Brevet FR2844412A1 — publié le 20040312

I PROCEDE ET DISPOSITIF DE MODULATION D'UNE PORTEUSE AVEC COMPENSATION D'ERREUR D'AMPLITUDE ET DE PHASE La présente invention se rapporte aux procédés de modulation d'une porteuse, plus particulièrement d'une porteuse hyperfréquence, dans lesquels on effectue une compensation des erreurs d'amplitude et de phase engendrées lors de cette modulation. Elle concerne aussi les dispositifs qui permettent d'effectuer une telle modulation avec une telle compensation. Elle s'applique principalement dans les systèmes de communication multimédia bidirectionnels par satellite, notamment ceux utilisant la bande Ku ou la bande Ka. Elle concerne également les systèmes de transmission hertzienne de type LMDS (de 10 l'anglais Local Multipoint Distribution System) La modulation en hyperfréquence s'effectue classiquement en utilisant une série de changements de fréquence à partir d'un ou de plusieurs oscillateurs locaux, ce qui est complexe et coteux. Il serait intéressant de se passer de ces changements de fréquence en effectuant une modulation vectorielle directe. Cette solution serait à la fois simple et d'un cot de réalisation particulièrement faible. Elle est toutefois limitée par les déséquilibres de phase et d'amplitude engendrés par les modulateurs, particulièrement aux fréquences millimétriques lorsqu'on utilise 20 des bandes de fréquences relatives importantes. Ces déséquilibres proviennent d'une part des dispersions statiques des composants, et d'autre part de différentes dérives, notamment dues à la température. Pour compenser les dispersions statiques dues aux composants, on utilise classiquement des méthodes consistant à mesurer en usine ces 25 dispersions et à introduire une dispersion inverse, par exemple en programmant une PROM spécifique à chaque modulateur au niveau du traitement numérique du signal. Cette méthode présente l'inconvénient d'être coteuse. Pour compenser les autres types de défauts, ainsi éventuellement 30 que les dispersions statiques, on peut aussi utiliser un système de calibration dynamique comportant un démodulateur vectoriel, tel que représenté sur la figure 1. Sur cette figure, un système de traitement numérique du signal 101, connu sous le nom de DSP (Digital Signal Processor), calcule directement les signaux I et Q de modulation. Ceux-ci sont ensuite convertis en analogique dans des convertisseurs 102 et 103, amplifiés dans des 5 amplificateurs à contrôle de gain 104 et 105, puis filtrés dans des filtres 106 et 107. Un oscillateur local 108 délivre une fréquence porteuse qui est multipliée par le signal I dans un multiplicateur 109, et après déphasage par un déphaseur variable 110 et un déphaseur à 90 degrés 111 par le signal Q 10 dans un multiplicateur 1 12. Les signaux de sortie des multiplicateurs 109 et 112 sont sommés dans un sommateur 113 puis amplifiés dans un amplificateur de sortie 114. Un coupleur de sortie 115 permet de prélever une fraction du signal de sortie de l'amplificateur 114 pour l'appliquer à un démodulateur vectoriel is 1116 qui permet de détecter les erreurs de phase et d'amplitude. L'erreur d'amplitude est appliquée aux commandes de gain des amplificateurs 104 et 105 et l'erreur de phase à la commande de gain du déphaseur variable 110. Pour déterminer effectivement les erreurs il est nécessaire d'envoyer 20 de temps en temps un signal calibré, ce qui présente l'inconvénient d'interrompre alors la transmission du signal utile. Dans le domaine de fréquence considéré, c'est-à-dire millimétrique, les déphaseurs, aussi bien variable 110 qu'à 90 degrés 11 1, ne peuvent être réalisés avec la précision souhaitée, c'est-à-dire le degré. En outre le 25 démodulateur vectoriel 116 est lui-même affecté de défauts de quadrature, ce qui perturbe la correction. Une telle architecture n'est donc pas envisageable dans ces fréquences millimétriques. Pour pouvoir effectuer une telle modulation directe en 30 hyperfréquence, l'invention propose un procédé de modulation d'une porteuse, notamment en hyperfréquence, dans lequel on génère deux composantes en quadrature I et Q et on module vectoriellement avec ces composantes une fréquence locale. Selon une caractéristique principale de l'invention, on filtre le signal I ou Q autour de la fréquence zéro pour ménager 35 une petite bande de fréquence libre; on insère dans cette petite bande de fréquence libre alternativement dans le signal I et dans le signal Q une sous porteuse basse fréquence suffisamment éloignée du zéro pour ne pas engendrer d'erreur de décalage de la composante continue et d'un niveau relatif suffisamment faible par rapport à celui du signal I ou Q pour ne pas 5 perturber celui-ci; on démodule de manière synchrone avec la même fréquence locale alternativement en cosinus et en sinus une fraction du signal modulé vectoriellement, on réalise un filtrage passe-bas sur le signal de démodulation pour extraire la sous porteuse affectée d'erreurs d'amplitude et de phase correspondant successivement aux erreurs 10 d'amplitude et de phase dont sont affectés les signaux I et Q après la modulation vectorielle, on mesure ces erreurs d'amplitude et de phase et on corrige en rétroaction à partir de ces mesures les composantes I et Q initiales pour compenser ces erreurs. Selon une autre caractéristique, toutes les opérations, à l'exception 15 de la modulation vectorielle, de la génération de la fréquence locale, de la démodulation et du filtrage passe-bas, sont effectuées de manière numérique. Selon une autre caractéristique, la génération de la fréquence locale est faite par l'addition à une hyperfréquence d'une fréquence de référence 20 suffisamment basse pour être générée de manière numérique en cosinus et en sinus. L'invention propose également un dispositif pour moduler une porteuse, notamment une porteuse hyperfréquence, comportant un processeur numérique pour générer deux composantes en quadrature I et Q, 25 un générateur de fréquence locale de base et un modulateur vectoriel pour moduler cette fréquence locale par ces deux composantes, principalement caractérisé en ce qu'il comprend en outre des moyens de filtrage du signal I ou Q autour de la fréquence zéro, un générateur d'une sous porteuse basse fréquence, des moyens pour insérer cette sous porteuse alternativement 30 dans le signal I et dans le signal Q, des moyens pour démoduler par la fréquence locale de manière synchrone alternativement en cosinus et en sinus une fraction du signal de sortie du modulateur vectoriel, un filtre pour extraire du signal démodulé la sous porteuse affectée d'erreurs d'amplitude et de phase, des moyens pour mesurer ces erreurs d'amplitude et de phase, et des moyens pour corriger à partir de ces mesures les composantes I et Q initiales afin de compenser ces erreurs. Selon une autre caractéristique, ce dispositif comprend des moyens pour générer une fréquence locale complémentaire suffisamment 5 basse pour être traitée par le processeur numérique, des moyens pour ajouter cette fréquence locale complémentaire à la fréquence locale de base, des moyens pour déphaser numériquement et alternativement en cosinus et en sinus ladite fréquence locale complémentaire, des moyens pour ajouter cette fréquence locale ainsi déphasée à la.fréquence locale de base pour 10 alimenter les moyens de démodulation synchrone. D'autres particularités et avantages de l'invention apparaîtront clairement dans la description suivante, présentée à titre d'exemple non limitatif en regard des figures annexées qui représentent: - la figure 1, un modulateur direct avec compensation, selon l'art connu; - la figure 2, le spectre en bande de base d'un signal de modulation I et Q; - la figure 3, le spectre du même signal après filtrage selon 20 l'invention; - la figure 4, une vue partielle du spectre de ce même signal après filtrage et insertion d'une sous porteuse de référence; - la figure 5, le schéma d'un modulateur direct selon l'invention; - la figure 6, l'organigramme d'une séquence de correction des 25 erreurs selon l'invention; et - la figure 7, un diagramme des signaux I et Q affectés de ces erreurs, et de la mesure de celles-ci. Le spectre en bande de base des signaux I et Q utilisés dans un tel 30 type de modulation est représenté de manière connue sur la figure 2. Le procédé selon l'invention propose dans une première étape d'éliminer une partie de ce signal autour de la fréquence zéro, comme représenté sur la figure 3. Cette opération est réalisée par filtrage numérique dans le 35 processeur de signal dans le cas d'une modulation de type 4QAM, à titre exemple. En éliminant une bande de fréquences très petite devant la bande utile du signal, l'erreur commise sur le signal utile reste alors du second ordre. Dans le cas de l'utilisation d'une modulation de type multiporteuses, 5 telle que par exemple du type OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing), il suffit tout simplement d'éteindre les porteuses autour de 0, tout le signal utile placé à cet endroit étant reporté par codage dans les autres porteuses. Comme représenté sur la figure 4, l'invention propose ensuite 10 d'insérer une sous-porteuse 403 dans le creux 401 ainsi pratiqué entre la fréquence zéro et le reste de la bande de base 402. Cette sous-porteuse est suffisamment éloignée du zéro pour ne pas engendrer les erreurs bien connues dues au décalage ("offset") de la composante continue. En outre son niveau relatif est suffisamment faible par rapport à celui de la bande de 15 base 402 pour ne pas perturber celle-ci. Cette sous-porteuse, qui est envoyée de manière continue avec une séquence particulière décrite plus loin, est utilisée pour mesurer les erreurs de phase et d'amplitude et permettre ainsi de faire une correction en contreréaction par un procédé décrit par rapport au schéma de la figure 5. Comme représenté sur la figure 5, l'essentiel des opérations de correction est effectué au niveau du processeur DSP 501. Cette opération, ainsi que toutes celles qui sont effectuées dans le DSP 501, est bien entendu effectuée de manière totalement numérique à l'intérieur de ce DSP. Les entrées et sorties des signaux de ce DSP se font par 25 l'intermédiaire de convertisseurs analogiques/numériques et numériques/ analogiques, qui ne sont pas représentés sur la figure pour ne pas surcharger celle-ci. Dans ce processeur, les signaux utiles sont générés dans un système de codage connu 502 puis envoyés à un générateur des signaux I 30 et Q 503 qui effectue simultanément la correction d'erreur de modulation à partir d'un signal d'erreur obtenu de la manière décrite ci-après. Ces signaux I et Q, qui sont en bande de base, sont ensuite filtrés dans un module de filtrage 504 pour obtenir le spectre de la figure 3. La sous-porteuse de référence BF 403 à basse fréquence est 35 générée par un générateur 505. Elle est ensuite insérée à l'aide d'un commutateur 506 alternativement dans les signaux I et Q par des sommateurs 507 et 508. Le rythme de cette insertion est déterminé par un signal d'horloge délivré par un séquenceur 522, de manière à obtenir le rythme de compensation souhaité. Ces signaux I et Q comportant donc cette fréquence BF sont ensuite appliqués à un modulateur vectoriel 509 qui comprend de manière classique deux multiplicateurs 510 et 511, un déphaseur à 90 degrés 513 et un additionneur 512. La fréquence porteuse est obtenue depuis un oscillateur local qui 10 délivre une hyperfréquence 514, par mélange avec une fréquence locale complémentaire de référence FI générée par synthèse numérique dans le module 521 et qui vient s'ajouter à la fréquence de l'oscillateur local 514 dans un multiplicateur 515. L'onde porteuse modulée obtenue en sortie du modulateur 509 est 15 amplifiée par un amplificateur de puissance 517 puis est appliquée à l'antenne. En sortie de l'amplificateur 517, un coupleur 518 permet de prélever une petite fraction du signal pour l'envoyer dans un multiplicateur 519 qui joue le rôle de démodulateur synchrone. La fréquence de démodulation appliquée à ce multiplicateur est la même que celle de modulation et est obtenue à partir de l'oscillateur 514, d'un générateur à la fréquence F1 et d'un multiplicateur 520. Toutefois cette fréquence FI est délivrée par un module 521 du DSP 501 qui assure une fonction de synthèse de fréquence numérique et qui est connu sous 25 l'acronyme DDS (Direct Digital Synthesis). Le module 521 délivre la fréquence Fl appliquée au mélangeur 515 qui sert à la modulation (de phase sinus uniquement). Cette même fréquence sert à la démodulation. Pour cela, La fréquence F1 issu du module DDS est générée alternativement avec un déphasage de 90 degrés pour représenter 30 soit un sinus soit un cosinus. La fréquence Fl ainsi alternativement déphasée est générée de manière numérique dans le module DDS du processeur DSP car il est nécessaire d'avoir un déphasage rigoureux de 90 degrés à la fréquence FI pour ne pas rajouter d'erreur supplémentaire dans la démodulation destinée à obtenir la correction et ce déphasage rigoureux 35 ne peut pas être obtenu avec des moyens analogiques. Comme il n'est pas possible de générer avec un processeur numérique une fréquence millimétrique qui bascule avec précision de sinus en cosinus et vice versa, il est donc prévu d'utiliser une fréquence plus basse, de l'ordre de 100 MHz par exemple, qui peut être générée par le 5 processeur et que l'on rajoute à la fréquence générée par l'oscillateur local 514. Cette opération s'effectue dans le module 521 sous la commande d'un module séquenceur 522. Il peut être prévu également que le module séquenceur 522 délivre également le signal d'horloge faisant basculer 10 l'interrupteur 506, de manière à respecter la séquence décrite ci-après. Un filtre passe-bas 523 permet très simplement d'isoler la sous porteuse BF. Celle-ci est décalée en amplitude et en phase par rapport à celle qui a été injectée dans les additionneurs 507 et 508. Elle est alors envoyée dans le processeur 501 dans lequel un module 524 permet de 15 mesurer les différences de phase d(o) et d'amplitude d(amp). Ces mesures sont envoyées au correcteur d'erreur 501 qui modifie en conséquence les signaux I et Q pour pouvoir corriger en permanence les erreurs diverses, dues en particulier aux organes analogiques, notamment le modulateur vectoriel 509 dans lequel l'erreur principale provient du déphaseur à 90 20 degrés 513. Pour pouvoir séparer les erreurs sur les voies I et Q, la sousporteuse BF est appliquée séparément et successivement à ces deux voies, comme expliqué plus haut. Comme dans chacune de ces voies il y a une erreur de phase et d'amplitude, pour séparer ces deux erreurs on utilise une 25 séquence représentée sur la figure 6 par rapport au diagramme de la figure 7. Cette séquence est obtenue à partir du séquenceur 522. On démodule tout d'abord la sous porteuse de la voie I en cosinus dans l'étape 601 et en sinus dans l'étape 602. Ceci permet d'obtenir les coordonnées x(i) et y(i) du vecteur 1, qui permettent de déterminer les erreurs 30 de phase et d'amplitude sur cette voie 1. On démodule ensuite dans les étapes 603 et 604 la sous porteuse de la voie Q en cosinus et en sinus pour obtenir les coordonnées x(q) et y(q) du vecteur Q. Ces étapes sont effectuées dans le module 524 sous la commande 35 du séquenceur 522. Ces coordonnées permettent alors de calculer dans ce même module 524 les erreurs de phase et d'amplitude, qui sont ensuite appliquées au module de correction 501. Le procédé ainsi décrit permet donc d'effectuer une modulation 5 vectorielle directe, en particulier aux fréquences millimétriques, qui n'est pas limitée par les contraintes de filtrage sévères dues aux structures de transposition de fréquence classiques. Ceci permet de simplifier l'architecture des dispositifs et donc de réduire leur cot. La correction n'est pas limitée aux erreurs provenant du modulateur vectoriel, mais elle s'étend au reste de 10 la chaîne, en particulier aux organes de puissance qui suivent ce modulateur vectoriel. Les signaux I et Q en quadrature sont obtenus à partir d'un processeur numérique, ce qui permet d'éliminer la mauvaise précision des déphaseurs à 90 degrés utilisés habituellement. Le filtrage étroit en basse fréquence du signal de modulation pour y introduire une sous porteuse de référence permet d'obtenir la correction sans interrompre la transmission des données utiles. L'utilisation d'un mélangeur unique utilisant la fréquence de l'oscillateur local d'émission pour démoduler séquentiellement en phase et en 20 quadrature la sous-porteuse de référence permet d'éliminer les erreurs engendrées habituellement par la boucle de correction elle-même. L'invention est particulièrement utile dans le cadre des systèmes de transmission point multipoints dans les bandes millimétriques, mais elle peut s'appliquer également dans tout système de transmission par modulation 25 d'une porteuse. REVENDICATIONS 1 - Procédé de modulation d'une porteuse, notamment en hyperfréquence, dans lequel on génère deux composantes en quadrature I et Q (502,503) et on module vectoriellement (509) avec ces composantes une fréquence locale (514), caractérisé en ce que: - on filtre (504) le signal I/Q autour de la fréquence zéro pour 10 ménager une petite bande de fréquence libre (401), - on insère (507,508) dans cette petite bande de fréquence libre alternativement (506) dans le signal I et dans le signal Q une sous porteuse (403) basse fréquence suffisamment éloignée du zéro pour ne pas engendrer d'erreur de décalage de la composante continue et d'un niveau 15 relatif suffisamment faible par rapport à celui du signal I/Q pour ne pas perturber celui-ci, - on démodule de manière synchrone (519) avec la même fréquence locale alternativement en cosinus et en sinus une fraction (518) du signal modulé vectoriellement, - on réalise un filtrage passe- bas (523) sur le signal de démodulation pour extraire la sous porteuse affectée d'erreurs d'amplitude et de phase correspondant successivement aux erreurs d'amplitude et de phase dont sont affectés les signaux I et Q après la modulation vectorielle, - on mesure (524) ces erreurs d'amplitude et de phase; et on corrige en rétroaction à partir de ces mesures les composantes I et Q initiales pour compenser ces erreurs. 2 - Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que toutes les opérations, à l'exception de la modulation vectorielle (509), de la 30 génération de la fréquence locale (514), de la démodulation (519) et du filtrage passe-bas (523), sont effectuées de manière numérique. 3 - Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 et 2, caractérisé en ce que la génération de la fréquence locale est faite par 35 l'addition (515) à une hyperfréquence (514) d'une fréquence de référence Fl suffisamment basse pour être générée de manière numérique (521) en sinus et cosinus. 4 - Dispositif pour moduler une porteuse, notamment une porteuse 5 hyperfréquence, comportant un processeur numérique (501) pour générer deux composantes en quadrature I et Q, un générateur de fréquence locale de base (514) et un modulateur vectoriel (509) pour moduler cette fréquence locale par ces deux composantes, caractérisé en ce qu'il comprend en outre - des moyens de filtrage (504) du signal I/Q autour de la fréquence zéro, - un générateur (505) d'une sous porteuse basse fréquence, - des moyens (507,508,506) pour insérer cette sous porteuse alternativement dans le signal I et dans le signal Q, - des moyens (519) pour démoduler par la fréquence locale de manière synchrone alternativement en cosinus et en sinus une fraction du signal de sortie du modulateur vectoriel, - un filtre (523) pour extraire du signal démodulé la sous porteuse affectée d'erreurs d'amplitude et de phase, - des moyens (524) pour mesurer ces erreurs d'amplitude et de phase, - et des moyens (503) pour corriger à partir de ces mesures les composantes I et Q initiales afin de compenser ces erreurs. 5 - Dispositif pour moduler une porteuse selon la revendication 4, caractérisé en ce qu'il comprend également: - des moyens (521) pour générer une fréquence locale complémentaire suffisamment basse pour être traitée par le processeur numérique, - des moyens (515) pour ajouter cette fréquence locale complémentaire à la fréquence locale de base, - des moyens (521) pour déphaser numériquement et alternativement en cosinus et en sinus ladite fréquence locale complémentaire utile à la démodulation, il - des moyens (520) pour ajouter cette fréquence locale ainsi déphasée à la fréquence locale de base pour alimenter les moyens de démodulation synchrone (519).