Brevet FR2815195A1 — publié le 20020412

La présente invention a trait à une configuration de démodulateurs FM numériques notamment un démodulateur FM numérique permettant d'effectuer une démodulation de chrominance de signaux de couleur dans un signal SEM composite, le système SECAM (de Séquentiel Couleur A Mémoire) étant le système permettant de combiner des signaux de couleur modulés en fréquence avec un signal de luminance en vue de l'émission. La présente invention a également trait à un processeur de signaux d'image comprenant un tel démodulateur FM numérique. La figure 10 est une vue schématique d'un spectre de fréquences d'un signal composite (appelé ci-après également "signal SECAM") dans le système SEM, et la figure 11 illustre les normes SECAM. En se référant aux figures 10 et Il, dans le système SECAM, deux signaux de différence de couleur alternés (R-Y, B-Y) sont modulés en fréquence sur chaque ligne de balayage (c-à-d séquence de lignes) et combinés avec un signal de luminance. De plus, les signaux de couleur modulés en fréquence à des fréquences de sous-porteuses correspondant aux signaux de différence de couleur sont dans les parties supérieures d'une bande de fréquences du signal de luminance. Comme décrit sur la figure 11, le signal SEM peut être exprimé par l'équation (1) qui suit : t Em = Eyo + Gcos2n (fo. t+Afof Dcodt).......... (1) 0 dans laquelle Eyo est le signal de luminance, G est la quantité multiple déterminée par une filtre en cloche (par un traitement de codage), fo est la fréquence de la sous-porteuse, Afo est l'excursion de fréquence, Dco est le signal de couleur modulé. Comme cela est décrit sur la figure 11, le signal de couleur Dco comprend des signaux obtenus par commutation entre deux signaux de différence de couleur R-Y et B-Y (respectivement, Erc-Eyo et Ebo-Eyo sur la figure 11) alternativement à chaque ligne de balayage, les signaux étant exprimés par Dro =-1, 902 (Ero-Eyo) et Dbo = 1,505 (Eb0-Ey0). La fréquence de la sous-porteuse fo et l'excursion de fréquence #f0 incluent également les fréquences de sous-porteuses, respectivement, Afar, qui varient d'une ligne de balayage à l'autre. Les signaux de couleur Dro et Dbo sont modulés en fréquence avec leurs largeurs de bande respectives limitées à - 3dB à 1,4 MHz. Selon les limites supérieure et inférieure des excursions de fréquence 6foR et \foB les fréquences instantanées des deux signaux de couleur modulés en fréquence Dry et Dbo sont comprises entre 3,9 MHz et 4,756 MHz. La figure 12 est un schéma de principe représentant un exemple d'une configuration de base d'un codeur pour le signal SECAM. Les sorties d'un circuit matriciel 101 sont reliées aux entrées de circuits de pré-accentuation 102a, 102b et à un additionneur 107, les sorties des circuits de pré-accentuation 102a et 102b aux entrées de moyens de commutation 103, une sortie des moyens de commutation 103 à une entrée d'un filtre passe-bas 104, une sortie du filtre passe-bas 104 à une entrée d'un modulateur FM 105, une sortie du modulateur FM 105 à une entrée d'un filtre en cloche 106, et une sortie du filtre en cloche 106 à une autre entrée de l'additionneur 107. Le filtre en cloche 106 a une caractéristique d'amplitude en forme de cloche. On va à présent décrire les processus opérationnels. Le circuit matriciel 101 reçoit, de l'extérieur, des signaux Ero, Ebo, et Ego qui sont, respectivement, des signaux R, B et V à correction gamma. Puis le circuit matriciel 101 convertit les signaux Ero, Ebo et Ego en un signal de luminance Eyo et en des signaux de différence de couleur R-Y, B-Y afin de fournir le signal de luminance Eyo et des signaux de couleur modulés Dbo, Dro obtenus respectivement à partir des signaux de différence de couleur B-Y et R-Y. Les circuits de pré-accentuation 102a et 102b reçoivent les signaux de couleur modulés, respectivement, Dboet Dro provenant du circuit matriciel 101 et les restituent après avoir amélioré leurs composantes haute fréquence respectives. Les moyens de commutation 103 reçoivent des circuits de pré-accentuation, respectivement, 102a et 102b, les signaux de couleur modulés Dbo et Dro dont les composantes haute fréquence ont été améliorées. Puis les moyens de commutation 103 commutent alternativement entre les signaux Dbo et Dru à chaque ligne de balayage et les restituent comme un signal à séquence de lignes. Le filtre passe-bas 104 reçoit le signal à séquence de lignes provenant des moyens de commutation 103 et le restitue après limitation de sa largeur de bande à-3dB à 1,4 MHz. Le modulateur FM 105 reçoit le signal à séquence de lignes à bande limitée provenant du filtre passe-bas 104, puis module en fréquence et restitue les signaux de couleur modulés Dbo, Dro selon les normes de modulation décrites sur la figure 11. Le filtre en cloche 106 reçoit le signal modulé en fréquence Dbo, Dro (ci-après appelé"signal de chrominance") provenant du modulateur FM 105 et le restitue après avoir augmenté sa bande latérale d'environ 11 dB avec une excursion de 50 kHz au centre. L'additionneur 107 reçoit le signal de luminance Eyo provenant du circuit matriciel 101 et le signal de chrominance augmenté provenant du filtre en cloche 106. Ces signaux sont combinés et restitués en signal SECAM. La figure 13 est un schéma de principe représentant un exemple de la configuration d'un processeur de signaux d'image. Le processeur de signaux d'image sert pour le décodage, par traitement numérique, d'un signal SECAM généré par exemple par le codeur de la figure 12. Une borne d'entrée destinée au signal SEM est reliée aux entrées d'un circuit de réjection du signal de chrominance 201 et d'un filtre passe-bande 202, une sortie du filtre passe-bande 202 est reliée à une entrée d'un filtre en cloche inverse 203, une sortie du filtre en cloche inverse 203 à des entrées d'une ligne à retard 1 H 204 et d'un commutateur 205, une sortie d'une ligne à retard 1 H 204 à une autre entrée du commutateur 205, des sorties du commutateur 205 à des entrées des démodulateurs FM 206a et 206b, des sorties des démodulateurs FM 206a et 206b à, respectivement, des entrées de circuits de désaccentuation 207a et 207b, et des sorties des circuits de désaccentuation 207a et 207b à, respectivement, des entrées des filtres passe-bas 2C8a et 208b. Le circuit de réjection du signal de chrominance 201 est, par exemple, constitué d'un filtre-bouchon pour la réjection de signaux dont la fréquence est autour de celle de la sous-porteuse. Le filtre en cloche inverse 203 a une caractéristique d'amplitude opposée à celle du filtre en cloche 106 présente dans le codeur. On va à présent décrire les processus opérationnels. Le circuit de réjection du signal de chrominance 201 reçoit depuis l'extérieur un signal SECAM qui a été converti en forme numérique par un convertisseur A/N non représenté. Le circuit de réjection 201 supprime les signaux de chrominance (voir figure 10) du signal SECAM afin de restituer un signal de luminance Y. Le filtre passe-bande 202 reçoit le signal SECAM numériquement converti ci-dessus de l'extérieur et filtre les composantes basse fréquence du signal SECAM afin de supprimer le signal de luminance Y de celles-ci et d'extraire et de fournir des signaux de chrominance. Le filtre en cloche inverse 203 reçoit chacun des signaux de chrominance du filtre passebande 202 et le restitue après correction de sa caractéristique d'amplitude qui a été augmentée par le filtre en cloche 106 dans le codeur, à la caractéristique d'amplitude initiale. La ligne à retard 1 H 204 reçoit le signal de chrominance provenant du filtre en cloche inverse 203 et le restitue après un retard d'une ligne de balayage. Le commutateur 205 reçoit le signal de chrominance provenant du filtre en cloche inverse 203 et le signal de chrominance retardé provenant de la ligne à retard 1 H 204. Le commutateur 205 commute alternativement à chaque ligne de balayage entre le signal qui est passé par la ligne à retard 1 H 204 et le signal qui n'y est pas passé, afin de ce fait de séparer ces signaux en signaux de chrominance et de les restituer comme des signaux de chrominance correspondant aux signaux de différence de couleur R-Y et B-Y. Le démodulateur FM 206a reçoit le signal de chrominance correspondant au signal de différence de couleur RY provenant du commutateur 205, tandis que le démodulateur FM 206b reçoit le signal de chrominance correspondant au signal de différence de couleur B-Y provenant du commutateur 205. Les démodulateurs FM 206a et 206b modulent en fréquence les signaux de chrominance d'entrée et restituent, respectivement, les signaux de différence de couleur R-Y et B-Y. Les circuits de désaccentuation 207a et 207b reçoivent des signaux de différence de couleur R-Y et B-Y provenant, respectivement, des démodulateurs FM206a et 206b et les corrigent et les restituent afin de restaurer les signaux de couleur haute fréquence qui ont été pré-accentués par les circuits de préaccentuation 102a et 102b dans le codeur, à leurs états initiaux. Les filtres passe-bas 208a et 208b reçoivent les signaux de différence de couleur R-Y et B-Y provenant, respectivement, des circuits de désaccentuation 207a et 207b et régénèrent et restituent les signaux de différence de couleur R-Y et B-Y sous une limite de bande prédéterminée. La figure 14 est un schéma de principe représentant un autre exemple de la configuration du processeur de signaux d'image. Une borne d'entrée destinée au signal SECAM est reliée à des entrées d'un convertisseur A/N 210 et à un filtre passebande 211, une sortie du convertisseur A/N 210 est reliée à une entrée du circuit de réjection du signal de chrominance 201, une sortie du filtre passe-bande 211 à une entrée d'un convertisseur A/N 212, une sortie du convertisseur A/N 212 à une entrée du filtre en cloche inverse 203, une sortie du filtre en cloche inverse 203 à une entrée d'un démodulateur FM 206, une sortie du démodulateur FM 206 à une entrée d'un circuit de désaccentuation 207, une sortie du circuit de désaccentuation 207 à une entrée d'un filtre passe-bas 208, une sortie du filtre passe-bas 208 à des entrées d'une ligne à retard 1 H 213 et à un commutateur 214, et une sortie de la ligne à retard 1 H 213 à une autre entrée du commutateur 214. Le circuit de réjection du signal de chrominance 201 et le filtre en cloche inverse 203 de la figure 14 ont une configuration identique à ceux de la figure 13. Comme pour le signal de luminance dans le processeur de signaux d'image de la figure 14, le convertisseur A/N 210 convertit le signal SECAM en une forme numérique puis le circuit de réjection du signal de chrominance 201 atténue les signaux de chrominance, afin d'obtenir le signal de luminance Y. Quant aux signaux de couleur, le filtre passe-bande 211 supprime le signal de luminance du signal SET puis le convertisseur A/N 212 convertit un signal résultant en une forme numérique, ce qui permet d'obtenir des signaux de chrominance sous la forme de données numériques. Les signaux de chrominance délivrés par le filtre en cloche inverse 203 sont démodulés en fréquence par le démodulateur FM 206 et restitués comme des signaux de différence de couleur. Les signaux de différence de couleur délivrés par le démodulateur FM 206 sont corrigés par le circuit de désaccentuation 207 afin de restaurer les signaux de couleur haute fréquence, qui ont été pré-accentués dans le codeur, à leurs états initiaux. Les signaux de différence de couleur résultants sont de plus limités en bande à une valeur prédéterminée par le filtre passe-bas 208. Les signaux de différence de couleur fournis par le filtre passe-bas 208 sont transférés à la ligne à retard 1 H 213 et au commutateur 214. Le commutateur 214 commute entre le signal qui est passé à travers la ligne à retard 1 H 213 et le signal qui n'est pas passé à travers alternativement à chaque ligne de balayage, ce qui permet de séparer ces signaux en signaux de différence de couleur R-Y et B-Y et de les restituer comme des signaux de différence de couleur R-Y, B-Y. De cette façon, le processeur de signaux d'image permettant le décodage du signal SECAM module en fréquence les signaux de chrcminance combinés avec le signal de luminance ce qui permet de réaliser la démodulation en chrominance des signaux de couleurs. La demande de brevet japonais mise à l'inspection publique sous le no 11-284442 (1999) décrit, par exemple, une configuration d'un tel démodulateur FM numérique permettant de réaliser la démodulation FM de signaux modulé en fréquence par un traitement numérique. Le démodulateur FM numérique décrit dans cette publication est à utiliser dans un traitement de signaux destiné à un enregistrement à l'aide d'un magnétoscope ou analogue. Ce démodulateur extrait d'abord une composante dont la phase est décalée de 90 degrés (tri/2) par rapport à celle d'un signal FM numérique, puis extrait une composante tangente du signal modulé en fréquence et de la composante déphasée. De plus il extrait une composante de phase en calculant une composante arctangente et différencie la composante de phase, afin de ce fait de démoduler le signal modulé en fréquence. La figure 15 est un schéma de principe représentant une configuration du démodulateur FM numérique de la publication ci-dessus quand elle est adoptée pour un des démodulateurs FM 206,206a, et 206b dans le processeur de signaux d'image pour le signal SECAM. Une borne d'entrée d'un signal modulé en fréquence X (k) (k est un entier) est reliée aux entrées d'un déphaseur/2 301 et d'une unité 302 effectuant l'opération arctan, une sortie du déphaseur tri/2 301 à une autre entrée de l'unité 302 effectuant l'opération arctan, une sortie de l'unité 302 effectuant l'opération arctan à des entrées d'un soustracteur 303 et d'un circuit à retard 304, une sortie du circuit à retard 304 à une autre entrée du soustracteur 303, une sortie du soustracteur 303 à des entrées d'un additionneur 305a et d'un générateur de constante 3C5b, une sortie du générateur de constante 305b à une autre entrée de l'additionneur 305a, et une sortie de l'additionneur 305a à une entrée d'un circuit effectuant l'opération 306. Le déphaseur/2 301 est, par exemple, constitué d'un transformateur de Hilbert. Quand le signal SEM est échantillonné à des intervalles de T secondes, en considérant les normes sus- mentionnées (c-à-d l'équation (1) ), un signal modulé en fréquence X (k) qui est un signal de chrominance obtenu par le k-ièe échantillonnage peut être exprimé par l'équation (2) qui suit : k X (k) = Acos2n (fo. kT+AfoDc (i). T)... (2) 1=0 dans laquelle fo est la fréquence de la sous-porteuse, Ai (, est l'excursion de fréquence, T est le cycle d'échantillonnage, A est l'amplitude, i est un entier quelconque, Dc (i) est le signal de couleur modulé dans le i-ème échantillon. Dans l'équation (2), si nous faisons X (k) = A cos (k)... (3) L'équation (2) peut être exprimée par l'équation (4) qui suit : k C (k) = 2TIfo. kT + 2n. AfoDc (i). T... (4) 1=0 D'après ceci, lors de l'entrée du signal de chrominance X (k), qui est exprimé par l'équation (3), au cours d'une démodulation FM pendant le démodulation de chrominance du signal SECAM, un signal de couleur modulé ou un signal démodulé Dc (i) est extrait au cours du k-ième échantillonnage. A présent, on va décrire de manière détaillée le fonctionnement du démodulateur FM représenté sur la figure 15 conformément aux équations (3) et (4) ci-dessus. Le déphaseur n/2 301 reçoit un signal de chrominance X (k) provenant du commutateur 205 représenté sur la figure 13 ou du filtre en cloche inverse 203 représenté sur la figure 14. Le signal d'entrée est déphasé de 90 degrés et restitué en signal Y (k) exprimé par l'équation (5) qui suit : Y (k) =AsinC (k)... (5) L'unité 302 effectuant l'opération arctan reçoit le signal de chrominance X (k) provenant du commutateur 205 ou du filtre en cloche inverse 203 et le signal Y (k) provenant du déphaseur n/2 301. Puis une composante tangente est extraite de ces signaux et une composante arctangente est calculée, ce qui fait qu'une composante de phase (D (k), résultat du calcul, est fournie. A savoir, puisque tant (k) =sin$ (k)/cos (k) =Y (k)/X (k), la composante de phase (D (k) est obtenue en calculant (arctan (tans (k)) =arctan (Y (k)/X (k)). Supposons qu'une gamme possible de composantes de phase (D (k) soit 0 (k) Le circuit à retard 304 reçoit la composante de phase (D (k) provenant de l'unité 302 effectuant l'opération arctan et la restitue après un retard d'une horloge. Le soustracteur 303 reçoit la composante de phase (D (k) provenant de l'unité 302 effectuant l'opération arctan et une composante de phase o (k-1) de l'horloge immédiatement précédente provenant du circuit à retard 304, et fournit une composante différentielle Sl (k) =0 (k)-0 (k-1). Ceci est équivalent à l'obtention d'une composante de démodulation ou d'une composante de fréquence angulaire par une différentiation en fonction du temps (E t) de la composante de phase #(k). La composante différentielle Sl (k) est transmise aux moyens d'addition 305 se composant de l'additionneur 305a et du générateur de constante 305b. Le générateur de constante 305b reçoit la composante différentielle SI (k) du soustracteur 303 et délivre une constante Cl en réponse au signe de la composante différentielle Sl (k). Plus précisément, le générateur de constante 305b fournit la constante Cl = 2n quand la composante différentielle Sl (k) est négative (Sl (k) S2 (k) =2info. T+2n. Afo. Dc (k). T... (6) Ici, la gamme de la composante de démodulation S2 (k) est : 0 A savoir, l'exigence de démodulation est que la valeur de la composante de démodulation S2 (k) donnée par le cycle d'échantillonnage T, la fréquence de la sous-porteuse Leo, et l'excursion de fréquence Afo doivent satisfaire l'inégalité (7) ci-dessus. Le circuit effectuant l'opération 306 reçoit la composante de démodulation S2 (k) de l'additionneur 305a et extrait un signal de couleur modulé Dc (k), qui est un signal démodulé, en soustrayant 2EfcT de la composante de démodulation S2 (k) donnée par l'équation (6) ci-dessus puis en divisant une valeur résultante par 2saft. A cet instant, les valeurs de la fréquence de la sous-porteuse fo et de :'excursion de fréquence Afo sont toutes commutées comme il convient pour chaque ligne ou conformément aux signaux de couleur Dr0, Db0. Dans le démodulateur FM numérique de la figure 15, les signaux après la sortie de l'unité 302 effectuant l'opération arctan peuvent être considérés comme des signaux de différence de couleur en bande de base, et donc une fréquence tenant compte de la bande de fréquences de 1,4 MHz des signaux de différence de couleur, c-à-d une fréquence d'échantillonnage de 2, 8 MHz ou plus est requise. D'après ceci, il est connu que ce démodulateur FM peut allonger le cycle d'échantillonnage T et par conséquent peut sous-échantillonner la composante de phase (D (k). Toutefois, l'exigence de démodulation FM dans le démodulateur FM numérique de la figure 15 est de satisfaire l'inégalité (7) ci-dessus, qui peut ne pas être satisfaite suivant la valeur du cycle d'échantillonnage T. Le fait que les signaux de chrominance du signal SECAM satisfassent ou non l'inégalité (7) ci-dessus peut être déterminé par les valeurs minimale et maximale des fréquences instantanées des signaux modulés en fréquence. Conformément aux limites supérieure et inférieure à l'excursion de fréquence représentées sur la figure 11, les fréquences instantanées des signaux de couleur modulés en fréquence DrO et DbO sont toutes les deux dans la gamme comprise entre 3,9 MHz et 4,756 MHz avec une largeur en fréquence d'environ 0,856 MHz. Considérons d'abord le cas où les signaux après la sortie de l'unité 302 effectuant l'opération arctan sont sous- échantillonnés et où la fréquence d'échantillonnage 1/T est supérieure à 4,756 MHz, par exemple, 5,0625 MHz. A cet instant, la gamme de la composante de démodulation S2 (k) est comme suit : 2n 5 0621MHz 3, 9MHz. : : : S2 (k). : : : 2n 5 0621lv ! Hz 4, 756MHz... (8) 062W '5, 062''--- A savoir, la démodulation est réalisée dans la gamme 0 Considérons maintenant le cas où la fréquence d'échantillonnage 1/T après sous-échantillonnage est inférieure à 3,9 MHz, par exemple, 3,5625 MHz. A cet instant, la gamme de la composante de démodulation S2 (k) est comme suit : 2=13 5621MHz 3, 9MHz : : : : S2 (k) : : : : 2TI3 5621MHz 4, 756J :. : : Hz'" (9) 3, 5625MHz--3, 5625MHz A savoir, 6, 28732 (k) 8, 388. Cette gamme est au-delà de l'exigence de la démodulation. Quand la valeur de la composante de démodulation S2 (k) dépasse 2FI, la valeur 2n est soustraite de la valeur calculée 2TIfoT+2n/\foDc (k) T et une valeur résultante (c-à-d, le reste de la division par 2tri) est fournie comme composante de démodulation S2 (k). Dans le cas de l'inégalité (9) ci-dessus, la démodulation est effectuée dans la gamme 0 Ou bien, la fréquence d'échantillonnage 1/T après sous-échantillonnage peut être comprise entre 3,9 MHz et 4, 756 MHz. Dans ce cas, la fréquence d'échantillonnage 1/T devient proche de la fréquence centrale dans la gamme de fréquences (entre 3,9 et 4,756 MHz) du signal de chrominance et de la fréquence de la sous-porteuse fo (4,40625 MHz et 4,25 MHz), ce qui confère un avantage au traitement du signal. Par exemple quand la fréquence d'échantillonnage 1/T après sous- échantillonnage est 4,4375 MHz, la gamme de la composante de démodulation S2 (k) est comme suit : 211 1 3, 9MHz D'après l'inégalité (10) ci-dessus, la gamme de la composante de démodulation S2 (k) est 5, 522S2 (k) gamme 5, 522 Pour cette raison, il a été proposé un autre démodulateur FM numérique qui peut éviter l'apparition de défauts en étendant la gamme de démodulation. La figure 16 est un schéma de principe représentant une configuration d'un tel démodulateur FM numérique qui peut étendre la gamme de démodulation. La sortie de l'additionneur 305a est reliée à des entrées d'un circuit de détermination de drapeau 307 et d'un additionneur 308a, une sortie du circuit de détermination de drapeau 307 est reliée à une entrée d'un générateur de constante 308b, une sortie du générateur de constante 308b à une autre entrée de l'additionneur 308a, et une sortie de l'additionneur 308a à l'entrée du circuit effectuant des opérations 306. L'additionneur 308a et le générateur de constante 308b constituent une section d'extension de la gamme de démodulation 308. Les autres parties du démodulateur FM numérique représentées sur la figure 16 sont identiques en configuration à celles représentées sur la figure 15. La figure 17 est un schéma de principe représentant, de manière détaillée, les configurations du circuit de détermination de drapeau 307 et de la section d'extension de la gamme de démodulation 308. Le circuit de détermination de drapeau 307 comprend un soustracteur 309, des circuits à retard 310 et 313, un comparateur 311, un additionneur 312, et une unité de décision de drapeau 314, tous étant reliés les uns aux u autres comme cela est représenté sur la figure 17. La section d'extension de la gamme de démodulation 308 comprend l'additionneur 308a, un inverseur 321, et trois unités de stockage de constante 322a à 322c, tous étant reliés les uns aux autres comme cela est représenté sur la figure 17. Les unités de stockage de constante 322a, 322b et 322c stockent, respectivement, les constantes 2n, 0, et -2IT. On va, à présent, décrire les processus opérationnels. Sur la figure 16, le processus opérationnel avant la fourniture de la composante de démodulation S2 (k) provenant de l'additionneur 305a est identique à celui du démodulateur FM numérique de la figure 15 et donc sa description sera omise. En se référant à la figure 16, le circuit de détermination de drapeau 307 reçoit la composante de démodulation S2 (k) provenant de l'additionneur 305a et distingue si la composante de démodulation S2 (k) saute ou non et la direction du saut, ce qui permet de produire un signal de drapeau'drapeau (k)' pour l'extension de la gamme de démodulation. Le générateur de constante 308b reçoit le signal de drapeau'drapeau (k)'provenant du circuit de détermination de drapeau 307 et fournit une constante RI en réponse à la valeur de drapeau. L'additionneur 308a reçoit la composante de démodulation S2 (k) provenant de l'additionneur 305a et la constante RI provenant du générateur de constante 308b, et les additionne afin de produire un signal démodulé S3 (k). Ce signal démodulé S3 (k) est transféré au circuit 306 effectuant des opérations. Ci-après, on va décrire les processus opérationnels concrets du circuit de détermination de drapeau 307 et de la section d'extension de la gamme de démodulation 308 en se référant à la figure 17. Le circuit à retard 310 reçoit la composante de démodulation S2 (k) provenant de l'additionneur 305a (non représenté sur la figure 17) et la restitue après un retard d'une d'horloge. Le soustracteur 309 reçoit la composante de démodulation S2 (k) provenant de l'additionneur 305a et un signal S2 (k-l) de l'horloge immédiatement précédente provenant du circuit à retard 310, et fournit une différence AS2 (k) = S2 (k)-S2 (k-l) entre celles-ci. Le comparateur 311 reçoit la différence AS2 (k) du soustracteur 206 et compare cette valeur 8S2 (k) avec une valeur prédéterminée, ce qui permet de distinguer si la composante de démodulation S2 (k) saute ou non et la direction du saut. La valeur prédéterminée ci-dessus est, par exemple, fixée à FI et une variation de n ou plus est identifiée comme un saut. Plus précisément, quand AS2 (k) rI, le comparateur 311 produit rf (k) =-l comme jugeant qu'il y a eu un saut en direction de 2n (direction positive) à partir du signal de l'horloge immédiatement précédente. Quand AS2 (k) L'additionneur 312 reçoit la sortie rf (k) provenant du comparateur 311 et un signal de drapeau'drapeau (kode l'horloge immédiatement précédente provenant du circuit à retard 313, et les additionne afin de produire une valeur d'addition xa=drapeau (k-l) +rf (k). L'unité de décision de drapeau 314 reçoit la valeur d'addition xa provenant de l'additionneur 312 et produit un signal de drapeau 'drapeau (k)' : plus précisément, drapeau (k) =1 quand xa > O ; drapeau (k) =-1 quand xa Le générateur de constante 308b reçoit le signal de drapeau'drapeau (k)' provenant de l'unité de décision de drapeau 314. En commandant le fonctionnement de l'inverseur 321 par la valeur du signal de drapeau 'drapeau(k)', le générateur de constante 308b produit la constante RI : plus précisément, la constante Rl=-2n provenant de l'unité de constante 322a quand drapeau (k) =l ; la constante Rl=-2n provenant de l'unité de stockage de constante 322c quand drapeau (k) =-l ; et la constante R1=0 provenant de l'unité de stockage de constante 322b quand drapeau (k) =O. L'additionneur 308a reçoit la composante de démodulation S2 (k) provenant de l'additionneur 305a et la constante RI provenant du générateur de constante 308b. A cet instant, quand le générateur de constante 308b produit la constante RI = 2tri, la gamme de démodulation de la composante de démodulation S2 (k) est corrigée à la gamme allant de 2n à 4n. Quand la constante RI =-2n, la gamme de démodulation est corrigée à la gamme allant de-2n à 0. Quand la constante RI = 0, aucune correction n'est apportée à la gamme de démodulation. Par conséquent, la section d'extension de la gamme de démodulation 308 produit le signal démodulé S3 (k), dont la gamme de démodulation a été étendue à la gamme allant de-2n à 4ri. La figure 18 représente le résultat appliqué par le démodulateur FM numérique représenté sur la figure 16 à une démodulation de chrominance du signal SECAM. Sur la figure 18, (A) représente la composante de démodulation S2 (k) qui est la sortie de l'additionneur 305a, et (B) représente le signal démodulé S3 (k) qui est la sortie de la section d'extension de la gamme de démodulation 308. Sur le dessin, la fréquence d'échantillonnage 1/T après sous-échantillonnage est, par exemple, fixée à 4,4375 MHz comme cela est décrit ci-dessus et la valeur initiale de la composante de démodulation S2 (k-1) est égale à une composante à courant continu 2#f0T du signal démodulé. En correspondance avec la figure 18, la figure 19 u L-1 représente les transitions des valeurs de la sortie #S2 (k) provenant du soustracteur 309, de la sortie rf (k) provenant du comparateur 311, et de la sortie drapeau (k) provenant de l'unité de décision de drapeau 314. En se référant aux figures 18 et 19, il y a eu un saut dans la direction négative pendant un intervalle K2 et un autre saut dans la direction positive pendant un intervalle K6. Dans ces intervalles, par conséquent, la valeur de drapeau (k) fait une transition, c'est-à-dire qu'elle est augmentée de 1 dans l'intervalle K2 et décrémentée de 1 dans l'intervalle Ko. Dans les autres intervalles Kl, K3 à K5, et K7 à K9 où il n'y a pas eu de saut de plus de la valeur prédéterminée Il ci-dessus, la sortie rf (k) du comparateur 311 est nulle et donc la valeur de drapeau (k) reste constante. La section d'extension de la gamme de démodulation 308 doit additionner une constante prédéterminée RI à la valeur de drapeau (k). De ce fait un saut de la composante de démodulation S2 (k) en (A) de la figure 18 est corrigé et un signal démodulé correct S3 (k) peut être obtenu comme cela est représenté en (B) sur la figure 18. En évaluant ceci par l'inégalité (10) cidessus, la gamme de démodulation qui est divisée en la gamme 5, 522 Comme cela est décrit ci-dessus, le démodulateur FM numérique classique représenté sur la figure 16 étend la gamme de démodulation à la gamme allant de-2n à 4n. En revanche, lors d'une démodulation de chrominance du signal SECAM, les limites supérieure et inférieure de l'excursion de fréquence sont toutes les deux très inférieures à la fréquence de la porteuse et les fréquences instantanées des signaux de couleur modulés en fréquence Dru et Dbo sont toutes les deux dans la gamme allant de 3,9 MHz à 7, 756 MHz ; par conséquent la gamme de la composante de démodulation S2 (k) a une largeur inférieure ou égale à 2n. Bien que la correction de la gamme de la composante de démodulation ayant sauté soit encore nécessaire, il n'y a pas besoin d'étendre la gamme de sortie à une large gamme du genre allant de-2n à 411. Par conséquent, l'application directe du démodulateur FM numérique classique représenté sur la figure 16 à une démodulation de chrominance du signal SECAM étend inutilement la largeur binaire de la composante de démodulation à produire, ce qui entraîne un problème qui est une augmentation importante de l'échelle du circuit. De plus, le démodulateur FM numérique classique de la figure 16 étend la gamme de démodulation dans les deux directions négative et positive en réponse au signal de drapeau provenant du circuit de détermination de drapeau 607. D'autre part, la démodulation de chrominance du signal SECAM n'exige qu'une correction dans la direction positive ou négative de la gamme de démodulation de la composante de démodulation qui dépasse 2n. Par conséquent, l'application directe du démodulateur FM numérique classique représenté sur la figure 16 à la démodulation de chrominance du signal SECAM entraîne un autre problème qui est l'apparition de défauts quand la transition de la valeur de la composante de démodulation due au bruit ou analogue entraîne l'inversion du signal de drapeau. Les figures 20 et 21 sont des schémas explicatifs permettant d'expliquer de tels problèmes de manière détaillée. Sur la figure 20, (A) représente la composante de démodulation S2 (k) comme en (A) de la figure 18, et (B) représente le signal démodulé S3 (k) comme en (B) de la figure 18. La figure 21 montre, comme la figure 19, des transitions des valeurs AS2 (k), rf (k), et drapeau (k). En se référant aux figures 20 et 21, le bruit ou autre entraîne une modification momentanée de la valeur de S2 (k) pendant les intervalles K2 à K4. Au cours des intervalles K2 et K3, la valeur de S2 (k) est négative mais sa variation est inférieure à la valeur n prédéterminée ci-dessus ; par conséquent il est jugé qu'il n'y a pas eu de saut. Au cours de l'intervalle K4, d'autre part, la valeur de S2 (k) revient à sa valeur initiale mais la valeur de la différence 6S2 (k) est supérieure à la valeur n prédéterminée ; par conséquent, sa variation est considérée comme un saut dans la direction positive et la valeur de drapeau (k) fait une transition. Dans ce cas, la valeur de drapeau (k) est décrémentée de 1 et reste- 1 après l'intervalle K4. En conséquence, la composante de démodulation S2 (k) est corrigée à S3 (k) =S2 (k)-2n, c-à-d corrigée à un signal à l'extérieur de la gamme de démodulation. Ceci aboutit à l'apparition de défauts. Un premier aspect de la présente invention est consacré à un démodulateur FM numérique comprenant : une section de détection de phase pour la détection d'une composante de phase d'un signal FM numérique ; et une section de différentiation en fonction du temps pour la différentiation de la composante de phase par rapport au temps afin d'obtenir une composante de démodulation, dans lequel la composante de démodulation prend une valeur à l'intérieur d'une gamme prédéterminée. De plus, le démodulateur FM numérique comprend : une section de jugement pour juger si la composante de démodulation satisfait une exigence prédéterminée ou non ; et une section de correction de la gamme de démodulation pour la correction d'une gamme d'une valeur de composante de démodulation en décalant la gamme prédéterminée en réponse à un résultat de jugement émis par la section de jugement. Selon un deuxième aspect de la présente invention, dans le démodulateur FM numérique du premier aspect, la section de correction de la gamme de démodulation décale la gamme prédéterminée seulement dans une direction positive ou négative de la valeur de la composante de démodulation. Selon un troisième aspect de la présente invention, dans le démodulateur FM numérique du deuxième aspect, la section de jugement comprend une section de détermination de drapeau de correction pour la réception de la composante de démodulation et la production d'un drapeau de correction à deux valeurs pour la section de correction de la gamme de démodulation, la section de correction de la gamme de démodulation comprend : un circuit de calcul pour l'addition ou la soustraction d'une valeur prédéterminée à ou de la composante de démodulation lors de la réception d'une première valeur du drapeau de correction, et la production de la composante de démodulation sans aucune correction lors de la réception d'une deuxième valeur du drapeau de correction ; et un circuit limiteur pour limiter une sortie du circuit de calcul à une gamme aussi large que la gamme prédéterminée. Selon un quatrième aspect de la présente invention, dans le démodulateur FM numérique du troisième aspect, la section de détermination de drapeau de correction comprend un comparateur pour l'obtention d'une valeur différentielle entre une valeur de la composante de démodulation à partir d'un échantillonnage en cours et une valeur de la composante de démodulation à partir d'un échantillonnage immédiatement précédent et pour la comparaison de la valeur différentielle avec une valeur prédéterminée ; et un circuit de jugement de drapeau de correction pour la fourniture soit de la première soit de la deuxième valeur du drapeau de correction selon un résultat de comparaison à l'aide du comparateur et du drapeau de correction à partir l'échantillonnage immédiatement précédent. Selon un cinquième aspect de la présente invention, dans le démodulateur FM numérique du deuxième aspect, la section de jugement comprend une section de détermination de drapeau de correction pour la réception de la composante de démodulation et pour la production d'un drapeau de correction à deux valeurs à la section de correction de la gamme de démodulation, la section de correction de la gamme de démodulation comprend un circuit de calcul pour l'addition ou la soustraction d'une valeur prédéterminée à ou de la composante de démodulation lors de la réception d'une première valeur du drapeau de correction, et la fourniture de la composante de démodulation sans aucune correction lors de la réception d'une deuxième valeur du drapeau de correction, et la section de détermination de drapeau de correction comprend un comparateur pour la comparaison de la composante de démodulation avec une valeur de référence afin de fournir soit la première soit la deuxième valeur du drapeau de correction selon un résultat de comparaison. Selon un sixième aspect de la présente invention, dans le démodulateur FM numérique de l'un des premier à cinquième aspects, la gamme prédéterminée est comprise entre 0 et 2n et la valeur prédéterminée est égale à 2n. Selon un septième aspect de la présente invention, le démodulateur numérique FM de l'un des premier à sixième aspects est un démodulateur FM numérique pour la réalisation de la modulation de chrominance d'un signal de couleur dans un signal composite d'un système SECAM (de Séquentiel Couleur A Memoire) Un huitième aspect de la présente invention est consacré à un processeur de signaux d'image comprenant le démodulateur FM numérique de l'un des premier à septième aspects. Le démodulateur FM numérique du premier aspect corrige la gamme de démodulation non pas en étendant la gamme de démodulation mais en décalant une gamme prédéterminée. Ceci évite une extension inutile de la largeur binaire de la composante de démodulation à fournir, ce qui de ce fait empêche une augmentation de l'échelle du circuit. Même si la valeur de la composante de démodulation varie non intentionnellement du fait de l'influence du bruit ou autre, le démodulateur FM numérique du deuxième aspect peut éviter l'apparition de défauts dus à l'extension de la gamme prédéterminée à la fois dans les directions positives et négatives. Dans le démodulateur FM numérique du troisième aspect, la présence du circuit limiteur dans la section de correction de la gamme de démodulation permet à la gamme prédéterminée d'être décalée sans extension. Dans le démodulateur FM numérique du quatrième aspect, le circuit de jugement de drapeau de correction produit un drapeau de correction à deux valeur en réponse aux trois possibilités du résultat de comparaison provenant du comparateur. C'est-à-dire que le circuit de jugement de drapeau de correction ne produit pas un drapeau de correction qui correspond à un résultat de comparaison qui pourrait être la cause de défauts. Ceci évite l'apparition de défauts. Le démodulateur FM numérique du cinquième aspect, qui est configuré pour décaler une gamme prédéterminée, n'a pas à comprendre un circuit limiteur. Ceci simplifie la configuration du dispositif. Le démodulateur FM numérique du sixième aspect peut être constitué d'un démodulateur FM numérique classique dont la gamme de démodulation est comprise entre 0 et 2n. Le démodulateur FM numérique du septième aspect est capable de réaliser la démodulation d'un signal de couleur dans un signal SECAM sans défauts. Le processeur de signaux d'image du huitième aspect comprend un démodulateur FM numérique sans défauts. Un but de la présente invention est de fournir un démodulateur FM numérique capable de corriger la gamme de démodulation à l'intérieur d'une fréquence d'échantillonnage programmable sans augmentation importante de l'échelle du circuit, afin de ce fait de permettre une démodulation de signaux de couleur dans un signal SECAM sans défauts. Un but de la présente invention est également de fournir un processeur de signaux d'image pour des signaux SECAM comprenant un tel démodulateur FM numérique. Ces buts, caractéristiques, aspects et avantages de la présente invention ainsi que d'autres ressortiront de la description détaillée qui suit de formes de réalisation de la présente invention données à titre d'exemples non limitatifs, illustrée par les dessins joints dans lesquels : La figure 1 est un schéma de principe représentant une configuration d'un démodulateur FM numérique selon un premier mode de réalisation préféré de la présente invention ; La figure 2 est un schéma de principe représentant, de manière détaillée, les configurations d'un circuit de correction de la gamme de démodulation et d'un circuit de détermination de drapeau de correction représentés sur la figure 1 ; La figure 3 représente les résultats de correction d'une gamme de démodulation par le démodulateur FM numérique du premier mode de réalisation préféré ; La figure 4 représente les transitions des valeurs 6S2 (k), rfl (k), et drapeaul (k) en correspondance avec la figure 3 ; Les figures 5 et 6 sont des schémas d'explication pour expliquer les actions du démodulateur FM numérique du premier mode de réalisation préféré ; La figure 7 est un schéma de principe représentant, de manière détaillée, des configurations du circuit de correction de la gamme de démodulation et du circuit de détermination de drapeau de correction dans un démodulateur FM numérique selon un deuxième mode de réalisation préféré de la présente invention ; La figure 8 est un schéma de principe représentant, de manière détaillée, des configurations du circuit de correction de la gamme de démodulation et du circuit de détermination de drapeau de correction dans un démodulateur FM numérique selon un troisième mode de réalisation préféré de la présente invention ; La figure 9 est un schéma de principe représentant, de manière détaillée, des configurations du circuit de correction de la gamme de démodulation et du circuit de détermination de drapeau de correction dans un démodulateur FM numérique selon un quatrième mode de réalisation préféré de la présente invention ; La figure 10 est un diagramme schématique d'un spectre de fréquences d'un signal composite dans le système SEM ; La figure 11 présente les normes SECAM ; La figure 12 est un schéma de principe représentant'un exemple d'une configuration de base d'un codeur de signaux SECAM ; La figure 13 est un schéma de principe représentant un exemple de la configuration d'un processeur de signaux d'image ; La figure 14 est un schéma de principe représentant un autre exemple de la configuration du processeur de signaux d'image ; La figure 15 est un schéma de principe représentant l'application d'un démodulateur FM numérique connu à utiliser lors du traitement de signaux pour une reproduction à l'aide d'un magnétoscope vers un démodulateur FM dans le processeur de signaux d'image pour des signaux SEM ; La figure 16 est un schéma de principe représentant une configuration d'un démodulateur FM numérique classique ; La figure 17 est un schéma de principe représentant, de manière détaillée, des configurations d'un circuit de détermination de drapeau et d'une section d'extension de la gamme de démodulation représentés sur la figure 16 ; La figure 18 représente les résultats du démodulateur FM numérique représenté sur la figure 16 appliqués à la démodulation de chrominance d'un signal SECAM ; La figure 19 représente des transitions des valeurs AS2 (k), rf (k) et drapeau (k) en correspondance avec la figure 18 ; et Les figures 20 et 21 sont des diagrammes d'explication pour expliquer de manière détaillée les problèmes classiques. La figure 1 est un schéma de principe représentant une configuration d'un démodulateur FM numérique selon un premier mode de réalisation préféré de la présente invention. Le démodulateur FM numérique du premier mode de réalisation préféré est à utiliser dans un processeur de signaux d'image pour le décodage, par traitement de signal, d'un signal SECAM généré par un codeur, par exemple comme cela est représenté sur la figure 12. Une configuration globale du processeur de signaux d'image est identique à celle représentée sur les figures 13 et 14 et donc sa description sera omise. En se référant à la figure 1, le démodulateur EN numérique reçoit un signal de chrominance X (k) qui est séparé d'un signal de luminance pour être un signal modulé en fréquence (dit FM), dont la caractéristique d'amplitude est rendue à peu près constante par un filtre en cloche inverse. Une borne d'entrée destinée au signal de chrominance X (k) est reliée à des entrées d'un déphaseur/2 1 et d'une unité 2 effectuant l'opération arctan, une sortie du déphaseur/2 1 est reliée à une entrée de l'unité 2 effectuant l'opération arctan, une sortie de l'unité 2 effectuant l'opération arctan à des entrées d'un soustracteur 3 et d'un circuit à retard 4, une sortie du circuit à retard 4 à une autre entrée du soustracteur 3, une sortie du soustracteur 3 à des entrées d'un additionneur 5 et d'un générateur de constante 6, une sortie du générateur de constante 6 à une autre entrée de l'additionneur 5, une sortie de l'additionneur 5 à des entrées d'un circuit de correction de la gamme de démodulation 7 et d'un circuit de détermination de drapeau de correction 8, une sortie du circuit de détermination de drapeau de correction 8 à une autre entrée du circuit de correction de la gamme de démodulation 7, et une sortie du circuit de correction de la gamme de démodulation 7 à une entrée d'un circuit 9 effectuant des opérations. Le déphaseur tri/2 1 est, par exemple, constitué d'un transformateur de Hilbert. Comme cela sera décrit plus loin, le circuit de détermination de drapeau de correction 8 possède la fonction d'une section de jugement pour déterminer si une composante de démodulation satisfait ou non une exigence pour le décalage de la gamme de démodulation. La figure 2 est un schéma de principe représentant, de manière détaillée, des configurations du circuit de correction de la gamme de démodulation 7 et du circuit de détermination du drapeau de correction 8 représentés sur la figure 1. Le circuit de correction de la gamme de démodulation 7 comprend un circuit d'addition 16a et un circuit limiteur 19. Le circuit limiteur 19 est destiné à limiter un signal à l'extérieur d'une gamme prédéterminée à une valeur fixe prédéterminée. Le circuit d'addition 16a comprend un additionneur 17a, un inverseur 18, et deux unités de stockage de constante 22a et 22b pour le stockage, respectivement, des constantes 2n et 0. Le circuit de détermination de drapeau de correction 8 comprend un soustracteur 10, des circuits à retard Il et 14, un comparateur 12, un additionneur 13, et un circuit de jugement de drapeau de correction 15a. Une sortie de l'additionneur 5 (non représenté sur la figure 2) est reliée à des entrées de l'additionneur 17a, du soustracteur 10, et du circuit à retard 11, une sortie du circuit à retard 11 à une autre entrée du soustracteur 10, une sortie du soustracteur 10 à une entrée du comparateur 12, une sortie du comparateur 12 à une entrée de l'additionneur 13, une sortie de l'additionneur 13 à une entrée du circuit de jugement de drapeau de correction 15a, une sortie du circuit de jugement de drapeau de correction 15a à une entrée du circuit à retard 14, et une sortie du circuit à retard 14 à une autre entrée de l'additionneur 13. La sortie du circuit de jugement de drapeau de correction 15a est également reliée à l'inverseur 18. L'inverseur 18 relie l'une ou l'autre des unités de stockage de constante 22a et 22b à l'additionneur 17a. Une sortie de l'additionneur 17a est reliée à une entrée du circuit limiteur 19. En référence à présent à la figure 1, on va décrire des processus opérationnels. Le déphaseur/2 1 reçoit le signal de chrominance de porteuse X (k) provenant du commutateur 205 représenté sur la figure 13 ou provenant du filtre en cloche inversé 203 représenté sur la figure 14. Le signal d'entrée est déphasé de 90 degrés et transformé en un signal Y (k). L'unité 2 effectuant l'opération arctan reçoit le signal de chrominance X (k) provenant du commutateur 205 ou du filtre en cloche inverse 203 et le signal Y (k) provenant du déphaseur FI/2 1. Puis, une composante tangente est obtenue à partir de ces signaux et une composante arctan est calculée, ce qui fait qu'une composante de phase # (k), résultat du calcul, est fournie. Le circuit à retard 4 reçoit la composante de phase (D (k) provenant de l'unité 2 effectuant l'opération arctan et la restitue après un retard d'une horloge. Le soustracteur 3 reçoit la composante de phase # (k) provenant de l'unité 2 effectuant l'opération arctan et une composante de phase (k-1) de l'horloge immédiatement précédente provenant du circuit à retard 4, et fournit une composante différentielle Sl (k) = (k)- #(k-1) entre celles-ci. Ceci est équivalent à l'obtention d'une composante de démodulation ou composante de fréquence angulaire par différentiation en fonction du temps (##/#T) de la composante de phase #(k). Le générateur de constante 6 reçoit la composante différentielle Sl (k) provenant du soustracteur 3 et fournit une constante Cl en réponse au signe de la composante différentielle SI (t). Plus précisément, le générateur de constante 6 fournit C1=2# quand la composante différentielle Sl (k) est négative (S1(k) L'additionneur 5 reçoit la composante différentielle Sl (k) provenant du soustracteur 3 et la constante Cl provenant du générateur de constante 6, et les additionne pour fournir une composante de démodulation S2 (k) = Sl (k) + Cl. Le traitement par l'additionneur 5 et le générateur de constante 6 corrige la discontinuité de la composante différentielle S1(k) et produit la composante de démodulation S2 (k) à un certain point k. Ici, la gamme de la composante de démodulation S2 (k) est 0#S2 (k)#2#. Quand la valeur de la composante de démodulation S2 (k) dépasse 2FI, la valeur 2n est soustraite de la valeur calculée 2#f0T+ T+ 2nAfoDc (k) qui est obtenue à partir d'une fréquence d'échantillonnage prescrite 1/T et une valeur résultante (c-à-d, le reste de la division par 2n) est fournie comme composante de démodulation S2 (k). A savoir, la composante de démodulation ayant sauté est fournie. Comme cela a été décrit par les techniques classiques, les signaux après la sortie de l'unité 2 effectuant l'opération arctan sont considérés comme des signaux de différence de couleur en bande de base et il est requis une fréquence tenant compte de la bande de fréquence de 1,4 MHz des signaux de différence de couleur, à savoir, une fréquence d'échantillonnage de 2,8 MHz ou plus. D'après ceci, il est connu que ce démodulateur FM peut allonger le cycle d'échantillonnage T et par conséquent peut sous-échantillonner la composante de phase (k). Là où la fréquence d'échantillonnage 1/T après sous-échantillonnage est 4,4375 MHz, les fréquences instantanées des signaux de couleur modulés en fréquence Dro et Dbo sont toutes les deux dans la gamme allant de 3,9 MHz à 4,756 MHz. Par conséquent, la gamme de la composante de démodulation S2 (k) peut être exprimée par l'inégalité (10) qui suit : 437 2 (k) n 4, 756MHz... (10) 4, 4375MHz--4, 4375MHz D'après l'inégalité (10) ci-dessus, la gamme de la composante de démodulation S2 (k) est 5, 522S2 (k) 6, 734, laquelle est à l'extérieur de la gamme O valeur de la composante de démodulation S2 (k) dépasse 2n, comme décrit ci-dessus, la valeur 2n est soustraite de la valeur calculée. Dans l'exemple de l'inégalité (10) ci-dessus, par conséquent, une démodulation est effectuée dans la gamme de démodulation qui est divisée en la gamme et la gamme O Le circuit de détermination de drapeau de correction 8 reçoit la composante de démodulation S2 (k) provenant de l'additionneur 5 et distingue si la composante de démodulation S2 (k) saute ou non et la direction du saut, afin de ce fait de produire un signal de drapeau'drapeaul (k)'. Le circuit de correction de la gamme de démodulation 7 reçoit la composante de démodulation S2 (k) provenant de l'additionneur 5 et le signal de drapeau'drapeaul (k)'provenant du circuit de détermination de drapeau de correction 8 et corrige la gamme de modulation de la composante de démodulation S2 (k) en réponse au signal de drapeau'drapeaul (k)', afin de ce fait de produire une composante de démodulation corrigée S3 (k). Le circuit 9 effectuant des opérations reçoit la composante de démodulation S3 (k) provenant du circuit de correction de la gamme de démodulation 7 et fournit un signal de couleur modulé Dc (k), qui est un signal démodulé, en soustrayant 2nfoT de la composante de démodulation S3 (k) et en divisant une valeur résultante par 2n/\fcT. A cet instant, les valeurs de la fréquence de la sous-porteuse fo et de l'excursion de fréquence Afo sont chacune commutées comme il convient à chaque ligne ou selon les signaux de couleur Dro et Dbo. En se référant à présent à la figure 2, on va décrire des processus opérationnels concrets du circuit de correction de la gamme de démodulation 7 et du circuit de détermination de drapeau de correction 8. Le circuit à retard 11 reçoit la composante de démodulation S2 (k) provenant de l'additionneur 5 et la restitue après un retard d'une horloge. Le soustracteur 10 reçoit la composante de démodulation S2 (k) de l'échantillonnage actuel provenant de l'additionneur 5 et une composante de démodulation S2 (k-1) de l'échantillon immédiatement précédent, à savoir, de l'horloge immédiatement précédente, provenant du circuit à retard 11, et produit une différence AS2 (k) =S2 (k)-S2 (k-1) entre celles-ci. A cet instant, la valeur initiale de la composante de démodulation S2 (k-l) est choisie égale à une composante à courant continu 2nfcT du signal démodulé. Quand la fréquence d'échantillonnage 1/T après sous-échantillonnage est 4,4375 MHz, selon la norme du signal SECAM (voir figure 11), la fréquence fo de la sous-porteuse varie en fonction du signal de couleur Dr0, Dbo. Pour le signal de couleur Dro, 2nfoT = 2tri. (4,40625 MHz)/ (4, 4375 MHz) = 6,2389 couleur Dbo, 2nfoT = 2u. (4, 25 MHz)/ (4, 4375 MHz) = 6, 0177 Le comparateur 12 reçoit la différence 6S2 (k) du soustracteur 10 et compare cette valeur #S2(k) avec une valeur prédéterminée, de façon à distinguer si la composante de démodulation S2 (k) saute ou non et la direction du saut. La valeur prédéterminée ci-dessus est, par exemple, choisie égale à n et une variation de # ou plus est identifiée comme un saut. Plus précisément, quand #S2(k) > #, le comparateur 12 produit rfl (k) =-l comme jugeant qu'il y a eu un saut en direction de 2# (direction positive) à partir du signal de l'horloge immédiatement précédent. Quand #S2(k) La valeur prédéterminée à utiliser lors de la comparaison avec la différence #S2(k) par le comparateur 12 peut avoir n'importe quelle valeur qui permet de distinguer si la composante de démodulation saute ou non et la direction du saut. Dans l'exemple de ce mode de réalisation préféré, cela peut être n'importe quelle valeur qui permet l'identification de sauts de la gamme 5, 522 L'additionneur 13 reçoit la sortie rfl (k) provenant du comparateur 12 et un signal de drapeau 'drapeaul(k-1)' de l'horloge immédiatement précédente provenant du circuit à retard 14, et les additionne afin de fournir une valeur d'addition xal=drapeaul (k-1)+rf1(k). Le circuit de jugement de drapeau de correction 15a reçoit la valeur d'addition xal provenant de l'additionneur 13 et fournit un signal de drapeau 'drapeau1 (k)' : plus précisément, drapeaul (k) =l quand xal > O et drapeaul (k) =O quand xal Le circuit d'addition 16a reçoit le signal de drapeau 'drapeaul (k)' provenant du circuit de jugement de drapeau de correction 15a. En commandant le fonctionnement de l'inverseur 18 par la valeur du signal de drapeau'drapeaul (k)', le circuit d'addition 16a produit une constante RI : plus précisément, la constante R1 = 2# provenant de l'unité de stockage de constante 22a quand drapeaul (k) =l et la constante R1=0 provenant de l'unité de stockage de constante 22b quand drapeaul (k) =O. L'additionneur 17a reçoit la composante de démodulation S2 (k) provenant de l'additionneur 5 et la constante RI par l'inverseur 18, et les additionne afin de produire un signal d'addition S30 (k) =S2 (k) +R1. Quand la constante RI = 211, la gamme de démodulation de la composante de démodulation S2 (k) estcorrigée à la gamme allant de 2# à 4#. Quand la constante R1=0, aucune correction n'est apportée à la gamme de démodulation. Le circuit limiteur 19 reçoit le signal d'addition S3o (k) provenant de l'additionneur 17a, et produit une valeur fixe réagissant à la valeur du signal d'addition S30 (k) quand S3o (k) Dans la description précédente de la correction par le circuit de correction de la gamme de démodulation 7, l'additionneur 17a ajoute 2# ou 0 à la composante de démodulation S2 (k) et le circuit limiteur 19 limite une valeur résultante à une valeur fixe. Ou bien, une correction similaire peut également être effectuée avec la configuration qui suit. Pour drapeaul (k)=1, une valeur fixe de 9,42 est fournie quand S2(k)## alors qu'une valeur obtenue en ajoutant 2# à la composante de démodulation S2 (k) est fournie quand S2 (k) n. Grâce à ce traitement, on produit aussi un signal démodulé S3 (k), dont la gamme de démodulation a été corrigée à la gamme # A présent, nous présentons la raison pour laquelle le circuit de jugement de drapeau de correction 15a est configuré de sorte de ne pas fournir un signal de drapeau 'drapeau(k)' à trois valeurs (1, 0,-1) comme dans la technique classique mais un signal de drapeau 'drapeaul(k)' à deux valeurs (1, 0). Quand la fréquence d'échantillonnage 1/T après sous-échantillonnage est choisie égale à 4,4375 MHz comme dans l'exemple de ce mode de réalisation préféré, l'additionneur 5 fournit la composante de modulation S2 (k), dont la gamme de démodulation est divisée en la gamme 5, 522S2 (k) O signal de drapeau'drapeaul (k)l à deux valeurs. La figure 3 représente les résultats d'une correction de la gamme de démodulation par le démodulateur FM numérique du premier mode de réalisation préféré. Sur la figure 3, (A) représente la composante de démodulation S2 (k), et (B) représente la composante de démodulation S3 (k). Sur le dessin, la fréquence d'échantillonnage 1/T après sous-échantillonnage est choisie égale à 4,4375 MHz et la valeur initiale de la composante de démodulation S2 (k-1) est choisie égale à une composante à courant continu 2nfoT du signal démodulé. En correspondance avec la figure 3, la figure 4 représente des transitions des valeurs 6S2 (k), rfl (k) et drapeaul (k). En se référant aux figures 3 et 4, un saut est effectué dans la direction négative pendant l'intervalle K2 et un autre saut est effectué dans la direction positive pendant l'intervalle K6. Dans ces intervalles, par conséquent, la valeur de drapeaul (k) présente une transition, à savoir, elle est augmentée de 1 dans l'intervalle K2 et décrémentée de 1 dans l'intervalle K6. Dans les autres intervalles Kl, K3 à K5, et K7 à F9 où il n'y a pas de saut de plus de la valeur n prédéterminée ci-dessus, rfl (k) =O et la valeur de drapeaul (k) reste constante. En réponse à la valeur de drapeaul (k), le circuit de correction de la gamme de démodulation 7 ajoute R1=2n uniquement quand drapeaul (k) =l. Ce qui fait qu'un saut de la composante de démodulation S2 (k) représentée en (A) sur la figure 3 est corrigé et un signal démodulé correct S3 (k) peut être obtenu comme représenté en (B) sur la figure 3. En évaluant ceci par l'inégalité (10) ci-dessus, la gamme de démodulation qui est divisée en la gamme 5, 522 De cette façon, le démodulateur FM numérique du premier mode de réalisation préféré corrige la gamme de démodulation à la gamme de 2n à 4FI uniquement quand drapeaul (k) =l. Ceci évite l'apparition de défauts dus à l'inversion du signal de drapeau, l'inversion étant provoquée par des transitions de la valeur de la composante de démodulation dues au bruit ou autre. Les figures 5 et 6 sont des diagrammes explicatifs pour expliquer l'action ci-dessus. Sur la figure 5, (A) représente la composante de démodulation S2 (k) comme en (A) de la figure 3, et (B) représente le signal démodulé S3 (k) comme en (B) de la figure 3. La figure 6 représente, comme la figure 4, des transitions des valeurs #S2(k), rf1(k), et drapeaul (k). En se référant aux figures 5 et 6, un bruit ou analogue provoque une variation momentanée de la valeur de S2 (k) pendant les intervalles K2 à K4. Dans les intervalles K2 et K3, la valeur de AS2 (k) est négative mais sa variation est inférieure à la valeur n prédéterminée ci-dessus ; par conséquent il est jugé qu'aucun saut n'est effectué. D'autre part, dans l'intervalle K4, la valeur de S2 (k) revient à sa valeur initiale mais la valeur de la différence AS2 (k) est supérieure à la valeur n prédéterminée ; par conséquent, la valeur rfl (k) du comparateur 12 est égale à-1. Toutefois, puisque xal De plus, contrairement au démodulateur FM numérique classique, le démodulateur FM numérique du premier mode de réalisation n'étend pas la gamme de démodulation à la gamme de - 2n à 4n mais limite la gamme de démodulation à la gamme n Tandis que, dans le démodulateur FM numérique du premier mode de réalisation préféré décrit ci-dessus, la fréquence d'échantillonnage 1/T après sous-échantillonnage est choisie égale à 4,4375 MHz et qu'une correction est faite dans la direction positive (gamme au-dessus de 2n), la configuration peut être telle que cette correction est faite dans la direction négative (gamme en dessous de 0). La figure 7 est un schéma de principe représentant, de manière détaillée, des configurations du circuit de correction de la gamme de démodulation 7 et du circuit de détermination de drapeau de correction 8 dans un démodulateur FM numérique selon un deuxième mode de réalisation préféré de la présente invention. Le circuit de correction de la gamme de démodulation 7 comprend un circuit de soustraction 16b et le circuit limiteur 19. Le circuit de soustraction 16b comprend un soustracteur 17b, l'inverseur 18, et les deux unités de stockage de constante 22a et 22b pour stocker, respectivement, des constantes 2n et 0. Le circuit de détermination de drapeau de correction 8 comprend le soustracteur 10, les circuits à retard 11 et 14, le comparateur 12, l'additionneur 13, et un circuit de jugement de drapeau de correction 15b. La sortie de l'additionneur 5 (non représenté sur la figure 7) est reliée à des entrées des soustracteurs 17b, 10 et du circuit à retard 11, la sortie du circuit à retard 11 à une autre entrée du soustracteur 10, la sortie du comparateur 12 à l'entrée du comparateur 12, la sortie du comparateur 12 à l'entrée de l'additionneur 13, la sortie de l'additionneur 13 à une entrée du circuit de jugement de drapeau de correction 15b, une sortie du circuit de jugement de drapeau de correction 15b à l'entrée du circuit à retard 14, et la sortie du circuit à retard 14 à une autre entrée de l'additionneur 13. La sortie du circuit de jugement de drapeau de correction 15b est également reliée à l'inverseur 18, et une sortie du soustracteur 17b est reliée à l'entrée du circuit limiteur 19. A présent, on va décrire les processus opérationnels du circuit de correction de la gamme de démodulation 7 et du circuit de détermination de drapeau de correction 8 selon le deuxième mode de réalisation préféré, en prenant comme exemple le cas où la fréquence d'échantillonnage 1/T après sous- échantillonnage est comprise entre 3,9 MHz et 4,756 MHz, par exemple 4,3125 MHz. Quand la fréquence d'échantillonnage 1/T après sous-échantillonnage est 4,3125, la gamme de la composante de démodulation S2 (k), compte tenu de la gamme des fréquences instantanées du signal de couleur modulé en fréquence, est comme suit : 2n 4 3121MHz 3, 9 ] ;YIHzS2 (k). : 9TI 4 3121MHz 4, 75001z... (11) 4, 3125MHz--4, 3125MHz A savoir, 5, 682S2 (k) 6, 929. Donc une démodulation est effectuée dans la gamme de démodulation qui est divisée en la gamme 5, 683 Le circuit à retard 11 reçoit la composante de démodulation S2 (k) provenant de l'additionneur 5 et la restitue après un retard d'une horloge. Le soustracteur 10 reçoit la composante de démodulation S2 (k) provenant de l'additionneur 5 et le signal S2 (k-1) de l'horloge immédiatement précédente provenant du circuit à retard 11, et fournit la différence AS2 (k) = S2 (k)-S2 (k-1) entre celles-ci. A cet instant, la valeur initiale de la composante de démodulation S2 (k-1) est choisie égale à une composante à courant continu 2nfoT du signal démodulé. Pour le signal de couleur Dro, par exemple, la composante à courant continu 2ufoT est égale à 2n. (4, 40625 MHz)/ (4, 3125 MHz) = 6, 4198 > 2n, d'après cela la composante de démodulation S2 (k) est égale à 6, 4198- 2# = 0,1366. Cette valeur est la valeur initiale pour le signal de couleur DrO et un saut de la gamme O Le comparateur 12 reçoit la différence AS2 (k) du soustracteur 10 et compare cette valeur AS2 (k) à une valeur prédéterminée, afin de ce fait de distinguer si la composante de démodulation saute ou non et la direction du saut. La valeur prédéterminée ci-dessus est, par exemple, fixée à # et une variation de # ou plus est identifiée comme un saut. Plus précisément, quand #S2(k) > #, le comparateur 12 produit rfl (k) =-1 comme jugeant qu'il y a eu un saut en direction de 2# (direction positive) à partir du signal d'horloge immédiatement précédent. Quand #S2(k) Quand -##S2(k)##, le comparateur 12 produit rfl (k) =O comme jugeant qu'il n'y a pas eu de saut. La valeur prédéterminée ci-dessus à utiliser en comparaison avec la différence #S2(k) par le comparateur 12 peut être une valeur quelconque qui permet de distinguer si la composante de démodulation saute ou non et la direction du saut. Dans l'exemple de ce mode de réalisation préféré, cela peut être une valeur quelconque qui permet une identification de sauts de la gamme O En revanche, une différence à l'intérieur d'une gamme de démodulation continue n'est pas identifiée comme un saut ; par conséquent, la valeur prédéterminée ci-dessus est, dans cet exemple, choisie supérieure à 0,646. L'additionneur 13 reçoit la sortie rfl (k) provenant du comparateur 12 et un signal de drapeau'drapeau2 (k-1) 1 de l'horloge immédiatement précédente provenant du circuit à retard 14, et les additionne afin de produire une valeur d'addition xa2=drapeau2 (k-l) +rfl (k). Le circuit de jugement de drapeau de correction 15b reçoit la valeur d'addition xa2 provenant de l'additionneur 13 et fournit un signal de drapeau 'drapeau2 (k)' : plus précisément, drapeau2 (k) =l quand xa2 0. Le circuit de soustraction 16b reçoit le signal de drapeau 'drapeau2(k)' provenant du circuit de jugement de drapeau de correction 15b. En commandant le fonctionnement de l'inverseur 18 par la valeur du signal de drapeau 'drapeau2 (k)', le circuit de soustraction 16b fournit la constante RI : plus précisément, la constante R1 = 2# provenant de l'unité de stockage de constante 22a quand drapeau2 (k) =l et fournit la constante RI = 0 provenant de l'unité de stockage de constante 22b quand drapeau2 (k) =0. Le soustracteur 17b reçoit la composante de démodulation S2 (k) provenant de l'additionneur 5 et la constante RI par l'inverseur 18, et soustrait RI de S2 (k) afin de produire un signal de soustraction S31(k)=S2(k)-R1. Quand la constante R1=2IY, la gamme de démodulation de la composante de démodulation S2 (k) est corrigée à la gamme allant de 0 à-2n. Quand la constante RI = 0, aucune correction n'est apportée à la gamme de démodulation. Le circuit limiteur 19 reçoit le signal de soustraction S31(k) provenant du soustracteur 176, et fournit une valeur fixe en réponse à la valeur de signal de soustraction S31(k) quand S31(k) n). La valeur fixe ci-dessus doit être dans la gamme de-n à n. Par conséquent, le circuit limiteur 19 fournit une composante de démodulation corrigée S3 (k), dont la gamme de démodulation a été corrigée à la gamme-n Dans la description qui précède de la correction par le circuit de correction de la gamme de démodulation 7, le soustracteur 17b soustrait 2# ou 0 de la composante de démodulation S2 (k) et le circuit limiteur 19 limite une valeur résultante à une valeur fixe. Ou bien, une correction similaire peut également être obtenue à l'aide de la configuration qui suit. Quand drapeau2 (k) = 1, une valeur fixe de-est produite quand tandis qu'une valeur obtenue en soustrayant 2n de la composante de démodulation S2 (k) est fournie quand S2 (k) n. Pour drapeau2 (k) =0, une valeur fixe de 3,14 est fournie quand S2 (k) FI tandis que la composante de démodulation S2 (k) est fournie sans aucune correction quand S2(k) A présent, nous présentons la raison pour laquelle le circuit de jugement de drapeau de correction 15b est configuré de façon à fournir non pas un signal de drapeau'drapeau (k)'à trois valeurs (1, 0,-1) comme dans la technique classique mais un signal de drapeau'drapeau2 (k) 1 à deux valeurs (1, 0). Quand la fréquence d'échantillonnage 1/T après sous-échantillonnage est fixée à 4,3125 MHz comme dans l'exemple de ce mode de réalisation préféré, l'additionneur 5 produit la composante de démodulation S2 (k), dont la gamme de démodulation est divisée en la gamme et la gamme 0#S2(k)#0,646 et le circuit de correction de la gamme de démodulation 7 corrige cette gamme de démodulation. A savoir, le démodulateur FM numérique du deuxième mode de réalisation préféré doit identifier un saut de la gamme O La sortie S3 (k) provenant du circuit de correction de la gamme de démodulation 7 est transmise au circuit 9 effectuant des opérations (non représenté sur la figure 7), où la soustraction de 2nfoT et la division par 2uAfoT sont effectuées en tenant compte de la valeur 2n soustraite cidessus. A savoir, dans la gamme corrigée ci-dessus-rKS3 (k) Contrairement au démodulateur FM numérique classique, le démodulateur FM numérique du deuxième mode de réalisation préféré n'étend pas la gamme de démodulation à la gamme de-2n à 4FI, mais est configuré pour corriger une composante qui a sauté tout en limitant la gamme de démodulation à la gamme -#S3(k) Dans les démodulateurs FM numériques selon les premier et deuxième modes de réalisation préférés sus-mentionnés, le circuit de détermination de drapeau de correction 8 est configuré afin de fournir les signaux de drapeau'drapeaul (k)', 'drapeau2(k)' sur la base de la différence #S2(k) entre le signal S2 (k-l) de l'horloge immédiatement précédente et la composante de démodulation S2 (k), mais il peut être configuré afin de comparer la valeur de la composante de démodulation S2 (k) directement avec une valeur prédéterminée, afin de ce fait de produire un signal de drapeau selon le résultat de la comparaison. La figure 8 est un schéma de principe représentant, de manière détaillée, des configurations du circuit de correction de la gamme de démodulation 7 et du circuit de détermination de drapeau de correction 8 dans un démodulateur FM numérique selon un troisième mode de réalisation préféré de la présente invention. Le circuit de correction de la gamme de démodulation 7 comprend le circuit d'addition 16a comme dans le démodulateur FM numérique du premier mode de réalisation préféré susmentionné. Le circuit de détermination de drapeau de correction 8 comprend un comparateur 20a. La sortie de l'additionneur 5 (non représenté sur la figure 8) est reliée à des entrées de l'additionneur 17a et du comparateur 20a, et une sortie du comparateur 20a est reliée à l'inverseur 18. A présent, on va décrire les processus opérationnels du circuit de correction de la gamme de démodulation 7 et du circuit de détermination de drapeau de correction 8 selon le troisième mode de réalisation préféré, en prenant comme exemple le cas où la fréquence d'échantillonnage 1/T après sous- échantillonnage est comprise entre 3,9 MHz et 4,756 MHz, par exemple, 4,4375 MHz. Quand la fréquence d'échantillonnage 1/T après sous-échantillonnage est égale à 4,4375 MHz, la gamme de la composante de démodulation S2 (k) est 5, 522 Le comparateur 20a reçoit la composante de démodulation S2 (k) provenant de l'additionneur 5 et compare cette valeur de S2 (k) avec une valeur de référence. Quand cette valeur de référence est fixée à n, par exemple, le comparateur 20a produit un signal de drapeau drapeau3(k)=1 quand S2(k) Le circuit d'addition 16a reçoit la signal de drapeau 'drapeau3(k)' provenant du comparateur 20a. En commandant le fonctionnement de l'inverseur 18 par la valeur du signal de drapeau'drapeau3 (k)', le circuit d'addition 16a fournit la constante RI : plus précisément, la constante R1 = 2# provenant de l'unité de stockage de constante 22a quand drapeau3 (k) = 1 et la constante RI = 0 provenant de l'unité de stockage de constante 22b quand drapeau3 (k) = O. L'additionneur 17a reçoit la composante de démodulation S2 (k) provenant de l'additionneur 5 et la constante RI provenant de l'inverseur 18, et les additionne afin de fournir un signal d'addition S3 (k) = S2 (k) + RI. Plus précisément, quand la constante RI = 2n, l'additionneur 17a ajoute 2n à la composante de démodulation S2 (k) et fournit le signal S3 (k)=S2(k) +2#. Quand la constante R1 = 0, l'additionneur 17a ajoute 0 à la composante de démodulation S2 (k) et fournit le signal S3 (k) = S2 (k). Par conséquent, quand drapeau3 (k) = 0, c-à-d, S2 (k) > E, la gamme de démodulation est ll Bien que, dans la description ci-dessus, la valeur de référence à utiliser dans la comparaison avec la composante de démodulation S2 (k) par le comparateur 20a soit fixée à, elle peut avoir n'importe quelle valeur qui permet de distinguer des sauts de S2 (k) à la gamme O A présent, nous présentons la raison pour laquelle le comparateur 20a est configuré de sorte de fournir non pas un signal de drapeau'drapeau (k)'à trois valeurs (1, 0,-1) comme dans la technique classique mais un signal de drapeau 'drapeau3 (k)' à deux valeurs (1, 0). Quand la fréquence d'échantillonnage 1/T après sous-échantillonnage est choisie égale à 4,4375 MHz comme dans l'exemple ci-dessus, l'additionneur 5 fournit la composante de démodulation S2 (k), dont la gamme de démodulation est divisée en la gamme 5, 522 valeur de S2 (k) fait un saut de plus de 2Z à la gamme de O La sortie S3 (k) provenant du circuit de correction de la gamme de démodulation 7 est transmise au circuit 9 effectuant des opérations (non représenté sur la figure 8), où la soustraction de 2#f0T et la division par 2TI6foT sont effectuées afin d'obtenir un signal de couleur modulé Dc (k) qui est le signal démodulé. Contrairement au démodulateur FM numérique classique, le démodulateur FM numérique du troisième mode de réalisation préféré n'étend pas la gamme de démodulation à la gamme de-2n à 4fui, mais est configuré afin de corriger une composante qui a sauté tout en limitant la gamme de démodulation à la gamme ##S3(k) Bien que, dans le démodulateur FM numérique du troisième mode de réalisation préféré sus-mentionné, la fréquence d'échantillonnage 1/T après sous-échantillonnage soit fixée à 4,4375 MHz et que la correction soit faite dans la direction positive (gamme au-dessus de 2#), la configuration peut être telle que cette correction est faite dans la direction négative (gamme en dessous de 0). La figure 9 est un schéma de principe représentant, de manière détaillée, des configurations du circuit de correction de la gamme de démodulation 7 et du circuit de détermination de drapeau de correction 8 dans un démodulateur FM numérique selon un quatrième mode de réalisation préféré de la présente invention. Le circuit de correction de la gamme de démodulation 7 comprend un circuit de soustraction 16b comme dans le démodulateur FM numérique du deuxième mode de réalisation préféré sus-mentionné. Le circuit de détermination de drapeau de correction 8 comprend un comparateur 20b. La sortie de l'additionneur 5 (non représenté sur la figure 9) est reliée à des entrées des soustracteurs 17b et du comparateur 20b, et une sortie du comparateur 20b est reliée à l'inverseur 18. A présent, on va décrire les processus opérationnels du circuit de correction de la gamme de démodulation 7 et du circuit de détermination de drapeau de correction 8 selon le quatrième mode de réalisation préféré, en prenant comme exemple le cas où la fréquence d'échantillonnage 1/T après sous- échantillonnage est choisie entre 3,9 MHz et 4,756 MHz, par exemple 4, 3125 MHz. Quand la fréquence d'échantillonnage 1/T après sous-échantillonnage est 4, 3125 MHz, la gamme de la composante de démodulation S2 (k) est5,682#S2(k) gamme 5, 682 Le comparateur 20b reçoit la composante de démodulation S2 (k) provenant de l'additionneur 5 et compare cette valeur S2 (k) avec une valeur de référence. Quand cette valeur de référence est égale à #, par exemple, le comparateur 20b fournit un signal de drapeau drapeau4 (k) = 1 quand S2 (k) E et drapeau4 (k) = 0 quand S2 (k) Le circuit de soustraction 16b reçoit le signal de drapeau'drapeau4 (k)' du comparateur 20b. En commandant le fonctionnement de l'inverseur 18 par la valeur du signal de drapeau *drapeau4 (k)', le circuit de soustraction 16b fournit la constante RI : plus précisément, la constante R1 = 2# provenant de l'unité de stockage de constante 22a quand drapeau4 (k) = 1 et la constante RI = 0 provenant de l'unité de stockage de constante 22b quand drapeau4 (k) = O. Le soustracteur 17b reçoit la composante de démodulation S2 (k) provenant de l'additionneur 5 et la constante RI par l'inverseur 18, et soustrait RI de S2 (k) afin de fournir un signal de soustraction S3 (k) =S2(k)-R1. Plus précisément, quand la constante RI = 2tri, le soustracteur 17b soustrait 2# de la composante de démodulation S2 (k) et fournit le signal S3 (k) = S2 (k)-2n. Quand la constante RI = 0, le soustracteur 17b soustrait 0 de la composante de démodulation S2 (k) et fournit le signal S3 (k) = S2 (k). Par conséquent, quand drapeau4 (k) = 0, c-à-d, S2 (k) Bien que, dans la description ci-dessus, la valeur de référence à utiliser lors de la comparaison avec la composante de démodulation S2 (k) par le comparateur 20b soit fixée à n, cela peut être n'importe quelle valeur qui permet de distinguer des sauts de S2 (k) à la gamme de 5, 682 2 (k) A présent, nous présentons la raison pour laquelle le comparateur 20a est configuré de sorte de fournir non pas le signal de drapeau'drapeau (k)' à trois valeurs (1, 0,-1) comme dans la technique classique mais le signal de drapeau 'drapeau4 (k) 1 à deux valeurs (1, 0). Quand la fréquence d'échantillonnage 1/T après sous-échantillonnage est choisie égale à 4, 4125 MHz comme dans l'exemple ci-dessus, l'additionneur 5 fournit la composante de démodulation S2 (k), dont la gamme de démodulation est divisée en la gamme 5, 682 La sortie S3 (k) provenant du circuit de correction de la gamme de démodulation 7 est transmise au circuit 9 effectuant des opérations (non représenté sur la figure 9), où la soustraction de 2#f0T et la division par 2nEf T sont effectuées afin d'obtenir un signal de couleur modulé Dc (k) qui est le signal démodulé. Contrairement au démodulateur FM numérique classique, le démodulateur FM numérique du quatrième mode de réalisation préféré n'étend pas la gamme de démodulation à la gamme de-2n à 4tri, mais est configuré afin de corriger une composante qui a sauté tout en limitant la gamme de démodulation à la gamme - IKS3 (k) Bien que l'invention ait été présentée et décrite de manière détaillée, la description qui précède est, dans tous ses aspects, illustrative et non pas restrictive. Il faut donc comprendre que de nombreux changements et modifications peuvent être envisagés sans s'écarter de la portée de l'invention. REVENDICATIONS 1. Démodulateur FM numérique comprenant une section de détection de phase pour la détection d'une composante de phase d'un signal FM numérique et une section de différentiation en fonction du temps pour la différentiation de la composante de phase par rapport au temps afin d'obtenir une composante de démodulation, ladite composante de démodulation prenant une valeur à l'intérieur d'une gamme prédéterminée, caractérisé en que ledit démodulateur FM numérique comprend de plus une section de jugement pour juger si ladite composante de démodulation satisfait une exigence prédéterminée ou non et'une section de correction de la gamme de démodulation (7) pour la correction d'une gamme d'une valeur de ladite composante de démodulation en décalant ladite gamme prédéterminée en réponse à un résultat de jugement émis par ladite section de jugement. 2. Démodulateur FM numérique selon la revendication caractérisé en ce que ladite section de correction de la gamme de démodulation (7) décale ladite gamme prédéterminée seulement dans une direction positive ou négative de la valeur de ladite composante de démodulation. 3. Démodulateur FM numérique selon la revendication 2, caractérisé en ce que ladite section de jugement comprend une section de détermination de drapeau de correction (8) pour la réception de ladite composante de démodulation et la fourniture d'un drapeau de correction à deux valeurs à ladite section de correction de la gamme de démodulation (7), et en ce que ladite section de correction de la gamme de démodulation (7) comprend un circuit de calcul pour l'addition ou la soustraction d'une valeur prédéterminée à ou de ladite composante de démodulation lors de la réception d'une première valeur du drapeau de correction, et la production de ladite composante de démodulation sans aucune correction lors de la réception d'une deuxième valeur du drapeau de correction, et un circuit limiteur (19) pour limiter une sortie provenant dudit circuit de calcul à une gamme aussi large que ladite gamme prédéterminée. 4. Démodulateur FM numérique selon la revendication 3 caractérisé en ce que ladite section de détermination de drapeau de correction (8) comprend un comparateur (12) pour l'obtention d'une valeur différentielle entre une valeur de ladite composante de démodulation à partir d'un échantillonnage en cours et une valeur de ladite composante de démodulation à partir d'un échantillonnage immédiatement précédent et pour la comparaison de ladite valeur différentielle avec une valeur prédéterminée ; et un circuit de jugement de drapeau de correction (15a) pour la fourniture soit de la première soit de la deuxième valeur dudit drapeau de correction selon un résultat de comparaison à l'aide dudit comparateur (12) et dudit drapeau de correction à partir de l'échantillonnage immédiatement précédent. 5. Démodulateur FM numérique selon la revendication 2, caractérisé en ce que ladite section de jugement comprend une section de détermination de drapeau de correction (8) pour la réception de laite composante de démodulation et pour la fourniture d'un drapeau de correction à deux valeurs à ladite section de correction de la gamme de démodulation (7), en ce que ladite section de correction de la gamme de démodulation (7) comprend un circuit de calcul pour l'addition ou la soustraction d'une valeur prédéterminée à ou de ladite composante de démodulation lors de la réception d'une première valeur dudit drapeau de correction, et la fourniture de ladite composante de démodulation sans aucune correction lors de la réception d'une deuxième valeur dudit drapeau de correction, et en ce que ladite section de détermination de drapeau de correction (8) comprend un comparateur (12) pour la comparaison de ladite composante de démodulation avec une valeur de référence afin de fournir soit ladite première soit ladite deuxième valeur dudit drapeau de correction selon un résultat de comparaison. 6. Démodulateur FM numérique selon l'une quelconque des revendications 3 à 5, caractérisé en ce que ladite gamme prédéterminée est comprise entre 0 et 2n et ladite valeur prédéterminée est égale à 2n. 7. Démodulateur numérique FM selon l'une quelconque des revendications 1 à 6, caractérisé en ce que ledit démodulateur FM numérique est destiné à réaliser une modulation de chrominance d'un signal de couleur dans un signal composite d'un système SECAM (Séquentiel Couleur A Mémoire) 8. Processeur de signaux d'image, caractérisé en ce qu'il comprend ledit démodulateur FM numérique selon l'une des revendications 1 à 7.