Brevet FR2821996A1 — publié le 20020913

CIRCUIT D'AIDE À LA COMMUTATION D'UN CONVERTISSEUR À DÉCOUPAGE La présente invention concerne le domaine des conver- tisseurs de puissance dits à découpage. De tels convertisseurs utilisent un élément inductif, associé à un interrupteur de puissance et à une diode de roue libre, pour effectuer une conversion d'énergie et une correction du facteur de puissance, généralement à partir d'une tension d'entrée continue. On connaît des convertisseurs abaisseurs de tension (BUCK), élévateurs de tension (BOOST) et mixtes (abaisseurs-élévateurs). L'invention concerne plus particulièrement un circuit d'aide à la commutation de l'interrupteur de puissance d'un convertisseur à découpage. La figure 1 représente le schéma simplifié d'un convertisseur élévateur 1 classique. Un tel convertisseur comporte une inductance LO en série avec une diode de roue libre DL entre deux bornes positives d'entrée 2 et de sortie 3 du convertisseur, la cathode de la diode DL étant reliée à la borne 3. Un interrupteur de puissance K relie le point milieu 4 de cette association en série à une borne 5 d'application d'un potentiel négatif ou de référence (généralement, la masse) commun à l'entrée et à la sortie du convertisseur. Une source 6 de tension continue d'alimentation fournit une tension VE entre les bornes 2 et 5. Côté sortie, un condensateur de stockage CO relie généralement les bornes 3 et 5 et délivre une tension Vs à une charge Q. La charge Q a été représentée en figure 1 par un pointillé intégrant le condensateur CO qui peut, ou non, faire partie de la charge. L'interrupteur K est commandé par un circuit 7 (CARL), par exemple, en modulation de largeur d'impulsions (PWM). Le fonctionnement parfaitement connu d'un convertisseur élévateur est brièvement rappelé ci-après. Quand l'interrupteur K est fermé, de l'énergie est emmagasinée dans l'inductance LO et la charge Q est alimentée par l'énergie stockée dans le condensateur CO. Quand l'interrupteur K est ouvert, l'inductance LO restitue 11 énergie emmagasinée au condensateur CO par l'intermédiaire de la diode de roue libre DL. La figure 2 représente le schéma électrique simplifié d'un convertisseur abaisseur 1'. On y retrouve les mêmes constituants qu'en figure 1. Toutefois, c'est ici l'interrupteur K qui est connecté en série avec l'inductance LO entre les bornes positives d'entrée 2 et de sortie 3. La diode de roue libre DL relie, à la masse, le point milieu 4'entre l'interrupteur K et l'inductance LO, sa cathode étant reliée au point 4'. L'interrupteur K peut également être prévu entre la borne négative de la source 6 et l'anode de la diode DL. Le principe de fonctionnement est le même. De l'énergie est emmagasinée dans l'inductance LO pendant les périodes de fermeture de l'interrupteur K. Pendant les périodes où l'interrupteur K est ouvert, cette énergie est restituée au condensateur CO, la diode de roue libre DL servant à reboucler le circuit. Un problème auquel on est confronté avec des convertisseurs à découpage, également appelés à commutation dure, qui se caractérisent par le fait que le courant et la tension se croi- sent à chaque commutation, est lié à la fermeture de l'interrupteur. En effet, à chaque fermeture de l'interrupteur K, la diode de roue libre DL doit se bloquer. Or, lors du blocage d'une diode, en particulier à jonction PN, on se trouve confronté à un phénomène de charges recouvrées. Ce phénomène est illustré par les figures 3A à 3C qui représentent, en relation avec le circuit de la figure 1, un exemple d'allure du courant IDL dans la diode de roue libre, de la tension de sortie Es, ei du courant IT dans l'interrupteur K. On suppose initialement l'interrupteur K ouvert. Par conséquent, un courant l circule dans la diode DL. Ce courant correspond à l'énergie restituée par l'inductance LO. Côté tension de sortie, celle-ci est à un niveau VO. Côté interrupteur K, le courant IT qui le traverse est nul. On suppose qu'à un instant tl, le circuit de commande 7 provoque la fermeture de l'interrupteur K. Pendant la commutation, le courant IL dans l'inductance, qui correspond à la somme des courants IDL et IT est une constante. Par conséquent, le courant qui, pendant la commutation, croît dans l'interrupteur se traduit par une décroissance avec pente inverse du courant dans la diode DL. A un instant t2, le courant dans la diode DL devient nul et le courant dans l'interrupteur atteint le niveau Lf. A partir de cet instant, se produit le phénomène des charges recouvrées de la diode DL. Ce phénomène parfaitement connu se traduit par une inversion du courant dans la diode jusqu'à un niveau IRM correspondant au courant de recouvrement maximum de la diode. Ce courant IRM est atteint à un instant t3 à partir duquel le cou- rant dans la diode tend de nouveau vers zéro qu'il atteint à un instant t4. Comme le courant dans l'inductance LO est, pendant la commutation, sensiblement constant, la pointe de courant négative côté diode se traduit par un sur-courant dans l'interrupteur K dont la valeur maximale correspond au courant ILf majoré de la valeur IRM. Côté tension VS, la décroissance de la tension intervient en pratique à partir de l'instant t3, c'est-à-dire à partir de l'inversion de pente du courant dans la diode DL. En d'autres termes, la tension aux bornes de la diode est nulle entre les instants t2 et t3 correspondant à la première phase ta de recouvrement. On peut considérer que la diode conduit alors transitoirement en inverse. Entre les instants t3 et t4 (deuxième phase tb du recouvrement), la tension Vs décroît de Vp à une tension nulle. On considère ici la tension fournie au condensa- teur CO. En effet, la présence du condensateur conduit en pratique à ce que la tension de sortie Vs reste approximativement stable. La pente entre les instants tl et t3 de décroissance du courant dans la diode DL dépend de la vitesse de fermeture du commutateur donc de son di/dt à la fermeture. Plus ce di/dt est élevé, ce qui favorise une commutation brusque, plus l'amplitude IRM est élevée pour une diode à jonction PN. Toutefois, plus le di/dt est faible, plus le temps de recouvrement au blocage (trr = t4-t2) est important. Les pertes dans une diode en fonction du di/dt ont une forme parabolique. Il existe un point optimal où l'aire (surface) de l'allure du courant entre les instants t2 et t4 est minimale, ce qui conduit à des pertes minimales de charges recouvrées dans la diode. Pour l'interrupteur K, le phénomène de charges recouvrées de la diode est particulièrement gênant. En effet, pour un convertisseur élévateur, l'interrupteur voit alors à ses bornes, entre les instants t2 et t3, la tension Vs de sortie. Dans le cas d'un convertisseur abaisseur, la tension que voit l'interrupteur à ses bornes correspond à la tension du générateur 6. Dans tous les cas, il s'agit de la tension la plus élevée entre les tensions VE et VS. On assiste alors à des pertes élevées dans l'interrup- teur K. Aux figures 3A à 3C, les périodes de pertes ont été symbolisées par des hachures sur les différents chronogrammes. En pratique, les pertes dans l'interrupteur K (généralement, un transistor de puissance) à sa fermeture (instants tl à t4) constituent la majeure partie des pertes de commutation du convertisseur. En particulier, les pertes liées au blocage de la diode elle-même et les pertes à l'ouverture du ccmmutateur sont négligeables par rapport aux pertes engendrées à la fermeture de celui-ci. Une première solution connue pour réduire cet inconvénient consiste à utiliser des diodes sans charges recouvrées, par exemple, des diodes de type Schottky ou SIC. Un premier inconvénient de cette solution est que les diodes sans charges recouvrées sont souvent limitées à une centaine de volts de tenue en tension. Cette solution n'est donc pas applicable aux convertisseurs fonctionnant sous des tensions de plusieurs centaines de volts, ce qui est en pratique courant dans l'électronique de puissance. On doit alors prévoir plusieurs diodes en série pour assurer la tenue en tension. Un autre inconvénient de cette solution est que, si elle diminue les pertes liées aux charges recouvrées (instants t2 à t4), les pertes les plus importantes liées à la seule fermeture du commutateur ne sont pas évitées. En reprenant l'exemple des figures 3A à 3C, le recours à une diode sans charges recouvrées conduit à une annulation de la tension Vg à partir de l'instant t2. Il subsiste donc les pertes liées aux aires comprises entre les instants tl et t2. Un autre inconvénient des diodes sans charges recouvrées est qu'elles sont particulièrement onéreuses par rapport aux diodes PN. Actuellement, le rapport de coût est supérieur à 20. une deuxième solution pour tenter de résoudre les problèmes de charges recouvrées est de prévoir un circuit d'aide à la commutation de l'interrupteur de puissance du convertisseur. La figure 4 représente un exemple classique d'un tel circuit d'aide, appliqué à un convertisseur élévateur tel que représenté en figure 1. La figure 4 reprend l'ensemble des éléments de la figure 1 à laquelle on adjoint un circuit 8 d'aide à la commutation de l'interrupteur K. Ce circuit est constitué d'une inductance L, associée en parallèle avec une résistance R et une diode D, entre le point 4 et l'interrupteur K. Le rôle de l'inductance L est de contrôler le di/dt de l'interrupteur. En diminuant le di/dt, on diminue l'amplitude IRM. Un problème qui se pose est que l'on est obligé de prévoir la résistance R pour évacuer une surtension en inverse dans l'inductance L. En effet, lors de la commutation à la fermeture de l'interrupteur K, la tension aux bornes de l'inductance L prend la valeur de la tension de sortie Vg. Les mêmes pertes se produisent à l'ouverture du transistor. Il s'agit là de pertes résistives qui sont d'autant plus importantes que le di/dt est élevé. Dans d'autres exemples classiques, l'élément de dissipation R est remplacé par un condensateur, une diode Zener, etc. Ainsi, cette deuxième solution présente les mêmes inconvénients que le recours à une diode sans charges recouvrées. Une troisième solution connue (non représentée) consiste en un circuit d'aide à la commutation utilisant la résonance transitoire à la commutation. Un tel circuit utilise, comme le circuit de la figure 4, une inductance supplémentaire. Toutefois, pour éviter les problèmes de pertes résistives, on a recours à un deuxième commutateur dont la commande est désynchronisée par rapport à celle de l'interrupteur K. Un exemple de circuit d'aide à la commutation de ce type est décrit dans l'article"An overview of soft switching technics for PWM convertors"de G. Hua et F. Lee, paru dans EPE Journal, Vol. 3 en mars 1993. Une telle solution donne des résultats satisfaisants mais est particulièrement complexe et coûteuse à mettre en oeuvre. En particulier, on doit prévoir un système de commande désynchronisé des commutateurs utilisés. De plus, par rapport au circuit de la figure 4, il est nécessaire de disposer d'un interrupteur de puissance supplémentaire, de deux diodes supplémentaires et, surtout, d'un condensateur haute tension. La présente invention vise à pallier les inconvénients des circuits d'aide à la commutation connus. L'invention vise plus particulièrement à proposer un circuit d'aide à la commutation qui minimise les pertes liées à la fermeture d'un interrupteur de puissance. L'invention vise également à proposer une solution ne nécessitant pas d'interrupteur supplémentaire dans un circuit peu dissipatif. L'invention vise également à proposer une solution particulièrement simple et peu onéreuse. L'invention vise également à proposer une solution qui soit compatible avec l'utilisation de diodes à charges recouvrées (diodes PN). L'invention vise également à préserver le contrôle du di/dt à la fermeture du transistor de puissance. Pour atteindre ces objets, la présente invention prévoit un circuit d'aide à la commutation d'un convertisseur à découpage qui comprend un premier élément inductif de stockage d'énergie en série avec une diode de roue libre et un interrupteur, et un deuxième élément inductif de contrôle du di/dt à la fermeture de l'interrupteur, comportant : un circuit magnétique dont un enroulement principal est formé, au moins partiellement, par le premier élément inductif ; des moyens pour décharger le deuxième élément inductif à l'ouverture et à la fermeture de l'interrupteur ; et des moyens pour transférer l'énergie correspondant à la fermeture audit enroulement principal. Selon un mode de réalisation de la présente invention, lesdits moyens de décharge comprennent : un premier circuit comprenant une première diode de commutation ; et un deuxième circuit comprenant un premier enroulement secondaire du circuit magnétique. Selon un mode de réalisation de la présente invention, lesdits moyens de transfert comprennent le premier enroulement secondaire du circuit magnétique et une deuxième diode de commuta- tion. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le deuxième circuit de décharge comprend le deuxième élément inductif en série avec le premier enroulement secondaire, la deuxième diode de commutation et l'interrupteur. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le circuit d'aide à la commutation comporte en outre un deuxième enroulement secondaire du circuit magnétique en série avec la diode de roue libre. Selon un mode de réalisation de la présente invention, les enroulements secondaires ont un même nombre de spires. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le nombre de spires de l'enroulement principal est supérieur aux nombres de spires des enroulements secondaires. L'invention prévoit également un convertisseur à découpage du type comprenant un premier élément inductif de stockage d'énergie en série avec une diode de roue libre et un élément de stockage de type capacitif, et un deuxième élément inductif de contrôle du di/dt à la fermeture d'un interrupteur de découpage d'une tension d'alimentation, comportant un circuit d'aide à la commutation. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le convertisseur est de type élévateur de tension, le premier élément inductif formant l'enroulement principal du circuit magnétique étant en série avec le deuxième élément inductif et l'interrupteur entre deux bornes d'application de la tension d'alimentation. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le convertisseur est de type abaisseur de tension, l'interrupteur étant en série avec, entre autres, le deuxième élément inductif et la diode de roue libre, entre deux bornes d'application de la tension d'alimentation. Ces objets, caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres de la présente invention seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non-limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles : la figure 1, décrite précédemment, représente un exemple classique de convertisseur à découpage, élévateur de tension ; la figure 2, décrite précédemment, représente un exemple classique de convertisseur à découpage, abaisseur de tension ; les figures 3A, 3B et 3C qui ont été décrites précédemment illustrent, sous forme de chronogrammes, un problème posé par les circuits des figures 1 et 2 ; la figure 4, décrite précédemment, représente un autre exemple classique de convertisseur à découpage, élévateur de tension ; la figure 5 représente un mode de réalisation d'un circuit d'aide à la commutation selon la présente invention, appliqué à un convertisseur élévateur de tension ; les figures 6A, 6B, 6C, 6D, 6E, 6F et 6G illustrent, sous forme de chronogrammes, le fonctionnement du circuit de la figure 5 ; les figures 7A, 7B, 7C, 7D, 7E et 7F représentent les schémas électriques équivalents du circuit de la figure 5 aux différentes phases de commutation ; et la figure 8 représente un mode de réalisation d'un circuit d'aide à la commutation selon la présente invention, appliqué à un convertisseur abaisseur de tension. Les mêmes éléments ont été désignés par les mêmes références aux différentes figures. Pour des raisons de clarté, seuls les éléments qui sont nécessaires à la compréhension de l'invention ont été représentés aux figures et seront décrits par la suite. En particulier, la constitution du circuit de commande de l'interrupteur de puissance n'a pas été détaillée et ne fait pas l'objet de l'invention, sa mise en oeuvre étant à la portée de l'homme du métier à partir des indications fonctionnelles données dans la présente description. Une caractéristique de la présente invention est de prévoir un circuit magnétique pour organiser la décharge d'une inductance de contrôle du di/dt, notamment, à la fermeture de l'interrupteur de puissance d'un convertisseur à découpage. Une autre caractéristique de la présente invention est d'utiliser ce circuit magnétique pour stocker temporairement l'énergie habituellement perdue à la commutation de l'interrupteur de puissance et pour récupérer cette énergie dans le convertisseur au profit de la charge. Une autre caractéristique de l'invention est d'utiliser l'élément inductif du circuit de correction du facteur de puissance du convertisseur à découpage comme élément du circuit magnétique. La figure 5 représente le schéma électrique d'un premier mode de réalisation d'un convertisseur à découpage élévateur de tension, équipé d'un circuit d'aide à la commutation selon l'invention. Comme précédemment, le convertisseur de puissance 10 comporte un interrupteur K commandé par un circuit (non représenté), par exemple, un circuit de commande par modulation de largeur d'impulsions (PWM). Une inductance d'accumulation d'éner- gie LO est connectée, par une première borne, à une borne positive 2 d'application d'une tension d'entrée VE fournie par une source 6 (par exemple, continue). L'interrupteur K est en série avec une inductance L de contrôle du di/dt, reliée à la deuxième borne 4 de l'inductance LO. L'autre borne de l'interrup- teur K est connectée à une borne 5 de référence (généralement, la masse). Toujours de façon classique, une diode de roue libre DL est placée entre le point 4 et une borne positive 3 de sortie du convertisseur. Cette borne positive est connectée à une première électrode d'un condensateur de stockage CO (le cas échéant faisant partie de la charge Q à alimenter) aux bornes duquel est présente la tension de sortie Vg. L'autre borne du condensateur CO est reliée à la masse et l'anode de la diode DL est côté borne 3. Selon la présente invention, l'inductance LO fait partie d'un circuit magnétique 11 dont elle constitue l'enroulement principal. Ce circuit magnétique 11 comprend deux enroulements secondaires Ll et L2 ayant des nombres de spires respectivement N1 et N2 inférieures au nombre NO de spires de l'inductance LO. Un premier enroulement L1 du circuit magnétique 11 est connecté en série avec la diode DL entre les bornes 3 et 4. Dans l'exemple de la figure 5, cette inductance a été représentée entre le point 4 et l'anode de la diode DL. Elle peut également être placée entre la cathode de la diode DL et la borne 3, l'anode de la diode DL étant alors directement reliée au point 4. Un deuxième enroulement L2 relie le point 4 à la borne 5 en étant associé en série à une diode D2, l'anode de la diode D2 étant dirigée vers la masse 5. Comme pour l'inductance L1 et la diode Dl, la diode D2 peut être, contrairement à ce qui est représenté, connectée au point 4. Enfin, une diode Dl relie, à la borne 3, le point 12 entre l'inductance L et l'interrupteur K, la cathode de la diode Dl étant reliée au point 12. Le rôle de l'enroulement L1 est, à l'ouverture de l'inter- rupteur K, d'imposer une tension négative aux bornes de l'inductance L, de façon à lui permettre de transférer l'énergie qu'elle contient au condensateur CO. La diode Dl est alors polarisée en direct. L'enroulement L2 a pour rôle, lors de la fermeture de l'interrupteur K, d'imposer une tension négative aux bornes de l'inductance L, afin de transférer l'énergie qu'elle contient dans l'enroulement L2 du circuit magnétique. Cette énergie est récupérée par l'enroulement LO qui la restitue au condensateur CO lors de l'ouverture suivante de l'interrupteur. Pour respecter ces fonctionnalités, les points de phase respectifs des enroulements sont choisis de la façon suivante. En supposant le point de phase de l'enroulement LO relié à la borne 2 comme cela est illustré en figure 5, le point de phase de l'enroulement Ll doit être côté point 4 et le point de phase de l'enroulement L2 doit être côté masse 5. Par contre, si le point de phase de l'enroulement LO est connecté au point 4, le point de phase de l'enroulement L1 doit être côté borne 3 et le point de phase de l'enroulement L2 doit être côté point 4. Le fonctionnement du circuit d'aide à la commutation représenté en figure 5 sera décrit par la suite en relation avec les figures 6A à 6G et 7A à 7F. Les figures 6A à 6G représentent, sous forme de chronogrammes sans respect d'échelle, un exemple de cycle de commutation de l'interrupteur K. Les figures 7A à 7F représentent les schémas équivalents du circuit de la figure 5 aux différentes phases de commutation. La figure 6A représente la tension VDL aux bornes de la diode de roue libre DL. La figure 6B représente le courant IDL dans la diode DL. La figure 6C représente la tension VK aux bornes de l'interrupteur 4. La figure 6D représente le courant IK dans l'interrupteur. La figure 6E représente la tension VL aux bornes de l'inductance L de contrôle du di/dt. La figure 6F représente le courant ID, dans la diode Dl. La figure 6G représente le courant ID2 dans la diode D2. Les signes des courants et tensions représentés aux figures 6A à 6G sont pris en relation avec les sens indiqués en figure 5. Aux figures 7A à 7F, les circulations de courant ont été symbolisées par des flèches. On suppose qu'avant un instant tlO, l'interrupteur K est ouvert, le convertisseur étant alors en roue libre (phase A). Pendant cette période de roue libre, un courant supposé constant In circule dans la diode DL en étant restitué par les inductances LO et Ll. Pendant cette phase A où l'interrupteur K est ouvert, le schéma équivalent du convertisseur (figure 7A) comprend uniquement l'inductance LO en série avec l'inductance Ll et la diode DL entre les bornes 2 et 3 pour fournir l'énergie à la charge et au condensateur CO. En figure 7A, la diode DL polarisée en direct a été symbolisée par un court-circuit. La tension VDL aux bornes de cette diode est légèrement positive et correspond à la chute de tension dans la jonction PN en direct (de l'ordre de 0,7 V). Côté interrupteur K, celui-ci voit à ses bornes une tension Vo correspondant à la tension Vs majorée de la tension VDL et diminuée de la chute de tension dans l'enroulement Ll. La tension VL dans l'inductance L est en effet nulle dans cette période comme on le verra par la suite en relation avec la fin des chronogram- mes. Les diodes Dl et D2 sont bloquées et les courants qui les traversent sont, par conséquent, nuls. Le courant IK dans l'in- terrupteur K ouvert est, bien entendu, nul. A l'instant tlO, on commande la fermeture de l'interrupteur K. On entre donc dans une phase B de début de fermeture dont le schéma équivalent est représenté en figure 7B. Par rapport à la figure 7A, la seule différence est que l'inductance L en série avec l'interrupteur K fermé (court-circuit) est intercalée entre le point 4 et la masse 5. Le di/dt à la fermeture de l'interrupteur K est essentiellement fonction de l'inductance L. En effet, ce di/dt dépend de la tension Es, die la tension VE, de la mutuelle inductance du circuit magnétique et des inductances à vide Lll et L22 du transformateur constitué par les enroulements principal LO, et secondaires Ll et L2. En raison du rapport de spires choisi, la valeur LU est très grande devant la valeur L22. La mutuelle inductance est par ailleurs faible devant la valeur Lll. Il en découle que la pente (di/dt) est, en première approximation, égale à VS/L. Le courant IDL dans la diode DL décroît donc avec cette pente jusqu'à un instant tl2. Comme on a recours à une jonction PN, la diode présente une zone de charges recouvrées. Par conséquent, le courant IDL s'annule à un instant tll, intermédiaire entre les instants tlO et tl2. Cet instant tll correspond à l'instant où le courant dans le commutateur K atteint la valeur Io. Entre les instants tlO et tl2, les diodes Dl et D2 restent bloquées. La tension VL aux bornes de l'inductance L devient approximativement égale à la tension VS. A l'instant tl2, le courant dans la diode DL atteint la valeur IRM correspondant au maximum de charges recouvrées. A partir de l'instant tl2, les charges recouvrées par la diode DL diminuent. La diode DL se comporte alors comme une capacité. Le schéma équivalent de cette phase de fonctionnement C est représenté en figure 7C où la diode DL a été symbolisée sous la forme d'un condensateur. Le reste reprend les éléments de la figure 7B. Comme le nombre de spires de l'inductance Ll est faible devant le nombre de spires de l'inductance LO, la tension VL, à ses bornes est faible. Il en découle que la capacité constituée par la diode DL se charge en négatif. Ce phénomène est illustré en figure 6B par une poursuite de la décroissance du courant IDL jusqu'à un instant tl3 en forme de charge de capacité. Le courant décroît jusqu'à un courant Ir conditionné par l'inductance L2. En effet, la tension VL qui décroît pendant cette phase C devient négative jusqu'à rendre la diode D2 passante lorsque la tension VL devient suffisamment négative (instant tal3). Côté diode DL, la tension VDL atteint, à l'instant t13, la valeur- (Vg + VL1 + VL2 + VD2)- La tension VL atteint, à l'instant tl3, la valeur - (VK + VL2 + VD2)- A l'instant tl3 où la diode D2 devient passante, le courant IDL dans la diode DL s'interrompt brutalement et le courant correspondant est réinj ecté dans l'inductance L2. Le courant en excès (Ir) donne l'amplitude maximale du courant dans l'inductance L2. Ce courant dépend des nombres de spires NO et N2 des inductances LO et L2. A partir de l'instant tl3, on assiste à une conduction de la diode D2 (phase D). Le schéma équivalent est illustré en figure 7D. Comme la diode DL est bloquée, le condensateur CO est déconnecté. Le circuit magnétique est, pendant la phase D, dissocié de la charge Q. La diode D2 sert alors d'élément de roue libre pour transférer l'énergie stockée par l'inductance L dans le circuit magnétique par l'intermédiaire de l'enroulement L2. Les tensions aux bornes de la diode DL et de l'inductance L restent inchangées. De même, l'interrupteur K étant fermé, la tension à ses bornes est nulle. La diode Dl est bloquée. Quand le courant est intégralement transféré dans le circuit magnétique par l'inductance L2, le courant dans celle-ci s'annule (instant tl4), ce qui provoque le blocage naturel de la diode D2, c'est-à-dire avec un di/dt faible. L'enroulement L2 permet la décroissance du courant dans l'interrupteur K en transférant l'énergie au circuit magnétique qui le restituera par l'inductance LO. Entre les instants tl3 et tl4, le courant dans l'interrupteur K décroît depuis le niveau Io + Ir jusqu'au niveau Io. A l'instant tl4, la tension aux bornes de l'inductance L s'annule, l'ensemble de l'énergie qu'elle contenait ayant été transférée dans le circuit magnétique. La tension aux bornes de la diode DL remonte légèrement tout en restant négative et prend une valeur- (VP + Voll) + VL + VK. On se souviendra que les tensions VL et VK sont alors négligeables (considérées comme nulles) par rapport aux tensions Vs et Voll. A partir de l'instant tl4, on entre dans une phase E où l'interrupteur est fermé et où la commutation est terminée. Le schéma équivalent est représenté en figure 7E. Il comprend uniquement la source 6, les inductances LO et L, et l'interrupteur K. Le courant IK est stable au niveau Io de même que la tension VDL, la diode de roue libre étant bloquée. La tension aux bornes de l'interrupteur K est, bien entendu, nulle de même que la tension aux bornes de l'inductance L et les courants dans les diodes Dl et D2. Pendant la phase E, l'inductance LO se trouve chargée à travers l'inductance L et l'interrupteur K. A un instant tl5 où l'on provoque l'ouverture de l'interrupteur K, on impose, grâce à la présence de l'enroulement Ll, une tension négative aux bornes de l'inductance L. On notera que, dans ce cas, il n'est pas nécessaire de contrôler le di/dt à l'ouverture du transistor (de façon classique). Le courant s'interrompt brutalement dans l'interrupteur K. L'inversion de la tension aux bornes de l'inductance Ll provoque l'évacuation, par la diode Dl, de l'énergie stockée pendant la phase E dans l'inductance L. A l'instant tl5, le courant ID1 prend donc brusquement la valeur Io et ce courant décroît jusqu'à s'annuler à un instant tl6. La pente de décroissance du courant ID, est fonction de la valeur de l'inductance L et correspond approximativement à VLl/L. Le courant dans l'inductance L s'annule à l'instant tl6 et tout le courant accumulé dans l'enroulement LO circule alors par l'enroulement Ll et la diode DL. Le schéma équivalent de la phase F est illustré en figure 7F. On notera que les diodes DL et Dl conduisent en même temps, mais le courant dans la diode DL part de zéro à l'instant tl5. A l'instant t16, on se retrouve dans la phase A où l'interrupteur est ouvert. Un avantage de la présente invention est qu'elle permet de récupérer les pertes liées à la commutation de fermeture de l'interrupteur de puissance pour les réinjecter dans la charge grâce au circuit magnétique. La réinjection du courant dans le convertisseur, pendant la phase D de commutation en fermeture de l'interrupteur, permet de diminuer le rapport cyclique. Le contrôleur (circuit de commande de l'interrupteur K) diminue généralement automatiquement ce rapport cyclique grâce à un moyen de régulation qui ne fait pas l'objet de l'invention. On voit donc apparaître ici une amélioration considérable du rendement du convertisseur. Un autre avantage de la présente invention est que la solution proposée est particulièrement simple. Par rapport au circuit classique de la figure 4, on économise un interrupteur de puissance et, surtout, un circuit de commande complexe. Un autre avantage de l'invention est qu'elle ne nécessite aucune modification du circuit de commande de l'interrupteur de puissance, pourvu que celui-ci effectue (ce qui est généralement le cas) une régulation. La mise en oeuvre de l'invention requiert d'ajouter un circuit magnétique LO, Ll, L2 qui peut être obtenu au moyen d'une seule inductance à trois enroulements. Un tel circuit magnétique est considérablement moins coûteux que la complexité nécessaire du circuit de commande de la figure 4 et qu'une diode sans charges recouvrées. A cet égard, on notera que la solution d'une diode sans charges recouvrées ne permet pas de récupérer les pertes dans l'interrupteur. La figure 8 représente un autre mode de réalisation d'un circuit 10'd'aide à la commutation de l'invention, appliqué à un convertisseur abaisseur de tension. Le schéma de la figure 8 est à rapprocher de celui de la figure 2. Par rapport au schéma de la figure 2, on intercale l'inductance L entre le point 41 ei l'interrupteur K. L'inductance L2 en série avec la diode D2 est connectée entre la borne 2 et le point 41, l'anode de la diode D2 étant côté borne 2. L'enroulement L1 est associé en série avec la diode DL entre le point 41 ei la masse 5, l'anode de la diode DL étant côté masse. Enfin, la diode Dl relie, à la masse 5, le point 12 entre l'interrupteur K et l'inductance L, l'anode de la diode Dl étant reliée à la masse. Dans l'exemple de la figure 8, le point de phase de l'enroulement LO est relié au point 41. Par conséquent, pour respecter les fonctions décrites du circuit magnétique 11', le point de phase de l'enroulement Ll est côté borne de masse 5 et le point de phase de l'enroulement L2 est côté borne 2. Le fonctionnement du circuit d'aide à la commutation illustré par la figure 8 se déduit de l'exposé des figures 5 à 7. Bien entendu, la présente invention est susceptible de diverses variantes et modifications qui apparaîtront à l'homme de l'art. En particulier, les dimensionnements des différents enroulements du circuit magnétique pourront être modifiés pourvu de respecter un enroulement LO d'un nombre de spires nettement supérieur aux enroulements Ll et L2. De préférence, les nombres de spires des enroulements Ll et L2 sont égaux, et le nombre de spires de l'enroulement LO est de l'ordre de 10 fois supérieur à celui des enroulements N1 et N2. De plus, l'adaptation de l'invention à un convertisseur mixte est à la portée de l'homme du métier à partir des indications données ci-dessus. En outre, l'inventicn s'applique à tout montage de convertisseur pourvu qu'il s'agisse d'un convertisseur à découpage. En particulier, si dans le cas du convertisseur abaisseur (figure 8), l'interrupteur a été représenté avec une borne reliée au potentiel plus positif, il existe aussi des montages dans lequel cet interrupteur a une borne à la masse. L'invention s'applique également à ce type de montage. Il suffit d'inverser les positions respectives des associations en série K-L et L1-DL par rapport au point 41, de connecter la diode Dl par sa cathode à la borne 2, et de reporter l'association en série L2-D2 en parallèle sur l'association K-L, la cathode de la diode D2 restant connectée au point 41. L'inductance LO est toujours reliée côté cathode de la diode de roue libre DL en série avec le condensateur CO. Enfin, parmi les variantes possibles, on pourra diviser l'inductance LO en un élément (principal) du circuit magnétique en série avec une inductance distincte n'appartenant pas au circuit magnétique. On pourra également adapter les vitesses de commutation des diodes bien que, pour obtenir les avantages de l'invention, ces diodes n'aient pas besoin d'être rapides. REVENDICATIONS 1. Circuit (10, 10') d'aide à la commutation d'un convertisseur à découpage qui comprend un premier élément inductif (LO) de stockage d'énergie en série avec une diode de roue libre (DL) et un interrupteur (K), et un deuxième élément inductif (L) de contrôle du di/dt à la fermeture de l'interrupteur, caractérisé en ce qu'il comporte : un circuit magnétique (11, 11') dont un enroulement principal est formé, au moins partiellement, par le premier élément inductif (LO) ; des moyens (all, Dl, L2, D2) pour décharger le deuxième élément inductif à l'ouverture et à la fermeture de l'interrupteur ; et des moyens (L2, D2) pour transférer l'énergie correspondant à la fermeture audit enroulement principal. 2. Circuit selon la revendication l, caractérisé en ce que lesdits moyens de décharge comprennent : un premier circuit (LO, L, Dl) comprenant une première diode de commutation (Dl) ; et un deuxième circuit (D2, L2, K) comprenant un premier enroulement secondaire (L2) du circuit magnétique (11, 11'). 3. Circuit selon la revendication 2, caractérisé en ce que lesdits moyens de transfert comprennent le premier enroulement secondaire (L2) du circuit magnétique (11, 11') et une deuxième diode de commutation (D2). 4. Circuit selon la revendication 2 ou 3, caractérisé en ce que le deuxième circuit de décharge comprend le deuxième élément inductif (L) en série avec le premier enroulement secondaire (L2), la deuxième diode de commutation (D2) et l'interrupteur (K). 5. Circuit selon l'une quelconque des revendications 2 à 4, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un deuxième enroulement secondaire (all) du circuit magnétique (11, 11') en série avec la diode de roue libre (DL). 6. Circuit selon la revendication 5, caractérisé en ce que les enroulements secondaires (Ll, L2) ont un même nombre de spires. 7. Circuit selon l'une quelconque des revendications 2 à 6, caractérisé en ce que le nombre de spires de l'enroulement principal (LO) est supérieur aux nombres de spires des enroulements secondaires (all, L2). 8. Convertisseur à découpage du type comprenant un premier élément inductif (LO) de stockage d'énergie en série avec une diode de roue libre (DL) et un élément de stockage (CO) de type capacitif, et un deuxième élément inductif (L) de contrôle du di/dt à la fermeture d'un interrupteur (K) de découpage d'une tension d'alimentation (VE), caractérisé en ce qu'il comporte un circuit (10, 10') d'aide à la commutation conforme à l'une quelconque des revendications 1 à 7. 9. Convertisseur selon la revendication 8, de type élévateur de tension, dans lequel le premier élément inductif (LO) formant l'enroulement principal du circuit magnétique (11) est en série avec le deuxième élément inductif (L) et l'interrupteur (K) entre deux bornes (2,5) d'application de la tension d'alimentation (VE). 10. Convertisseur selon la revendication 8, de type abaisseur de tension, dans lequel l'interrupteur (K) est en série avec, entre autres, le deuxième élément inductif (L) et la diode de roue libre (DL), entre deux bornes (2,5) d'application de la tension d'alimentation (VE).