Brevet FR2802041A1 — publié le 20010608

DESCRIPTION Domaine de l'invention L'invention concerne un système de transmission comportant au moins un émetteur et un récepteur pour transmettre des données formatées en blocs au travers d'un canal de transmission qui introduit une distorsion définie à partir de coefficients multiplicatifs, ledit récepteur comportant des moyens de détection de blocs par itérations successives, lesdits moyens de détection comportant eux- mêmes des moyens de multiplication de blocs par une matrice de filtrage destinée à compenser ladite distorsion. L'invention concerne également un récepteur destiné à être utilisé dans un tel système, une méthode de détection de blocs destinée à être utilisé dans un tel récepteur, et un programme d'ordinateur pour la mise en oeuvre d'une telle méthode. L'invention a d'importantes applications dans le domaine des transmissions par l'intermédiaire d'un canal soumis à évanouissement, par exemple un canal de Rayleigh ou de Rice. C'est le cas par exemple des systèmes de radio mobile et des systèmes de transmission par satellite mobile. Arrière plan technologique de l'invention Un tel système de transmission est notamment décrit dans l'article " Transformation of a Rayleigh fading channel into a set of parallel AWGN channels and its advantage for coded transmission " de M. Reinhardt et J. Lindner, publié dans la revue Electronics Letters vol.31, n 25, le 7 décembre 1995. Dans le système décrit dans cet article, les blocs reçus sont multipliés par une matrice de Pj* filtrage dont les éléments s'écrivent P2 o pj *, j = 1,..., M sont les conjugués des E(pj2) + N0 coefficients pjdu canal, M est la taille du bloc, E(pj2) est l'espérance des pj2, et No est la variance du bruit gaussien. Dans la pratique, ce système a de bonnes performances pour des modulations du type QPSK. Mais les performances sont insuffisantes pour les modulations de type QAM, et pour les modulations de type PSK ayant un plus grand nombre de points. L'invention a pour but de proposer un système de transmission du genre précité, ayant de meilleures performances. Résumé de l'invention Ce but est atteint avec un système tel que décrit dans le paragraphe introductif et caractérisé en ce que les éléments de la matrice de filtrage sont constitués à partir d'une puissance du module desdits coefficients, la valeur de ladite puissance étant fonction de l'itération. Les valeurs desdites puissances sont par exemple choisies en appliquant un critère de minimisation d'erreur. 2 2802041 Dans un premier mode de réalisation, le nombre d'itérations est fixe. Dans un second mode de réalisation, le détecteur comporte des moyens pour déterminer la convergence des décisions obtenues lors des itérations successives, et des moyens pour terminer la détection lorsque la convergence est déterminée. Ce second mode de réalisation permet en moyenne de limiter le nombre ditérations nécessaires pour se rapprocher des performances obtenues avec un canal gaussien (c'est- à-dire d'un canal qui n'est pas soumis à évanouissement). Brève description des dessins L'invention sera mieux comprise et d'autres détails apparaîtront dans la description qui va suivre en regard des dessins annexés donnés à titre d'exemples non limitatifs et dans lesquels: - la figure 1 représente un exemple de système selon l'invention, - la figure 2 représente un exemple détaillé d'un récepteur selon l'invention, - la figure 3 présente les résultats obtenus avec l'invention dans le cas d'une modulation 16QAM non codée et d'une transformée d'Hadamard d'ordre 12. Description d'un mode de réalisation préférentiel Sur la figure 1, on a représenté un exemple de système de transmission selon l'invention. Ce système comporte un émetteur 1 susceptible de transmettre des données vers un récepteur 2, par l'intermédiaire d'un canal radio 3 soumis à évanouissement. L'émetteur 1 comporte des moyens de codage de canal 10 pour coder un flux binaire 11 fourni par une source de données 12. Les moyens de codage de canal 10 comportent un codeur 15 qui introduit de la redondance sur les données 12, un dispositif d'affectation 16 qui affecte à un groupe de bits un symbole choisi dans une constellation, et un entrelaceur 17 qui permet d'éviter la présence de paquets d'erreur au niveau du décodage. Les symboles délivrés par l'entrelaceur 17 sont fournis à un convertisseur série / parallèle 18 qui groupe les symboles en blocs X de longueur M. Ces blocs sont transmis à des moyens 20 de transformation orthogonale. Les moyens 20 de transformation orthogonale transforment les blocs X en blocs Y en multipliant le vecteur X=[X1, X2,... XM]t (o t indique la transposée) par une matrice orthogonale T. Les vecteurs de sortie Y s'écrivent donc Y=TX. A titre d'exemple, on utilise une transformée de Fourier discrète, ou une transformée de Hadamard. Les vecteur de sortie Y sont ensuite transmis à un convertisseur parallèle / série 21. Le flux de symboles obtenu est entrelacé par un entrelaceur 22 de façon à garantir que les facteurs d'atténuation qui seront introduits sur les symboles par le canal soient indépendants les uns des autres. Les symboles délivrés par l'entrelaceur 22 sont filtrés par un filtre passebas 23 puis modulés par un modulateur 24. Le signal radio obtenu est transmis par le canal radio 3 qui est soumis à évanouissement. Le récepteur 2 comporte des moyens de démodulation 30 pour démoduler un signal radio reçu. Ces moyens de démodulation 30 comportent en outre des moyens d'estimation et de 3 2802041 compensation de phase, de telle sorte qu'il n'y a pas de différence de phase entre les symboles émis et les symboles obtenus en sortie des moyens de démodulation. Le symboles obtenus en sortie des moyens de démodulation sont filtrés par un filtre passe-bas 32, puis transmis à un désentrelaceur 33. Les symboles désentrelacés sont transmis à un convertisseur série / parallèle 34 qui délivrent des blocs Z de longueur M. Ces blocs Z sont transmis à un détecteur itératif de blocs 40. A la fin de la dernière itération (i=L) , le détecteur 40 délivre des blocs X(L). Ces blocs X(L) sont transmis à un convertisseur parallèle / série 42. Le flux de symboles obtenus est transmis à un désentrelaceur 43, puis à un décodeur 44. Après décodage, le décodeur 44 prend des décisions finales sur les symboles reçus. Le canal de transmission multiplie chaque symbole transmis par un coefficient, et ajoute un bruit gaussien. Pour un bloc transmis Y, le canal est donc caractérisé par une matrice diagonale Dp = diag(pl,..., pm) , et un vecteur bruit N. Le bloc Z reçu à l'entrée du détecteur 40 s'écrit donc Z = DpY + N. Grâce à l'entrelacement 22 effectué avant la transmission, les coefficients pj sont des variables indépendantes. Elles sont par exemple distribuées selon une loi de Rayleigh ou de Rice. Lorsqu'il n'y a pas de différence de phase entre les symboles émis et les symboles appliqués à l'entrée du détecteur 40, les coefficients pj sont des nombres réels. Sur la figure 2, on a explicité le fonctionnement du détecteur 40 en utilisant une représentation par blocs. Le détecteur 40 a un fonctionnement itératif. Dans la suite de la description, l'indice i (i=1,..., L) est un compteur d'itération. Le détecteur 40 comporte des moyens de filtrage 50 Dp P(') qui multiplient les blocs reçus Z par une matrice de filtrage W(i) = EPp( o DpP(i) = diag(p1p(i)',. ., pMp(I)), E(pP(i)+l) est l'espérance mathématique des pp(i)+1, et p(i) est un nombre réel. Les éléments de la matrice de filtrage W(i) et le bloc Z'(i) = - Z délivré par les moyens de filtrage 50 dépendent de l'itération i. La sortie des moyens de filtrage 50 est appliquée à l'entrée d'une boucle composée d'un trajet aller et d'un trajet retour. Sur son trajet aller la boucle comporte un organe de soustraction 52 dont la sortie est reliée à des moyens de transformation inverse 53. La sortie de ces moyens 53 de transformation inverse est appliquée à une première entrée d'un organe de sommation 54. L'organe de sommation 54 a une seconde entrée sur laquelle est portée une décision X(i - 1) prise lors de l'itération (i-1) (avec X(0) = [0,...0] t). L'organe de sommation 54 élabore un nouveau bloc X(i). A partir de ce nouveau bloc, et tant que i symbole reçu est prise par le décodeur 44, à l'issue du décodage. 4 2802041 Le trajet retour comporte des moyens de transformation 60 pour appliquer la transformation définie par la matrice orthogonale T à la décision X(i 1) qui a été prise à l'itération i-l. Des moyens de multiplication 62 multiplient ensuite le bloc transformé TX(i - 1) par le produit de la matrice diagonale Dp et de la matrice de filtrage W(i). Les moyens de multiplication 62 délivrent donc un bloc R(i) = [DPP)+] T X(i - 1) Finalement, l'organe de soustraction 52 soustrait le bloc R(i) du bloc E(pp(+) Z'(i) (avec R(1)=[0,...,O]t). Dp()]T X(i - 1) Ainsi le nouveau bloc X(i) s'écrit: X(i) = X(i -1) + TlZ'(i) - T-1}([pP i)+I) + N', o N' est un bruit gaussien. Le terme T-1Z'(i) - T-1 [DPl')+'] T X(i -1) constitue une différence entre le bloc effectivement {E(pP(!)+l')j reçu après filtrage, et le bloc qui aurait été reçu après le même filtrage, pour la décision prise à l'itération précédente. Cette différence est appelée interférence intersymboles. Elle diminue à chaque itération. Sur la figure 2, les blocs 56 et 59 représentent des organes de retard capables de délivrer lors de l'itération i les décisions X(i-1) prises lors de l'itération précédente. Les éléments de la matrice de filtrage W(i) sont proportionnels à une puissance p(i) des coefficients du canal. Dans l'exemple décrit ici, les coefficients du canal sont réels puisque la phase des symboles reçus a été compensée au niveau de la démodulation. Lorsque la phase n'a pas été préalablement compensée, les coefficients du canal sont des nombres complexes, et les éléments de la matrice de filtrage W(i) sont proportionnels à une puissance p(i) du module desdits coefficients. L'utilisation d'une puissance p(i) É 1 permet de réduire beaucoup plus rapidement ilnterférence inter-symboles. Mais c'est au détriment d'une amplification du bruit gaussien puisque, du fait de l'opération de filtrage, la variance de N' est alors supérieure à celle de N. Les puissances p(i) dépendent de la constellation utilisée et du rapport signal à bruit. Elles sont par exemple choisies par simulations, en supposant que les symboles émis sont connus, et en appliquant un critère de minimisation du taux d'erreur binaire, ou de la variance de la différence entre l'entrée du détecteur à seuil X(i) et le bloc émis. De façon particulièrement avantageuse, la valeur de p(L) est choisie égale à 1, et les valeurs des puissances p(i) pour i 2802041 puissance p'(1) qui minimise le taux d'erreur binaire obtenu à la fin de cette itération, ou qui minimise la variance de la différence entre l'entrée du détecteur à seuil X(1) et le bloc émis, - une seconde série de simulations est effectuée, avec deux itérations, en utilisant la puissance p'(1) fixée lors de la première série de simulations, pour déterminer la puissance p'(2) qui minimise le taux d'erreur obtenu à la fin de la seconde itération, ou qui minimise la variance de la différence entre l'entrée du détecteur à seuil X(2) et le bloc émis, - et ainsi de suite jusqu'à la (L-1)ème itération. Il est particulièrement intéressant de choisir une puissance constante pour les itérations 1 à L- 1 parce que, dans ce cas, la matrice W(i) est constante pour les itérations 1 à L-1. L'opération de filtrage qui permet d'obtenir Z'(i) n'est donc effectuée qu'une seule fois pour ces itérations, ce qui réduit fortement la complexité des calculs. Par ailleurs il est particulièrement intéressant de choisir une puissance égale à 1 pour la dernière itération, parce que dans ce cas la variance du bruit gaussien est la même, avant et après le filtrage, ce qui signifie qu'à la dernière itération le filtrage n'entraîne aucune amplification du bruit. Cette solution est optimale puisqu'on obtient ainsi une accélération de la réduction de l'interférence inter-symbole en utilisant des puissances p(i) t 1 lors des L-lme premières itérations, et que l'on élimine l'effet secondaire d'amplification du bruit gaussien en utilisant p(i)=1 pour la dernière itération. Dans un mode de réalisation particulièrement avantageux, la boucle du détecteur 40 comporte, sur son trajet retour, un organe de test de convergence 70. Cet organe de test a pour fonction de déterminer la convergence des décisions obtenues lors des itérations successives, afin de terminer la détection lorsque la convergence est atteinte (c'est-à-dire l'interférence inter-symboles est proche de zéro). Dans un premier mode de réalisation, I'organe de test 70 compare les décisions X(i -1) et X(i) prises pour deux itérations successives. Lorsque ces décisions sont identiques une dernière itération est effectuée avec p(i+l)=1. Dans un second mode de réalisation, représenté en pointillés sur la figure 2, I'organe de test calcule l'erreur quadratique moyenne entre la décision à seuil X(i) et le bloc X(i) à partir duquel cette décision a été prise, et compare les erreurs quadratiques moyennes calculées sur les M symboles du bloc pour deux décisions successives X(i -1) et X(i). Lorsque la différence entre ces deux erreurs quadratiques moyennes est inférieure à un certain seuil, une dernière itération est effectuée avec p(i+l)=l. On notera que les éléments de la matrice de filtrage utilisée dans l'invention sont indépendants de la variance No du bruit gaussien. La variance No du bruit gaussien n'a donc pas à être estimée ici. Ceci est un avantage supplémentaire par rapport à l'art antérieur cité, parce que cela diminue la complexité de calcul, et augmente la précision du résultat. Dans le mode de réalisation qui a été décrit à titre d'exemple, l'émetteur comporte des moyens de codage de canal 10, et le récepteur comporte des moyens de décodage qui utilisent le bloc 6 2802041 X(L). Ceci n'est pas limitatif. Dans certains cas, les moyens de décodage de canal utilisent la décision X(L) à la place du bloc X(L). Par ailleurs, les moyens de codage de canal sont optionnels, et lorsque l'émetteur ne comporte pas de moyens de codage de canal, la décision finale sur les symboles reçus est prise par le détecteur à seuil 55. Dans ce cas, c'est le bloc X(L) qui est transmis au convertisseur parallèle / série 42. Dans le mode de réalisation qui a été décrit à titre d'exemple, le produit de la matrice diagonale Dp et de la matrice de filtrage W(i) est normalisé. Ceci est un choix d'implémentation avantageux qui permet d'obtenir un unique détecteur utilisable aussi bien avec une constellation à enveloppe constante qu'avec une constellation à enveloppe non constante. Dans d'autres modes de réalisation on pourrait utiliser un produit non normalisé, c'est-à-dire avoir une matrice de filtrage W(i) qui présente un facteur de proportionnalité avec les puissances des coefficients du canal qui soit différent de celui qui a été utilisé ici. Dans le mode de réalisation qui a été décrit à titre d'exemple, on a utilisé un unique détecteur qui traite des symboles complexes. Toutefois, si on utilise une constellation carrée et une transformée réelle (ce qui est le cas de la transformée de Hadamard), on peut aussi utiliser deux détecteurs en parallèle, pour traiter respectivement les parties réelles et les partie imaginaires des symboles complexes. Sur la figure 3 on a représenté des résultats obtenus avec l'invention pour une modulation 16QAM non codée et une transformation d'Hadamard d'ordre 12 (M=4096). Les courbes i=1 à i=8 représentent le taux d'erreur binaire en fonction du rapport signal à bruit pour les itérations 1 à 8 respectivement, avec p(i) =-0,28 pour i=1 à 7 et p(8)=1. La courbe obtenue à la 8ème itération est proche du résultat obtenu avec un canal gaussien (courbe AWGN) pour des rapports signal à bruit supérieurs à 13,5dB. La courbe VAR représente les résultats obtenus lorsqu'on utilise un nombre d'itérations variable, limité à une valeur maximum de 20 pour des raisons de complexité. Pour les faibles rapports signal à bruit, le nombre d'itérations effectuées est égal à 20. Il diminue lorsque le rapport signal à bruit augmente. Pour de faibles rapports signal à bruit, les résultats obtenus sont meilleurs que lorsqu'on utilise un nombre fixe de 8 itérations. Les courbes i=8 et VAR se rejoignent à partir de 13dB. Le nombre d'itérations à effectuer diminue à partir de 14,5dB (il est égal à 7 lorsque Eb/No=14,5dB, et à 6,5 lorsque Eb/No=15dB). Ce mode de réalisation permet donc de réduire la complexité de la détection lorsque le rapport signal à bruit est élevé. 7 2802041 REVENDICATIONS 1. Système de transmission comportant au moins un émetteur (1) et un récepteur (2) pour transmettre des données formatées en blocs au travers d'un canal de transmission (3) qui introduit une distorsion définie à partir de coefficients ( pj), ledit récepteur comportant des moyens (40) de détection de blocs par itérations successives (i), lesdits moyens de détection comportant eux-mêmes des moyens (50, 62) de multiplication de blocs par une matrice de filtrage (W(i)) destinée à compenser ladite distorsion, caractérisé en ce que les éléments de la matrice de filtrage sont constitués à partir d'une puissance (p(i)) du module desdits coefficients, la valeur de ladite puissance étant fonction de l'itération (i). 2. Système de transmission selon la revendication 1, caractérisé en ce que les valeurs desdites puissances (p(i)) sont choisies en appliquant un critère de minimisation d'erreur. 3. Système de transmission selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit détecteur comporte des moyens (70) pour déterminer la convergence des décisions obtenues lors des itérations successives, et des moyens pour terminer ladite détection lorsque la convergence est déterminée. 4. Système de transmission selon la revendication 1, caractérisé en ce que lesdits moyens de détection comportent en outre: - des moyens pour prendre une première décision (X(1)) sur un bloc reçu (Z), - des moyens pour déterminer, pour une itération courante (i), une différence entre le bloc effectivement reçu après filtrage (Z'(i)), et le bloc qui aurait été reçu après le même filtrage, pour la décision prise à litération précédente ( X(i - 1)), - des moyens pour former un nouveau bloc (X(i)) en ajoutant ladite différence à la décision prise à l'itération précédente ( X(i 1)), - des moyens pour prendre une décision (X(i)) pour l'itération courante (i), à partir dudit nouveau bloc (X(i)). 5. Récepteur destiné à être utilisé dans un système de transmission selon l'une des revendications 1 à 4. 6. Méthode de détection de bloc destinée à être utilisée dans un récepteur d'un système de transmission de données formatées en blocs au travers d'un canal de transmission qui introduit une distorsion définie à partir de coefficients (pj), ladite méthode comportant au moins une étape (50, 62) de multiplication de blocs par une matrice de filtrage (W(i)) destinée à compenser ladite distorsion, caractérisé en ce que les éléments de la matrice de filtrage sont constitués à partir d'une puissance (p(i)) du module desdits coefficients, la valeur de ladite puissance étant fonction de l'itération (i). 7. Méthode de détection selon la revendication 6, caractérisée en ce que les valeurs desdites puissances (p(i)) sont choisies en appliquant un critère de minimisation d'erreur. 8. Méthode de détection selon la revendication 6, caractérisée en ce qu'elle comporte une étape (70) de détermination de la convergence des décisions obtenues lors des itérations successives, et une étape pour terminer ladite détection lorsque la convergence est déterminée. 9. Méthode de détection selon la revendication 6, caractérisée en ce qu'elle comporte en outre: - une étape pour prendre une première décision sur un bloc reçu, - une étape pour déterminer, pour une itération courante, une différence entre le bloc effectivement reçu après filtrage (Z'(i)), et le bloc qui aurait été reçu après le même filtrage, pour la décision prise à l'itération précédente ( X(i - 1)), - une étape pour former un nouveau bloc (X(i)) en ajoutant ladite différence à la décision prise à l'itération précédente, - une étape pour prendre une décision (X(i)) pour ladite itération courante, à partir dudit nouveau bloc.