Brevet FR2814884A1 — publié le 20020405

MODULATEUR A MODULATION PAR DEPLACEMENT DE FREQUENCE CODE AU DEGRE M A GRANDE VITESSE ET A HAUT RENDEMENT DE PUISSANCE L'invention concerne un modulateur à modulation par déplacement de fréquence (FSK) et plus particulièrement, un modulateur à modulation par déplace- ment de fréquence codé au degré M ayant une grande vitesse et ayant un bon rende- ment de puissance, adapté pour une intégration dans un circuit. Du fait du développement rapide de la technologie de radio-communication et des améliorations continues de l'industrie des semi-conducteurs, la technologie de communication radio est utilisée de plus en plus largement dans chaque domaine de la vie quotidienne. En plus des téléphones sans fil très répandus, des téléphones cellulaires, des terminaux de communication alpha-numériques, et des alarmes de voitures, une grande diversité de produits sans fil se répandent dans la vie quoti- dienne des gens à une vitesse sans précédent. La tendance à une amélioration constante rend les produits sans fil nécessairement légers et de taille réduite. Cepen- dant, les produits sans fil doivent être réalisés à un coût relativement faible tout en accomplissant les caractéristiques suivantes: (1) Faible consommation de puissance; (2) Transmission à haut rendement; (3) Grande sensibilité de réception; et (4) Forte capacité contre les interférences. Si un produit sans fil présente les caractéristiques ci-dessus, on peut non seulement obtenir des transmissions radio de qualité supérieure, mais en outre la durée de vie d'une cellule électrique peut être prolongée de façon à permettre de protéger l'environnement. Au vu de ce qui précède, on adopte une technologie de modulation par déplacement de fréquence FSK de degré M classique pour concevoir un nouveau type de modulateur à modulation par déplacement de fréquence de degré M, qui utilise les caractéristiques implicites d'antiparasitage associées à la modula- tion par déplacement de fréquence pour obtenir un coût de fabrication faible, une 18744 dc - 26juillet 2001 - 1/12 haute fréquence de commutation et un haut rendement de puissance de conversion entre le courant continu et les radiofréquences. Les technologies de modulation par déplacement de fréquence classiques peuvent être classées dans les catégories suivantes: - la technologie électronique à boucle à phase asservie (PLL), - la technologie d'induction électromagnétique micro-ondes, - le synthétiseur direct numérique (DDS), et - la technologie à résonateur contrôlé électriquement. Le principe fondamental de la technologie électronique à boucle de phase asservie est décrit par la suite. Le signal de sortie d'un oscillateur à tension contrôlée dans la boucle à phase asservie traverse plusieurs circuits de division de fréquence, et est comparé à un signal extrêmement stable par un comparateur de phase. Ensuite, le comparateur de phase fournit en sortie un signal qui est ensuite traité par un filtre passebas pour générer un signal à variation lente, qui est proche du courant continu, pour contrôler la fréquence du signal de sortie de l'oscillateur à tension contrôlée. Au moyen de l'opération de rétroaction, l'oscillateur à tension contrôlée peut ajuster la fréquence du signal de sortie en réglant les circuits de division de fréquence. Le réglage du type numérique peut être obtenu en utilisant des signaux à déplacement de fréquence FSK générés en se basant sur des codes électroniques d'entrée. Cependant, un inconvénient majeur de la modulation par déplacement de fréquence FSK obtenue par boucle à phase asservie, est que la cadence de déplacement de fréquence de cette modulation est limitée par la constante de temps du filtre de la boucle à phase asser- vie. Par exemple, si l'espacement de canal du signal de modulation par déplacement de fréquence est de 200 kHz, de façon à moduler par déplacement de fréquence le signal précisément, une constante de temps typique de boucle à phase asservie d'approximativement 0,5 milliseconde doit être utilisée, ce qui limite la cadence de déplacement de fréquence FSK. En outre, une bande passante de boucle typique de 16,5 KHz est classiquement adoptée, ce qui est largement supérieure à la cadence de données de la modulation par déplacement de fréquence. Ainsi, une boucle à phase asservie peut moduler un signal de modulation par déplacement de fréquence préci- sément. Cependant, puisque la cadence de donnée est relativement lente et que l'espacement de canaux de 200 kHz ne peut pas être utilisé efficacement, la cadence d'utilisation de fréquence est relativement faible. En ce qui concerne la technologie d'induction électromagnétique et à micro- ondes, on utilise une diode PIN, une diode Varicap ou une diode à capacité variable, pour transférer la variation d'impédance à un oscillateur par induction électromagné- tique au moyen d'un mouvement marche-arrêt ou de changement de capacité. Les conditions d'oscillation de l'oscillateur sont ajustées de sorte que la fréquence change 18744 doc - 26juillet 2001 - 2/12 en fonction du signal qui contrôle la diode PIN ou la diode varicap. Le procédé présente un avantage en ce que le rapport du déplacement de fréquence (Af) sur f0 (qui est Af/f0) est très faible, et le taux de déplacement est relativement élevé. Cepen- dant, son désavantage est que le circuit électromagnétique ne peut pas être intégré facilement, car la taille de ce circuit est proche de la longueur d'onde de la fréquence de fonctionnement. Ainsi, le circuit électromagnétique présente une surface compa- rativement importante et doit être mis en oeuvre par un micro-circuit hybride. En plus de la diode varicap à tension contrôlée, un procédé de contrôle de fréquence de réso- nateur par le mouvement marche-arrêt de la diode PIN est également utilisé de façon connue. Lorsque la diode PIN est sur MARCHE (ou ARRET), l'inductance partielle ou la capacité partielle dans le résonateur peut (ou ne peut pas) être connectée, de façon à changer la fréquence de sortie de l'oscillateur. Cependant, l'utilisation d'un circuit de commutation dans une diode PIN consomme un courant continu supplé- mentaire pour obtenir un état MARCHE. Par ailleurs, le processus de fabrication d'une diode PIN n'est pas compatible pour son introduction dans un processus de fabrication classique pour des circuits intégrés tels que des transistors CMOS, un transistor bipolaire, ou un transistor à effet de champ GaAs, en l'état actuel. En outre, un synthétiseur direct numérique, qui utilise un circuit intégré numé- rique, est muni d'un accumulateur numérique fonctionnant sous cadencement d'horloge à grande vitesse, ce synthétiseur sauvegarde la forme d'onde de signal de sortie devant être générée (par exemple une onde sinusoïdale ou des données en phase d'un quelconque signal composite) dans une mémoire morte (ROM). En prenant par exemple une onde sinusoïdale en sortie, un accumulateur numérique fournit en sortie un code numérique approprié à l'extrémité d'entrée du convertisseur numérique/analogique (N/A ou DAC) en fonction d'une fréquence désignée, pour générer une forme d'onde analogique souhaitée, qui est ensuite filtrée par un filtre antirepliement du spectre. Le signal de modulation par déplacement de fréquence FSK de degré M, synthétisé par un circuit intégré numérique, requiert une technolo- gie VLSI (technologie à très grand degré d'intégration de composant). Ainsi, la puissance consommée est plutôt élevée. Puisque la consommation de puissance est limitée, une telle technologie est désavantageuse. Enfin, un résonateur contrôlé électroniquement est un oscillateur tel que celui représenté à la figure 5. Le circuit partiel fournissant l'amplification de signal dans l'oscillateur est représenté par une résistance négative (-R). Le circuit partiel respon- sable de la résonance, représenté par le circuit parallèle Rr-Cr-Lr, représente un résonateur parallèle. Rr représente les pertes du résonateur, et Rr plus grand repré- sente des pertes plus faibles. Ainsi, l'oscillation est activée seulement lorsque Rr est supérieur à une valeur absolue de -R. La modification des valeurs Lr et Cr peuvent 18744 doc - 26 juillt 2001 - 3/12 modifier la fréquence d'oscillation. Le résonateur de la figure 5 n'est pas limité au type parallèle, un résonateur de type série peut également être utilisé. Pour un réso- nateur de type série, la condition d'activation d'oscillation est que Rr soit inférieur à la valeur absolue de -R. Une façon classique pour moduler la fréquence directement utilise une diode varicap pour modifier la capacitance Cr et ensuite moduler la fréquence. Cependant, lorsqu'une diode varicap est utilisée pour moduler un signal à modulation par déplacement de fréquence, le déplacement de fréquence Af est souvent gravement limité par la variation d'amplitude de la capacitance variable de la diode varicap. Ceci est dû au fait que f0 est inversement proportionnel à /LrCr, o Cr est la capacité équivalente du résonateur. Puisque la fréquence de résonance est inversement proportionnelle à la racine carrée de la capacité équivalente Cr, une variation de capacité relativement élevée en comparaison est requise pour obtenir un déplacement de fréquence significatif et pour ainsi permettre d'obtenir la fonction de déplacement de fréquence d'une modulation par déplacement de fréquence FSK de degré M. L'autre désavantage est que, pour une diode varicap à grande variation de capacité, différentes tensions de polarisation (généralement largement supérieure à la tension de polarisation de l'oscillateur) sont nécessaires, ce qui est extrêmement coûteux et pas facile à intégrer. Par ailleurs, une diode varicap présente une valeur comparativement faible de facteur de surtension Q parmi les circuits intégrés, ce qui provoque de grandes pertes. Dans le brevet US n 6 078226 intitulé "Integrated Circuit Implementation of a Frequency Shift Keying Oscillator", un circuit intégré d'une modulation à déplacement de fréquence FSK de degré M est décrit, comme représenté à la figure 6. Le circuit utilise une alimentation de puissance pour commuter un oscillateur de modulation par déplacement de fréquence FSK, et utilise des commutateurs pour modifier la réactance d'un résonateur d'onde acoustique de surface de façon à obtenir un fonctionnement en commutation à grande vitesse. Cependant, le circuit utilise un résonateur à onde acoustique de surface unique dans lequel de multiples commutateurs sont utilisés pour modifier la réactance pour obtenir le fonctionnement en modulation par déplacement de fréquence FSK de degré M. Puisque la plage de fréquence de déplacement est significativement limitée par le résonateur à onde acoustique de surface pendant ce procédé, le déplacement de fréquence (Af) ne peut pas être préservé, ce qui limite la vitesse de transmission de données. Au vu des problèmes mentionnés précédemment, un objet de l'invention est de fournir un modulateur à modulation par déplacement de fréquence FSK de degré M codé à grande vitesse et à bon rendement de puissance. 18744 doc - 26 juille 2001 - 4/12 L'invention propose ainsi un modulateur à modulation par déplacement de fréquence FSK de degré M codé à grande vitesse et à bon rendement de puissance, comprenant: - une logique de codage, qui génère (M/2) signaux de code de Gray en s fonction de (N-1) bits d'un signal de commande, dans laquelle M = 2N; et - (M/2) oscillateurs de commutation comprenant chacun: - un résonateur à quartz composite avec une première extrémité et une deuxième extrémité; - un premier commutateur, qui est commandé par les signaux de code de Gray, avec une extrémité connectée à la première extrémité dudit résona- teur à quartz composite, et l'autre extrémité mise à la masse par l'intermé- diaire d'un circuit de résistance négative équivalente; - un deuxième commutateur, qui est commandé par les données séries, avec un extrémité connectée à la deuxième extrémité dudit résonateur à quartz composite, et l'autre extrémité mise à la masse; et - un condensateur, avec une extrémité connectée à la deuxième extrémité dudit résonateur à quartz composite, et l'autre extrémité mise à la masse, dans lequel un desdits (M/2) oscillateurs de commutation est activé par le signal de commande, et la fréquence de l'oscillateur activé est commutée par lesdites données séries pour obtenir un déplacement de fréquence de degré M. Selon une variante, la logique de codage reçoit un signal de validation, ladite logique de commande fournissant en sortie un zéro logique lorsque le signal de vali- dation n'est pas activé. Selon une autre variante, l'oscillateur de commutation fournit en sortie des signaux d'oscillation par l'intermédiaire dudit premier commutateur. Selon encore une variante, ledit résonateur à quartz composite est un cristal de quartz connecté à un condensateur. Selon encore une autre variante, le résonateur à quartz composite est un cristal de quartz connecté à une inductance. On peut encore prévoir que le résonateur à quartz composite soit un cristal de quartz connecté à un condensateur ou à une inductance. La figure 1 est un diagramme schématique représentant un circuit du modula- teur à modulation par déplacement de fréquence de degré M codé à grande vitesse et à bon rendement de puissance selon l'invention. La figure 2 est un diagramme de circuit représentant un exemple de l'oscilla- teur de commutation de la figure 1. La figure 3 est un diagramme montrant la relation entre le signal de validation et le signal d'oscillation. 18744 doc - 26 juillie 2001 - 5;12 La figure 4 représente plusieurs conceptions classiques du résonateur à quartz composite. La figure 5 représente un circuit simplifié de l'oscillateur classique. La figure 6 représente un exemple d'une mise en oeuvre de circuit intégré d'un oscillateur de modulation par déplacement de fréquence FSK de degré M classique. La figure 1 est un diagramme schématique d'un modulateur par modulation à déplacement de fréquence FSK de degré M codé à grande vitesse et à bon rendement de puissance 100 selon la présente invention. Le modulateur 100 inclut une cellule de codage 200 et (M/2) oscillateurs de commutation 700. La cellule de codage 200 reçoit (N-1) signaux de codage et fournit en sortie des signaux dénommés signaux en code de Gray ou binaire réfléchi 210 avec (M/2) bits, alors que les oscillateurs de commutation 700 reçoivent des données séries 220 et les signaux en code de Gray 210 de la cellule de codage 200. Dans le mode de réalisation, M représente la fréquence de déplacement du modulateur à modulation à déplacement de fréquence 100, o M = 2N et N est un entier positif. Comme représenté à la figure 1, un oscillateur de commutation 700 inclut un résonateur à quartz composite 400, un premier commutateur 500 pour contrôler le fonctionnement du résonateur 400, un deuxième commutateur 300 pour contrôler la fréquence de résonance du résonateur 400, un condensateur 310 pour ajuster la fréquence de résonance du résonateur 400, et un circuit de résistance négative équi- valent 600 connecté au premier commutateur 500. Le premier commutateur 500 de chaque oscillateur de commutation 700 est connecté à un signal de code de Gray à 1 bit 210 qui détermine l'état MARCHE-ARRET du premier commutateur 500. Puisque seulement un des signaux de code de Gray 210 est à un à un instant donné, seulement un commutateur parmi les (M/2) oscillateurs de commutation 700 peut être activé à un moment donné. En outre, le deuxième commutateur 300 de chaque oscillateur de commutation 700 est commandé par des données séries 220. Les données de séries incluent une série de signaux "0" et " 1 "un, qui déterminent l'état de marche ou d'arrêt du deuxième commutateur 300. Par conséquent, la capacité de connexion série du résonateur à quartz composite 400 varie avec l'état de marche ou d'arrêt du deuxième commutateur 300, et la fréquence de résonance du résonateur à quartz composite 400 varie en conséquence. Puisque chaque oscillateur de commu- tation 700 peut fournir deux fréquences de résonance différentes, les (M/2) oscilla- teurs de commutation 700 peuvent tous fournir M fréquences. En plus des données séries 220 et des (N-l) signaux de codage, la cellule de codage 200 reçoit un signal de validation en entrée. Lorsque le signal de validation est à "1" (logique haute), la cellule de codage 200 génère des signaux de code de Gray 210 normalement pour contrôler les M signaux de déplacement de fréquence; 18744 doc - 26 juillet 2001 - 6/12 lorsque le signal de validation est à zéro (niveau logique bas), les signaux de sortie de la cellule de codage 200 sont tous mis à zéro, et tous les oscillateurs de commuta- tion 700 sont à l'état de veille. Lorsque la transmission radio n'est pas nécessaire, le signal de validation est mis à zéro, de sorte que la modulation par déplacement de fréquence de degré M soit à un état de veille sans consommation de puissance. Lorsqu'une combinaison de huit fréquences est souhaitée, M doit être fixé à 8, et simultanément N-1 est égal à 2. La cellule de codage 200 présente deux signaux de commande en entrée, et quatre combinaisons qui commandent quatre oscillateurs de commutation 700. Du fait de la propriété des signaux de sortie en code de Gray 210, seulement un oscillateur 700 est activé à un instant donné, et le reste des oscillateurs sont à l'état d'arrêt. Chaque oscillateur de commutation reçoit une fréquence générée par des données de série 220, et ainsi on a huit combinaisons de fréquence. L'oscillateur 700 tel que représenté à la figure 1 peut être mis en oeuvre par un processus de fabrication de circuit intégré monolithique ou hybride de type CMOS et/ou de type transistor bipolaire. La figure 2 est un diagramme de circuit représen- tant un mode de réalisation préféré de l'oscillateur de commutation 700. L'oscillateur 700 utilise seulement deux transistors pour obtenir la commutation de signal et la commutation d'oscillateur avec la plus faible perte de puissance possible. En référence à la figure 2, le transistor 303 de l'oscillateur 700 fonctionne comme le commutateur 300 de la figure 1. A la figure 2, le transistor 303 est repré- senté sous forme de transistor bipolaire, mais peut être remplacé par un transistor NMOS. Lorsque les données séries 220 sont à zéro (à la masse, ou à une tension inférieure à la tension seuil du transistor 303), le transistor 303 ne peut pas être pola- risé dans le sens de la conduction, une impédance relativement élevée existe ainsi entre le collecteur et l'émetteur (le drain et la source pour un transistor NMOS) du transistor 303, c'est-à-dire l'état ouvert. Ainsi, une extrémité du résonateur à quartz composite 401 est mise à la masse par l'intermédiaire d'un condensateur à connexion série 402 formant une première fréquence de résonance. Lorsque les données séries 220 sont à "1" (normalement 3 volts), le signal 220 est connecté à la base du transistor 303 (ou de la porte du NMOS), par l'intermédiaire d'un filtre passe-bas formé par la résistance 301 et la capacité 302, de sorte que le chemin entre le collecteur et l'émetteur du transistor 303 (le drain et la source du NMOS) soient mis à l'état passant. En outre, le résonateur composite 401 est réalisé en cristal de quartz, ce qui ne permet pas le passage de courant continu, et seulement le passage d'une faible quantité de courant alternatif. On obtient par conséquent un très faible courant de base qui fait entrer le transistor 303 dans la région de satura- tion. Si le transistor 303 est un transistor NMOS, la tension haute du niveau logique "1", qui est supérieure à Vth, est suffisante pour faire que le NMOS passe à l'état de 18744 doc - 26 jmIlct 2001 - 7'12 marche. Le transistor 303 à cet instant ne consomme quasiment aucune puissance pour passer à l'état de marche, et la résistance entre le collecteur et l'émetteur (le drain et la source pour un NMOS) est seulement de 2 à 3 Q ou même inférieure. Ainsi, on observe une impédance proche du court-circuit sur l'extrémité gauche du résonateur à quartz composite 401, et la capacité 402 est courtcircuité. Ainsi, une extrémité du résonateur à quartz composite 401 est mise à la masse directement, en formant une deuxième fréquence de résonance. En d'autres termes, un oscillateur Colpitts formé par le résonateur à quartz composite 401 et le transistor 603, les capacités 601 et 602, et les résistances 604, 605 et 501, détermine les deux fréquences différentes de l'oscillateur en fonction de la valeur des données séries. Les deux fréquences mentionnées précédemment comprennent une première fréquence de résonance formée par le résonateur à quartz composite 401 et la capacité de connexion en séries 402, et une deuxième fréquence de résonance définie par le résonateur à quartz composite 401. En outre, le transistor 603 de la figure 2 est utilisé non seulement comme un oscillateur mais également comme un commutateur. Lorsque le signal en code de Gray 210 de la cellule de codage 200, qui est connecté à l'extrémité gauche du résis- tor 501, est au niveau logique 1, normalement d'environ 3 volts, le transistor 603 reçoit une tension de polarisation, et le point de polarisation de celui-ci est déterminé par la résistance 501 et 605. A cet instant, le transistor 603 fonctionne comme un oscillateur et fournit en sortie un signal d'oscillation par l'intermédiaire du résistor 605. Si le signal en code de Gray 210 est de "0", il n'y a pas de polarisation directe entre la base et l'émetteur du transistor 603. Ainsi, le transistor 603 est à l'arrêt, et une impédance très faible existe entre le collecteur et l'émetteur du transistor 603, qui approxime l'état ouvert d'un circuit de commutation. L'oscillateur est incapable de fonctionner dans de telles circonstances, et entre dans un état de veille présentant une consommation de puissance quasi nulle. Le transistor 603 étant à l'état marche ou à l'état d'arrêt est simplement contrôlé par un courant de base très faible du transistor 603 s'écoulant par l'intermédiaire du résistor 501. Ainsi, l'opération de commutation est assez rapide. En adoptant un modèle précis de Agilent ADS software et la base de données NPN_2N2222A de cette société, une technologie de simulation précise peut être mise en oeuvre. La figure 3 montre que lorsque le signal de validation varie entre 0 et 3 volts, et qu'à la fois le temps de montée et le temps de descente de ce signal sont d'approximativement 10 ts, les données séries 200 sont à 5 kilobits par seconde. Pour l'oscillateur formé par le transistor 603 de la figure 2, les données de simulation de temps d'ARRET et de MARCHE pour l'oscillation est d'approximativement 5 ps, ce qui est inférieur à la durée de montée et de descente du signal numérique. Pour 18744 doc - 26 juillet 2001 - 8/12 cela, le temps de MARCHE et d'ARRET de l'oscillateur est déterminé par les temps de montée et de descente du signal de validation. La période temporelle de celui-ci est beaucoup plus courte que celle d'un circuit à boucle à phase asservie. En référence à la figure 4, on a représenté plusieurs conceptions classiques de résonateur à quartz composite 401 de la figure 2. Le résonateur à quartz composite 401 se base sur un résonateur à quartz (figure 4a) et peut être connecté en série à une inductance unique (figure 4b), ou un condensateur unique (figure 4c) ou à une inductance et un condensateur (figure 4d) pour modifier le degré de modulation d'un signal de modulation par déplacement de fréquence. Ainsi, la présente invention fournit une conception d'un modulateur à modula- tion par déplacement de fréquence de degré M à haut rendement et à haut débit de données. La construction innovante fournit un transistor qui fonctionne en oscillateur et met en oeuvre une commutation à grande vitesse simultanément, et place l'oscilla- teur de commutation dans une structure de circuit de codage pour former un modu- lateur à modulation par déplacement de fréquence de degré M constitué intégrale- ment de transistors, qui est adapté pour une intégration en circuit. Le circuit de codage (encodeur) peut être un codeur de signaux de code de Gray, utilisant les caractéristiques des signaux de code de Gray qui changent seulement un bit par cycle, pour activer simplement un oscillateur à quartz composite connecté à l'exté- rieur à grande vitesse à chaque fois. Cette conception peut tout particulièrement s'appliquer à un système de transmission radionumérique avec une demande particu- lière de rendement de puissance, par exemple la communication satellite ou l'équipement de communication radio à haut rendement. Les modes de réalisation préférés précédents sont donnés uniquement pour illustrer la structure d'un modulateur à modulation par déplacement de fréquence de degré M codé à grande vitesse et à bon rendement de la présente invention, mais ne sont pas donnés à des fins de limitation de l'invention. On doit ainsi bien comprendre que les revendications annexées couvriront toute alternative, variante et modification tombant sous la véritable portée et l'esprit de la présente invention. 18744 doc - 26 jullet 2001 - 9/12 REVENDICATIONS 1. Un modulateur (100) à modulation par déplacement de fréquence FSK de degré M codé à grande vitesse et à bon rendement de puissance, comprenant: - une logique de codage, qui génère (M/2) signaux de code de Gray (210) en fonction de (N-1) bits d'un signal de commande, dans laquelle M = 2N; et (M/2) oscillateurs de commutation comprenant chacun: - un résonateur à quartz composite (400) avec une première extrémité et une deuxième extrémité; - un premier commutateur, qui est commandé par les signaux de code de Gray (210), avec une extrémité connectée à la première extrémité dudit résonateur à quartz composite (400), et l'autre extrémité mise à la masse par l'intermédiaire d'un circuit de résistance négative équivalente; - un deuxième commutateur (300), qui est commandé par les données séries (220), avec un extrémité connectée à la deuxième extrémité dudit résona- teur à quartz composite (400), et l'autre extrémité mise à la masse; et - un condensateur (310), avec une extrémité connectée à la deuxième extré- mité dudit résonateur à quartz composite (400), et l'autre extrémité mise à la masse, dans lequel un desdits (M/2) oscillateurs de commutation est activé par le signal de commande, et la fréquence de l'oscillateur activé est commutée par lesdites données séries pour obtenir un déplacement de fréquence de degré M. 2. Le modulateur (100) à modulation par déplacement de fréquence FSK de degré M codé à grande vitesse et à bon rendement de puissance de la revendica- tion 1, dans lequel ladite logique de codage reçoit un signal de validation, ladite logi- que de codage fournissant en sortie un zéro logique lorsque le signal de validation n'est pas activé. 3. Le modulateur (100) à modulation par déplacement de fréquence FSK de degré M codé à grande vitesse et à bon rendement de puissance selon la revendi- cation 1 ou la revendication 2, dans lequel ledit oscillateur de commutation (700) fournit en sortie des signaux d'oscillation par l'intermédiaire dudit premier commu- tateur. 4. Le modulateur (100) à modulation par déplacement de fréquence FSK de degré M codé à grande vitesse et à bon rendement de puissance de la revendica- 18744 doc - 26 juillect 2001 - 10/12 Il tion 1, 2 ou 3, dans lequel ledit résonateur à quartz composite (400) est un cristal de quartz connecté à un condensateur. 5. Le modulateur (100) à modulation par déplacement de fréquence FSK de degré M codé à grande vitesse et à bon rendement de puissance de la revendica- tion 1, 2 ou 3, dans lequel ledit résonateur à quartz composite (400) est un cristal de quartz connecté avec une inductance. 6. Le modulateur (100) à modulation par déplacement de fréquence FSK de degré M codé à grande vitesse et à bon rendement de puissance de la revendica- tion 1, 2 ou 3, dans lequel ledit résonateur à quartz composite (400) est un cristal de quartz connecté à un condensateur (310) et à une inductance. 18744 doc - 26juillet 2001 - 11/12