMe ^, est obtenu. Comme décrit précédemment, un limiteur 60 est utilisé pour empêcher la transmission de valeurs invalides de #dse. Le limiteur 60 fournit en sortie le flux embrassé magnétique estimé #PMe ^ devant être utilisé dans le dispositif du procédé de commande de la figure 1. Par ailleurs, la valeur iqse filtrée est utilisée lors de l'estimation de l'inductance d'axe q, Lq^. La valeur iqse filtrée est tout d'abord passée par un dispositif de calcul de valeur absolue 62, lequel calcule la valeur absolue du courant à référence synchrone d'axe q, comme cela est bien connu dans la technique. Comme ci-dessus, iqse est ensuite passée par un limiteur 64 pour empêcher la transmission de valeurs invalides. Au diviseur 66, le flux embrassé magnétique d'axe q, #qse, qui a déjà été passé par un second dispositif de calcul de valeur absolue 68, est divisé par la valeur absolue limitée iqse reçue du limiteur 64. Le rapport entre les valeurs absolues de #qse et iqse est l'inductance estimée dans la direction d'axe q, Lq^ comme défini par l'équation 2. Lq^ est ensuite passée par un limiteur 70. De nouveau, le but de ce limiteur est d'empêcher la transmission de valeurs invalides de Lq^. La sortie du limiteur 70, l'inductance d'axe q estimée Lq^, est ensuite utilisée dans le dispositif de procédé de commande de la figure 1. Comme cela a été décrit, les facteurs dominants dégradant la précision de commande du couple dans la technique antérieure comprennent la tolérance de matériau de l'aimant, les variations de température de fonctionnement, la saturation magnétique et les variations d'entrefers. Le circuit d'observation en boucle ouverte 22 de la présente invention peut minimiser l'influence de ces facteurs sur la précision, dans la mesure où il estime les paramètres électriques en temps réel en utilisant les informations réelles des comportements électriques de la machine. Tandis que dans la technique antérieure, les erreurs de commande de couple attendues peuvent être supérieures à 28 %, les erreurs de commande de couple attendues pour un système de commande vectorielle, tel que le mode de réalisation préféré de la présente invention représenté sur la figure 1, utilisant un circuit d'observation en boucle ouverte 22 sont estimées pour être inférieures à 5 %. La source d'erreur restante lors de l'utilisation du circuit d'observation en boucle ouverte 22 provient principalement des tolérances du matériau de capteur, des erreurs de quantification numériques durant la conversion courant alternatif/courant continu et des erreurs provenant du filtrage par filtre passe-bas. La figure 5 est un organigramme général d'un mode de réalisation du procédé de commande vectorielle exécuté par le mode de réalisation préféré de la figure 1 ou un autre mode de réalisation de la présente invention. Tout d'abord, un ordre de couple ou de vitesse est donné au système et traité par le régulateur de vitesse 10 au pavé 100. Cet ordre de couple ou de vitesse peut être celui désiré par le conducteur du véhicule, ou celui requis par un système du véhicule tel que le système ISA ou EPAS pour maintenir les performances du véhicule. L'ordre de couple ou de vitesse est ensuite traité par le sélecteur de mode 14 au pavé 110 pour créer un ordre de couple requis. L'ordre de couple requis est l'entrée vers le module de stratégie de courant de flux 18 au pavé 120 pour fournir en sortie un ordre de courant. Par ailleurs, les conditions de fonctionnement du moteur, telles que la température, la position et la vitesse du moteur sont surveillées au pavé 130 et appliquées à un circuit d'observation en boucle ouverte 22 au pavé 140. Les valeurs de sortie sont envoyées au découpleur de courant 20, où la partie de l'ordre de courant associé au couple, Iq*, peut être déterminée au pavé 150. Le régulateur de courant 30 convertit l'ordre de courant en ordres de tension au pavé 160. La tension est transformée à partir d'une représentation de vecteur synchrone bidimensionnelle en une représentation physique triphasée au niveau du second dispositif de conversion de rotation de vecteur 32 au pavé 170. La représentation triphasée de la tension est modifiée par le générateur de signal PWM 34 en une tension en courant alternatif au pavé 130 avant d'être appliquée au moteur à aimant PM. Les variations des conditions de fonctionnement du moteur lors de l'application de l'ordre de couple au moteur à aimant PM sont surveillées en retour aux pavés 130 et 140, et les nouvelles conditions sont appliquées en entrée dans une itération ultérieure. Bien que l'invention ait été décrite ici en liaison avec un mode de réalisation préféré de celle-ci, l'homme de l'art se rendra compte que des ajouts, des modifications, des substitutions et des suppressions, qui ne sont pas particulièrement décrits, peuvent être réalisés sans s'écarter de l'esprit et de la portée de l'invention. REVENDICATIONS 1. Procédé d'utilisation d'un dispositif de circuit d'observation en boucle ouverte pour la commande d'un moteur à aimant permanent, caractérisé en ce qu'il comprend les étapes consistant à : calculer les tensions de pôles de convertisseur triphasé à partir d'une pluralité de tensions d'entrée et de signaux de rapport cyclique à modulation PWM, convertir lesdites tensions des pôles de convertisseur triphasé en tensions de phase de moteur triphasé, transformer les tensions de phase de moteur triphasé en tensions de moteur diphasé, et estimer les paramètres électriques dudit moteur à aimant permanent à partir desdites tensions de moteur diphasé. 2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite pluralité de tensions d'entrée comprend : les signaux de rapport cyclique à modulation PWM appliqués par un générateur de signal PWM audit moteur à aimant permanent, et la tension de bus en courant continu DC du moteur à aimant permanent. 3. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite étape de calcul des tensions de pôles de convertisseur triphasé est exécutée par un dispositif de calcul de tension (36). 4. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite étape de conversion desdites tensions de pôles de convertisseur triphasé est exécutée par un convertisseur de tension (38). 5. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite étape de transformation des tensions de phase de moteur triphasé est exécutée par un transformateur de tension (40). 6. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite étape d'estimation des paramètres électriques est exécutée par un dispositif d'observation de flux en boucle ouverte (42). 7. Procédé d'estimation de paramètres électriques avec un dispositif d'observation de flux en boucle ouverte, pour la commande d'un moteur à aimant permanent par l'intermédiaire d'un circuit d'observation en boucle ouverte, caractérisé en ce qu'il comprend les étapes consistant à : calculer les flux magnétiques à référence fixe, transformer lesdits flux magnétiques à référence fixe en flux magnétiques à référence synchrone, filtrer des courants à référence synchrone, et calculer lesdits paramètres électriques à partir desdits flux magnétiques à référence synchrone et desdits courants à référence synchrone. 8. Procédé selon la revendication 7, caractérisé en ce que ladite étape de calcul des flux magnétiques à référence fixe comprend : la fourniture en tant qu'entrée des courants à référence fixe, le calcul des chutes de tension d'origine résistive à partir desdits courants à référence fixe, le calcul des vitesses ou taux de variation desdits flux magnétiques à référence fixe à partir desdites chutes de tension d'origine résistive et à partir des tensions à référence fixe, et l'intégration desdites vitesses ou taux de variation desdits flux magnétiques à référence fixe pour déterminer les flux magnétiques à référence fixe. 9. Procédé selon la revendication 8, caractérisé en ce que ladite étape de calcul des chutes de tension d'origine résistive est exécutée par un amplificateur (46). 10. Procédé selon la revendication 8, caractérisé en ce que ladite étape de calcul des vitesses ou taux de variation desdits flux magnétiques à référence fixe est exécutée par un comparateur (48). 11. Procédé selon la revendication 8, caractérisé en ce que ladite étape d'intégration desdites vitesses de variation desdits flux magnétiques à référence fixe est exécutée par un intégrateur (50). 12. Procédé selon la revendication 7, caractérisé en ce que ladite étape de transformation desdits flux magnétiques à référence fixe est exécutée par un dispositif de rotation de vecteur (52). 13. Procédé selon la revendication 12, caractérisé en ce que ledit dispositif de rotation de vecteur utilise un algorithme de transformation de Park. 14. Procédé selon la revendication 7, caractérisé en ce que ladite étape de filtrage des courants à référence synchrone est exécutée par un filtre passe-bas (54). 15. Procédé selon la revendication 7, caractérisé en ce que ladite étape de calcul desdits paramètres électriques comprend en outre : le calcul du flux magnétique embrassé estimé ou liaison estimée par flux magnétique et le calcul de l'inductance estimée.