Brevet FR2810820A1 — publié le 20011228

PROCEDE ET DISPOSITIF DE RECEPTION D'UN SIGNAL RADIO La présente invention concerne les techniques de radiocommunication numérique utilisant un accès multiple à répartition par codes (CDMA, Code- Division Multiple Access ). Elle vise plus particulièrement les méthodes de détection multi- utilisateurs parfois employées dans ces techniques pour améliorer les performances de réception. Un signal CDMA traité par un récepteur a pour expression, après filtrage et transposition en bande de base où n(t) est un bruit additif et U est le nombre de canaux multiplexés sur porteuse CDMA, dont les contributions yu(t) ont pour expression générale où # bu est le symbole d'information de rang i transmis sur le u-ième canal ; # sU(t) est un code généralisé donné par la convolution de la réponse impulsionnelle du u-ième canal avec la portion correspondant au symbole bP du code d'étalement cu affecté au canal. Le nombre U correspond aux nombres d'utilisateurs si chaque utilisateur considéré dispose d'un seul canal. Il peut toutefois y avoir plusieurs canaux par utilisateur (par exemple trafic et contrôle). Les codes d'étalement cu sont des séquences d'échantillons discrets appelés chips , à valeurs réelles ( 1) ou complexes ( 1 j), ayant une cadence de chips donnée. Les symboles bP sont également à valeurs réelles ( 1) ou complexes ( 1 j). La durée d'un symbole sur un canal est un multiple de la durée du chip, le rapport entre les deux étant le facteur d'étalement Q du canal. Dans certains systèmes, le facteur d'étalement peut varier d'un canal à un autre. Dans un tel cas, on considère un facteur d'étalement commun Q égal au plus grand commun diviseur (PGCD) des U facteurs d'étalement Qu. Un symbole sur le canal u est alors considéré comme la concaténation de Qu/Q symboles consécutifs bu dont les valeurs sont identiques. La durée de la réponse généralisée su(t) correspond à -1 chips si W désigne la longueur de la réponse impulsionnelle exprimée nombre de chips. En échantillonnant à la cadence des chips le signal CDMA y(t) reçu pour bloc de n symboles sur chacun des canaux, le récepteur obtient des échantillons complexes qu'on peut modéliser par un vecteur Y nxQ+W-1 composantes Y = AI + N (3) où # désigne un vecteur-colonne de taille nxU, qu'on peut décomposer en _ (bT , b2, , bn , (. )T représentant l'opération de transposition, les vecteurs bi étant de taille U pour 1 s i En d'autres termes, les matrices Ai s'écrivent Ai = (0!, n?, . . . , ,52P (4) avec : S2u = Mu.HU (5) où Mu est une matrice de Toeplitz de taille (nxQ+W-1) x (nxQ+W-Q) obtenue à partir des valeurs cU(q) des chips du code d'étalement cu du u-ième canal pendant la durée du i-ième bit du bloc et HP un vecteur-colonne de taille (n-1)xQ+W qui, lorsque les U canaux sont reçus de façon synchronisée, contient (i-1)xQ composantes à zéro, suivies les W échantillons de la réponse impulsionnelle u-ième canal relative i-ième symbole bP, suivies par (n-i)xQ autres composantes à zéro. Les décalages temporels de réception selon les différents canaux, en nombres de chips, traduisent par des décalages correspondants W échantillons de la réponse impulsionnelle des canaux le long du vecteur récepteur le plus couramment utilisé utilise un ou plusieurs filtres adaptés pour estimer la valeur des symboles transmis sur chaque canal. Ce récepteur estime la réponse impulsionnelle du canal selon un trajet de propagation ou plusieurs trajets de propagation ( rake receiver L'opération effectuée par de tels récepteurs revient a effectuer le produit matriciel Z = Â*.Y (7) où Â* la transposée conjuguée d'une estimation Â = (ÂJ , Â2, -, ÂJ de la matrice A = (A,, A2, ..., An), les matrices Âj découlant des réponses impulsionnelles estimées en appliquant les relations (4) et (5). nxU composantes ZP du vecteur Z sont des estimations souples respectives des nxU symboles bu du vecteur b. Si les décodages effectués en aval admettent des estimations souples en entrée, on peut utiliser directement les composantes du vecteur Z. Sinon, le signe de ces composantes est pris pour former les estimations dures des symboles. récepteur à filtre adapté est optimal lorsque les codes généralisés (vecteurs Szu) sont orthogonaux deux à deux, c'est-à-dire lorsque la matrice A`.A est diagonale. En général, les systèmes adoptent des codes d'étalement orthogonaux deux à deux et ayant de bonnes propriétés d'autocorrélation, ce qui permet vérifier cette condition en première approximation. Toutefois, lorsqu'on prend en compte la réponse impulsionnelle du canal, la condition d'orthogonalité n'est plus remplie. L'approximation * dessus devient mauvaise particulièrement en présence de trajets multiples de propagation. Un de la présente invention est de compenser le caractère non optimal du récepteur à filtre adapté dans ces situations. L'invention propose ainsi un procédé de réception d'un signal radio comportant contributions de plusieurs canaux multiplexés par des codes d'étalement respectifs, dans lequel on alloue un récepteur à filtre adapté à chaque canal multiplexé pour estimer une réponse impulsionnelle canal et fournir des premières estimations souples de symboles transmis le canal. Selon l'invention, on traite les premières estimations souples fournies par les récepteurs a filtres adaptés pour obtenir une estimation souple corrigée d'au moins un symbole transmis sur un canal en soustrayant de première estimation souple dudit symbole au moins un terme égal au produit entre une valeur de décision affectée à un autre symbole transmis sur un autre canal, déterminée à partir d'une estimation souple précédemment obtenue pour ledit autre symbole transmis, et une corrélation entre deux codes généralisés respectivement associés audit symbole et audit autre symbole, le code généralisé associé à un symbole transmis sur un canal étant une convolution entre la réponse impulsionnelle estimée dudit canal et Q échantillons du code d'étalement du canal qui correspondent audit symbole. Le procédé corrige les estimations souples fournies par le recepteur à filtre adapté en tenant compte de la forme particulière de l'interférence provoquée dans un canal par la présence des autres canaux d'accès multiple. Cette interférence est appelée ici MAI ( Multiple Access Interference Cette prise en compte améliore les performances du récepteur en termes rapport signal-sur-bruit. Les symboles sont typiquement transmis sur U canaux multiplexés sous forme de blocs respectifs de n symboles, n et U étant des nombres plus grands que 1. En sortie des récepteurs à filtres adaptés, la première estimation souple du i-ieme symbole d'un bloc transmis sur le u-ième canal -.Ai, et bi est un vecteur-colonne de taille U composé de valeurs de décision affectées aux i-iemes symboles des U blocs, respectivement déterminées à partir d'estimations souples précédemment obtenues pour lesdits i-iemes symboles. Le terme Ri,o.bi représente, en première approximation, une estimation de l'interférence provoquée dans le u-ième canai par la présence des U-1 autres canaux. Cette approximation peut suffire dans des cas où l'interférence inter-symbole (1S1) est faible. Le vecteur-ligne Ru o est négligé dans les récepteurs traditionnels (qui supposent A*.A diagonale), de sorte que la MAI est considérée comme incluse dans le bruit additif (vecteur N de la relation (3)). Ceci dégrade les performances du récepteur en termes de rapport signal-sur-bruit. Le procédé ci-dessus exploite une connaissance qu'on peut avoir sur la structure des contributions de la MAI dans le signal reçu, afin d'éviter ou du moins atténuer cette dégradation. Dans une réalisation avantageuse du procédé, ladite estimation souple corrigée du i-ième symbole du bloc transmis sur le u-ième canal est obtenue en soustrayant en outre de la première estimation souple dudit symbole au moins un terme de la forme RI,j.bi+j , où j est un entier non nul, et RUj est la u-ième ligne d'une matrice de taille U x U dont les composantes sont respectivement issues d'une matrice de corrélation Ri,j = Âi.Âi+j. De préférence, chacun des termes de la forme RIP il bi+j pour -m On affine ainsi l'estimation de la contribution de la MAI, et on prend compte de la même façon l'interférence inter-symboles (1S1) dont l'entier m représente le degré. Typiquement, les estimations souples corrigées seront déterminées séquentiellement pour plusieurs symboles des U blocs. Pour former lesdites estimations souples précédemment obtenues pour certains des symboles, servant à déterminer les valeurs de décision, on prend alors avantageusement les estimations souples corrigées desdits symboles si elles ont précédemment été déterminées, et les premières estimations souples desdits symboles sinon. On tient ainsi compte de façon récursive des corrections déjà effectuées sur les estimations souples, ce qui permet d'améliorer encore la précision. Un autre aspect de la présente invention se rapporte à un dispositif de réception d'un signal radio comportant des contributions de plusieurs canaux multiplexés par des codes d'étalement respectifs, comprenant des récepteurs à filtres adaptés affectés chacun à un canal multiplexé respectif pour estimer une réponse impulsionnelle du canal et fournir des premières estimations souples de symboles transmis sur le canal, et des moyens de traitement de ces premières estimations souples pour obtenir une estimation souple corrigée d'au moins un symbole transmis sur un canal de la manière indiquée précédemment. Un tel dispositif peut notamment être incorporé à une station de base d'un système de radiocommunication CDMA. D'autres particularités et avantages de la présente invention apparaîtrônt dans la description ci-après d'exemples de réalisation non limitatifs, en référence aux dessins annexés, dans lesquels - la figure 1 est un schéma synoptique d'un dispositif de réception selon l'invention ; et - la figure 2 est un schéma d'un récepteur à filtre adapté du dispositif. Le dispositif représenté sur la figure 1 fait partie de l'étage réception d'une station de radiocommunication apte à communiquer avec plusieurs stations distantes 1. Les canaux montants utilisés par ces stations distantes 1 sont multiplexés par la technique CDMA, de sorte que le signal radio capté par l'antenne 2, ramené en bande de base, peut être représenté sous la forme (1)-(2) pour U canaux multiplexés en provenance de V stations (1 _ V La station incorporant le dispositif est par exemple une station de base d'un système de radiocommunication cellulaire de troisième génération de type UMTS ( Universal Mobile Telecommunication System ). Sur la figure 1, l'unité 3 représente schématiquement modules effectuant de façon classique les pré-traitements de réception signal (amplification, filtrages, conversion en bande de base, échantillonnage à la fréquence des chips). Cette unité 3 délivre des blocs Y nxQ+W-1 échantillons, correspondant à des blocs de n symboles émis simultanément sur les U canaux. Si les blocs de n symboles se succèdent sans interruption sur les canaux, il y a un recouvrement de W échantillons (chips) entre blocs Y successifs, correspondant à la durée de la réponse impulsionnelle. Les blocs de signal reçu Y sont fournis en parallèle à récepteurs à filtres adaptés 4u fonctionnant avec des codes dé canaux respectifs cu produits par des générateurs de code pseudo-aléatoire 5u (1 figure 2 illustre la structure bien connue d'un récepteur à filtre adapté de type rake . récepteur 4u comprend une unité de sondage de canal 6 évalue la réponse impulsionnelle du u-iéme canal en recherchant K trajets de propagation (K >_ 1), pour les K doigts du récepteur. Chaque trajet k est caractérisé par un retard tk exprimé en nombre de chips et réponse complexe (1 _ k Dans chaque doigt k du récepteur 4u, le code d'étalement cl produit le générateur 5u (ou son conjugué si les codes sont complexes) est retardé une unité 7 qui lui applique le retard de tk chips. Chaque code ainsi retardé est multiplié par le signal reçu Y (multiplieur 8) et par le conjugué de la réponse complexe rk (multiplieur 9). Les K résultats de ces multiplications sont additionnés par un sommateur 10 pour former le bloc Zu n estimations souples pour le u-ième canal. En sortie du récepteur à filtre adapté 4u, la i-ième composante du bloc Zu est l'estimation souple du symbole bP. les symboles sont des bits signés ( 1), les estimations souples du bloc Zu sont les parties réelles des contributions sommées des K doigts. Si symboles bu sont des paires de bits signés, ce sont des nombres complexes égaux à ces contributions sommées. Comme le montre la figure 1, les estimations souples peuvent être transformées en estimations dures bu par des modules de décision 12u en sortie des récepteurs 4u. Lorsque les symboles bP sont des bits signés, les modules 12u appliquent simplement la fonction signe aux composantes réelles vecteurs A Lorsque ce sont des paires de bits signés, modules 12u appliquent la fonction signe aux parties réelles et aux parties imaginaires des composantes des vecteurs A Si on ordonne l'ensemble des composantes des vecteurs Zu en regroupant les estimations des symboles de même rang i, obtient le vecteur de taille nxU précédemment défini, dans lequel l'estimation souple du symbole bP est la ((i-1)xU + u)-ième composante. Le vecteur colonne Z peut aussi être décomposé en n vecteurs Zi de taille U, selon ZT = @ZT , Z2, .-. , Zn) . ordonnancement similaire des composantes des U vecteurs bu donne le vecteur-colonne d'estimations dures b de taille nxU, qu'on peut décomposer en bT = (b# , b2, ... , bn ) , les vecteurs bi étant de taille U pour 1 Le produit matriciel (7) effectué par les récepteurs ' filtres adaptés peut encore s'écrire (cf. (3)) Z = Â*.A.b + Â*.N Si suppose que les réponses impulsionnelles ont été correctement estimées, peut considérer que les matrices A et Â sont égales, et on voit que la relation entre le vecteur b des symboles et le vecteur Z des estimations souples de ces symboles est caractérisée par la matrice A*.A, qu'on peut développer en avec,pour 1 Pour 1 s i où Zi est vecteur de taille U contenant les estimations souples des i-ièmes symboles U blocs et Ni un vecteur de bruit correspondant. Dans le cas particulier où tous les canaux sont synchronisés et où 1'1S1 est négligeable (m = 0), une simplification intervient Zi = Ri,o.bi + Ni (1 procédé selon l'invention comporte un post-traitement des estimations souples des vecteurs Zi, qui est réalisé dans le module 13 représente sur la figure 1. L'algorithme utilisé est appelé MFPIC ( Matched Filter Parallel Interference Cancellation ). La première étape de cet algorithme consiste à obtenir, pour 1 Chaque composante RU1v = S2u*.S2 j d'une matrice @j,j est le produit 1 I+ scalaire deux vecteurs S2u et S2I j correspondant aux colonnes u et v matrices Ai et Ai+j . Chaque vecteur Ç2U contient la convolution de la réponse impulsionnelle estimée du canal u et des Q échantillons du code d'étalement de ce canal correspondant au i-ième symbole du bloc, et est défini comme dans la relation (5), la matrice Mu étant déterminée selon (6) d'après le code Cu fourni par le générateur 5u, et le vecteur Hu étant remplacé par un vecteur de réponse estimée HP contenant les réponses complexes rk estimées par unités de sondage 6, positionnées selon les retards correspondants tu . Selon un mode de réalisation de l'invention, le module 13 exécute séquentiellement l'opération (13) suivante pour i allant de 1 à n c'est-à-dire pour chaque symbole où la matrice R,p est égale à la matrice de corrélation Ri,o dans laquelle les composantes diagonales sont mises à zéro. En général le bloc de n symboles est précédé et suivi par d'autres symboles, dont les estimations dures sont placées dans les vecteurs bi-j pour i-j n. Sinon, vecteurs peuvent être mis à zéro. Les vecteurs Xi ainsi obtenus sont des estimations souples corrigees compte tenu des relations (11). Cette correction exploite les décisions prises dans estimations dures bi, et donc une certaine structure de la MAI et de 1'1S1, n'est pas la même que celle du bruit gaussien N. estimations dures supplémentaires peuvent à leur tour être déduites estimations souples Xi, typiquement en appliquant la fonction signe aux composantes réelles (cas où les symboles sont des bits) à chacune des parties réelle et imaginaire des composantes complexes (cas où les symboles sont des paires de bits) En sortie du module de post-traitement 13, les estimations souples vecteurs Xi et/ou les estimations dures des vecteurs sont redistribuées selon les U canaux, ce qu'indiquent les vecteurs Xu et sur figure 1 (1 Dans une variante préférée de l'invention, le module 13 exécute séquentiellement les opérations (13) et (14) suivantes pour i allant de 1 à n bi = signelxil 4) Dans ce cas, les estimations corrigées Xi qui ont déjà été calculees sont prises en compte récursivement dans la décision prise dans l'opération (14), ce qui améliore encore les estimations. II est à noter que les opérations (13) et (14) ci-dessus pourraient être exécutées dans un ordre autre que celui des index i croissants. Par exemple, on pourrait les exécuter dans un ordre déterminé selon un critère énergétique. Une possibilité est de corriger d'abord les estimations des symboles les moins énergétiques dans le signal reçu, c'est-à-dire de procéder dans l'ordre des index i pour lequel les termes diagonaux de la matrice de corrélation Ri,o sont décroissants. Dans d'autres variantes de réalisation la fonction appliquée (dans les modules de décision 1211) pour déduire estimations souples Zi les estimations bi utilisées dans la formule (1 est, plutôt que la fonction signe, une fonction généralement croissante entre -1 et +1. Par exemple, une fonction à trois valeurs (-1 pour ZU 1) qui soit plus petite que le nombre récepteurs rake. Là aussi, des critères énergétiques peuvent gouverner quels sont les canaux soumis à la correction de la MAI ; l'algorithme MFPIC est appliqué dans une station recevant en mode de diversité à l'aide de d antennes (ou secteurs d'antenne) distinctes. II suffit alors de remplacer A*.A par et A*.Y par dans l'expression de l'algorithme, l'indice p faisant référence aux différentes antennes. L'algorithme MFPIC offre une détection multi-utilisateurs ayant de bonnes performances, particulièrement pour les facteurs d'étalement Q relativement bas. Dès que le taux d'erreur binaire est inférieur à 15 %, il procure un gain significatif en termes de rapport signal-sur-bruit, comparé au récepteur rake simple. Ses limitations ne semblent venir que des incertitudes dans les estimations des réponses impulsionnelles des canaux. REVENDICATION 1. Procédé de réception d'un signal radio comportant des contributions plusieurs canaux multiplexés par des codes d'étalement respectifs, dans lequel on alloue un récepteur à filtre adapté (41, 42, ... 4U) à chaque canal multiplexé pour estimer une réponse impulsionnelle du canal et fournir des premières estimations souples de symboles transmis le canal, et dans lequel on traite les premières estimations souples fournies par les récepteurs à filtres adaptés pour obtenir une estimation souple corrigée d'au moins un symbole transmis sur un canal en soustrayant de la première estimation souple dudit symbole au moins un terme égal au produit entre une valeur de décision affectée à un autre symbole transmis sur un autre canal, déterminée à partir d'une estimation souple précédemment obtenue pour ledit autre symbole transmis, et une corrélation entre deux codes généralisés respectivement associés audit symbole et audit autre symbole, le code généralisé associé à un symbole transmis sur un canal étant une convolution entre la réponse impulsionnelle estimée dudit canal et Q échantillons du code d'étalement du canal qui correspondent audit symbole. Procédé selon la revendication 1, dans lequel les symboles sont transmis sur U canaux multiplexés sous forme de blocs respectifs de n symboles, n et U étant des nombres plus grands que 1, dans lequel, en sortie récepteurs à filtres adaptés, la première estimation souple du i-ième symbole d'un bloc transmis sur le u-ième canal (1 ((i-1)xU + u)-ième composante d'un vecteur Z - A'.Y, où Y est un vecteur de taille nxQ+W-1 composé d'échantillons complexes d'un signal en bande de base obtenu à partir du signal radio reçu, Q est le nombre d'echantillons par symbole dans les codes d'étalement, W est le nombre d'echantillons dans les estimations des réponses impulsionnelles, et Â* est la transposée conjuguée d'une matrice A = (Âl#Â2,...,An) subdivisée en n sous-matrices Âj de taille (nxQ+W_1) x U avec 1 u-ième colonne de la matrice Âj pour 1 impulsionnelle estimée du u-ième canal et des Q échantillons du code d'étalement du u-ième canal correspondant au i-ième symbole du bloc, et dans lequel on obtient l'estimation souple corrigée d'au moins un i-ième symbole d'un bloc transmis sur un u-ième canal (1 Ruo.bi, où RU, est la u-ième ligne d'une matrice de taille U x U dont les composantes diagonales sont nulles et dont les autres composantes sont respectivement issues d'une matrice de corrélation o = Â*.Âi, et bi est un vecteur-colonne de taille U composé de valeurs de décision affectées aux i-ièmes symboles des U blocs, respectivement déterminées à partir d'estimations souples précédemment obtenues pour lesdits" ièmes symboles. 3. Procédé selon la revendication 2, dans lequel ladite estimation souple corrigée du i-ième symbole du bloc transmis sur le u-ième canal est obtenue en soustrayant en outre de la première estimation souple dudit symbole au moins un terme de la forme RUj.bi+j , où j est un entier non nul, et Ruj est la u-ième ligne d'une matrice de taille U x U dont les composantes sont respectivement issues d'une matrice de corrélation Rj,j = Âi .Âi+j . 4. Procédé selon la revendication 3, dans lequel ladite estimation souple corrigée du i-ième symbole du bloc transmis sur le u-ième canal est obtenue en soustrayant de la première estimation souple dudit symbole chacun des termes de la forme R,P îbj+j pour -m s j -1 et 1 m, où m est l'entier égal ou immédiatement supérieur au nombre (Q+W-1)/Q. 5. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel on obtient séquentiellement des estimations souples corrigées pour plusieurs symboles des U blocs, dans lequel chaque valeur de décision affectée à un symbole transmis sur canal est déterminée soit à partir de la première estimation souple dudit symbole, si une estimation souple corrigée dudit symbole n'a pas été obtenue, soit à partir de l'estimation souple corrigée dudit symbole. 6. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel les symboles sont des bits, les estimations souples sont des nombres réels et les valeurs de décision sont déterminées à partir des estimations souples précédemment obtenues en appliquant auxdites estimations souples une fonction croissante entre -1 et +1. 7. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à dans lequel les symboles sont des paires de bits, les estimations souples sont des nombres complexes, et les valeurs de décision sont déterminées à partir des estimations souples précédemment obtenues en appliquant à chacune des parties réelle et imaginaire desdites estimations souples une fonction croissante entre -1 et +1. 8. Procédé selon la revendication 6 ou 7, dans lequel ladite fonction croissante entre -1 et +1 est la fonction signe. 9. Dispositif de réception d'un signal radio comportant des contributions plusieurs canaux multiplexés par des codes d'étalement respectifs, comprenant des récepteurs à filtres adaptés (41, 42, ..., 4u) alloués chacun à canal multiplexé respectif pour estimer une reponse impulsionnelle du canal et fournir des premières estimations souples de symboles transmis sur le canal, et des moyens (13) de traitement des premières estimations souples fournies par les récepteurs à filtres adaptés pour obtenir une estimation souple corrigée d'âu moins un symbole transmis sur un canal en soustrayant de la première estimation souple dudit symbole au moins un terme égal au produit entre une valeur de décision affectée à un autre symbole transmis sur un autre canal, déterminée à partir d'une estimation souple précédemment obtenue pour ledit autre symbole transmis, une corrélation entre deux codes généralisés respectivement associés audit symbole et audit autre symbole, le code généralisé associé à un symbole transmis sur un canal étant une convolution entre la réponse impulsionnelle estimée dudit canal et Q échantillons du code d'étalement du canal qui correspondent audit symbole. 10. Dispositif de réception selon la revendication 9, comprenant au moins U récepteurs à filtres adaptés (41, 42, ..., 4u) affectés chacun à canal multiplexé respectif pour estimer une réponse impulsionnelle du canal et obtenir des premières estimations souples d'un bloc de n symboles transmis sur le canal, n et U étant des nombres plus grands que 1, dans lequel, en sortie des récepteurs à filtres adaptés, la première estimation souple i-ième symbole d'un bloc transmis sur le u-ième canal (1 u:## U) donnée par ((i-1)xU + u)-ième composante d'un vecteur Z = Â*.Y, où est un vecteur de taille nxQ+W-1 composé d'échantillons complexes d'un signal en bande de base obtenu à partir du signal radio reçu, Q est le nombre d'échantillons par symbole dans les codes d'étalement, W nombre d'échantillons dans les estimations des réponses impulsionnelles, * est la transposée conjuguée d'une matrice Â = (Âl , Â2, - - ', Ân ) subdivisée en n sous-matrices Âi de taille (nxQ+W-1) x U avec 1 :g n, la u-ième colonne de la matrice Âi pour 1 impulsionnelle estimée du u-ième canal et des Q échantillons du code d'étalement du u-ième canal correspondant au i-ième symbole du bloc, et dans lequel moyens de traitement (13) sont agencés pour obtenir l'estimation souple corrigée d'au moins un i-ième symbole d'un bloc transmis sur un u-ième canal (1 _ RUo.bi , où RP o est la u-ième ligne d'une matrice de taille U x U dont les composantes diagonales sont nulles et dont les autres composantes sont respectivement issues d'une matrice corrélation Ri,o = Âi.Âi, et bi est un vecteur-colonne de taille U composé valeurs de décision affectées aux i-ièmes symboles des U blocs, respectivement déterminées à partir d'estimations souples précédemment obtenues pour lesdits i-ièmes symboles. 11. Dispositif de réception selon la revendication 10, dans lequel les moyens de traitement (13) sont agencés pour obtenir ladite estimation souple corrigée du i-ième symbole du bloc transmis sur le u-ième canal en soustrayant en outre de la première estimation souple dudit symbole au moins un terme de la forme Ruj.bi+j , où j est un entier non nul, et RUj est la u-ième ligne d'une matrice de taille U x U dont les composantes sont respectivement issues d'une matrice de corrélation R,,j = Âi .Âi+j . 12. Dispositif de réception selon la revendication 11, dans lequel les moyens de traitement (13) sont agencés pour obtenir ladite estimation souple corrigée du i-ième symbole du bloc transmis sur le u-ième canal en soustrayant de la première estimation souple dudit symbole chacun des termes la forme Ri,j.bi+j pour -m :g j j:# m, où m est l'entier égal ou immédiatement supérieur au nombre (Q+W-1)/Q. 13. Dispositif de réception selon l'une quelconque des revendications 8 à 10, dans lequel les moyens de traitement (13) sont agencés pour obtenir séquentiellement des estimations souples corrigées pour plusieurs symboles des U blocs, et dans lequel chaque valeur de décision affectée à un symbole transmis sur un canal est déterminée soit à partir de la première estimation souple dudit symbole, si une estimation souple corrigée dudit symbole n'a pas été obtenue, soit à partir de l'estimation souple corrigée dudit symbole. 14. Dispositif de réception selon l'une quelconque des revendications 9 à 13, dans lequel les symboles sont des bits, les estimations souples sont des nombres réels, et les valeurs de décision sont déterminées à partir des estimations souples précédemment obtenues en appliquant auxdites estimations souples une fonction croissante entre -1 et +1. 15. Dispositif de réception selon l'une quelconque des revendications 9 à 13, dans lequel les symboles sont des paires de bits, les estimations souples sont des nombres complexes, et les valeurs de décision sont déterminées à partir des estimations souples précédemment obtenues en appliquant à chacune des parties réelle et imaginaire desdites estimations souples une fonction croissante entre -1 et +1. 16. Dispositif de réception selon la revendication 14 ou 15, dans lequel ladite fonction croissante entre -1 et +1 est la fonction signe.