Brevet FR2833116A1 — publié le 20030606

Emetteur-récepteur CDMA pour réseau de radiotéléphonie La présente invention concerne des liaisons de radiocommunication entre des émetteurs et des récepteurs dans un système de radiotéléphonie cellulaire à large bande et accès multiples à répartition par codes W-CDMA (Wideband-Coded Division Multiple Access), et plus particulièrement dans un système pour radiomobiles de type UMTS (Universal Mobile Telecommunications System) en mode FDD (Frequency Division Duplex). Il est connu que les réseaux pour radiomobiles de type UMTS sont basés sur une technique d'étalement de spectre par séquence directe en multipliant des suites de symbole multiplexées à division du temps et respectivement assignées à des usagers par des séquences d'éléments de code octogonales respectivement attribuées aux usagers. Ainsi, pour une fréquence donnée, une station de base émet successivement symbole par symbole les suites de symbole codées puis brouillées à un débit de quelques kbit/s. Cette émission en série des symboles limite le débit pour des liaisons de données des radiomobiles avec le réseau internet ou pour de la vidéoconférence. L'invention vise à augmenter les débits de transmission dans des liaisons de radiocommunications notamment descendantes entre des stations de base et des terminaux mobiles dans un système de radiotéléphonie du type W-CDMA. A cette fin, un émetteur pour système de radiotéléphonie cellulaire émettant des suites de symboles respectivement multiplexées dans des intervalles de temps assignés à des usagers, les symboles étant codés par des séquences d'éléments de code et brouillés par des séquences de brouillage, est caractérisé en ce qu'il comprend un moyen pour séparer chaque suite de symboles en des ensembles de I symboles parallèles, I moyens parallèles pour coder l symboles parallèles relatifs à un usager respectivement par I séquences d'éléments de code associées à l'usager, I moyens parallèles pour brouiller I symboles codés relatifs à un usager respectivement par l séquences de brouillage associées à l'usager, et I moyens parallèles pour émettre simultanément I symboles parallèles codés et brouillés relatifs à un usager, I étant un entier supérieur à 1. Grâce aux émissions simultanées de I symboles codés et brouillés parallèles, l'invention augmente le débit de transmission dans les radiocommunications d'un facteur égal à l'entier I pour chaque usager. L'invention concerne également un récepteur relatif à un usager pour système de radiotéléphonie cellulaire ayant un moyen de réception à antenne unique pour recevoir un signal de symboles émis par l'émetteur conforme à l'invention. Le récepteur est caractérisé en ce qu'il comprend I moyens parallèles de filtrage respectivement adaptés à I séquences d'éléments de code associées à un usager, à I séquences de brouillage associées à l'usager et à I canaux de propagation entre les I moyens parallèles pour émettre dans l'émetteur et le moyen de réception afin de délivrer I symboles filtrés parallèles, et I moyens parallèles d'égalisation et de décision pour annuler l'interférence entre les I symboles filtrés parallèles afin de restituer l symboles correspondants relatifs à l'usager, I étant un entier supérieur à 1. Le récepteur selon l'invention n'utilise qu'une antenne classique, ce qui ne modifie pas la structure apparente des terminaux radiomobiles. Comme on le verra dans la suite, le récepteur de l'invention s'attache à éliminer l'interférence entre les symboles reçus simultanément due à l'augmentation de débit réalisée dans l'émetteur, en faisant appel à des algorithmes d'annulation d'interférence non pas entre des symboles relatifs à plusieurs usagers, mais entre des symboles parallèles reçus simultanément, relatifs à un usager. Selon une première réalisation préférée du type à annulation d'interférence itérative, chaque moyen d'égalisation et de décision comprend un moyen de calcul d'interférence entre symboles pour estimer l'interférence entre 1-1 échantillons de symboles filtrés parallèles autres que l'échantillon de symbole filtré respectif, un moyen pour soustraire au symbole filtré respectif l'interférence entre symboles estimée en un symbole corrigé, et un moyen de décision à seuils pour restituer le symbole respectif en fonction du symbole corrigé. En variante, un symbole filtré respectif est soustrait à l'interférence estimée, et un deuxième moyen de filtrage filtrant le symbole corrigé est ajouté. Selon une deuxième réalisation du type à détection multi-symbole, les I moyens d'égalisation et de décision pour annuler l'interférence entre les l symboles filtrés parallèles appliquent un algorithme d'égalisation linéaire par forçage à zéro ou selon le critère d'erreur quadratique moyenne minimale sur les I symboles filtrés parallèles, ou bien les I moyens d'égalisation et de décision ont une structure d'égalisation transverse à retour de décisions. D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante de plusieurs réalisations préférées de l'invention en référence aux dessins annexés correspondants dans lesquels : - la figure 1 est un bloc-diagramme schématique d'un émetteur CDMA selon l'invention ; - la figure 2 est un bloc-diagramme schématique d'un récepteur à annulation d'interférence selon l'invention ; - la figure 3 est un bloc-diagramme schématique d'une variante du récepteur à annulation d'interférence ; - la figure 4 est un bloc-diagramme schématique d'un récepteur à détection multi-symbole à égalisation transverse linéaire selon l'invention et - la figure 5 est un bloc-diagramme schématique d'un ensemble de bancs de filtres et de circuits de décision pour égalisation transverse à retour de décisions dans un récepteur à détection multi-symbole selon l'invention. La réalisation décrite ci-après en détail d'un système d'émetteur et de récepteur selon l'invention est présentée dans le contexte d'un système de radiotéléphonie de type UMTS bien qu'elle puisse être transposée à n'importe quel système W-CDMA. A des fins de simplicité, les signaux traités seront considérés en bande de base en amont de moyens de filtrage, d'amplification et de transposition en fréquence dans l'émetteur et en aval de moyens correspondant à ces derniers dans le récepteur. Les symboles d'information traités par l'émetteur et le récepteur pour une liaison descendante du type UMTS depuis l'émetteur dans une station de base vers le récepteur dans un radiotéléphone mobile cellulaire peuvent être inclus aussi bien dans un canal de transport DCH (Dedicated CHannel) dédié à un seul usager, qu'à des canaux partagés entre plusieurs usagers pour des services de type paquets échangés avec le réseau internet, tels que les canaux de transport communs unidirectionnels FACH (Forward Access Channel) et DSCH (Downlink Shared CHannel) pour la liaison descendante. L'émetteur et le récepteur peuvent être ceux d'un radiotéléphone et d'une station de base dans une liaison montante notamment relative au canal commun CPCH (Common Physical CHannel). En référence à la figure 1, un émetteur 1 selon l'invention traite des symboles d'information utile complexes qui sont transmis en série notamment par un étage d'amplification et répartis dans des intervalles temporels (time slots) multiplexés temporellement dans une trame radio. Un intervalle temporel contient une salve (burst) attribuée à un usager respectif et contenant un nombre déterminé de symboles complexes. Par exemple, un intervalle temporel est composé de deux champs de données de longueur identique encadrant une séquence d'apprentissage (midamble) pour estimer le canal de propagation entre l'émetteur et le récepteur. Typiquement, un intervalle de temps attribué à un usager désigné par k contient au minimum 160 symboles environ. Comme montré à la figure 1, l'émetteur 1 comprend essentiellement en rapport avec l'invention, un convertisseur série-parallèle 11 et I voies parallèles respectivement reliées aux sorties du convertisseur et contenant chacune en cascade un circuit d'étalement respectif 120 à 12,-,, un brouilleur respectif 130 à 13,-,, un modulateur de phase 140 à 14,-, et un étage d'émission 150 à 15I-1. Le nombre I de voies parallèles dans l'émetteur est égal au facteur de multiplication de débit utile que l'invention confère par rapport à un usager. On suppose qu'à l'entrée du convertisseur sérieparallèle 11 soient appliqués I symboles complexes d. f.. l {d k d k d k) d ki ème d'information utile {d,... d,... d) du k usager, avec 1 k Il est à noter que chaque symbole complexe d 1 de durée de symbole Ts appliqué au convertisseur 11 traité jusqu'à l'entrée du modulateur de phase respectif 14i est composé d'une partie réelle ai et d'une partie imaginaire Pi correspondant aux deux éléments binaires des voies en quadrature de phase I et Q d'un modulateur de phase à quatre états ; en d'autres termes, l'entrée du convertisseur 11 ainsi que chacune des I voies parallèles en sortie du convertisseur doivent être considérées comme des paires de voies parallèles pour les parties réelles et imaginaires d'un symbole d'information d. ième Dans la i voie de diversité, avec 0 i I- 1, le symbole d'information dit subit une modulation 1 d'étalement de spectre dans le circuit d'étalement 12i en le multipliant par une séquence d'étalement respective Ci (channelisation code) comprenant L i éléments de code prédéterminés (chips) ayant une période d'éléments binaires Tc selon la relation Ts = L. Tc. En accord avec la norme UMTS, les I séquences d'étalement Co à CI-1 attribuées selon l'invention au kième 10 do,. b' k usager, au lieu d'une unique séquence attribuée à cet usager selon la technique antérieure, respectent également le caractère d'orthogonalité entre les séquences selon une structure arborescente des séquences d'étalement similaire à celle utilisée pour l'interface radio UMTS. Chaque suite de Q éléments binaires (chips) sortant du circuit d'étalement 12k est multipliée élément par élément par une séquence de brouillage complexe S. dans le brouilleur 13i. i Ainsi dans l'émetteur 1, 1 séquences d'éléments k k k de code c à Cj et I séquences de brouillage S à Sk 0 Ob l 0 d S sont respectivement attribuées aux I voies de diversité parallèles. Cependant, de manière à ne pas modifier la répartition des séquences d'éléments de code par cellule radioélectrique couverte par une station de base de données pour une fréquence donnée, qui sont identiques d'une cellule à l'autre selon la norme k k UMTS, les séquences d'éléments de code CQ à Cj 0 1-1 associées à l'usager k dans l'émetteur 1 sont identiques pour les I voies de diversité à une unique séquence d'éléments de code C associée à l'usager k et différente des autres séquences d'éléments de code respectivement associées aux autres usagers. En k k revanche, les séquences de brouillage SQ à Sj sont 0 1- différentes entre elles. Ces caractéristiques n'affectent pas avantageusement la capacité du réseau initial UMTS, puisque sans les séquences de brouillage, il faudrait une séquence d'étalement différente par voie de diversité ; puisque le nombre d'usagers potentiels est proportionnel au nombre de séquences d'étalement, le nombre d'usagers potentiels diminuerait avec le nombre de voies de diversité. Ceci n'est pas le cas grâce à un ensemble de séquences de brouillage différentes qui peut être utilisé simultanément dans deux cellules suffisamment distantes pour éviter les interférences. Le signal numérique sortant de chaque brouilleur 13i est composé d'éléments binaires complexes en bande de base réparti sur deux voies parallèles correspondant respectivement à la partie réelle et la partie imaginaire des éléments complexes qui sont appliqués simultanément aux entrées du modulateur 14i effectuant une modulation de phase classique QPSK (Quadrature Phase Shift Keying) correspondant à quatre états de phase tels que {l, j,-1,-j} afin qu'un mélangeur en sortie du modulateur applique chaque élément complexe à l'étage d'émission 15j. Ce dernier filtre, amplifie et transpose en fréquence le signal modulé pour être émis par une antenne vers un récepteur selon l'invention. En variante, afin de réduire le nombre d'antennes, les sorties des voies de diversité sont réunies par paire afin que deux étages d'émission aient en commun une antenne d'émission ayant des polarisations croisées pour émettre deux symboles parallèles codés et brouillés. L'antenne peut être une antenne pastille (patch). Ainsi les sorties des étages 150 et 151 sont reliées aux bornes d'une antenne à polarisations croisées loi,... les sorties des étages 15i et 15i+1 sont reliées à une antenne à polarisations croisées 16i, i+1'... et les sorties des étages 161-2 et 161-1 sont reliées aux bornes d'une antenne à polarisations croisées 16y 2 1 -1. L'émetteur 1 contient alors I/2 antennes à polarisations croisées respectivement pour I voies de diversité par cellule. Dans les différentes réalisations de récepteur selon l'invention est prévue une unique antenne de réception classique AR reliée à l'entrée d'un étage de transposition de fréquence, de filtrage et d'amplification ET qui produit un signal reçu r (t) en bande de base échantillonné au rythme Tc = Ts/Q des éléments binaires complexes (chips) correspondant aux quatre états de phase selon la modulation de phase QPSK. Pour une fréquence d'émission donnée dans une cellule, l'antenne de réception AR reçoit les éléments de code (chips) avec des interférences entre les I voies de diversité de l'émetteur, et donc des mb l l dk l. f'kième symboles complexes d. relatif a un k usager avec 1 des interférences intersymboles dues à la diversité de sources des antennes de l'émetteur 1. Pour annuler l'interférence entre les symboles qui a été créée, des algorithmes de détection multi-usager sont appliquées aux séquences d'étalement reçues par le récepteur. Selon une première réalisation montrée à la figure 2, le récepteur 2 est basé sur une annulation d'interférence entre les symboles générée par une parallèlisation des informations. Tous les symboles sont détectés en parallèle, comme s'ils étaient seuls, puis l'interférence dans chacune des I voies parallèles résultant de la détection parasite des symboles des 1-1 autres voies de diversité est éliminée par itération. Le signal reçu en bande de base r (t) est appliqué aux entrées de 1 filtres adaptés 200 à 20y dz Chaque filtre adapté 20i est adapté à la séquence k d'étalement respective ci, à la séquence de 1 brouillage respective Si et au canal de propagation ,, 1 de la i voie de diversité dont la fonction de transfert estimée sur quelques trajets entre la source 1-15i et le récepteur AR-2 est h. et présente i ainsi la réponse suivante : k k k ^k Pi (t) = ci (t). si (t) * h (t). En sortie des filtres adaptés, des échantillonneurs 210 à 211-1 produisent 1 symboles filtrés parallèles successivement à des instants nTs rythmés à la période de symbole Ts, n étant un indice entier croissant à partir d'un instant de référence. k n Le symbole filtré y,' produit à l'instant nTs 1 par l'échantillonneur 21i est évalué par comparaison à des seuils dépendant des valeurs complexes, telles k n que {l, j,-1,-j), en un symbole provisoire 8f, n dans un circuit de décision provisoire 22i. Un circuit de calcul d'interférence entre symboles 23i estime l'interférence entre le symbole provisoire ? k, n i. ième.--... --- ô. de la i voie de diversité avec les symboles 1 provisoires 8 à 8 et ≈à 8 dans les 1-1 autres voies, produits par les autres circuits de décision provisoire 220 à 23i-1 et 22i+l à 22I-1. L'interférence estimée sortant du circuit de calcul k n 23i est retranchée du symbole yf, n sortant du filtre i adapté 20i à travers l'échantillonneur 21i dans un soustracteur 24i afin d'annuler l'interférence entre k n le symbole yet les autres symboles parallèles. i ième L'interférence entre symboles IESI de la i voie en sortie du circuit de calcul 23i pour l'usager k à l'instant nTs s'exprime par la relation suivante : 1-1 k n n+1) TS k *k IESI =EJ pt-nTs). p (t-nTs). dt. jwi j=O k n Le symbole corrigé yc k, n dénué de l'interférence 1 IESi entre symboles, sortant du soustracteur 24i, est comparé aux quatre valeurs complexes telles que {l, j,-1,-j} dans un circuit de décision 25i afin d'appliquer la valeur du symbole complexe restitué à k, n à l'une des I entrés d'un convertisseur 1 parallèle-série 26 qui restitue une suite de symboles {d,... d.,... Ti} correspondant à la suite 0 de symboles appliqués à l'entrée du convertisseur série-parallèle 11 dans l'émetteur 1. En variante, le processus de décision provisoire, de calcul de l'interférence entre symboles et de soustraction dans les circuits 22i' 23i et 24i est itératif plusieurs fois, en pratique 2 à 3 fois pour chaque période de symbole Ts. Comme montré en traits pointillés à la figure 2, l'itération est réalisée en connectant la sortie du soustracteur 24i à l'entrée du circuit de décision provisoire 22 à la place de la sortie de l'échantillonneur 21i pendant deux à trois périodes successives grâce à l'adjonction de mémoires tampons à la sortie de l'échantillonneur 21i, ou en traitant plus rapidement les 2 ou 3 itérations successives entre les circuits 22i, 23i et 24i pendant une période de symbole Ts. Ces itérations successives par soustractions successives de l'interférence entre symboles IESi recalculée 2 à 3 fois dans le circuit 23i affine l'annulation d'interférence. Selon une autre variante de la première réalisation, le récepteur 2a montré à la figure 3 comprend en cascade dans chacune des voies de diversité, un filtre adapté 200 à 201-1'un échantillonneur 210 à 211-1 et un circuit de décision provisoire 220 à 221-1'ainsi qu'un circuit de calcul d'interférence 230 à 241-1 relié à l'entrée négative d'un soustracteur 240 à 241-1 agencés de la même manière que dans le récepteur 2. Toutefois, dans le récepteur 2a, l'entrée ième positive du soustracteur 24i dans la i voie de diversité n'est pas reliée à la sortie de l'échantillonneur 21i, mais est reliée directement à la sortie de l'étage ET qui reçoit le signal reçu en bande de base r (t). L'interférence IESi entre symboles est ainsi retranchée directement du signal reçu r (t) dans le soustracteur 24i et est exprimée par la relation suivante pour l'usager k à l'instant nTs : 1-1 k n k IESi = l 8.'p. (t-nTs). J=o j I L'annulation des interférences entre symboles peut être également itérative, comme montré en traits pointillés à la figure 2. Le récepteur 2a comprend alors en plus dans chaque voie de diversité un filtre adapté 27i de k* fonction de transfert pf* (-t), comme le filtre 20i, i entre la sortie du soustracteur d'annulation d'interférence 24i et le circuit de décision à seuils 16il6 25i dont la sortie est reliée à la i entrée du convertisseur parallèle-série 26. Selon une deuxième réalisation montrée à la figure 4, le récepteur 3 à détection multi-symboles détecte tous les symboles et annule l'interférence entre symboles par calculs matriciels dans I voies de diversité parallèles en sortie de l'étage ET. Le récepteur 3 nécessite d'introduire un intervalle de garde W. Tc de quelques périodes d'élément de code, avec W un entier supérieur à 1, typiquement également à 10 environ, afin d'annuler l'interférence entre symboles d'information dans une même voie de diversité introduite lors de la transmission. Ainsi dans l'émetteur 1, il suffit de remplacer la période Ts par une période T telle que : T = Ts + W. Tc, aucune information étant transmise pendant l'intervalle de garde W. Tc. Comme dans les récepteurs 2 et 2a, chaque voie de diversité comprend un filtre adapté 30i qui corrèle les éléments de code dans chaque période de symbole Ts du signal de symboles reçu en bande de base r (t) à la séquence d'éléments de code respective k ci de l'usager k, à la séquence de brouillage S de l l l'usager k ainsi qu'à la fonction de transfert fI estimée sur quelques trajets du canal de propagation pour la ile voie de diversité. La réponse du filtre adapté 30i est encore la suivante : p (t) = c (t). sk (t) k (t) Les signaux filtrés discrets aux sorties du banc de filtres adaptés 300 à 30r-1 sont échantillonnés à la période T respectivement dans des échantillonneurs 311 à 31r-1 pour fournir un vecteur de symboles k k, n k, n k, n T Yn ={Y(/,...y,... yi} où T dénote une transposition. Le récepteur 3 comprend, en outre, des égaliseurs 320 à 32r-1 suivis respectivement de circuits de décision à seuils 330 à 33I-1 dans les I voies de diversité afin de produire des symboles âk à âk estimés do à dl-l qui sont sérialisés dans un convertisseur parallèle-série 34. L'introduction de l'intervalle de garde W. Tc élimine l'interférence entre les symboles dans chacune des voies de diversité, ce qui réduit la fonction des égaliseurs 320 à 32I à une détection de I symboles en parallèle et ainsi à une évaluation de l'interférence entre I symboles parallèles par calculs matriciels. Chaque égaliseur 33i traite ainsi à chaque période T, I symboles parallèles, et non I symboles reçus successivement pendant I périodes T pour un usager donné, selon la technique antérieure, par exemple selon l'article de SEITE et TARDIVEL, "Adaptive Aqualizers for Joint Detection in an Indoor CDMA Channel", 25-28 Juillet 1995, IEEE, 45th Vehicular Technology Conference, Chicago, p. 484-488. Selon une première variante de la deuxième réalisation, les I égaliseurs 33i appliquent un algorithme d'égalisation transverse linéaire par forçage à zéro sur les I symboles filtrés sortant des filtres 300 à 30r afin que chaque coefficient dans chaque égaliseur 32i annule un terme respectif de l'interférence des I symboles parallèles relativement k k au symbole y.. Le vecteur de symboles Y est 1 multiplié par l'inverse d'une matrice d'intercorrélation rk telle que : If/Tf 1f\/tr \ P... (PP)... (P) / \ If/ \ k k) Ilp 112 (pk j pk r'k (PO Pi 1... I-i pk, = (P )... P"... (P. P) ....... "...... (ppi-i)- (pi'pi-i)--i et (pi, pj) = JL pi (t) p (t) dt, avec os (i, j) SI-1. ^ k Le vecteur de symboles {d.} produit par les 1 égaliseurs 320 à 321-1 à travers les circuits de décision 330 à 331-1 à quatre seuils tels que {l, j, - 1,-j} est déduit de la relation suivante : {d } = sgn (ry), i k n où sgn désigne l'opérateur signe . Selon une deuxième variante de la deuxième réalisation, les I égaliseurs 320 à 321-1 appliquent un algorithme d'égalisation transverse linéaire selon le critère d'erreur quadratique moyenne minimale MMSE (Minimum Mean Squared Error) sur les I symboles filtrés sortant des filtres 300 à 30j1. Pour cette deuxième variante, un compromis entre la suppression de l'interférence entre les I symboles parallèles et la diminution de la puissance d'un bruit gaussien en sortie de chaque égaliseur 32i est h h. k, n l, ième d ff" d recherché. Soit tiP le j ieme des I coefficients de 1, J l'égaliseur 33i de l'usager k à l'instant nt, T la , d ff" k, n. ième 1. d k9 matrice carrée de coefficient t-. La l ligne de 1, J la matrice Tu continent à l'instant ne les n coefficients de l'égaliseur 32i qui produit le k n symbole sortant constituant un élément du 1 vecteur de symboles sortants : k k, n k, n k, n. T n'LZQ''-'" [---/'"i-l ' k, n k, n-l k, n.-k-k k avec z = t yj'et Z = TY J=0 J=O Les coefficients de l'égaliseur 32i sont choisis de façon à minimiser l'erreur quadratique moyenne : E (lz-d '). 1 1. On trouve que les coefficients optimaux pour l'égaliseur 32i de l'usager k satisfont l'équation matricielle suivante : k k, opt k, opt k, opt T-1 bk Topt = [t i, o t i, i.... t 1-1 1 k i k* k k k, n k* avec (D = E (Yn Yn) et, Si = E (dik,nYnk*), * désignant l'opérateur conjugué. L'inversion de la matrice d'estimation (Dk appliquée au vecteur des l symboles filtrés parallèles est avantageusement évitée en utilisant l'algorithme du gradient stochastique ou l'algorithme de Kalman. l algorithmes en parallèle sont respectivement implémentés dans les I égaliseurs 320 à zig Pour les I algorithmes du gradient implémentés dans les égaliseurs 320 à 32,-,, il s'agit de trouver la matrice T des coefficients optimaux sans avoir recours à l'inversion de matrice d'estimation (D k * Le pas de convergence A de ces algorithmes est le même et est tel que A coefficients de la i ième ligne de la matrice T k sont n remis à jour selon la relation matricielle récursive : rk,nk,n.rk, n-l, k, n-l.., k, n k, n., k*T 1, 0 1, 1-1 1, 0 1, 1-1 1 1 k n où d dénotent les symboles d'information d'une 1 séquence d'apprentissage transmise par l'émetteur 1. Pour les algorithmes de Kalman implentés dans les égaliseurs 320 à 32I-1, il s'agit de trouver la matrice Topt des coefficients optimaux sans avoir - 1 recours à l'inversion de matrice d'estimation C,. Ils sont donnés par l'itération suivante : k, n k, n,. k, n-l.. k, n-l. pk, k, n k, n k*T zip 0'--1, 1-11, 0-"i, I-l ni'i Yn) k k k kT avec P = Pn-i (U-KY) la matrice de covariance d'erreur, U est la matrice unité d'ordre I, k k* Kk p-lyi le gain de Kalman, Z yKipK yK + y p-iY cy-la puissance du bruit additif blanc gaussien, et k, n d. les symboles d'information d'une séquence d'apprentissage transmise par l'émetteur 1. Finalement les circuits de décision 330 à 331-1 produisent après convergence des algorithmes, le vecteur des symboles estimés : d^k k k k d = sgn (Zn) = sgn (T opt Y il) Lorsque les I algorithmes ont convergés, la matrice T-opt des coefficients optimaux pour le 2-1 récepteur 3 de l'usager k est égale à (rk + # U) et correspond à l'égalisation par forçage à zéro selon la première variante, au bruit additif près. Selon une deuxième réalisation, l'ensemble des égaliseurs-circuits de décision 320-330 à 321-1-331-1 présente une structure d'égalisation transverse à retour de décisions DFE (Decision Feedback Equalization) selon le diagramme en notation vectorielle montré à la figure 5 dans lequel la dépendance à l'indice k de l'usager a été supprimée pour alléger les écritures. L'ensemble d'égaliseurscircuits de décision comprend un banc de I filtres d'entrée 35 reliés respectivement à des entrées positives de I soustracteurs 36, 1 circuits de décision 37 reliés respectivement aux sorties des soustracteurs 35, et un banc de I filtres de retour 38 respectivement entre les sorties des circuits de décision et les entrées négatives des soustracteurs 35. Le canal de propagation étant connu du récepteur, les I composantes du vecteur de symboles Yn en sortie des échantillonneurs 310 à 311-1 sont ordonnées suivant leurs puissances décroissantes, la première composante étant la plus porteuse d'énergie et ainsi du suite. Ce classement selon l'ordre des puissances décroissantes est important pour garantir un bon fonctionnement du récepteur. Le vecteur de symboles Yn est appliqué par les échantillonneurs 310 à 311-1 au banc de filtres d'entrée 35 qui constitue un filtre blanchissant de réponse \fi et produit le vecteur de symboles filtrés : o, o-Oj-0, 1-1'yo o......... Zn = Yn = 0 0 i, i-i, I-l Yi 0... 0...... 0 i-ij-i yi-i. Comme la matrice des filtres d'entrée, la matrice représentant le banc de filtres de retour 38 est triangulaire : 0 4to o '0............ 0' qO O 0....... ".., 0 I, 0...'"... 0 /I-1, 0---n-lj-2 O Le processus de décision dans les circuits de décision 37 est 1 Dn = sgn (Sn) où Sn dénote le résultat des soustractions dans les soustracteurs 36, soit : ^ "il n n T Sn= (Zn -RDn) = (\I'Yn - RDn) =[sO,... si'... s 1-1] i 1-1 1-1 i ^ = 1 ln soit . ly- = Y,-rlDn 1 1, J J 1, J J j=O j=O ième A la i ligne de cette matrice \} fI correspond aux coefficients du filtre d'entrée de la fizz voie de diversité. La notation r est ième identique pour le filtre de retour de la i voie de diversité. Le seme symbole est ainsi décidé selon la relation : [ ;1-1 J ^ n n 1-1 =sgn z~ di = sgn z-jd" L j=o J Les coefficients et r des filtres d'entrée et de retour 35 et 38 sont calculés de préférence selon l'algorithme du gradient stochastique, bien qu'un calcul selon l'algorithme de Kalman soit possible mais plus complexe. La mise à jour des coefficients 1 1 'P, rn des filtres d'entrée et de retour 35 et 38 de la i voie de diversité résulte des relations matricielles récursives de l'algorithme de gradient : n où di dénotent encore les symboles d'information d'une séquence d'apprentissage transmise par l'émetteur 1. REVENDICATIONS 1-Emetteur (1) pour système de radiotéléphonie cellulaire émettant des suites de symboles respectivement multiplexées dans des intervalles de temps assignés à des usagers, les symboles étant codés par des séquences d'éléments de code et brouillés par des séquences de brouillage, caractérisé en ce qu'il comprend un moyen (11) pour séparer chaque suite de symboles en des ensembles de k I symboles parallèles (do, dol-1), I moyens parallèles (120, 12,-,) pour coder I symboles parallèles relatifs à un usager respectivement par I séquences k k d'éléments de code (C, Cj) associées à l'usager, I moyens parallèles (130, 1i-1) pour brouilles l symboles codés relatifs à un usager respectivement k k par I séquences de brouillage (So, SI-1) associées à l'usager, et I moyens parallèles (140-150, 14I-1-15I- 1) pour émettre simultanément I symboles parallèles codés et brouillés relatifs à un usager, I étant un entier supérieur à 1. 2-Emetteur conforme à la revendication 1, dans k k lequel les séquences d'éléments de code (CQ, I-l associées à un usager sont identiques à une unique séquence d'éléments de code associée à l'usager et différente des autres séquences d'éléments de code respectivement associées aux autres usagers. 3-Emetteur conforme à la revendication 1 à 2, dans lequel deux moyens parallèles pour émettre (14i- 15i'14i+1-15i+1) comprennent en commun une antenne d'émission (16i, i+1) ayant des polarisations croisées respectivement pour émettre deux symboles parallèles codés et brouillés. 4-Récepteur relatif à un usager pour système de radiotéléphonie cellulaire ayant un moyen de réception à antenne unique (AR, ET) pour recevoir un signal (r (t) ) de symboles émis par l'émetteur conforme à l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce qu'il comprend I moyens parallèles de filtrage (200-210'201-1-211-1 i 300-310'301-1k 31y-1) adaptés à I séquences d'éléments de code (Co, Cj) associées à l'usager, à I séquences de k k brouillage (So, SI-1) associées à l'usager et à I canaux de propagation entre I moyens parallèles pour émettre (140-150, 14I-1-15I-1) dans l'émetteur (1) et le moyen de réception (AR, ET) afin de délivrer I symboles filtrés parallèles (y, n yf), et l moyens 0 1-1 parallèles d'égalisation et de décision (220-250, 22-25 ; 32o-33o, 32j-33) pour annuler l'interférence entre les l symboles filtrés parallèles afin de restituer l symboles correspondants relatifs à l'usager, I étant un entier supérieur à 1. 5-Récepteur conforme à la revendication 4, dans lequel chaque moyen d'égalisation et de décision comprend un moyen de calcul d'interférence entre symboles (23i) pour estimer l'interférence (IESi) entre 1-1 échantillons de symbole filtrés parallèles k n autres que le symbole filtré respectif (y.' n), un 1 moyen (24i) pour soustraire au symbole filtré respectif l'interférence entre symboles estimée en un k n symbole corrigé (yc.'), et un moyen de décision à 1 seuils (25i) pour restituer le symbole respectif (d-') en fonction du symbole corrigé. 1 6-Récepteur conforme à la revendication 4, dans lequel chaque moyen d'égalisation et de décision comprend un moyen de calcul d'interférence entre symboles (23i) pour estimer l'interférence (IESi) entre 1-1 échantillons de symbole filtrés parallèles k n autres qu'un symbole filtré respectif (y'), un moyen (24i) pour soustraire au signal reçu (r (t)) l'interférence entre symboles estimée en un symbole corrigé, un deuxième moyen de filtrage (27i) adapté à la séquence d'éléments de codage, à la séquence de brouillage et au canal de propagation associés à l'usager pour filtrer le symbole corrigé produit par le moyen pour soustraire, et un moyen de décision à seuils (25i) pour restituer le symbole respectif dz en fonction du symbole corrigé filtré. 1 7-Récepteur conforme à la revendication 5 ou 6, dans lequel le processus d'interférence entre symboles dans le moyen de calcul (23i) et dans le moyen pour soustraire (24i) est itératif. 8-Récepteur conforme à l'une quelconque des revendications 5 à 7, dans lequel chaque moyen d'égalisation et de décision comprend un moyen de décision provisoire à seuils (22i) entre le moyen de filtrage respectif (20i - 21i) et le moyen de calcul d'interférence entre symboles respectif (23i). 9-Récepteur conforme à la revendication 4, dans lequel les I moyens d'égalisation et de décision (320-330, 32I-1-33j-i) appliquent un algorithme d'égalisation linéaire par forçage à zéro sur les I symboles filtrés parallèles. 10-Récepteur conforme à la revendication 4, dans lequel les I moyens d'égalisation et de décision (320-330, 32-33y) appliquent un algorithme d'égalisation linéaire selon le critère d'erreur quadratique moyenne minimale sur les I symboles filtrés parallèles. 11-Récepteur conforme à la revendication 10, dans lequel les I moyens d'égalisation et de décision utilisent un algorithme de gradient ou un algorithme de Kalman pour éviter l'inversion d'une matrice d'estimation appliquées aux I symboles filtrés parallèles. 12-Récepteur conforme à la revendication 4, dans lequel les I moyens d'égalisation et de décision (35-38) ont une structure d'égalisation transverse à retour de décisions. 13-Récepteur conforme à la revendication 12, dans lequel les moyens d'égalisation et de décision comprennent un banc de filtres d'entrée (35) et un banc de filtres de retour (38) dont les coefficients sont calculés selon un algorithme de gradient ou un algorithme de Kalman.