Brevet FR2837638A1 — publié le 20030926

la pluralité de deuxièmes moyens de comparaison. La présente invention se rapporte aux procédés de traitement de signal en présence d'interférences, plus particulièrement lorsque ce signal est composé d'une porteuse unique modulée selon deux bandes de fréquences, I'une large et l'autre étroite, et que les interférences consistent en des raies discrètes provenant par exempie d'impuisions réparties selon un mode quasi aléstoire. Plus généralement, I'invention permet d'augmenter la robustesse du traitement des signaux de navigation par satellite composés d'une porteuse modulée par deux bandes de fréquence. L'invention s'applique notamment dans ce cadre à la modulation dite en bande E5b des systèmes de navigation par satellite actuellement à l'étude, et lorsque ces systèmes sont brouillés par les signaux des systèmes de mesure de distance dits DME. Elle s'applique également à d'autres bandes de fréquence, comme L1, L2, G1, G2, E6, C et éventuellement L5. Ces bandes sont celles des systèmes GPS, GLONASS et GALILEO. Pour simplifier la description, celle-ci sera limitée dans la suite de ce texte au signal dit ES prévu pour le système de navigation Galileo, lorsque celui est o brouillé par des interférences provenant des signaux du système de mesure de distance de type DME, qui est généralement couplé avec des balises VOR. Le spectre de ce signal est représenté sur la figure 1. Il est formé par un premier signal ayant un lobe principal dans une bande étroite dite NB z de 2MHz par exemple et par un deuxième signal ayant un lobe principal dans une bande large dite WB de 20 MHz par exemple, sur des porteuses à la fréquence F0. Dans l'exemple considéré la puissance émise est répartie de manière égale entre les bandes large et étroite, ce qui entrane pour une puissance identique sur les deux signaux que le lobe principal du spectre dans le cas de la bande large est moins haut que dans le cas de la bande étroite, comme on le voit sur la figure. Les fréquences des codes d'étalement sont synchronisées entre la bande large et la bande étroite et les flux de données sont les mêmes entre ces deux bandes. Ces signaux sont donc synchrones et en phase (éventuellement en quadrature). Le signal à bande s étroite peut être du type BPSK (Binary Phase Shift Keing) ou BOC ( Binary Offset Carrier), tandis que le signal à bande large peut aussi être du type BPSK ou BOC. Compte tenu des puissances mises en jeu dans les satellites d'une part, et dans les systèmes DME d'autre part, les signaux parasites DME sont à l'origine de raies d'interférence dont la puissance est largement supérieure à des signaux utiles. Pour éliminer les brouillages provenant de ces signaux DME, il est connu d'effectuer un traitement dans lequel on coupe le signal reçu lorsqu'un tel signal de brouillage est détecté, ce qui entrane bien évidemment une o perturbation de la réception des signaux utiles. Ce système est connu sous le terme anglo-saxon de "blanking". Selon le nombre de signaux DME reçus, la proportion de coupures, ou de "blanking", est plus ou moins grande et à la limite on ne reçoit plus assez de signal et il n'y a alors aucun moyen de récupérer un 1 s signal utile. Dans la pratique, on obtient quand même un tel signal utile et on peut le traiter et en tirer les informations souhaitées. Pour améliorer les résultats, I'invention propose un procédé de traitement de signal en présence d'interférences, ce signal comportant un premier canal à large bande et un deuxième canal à bande étroite modulant une même porteuse, principalement caractérisé en ce que l'on utilise une seule boucle de phase et une seule boucle de code pour traiter les deux canaux simultanément. Selon une autre caractéristique, dans la boucle de phase on génère un signal à la fréquence de la porteuse, on le déphase en sinus et cosinus et on démodule de manière synchrone avec ces deux signaux déphasés le premier canal pour obtenir un signal IWB et un signal QWB et le deuxième canal pour obtenir un signal INB et un signal QNB. Selon une autre caractéristique, dans la boucle de code on génère un signal à la fréquence du code du signal de bande large, on génère à partir de ce signal un premier code ponctuel et un premier code A, on multiplie le premier code respectivement avec le signal INB et le signal QNB, on multiplie le premier code ponctuel avec le signal INB et le signal QNB, on intogre les signaux résultant de ces multiplications pour obtenir des signaux IPNB, IANB, QPNB et QANB, on génère à partir du signal à fréquence de code un deuxième signal et un deuxième signal ponctuel, on multiplie le deuxième signal respectivement avec le signal IWB et le signal QWB, on multiplie le deuxième signal ponctuel par le signal IWB et le signal QWB, et on intègre les signaux résultant de ces multiplications pour obtenir des signaux IPWB,IAWB, QPWB et QAWB Selon une autre caractéristique, on utilise les signaux IPWB,IAWB, QPNB et QANB dans un premier discriminateur de phase commun aux deux signaux large bande et bande étroite pour obtenir la phase de la porteuse et piloter après filtrage l'oscillateur permettant d'obtenir ledit signal à la o fréquence de la porteuse. Selon une autre caractéristique, dans le premier discriminateur de phase on mélange avant la discrimination proprement dite les signaux d'entrée selon des proportions déterminés par les formules: IpOp = a /PWB + FIPNB Qp 0p = aQp WB + Qp NB Selon une autre caractéristique, les paramètres a et sont déterminés par les formules: a = NB 2 NB + _WB WB 2 NB + WB dans lesquelles les paramètres cyNB et AWB sont estimés à partir du nombre d'échantillons supprimés C et du nombre total d'échantillons No par les formules: C7wb = 1 /(C / No WB) Nb = 1 /(C / NO NB) Selon une autre caractéristique, on utilise les signaux IPWB,IAWB, QPWB, QAWB'IPNB'IANB' QPNB et QANB dans un deuxième discriminateur de phase commun aux deux canaux large bande et bande étroite pour obtenir le calage des deux codes et piloter après filtrage l'oscillateur permettant d'obtenir ledit signal à la fréquence de code. Selon une autre caractéristique, dans le deuxième discriminateur de phase on mélange avant la discrimination proprement dite les signaux d'entrée selon des proportions déterminés par les formules: /A opt =(a/AWB +b/ANB) Q6 opt =(aQAWB +bQANB) Selon une autre caractéristique, les paramètres a et b sont déterminés par les formules: a = P WB NB 2 2 X (PNB aWB + PWB NB) SWB P 2 2 1 b= 2 2 2 2 X (PNB WB + P WB NB) NB dans lesquelles les termes SWB et SMB correspondent aux pentes des courbes de réponse des discriminateurs mesurées au niveau central de ces zo courbes, et les termes PWB et PMB sont les pentes normalisées des discriminateurs obtenues par division de la pente S par un facteur odéterminé par la formule: cr, = [1- A(2d)] z5 dans laquelle A est la fonction d'autorisation normalisée du code d'étalement filtré telle que A (O) = 1, et 2d est la valeur de l'écart entre le code avancé et le code retard utilisé pour générer le code A. D'autres particularités et avantages de l'invention appara'^tront cl airement da ns la description su ivante, présentée à titre d'exem ple non limitatif et en regard des figures annexées qui représentent: - la figure 1, un graphique du spectre du signal à traiter; et - la figure 2, un schéma bloc d'un dispositif permettant de mettre en ceuvre le procédé selon l'invention. Les signaux d'entrée du dispositif permettant de mettre en _uvre l'invention sont filtrés de manière usuelle en gardant pour le signal large bande la totalité du lobe principal du spectre, de manière à conserver la précision du code, et en éliminant les lobes secondaires du signal à bande étroite dans la mesure o ils existent. Ceci permet de limiter la probabilité d'interférence par les signaux DME, qui sont statistiquement réparties sur la totalité de la bande. Comme on le voit sur la figure 1, une grande partie des o signaux DME sont situés à l'extérieur du lobe principal du signal à bande étroite et l'occupation temporelle d'interférence DME est statistiquement dix fois plus faible pour la bande étroite que pour la bande large, dans l'exemple considéré. Si l'on utilise alors la technique de "blanking", les pertes, exprimées en nombre d'échantillons C supprimés sur le nombre d'échantillons total NO sont donnés par: C/No = 1-0 (1) et en décibels par: ClNodB = 101Og(1-) (2) Dans cette formule, est la proportion de temps de coupure, qui est statistiquement 10 fois plus faibie pour le signal bande étroite que pour le signal large bande, si l'on effectue bien le filtrage décrit ci-dessus. La sortie de la boucle de phase, qui sera décrite plus loin, est appliquée à un oscillateur contrôlé numériquement 201 qui délivre un signal z5 à la fréquence de la porteuse. Celui-ci est ensuite déphasé en sinus et cosinus dans deux déphaseurs 202, 203. Le signal en cosinus est alors appliqué au signal large bande dans un multiplicateur 204 et au signal bande étroite dans un multiplicateur 205. Le signal en sinus est appliqué au signal large bande dans un multiplicateur 206 et au signal bande étroite dans un multiplicateur 207. La porteuse est ainsi démodulée sur chaque canal pour obtenir sur chacun de ces canaux les signaux connus classiquement comme I et Q. La sortie de la boucle de code, qui sera décrite plus loin, est appliquée à un oscillateur contrôlé numériquement 208 qui délivre un signal à la fréquence du code du signal de bande large. Celui-ci est appliqué à un premier générateur de code d'étalement 209 qui délivre d'une part le code dit ponctuel et d'autre part le code dit A, correspondant à la différence entre un code retard é et un code avancé, ces codes étant adaptés à celui reçu sur le canal à bande étroite. Le code est multiplié avec le signal I du canal à bande étroite dans un multiplicateur 210 et avec le signal Q de ce même canal dans un multiplicateur 211. Le code ponctuei lui est multiplié avec le signal I de ce canal à bande étroite dans un multiplicateur 212 et avec le signal Q du même canal o dans un multiplicateur 213. Le signal de fréquence de code sortant de l'oscillateur 208 est également appliqué à un deuxième générateur de signal de code 214, analogue au générateur 209 mais adapté au code présent sur le canal large bande. Il délivre lui aussi un code ponctuel et un code A. Le code est multiplié avec le signal I du canal large bande dans un multiplicateur 215 et avec le signal Q de ce même canal dans un multiplicateur 216. Le signal ponctuel est multiplié avec le canal I de ce canal large bande dans un multiplicateur 217 et avec le signal Q de ce canal dans un zo multiplicateur 218. Les signaux en sortie de tous ces multiplicateurs sont intégrés dans un ensemble d'intégrateurs 219, un pour chaque signal résultant des multiplications. Dans le canal large bande, les signaux déchargés par les ?S intégrateurs sont respectivement IPWB, IAWB, QPWB. Q\WB. cette notation signifiant qu'il s'agit du signal I ou Q pour le code ponctuel ou ie code dans le canal large bande. De la même manière les intégrateurs du canal à bande étroite déchargent quatre signaux IPNB. IANB. QPNB. QANB o Selon l'invention, ces signaux sont utilisés dans deux discriminateurs de phase différents, mais communs aux deux signaux large bande et bande étroite, I'un 220 pour obtenir la phase de la porteuse et l'autre 222 pour obtenir le calage des deux codes des canaux. Selon l'invention le discriminateur de phase 220 peut utiliser une a technique connue sous le nom de discriminateur étendu, plus adapté dans les applications aéronautiques pour pouvoir supporter une très large dynamique. Classiquement, un tel discriminateur fonctionne à partir d'un signal I et d'un signal Q. et selon l'invention ces signaux sont des signaux optimisés appelés Ip opt et QP opt obtenus par mixage des signaux IPWB, QPWB, IPNB, et QPNB en utilisant les formules: Ip opt = 0( /PWB + F/PNB (3) Qp opt = 0(QP WB + QP NB (4) Dans ces formules cr et sont donnés par: x = NB 2 (5) NB + C7WB 1 5 = (7WB 2 (6) NB + {JWB Les paramètres ONB et AWB correspondent respectivement aux niveaux de bruit sur le canal large bande et sur le canal bande étroite. Ils sont estimés à partir des paramètres C/NO par les formules: (7wb = 11(C/NO WB) (7) JNb = 1 1(C I NO NB) (8) Les pondérations qui sont ainsi appliquées permettent d'optimiser z5 le rapport C/No dans la boucle. En effet le niveau du signal est le même dans les deux canaux par hypothèse, mais les niveaux de brouillage sont différents parce que l'effet d'interférence DME dépend de la largeur de bande du canai ainsi qu'on l'a montré plus haut. Pour obtenir ces paramètres a, on effectue, à l'aide d'un dispositif o non représenté, une estimation statistique sur des échantillons des signaux Ip et Iq prélevés à une fréquence relativement basse, 1 kHz par exempie, en faisant porter cette estimation sur plusieurs secondes, ce qui est possible car les signaux DME sont constants sur des distances de plusieurs kilomètres en raison des caractéristiques intrinsèques du système DME. Le signal ainsi obtenu en sortie du corrélateur 220 est filtré de manière classique par un filtre 221, puis appliqué à l'entrée de l'oscillateur 201, ce qui ferme ia boucle de phase. Le discriminateur de code utilise lui des signaux lA et QA optimisés à partir des signaux IAWB, QAWB, I5NB et QANB par application des formules: 1 O /A OP (a/A WB + blA NB) (9) QAOP! =(aQAWB +bQANB) (10) Dans ces formules a et b sont donnés par: a = P WB NB 2 2 X S (11) (PNB WB + PWB NB) WB b = PNB WB 2 2 X - (12) (PNB WB + P WB NB) SNB Dans ces formules les termes OWB et NB ont été définis plus haut par les formules (7) et (8). Les termes SWB et SMB correspondent quant à eux aux pentes des courbes de réponse des discriminateurs 220 et 222, ces pentes étant mesurées au niveau central de cette courbe, qui correspond en s principe à la réponse autour de la fréquence porteuse. PWB et PMB sont les pentes normalisées du discriminateur, respectivement sur les canaux large bande et bande étroite. Pour obtenir cette pente normalisée, on divise la pente S correspondante par le facteur A, représentatif de l'écart type du bruit sur les signaux lA et QA, donné par la formule: A = [1- A(2d)] (13) Dans cette formule, A désigne la fonction d'autocorrélation normalisée du code d'étalement filtré, telle que A(0) = 1, et 2d est la valeur de l'écart entre le code avance et le code retard utilisé pour générer le code . Le signal en sortie du discriminateur 222 est alors filtré très classiquement par un filtre 223 et appliqué à l'entrée de l'oscillateur de code 208, ce qui boucle la boucle de code. La robustesse de la boucle de porteuse est la même que celle du canal bande étroite prise isolement. Quant le rapport C/No sur le canal large 0 bande devient trop bas à cause des interférences DME, le rapport global C/No du dispositif tend vers celui du canal bande étroite pris isoiement. Le seuil de poursuite de la boucle de porteuse est donc effectivement celui du canal bande étroite. La précision de la boucle de code est presque ceile du canal large bande pris isolement quand le pourcentage d'occupation du temps par les interférences est plus bas que 95%. Quant ce pourcentage se rapproche de 100 %, la précision du code devient alors celle du canal bande étroite pris isolement. Entre ces deux extrémités, on constate une synergie qui provient de ce que la robustesse sur la porteuse de l'un des canaux permet d'améliorer la détection du code sur l'autre. En d'autres termes le système selon l'invention bénéficie de la robustesse du canal bande étroite et de la précision du canal large bande quand le niveau d'interférence demeure relativement raisonnable. On soulignera aussi que l'invention est particulièrement simple car eile ntutilise qu'une seule boucle de porteuse et qu'une seule boucle de phase, et qu'elle n'a pas besoin d'un système de détection logique pour savoir lequel des deux canaux est à utiliser en fonction des circonstances. REVENDICATIONS 1 - Procédé de traitement de signal en présence d'interférences, ce signal comportant un premier canal à large bande (WB) et un deuxième canal à bande étroite (NB) modulant une même porteuse (FO), caractérisé en ce que l'on utilise une seule boucle de phase (220,221,201-207) et une seule boucle de code (222,223, 208-218) pour traiter les deux canaux simultanément. o 2 - Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que dans la boucle de phase on génère (201) un signal à la fréquence de la porteuse, on le déphase en sinus et cosinus (202,203) et on démoduie de manière synchrone avec ces deux signaux déphasés le premier canal pour obtenir un signal IWB et un signal QWB (204,206) et le deuxième canal pour obtenir un signal INB et un signal QNB (205,207). 3 - Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce que dans la boucle de code on génère (208) un signal à la fréquence du code du signal de bande large, on génère à partir de ce signal un premier code ponctuel et un premier code (209), on multiplie le premier code respectivement avec le signal INB et le signal QNB (210,211), on multiplie le premier code ponctuel avec le signal INB et le signal QNB (212,213), on intègre les signaux résultant de ces multiplications pour obtenir des signaux IPNB, IANB, QPNB et Q/\NB, on génère à partir (214) du signal à fréquence de code un deuxième signal et un deuxième signal ponctuel, on multiplie le deuxième signal respectivement avec le signal IWB et le signal QWB (215,216), on multiplie le deuxième signal ponctuel par le signal IWB et le signai QWB (217,218), et on intègre les signaux résultant de ces multiplications pour obtenir des signaux IPWB, IAWB, QPWB et QAWB 4 Procédé selon la revendication 3, caractérisé en ce qu'on utilise les signaux IPWB, IAWB, QPNB et QANB dans un premier discriminateur de phase (220) commun aux deux signaux large bande et bande étroite pour obtenir la phase de la porteuse et piloter après filtrage (221) I'oscillateur (201) permettant d'obtenir ledit signal à la fréquence de la porteuse. - Procédé selon la revendication 4, caractérisé en ce que dans le premier discriminateur de phase (220) on mélange avant la discrimination proprement dite les signaux d'entrée selon des proportions déterminés par les formules: lpop! ="lpwB +IpNS Qp 0p = aQp WB + Qp NB 6 -Procédé selon la revendication 5, caractérisé en ce que les paramètres o et sont déterminés par les formules: a = C2rNB 2 NB + WB = WB 2 (JNB + W8 dans lesquelles les paramètres ONB et AWB sont estimés à partir du nombre d'échantillons supprimés C et du nombre total d'échantillons No par les formules: fTWb = 1 /(C / No WB) Nb = 1 /(C / No NB) 7 - Procédé selon l'une quelconque des revendications 5 ou 6, caractérisé en ce qu'on utilise les signaux IPWB. IAWB, QPWB, QAWB, IPNB, IANB, QPNB et QANB dans un deuxième discriminateur de phase (222) commun aux deux canaux large bande et bande étroite pour obtenir le calage des deux codes et piloter après filtrage (223) I'oscillateur (208) permettant d'obtenir ledit signal à la fréquence de code. 8 - Procédé selon la revendication 7, caractérisé en ce que dans le deuxième discriminateur de phase (222) on mélange avant la discrimination proprement dite les signaux d'entrée selon des proportions déterminés par les formules: IA opt (a/A WB + blA NB) QA opt =(a0AWB +bQANB) 9 - Procédé selon la revendication 8, caractérisé en ce que les paramètres a et b sont déterminés par les formules: a- P 2 2 2 2 X- (PNB 7WB + PWB NB) SWB o b PNB _WB X 1 dans lesquelles les termes SWB et SMB correspondent aux pentes des courbes de réponse des discriminateurs (220,222) mesurées au niveau central de ces courbes, et les termes PWB et PMB sont les pentes normalisées s des discriminateurs obtenues par division de la pente S par un facteur déterminé par la formule: crA = [1- A(2d)] dans laquelle A est la fonction d'autorisation normalisée du code d'étalement filtré telle que A (0) = 1, et 2d est la valeur de l'écart entre le code avancé et