Brevet FR2824986A1 — publié le 20021122

optoélectronique. Composant électronique permettant le décodage d'un canal de transmission radiofréquence véhiculant des informations numériques codées, en particulier pour la télédiffusion numérique par satellite. L'invention concerne le décodage d'un canal de transmission radiofréquence véhiculant des informations numériques codées. Elle s'applique avantageusement mais non limitativement à la télédiffusion numérique par satellite telle que définie dans la spécification européenne DVB-S (Digital Video Broadcasting-satellite) basce sur les normes de compression MPEG, et utilisant par exemple pour véhiculer les infolmations, une modulation numérique en quadrature. L'invention concerne ainsi notamment les synthonisateurs ("tuner" en langue anglaise), en particulier du type à fréquence intermédiaire nulle, tels que par exemple ceux incorporés dans les récepteurs-satellite avec décodeurs de donnces d'images comprimées ("Set-top box" en langue anglaise),mais au s si le s démodul ateurs et le traitement proprement di t de décodage de canal. Les signaux de télévision en provenance d'un satellite sont amplifiés et convertis dans une bande de fréquences prédétermince (typiquement 950-2150 MHz) par l'intermédiaire d'une parabole et d'un convertisseur à faible bruit situé au foyer de la parabole. Ce signal est ensuite envoyé à l'entrce du synthonisateur du récepteur. Le synthonisateur a pour but de sélectionner le canal désiré et de sortir un signal en bande de base sur la voie en phase (voie I) et sur la voie en quadrature (voie Q). Ce signal est ensuite converti en un signal numérique et démodulé. Les traitements de décodage de canal comportent ensuite également un bloc qui distingue, typiquement au moyen d'une logique majoritaire les zéros des uns, puis effectuent l'ensemble de la correction d'erreur, c'est-à-dire typiquement un décodage de ViterUi, le désentrelacement, un décodage de Reed-Solomon et le déUrassage. Le dispositif de décodage de canal fournit en sortie des paquets qui sont décodés de façon classique dans un dispositif de décodage de source conforme aux normes MPEG de façon à redélivrer en sortie les signaux audio et vidéo initiaux transmis via le satellite. A l'entrce du récepteur, le signal reçu est composé de l'ensemble des canaux émis pour le satellite et transposés dans la bande de fréquence 950-2150 MHz. La puissance globale reçue est sensiblement égale à la puissance moyenne sur un canal augmentée de dix fois le logarithme népérien du nombre des canaux. Ce signal possède une variation importante, de l'ordre de 50 dBm. Actuellement, dans l'ensemble des récepteurs, le signal reçu en entrée est normalement filtré par un filtre de type large bande (dont la bande passante est de l'ordre de plusieurs centaines de MHz) disposé juste après l'amplificateur d'entrce faible bruit, et ce afin d'éviter la saturation des étages suivants du synthonisateur (notamment les étages d'amplification à gain commandé ainsi que les mélangeurs de l'étage de transposition de fréquence). Par ailleurs, les solutions actuelles prévoient de réaliser à l'extérieur de la puce contenant l'étage d'amplification à gain commandé ainsi que l'étage de transposition de fréquence, l'amplificateur d'entrce à faible bruit ainsi que les filtres large bande. Ces filtres, dont les fréquences de coupure sont ajustables par la sélection du canal désirée, sont alors réalisés par des composants discrets tels que des diodes "varicap". Or, de tels composants présentent une taille trop importante incompatible avec une réalisation totalement intogrce du synthonisateur. Par ailleurs, non seulement le synthonisateur n'est pas totalement intogré, mais il est réalisé sur un substrat semiconducteur différent du substrat qui supporte la partie numérique des traitements, à savoir la démodulation et le décodage de canal proprement dit. En d'autres termes, la démodulation et le décodage de canal sont réalisés dans un composant distinct de celui intogrant le tuner. Et, le synthonisateur est généralement blindé pour éviter que le bruit généré par la partie numérique ne vienne interférer dans le mélange des signaux de la partie analogique. Ainsi, à l'heure actuelle, un dispositif de tête ("Front end" en langue anglaise) incorporé dans un récepteur de signaux de télévision par satellite, et capable d'effectuer la synthronisation, la démodulation et le décodage de canal, comporte plusieurs composants électroniques distincts réalisés sur des puces différentes. Or, ceci présente l'inconvénient d'un surcoût et d'un encombrement surfacique important. L'invention vise à apporter une solution à ce problème. Un but de l'invention est de proposer un composant électronique "front end" unique, c'est-à-dire réalisé sur une seule puce, et intogrant un synthonisateur radiofréquence, un démodulateur et un décodeur de canal. L'invention propose donc un composant électronique comprenant un circuit intogré réalisé sur un substrat semiconducteur monolythique et incorporant - un module de synthonisation du type à fréquence intermédiaire nulle possédant une entrce apte à recevoir des signaux analogiques véhicul ant des informations numériques co dées par une modulation numérique, par exemple des signaux de télévision par satellite, composés de plusieurs canaux s'étendant sur une plage de fréquences prédéterminces, un bloc analogique comportant un étage de transposition de fréquence suivi d'un étage de filtrage analogique pour sélectionner un canal désiré et délivrer deux signaux analogiques en bande de base en quadrature de phase contenant les informations véhiculées par le canal sélectionné et des informations dites de canaux adjacents, et un étage de conversion analogique/numérique relié à la sortie du bloc analogique, et - un module numérique de décodage de canal, relié à la sortie de l'étage de conversion analogique/numérique, comportant un étage de démodulation, un étage de filtrage numérique pour éliminer lesdites informations de canaux adjacents, et un étage de correction d'erreurs pour délivrer un flux de paquets de donnces (fl-ux MPEG, par exemple) correspondant aux informations véhiculées par le canal désiré. L'intogration du composant selon l'invention a notamment été possible par l'utilisation d'un filtrage global en deux étapes, à savoir un préfiltrage analogique relativement "mou", (c'est-à-dire sélectionnant le canal désiré mais laissant passer des informations dites de canaux adjacents, qui généralement sont des informations relatives au canal immédiatement adjacent de celui désiré) suivi d'un filtrage numérique de Nyquist éliminant ces informations de canaux adjacents. Ainsi, selon un mode de réalisation de l'invention, l'étage de filtrage analogique possède une fréquence de coupure haute supérieure de % environ à la demi-largeur fréquentielle d'un canal. Par ailleurs, la fréquence d'échantillonnage de l'étage de conversion analogique/ numérique est choisie supérieure à environ 2,5 fois la fréquence de coupure haute de l'étage de filtrage analogique et la fréquence de coupure de l'étage de filtrage numérique est égale quant à elle à la demi-largeur fréquentielle d'un canal. Par ailleurs, selon un mode de réalisation de l'invention, la fréquence d'échantillonnage de l'étage de conversion analogique/ numérique est réglable en fonction de la fréquence centrale Fd du canal sélectionné, de façon à repousser les harmoniques de la fréquence d'échantillonnage endehors de la plage de fréquence [Fd-F2; Fd+F2], o F2 désigne la fréquence de coupure haute de l'étage de filtrage analogique. Selon un mode de réalisation de l'invention, le composant comporte une plaque métallique collée sur la surface arrière du substrat d'une colle conductrice, cette plaque métallique étant destince à être liée à la masse. Ainsi, la capacité, de valeur relativement élevoe, réalisce entre le substrat semiconducteur et la plaque métallique, permet d'absorber les pics de courant à haute fréquence. Par ailleurs, il est également particulièrement avantageux que les éléments effectuant un traitement numérique soient disposés dans une partie du substrat isolée de la partie restante du substrat par une barrière semiconductrice ayant un type de conductivité différent du type de conductivité du substrat. En d'autres termes, on utilise ici une technologie dite "triple caisson" ("triple well", en langue anglaise). Ceci perrnet, lorsque la barrière semiconductrice est polatisce par une tension de polarisation différente de celle alimentant les transistors situés dans la partie isolée du substrat, d'éviter que du bruit sur la tension d'alimentation des transistors soit transmis directement via le substrat sur le filtre analogique en bande de base. Par ailleurs, afin de minimiser, voire de supprimer toutes sources de bruit provenant du fonctionnement des transistors (bruits en 1/f notamment), l'étage de filtrage analogique est avantageusement un étage de filtrage passe-bande dont la fréquence de coupure basse a une valeur prédétermince supérieure à zéro, par exemple choisie de l'ordre de 500 KHz à 1 MHz. Le composant comporte alors des moyens de génération s commandables (synthétiseur de fréquence par exemple) aptes à délivrer un signal de mélange à l'étage de transposition de fréquence, la fréquence de ce signal de mélange étant inférieure à la fréquence centrale du canal désirce, d'une valeur de décalage choisie au moins égale à la valeur de fréquence de coupure basse du filtre analogique. Par ailleurs, l'étage de démodulation comporte des moyens de correction aptes à corriger le bruit de phase et la dérive en fréquence des moyens de génération et à compenser le filtrage passe-bande. En d'autres termes, l'algorithme de dérotation, selon une dénomination bien connue de l'homme du métier, qui est habituellement utilisé pour corriger le bruit de phase et la dérive en fréquence des moyens de génération (synthétiseur de fréquence) permet également de compenser la présence du filtrage passe-bande. Selon un mode de réalisation de l'invention, le bloc analogique du module de synthonisation comporte un premier étage atténuateur/ amplificateur à gain commandé, connocté entre l'entrce de signal et l'étage de transposition de fréquence. Par ailleurs, le module de synthonisation comporte un bloc numérique connecté au bloc analogique par l'étage de conversion analogique/numérique. Le module de synthonisation comporte - des premiers moyens de calcul aptes dans une phase d'initialisation, à calculer la puissance globale moyenne de l'intogralité du signal reçu par le synthonisateur, - des premiers moyens de comparaison, incorporés dans le bloc numérique, aptes à comparer cette puissance globale calculée avec une première valeur de référence prédétermince correspondant à une puissance maximale souhaitée en un endroit prédéterminé du bloc an al ogique, - des premiers moyens de réglage aptes à régler le gain du premier étage atténuateur/amplificateur en fonction du résultat de ladite comparaison jusqu'à minimiser l'écart entre la puissance globale calculée et ladite valeur de référence. Et, dans une phase de fonctionnement normal dans laquelle un canal est sélectionné, le gain du premier étage atténuateur/amplificateur est figé. D'une façon générale, on peut calculer la puissance globale moyenne de l'intogralité du signal reçu par le synthonisateur à partir de tout signal disponible dans le bloc analogique du synthonisateur en amont du premier filtre de ce bloc analogique. Ainsi, lorsque les mélangeurs de l'étage de transposition de fréquence ne sont pas équipés de filtres, le premier filtre rencontré dans le bloc analogique est le filtre en bande de base. On pourra donc dans ce cas utiliser tout signal pris en amont de ce filtre bande de base. Ceci étant, généralement les mélangeurs utilisés dans un étage de transposition de fréquence d'un synthonisateur comportent intrinsèquement un filtre. Dans ce cas, une analyse de la puissance globale du signal reçu est réalisce avant les mélangeurs, ces éléments étant les derniers de la châîne de réception analogique recevant l'ensemble de la puissance de différents canaux. Ceci étant, il est préférable, en particulier pour des raisons de conception du circuit intogré, d'utiliser le signal disponible entre la sortie du premier étage atténnateur/amplificateur et l'entrce de l'étage de transposition de fréquence. I1 serait également possible d'équiper le premier étage atténuateur/amplificateur de moyens de filtrage supplémentaires pour atténuer encore la puissance de signal, si nocessaire. Selon une mise en oeuvre de l'invention, le calcul de la puissance globale moyenne de l'intogralité du signal reçu est effectué dans le bloc numérique du synthoni sateur, c 'est- à-dire en aval de l 'étage de conversion analogique/numérique. Ce calcul de la puissance globale moyenne comporte alors par exemple un calcul du module du signal échantillonné ainsi qu'une intogration numérique sur un certain nombre d'échantillons, typiquement 221. Ceci étant, il serait possible en variante de prévoir un filtre analogique intograteur dans le bloc analogique destiné à effectuer la moyenne du signal analogique à partir duquel on souhaite calculer la puissance globale moyenne. Puis, le signal de sortie du filtre (tension), représentatif de la puissance moyenne globale du signal reçu, serait alors échantillonné dans l'étage de conversion analogique/numérique. En théorie, il ne serait alors nocessaire d'utiliser qu'un seul échantillon pour effectuer la comparaison avec la valeur de référence. Mais, en pratique, on effectuerait cette comparaison avec une valeur moyenne calculée sur un nombre très limité d'échantillons, par exemple trois ou quatre. Selon un mode de réalisation préférentiel de l'invention, le bloc analogique du synthonisateur comporte en outre un deuxième étage amplificateur à gain commandé, connocté en aval de l'étage de filtrage analogique. Le module de synthonisation comprend également - des deuxièmes moyens de calcul, connoctés à la sortie de l'étage de filtrage analogique, aptes à calculer dans la phase de fonction nement normal la puissance moyenne du canal sélectionné, des deuxièmes moyens de comparaison, incorporés dans le bloc numérique, aptes à comparer cette puissance moyenne de canal calculée avec une deuxième valeur de référence prédétermince correspondant à une puissance de canal maximale souhaitée à l'entrce de l'étage de conversion analogique/numérique, et des deuxièmes moyens de réglage aptes à régler le gain du deuxième étage amplificateur jusqu'à minimiser l'écart entre la puissance de canal calculée et ladite deuxième valeur de référence. En d'autres termes, après la phase d'initialisation, le signal est commuté vers les mélangeurs de l'étage de transposition de fréquence, et le deuxième étage d' amplification à gain commandé, intogré au filtre de bande de base, permet de régler de façon fine le niveau à i'entrce du convertisseur de façon à avoir une puissance correspondant au maximum de dynamique de l'étage de conversion analogique/numérique. Le fait, selon l'invention, de calculer dans une phase d'initialisation la puissance globale du signal reçu et de régler le gain du premier étage atténuateur/amplificateur à gain commandé, puis d'ajuster le gain du deuxième étage amplificateur dans la phase de fonctionnement normal, permet un meilleur équilibrage entre la commande des gains des deux étages amplificateurs à gain commandé. En effet, dans les solutions de l'art antérieur, prévoyant des filtres externes de type large bande, à composants discrets, commandables en fonction de la sélection du canal désirce, il n'y a pas de phase d'initialisation dans laquelle on calcule la puissance globale de l'intogralité du signal reçu. La puissance du signal est en effet calculée à la sortie du bloc analogique, après conversion analogique/numérique, sur un signal filtré comportant outre le canal sélectionné, les canaux immédiatement adjacents. Et, c'est à partir de ce seul calcul de puissance que l'on règle les gains des différents étages d'amplification à gain commandé. Or, l'inconvénient de cette solution réside dans le fait que l'on ne po s sède alors qu'une seule source d'informati on concern ant la puissance de réception sur le synthonisateur et que cette information est située à la sortie de la châîne analogique. Et, cette information est déjà filtrce et ne possède donc qu'une partie du signal d'entrce, à savoir le canal désiré et éventuellement les canaux adjacents. La précision de réglage des différents amplificateurs à gain commandé est donc moins précise que celle utilisce dans la présente invention qui utilise deux calculs de puissance différents, dans la phase d'initialisation et dans la phase de fonctionnement normal, pour régler de façon indépendante les gains des deux étages d'amplification à gain commandé. En outre, si l'on suppose maintenant qu'un pic de réception parasite se situe au voisinage du canal sélectionné, celui-ci va influer fortement dans le calcul de la puissance effectuce en bout de châîne analogique dans les solutions de l'art antérieur. En conséquence, le gain du premier étage amplificateur va avoir tendance à être minimisé pour éviter une saturation des éléments suivants, ce qui va conduire à une augmentation du gain du deuxième étage amplificateur de façon à obtenir le maximum de dynamique à l'entrée de l'étage de conversion analogique/numérique. Par contre, selon l'invention, la puissance du pic parasite est "diluce" dans la puissance globale du signal reçu. Ceci va conduire, dans la phase d'initialisation, à régler le premier étage amplificateur avec un gain un peu plus élevé que dans l'art antérieur. De ce fait, dans la phase de fonctionnement normal, le calcul de la puissance de canal effectué en sortie de la châîne analogique va conduire à régler le gain du deuxième étage amplificateur avec un gain plus faible que dans l'art antérieur. On obtient donc une plus grande marge de manoeuvre sur le réglage de gain du deuxième amplificateur et également un meilleur équilibrage dans la commande des gains. L'invention a également pour objet un récepteur de signaux de télévision numérique par satellite, comprenant au moins un composant électronique tel que défini ci-avant. D'autres avantages et caractéristiques de l'invention appara^tront à l'examen de la description détaillée de modes de réalisation nullement limitatifs et des dessins annexés, sur lesquels: - la figure 1 est un synoptique schématique de la structure interne d'un composant électronique selon l'invention; - la figure 2 illustre plus particulièrement l'architecture interne du module de synthonisation de fréquence du composant électronique de la figure 1; - les figures 3, 4 et 4a illustrent schématiquement des diagrammes fréquentiels de canaux avant et après filtrage; - la figure 5 illustre plus particulièrement mais toujours schématiquement un module de décodage de canal du composant de la figure 1; - la figure 6 est un organigramme schématique des principales étapes d'une commande du fonctionnement du module de synthonisation de fréquence; et - la figure 7 illustre schématiquement une réalisation technologique d'un composant selon l'invention. Sur la figure 1, la référence RDS désigne un récepteur/décodeur satellite ("Set-top box" en langue anglaise) connocté à une antenne parabolique ANT captant des signaux de télévision numérique, et destiné à recevoir et à décoder ces signaux. Ce récepteur RDS comporte en tête, un composant électronique CMP destiné à recevoir l'ensemble des canaux CNi présents dans le signal reçu à l'entrce de signal ES0 de ce composant, et à délivrer à la sortie BS0 un flux FM de donnces MPEG. Ce composant CMP est entièrement réulisé de façon intogrce en technologie CMOS sur un substrat monolythique de silicium. Le circuit intogré sera ensuite encapsulé de façon classique dans un boîtier pour être fixé, par exemple par soudure, sur une carte électronique. Le composant CMP comporte en tête un dispositif de synthonisation ou "tuner" TZ, destiné à sélectionner le canal désiré parrni l'ensemble des canaux CNj présents dans le signal reçu à l'entrce de signal ES0 qui est également l'entrce du tuner. Ce tuner, qui comporte, comme on le verra plus en détail ci après, un bloc analogique BAN et un bloc numérique BNM, est du type à fréquence intermédiaire nulle. Les blocs analogique BAN et numérique BNM du tuner sont séparés par un étage de conversion analogique/numérique CAN1, CAN2. Par ailleurs, le composant CMP comporte un module numérique de décodage de canal DM, relié à la sortie de l'étage de conversion analogique/numérique qui délivre le flux de paquets de donnces FM correspondant aux informations véhiculées par le canal désiré, c'est-à dire sélectionné par le tuner. Si l'on se réfère maintenant plus particulièrement à la figure 2, on voit que le tuner TZ est. comme déjà mentionné, du type à fréquence intermédiaire nulle, c'est-à-dire qu'il n'effectue pas de transposition de fréquence à une fréquence intermédiaire mais ne comporte qu'un seul étage de transposition de fréquence, comportant ici les mélangeurs MX1 et MX2, et transposant directement le signal au voisinage de la bande de base d'un canal. En d'autres termes, l'étage de transposition de fréquence délivre directement le can al sélectionné ai n si que l es canaux immédiatement adjacents. Le tuner TZ comporte en tête, un amplificateur faible bruit LNA connocté à l'entrce de signal ESO et ayant par exemple un gain de 15 dB. L'amplificateur LNA est suivi d'un premier étage ETA 1 atténuateur/amplificateur à gain commandé. Plus précisément, cet étage ETA1 comporte un bloc atténuateur ATN commandable, que l'on a représenté schématiquement sur la figure 2 par un interrupteur shuntant ou non l'atténnateur proprement dit. Cet atténuateur permet, lorsqu'il est actionné, une atténuation de signal de -20 dB par exemple. L'étage ETA 1 comporte également, à la suite de ce bloc atténuateur ATN, deux amplificateurs à gain commandé AGCA et AGCB. Le gain de chaque amplificateur AGCA ou AGCB peut être réglé, par exemple entre trois valeurs discrètes, à savoir les valeurs O dB, 6 dB et 12 dB, par exemple. Le gain total du bloc amplificateur composé des deux amplificateurs AGCA et AGCD, peut donc être commandé de façon à prendre les valeurs O dB, 6 dB, 12 dB, 18 dB ou 24 dB. La sortie de l'étage ETA1 est connectée à la borne d'entrce BE d'un moyen d'aiguillage de signal formé ici d'un multiplexcur MUX1 commandé par un signal de commande SC. Ce multiplexcur MUX1 comporte une première borne de sortie BS 1 relice aux deux mélangeurs MX1 et MX2 de l'étage de transposition de fréquence. Ces deux mélangeurs MX1 et MX2 reçoivent par ailleurs, de façon classique, deux signaux de mélange en quadrature issus par exemple d'un synthétiseur de fréquence SYT. La fréquence de chacun des deux signaux de mélange est identique et correspond sensiblement à la fréquence du canal sélectionné. Le synthétiseur de fréquence SYT est commandé par un signal de sélection émanant d'une entrce de sélection ES2 connoctée à un bus I2C selon une dénomination connue de l'homme du métier. Par ailleurs, le synthétiseur de fréquence est piloté par un signal d'horloge de référence reçu sur une entrce ES 1 et provenant d'un quartz QT. Les deux voies de traitement, connoctées aux sorties des deux mélangeurs MX1 et MX2 sont des voies en quadrature, respectivement dénommoes I et Q selon une dénomination usuelle connue de l'homme du métier. La voie I représente le signal en phase, tandis que la voie Q représente le signal en quadrature. Comme illustré sur la figure 1, le signal reçu au niveau de l'entrce ESO est formé de plusieurs canaux CNi situés dans la bande de fréquence 9502150 MHz. Les fréquences centrales Fd de ces canaux sont mutuellement espacces de 45 MHz. Les mélangeurs MX1 et MX2 sont équipés en sortie de filtres passe-bas, dont la fréquence de coupure est de l'ordre de 150 à 250 MHz. Le signal de sortie des deux mélangeurs MX1 et MX2 est donc un signal centré autour de la fréquence 0 MHz, s'éténdant sur une bande de fréquence de 150 à 250 MHz et comportant le canal sélectionné ainsi que les canaux immédiatement adjacents. La figure 3 illustre, à des fins de simplification, le canal sélectionné CNj et le canal immédiatement adjacent CNi+l. Sur cette figure, la fréquence F1, égale à 30 MHz, représente la demi-largeur fréquentielle du canal CNj. L'homme du métier sait que cette demi-largeur fréquentielle F1 correspond en fait à la demi-largeur fréquentielle théorique d'un canal (par exemple 22,5 MHz) multiplice par un coefficient connu sous la dénomination anglosaxonne de "roll off", et qui est par exemple égal à 1,35. Les deux filtres en bande de base FBB 1 et FBB2, qui suivent les deux mélangeurs MX 1 et MX2, ont une fréquence de coupure haute égale à F2 (figure 4). Selon l'invention, cette fréquence F2 est choisie pour être supérieure d'au moins 20% à la demi-largeur fréquentielle F1 du canal CNi. A titre indicatif, on pourra par exemple choisir une fréquence de coupure haute F2 de chaque filtre en bande de base FBB égale à 40 MHz. Ainsi, on retrouve en sortie de ces deux filtres en bande de base FBB 1 et FBB2 un signal filtré comportant des informations ICN véhiculées par le canal sélectionné (figure 4) et des informations ICAD dites de canaux adjacents, et comportant en pratique essentiellement des informations relatives au canal immédiatement adjacent à celui qui est sélectionné. L'homme du métier aura par conséquent remarqué que ce filtre analogique, qui est par exemple un filtre d'ordre 6, est un filtre relativement mou, en ce sens qu'il laisse passer des informations de canaux adj acents. Cependant, l'utilisation d'un filtre analogique mou permet une intogration aisce de celui-ci sur silicium. On verra par ailleurs, plus en détail ci-après, que le filtrage global, qui comporte ici une première étape analogique réalisce par le filtrage FBB, est en fait complété par un filtre numérique de Nyquist qui va éliminer les informations de canaux adjacents. Par ailleurs, bien qu'il soit tout à fait possible d'utiliser un filtre en bande de base qui soit un filtre passe-bas, comme représenté sur la figure 4, il est toutefois préférable d'utiliser comme filtre en bande de base FBB un filtre passe-bande comme illustré sur la figure 4a. Dans ce cas, le filtre passe-bande FBB présente une fréquence de coupure basse F3 qui est décalée par rapport à zéro d'une valeur de décalage prédétermince, par exemple de l'ordre de 500 KHz à 1 MHz. Dans ce cas, on choisira alors comme fréquence des signaux de mélange non pas la fréquence du canal sélectionné, comme ce serait le cas pour un filtre en bande de base passe bas, mais une fréquence inférieure à la fréquence centrale Fd du canal désiré. Et, plus précisément, la fréquence du signal de mélange serait inférieure à la fréquence centrale d'une valeur de décalage choisie au moins égale à la valeur de la fréquence de coupure basse F3 du filtre analogique FBB. Le choix de fréquence du signal de mélange dépend également notamment du débit des informations. Le choix d'un filtre en bande de base passe-bande est particulièrement avantageux en ce sens qu'il permet de minimiser, voire de supprimer la source de bruit provenant du fonctionnement des transistors, source de bruit qui est une source en 1/f. En d'autres termes, on ne fait pas passer la composante continue dans le traitement analogique. Si l'on se réfère à nouveau à la figure 2, on voit que les deux filtres en b an de de base sont sui vi s d' un deuxième étage d' ampli fi cation à gain commandé forrné ici de deux amplificateurs à gain commandé AGC 1 et AGC2. Les sorties des deux amplificateurs AGC 1 et AGC2 sont respectivement connoctées aux bornes d'entrce BE3 et BE30 de deux autres multiplexcurs MUX2 et MUX20 également commandés par le signal de commande SC. Le multiplexcur MUX 1 comporte également une deuxième borne de sortie BS2 directement connoctée aux deux autres bornes d'entrce BE2 et BE20 des deux autres multiplexcurs MUX2 et MUX20. Cette voie de connexion directe shunte donc tout moyen de filtrage du signal global, en l'espèce les filtres présents à l'entrce des mélangeurs MX1 et MX2 ainsi que les filtres en bande de base FBB 1 et FBB2. Cette connexion directe va permettre, comme on le verra plus en détail ci-après, de calculer la puissance globale de l'intogralité du signal reçu. Les deux bornes de sortie BS3 et BS30 de deux multiplexcurs MUX2 et MUX20 sont respectivement connoctées aux deux entrces de deux convertisseurs analogiques numériques CAN1 et CAN2 destinés à échantillonner les signaux analogiques reçus à leur entrce à une fréquence d'échantillonnage réglable. Ces deux convertisseurs analogiques/ numériques CAN 1 et CAN2 marquent la frontière entre le bloc analogique BAN du tuner BZ et le bloc numérique BNM de ce tuner. Selon l'invention, la fréquence d'échantillonnage de l'étage de conversion analogique/numérique est supérieure à environ 2, fois la fréquence de coupure haute F2 de l'étage de filtrage analogique FBB1, FBB2. Par ailleurs, toujours dans le but de minimiser les interférences entre la partie numérique du composant CMP et la partie analogique, il est préférable que la fréquence d'échantillonnage des convertisseurs CAN 1 et CAN2 soit réglable en fonction de la fréquence centrale Fd du canal sélectionné, de façon à repousser les harmoniques de la fréquence d'échantillonnage en-dehors de la plage de fréquence [Fd-F2; Fd+F2]. En pratique, le récepteur RDS comporte des moyens de commande MCM, par exemple réalisés de façon câblée ou bien au sein d'un microcontrôleur, qui comportent une table de correspondance entre la fréquence centrale du canal sélectionné et une fréquence d'échantillonnage qui perrnet de respecter la contrainte vis-à-vis de la fréquence de coupure h aute F2 et la contrainte vi s -à-vi s des harmo ni ques de fréquence. Cette fréquence d'échantillonnage est par exemple délivrce sur l'entrce ES3 de composant, également connoctée à un bus I2C (figure 1). Par ailleurs, le moyen de commande MCM permet également de délivrer notamment le signal de comrnande SC (entrce ES4) permettant de commuter les différents multiplexcurs du tuner. Avant de décrire plus en détail l'architecture interne du module numérique DM, on va décrire maintenant plus en détail l'architecture interne du bloc numérique BNM du tuner TZ. Les deux signaux numériques en quadrature I et Q délivrés par les convertisseurs analogiques numériques sont traités dans un bloc de calcul MCL qui va déterminer la puissance de ce signal (I, Q) en en calculant par exemple le module. Une façon simplifiée de calculer le module du signal dans le bloc MCL est fournie par la formule (l) ci dessous: Module (I, Q) = Max (abs (I), abs (Q)) + l/2 Min (abs (I), abs (Q)) (1) Dans cette formule, Max désigne la valeur maximale, Min désigne la valeur minimale et abs désigne la valeur absolue. Comrne on le verra plus en détail ci-après, selon les phases de fonctionnement du tuner, la borne d'entrce du multiplexcur MUXl peut être connoctée soit sur sa première borne de sortie BSl, soit sur sa deuxième borne de sortie BS2. De même, les bornes de sortie BS3 et BS30 des multiplexcurs MUX2 et MUX20 peuvent être corrélativement relices aux bornes de sortie BE2 et BE20 ou BE3 et BE30. Lorsqu'une connexion directe est effectuce entre la sortie de l'étage ETAl et les convertisseurs analogiques numériques CAN1 et CAN2, les deux signaux I et Q sont en fait des signaux identiques et non en quadrature. La formule (1) ci-dessus du calcul du module se simplifie donc et devient la formule (2) ci-dessous dans laquelle S désigne le signal délivré par la borne de sortie BS2 du multiplexcur MUX1. s Module (S) = Max (abs (S)) + 1/2 Min (abs (S)) (2) Par contre, lorsque la sortie de l'étage ETA1 est connoctée au convertisseur CAN 1 et CAN2 par l'intermédiaire de l'étage de transposition de fréquence et des filtres en bande de base, les deux signaux I et Q sont bien deux signaux en quadrature. La sortie du bloc de calcul MCL est relice à un multiplexcur MUX4 dont l'une des sorties est relice à un soustracteur ADD 1 et dont l'autre sortie est relice à un soustracteur ADD2. Lorsque l'on souhaite calculer la puissance globale moyenne de l'intogralité du signal reçu, le multiplexcur MUX4 est commandé de façon à délivrer le signal issu du bloc de calcul MCL au soustracteur ADD1. Ce soustracteur ADD 1 reçoit par ailleurs sur sa deuxième entrce une première valeur de référence, stockée par exemple dans un registre ou une mémoire MM1. Cette première valeur de référence correspond à une puissance maximale souhaitée en un endroit prédéterminé du bloc analogique, par exemple à l'entrce des mélangeurs de l'étage de transposition de fréquence. A titre indicatif, on pourra par exemple fixer cette première valeur de référence à -10 dBm, ce qui permet d'éviter ainsi une saturation des éléments du bloc analogique. Chaque échantillon délivré par le bloc de calcul MCL est représentatif en fait de la puissance instantance du signal reçu à l'entrce de ce bloc MCL. Le soustracteur ADD 1 compare en fait la puissance instantance de chaque échantillon avec la première valeur de référence. Ces valeurs de comparaison successives sont ensuite temporellement intogrces dans un intograteur à coefficients programmables FIR1. A titre indicatif, l'intogration est effectuce sur une fenêtre glissante de 221 échantillons et la sortie de l'intograteur fournit donc l'écart entre la puissance globale moyenne de l'intogralité du signal reçu et la première valeur de référence. Ceci étant, il serait également possible d'effectuer l'intogration en sortie du bloc MCL afin de calculer la puissance moyenne du signal global, puis de soustraire de cette valeur moyenne la valeur de référence. Le soustracteur serait dans ce cas disposé en aval de l'intograteur. La sortie de l'intograteur FIR1 est ensuite délivrce à des moyens de réglage du gain de l'étage ETA 1. Ces moyens de réglage comportent par exemple une table de référence qui est décodée par la sortie de l'intograteur et qui va délivrer un mot numérique dont la valeur va permettre de commander l'interrupteur du bloc atténuateur ATN et de fixer les gains des deux amplificateurs AGCA et AGCB. Lorsque l'entrce du multiplexcur MUX4 est connoctée sur son autre sortie, c'est- à-dire cell e relice au sou stracteur ADD2, il va être possible de calculer la puissance moyenne du canal sélectionné et de régler le gain des deux amplificateurs à gain commandé AGC 1 et AGC2. A cet égard, un registre ou mémoire MM2 contient une deuxième valeur de référence correspondant à une puissance de canal maximale souhaitée à l'entrce de l'étage de conversion analogique/numérique de façon à obtenir le maximum de dynamique à l'entrce de cet étage. A titre indicatif, cette deuxième valeur de référence peut être prise égale à 7 dB. Le soustracteur ADD2 calcule alors l'écart entre la puissance instantance de chaque échantillon du canal sélectionné et cette deuxième valeur de référence. Ces écarts sont ensuite intogrés dans un intograteur FIR2 ayant une structure analogue à celle décrite pour l'intograteur FIR1. De même, par analogie à ce qui a été décrit ci-avant pour l'intograteur FIR 1, l'intograteur FIR2 décode une deuxième table de référence TB2 qui permet de régler le gain des amplificateurs AGC1 et AGC2. On va maintenant décrire plus en détail le fonctionnement du tuner selon l'invention, en se référant plus particulièrement à la figure 6. A la mise en marche du tuner, ou lors d'un changement de canal, les moyens de commande MCM positionnent les multiplexcurs MUX1, MUX2 et MUX20 de façon à permettre une connexion directe entre la sortie de l'étage d'amplification ETA1 et les convertisseurs analogique/numérique. De même, le multiplexcur MUX4 est positionné de façon à relier le bloc MCL à l'additionneur ADD1. Une phase d'initialisation du tuner débute alors. Au début de cette phase d'initialisation, l'interrupteur du bloc atténnateur ATN est ouvert par défaut, activant l'atténuateur proprement dit et les gains des amplificateurs AGCA et AGCB sont par défaut fixés à zéro. L'intogralité du signal reçu à l'entrce du signal ESO est amplifiée dans l'amplificateur LNA, puis atténuce dans l'étage ETA 1 et convertie ensuite dans les convertisseurs analogique/numérique CAN1 et CAN2. La puissance globale moyenne du signal est ensuite détermince comme expliqué ci avant et la sortie du filtre FIR 1, représentatif de l'écart entre cette puissance globale moyenne et la valeur de référence contenue dans le registre MM1, décode la table TB1, ce qui provoque le réajustement du gain de l'étage ETA1. (Etapes 20, 21 et 23). En fait, le réajustement ne s'effectue que si l'écart entre cette puissance globale moyenne et la valeur de référence contenue dans le registre MM1 peut être minimisé (étape 22), compte tenu des possibilités d'ajustement du gain fournies par l'étage ETA1. Plus précisément, à titre d'exemple, si l'on suppose que la puissance du signal reçu à l'entrce ESO est égale à -5 dBm, la puissance du signal après amplification dans l'amplificateur LNA ayant un gain de 15 dB, est égale à + 10 dBm. Après passage dans l'atténuateur ATN et dans les amplificateurs AGCA et AGCB réglés initialement avec un gain nul, la puissance globale moyenne du signal à la sortie de l'étage ETA 1 est égale à -10 dBm. Cette puissance sera calculée dans le bloc numérique et comparce à la première valeur de référence qui est justement égale à -10 dBm. Dans ce cas, l'écart est nul et par conséquent minimal. La phase d'initialisation se termine alors et les commandes de gain et d'atténuation de l'étage ETA1 ne sont pas alors modifiées. Si, par contre, la puissance du signal reçu à l'entrce ESO est égale à 20 dBm, la puissance du signal à la sortie de l'étage ETA1 est égale à 25 dBm. L'écart calculé entre cette puissance globale moyenne et la première valeur de référence est alors égal à -15 dBm. Dans ce cas, les moyens de réglage du gain de l'étage ETA1 peuvent par exemple directement régler les gains des deux amplificateurs AGCA de façon à conférer un gain total de 12 dB, ce qui va conduire à l'obtention d'une puissance de signal en sortie de l'étage ETA1 égale à -13 dBm. Compte tenu des possibilités de réglage par palier des amplificateurs AGCA et AGCB, l'écart de -3 dB entre cette valeur et la première valeur de référence est considéré comme l'écart minimal. La phase d'initialisation est par conséquent termince. En variante, il aura été possible d'effectuer deux cycles de réglage successifs en augmentant deux fois de suite par pas de 6 dB, le gain de l'étage ETA1. A la fin de la phase d'initialisation, le tuner rentre dans une phase de fonctionnement normal, dans laquelle les moyens de commande MCM délivrent un signal de comrnande SC positionnant les multiplexcurs sur leur autre voie. Au cours de cette phase de fonctionnement normal, on sélectionne le canal désiré (étape 24) et la puissance de canal est calculée d'une façon analogue à celle qui a été décrite ci-avant dans le bloc MCL (étape 25), puis comparce et moyennée à l'aide du soustracteur ADD2, de l'intograteur FIR2 et de la deuxième valeur de référence stocLée dans la mémoire MM2 (étape 26). Le décodage de la table TB2 permet le réglage plus fin des amplificateurs AGC1 et AGC2. I1 convient de noter ici que, alors que dans cette phase de fonctionnement normal, le gain de l'étage ETA 1 est figé, le gain des amplificateurs AGC 1 et AGC2 est constamment réajusté (étape 28) tant que l'écart calculé n'est pas considéré cornme minimal (étape 27). Si l'on se réfère maintenant de nouveau plus particulièrement aux figures 1, 2 et 5, on voit que le récepteur RDS comporte un module numérique de décodage de canal DM recevant les deux signaux I et Q et comportant un étage de démodulation DMD capable d'effectuer des traitements classiques de démodulation (tels qu'une démodulation QPSK ou 8PSK selon une dénomination bien connué de l'homme du métier), suivi d'un étage de correction d'erreur CRE effectuant des traitements classiques de décodage de Viterbi, un désentrelacement, un décodage de Reed-Solomon, un débrassage, de façon à délivrer le flux de paquets FM qui sera décodé dans un bloc de décodage de source externe au composant CMP, conforme à la norme MPEG par exemple. L'étage de démodulation et de filtrage DMD comporte schématiquement en tête des moyens de correction DRT ("derotator" en langue anglaise) aptes à corriger le bruit de phase, la dérive en fréquence et le décalage en fréquence des synthétiseurs de fréquence. Les moyens de correction DRT sont également utilisés ici selon l'invention pour compenser le filtrage passe-bande FBB 1, FBB2 et évitent ainsi d'obtenir une marge d'eneur trop faible pour l'interprétation de la constellation. De tels moyens de dérotation peuvent être par exemple ceux décrits dans la demande de brevet européen n O 481 543. Le filtrage analogique est ici complété par un filtrage de Nyquist effectué dans un filtre numérique FN, dont la fréquence de coupure est égale à la demi-largeur fréquentielle F1 du canal désiré. Le filtre FN complète par conséquent le filtrage effectué par le filtre analogique FBB1, FBB2 et élimine les informations de canaux adjacents. Un amplificateur à gain comrnandé AGC permet de recaler le niveau de puissance. Plus précisément, la valeur moyenne des signaux I et Q est mesurce après le filtre numérique et comparce à une valeur programmable, d'une façon analogue à ce qui est effectué pour le contrôle des amplificateurs AGC1 et AGC2. Le signal d'erreur intogré est ensuite appliqué à un multiplieur sur chaque voie I et Q. L'étage de correction d'erreur CRE effectue ensuite les traitements cl as si ques de correction d'erreur bien connus de l'homme du métier, sous la dénomination anglosaxonne de FEC (Forward Error Correction). Technologiquement, le composant CMP selon l'invention est réalisé, par exemple en technologie CMOS 0,18,um, sur un substrat monolythique SB en siliclum, par exemple de type P (figure 7). Pour absorber les pics de courant à haute fréquence, il est préférable de coller au moyen d'une colle conductrice CL classique, une plaque métallique PL sur la face arrière du substrat SB. Cette plaque métallique est destince à être relice à la masse. La fine couche d'oxyde qui se forme naturellement sur le silicium du substrat forme le diélectrique d'un condensateur dont les deux électrodes sont respectivement formoes par le substrat SB et la plaque métallique PL. Ce condensateur, dont la 3 0 valeur capacitive est rel ativement importante, perrnet ain si d' ab sorber l es pics de courant à haute fréquence. A titre indicatif, la surface du condensateur, qui correspond sensiblement à la surface de la puce, peut être de l'ordre de 17 mm2. Par ailleurs, la partie numérique du composant CMP, c'est-à dire en l'espèce le bloc numérique BN et le module DM sont réalisés dans une zone ZN du substrat qui est isolée du reste du substrat (dans laquelle est réalisce la partie analogique BAN du composant) par une barrière semiconductrice dopée N-, formoe ici d'une couche enterrce CH1 et de deux puits PT1 et PT2. Par ailleurs, les transistors PMOS de la partie numérique sont réalisés au sein d'un caisson N- qui vient au contact de la couche enterrce CH1. Et, afin d'éviter que le bruit sur la tension d'alimentation Vdd ne soit transmis via les caissons N- vers la partie analogique, pour venir directement perturber le lltrage en bande de base, il est avantageux de polariser tous les caissons N- avec une tension de polarisation différente de celle alimentant les transistors situés dans cette zone isolée ZN du substrat. REVENDICATIONS 1. Composant électronique, comprenant un circuit intogré réa lisé sur un substrat monolithique et incorporant - un module de synthonisation (TZ) du type à fréquence intermédiaire nulle possédant une entrce (ESO) apte à recevoir des signaux analogiques véhiculant des informations numériques codées par une modulation numérique, par exemple des signaux de télévision numérique par satellite, composés de plusieurs canaux s'étendant sur une plage de fréquences prédéterminces, un bloc analogique (BAN) comportant un étage de transposition de fréquence suivi d'un étage de filtrage analogique (FBB1, FBB2) pour sélectionner un canal désiré et délivrer deux signaux analogiques en bande de base en quadrature de phase contenant les informations (ICN) véhiculées par le canal sélectionné et des informations dites de canaux adjacents (ICAD), et un étage de conversion analogique/numérique (CAN1, CAN2) relié à la sortie du bloc analogique, et - un module numérique de décodage de canal (DM), relié à la sortie de l'étage de conversion analogique/numérique, comportant un étage de démodulation (DMD), un étage de filtrage numérique (FN) pour éliminer lesdites informations de canaux adjacents, et un étage de correction d'erreurs (CRE) pour délivrer un flux de paquets de donnces (FM) correspondant aux informations véhiculées par le canal désiré. 2. Composant selon la revendication 1, caractérisé par le fait que l'étage de fltrage analogique (FBB) possède une fréquence de coupure haute (F2) supérieure de 205to environ à la demi largeur fréquentielle (F1) d'un canal, par le fait que la fréquence d'échantillonnage de l'étage de conversion analogique/numérique est supérieure à environ 2,5 fois la fréquence de coupure haute de l'étage de filtrage analogique, et par le fait que la fréquence de coupure de l'étage de filtrage numérique est égale à la demi largeur fréquentielle d'un canal. 3. Composant selon la revendication 2, caractérisé par le fait que la fréquence d'échantillonnage de l'étage de conversion analogique/numérique est réglable en fonction de la fréquence centrale Fd du canal sélectionné, de façon à repousser les harmoniques de la fréquence d'échantillonnage en dehors de la plage de fréquences [ Fd -F2; Fd + F2], o F2 désigne la fréquence de coupure haute de l'étage de filtrage analogique. 4. Composant selon l'une des revendications précédentes, caractérisé par le fait qu'il comporte une plaque métallique (PL) collée sur la face arrière du substrat par une colle conductrice, et destince à être relice à la masse. 5. Composant selon l'une des revendications précédentes, caractérisé par le fait que le substrat a un premier type de conductivité, par le fait que les éléments effectuant un traitement numérique sont disposés dans une partie (ZN) du substrat isolée de la partie restante du substrat par une barrière semiconductrice (CH 1, CH2, PT2) ayant un deuxième type de conductivité différent du premier type de conductivité, et par le fait que ladite barrière semiconductrice est polarisée par une tension de polarisation différente de celle alimentant les transistors situés dans ladite partie isolée du substrat. 6. Composant selon l'une des revendications précédentes, caractérisé par le fait que l'étage de filtrage analogique est un étage de filtrage passe-bande dont la fréquence de coupure basse (F3) à une valeur prédétermince supérieure à O. par le fait que le composant comporte des moyens de génération commandables (SYT) aptes à délivrer un signal de mélange à l'étage de transposition de fréquence, par le fait que la fréquence du signal de mélange est inférieure à la fréquence centrale (Fd) du canal désiré, d'une valeur de décalage choisie au moins égale à la valeur de la fréquence de coupure basse du filtre analogique, et par le fait que l'étage de démodulation comporte des moyens de correction (DRT) aptes à corriger le bruit de phase, la dérive en fréquence et le décalage en fréquence des moyens de génération et à compenser le filtrage passe bande. 7. Composant selon l'une des revendications précédentes, caractérisé par le fait que le bloc analogique (BAN) du module de synthonisation comporte un premier étage atténuateur/ amplificateur à gain commandé (ETA1) connocté entre l'entrce de signal et l'étage de transposition de fréquence, par le fait que le module de synthonisation comporte un bloc numérique (BNM) connocté au bloc analogique par l'étage de conversion analogique/numérique, par le fait que le module de synthonisation comporte des pre miers moyens de calcul (MCL, PIR1) aptes dans une phase d'initialisation, à calculer la puissance globale moyenne de l'intogralité du signal reçu par le synthonisateur, des premiers moyens de comparaison (ADD 1), incorporés dans le bloc numérique, aptes à comparer cette puissance globale calculée avec une première valeur de référence prédétermince correspondant à une puissance maximale souhaitée en un endroit prédéterminé du bloc analogique, des premiers moyens de réglage (TB 1) aptes à régler le gain du premier étage atténuateur/amplificateur en fonction du résultat de ladite comparaison jusqu'à minimiser l'écart entre la puissance globale calculée et ladite valeur de référence, et par le fait que dans une phase de fonctionnement normal dans laquelle un canal est sélectionnce, le gain du premier étage atténuateur/amplificateur est figé. 8. Composant selon la revendication 7, caractérisé par le fait que le bloc analogique du synthonisateur comporte en outre un deuxième étage amplificateur à gain commandé (AGC1, AGC2) connocté en aval de l'étage de filtrage analogique, par le fait que le module de synthonisation comprend également des deuxièmes moyens de calcul (MCL), connoctés à la sortie de l'étage de filtrage analogique (FBB1, FBB2), aptes à calculer dans la phase de fonctionnement normal la puissance moyenne du canal sélectionné, des deuxièmes moyens de comparaison (ADD2), incorporés dans le bloc numérique, aptes à comparer cette puissance moyenne de canal calculée avec une deuxième valeur de référence prédétermince correspondant à une puissance de canal maximale souhaitée à l'entrce de l'étage de conversion analogique/numérique, et des deuxièmes moyens de réglage (TB2) aptes à régler le gain du deuxième étage amplificateur jusqu'à minimiser l'écart entre la puissance de canal calculée et ladite deuxième valeur de référence. 9. Composant selon la revendication 7 ou 8, caractérisé par le fait quele module de synthonisation comprend un moyen commandable d'aiguillage de signal (MUX 1), incorporé dans le bloc analogique, possédant une borne d'entrce (BE) connoctée à l'entrce de signal, une première borne de sortie (BS 1) connoctée à l'entrce de l'étage de filtrage analogique (FBB 1, FBB2), une deuxième borne de sortie (BS2) connoctée directement à l'entrce de l'étage de conversion analogique/numérique (CAN1, CAN2), et par le fait que, dans la phase d'initialisation, les moyens d' aiguill age s ont commandé s de façon à connocter l eur b orne d' entrce et leur deuxième borne de sortie, et dans la phase de fonctionnement normal ils sont commandés de façon à connocter leur borne d'entrce et leur première borne de sortie. 1O. Dispositif selon la revendication 9, caractérisé par le fait que les moyens d'aiguillage du signal (MUX1) sont disposés entre la sortie du premier étage atténuateur/amplificateur (ETA1) et l'entrce de l'étage de transposition de fréquence (MX1, MX2). 11. Dispositif selon l'une des revendications 7 à 1O, caractérisé par le fait que le bloc numérique incorpore les premiers moyens de calcul (MCL). 12. Récepteur de signaux de télévision numérique par satellite, caractérisé par le fait qu'il comprend un composant électronique tel que