Brevet FR2818831A1 — publié le 20020628

Dispositif de transposition de fréquence à admissibilité élevée. L'invention concerne la transposition de fréquence et s'applique avantageusement mais non limitativement dans le domaine de la radiofréquence, par exemple en téléphonie mobile, dans lequel les circuits radiofréquence utilisent généralement des dispositifs de transposition de fréquence, ou mélangeurs de fréquence, tant à l'émission qu'à la réception. A l'émission, les mélangeurs de fréquence, qui sont en l'espèce des circuits élévateurs de fréquence, ont pour but de transposer l'information en bande de base autour de la porteuse d'émission. En réception, les mélangeurs de fréquence sont des montages abaisseurs de fréquence. La figure 1 illustre schématiquement la structure habituellement utilisée pour les dispositifs de transposition de fréquence de l'art antérieur, par exemple une structure de montage abaisseur de fréquence. La structure habituellement utilisée pour ces mélangeurs est une structure de type GILBERT différentielle telle qu'illustrée schématiquement sur cette figure 1. Plus précisément, une telle structure comporte un bloc transducteur différentiel BTC pour convertir le signal d'entrée différentiel (tension) RF\ RF-, présent sur les bornes BEI et BE2, en un courant différentiel. Ce bloc BTC comporte dans le cas présent un étage différentiel constitué d'une paire différentielle de transistors Ql et Q2, dont les bases respectives sont reliées aux bornes d'entrée BEI et BE2. Les collecteurs des deux transistors QI et Q2 forment les bornes de sortie de ce bloc transducteur BTC. Bien entendu, le bloc BTC pourrait comporter plusieurs étages, et, dans ce cas, les transistors QI et Q2 en formeraient l'étage de sortie. Les transistors QI et Q2 sont polarisés par une source de courant IPOL. A la sortie du bloc transducteur BTC, c'est-à-dire aux collecteurs des transistors Ql et Q2, est connecté un bloc de commutation de courant COM aiguillant le courant alternativement vers l'une ou l'autre des deux bornes de sortie BS 1, BS2, à la fréquence d'un signal d'oscillateur local LO+, LO-, reçu au niveau des bornes BC 1, BC2 et BC3. Ce bloc COM comporte classiquement deux paires de transistors Q3, Q5, et Q4, Q6. Chaque impédance ZL1, ZL2 (par exemple des résistances) connectée entre les bornes de sortie BS1, BS2 et l'alimentation Vcc, représente la charge de sortie du mélangeur. Le bloc transducteur BTC convertit la puissance ou la tension appliquée aux entrées BEI, BE2 en un courant différentiel qui est une image supposée linéaire du signal d'entrée. Ce signal linéaire est ensuite découpé par une fonction carrée non linéaire (+1,-1, +1,-1...) réalisée par le double commutateur COM, à la fréquence du signal d'oscillateur local, ce double commutateur faisant office d'aiguilleur dynamique de courant. Le signal de sortie est recueilli en différentiel aux bornes BS1, BS2 des charges de sortie. Un inconvénient d'un tel mélangeur réside dans le fait qu'il présente une faible admissibilité. L'homme du métier sait que "l'admissibilité"d'un circuit représente la plus grande amplitude possible d'un signal d'entrée qui ne cause pas de non fonctionnalité ou de limitation de performances du circuit. Et, dans le montage de l'art antérieur, la dynamique des signaux d'entrée et de sortie est limitée aux fortes amplitudes du fait de l'empilement des composants (notamment le transistor constituant la source de tension IPOL, le transistor QI et le transistor Q3, par exemple), et ce d'autant plus que la tension d'alimentation est basse. En d'autres termes, en raison notamment des tensions de déchet des différents transistors, il n'est pas possible d'appliquer en entrée du circuit mélangeur un signal, par exemple un signal sinusoïdal, ayant une amplitude trop importante, et, ce d'autant plus que la tension d'alimentation est basse. Or, ceci s'avère gênant dans certaines applications, comme par exemple dans les circuits de téléphone cellulaire pour lesquels la consommation doit être la plus réduite possible. L'invention vise à apporter une solution à ce problème. L'invention a notamment pour but de proposer un dispositif de transposition de fréquence qui présente une admissibilité élevée, même sous faible tension d'alimentation. L'invention a encore pour but de proposer un dispositif de transposition de fréquence qui présente une linéarité élevée, un gain de conversion élevé, un faible facteur de bruit, et une distorsion d'intermodulation réduite. L'invention propose donc un dispositif de transposition de fréquence, du type comportant un bloc transducteur différentiel pour convertir un signal d'entrée en un courant différentiel et comportant un étage différentiel à deux transistors, et un circuit de commutation de courant commandé par un signal d'oscillateur local et connecté entre l'étage différentiel du circuit transducteur et la sortie du dispositif. Selon une caractéristique générale de l'invention, le bloc transducteur comporte un miroir de courant différentiel connecté entre les émetteurs des transistors de l'étage différentiel et le circuit de commutation de courant, une première paire de transistors du miroir de courant formant avec les deux transistors de l'étage différentiel deux amplificateurs, le collecteur de chaque transistor de l'étage différentiel étant polarisé par une source de courant constant connectée entre le collecteur et une borne d'alimentation du dispositif. D'une façon très générale, l'invention s'applique à des transistors bipolaires ou à des transistors à effet de champ, par exemple des transistors MOS. Dans ce cas, les émetteurs, collecteurs et bases des transistors bipolaires sont remplacés respectivement par les sources, drains et grilles des transistors à effet de champ. Selon un mode de réalisation de l'invention, la base de chaque transistor de ladite première paire du miroir de courant est reliée au collecteur du transistor correspondant de l'étage différentiel par une ZZ > source de tension de décalage dont la valeur est choisie de façon à fixer la tension de collecteur du transistor correspondant de l'étage différentiel, à une valeur légèrement inférieure à celle de la tension d'alimentation. Cette source de tension de décalage, quoique non indispensable, permet d'accroître encore l'admissibilité d'entrée. Le bloc transducteur peut comporter avantageusement une impédance connectée entre les émetteurs des transistors de l'étage différentiel, cette impédance étant de même nature que celle des impédances de charge de sortie du dispositif. La présence d'une telle impédance améliore encore l'admissibilité d'entrée et permet également d'obtenir une bonne linéarité lors de la conversion tension-courant. Des impédances de même nature signifient, au sens de la présente invention, que l'on choisira pour toutes les impédances par exemple soit des résistances, soit des inductances. A cet égard, l'utilisation d'impédances inductives permet d'obtenir une dynamique plus importante du signal de sortie centré autour de la tension d'alimentation. Le miroir de courant comporte une deuxième paire de transistors respectivement connectés entre la première paire de transistors du miroir et le circuit de commutation de courant. Chaque transistor de la deuxième paire a de préférence une surface d'émetteur égale à N fois la surface d'émetteur d'un transistor de la première paire. Ceci permet de délivrer un courant N fois plus important au circuit de commutation. Par ailleurs, N définit la consommation de courant. A titre indicatif, on pourra choisir N égal à quelques unités. Bien que l'invention trouve des applications dans de nombreux domaines, elle s'applique avantageusement au domaine de la téléphonie mobile. A cet égard, l'invention propose également un téléphone mobile cellulaire, comprenant un dispositif de transposition de fréquence tel que défini ci-avant. D'autres avantages et caractéristiques de l'invention apparaîtront à l'examen de la description détaillée d'un mode de réalisation, nullement limitatif, et des dessins annexés, sur lesquels : - la figure 1, déjà décrite, illustre un dispositif de transposition de fréquence, selon l'art antérieur ; et - la figure 2 illustre schématiquement un mode de réalisation d'un dispositif de transposition de fréquence, selon l'invention. Sur la figure 2, le bloc de commutation de courant COM est identique à celui illustré sur la figure 1. On décrira donc maintenant plus en détail uniquement le bloc transducteur BTC du dispositif de transposition de fréquence DTF. Ce dispositif de transposition de fréquence peut être incorporé dans un téléphone mobile cellulaire TMCL (sur la figure 2, les autres éléments classiques d'un téléphone mobile n'ont pas été représentés à des fins de simplification). Le bloc transducteur BTC comporte un miroir de courant différentiel connecté entre les émetteurs des transistors QI, Q2 de l'étage différentiel et le circuit de commutation de courant COM. Ce miroir de courant comporte deux paires de transistors, à savoir une première paire formée des transistors Q30 et Q40 et une deuxième paire formée des transistors Q50 et Q60. La première paire de transistors Q30 et Q40 du miroir de courant forme avec les deux transistors Ql et Q2 de l'étage différentiel deux amplificateurs. Plus précisément, le collecteur du transistor Q30 est relié à l'émetteur du transistor QI et la base du transistor Q30 est rebouclée sur le collecteur du transistor QI. L'émetteur du transistor Q30 est relié à la masse. On retrouve cette structure pour les transistors Q2 et Q40. SU et S12 désignent deux sources de courant égales qui polarisent l'étage différentiel Ql, Q2. Par ailleurs, dans ce mode de réalisation préférentiel, la base du transistor Q30 (respectivement Q40) est rebouclée sur le collecteur du transistor QI (respectivement Q2) par l'intermédiaire d'une source de tension VTH. Cette tension VTH est une tension de décalage permettant d'accroître l'admissibilité du signal d'entrée. Les deux émetteurs des transistors Ql et Q2 sont reliés par une impédance Ze qui est de même nature que celle des impédances de charge ZL1 et ZL2. Toutes ces impédances peuvent être ainsi des résistances ou bien des impédances inductives, ce qui dans ce dernier cas permet d'obtenir une plus grande dynamique du signal qui est alors centré autour de la tension d'alimentation Vcc. La présence du miroir de courant permet de décorréler le niveau du signal d'entrée RF du niveau du signal d'oscillateur local. Ainsi, le signal de sortie n'est limité que par les tensions de déchet des transistors tels que Q3 et Q50 et par la tension d'alimentation Vcc, d'où il en résulte une dynamique de sortie maximale. Les tensions de déchet des transistors de l'étage d'entrée n'interviennent pas dans la limitation de l'admissibilité du signal de sortie. De même, le signal d'entrée n'est limité que par les tensions de déchet des transistors tels que Ql et Q30 et par ceux de la source de courant SU (SI2). Les tensions de déchet des transistors tels que Q3 et Q50 n'interviennent pas dans cette limitation. L'admissibilité du signal d'entrée est ainsi accrue. Le courant différentiel de sortie entre les transistors Q50 et Q60 est égal à 2 N AV/Ze, où N désigne le rapport entre la surface d'émetteur du transistor Q50 (respectivement Q60) et celle du transistor Q30 (respectivement Q40), et où AV désigne la tension différentielle d'entrée (entre les signaux RF'et RF-). On va maintenant donner à titre indicatif des valeurs numériques d'admissibilité pour différents cas particuliers. Dans un premier cas particulier, on suppose que la tension VTH est nulle, c'est-à-dire que les transistors Q30 et QI (respectivement Q40 et Q2) sont rebouclés directement. On suppose également que les tensions base-émetteur V BE des différents transistors sont égales à 0,75 volt et que les tensions collecteur- émetteur minimales V CE min des différents transistors sont égales à 0,25 volt. On suppose également que la différence de tension minimale nécessaire au fonctionnement de la source de tension SII (ou SI2) est égale à 0,25 volt, et que la tension d'alimentation minimale Vcc est égale à 1 volt. Dans ce cas, le niveau minimal admissible pour le signal RF est égal à 1 volt et le signal maximum admissible est égal à 1,25 volt. De même, dans ces conditions, la tension émetteur minimale du transistor Ql est égale à 0,25 volt et la tension émetteur maximale est égale à 0,50 volt. La tension collecteur minimale des transistors Q3 et Q4 est égale à 0,5 volt et la tension maximale est égale à Vcc si ZL1 et ZL2 sont des résistances. Dans le cas où ZLI et ZL2 sont des inductances, le signal de sortie est deux fois plus important en première approximation. Par ailleurs, si l'on suppose que la tension différentielle du signal d'entrée RF est égale à 0,5 volt pic-pic, on obtient une tension différentielle en sortie (aux bornes BS 1 et BS2) égale à 1 volt pic-pic si les impédances ZE, ZLI et ZL2 sont des résistances et égale à 2 volts pic-pic si ces impédances sont des inductances. Dans un autre cas particulier, dans lequel la tension VTH n'est pas nulle, on choisira la valeur de celle-ci de façon à fixer la tension de collecteur du transistor QI (Q2) à une valeur légèrement inférieure à celle de la tension d'alimentation. A titre indicatif, si l'on choisit une tension d'alimentation Vcc minimale de 1,75 volt, et si l'on garde les mêmes valeurs pour les tensions base-émetteur et collecteur-émetteur des transistors ainsi que pour la tension aux bornes de la source de courant SU (SI2), on peut choisir une tension VTH égale à 0,75 volt. La valeur minimale admissible pour le signal d'entrée reste inchangée à 1 volt mais la valeur maximale admissible est portée à 2 volts. Pour une tension différentielle d'entrée égale à 2 volts pic-pic, on obtient alors une tension différentielle de sortie égale à 2,5 volts picpic pour des impédances résistives et égale à 5 volts pic-pic pour des impédances inductives. Le gain de conversion du montage est défini par le rapport des impédances ZL1 (ou ZL2) /Ze et le rapport de surface N. REVENDICATIONS 1. Dispositif de transposition de fréquence, du type comportant un bloc transducteur différentiel (BTC) pour convertir un signal d'entrée en un courant différentiel et comportant un étage différentiel à deux transistors (QI, Q2), et un circuit de commutation de courant (COM) commandé par un signal d'oscillateur local et connecté entre l'étage différentiel du circuit transconducteur et la sortie du dispositif, caractérisé par le fait que le bloc transconducteur (BTC) comporte un miroir de courant différentiel (Q30, Q50, Q40, Q60) connecté entre les émetteurs des transistors (QI, Q2) de l'étage différentiel et le circuit de commutation de courant (COM), une première paire de transistors (Q30, Q40) du miroir de courant formant avec les deux transistors (QI, Q2) de l'étage différentiel deux amplificateurs, le collecteur ou drain de chaque transistor de l'étage différentiel étant polarisé par une source de courant constant (sir, S12) connectée entre le collecteur et une borne d'alimentation du dispositif. 2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé par le fait que la base ou grille de chaque transistor de ladite première paire du miroir de courant est reliée au collecteur ou drain du transistor correspondant de l'étage différentiel par une source de tension de décalage (VTH) dont la valeur est choisie de façon à fixer la tension de collecteur ou de drain du transistor correspondant de l'étage différentiel, à une valeur légèrement inférieure à celle de la tension d'alimentation. 3. Dispositif selon la revendication 2, caractérisé par le fait que la tension de collecteurou de drain est inférieure de quelques centaines de millivolts à la tension d'alimentation (Vcc). 4. Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé par le fait que le bloc transconducteur (BTC) comporte une impédance (Ze) connectée entre les émetteurs ou sources des transistors de l'étage différentiel, cette impédance étant de même nature que celle des impédances de charge de sortie (ZL1, ZL2) du dispositif. 5. Dispositif selon la revendication 4, caractérisé par le fait que les impédances (Ze, ZL1, ZL2) sont des impédances inductives. 6. Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé par le fait que le moiroir de courant comporte une deuxième paire de transistors (Q50, Q60) respectivement connectés entre la première paire de transistors et le circuit de commutation de courant, chaque transistor de la deuxième paire ayant une surface d'émetteur ou de source égale à N fois la surface d'émetteur d'un transistor de la première paire. 7. téléphone mobile cellulaire, caractérisé par le fait qu'il incorpore un dispositif selon l'une des revendications 1 à 6.