Brevet FR2830088A1 — publié le 20030328

L'invention concerne la modulation électro-optique dans le domaine des télécommunications. Le développement des télécommunications et des réseaux informatiques entraîne un besoin croissant en terme de débit d'informations échangées entre utilisateurs au moyen d'ordinateurs. L'exemple le plus significatif à ce sujet est le développement extraordinaire d'internet qui accompagne l'accroissement de l'utilisation d'ordinateurs personnels comme outils de la vie quotidienne. A ces besoins en débit correspondent aussi des besoins en nombre d'interconnexions, puisque le nombre d'utilisateurs est sans cesse croissant. Actuellement, les technologies évoluent rapidement, - de nombreux notamment les formats numériques et le codage des données ; de nombreux progrès, tels ceux obtenus sur les paires de cuivre, permettent de transporter davantage d'informations sur les supports classiques et accroissent ainsi la capacité des réseaux. L'enjeu qui se présente est alors de déterminer quelle technologie de coût modéré pourra continuer à répondre à la demande croissante en terme de débit d'un nombre croissant d'utilisateurs et se substituer de manière continue à la technologie existante. Une variable reste toutefois à évaluer, celle du besoin réel de l'utilisateur en terme de débit. Un débit de 100 Mbps restera-t-il suffisant pour les applications quotidiennes ? En effet, il ne faut pas perdre de vue que la généralisation des techniques de traitement numérique du signal standardise et vulgarise les méthodes de compressions des données, qu'elles soient de type multimédia ou de type fichier. Il est reconnu que l'emploi de la fibre optique prend toute sa quintessence pour du réseau de débit supérieur à 1000 Mbps. Ainsi, l'opportunité de la généralisation de la fibre optique comme support physique découlera directement du débit réellement nécessaire. L'utilisation de fibres optiques multimode (en verre ou en polymère) à gradient d'indice offre des perspectives intéressantes en terme de facilité de connexion à l'intérieur de bâtiments, mais leur utilisation sera probablement limitée à quelques centaines de mètres, soit à cause de l'atténuation, soit à cause de la limitation de la bande passante dues à des effets de dispersion chromatique ou modale. Un tel réseau optique multimode devrait par ailleurs être connecté à un réseau optique à base de fibres optiques monomodes tels ceux utilisés pour les transmissions optiques à grandes distances et à très haut débit ( > 2.5 GHz). Cette croissance en débit va se heurter cependant à la limite physique que constitue la bande passante des dispositifs en cuivre qui, associés à des composants à base d'une technologie silicium, assurent le coût modéré des installations actuelles et entraînent leur expansion. Le développement des techniques de traitement numérique du signal (implémentées dans le silicium) permet, en partie, de repousser cette limite. C'est ce que nous constatons quotidiennement lorsque nous utilisons notre modem pour nous connecter, par le réseau téléphonique RTC (réseau téléphonique commuté), à notre fournisseur d'accès Internet. Historiquement, les premiers modems grand public utilisaient la modulation par saut de fréquence (modulation FSK - modulation par saut de fréquence) selon les recommandations V21 & V23 de l'UTI (organisme international qui gère les normes de télécommunications). Cette technique permet de transmettre des données numériques à un débit s'échelonnant de 75 à 1200 bits/seconde. L'utilisation de la modulation de phase à m états (modulation BPSK-modulation par saut de phase binaire ou QPSK-modulation par saut de phase quadratique) permit d'augmenter le débit à 2400 bits/seconde. Ces techniques n'étant pas suffisantes, la modulation d'amplitude quadratique (MAQ-Modulation Alumine Quadratique 16,34 ou 256 états) fut utilisé afin de repousser la limitation du débit à 56 000 bits/seconde. Ces évolutions démontrent que pour un même support physique, intrinsèquement limité en bande passante, la mise en oeuvre d'algorithmes de traitement numérique du signal permet, dans un rapport non négligeable, d'accroître le débit. Le dernier exemple en date est celui de l'ADSL (Asymetric Data Suscribe Line) qui permet d'assurer un débit de 2Mbit/s sans changer le support physique de la ligne de l'abonné, c'est à dire que l'information est transportée par le cuivre. De façon parallèle, les réseaux dits locaux (LAN-Local Access Network) ont vu leur débit fortement augmenter, et ce dans des proportions bien supérieures à ceux des modems. Ainsi, le réseau physique Ethernet est passé en quelques années d'un débit de 10Mb/s à celui de 1 Gigabit/s. Dans les réseaux locaux haut débit, le transport physique de l'information sur de longues distances ( > 100 mètres) se fait essentiellement par fibre optique. Ainsi pour le réseau LAN, il est à ce jour acquis que haut débit et fibre optique vont de pair car, le seuil des 100 mètres étant très vite atteint dans une configuration de réseaux locaux d'entreprise, la fibre optique présente une immunité aux bruits inégalée. Pour ces réseaux locaux, une autre option s'offre à ce jour à l'utilisateur : les réseaux WAN (Wireless Area Network). En effet les boucles locales se développent afin d'offrir une alternative à l'ADSL ; le débit numérique proposé reste de l'ordre de 2 Mbit/s. Le second réseau WAN à se développer est le réseau Bluetooth destiné aux micro réseaux locaux indoor) > . De portée limitée (quelques dizaines de mètres) et de débit inférieur à 2 Mbit/s, cette solution sera, pour le haut débit, inopérante indoor car elle nécessitera l'utilisation de fréquences supérieures à 20 GHz (2.4. GHz aujourd'hui) à des puissances d'émission interdites par la législation. D'autres solutions existent et sont l'objet d'études très actives. L'utilisation des radiofréquences pour les communications d'extrémité permet la mobilité des terminaux au sein d'une cellule de réception dont la taille variable dépend du type d'utilisateur, mais peut être réduite à l'échelle d'un seul élément dans le cas de pico-cellule . La bande passante du signal reste limitée à l'heure actuelle pour ce type de communications, mais l'évolution des normes et des formats entraîne une multiplication des usages qui amplifie la demande en débit par ailleurs (mobiles de troisième génération à la norme UMTS par exemple). L'extension des réseaux optiques à base de fibre optique monomode est actuellement limitée, malgré sa croissance rapide, par les coûts des bornes de raccordement : elles nécessitent l'utilisation de composants et d'électronique rapide à base de matériaux semi-conducteurs III-V. Les dispositifs actuellement utilisés à l'émission dans le domaine des télécommunications sur les fibres optiques sont les lasers à semiconducteurs. Les diodes électroluminescentes, compte-tenu de leur étalement spectral et des caractéristiques multimodes résultantes ne sont pas ou très peu utilisés. Il existe deux types de modulation du laser : les modulations directe et externe. La modulation directe est la plus facile à mettre en oeuvre, cependant la variation de la concentration de porteurs dans le laser introduit des variations d'indice optique conduisant à un élargissement du bit numérique unitaire et une dégradation du taux d'erreur du système optique. Un des moyens de contourner ce dysfonctionnement est d'utiliser la modulation externe. Dans ce cas, le laser est polarisé en continu et un modulateur assure une fonction de hacheur de lumière au rythme des impulsions binaires qui lui sont transmises. Il existe plusieurs types de modulateurs, de principes de fonctionnement associés différents. Cependant et dans tous les cas les choix des opérateurs et équipementiers sont guidés par le rapport performances/coût. Les paramètres entrants dans la structure du coût tiennent essentiellement aux procédés de fabrication utilisés pour le module optique d'émission, c'est à dire son niveau d'intégration. L'intégration monolitique sur substrat InP du laser et du modulateur est la plus complexe à réaliser, elle est cependant incontournable pour les très hauts débits (à partir de 10 Gbits/s). Toutefois, à ce niveau, le surcoût n'est pas un réel obstacle au déploiement d'un réseau de transport. Pour les débits plus faibles couvrant en particulier les réseaux métropolitains et les boucles locales où le coût est un élément primordial de la décision, il est demandé des solutions moins sophistiquées s'appuyant sur des procédés et assemblages simplifiés. Les modules hybrides sont alors considérés. Hybridation signifie association du laser, du modulateur et de l'électronique de commande de ce dernier sur un substrat d'accueil (il en existe plusieurs variétés : alumine, téflon, duroïd, etc. ). Chaque composant est fabriqué selon des filières différentes, l'équipementier assurant l'approvisionnement et l'assemblage final. De plus, la possibilité de réparation du module est garantie au niveau du composant unitaire. C'est à ce niveau que l'introduction du modulateur à base de polymères électro-optiques prend toute sa signification. La synthèse du matériau, le faible nombre d'étapes de fabrication et leur ordonnancement en font un composant bas-coût capable de conduire les débits de 100 Mbits/s estimés chez l'abonné local à l'horizon de 10-20 ans. Un premier but de cette invention est de proposer une interface pour réseaux optiques, notamment monomodes, qui assure un compromis à la fois en termes de débit et de coûts, et qui soit totalement compatible avec les formats de codage de données utilisées sur les réseaux en cuivre ou dans les réseaux informatiques. Il convient également d'aborder la stabilité temporelle des performances. Il s'agit d'un second but de l'invention. Ces buts sont atteints selon l'invention grâce à un procédé de modulation électro-optique dans lequel on applique sur un modulateur électro-optique un signal de commande indexé sur une valeur de référence, procédé au cours duquel on prélève de la lumière en sortie d'un modulateur soumis à cette valeur de référence et on déduit de cette lumière prélevée un signal que l'on analyse pour actualiser la valeur de référence, caractérisé en ce que l'on convertit la lumière prélevée en un signal numérique, et on réalise numériquement sur ce signal l'analyse d'actualisation de la valeur de référence. On propose également selon l'invention un dispositif de modulation électro-optique, comprenant au moins un modulateur de lumière, des moyens pour fournir un signal de commande du modulateur indexé sur une valeur de référence, des moyens pour prélever la lumière en sortie d'un modulateur soumis à cette valeur de référence, des moyens pour analyser un signal déduit de la lumière prélevée et déduire de cette analyse une valeur de référence actualisée, caractérisé en ce que les moyens de prélèvement et les moyens d'analyse sont prévus pour convertir la lumière prélevée en un signal numérique, et fournir la valeur de référence actualisée à l'aide d'une analyse numérique de ce signal converti. D'autres caractéristiques, buts et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de la description détaillée qui va suivre, faite en référence aux figures annexées sur lesquelles : - la figure 1 représente un système de codage et de stabilisation du modulateur selon une première variante de l'invention, à contre-réaction par analyse du signal codé ; - la figure 2 représente un système de codage et de stabilisation selon une autre variante de l'invention, à contre-réaction par analyse d'un signal de test sur un modulateur supplémentaire, placé en parallèle ; - la figure 3 représente une autre variante à modulateur supplémentaire cette fois placé en série ; - la figure 4 est un synoptique fonctionnel concernant le système à modulateur supplémentaire de la figure 2 ; - la figure 5 est un synoptique fonctionnel d'un calcul dans une boucle de réaction, conformément à l'invention ; - les figures 6 et 7 sont des synoptiques fonctionnels d'un calcul particulier de correction de tension de référence, conforme à une variante de l'invention ; - les figures 8a, 8b et 8c représentent différentes implémentations d'une partie optique de modulateur selon l'invention, au moyen de modulateurs miroirs ; - les figures 9a et 9b représentent deux variantes d'implémentation de modules externes, selon l'invention ; - la figure 10a représente un mode de réalisation à partir d'un interféromètre de Mach-Zehnder à une seule sortie ; - la figure 10b représente un mode de réalisation de modulateur à partir d'un interféromètre de Mach-Zehnder à deux sorties complémentaires ; - la figure 10c représente un mode de réalisation à partir d'un coupleur optique. - la figure 11 représente un exemple de montage pour le test de modulateurs électrooptiques. Dans l'encadré sont représentés le signal de modulation (en bas) et le signal optique détecté (en haut). Ld : diode laser, PD : photodiode ; - la figure 12 représente un exemple de dérive du point de fonctionnement mesurée par le montage de la figure 11. - la figure 13 représente un schéma de principe de transmission optique utilisant le format de modulation FSK ; - les figures 14a et 14b représentent des exemples de trames de signaux numériques avant et après transmission via le modulateur électrooptique dont le point de fonctionnement est asservi numériquement ; - les figures 15a et 15b représentent des exemples de trames de signaux codés FSK avant et après transmission via le modulateur électrooptique dont le point de fonctionnement est asservi numériquement. On décrira maintenant un système d'asservissement, de contrôle, de codage et de stabilisation de modulateurs électro-optiques selon l'invention permettant le codage à haut débit de signaux optiques à partir d'une électronique faible coût. Les applications visées par ce système concernent le domaine des télécommunications et des réseaux informatiques. Cette interface est destinée à être placée dans les bornes d'interconnexion de réseaux optiques. Elle offre la possibilité d'utiliser les formats de modem (modulateurdémodulateur) pour des applications de télécommunications ; elle pourra surtout être utilisée comme système de modulation faible coût dans les cartes de réseaux locaux à haut débit ( > 100 Mb/s). La solution proposée se place à l'interface entre deux technologies : - la technologie silicium avec transmission via des paires de cuivre, solution à bas coût dont les débits sont limités à 2Mb/s dans le cadre de la solution la plus sophistiquée actuellement, l'ADSL (Asymetric Data Suscribe Line). - la technologie utilisant le transport de signaux optiques à haut débit sur fibre optique monomode, dont l'implantation demeure onéreuse pour les utilisateurs par l'emploi d'une électronique rapide plus coûteuse et de sources laser à fréquence stabilisée (dans le cadre du mutliplexage en longueur d'onde). Le mode de réalisation décrit ici comporte une interface optoélectronique stabilisée comprenant au moins un composant électrooptique de modulation dont le point de fonctionnement est stabilisé par un circuit numérique de faible coût. Les avantages apportés sont un comportement insensible à la longueur d'onde optique dû à l'utilisation de la modulation électrooptique. Cette interface peut être particularisée pour différentes fréquences optiques d'utilisation dans le cas d'application dans un réseau WDM (Wavelength Division Multiplex) par l'adjonction de fibres optiques adaptées. L'utilisation d'un circuit numérique pour la stabilisation du point de fonctionnement du modulateur assure que le circuit de contre-réaction ne sera pas à la source de dérives. L'algorithme utilisé ici pour la stabilisation de composants permet la rétro-action en temps réel sur le composant. Il est particulièrement avantageux. Différents schémas d'implémentation de l'invention sont proposés et permettent de l'adapter à une grande variété d'architecture de réseaux de télécommunications optiques. Dans les différentes variantes, l'interface optique stabilisée contre les dérives comporte l'association : - d'un bloc 100 de codage d'une onde optique (bloc de modulation par effet électrooptique linéaire) ; - d'une électronique numérique 200 pour l'asservissement du point de fonctionnement des modulateurs afin d'optimiser leur fonctionnement ; - éventuellement de sources optiques 300 et de détecteurs 400 intégrés en nombre variable suivant les implémentations. Le bloc de codage optique peut avoir différents modes de fonctionnement : Dans une première variante représentée à la figure 1, l'interface comprend un seul modulateur 110. Dans ce cas l'asservissement est assuré à partir du signal lui-même ou d'un signal de basse fréquence superposé au signal utile. Plus précisément, le signal à coder est mélangé par un processeur de signaux numériques (DSP) 210 avec un signal de correction d'erreur, transformé en commande analogique et appliqué à un composant électrooptique 110 qui code un faisceau optique. Une partie du signal optique est détectée par la photodiode (PIN) 400, convertie en signal numérique transmise (rétroaction) et analysée par le DSP 210 afin de générer le signal de correction d'erreur ; Dans cette configuration à un élément de modulation, la rétroaction et le signal de données sont gérées simultanément par le DSP, qui extrait les distorsions du signal pour stabiliser le composant. Dans cette configuration, la bande passante du signal est préférentiellement inférieure à la bande passante du DSP, puisque c'est le signal lui-même qui permet de générer la contre-réaction contrôlant les dérives. Dans une seconde variante (figure 2), l'interface comprend des modulateurs 110,120 associés par paire (modulateurs jumeaux) : dans ce cas l'asservissement se fait à partir d'un signal de test appliqué sur un seul 120 des modulateurs. On n'applique que le signal continu sur le deuxième modulateur 120, on perturbe donc très peu le fonctionnement idéal de celuici (aucun signal de modulation superposé ne peut induire d'erreur de codage supplémentaire). Cette approche à l'avantage de permettre simplement l'asservissement à basse fréquence d'un modulateur haute-fréquence. Ainsi, on distingue ici deux configurations dans lesquelles on sépare les fonctions codage du signal et on contrôle les dérives par l'emploi, sur la même puce, de deux modulateurs identiques dont l'un est réservé pour le codage du signal de données tandis que le second est utilisé pour le contrôle des dérives (figures 2 et 3). Dans le premier cas (figure 2), les modulateurs sont placés en parallèle : une source optique 310 (LED) est couplée dans le modulateur de contrôle 120, tandis que la détection est assurée par une photodiode 400 (PIN). L'électrode de contre-réaction est commune aux deux modulateurs 110 et 120. L'asymétrie éventuelle des deux modulateurs 110 et 120 peut être calibrée lors de la fabrication et prise en compte par le processeur 210 (DSP). Les modulateurs jumeaux 110 et 120 sont ici placés en parallèle pour le contrôle des dérives et le codage de données. Le modulateur supérieur 110 code les données optiquement. Son point de fonctionnement est stabilisé par le modulateur inférieur 120 piloté par un oscillateur local 140 et le DSP 210. L'entrée optique du modulateur inférieur 120 est assurée par une diode luminescente. A la figure 3, les deux modulateurs 110 et 120 sont par contre placés en série, le premier 110 a deux sorties ce qui permet d'extraire le signal optique de données avec le minimum de pertes, tandis que le deuxième 120 a son entrée optique sur la deuxième sortie du premier modulateur 110, ce qui permet de faire l'économie d'une source optique intégrée et limite le nombre de couplages. A la figure 3, les modulateurs jumeaux 110 et 120 sont donc placés en série pour le contrôle des dérives et le codage de données. Le modulateur supérieur 110 code les données optiquement. Son point de fonctionnement est stabilisé par un modulateur 120 piloté par l'oscillateur local 140 et le DSP 210. L'entrée optique du modulateur inférieur 120 est assurée par la source du premier modulateur 110 (signal complémentaire). Cette interface peut trouver des applications dans les points d'accès de réseaux optiques, notamment pour les réseaux optiques monomodes utilisant le multiplexage en longueur d'onde (la même interface peut être utilisée pour chaque longueur d'onde lorsque celles-ci ont été séparées) et donc à l'interface entre ces réseaux optiques et d'autres réseaux comme les réseaux mobiles, les réseaux de fibre optique multimode, ou les réseaux informatiques locaux. Le but est, dans ce mode de réalisation, de modifier en temps réel une tension continue de référence Vdc afin de compenser la dérive temporelle d'une tension de pincement des modulateurs. Si l'on parvient à faire varier Vdc en corrélation avec la variation de la tension de pincement Vn, les défauts intrinsèques du modulateur électro-optique deviennent minimaux. Le synoptique du système d'asservissement connecté au modulateur électrooptique est rappelé par la figure 4. Afin de mener à bien cette fonction de régulation de la tension de commande, ce dispositif s'appuie sur une des propriétés de non-linéarité du modulateur : en effet, lorsque celui-ci est attaqué sur un de ses bras par un signal sinusoïdal pur Vac=A. sin (2. :. fo. t), on constate en effet qu'au cours du temps le signal en sortie présente une distorsion harmonique non nulle, c'est à dire que des harmoniques du signal d'excitation apparaissent. Il a été démontré que cette distorsion est directement liée à la dérive de la tension de pincement. Le système d'asservissement préféré met à profit cette constatation. Plus précisément, l'analyse du signal par le DSP 210 est ici la suivante : le signal étant transmis de manière analogique, il comporte une ou plusieurs fréquences caractéristiques. Le DSP 210 détecte si l'harmonique deux d'une fréquence caractéristique est présente dans le signal détecté, cette harmonique deux étant la signature d'une distorsion et donc d'une dérive de fonctionnement. Le DSP génère alors un signal de correction d'erreur fonction de l'erreur mesurée et permettant de la diminuer. Sur la figure 2 (mode de réalisation à deux modulateurs jumeaux), le modulateur inférieur 120 reçoit en entrée un signal lumineux constant émis par une diode électroluminescente (DEL) 310 Infra Rouge (1300m). Sur son bras inférieur 122, on applique un signal sinusoïdal Vac issu soit d'un oscillateur local 140, soit du système de contrôle. Sur son bras supérieur 124, on applique la tension de commande Vdc. On remarquera que, dans cette configuration, la tension de commande Vdc est commune aux deux modulateurs. A la sortie du modulateur inférieur 120, on place un photodétecteur 100 (diode PIN par exemple) derrière lequel on vient numériser le signal électrique après l'avoir amplifié. La suite d'échantillons représentant le signal lumineux en sortie du modulateur 120 va être traitée numériquement afin de déterminer la valeur Vdc corrigée de la variation de la tension de pincement. La figure 4 expose avec plus de détails le système de contrôle. Ce dernier se compose de trois voies 260,270 et 280 dont une optionnelle. La voie d'entrée 260 est constituée d'un transconducteur qui convertit l'intensité de sortie du photo-détecteur en une tension. Ce signal est ensuite numérisé par un convertisseur analogique/numérique 220 et transmis au système de traitement 210 qui peut être un DSP ou un FPGA. Selon une procédure que l'on détaillera ultérieurement, on détermine la tension Vdc à appliquer par la voie de sortie 270 aux modulateurs électrooptiques 110,120. Cette voie 270 est constituée d'un convertisseur numérique/analogique 230 et d'une chaîne d'amplification. La seconde voie de sortie 280 sera intégrée, si l'on n'utilise pas un oscillateur local analogique. Celle-ci a pour fonction de moduler la tension de commande du bras inférieur par un signal sinusoïdal pour Vac. Comme expliqué précédemment, cette modulation est appliquée afin de quantifier la distorsion harmonique due à la variation de tension de pincement. En effet, la théorie permet de faire le lien entre l'amplitude de la raie 2fo à la tension résiduelle Vo. Plus précisément, les conditions d'asservissement que nous détaillerons ultérieurement nous incitent préférentiellement à considérer à la fois fo et 2. fo. Ces deux variables permettent de calculer, en continu, la tension de commande Vdc à appliquer au modulateur. Pour cela, nous procédons de la façon suivante (voir figure 5). La suite d'échantillon {x (k)} issue de l'échantillonnage est mise sous une forme spectrale minimale, c'est à dire que l'on ne considère que les composantes spectrales fo et son premier harmonique. Cette analyse spectrale se fera par l'implémentation de l'algorithme de Goertzel. Par cette procédure, on peut évaluer avec précision l'amplitude de la distorsion harmonique. On sera alors en mesure de déterminer la valeur AV qu'il faut ajouter ou retrancher (selon le signe de AV) a Vdc afin de minimiser cette distorsion harmonique et de compenser de fait la dérive de la tension de pincement. La procédure de calcul de la correction est conforme à la procédure d'un contrôleur PI que nous détaillerons par la suite. Parallèlement à cette procédure, dans le cas d'une non-intégration d'un oscillateur local analogique, le processeur 210 (DSP) devra transmettre au convertisseur numérique analogique les échantillons issus d'une table (LUT) afin de générer le signal de commande Vac. Nous avons vu que, lors de l'asservissement, la variable à minimiser était la distorsion harmonique. Par conséquent, il nous faut dans un premier temps évaluer quantitativement cette variable afin d'aborder la correction voulue sur Vdc. A ce stade, plusieurs solutions s'offrent à nous : la première serait l'utilisation de la transformée de Fourier rapide afin d'effectuer en temps réel une analyse spectrale du signal x (n) : Cette solution impose de calculer N composantes fréquentielles dans le but d'en utiliser une ou deux, la rapidité inhérente à la FFT (Transformée de Fourier Rapide) étant donc masquée par la quantité d'information calculée et non exploitée. Aussi, dans le cas particulier d'un calcul de composante fréquentielle de fréquence préalablement connue en nombre limité, le calcul par transformée de Fourier discrète (TFD) paraît plus opportun. La forme générale de la TFD : pour les N composantes fréquentielles se résume à : Le gain de temps de calcul est proportionnel au nombre d'opérations évitées. La nécessité d'utiliser un produit de convolution discret restreint fortement le choix du système numérique dans lequel une telle application peut être implémentée. Dans un souci de développer une solution matérielle de faible coût, on a été amené à chercher une implémentation qui soit, dans un contexte temps-réel, implémentable dans un circuit logique programme (FPGA-Field Programmable Gate Array), un coeur DSP (low cost), voire un micro-contrôleur rapide. Afin de permettre une réalisation faible coût, nous avons été amenés à optimiser le temps de calcul de notre algorithme. Dans cette démarche, nous nous sommes référés à un algorithme très utilisé en téléphonie pour le décodage DTMF : l'algorithme de Goerzel. Il est connu que cette approche permet l'implémentation de la TFD (pour m fréquence prédéfinie) sous la forme d'un filtre à réponse impulsionnelle infinie. La figure 6 est un synoptique d'un tel filtre. Conformément à l'implémentation en filtre numérique récursif préconisée par Goertzel, l'algorithme peut se scinder en deux phases. La première, réalisée N-1 fois (nous spécifierons la valeur de N ci-après), permet de calculer deux variables Qn et Qn-1 à partir des termes de rétroaction x (k) et-x (k-1) et du coefficient ak. La seconde, réalisée une fois tous les N échantillons, calcule sa valeur de la composante fréquentielle recherchée en utilisant les variables Qn & Qn-1 et le terme de phase WNk. A la figure 7, la phase répétée (N-1) fois est représentée à gauche d'un trait vertical à tirets, et celle réalisée toutes les N fois est représentée à droite de ce trait à tirets. Par conséquent, l'équation aux différences sera de la forme : Qk (n) = ak. Qk (n-1)-Qk (n-2) +x (n) (A. 1) Avec : ak=2. cos (2. 7i. k/N) Qk (-1) =0 Qk (-2) =0 Pour n=0, 1,..., N-1. Le terme y (N) est obtenu par l'expression suivante : Yk (N) =Qk (N-1) - WNkQk (N-2) =X (k). L'asservissement reposant sur la valeur efficace de la composante fréquentielle 2. fo, on sera amené à calculer son énergie. Or, si les valeurs x (k) sont des grandeurs réelles issues de l'échantillonnage du signal, le terme de phase WNk est une grandeur complexe. On démontre alors que : Les formules A. 1 et A. 2 présentent l'avantage d'être implémentables soit dans un processeur DSP soit dans un FPGA. La détermination de la valeur N est définie par la formule suivante : N=k. Fe/fO puisque l'on s'intéresse aux fréquences fO et 2. fO, la valeur k est égale à 2. N=2. Fe/fO Si, par exemple, on échantillonne le signal à une fréquence d'échantillonnage Fe de 180 kHz et si l'on utilise comme fréquence d'analyse fo=1 kHz, alors on obtient N=360 échantillons. L'algorithme implémenté, on récupère, tous les 360 échantillons, un état de la distorsion harmonique. On définit alors une variable Tdh (k) Tdh (k) =Vfo (k) - V 2fO (k) NfO (k) Pour des raisons de stabilité et d'immunité aux bruits, Tdh (k) est moyenné sur 256 valeurs. Par conséquent, toutes les 500 ms, on obtient une grandeur directement corrélée à la dérive de VO. Cette donnée va nous permettre de définir une loi de commande afin de contrôler la tension Vdc. De par le caractère numérique du calcul, cette donnée est insensible aux dérives éventuelles de l'électronique d'asservissement. L'équation aux différences est, de même que pour un contrôleur Pl, Vdc (n) = Vdc (n-1) +A1. T (n) +A2. T (n-1) Ou A1=Kp+K,. T ; A2=-Kp ; T=1/Fe De nombreuses variantes de l'interface proposée sont possibles. Elles correspondent à l'architecture du réseau choisi : Dans une première variante (figures 8a à 8c) le ou les lasers constituant les sources optiques sont déportés dans un central appartenant au gestionnaire du réseau. Dans ce cas, la carte d'interface ne contient pas de source optique, mais seulement des détecteurs. Le ou les modulateurs fonctionnent en mode miroir : la lumière qu'ils reçoivent est réfléchie et renvoyée dans le réseau après modulation. Les figures 8a à 8c représentent différentes implémentations de la partie optique au moyen de modulateurs miroirs. La figure 8a représente un mode de réalisation à partir d'un demi-interférométre de Mach-Zehnder, la figure 8b à partir d'un demi-interféromètre de Mach-Zehnder avec deux sorties complémentaires, la figure 8c à partir d'un demi-coupleur optique. On peut noter qu'il existe des configurations insensibles à la polarisation de l'onde optique reçue, polarisation à priori aléatoire. Dans une seconde variante, le ou les lasers sont placées sur la carte d'interface. Il s'agit par exemple d'un laser de faible coût ne pouvant être modulé à haute fréquence. La modulation est alors assurée par le modulateur électrooptique externe. Le schéma type de cette interface (transceiver) est représenté sur la figure 9a. Le bloc de modulation optique 100 est décrit plus en détail ci-dessous. Aux figures 9a et 9b, on a représenté deux exemples d'implémentation d'un modulateur externe avec une source laser et un détecteur pour un module d'émission/réception (transceiver). Le bloc de modulation optique, qui peut être plus complexe, a été ici représenté par un interféromètre de Mach-Zehnder. A la figure 9a, il s'agit d'un fonctionnement full-duplex. A la figure 9b, il s'agit d'un fonctionnement half duplex. D'autres implémentations de l'interface peuvent tirer avantage de l'insensibilité en longueur d'onde du modulateur par l'emploi de longueurs d'ondes différentes pour le signal montant et le signal descendant. Le bloc de modulation électrooptique peut consister en un interféromètre de Mach Zehnder ayant une entrée et une sortie. La composante du signal nécessaire pour la contreréaction est alors extraite au moyen d'un coupleur optique. Il peut être avantageux d'utiliser un composant ayant une entrée et deux sorties (coupleur directif, interféromètre comportant un coupleur directif ou une jonction en X). Dans ce cas, une des sorties correspond au signal utile tandis que l'autre sortie correspond à l'inverse du signal utile. Ce signal inversé comporte la même sensibilité aux dérives que le signal utile et peut donc être utilisé dans la rétroaction sans que l'utilisation d'un coupleur (et l'introduction de pertes excédentaires) soit nécessaire. Aux figures 10a à 10c, on a représenté trois exemples de modulateurs électro-optiques. A la figure 10a, à l'aide d'un interféromètre de Mach-Zehnder, à la figure 10b, à l'aide d'un interféromètre de Mach-Zehnder à deux sorties (modulations diverses l'une de l'autre), à la figure 10c, à l'aide d'un coupleur directif (modulations inverses l'une de l'autre). Des essais et vérifications ont été effectués sur de tels dispositifs. Pour caractériser la dérive d'un modulateur électrooptique, on peut réaliser l'expérience suivante : un modulateur est placé sur un banc de couplage. On injecte la lumière dans le modulateur par un objectif de microscope. La lumière en sortie est collectée par un autre objectif de microscope. En appliquant une tension de modulation sur les électrodes du modulateur, on observe une modulation du signal optique détecté par une photodiode (Fig. 11). Sur la figure 12 représentant la dérive mesurée, VpAC correspond à la tension d'extinction dynamique (1 kHz), VpDC correspond à la tension d'extinction statique (liée à la dérive de la phase statique du modulateur) ; Cette expérience permet ainsi de caractériser la dérive des modulateurs lorsqu'on applique un créneau de tension. Les temps caractéristiques de cette dérive sont de l'ordre de quelques minutes. On a également mis en oeuvre l'invention avec un autre type de modulation. Ainsi, la modulation FSK (Frequency Shift Keying) est une technique de base de modulation. Ce protocole élémentaire est utilisé par des appareils de communication lors de leur phase d'interconnexion. Dans cette expérience, le signal numérique (suite de 0 et de 1 ) contenant l'information est d'abord codé en fréquence par l'unité de commande : au code 0 correspond une fréquence fO, au code 1 correspond une fréquence fl. A ce signal modulé en fréquence, on superpose un signal continu (tension de biais définissant le point de fonctionnement du modulateur). Ce signal est appliqué sur les électrodes du modulateur et code le signal optique. Après détection par une photodiode, le signal est démodulé et comparé au signal initial. L'interface, objet de l'invention, permet les fonctions de modulation-démodulation et ajuste le point de fonctionnement du modulateur en analysant la dérive du point de fonctionnement. Pour cela, on détecte dans le signal de la photodiode la distorsion à la fréquence 2fo, que l'on minimise par la boucle d'asservissement. Ainsi, une des fonctions élémentaires de l'interface est d'implémenter des formats de modulation élémentaires comme la modulation FSK. Ce type de fonction est généralisable à d'autres formes de modulation en phase ou en fréquence, puisque le codage et le décodage sont effectués par le DSP. Cette expérience montre la compatibilité de cette interface avec tous les formats de modem électriques existants. Les signaux transmis à l'interface et reçus sont représentés aux figures 14a et 14b. Le traitement numérique permet de recouvrer le signal sans erreur. Le schéma de stabilisation du modulateur par asservissement numérique permet ainsi de transmettre un signal numérique en utilisant un codage analogique comme les formats de codage habituellement utilisés par les modems. [1] Bellamy, John. 1982. Digital Telephony. New York : John Wiley & Sons [2] Blahut, Richard E. 1985. Fast Algorithms for Digital Signal Processing. Reading, MA : Addison-Wesley [3] Burrus, C. S. and T. W. Parks. 1985. DFT/FFT and CorìVolution Algorithms. New York : John Wiley & Sons. [4] Oppenheim, Alan V. and Ronald W. Schafer. 1975. Digital Signal Processing. New York : Prentice-Hall [5] ~. 1982. Reference Data for Radio Engineers. New York : Howard Sams. [6] ~. 1986. IEEE Standard for Functional Requirements for Methods and Equipment for Measuring the Performance of Tone Adress Signaling Systems. (ANSI/IEEE Standard 752-1986). New-York : IEEE Press. [7J Fabrication of low refractive index low loss fIuorinated self-cross linking polymer waveguides for optical devices, A. V. OCHS, A. ROUSSEAU, B. BOUTEVIN, E. TOUSSAERE, A. DONVAL, R. HIERLE, J. ZYSS, Proc. 7th International Plastic Optical Fibres conference'98, Berlin. [8] Polarization insensitive electrooptic polymer modulator, A. DONVAL, E. TOUSSAERE, R. HIERLE, J. ZYSS, J. Appl. Phys., 87 (7) (2000), pp3258-3262 [9J Drift correction of polymer based Mach-Zehnder modulators, P. LABBE, A. CLOUQUEUR, R. HIERLE, E. TOUSSAERE, J. ZYSS, Nonlinear Optics (Icono'5, Davos, 2000), vol 25, pp393-398. REVENDICATIONS 1. Procédé de modulation électro-optique dans lequel on applique sur un modulateur électro-optique (110) un signal de commande indexé sur une valeur de référence (Vdc), procédé au cours duquel on prélève (400) de la lumière en sortie d'un modulateur (110,120) soumis à cette valeur de référence et on déduit de cette lumière prélevée un signal que l'on analyse (210) pour actualiser la valeur de référence (Vdc), caractérisé en ce que l'on convertit la lumière prélevée en un signal numérique, et on réalise numériquement sur ce signal (220) l'analyse d'actualisation de la valeur de référence (Vdc). 2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'on adopte deux modulateurs électro-optiques (110, 120), on réalise les étapes de prélèvement (400) et d'analyse (210) en sortie d'un seul des deux modulateurs (120), et on applique la valeur de référence (Vdc) actualisée sur les deux modulateurs (110,120). 3. Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce que l'on fournit sur l'un des modulateurs un signal utile de modulation et une lumière laser et sur l'autre des modulateurs un signal de perturbation et une lumière générée par une diode électroluminescente. 4. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'on applique, en entrée du modulateur (120) sur lequel on fait le prélèvement de lumière, un signal de perturbation choisi (Vac) et on analyse numériquement des perturbations engendrées en sortie de ce modulateur (120) par ce signal de perturbation. 5. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que l'analyse d'actualisation comprend l'analyse d'une perturbation générée par le modulateur à une fréquence 2fo, par rapport à une composante fréquentielle donnée fo en entrée de ce modulateur. 6. Procédé selon la combinaison des revendications 4 et 5, et caractérisé en ce que l'on applique, en tant que signal de perturbation, un signal sinusoïdal (Vac) ayant une fréquence fo et on analyse numériquement (210) au moins la composante fréquentielle à la fréquence 2fo présente en sortie du modulateur (120). 7. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, en combinaison avec la revendication 5, caractérisé en ce que la composante fréquentielle à 2fo est calculée par un filtrage numérique récursif. 8. Procédé selon la revendication 7, caractérisé en ce que le filtrage récursif est réalisé selon une équation aux différences du type Qk (n) =ak. Qk (n- 1)-Qk (n-2) +x (n) avec ak=2. cos (2. Pl. k/N), Qk (-1) =0 et Qk (-2) =0, x (n) désignant les échantillons obtenus à partir du signal de sortie du modulateur, et en ce que ce filtrage est réalisé en au moins deux phases, l'une réalisée en N-1 étapes, qui permet de calculer QN et ON-1, et l'autre réalisée une fois après ces N-1 étapes, et fournissant un état de la composante fréquentielle à la fréquence 2fo, N étant donné par l'équation N=2fe/fo où fe est la fréquence d'échantillonnage du signal numérique obtenu à partir de la lumière prélevée. 9. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, en combinaison avec la revendication 2, caractérisé en ce qu'on adopte au moins deux modulateurs, l'entrée de l'un recevant des signaux issus d'une sortie de l'autre, en ce que l'on prélève pour analyse d'actualisation la lumière issue du modulateur aval, et en ce qu'on applique la valeur de référence actualisée par cette analyse sur les deux modulateurs. 10. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'on fournit un signal numérique de commande (210), et on convertit ce signal numérique en un signal analogique de commande du modulateur, et en ce qu'on réalise en outre une correction du signal numérique de commande (210) en tenant compte de la valeur de référence actualisée (Vdc) avant de convertir ce signal numérique corrigé en le signal analogique de commande. 11. Procédé selon la revendication précédente, caractérisé en ce qu'on réalise l'analyse d'actualisation de la valeur de référence (Vdc) ainsi que la correction du signal numérique de commande à l'aide d'un même processeur (210). 12. Dispositif de modulation électro-optique, comprenant au moins un modulateur de lumière (110), des moyens pour fournir un signal de commande du modulateur (110) indexé sur une valeur de référence (Vdc), des moyens pour prélever la lumière (400) en sortie d'un modulateur (110, 120) soumis à cette valeur de référence, des moyens pour analyser un signal déduit de la lumière prélevée et déduire de cette analyse une valeur de référence (Vdc) actualisée, caractérisé en ce que les moyens de prélèvement et les moyens d'analyse (400,210) sont prévus pour convertir la lumière prélevée en un signal numérique (220), et fournir la valeur de référence actualisée à l'aide d'une analyse numérique de ce signal converti. 13. Dispositif selon la revendication 12, caractérisé en ce qu'il inclut un modulateur miroir. 14. Dispositif selon la revendication 12 ou la revendication 13, caractérisé en ce qu'il inclut une carte d'interface et une source laser, ledit au moins un modulateur et la source laser étant placés sur la carte d'interface.