Brevet FR2830389A1 — publié le 20030404

PROCEDE ET DISPOSITIF COMBINANT ESTIMATION DE CANAL ET SYNCHRONISATION TEMPORELLE POUR LA RECEPTION La présente invention se rapporte à un procédé et à un dispositif combinant estimation de canal et synchronisation temporelle pour la réception. L'invention est décrite ici, à titre d'exemple non limitatif, dans son application à des signaux modulés suivant une modulation de type OFDM (multiplexage à division de fréquences orthogonales, en anglais "Orthogonal Frequency Division Multiplex"), et plus particulièrement, à des signaux émis suivant la norme HiperLAN 2. Un signal OFDM est engendré, de façon connue, en décomposant le signal à émettre sous forme de fonctions orthogonales de base, constituant une pluralité de sous-porteuses, chacune transportant un échantillon complexe représentatif d'une pluralité d'échantillons (éléments binaires) obtenus par un codage de constellation du signal à transmettre. Une matrice M de transformée rapide de Fourier inverse est appliquée à un ensemble de N échantillons complexes (formant un vecteur complexe V) afin de moduler simultanément la pluralité de sous-porteuses. Des symboles OFDM sont ainsi engendrés, chacun étant composé de N échantillons numériques représentatifs des N échantillons complexes modulés. La suite de N échantillons numériques est ensuite transmise en chaîne par le système de transmission pour former un symbole OFDM dit de bande de base. Ce signal pourra lui-même moduler une porteuse de fréquence plus élevée pour pouvoir être transmis en bande transposée, suivant des techniques classiques. Après passage dans un canal de transmission, ce signal modulé est reçu par un démodulateur. Après avoir synchronisé en temps et avoir divisé en paquets de N échantillons numériques le signal OFDM de bande de base, on extrait un vecteur complexe V'en appliquant une matrice de transformée rapide de Fourier M', telle que M. M'= Id (matrice identité). Des décisions au maximum de vraisemblance sur les parties réelle et imaginaire du vecteur complexe V'permettent de retrouver la séquence d'échantillons complexes initiale, puis de restituer les éléments binaires associés. Dans le cas d'une transmission à travers des canaux du type multichemin, c'est-à-dire lorsque le canal de transmission contient des échos, le signal reçu est une somme pondérée de plusieurs signaux ayant été atténués et retardés. Chacun de ces signaux provient des divers chemins empruntés par le signal transmis entre l'émetteur et le récepteur. Ce type de canal produit généralement des évanouissements (en anglais"fading") en fréquence et des interférences entre symboles OFDM. Pour remédier au problème des évanouissements, il est habituellement nécessaire d'obtenir une estimation de la réponse en fréquence du canal de transmission et de procéder à une égalisation des données démodulées. Quant aux interférences entre symboles OFDM, elles peuvent entraîner une perte d'orthogonalité entre sous-porteuses et par conséquent, provoquer des perturbations sur les informations transmises Plusieurs solutions ont été proposées pour résoudre ce problème. La plus communément utilisée consiste à insérer un intervalle ou temps de garde (en anglais"guard time"), c'est-à-dire un temps de non-émission, devant chaque symbole OFDM, la durée de cet intervalle devant être plus grande que l'écho ayant le plus grand retard sur le canal de transmission. Les échantillons complexes contenus dans l'intervalle de garde sont identiques à ceux constituant la fin du symbole OFDM qui suit. Dans ce cas, l'intervalle de garde est appelé préfixe cyclique ou CP (en anglais "Cyclic Prefix"). Un symbole OFDM ne pourra être perturbé que par le contenu de l'intervalle de garde qui le précède. L'apparition des interférences entre symboles pourra être ainsi évitée et l'orthogonalité des sous-porteuses pourra être préservée. Il subsiste néanmoins une zone de transition entre la fin d'un symbole OFDM et l'intervalle de garde du symbole OFDM suivant. Cette non- linéarité naturelle, inhérente au principe de la modulation OFDM, subit des distorsions dues aux filtres d'émission et de réception ainsi qu'aux propriétés du canal de transmission et peut modifier les informations transmises. Lorsque le dernier échantillon complexe qui se trouve à la frontière entre le symbole de donnée courant et le préfixe cyclique du symbole suivant est corrompu, la constellation des symboles complexes résultant de la démodulation présente un glissement suivant les axes imaginaire et réel, fonction de l'erreur introduite par ce seul échantillon. Cette erreur étant difficilement quantifiable du fait de la nature aléatoire des perturbations introduites par le canal et par les données modulant les symboles OFDM, la solution pour remédier à ce problème de démodulation est peu évidente. Afin d'estimer les éléments d'information binaires modulés au niveau du récepteur, il est nécessaire de connaître les références de phase et d'amplitude de la constellation de chaque sous-porteuse. De façon générale, la constellation de chaque sous-porteuse présente une rotation de phase et une variation d'amplitude aléatoires, dues au décalage de la fréquence porteuse, aux erreurs de synchronisation temporelle et aux évanouissements sélectifs en fréquence. Pour remédier à ces variations de phase et d'amplitude, on peut utiliser une technique de détection cohérente. Cette technique consiste notamment à estimer des valeurs de référence des amplitudes et des phases pour déterminer les meilleurs seuils de décision possibles pour la constellation de chaque sous-porteuse. A cette fin, on peut mettre en oeuvre des techniques d'estimation de canal. Les normes HiperLAN 2 et IEEE 802.11 proposent, entre autres pour permettre cette estimation de canal, d'utiliser un préambule constitué de symboles d'apprentissage courts suivis d'un symbole d'apprentissage long. Les symboles d'apprentissage courts servent à la détection de début de trame, au contrôle automatique de gain et à l'estimation grossière en fréquence et en temps. Le symbole d'apprentissage long, pour lequel l'ensemble des sousporteuses sont modulées, comme pour un symbole OFDM de données normal, sert à l'estimation de canal. Il permet l'estimation fine du décalage en fréquence et en temps et permet de déterminer les amplitudes et les phases de référence pour l'estimation de canal. Après estimation du canal de transmission pour l'ensemble des sous-porteuses, l'étape d'égalisation peut être réalisée, soit dans le domaine fréquentiel, soit dans le domaine temporel. Pour l'égalisation dans le domaine fréquentiel, il convient de bien synchroniser l'estimation de canal et la synchronisation temporelle afin d'appliquer des corrections adéquates de phase et d'amplitude à chacune des sous-porteuses. Pour plus de détails sur la modulation OFDM, on pourra consulter, par exemple, l'ouvrage intitulé"OFDM for Wireless Multimedia Communications"de Richard VAN NEE et Ranjee PRASAD publié chez Artech House. Cet ouvrage décrit notamment (en pages 105 et 106) une méthode permettant d'obtenir une estimation du canal radio en utilisant le préambule évoqué ci-dessus, défini la norme HiperLAN 2. Ce préambule comprend un symbole d'apprentissage long ayant une durée égale à deux fois la fenêtre de transformation de Fourier rapide inverse (IFFT, en anglais"Inverse Fast Fourier Transform"), rallongée d'un temps de garde doublé. Cette approche a pour avantage de rendre la séquence d'apprentissage extrêmement robuste aux chemins multiples. L'estimation du canal est obtenue en prenant le résultat de la transformation de Fourier rapide (FFT) appliquée aux données du symbole d'apprentissage sur un intervalle moyen égal à la fenêtre de IFFT. L'estimation de canal obtenue ne tient pas compte de la synchronisation temporelle du récepteur. La réponse du canal est correctement estimée car dépourvue des interférences inter-symboles (en anglais ISI, "lnterSymbollnterference") et inter-sous-porteuses (en anglais ICI, "lnterCarrier Interference") tant que les retards des chemins multiples sont plus courts que le temps de garde du symbole d'apprentissage. Néanmoins, la réponse du canal ainsi estimée n'est pas cohérente avec la synchronisation temporelle du récepteur. Ce défaut de cohérence entre l'estimation de canal et la synchronisation temporelle a été mis en évidence dans un document de L. HÀZY et M. EL-TANANY intitulé"Synchronization of OFDM systems over frequency selective fading channels", présenté à la conférence IEEE 47th Vehicular Technology Conference, mai 1997. Ce document propose un algorithme d'estimation conjoint de la synchronisation temporelle et du canal. L'algorithme se fonde sur les propriétés particulières d'autocorrélation de certaines séquences d'apprentissage. Ces séquences d'apprentissage sont formées par un signal de stridulation (en anglais "chirp signa !') ou par des séquences dites M (en anglais "M-sequences") qui ont une fonction d'autocorrélation de type impulsionnel. Si on applique une fonction d'autocorrélation à ces séquences après transmission à travers un canal radio, on obtient la réponse impulsionnelle du canal. A partir de cette réponse impulsionnelle, il est possible d'obtenir la synchronisation temporelle par une détection de pic d'énergie et d'en déduire une estimation de la réponse en fréquence du canal, par l'intermédiaire d'une FFT qui sera synchronisée en temps. Cependant, une telle méthode connue n'est pas applicable dans tous les cas. En particulier, sachant que les symboles d'apprentissage de la norme HiperLAN 2 ne présentent pas de telles propriétés d'autocorrélation, cette méthode antérieure n'est pas applicable dans ce contexte. La présente invention a pour but de remédier à cet inconvénient, en proposant une autre méthode d'estimation conjointe du canal de transmission et de la synchronisation temporelle, notamment adaptée à la séquence d'apprentissage de la norme HiperLAN 2. Le fait de lier l'estimation de canal et la synchronisation temporelle permet entre autres d'obtenir une réponse en fréquence du canal qui intègre les erreurs de synchronisation temporelle sous une forme équivalente, étant entendu qu'un retard temporel équivaut à une rotation de phase dans le domaine fréquentiel. Cette propriété donne la possibilité de décaler la synchronisation temporelle de quelques échantillons afin d'éviter la zone critique de transition entre la fin d'un symbole OFDM et l'intervalle de garde du symbole OFDM suivant. L'estimation de canal obtenue après un tel décalage de la synchronisation temporelle intègre sous une forme équivalente cette information de décalage, qui est compensée ultérieurement, lors de l'étape d'égalisation des données démodulées. Ainsi, dans le cas d'une estimation conjointe du canal de transmission et de la synchronisation temporelle, seule la réponse du canal est à considérer, partant de l'hypothèse que la référence temporelle de synchronisation du récepteur reste comprise dans l'intervalle de garde. Dans le but mentionné plus haut, la présente invention propose un procédé de réception d'une trame comportant un préambule et des données, ces données comportant au moins des données utiles, suivant lequel, à réception de la trame, après passage dans un canal de transmission : - on échantillonne la trame ; - on détermine une référence temporelle ; puis, à partir de cette référence temporelle : - on décale une fenêtre de transformation fréquentielle d'un nombre prédéterminé d'échantillons de façon à obtenir une fenêtre décalée ; - on effectue une opération de transformation, consistant à appliquer une transformation fréquentielle aux échantillons présents dans la fenêtre décalée, de façon à obtenir des échantillons transformés ; ce procédé étant caractérisé en ce que, en outre, à partir de la référence temporelle mentionnée ci-dessus : - on effectue une opération d'estimation du canal de transmission sur une partie du préambule en prenant en compte des échantillons transformés, de façon à obtenir des informations sur le canal de transmission ; et - on effectue une opération de correction, consistant à corriger les échantillons transformés correspondant aux données utiles, à partir des informations précitées sur le canal de transmission. Ainsi, l'invention permet d'améliorer la pertinence des valeurs de référence obtenues à partir de l'estimateur de canal. De plus, l'invention permet de soulager de façon significative le circuit de synchronisation temporelle en renforçant le rôle de l'égalisateur de canal qui, conformément à l'invention, combine les fonctions de correction de canal et de correction temporelle. En outre, l'invention permet de s'affranchir de traitements supplémentaires dans le domaine fréquentiel en vue de corriger l'erreur temporelle résiduelle due à l'échantillonnage du signal à la réception. Selon une caractéristique particulière, la référence temporelle est obtenue à partir d'opérations de corrélation appliquées à au moins une partie du préambule. Selon une caractéristique particulière, à partir de la référence temporelle, décalée d'une durée prédéterminée, le décalage pouvant correspondre à une avance ou à un retard, on obtient une commande de sous- échantillonnage et de fenêtrage. Selon une caractéristique particulière, la référence temporelle comporte une référence temporelle grossière et une référence temporelle fine. Selon une caractéristique particulière, le procédé conforme à l'invention comporte en outre des étapes suivant lesquelles : - on effectue une opération d'estimation et de correction fine de fréquence, consistant à corriger l'erreur de fréquence résiduelle ; et - on effectue une opération de sous-échantillonnage sur le signal obtenu à l'issue de l'opération d'estimation et de correction fine de fréquence, suivant la commande de sous-échantillonnage et de fenêtrage. Selon une caractéristique particulière, le procédé comporte en outre des étapes suivant lesquelles : on effectue une opération de synchronisation grossière en temps et en fréquence, de façon à obtenir un signal d'erreur en fréquence, et - on transforme le signal d'erreur en fréquence en un nombre complexe par l'opération cor = exp (-jk (p), où up désigne l'erreur en fréquence normalisée et k désigne l'indice de l'échantillon à corriger. Selon une caractéristique particulière, la transformation fréquentielle mentionnée plus haut est une transformation de Fourier. Selon une caractéristique particulière, les signaux sont modulés suivant une modulation de type OFDM. Selon une caractéristique particulière, la trame est conforme à la norme HiperLAN 2. Selon une caractéristique particulière, la trame étant conforme à la norme HiperLAN 2, la référence temporelle fine est obtenue à partir d'une fonction d'intercorrélation couplée à une fonction de sous-échantillonnage par un facteur 4, suivant la formule suivante : 64 yreceivedC (i +4) x theoretical C (i) crosscorret= -------------------- 64 Y Ireceived C (i+4) x theoretical C (i) * 0 où cross~correl désigne la valeur de la fonction d'intercorrélation, received désigne la séquence C reçue dans la trame HiperLAN 2 et theoretical C désigne la séquence C théorique. Dans le même but que celui indiqué plus haut, la présente invention propose également un dispositif de réception d'une trame comportant un préambule et des données, ces données comportant au moins des données utiles, comprenant : - un module pour échantillonner la trame à réception de celle-ci, après passage dans un canal de transmission, - un module pour déterminer une référence temporelle, - un module de décalage, pour décaler une fenêtre de transformation fréquentielle d'un nombre prédéterminé d'échantillons, ce module de décalage fournissant en sortie une fenêtre décalée et - un module de transformation, pour appliquer une transformation fréquentielle aux échantillons présents dans la fenêtre décalée, ce module de transformation fournissant en sortie des échantillons transformés, le module de décalage et le module de transformation utilisant la référence temporelle précitée ; ce dispositif étant remarquable en ce qu'il comporte en outre : - un module d'estimation, pour estimer le canal de transmission sur une partie du préambule en prenant en compte des échantillons transformés. ce module d'estimation fournissant des informations sur le canal de transmission ; et - un module de correction, pour corriger les échantillons transformés correspondant aux données utiles, à partir des informations précitées sur le canal de transmission, le module d'estimation et le module de correction utilisant la référence temporelle mentionnée ci-dessus. La présente invention vise aussi un appareil de traitement de signaux numériques, comportant des moyens adaptés à mettre en oeuvre un procédé de réception tel que ci-dessus. La présente invention vise aussi un appareil de traitement de signaux numériques, comportant un dispositif de réception tel que ci-dessus. La présente invention vise aussi un réseau de télécommunications, comportant des moyens adaptés à mettre en oeuvre un procédé de réception tel que ci-dessus. La présente invention vise aussi un réseau de télécommunications, comportant un dispositif de réception tel que ci-dessus. La présente invention vise aussi une station mobile dans un réseau de télécommunications, comportant des moyens adaptés à mettre en oeuvre un procédé de réception tel que ci-dessus. La présente invention vise aussi une station mobile dans un réseau de télécommunications, comportant un dispositif de réception tel que ci-dessus. La présente invention vise aussi une station de base dans un réseau de télécommunications, comportant des moyens adaptés à mettre en oeuvre un procédé de réception tel que ci-dessus. La présente invention vise aussi une station de base dans un réseau de télécommunications, comportant un dispositif de réception tel que ci-dessus L'invention vise aussi : - un moyen de stockage d'informations lisible par un ordinateur ou un microprocesseur conservant des instructions d'un programme informatique, permettant la mise en oeuvre d'un procédé de réception tel que ci-dessus, et - un moyen de stockage d'informations amovible, partiellement ou totalement, lisible par un ordinateur ou un microprocesseur conservant des instructions d'un programme informatique, permettant la mise en oeuvre d'un procédé de réception tel que ci-dessus. L'invention vise aussi un produit programme d'ordinateur comportant des séquences d'instructions pour mettre en oeuvre un procédé de réception tel que ci-dessus. Les caractéristiques particulières et les avantages du dispositif de réception, des différents appareils de traitement de signaux numériques, des différents réseaux de télécommunications, des différentes stations mobiles, des différentes stations de base, des différents moyens de stockage et du produit programme d'ordinateur étant similaires à ceux du procédé de réception selon l'invention, ils ne sont pas rappelés ici. D'autres aspects et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de la description détaillée qui suit d'un mode particulier de réalisation, donné à titre d'exemple non limitatif. La description se réfère aux dessins qui l'accompagnent, dans lesquels : - la figure 1 illustre de façon schématique la structure d'une trame conforme à la norme HiperLAN 2 ; - la figure 2 illustre de façon schématique la structure des préambules des différentes phases d'une trame selon la figure 1 ; - la figure 3 est un organigramme illustrant les principales étapes d'un procédé de réception conforme à la présente invention, mettant en oeuvre une synchronisation et une égalisation de canal conjointes, dans un mode particulier de réalisation ; - la figure 4 représente de façon schématique la structure d'un dispositif de réception conforme à la présente invention, dans un mode particulier de réalisation ; - la figure 5 représente de façon schématique la structure du premier dispositif de synchronisation compris dans un dispositif de réception tel que celui de la figure 4 ; - les figures 6a et 6b illustrent le fonctionnement du premier dispositif de synchronisation de la figure 5 ; - la figure 7 représente de façon schématique un exemple de réalisation des unités de correction de l'erreur en fréquence comprises dans le dispositif de réception de la figure 4 ; - la figure 8 représente de façon schématique la structure du second dispositif de synchronisation compris dans un dispositif de réception conforme à la présente invention, dans un mode particulier de réalisation ; - les figures 9a, 9b, 9c et 9d illustrent le fonctionnement du second dispositif de synchronisation de la figure 8 et la mise en oeuvre de la correction temporelle et de l'égalisation de canal conjointes, conformément à l'invention ; - les figures 10a, 10b, 10c et 10d illustrent le comportement de la correction temporelle et de l'égalisation de canal ; - la figure 11 illustre schématiquement la constitution d'une station de réseau ou station de réception informatique adaptée à mettre en oeuvre un procédé de réception conforme à la présente invention ; et - la figure 12 représente sous une forme schématique simplifiée un réseau de télécommunications conforme à la présente invention, dans un mode particulier de réalisation. Comme décrit en détail ci-après, l'invention vise à résoudre les problèmes de synchronisation et d'estimation évoqués plus haut, en : - déterminant une synchronisation temporelle fine à partir du préambule de trame ; - décalant la fenêtre de transformée de Fourier d'estimation de canal de quelques échantillons par rapport à la synchronisation temporelle fine ; - décalant la fenêtre de transformée de Fourier appliquée aux symboles OFDM de données du même nombre d'échantillons vers la zone du préfixe cyclique ; ce décalage temporel se traduit par une rotation de phase des symboles complexes de la constellation résultant de la démodulation ; - corrigeant les symboles complexes de la constellation résultant de la démodulation par une étape d'égalisation de canal utilisant les valeurs issues de l'étape estimation de canal ; la rotation de phase introduite par le décalage de la fenêtre de FFT appliquée aux symboles OFDM est compensée lors de cette étape d'égalisation. Comme on l'a mentionné en introduction, l'invention est ici décrite à titre d'exemple nullement limitatif dans son application à des signaux émis suivant la norme HiperLAN 2. La norme HiperLAN 2 a pour objet de définir de façon précise le format de la trame telle qu'elle doit être émise par tout équipement fonctionnant suivant la norme HiperLAN 2. Elle définit notamment la structure du préambule nécessaire à la bonne synchronisation des récepteurs. La structure d'un récepteur suivant la norme HiperLAN 2 est suggérée par le format de la trame émise, mais n'est absolument pas définie. L'implémentation du récepteur reste libre et plusieurs solutions techniques existent. L'invention est ici appliquée sur les différentes parties de la trame telle que définie dans le document ETSI 101 475 V1. 2.1 intitulé"Broadband Radio Access Network ; HIPERLAN type 2 ; Physicallayer'. La figure 1 représente de façon schématique la structure d'une trame HiperLAN 2 (trame MAC). Elle synthétise les informations contenues dans les documents ETSI TR 101 683 V1. 1.1 et ETSI101475 V1. 2.1. La trame est composée de plusieurs phases, couramment appelées salves (en anglais"bursf) ; - la phase de diffusion générale ou salve"Broadcast", située au démarrage de la trame, qui contient des informations destinées à l'ensemble des récepteurs (émission de la station de base vers les mobiles) ; - la salve"Downlink", qui transporte des informations destinées à des récepteurs particuliers (émission de la station de base vers les mobiles) ; - la salve "Direct link", qui permet à des récepteurs d'échanger directement des informations, sans passer par une station de base (émission de mobile vers mobile) ; - la salve "Uplink", qui transporte des informations destinées à la station de base (émission du mobile vers la station de base) ; - la salve "Random access", qui permet à des mobiles qui n'ont pas de canaux affectés dans la salve"Uplink", de communiquer avec la station de base. Chacune de ces salves comporte un entête nommé préambule. La figure 2 montre la constitution de ces différents entêtes, qui sont tous basés sur l'utilisation de séquences de données particulières nommées A, RA, B, IB, C. Le contenu de ces séquences a été déterminé de façon qu'elles présentent des propriétés particulières vis-à-vis de certaines opérations mathématiques. On se reportera utilement à ce sujet à la norme HiperLAN 2 et aux contributions ayant permis l'élaboration de cette norme, ces documents étant disponibles auprès de l'ETSt. Selon un schéma classique en OFDM, les symboles utiles (nommés ici"données") sont précédés d'un préfixe, composé de la répétition d'un certain nombre d'échantillons du symbole. Dans le cadre de la norme HiperLAN 2, ce préfixe, désigné par CP (en anglais"Cyclic Prefix") est la recopie des 16 derniers échantillons du symbole suivant. La phase"Broadcast"étant située en tête de la trame, son préambule va avoir pour tâche de réveiller et de synchroniser le récepteur, ce qui conduit à un préambule plus long que pour les autres phases. Comme on peut le voir sur la figure 2, les séquences C sont présentes dans tous les types de salves et par conséquent, il est possible d'appliquer l'invention, non seulement à la salve"Broadcast", mais également aux autres parties du message. L'organigramme de la figure 3 illustre un mode particulier de réalisation du procédé de réception conforme à la présente invention, mettant en oeuvre une synchronisation et une égalisation de canal conjointes. On suppose qu'on reçoit des signaux sous forme de trames. Ces trames comportent un préambule et des données. Le préambule contient des informations prédéterminées, comme on l'a vu précédemment en référence à la figure 2. A réception d'une trame, lors d'une étape 600, on échantillonne cette trame, de façon à former des échantillons correspondant aux informations prédéterminées et aux données. Puis, à l'étape suivante 601, on détermine une référence temporelle à partir des échantillons correspondant aux informations prédéterminées. Comme on le verra ci-après en relation avec la figure 4, cette référence temporelle est obtenue dans le récepteur à partir d'unités 40 et 60 de synchronisation temporelle grossière et de synchronisation temporelle fine, qui fournissent respectivement une référence temporelle grossière 41 et une référence temporelle fine 61. Ces références temporelles sont obtenues par des opérations d'autocorrélation appliquées aux informations prédéterminées contenues dans le préambule de la trame. La référence temporelle détermine la position temporelle, dans la trame, du premier symbole OFDM utile transportant les données à transmettre. Ensuite, au cours d'une étape 602, on applique un décalage (avance ou retard) à la référence temporelle afin de modifier d'un nombre prédéterminé d'échantillons la position d'une fenêtre utilisée pour appliquer aux échantillons reçus une transformation frequentielle. Lorsque les signaux reçus sont modulés suivant une modulation de type OFDM, la transformation fréquentielle appliquée est avantageusement la transformée de Fourier rapide (FFT, en anglais"Fast Fourier Transform"). Au cours de l'étape suivante 603, on applique la FFT aux échantillons de la séquence C du préambule présents dans la fenêtre décalée. On détermine ensuite, lors d'une étape 604, une estimation du canal de transmission dans le domaine fréquentiel, en utilisant par exemple une technique d'estimation de canal connue en soi, consistant à calculer, pour chacune des sous-porteuses, le rapport entre : - le nombre complexe modulant la sous-porteuse considérée obtenu à partir de la FFT appliquée aux échantillons de la séquence C du préambule, reçus à travers le canal de transmission, et - le nombre complexe théorique ayant servi à moduler cette même sous-porteuse. A l'étape suivante 605, on applique la FFT aux échantillons des symboles OFDM utiles reçus, transportant les données, et présents dans la fenêtre décalée. Enfin, lors d'une étape 606, on effectue sur les données transformées une égalisation de canal, en divisant les nombres complexes modulant chacune des sous-porteuses obtenus à l'étape 605, par la valeur de l'estimation de canal pour chacune des sous-porteuses respectives, déterminée à l'étape 604. La figure 4 représente schématiquement l'architecture d'un dispositif de réception conforme à la présente invention. Ce dispositif comporte des éléments adaptés à mettre en oeuvre une technique de synchronisation et d'égalisation conjointes, conformément à l'invention. A l'entrée du dispositif de réception illustré sur la figure 4, le signal analogique reçu par l'interface radiofréquence (RF) est envoyé à une unité de conversion analogique/numérique 10 qui échantillonne le signal reçu et le convertit en un signal numérique. A titre d'exemple nullement limitatif, on peut choisir une fréquence intermédiaire égale à 25 MHz et un facteur de sur- échantillonnage égal à 4, ce qui conduit à une fréquence d'échantillonnage de 100 MHz. Le signal numérique est ensuite transmis à une unité 20 de démodulation FI qui ramène le signal OFDM modulé autour de 25 MHz en bande de base, de façon connue en soi. Le signal en bande de base est ensuite transmis simultanément à une unité 40 de synchronisation grossière en temps et en fréquence et à une unité 30 de correction de l'erreur grossière en fréquence. L'unité 40 de synchronisation grossière déduit de ce signal, d'une part, un signal 41 de synchronisation temporelle grossière et d'autre part, une information 42 représentative de l'erreur grossière en fréquence. Ces deux informations sont transmises à l'unité 30 de correction, qui démarre le processus de démodulation, corrige le signal en bande de base reçu en soustrayant l'erreur grossière en fréquence 42 et fournit le signal corrigé à une unité 50 d'estimation et de correction fine de fréquence. L'unité 50 reçoit également le signal 41 de référence temporelle grossière et corrige l'erreur en fréquence résiduelle, d'une façon décrite plus loin, puis transmet le signal corrigé en fréquence à une unité 60 de synchronisation temporelle fine et à une unité 80 de sous-échantillonnage et de fenêtrage. L'unité 60 de synchronisation fine, dont le fonctionnement est décrit plus loin, reçoit également le signal 41 de référence temporelle grossière et fournit une référence temporelle fine 61, qui est corrigée par une unité 70 de correction de synchronisation qui, à son tour, fournit un signal 71 de commande de sous-échantillonnage et de fenêtrage pour la FFT à l'unité 80 de sous- échantillonnage et de fenêtrage. L'unité 80 de sous-échantillonnage et de fenêtrage effectue une opération de sous-échantillonnage sur le signal reçu en provenance de l'unité 50 d'estimation et de correction fine de fréquence, suivant la commande 71 fournie par l'unité 70 de correction de synchronisation. Le signal sous-échantillonné est également découpé en blocs de données adaptés à la taille de la FFT (opération de fenêtrage) dans l'unité 80. Le découpage en blocs est synchronisé par la commande 71 et permet de séparer les données utiles du préfixe cyclique. Conformément à la présente invention, la correction de synchronisation introduite par l'unité 70 a pour effet de décaler la fenêtre de FFT de quelques échantillons sur la zone du préambule C, qui va servir à obtenir l'estimation du canal de transmission, dans un premier temps, et à positionner la fenêtre de FFT sur la zone de préfixe cyclique des symboles de données utiles à démoduler, dans un second temps. Cela a pour conséquence de désynchroniser légèrement le système de démodulation, mais d'une quantité parfaitement connue. Du fait de la dualité temps/fréquence de la FFT, cette désynchronisation ne compromet pas la démodulation des données. La sortie de l'unité 80 de sous-échantillonnage et de fenêtrage est reliée à l'entrée d'une unité 90 de transformation de Fourier rapide. Le décalage dans le temps introduit par l'unité 70 de correction de synchronisation se traduit par une rotation de phase des échantillons complexes issus des symboles OFDM utiles obtenus à la sortie de l'unité 90 de FFT. Cette rotation de phase sera compensée automatiquement au cours de l'étape d'égalisation de canal, la commande de synchronisation 71 permettant d'obtenir une estimation du canal de transmission comportant aussi cette information de rotation. Les blocs de données sortant de l'unité 80 de sous-échantillonnage et de fenêtrage sont transmis à l'unité 90 de FFT, qui effectue la démodulation à proprement parler. Préalablement à la démodulation des données utiles, le dispositif de réception réalise une estimation de la réponse du canal radio en analysant le contenu de la séquence C du préambule de la trame reçue. En sortie de l'unité 90 de FFT, les valeurs complexes représentatives du contenu de la séquence C du préambule, qui correspond à l'émission de séquences fixes parfaitement connues, sont envoyées à une unité 100 d'estimation de canal, qui compare ces valeurs aux séquences théoriques émises et en déduit la perturbation due au canal. Le signal d'estimation résultant 101 produit par l'unité 100 d'estimation de canal est envoyé à une unité 110 d'égalisation de canal, qui applique la correction nécessaire aux signaux démodulés issus de l'unité 90 de FFT. Une fois que les signaux démodulés ont reçu cette correction dite"de canal", ils sont transmis à une unité 120 de report cartographique inverse sur la porteuse, qui effectue une opération de désentrelacement des sous-porteuses et fournit en sortie les signaux complexes tels qu'ils étaient ordonnés à l'entrée du modulateur OFDM. Ces signaux sont ensuite transmis à une unité 130 de report cartographique inverse (par exemple QAM ou QPSK), qui effectue une opération de report cartographique inverse de celle utilisée à l'émetteur de façon à restituer les signaux binaires tels qu'ils étaient ordonnés à l'entrée de l'émetteur OFDM. Le fonctionnement du dispositif de réception peut être résumé comme suit : - détection de l'arrivée d'une trame par étude de l'amplitude du signal d'autocorrélation calculé sur les séquences A et B du préambule ; - estimation de l'erreur grossière en fréquence à partir de la phase du signal d'autocorrélation calculé ; - correction de l'erreur grossière en fréquence sur toute la suite de la trame ; - estimation de l'erreur fine résiduelle en fréquence à partir de la phase du signal d'autocorrélation calculé sur les séquences C du préambule après correction de l'erreur grossière en fréquence ; - correction de l'erreur fine en fréquence sur toute la suite de la trame ; - synchronisation temporelle fine par intercorrélation entre les symboles C corrigés et leur valeur théorique attendue ; - correction de la synchronisation temporelle et génération de la commande de sous-échantillonnage et du signal de fenêtrage FFT permettant la démodulation des données ; - sous-échantillonnage du signal et découpage en blocs adaptés à la taille de la FFT ; - estimation du canal par démodulation du symbole C et comparaison par rapport au signal théorique émis ; - démodulation du symbole OFDM après la suppression des préfixes cycliques ; - correction du canal ; - extraction des symboles portés par les sous-porteuses ; - extraction des données binaires à partir de ces symboles. La figure 5 illustre un exemple de réalisation du premier dispositif de synchronisation 40, utilisant une fonction d'autocorrélation pour déterminer l'arrivée du préambule d'une trame tel que défini par la norme HiperLAN 2. Dans cet exemple, la fonction d'autocorrélation est réalisée de la façon suivante : Le signal complexe d'entrée 200 est simultanément envoyé à une unité 210 d'introduction de retard, qui retarde le signal 200 d'un certain nombre d'échantillons, noté D. et à un multiplieur 230. La sortie de l'unité 210 d'introduction de retard est ensuite transmise à une unité 220 de conjugaison qui transforme les nombres complexes reçus en leurs complexes conjugués. La sortie de l'unité 220 de conjugaison est transmise à la deuxième entrée du multiplieur 230. La sortie du multiplieur 230 est envoyée à une première unité de moyennage 240 qui calcule la moyenne du signal reçu sur les MD derniers points. Par ailleurs, le signal complexe d'entrée 200 est également envoyé à une unité 260 de calcul de module qui calcule le module du nombre complexe reçu. Ce module est envoyé à une seconde unité de moyennage 270 qui effectue la même opération que la première unité de moyennage 240. La seconde unité de moyennage 270 fournit en sortie un signal de normalisation 271. Le signal de sortie de la première unité de moyennage 240, noté x (i) sur la figure 5, est envoyé sur une première entrée d'un diviseur 250, la seconde entrée y (i) du diviseur recevant le signal de normalisation 271 issu de la seconde unité de moyennage 270. La sortie du diviseur 250 est un nombre complexe qui constitue la sortie de l'opérateur d'autocorrélation. L'amplitude de ce nombre est transmise à une unité de seuillage 300, qui effectue une opération de seuillage et transmet les données supérieures à un seuil prédéterminé à une unité 310 de détection de maximum, qui applique à ces données un algorithme de détection de maximum. L'unité 310 de détection de maximum produit le signal 41 de référence temporelle grossière. La phase du nombre complexe issu de l'opérateur d'autocorrélation est transmise à une unité 320 qui en extrait la valeur de l'erreur grossière en fréquence et la délivre sous forme du signal 42. L'unité 310 de détection de maximum fournit également la référence temporelle grossière 41 à l'unité 320. Les figures 6a et 6b illustrent le fonctionnement du premier dispositif de synchronisation de la figure 5. Le graphique en haut de la figure 6a représente l'amplitude du signal d'autocorrélation calculé et la correspondance des pics obtenus avec la séquence de données reçues (bas de la figure 6a). Lors de la réception d'un signal de type HiperLAN 2, deux pics apparaissent clairement lorsque la fenêtre de corrélation, définie par la valeur du retard D et la taille de la fenêtre de moyennage MD (les paramètres D et MD ayant été définis plus haut en relation avec la figure 5), est située sur les séquences reçues"RA-A-RA"ou"B-B-B"La fenêtre de corrélation est matérialisée sur le dessin par des hachures. Le signal d'autocorrélation étant normalisé (c'est-à-dire que son amplitude maximale est de 1), on applique à ce signal un seuillage (voir unité de seuillage 300 sur la figure 5), par exemple à la valeur seuil de 0,8 puis un algorithme de détection de maximum (voir unité 310 de détection de maximum sur la figure 5) qui permet de détecter les pics. Dans le mode particulier de réalisation décrit ici, on utilise le signal de détection du deuxième pic pour déterminer l'arrivée d'une nouvelle trame à démoduler ainsi que pour indiquer sa position temporelle approximativeréférence temporelle grossière (signal 41 sur les figures 4 et 5). Dans ce mode de réalisation, la longueur des séquences A, RA, B et IB est de 64 points, le retard D est de 64 points et la taille de la fenêtre de moyennage MD est de 192 points. La figure 6b illustre la correspondance entre les valeurs de l'amplitude (terme anglais "magnitude" porté en ordonnée du graphique du haut de la figure 6b, l'abscisse représentant les échantillons, ou"samples"en anglais) et de la phase du signal d'autocorrélation (illustrée sur le graphique du bas de la figure 6b). Une des particularités importantes des séquences A, RA, B et IB choisies est que, lorsque le signal d'autocorrélation décrit ci-dessus est calculé, la valeur de sa phase au moment de l'apparition des pics sur son amplitude est significative de l'erreur en fréquence résultant de la démodulation FI (unité 20 sur la figure 4). On voit sur la figure 6b que l'erreur est centrée autour de 180 degrés en face du premier pic d'amplitude et est centrée autour de 0 en face du second pic d'amplitude. En utilisant le signal engendré précédemment pour mémoriser cette valeur d'erreur, on a donc l'information nécessaire pour faire la correction de l'erreur grossière en fréquence, grâce à l'unité 30 de la figure 4. Dans le mode particulier de réalisation décrit ici, on utilise le deuxième pic et, pour améliorer le fonctionnement du système et sa sensibilité à une éventuelle erreur de détection, la valeur de l'erreur de fréquence est moyennée sur 20 points avant d'être transmise à l'unité 30 de correction (signal 42 sur les figures 4 et 5). La figure 7 représente un exemple de réalisation des unités de correction de l'erreur en fréquence 30 et 50 de la figure 4. L'unité 30 applique la correction de l'erreur grossière en fréquence calculée par le premier dispositif de synchronisation. L'unité 50 détermine l'erreur en fréquence résiduelle et la corrige. Le signal d'entrée (issu du démodulateur FI 20) est transmis à la première entrée d'un multiplieur 410. Le signal d'erreur grossière en fréquence 42 fourni par l'unité 40 de synchronisation grossière en temps et en fréquence alimente une unité 420 qui le transforme en un nombre complexe par l'opération cor = exp (-jk (p), (p étant l'erreur en fréquence normalisée et k l'indice de l'échantillon à corriger. Le signal cor est ensuite envoyé sur la deuxième entrée du multiplieur 410, qui effectue une première correction. Les éléments 42,410 et 420 forment l'unité 30 de correction de l'erreur en fréquence grossière. Le signal issu du multiplieur 410 alimente simultanément une unité 430 d'estimation de l'erreur en fréquence fine et la première entrée d'un second multiplieur 450. La sortie a de l'unité 430 alimente une unité 440 qui la transforme en un nombre complexe par l'opération cor = exp (-jka), a étant l'erreur en fréquence normalisée et k l'indice de l'échantillon à corriger. Ce nombre est ensuite envoyé sur la deuxième entrée du multiplieur 450, qui effectue la correction fine de fréquence. L'unité 430 réalise la fonction d'estimation fine de l'erreur en fréquence et les unités 440 et 450 réalisent la fonction de correction fine de l'erreur en fréquence. Les éléments 430,440 et 450 forment donc l'unité 50 d'estimation et de correction fine de fréquence. Le signal issu du multiplieur 450 est un signal corrigé en fréquence. Le fonctionnement des unités 30 et 50 est le suivant. Dans les deux cas, une fois l'erreur déterminée, la correction est réalisée en multipliant le signal par exp (-jkp), p étant l'erreur en phase normalisée et k l'indice de l'échantillon à corriger. Le calcul de l'erreur en fréquence fine (unité 430) est réalisé de la même façon que celui de l'erreur de fréquence grossière (unité 350 de la figure 5), mais en appliquant la fonction d'autocorrélation décrite précédemment aux séquences C du préambule. Plus ces séquences sont longues, plus on peut améliorer la précision. Les paramètres utilisés pour cette fonction d'autocorrélation sont par exemple un retard D de 256 points et une fenêtre de moyennage MD de 384 points. On peut, de la même façon que précédemment, extraire la valeur de l'erreur en mesurant la phase à l'instant du pic d'amplitude du signal d'autocorrélation calculé sur les séquences C, ou bien mesurer la phase à un instant t1 en prenant comme référence de temps le pic détecté sur le signal d'autocorrélation calculé sur les séquences A et B. L'écart théorique entre ces deux pics étant connu, il suffit d'appliquer un retard au signal 41. De même que précédemment, pour améliorer le fonctionnement du système et sa sensibilité à une éventuelle erreur de positionnement, la valeur de l'erreur en fréquence est moyennée sur 20 points avant d'être transmise à la partie correction. La figure 8 représente un exemple de réalisation du second dispositif de synchronisation, c'est-à-dire l'unité 60 de synchronisation temporelle fine, utilisant une fonction d'intercorrélation pour déterminer précisément l'instant d'arrivée d'un signal connu et donc, faire une synchronisation temporelle fine du système. Dans le mode particulier de réalisation décrit ici, la fonction d'intercorrélation, réalisée par l'unité 501 illustrée sur la figure 8, est appliquée aux séquences C du préambule HiperLAN 2. La valeur théorique de ces séquences est envoyée sur une entrée de l'unité 501, par exemple par lecture d'un tableau 520 contenant la valeur des échantillons des séquences C dans le domaine temporel. Le signal d'entrée du second dispositif de synchronisation, c'est-àdire le signal reçu corrigé en fréquence, passe dans une unité 510 de sous- échantillonnage avant d'attaquer la deuxième entrée de l'unité d'intercorrélation 501, qui est l'entrée d'un multiplieur 540. La sortie du tableau 520 passe dans une unité 530 de conjugaison qui transforme les nombres complexes en leurs conjugués avant de les transférer sur la deuxième entrée du multiplieur 540. La sortie du multiplieur 540 est envoyée simultanément à une première unité de moyennage 560 qui moyenne le signal reçu sur les 64 derniers points et à une première unité de calcul de module 550 qui calcule le module du nombre complexe reçu et le transfère à une seconde unité de moyennage 570, qui moyenne également le signal reçu sur les 64 derniers points. La sortie de la première unité de moyennage 560 est envoyée sur une première entrée x (i) d'un diviseur 580, la seconde entrée y (i) du diviseur 580 recevant un signal de normalisation 571 issu de la seconde unité de moyennage 570. La sortie du diviseur 580 est un nombre complexe qui constitue la sortie de l'unité d'intercorrélation 501. Une seconde unité de calcul de module 590 extrait ensuite le module de ce signal et le transfère à une unité de seuillage 592, qui effectue une opération de seuillage avant de transférer le signal à une unité 610 de détection de maximum, qui effectue la recherche du maximum de ce signal et fournit en sortie le signal 61 de commande de l'unité 70 de correction de synchronisation (voir figure 4). Le fonctionnement du second dispositif de synchronisation est le suivant. Dans la norme HiperLAN 2, deux symboles C de 64 échantillons chacun sont émis à la suite des séquences A et B. Le second dispositif de synchronisation utilise ces symboles C pour effectuer la synchronisation temporelle fine. A l'entrée de ce dispositif, le signal à traiter est encore sur- échantillonné ; il faut donc effectuer une opération de sous-échantillonnage avant de pouvoir effectuer l'intercorrélation En pratique, cette fonction d'intercorrélation est couplée à une fonction de sous-échantillonnage par un facteur 4 et la fonction mathématique réalisée est la suivante : 64 Vreceived C ( ! + 4) x theoretica ! C ()) cross correl =--------------------- 64 received (i+4) xtheoretical~C (i) 0 où cross~correl désigne la valeur de la fonction d'intercorrélation, received désigne la séquence C reçue et theoretical C désigne la séquence C théorique. Le signal 591, résultat de cette opération, est illustré sur la figure 9a : deux pics apparaissent à la fin des séquences C reçues. La fonction d'intercorrélation étant normalisée, il est possible de détecter facilement ces pics, par exemple, comme décrit ci-dessus, par application d'un seuillage puis d'un algorithme de détection de maximum, pour déterminer la phase de sous-échantillonnage optimale ainsi que la position précise du premier symbole utile qui devra être démodulé. Les figures 9a, 9b et 9c illustrent le fonctionnement du second dispositif de synchronisation de la figure 8. Le graphique en haut de la figure 9a représente l'amplitude du signal d'intercorrélation lors de la réception d'un signal incluant les séquences C ; les flèches verticales illustrent la correspondance des pics obtenus avec la séquence de données reçues Lors de la réception d'un signal de type HiperLAN 2, deux pics apparaissent clairement lorsque la fenêtre de corrélation (de taille égale à 64 points dans l'exemple décrit ici) est située sur les séquences reçues C. Grâce au choix de la taille et du contenu des séquences sur lesquelles porte cette opération, les pics engendrés sont nettement plus marqués que ceux engendrés dans le premier dispositif de synchronisation et, par conséquent, la précision temporelle est meilleure. La figure 9b montre un exemple de génération du signal de synchronisation temporelle fine ou référence temporelle fine 61, basé sur la détection du premier pic. Dans l'exemple non limitatif décrit ici, un algorithme de détection de maximum est appliqué à l'amplitude du signal issu de l'intercorrélation dès que celui-ci dépasse un seuil de 0,6. Le premier pic de corrélation est ainsi détecté. Il est en phase avec la fin du premier champ C64 du préambule C. La figure 9c illustre la génération de la commande 71 de sous- échantillonnage et de fenêtrage pour la FFT. La courbe en haut de la figure 9c représente l'intercorrélation du préambule C. La courbe en dessous de l'intercorrélation représente le signal de synchronisation temporelle fine 61. Dans l'exemple non limitatif décrit ici, la commande 71 de sous- échantillonnage et de fenêtrage est constituée par une série d'impulsions, représentée au milieu de la figure 9c. La commande 71 de sous-échantillonnage et de fenêtrage est obtenue à partir du signal de synchronisation temporelle fine 61, qui est décalé d'une durée prédéterminée qui vaut T échantillons. Ce décalage permet de positionner la fenêtre de FFT sur la zone du préambule C qui va servir à obtenir l'estimation du canal de transmission dans un premier temps et à positionner la fenêtre de FFT sur la zone des symboles de données utiles à démoduler dans un second temps. La taille de la FFT choisie pour le démodulateur étant de 64 points, ce décalage détermine aussi le démarrage du sous-échantillonnage du signal OFDM qui réduit le nombre d'échantillons utiles suivant un facteur 4. Ce sous- échantillonnage ramène la taille de la portion utile des symboles OFDM de 256 échantillons à 64. Ainsi, le signal 71 sélectionne les 64 échantillons à fournir à l'entrée de l'unité 90 de FFT afin de déterminer l'estimation de canal et de démoduler les données utiles. Le signal 71 engendré est un signal périodique constitué de trains de 64 impulsions séparés par des zones de"silence"ayant une durée égale à la durée d'un préfixe cyclique. Ce principe permet de synchroniser en temps l'estimation de canal et la démodulation des symboles OFDM. Comme l'illustre la figure 9c, le résultat de la première FFT issue de l'unité 90 de FFT donne les valeurs dans le domaine fréquentiel de la séquence C du préambule reçue. L'unité 100 d'estimation de canal calcule et mémorise, sous la forme du signal d'estimation 101, l'estimation du canal de transmission en fréquence en divisant ces valeurs par les valeurs théoriques de la séquence C du préambule. Ensuite, l'unité 90 de FFT applique une FFT à chaque symbole OFDM utile afin de démoduler simultanément la pluralité de sous-porteuses et d'obtenir les échantillons complexes représentatifs des données transmises. Dans l'unité 110 d'égalisation de canal (ou de correction de données) représentée sur la figure 4 précédemment décrite, ces échantillons complexes sont divisés par les valeurs complexes du canal estimé pour chacune des sousporteuses considérées, afin d'effectuer l'égalisation de canal dans le domaine fréquentiel. On obtient ainsi en sortie de l'unité 110 d'égalisation de canal des données démodulées corrigées. La figure 9d illustre les opérations de sous-échantillonnage et de fenêtrage pour la FFT appliquée aux symboles OFDM de données. La courbe en haut de la figure 9d représente l'intercorrélation du préambule C. La courbe en dessous de l'intercorrélation représente les échantillons corrigés en fréquence. Sur la figure 9d, on a encerclé la zone de transition entre la fin d'un symbole OFDM et le préfixe cyclique CP du symbole suivant, qui constitue une partie critique, présentant des non-linéarités. Le décalage introduit par la commande 71 de sous-échantillonnage et de fenêtrage permet de positionner le début de la fenêtre de FFT dans la zone de préfixe cyclique CP. L'écart entre la position idéale théorique de la fenêtre de FFT et la nouvelle position Vaut T échantillons. Ce retard prédéterminé introduit par l'unité 70 de correction de synchronisation évite ainsi de transmettre à l'unité 90 les derniers échantillons du symbole OFDM qui ont pu subir des perturbations lors de leur passage à travers le canal radio, par exemple. Ces échantillons manquants se retrouvent à la fin du préfixe cyclique du symbole OFDM considéré du fait que ces échantillons y ont été recopiés lors de l'émission. Ce décalage temporel est compensé lors de l'étape d'égalisation du fait de la synchronisation réalisée entre la fenêtre de FFT d'estimation de canal et les fenêtres de FFT appliquées aux données utiles. En effet, ce décalage temporel est introduit de façon équivalente dans les valeurs complexes représentatives du canal de transmission estimé. La conséquence de l'introduction du retard prédéterminé et de l'égalisation de canal est illustrée par les figures 10a, 10b, 10c et 10d. La figure 10a représente dans un plan de Fresnel la constellation de points à la sortie de l'unité 90 de transformation de Fourier rapide lorsque la correction de canal n'a pas été appliquée et que la synchronisation temporelle n'est pas suffisante. La figure 10b représente la constellation de points lorsque la correction de canal est appliquée, mais que la synchronisation temporelle entre la FFT d'estimation de canal et la FFT appliquée aux données utiles n'est pas correcte. Chacun des points de la constellation présente une rotation de phase, résultant de la mauvaise synchronisation. La figure 10e montre le résultat obtenu après égalisation de canal et synchronisation correcte entre les étapes d'estimation et de démodulation. Les corrections sont appliquées par les unités 70 de correction de synchronisation et 110 d'égalisation de canal. La figure 10d montre le résultat obtenu si le décalage temporel T défini précédemment n'est pas introduit et que la zone de transition entre deux symboles OFDM successifs est perturbée. On constate un décalage de la constellation illustrée par quatre points noircis, par rapport à sa position théorique illustrée en points grisés. La figure 11 illustre schématiquement la constitution d'une station de réseau ou station de réception informatique, sous forme de schéma synoptique. Cette station comporte un clavier 1011, un écran 1009, un destinataire d'information externe 1010, un récepteur hertzien 1006, conjointement reliés à un port d'entrées/sorties 1003 d'une carte de traitement 1001. La carte de traitement 1001 comporte, reliés entre eux par un bus d'adresses et de données 1002 : - une unité centrale de traitement 1000 ; - une mémoire vive RAM 1004 ; - une mémoire morte ROM 1005 ; et - le port d'entrées/sorties 1003. Chacun des éléments illustrés en figure 11 est bien connu de l'homme du métier des micro-ordinateurs et des systèmes de transmission et, plus généralement, des systèmes de traitement de l'information. Ces éléments communs ne sont donc pas décrits ici. On observe, en outre, que le mot "registre" utilisé dans la description désigne, dans chacune des mémoires 1004 et 1005, aussi bien une zone mémoire de faible capacité (quelques données binaires) qu'une zone mémoire de grande capacité (permettant de stocker un programme entier). La mémoire vive 1004 conserve des données, des variables et des résultats intermédiaires de traitement, dans des registres de mémoire portant, dans la description, les mêmes noms que les données dont ils conservent les valeurs. La mémoire vive 1004 comporte notamment : - un registre"données reçues", dans lequel sont conservées les données binaires reçues, dans leur ordre d'arrivée sur le bus 1002 en provenance du canal de transmission. La mémoire morte 1005 est adaptée à conserver le programme de fonctionnement de l'unité centrale de traitement 1000, dans un registre el il "Program". L'unité centrale de traitement 1000 est adaptée à mettre en oeuvre un procédé de réception tel qu'illustré par l'organigramme de la figure 3, mettant en oeuvre une technique de synchronisation et d'égalisation de canal conjointes, conformément à l'invention. Comme le montre la figure 12, un réseau selon l'invention est constitué d'au moins une station dite station de base SB désignée par la référence 64, et de plusieurs stations périphériques dites terminaux mobiles SPi, i = 1,..., M, où M est un entier supérieur ou égal à 1, respectivement désignées par les références 661, 662,.... 66M. Les stations périphériques 661, 662,..., 66M sont éloignées de la station de base SB, reliées chacune par une liaison radio avec la station de base SB et susceptibles de se déplacer par rapport à cette dernière. La station de base 64 peut comporter des moyens adaptés à mettre en oeuvre un procédé de réception mettant en oeuvre une technique de synchronisation et d'égalisation de canal conjointes conforme à l'invention. En variante, la station de base 64 peut comporter un dispositif de réception mettant en oeuvre une technique de synchronisation et d'égalisation de canal conjointes conforme à l'invention. De façon similaire, au moins un des terminaux mobiles 66, peut comporter des moyens adaptés à mettre en oeuvre un procédé de réception conforme à l'invention ou comporter un dispositif de réception conforme à l'invention. REVENDICATIONS 1. Procédé de réception d'une trame comportant un préambule et des données, lesdites données comportant au moins des données utiles, suivant lequel, à réception de la trame, après passage dans un canal de transmission : - on échantillonne (600) la trame ; - on détermine (601) une référence temporelle (41, 61) ; puis, à partir de ladite référence temporelle (41,61) : - on décale (602) une fenêtre de transformation fréquentielle d'un nombre prédéterminé d'échantillons (r) de façon à obtenir une fenêtre décalée ; - on effectue une opération de transformation (603), consistant à appliquer une transformation fréquentielle aux échantillons présents dans la fenêtre décalée, de façon à obtenir des échantillons transformés ; ledit procédé étant caractérisé en ce que, en outre, à partir de ladite référence temporelle (41,61) : - on effectue (604) une opération d'estimation du canal de transmission sur une partie du préambule en prenant en compte des échantillons transformés, de façon à obtenir des informations sur le canal de transmission ; et - on effectue une opération de correction (605), consistant à corriger les échantillons transformés correspondant aux données utiles, à partir desdites informations sur le canal de transmission. 2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite référence temporelle (41,61) est obtenue à partir d'opérations de corrélation appliquées à au moins une partie dudit préambule. 3. Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'à partir de ladite référence temporelle (41,61), décalée d'une durée prédéterminée (i), on obtient une commande de sous-échantillonnage et de fenêtrage (71). 4. Procédé selon la revendication 1,2 ou 3, caractérisé en ce que ladite référence temporelle comporte une référence temporelle grossière (41) et une référence temporelle fine (61). 5. Procédé selon la revendication précédente, caractérisé en ce qu'il comporte en outre des étapes suivant lesquelles : - on effectue une opération d'estimation et de correction fine de fréquence, consistant à corriger l'erreur de fréquence résiduelle ; et - on effectue une opération de sous-échantillonnage sur le signal obtenu à l'issue de l'opération d'estimation et de correction fine de fréquence, suivant ladite commande de sous-échantillonnage et de fenêtrage (71). 6. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il comporte en outre des étapes suivant lesquelles : on effectue une opération de synchronisation grossière en temps et en fréquence, de façon à obtenir un signal d'erreur en fréquence (42), et - on transforme ledit signal d'erreur en fréquence (42) en un nombre complexe par l'opération cor = exp (-jk (p), où (p désigne l'erreur en fréquence normalisée et k désigne l'indice de l'échantillon à corriger. 7. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que ladite transformation fréquentielle est une transformation de Fourier. 8. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que les signaux sont modulés suivant une modulation de type OFDM. 9. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que la trame est conforme à la norme HiperLAN 2. 10. Procédé selon la revendication 3, la trame étant conforme à la norme HiperLAN 2, caractérisé en ce que ladite référence temporelle fine (61) est obtenue à partir d'une fonction d'intercorrélation couplée à une fonction de sous-échantillonnage par un facteur 4, suivant la formule suivante : 64 Yreceived C (i + 4) x theoretical C (i) cross corre ! =--------------------- 64 received C (i + 4) x theoretical~ C (i) 1 0 où cross~correl désigne la valeur de la fonction d'intercorrélation, received C désigne la séquence C reçue dans la trame HiperLAN 2 et theoretical~C désigne la séquence C théorique. 11. Dispositif de réception d'une trame comportant un préambule et des données, lesdites données comportant au moins des données utiles, comprenant : - des moyens (10) pour échantillonner la trame à réception de celleci, après passage dans un canal de transmission, - des moyens (40,60) pour déterminer une référence temporelle (41,61), - des moyens (70) de décalage, pour décaler une fenêtre de transformation fréquentielle d'un nombre prédéterminé d'échantillons (r), lesdits moyens de décalage fournissant en sortie une fenêtre décalée et - des moyens (90) de transformation, pour appliquer une transformation fréquentielle aux échantillons présents dans la fenêtre décalée, lesdits moyens (90) de transformation fournissant en sortie des échantillons transformés, lesdits moyens (70) de décalage et lesdits moyens (90) de transformation utilisant ladite référence temporelle (41,61) ; ledit dispositif étant caractérisé en ce qu'il comporte en outre : - des moyens (100) d'estimation, pour estimer le canal de transmission sur une partie du préambule en prenant en compte des échantillons transformés, lesdits moyens (100) d'estimation fournissant des informations sur le canal de transmission ; et - des moyens (110) de correction, pour corriger les échantillons transformés correspondant aux données utiles, à partir desdites informations sur le canal de transmission, lesdits moyens (100) d'estimation et lesdits moyens (110) de correction utilisant ladite référence temporelle (41,61). 12. Dispositif selon la revendication 11, caractérisé en ce que ladite référence temporelle (41,61) est obtenue à partir d'opérations de corrélation appliquées à au moins une partie dudit préambule. 13. Dispositif selon la revendication précédente, caractérisé en ce que lesdits moyens (70) de décalage sont compris dans des moyens de correction de synchronisation, fournissant une commande de sous- échantillonnage et de fenêtrage (71) obtenue à partir de ladite référence temporelle (41,61), décalée d'une durée prédéterminée (T). 14. Dispositif selon la revendication 11,12 ou 13, caractérisé en ce que ladite référence temporelle comporte une référence temporelle grossière (41) et une référence temporelle fine (61). 15. Dispositif selon la revendication précédente, caractérisé en ce qu'il comporte en outre : - des moyens (50) d'estimation et de correction fine de fréquence, pour corriger l'erreur en fréquence résiduelle, et - des moyens (80) de sous-échantillonnage du signal fourni par les moyens (50) d'estimation et de correction fine de fréquence, commandés par ladite commande de sous-échantillonnage et de fenêtrage (71). 16. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 11 à 15, caractérisé en ce qu'il comporte en outre : - des moyens (40) de synchronisation grossière en temps et en fréquence, fournissant un signal d'erreur en fréquence (42), et - des moyens (420) pour transformer ledit signal d'erreur en fréquence (42) en un nombre complexe par l'opération cor = exp (-jk (p), où (p désigne l'erreur en fréquence normalisée et k désigne l'indice de l'échantillon à corriger. 17. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 11 à 16, caractérisé en ce que ladite transformation fréquentielle est une transformation de Fourier. 18. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 11 à 17, caractérisé en ce que les signaux sont modulés suivant une modulation de type OFDM. 19. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 11 à 18, caractérisé en ce que la trame est conforme à la norme HiperLAN 2. 20. Dispositif selon la revendication 13, la trame étant conforme à la norme HiperLAN 2, caractérisé en ce que ladite référence temporelle fine (61) est obtenue à partir d'une fonction d'intercorrélation couplée à une fonction de sous-échantillonnage par un facteur 4, suivant la formule suivante : 64 rece ! vedC (i+4) xtheoretica ! C ( !) y cross correl =--------------------- 64 receivedC (i + 4) x theoretical C (i) 0 0 où cross~correl désigne la valeur de la fonction d'intercorrélation, received C désigne la séquence C reçue dans la trame HiperLAN 2 et theoretical C désigne la séquence C théorique. 21. Appareil de traitement de signaux numériques, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens adaptés à mettre en oeuvre un procédé de réception selon l'une quelconque des revendications 1 à 10. 22. Appareil de traitement de signaux numériques, caractérisé en ce qu'il comporte un dispositif de réception selon l'une quelconque des revendications 11 à 20. 23. Réseau de télécommunications, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens adaptés à mettre en oeuvre un procédé de réception selon l'une quelconque des revendications 1 à 10. 24. Réseau de télécommunications, caractérisé en ce qu'il comporte un dispositif de réception selon l'une quelconque des revendications 11 à 20. 25. Station mobile dans un réseau de télécommunications, caractérisée en ce qu'elle comporte des moyens adaptés à mettre en oeuvre un procédé de réception selon l'une quelconque des revendications 1 à 10. 26. Station mobile dans un réseau de télécommunications, caractérisée en ce qu'elle comporte un dispositif de réception selon l'une quelconque des revendications 11 à 20. 27. Station de base dans un réseau de télécommunications, caractérisée en ce qu'elle comporte des moyens adaptés à mettre en oeuvre un procédé de réception selon l'une quelconque des revendications 1 à 10. 28. Station de base dans un réseau de télécommunications, caractérisée en ce qu'elle comporte un dispositif de réception selon l'une quelconque des revendications 11 à 20.