Brevet FR2801150A1 — publié le 20010518

DOMAINE DE L'INVENTION La présente invention concerne de façon générale des systèmes de communication de données et de façon davantage particulière, un égaliseur à retour de décision ou égaliseur récursif (DFE) de précurseur permettant d'annuler des interférences intersymboles (ISI) de précurseur même lorsque des données futures ne sont pas disponibles. ARRIÈRE-PLAN DE L'INVENTION Lors de la transmission de données le long d'une paire torsadée non blindée (UTP), le canal de transmission n'est jamais parfait. En lieu et place, la réponse impulsionnelle de canal est caractérisée par un front croissant et par une queue longue. En tant que résultat, il est connu que les échantillons reçus sur le canal de transmission UTP contiennent une interférence provenant de toutes les données transmises. Cette interférence est appelée interférence longitudinale ou interférence intersymbole (ISI). Les égaliseurs récursifs (DFE) sont connus de l'art pour combattre les ISI. Ces DFE sont incorporés à l'intérieur de récepteurs de données numériques de l'art antérieur. L'objectif d'un DFE consiste en premier à estimer les contributions de données non courantes par rapport aux données reçues courantes puis à soustraire ces contributions afin d'annuler les ISI. Après que l'ISI a été annulée, les données courantes peuvent être détectées à l'aide d'un simple détecteur de seuil. Un algorithme utilisé le plus classiquement pour les DFE est l'algorithme adaptatif par valeur quadratique moyenne ou LMS tel que décrit dans "C261 (UNIC) DSP Re-engineering and Performance Report" Mitel Semiconductor, document n C261AP13, 21 Octobre 1996. Pendant ce que l'on appelle une période d'apprentissage du DFE, toutes les données sont connues et les contributions à l'ISI peuvent être estimées à l'aide d'un algorithme adaptatif. Ensuite, pendant une transmission normale, des données post-estimées peuvent être utilisées dans le DFE adaptatif afin d'annuler l'ISI de post-curseur (c'est-à-dire l'ISI générée par des données déjà reçues). Cependant, puisque des données "futures" ne sont pas disponibles, il est difficile d'éliminer l'ISI de précurseur (c'est-a-dire l'ISl générée par des bauds futurs dans le canal qui n'ont pas encore été reçus par le récepteur). En tant que résultat, la performance en termes de détection de données est détériorée dans les DFE de l'art antérieur du fait de l'existence de l'ISI de précurseur. RÉSUMÉ DE L'INVENTION Selon la présente invention, on propose une nouvelle structure de DFE qui annule l'ISl de premier précurseur. Dans pratiquement toutes les applications, la contribution essentielle à l'ISI de précurseur provient du baud le plus proche suivant. En d'autres termes, seulement un seul symbole de précurseur est significatif. Par conséquent, la performance de détection de données peut être améliorée de façon conséquente au moyen de l'élimination de seulement l'ISI de premier précurseur. Selon les algorithmes de DFE de l'art antérieur, la localisation d'échantillonnage est établie de telle sorte que le premier précurseur soit suffisamment petit pour être ignoré. En tant que résultat, la localisation d'échantillonnage de connexion principale est normalement située au niveau du front croissant du canal, position qui peut s'avérer ne pas être au niveau de la localisation de crête du canal et par conséquent, le SNR reçu (c'est-à-dire le rapport signal sur bruit entre le poids de connexion principale et le niveau de bruit) souffre d'une perte. En permettant l'existence du premier précurseur et l'annulation de l'ISI sur la base de celui-ci, le poids de connexion principale pour les données courantes peut être éloigné davantage en direction de la localisation de crête de la réponse de canal lors de la mise en oeuvre du DFE de la présente invention de telle sorte que le SNR soit maximisé. Par conséquent, la longueur de boucle maximum peut être atteinte pour la transmission sur un câble à paire torsadée non blindée. Ceci est utile pour les combinés émetteur-récepteur de RNIS de base (2B1Q) ainsi que pour les combinés émetteur-récepteur de vitesse plus élevée tels que pour des HDSL. BRÈVE DESCRIPTION DES DESSINS Une description détaillée de l'art antérieur et d'un mode de réalisation préféré de l'invention est proposée ci-après par report aux dessins annexés parmi lesquels: la figure 1 représente la région de décision optimum pour un signal 2B1Q comme il est connu de l'art antérieur; la figure 2 représente une distance de décision pour un signal 2B1Q avec un seul précurseur; la figure 3 représente une distance de décision étendue pour détecter un premier baud de données à un premier instant t = to conformément à l'algorithme de DFE selon un premier mode de réalisation de l'invention; la figure 4 représente la distance de décision étendue pour détecter un baud de données suivant à un instant t, =t0o+ T conformément au premier mode de réalisation; la figure 5 est une représentation générique de frontières de décision et de régions d'ambiguïté à t = to pour le premier mode de réalisation; la figure 6 représente une distance de décision étendue pour détecter un premier baud de données à un premier instant t = t0 conformément à l'algorithme de DFE selon un second mode de réalisation de l'invention; la figure 7 représente la distance de décision étendue pour détecter un baud de données suivant à l'instant t1 = to + T conformément au second mode de réalisation; la figure 8 est une représentation générique de frontières de décision et de régions d'ambiguïté à t = to pour le second mode de réalisation; et la figure 9 est un schéma fonctionnel d'une mise en oeuvre de circuit du second mode de réalisation. DESCRIPTION DETAILLÉE D'UN MODE DE RÉALISATION DE L'ART ANTÉRIEUR ET D'UN MODE DE RÉALISATION PRÉFÉRÉ En tant que résultat de l'effet de canal dont il a été discuté ci-avant, un échantillon reçu, soit s(n), dans un récepteur de données numériques contient une interférence qui est une combinaison linéaire de toutes les données transmises. Par conséquent, nous avons l'équation (1): s(n)=aobo+ _akbk+v(n) (1) kÉO o ak représente un échantillon de la réponse de canal totale a(t) incluant les contributions en provenance de l'émetteur, du récepteur et de la ligne de transmission et v(n) représente du bruit qui est non corrélé avec les données bk (c'est-à-dire que bk est constitué par les données d'information selon le format 2B1Q, soit bk = + 1, + 3). Le bruit v(n) inclut toutes les contributions résultant du bruit thermique dans le circuit, de la diaphonie d'extrémité proche (NEXT) et de l'écho d'extrémité proche. Le premier terme de l'équation (1) (c'est-à-dire aobo) est le terme de signal souhaité, la puissance de signal étant représentée par ao, et bo étant les données courantes selon le format 2B1Q (b0 = 1, + 3). Pour assurer la meilleure performance de réception (c'est-à-dire un SNR élevé), il est requis que ao soit aussi grand que possible. Du fait que ao est échantillonné à partir de la réponse de canal totale a(t), afin qu'un algorithme de cadencement soit efficace, ao doit être localisé au niveau de la position de crête de a(t). Cependant, lorsque a0 est localisé au niveau de la crête de a(t), d'autres hypothèses pour le DFE de l'art antérieur sont violées. L'une de ces hypothèses est que le précurseur de ak (k futures afin d'annuler I'ISI de précurseur. Pour un signal 2B1Q, les données reçues présentent quatre niveaux possibles: +a0 et +3ao. La région de décision optimum est représentée sur la figure 1. L'amplitude de bruit maximum pour une détection sans erreur est v(n) O Lorsque a-1,0 et si l'on suppose que les termes de précurseur autres que le premier terme de précurseur sont suffisamment petits pour être ignorés, le signal après l'annulation de l'ISI de post-curseur est so(n) = a0b0 + alb.1 + v(n). Si l'on prend bo = 1 en tant qu'exemple, du fait que b.1 peut être l'une des quatre valeurs 1, 3, il y a quatre localisations possibles (et non pas simplement une seule) pour le signal so(n), comme représenté sur la figure 2. La distance minimum entre toutes ces localisations de signal et la frontière de décision (0 et 2ao selon l'exemple de la figure 2) est appelée ici distance de décision. Selon l'exemple de la figure 2, la distance de décision est de ao - 3a_,, ce qui signifie que l'amplitude de bruit tolérable maximum v(n) pour une détection sans erreur est de ao- 3a_,, ce qui est inférieur à ao comme représenté sur la figure 1. La meilleure localisation d'échantillonnage pour ao est l'endroit o | a(t) | - 3 | a(t - T) 1 est maximisée (mais pas | a(t) 1). Il sera bien entendu que du fait de l'existence du précurseur a., I'amplitude de bruit tolérable maximum est réduite de a0 à I ao 1 -31 a-, I. Conformément à la présente invention, deux algorithmes de DFE sont mis en exergue et chacun d'eux augmente la distance de décision lorsque des données de précurseur sont présentes. PREMIER MODE DE RÉALISATION Dans les DFE de l'art antérieur, les données connues bk (k > 0) sont utilisées pour annuler la contribution de l'ISI dans l'équation (1). Du fait que le baud futur b. est inconnu du récepteur après la période d'apprentissage, I'ISI de précurseur ne peut pas être annulée même si a., est connu par l'intermédiaire de la période d'apprentissage. Cependant, il a été reconnu que la distance de décision peut être augmentée en étendant la frontière de décision. A titre d'exemple, pour la frontière de décision entre bo = 1 et bo = -1, si la frontière de décision est étendue depuis O jusqu'à -4 pour bo = 1 et depuis O jusqu'à î pour bo =-1 (voir figure 3), alors la distance de décision est augmentée jusqu'à ao- 3al + e. Maintenant, bo = 1 et bo = -1 partagent la même région depuis -e jusqu'à Q. Cette région est appelée ici région d'ambiguïté de décision. Lorsqu'un signal tombe à l'intérieur de la région d'ambiguïté de décision, une décision secondaire est requise par l'algorithme de DFE. Moyennant l'hypothèse suivante: ao-3a_1>O o(ao>O, a_,>0) (2) la valeur C est choisie en tant que C = a., de telle sorte que -t soit le point médian entre - ao + a., et ao - 3a_1. Si l'on suppose que: s1(n)=s(n)- - akbk k>1 la décision de baud conformément au procédé de l'invention est comme suit. 1. à t = to, si, après une opération DFE normale pour annuler l'ISI de post-curseur, la distance entre le signal reçu so(n) et la frontière de décision sur la figure 1 (la frontière vaut O dans l'exemple mentionné ci-avant) est supérieure à C (t = a.,), une décision correcte peut être rendue pour le baud bo moyennant l'hypothèse I v(n) l'instant to + T, instant auquel le baud suivant arrive. 2. à t = to + T, bl vaut b0 depuis l'instant to et bo vaut b.. depuis l'instant to. Si aucune ambiguïté n'est survenue à t = to, l'algorithme retourne à l'étape 1. Dans le cas contraire, les contributions de l'ISI sont calculées à partir de toutes les données connues bk (k > 1) puis sont éliminées du signal d'entrée par soustraction. Puis en poursuivant avec le même exemple, lorsque le signal tombe à l'intérieur de la région [-(, (] à t = to, alors à l'instant t = to + T, b1 et bo peuvent prendre seulement l'une de deux paires possibles de valeurs, soit bl = -1, bo = 3 et bl = 1, bo = -3. Lorsque le baud suivant b.. arrive, il y a huit localisations possibles pour les données sl(n) = (albl + aobo + alb_1) comme représenté sur la figure 4. La frontière de décision est par conséquent établie au milieu ou point médian de -3ao + a, + 3a_1 et 3ao - a, - 3a_1, qui est à 0. Si le signal se situe au niveau du côté gauche de la frontière, b1 = 1. Dans le cas contraire, b1 = -1. Au vu de la figure 4, la distance de la décision secondaire est de 3a0 - a1 - 3a.,. Si l'on a: 3a0 -a1 -3a1 > ao - 2a1 ou 2a0 > a1 + a-, (3) alors le DFE produit une décision correcte pour b1 si I (n) 0 Après que b1 est déterminé, l'algorithme retourne à l'étape 1 pour la détection de bo. Au niveau des dérivations mentionnées ci-avant, il est supposé que ao, a.1 et a1 sont tous des nombres positifs. Dans le cas contraire, leurs valeurs absolues devraient être utilisées en lieu et place. De façon générale, toutes les frontières de décision et toutes les régions d'ambiguïté à t = to sont comme représenté sur la figure 5. Lorsqu'une ambiguïté survient entre bo = k et b0 = k + 2 (k = -3, -1 ou 1) , la frontière de décision pour la décision secondaire est (k + 1) a1. En d'autres termes, à t = to + T, b1 (qui est le bo non décidé à l'instant to) est déterminé par: b =k+2, sl(n) (k+1)a1 Selon le mode de réalisation décrit ci-avant du DFE, la distance de décision est augmentée depuis | ao I -3 | a-, jusqu'à | ao -2 | a, 1 et les contraintes pour les canaux sont données par les équations (2) et (3). SECOND MODE DE RÉALISATION Par retour à la figure 3, si la valeur de C peut être augmentée davantage, la distance de décision ou le SNR de détection peut également être augmenté davantage. A nouveau, en utilisant la frontière entre bo = 1 et bo = -1 en tant qu'exemple, on établit e = 2al de telle sorte que t soit situé au milieu de ao + a-, et de -ao + 3a_1 et que -f soit situé au milieu de a0 - 3a.1 et de -ao - a.1 (voir figure 6). Les procédures de détection correspondantes sont comme suit: 1. à l'instant t = to, si, après que l'algorithme de DFE normal a annulé l'lSI de post-curseur, le signal reçu so(n) est à l'extérieur de la région d'ambiguïté, il y a une décision de baud correct pour bo. Lorsque le signal tombe dans la région d'ambiguïté, par exemple dans la région [-t, C] (I = 2a_,), une ambiguïté de décision survient. Conformément à ce mode de réalisation, la région d'ambiguïté est divisée en deux parties. Si le signal est dans la région [0, C], il y a trois valeurs possibles pour bo et b.1 aussi longtemps que le bruit est borné comme suit: I v(n) T | a-, I. Ces localisations sont {bo = -1, b.. = 3}, {bo = 1, b.. = -3} et {bo = 1, b.. = -1}. Si le signal est dans la région [-T, 0], les trois valeurs possibles pour bo et b.. sont {bo = -1, b.1 = 1}, {bo = -1, b. = 3} et {bo = 1, b.. = -3}. Lorsqu'une ambiguïté survient, la décision de baud courant est différée jusqu'à l'arrivée du baud suivant. 2. à l'instant t = to + T, si aucune ambiguïté ne survient à t = to, l'algorithme répète l'étape 1. Dans le cas contraire, la décision de baud est réalisée en premier pour bl. En tant qu'exemple, il est supposé que le signal était dans la région d'ambiguïté [0, 2a_,] à t = to. A l'instant t = to + T, il y a trois valeurs possibles pour bo et b.1 lesquelles trois valeurs possibles sont {b1 = -1, bo = 3}, {b1 = 1, bo = - 3} et {bl = 1, bo = -1}. Lorsque le baud suivant b.. arrive, il y a également quatre valeurs possibles, soit un total de 12 localisations possibles pour s1(n) = alb, + a0b0 + alb_1, comme représenté sur la figure 7. Afin de déterminer la valeur pour bl, la frontière de décision est établie à ao, c'est-à-dire au milieu de -ao + a1 + 3al et de 3ao - a1 - 3a.1. La distance de décision, sur la figure 7, est de 2 | ao - l a, I - 3 1 a, I. Si l'on a: 2 laol - all -3 la11 > laol - la_1 ou laol > la1l +2 la-11 (4) une décision correcte peut être prise pour ba si I w(n) I à-dire que: bl_=1, sl(n) |ao l'algorithme retourne à l'étape 1 pour la détection de bo. Pour les cas généraux, la région de décision est la même que représentée sur la figure 5 à ceci près que maintenant, chaque région d'ambiguïté est divisée selon deux parties qui sont représentées respectivement au moyen de d = O et de d = 1 sur la figure 8. A t = to, si une ambiguïté se produit entre b0 = k et bo = k + 2 (k = -3, -1 ou 1), avec une valeur d (d = O ou 1), la frontière pour la décision secondaire (à t = to + T) sera (k + 1)aj + (2d - 1)a0, c'est-à-dire que l'on a: bl=k+2, s1(n)c(k+I) a + (2d-1)aC) b1l2' s1(n) (k+l)a,1+ (2d-1)a0) Maintenant, la distance de décision est encore augmentée jusqu'à | ao | | a1 | et les contraintes requises sont données par les équations (2) et (4). La meilleure localisation d'échantillonnage est celle qui maximise l a(t) I - l a(t - T) I. Pendant la période d'apprentissage, I'algorithme de DFE modifié de la présente invention fonctionne de la même façon que les algorithmes de DFE de l'art antérieur bien connus à ceci près que le baud futur est pris en considération. Tous les bauds qui sont connus sont transmis pendant la période d'apprentissage et il n'y a pas de difficulté à obtenir le baud futur. Après la période d'apprentissage, certaines modifications au niveau du DFE sont requises, comme discuté ci-après. La figure 9 représente le schéma de mise en oeuvre pour l'algorithme de DFE modifié selon le second mode de réalisation. La mise en ceuvre du premier mode de réalisation est identique à ceci près que plusieurs calculs de paramètre sont modifiés comme l'homme de l'art devrait le comprendre après avoir lu la description présentée ci-avant du premier mode de réalisation. Afin de mieux illustrer le déplacement temporel ou dans le temps du signal, on utilise une notation qui est légèrement différente de celle utilisée dans les parties antérieures de la présente description. Tous les paramètres sont représentés avec un indice t ou t- T qui représente ce paramètre à l'instant t ou à l'instant t - T (par exemple bt-T, bt et bt+T représentent les données aux instants t - T, t et t + T). Sur la figure 9, le signal d'entrée est s(t) et les coefficients de DFE sont adaptés avec un signal d'erreur e(t): e(t)=s(t)- akbt-k (5) k=-1 Cependant, la sortie du bloc de DFE 1 s1(t) contient seulement la partie de l'estimation d'lSI (c'est-à-dire Sl(t)= akbtk) k=2 Les coefficients a, a0, a-1 sont émis en sortie depuis le bloc de DFE 1 et leurs contributions à l'ISI sont calculées au niveau d'une étape qui suit comme discuté ci-après. Un bloc de décision principale 3 génère l'estimation de baud courant (quatre niveaux de bt) conformément à une frontière de détection donnée o mt est un indicateur pour l'ambiguïté. Si mt = 0, il n'y a pas d'ambiguïté et si mt = 1, une ambiguïté existe pour les données de sortie courante bt. Lorsqu'une ambiguïté existe, dt est égal à soit 0, soit 1, en fonction de la localisation de signal comme représenté sur la figure 8. Un circuit de comparateur 5 génère une sortie à "1" si le seuil ctl est supérieur à e1(t). Dans le cas contraire, la sortie du comparateur 5 est de 0. La fonction du comparateur 5 consiste à déterminer si oui ou non bt1 vaut K ou K + 2 lorsqu'une ambiguïté survient à t = to, o K = bt_ 12dt_1 est la plus petite des deux valeurs possibles de bt-1 au niveau des deux côtés de la région d'ambiguïté (voir les figures 2 à 8). Un multiplexeur 7 émet en sortie des données depuis le port d'entrée supérieur (le port 0) si mt-1 = O (c'est-à-dire qu'aucune ambiguïté ne se produit dans la décision de baud précédent), ce qui est équivalent au passage direct de bt-1. Dans le cas contraire, une ambiguïté se produit dans la décision de baud précédent et la sortie du multiplexeur 7 est le port d'entrée inférieur (le port 1). Dans ces circonstances, la sortie est le nouveau bt_1 calculé. La valeur de bt-1 est multipliée par le coefficient ai et le produit de cette multiplication représente le terme d'lSI de post-curseur le plus récent qui est alors soustrait du signal d'erreur e1(t) pour obtenir un autre signal d'erreur e2(t) qui est l'entrée du bloc de décision principale 3. Le bloc 9 calcule la valeur de ct lorsque mt = 1: Ct = (bt - 2dt + 1)al + (2dt - 1)ao (6) Le bloc 11 calcule la contribution de l'ISI à partir de a0, a.1. Sa sortie est: aobt-_ + a-lbt Dans l'équation (5), le calcul d'erreur nécessite le baud futur bt+1. Il n'y a pas de difficulté à obtenir le baud futur bt+1 pendant la période d'apprentissage lorsque tous les bauds sont connus. Cependant, pendant une transmission de données normale, le baud futur est inconnu. Par conséquent, l'adaptation est retardée d'un baud, ce qui conduit à: e(t-T)=s(t-T)- _akbt-k-1 k=-1 L'algorithme d'adaptation de signe est modifié comme suit: ak = ak + pe (t - T)sgn(btk_1) (7) o p est une constante adaptative. L'adaptation et les blocs 5, 7 et 9 sont tous commandés par l'indicateur d'ambiguïté mt. Lorsqu'une ambiguïté se produit, l'adaptation s'arrête et les blocs 5 à 9 commencent à opérer. Pour finir, du fait de l'ambiguïté lors de la détection de baud courant, la sortie de données est retardée d'un baud, c'est-à-dire que la sortie est bt_1 au lieu de bt. Selon l'adaptation de DFE mise en exergue ci-avant, les données bt sont utilisées, lesquelles peuvent ou non présenter une ambiguïté (c'est-àdire que leurs valeurs peuvent ne pas toujours être correctes). Une quelconque erreur au niveau de bt générera une autre erreur au niveau de e(t - T) et par conséquent au niveau de l'adaptation. Afin d'assurer une adaptation précise, il peut être avantageux de retarder l'adaptation d'une autre période de baud, auquel cas e(t - 2T) est utilisé de telle sorte que l'équation (7) devient: ak = ak + pe (t 2T)sgn(bt.k.2) (8) Des simulations ont démontré qu'une légère amélioration du SNR est obtenue en retardant l'adaptation d'une autre période de baud comme mis en exergue ici. Afin d'éviter en outre le risque d'une adaptation de coefficient faux pendant une réception de données normale, un seuil de l a0 1 - I a,1 (c'est-à-dire la même chose que pour la distance de décision) peut être établi de telle sorte que l'adaptation soit réalisée seulement lorsque | e(t-2T) | est inférieur à ce seuil. De cette façon, I'adaptation est automatiquement arrêtée lorsqu'une erreur de décision est détectée. D'autres modes de réalisation sont possibles sans que l'on s'écarte de la sphère et du cadre tels que mis en exergue dans les revendications annexées. REVENDICATIONS 1. Egaliseur récursif permettant de déterminer une valeur de données dans un échantillon de signal reçu s(t) en présence d'une interférence intersymbole (ISI), caractérisé en ce qu'il comprend: un bloc d'égaliseur récursif ou DFE pour générer un signal s1(t) qui est une estimation de tout à l'exception d'un terme d'lSI de post-curseur le plus récent et pour générer des coefficients a-1, a0 et a,; un premier soustracteur pour soustraire ledit signal s1(t) dudit échantillon de signal reçu s(t) et en réponse, pour générer un échantillon d'erreur e1(t); un second soustracteur pour soustraire ledit terme d'lSI de post-curseur le plus récent dudit échantillon d'erreur el(t) et en réponse, pour générer un autre échantillon d'erreur e2(t); un bloc de décision principale (3) pour recevoir ledit autre échantillon d'erreur e2(t) et en réponse, pour générer une estimation de valeur de données courante et un indicateur d'ambiguïté mt dans ladite valeur de données courante; et un bloc de décision secondaire pour recevoir ledit échantillon d'erreur el(t), pour recevoir et retarder ladite estimation de valeur de données courante et ledit indicateur d'ambiguïté mt pour ainsi aboutir respectivement à une estimation de valeur de données précédente et à un indicateur d'ambiguïté précédent mt- et en réponse, pour générer un seuil de décision adaptative Ct-. sur la base de ladite estimation de valeur de données précédente et (i) dans l'éventualité o ledit indicateur d'ambiguïté précédent mtj indique une absence d'ambiguïté, pour émettre alors en sortie ladite estimation de valeur de données précédente et (ii) dans l'éventualité o ledit indicateur d'ambiguïté précédent mt_ indique une ambiguïté, pour alors modifier ladite estimation de valeur de données précédente sur la base d'une comparaison entre ledit échantillon d'erreur el(t) et ledit seuil de décision adaptative Ct_; et un bloc de calcul d'lSI (11) pour recevoir ladite estimation de valeur de données courante, ladite estimation de valeur de données précédente, lesdits coefficients a, et a0 et une version retardée dudit autre échantillon d'erreur e2(t) et en réponse, pour générer un signal d'erreur final e(t-T) dans lequel des contributions de signal provenant de ladite estimation de valeur de données courante, de ladite ISI de post-curseur et d'un terme d'lSI de précurseur le plus récent ont été soustraites, pour adapter lesdits coefficients prédéterminés. 2. Egaliseur récursif selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit bloc de décision secondaire comprend en outre: un comparateur (5) pour comparer ledit échantillon d'erreur e1(t) audit seuil de décision adaptative Ct_, lorsque ledit indicateur d'ambiguïté précédent mt_ = 1, pour ainsi indiquer que ledit échantillon s(t) est à l'intérieur d'une région d'ambiguïté entre des valeurs de données et dans l'éventualité o Ct_ > e1(t), pour générer alors une sortie de valeur égale à 1 et pour sinon générer une sortie de valeur égale à 0; un premier multiplicateur pour doubler ladite sortie dudit comparateur (5); un premier retard pour recevoir et retarder une valeur d'indicateur de localisation dt d'une période d'échantillon, ladite valeur d'indicateur étant soit égale à 0, soit égale à 1, en fonction de la localisation dudit échantillon s(t) à l'intérieur de ladite région d'ambiguïté; un second multiplicateur pour doubler ladite valeur d'indicateur de localisation retardée via ledit premier retard; un second retard pour recevoir et retarder une valeur de données antérieure bt d'une période d'échantillon, d'o l'obtention d'un signal bt-; un second soustracteur pour soustraire ladite valeur d'indicateur de localisation doublée via ledit second multiplicateur de ladite valeur de données antérieure retardée via ledit second retard et en réponse, pour émettre en sortie une autre variable représentée en tant que K o K = bt-1 -2d-1; un sommateur pour additionner ladite autre variable K et ladite sortie dudit premier multiplicateur et pour générer un signal de somme de sortie de valeur K dans l'éventualité o la valeur de sortie dudit comparateur est égale à 0 et de valeur K + 2 dans l'éventualité o la valeur de sortie dudit comparateur est égale à 1; un circuit de porte comportant une entrée de commande pour recevoir ledit indicateur d'ambiguïté antérieur mt1, une première entrée de données pour recevoir ladite valeur de données antérieure bt retardée d'une période d'échantillon et une seconde entrée de données pour recevoir ledit signal de somme de sortie et dans l'éventualité o mt_ = 0, ce qui indique une absence d'ambiguïté au niveau d'une décision binaire antérieure, pour émettre alors en sortie directement ledit signal bt-1 et dans l'éventualité o mt_1 = 1, ce qui indique une ambiguïté dans ladite décision binaire antérieure, pour émettre alors en sortie directement ledit signal de somme; et un autre multiplicateur pour multiplier la sortie dudit circuit de porte par a1 qui est reçu depuis ledit bloc DFE et en réponse, pour générer ledit terme d'lSI de post-curseur le plus récent pour une application sur ledit premier soustracteur. 3. Procédé pour détecter un bit de données courant b0 dans un échantillon reçu Sk(n) =aobO+_akbk+v(n), o ak représente un k#O échantillon de réponse de canal totale, v(n) représente du bruit qui est non corrélé avec des données et a0 représente une puissance de signal dudit bit de données courant, caractérisé en ce qu'il comprend les étapes de: extension d'une frontière de décision initiale de 0 à - a-1 pour détecter b0 = 1 et à a.1 pour détecter b0 = -1, ce qui conduit à une région d'ambiguïté de décision entre - a-1 et a,1; si, à un instant t = to, l so(n) > a-,, alors sélection de bo sans ambiguïté de telle sorte qu'il soit égal à une valeur prise parmi 1 o Iv(n)| O, alors établissement de b, = -1 qui est équivalent à bo = -1 à l'instant t = to et recherche de b.1 = 3 retenu à l'instant t = to et en réponse, établissement de bo = 3. 4. Procédé pour détecter un bit de données courant bo dans un échantillon reçu sk(n) =aobO+ akbk+v(n), o ak représente un kÉO échantillon de réponse de canal totale, v(n) représente du bruit qui est non corrélé avec des données et ao représente une puissance de signal dudit bit de données courant, caractérisé en ce qu'il comprend les étapes de: extension d'une frontière de décision centrale de O à - a., pour détecter bo = 1 et à a., pour détecter bo = -1, ce qui conduit à une région d'ambiguïté de décision centrale entre - a-, et a 1; extension d'une première frontière de décision adjacente de -2ao à -2ao - a-, pour détecter bo = -1 et à -2ao + a.1 pour détecter bo = -3, ce qui conduit à une première région d'ambiguïté de décision adjacente entre -2ao - a.1 et -2ao + a.,; extension d'une seconde frontière de décision adjacente de 2ao à 2ao + a-, pour détecter bo = 1 et à 2ao - a-, pour détecter bo = 3, ce qui conduit à une seconde région d'ambiguïté de décision adjacente entre 2ao-aa et2ao + a.1; si, à un instant t = to, ledit échantillon de signal est détecté comme tombant à l'extérieur de chacune desdites régions d'ambiguïté de décision, alors sélection de bo sans ambiguïté de telle sorte qu'il soit égal à une valeur prise parmi + 1 ou +3, o | v(n) I (i + 1) a1, alors établissement de b. =i qui est équivalent à bo = i à l'instant t = to et recherche de b_1 = 3 retenu à l'instant t = to et en réponse, établissement de bo = 3. 5. Procédé pour détecter un bit de données courant bo dans un échantillon reçu sk(n)=aObO+Zakbk+v(n), o ak représente un k#O échantillon de réponse de canal totale, v(n) représente du bruit qui est non corrélé avec des données et ao représente une puissance de signal dudit bit de données courant, caractérisé en ce qu'il comprend les étapes de: extension d'une frontière de décision initiale de O à -2a_1 pour détecter bo = 1 et à 2a_1 pour détecter bo = -1, ce qui conduit à une région d'ambiguïté de décision entre -2a.1 et 2a 1; si, à un instant t = to, I so(n) | > 2a_1, alors sélection de bo sans ambiguïté de telle sorte qu'il soit égal à une valeur prise parmi + 1 o Iv(n) l ao 1, alors établissement de b1 = -1, ce qui est équivalent à bo = -1 à l'instant t = to et (i') si -2aj l ao 1, alors établissement de b, =-1, ce qui est équivalent à bo = -1 à l'instant t = to. 6. Procédé de détection d'un bit de données courant bo dans un échantillon reçu sk(n) =aobO+ akbk+v(n), o ak représente un k#O échantillon de réponse de canal totale, v(n) représente du bruit qui est non corrélé avec des données et ao représente une puissance de signal dudit bit de données courant, caractérisé en ce qu'il comprend les étapes de: extension d'une frontière de décision centrale de O à -2a_1 pour détecter bo = 1 et à 2a_1 pour détecter bo = -1, ce qui conduit à une région d'ambiguïté de décision centrale entre -2a_1 et 2a_; extension d'une première frontière de décision adjacente de -2ao à -2ao 2a_1 pour détecter bo = -1 et à -2ao + 2a_1 pour détecter bo = -3, ce qui conduit à une première région d'ambiguïté de décision adjacente entre -2ao - 2a_1 et -2a0 + 2a,; extension d'une seconde frontière de décision adjacente de 2a0 à 2ao + 2a_1 pour détecter bo = 1 et à 2ao - 2a, pour détecter bo = 3, ce qui conduit à une seconde région d'ambiguïté de décision adjacente entre 2ao - 2a_, et 2ao + 2a.; si, à un instant t = to, ledit échantillon de signal est détecté comme tombant à l'extérieur de chacune desdites régions d'ambiguïté de décision, alors sélection de b0 sans ambiguïté de telle sorte qu'il soit égal à une valeur prise parmi 1 ou +3, o | v(n) I si s,(n) (i + 1) a, + (2d - 1) ao, alors établissement de b, = i, ce qui est équivalent à bo = i à l'instant5 t=to.