Brevet FR2811142A1 — publié le 20020104

La présente invention concerne un dispositif d'émission et/ou de réception d'ondes électromagnétiques, plus particulièrement une antenne connue sous le terme " antenne imprimée " alimentée par un réseau réalisé en technologie microruban. Par la suite, on appellera " antenne imprimée " (pour " microstrip antenna " en langue anglaise) une antenne réalisée en technologie dite " microstrip ", comprenant un élément rayonnant, typiquement un " patch ", une fente, un dipôle, etc.... ou un réseau de tels éléments, le nombre d'éléments dépendant du gain recherché. Ce type d'antenne est utilisé io comme source primaire au foyer d'une lentille ou d'une parabole ou en tant qu'antenne réseau planaire. Dans les antennes imprimées, les éléments rayonnants, qu'ils soient unitaires ou groupés en réseau, sont alimentés par un réseau d'alimentation formé de lignes microruban ou " microstrip lines " en langue i5 anglaise. En général, ce réseau d'alimentation rayonne de manière plus ou moins importante, un rayonnement non désiré ou rayonnement parasite qui vient perturber le rayonnement principal de l'antenne. Les principaux effets résultant de ce rayonnement parasite sont une remontée de la polarisation croisée de l'antenne imprimée. D'autres effets indésirables, plus ou moins importants, peuvent aussi résulter de ce rayonnement parasite, à savoir: - une dégradation du diagramme de rayonnement de l'antenne avec une remontée des lobes secondaires et/ou une déformation du lobe principal, - une dégradation du rendement de l'antenne, à savoir des pertes par rayonnement. Les solutions actuelles tentent de limiter ou de réduire au minimum le rayonnement parasite: - par un choix judicieux des paramètres du substrat diélectrique tel que l'épaisseur, la permittivité, etc... - par une optimisation des largeurs de lignes, - ou par une minimisation des discontinuités à l'origine des rayonnements parasites. Toutefois, l'ensemble des solutions proposées à ce jour nécessite des compromis qui limitent leur efficacité. Par exemple, un substrat fin présentant une permittivité diélectrique élevée minimise le rayonnement des lignes d'alimentation mais réduit aussi l'efficacité du rayonnement des éléments rayonnants et donc le rendement de l'antenne. De même, l'utilisation de lignes étroites réduit le rayonnement parasite mais plus les largeurs de lignes sont faibles, plus les pertes ohmiques sont importantes. En conséquence, la présente invention a pour but de proposer to une solution qui, au lieu de réduire les effets néfastes du rayonnement parasite, les utilise pour contribuer au rayonnement principal de l'antenne. La présente invention a donc pour objet un dispositif d'émission et/ou réception d'ondes électromagnétiques comprenant une antenne avec au moins un élément rayonnant émettant et/ou recevant des signaux de polarisation donnée et un réseau d'alimentation réalisé en technologie microruban, constitué de lignes agencées pour donner un rayonnement parasite, caractérisé en ce que le réseau d'alimentation est agencé et dimensionné de sorte que le rayonnement parasite soit de même direction et de même polarisation que le rayonnement de l'antenne et se combine en phase avec ledit rayonnement de l'antenne. De manière connue, le rayonnement parasite est généré par des discontinuités dans les lignes du réseau d'alimentation telles que des coudes, des circuits en T, des variations de largeur de ligne. Conformément à un mode de réalisation de la présente invention, la phase relative de la source de rayonnement parasite est déterminée par les longueurs des lignes du réseau d'alimentation. De préférence, le réseau d'alimentation est un réseau symétrique. Dans le cas d'une antenne à polarisation linéaire, les longueurs de lignes Li de chaque côté d'un coude sont données par les équations suivantes: L1 =;/2 + kl; kl = 0,1,2,......... L2=k2X2 k2=0,1,2,........... o Xi représente la longueur d'onde guidée dans la ligne du réseau d'alimentation de longueur Li avec: Xi = 30/(fVcr effi) [ en cm] avec f: fréquence de travail. [ en GHz] cr effi: permittivité effective du matériau pour la portion de ligne de longueur Li. D'autre part, dans le cas d'une antenne à polarisation circulaire comportant au moins deux éléments rayonnants, les longueurs de ligne Li du réseau d'alimentation formé d'un circuit en T à deux coudes, sont données par les équations suivantes: L'2 = L2 + kl X2/4 kl = 1,2,3 o L'2 et L2 sont les deux branches du T. ]s L'3 = L3 + k2 X3/4 k2 = 1,2,3 o L3 et L'3 sont les lignes de connexion aux éléments rayonnants. D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention apparaîtront à la lecture de la description de différents modes de réalisation, cette description étant faite avec référence aux dessins ci-annexés dans lesquels: figure 1 est une vue en plan schématique des diverses discontinuités que peuvent avoir les lignes microruban, figure 2 est une vue en plan schématique d'un réseau d'alimentation avec l'orientation des champs E, figure 3 est une vue en plan schématique d'une antenne imprimée et de son réseau d'alimentation présentant un rayonnement parasite, figure 4 est une vue en plan schématique d'un réseau d'alimentation conforme à la présente invention dans le cas d'une polarisation linéaire, 2811 142 figure 5 est une vue en plan schématique d'un réseau d'alimentation conforme à la présente invention dans le cas d'une polarisation circulaire, figures 6a et 6b sont des vues en plan schématique d'un réseau alimentant quatre " patchs " avec respectivement un rayonnement parasite de même polarisation que le rayonnement principal ou de polarisation inverse de celle du rayonnement principal, figure 7 représente le taux d'ellipticité dans le cas des réseaux des figures 6a et 6b. Pour simplifier la description, dans les figures les mêmes éléments portent les mêmes références. D'autre part, la présente invention sera décrite en se référant à une antenne imprimée dont les éléments rayonnants sont constitués par des pastilles ou " patchs ". Toutefois, il est évident pour l'homme de l'art que la présente invention peut s'appliquer à tout autre type d'antenne imprimée dont les éléments rayonnants sont connectés à un réseau d'alimentation réalisé en technologie microruban. Sur la figure 1, on a représenté différents types de discontinuités qui peuvent être réalisées dans un réseau d'alimentation formé par des lignes selon la technologie microruban. La référence I représente une ligne coudée. La référence 2 représente un saut de ligne en largeur et la référence 3 représente un T. Comme décrit notamment dans la référence " Handbook of Microstrip Antennas" édité par JR James & PS Hall, publié par Peter Peregrinus Ltd., London, et plus particulièrement dans l'introduction du chapitre 14 intitulé " Microstrip Antenna feeds ", pages 815 à 817, il est connu que les discontinuités dans les lignes d'alimentation telles que représentées sur la figure 1 donnent un rayonnement parasite. D'après, notamment, la thèse de M. EL. Haj Sleimen sur " les études de réseaux d'antennes imprimées en millimétrique " réalisé au Laboratoire Antennes et Réseaux de Rennes en 1999, il est possible de donner une estimation de 2811 142 l'orientation du rayonnement principal des discontinuités telles que le coude 1, le saut de ligne en largeur 2 et le T 3. Ce champ est référencé E sur la figure 1. Sur la figure 2, on a représenté un réseau d'alimentation constitué de lignes microruban présentant une structure classique. De manière plus particulière, ce réseau d'alimentation comporte un T 10 se prolongeant par deux branches 11, 12 respectivement de longueurs L1 et L2. Chaque branche se prolonge par des coudes 13, 14. Le coude 13 se prolonge par un morceau de ligne 15 de longueur L3 tandis que le coude 14 se prolonge par un morceau de ligne 16 de longueur L4, les deux morceaux de ligne se terminant par des coudes 17, 18. D'autre part, le T 10 présente un accroissement de la largeur de ligne sur une longueur L5 qui est égale à ?,5( ?)/4 dans le présent cas. Comme représenté sur la figure 2, les différentes discontinuités présentent un rayonnement parasite selon le champ E1 pour le coude 13, le champ E2 pour le coude 14, le champ E3 pour le coude 17, le champ E4 pour le coude 18, le champ E5 pour le T et le champ E6 pour l'élargissement de ligne. A partir des six discontinuités E1 à E6 du réseau d'alimentation identifié sur la figure 2, il est possible de calculer le champ E total généré par le réseau d'alimentation. En se plaçant dans un repère orthonormé 1, J, le vecteur unitaire des champs E1 à E5, est donc: i:l oi, E2 L, E3r, E jE5, J,E6 El i f:2l: O j chacune des discontinuités. En prenant en compte ces éléments, il est connu de calculer le champ total de manière classique. Puis le champ total étant calculé, il est possible de déterminer le taux d'ellipticité du rayonnement parasite selon des méthodes connues qui ne seront pas décrites dans la présente demande. En fait, sur la base des équations connues, on voit que les phases relatives des sources de rayonnement parasites du réseau d'alimentation sont déterminées par les longueurs L1, L2, L3, L4, L5, que leurs amplitudes relatives dépendent de la nature de la discontinuité et sont proportionnelles à la puissance relative transportée par la ligne subissant la discontinuité. Ces lo sources de rayonnement peuvent être assimilées à un réseau rayonnant et la théorie des réseaux permet, à partir de la connaissance de l'emplacement des sources, de leur phase et de leur amplitude relatives, de calculer le diagramme de rayonnement de ce réseau et de déterminer, en particulier, la polarisation du champ rayonné. Ainsi, pour obtenir que, conformément à la présente invention, le rayonnement parasite se fasse dans la même direction que le rayonnement principal, qu'il ait la même polarisation que le rayonnement principal, et qu'il se combine en phase avec le rayonnement principal, il faut que le centre de phase de la source équivalente au réseau d'alimentation coïncide avec le centre de phase du réseau et que le maximum de rayonnement se fasse dans la direction du maximum du champ principal, et qu'il ait la même polarisation que celui-ci. Ainsi, comme représenté sur la figure 3 qui concerne une antenne imprimée à polarisation linéaire, le rayonnement parasite donné par les coudes 1, 2 a une résultante parallèle au rayonnement principal. De manière plus spécifique, l'antenne imprimée de la figure 3 est constituée par N réseaux de quatre " patchs " P1, P2, P3, P4, plus particulièrement par huit réseaux de quatre " patchs ". Comme représenté sur la figure 3, les quatre " patchs " d'un premier réseau P1, P2, P3, P4 sont connectés symétriquement par un réseau d'alimentation comportant des coudes 1, 2 donnant des rayonnements parasites 1, 2 et des circuits en T donnant des rayonnements parasites 3, 4. Quatre réseaux de quatre " patchs " sont connectés ensemble symétriquement, comme représenté sur la partie droite 2811 142 de la figure 3, par des lignes microruban en T donnant un rayonnement parasite tel que symbolisé par les flèches 5, 6, 7 et 8. Dans ce cas, l'ensemble du rayonnement principal et des rayonnements parasites peut être symbolisé comme représenté dans la partie inférieure de la figure 3. La flèche F représente le rayonnement principal auquel viennent s'additionner les rayonnements des coudes 1 et 2 qui donnent un rayonnement F' de même direction que le rayonnement principal mais de sens opposé, les rayonnements des circuits en T 3 et 4 qui s'annulent, 5 et 6 qui s'annulent et 7 et 8 qui s'annulent, de manière à obtenir un rayonnement résultant io parallèle au rayonnement principal F mais d'amplitude plus faible. Ainsi, dans le cas de l'antenne imprimée de la figure 3 constituée par huit réseaux de quatre " patchs " connectés symétriquement, si les conditions relatives à la direction du rayonnement parasite et à la polarisation de ce rayonnement parasite sont remplies, la condition concernant la phase n'est pas remplie. Ainsi, si le rayonnement n'est pas contrôlé en phase, il peut s'opposer en partie ou en totalité au rayonnement principal de l'antenne et donc réduire son rendement. Pour assurer un rendement maximum de l'antenne, conformément à la présente invention, et comme représenté sur la figure 4, il faut s'assurer que le rayonnement parasite se combine en phase avec le rayonnement principal. Comme représenté sur la figure 4, les quatre " patchs " P'1, P'2, P'3, P'4 donnant un rayonnement principal P1 sont connectés par un réseau d'alimentation comportant des coudes et des circuits en T. De manière plus spécifique, les " patchs " P'1 et P'2 sont reliés ensemble par un circuit d'alimentation en T comportant deux branches de longueur identique L3 se prolongeant par un coude relié par l'intermédiaire d'une longueur de ligne identique L4 aux " patchs " P'1, P'2. Les " patchs " P'3 et P'4 sont connectés de manière identique, les deux circuits d'alimentation en T étant reliés ensemble par un autre circuit d'alimentation en T comportant deux branches identiques de longueur L1 se prolongeant par des coudes reliées au point C des premiers éléments en T par des éléments de ligne de longueur identique L2. Pour obtenir un rayonnement parasite qui se combine en phase avec le rayonnement principal dans le cas d'une polarisation linéaire, comme représenté sur la figure 4, les longueurs L données ci-dessus doivent obéir aux règles suivantes: L1 =;1/2 + k 1k k, = 0,1,2,... L2 = k2;2 k2 = 0,1,2.... L3= X3/2 + k3X3 k3= 0,1,2,.... L4 = k4X4 k4= 0,1,2.... o Xl représente la longueur d'onde guidée dans la portion du o0 réseau d'alimentation de longueur Li; soit X; = 30/fN/reffi (en cm) o f = fréquence de travail (en GHz) (Ereffi) = permittivité effective du matériau pour la portion de ligne de longueur Li. En prenant pour référence de phase, la phase de l'onde au point 1s de jonction du premier T, si la longueur L1 est telle que L1 =;L/2 + k1X1 k1 = 0,1,2,...., la phase ( de l'onde au niveau du premier coude serait à 180 ( = 2 7rL/k1 = 7x + 2 k1 n) et le champ rayonné par le coude ( en pointillée sur la figure) aurait le sens représenté dans la figure. Ainsi, en sommant les deux discontinuités en coude de part et d'autre du premier T, le champ total issu de ces deux discontinuités s'ajoute de manière constructive au champ rayonné par la discontinuité en T ( représenté en trait continu sur la figure). Si L1 aurait été égale k1k1, les champs rayonnés par les coudes auraient des sens opposés à ceux représentés dans la figure, et leur résultante viendrait s'opposer directement au champ rayonné par le T, réduisant le gain de l'antenne... On décrira maintenant, avec référence à la figure 5, un mode de réalisation de la présente invention concernant le cas d'une polarisation circulaire. Dans ce cas, l'antenne imprimée est constituée par un réseau de quatre " patchs " P"I, P"2, P"3, P"4 connecté à un réseau d'alimentation réalisé en technologie microruban, le réseau d'alimentation étant constitué par deux circuits en T reliés l'un à l'autre. De manière plus spécifique, le 2811 142 premier circuit en T comporte deux branches de longueur L2 et L'2, se prolongeant par des coudes C1, C2, le coude C1 étant relié respectivement au " patch " P"1 par une longueur de ligne L3 et le coude C2 au " patch " P"2 par une longueur de ligne L'3. De même, pour les " patchs " P"3 et P"4. s d'autre part, les deux entrées des circuits en T sont connectées l'une à l'autre en un point commun A par des longueurs de ligne L1 et L'1. Comme représenté sur la partie basse de la figure 5, l'ensemble des " patchs " P", P"2, P"3, P"4 donne un rayonnement principal de polarisation circulaire auquel vient s'ajouter, du fait des coudes C1, C2 et des circuits en T3, 4 un o0 rayonnement parasite lui aussi de polarisation circulaire de même sens que la polarisation du rayonnement principal. On obtient donc un rayonnement total constitué par le rayonnement principal auquel vient s'ajouter le rayonnement parasite. Pour que la relation de phase soit vérifiée, il faut que les différentes longueurs soient telles que: L1 = L'I L'2 =L2 + k1X2/4 kl = 1,2,3.... L3= L'3 + k2X3/4 k2 = 1,2,3,... lj représentant la longueur d'onde guidée dans la partie du réseau d'alimentation de longueur Li, telle que définie ci-dessus. Sur les figures 6a et 6b, on a représenté une antenne imprimée constituée d'un réseau de quatre " patchs " 10, 11, 12, 13 connecté à un circuit d'alimentation en utilisant le principe de la rotation séquentielle. Cette antenne peut servir à l'illumination d'une antenne parabolique ou d'une antenne de type lentille de Luneberg. Ces quatre " patchs " 10, 11, 12, 13 sont alimentés par un réseau d'alimentation constitué, respectivement pour la figure 6a, par des lignes de longueur L1, L2, L3, L4, les lignes L1 et L2 formant les deux branches d'un circuit en T, la ligne L1 étant connectée à la ligne L3 par un coude, la ligne L2 étant connectée à la ligne L4 par un coude, la ligne L3 étant connectée aux deux " patchs " 10 et 11 par un autre coude et la ligne L4 étant connectée aux deux " patchs " 12 et 13 par encore un autre coude. Le circuit en T et les quatre coudes donnent un rayonnement parasite de polarisation circulaire dont le sens est identique à celui de la polarisation du rayonnement principal. Sur la figure 6b, le réseau d'alimentation a été modifié de telle sorte que les deux branches du circuit en T soient de longueur L'1 et L'2, de manière à donner un rayonnement parasite symbolisé par la flèche E qui, en s'additionnant au rayonnement parasite des coudes, donne un rayonnement parasite de polarisation circulaire mais de sens opposé à celle du rayonnement principal. Dans ce cas, comme représenté sur la figure 7, le taux d'ellipticité (TE) en fonction de la fréquence obtenu pour les deux io réseaux montre un des avantages de la présente invention. Pour le circuit de la figure 6b, le TE est inférieur à 1,74dB sur une bande de fréquence de 630MHz. Pour la figure 6a, le TE est inférieur à 1', 74dB sur deux bandes, l'une de 330MHz centrée à 12,1GHz et l'autre de 150MHz centrée à 12,7GHz. On voit sur le diagramme, qu'à niveau de TE équivalent (3dB), cela représente une augmentation de largeur de bande de TE de 40% pour le circuit conforme à la présente invention. Avec la présente invention, on obtient les avantages suivants: amélioration du rendement de l'antenne, -pas de choix contradictoires à faire tant pour le substrat que pour la conception de l'antenne, -dans le cas d'une polarisation circulaire, notamment, le niveau de polarisation croisée est très faible. ll REVENDICATIONS 1 - Dispositif d'émission et/ou réception d'ondes électromagnétiques comprenant au moins une antenne avec au moins un élément rayonnant émettant et/ou recevant des signaux de polarisation donnée et un réseau d'alimentation réalisé en technologie microruban constitué de lignes agencées pour donner un rayonnement parasite, caractérisé en ce que le réseau d'alimentation est agencé et dimensionné de sorte que le rayonnement parasite soit de même direction et de même polarisation que le rayonnement de l'antenne et se combine en phase avec ledit rayonnement de l'antenne. 2 - Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que le rayonnement parasite est généré par des discontinuités dans les lignes du réseau d'alimentation telles que des coudes, des circuits en T, des variations de largeur de ligne. 3 - Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 et 2, caractérisé en ce que la phase relative de la source de rayonnement parasite est déterminée par les longueurs des lignes du réseau d'alimentation. 4 - Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que le réseau d'alimentation est un réseau symétrique. - Dispositif selon la revendication 4, caractérisé en ce que, dans le cas d'une antenne à polarisation linéaire, les longueurs de lignes Li de chaque côté d'un coude sont données par les équations suivantes: L1 = 11/2 + klX1 kl = 0,1,2,......... 2811 142 L2 = k2X2 k2 = 0,1,2,.......... O Ri représente la longueur d'onde guidée dans la ligne du réseau d'alimentation de longueur Li avec: li = 30/(f/cr effi) [ en cm] avec f: fréquence de travail. [ en GHz] sr effi: permittivité effective du matériau pour la portion de ligne de longueur Li. 6 - Dispositif selon la revendication 4, caractérisé en ce que, dans le cas d'une antenne à polarisation circulaire, comportant au moins deux éléments rayonnants, les longueurs de lignes Li du réseau d'alimentation formé d'un circuit en T à deux coudes, sont données par les équations suivantes: L'2 = L2 + kl;2/4 k1 = 1,2,3 s 5 O L'2 et L2 sont les deux branches du T. L'3 = L3 + k2,3/4 k2 = 1,2,3 O L3 et L'3 sont les lignes de connexion aux éléments rayonnants.