Brevet FR2826810A1 — publié le 20030103

application de tension. Dispositif de synchronisation et d'égalisation pour un récepteur de système de transmission numérique s Domaine technique de l'invention La présente invention concerne le domaine des transmissions numériques de données et plus particulièrement un dispositif de synchronisation et d'égalisation o pour un récepteur dans un système de transmission numérique. Etat de la technique L'homme du métier qui doit concevoir un récepteur pour un système de transmission numérique, qu'il s'agisse d'un récepteur destiné à recevoir un signal en bande de base ou la sortie d'un démodulateur complexe dans le cas d'une modulation-démodulation, se trouve classiquement confronté aux deux problèmes o majeurs que sont la synchronisation symbole et l'égalisation. Le premier problème est celui de la synchronisation svmbole, lequel est également connu sous le nom de synchronisation rythme (ou timing recovery ou clock recovery dans la littérature spécialisée anglo-sexonne). La synchronisation s symbole consiste à permettre au récepteur d'extraire du signal reçu en bande de base - voire de l'enveloppe complexe du signal reçu dans le cas d'une modulation- démodulation - I'horloge qui a été utilisée à l'émission pour insérer la séquence de symboles numériques a(k) qui sont porteurs d'information. La figure 1 rappelle la modélisation classique d'une chaîne de communication numérique dans laquelle on so trouve un émetteur modélisé par un filtre 11 associé par transformée de Fourier à une réponse impuisionnelle gTe (t) correspondant à la mise en forme à l'émission de la séquence de symboles a(k) et sa transformation en une forme d'onde continue, un canal de transmission 12 associé également par transformée de Fourier à une ST - 01 -MON-07 1 2 2826810 réponse impuisionnelle c(t) et qui vient en outre ajouter un certain bruit w(t). Pour la partie récepteur, on trouve un échantillonneur 13 commandé par une horloge d'échantillonnage de période Ts, un filtre égaliseur 14 et un dispositif de commande du filtre égaliseur. Comme on le voit, une fois reconstituée localement, I'horloge de réception sert à commander le prélèvement des échantillons du signal reçu r(t) à une cadence k x Ts, laquelle se doit d'être synchrone avec les temps symboles à l'émission. De nombreuses techniques existent permettant de réaliser cette o synchronisation symbole en vue de restituer une horloge en réception qui fournisse les moments optimums d'échantillonnage du signal reçu. Toutes ces techniques souffrent cependant d'un défaut majeur, lequel résulte de leur sensibilité au canal de transmission C(t). En effet, les techniques qui sont couramment employées s'appuient sur l'hypothèse d'une influence négligeable du canal de transmission ou - ce qui n'est guère mieux, d'un signal correctement égalisé. Si l'on peut, d'une manière générale, conna^'tre avec une certaine précision la réponse impuisionnelle à l'émission gTe (t) ( représenté par l'élément 11 sur la figure 1) et par conséquent envisager un filtre adapté g*Te(-t) avant l'échantillonnage par l'élément 13, la valeur précise de la réponse impuisionnelle du canal de transmission reste indéterminée et o indéterminable avant la prise d'échantillons par l'échantillonneur 13. La figure 2 illustre la structure classiquement préconisée d'un récepteur qui comporte un tel traitement préalable avant l'échantillonnage du signal de réception. On opère un filtrage adapté au moyen d'un filtre 16 dont la réponse impuisionnelle est g*Te(-t) et qui assure ainsi le traitement adapté à la mise en forme à l'émission. Ce filtrage est ensuite suivi de l'échantillonnage synchrone par l'échantillonneur 13, puis d'un traitement numérique optimal au moyen du filtre numérique 14. Comme on le voit, si on arrive à compenser ainsi l'effet de la mise en forme à l'émission, on ne peut cependant prendre en compte et traiter l'effet du milieu de propagation, lequel tend à devenir de plus en plus important à mesure que l'on sollicite ce même milieu à so des fréquences plus élevées. Avec les vitesses de transmission qui sont couramment pratiquées aujourd'hui, on ne saurait plus considérer comme négligeabie l'effet du milieu physique de propagation en sorte que le dispositif de pilotage de l'échantillonneur 13 se trouve perturbé par l'effet convolutif résultant de la fonction de transfert du canal de propagation. ST - 01-MON-071 282681 0 Le second problème auquel se trouve confronté le concepteur d'un système de réception est celui de l'égalisation, c'est à dire la prise en compte du canal de transmission dont on a déjà pu évoquer le caractère indéterminé et variable. Lorsque les vitesses de transmission s'accroissent, la durée du temps symbole s devient courte par rapport à la longueur de la réponse impuisionnelle du canal de transmission. Cela signifie que, à chaque instant précis, le signal reçu par le récepteur dépend de plusieurs symboles consécutifs. L'effet du canal tend à introduire une convolution entre les différents symboles émis. D'une manière générale, on tend à compenser les effets du canal de transmission en procédant à o une égalisation au moyen d'un filtre numérique 14 que l'on introduit en aval de l'échantillonneur comme on le voit dans les figures 1 et 2. On ajuste les paramètres ou coefficients internes de ce filtre numérique d'égalisation de manière à compenser au mieux l'effet introduit par le milieu de transmission. Dans certaines techniques connues, on ajuste les paramètres en procédant à une phase préliminaire d'apprentissage au cours de laquelle on procède à l'émission réception d'une séquence de symboles qui sont connus du récepteur afin que ce dernier puisse ajuster convenablement ses paramètres d'égalisation. Dans d'autres techniques, on utilisent des algorithmes numériques adaptatifs qui opèrent en " aveugle ", c'est à dire qui ne recourent pas à une telle phase d'apprentissage préliminaire. Classiquement, les techniques connues d'égalisation, mais également les techniques de synchronisation que l'on a évoquées précédemment, opèrent indépendamment les unes des autres. Clairement, le concepteur d'un système de synchronisation part couramment du postulat suivant lequel le signal qui est reçu et dont il doit prélever des échantillons de manière synchrone à des instants judicieusement choisis - provient d'un canal parfait ou correctement égalisé. Inversement, celui qui s'attache à concevoir un dispositif d'égalisation va s'appuyer sur une prise d'échantillons qu'il va supposer synchrone avec l'émission, c'est-à- dire coTncidant parfaitement avec les temps symboles à l'émission de manière à so assurer la convergence du processus d'adaptation de son filtre numérique d'égalisation. Comme on le voit, I'approche classique présente des limitations rédhibitoires car on ne peut régler parfaitement les deux problèmes indépendamment l'un de ST - 01-MON-071 - 4 I'autre. il convient de reconsidérer complètement l'architecture d'un récepteur d'un système de transmission pour envisager de traiter correctement, d'une manière conjointe et simultané, le signal reçu et par conséquent le problème de la synchronisation symbole et celui de l'égalisation du canal. Exposé de linvention o La présente invention a pour but de proposer une nouvelle architecture pour un récepteur d'un système de transmission numérique, laquelle permet de remédier conjointement aux problèmes de synchronisation symbole et d'égalisation par un traitement numérique unique du signal reçu, qu'il s'agisse d'un signal en bande de base ou de l'enveloppe complexe d'un signal dans le cas d'une modulation suivie s d'une démodulation. Un autre but de l'invention consiste à réaliser un récepteur pour un système de communication numérique qui permettent de réaliser ia synchronisation et l'égalisation, d'une manière conjointe et aveugle, avec un système entièrement o numérique. Un autre but de la présente invention consiste à proposer une architecture de récepteur particulièrement simple à concevoir et peu coûteuse à mettre en _uvre. s Ces buts sont atteints au moyen d'une structure de récepteur qui comporte un échantillonneur libre fonctionnant à une vitesse au moins égale à deux fois la valeur nominale du temps symbole et qui est destiné à prélever des échantillons physiques dudit signal reçu r(t) à des instants k x Ts sans relation de phase avec les temps symboles utilisés à l'émission. Un interpolateur est utilisé pour déterminer o par calcul numérique de nouvelles valeurs d'échantillons rk du signal rk = r(t) I t=kTs+ rk à des instants k x Ts + Tk différents des instants originellement échantillonnés. ST - 01-MON-071 - 5- 2826810 En procéd ant à u ne prise d 'échantil lons suffisam ment rap ide - c'est à d ire au moins deux fois la valeur maximale du spectre de fréquence du signal reçu, on arrive ainsi à reléquer le traitement des deux opérations de la synchronisation symbole et de l'égalisation en aval de la prise d'échantillons par l'échantillonneur libre, ce qui permet ainsi de régler simultanément et d'une manière conjointe les deux problèmes. On arrive ainsi à une grande simplification de la partie analogique du récepteur, puisqu'il n'est plus nécessaire de concevoir des échantillonneurs bloqués commandés par des dispositifs annexes. Il suffit d'un simple échantillonneur libre qui opère à une fréquence fixe (1/Ts). La réalisation du récepteur s'en trouve considérablement simplifiée et les coûts de fabrication de la partie analogique en sont réduits. En particulier il n'est même plus nécessaire de prévoir, en amont de s l'échantillonneur comme cela est classiquement préconisé, un filtre réalisant l'adaptation au filtre de mise en forme à l'émission. En outre, comme c'est un seul et même traitement numérique qui va être effectué en aval de l'échantillonneur libre, il devient possible d'assurer la synchronisation symbole (par la détermination du paramètre de réglage Tk) et de l'égalisation (par la détermination des coefficients du filtre égaliseur) par un unique traitement numérique. On arrive ainsi à obtenir de bien meilleurs résultats sur le plan pratique que suivant l'approche classique qui consiste à traiter séparément les deux problèmes. Dans un mode de réalisation préféré, un critère unique que l'on cherche à minimiser (ou à maximiser selon le cas) permet de réaliser d'une manière conjointe l'estimation du paramètre Tk et la convergence des paramètres de l'égaliseur. Ce critère est basé sur le calcul d'une fonction de coût qui pourra être objectivement so une distance entre l'élément complexe en sortie de l'égaliseur et un cercle à module constant, par exemple l'unité. Plus spécialement, on pourra adopter la minimisation de la distance suivante: ST - 01-MON-071 - 6- 2826810 J (T. e) = E ( ( I Zk (T. _) | P _ Rp)) Dans laquelle T est le paramètre de réglage de l'interpolateur, _ est le vecteur s composé des paramètres d'égalisation, E est l'opérateur renvoyant l'espérance mathématique, Rp est une constante, I Zk | est le module du vecteur complexe en sortie du filtre d'égalisation et p et m sont des entiers, par exemple p=m=2. Rp=E( lal2P)/ E( lalP) L'invention réalise également un procédé permettant de traiter le signal reçu dans un dispositif de communication numérique, lequel procédé comporte les étapes suivantes: - effectuer au moyen d'un échantillonneur libre une prise physique d'échantillons rk du signal reçu r(t) à une fréquence au moins égale au double de la fréquence maximale du spectre du signal reçu; - dériver par interpolation numérique une séquence d'échantillons Xk calculés à partir desdits échantillons physiques en fonction d'un paramètre de réglage T; - égaliser les échantillons Xk en fonction d'un jeu de paramètres d'égalisation e; - optimiser en un même traitement numérique les valeurs de T destinée à l'interpolateur numérique et les valeurs des paramètres d'égalisation e destinés à l'égaliseur numérique. D' une man ière préférée, le traitement optimal procède à la minimisation d'une fonction de coût J (T. e) basée sur une caractéristique du procédé de modulation employé. ST - 01 -MON-07 1 - 7 Description des dessins La figure 1 illustre la structure d'un récepteur connu dans lequel on effectue un filtrage destiné à compenser la mise en forme à l'émission avant la prise d'échantillons. Ce filtre peut être un filtre adapté à l'impuision de mise en forme g*Te(-t) ou plus généralement un filtre passe bas qui permet d'échantillonner sans perdre d'information. o La figure 2 illustre l'architecture d'un mode de réalisation préféré de l'invention. La figure 3 illustre la structure d'un filtre égaliseur fractionné. La figure 4 montre un diagramme du procédé de réglage de l'égaliseur. Description d'un mode de réalisation préféré La figure 2 illustre plus particulièrement un récepteur suivant le mode de réalisation préféré. D'une manière générale, la structure du récepteur est applicable à tout type de modulation le cas échéant ainsi qu'à tout type de milieu de propagation. On peut considérer d'une manière non limitative le cas de la modulation de phase à quatres états - plus généralement celle de la Modulation par Déplacement de Phase (dénommée Phase Shiff Key (P.S. K.) chez les anglos saxons) ou encore une modulation de type Quadrature Amplitude Modulation (Q.A.M.). L'homme du métier pourra facilement adapter l'enseignement de l'invention aux choix de la modulation qui sera retenue et notamment le calcul de la so fonction objective de coût J qui sera développée ci-après au choix particulier de la modulation. Le récepteur comporte un échantillonneur libre 31 qui opère une prise d'échantillons à une cadence suffisamment élevée du signal reçu r(t). La fréquence 1/Ts de prise d'échantillons par l'échantillonneur libre 31 sera fixée à une valeur au moins égale au double de la fréquence maximale du spectre de fréquence du signal ST - 01 -MON-07 1 - 8- 2826810 attendu r(t). En pratique on pourra prendre TsTe/2 avec Te égale à la période symbole. On sait que, suivant la formule de Shannon, il est possible de reconstituer par interpolation tout échantillon d'un signal à spectre fini dès lors que l'on procède à un échantillonnage à une fréquence au moins égale à deux fois ia valeur de la fréquence maximale du spectre. Cette interpolation est réalisée au moyen d'un interpolateur 32 qui est réalisé concrètement au moyen d'un filtre numérique à réponse impuisionnelle finie, variable au cours du temps à l'aide d'un facteur de réglage Tk. La conception d'un tel filtre ne posera aucune difficulté à l'homme du métier et la structure particulière de ce filtre ne sera donc pas développée plus avant. Il suffit de noter que ce filtre doit étre con çu de ma n ière à calcu le r à pa rti r d'échanti l lons prélevés à la cadence libre k x Ts de nouvelles valeurs estimées rk du signal reçu r(t) à des instants k x Ts + Tk. On obtient ai nsi de no uvelles valeu rs éch anti llons dérivées u n iq uement par traitement numérique: rk = r(t) I t=kTs+ Tk dans lequel Tk apparat comme un élément de réglage pour la synchronisation et qui est fourni par l'élément de commande 35 assurant conjointement la commande de l'égaliseur et du procédé de synchronisation. On rappellera que la formule d'interpolation de Shannon, ci-dessous, permet de dériver par voie numérique ces nouvelles valeurs: r(t) = Zk r(kTs) sinc (7/Ts( t- k Ts)) Dans laquelle Ts est la fréquence d'échantillonnage au niveau du récepteur, sinc est l'opérateur sinus cardinal. Cet interpolateur 32 est réalisé au moyen d'un so filtre numérique à réponse impuisionnelle finie, laquelle est variabie au cours du temps. En effet, I'élément de commande 35 fournit les instants tk= k Ts + Tk optimums d'échantillonnage à l'interpolateur 32 qui pourra alors recalculer les échantillons correspondant au moyen de la formule d'interpolation donnée ci- dessus. ST - 01 -MON-07 1 Il pourrait être opportun, dans des modes de réalisation particulier de combiner la formule ci-dessus avec des formules d'interpolation linéaire de manière à permettre une meilleure utilisation des ressources de calcul numérique utilisée par le récepteur. Si l'on considère Te le temps symbole à l'émission, I'échantillonneur libre effectue par conséquent un échantillonnage à une fréquence qui, dans le mode de réalisation préféré, sera fixé à approximativement 2/ Te. Il est à noter que, contrairement à la structure classique des récepteurs, il n'est pas nécessaire que l'échantillonnage soit précisément effectué de manière synchrone avec les période symboles à l'émission. Il suffit que la valeur nominale de la fréquence d'échantillonnage soit fixée à une valeur suffisamment élevée pour assurer une prise d'échantillons suffisante pour permettre l'interpolation numérique. On peut ainsi réaliser un échantillonneur libre fonctionnant à sa propre fréquence nominale sans se préoccuper de la dérive en fréquence de cet échantillonneur et de l'horloge à l'émission comme on doit le faire classiquement. D'une manière générale la réalisation d'un échantillonneur libre est à la portée de l'homme du métier et ne fera pas l'objet de plus amples développements. On constate donc qu'en ce qui o concerne la partie analogique du récepteur, celle-ci peut être substantiellement simplifiée, ce qui réduit d'autant le coût de réalisation du récepteur. Le récepteur de la présente invention réserve la plus grande partie du traitement, qu'il s'agisse du filtrage adapté à la mise en forme à l'émission ou du s filtrage adapté au milieu de propagation (dont on a vu que l'on ne pouvait guère le réaliser suivant l'approche classique) d'une manière totalement numérique et en bénéficiant de la souplesse et de la précision de calcul offerte par le traitement numérique. En effectuant le traitement global de la synchronisation et de l'égalisation en aval de l'échantillonneur libre, on peut à présent envisager des o traitements numériques parmi les plus sophistiqués pour opérer d'une manière conjointe la synchronisation symbole et l'égalisation puisque l'information qui est reçue par le récepteur se trouve directement transformée sous une forme numérique, échantillonnée à une fréquence double de la fréquence de l'horloge d'émission et indépendamment de cette dernière. Tous les traitements les plus ST - 01-MON-071 - 10- 2826810 sophistiqués sont dès lors réalisables, avec un risque minime d'erreur, et en particulier la réalisation du filtre adapté aussi bien à la mise en forme à l'émission qu'au milieu de propagation. s Dans le mode de réalisation préféré, on réalise ce filtrage numérique en aval de l'échantillonneur synchrone au moyen d'un double filtre 33-34 réalisant les deux éléments d'un filtre fractionné dont les coefficients sont commandés par l'élément de commande 35. L'utilisation d'un filtre fractionné consistant à traiter deux ou plusieurs échantillons par temps symbole, si elle est connue d'un homme du métier, o est cependant traditionnellement réservée à la structure classique d'un récepteur, telle qu'illustrée dans la figure 1, c'est à dire pour traiter par suréchantillonnage des échantillons qui sont présumés synchrones comme cela a été rappelé précédemment. Comme on le sait, I'utilisation d'un filtre fractionné permet alors d'éviter l'emploi d'un filtre récursif dont la mise en _uvre s'avère toujours délicate s et, en outre, assure la possibilité d'utiliser un filtre inverse fini qui évite les erreurs de troncatures. Les figures 3 montre la structure d'un filtre fractionné destiné à traiter deux échantillons par temps symbole. On trouve un élément de retard 41 et, pour chaque branche, un élément de sous échantillonnage 42 (resp. 44) associé à un filtrage numérique 43 (resp. 45). Le premier échantilion du temps symbole se trouve ainsi traité par l'élément 43 assurant le filtrage ec(z) tandis que le second échantillon du temps symbole fait l'objet d'un traitement e,(z) assuré par l'élément 45. Les sorties des filtres 43 et 45 sont ensuite combinées au moyen d'un additionneur de manière à produire la sortie z(k) égalisée. On s'aperçoit que l' utilisation d'un filtre fraction né dans la structure d u récepteur représenté en figure 2 permet de combiner avantageusement les avantages classiques du filtre fractionné - à savoir la possibilité d'éviter l'emploi d'un filtre récursif fini sans erreur de troncature avec les avantages immédiats o découlant de l'invention, à savoir un traitement immédiat sous une forme numérique du signal reçu échantillonné de manière non synchrone à une fréquence au moins égale à 2/ Te. On est alors assuré de pouvoir reconstituer, par interpolation numérique, tout échantillon désiré et le traiter au moyen d'un filtre non récursif présentant les avantages du filtre fractionné. Il devient possible de réaliser, d'une ST - 01 -MON-07 1 manière parfaitement aveug le et fraction née, la synchronisation et l'égalisation d u signal reçu. On obtient ainsi, au moyen d'un système des plus simples, une synchronisation et une égalisation en aveugle des plus efficaces. Dans un mode de réalisation préféré, I'élément de commande 35 fixe la valeur I ainsi que valeurs des coefficients des deux voies du filtre fractionné au moyen d'un critère unique, lequel permet ainsi de réaliser en même temps la synchronisation symbole et l'égalisation aveugle. A cet effet, I'élément de commande 35 utilise une fonction de coût qu'il s'efforce de minimiser. Plus particulièrement la fonction de coût utilise un critère qui est une propriété caractéristique de la modulation utilisée. Si l'on considère le cas de la Modulation à Déplacement de Phase (M.D.P.), ou Phase Shift Keying (P.S.K.), I'élément de commande 35 calcule la distance entre le module du vecteur ZK en sortie du filtre d'égalisation avec un cercle de module constant. On pourra avantageusement utiliser la formule suivante pour calculer la o fonction objective de coût J: J (T. _) = E ( ( I Zk (T. _) I P-Rp)) Dans laquelle T est le paramètre de réglage de l'interpolateur, _ est le vecteur composé des paramètres d'égalisation, E est l'opérateur de calcui de l'espérance mathématique, | Zk | est le module du vecteur complexe en sortie du filtre d'égalisation et p et m sont des entiers. Dans un mode de réalisation préféré, on pourra convenir que p=m=2. R2 est une constante qui dépend de la modulation employée et que l'on peut fixer à la valeur: R2=E( lal4)/ E( lal2) Il est à noter que la fonction objective J qui est mentionnée ci-dessus n'est qu'un exemple non limitatif de fonction objective permettant, par la minimisation ST - 01-MON-071 - 12- 2826810 d'un critère de coût, de réaliser en un même traitement la synchronisation et l'égalisation du signal reçu. D'autres fonctions de coûts peuvent être employées, selon la modulation particulière qui est visée, et l'on pourra se reporter avantageusement aux développements con n us dans le domaine de l'égalisation aveugle, et notamment à l'article " Self recovering equalization and carrier frackinc in two dimensional data communication systems " de D. GODARD in IEEE Trans. on Comm., vol. 28, n 11, p. 1867-1875, Nov. 1980. Comme on le voit, les techniques connues pour réaliser l'égalisation aveugle peuvent être directement mises en _uvres dans la nouvelles structure de récepteur qui est proposée de o manière à réaliser, de manière conjointe, la synchronisation symbole et l'égalisation du signal reçu. A cet effet, on considéra donc que la fonction de coût J dépend à la fois du paramètre T de synchronisation et des paramètres du vecteur e de l'égaliseur fractionné. L'élément de commande 35 de l'égaliseur fractionné 32-33 et de l'interpolateur 32 cherchera alors à minimiser cette fonction de coût en procédant par réglages itératifs à la modification simultanée des valeurs de et des coefficients des L sous filtres eO(z), e,(z), e2(z) etc... de l'égaliseur fractionné. o La figure 4 illustre plus particulièrement le procédé itératif permettant de modifier simultanément les valeurs de réglage de T et des coefficients de l'égaliseur fractionné. Dans une première étape 61 on procède à l'initialisation des valeurs de T et des coefficients des L sous filtres e = (eO(z), e(z), e2(z)...) de l'égaliseur. Dans une étape 62, on applique les valeurs précédemment initialisées au calcul d'un premier vecteur X en sortie de l'interpolateur 32 et d'un premier vecteur en sortie du filtre d'égalisation. o Dans une étape 63, I'unité de commande 35 procède au calcul des corrections à apporter aux valeurs estimées de T et du vecteur e composé des coefficients des L sous filtres eO(z), e(z), e2(z) etc... de l'égaliseur fractionné de façon à réduire la valeur du coût J. ST - 01-MON-071 Dans une étape 64, I'unité de commande procède à une modification des valeurs de T et des coefficients e de l'égaliseur fractionné. Dans un mode de réalisation préféré, on utilisera les formules de calcul s suivantes: e k+1 = e k - ( I Zk I -R2) Zk X k T k+1 = Tk - ( I Zk I -R2) Re {z k Zk/ôT | e = e k; T=lk} OU X*k est le vecteur complexe conjugué du vecteur_; Re() est l'opérateur renvoyant la partie réelle d'un nombre complexe; la dérivée partielle Zk/ôT =: eTk 0/ôT + eTk /0T __ et et 11 sont deux paramètres fixant le pas d'adaptation du procédé s itératif. Dans un mode de réalisation préféré on pourra convenir que ces deux paramètres d'ajustage seront eux-même adaptatifs. Préférentiellement, on pourra utiliser des calcuis numériques de dérivées discrètes pour estimer les dérivées partielles mentionnées ci-dessus. Par exemple, les dérivéss partielles peuvent être approchées par les différences finies suivantes: X /0T = 2(_ k - X_(O)) 0eTk/ôT = 2(_ OU _k() est comnosé des éléments impairs de X X ( ' des éléments pairs de X ek() des éléments impairs de e et ek( ) des éléments pairs de e Une fois les formules recalculées, le procédé effectue ensuite un bouclage à l'étape 62 de manière à appliquer ces nouvelles valeurs au fonctionnement de l'interpolateur et de l'égaliseur. so On obtient ainsi, de cette manière, le réglage successif et simultané de la synchronisation symbole - par la convergence du paramètre Tk - mais également celui des paramètres de l'égaliseur. ST - 01-MON-07 1 - 14- 2826810 Il est ainsi proposé une nouvelle architecture qui permet, d'une part, de réduire considérablement la partie analogique du récepteur d'un système de transmission numérique et, d'autre part, de procéder à un traitement global et particulièrement performant de la synchronisation et de l'égalisation au moyen d'un s critère unique. Une fois échantillonné par l'échantillonneur libre à une fréquence compatible avec le critère de Shannon, tous les traitements numériques jusqu'aux plus sophistiqués deviennent possibles permettant ainsi de tirer parti de la puissance des processeurs connus. ST- 01-MON-071 - 15- 2826810 Revendications 1. Récepteur pour un dispositif de communication numérique de données destiné à recevoir un signal numérique caractérisé en ce qu'il comporte: un échantillonneur libre procédant à une prise physique d'échantillons rk du signal reçu r(t) à une fréquence au moins égale au double de la fréquence maximale du o spectre du signal reçu; - un interpolateur numérique permettant de dériver en fonction d'un paramètre de réglage T une séquence d'échantillons Xk calculés à partir desdits échantillons physiques; - un égaliseur permettant de traiter les échantillons Xk en sortie dudit interpolateur, 1edit égaliseur étant ajustable par un jeu de paramètres d'égalisation _; - une unité de commande (35) fournissant en un méme traitement numérique la valeur de T destinée à l'interpolateur numérique et les valeurs des paramètres d'égalisation e destinés à l'égaliseur numérique. o 2. Récepteur selon la revendication 1 caractérisé en ce que ladite unité de commande procède à la minimisation d'une fonction de co t J (T. _) basée sur une caractéristique du procédé de modulation employé. 3. Récepteur selon la revendication 2 caractérisé en ce que la modulation est une modulation par déplacement de phase ou une modulation de deux porteuses en quadrature (QAM), et que la fonction de co t représente une distance entre le vecteur de sortie Xk de l'égaliseur et un cercle de rayon constant. 4. Récepteur selon la revendication 3 caractérisé en ce que la fonction de co t est calculée comme suit: J (T. e) = E ( (I Zk (T. e) IP_ Rp)) ST - 01-MON-071 Dans laquelle T est le paramètre de réglage de l'interpolateur, _ est le vecteur composé des paramètres d'égalisation, E est l'opérateur de calcul de l'espérance mathématique, | Zk | est le module du vecteur complexe en sortie du filtre d'égalisation, Rp est une constante et p et m sont des entiers. 5. Récepteur selon la revendication 4 caractérisé en ce que l'égaliseur est un égaliseur fractionné utilisant deux jeux de coefficients fournis par ladite unité de commande. o 6. Récepteur selon la revendication 5 caractérisé en ce que les paramètres d'égalisation et le paramètre sont calculés comme suit: e k+1 = e k - ( I Zk I -R2) Zk X _ T k+1 = Tk - ( I Zk I -R2) Re {z k Zk/ôT I e = e k; T=Tk} avec 2 est le vecteur complexe conjugué du vecteur; Re() est l'opérateur renvoyant la partie réelle d'un nombre complexe; o la dérivoe partielle aZk/ôT = eTk Xk/ôT + eTk /ôT Xk et et 11 sont deux paramètres fixant le pas d'adaptation du procédé itératif. 7. Récepteur selon la revendication 6 caractérisé en ce que les paramètres et,cL sont deux paramètres adaptatifs. 8. Dispositif de transmission numérique doté d'un récepteur tel que défini dans les revendications 1 à 7. o 9. Procédé permettant de traiter le signal reçu dans un dispositif de communication numérique comportant les étapes suivantes: ST - 01 -MON-07 1 - 17- 2826810 - effectuer au moyen d'un échantillonneur libre une prise physique d'échantillons rk du signal reçu r(t) à une fréquence au moins égale au double de la fréquence maximale du spectre du signal reçu; - dériver par interpolation numérique une séquence d'échantillons Xk calculés à s partir desdits échantillons physiques en fonction d'un paramètre de réglage T; égaliser les échantillons Xk en fonction d'un jeu de paramètres d'égalisation _; - optimiser en un même traitement numérique les valeurs de T destinée à l'interpolateur numérique et les valeurs des paramètres d'égalisation _ destinés à l'égaliseur numérique. 10. Procédé selon la revendication 9 caractérisé en ce que ledit traitement optimal procède à la minimisation d'une fonction de coût J (T. e) basée sur une caractéristique du procédé de modulation employé.