Brevet FR2812503A1 — publié le 20020201

l PROCEDE ET SYSTEME DE CODAGE-DÉCODAGE D'INFORMATIONS NUMERIQUES DANS UN SIGNAL SONORE TRANSMIS PAR UN CANAL REVERBERANT L'invention concerne un procédé et un système de codage-décodage d'informations numériques dans un signal sonore, transmis par un canal réverbérant. La gestion de la transmission de signaux sonores transmis sur des canaux audio- et/ou vidéofréquence, implique à l'heure actuelle la transmission de données numériques, extrinsèques au signal audiofréquence ou à la partie audiofréquence d'un signal vidéofréquence tel qu'un signal de télévision. C'est en particulier le cas lorsqu'il est nécessaire de fournir aux utilisateurs, les auditeurs ou les téléspectateurs, des informations permettant soit d'améliorer la qualité du service de radiodiffusion ou de télédiffusion, soit de promouvoir des services de jeu de type pseudointeractif vis-à-vis de questions/réponses prédéterminées. Les solutions proposées dans ce but consistent avant tout à détecter dans le signal audiofréquence à transmettre AS des bandes de fréquences spécifiques dans lesquelles ce signal présente un niveau réduit, en tout cas masqué par le niveau correspondant de bandes de fréquences voisines, et à insérer après filtrage, au moyen d'un filtre éliminateur de bande du signal audiofréquence dans la ou les bandes correspondantes, un signal numérique modulé en phase par exemple dans la ou les bandes correspondantes, pour engendrer un signal numérique marqué, noté AS*. Bien entendu, en raison du caractère aléatoire du niveau d'amplitude du signal audiofréquence dans les bandes de fréquences précitées, l'élimination de ce signal, et, en conséquence, l'insertion du signal numérique dans ces dernières, ne peuvent être réalisées que de manière apériodique. Pour cette raison, la transmission des données sous forme de messages numériques ne peut être réalisée que de manière asynchrone, sous forme de trames numériques. De tels procédés et systèmes de transmission de données numériques ont été décrits, notamment, dans les demandes de brevet français n 2 713 852, publiée le 16/06/1995 et n 2 734 977 publiée le 25/07/1997 au nom de TELEDIFFUSION DE FRANCE. Les procédés et systèmes décrits dans les documents précités donnent satisfaction, notamment dans le cadre des applications de pseudointeractivité précédemment citées, dans lesquelles un système de restitution et d'émission de données numériques est disposé et placé à demeure vis-à-vis d'un récepteur cible tel qu'un récepteur de télévision, le système de restitution et d'émission de données étant muni d'une liaison de type infrarouge et/ou HF à une console d'utilisation. La console d'utilisation comprend alors des fonctions permettant la mise en oeuvre de la pseudo- interactivité, pour l'utilisateur. Le système de restitution et d'émission de données peut être couplé soit par liaison directe à un magnétoscope ou un récepteur de télévision, le cas échéant un magnétophone, sur lequel le signal audiofréquence a été enregistré, soit par couplage acoustique par disposition du microphone de ce système de restitution et d'émission de données au voisinage immédiat du haut-parleur du récepteur de télévision ou du récepteur radio, afin de récupérer les données numériques transmises à partir du signal sonore, issu du signal audionumérique marque. Dans de telles conditions de couplage acoustique, les procédés et systèmes précités se sont avérés satisfaisants, le système de restitution et d'émission de données jouant toutefois le rôle d'un transpondeur permettant d'assurer la transmission des données numériques vers la console utilisateur, quelle que soit la position de situation de cette dernière vis-à-vis du récepteur de télévision ou du récepteur radio dans un périmètre raisonnable, dans lequel le canal de transmission du signal sonore ne constitue pas un canal réverbérant. La présente invention a pour objet la mise en oeuvre d'un procédé et d'un système de codage-décodage d'informations numériques dans un signal sonore transmis par un canal réverbérant, dans lesquels toute mise en oeuvre d'un système intermédiaire de restitution et d'émission des données numériques entre un récepteur cible, récepteur de télévision ou récepteur radio, et le dispositif ou console utilisateur est supprimée. Un autre objet de la présente invention est, en conséquence, la mise en oeuvre d'un procédé de codage- décodage d'informations numériques dans un signal sonore permettant l'exécution du procédé de décodage dans un dispositif ou console utilisateur nomade, la transmission des données numériques à ce dispositif ou console utilisateur étant effectuée à partir du récepteur cible par l'intermédiaire du seul signal sonore en milieu réverbérant. Un autre objet de la présente invention est en outre la mise en oeuvre d'un système de codage-décodage d'informations numériques dans un signal sonore dans lequel le dispositif utilisateur, rendu totalement indépendant du récepteur cible, permet la mise en oeuvre du procédé de décodage selon l'invention en l'absence de toute contrainte vis-à-vis d'autres utilisateurs de ce récepteur cible, ou à leur insu. Le procédé de codage-décodage d'informations numériques dans un signal sonore, objet de la présente invention, trouve application à la fourniture de services de gestion ou d'exploitation des réseaux de radio- ou de télédiffusion de réseaux de transmission de données, en particulier pour la mise en oeuvre de services d'audimétrie, le caractère totalement indépendant du dispositif utilisateur nomade pouvant, de manière particulièrement avantageuse, être mis à profit pour assurer des fonctions d'échantillonnage d'audience ou de surveillance vis-à-vis de récepteurs cibles, tels que récepteurs de radio et/ou de télévision non dédiés à de telles fonctions, en l'absence de toute contrainte imposée aux utilisateurs de ces derniers. Le procédé et le système de codage d'informations numériques dans un signal sonore, objets de la présente invention, ce signal sonore étant engendré par le haut- parleur d'un récepteur cible, excité par un signal audiofréquence, et reçu par un microphone de réception, sont remarquables en ce qu'il consiste à, respectivement permet de, établir cette information numérique sous forme de trames de longueur fixe, chaque trame comportant au moins un champ de données utiles, les trames constituant un message numérique étant soumises à un traitement par étalement de spectre sur un nombre de bits déterminé pour engendrer un message numérique à spectre étalé, insérer le message numérique à spectre étalé dans au moins une sous- bande de fréquences du signal audiofréquence, par modulation de phase autour d'une porteuse insérée dans cette sous-bande de fréquences à partir du message numérique à spectre étalé, répéter périodiquement l'insertion du message numérique à spectre étalé pour au moins une trame pour engendrer un message numérique répétitif inséré dans le signal sonore. Par message numérique à spectre étalé, on désigne en fait le signal numérique à spectre étalé support du message. Le procédé et le système de décodage de messages numériques à spectre étalé, codés et insérés dans un signal sonore, conformément au procédé objet de la présente invention, consiste à, respectivement permet de, sur réception d'au moins un message à spectre étalé constitué par une trame numérique, chaque trame numérique étant soumise à une démodulation et à un décodage à partir d'une séquence d'étalement de spectre, calculer pour au moins l'un des champs de données de chaque trame numérique la valeur de la fonction d'autocorrélation entre le message démodulé sur ce champ et la séquence d'étalement utilisée à l'émission, comparer cette valeur de la fonction d'autocorrélation à une valeur de seuil déterminée, retenir comme valeur de code du champ de données la valeur de ce champ si la valeur de la fonction d'autocorrélation est supérieure à cette valeur de seuil, engendrer un signal de fausse détection sinon. Le procédé et le système de codage-décodage d'informations numériques dans un signal sonore, objets de la présente invention, seront décrits de manière plus détaillée ci-après, en liaison avec les figures ci-après dans lesquelles: - la figure 1 représente un organigramme général, illustratif des étapes permettant la mise en ouvre du procédé de codage d'un signal numérique dans un signal sonore, conformément à l'objet de l'invention; les figures 2a1, 2a2 et 2a3 représentent, en référence à l'organigramme représenté en figure 1, un détail de mise en oeuvre d'un codage par étalement de spectre d'un flux de bits, la modulation d'une porteuse à partir d'une séquence résultante, respectivement la constitution de trames numériques à spectre étalé à partir du flux de bits codés; - la figure 2b représente, en référence à l'organigramme représenté en figure 1, un processus d'insertion d'un signal numérique dans le signal audiofréquence support du signal sonore, ce processus d'insertion étant conduit à partir d'une étape de filtrage d'au moins une bande de fréquences, en vue d'éliminer cette bande de fréquences, puis insertion dans la bande de fréquences éliminée d'une onde porteuse modulée en phase autour de la fréquence centrale de cette bande de fréquences éliminée; - la figure 3a, représente un organigramme général illustratif des étapes permettant la mise en oeuvre du procédé de décodage d'un signal numérique inséré dans un signal sonore, conformément à l'objet de la présente invention; - la figure 3a2 représente, à titre illustratif, un processus de décodage de données numériques utiles contenues dans un champ de données utiles d'une trame numérique à spectre étalé de longueur fixe reçue; - la figure 3b représente un organigramme illustratif d'une variante de réalisation préférentielle d'un procédé de décodage tel qu'illustré en figure 3aj, dans lequel un processus de correction d'erreurs du type à vote majoritaire est introduit; - la figure 4al représente, à titre illustratif, un schéma fonctionnel d'un système de codage d'informations numériques dans un signal sonore, conforme à l'objet de la présente invention; - la figure 4a2 représente un détail de réalisation non limitatif d'un module de traitement par étalement de spectre et d'un module d'insertion par modulation de porteuse permettant, par commutation, la constitution de messages numériques à spectre étalé formés par une trame de longueur fixe comprenant un mot de synchronisation et au moins un champ de données utiles; - la figure 4a3 représente un schéma fonctionnel équivalent du module de traitement par étalement de spectre et du module d'insertion représentés en figure 4a2, lorsque ces derniers, commutés en une première position, position I, permettent d'assurer, pour la constitution de chaque trame de longueur fixe, l'introduction d'un mot de synchronisation; - la figure 4a4 représente un schéma fonctionnel équivalent du module de traitement par étalement de spectre et du module d'insertion représentés en figure 4a2, lorsque ces derniers, commutés en une deuxième position, position II, permettent d'assurer, pour la constitution de chaque trame de longueur fixe, un traitement par étalement de spectre d'un ou plusieurs champs de données utiles; - la figure 5a, représente, à titre illustratif, un schéma fonctionnel d'un système de décodage d'informations numériques dans un signal sonore, conforme à l'objet de la présente invention, ce système de décodage permettant, d'une part, d'assurer une détection de la réception de chaque trame de longueur fixe, à partir du mot de synchronisation, puis, d'autre part, suite à cette détection, un décodage des données utiles contenues dans le ou les champs de données utiles de la trame de longueur fixe considérée; - la figure 5a2 représente un schéma fonctionnel équivalent du système de décodage, objet de la présente invention, représenté en figure 5al, dans le cas plus particulier o ce dernier est configuré, par commutation, pour assurer la détection du mot de synchronisation inclus dans chaque trame numérique à spectre étalé de longueur fixe; - les figures 5a3 à 5a8 représentent différents chronogrammes de valeurs de fonction d'autocorrélation du mot de synchronisation, dans un processus de calcul optimisé permettant de minimiser le taux de fausses détections du mot de synchronisation; - la figure 5b représente un schéma fonctionnel équivalent du système de décodage objet de la présente invention représenté en figure 5al, dans le cas plus particulier o, suite à la détection du mot de synchronisation d'une trame, ce dernier est configuré, par commutation, pour assurer le décodage des données utiles. Une description plus détaillée du procédé de codage, respectivement de décodage de données numériques dans un signal sonore transmis par l'intermédiaire d'un canal réverbérant entre le hautparleur d'un récepteur cible, tel qu'un récepteur radio ou un récepteur de télévision, et le microphone d'un dispositif nomade d'extraction de ce signal numérique, sera maintenant donnée en liaison avec la figure 1 et les figures suivantes. Préalablement à la description proprement dite du procédé de codage, respectivement de décodage, objet de la présente invention, un rappel de la définition et des paramètres de définition d'un canal de transmission de type réverbérant sera donné ci-après. D'une manière générale, on indique que le canal de transmission d'un signal sonore englobe tous les éléments de la chaîne de transmission placés entre la source, le haut-parleur, et le destinataire, c'est-à-dire le microphone, le canal de transmission précité comportant donc le hautparleur, l'air ambiant et le microphone précités. D'une manière générale, une représentation du canal de transmission précité est donnée par l'expression du signal reçu par le microphone selon la relation (1): r(t) = s(t) h(t)+b(t)+be(t) Dans cette relation: r(t) désigne le signal reçu précité, s(t) désigne le signal sonore émis par le haut-parleur, h(t) désigne la fonction de transfert du canal, b(t) désigne un bruit blanc qui se superpose au signal sonore proprement dit lors de la transmission par ce dernier par le canal acoustique pour constituer ainsi le signal reçu, be(t) désigne la contribution du bruit acoustique externe, correspondant au bruit ambiant, 0 désigne la contribution de la fonction de transfert du canal à la transmission du signal s(t) produit de convolution de s(t) et h(t),. D'une manière générale, on indique que le canal acoustique est caractérisé par une propagation par trajets multiples liée aux multiples réflexions de l'onde sonore incidente sur les surfaces réfléchissantes de l'environnement dans lequel se trouvent le haut-parleur et le microphone. Il constitue de ce fait un canal dit réverbérant. En raison du phénomène de réverbération précité, les ondes sonores interfèrent et, en fonction de leur relation de phase, s'atténuent ou s'amplifient mutuellement. En raison du changement apériodique de ces relations de phase, en fonction du lieu et de la configuration de ce dernier, des phénomènes d'interférences se produisent et un phénomène d'ondes stationnaires peut le plus souvent être mis en évidence. En particulier, lors de l'utilisation d'un dispositif d'extraction du signal numérique de type nomade, le déplacement de ce dispositif provoque la réception par ce dernier d'ondes d'amplitude et de phase variables, le canal réverbérant se comportant alors comme un canal fluctuant en fonction du temps. D'une manière générale, le canal de transmission peut être caractérisé par sa réponse impulsionnelle, laquelle dépend du temps, lors du déplacement du dispositif d'extraction ou même de l'activité et de la configuration de l'environnement ambiant par exemple. La transformée de Fourier de la réponse impulsionnelle selon une variable T d'étalement des retards des différents trajets, représente la fonction de transfert du canal en fonction de la fréquence. Cette fonction de transfert, désignée par R.T.F pour Room Transfer Function, dépend des caractéristiques de l'environnement et de la pièce dans laquelle se propage l'onde acoustique, ainsi que de l'endroit dans la pièce o est reçu le signal sonore précité. La vitesse de variation des caractéristiques du canal de transmission peut alors être caractérisée par sa fonction d'autocorrélation. Cette fonction permet d'identifier les paramètres du canal tels que la bande de cohérence du canal, notée Bc, ou le temps de cohérence du canal, noté Tcc. La bande de cohérence Bc peut être définie comme la largeur de bande de fréquences telle qu'un signal de largeur de bande nettement inférieure à cette bande de cohérence voit toutes ses composantes spectrales affectées de la même manière par le canal considéré. La bande de cohérence Bc est proportionnelle à l'inverse de l'étalement des retards T, lesquels, dans l'application considérée pour la mise en oeuvre du procédé objet de la présente invention, peut être au maximum de l'ordre de la seconde. Dans ces conditions, la bande de cohérence Bc est sensiblement égale à 1 Hz. Ainsi, un signal sonore dont la bande de fréquences est supérieure à la bande de cohérence du canal transmettant ce dernier est le siège de distorsions et d'interférences entre symboles dans le cas d'une communication numérique. On parle alors de sélectivité fréquentielle du canal de transmission. Canal sélectif en fréquence Dans l'application considérée par l'objet de la présente invention, le canal de transmission ne sera pas considéré comme sélectif en fréquence si la largeur de bande B du signal sonore est nettement inférieure à la bande de cohérence Bc. Dans l'hypothèse o le débit D, exprimé en bauds, du canal de transmission correspond approximativement à la largeur de bande du signal sonore B exprimé en Hz, la limite supérieure du débit autorisée est donnée par: D Ainsi, pour des applications dont le débit brut de transmission doit être nettement supérieur au débit minimal indiqué précédemment, le canal de transmission réverbérant constituant dans ce cas un canal sélectif en fréquence, le procédé objet de la présente invention doit nécessairement prendre en compte la contrainte précitée. Canal sélectif en temps Les multiples dispersions et réflexions au voisinage immédiat du récepteur d'un signal sonore dans lequel des données numériques ont été insérées engendre, au voisinage de ce dernier, une multitude d'ondes élémentaires. Pour chaque trajet de propagation, le signal parvenant au microphone de réception, c'est-à-dire au dispositif d'extraction du signal numérique, se compose de toute une série de signaux dont les différences de temps de propagation restent faibles par rapport à la durée du temps symbole mais significatives par rapport à la période de la porteuse. Lors d'un déplacement du récepteur précité, les variations aléatoires d'amplitude et de phase des différents échos se traduisent par des évanouissements sélectifs dans le temps. Ces évanouissements entraînent des fluctuations aléatoires du signal avec des décrochements espacés d'environ une demie à une longueur d'onde, c'est-à-dire suivant la vitesse de déplacement du récepteur toutes les Toc secondes. Ces effets d'évanouissements sélectifs en temps sont à l'origine de pertes de synchronisation, de baisses intempestives importantes du rapport signal à bruit, ce qui bien entendu contribue à l'introduction de taux d'erreurs binaires élevés inacceptables en réception. En conséquence, le temps de cohérence TcC du canal de transmission peut être défini comme la durée pendant laquelle les caractéristiques de ce dernier varient peu. Ce temps de cohérence est proportionnel à l'inverse de la bande de fréquences Doppler fd selon le taux de corrélation choisi pour caractériser le canal précité. Dans l'application relative à la mise en oeuvre du procédé de codagedécodage objet de la présente invention, on indique que la fréquence Doppler peut prendre comme valeur maximale fd max telle que: fd max z 40 Hz. La fréquence Doppler maximum précitée est obtenue pour une vitesse de déplacement du microphone de réception, soit du dispositif nomade d'extraction, sensiblement égale à 1,4 m/s, une longueur d'onde du signal sonore donnée par la vitesse de propagation de l'onde acoustique dans l'air sensiblement égale à 340 m/s pour une fréquence maximale du signal sonore prise égale à 10 kHz, le déplacement du microphone de réception et du dispositif nomade d'extraction, transporté par l'utilisateur par exemple, étant considéré comme colinéaire avec l'angle d'incidence de l'onde sonore transmise vers ce dernier. Dans ces conditions, le temps de cohérence minimal Tcc du canal de transmission est d'environ Tcc 0 12,5 ms. Le canal de transmission est dit sélectif temporellement lorsque la durée d'analyse Ts du signal sonore est supérieure au temps de cohérence Tcc. Le canal de transmission est dit non sélectif temporellement si, au contraire, la durée Ts est très inférieure au temps de cohérence Tcc. Dans ce dernier cas, on considère que l'atténuation et le décalage de phase apportés par le canal de transmission à la propagation du signal sonore restent constants pendant la durée d'analyse Ts du symbole d'information. Compte tenu des éléments précités et pour l'application à la mise en oeuvre du procédé de codage- décodage d'un signal numérique inséré dans un signal sonore, objet de la présente invention, on indique que le canal sera considéré comme non sélectif temporellement si la durée symbole d'information reste inférieure à: Ts Dans ces conditions, la valeur minimale Ds du débit de transmission par le canal doit être supérieure a: Ds 2 8 kbaud. En ce qui concerne le bruit affectant le signal sonore transmis, on indique que le bruit thermique provenant des composants du système pourra être négligé en raison du fait que le signal numérique doit être récupéré lorsque le signal sonore reste audible. En ce qui concerne toutefois le bruit externe ou bruit ambiant qui se superpose au signal sonore, car provenant des différentes sources de bruits de l'environnement dans lequel se trouve le microphone de réception, cette composante de bruit sera non négligeable dans le cas d'un bruit à bande étroite par rapport à la largeur de bande du signal audiofréquence. En conséquence, les contraintes relatives au canal de transmission réverbérant autorisant la mise en oeuvre du procédé de codage-décodage objet de la présente invention peuvent être résumées ci-après. Le choix des caractéristiques du signal de données, et donc du signal numérique inséré dans le signal sonore, tel que le débit de ce dernier, doit être effectué en fonction des techniques à mettre en oeuvre pour adapter le dispositif nomade extracteur du signal numérique inséré dans le signal sonore, au canal de transmission. Dans ces conditions, pour que le canal ne soit pas sélectif en fréquence, la largeur de bande du signal de données B doit être largement inférieure à la bande de cohérence Bc, ce qui impose un débit maximal Ds défini par: Ds Par ailleurs, pour que le canal de transmission soit non sélectif temporellement, la durée d'un temps symbole d'information doit être très inférieure au temps Tcc de cohérence du canal, ce qui impose un débit minimal défini par: Ds 2 8 kbaud. Dans le cadre des applications visées, le débit symbole Ds doit ainsi être supérieur à 1 baud et le canal de transmission peut donc être considéré comme sélectif fréquentiellement. Par ailleurs, si le débit symbole Ds est choisi inférieur à 8 kbaud, le canal de transmission pourra également être considéré comme sélectif temporellement. Dans les conditions précédemment citées, la propagation du signal sonore dans lequel les données numériques sont insérées se trouve confrontée au pire cas qui puisse être envisagé lors d'une communication numérique. La présente invention a pour objet la mise en oeuvre d'un procédé de codage-décodage d'un signal numérique dans un signal sonore permettant l'obtention d'une transmission et d'une extraction satisfaisantes de ce signal numérique, et en particulier de l'information véhiculée par ce dernier lors de l'utilisation de dispositifs extracteurs nomades. Le procédé de codage d'informations numériques dans un signal sonore, objet de la présente invention, sera maintenant décrit en liaison avec la figure 1. D'une manière générale, on rappelle que le signal sonore est engendré par le haut-parleur d'un récepteur cible, tel qu'un récepteur radiofréquence, un téléviseur, un ordinateur multimédia ou autre, excité par un signal audiofréquence marqué et reçu par un microphone de réception équipant un dispositif d'extraction des données numériques, le signal sonore étant ainsi transmis par l'intermédiaire d'un canal réverbérant. Ainsi, on dispose du signal audiofréquence, noté AS, signal audionumérique représentatif du signal sonore, dans lequel des données numériques doivent être insérées, pour engendrer un signal audionumérique marqué AS*. En référence à la même figure 1, le procédé de codage objet de l'invention consiste, en une étape A, à établir l'information numérique sous forme de trames de longueur fixe, chaque trame, notée Tr, comportant au moins un champ de données utiles. Les trames constituent un message numérique, noté DM, consistant par exemple en deux ou plusieurs mots de données utiles di, d2. A partir de ce message numérique est engendré un signal numérique soumis à un traitement par étalement de spectre à séquence directe à partir d'une séquence d'étalement de spectre notée ESQ. L'opération de traitement par étalement de spectre est notée: EM = DM 0 ESQ o EM désigne la séquence résultante obtenue par l'opération de traitement, o désigne une opération de multiplication en amplitude et en phase du message numérique DM et de la séquence d'étalement ESQ, ainsi qu'il sera décrit de manière plus détaillée dans la description. Outre l'opération de traitement par étalement de spectre précitée, le message numérique DM peut être soumis à un codage M-aire, par le choix de la séquence d'étalement de spectre retenue, parmi une pluralité de M séquences d'étalement de spectre déterminées, ainsi qu'il sera décrit de manière plus détaillée ultérieurement dans la description. L'étape A précitée est suivie d'une étape B consistant à insérer la séquence résultante EM dans au moins une sous-bande de fréquences de fréquence centrale fi du signal audiofréquence AS, par modulation de phase autour d'une porteuse, notée CSBi, insérée dans la sous- bande de fréquences précitée. La modulation de phase est effectuée à partir de la séquence résultante EM dans les conditions qui seront explicitées ultérieurement dans la description et permet d'engendrer une porteuse modulée, notée nCSBi. L'opération d'insertion de la séquence résultante EM dansl'une des sous-bandes de fréquences du signal audiofréquence AS est notée symboliquement à l'étape B par la relation: AS* = AS + cCSBi o ASdésigne le signal audiofréquence dans lequel la sous-bande de fréquence centrale fi a été supprimée. En effet, l'opération d'insertion précitée à l'étape B peut consister avantageusement en un filtrage du signal audiofréquence AS pour éliminer une bande de fréquences de fréquence centrale fi et de largeur de bande déterminée, cette opération de filtrage, réalisée à partir d'un filtre éliminateur de bandes par exemple, pouvant alors être suivie d'une étape d'insertion proprement dite de la porteuse modulée nCSBi. L'étape d'insertion précitée peut consister en une addition du signal fréquence porteuse modulée tCSBi au signal audionumérique préalablement filtré, AS-. L'étape B est ensuite suivie d'une étape C consistant à transmettre le signal audionumérique marqué AS*, dans lequel les informations numériques ont été insérées par l'intermédiaire de la séquence résultante EM. La transmission réalisée à l'étape C peut être réalisée, par exemple, par modulation de fréquence d'une onde radioélectrique de type classique, et, pour cette raison, ne sera pas décrite en détail. Bien entendu, et selon un aspect avantageux du procédé de codage d'informations numériques dans un signal sonore, objet de la présente invention, le processus d'insertion de la séquence résultante EM est répété périodiquement pour au moins une trame Tr pour engendrer un message à spectre étalé répétitif inséré dans le signal audiofréquence AS et dans le signal sonore. L'opération de répétition est notée D par une flèche de retour de la fin de l'étape d'insertion à l'étape B au début de la même étape B. On comprend en particulier que la répétition périodique pour une même trame, le cas échéant pour un ensemble de trames successives, permet d'engendrer un message répétitif inséré dans le signal audiofréquence marqué et dans le signal sonore ainsi transmis. En ce qui concerne la mise en oeuvre des étapes A, B, C et D représentées en figure 1, on indique que les sous-étapes relatives à l'établissement de l'information numérique sous forme de trames, au traitement par étalement de spectre, le cas échéant au codage M-aire, peuvent être réalisées préalablement à l'étape B, les trames ainsi constituées sous forme numérique, c'est-à- dire par valeurs binaires successives, pouvant être mémorisées, les sousétapes de filtrage à la fréquence centrale fi et de modulation autour de cette fréquence centrale d'une porteuse CSBi à la même fréquence centrale fi pouvant alors être réalisées successivement. L'étape de modulation de phase de la porteuse CSBi autour de la fréquence centrale fi peut alors être réalisée à partir de la séquence résultante mémorisée à l'étape A précitée. Une description plus détaillée d'un processus spécifique permettant d'effectuer le traitement par étalement de spectre et le codage M-aire du message numérique DM afin de constituer les trames numériques Tr précédemment citées pour la mise en oeuvre de l'étape A de la figure 1, sera maintenant donnée en liaison avec les figures 2a1, 2a2 et 2a3. Sur la figure 2aj, on a représenté, d'une part, un message numérique DM sous sa forme temporelle x(t) comme une succession de bits à la valeur 1 respectivement -1. Dans la représentation de la figure 2a1, le message numérique DM constitue un flux de bits de durée bit Td. Conformément à un aspect remarquable de mise en oeuvre du procédé de codage, objet de la présente invention, le message numérique DM est alors soumis à un processus d'étalement de spectre à partir d'une séquence d'étalement, notée ESQ, représentée à la figure 2a1 sous sa forme temporelle g(t). On rappelle que ce type de signal est généralement constitué par une séquence pseudo- aléatoire de bits à la valeur 1 ou -1, encore désignée salve ou chip, de durée Tc. La séquence pseudo-aléatoire d'étalement de spectre correspond à des éléments binaires de valeur +1 ou -1, de durée chip, durée élémentaire Tc. Compte tenu du processus d'étalement de spectre précité, pour une transmission d'un signal modulé par étalement de spectre à séquence directe de la forme g(t), l'insertion et la transmission du signal après processus d'étalement de spectre pouvant être effectuées par une modulation de phase de type BPSK, le signal sonore est reçu avec un écho de retard T par l'intermédiaire du canal réverbérant, un brouilleur de type bande étroite I(t) étant surajouté par l'intermédiaire de ce même canal réverbérant, le signal sonore reçu vérifie la relation (2): Dans cette relation, on indique que: fp=f représente la fréquence de la porteuse modulée transmise à l'étape C, a' représente l'atténuation du signal d'écho par rapport au trajet direct, est une phase aléatoire uniformément répartie sur l'intervalle [0,2n]. L'opération de désétalement du spectre du signal reçu r(t) consiste alors à multiplier le signal de réception par la séquence d'étalement g(t) utilisée à l'émission. Pourvu que la séquence d'étalement reproduite soit parfaitement synchronisée avec celle contenue dans le signal sonore reçu sur le trajet direct, alors, le signal obtenu après désétalement vérifie la relation (3): m(t) =X(t) g2 (t) COS (27cfpt)+ax(t-T)g(t)g(t-T)cos(21fpt+0)+g(t)I(t). Dans cette relation, on indique que g2(t) = 1. Si, en outre, le retard T introduit par les réflexions multiples est plus grand que la durée de chip Tc, alors, la relation (4) vérifiée par la séquence pseudo-aléatoire retardée du retard t vis-à-vis de la séquence aléatoire transmise par le trajet direct s'écrit: Relation 4 g* (t)g(t-T) dt " g* (t)g(t)dt et montre que l'énergie du signal sonore à spectre étalé transmise par les réflexions multiples est très inférieure à l'énergie du signal sonore à spectre étalé transmise par le trajet direct. On constate ainsi que le processus d'étalement de spectre, introduit conformément au procédé objet de la présente invention, permet d'éliminer l'interférence liée aux trajets multiples. Par ailleurs, le signal de bruit I(t) étant étalé dans une bande de fréquences beaucoup plus large que celle du signal audiofréquence x(t), lors de l'opération de filtrage et de démodulation à la réception, une partie importante de l'énergie du signal de bruit est ainsi éliminée. Ainsi, le processus de traitement par étalement de spectre mis en oeuvre à l'étape A illustrée à la figure 1 précédemment citée, selon les modalités indiquées en relation avec la figure 2aj, est parfaitement justifié et permet d'éliminer les phénomènes d'interférence multi- trajets à la réception. Bien entendu, la modulation par les chips constitutifs des séquences pseudo-aléatoires telles que représentées en figure 2al permet d'obtenir un message numérique à spectre étalé, combinaison des valeurs de bit de l'un et l'autre des deux signaux. La séquence résultante à spectre étalé vérifie alors la relation: EM = DM 0 ESQ. La figure 2a2 représente l'opération de modulation de la porteuse CSBi non modulée par la séquence résultante EM précitée. L'opération de modulation s'entend d'une opération de modulation de phase de type PSK, la phase de la porteuse non modulée CSBi étant déphasée de 0 ou t en fonction de la valeur de +1 respectivement -1 de la séquence résultante EM pour obtenir la porteuse modulée iCSBi représentée en figure 2a2. L'obtention de la porteuse modulée par la séquence résultante permet la transmission de trames numériques à spectre étalé, les trames précitées pouvant ainsi être constituées conformément au procédé de codage objet de l'invention, ainsi que représenté en figure 2a3. D'une manière générale, on indique que chaque trame Tr peut comporter au moins, avantageusement, un mot de synchronisation et au moins un champ de données utiles. Dans le cadre de la présente description, on indique que le terme champ de données de chaque trame désigne indifféremment soit le mot de synchronisation en tant que tel, soit le champ relatif aux données utiles transmises, c'est-à-dire aux données permettant de réaliser la gestion des services proposés par l'intermédiaire du signal sonore. Ainsi, en référence à la figure 2a3, le mot de synchronisation MS constitue le champ de données Do et le mot de données utiles les champs de données Dl et D2, pour une trame numérique à spectre étalée considérée. Pour la constitution des champs précités, en référence à la figure 2al, on indique que la technique d'étalement de spectre par séquence directe peut être utilisée, la longueur de la séquence en nombre de chips étant choisie égale à Lc = 31. Les trames numériques et les messages numériques à spectre étalé sont ainsi transmis avec un débit chip Dc = 175 chips/s, la largeur de la bande occupée étant dans ces conditions d'environ B = 350 Hz. En outre, un codage M-aire des données utiles peut être appliqué afin d'augmenter le débit de transmission du message numérique à spectre étalé finalement transmis. Dans ce but, chaque symbole, et en particulier sur chaque voie lorsque la transmission est effectuée sur une voie en phase et sur une voie en quadrature de phase, ainsi qu'il sera décrit ultérieurement dans la description, peut ainsi être étalé par une séquence choisie parmi un nombre M = 8 par exemple de séquences de Gold, codant quatre bits utiles en conservant le bit de signe. On comprend ainsi que l'étape de traitement d'étalement de spectre et de codage M-aire peut avantageusement consister à appliquer à la porteuse CSBi, lors de la modulation de cette dernière par la séquence résultante EM, une séquence d'étalement de spectre choisie parmi des séquences d'étalement de spectre à séquences directes. Selon un aspect remarquable du procédé de codage objet de l'invention, le type de séquences d'étalement peut être choisi en fonction du champ de chaque trame constitutive du signal numérique précité. Ainsi, les séquences d'étalement de spectre peuvent être choisies parmi le groupe des séquences pseudo-aléatoires des séquences de Gold ou des séquences de Walsch-Hadamard, ou autres. Dans un mode de réalisation correspondant au choix d'une séquence parmi un nombre de huit séquences de Gold codant quatre bits utiles, précédemment mentionnées, chaque trame présentait avantageusement un mot de début ou de synchronisation Do de longueur Lc = 31. Ce mot de début était suivi de deux mots D1, D2 de données utiles codés par des séquences de Gold de longueur Lc = 31 chips. L'utilisation de 8 séquences de Gold permet de coder 4 bits, 3 bits étant liés au code et un bit lié au signe, par voie, c'est-à-dire 8 bits utiles lorsque la modulation autour de la fréquence centrale fi pour l'insertion de la porteuse modulée nCSBi est une modulation de phase MDP4 cohérente pour chaque mot de données. Le codage M-aire mis en oeuvre permet d'augmenter le débit à transmettre. Ce type de codage permet de coder les bits d'information utiles en utilisant plusieurs séquences d'étalement. Pour coder M bits utiles, 2M séquences sont nécessaires. Dans un exemple de réalisation et pour une modulation MDP4 sur une voie en phase I et sur une voie en quadrature de phase Q, sur chaque voie on décide de coder 3 bits par 8 codes de Gold différents. Un quatrième bit est en outre codé en signant par + ou - la séquence d'étalement. La règle de codage ci-après peut être utilisée pour une suite d'éléments binaires ci-après: b0, bl, b2, b3, b4, b5, b6, b7, b8,b,bl0,bl, bl2,bl3, bl4,bl. La trame d'origine étant constituée de deux mots de données dl, d2, un mot de données permet de coder 8 bits utiles. Les trois bits pairs sont codés par une séquence d'étalement parmi 8 séquences d'étalement de spectre notées codeki(t) avec k E [0...7], le quatrième bit pair code le signe de la séquence utilisée pour la voie en phase I: b0o,b2,b4 - choix d'un code parmi 8 pour la voie en phase I; b6 -> signe du code pour la voie en phase I. Les trois bits impairs sont codés par une séquence d'étalement parmi 8 séquences d'étalement de spectre, notées code_k_q(t) avec k e [0...7], le quatrième bit impair code le signe de la séquence utilisée pour la voie en quadrature de phase Q: bl,b3,b5 - choix d'un code parmi 8 pour la voie en phase I; b7 -> signe du code pour la voie en quadrature de phase Q. Les 8 séquences utilisées pour la voie I et la voie Q peuvent avantageusement être différentes, ce qui implique l'utilisation de 16 séquences d'étalement de spectre différentes. La règle de codage des séquences en fonction des bits utiles est choisie dans l'application selon le tableau Tl ci-après: TABLEAU T1 Indice du code k utilisé b0 ou b. b2 ou b3 b4 ou b5 Code k i(t) Code k q(t) -1 -1 -1 0 -1 -1 +1 1 -1 +1 +1 2 -1 +1 -1 3 +1 +1 -1 4 +1 +1 +1 5 +1 - +1 6 +1 -1 -1 7 A titre d'exemple, pour coder la suite d'éléments binaires suivants: -1, 1, -1, 1, 1, -1, 1, -1, 1, -1, 1, -1, 1, -1, 1, -1 ò le premier mot de données utilise comme séquence d'étalement: - sur la voie en phase: (+1) x codeli(t) qui code les bits bo=(-1), b2=(-1), b4=l avec le signe (+1) codant le bit b6=1; - sur la voie en quadrature: (-1) x code_4_q(t) qui code les bits b1=l, b3=l, b5=(-1) avec le signe (-1) codant le bit b7=(-1); * le deuxième mot de données utilise comme séquence d'étalement: - sur la voie en phase: (+1) x code_5_i(t) qui code les bits b8=l, blo=l, b12=l avec le signe (+1) codant le bit b14=l; - sur la voie en quadrature: (-1) x codeo0_q(t) qui code les bits b9=(-1), bll=(-l), b13=(-l) avec le signe (-1) codant le bit b15=(-l). Dans les relations précédentes, le symbole x représente l'opération de multiplication. Ainsi, en référence à la figure 2a3, chaque trame Tr transporte donc en totalité 16 bits utiles. Une description plus détaillée des opérations nécessaires à la mise en oeuvre de l'étape B d'insertion de la séquence résultante EM dans le signal audiofréquence AS sera maintenant donnée en liaison avec la figure 2b. L'étape B précitée consiste en fait à insérer les trames, telles que décrites en figure 2a3, dans au moins une de deux sous-bandes de fréquences basses dont la fréquence centrale est comprise entre 2,5 kHz et 4 kHz et dans au moins une de quatre sous-bandes de fréquences hautes comprise entre 4 kHz et la fréquence de coupure du signal audiofréquence et du signal sonore. En référence à la figure 2b précitée, pour toute bande de fréquences de fréquence centrale fi dont le niveau d'énergie en dB est inférieur à une valeur de masquage AM, cette valeur de masquage AM pouvant être relative à la valeur de l'énergie de bandes latérales entraînant la bande de fréquences centrale fi ainsi que représenté en figure 2b, l'opération de filtrage par un filtre éliminateur de bande provoque un "trou" dans lequel le signal est supprimé autour de la fréquence centrale fi. L'insertion d'une porteuse de même fréquence centrale fi mais modulé en phase, notée tCSBi, et d'un niveau d'énergie inférieur, bien entendu, à la valeur de masquage AM, permet d'insérer le message numérique à spectre étalé correspondant à chaque trame dans le signal audiofréquence pour engendrer le signal audiofréquence marqué AS*. En ce qui concerne les conditions nécessaires à la mise en oeuvre du processus opératoire relatif à l'insertion du message numérique à spectre étalé dans le signal audiofréquence AS, on pourra se reporter utilement aux demandes de brevet français n 2 734 977 et n 2 713 852 mentionnées précédemment dans la description. En effet, les conditions relatives aux valeurs de masquage et aux largeurs de bandes ainsi qu'à certaines valeurs de fréquence centrale fi peuvent être reprises au moins pour partie. Toutefois, en ce qui concerne le choix et le nombre de sous-bandes utilisées, le procédé de codage objet de la présente invention a pu être mis en oeuvre de manière avantageuse à partir de six sous-bandes. D'un point de vue pratique, il est apparu avantageux d'émettre des trames de données dans trois sous-bandes simultanément, une sous-bande parmi les fréquences basses et deux sous-bandes parmi les fréquences hautes. A titre d'exemple non limitatif, les valeurs de fréquence centrale fi sont désignées dans le tableau T2 ci-après, o i désigne le rang de la sousbande et fc la valeur de la fréquence centrale fc correspondant à la valeur fi de la figure 2b par exemple. TABLEAU T2 FREQUENCES BASSES FREQUENCES HAUTES i=15 soit f0=2925 Hz i=18 soit f0=4850 Hz i=16 soit fc=3425 Hz i=19 soit f0=5850 Hz i=20 soit f0=7050 Hz i=21 soit fc=8600 Hz En ce qui concerne la largeur de bande de la porteuse modulée nCSBi insérée dans chacune des sous- bandes de fréquences fi, la largeur choisie était de B = 350 Hz autour de chaque fréquence porteuse centrale fi-. D'une manière générale, on rappelle que les modèles de masquage utilisés peuvent reprendre le modèle psycho-acoustique décrit dans les demandes de brevet français précédemment citées dans la description. Ce modèle est inspiré de la spécification MPEG et les modifications introduites concernent uniquement une adaptation du calcul du masque et du filtre de coupure de type éliminateur de bande de largeur B = 350 Hz adapté au débit de 175 chips/s. Les essais réalisés en écoute sur les séquences sonores analysées ont montré l'inaudibilité du procédé de codage objet de la présente invention. De manière analogue à un choix spécifique du codage par étalement de spectre par séquence directe appliqué en fonction de la nature des champs des trames considérées, le type de modulation de phase appliquée à la porteuse CSBi, alors représentative de la séquence résultante EM à insérer, est également fonction du champ de données considéré, c'est-àdire le champ Do relatif au mot de synchronisation, respectivement les champs Dl et D2 relatifs aux données utiles. Dans ces conditions et ainsi qu'illustré en figure 2a3, la modulation de phase choisie appliquée à la porteuse CSBi est une modulation de phase MDP2 pour le mot de synchronisation MS en référence à la figure 2a2 et une modulation de phase MDP4 pour les données utiles des champs Dl et D2. Tant en ce qui concerne la modulation de phase réalisée à l'étape B autour de la fréquence centrale fi qu'à la réception pour assurer le décodage, ainsi qu'il sera décrit ultérieurement dans la description, le suivi de la phase peut être réalisé par une boucle de Costas de type MDP2 pour le mot de synchronisation MS et de type MDP4 pour les mots de données utiles Dl et D2. La boucle de Costas mise en oeuvre peut être une boucle du premier ordre. La levée de l'ambiguïté de phase de valeur n lors de la mise en oeuvre de la modulation de phase MDP2 pour le mot de synchronisation MS peut être réalisée à partir du signe du pic de corrélation relevé sur le mot de début, ainsi qu'il sera décrit ultérieurement dans la description, relativement au procédé de décodage objet de *la présente invention. Une description plus détaillée du procédé de décodage d'informations numériques dans un signal sonore, objet de la présente invention, sera maintenant donnée en liaison avec la figure 3al et les figures suivantes. En référence à la figure 3al précitée, et en raison de la répétition de N trames successives [Trk]N identiques, on dispose à la sortie du hautparleur du récepteur cible du signal sonore précité dans lequel les trames ou messages numériques à spectre étalé précédemment mentionnés ont été insérés successivement. Ainsi, pour un message donné, on dispose en réception E de N trames identiques afin de permettre d'assurer la mise en oeuvre du procédé de décodage objet de la présente invention. Les trames successives reçues sont soumises à décodage et démodulation, ainsi que représenté en figure 3a2. Dans ce but, la porteuse nCSBi modulée par la séquence résultante EM, soit par le message numérique et par la séquence d'étalement ESQ, est soumise à un décodage noté nCSBi ESQ par la séquence d'étalement ESQ. On obtient une porteuse modulée par le seul message numérique d'origine do, dl et d2. Une démodulation de cette dernière permet de restituer le message numérique, soit les champs do, dl et d2. En référence à la figure 3al, celui-ci consiste à calculer à l'étape F, pour au moins l'un des champs de données de chaque trame numérique Trk, la valeur de la fonction d'autocorrélation entre champs correspondants des trames successives. La valeur de la fonction d'autocorrélation est notée ACF(Di). A l'étape F, le calcul de corrélation est conduit pour toutes les sous- porteuses utilisées de fréquence centrale fi. Le mode opératoire du procédé de décodage objet de la présente invention permet ainsi de mettre en évidence un mode de fonctionnement utilisant le mot de synchronisation MS positionné en début de trame, champ Do, constitué par une séquence d'étalement unique ayant de bonnes propriétés d'autocorrélation, afin de permettre de réaliser sur les symboles suivants, c'est-à-dire sur les symboles représentés par les champs de données utiles D1 et D2, une détection sensiblement synchrone optimisant grandement la marge de corrélation et, en conséquence, les performances de l'ensemble du système. Par ailleurs, une fois le mot de synchronisation MS détecté lors de la réception, des niveaux des pics de corrélation sur les symboles suivant peuvent être mesurés et comparés à des valeurs de seuil en-dessous desquels la procédure de détection des fausses détections précédemment mentionnée peut être mise en oeuvre. Un réglage des valeurs de seuil permet d'avoir une plus ou moins faible probabilité de fausses détections de trames. Ainsi que représenté en figure 3a1, une étape I de détection du mot de synchronisation MS comprenant l'étape E de réception des N trames successives identiques et de démodulation et de décodage, suivie de l'étape F de calcul de la fonction d'autocorrélation sur le mot de synchronisation MS, soit le champ de données Do, délivrant la valeur de la fonction d'autocorrélation ACF(D0) peut consister, en une étape G, à comparer la valeur ACF(Do) précitée, par comparaison de supériorité, à une valeur de seuil de synchronisation S0. Cette valeur de seuil peut être comprise entre 0,20 et 0,26, soit 0,20 la comparaison étant notée ACF(Do) > So. Sur réponse négative au test de comparaison G, aucune trame n'ayant été détectée dans les sous-bandes d'insertion considérées, une étape H permet de rechercher une autre trame possible par retour HE à l'étape de réception E par décalage temporel du signal d'entrée. Sur réponse positive au test de comparaison G, la présence d'une trame ayant effectivement été détectée, une étape I est déclenchée afin d'initier le mode de détection des données des champs D1 et D2, la synchronisation étant acquise. L'étape I est suivie d'une étape J de calcul de corrélation sur le mot de données Dl et D2. Cette étape est conduite de façon analogue à celle de l'étape F, les valeurs de la fonction d'autocorrélation, calculées sur les champs de données Dl et D2 étant, pour cette raison, notées ACF(D1) et ACF(D2) respectivement. Les valeurs ACF(Dl) et ACDF(D2) retenues sont les valeurs maximales, ainsi qu'il sera décrit ultérieurement dans la description. L'étape J est suivie d'une étape K consistant à comparer les valeurs de la fonction d'autocorrélation précitées ACF(D1) et ACF(D2) à une valeur de seuil dite de fausse détection. Pour une valeur de seuil de fausse détection valable pour les champs de données Dl et D2, et, pour cette raison, notée S12, comprise entre 0,03 et 0,5, l'étape de comparaison K, notée ACF(D1) et ACF(D2) VD1 = D1 VD2 = D2. Compte tenu de ces observations, on indique que la structure des trames est adaptée pour assurer la meilleure détection possible. Pour cette raison, dans l'exemple précédemment donné, le mot de synchronisation MS a une longueur chip L, = 31 correspondant à une séquence pseudo-aléatoire PN privilégiée. Une telle séquence présente de bonnes propriétés d'autocorrélation, typiquement N au rang 0 et -1 ailleurs, alors que d'autre part, elle présente des valeurs d'intercorrélation faibles, typiquement la valeur -1 avec des séquences de Gold engendrées pour cette même séquence. Ainsi, le mot de synchronisation MS, c'est-à-dire le champ Do, est suivi dans la trame des champs de données utiles D1 et D2, lesquels sont alors, de préférence à partir de mots utiles d'origine di, d2, codés soit par des séquences de Gold de longueur chip Lc = 31, soit par des séquences de Walsch-Hadamard de longueur chip Lc = 16. Le mode de transmission réalisé à l'étape C de la figure 1 avec mot de début ou de synchronisation MS permet de coder un bit supplémentaire dépendant du signe du code émis, et donc du signe de la corrélation réalisée en réception sur le mot de données. Dans ces conditions, et grâce à l'introduction du codage M-aire, l'utilisation de quatre codes ou séquences d'étalement de spectre permet de coder trois bits, deux bits étant liés au code et un bit étant lié au signe, et l'utilisation de huit codes ou séquences d'étalement de spectre permet de coder quatre bits, trois bits étant liés au code et un bit étant lié au signe. Un code est une suite de bits aléatoires constitutive des séquences d'étalement de spectre considérées. La structure spécifique des trames mise en oeuvre pour assurer le codage du signal numérique dans le signal audiofréquence et le signal sonore conformément au procédé de codage objet de la présente invention, permet, en réception, c'est-à-dire pour la mise en oeuvre du procédé de décodage, de mettre en évidence deux modes opératoires successifs: - le mode de synchronisation de trame, o par exemple seule la valeur du code du mot de synchronisation MS est détectée; - un mode de décodage des données utiles, o l'ensemble des valeurs de code susceptibles d'être utilisées à l'émission pour le codage des champs de données utiles Dl et D2 est alors mis en oeuvre. Ainsi, lors de la mise en oeuvre du procédé de décodage objet de l'invention, pour des trames successives contenant un mot de synchronisation spécifique MS, la valeur du seuil Sv constitue une valeur de seuil de synchronisation. Elle peut être comprise entre Sv=SO=0,20 et 0,26 en fonction de la nature du canal acoustique et des propriétés de ce dernier et de l'introduction ou non d'un processus de correction d'erreur par vote à mode majoritaire. En ce qui concerne la valeur de seuil appliquée à la détection des données utiles, c'est-à-dire à la valeur de seuil Sv=S1 ou Sv=S2 appliquée lors du calcul de la fonctiond'autocorrélation correspondante pour les champs D1 et D2 de chaque trame, la valeur de seuil correspondante constitue une valeur de seuil de fausse détection. Elle est alors comprise entre 0,03 et 0,05 en fonction des séquences transmises par le canal acoustique, en l'absence de mise en oeuvre d'un processus de correction d'erreur par vote à mode majoritaire. En ce qui concerne le calcul des valeurs des fonctions d'autocorrélation ACF(Di), le calcul mis en oeuvre est un calcul du type classique par comparaison des valeurs des échantillons de signal reçus vis-à-vis des échantillons des séquences de codage connues. Le code ou séquence d'étalement de spectre donnant un pic de corrélation maximale est retenu lors du déplacement relatif du code contenu dans les trames et du code des séquences connues pour effectuer le calcul de la valeur de la fonction d'autocorrélation. Bien entendu, l'intérêt de la répétition de trames identiques, ainsi que mentionné précédemment dans la description, réside en la possibilité d'effectuer, pour la mise en oeuvre du procédé de décodage objet de la présente invention, un processus de correction d'erreur du type à vote majoritaire. Un tel mode opératoire est représenté en figure 3b. Selon un aspect particulièrement avantageux du procédé de décodage objet de la présente invention, dans le cadre de la mise en oeuvre du processus de correction d'erreur du type à vote majoritaire, la valeur de seuil déterminée constituant la valeur de seuil de synchronisation S0 est préférentiellement abaissée à la valeur égale ou inférieure à 0,20 de façon à permettre le décodage d'un plus grande nombre de trames au risque de détecter des trames fausses. Le décodage des données utiles des champs D1 et D2 peut alors être réalisé par corrélation de N = 2P codes avec les données utiles, P désignant le nombre de bits codés dans la trame. Les niveaux signés des pics de corrélation obtenus par le calcul des valeurs des fonctions d'autocorrélation de chaque code et des données utiles peuvent être intégrés sur un nombre M de mots donnés, le nombre M définissant la profondeur du vote majoritaire précité. D'une manière générale, on indique qu'aucun processus de normalisation des valeurs calculées n'est réalisé. De manière plus spécifique, la détection des mots de données des champs D1 etD2 associée à un processus de correction d'erreur à vote majoritaire peut être mise en oeuvre, ainsi que représenté en figure 3b, suite à l'étape I de la figure 3al de détection de la présence trame, la synchronisation étant acquise. Dans ces conditions, en référence à la figure 3b, l'étape I précitée peut être suivie d'une étape Jm de calcul des corrélations sur le mot des données Dlk et D2k, k désignant l'indice de la trame reçue considérée. Ce calcul conduit de manière analogue à celle de l'étape J de la figure 3al, on indique toutefois que les valeurs des fonctions d'autocorrélation calculées sur les champs de données Dlk et D2k sont notées: ACF(Dlk) = Slk et ACF(D2k) = S2k. Le processus de détection avec correction d'erreur par vote majoritaire est alors conduit compte tenu de l'indice k de la trame considérée vis-àvis de la valeur M définissant la profondeur du vote majoritaire introduit. Dans ce but, l'étape Jvm est suivie d'une étape Kvm de comparaison d'infériorité de la valeur d'indice de trame k à la valeur M. Pour une succession de trames d'indice k successif, les valeurs résultantes Sx, Sy des fonctions d'autocorrélation de chaque champ de données calculées, visà-vis de chacun des codes ou séquences d'étalement de spectre utilisés, sur les trames d'indice antérieur k-1 à 1 sont actualisées. pour obtenir les valeurs résultantes actualisées de ces fonctions d'autocorrélation. Ainsi, sur réponse positive au test Kv, l'indice k de la trame courante reçue n'ayant pas atteint la valeur M, les valeurs Sx,, et Sy des fonctions d'autocorrélation sont actualisées à l'étape Mv par sommation de la valeur de la fonction d'autocorrélation correspondante relative à la trame courante de rang k. L'opération d'actualisation est notée: Sx = Sx + Slk Sy = Sy + S2k Au contraire, sur réponse négative au test de comparaison d'infériorité Kvm, l'indice k de la trame courante ayant atteint la valeur M, les valeurs Sx etSy des fonctions d'autocorrélation sont actualisées à l'étape Lv, d'une part, par sommation de la valeur de la fonction d'autocorrélation correspondante relative à la trame courante de rang k, et, d'autre part, par soustraction de la valeur de la fonction d'autocorrélation correspondante calculée sur la trame de rang k-M. Ceci permet de ne prendre en compte que M trames successives. Les valeurs résultantes maximales de la valeur absolue des fonctions d'autocorrélation Sx et Sy obtenues aux étapes Mv et Lv sont alors soumises à une étape Nvm de test de comparaison d'infériorité à une valeur de seuil de fausse détection. L'étape Nv précitée est comparable à l'étape K de la figure 3aj, la valeur de seuil de la fausse détection portant, comme dans le cas de la figure 3a1, sur les champs de données D1 et D2 étant notée pour cette raison S12. La comparaison au test Nv est notée Sx et Sy Sur réponse positive au test Nv, les valeurs résultantes des fonctions d'autocorrélation Sx etSy étant inférieures à la valeur de seuil de fausse détection, S12, une étape Pv délivrant un signal de fausse détection est appelée. Au contraire, sur réponse négative au test Nv, une étape O0 de validation de valeurs de code comme valeur des données reçues, notée VD1 = D1 et VD2 = D2 est appelée. On indique en outre que les valeurs résultantes Sx et Sy peuvent être remises à la valeur zéro, lors d'un changement brusque des valeurs calculées des fonctions d'autocorrélation de trame Slk ou S2k, lors par exemple d'un changement de message numérique transmis et reçu. Enfin, on indique que la valeur du seuil de fausse détection S12 peut être adaptée au cours du processus de détection, le choix d'une valeur élevée de seuil de fausse détection, telle que la valeur 0,9 ou une valeur supérieure, permettant au début du processus de détection de se prémunir d'erreurs éventuelles. Des essais expérimentaux ont été réalisés à partir d'enregistrements de signaux sonores, dits séquences d'essais, dans lesquels des données numériques ont été insérées conformément au procédé de codage objet de la présente invention. Les comptes rendus d'essais ci-après concernent le procédé de décodage mis en oeuvre en l'absence de correction par vote majoritaire, respectivement en présence d'une correction de ce type. Les références des enregistrements sont donnés en relation avec les conditions d'enregistrement et environnementales du signal sonore correspondant. Les références des séquences d'essais sont données ciaprès: - 12_1: enregistrement en salle de réunion (vide) à 50 cm de distance; - 12_2: enregistrement en salle de réunion (vide) à 4 m; - 13_1: enregistrement en appartement à 3 m sans bruit; - 13_2: enregistrement en appartement à 3 m avec bruit préenregistré de niveau identique au niveau sonore du signal sonore; - 14_1: enregistrement en appartement à 1,9 m avec bruit préenregistré au même emplacement mais de niveau inférieur au niveau sonore du signal utile; - 15_1: enregistrement en voiture de type "Ford Galaxy", en l'absence de bruit, fenêtres ouvertes pendant une durée de 12 mn puis fenêtres fermées pendant une durée de 13 mn; "Ford" et "Galaxy" sont des marques déposées; - 15_2: enregistrement en voiture de type "Ford Galaxy" avec bruit fort, fenêtre fermées pendant 12 mn et fenêtres ouvertes pendant 12 mn; - 16 1: enregistrement en voiture de type "Ford Galaxy" avec bruit, niveau sonore utile plus fort, fenêtres fermées pendant 12,30 mn puis fenêtres ouvertes pendant 12,30 mn. Le tableau T3 introduit ci-après donne les paramètres de décodage sur la séquence d'essais 13_2 précédemment mentionnée avec un décodage à vote majoritaire de profondeur M pour un seuil de fausse détection S1 = S2 = FD = 0,5 et un seuil de synchronisation égal à So = 0,2. TABLEAU T3 Séquence Nb de trames Nb de bits Nb de trames encodée insérées encodés par 30 sec 13_2 2 916 46 656 58 Profondeur du Nb-trames Nb d'erreurs Nb de trames votre décodées bits reçues en majoritaire M moyenne par 30 secondes 505 2 10 550 0 11 574 0 11 593 0 11 La profondeur M du vote majoritaire varie de 10 à et la séquence d'essais 13_2 est une séquence audiofréquence de 25 minutes d'enregistrement réalisée dans les conditions mentionnées précédemment. En référence au tableau précité, on indique que pour des valeurs M de profondeur du vote majoritaire inférieures à 20, des erreurs peuvent subsister. Ces erreurs peuvent par exemple être supprimées en augmentant la valeur de seuil de fausse détection, cette valeur pouvant être portée à la valeur FD = 0,8 par exemple avec toutefois un plus faible nombre de trames décodées. Ainsi, augmenter la profondeur M du vote majoritaire permet de décoder un plus grand nombre de trames qui étaient toutefois identifiées comme donnant lieu à une fausse détection pour des valeurs de M plus faibles. Le tableau suivant, tableau T4 introduit ci-après, effectue un rappel des performances obtenues à partir des différentes séquences d'essais précédemment mentionnées dans la description. Les séquences d'essais correspondant à ces enregistrements étaient constituées par des séquences de minutes chacune. Les profondeurs de correction par vote majoritaire étaient respectivement M=0, pas de correction, chaque trame étant décodée individuellement, M=10 et M=50. Lors des essais réalisés, le seuil de détection des données utiles Si et S2 était égal à 0,2 alors que le seuil de fausse détection FD = So était égal à 0,5. TABLEAU T4 Type Nb trames Nb erreurs TBR (%) Nb de de décodées bit trames/30s séquences M=0/M=10/M=50 M=0/M=10/M=50 M=0/M=10/M=50 M=0/M=10/M=50 12_1 1763/2108/2112 1258/0/0 60/72/72 35/42/42 12_2 1916 / 2189 / 2192 1128 / 0 / 065/75/75 38 / 43 / 43 13_1 1422/ 1683 / 1683 493 / 0 / 049/58/58 28 / 33 / 33 13_2 412/505/610 653/0/0 14/17/21 8/10/12 14_1 677/844/957 781/0/0 23/29/33 13/16/19 _1 773/956/1043 967/0/0 27/33/36 15/19/20 -2 558/750/838 926/2/13 20/26/29 11/15/16 16_1 850/ 1048/11601295/1/19 29/36/40 17/20/23 Dans ce tableau TBR, exprimé en %, désigne le taux de bonne réception, c'est-à-dire le rapport du nombre de trames décodées au nombre de trames encodées. Le nombre de trames par 30 secondes, noté Nb de trames 30/s, désigne le nombre de trames décodées en moyenne sur 30 secondes. A l'observation du tableau 4 précité, on indique que le choix d'une profondeur de vote majoritaire M=50 par rapport à M=10 permet d'augmenter significativement le nombre de trames décodées dans les séquences d'essais plus riches en codes ou séquences d'étalement, c'est-à-dire les séquences 13_2, 14_1, 15_1 et 15_2. A priori, le choix de M=50 est justifié dans le cadre des essais précités par la nécessité de répondre au critère de recevoir au moins un code toutes les 30 secondes. Le nombre d'erreurs/bit relevé lors du décodage est significativement réduit par la correction d'erreurs par vote majoritaire. On note cependant que pour une profondeur M=10, deux erreurs sur la séquence 15_2 et une erreur sur la séquence 16_1 ont été mises en évidence. Il en est de même pour une profondeur M=50, treize erreurs sur la séquence 15_2 et dix-neuf sur la séquence 16_1 ayant été identifiées. Dans ces conditions, et en référence à ces résultats, on indique que les valeurs de seuil peuvent être relevées, le seuil de fausse détection FD pouvant être relevé à 0,8 ou 0, 9 pour garder une marge de sécurité. Toutefois, l'augmentation de cette valeur de seuil a pour conséquence de transformer le résultat du décodage d'un certain nombre de trames décodées et acceptées comme valides en trames déclarées comme soumises à une fausse détection. Le nombre de trames décodées est alors réduit. Une description plus détaillée d'un dispositif de codage d'informations numériques dans un signal sonore permettant la mise en oeuvre du procédé de codage et de décodage, objet de la présente invention, précédemment décrit dans la description, sera maintenant donnée en liaison avec la figure 4a1 et les figures suivantes. Le dispositif de codage d'informations numériques dans un signal audiofréquence et en conséquence dans un signal sonore, objet de la présente invention, tel que représenté en figure 4al, a pour objet de constituer l'information numérique sous forme de trames numériques à spectre étalé de longueur fixe telles que décrites précédemment dans la description et représentées en figure 2a3. Les trames numériques à spectre étalé comportent en conséquence un mot de synchronisation MS, constituant le champ Do de la trame précitée, et au moins un champ de données utiles, les champs de données Dl, D2 précédemment décrits. En référence à la figure 4a1 on indique que le dispositif de codage objet de la présente invention, comporte au moins un module 1 de traitement à partir d'une séquence d'étalement de spectre du champ de données utiles de chaque message numérique, chaque message numérique étant constitué par les champs de données message d'origine dl et d2 précédemment mentionnés dans la description, pour engendrer un message numérique à spectre étalé représenté par chaque trame précédemment mentionnée dans la description. Le dispositif de codage d'informations numériques dans un signal sonore, objet de la présente invention, comporte en outre un module 2 d'insertion du message numérique à spectre étalé dans au moins une sous-bande de fréquence d'un signal audiofréquence AS, afin d'engendrer le signal audionumérique marqué, noté AS*. Bien entendu, le module 2 d'insertion du message numérique à spectre étalé dans une sous-bande de fréquence du signal audiofréquence peut comporter également un étage de transmission assurant la transmission radioélectrique du signal audionumérique marqué AS* précité. D'une manière plus spécifique, on indique que le module 2 d'insertion du message numérique à spectre étalé dans au moins une sous-bande de fréquence du signal audiofréquence AS opère l'insertion précitée à partir d'une modulation de phase de porteuse, la porteuse CSBi de fréquence centrale fi, et insertion de la porteuse modulée par modulation de phase à partir de la séquence résultante EM dans le signal audiofréquence filtré AS-, dans lequel une bande de fréquences de fréquence centrale fi a été supprimée par filtrage, ainsi qu'il sera décrit ultérieurement dans la description. Enfin, le dispositif de codage d'informations numériques dans un signal sonore, objet de la présente invention, tel que représenté en figure 4a1, comprend en outre un module 3 de lecture successive de chaque trame de longueur fixe, c'est-à-dire des données utiles d'un message numérique d'origine constitué par exemple par des champs de données utiles do et dl, ces champs de données utiles devant être insérés dans le signal sonore conformément au procédé de codage objet de la présente invention. Le module 3 de lecture successive de chaque trame de longueur fixe permet d'engendrer le signal audionumérique marqué AS* et bien entendu le message répétitif inséré dans le signal sonore dans les conditions qui seront explicitées ci-après. Ainsi que représenté sur la figure 4a, on indique que le module 1 de traitement à partir d'une séquence d'étalement de spectre du champ de données utiles comporte un module de mémorisation et de lecture d'au moins une séquence d'étalement de spectre. Ainsi que représenté sur la figure 4a1, le module de mémorisation et de lecture des séquences d'étalement de spectre peut comporter un premier module 10 de mémorisation d'une séquence d'étalement de spectre spécifique constituant le mot de synchronisation, cette séquence d'étalement de spectre spécifique étant désignée par a_d(t). En outre, le module de mémorisation et de lecture des séquences d'étalement de spectre comporte un deuxième module de mémorisation et de lecture de séquences d'étalement de spectre, portant la référence 11, et permettant le codage des données utiles, à partir de séquences d'étalement de spectre spécifiques, notées code_ik(t), et code qk(t). Ainsi que mentionné précédemment dans la description, on indique que les séquences d'étalement de spectre mémorisées dans le module 10 correspondent de préférence à une séquence pseudo-aléatoire à longueur maximale privilégiée pour constituer le mot de synchronisation MS, alors que les séquences d'étalement de spectre mémorisées dans le module 11 sont de préférence constituées par des séquences de Gold ou de Walsh- Hadamard. Le module 1 de traitement à partir d'une séquence d'étalement de spectre comporte en outre un module de sélection, noté SW0, et représenté de manière symbolique par un commutateur entre deux positions, une première position I correspondant à la lecture d'une séquence d'étalement de spectre spécifique a_d(t) pour constituer le mot de synchronisation, et une position II correspondant à une lecture d'au moins une séquence d'étalement de spectre code_ik(t) et code_qk(t) pour effectuer le traitement par étalement de spectre des champs de données dl et d2 et obtenir ainsi les champs de données utiles à spectre étalé Dl et D2. Bien entendu, le module de sélection SW0 est piloté et commandé par l'intermédiaire du module 3 de lecture successive de chaque trame de longueur fixe dl, d2, afin d'effectuer en position I l'introduction du mot de synchronisation MS constitué par la séquence d'étalement de spectre a_d(t), puis le traitement par étalement de spectre en position II pour obtenir les champs de données utiles précités. Le module 1 de traitement à partir d'une séquence d'étalement de spectre comporte en outre un module 12 de multiplication de la séquence des bits représentative des champs de données utiles dl et d2 par une des séquences d'étalement de spectre, c'est-à-dire l'une des séquences code_ik(t) ou code_qk(t). Le module de multiplication de la séquence de bits représentative du champ de données utiles par une des séquences d'étalement de spectre porte la référence 12. Il permet, par commutation au moyen d'un module de sélection SW1 d'une position I à une position II, d'une part, l'introduction du mot de synchronisation MS, constitué par la séquence d'étalement de spectre a_d(t) et, d'autre part, le traitement par étalement de spectre des champs de données utiles pour engendrer la séquence résultante EM telle que représentée en figures 2a1 et 2a2 par exemple. Enfin, le module 2 d'insertion du message numérique à spectre étalé, c'est-à-dire de la séquence résultante EM dans l'une des sous-bandes de fréquence du signal audiofréquence AS, reçoit la séquence résultante précitée EM. Il permet, par modulation de phase de la porteuse CBSi de fréquence centrale fi précédemment mentionnée, d'assurer l'insertion de cette porteuse modulée, ainsi que mentionné précédemment dans la description, puis la transmission de cette dernière avec le signal audiofréquence marqué AS* par modulation de canal, telle qu'une modulation de fréquence par exemple. En ce qui concerne la modulation de phase de la porteuse précitée, on indique qu'un module de sélection SW2 est prévu, lequel est commandé en synchronisme du module de sélection SW0 et du module de sélection SW1, pour assurer la modulation de phase de type BPSK, c'est-à- dire de type MDP2, pour l'insertion du mot de synchronisation MS en position I, respectivement la modulation de phase de type QSPK, c'est-àdire la modulation de phase MDP4 cohérente en position II, pour l'insertion des champs de données utiles à spectre étalé D1 et D2. En ce qui concerne l'insertion du mot de synchronisation, on indique que dans un mode de réalisation avantageux, cette insertion au niveau du processus de traitement par étalement de spectre et du module de multiplication de la séquence des bits 12, peut être effectuée par l'intermédiaire du module de sélection SW1 permettant de piloter le module 12 précité à partir de deux positions de sélection I et II. Le module de sélection SW1 permet la commande du module de multiplication de la séquence des bits 12 à partir, soit de données spécifiques constantes, notées Ai=l, Bi=0, permettant en fait la transmission par le module de multiplication de la séquence des bits 12 de la seule séquence d'étalement de spectre ad(t) lors de la commutation du module de sélection SW, sur la position I, respectivement l'alimentation et la commande du module de multiplication de la séquence des bits 12 par l'intermédiaire de bits ai et bi du champ des données utiles dl et d2 mémorisées dans le module 3 de mémorisation, ainsi qu'il sera décrit ultérieurement dans la description. Le module 2 d'insertion du message numérique à spectre étalé dans au moins une sous-bande de fréquence permet alors la transmission du signal audionumérique marqué AS*, c'est-à-dire des champs de données utiles Do, Dl et D2 constitutifs de chaque trame de longueur constante précédemment décrites dans la description. Une description plus détaillée du module 12 de multiplication de la séquence des bits et du module 2 d'insertion par modulation de porteuse sera maintenant donnée en liaison avec la figure 4a2. Le mode de réalisation précité est remarquable en ce qu'il permet d'assurer un passage simple du processus de modulation de type BPSK, pour l'insertion du mot de synchronisation MS, au processus de modulation de type QPSK pour le traitement par étalement de spectre des données utiles par simple commutation, au niveau notamment de la commande du module 12 de multiplication de la séquence des bits, ainsi qu'il sera décrit ci-après. Dans ce but, l'ensemble constitué par le module 12 de multiplication de la séquence des bits et le module 2 d'insertion par modulation de porteuse peut comprendre avantageusement une voie de traitement en phase, notée voie I, et une voie de traitement en quadrature de phase, notée voie Q, permettant d'assurer le passage de l'un à l'autre des types de modulation, et réciproquement. Ainsi que représenté sur la figure 4a2 précitée, le module 12 de multiplication de la séquence des bits comprend un premier, 121, et un deuxième, 122, multiplicateur recevant les bits de données utiles, d'une part, et la séquence d'étalement de spectre permettant le traitement par étalement de spectre pour engendrer la séquence résultante EM précitée. Ainsi, en référence aux figures 4al et 4a2, la commande du module 12 de multiplication de la séquence des bits est la suivante: * Module de sélection SW0 en position I: - Le premier multiplicateur 121 reçoit une valeur de bit constante pendant toute la durée de la séquence d'étalement correspondant à la valeur Ai=1, ainsi que la séquence d'étalement de spectre spécifique a_d(t) pour délivrer la même séquence d'étalement de spectre ad(t) constitutive du mot de synchronisation MS. - Le deuxième multiplicateur 122 reçoit, pendant la même durée de la séquence d'étalement de spectre ad(t), une valeur de bit Bi=0 et, en outre, une séquence d'étalement de spectre de valeur sensiblement nulle, le deuxième multiplicateur 122 délivrant une valeur 0. * Module de sélection SW0 en position II: - Le premier multiplicateur 121 reçoit le bit ai lu à partir du champ de données utiles dl ou d2 ainsi que la séquence d'étalement de spectre notée code_ik(t); - Le deuxième multiplicateur 122 reçoit une valeur de bit arbitraire bi successive à la valeur de bit ai des champs de données utiles dl ou d2, ainsi qu'une autre séquence d'étalement de spectre, notée code_qk(t). On comprend en particulier que le premier, 121, et le deuxième, 122, multiplicateur, délivrent alors sur la position II précitée le produit des valeurs de bit ai respectivement bi avec la séquence d'étalement de spectre correspondante, code_ik(t), respectivement code_qk(t), ainsi que représenté en figure 2a1. En résumé, en fonction de la position de commutation I ou II du module de sélection SW0, le premier multiplicateur 121 délivre la séquence d'étalement de spectre a_d(t) constitutive du mot de synchronisation MS et le deuxième multiplicateur 122 ne délivre aucun signal, respectivement la valeur traitée par traitement par étalement de spectre du bit ai et du bit bi. On comprend bien sûr que le premier multiplicateur 121 constitue l'un des éléments de la voie en phase I et le deuxième multiplicateur 122 constitue l'un des éléments de la voie en quadrature de phase Q. En ce qui concerne le module 2 d'insertion par modulation de porteuse, on indique que celui-ci comprend également les éléments nécessaires à la constitution des voies en phase et en quadrature de phase. Dans ces conditions, le module 2 précité comporte un premier multiplicateur d'amplitude et de phase, portant la référence 21, recevant le signal délivré par le premier multiplicateur 121 du module 12 de multiplication de la séquence des bits, ainsi que la porteuse CSBi de la forme CSBi = cos2nfit Le multiplicateur d'amplitude et de phase 21 délivre une composante de porteuse modulée en phase, notée nCBSi*. En outre, un dispositif atténuateur 23 recevant l'information d'atténuation AM correspondant à la valeur de masque nécessaire afin de rendre la porteuse modulée non audible dans le signal audiofréquence AS dans laquelle cette dernière est insérée pour constituer le signal audionumérique marqué AS*, est prévu, ce module atténuateur 23 recevant la composante de porteuse modulée en phase précitée et délivrant une composante de porteuse modulée en phase mise en forme à un dispositif sommateur 25. En outre, le module 2 d'insertion par modulation de porteuse comporte un deuxième multiplicateur d'amplitude et de phase 22, recevant le signal délivré par le multiplicateur 122 du module 12 de multiplication de la séquence des bits, ainsi qu'une composante de porteuse en quadrature de phase, notée -sin2ifit. Le multiplicateur d'amplitude et de phase 22 délivre une composante de porteuse en quadrature de phase modulée, notée 7CSBi**, à un module atténuateur 24 recevant la même information d'atténuation de masque AM. Le module atténuateur 24 délivre la composante de porteuse en quadrature de phase modulée et mise en forme au circuit sommateur 25, lequel restitue la porteuse modulée nCSBi, représentative du message numérique et de la trame numérique à spectre étalé constituée par le mot de synchronisation MS formé par le champ Do puis par les champs de données utiles D1 et D2. Bien entendu, les composantes de porteuse en phase cos2nfit respectivement en quadrature de phase -sin2Kfit sont délivrées à partir d'un même générateur 20 de porteuse dont la fréquence centrale est ajustée à partir de la valeur de fréquence centrale fi et d'un déphaseur de n/2. Un schéma équivalent du dispositif de codage représenté en figure 4a2 est représentéen figure 4a3 lorsque les modules de sélection successifs SW0, SW1 et SW2 sont en position I pour l'insertion du mot de synchronisation dans chaque trame. En référence à la figure 4a3, on comprend en particulier que la voie en phase I comprenant le premier multiplicateur 121, lequel délivre en fait dans cette position de commutation la séquence d'étalement ad(t) au premier multiplicateur d'amplitude et phase 21, ce premier multiplicateur d'amplitude et de phase 21 et le premier atténuateur de mise en forme 23 constituent en fait la voie en phase I précitée, celle-ci délivrant au circuit sommateur 25 le mot de synchronisation constitué par la séquence d'étalement de spectre ad(t). En outre, la voie en quadrature de phase Q. formée par le deuxième multiplicateur 122, le deuxième multiplicateur d'amplitude et de phase 22 et le deuxième circuit atténuateur 24, ne délivre au contraire aucun signal au circuit sommateur 25, le deuxième circuit atténuateur 24 pouvant, dans de telles conditions, introduire une atténuation infinie par exemple. Pour cette raison, la voie Q sur la figure 4a3 est représentée en pointillés. Sur la figure 4a4, on a représenté un schéma équivalent du dispositif représenté en figure 4a2 lorsque les modules de sélection SW0, SW1 et SW2 de la figure 4a1 sont en position de commutation II pour assurer le traitement par étalement de spectre des données utiles. Dans ces conditions, les voies en phase I et en quadrature de phase Q permettent d'assurer le traitement par étalement de spectre de deux bits successifs ai et bi du champ utile des données di et d2 précédemment mentionné. Dans cette configuration toutefois, la voie en phase I et en quadrature de phase Q jouent chacune pleinement leur rôle pour engendrer la porteuse modulée en phase représentative des champs de données utiles D1 et D2. Un justificatif du mode opératoire du dispositif de codage représenté en figures 4a1 et 4a2 sera maintenant donné en liaison avec les figures 4a3 et 4a4: À Emission du mot de synchronisation MS Le signal émis pendant le mot de synchronisation est de la forme: Relation 5 Do = AM.ad(t)cos 2K fit * Emission des données traitées par étalement de spectre: Lors de l'émission des données traitées par étalement de spectre, juste après l'émission du mot de synchronisation, le signal émis lors de l'émission des données traitées précitées, vérifie la relation: Relation 6 D1,D2 = AM.ai.code_ik(t).cos2nfit-AM.bi code_qk(t).sin27fit Dans les relations précitées, les expressions ci- après sont définies de la manière suivante: codeik(t) et code_qk(t) désignent les séquences d'étalement appliquées sur la voie en phase, respectivement en quadrature de phase, ces séquences étant choisies pour k E [O0,n-l] o n désigne le nombre de séquences d'étalement disponible pour assurer la mise en oeuvre du procédé de codage objet de la présente invention, AM désigne la valeur du masque dans la sous-bande de fréquence centrale fi pour modulation de la porteuse CSBi correspondante, ai, bi désignent un couple de bits successifs à émettre à un instant donné par modulation MDP4 cohérente, en l'occurrence les bits b6 et b7 suivant la règle de codage définie précédemment, a_d(t) désigne la séquence d'étalement retenue pour constituer le mot de synchronisation. En ce qui concerne le choix des séquences d'étalement, on indique que les performances du dispositif de codage et de décodage, objet de la présente invention, sont sensiblement améliorés si l'on choisit deux séquences d'étalement ou codes différents pour les deux voies, voie en phase I et voie en quadrature de phase Q. Il est donc opportun de choisir deux séquences d'étalement présentant une fonction d'intercorrélation au décalage 0 la plus faible possible, afin de limiter l'interférence entre les deux voies précitées. Une description plus détaillée d'un dispositif de décodage d'informations numériques introduites dans un signal sonore conformément au procédé de codage objet de la présente invention et grâce à la mise en oeuvre du dispositif de codage précédemment décrit sera maintenant donnée en liaison avec la figure 5a1 et les figures suivantes. Afin d'améliorer la fiabilité et la robustesse du processus de décodage d'informations numériques introduites dans un signal sonore objet de la présente invention, on indique que le processus de détection des trames et des messages numériques à spectre étalé transmis est primordial, afin de permettre de repérer des instants o se situent les données dans le signal sonore. Le procédé de décodage objet de la présente invention a donc pour objet de scruter en permanence le signal sonore reçu, au niveau du dispositif nomade d'extraction des données, afin de détecter le mot de synchronisation MS constitué par le champ de données Do de chaque trame transmise. Lorsque le mot de synchronisation précité est effectivement détecté, le procédé de décodage objet de la présente invention permet alors de décoder les données utiles qui suivent le mot de synchronisation précité. Le dispositif de décodage d'informations numériques objet de la présente invention tel que représenté en figure 5a1 tient compte, de manière particulièrement avantageuse, du fait que le mot de synchronisation, d'une part, MS est constitué par une séquence d'étalement pure, alors que les champs de données utiles D1 et D2 correspondent, d'autre part, à des champs de données utiles traitées par étalement de spectre, dans lesquels il est possible de mettre en évidence, par corrélation, l'une des séquences d'étalement de spectre utilisées à l'émission pour assurer le traitement précité. Dans ces conditions, et compte tenu de la remarque précédente, le dispositif de décodage objet de la présente invention est conçu de manière à ce qu'un maximum d'éléments ou de sous-éléments fonctionnels utilisés pour le processus de détection du mot de synchronisation sont en outre également utilisés pour assurer le décodage des données utiles par corrélation. Ainsi, et selon un aspect particulièrement remarquable du dispositif de décodage objet de la présente invention, celui-ci comporte, ainsi que représenté en figure 5a1, un module de détection du mot de synchronisation permettant de discriminer l'existence de la réception d'une trame numérique à spectre étalé, et un module de décodage des données utiles des champs de données utiles associé au mot de synchronisation précité. En particulier, on comprend que pour assurer la détection du mot de synchronisation, le dispositif de décodage objet de la présente invention tel que représenté en figure 5a, comprend, notamment, une voie de corrélation permettant de calculer la fonction d'autocorrélation de la séquence d'étalement ad(t) constitutive du mot de synchronisation utilisée à l'émission pour détecter ce dernier, alors qu'au contraire, le dispositif de décodage objet de la présente invention comporte une pluralité de voies de corrélation constituant un banc de corrélateurs pour assurer le décodage des données utiles transmises et reçues, en raison bien entendu du codage M-aire introduit à l'émission. On comprend en particulier que les circuits de traitement en amont de la voie de corrélation, respectivement de la pluralité de voies de corrélation constituant le banc de corrélateurs, peuvent être communs en raison de la nature similaire du mot de synchronisation et des données à spectre étalé dans le domaine fréquentiel. On comprend également qu'à partir de la voie de corrélation mise en oeuvre pour le dispositif de décodage objet de la présente invention, respectivement de la pluralité de voies de corrélation constituant un banc de corrélateurs pour la mise en oeuvre de ce même dispositif de décodage pour le décodage des données utiles à spectre étalé, cette voie de corrélation et ce banc de corrélateurs mettent en oeuvre des modules de calcul de la fonction d'autocorrélation entre le message numérique démodulé sur ce champ et la séquence d'étalement de spectre utilisée au codage, ainsi qu'un module de comparaison de la valeur de la fonction d'autocorrélation précitée à une valeur de seuil, tant pour la détection du mot de synchronisation que pour le décodage des données utiles à spectre étalé. Dans le cas du décodage des données utiles à spectre étalé, au champ de données utiles précité est attribuée la valeur décodée du code de ce champ si la valeur de la fonction d'autocorrélation est supérieure à la valeur de seuil précitée, alors qu'un signal de fausse détection est engendré dans le cas contraire. Un mode de réalisation spécifique particulièrement avantageux comportant les éléments fonctionnels communs en amont de la voie de corrélation et des voies de corrélation, constituant un banc de corrélateurs, sera maintenant décrit en liaison avec la figure 5a1 dans le cas de l'utilisation à l'émission de séquences d'étalement de spectre pour la voie en phase, respectivement en quadrature de phase, une structure analogue pouvant alors être avantageusement prévue pour la réalisation du dispositif de décodage objet de la présente invention. Dans ces conditions, le module de détection du mot de synchronisation et le module de décodage des données utiles peuvent comprendre, pour constituer une voie en phase I, respectivement en quadrature de phase Q, ainsi que représenté en figure 5aj, un module 4 de démodulation en bande de base de l'onde porteuse reçue modulée et codée, notée r(t), l'onde porteuse précitée correspondant bien entendu à une onde porteuse dont la fréquence centrale est la fréquence fi dans laquelle les données ont été introduites à l'émission. Ainsi que représenté sur la figure précitée, le module 4 de démodulation en bande de base peut comporter avantageusement, pour chaque voie en phase I, respectivement en quadrature de phase Q, un dispositif de changement de fréquence 41, respectivement 43, recevant, d'une part, l'onde porteuse modulée reçue nCSBi représentative de la trame numérique à spectre étalé et désignée sur la figure 5al par r(t). Chaque dispositif de changement de fréquence 41, 43 reçoit respectivement une onde porteuse de référence, de même fréquence centrale fi mais de phase arbitraire 9 par rapport à l'onde porteuse modulée reçue précitée. Le Dispositif de changement de fréquence 43 reçoit bien sûr l'onde porteuse de référence déphasée de n/2 et de la forme -sin(2nfit+p). Enfin, et de manière classique, le module 4 de démodulation en bande de base de l'onde porteuse modulée et codée reçue comporte un filtre passe-bas 42, respectivement 44, pour la voie correspondante en phase I respectivement Q recevant le signal délivré par le dispositif de changement de fréquence 41, respectivement 43, et délivrant chacun une composante de signal en bande de base en phase, respectivement en quadrature de phase, notée Xr et Y i respectivement. De manière particulièrement avantageuse, on indique que le dispositif de décodage, objet de la présente invention, peut également comporter une boucle à verrouillage de phase, portant la référence 5 sur la figure 5a1, permettant en fait de corriger la référence de phase de l'onde porteuse de référence, c'est-à-dire la valeur p attribuée à celle-ci, par rapport à l'onde porteuse modulée et codée reçue. Dans un mode de réalisation non limitatif, la boucle à verrouillage de phase 5 peut comprendre une unité de calcul 50 recevant la composante en phase Xr, respectivement en quadrature de phase Yi délivrées par le module 4 de démodulation en bande de base de l'onde porteuse modulée et codée reçue. Le module de calcul 50 délivre, à partir des composantes précitées, la valeur des composantes réelle Re, respectivement imaginaire Im des composantes de signal en bande de base en phase, respectivement en quadrature de phase. Un circuit 51 permet alors de calculer de manière classique la valeur de p et de piloter un oscillateur local commandé en tension délivrant au module de calcul 50 des composantes sin(p) et cos(p) permettant de corriger la valeur de phase p. En particulier, lors de la réception du mot de synchronisation MS en modulation BPSK, c'est-à-dire du champ Do, la valeur de p est donnée par la relation: Relation 7 ReIm =(Xr)2+(y i)2 Au contraire, dans le cas de la réception des données utiles à spectre étalé, et donc d'une modulation de type QPSK, la valeur de 9 est donnée par la relation: Relation 8 -4ReIm(Re2 -Im2) (X2_r+Y 2 - if En outre, la boucle à verrouillage de phase 5 est associée à un module 6 de sous-échantillonnage de chaque composante de signal en bande base en phase et en quadrature de phase ou, plus particulièrement, des composantes de signal en bande de base en phase et en quadrature de phase dont la valeur de phase a été corrigée par la boucle à verrouillage de phase 5, c'est-à-dire des signaux Re et Im. Le module 6 de sous- échantillonnage peut être placé en amont de la boucle à verrouillage de phase. Le module de sous-échantillonnage 6 peut comporter, ainsi que représenté sur la figure 5al, des sous- échantillonneurs de type classique, représentés par un interrupteur commandé 61 et 62 sur la voie en phase, respectivement en quadrature de phase. Ces éléments ne seront pas décrits plus en détail car ils correspondent à des éléments connus de l'état de la technique. On indique simplement que le rapport de sous-échantillonnage peut correspondre à l'échantillonnage de quatre points sur la durée Tc correspondant à la période chip représentée en figure 2a1. Enfin, le dispositif de décodage objet de la présente invention tel que représenté en figure 5a, comprend un module 7 de calcul des fonctions d'autocorrélation précitées, recevant la composante de signal en bande de base en phase, respectivement en quadrature de phase sous-échantillonnée délivrée par le module de sous-échantillonnage 6. s En ce qui concerne le module 7 de calcul des fonctions d'autocorrélation, on indique que celuici comporte, ainsi que représenté sur la figure 5al, une pluralité de voies de corrélation constituées en banc de corrélateurs. Ainsi, n voies de corrélation sont affectées à la voie en phase I, respectivement à la voie en quadrature de phase Q. Les voies de corrélation sont formées par un circuit multiplicateur 70i1, 70ij, 70in, recevant en outre une séquence d'étalement d'émission, suivis chacun d'un dispositif sommateur, portant la référence 71il, 71ij à 71in pour la voie en phase I, les voies de corrélation pour la voie en quadrature de phase Q étant constituées de la même manière à partir de multiplicateurs 70ql, 70qj à 70qn, et de sommateurs 71ql, 71qj à 71qn pour la voie en quadrature de phase Q. Un module de décision 72 reçoit les signaux délivrés par chaque sommateur pour les voies en phase et en quadrature de phase, le module de décision 72 délivrant une valeur de décision dans les conditions qui seront explicitées ci- apres. Ainsi que représenté sur la figure 5aj, l'une des voies de corrélation, la voie 1 formée par le multiplicateur 70il et le sommateur 71il pour la voie en phase, respectivement par le multiplicateur 70q1 et le sommateur 71q, pour la voie en quadrature de phase, est affectée à la détection du mot de synchronisation MS, c'est-à-dire au champ Do, par l'intermédiaire d'un module de sélection pour la voie en phase SW3i, respectivement pour la voie en quadrature de phase SW3q. Ces modules de sélection permettent d'isoler les voies de corrélation de rang supérieur à 1 par commutation de la position II, dans laquelle l'ensemble des voies de corrélation est affecté au décodage des données utiles, à la position I o seule la voie de corrélation de rang 1 précitée pour la voie en phase et en quadrature de phase est affectée à la détection du mot de synchronisation. Bien entendu, la commande des modules de sélection SW3i et SW3q est effectuée en synchronisme avec la détection du mot de synchronisation MS pour chaque trame successive, ainsi qu'il sera décrit ultérieurement dans la description. En ce qui concerne le module de décision 72, celui-ci peut alors être configuré en fonction de la position de commutation des modules de sélection SW3i et SW3q compte tenu de l'information délivrée par le signal des sommateurs 71il et 71q1 seuls en opération pour la détection du mot de synchronisation, respectivement de l'ensemble des sommateurs 71il à 71in, respectivement 71q, à71qn lors du décodage des données utiles, ainsi qu'il sera explicité de manière plus détaillée ci-après dans la description. En tout état de cause, le module de décision 72 délivre une information relative à l'existence de la détection du mot de synchronisation MS, c'est-à-dire de la reconnaissance du champ de données Do lors de la commutation des modules de sélection SW3i et SW3q en position I, cette information pouvant se limiter le cas échéant à une variable binaire représentative de l'existence de la détection du mot de synchronisation MS. Au contraire, en position de commutation II, le module de décision 72 délivre une estimation âj, bi des bits successifs d'entrée ai, bi après décodage M-aire effectué par l'intermédiaire du module de décision 72, ainsi qu'il sera décrit ci-après. On comprend en particulier que le dispositif de décodage objet de la présente invention, tel que représenté en figure 5al, permet de s'affranchir de la difficulté majeure selon laquelle le mot de synchronisation MS n'apparaît qu'une fois par trame et qu'il est donc indispensable de mettre en oeuvre un dispositif de décodage particulièrement fiable, permettant de minimiser les fausses détections, afin de récupérer toutes les trames transmises et reçues. Une description plus détaillée du mode opératoire de la détection du mot de synchronisation, respectivement du décodage des données utiles, c'est-à-dire des champs de données utiles Dl et D2, sera donnée maintenant en liaison avec les figures 5a2 à 5a8 pour ce qui concerne la détection du mot de synchronisation, respectivement la figure 5b en ce qui concerne le décodage des données utiles précitées. La figure 5a2 représente, à titre illustratif, un schéma équivalent du dispositif de décodage objet de la présente invention, dans le cas o les modules de sélection SW3i et SW3q sont en position de commutation I et que l'ensemble est ainsi configuré de manière à assurer la détection du mot de synchronisation MS. Dans une telle configuration, le dispositif de décodage objet de la présente invention est actif en permanence, jusqu'à la détection d'un pic de corrélation, c'est-à-dire pour une valeur de la fonction d'autocorrélation très grande jusqu'à la détection complète du mot de synchronisation MS. Dès que la détection du mot de synchronisation est intervenue, une commutation de la position I en la position II est effectuée pour les modules de sélection SW3i et SW3q précités. Cette commutation permet de passer en configuration de décodage des données utiles selon le schéma équivalent du dispositif de décodage objet de l'invention selon la figure 5a, tel que représenté en figure 5b. Dès que l'étape de décodage des données utiles est effectuée et terminée, le système repasse systématiquement en position de commutation I, c'est-à- * dire en phase de détection du mot de synchronisation MS, afin de rechercher la présence de la trame successive suivante et assurer ainsi le processus de décodage conformément au procédé de décodage objet de la présente invention. En référence à la figure 5a2, on a représenté le dispositif de décodage objet de l'invention selon la figure 5a1, dans lequel toutefois la boucle de verrouillage de phase 5 a été omise, étant supposé que la correction de phase introduite par la boucle à verrouillage de phase précitée a été directement introduite au niveau de l'oscillateur local 52, la valeur de phase 9 se trouvant ainsi, de fait, compensée par une valeur -p, l'onde porteuse de référence délivrée aux circuits de changement de fréquence 41 et 43 étant ainsi réputée en cohérence de phase avec l'onde porteuse modulée et codée reçue, désignée par r(t). Après transposition en bande de base, c'est-à-dire changement de fréquence et filtrage passe-bas, le processus de transposition étant effectué pour chaque sous-bande d'insertion, telles que définies au tableau T2, pour vérifier que des trames ont ou n'ont pas été insérées, on obtient, compte tenu de la relation 5 du signal d'entrée r(t), exprimée toutefois sous forme de signal numérique, les composantes de la voie en phase respectivement en quadrature de phase, vérifiant la relation: Relation 9 AM r'i (u)=.a d(u).cos(q) AM r'q (u)=.a d(u).sin(9) 2- Dans cette relation, u désigne le rang de l'échantillon courant après sous-échantillonnage. La multiplication de la valeur de chaque composante en phase r'i(u), respectivement en quadrature de phase r'q(u), par la valeur de la séquence d'étalement de spectre utilisée à l'émission a_d(q') pour la voie en phase, respectivement -a d(u') pour la voie en quadrature de phase par l'intermédiaire du multiplicateur 70il, respectivement 70q1 puis la sommation par les sommateurs 71il respectivement 71ql des valeurs de produits délivrés par les multiplicateurs 70il et 70q1l, permet de délivrer pour la voie en phase respectivement en quadrature de phase les valeurs des coefficients d'autocorrélation de la séquence d'étalement a_d(u) vérifiant la relation: Relation 10 AM Nc-1 c = 2 ' a d(u).ad(u'+u). cos(p) u=0 AM Nc-1 s= A ' a_d(u).(-1).a_d(u'+u).sin(p) u=O Dans la relation précédente, on indique que la sommation effectuée par les sommateurs 71il et 71ql est effectuée sur le nombre Nc d'échantillons par durée de chip de chaque séquence d'étalement de spectre que multiplie la longueur du mot de synchronisation MS. En outre, u et u' représentent les échantillons distincts pour les signaux numériques r'i(u) et r'q(u) vis-àvis de la séquence d'étalement constitutive du mot de synchronisation ad(u'). Le pic d'autocorrélation entre le mot de synchronisation reçu, représenté par les composantes en phase r'i(u) et en quadrature de phase r'q(u), et la séquence d'étalement utilisée à l'émission ad(u') pour constituer le mot de synchronisation choisie de manière spécifique parmi la pluralité de séquences d'étalement mémorisées dans le module 10 de la figure 4aj, est obtenu pour u'=0. Le processus de détection du mot de synchronisation recherche ainsi le moment précis o la séquence d'étalement reçue est la plus corrélée avec le code d'origine ad(u'). Dans ces conditions, ainsi que représenté en figure 5a2, le module de décision 72 peut comprendre un module de calcul du carré des valeurs c et s précitées, portant les références 721 à 732, un module de sommation 723 recevant les valeurs de carré calculées précitées et délivrant une valeur V_seuil qui est comparée à la valeur de seuil So précédemment mentionnée dans la description par un comparateur 724. Le comparateur 724 délivre alors la valeur binaire notée DD0, représentative de l'existence d'un champ Do et donc du mot de synchronisation correspondant à la séquence d'étalement utilisée à l'émission. Pour n'É0, on considère qu'en sortie de chaque sommateur 71il et 71ql, les valeurs c et s sont très faibles. Si, au contraire, n'=0, alors, un pic de corrélation très prononcé est obtenu et les valeurs de c et s s'écrivent selon la relation: Relation 11 AM N- N-i c = AVY a d(u). ad(u).cos(q) a=0 AM Nc-1 s = A. Xa d(u).(-1).a_d(u).sin(p) a=O Compte tenu du calcul du carré de ces valeurs par les modules 721 et 722, le module sommateur 723 délivre la valeur de comparaison à la valeur de seuil So, soit la valeur Vseuil vérifiant la relation: Relation 12 V seuil = AM2.Nc2. Le mode opératoire précité relatif à la détection du mot de synchronisation MS est satisfaisant. Toutefois, et conformément à un aspect particulièrement avantageux du procédé et du dispositif de décodage objets de la présente invention, il est opportun de définir un critère qui permet de décider que la valeur V_seuil correspond à un pic de corrélation ou non, avec une probabilité de fausse détection la plus faible possible. Ainsi que représenté en figure 5a3, on peut constater qu'une représentation de la valeur V seuil en fonction du temps montre que les amplitudes des pics de corrélation correspondant aux valeurs Vseuil successives peuvent être situées dans une très vaste échelle d'amplitude de valeurs. Cette situation résulte du fait que le signal numérique inséré, c'est-à-dire la porteuse modulée en phase nCSBi est modulée en amplitude par le niveau du masque AM et que ce dernier évolue dans une grande échelle d'amplitude. Sur la figure 5a4, on a représenté un enregistrement de la valeur Vseuil à échelle dilatée en amplitude, c'est-à-dire selon une représentation dite en zoom. Sur cette représentation, le maximum relatif 1 constitue en fait un pic de corrélation, lequel peut être mis en évidence de la manière ci-après. Selon un mode opératoire spécifique, la valeur de la fonction d'autocorrélation V_seuil peut avantageusement être normalisée par rapport à l'énergie effective du signal reçu. Une telle normalisation permet d'obtenir une valeur de la fonction d'autocorrélation comprise entre -1 et 1. Si cette valeur est proche de -1, alors les signaux sont anticorrélés, si elle est proche de la valeur 0, les signaux ne sont pas corrélés, et si elle est proche de la valeur 1, les signaux sont alors corrélés. Compte tenu du processus de normalisation précité, la valeur de seuil normalisée, notée V seuil n s'écrit selon la relation: Relation 13 V seuil V seuil n= - s -- (Nc-1 No-1 L Er' (u)+ Er' (u) (2.(4xLong_ code_début)) u=O u=O Dans cette relation, le dénominateur représente l'énergie du signal reçu et Nc=4Long_code_début représente 4 fois la longueur de la durée bit, en raison du sous- échantillonnage à 4 échantillons par chip. La valeur de seuil normalisée V seuil n correspondant à la valeur de seuil de la figure 5a3 est représentée en figure 5a5. Un zoom appliqué à la figure 5a5 représenté en figure 5a6 montre qu'un maximum devient manifestement observable en position (1) du fait de la normalisation introduite. Conformément au processus de détection du mot de synchronisation permettant le décodage selon le procédé objet de la présente invention, il est alors opportun de décider que toutes les valeurs supérieures à la valeur So = 0,15 font alors partie d'un pic de corrélation. Enfin, la détection de la valeur maximum du pic de corrélation doit être effectuée afin de détecter l'existence du mot de synchronisation MS avec la meilleure probabilité de détection et avec un temps de calcul minimum. En raison du sous-échantillonnage à raison de 4 valeurs souséchantillonnées par périodes chip, c'est-à- dire par durées chip Tc, il existe 7 valeurs d'autocorrélation qui sont susceptibles de donner une valeur de seuil normalisée supérieure à la valeur de seuil SO. Sur la figure 5a7, on a représenté un diagramme temporel de la réception du signal reçu r(t) avec la position réelle des chips successifs. Les positions de séquences d'étalement ou codes décalés de la valeur Tc/4 sont également représentées successivement sur la figure 5a7 afin d'effectuer le calcul de la valeur de seuilnormalisée Vseuiln. La valeur de seuil normalisée correspondante obtenue est représentée en figure 5a8 pour les décalages successifs 0, 1,2, 3, 4 et 5 représentés en figure 5a7. La valeur du pic de corrélation correspondant au décalage 5, inférieure à la valeur précédente correspondant au décalage 4, permet alors de déclencher la commutation des modules de sélection SW3i et SW3q en position II pour initier l'étape de décodage des données utiles, la valeur maximale du pic de corrélation ayant été obtenue. Le dispositif de décodage objet de la présente invention sera maintenant décrit lors de la configuration de ce dernier au cours du décodage des données utiles, suite à la commutation des modules de sélection précités en positon II, en liaison avec la figure 5b. Dans la figure précitée, de la même manière que dans le cas de la figure 5a2 et pour les mêmes raisons, la boucle à verrouillage de phase 5 n'a pas été représentée, le processus de correction de phase étant introduit de manière semblable compte tenu de la valeur de phase calculée dans le cadre de la modulation MDP4 cohérente mentionnée précédemment dans la description en liaison avec la figure 5a1. Dans cette configuration, le dispositif de décodage objet de l'invention, et en particulier le module 7 de calcul des fonctions d'autocorrélation entre le code ou séquence d'étalement utilisé pour effectuer le traitement par étalement de spectre et bien entendu le codage de type M-aire à l'émission, est pris en compte. Ainsi, chaque circuit multiplicateur de la voie en phase ij respectivement en quadrature de phase 70qj avec j e [l,n] ou n désigne le nombre de séquences d'étalement ou codes susceptibles d'être utilisés à l'émission, reçoit l'une des séquences d'étalement notées précédemment code_ik(t) pour la voie en phase I, respectivement code_qk(t) pour la voie en quadrature de phase Q avec k e [l,n]. En consequence, les circuits sommateurs de la voie en phase 71il à 71in respectivement de la voie en quadrature de phase 71ql à 71qn permettent de calculer dans les mêmes conditions de calcul et d'échantillonnage de 4 points par période chip Tc la valeur de la fonction d'autocorrélation entre chaque code ou séquence d'étalement susceptible d'être utilisé à l'émission et les données utiles reçues, ainsi que mentionné précédemment dans la description. Le calcul est effectué de manière semblable à celui effectué pour la détection du mot de synchronisation avec un décalage 0 avec toutefois deux ensembles de séquences d'étalement distinctes appliquées pour les voies de corrélation de la voie en phase, respectivement en quadrature de phase. Dans ces conditions, le module de décision 72 peut comprendre avantageusement pour chaque voie de corrélation un module de calcul de fonction de seuil normalisé Vseuiln, chaque voie de corrélation par les modules de calcul correspondants 725il à725in et 725ql à 725qn délivrant une valeur de seuil normalisée correspondant à la séquence d'étalement susceptible d'être utilisée à l'émission vis-à-vis du signal reçu. Un module 726 reçoit l'ensemble des valeurs de seuil normalisées précitées, notées V_seuilil à V_seuil i n respectivement Vseuil q_1 à V_seuil_q_n. Le module 726 permet alors de sélectionner la sortie de la voie de corrélation qui donne la plus grande valeur en valeur absolue par exemple et donc la séquence d'étalement de spectre qui code les bits b0, b2, b4 ou bl, b3, b5, selon la règle de codage précédemment décrite au tableau Tl; si celle-ci est positive, alors on dit que le bit b6 ou b7 reçu est 1, dans le cas contraire, si elle est négative, le bit reçu a la valeur 0. Au contraire, dans le cas de la mise en oeuvre du processus de correction d'erreur à vote majoritaire pour la détection des données, l'estimation des bits est effectuée après avoir sommé les M valeurs de seuil normalisées précitées V_seuili_1 à Vseuilin respectivement V_seuil_q_l à V_seuil_q_n, M désignant la profondeur du vote majoritaire. La valeur maximale en valeur absolue des corrélations sommées est retenue pour désigner le code ou la séquence d'étalement de spectre qui code les trois bits b0, b2, b4 ou bl, b3, b5 et le signe de cette valeur permet de déterminer la valeur des bits b6 ou b7. Les valeurs estimées correspondantes âj(u) et bj(u) sont délivrées par le module 726 correspondant aux valeurs estimées des bits d'entrée successifs b0, b2, b4, b6 respectivement bl, b3, b5, b7. Le dispositif de décodage objet de la présente invention, dans la configuration représentée en figure 5b, donne satisfaction. Il suppose toutefois que la fréquence porteuse modulée nCBSi extraite su signal reçu ne varie pas trop durant le décodage des données. Toutefois, la boucle à verrouillage de phase permet de se prémunir, au moins partiellement, du problème précité dans la mesure o, en cas de variation de la fréquence précitée, la correction de phase permet de rattraper, au moins pour partie, l'écart de fréquence mentionné. En effet, dans le cas o l'écart entre la phase du signal reçu et celle de l'oscillateur local 50 croît, la correction de phase introduite permet de rattraper la valeur de phase, et donc de fréquence, jusqu'à inverser les voies en phase I et en quadrature de phase Q. REVEND I CATIONS 1. Procédé de codage d'informations numériques dans un signal sonore, engendré par le haut-parleur d'un récepteur cible, excité par un signal audiofréquence, et reçu par un microphone de réception, par l'intermédiaire d'un environnement réverbérant, caractérisé en ce qu'il consiste: - à établir ladite information numérique sous forme de trames de longueur fixe, chaque trame comportant au moins un champ de données utiles, lesdites trames constituant un message numérique étant soumises à un traitement à partir d'une séquence d'étalement de spectre sur un nombre de bits déterminé pour engendrer un message numérique à spectre étalé; - à insérer ledit message numérique dans au moins une sous-bande de fréquences dudit signal audiofréquence, par modulation de phase autour d'une porteuse insérée dans cette sous-bande de fréquences, à partir dudit message numérique à spectre étalé; - à répéter l'insertion dudit message numérique à spectre étalé pour au moins une trame pour engendrer un message numérique répétitif inséré dans ledit signal sonore. 2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite étape consistant à insérer ledit message numérique consiste à insérer lesdites trames dans au moins une de deux sous-bandes de fréquences basses dont la fréquence centrale est comprise entre 2,5 kHz et 4 kHz et dans au moins une de quatre sous-bandes de fréquences hautes, comprise entre 4 kHz et la fréquence de coupure dudit signal sonore. 3. Procédé selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que chaque trame comporte au moins: - un mot de synchronisation; - un champ de données utiles. 4. Procédé selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que ladite étape consistant à établir ladite information numérique consiste à soumettre chaque trame à un codage M- aire pour engendrer une suite de symboles obtenus par codage de p bits par symbole. 5. Procédé selon les revendications 3 et 4, caractérisé en ce que ladite étape de traitement d'étalement de spectre consiste au moins à appliquer audit signal sonore auxiliaire des séquences d'étalement de spectre à séquence directe, le type de séquence d'étalement étant choisi en fonction du champ de chaque trame constitutive dudit signal numérique. 6. Procédé selon la revendication 5, caractérisé en ce que lesdites séquences d'étalement de spectre sont choisies parmi le groupe des séquences pseudo-aléatoires, des séquences de Gold, des séquences de Walsh-Hadamard. 7. Procédé de décodage d'un message numérique à spectre étalé codé et inséré dans un signal sonore, transmis et restitué par le canal acoustique d'un récepteur cible, suivant le procédé de codage selon la revendication 1, caractérisé en ce que, sur réception d'au moins un message numérique à spectre étalé constitué par une trame numérique, chaque trame numérique étant soumise à une démodulation et à un décodage à partir d'une séquence d'étalement de spectre, ledit procédé consiste: - à calculer pour au moins l'un des champs de données de chaque trame numérique la valeur de la fonction d'autocorrélation entre le message démodulé sur ce champ et la séquence d'étalement utilisée à l'émission; - à comparer ladite valeur de la fonction d'autocorrélation à une valeur de seuil déterminée; - à retenir comme valeur de code du champ de données la valeur de ce champ si la valeur de la fonction d'autocorrélation est supérieure à ladite valeur de seuil déterminée; - à engendrer un signal de fausse détection sinon. 8. Procédé de décodage selon la revendication 7, caractérisé en ce que pour des trames successives contenant un mot de synchronisation spécifique, ladite valeur de seuil déterminée, constituant une valeur de seuil de synchronisation, est comprise entre 0,20 et 0,26, en fonction de la nature du canal acoustique. 9. Procédé de décodage selon la revendication 7, caractérisé en ce que pour des trames successives comportant au moins un champ de données utiles, ladite valeur de seuil déterminée, constituant une valeur de seuil de fausse détection, est comprise entre 0,03 et 0,9 en fonction des séquences transmises par le canal acoustique et de l'application d'un processus de correction d'erreur par vote majoritaire. 10. Procédé selon l'une des revendications 7 à 9, caractérisé en ce que ledit procédé de décodage comporte en outre un processus de correction d'erreurs du type à vote majoritaire. 11. Procédé de décodage selon la revendication 10, caractérisé en ce que pour ledit processus de correction d'erreurs du type à vote majoritaire, ladite valeur de seuil déterminée relative audit mot de synchronisation spécifique est prise égale à la valeur inférieure 0,20 de la plage de valeurs, de façon à permettre le décodage d'un nombre plus important significatif de trames, et en ce que le décodage des données utiles est réalisé par corrélation de N=2P codes avec lesdites données utiles, les niveaux signés des pics de corrélation de chaque code et des données utiles étant intégrés sur un nombre M de mots, dont le nombre M définit la profondeur du vote majoritaire. 12. Dispositif de codage d'informations numériques dans un signal sonore, engendré par le haut-parleur d'un récepteur cible, excité par un signal audiofréquence marqué, ce signal sonore étant reçu par un microphone par l'intermédiaire d'un environnement réverbérant, cette information numérique étant établie sous forme de trames numériques de longueur fixe, chaque trame comportant un mot de synchronisation et au moins un champ de données utiles, caractérisé en ce qu'il comporte au moins: - des moyens de traitement à partir d'une séquence d'étalement de spectre du champ de données utiles de chaque message numérique, pour engendrer un message numérique à spectre étalé; - des moyens d'insertion dudit message numérique à spectre étalé dans au moins une sous-bande de fréquences d'un signal audiofréquence, pour engendrer ledit signal audionumérique marqué; - des moyens de lecture successive de chaque trame de longueur fixe, ce qui permet de répéter l'insertion dudit message numérique à spectre étalé pour engendrer ledit signal audionumérique marqué et ledit message répétitif inséré dans ledit signal sonore. 13. Dispositif selon la revendication 12, caractérisé en ce que lesdits moyens de traitement, à partir d'une séquence d'étalement de spectre du champ de données utiles comportent au moins: - des moyens de mémorisation et de lecture d'au moins une séquence d'étalement de spectre parmi une pluralité de séquences d'étalement de spectre; - des moyens de multiplication de la séquence de bits représentative dudit champ de données utiles par l'une des séquences d'étalement de spectre, ce qui permet d'engendrer un message numérique à spectre étalé. 14. Dispositif selon l'une des revendications 12 ou 13, caractérisé en ce que lesdits moyens d'insertion dudit message numérique à spectre étalé dans au moins une sous-bande de fréquences d'un signal audiofréquence comportent au moins une voie d'insertion dudit message numérique à spectre étalé comprenant: - des moyens générateurs d'au moins une onde porteuse, dont la fréquence centrale est égale à la fréquence centrale d'une des sous-bandes de fréquences du signal audionumérique; - des moyens modulateurs de phase recevant, d'une part, ladite onde porteuse, et d'autre part, ledit message numérique à spectre étalé et délivrant une onde porteuse modulée; - des moyens de mise en forme permettant d'adapter le niveau d'amplitude de l'onde porteuse modulée, pour engendrer une onde porteuse modulée calibrée destinée à être insérée dans ladite sous-bande de fréquences du signal audiofréquence. 15. Dispositif selon la revendication 14, caractérisé en ce que celui-ci comporte: - une première voie d'insertion dudit message numérique à spectre étalé; - une deuxième voie d'insertion commutée dudit message numérique à spectre étalé; - des moyens de commutation de ladite deuxième voie d'insertion commutée, lesdits moyens de commutation permettant de délivrer: * dans une première position de commutation, une séquence d'étalement de spectre pure auxdits moyens modulateurs de phase de ladite première voie d'insertion et une onde porteuse et un message numérique à spectre étalé à la valeur sensiblement nulle auxdits moyens modulateurs de phase de ladite deuxième voie d'insertion commutée, pour engendrer par modulation BPSK de ladite onde porteuse ledit mot de synchronisation; * dans une deuxième position de commutation, une onde porteuse de référence et un premier message numérique à spectre étalé à partir d'une première séquence d'étalement de spectre auxdits moyens modulateurs de phase de la première voie d'insertion respectivement une onde porteuse, de même fréquence que l'onde porteuse de référence mais en quadrature de phase avec celle-ci et un deuxième message numérique à spectre étalé à partir d'une deuxième séquence d'étalement de spectre auxdits moyens modulateurs de ladite deuxième voie d'insertion commutée, pour engendrer par modulation QPSK de ladite onde porteuse de référence ledit mot de données, constitutif du message numérique à spectre étalé. 16. Dispositif de décodage d'informations numériques introduites dans un signal sonore, sous forme d'un message numérique à spectre étalé codé et inséré dans ce signal sonore par insertion d'une porteuse modulée et codée, ce signal sonore étant transmis et restitué par le canal acoustique réverbérant d'un récepteur cible, ce message numérique à spectre étalé étant constitué par une trame numérique de longueur fixe comprenant un mot de synchronisation constitué par une séquence d'étalement de spectre pure et au moins un champ de données utiles codées à partir d'une séquence d'étalement de spectre, ces séquences étant choisies parmi une pluralité de séquences d'étalement de spectre, caractérisé en ce que ledit dispositif de décodage comporte: - des moyens de détection dudit mot de synchronisation permettant de discriminer l'existence de la réception d'une trame numérique; et - des moyens de décodage des données utiles dudit champ de données utiles associé audit mot de synchronisation, lesdits moyens de décodage comportant au moins: À des moyens de calcul de la fonction d'autocorrélation entre le message numérique démodulé sur ce champ et la séquence d'étalement de spectre utilisée au codage; ò des moyens de comparaison de la valeur de ladite fonction d'autocorrélation à une valeur de seuil, audit champ de données utiles étant attribuée la valeur décodée du code de ce champ si la valeur de ladite fonction d'autocorrélation est supérieure à ladite valeur de seuil, un signal de fausse détection étant engendré sinon. 17. Dispositif selon la revendication 16, caractérisé en ce que lesdits moyens de détection dudit mot de synchronisation et lesdits moyens de décodage des données utiles comprennent, constituant une voie en phase respectivement en quadrature de phase: - des moyens de démodulation en bande de base de l'onde porteuse modulée et codée reçue, respectivement d'une onde porteuse modulée et codée reçue en quadrature de phase, vis-àvis d'une onde porteuse de référence délivrant chacun une composante de signal en bande de base en phase, respectivement en quadrature de phase; des moyens de sous-échantillonnage de chaque composante de signal en bande de base en phase, respectivement en quadrature de phase, délivrant une composante de signal en bande de base en phase, respectivement en quadrature de phase sous-échantillonée. 18. Dispositif selon la revendication 17, caractérisé en ce que lesdits moyens de détection dudit mot de synchronisation comportent en outre: des premier et deuxième moyens de décodage recevant ladite composante de signal en bande de base en phase et ladite séquence d'étalement de spectre pure, constitutive du mot de synchronisation, respectivement ladite composante de signal en bande de base en quadrature de phase et ladite séquence d'étalement de spectre pure constitutive du mot de synchronisation, les premier et deuxième moyens de décodage délivrant un signal décodé en phase, respectivement en quadrature de phase; - des premier et deuxième moyens sommateurs recevant le signal décodé en phase, respectivement en quadrature de phase et délivrant les composantes en phase, respectivement en quadrature de phase de la valeur de la fonction d'autocorrélation de la séquence d'étalement de spectre pure avec le mot de synchronisation de la trame reçue; - des premier et deuxième moyens de calcul du carré des composantes en phase, respectivement en quadrature de phase de la fonction d'autocorrélation; - des moyens sommateurs recevant la valeur du carré des composantes en phase, respectivement en quadrature de phase de la fonction d'autocorrélation et délivrant la valeur de ladite fonction d'autocorrélation à comparer à ladite valeur de seuil. 19. Dispositif selon la revendication 17, caractérisé en ce que lesdits moyens de décodage des données utiles comportent, pour chaque voie en phase, respectivement en quadrature de phase, une pluralité de n voies de corrélation, o n désigne le nombre de ladite pluralité de séquences d'étalement de spectre parmi laquelle la séquence d'étalement de spectre utilisée à l'émission, est retenue, chaque voie de corrélation comportant: - un module de décodage recevant ladite composante de signal en bande de base en phase ou en quadrature de phase et l'une des n séquences d'étalement de spectre de la pluralité de n séquences d'étalement de spectre et délivrant un signal en bande de base décodé pour ladite une séquence d'étalement de spectre considérée; - des moyens sommateurs sur la durée de ladite séquence d'étalement dudit signal en bande de base décodé recevant ledit signal en bande de base décodé et délivrant une valeur de la fonction d'autocorrélation pour ladite une séquence d'étalement de spectre considérée; - des moyens de calcul de correction d'erreur du type à vote majoritaire, sur M champs de données utiles et trames successives, M désignant la profondeur du vote majoritaire, permettant de déterminer la valeur maximale de la valeur de la fonction d'autocorrélation pour chaque séquence d'étalement de spectre susceptible d'être utilisée et la valeur du champ de données utiles considéré.