Brevet FR2828032A1 — publié le 20030131

Dispositif de détection conjointe de codes CDMA pour liaison descendante à trajets multiples La présente invention concerne des transmissions numériques à accès multiple à répartition par codes CDMA (Coded Division Multiple Access) dans un système cellulaire radiotéléphonique. Plus particulièrement, l'invention concerne un dispositif numérique de détection des symboles, luttant contre l'interférence intersymbole, et d'accès multiples dans le récepteur d'un terminal radiotéléphonique mobile de type UMTS (Universal Mobile Telecommunications System) en mode TDD (Time Division Duplex), suivant la liaison descendante depuis une station de base vers le terminal mobile. Avant de commenter des dispositifs de détection conjointe de codes CDMA pour une liaison descendante de type UMTS, quelques caractéristiques d'une transmission UMTS en mode TDD sont rappelées ciaprès. Une trame à division du temps TDMA (Time Division Multiple Access) d'un canal physique de propagation a une durée de 10 ms et comporte 15 intervalles temporels (timeslots en terminologie anglo-saxone). Dans chaque intervalle temporel sont transmis jusqu'à K=16 salves simultanées de données (bursts en terminologie anglo-saxone), le plus souvent respectivement assignés à K usagers, bien que deux salves ou plus peuvent être attribuées à un même usager. Le code CDMA ck pour une salve et un usager donné, désigné par l'indice entier k tel que 1 S k sur-échantillonnage de chaque symbole de période Ts. Le nombre Q d'éléments de code est appelé le facteur d'étalement et est égal à 16. En mode CDMA, le nombre de codes actifs K est inférieur ou égal à Q. Un intervalle temporel peut contenir 2560 éléments de code (chips) de période Tc = Ts/Q. En pratique, chaque intervalle temporel est décomposé en deux champs de données de longueur identique encadrant une séquence d'apprentissage médiane (midamble en terminologie anglo-saxone) de 256 ou 512 éléments de code pour estimer le canal de propagation. Les symboles sont estimés séquentiellement par filtrage avec une profondeur globale de détecteur, ou de mémoire prédéterminée, de Pd symboles. Ainsi un symbole de données dans un intervalle de temps est estimé en fonction du résultat du traitement linéaire d'une portion d'échantillons correspondant à une durée de Pd. Ts inférieure à la durée d'un intervalle de temps. En outre, à l'émission dans la station de base, chaque élément de code peut être sur-échantillonné d'un facteur de sur-échantillonnage S au moins égal à 2. Ainsi pour un symbole de données, QS échantillons de période d'échantillonnage TS/SQ correspondant à Q éléments de code sont émis après une modulation de phase à quatre états. Par ailleurs, bien qu'en pratique le récepteur du terminal mobile peut comprendre plus qu'une antenne, il est supposé ci-après que les blocsdiagrammes des dispositifs de détection connus et selon l'invention, y compris ceux illustrés, ne se rapportent qu'à une seule antenne. Dans une cellule du système cellulaire radiotéléphonique, contrairement à la liaison montante, la liaison descendante est synchrone puisque les signaux des différents terminaux d'usager couverts par la cellule sont synchronisés à l'émission par la station de base. Dans le cas d'une station de base courante, les signaux des différents usagers sont toujours synchronisés à l'entrée du récepteur du terminal mobile après avoir traversé le même canal de propagation. Dans l'environnement du terminal radio mobile considéré, la propagation s'effectue par plusieurs trajets de propagation, typiquement Lt = 2 à 6 trajets prépondérants. La détection conjointe de K codes CDMA cl à cK dans le terminal mobile d'un usager donné vise à estimer les symboles portant le code attribué temporairement à l'usager donné, que l'on supposera être le code n'ku, en utilisant la connaissance des K-l codes des autres usagers qui interfèrent entre eux. Un dispositif de détection conjointe annule en général partiellement l'interférence englobant l'interférence d'accès multiple entre les codes et l'interférence entre les symboles. En présence de bruit additif à l'entrée du récepteur du terminal, on a intérêt à ne pas annuler complètement l'interférence selon un critère de forçage à zéro mais à minimiser globalement l'effet du bruit et de l'interférence avec un critère d'erreur quadratique moyenne minimum MMSE (Minimum Mean Square Error). Néanmoins lorsque le bruit additif est négligeable par rapport au signal utile, il est souhaitable que le résidu d'interférence soit très faible. Pour une structure de dispositif de détection conjointe donnée, on s'intéresse alors à l'aptitude théorique de cette structure à annuler exactement l'interférence en l'absence de bruit additif. Cette propriété n'est pas bien souvent atteinte par les structures pratiques connues. Dans la technique antérieure de la détection conjointe, deux structures de dispositif de détection conjointe appelées Tc-structure et Ts-structure travaillent symbole par symbole. S'agissant de la Tc-structure représentée à la figure 1, cette structure comprend un filtre transverse fractionné FI opérant en entrée à la cadence TelS sur le signal r (t) reçu en bande de base et préalablement filtré analogiquement, S étant le facteur de sur-échantillonnage égal typiquement à 1, 2 ou 4, et en sortie à la cadence Ts des estimés des symboles. En contexte de trajets multiples, la Tcstructure est divulguée notamment dans la demande de brevet FR-A-2793363 et est nommée"Egaliseur en ligne" (Row-equalizer). Une fois les coefficients du filtre transverse FI calculés à partir de paramètres du canal, chaque symbole est estimé séquentiellement par un produit scalaire entre la portion d'échantillons reçue correspondante et un jeu de SQPd coefficients du filtre. La Tc-structure peut être qualifiée de libre, car pour un pas d'échantillonnage Ts/SQ choisi en entrée, elle réalise le traitement linéaire, non récursif, sans imposer de structure spécifique contrairement à la Ts-structure. Une caractéristique essentielle de ce dispositif de détection est qu'il est capable d'annuler exactement l'interférence pour une longueur déterminée où Ws désigne le nombre entier de symboles nécessaire pour couvrir la longueur de la réponse impulsionnelle du canal de propagation entre la station de base et le terminal, appelée ci-après durée de canal, exprimée en période de symbole. En effet, on peut vérifier que l'annulation exacte nécessite de résoudre un système de K (Ws + Pd) équations linéaires avec SQP"inconnues"que sont les coefficients du filtre FI et qui peuvent donc être correctement choisis au sens des moindres carrés par exemple, puisque le système admet des solutions, c'est-à-dire est sous-déterminé. La Ts-structure représentée à la figure 2 comprend deux parties : une tête de réception à large bande TR recevant le signal reçu r (t) diversement retardé par des trajets multiples et un égaliseur EG au temps symbole Ts, qui sont dérivées de la structure théorique linéaire rappelée dans le livre \\ MULTIUSER DETECTION" de Sergio VERDU, Cambridge University Press, 1998, pages 243-246. La tête de réception TR contient K branches de filtrage parallèles BR à BRK respectivement associées aux codes cro] à cK [q] et délivrant des signaux discrets Yl[m] à YK[m] au temps symbole mTs aux K entrées de l'égaliseur. Chaque branche BRk comporte un filtre adapté au code ck [q] et au canal de propagation et un sous-échantillonneur synchrone au temps symbole Ts = Q. Tc. Pratiquement, avec un canal à trajets multiples, le signal discret Yk [q] produit par la branche BRk détaillée à la figure 2 résulte de la sommation des sorties au temps symbole de Lt sous-branches SBRk, l à SBRk, Lt associées respectivement aux Lt trajets de propagation. La sous-branche SBRk, de la branche BRk, avec 1 En contexte mono-usager (K=l), la structure particulière de tête de réception TR est dénommée "Rake", pour rappeler la forme en"râteau"du filtre adapté au canal formé de trajets discrets. La profondeur de la tête de réception TR est de Ws+l symboles, soit Ws symboles pour le filtre adapté au canal de propagation et 1 symbole pour le filtre adapté au code respectif dans chacune des branches parallèles. Les K échantillons Yl[m] à YK[m] au temps symbole restitués par la tête de réception TR sont appliqués respectivement à K filtres transverses FE à FEK dans l'égaliseur EG. Chaque filtre transverse FEk avec 1 k K a P coefficients ek, 1,... ek, p' ... ek, P et opère au temps symbole. La profondeur globale du dispositif de détection exprimée en symboles est ainsi de Pd = P + Ws. Les inconvénients de la Tc-structure par rapport à la Ts-structure sont essentiellement au nombre de trois. Le premier inconvénient provient du fait que la Tc-structure effectue tous les traitements sur les échantillons qui sont à la cadence la plus rapide Tc/S au lieu d'effectuer une partie des traitements à la période de symbole Ts sur des échantillons obtenus après corrélation avec les codes. Ainsi, la Tcstructure n'exploite pas la nature à trajets discrets du canal de propagation ni les propriétés de corrélation des signaux CDMA et a un très grand nombre de coefficients Pd SQ > : Wg. SQ si l'on veut que la réponse impulsionnelle du filtre transverse FI couvre la durée du canal, ce qui est souhaitable en présence de bruit. Comparativement à la tête de réception TR de la Ts-structure, celle-ci est moins complexe à cause du nombre de multiplications par seconde beaucoup plus faible, dépendant du nombre de trajets Lt et non de la durée de canal Ws, soit en tout une multiplication complexe par trajet et par code à chaque période de symbole Ts. Le deuxième inconvénient est relatif au calcul des coefficients beaucoup plus complexe que celui dans la Ts-structure car ce calcul nécessite une description du système au temps de sous-élément de code TelS au lieu d'au temps symbole Ts. La détermination des coefficients dépend de la formation et de la pseudo-inversion d'une matrice de corrélation de grande taille [ (Pd. SQ) x (Pd SQ)] au lieu de [KP x KP]. Le troisième inconvénient a trait à la transmission multi-code, c'est-à-dire plusieurs des K codes actifs sont associés au même terminal radiotéléphonique mobile. La Tc-structure doit être dupliquée autant de fois qu'il y a de codes associés à décoder, alors que la tête de réception TR dans la T s-structure est conservée et seul le traitement au temps symbole doit être multiplié à raison d'un égaliseur par code associé. L'avancée en terme de complexité de la Ts- structure par rapport à la Tc-structure a été présentée ci-dessus. L'atout de la Ts-structure est principalement dû au fait que le banc de filtres adaptés complets dans les branches BR à BRK a complètement compacté l'information. En effet, les échantillons Yl[m] à YK[m] obtenus au temps symbole Ts constituent un résumé exhaustif des échantillons reçus pour estimer les symboles émis. La Ts-structure présente cependant un inconvénient majeur. Pour une annulation complète de l'interférence, elle nécessite théoriquement des branches de filtrage à mémoire infinie, nécessitant un traitement de tous les échantillons reçus pour décider un symbole au temps symbole Ts. En effet, il n'y a pas de solution exacte à durée finie, garantissant l'annulation d'interférence, pour l'estimation des coefficients qui est fondée sur un système sur-déterminé de K (2WS+P) équations linéaires avec seulement KP paramètres inconnus que sont les coefficients. Le nombre 2WS+P résulte, pour un code donné, du transfert global de l'émetteur au récepteur jusqu'à la variable d'estimation d [m] au travers de la mise en forme d'émission, du canal de propagation, du filtrage adapté en réception et de l'égaliseur de profondeur P. En pratique, l'interférence devient négligeable pour une profondeur P de l'égaliseur EG deux ou trois fois supérieure à la durée de canal Ws et la Tsstructure demeure attractive. Néanmoins, rien n'est garanti théoriquement et on ne peut pas anticiper la profondeur nécessaire qui dépend des caractéristiques du canal et du nombre de codes actifs. Le but de l'invention est de fournir une structure de dispositif de détection conjointe, dépendant de la connaissance ou estimation des paramètres des trajets de propagation, qui préserve les deux caractéristiques d'intérêt pratique qui s'excluaient mutuellement dans la Tc-structure et la Ts-structure selon la technique antérieure. A cette fin, un dispositif de détection conjointe pour un signal reçu supportant des symboles codés chacun conjointement par K codes et échantillonnés à au plus une période d'éléments de code et ayant traversé un canal de propagation à Lt trajets multiples, comprenant Lt moyens de retard pour retarder des échantillons du signal reçu avec des retards estimés dûs aux trajets, K moyens de filtrage pour corréler des suites d'échantillons reçus retardés chacun à un code respectif et à des coefficients de trajets estimés, et des moyens d'égalisation pour des échantillons à la période de symbole délivrées par les moyens de filtrage, est caractérisé en ce qu'il présente deux voies parallèles groupant chacune Lt/2 moyens de retard respectifs, K moyens de filtrage pour corréler Lt/2 suites d'échantillons retardés par les Lt/2 moyens de retard respectifs chacun à un code respectif et à Lt/2 coefficients de trajet estimés respectifs afin de sommer Lt/2 signaux ainsi corrélés et délivrés à la période de symbole, et K moyens d'égalisation pour respectivement égaliser linéairement les K signaux corrélés en dépendance d'un code associé, et comprend un moyen pour sommer 2K signaux égalisés à la période de symbole délivrés conjointement par les 2K moyens d'égalisation dans les deux voies. Grâce aux caractéristiques précédentes, le dispositif de détection selon l'invention offre des avantages des deux structures connues précitées qui sont : annulation exacte de l'interférence possible pour une profondeur finie P des moyens d'égalisation au temps symbole telle que P 2Ws ; cependant, le nombre K (2WS+P) d'équations linéaires à résoudre qui dépend de la durée du canal Ws et du nombre K de codes et de la profondeur P des moyens d'égalisation, peut être tel que P De plus, la corrélation avec les codes constitue une première étape naturelle et satisfaisante en mode CDMA, car elle permet de faire ressortir les attributs du signal reçu avant tout traitement ultérieur. Dans la structure du dispositif de détection conjointe selon l'invention, le filtre adapté au canal (recombinaison des différents trajets) n'est pas réalisé classiquement en tête de réception largebande, comme dans la Ts-structure, mais n'est accompli qu'indirectement par l'intermédiaire des deux ensembles à K moyens d'égalisation chacun. D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante de plusieurs réalisations préférées de l'invention en référence aux dessins annexés correspondants dans lesquels : - la figure 1 est un bloc-diagramme fonctionnel d'un dispositif de détection conjointe à Tc-structure selon la technique antérieure, déjà commenté ; - la figure 2 est un bloc-diagramme fonctionnel d'un dispositif de détection conjointe à Ts-structure selon la technique antérieure, déjà commenté ; et - la figure 3 est un bloc-diagramme fonctionnel d'un dispositif de détection conjointe selon l'invention. Selon la réalisation préférée montrée à la figure 3, un dispositif de détection conjointe de codes CDMA selon l'invention inclus dans le récepteur d'un terminal radiotéléphonique mobile de type UMTS offre une structure à deux voies parallèles comprenant essentiellement chacune une tête de réception à large bande TR, TR2 constituée de K branches parallèles et un égaliseur EG1, EG2 au temps symbole Ts constitué de K filtres transverses discrets parallèles à P coefficients chacun. Chaque voie TR-EGi, TR-EG reçoit un signal r (t) à la cadence TC/S TS/SQ et ne le retarde que relativement à l'une respective des moitiés de l'ensemble des trajets multiples. Le signal reçu r (t) échantillonné à la cadence de Ts/SQ est composé d'éléments binaires complexes en bande de base correspondant aux quatre états de phase #1, j,-1, j ou l+j, -l+j, -l-j, 1-j selon les voies traditionnelles I et Q de la modulation de phase QPSK (Quadrature Phase Shift Keying) à laquelle le signal émis par la station de base a été soumis. Par défaut tous les signaux et opérations considérés ci-après sont complexes, les décisions sur les symboles complexes filtrés et égalisés par le dispositif de l'invention s'effectuant ultérieurement. On suppose dans le dispositif de détection conjointe selon l'invention que la tâche d'estimation du canal de propagation entre l'émetteur d'une station de base et le récepteur a été préalablement réalisée, c'est-à-dire que les paramètres tels que retards, amplitudes et phases des signaux dûs aux trajets multiples ont été préalablement identifiés. L'estimation de canal peut être préalablement réalisée classiquement à l'aide de séquences d'apprentissage (midambules) insérées au milieu des intervalles temporels (timeslots). Afin d'assurer un bon équilibre en terme d'amplitude moyenne et de retard moyen entre les trajets en nombre pair Lt partagés entre les deux voies, les Lt retards estimés #1 à TLt dus aux trajets multiples, exprimés en nombre entier de sous- éléments de code à la cadence Ts/SQ, sont ordonnés de manière croissante et répartis de manière chronologique dans les deux voies, un trajet sur deux dans chaque voie : la première voie TR1-EG1 contient Lt/2 lignes de retard parallèles respectivement imposant des retards estimés de Tel L'T2+1,.'-L"TLt-l avec 0 et fournissant un groupe"g"= 1 de suites d'échantillons reçus retardés d'indices impairs Vl [q].... 2+1 [q]'---Lt-l [q] la deuxième voie TR2-EG2 contient Lt/2 lignes de retard parallèles respectivement imposant des retards estimés de TL-T2.,... TL-T2 +2,... TL-TLT avec 0 : f- (Lt/2)-l, et fournissant un groupe"g"= 2 de suites d'échantillons reçus retardés d'indices pairs V2 [q], ... v2 #+2[q]' ### vLt[q]# Les têtes de réception à large bande TR et TR2 et les égaliseurs EG1 et EG2 ayant des structures respectivement identiques, l'une TRg-EGg des voies est décrite ci-après, quelle que soit la valeur de l'indice g, 1 ou 2. Les suites d'échantillons reçus retardés {v2 [q]} à l'entrée de la tête de réception TRg sont appliquées à Lt/2 sous-échantillonneurs respectifs de rapport S afin que les échantillons reçus retardés passent à la cadence d'élément de code (chips) Tc. Les suites d'échantillons reçus retardés à la cadence Tc sont appliquées conjointement à des premières entrées de Lt/2 corrélateurs dans chacune de K branches de filtrage adapté parallèles BR1, g à BRK, g qui sont respectivement associées aux codes l [q] K [q] i délivrent respectivement des signaux discrets Y 1, g [m] à YK, g [m] à K entrées de l'égaliseur respectif EGg, à chaque période de symbole Ts indicée par l'indice entier"m"pour repérer les instants"mTg". Ainsi, la tête de réception TR1-TR2 ne recombine pas les Lt trajets en un seul groupe, mais recombine les Lt trajets en deux groupes chacun à K branches, à raison de 2 branches par code actif Ck[q]' La branche élémentaire BRk, g détaillée à la figure 3 comporte en cascade dans chacune de Lt/2 sous-branches SBRk,2#+g, un corrélateur CC corrélant l'une respective v2#+g[q]# des Lt/2 suites d'échantillons reçus retardés, appliqués à la cadence Tc, avec le code respectif ck [q] à Q éléments de code (chips) et délivrant en sortie des échantillons synchrones au temps symbole Ts = Tc/Q, et un multiplieur CT réalisant une pondération relative au trajet respectif d'indice "2#+g" du canal de propagation en pondérant les sorties du corrélateur CC par le coefficient complexe 2+g du trajet "21'+g" défini par une amplitude et une phase estimées. En variante, l'ordre des opérations est inversé : pour les branches BRk, 1 et BR k, 2 qui sont alors accolées, le signal reçu r (t) échantillonné à TC/S subit d'abord un filtrage adapté au code respectif ck [q] délivrant des échantillons à la cadence Tc/S, avant de subir deux recombinaisons de trajets différentes sur deux voies distinctes g=l et g=2 chacune par des pondérations et retards relatifs aux Lt/2 trajets respectifs. Le signal discret Yk, 9 [m] est produit par un sommateur Sk, g en sortie de la branche BRk, g sommant les sorties au temps symbole des Lt/2 sous-branches SBRk, 9 à SBRk, 2 (Lt/2-1) +g associées à chacun des Lt/2 trajets de propagation respectifs du groupe"g", et résulte ainsi de la double somme de produits scalaires suivante pour chaque échantillon : Lt - -1 2 (Q-1 *) * Yk, g [m] = (1 c [q]. 2f+g [mQ+q])-a2f+g f=O q=O où (.) * désigne un complexe conjugué, et cwa], 0 q Q-l désigne les Q éléments de code (chips) du code numéro"k"transmis à la cadence Tc qui sont des éléments binaires complexes dans l'ensemble des quatre états de phase il, j,-1, jar ou #1+j, -1+j, -1-j, 1-j# de la modulation de phase QPSK. Compte tenu de la forme du code, la corrélation avec le code représentée par la somme entre parenthèses dans la relation précédente de Yk, g [m] n'utilise que des additions et des soustractions. La séparation du filtrage adapté au canal à trajets multiples en deux voies TR1 et TR2 comparativement à la Ts-structure permet de conserver assez de degrés de liberté pour annuler exactement l'interférence dans les égaliseurs EG1 et EG2 ayant ensemble 2KP coefficients lorsque la profondeur P est suffisante, soit P 2Ws, où Ws est la durée du canal de propagation exprimée en période de symbole. Les K échantillons Yl, g[m] à YK, g [m] au temps symbole restitués par la tête de réception TRg, correspondant principalement au regroupement des pics de corrélation avec les amplitudes de trajet les plus élevées, sont appliqués respectivement à K filtres discrets transverses FTck 1 g à FTcku, K, g dans l'égaliseur respectif EGg dans la voie g. Ces K filtres transverses FTcku, l, g à FTcku, K, g n'égalisent les symboles émis ayant été codés qu'avec le code de séquence respective cku[q] attribué au terminal radiotéléphonique d'usager ku, avec 1 : : Chaque filtre transverse FTcku, k, g possède P = PI + 1 + P2 coefficients ecku, k, g,-Pl à ecku, k, g, P2 et opère au temps symbole Ts. Un sommateur Sg en sortie de l'égaliseur EGg et donc de la voie g additionne les résultats des K filtres FTcku, l, g à FTcku, K, g en l'échantillon suivant : k=KP=+P2 dcku, g [m] = E E ecku, k, g, p Yk, g [m-p] k=lp=-P où P = Pl + 1 + P2 est le nombre de coefficients de l'égaliseur EGg et Pi le retard d'estimation de celui-ci en symboles. La profondeur de l'égaliseur EGg est ainsi de P = Pd-Ws symboles, Pd désignant encore la profondeur globale du dispositif de détection exprimée en symboles. Les échantillons dCku, 1 lm] et dcku, 2 [m] produits par les sommateurs Si et S2 en sortie des égaliseurs EG1 et EG2 sont additionnés en une variable de décision dcku [m] dans un sommateur SOM en sortie du dispositif de détection. L'égaliseur EG-EG au temps symbole forme la variable de décision dcku [m] pour décider des symboles émis relatif au code numéro ku de séquence respective cku [q] attribué au terminal. La décision s'effectue ultérieurement symbole par symbole par comparaison aux quatre valeurs complexes mémorisées de l'ensemble précité il, j, -1, j r ou #1+j, -1+j, -1-j, 1-j# dans un circuit de décision relié à la sortie du sommateur SOM, afin de déduire la valeur du symbole complexe correspondant émis à l'instant mTs, avant une"démodulation de phase" fournissant les deux bits correspondants. Ainsi selon l'invention, l'annulation exacte de l'interférence dans les égaliseurs EG1 et EG2 nécessite de résoudre un système de K (2WS+P) équations avec les 2KP coefficients des filtres transverses dans l'ensemble des deux égaliseurs, au lieu de KP coefficients pour la Ts-structure. Le principe de la détermination des coefficients à partir de la connaissance du canal et des codes avec ici une dimension 2KP est donné ci-après. Le vecteur de taille 2KP contenant tous les coefficients pour estimer les symboles relatif au code cku est obtenu, avec un critère d'erreur quadratique moyenne minimum MMSE, par la relation matricielle suivante : (eck) T= dl) (Yd) H [T (Yd). T (Yd) H + o. Ttn (P)] 0 où (.) T et (.) H représentent respectivement les opérateurs de transposition et de transconjugaison, 2 et 0'6 = NO/2Eb est la variance d'un bruit gaussien additif de densité spectrale monolatérale No et Eb est l'énergie moyenne transmise par bit utile après démodulation d'un symbole complexe en deux bits. La connaissance de la variance CF implique la connais- 0 sance du rapport bruit à signal à l'entrée du récepteur. En pratique, la variance 0' joue un rôle 0 de régulateur et peut être fixée à une valeur comprise entre 0,1 (-10 dB) et 0,01 (-20 dB). La matrice T (Yd) a une taille de 2KP lignes x K (P+2Ws) colonnes et représente le transfert au temps symbole entre P+2WS symboles pour chacun de K terminaux d'usager et les 2K sorties des branches "multi-usager"de la tête de réception TR1 - TR2. La matrice Ttn (p) est une matrice de taille 2KPx2KP qui contient la corrélation temporelle sur une profondeur de P symboles dans chaque égaliseur EG1, EG2 et d'une branche à l'autre en sortie de la tête de réception TR1 - TR2. Le vecteur transposé (l) T = [0,... 0,1, 0,... 0] sélectionne la Aème ligne parmi K (P+2WS) où A=K (P+ 2Ws+ku) est fixé à partir du choix du retard Pi de l'égaliseur EG1, EG2. Avec un critère de forçage à zéro annulant complètement l'interférence lorsque P 2Ws et sans tenir compte du bruit, on forme le pseudo-inverse à gauche de la matrice de transfert T (yd)' soit : (ecku= (lA) [T (Yd) (Yd)]'T (yd) . Pour ce critère, on n'a pas besoin de connaître le niveau de bruit et de former la matrice Ttn (P)- Dans le cas où l'on choisit P formule du critère MMSE en remplaçant 0 En variante, le dispositif de détection est adaptatif au niveau des phases des signaux de trajet +g* dans les corrélateurs CT et des coefficients ecku, k, g, p dans les filtres transverses des égaliseurs EG1 et EG2. Au lieu d'être estimés directement par les relations précitées, les phases des Lt signaux de trajets de canal et/ou les 2KP coefficients des filtres d'égalisation sont déterminés conjointement de manière itérative en dépendance d'une séquence d'apprentissage médiane (midambule) de 256 ou 512 éléments de code incluse dans les salves du signal reçu en mode TDD/UMTS, et/ou sont mis à jour en fonction d'un signal d'erreur entre la variable de décision dcku [m] en sortie du dispositif de détection et le symbole décidé par le circuit de décision relié à la sortie du sommateur SOM. Lorsque les caractéristiques du canal de propagation varient peu, ce qui correspond à une quasi immobilité du terminal radiotéléphonique, les symboles dans les deux champs du symbole utile d'une salve (burst) sont mis à jour en fonction de la séquence d'apprentissage contenue dans la salve. Lorsque les caractéristiques du canal de propagation varient rapidement, ce qui correspond au terminal dans un véhicule en déplacement, les symboles utiles sont mis à jour par le signal d'erreur précité, symbole par symbole. REVENDICATIONS 1-Dispositif de détection conjointe pour un signal reçu supportant des symboles codés chacun conjointement par K codes et échantillonnés à au plus une période d'éléments de code et ayant traversé un canal de propagation à Lt trajets multiples, comprenant Lt moyens de retard pour retarder des échantillons du signal reçu avec des retards estimés dûs aux trajets, K moyens de filtrage pour corréler des suites d'échantillons reçus retardés chacun à un code respectif et à des coefficients de trajets estimés, et des moyens d'égalisation pour des échantillons à la période de symbole délivrées par les moyens de filtrage, caractérisé en ce qu'il présente deux voies parallèles (TR1 - EG1, TR2 - EG2) groupant chacune Lt/2 moyens de retard respectifs (T+q), K moyens de filtrage (BRk, g) pour corréler Lt/2 suites d'échantillons retardés par les Lt/2 moyens de retard respectifs chacun à un code respectif (ck) et à Lt/2 coefficients de trajet estimés respectifs cf.+g*) afin de sommer Lt/2 signaux ainsi corrélés et délivrés à la période de symbole, et K moyens d'égalisation (FTcku, k, g) pour respectivement égaliser linéairement les K signaux corrélés en dépendance d'un code associé (cku) et comprend un moyen (Si, S2, SOM) pour sommer 2K signaux égalisés à la période de symbole délivrés conjointement par les 2K moyens d'égalisation dans les deux voies. 2-Dispositif conforme à la revendication 1, dans lequel chacun (FTcku, k, g) des K moyens d'égalisation comprend un filtre transversal discret (FTckulk, g) ayant des coefficients en nombre supérieur au double de la durée du canal de propagation exprimée en période de symbole. 3-Dispositif conforme à la revendication 1 ou 2, dans lequel les Lt moyens de retard (T+1, 12+2) imposant des retards dus aux trajets multiples sont ordonnés de manière croissante et répartis de manière chronologique dans les deux voies (TR1, TR2), un trajet sur deux dans chaque voie. 4-Dispositif conforme à l'une quelconque des revendications 1 à 3, dans lequel les coefficients des moyens d'égalisation (FTcku, k, g) et/ou les phases des signaux de trajet (&alpha;2#+g*) sont déterminés de manière itérative en dépendance d'une séquence d'apprentissage incluse dans des salves du signal reçu.