Brevet FR2817690A1 — publié le 20020607

DOMAINE TECHNIQUE GENERAL. L'invention est relative à l'optimisation de la transmission de données binaires par les lignes de communication. Plus particulièrement, elle concerne la transmission de données multimédia par les lignes téléphoniques. Depuis quelques années en effet, le monde des télécommunications connaît un essor considérable. L'accès à internet est devenu possible pour un nombre de personnes de plus en plus grand. Or, les services multimédia sont très gourmands en bande passante, principalement à cause des informations vidéo qu'ils véhiculent. La qualité de service ne peut être bonne que si les réseaux de télétransmission sont assez performants pour assurer l'acheminement fiable des données aux débits élevés requis Les fibres optiques sont utilisées pour les transmissions longues distances. Elles ont quasiment une bande passante illimitée. Cependant, leur coût d'installation est exorbitant pour les transmissions courtes distances, vu les centaines de millions d'abonnés à raccorder. C'est de ce constat que provient l'origine des technologies de transmissions numériques sur lignes téléphoniques d'abonnés (xDSL, x Digital Subscriber Line). En considérant que le réseau téléphonique en paire torsadée cuivrée relie déjà tout le potentiel d'abonnés, l'idée est de 'doper'ce réseau afin de le rendre apte à assurer une transmission haut débit, sans pour autant modifier son infrastructure. L'emploi de techniques de traitement du signal avancées a permis de faire passer la bande passante de la ligne téléphonique classique (56 Kbits/s) à une bande passante beaucoup plus élevée (de l'ordre du Mbits/s). Plusieurs technologies xDSL (le x fait justement référence à la multiplicité de ces technologies) utilisent ces bandes passantes agrandies de façons différentes. LA TECHNOLOGIE ADSL. La technologie ADSL (Asymmetric Digital Subscriber Une selon la terminologie anglo-saxonne) a la particularité d'allouer des bandes passantes différentes dans le sens descendant (du central téléphonique à l'abonné) et dans le sens montant (de l'abonné au central téléphonique). Le sens descendant dispose de quelques Mbits/s, car c'est le central qui fournit à l'abonné un grand nombre d'informations, tandis que le sens montant dispose de quelques centaines de Kbits/s, juste le nombre nécessaire pour assurer le contrôle et l'interactivité. L'ADSL utilise de façon normative la modulation DMT (Discrete MultiTone). La DMT est une modulation multiporteuse qui permet d'adapter très simplement le spectre du signal émis à la capacité du canal afin d'optimiser la transmission. Elle présente de plus une complexité d'implémentation matérielle très réduite fondée sur la FFT (Fast Fourier Transform). Du point de vue général, la capacité d'un canal représente le débit maximal que l'on peut atteindre de façon fiable sur ce canal. Dans un système de communication numérique, le signal porteur d'information est constitué de symboles. Chaque symbole est caractérisé par la valeur d'un paramètre, ledit paramètre étant caractéristique du procédé de modulation utilisé. Selon les modulations choisies, ce paramètre peut être l'amplitude, la phase ou la fréquence. Cette valeur représente l'information numérique portée par le symbole. On définit le débit de symboles M comme étant le nombre de symboles que l'on transmet en un temps donné. Le débit de la transmission D dépend de ce débit de symboles et du nombre d'états possibles (m) que peut prendre un symbole par la relation : D=M*log2 (m) (D en bits/s). La capacité du canal est la valeur maximale que peut prendre ce débit LA MODULATION DMT OU MODULATION MULTIPORTEUSE. Le principe général d'une modulation mutt ! porteuse peut être lustré par l'observation du canal de transmission dans l'espace des fréquences. C'est ce qui est illustré sur la figure 1. Au lieu de considérer ce canal de transmission comme une seule entité de bande passante B (cas des modulations monoporteuses), on l'appréhende comme un ensemble de N sous-canaux consécutifs de bande passante très étroites B/N. Dans ce cas, il est nécessaire de répartir les données à transmettre entre les différents sous-canaux, ainsi que la puissance disponible pour la transmission (puissance de l'émetteur). Il faut assurer également l'indépendance de chaque sous-canal afin d'éviter une perte d'information par superposition d'informations par exemple. C'est pour cela qu'il faut utiliser une modulation multiporteuse dont les porteuses soient orthogonales. C'est le cas de la modulation DMT, réalisée par une IFFT (Inverse Fast Fourier Transform). Cette opération implique l'équivalence entre la modulation DMT et la superposition d'un ensemble de modulations MAQ (Modulation d'Amplitude en Quadrature) indépendantes. L'unité d'information est le symbole MAQ, de durée T. Il résulte de la somme d'un cosinus et d'un sinus de même fréquence et d'amplitudes A et B respectivement, porteuses d'information. A chaque nouveau symbole, les valeurs A et B sont obtenues par codage des bits d'information à transmettre. On caractérise graphiquement une modulation MAQ par sa constellation, qui est la représentation dans le plan de tous les points de coordonnées (A, B) possibles. La modulation MAO a lieu dans le souscanal. L'intérêt de la DMT est de pouvoir choisir non seulement la puissance allouée à chaque sous-canal, mais aussi la taille de chaque constellation, i. e. le nombre de bits transmis sur chaque sous-canal. En pratique, on transmettra généralement davantage de bits (constellations denses) sur les sous-canaux présentant de forts rapports signal à bruit (SNR, signal to noise ratio), et moins de bits là où le SNR est faible. Le but d'une telle répartition adaptée est d'optimiser le débit ou le taux d'erreur par exemple. Dans la dénomination'taux d'erreur', on distingue notamment le TEB (Taux d'Erreur par Bit), et le TES (Taux d'Erreur par symbole MAQ). Le TEB, qui est la probabilité qu'un bit reçu sot erroné, permet de mesurer la performance d'un système de transmission numérique. Cependant, comme la modulation MAQ fonctionne avec des entités symboles, un défaut de transmission affectera un symbole MAQ, et conduira par conséquent à une erreur sur plusieurs bits. C'est le TES La valeur du TES est liée à la disposition des points dans la constellation plus les points sont espacés, plus le risque d'erreur est faible, mais aussi plus la puissance de la constellation est élevée. Pour une modulation DMT, le TESk, c'est à dire le taux d'erreur par symbole MAQ du k-ième canal et le TEBDMT de l'ensemble de la transmission, c'est-à-dire le taux d'Erreur par Bit sont liés par la relation : TEBoMT=1/RT* (be-moyen (bk) *TESk), pour 1 k N. où be-moyen (bk) représente la valeur moyenne du nombre de bits erronés pour le sous-canal k, sachant que le symbole MAQ du sous-canal k est erroné, où bk représente le débit du k-ième canal, en nombre de bits par symbole MAQ, et où RT est le débit binaire, en nombre de bits par symbole DMT. ETAT DE LA TECHNIQUE. La façon d'effectuer les répartitions de débit et de puissance, qui dépend des caractéristiques d'atténuation et de bruit des sous-canaux, influe grandement sur la fiabilité globale de la transmission. Une bonne qualité du procédé de répartition des données et de la puissance est donc essentielle. Plusieurs algorithmes d'optimisation de répartition dans le contexte ADSL sont connus : Il existe la méthode dite du water-pouring pour effectuer l'allocation des puissances. On se référera avantageusement à la thèse de doctorat Etude de l'optimisation d'un système DMT-ADSL. Application à la transmission vidéo MPEG-2 en mode hiérarchique , Université de Valenciennes et du Hainaut Cambrésis, 1999, p. 7, pour comprendre comment la répartition fréquentielle du bruit équivalent à l'entrée du canal permet de déterminer la répartition des puissances sur les différents souscanaux pour atteindre le débit maximal du canal de transmission En effet, les puissances sont réparties sur les différents sous-canaux pour que la somme de ces puissances réparties soit égale à la capacité du canal Cette méthode est donc optimale dans le sens où la répartition fréquentielle proposée permet d'atteindre cette capacité du canal pour une puissance totale fixée. La méthode de Hughes-Hartogs (US-5 054 034) est optimale sous l'hypothèse d'un TES identique sur chaque sous-canal. Dans cette méthode, on alloue les données binaires bit à bit sachant qu'il faut une certaine puissance pour transmettre un bit à travers un sous-canal. Dans la méthode de Hughes-Hartogs, on évalue pour chaque sous-canal la puissance qu'il faut pour transmettre un bit supplémentaire. On alloue le bit en question au sous-canal qui nécessite le moins de puissance, jusqu'à ce qu'il ne reste plus de bits à transmettre. La méthode de Chow (US 5 479 447) cherche à optimiser la marge de bruit en faisant une répartition uniforme des puissances sur les souscanaux. Cette marge de bruit prend en compte les baisses de performances qui sont dues à des causes qui sont mal modélisées. La méthode proposée dans la thèse de doctorat Etude de l'optimisation d'un système DMT-ADSL. Application à la transmission vidéo MPEG-2 en mode hiérarchique , Université de Valenciennes et du Hainaut Cambrésis, 1999, Marie Colin propose une répartition des bits qui permet d'atteindre le débit binaire. L'allocation des puissances se fera pour minimiser le TEB. Les méthodes précédentes présentent cependant des inconvénients. La méthode dite du'water pouring'ne peut pas être mise en oeuvre en pratique. En effet, la capacité du canal, c'est-à-dire le débit maximal, ne peut pas être atteinte pour une puissance totale fixée dans la réalité Les méthodes de Hughes-Hartogs et Chow sont quant à elles sousoptimales du fait de l'utilisation de l'hypothèse d'un taux d'erreur par symbole MAQ (le TES) identique sur tous les sous canaux. La méthode de Hughes-Hartogs est en outre trop complexe d'implémentation. Elle n'est pas utilisée dans la pratique des DMT, car il y a trop de sous-canaux. La méthode de Chow peut être implémentée en pratique mais elle est sous optimale par rapport à Hartogs. Les méthodes de Hughes-Hartogs, Chow et Colin sont toutes fondées sur des algorithmes itératifs et Imposent par conséquent des temps de calcul importants. PRESENTATION DE L'INVENTION. L'invention propose quant à elle un procédé ne présentant pas les inconvénients des autres méthodes. La solution selon l'invention consiste à proposer un procédé d'allocation de bits dans une ligne de transmission numérique correspondant à une bande de fréquence donnée, selon lequel les bits sont répartis entre une pluralité de sous canaux de ladite bande selon une approximation de la formule bk=1092 (LAi (k)) où k est un indice qui désigne les sous canaux, où L est un paramètre indépendant de k et où q (k) représente le bruit équivalent à l'entrée du canal k., caractérisé en ce que le paramètre L est déterminé de façon non itérative en fonction du débit binaire dans la ligne de transmission et en fonction d'estimation des bruits équivalents à l'entrée des canaux. L'invention est avantageusement complétée par les caractéristiques suivantes, prises seules ou en une quelconque combinaison possible : - le paramètre L est déterminé en mettant en oeuvre les étapes de traitement suivantes : - on pose N le nombre total de sous-canaux, et 1 k N, - pour chaque canal k, on calcule gk = In (il (k)), où il (k) est une estimation du bruit équivalent à l'entrée du canal k, - on calcule ensuite s= (Lo-l) A où A est égal à 1/1n (2) et où Lo=- (RT+A* (gk)) pour 1 : : ; k : : ; N. N RT étant le débit binaire de la ligne de transmission à atteindre, - on détermine les sous canaux pour esque ! s gx - on pose No comme étant égal au nombre de sous-canaux retenus par l'étape précédente - on calcule L=- (RT+A* (gk)) No ;/-Cf7f7fn/C'S - après détermination de l'allocation binaire, on met en oeuvre une détermination de l'allocation de puissance pour chaque sous-canal, cette allocation étant fonction de l'allocation binaire. - la puissance allouée est nulle pour les canaux qui n'ont pas été retenus D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de la description qui suit, qui est purement illustrative et non limitative. Elle doit être lue en regard des dessins annexés. PRESENTATION DES FIGURES. -la figure 1 est un graphe qui illustre le principe de l'allocation des données et de la puissance entre les sous-canaux pour une modulation multiporteuse de type DMT. -la figure 2 est un schéma de principe d'un exemple modulateur DMT pour la mise en oeuvre de l'invention. -la figure 3 est une représentation du rapport qualité/complexité de l'invention par rapport à d'autres algorithmes. DESCRIPTION D'UN OU PLUSIEURS MODES DE MISE EN OEUVRE. Un schéma de principe d'une architecture générale d'un modulateur DMT est représenté sur la figure 2. Sur ce schéma, le modulateur comporte une unité 1 de répartition et codage de données binaires. Cette unité 1 reçoit en entrée le flot de données binaires à transmettre. La sortie de l'unité 1 est reliée à une des entrées d'une unité 2 de répartition des puissances. La sortie de l'unité 2 est reliée à l'entrée d'une unité 3 de transformation de Fourier directe inverse. La sortie de l'unité 3 est reliée à l'entrée d'une unité 4 de transformation Parallèle/Série et de traitement. La sortie de l'unité 4 est reliée à une unité 5 de conversion Numérique/Analogique et de filtrage. A la sortie de l'unité 5, le signal DMT est émis sur le canal de transmission. Une unité 6 de détermination des répartitions est reliée sur les unités 1 et 2. Une sortie de cette unité 6 est reliée sur une entrée de l'unité 1 et une autre sortie est reliée sur une entrée de l'unité 2. Cette unité 6 reçoit en entrée les estimations des bruits et atténuations des différents sous-canaux. Cette unité 6 comporte notamment des moyens formant mémoire. Les données binaires à transmettre sont réparties entre les différents sous-canaux par l'unité 1. On obtient alors N mots binaires de longueurs bk différentes. Ils sont mis en constellation par un codage qui les place dans le plan des nombres complexes. L'unité 2 effectue l'ajustement du spectre en puissance en appliquant un facteur d'échelle. Les données binaires codées attaquent l'étage 3 de modulation TFDI. Un préfixe cyclique est éventuellement ajouté pour contrecarrer les distorsions linéaires du canal. Elles passent ensuite dans un convertisseur Parallèle/Série 3. Enfin, un convertisseur Numérique/Analogique 6 associé à un filtre Passe-Bas permet d'obtenir le signal DMT qui peut être émis sur une ligne téléphonique. Les répartitions en bits et en puissances sont effectuées par une unité de détermination 6. Cette unité utilise les données qui sont disponibles, notamment l'atténuation des sous-canaux Ak, et la puissance du bruit dans les sous-canaux Pb, k, pour allouer les bits et la puissance dans les différents sous-canaux, selon l'algorithme de répartition qui y est implémenté. Les grandeurs Ak, Pb, k sont estimées au début de la phase d'initialisation du modem. Cette phase d'initialisation est nécessaire avant la transmission de données utiles. On se référera avantageusement à la publication Assymmetric Digital Subscriber Line , Draft Chapter from the CRC Handbook, 1996, par Cioffi pour obtenir plus d'informations sur ces méthodes d'estimations. Le traitement mis en oeuvre par l'unité 6 se distingue de ceux mis en oeuvre dans l'état de la technique qui a été présenté précédemment. Deux variantes préférées de mise en oeuvre sont décrites ci-dessous. Dans ces deux variantes, on calcule d'abord la répartition des bits, le calcul des répartitions de puissance est effectué dans un second temps Premier exemple de mise en oeuvre. La répartition des bits est d'abord calculée. Les données binaires sont allouées aux différents sous-canaux pour atteindre le débit fixé pour la transmission pour une puissance minimale. Pour que la transmission soit fiable, cette puissance minimale doit être inférieure à la puissance totale disponible pour la transmission. Ce critère de répartition des bits diffère du water-pouring dans le sens où ce dernier est un critère de répartition d'une puissance donnée qui permet d'atteindre la capacité du canal, alors que dans notre cas nous déterminons la puissance minimale permettant de véhiculer un débit donné Dans la méthode selon la mise en oeuvre décrite, la capacité du canal est atteinte, mais pour une puissance minimale inférieure à la puissance totale disponible pour la transmission. Le nombre de bits par sous-canal doit être entier et compris dans un ensemble : {0 ; bmin,..., bmax}, sachant que bmin représente le nombre minimal non nul de bits que l'on peut transmettre sur un sous-canal k et qu'en ADSL il est égal à 2, et sachant que bmax est le nombre maximal de bits que l'on peut transmettre sur un sous-canal k et qu'en ADSL il est inférieur ou égal à 15. La calcul de la répartition des bits se fait en deux étapes : 1. Le procédé calcule d'abord une répartition des bits à valeur réelle. Le nombre de bits par sous-canal est simplement limité à une plage [a, oo [, la valeur de a étant liée au nombre minimum de bits pouvant être transportés par un sous-canal DMT Cette allocation binaire se fait au sens de la capacité du canal, i. e. de sorte que le débit de la transmission égale la capacité du canal pour une puissance minimale. Cette puissance minimale doit être Inférieure à la puissance disponible pour que, en pratique, la transmission soit fiable. Pratiquement, le calcul de l'allocation binaire, c'est-à-dire le nombre b (k) de bits transmis par le sous-canal k, se fait grâce la relation notée {E} : {E} : b (k) =log2 (L/ll (k)), où L est un paramètre à déterminer pour satisfaire le débit total de la transmission et r) (k) =Af. n (f)/H (f) ! f=k Af Watt/sous-canal représente la puissance du bruit équivalent à l'entrée du canal k et où f est la fréquence Dans l'expression de il (k), 1 H (f) P représente l'atténuation du canal et n (f) la densité spectrale de puissance du bruit en sortie du canal. Ces valeurs sont mesurées sur la ligne téléphonique. 2. Le procédé effectue ensuite une opération d'arrondi à une allocation à valeur entière et ajuste le débit. La valeur a représente le seuil de quantification entre les valeurs entières 0 et bmin. Le calcul des répartitions de puissance est effectué dans une second temps. La puissance disponible est répartie entre les différents sous-canaux pour minimiser le TEB de la transmission. Le TEB atteint sera d'autant plus faible que la différence entre la puissance disponible et la puissance minimale pour laquelle la capacité du canal est égale au débit de transmission sera élevée. Deuxième exemple de mise en oeuvre. Les données binaires sont allouées aux différents sous-canaux comme dans la première mise en oeuvre. Par contre, la puissance disponible est répartie entre les différents souscanaux de manière plus simple, par une méthode légèrement sousoptimale, puisqu'elle fait appel à l'hypothèse simplificatrice d'un TES identique sur tous les sous-canaux. Cette hypothèse simplificatrice est de plus associée à'l'approximation du gap'. Le gap quantifie la différence entre le débit réel de la transmission et l'optimum théorique, à savoir la capacité du canal. 'L'approximation du gap' considère que le gap est indépendant de la taille de la constellation. Cette hypothèse est faite notamment dans la publication Zogakis, Aslanis, Cioffi, A coded and shaped discrete multitone system , IEEE transactions on communication, vol. 43,1995, ainsi que dans les procédés de Hartogs et Chow. Cette deuxième mise en oeuvre diffère donc de la première uniquement au niveau de la méthode de répartition de la puissance entre les sous-canaux Elle aboutit à des performances très légèrement supérieures à l'existant en terme de qualité de transmission, tout en étant encore plus simple à implémenter que la première mise en oeuvre Les comparaisons entre les deux mises en oeuvre et la technique de Chow de l'état de l'art sont représentées sur la figure 3. Par ailleurs, le tableau 1 représente les différentes augmentation de la qualité ou réduction de la complexité des deux mises en oeuvre par rapport au procédé de Chow. Augmentation de la Réduct ! on de la qualité de la compl exité du procédé. transmission. Première mise en Jusqu'à 1 dB Jusqu'à x3 oeuvre Deuxième mise en Jusqu'à 0. 5 dB Jusqu'à x4 oeuvre Tableau 1. Voici un exemple de l'écriture algorithmique des mises en oeuvre préférées pour bmin =2 et bmax=14, ce qui correspond à ce qui est généralement utilisé pour la modulation DMT dans l'application ADSL. Tout d'abord, la constante A=1/ln (2) est stockée en mémoire ROM des moyens formant mémoire dans le module 6 D'autres paramètres d'entrée sont stockés. Il s'agit de : - k, qui est une variable qui permet de parcourir tous les sous-canaux lors des traitements algorithmiques. -N, le nombre total de sous-canaux, qui est égal à 256 en ADSL. -PT, la puissance totale disponible (en Watts), -RT, le débit binaire (en bits/symbole DMT), - ainsi que-n (k) (1 # k # N), qui est une estimation du bruit équivalent à l'entrée du canal. On rappelle à ce propos que #(k)=#fn(f)/# H (f) 121 f=k Af Watt/sous-canal représente la puissance du bruit équivalent à l'entrée du canal k et f est la fréquence. Dans l'expression de il (k), 1 H (f) 12 représente l'atténuation du canal et n (f) la densité spectrale de puissance du bruit en sortie du canal. Ces valeurs sont mesurées sur la ligne téléphonique par des méthodes classiques connues de l'homme du métier. On se référera avantageusement à la publication Asymmetric Digital Subscriber Line , Draft Chapter from the CRC Handbook, 1996, par Cioffi pour obtenir plus d'informations sur ces méthodes d'estimations. Les résultats de sortie du traitement sont : bk (1 k N), l'allocation des bits (nombre de bits ! sous-canal), et p (k) (1 k A cet effet, le traitement comporte les quatre étapes suivantes 1. La première étape est une étape d'initialisation. Elle consiste à calculer gk défini par la relation : gk='n (r) (k)), Kk N 2. Dans une deuxième étape, le procédé détermine ensuite un paramètre L, qui correspond au niveau de débit que l'on veut atteindre. La détermination de ce paramètre L se fait en plusieurs sous-étapes -Le procédé calcule d'abord Lo donné par la relation : La= (RT+A (gk)) pour1 N Lo sera ensuite utilisé pour déterminer les'bons'canaux à utiliser pour la transmission. - t ! détermine ensuite le seuil s défini par : s= (Lo-l) A -Le procédé ne retient que les sous-canaux pour lesquels gk - h pose No comme étant égal au nombre de sous-canaux retenus par l'étape précédente. -il calcule enfin L grâce à la relation : 3. Dans une troisième étape, le procédé calcule l'allocation binaire pour tous les sous-canaux retenus. Elle correspond en fait à une opération d'arrondi des résultats obtenus par l'application de la formule {E} On l'applique aux sous-canaux retenus dans l'étape précédente De même que pour la détermination de L, ce calcul s'effectue en plusieurs sous- étapes : - Le procédé calcule les Ck définis par Ck=L-A. gk+0. 5, k parcourant les sous-canaux retenus. L'ajout du nombre 0.5 permet de simplifier les moyens liés aux opérations d'arrondi et d'ajustement. - calcule les réels bk (compris entre 0 et 1), bk étant la partie fractionnée de chaque (Ck). Ce paramètre 8k servira ensuite de critère pour ajuster le débit sur les sous-canaux retenus. -II calcule les entiers dk définis comme suit : dk =0 siCk - calcule A défini par : A (dk)-RT pourlkN, A correspond à la différence entre le débit total atteint à cette étape de l'algorithme et le débit souhaité RT. - H ajoute (cas où A 0) 1 bit aux dk sur les A souscanaux pour lesquels 8k est maximale et dk#0, dk#14 (cas où A bk=dk1 pour les dk modifiés en fonction de l'étape précédente. - ! t alloue enfin bk bits sur le sous-canal k. 4. La quatrième étape du traitement est le calcul de l'allocation de la puissance sur les sous-canaux retenus dans l'allocation binaire Comme il a déjà été expliqué, le procédé possède deux mises en oeuvre préférées pour cette allocation. On prendra pour cet exemple d'application le cas de l'ADSL. -Dans une première mise en oeuvre, la mémoire ROM comporte 4 tableaux comportant chacun 13 éléments et appelés respectivement R (bk), S (bk), T (bk) et U (bk), bk étant un indice compris entre bmin et bmax (2 et 14 respectivement dans le cas de l'ADSL par exemple), et correspond au débit binaire des sous- canaux, avec R (bk) =ln (beMoyen (by (2. )), où on rappelle que be-moyen (bk) représente la valeur moyenne du nombre de bits erronés pour le sous-canal k, sachant que le symbole MAQ du sous-canal k est erroné, S (bk) S (bk) et T (bk) liés par la relation TES (bk) (k/ (r (bk) k)), où TES (bk) représente le taux d'erreur par symbole MAQ sur le sous-canal d'indice k et oo. la fonction Q est définie par Q (x) = fe'1 , x U défini par la relation : U=0. 5*1n (T). Dans le cas de l'ADSL où le nombre de bits par sous-canal est limité à 14, on a : R= [-1. 612 ;-1. 206 ; -1. 326 ;-1. ; -1.041 ;-1. ; -1.111 ;-1. ; -1.030 ;-0. 991 ;-0. 997 ; - 0. 930 ; -0. 970 ;-0. 894 ;-0949 ; -0. 880] ; S= [0. 693 ; 0. 693 ; 1099 ; 1.253 ; 1.253 ; 1.322 ; 1.322 ; 1 354, 1 354 ; 1.370 ; 1.370 ; 1. 378 ; 1. 378] ; T= [1 ; 3 ; 5 ; 10 ; 21 ; 41 ; 85 ; 165 ; 341 ; 661 ; 1365 ; 2645 ; 5461] ; U= [0 ; 0.55 ; 0.80 ; 1. 15 ; 1.52 ; 1.86 ; 2.22 ; 2.55 ; 2.92 ; 3.25 ; 3.61 ; 3.94 ; 4. 30]. -Le procédé initialise l'allocation de puissance par le calcul de B défini par la relation : B=ln (RT), où RT est le débit souhaité en nombre de bits par symbole DMT. -Puis il calcule les Yk définis par la relation : Yk =R (bk) +S (bk)-U (bk)-0. 5gk-B, k parcourant les sous-canaux retenus pour l'allocation binaire. - II calcule ensuite les Zk définis par : Zk =T (bk) *#k, k parcourant les sous-canaux retenus pour l'allocation binaire. -il calcule Z, grâce à la formule : -Enfin, il détermine les Pk à allouer sur chaque sous canal par la relation : Pk =Zk* (2Yk+ * (PT-2* (Zk*Yk))) Watt/sous-canal, k ous 17az us parcourant les sous-canaux retenus pour l'allocation binaire. Il pose Pk=O sur les sous-canaux qui n'ont pas de bits alloués. -Dans une deuxième mise en oeuvre, le procédé utilise l'hypothèse classique d'un TES identique sur chaque sous-canal. -Le procédé calcule directement les Pk par la relation : Pk =M*mk, Watt/sous-canal, k parcourant les sous-canaux retenus pour l'allocation binaire. avec mk=llk* (2bk-1), k parcourant les sous-canaux retenus pour l'allocation binaire. r) k est) e bruit équivalent à l'entrée du canal (en Watt/sous-canal), bk est le nombre de bits transportés par le sous-canal d'indice k. et avec M= PT/ (mk). ^tenu% On pose Pk=O sur les sous-canaux n'ayant pas de bits alloués L'implémentation du traitement est moins coûteuse, tout en étant plus performante que les méthodes actuelles. Des simulations logicielles des modèles normalisés de ligne de test ADSL ont été effectuées afin d'évaluer le gain de performance et la réduction de complexité apporté par l'invention. Le tableau 1 ainsi que la figure 3 montrent que l'invention est toujours plus performante que celle de Chow. REVENDICATIONS. 1. Procédé d'allocation de bits dans une ligne de transmission numérique correspondant à une bande de fréquence donnée, selon lequel les bits sont répartis entre une pluralité de sous canaux de ladite bande selon une approximation de la formule bk=1092 (LAi (k)) où k est un indice qui désigne les sous canaux, où L est un paramètre indépendant de k et où r) (k) représente le bruit équivalent à l'entrée du canal k., caractérisé en ce que le paramètre L est déterminé de façon non itérative en fonction du débit binaire dans la ligne de transmission et en fonction d'estimation des bruits équivalents à l'entrée des canaux. 2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que le paramètre L est déterminé en mettant en oeuvre les étapes de traitement suivantes : - on pose N le nombre total de sous-canaux, et 1 # k # N, - pour chaque canal k, on calcule gk = In (il (k)), où TI (k) est une estimation du bruit équivalent à l'entrée du canal k, - on calcule ensuite où A est égal à 1/ln (2) et où Lo=- (RT+A* (gk)) pour 1 k N RT étant le débit binaire de la ligne de transmission à atteindre, - on détermine les sous canaux pour lesquels gk - on pose No comme étant égal au nombre de sous-canaux retenus par l'étape précédente - on calcule L=-L (RT+A* L (gk)) No ) Mi-caHaMj ; f ('/t't) Mt 3. Procédé selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'après détermination de l'allocation binaire, on met en oeuvre une détermination de l'allocation de puissance pour chaque sous-canal, cette allocation étant fonction de l'allocation binaire. 4. Procédé selon les revendications 2 et 3, caractérisé en ce que la puissance allouée est nulle pour les canaux qui n'ont pas été retenus. 5. Procédé selon la revendication 4, caractérisé en ce que la puissance allouée au sous canal k est égale à où PT est la puissance totale disponible et où Zk=T (bk) *ilk avec bk l'indice de parcours compris entre bmin et bmax. dans les tableaux R, S, T, U de valeurs prédéterminées, U étant égale à 1/2ion (T). Z=E (Zk), k parcourant les sous-canaux retenus Yk=R (bk) +S (bk)-U (bk)-0. 5gk-B et B=ln (RT), avec RT le débit total à atteindre en nombre de bits par symbole DMT. 6. Procédé selon la revendication 5, caractérisé en ce que dans le cas où le nombre bits par canaux est limité à 14, les matrices R, S, T et U sont égales à R= [-1. 612 ;-1. 206 ;-1. 326 ;-1. 041 ;-1. 111 ; -1.030 ; -0. 991 ;-0. 997 ; - 0. 930 ;-0. 970 ;-0. 894 ;-0949 ;-0. 880] S= [0. 693 ; 0. 693 ; 1.099 ; 1. 253 ; 1. 253 ; 1. 322 ; 1.322 ; 1. 354 ; 1.354, 1.370 ; 1.370 ; 1. 378 ; 1. 378] T= [1 ; 3 ; 5 ; 10 ; 21 ; 41 ; 85 ; 165 ; 341 ; 661 ; 1365 ; 2645 ; 5461] U= [0 ; 0.55 ; 0.80 ; 1.15 ; 1. 52 ; 1 86,2 22 ; 2.55, 2.92, 3 25 ; 3.61, 3 94,4 30] 7. Procédé selon la revendication 4, caractérisé en ce que la puissance Pk allouée au canal k est égale à pk=M*mk (W/sous-canal), avecmk=llk* (2-1) llk est la puissance du bruit équivalent à l'entrée du canal (Watt/souscanal), bk est le nombre de bits transportés par le sous-canal d'indice k. et M= PT/ (mk) où PT est la puissance totale émise wu,-wnaux~, elenu \ (Watt). où PT est la puissance totale disponible.