Brevet FR2825856A1 — publié le 20021213

d'images animoes. PROCEDE ET DISPOSITIF DE TRAITEMENT DE SIGNAL DANS UN RECEPTEUR DE RADIOCOMMUNICATION A ETALEMENT DE SPECTRE La présente invention concerne les systèmes de radiocommunication avec les mobiles utilisant des techniques d'accès multiple à répartition par codes (CDMA, " code-division multiple access >). Elle se situe dans les récepteurs utilisés dans les stations fixes de ces systèmes et opérant une démodulation cohérente de signaux à étaiement de spectre provenant d'un ensemble de terminaux radio. La démodulation cohérente requiert différents paramètres représentant le canal de propagation entre l'émetteur et le récepteur. Certains de ces paramètres varient relativement lentement et peuvent être estimés par des méthodes statistiques de sondage. C'est le cas par exemple des retards affectés aux trajets multiples de propagation dans le classique récepteur en râteau (" rake "). Les retards propres aux différents trajets peuvent être mis à jour à fréquence assez basse, par exemple de l'ordre de la centaine de millisecondes. D'autres paramètres ont des variations brusques, à l'échelle de la durée d'un symbole d'information, dues au phénomène de fading. C'est notamment le cas des amplitudes instantanées de réception des symboles suivant les trajets de propagation pris en considération, qui sont nécessaires pour la démodulation cohérente. Ces amplitudes instantanées sont des amplitudes complexes, rendant compte de l'atténuation et du déphasage subis à chaque instant le long des trejets. En général, ces amplitudes complexes sont estimées à partir de symboles connus a priori, ou symboles pilotes, intercalés parmi les symboles d'information transmis pour permettre la démodulation cohérente. On sait que les récepteurs CDMA sont affectés par le problème prochelointain (" near-far ") selon lequel l'émission des mobiles proches d'une station de base a tendance à masquer celle des mobiles éloignés. La raison en est que tous ces mobiles partagent la même fréquence montante en même temps, la distinction entre eux résultant de la quasi- orthogonalité des codes d'étalement Des techniques de contrôle de la puissance d'émission sont mises en _uvre pour limiter l'impact de ce problème, mais il demeure que la station de base ne reçoit pas avec la même puissance les signaux émis par les différents mobiles, notamment lorsque les facteurs d'étalement des différents canaux ne sont pas les mêmes ou lorsqu'un mobile se déplace rapidement, ce qui peut mettre en défaut l'algorithme de contrôle de puissance. En général, les méthodes d'estimation de canal font l'hypothèse que le bruit présent sur un canal est un bruit blanc. Si cette hypothèse est correcte dans le cas du bruit thermique, elle ne l'est pas pour le bruit engendré par les autres émetteurs. Les méthodes d'estimation engendrent alors des erreurs, particulièrement sensibles lorsque la puissance reçue sur un canal domine celle reçue sur un ou plusieurs autres canaux. Un but de la présente invention est de rendre plus fiables les estimations des canaux CDMA superposés afin d'améliorer les performances des récepteurs. L'invention propose ainsi un procédé de traitement de signal dans une station de base d'un système de radiocommunication à accès multiple à répartition par codes, dans lequel on soumet un premier signal reçu par la station de base à un ensemble de filtres adaptés à des codes d'étalement alloués à des canaux pilotes en provenance de terminaux radio respectifs, et on traite des vecteurs de sortie des filtres adaptés pour estimer des paramètres représentant lesdits canaux. Les paramètres estimés pour un canal en provenance d'un terminal radio comprennent des vecteurs propres représentant des trajets de propagation entre ce terminal radio et la station de base, respectivement associés à des amplitudes de réception suivant lesdits trejets. Selon l'invention, le traitement des signaux de sortie des filtres adaptés comprend une estimation de paramètres pour au moins un premier canal sur la base du vecteur de sortie d'un premier filtre adapté au code d'étalement alloué audit premier canal, une modification du vecteur de sortie d'un second filtre adapté au code d'étalement alloué à au moins un second canal, le vecteur de sortie du second filtre adapté étant en moyenne moins énergétique que le vecteur de sortie du premier filtre adapté, et une estimation de paramètres pour ledit second canal sur la base du vecteur de sortie modifié du second filtre adapté. La modification du vecteur de sortie du second filtre adapté comporte au moins une soustraction d'un vecteur proportionnel à une projection dudit vecteur de sortie du second filtre adapté parallèlement à un vecteur de la forme - 3 MH.M1.v1 j, o M1 et M sont des matrices déterminées par les codes d'étalement respectivement alloués auxdits premier et second canaux, v1 j est un des vecteurs propres estimés pour le premier canal, et (.)H désigne le transposé conjugué. Le vecteur propre v1 j est avantageusement le vecteur propre estimé pour le premier canal qui est associé à l'amplitude dont le module est en moyenne le plus élevé. On peut aussi tenir compte de plusieurs vecteurs propres associés à des valeurs propres de module élevé dans la diagonalisation des matrices d'autocorrélation du fading sur les différents canaux. On procède ainsi, après le filtrage adapté, à une correction des réponses impuisionnelles estimées de canaux reçus relativement faiblement pou r ten i r co m pte de l 'i nterférence causée par u n ou pl u sieu rs trajets d' u n ou plusieurs canaux reçus avec plus de puissance. Cette correction n'introduit pas une complexité très importante dans le récepteur, particulièrement lorsque des codes d'étalement courts son utilisés. Elle revient à faire une projection du vecteur de réponse impuisionnelle estimée du canal peu énergétique (en sortie du filtre adapté) sur un sous- espace orthogonal au vecteur propre associé au trejet le plus fort du canal reçu avec le plus de puissance. Le biais ainsi introduit est très faible, et il évite les erreurs d'estimation dues à la présence éventuelle d'un interféreur puissant. Pour éviter d'éventuels problèmes d'amplification du bruit lorsque le bruit blanc est plus puissant que l'interféreur, on procède de préférence à une pondération de la projection. Le vecteur soustrait est alors donné par iNo J; JjH fi o fi est le vecteur de sortie du second filtre adapté, Jj = Q. MH.M1.v1 j, Q est le facteur d'étalement sur les canaux pilotes, aj est une puissance moyenne de réception suivant le trajet de propagation représenté par le vecteur propre v1 j (valeur propre associée à v1 j) et N0 est une puissance de bruit estimée sur le second canal. Le procédé est applicable lorsque les signaux sont transmis sur deux voies ou canaux parallèles entre l'émetteur et le récepteur, par exemple deux voies en quadrature dont une comporte des symboles pilotes connus a priori et l'autre des symboles d'information inconnus. Ce cas est celui des liaisons montantes dans les systèmes cellulaires de troisième génération de type UMTS (" Universal Mobile Telecommunications System "). Chacun des canaux pilotes est alors formé conjointement à un canal de données en quadrature issu du même terminal radio. Un second signal, reçu par la station de base en quadrature de phase par rapport audit premier signal, est soumis à un second ensemble de filtres adaptés à des codes d'étalement respectivement alloués aux canaux de données en provenance des terminaux radio. On modifie certains au moins des vecteurs de sortie des filtres adaptés d u second ensemble, et on esti me des sym boles d ' information transmis sur un canal de données en provenance d'un terminal radio en soumettant le vecteur de sortie modifié du second filtre adapté au code d'étalement alloué à ce canal de données à un récepteur en râteau défini par 1s les paramètres estimés pour le canal pilote en provenance dudit terminal radio. La modification du vecteur de sortie dudit filtre adapté du second ensemble comporte au moins une soustraction d'un vecteur proportionnel à une projection dudit vecteur de sortie parallèlement à un vecteur de la forme M'H.M1.v1 j, o M' est une matrice déterminée par le code d'étalement alloué audit canal de données. En d'autres termes, la même correction par projection est effectuée sur les canaux pilotes et sur les canaux de données. Un autre aspect de la présente invention se rapporte à un dispositif de traitement de signal dans une station de base, adapté à la mise en _uvre du z5 procédé ci-dessus. D'autres particularités et avantages de la présente invention apparatront dans la description ci-après d'un exemple de réalisation non limitatif, en référence aux dessins annexés, dans lesquels: - la figure 1 est un schéma synoptique de la partie réception d'une station de base selon l'invention; et - les figures 2 et 3 sont des schémas synoptiques de récepteurs appartenant à la station de base de la figure 1. L'invention est décrite ci-après dans le cadre d'un système de - 5 radiocommunication à étalement de spectre utilisant une technique d'accès multiple à répartition par codes (CDMA), dont l'UMTS est un exemple. Un canal d'un tel système sur une fréquence porteuse est défini par un code d'étalement composé d'échantillons discrets appelés " chips ", à valeurs réelles (+ 1) ou complexes (+1 + j)/, qui se succèdent à une cadence de chips Fc. Dans le cas des liaisons montantes (des terminaux vers les stations de base) d'un réseau UMTS en mode de duplex fréquentiel (FDD), un terminal utilise deux canaux en quadrature utilisant chacun un code d'étalement à valeurs réelles avec une modulation de phase binaire (BPSK, " Binary Phase 0 Shift Keying ") et Fc = 3,84 Mchip/s. Les deux signaux BPSK modulent deux ondes radio en quadrature. L'un de ces deux canaux (voie 1) porte les données d'utilisateur, et l'autre (voie Q) porte des informations de contrôle. Ces informations de contrôle comportent des bits pilotes connus a priori de la station de base et qui lui permettent d'estimer les paramètres du canal de propagation. Dans la suite, on fera donc référence à la voie I en tant que canal pilote. La figure 1 montre la partie réception d'une station de base (" node B ") d'un réseau de type UMTS en mode FDD opérant sur les deux voies en quadrature (I et Q). La voie I (partie rcelle du signal complexe en bande de base) transporte les bits de données, tandis que la voie Q (partie imaginaire) transporte les bits de contrôle, notamment les bits pilotes, avec par exemple un facteur d'étalement Q = 256. Pour une description précise de ces canaux montants, on pourra se reporter à la spécification technique 3GTS25.211, version 3.3.0, " Physical Channels and Mapping of Transport Channels onto Physical Channels (FDD) (Relesse 1999) ", publiée en juin 2000 par le 3GPP (" 3rd Generation Partnership Project "), section 5.2.1. La station de base illustrée par la figure 1 comporte un étage radio 1 qui effectue les traitements analogiques requis sur le signal radio capté par l'antenne 2. L'étage radio 1 délivre un signal analogique complexe dont les parties réelle et imaginaire sont numérisées par les convertisseurs analogique numérique 3 sur des voies de traitement respectives I et Q. Sur chaque voie, un filtre 4 adapté à la mise en forme des impuisions par l'émetteur produit un signal numérique rl, rQ à la cadence des chips des codes d'étalement. - 6 Le signal complexe résultant r = rl + j.rQ est soumis à des récepteurs 5 qui opèrent les traitements d'estimation des réponses de k canaux et des symboles transmis sur ces k canaux. Les signaux émis par un terminal vers une station de base se propagent selon des trajets multiples, et parviennent à la station de base avec des signaux transmis par d'autres terminaux avec d'autres codes d'étalement. On considère la réception par la station de base d'un bit d'information inconnu b sur la voie I depuis un terminal mobile, en synchronisme avec un bit pilote connu (par exemple égal à 1) sur la voie Q. La durée 1/FS d'un symbole (bit) sur le canal est un multiple de la durée du chip, le rapport entre les deux étant le facteur d'étalement Q = FC/Fs du canal. Dans l'exemple de l'UMTS, le facteur d'étalement Q est une puissance de 2 comprise entre 4 et 256. On note d'autre part L le nombre de trajets de propagation pris en compte par le récepteur 5, et W la longueur de la réponse impuisionnelle du canal, exprimée en nombre de chips (par exemple W = 6.Q pour une réponse sur 400,us). Le récepteur 5 utilise un récepteur " rake " 10 de type classique (figures 2 et 3). Le profil de propagation du canal est défini par un jeu de vecteurs propres v; et de valeurs propres associées ' pour 0 s i > traditionnel, chaque vecteur propre v; représente une impuision affectée d'un décalage temporel. Dans le récepteur " rake " 10, chaque vecteur propre v; est associé à une amplitude aj qui varie d'un bit à l'autre. L'amplitude a', calculée pour chaque bit par le module 11, est une variable aléstoire telle que l'espérance mathématique de |aj|2 soit égale à la valeur propre j. Le récepteur " rake " 10 reçoit un vecteur d'entrée de dimension W. calcule le produit scalaire de ce vecteur d'entrée avec chacun des vecteurs propres v;, puis la somme de ces L produits scalaires pondérés par les amplitudes aj. Cette somme pondérée est une estimation souple du bit transmis b. De façon connue en soi, le module d'analyse de canal 11 peut procéder comme suit pour estimer les couples de paramètres (v;, aj) à partir de vecteurs d'entrée successifs X de dimension W représentant des estimations successives de la réponse impuisionnelle du canal considéré obtenues au moyen des bits pilotes: - calcul de l'espérance mathématique K de la matrice X.XH sur une durée typique de l'ordre de la centaine de millisecondes; - diagonalisation de la matrice K, et sélection des L valeurs propres de 0 plus grands modules j (0 s i l'énergie par bit |B|2 du bruit résiduel B = X - ajVj. i=o A l'égard du terminal traité par un récepteur 5, le signal r reçu par la station de base en relation avec le bit considéré b peut s'écrire sous la forme d'un vecteur de dimension Q+W-1: r = (b.M' + j.M).h + n (1) o: h est un vecteur de dimension W contenant la réponse impuisionnelle du canal entre le terminal et la station de base, échantillonnée à la cadence des chips; - M et M' sont des matrices de Toeplitz à Q+W-1 lignes et W colonnes, - 8 dont les colonnes sont définies par les codes d'étalement c = [c(0), c(1),..., c(Q-1)] et c' = [c'(0), c'(1),..., c'(Q- 1)] utilisés par le terminal sur la voie Q et sur la voie 1, respectivement: c(O) O O c(1) C(0) À- - C(1) O M = c(Q-1). c(0) (2) 0 c(Q-1) c(1) 0 À. 0 c(Q-1) c'(O) O O c'(l) c'(0).. 2 c'(1). O M' = c' (Q-1) À c'(0) (3) 0 c'(Q-1) c (1) 0 À 0 c (Q-1) - n est un vecteur contenant des échantillons de bruit additif. Ce bruit n'est pas nécessairement un bruit blanc car il comporte les contributions des autres canaux, issus des autres terminaux émettant en même temps. oSur la voie 1, la partie réelle rl de ce signal r est soumise à un filtre adapté 12 correspondant au code d'étalement c' affecté aux bits de données du canal. Sur la voie Q. un autre filtre adapté 13, fonctionnant avec le code d'étalement c, reçoit la partie imaginaire rQ du signal r et produit une première estimation de la réponse impuisionnelle du canal: h = MH.rl (4) La figure 2 utilise des notations analogues à celles de la figure 3. On y a ajouté un indice 1 pour signifier que le récepteur de la figure 2 est celui qui traite le canal le plus énergétique. Ce canal est aisément identifié, par exemple en maximisant la moyenne de la norme des vecteurs h sur la période de mise à jour des vecteurs propres par les modules 11. Dans ce récepteur 5 affecté au canal le plus puissant (figure 2), le module d'analyse de canal 11 fonctionne sur la base des vecteurs X= h1 successivement fournis par le filtre adapté 13. Il en déduit les vecteurs propres V1 j et les amplitudes instantanées associées a1 j (O ' 10. Les valeurs propres correspondant aux vecteurs propres V1 j sont notées aj = \1 j Le trajet le plus énergétique de la réponse de ce canal le plus puissant 0 correspond au vecteur propre v1 o et à la valeur propre X1 0 = aO. Ce vecteur propre v1 0 définit dans l'espace des signaux une direction suivant laquelle des interférences sont susceptibles d'affecter les autres canaux. Après projection sur le sous-espace de signal correspondant à un autre canal après filtrage adapté, la direction d'interférence est définie par le vecteur normé: JO = Q MH.M1.v1 0 (5) pour une voie Q. J 0 = Q M H.M1.V1,0 (6) pour une voie 1, o M1 est la matrice de codes relative au canal pilote reçu avec le plus de puissance, tenant compte du décalage temporel éventuel (en nombre de chips) entre le canal considéré et le canal le plus puissant: C1() 0À-- O c1(+1) C1() c1(+1). O M1 = c1(6,+Q-1) C1() (7) o C1(+Q-1) c1(+1) ÀÀ-.. o.. . O C1(+Q-1) Les matrices Q. MH.M1 et Q. M'H.M1 intervenant dans les expressions (5) et (6) sont constantes lorsque des codes courts sont utilisés (périodicité - 10 d'un temps bit), ce qui minimise les calcuis. Sinon, les vecteurs J0 et J'0 sont à calculer pour chaque bit. Ces deux matrices sont calculées par des modules respectifs 15 et 16 dans les récepteurs du type représenté sur la figure 3, en fonction des codes c et c1 et du décalage pour Q.MH.M1 (module 15) et en fonction des codes c' et c1 et du décalage pour Q.M'H.M1 (module 16). Dans chaque récepteur (figure 3), le vecteur propre v1 0 est multiplié par les matrices Q.MH.M1 et Q. M'H.M1 produites par les modules 15 et 16 pour obtenir les vecteurs normés J0 et J'0 selon les relations (5) et (6), respectivement. Un module 16 est également présent dans le récepteur de la figure 2 pour calculer la matrice Q.M'1H.M1 en fonction des codes c'1 et c1 (le décalage â est nul entre les voies I et Q qui sont synchrones). Cette matrice sert également à déterminer une direction d'interféreur J'0 pour la voie de données. Dans le récepteur selon la figure 3, la direction d'interférence J0 est fournie à un module 17 qui projette l'estimation h de la réponse impuisionnelle délivrée par le filtre adapté 13 sur un sous-espace orthogonal à J0, ce qui donne lieu à un vecteur de réponse corrigé h. La correction consiste plus précisément à retrancher de h un vecteur proportionnel à sa projection suivant la direction J0. On peut notamment prendre: h = h - a0N0 J0.JoH.h = Id - a + N0 J0J0 lh (8) o la matrice de projection pondérée | Id - + N0 Jo JoH l est mise à jour à relativement basse fréq u ence. C' est le vecteu r corrigé h = X q u i est fou rni au module 11 d'analyse du canal. De même, dans chaque récepteur, la direction d'interférence J'0 est fournie à un module 18 qui projette le vecteur de sortie y du filtre adapté 12 sur un sous-espace orthogonal à J'0, ce qui donne lieu à un vecteur corrigé - 11 y. La correction consiste à retrancher de y un vecteur proportionnel à sa projection suivant la direction J'0. On peut notamment prendre: Y Y "0 + N0 J 0 J o Y = Lld - " +0No J'0 J'oH] Y (9) o la matrice de projection pondérée Id - + N0 J'o J'oH] est mise à jour à relativement basse fréquence. C'est le vecteur corrigé y qui est fourni au récepteur " rake " 10 pour estimer le symbole d'information transmis. Dans la description qui précède, la projection des vecteurs h et y est effectuée sur un sous-espace orthogonal à une seule direction d'interférence J0 ou J'0. On notera qu'il est possible d'étendre la méthode à plusieurs directions d'interférence définies par plusieurs trajets énergétiques (dans la limite de la dimension du sous-espace). Par exemple, pour p > 1 trajets, on peut prendre les p vecteurs propres V1 o V1 1 V1 p-1 correspondant aux valeurs propres de plus grands modules a0 = \1,0, a1 = \1,1,., ap_1 = \1,p-1 identifiées par ie module d'analyse 11 traitant la réponse h1, et déterminer les vecteurs normés: Jj = Q. MH. M1.v1 j (10) pour une voie Q. et J'j = Q. M'H.M1.v1 i (11) pour une voie I (0 récepteurs distincts. Le procédé est également applicable dans le cas o la station de base possède plusieurs antennes de réception distinctes, dont les signaux sont - 12 combinés pour procurer de la diversité spatiale. Dans un cas à deux antennas, le sous-espace décrit par l'interféreur principal (pour une vole Q) est engendré par la matrice: JO _ IPI JON (12) et la matrice de projection pondérée de la relation (8) devient: id - J51 0 tO(] -IP|) Js]' o p est Me facteur de aO(1 - 1pl)+ No correlation entre les deux antennas. - 13 R E V E N D I C A T I O N S 1. Procédé de traitement de signal dans une station de base d'un système de radiocommunication à accès multiple à répartition par codes, dans lequel on soumet un premier signal (rQ) reçu par la station de base à un ensemble de filtres (13) adaptés à des codes d'étalement alloués à des canaux pilotes en provenance de terminaux radio respectifs, et on traite des vecteurs de sortie (h1,h) des filtres adaptés pour estimer des paramètres représentant lesdits canaux, les paramètres estimés pour un canal en provenance d'un terminal radio comprenant des vecteurs propres (v1 j, v;) représentant des trejets de propagation entre ledit terminal radio et la station de base, respectivement associés à des amplitudes (a1 j, aj) de réception suivant lesUits trajets, caractérisé en ce que le traitement des signaux de sortie des filtres adaptés comprend une estimation de paramètres (v1 ', a1 j) pour au moins un premier canal sur la base du vecteur de sortie ( h1) d'un premier filtre adapté au code d'étalement alloué audit premier canal, une modification du vecteur de sortie (h) d'un second filtre adapté au code d'étalement alloué à au moins un second canal, le vecteur de sortie du second filtre adapté étant en moyenne moins énergétique que le vecteur de sortie du premier filtre adapté, et une estimation de paramètres (v;, aj) pour ledit second canal sur la base du vecteur de sortie modifié (h) du second filtre adapté, et en ce que la modification du vecteur de sortie du second filtre adapté comporte au moins une soustraction d'un vecteur proportionnel à une projection dudit vecteur de sortie du second filtre adapté parallèlement à un vecteur de la forme MH.M1.V1 j, o M1 et M sont des matrices déterm inées par l es cod es d 'étal ement respectivement al loués auxdits premier et second canaux, v1 j est un des vecteurs propres estimés pour le premier canal, et (.)H désigne le transposé conjugué. 2. Procédé selon la revendication 1, dans lequel ledit vecteur propre V1 j est le vecteur propre estimé pour le premier canal qui est associé à l'amplitude dont le module est en moyenne le plus élevé. - 14 3. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel les matrices M1 et M sont des matrices de Toeplitz dont les colonnes sont données par les codes d'étalement respectivement alloués aux premier et second canaux, en tenant compte d'un décalage temporel entre les premier et second canaux. 4. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel ledit vecteur soustrait est donné par NO JiJiH h o h est le vecteur de sortie du second filtre adapté, Jj = Q. MH.M1.v1 j, Q est le facteur d'étalement sur les canaux pilotes, aj est une puissance moyenne de réception suivant le trejet de propagation représenté par le vecteur propre v1 j et NO est une puissance de bruit estimée sur le second canal. 5. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel chacun desdits canaux pilotes est formé conjointement à un canal de données en quadrature issu du même terminal radio, dans lequel on soumet un second signal (rl), reçu par la station de base en quadrature de phase par rapport audit premier signal (rQ), à un second ensemble de filtres (12) adaptés à des codes d'étalement res pectiveme nt al lou és aux canaux de don nées en provenance des terminaux radio, on modifie certains au moins des vecteurs de sortie ( y) des filtres adaptés du second ensemble, et on estime des symboles d'information transmis sur un canal de données en provenance d'un terminal radio en soumettant le vecteur de sortie modifié (y) du second filtre adapté au code d'étalement alloué audit canal de données à un récepteur en râteau (10) défini par les paramètres (v;, aj) estimés pour le canal pilote en provenance dudit terminal radio, et dans lequel la modification du vecteur de sortie dudit filtre adapté du second ensemble comporte au moins une soustraction d'un vecteur proportionnel à une projection dudit vecteur de sortie parallèlement à un vecteur de la forme M'H.M1.v1 j, o M' est une matrice déterminée par le code d'étalement alloué audit canal de données. - 15 6. Dispositif de traitement de signal dans une station de base d'un système de radiocommunication à accès multiple à répartition par codes, comprenant un ensemble de filtres (13) adaptés à des codes d'étalement alloués à des canaux pilotes en provenance de terminaux radio respectifs, pour recevoir un premier signal (rl) reçu par la station de base, et des moyens (11, 17) de traitement de vecteurs de sortie des filtres adaptés pour estimer des paramètres représentant lesdits canaux, les paramètres estimés pour un canal en provenance d'un terminal radio comprenant des vecteurs propres (v1 j, v;) représentant des trejets de propagation entre ledit terminal radio et la station de base, respectivement associés à des amplitudes (a1 j, aj) de réception suivant lesdits trajets, caractérisé en ce que lesdits moyens de traitement comprennent des moyens (11) d'estimation de paramètres (v1 j, a1 j) pour au moins un premier canal sur la base du vecteur de sortie ( h1) d'un premier filtre adapté au code d'étalement alloué audit premier canal, des moyens (17) de modification du vecteur de sortie (h) d'un second filtre adapté au code d'étalement alloué à au moins un second canal, le vecteur de sortie du second filtre adapté étant en moyenne moins énergétique que le vecteur de sortie du premier filtre adapté, et des moyens (11) d'estimation de paramètres (v;, aj) pour ledit second canal sur la base du vecteur de sortie modifié (h) du second filtre adapté, les moyens de modification étant agencés pour soustraire du vecteur de sortie du second filtre adapté au moins un vecteur proportionnel à une projection dudit vecteur de sortie du second filtre adapté parallèlement à un vecteur de la forme MH.M1.v1 j, o M1 et M sont des matrices déterminées par les codes d'étalement respectivement alloués auxdits premier et second canaux, v1 j est un des vecteurs propres estimés pour le premier canal, et (.)H désigne le transposé conjugué. 7 Dispositif selon la revendication 6, dans lequel ledit vecteur propre V1 j est le vecteur propre estimé pour le premier canal qui est associé à l'amplitude dont le module est en moyenne le plus élevé. - 10 8. Dposk selon revendicadon 6 ou 7, dns lequel les m1Nces 1 e1 son1 des m1Mces de ToepH don1 les colonnes son1 donndes par les codes d'Atalemen1 respecvemen1 uAs aux premier e1 second canaux, en 1enan1 compte d'un dAcalage 1emporel enhe les premier e1 second canaux. s 9. Dpos selon rune quoinque des ndidons 0 8, dans iueUT -ur sou# e donnd par +A, oO ur de sodie du second flltre adap16, J1 = j.H.1.v11, Q es1 le cteur d1alement sur les canaux pilotes, ' est une puissance moyenne de rAcepton suivan1 ie kaje1 de propagadon mprdsen16 par le vecteur propre v1 i e1 NO es1 une pulssance de bruR eshmbe sur le second canaL 10. D lon ine quelnque des ndi-ns O A compnan1 en outre un second enseme de Blhes (12) adap16s des codes 61amen1 respecdvement aNouAs des canaux de donndes rmAs corlointemen1 aux canaux pRoies en provenance des terminaux radio, pour recevoP un second signai)) repu par la stadon de base en quadrature de phase par rappod audl1 premler signal (rO), des moyens (18) de modlcation de ceains au mns des vecteurs de sodie (9) des bes adap1As du second enseme, e1 des moyens d'eshmadon de symboles dlnrmation ansmis sur au mns un canal de donndes en provenance d'un 1ermlnal radiO, lncluan1 un cepteur en rA1eau (10) dADn! par les paramA1res (v ai) eshmAs pour le canal 101e en provenance dud# 1ermlnal radio e1 recevan1 le vecteur de sole modA (yl) du send 1m adap au de 1emen1 aUouA aud# nal de donndes, e1 dns quel les moyens de modcaDon du veeur de sole d'un be adap16 du second enseme compoden1 des moyens de soushachon dn vecteur propodionnel une prechon dud# vecieur de sodie paraUAlemen1 un veeur de rme 'H.1.vp Oo ' es1 une ma1Nce dA1erminde par le