Brevet FR2797538A1 — publié le 20010216

Circuit de repliement de signal, et cellule d'interpolation série d'un convertisseur analogique-numérique utilisant un tel circuit La présente invention concerne un circuit de repliement de signal, utilisable notamment pour réaliser une cellule d'interpolation série d'un convertisseur analogique-numérique à interpolation. Elle s'applique par exemple à des convertisseurs dont l'architecture comporte une partie dite d'interpolation série et qui nécessitent une grande précision. O10 Une demande de brevet français 92 14640 décrit un convertisseur analogique-numérique à circuit de repliement comportant une partie d'interpolation série. Un des intérêts d'un convertisseur analogique- numérique à repliement est qu'il permet d'économiser des comparateurs dans sa partie analogique. En particulier, la conversion du signal ne joue pas sur la comparaison de l'amplitude réelle de ce dernier avec une série de comparateurs analogiques. Les bits de conversion de poids successifs sont obtenus, par simples combinaisons analogiques, en fonction de l'appartenance de l'amplitude du signal à des intervalles définis par des tensions de référence régulièrement distribuées, ces intervalles étant de plus en plus faible au fur et à mesure que les bits de conversion s'approchent du bit de poids faible. Ainsi, un signal Vin est appliqué à l'entrée d'au moins deux circuits de repliement, dont la fonction est de fournir des signaux dits " repliés " Vrl, Vrlb, Vr2, Vr2b, ayant une amplitude qui varie avec l'amplitude du signal d'entrée Vin selon une fonction périodique, de forme sensiblement sinusoïdale. Les fonctions Vrl et Vrl b sont en opposition de phase, de même les fonctions Vr2 et Vr2b sont en opposition de phase. Les fonctions Vrl et Vr2 sont quant à elles en quadrature. Les différences (Vrl- Vrl1b), (Vr2-Vr2b) s'annulent périodiquement pour des valeurs de tension d'entrée qui sont les tensions de référence précitées. A partir de ces différences, une cellule d'interpolation établit des signaux de même allure générale que les différences de signaux repliés, mais qui s'annulent pour des valeurs de tension d'entrée intermédiaires entre les valeurs de référence. Ainsi, si une cellule d'interpolation comporte en entrée 2n+1 tensions de références telles que précédemment définies, elle présente 2n+1+1 tensions dites interpolées. Une cellule permet donc de créer un bit d'information supplémentaire. A partir d'un circuit de repliement initial, les cellules d'interpolation mises en cascade permettent donc d'obtenir les différents bits successifs de conversion d'une grandeur analogique, en partant du bit de poids fort. Les cellules d'interpolation sont classiquement des cellules dites " multiplieur de Gilbert ", notamment décrite dans la demande de brevet français précitée, mais aussi dans la demande internationale WO 92/08288. La brève description qui précède d'un convertisseur analogique- numérique à circuit de repliement montre l'importance de la précision des tensions de référence. Or, ces dernières sont obtenues dans les circuits d'interpolation comportant des circuits de repliement de signal, notamment les cellules de Gilbert, dont le principe de fonctionnement est basé sur des aiguillages de courant dans des paires de branches différentielles comportant des transistors bipolaires ou de type MOS, câblées en cascade. De cette architecture, il s'ensuit que les tensions de référence dépendent notamment des tensions base-émetteur Vbe de transistors en cascade. Cette tension dépend elle-même du courant des transistors et d'autres paramètres extérieurs tels que par exemple la température. La précision des tensions de référence, et donc du résultat de la conversion analogique- numérique, s'en trouve donc par conséquent affectée. Par ailleurs, pour une tension crête donnée la cascade de tensions Vbe limite la tension utile, c'est- à-dire disponible pour la conversion. Un but de l'invention est de pallier les inconvénients précités en limitant le nombre de tensions base-émetteur Vbe en cascade dans le circuit de repliement de signal d'une cellule d'interpolation. A cet effet, I'invention a pour objet un circuit de repliement de signal, caractérisé en ce qu'il comporte deux paires de branches différentielles alimentées par une même source de courant reliée à une première borne d'alimentation, chaque paire comportant deux transistors, les transistors d'une paire étant en parallèle sur les transistors de l'autre paire, chaque groupe de deux transistors en parallèle étant relié par une résistance commune respective à une deuxième borne d'alimentation, les deux sorties du circuit de repliement étant les collecteurs réunis des deux groupes de transistors en parallèle. L'invention a également pour objet une cellule de repliement de signal, destinée à recevoir quatre tensions variant en fonction d'un signal analogique Vin, les fonctions variant en fonction de Vin en opposition de phase deux à deux et en quadrature de phase deux à deux, cette cellule fournissant au moins deux signaux de sortie repliés, variant en opposition de phase et ayant plus de repliements que les tensions d'entrée pour une même variation de Vin, le signal en sortie combinant les références des signaux en entrée. La cellule comporte un circuit de repliement tel que défini précédemment dans lequel les bases des quatre transistors reçoivent les quatre tensions variant en fonction du signal analogique Vin. L'invention a encore pour objet une cellule d'interpolation pour un convertisseur analogique-numérique à interpolation, utilisant des cellules telles que celle définie précédemment. L'invention a pour principaux avantage qu'elle permet une amélioration de la rapidité de conversion, qu'elle permet d'améliorer les performances en vitesse notamment de convertisseur analogique-numérique sans pour autant augmenter de façon significative les tensions d'alimentation, qu'elle permet d'améliorer simplement ces performances de vitesse et qu'elle est simple à mettre en oeuvre. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à l'aide de la description qui suit faite en regard de dessins annexés qui représentent: - la figure 1, un exemple d'architecture de convertisseur analogique-numérique à cellules d'interpolation utilisant des circuits de repliement; - les figures 2a et 2b, un exemple de formes d'onde repliées, en entrée et en sortie d'une cellule d'interpolation; - la figure 3, un exemple de circuit de repliement selon l'art antérieur, dit cellule de Gilbert; - la figure 4, un exemple de réalisation possible d'un circuit de repliement selon l'invention; - la figure 5, une illustration du fonctionnement d'un circuit de repliement selon l'invention présentant en fonction d'une tension d'entrée Vin, les formes d'ondes des courant passant dans des résistances de collecteurs et les formes d'onde des tensions de sortie; - la figure 6, un exemple de réalisation possible d'une cellule d'interpolation selon l'invention - la figure 7, une illustration du fonctionnement d'un circuit de combinaison de courants effectuant un décalage des formes d'onde à l'entrée d'un circuit de repliement selon l'invention, présentant les formes d'onde de courant de collecteur et de tension dans une résistance en fonction de la tension d'entrée précitée; - la figure 8, un autre exemple de réalisation possible d'un circuit de décalage des formes d'onde en entrée d'un circuit de repliement selon l'invention; - la figure 9, une illustration du fonctionnement du circuit de la figure 8 présentant une forme d'onde décalée en fonction de deux autres formes d'onde La figure 1 présente de façon schématique un exemple d'architecture de convertisseur analogique-numérique à circuit de repliement. La tension à convertir Vin est présente à l'entrée d'un premier circuit de repliement 1. Pour des raisons de clarté de description, des circuits non directement liés à l'objet de l'invention n'ont pas été représentés en figure 1, c'est par exemple le cas de l'échantillonneur bloqueur généralement disposé en entrée d'un convertisseur analogique-numérique. Les sorties du convertisseur sont représentées par des bits B0, B1, B2... BN ayant la valeur O ou 1, le convertisseur codant les grandeurs analogiques sur N+1 bits. Pour mémoire, la conversion numérique approche par exemple la grandeur analogique d'entrée Vin selon la relation suivante, dans le cas d'un code binaire naturel: Vin = A0 (Bo2-' + B12-2 + B22-3 +........ BN2-(N+1)) (1) o A0 représente l'amplitude maximum possible d'un signal à convertir. Dans d'autres cas, la progression peut se faire en code GRAY. Il y a alors décodage du code GRAY en code binaire. Les bits Bo, B1, B2....BN sont issus respectivement de comparateurs CMPo, CMP1, CMP2,....CMPN. Il est à noter qu'en sortie du premier circuit de repliement 1, en tête, on peut avoir plusieurs bits d'information. Cela dépend notamment du nombre de repliements, ou encore du nombre de références. Le bit de poids fort Bo est obtenu en sortie d'un premier comparateur CMPo qui lui-même est câblé en sortie du premier circuit de repliement I précité. Ce dernier réalise, à partir de la tension analogique d'entrée Vin, quatre tensions repliées Vol, VO1b, V02, V02b fournies par ses quatre sorties. La figure 2a illustre par quatre courbes les quatre tensions repliées Vo1, Volb, V02, Vo2b précitées dans un système d'axes. Plus précisément, les courbes représentatives de la figure 2a illustrent les fonctions de transfert entre l'entrée Vin du circuit de repliement 1 et chacune de ses quatre sorties. En d'autres termes, I'axe des abscisses représentant la tension d'entrée Vin, I'axe des ordonnées représente la tension Vo présente sur chacune des quatre sorties du circuit 1 en fonction de la tension d'entrée Vin. Chacune des quatre courbes Vol, Volb, V02, Vo2b représente alors respectivement les variations des tensions repliées Vo01, VOlb, V02, Vo2b en fonction de la tension d'entrée Vin, ces courbes représentatives ayant même référence que leur tensions associées, pour des raisons de simplicité. Les variations des tensions repliées V01, Volb, Vo2, Vo2b sont périodiques et de forme sensiblement sinusoïdale. Une période représente la plage de conversion ou encore l'amplitude maximum admissible en entrée du convertisseur, c'est-à-dire notamment la valeur A0 de la relation (1) précédente, dans le cas o le premier circuit de repliement 1 comporte cinq références, soit deux bits d'information. Celle-ci est représentée en valeur relative sur l'axe des abscisses de la figure 2a par la valeur 2. Les courbes V01ol et Volb sont en opposition de phase, de même les courbes V02 et V02b sont en opposition de phase. Les courbes V01 et V02 sont en quadrature, V02 étant en avance sur Vol01 et passant par le point origine 0. Les courbes V02, Vo2b permettent de déterminer le bit de poids fort Bo, ce dernier étant égal à 1 si la tension d'entrée Vin est supérieure ou égale à Ao/2, représenté par la valeur relative 1 sur l'axe des abscisses de la figure 2a, ou égal à O si elle est inférieure à cette valeur. A cet effet, les sorties du circuit de repliement 1 qui comportent les tensions V02, V02b sont câblées à l'entrée du premier comparateur logique CMP0 de telle sorte que la sortie de ce dernier est égale à 1 lorsque Vo2 est supérieur ou égal à Vo2b et est égal à O dans le cas contraire. Les courbes Vo1, Vo0b forment un bit d'information à elles seules en code GRAY. Les quatre sorties du premier circuit de repliement 1 sont reliées aux quatre entrées d'un deuxième circuit de repliement 2. De façon connue, ce dernier réalise un repliement supplémentaire de la tension d'entrée Vin tel qu'illustré par quatre courbes représentatives V11, Vllb, V12, V12b en figure 2b, dans un même système d'axes que celui de la figure 2a. Il fournit donc en sortie quatre tensions repliées V11, Viîb, V12, V12b destinées à lo être câblées à un autre circuit de repliement 3 et, pour deux d'entre elles à indiquer la valeur du bits B1 de poids suivant. Les circuits de repliement 2, 3, 4, qui suivent le premier 1 et qui sont prévus pour être montés en cascade sont encore appelés cellules d'interpolation. Les courbes V1i, Vllb, V12, V12b qui représentent des variations des tensions de sortie de la cellule d'interpolation 2 en fonction de la tension d'entrée Vin sont périodiques, de période moitié de celle des précédentes courbes V0ol, VO0b, V02, Vo2b, et sensiblement sinusoïdales. Les courbes V11 et Vllb sont en opposition de phase, de même les courbes V12 et V12b sont en opposition de phase. Les courbes V.1 et V12 sont en quadrature, V12 étant en avance sur V1l et passant par le point origine 0. Le bit B1, qui suit immédiatement le bit de poids fort Bo, est donc obtenu en sortie d'un deuxième comparateur CMP1. Ce dernier est câblé en sortie du deuxième circuit de repliement 2, de telle sorte que le bit B, soit égal à I lorsque V12 est supérieur ou égal à V12b et est égal à O dans le cas contraire. De façon analogue à l'obtention de B1, les circuits d'interpolation suivant 3, 4 et les comparateurs associés CMP1,... CMPN1 permettent d'obtenir les bits suivant B2,...BN. Un circuit d'interpolation 2, 3, 4, monté en cascade, effectue un repliement supplémentaire par rapport au circuit d'interpolation précédent et permet ainsi d'obtenir un bit d'information supplémentaire, comme i'illustre le passage du bit B0 au bit Bi tel que décrit précédemment. Les intersections des courbes V1i, V11b, V12, V12b sur l'axe des abscisses représentent ce que l'on a appelé précédemment des tensions de référence. Ces intersections correspondent elles-mêmes aux intersections intermédiaires 21 des courbes Vo1, V0lb, V02, V02b, situées entre les valeurs de référence de ces dernières 0, 0,5, 1, 1,5 et 2. Selon que la tension d'entrée Vin est inférieure ou supérieure à une tension de référence, la valeur du bit de poids correspondant, B1, dans I'exemple relatif à la figure 2a, est égale à 0 ou 1. La précision de ces tensions de référence est donc un paramètre très important. En particulier, il peut donc être important que ces valeurs de référence dépendent le moins possible de paramètres non maîtrisables, tel que par exemple la température. Ces valeurs de référence sont obtenues dans des circuits lo d'interpolation comportant des circuits de repliement de signal, notamment les cellules de Gilbert, dont le principe de fonctionnement est basé sur des aiguillages de courant dans des paires de branches différentielles comportant des transistors bipolaires, câblées en cascade. La figure 3 montre un circuit de repliement de tension selon l'art antérieur, à titre d'exemple une cellule de Gilbert, réalisable par ailleurs en technologie MOS. Un tel circuit permet par exemple d'obtenir les tensions V12 et V12b de la figure 2b à partir des quatre tensions Vol, V01b, V02, V02b de la figure 2a. Le circuit de la figure 3 comporte deux paires différentielles 31, 32, 33, 34 formées de transistors bipolaires NPN. Une première paire 31, 32 est reliée par l'intermédiaire d'un premier transistor suiveur 35, dont la base est commandée par la tension Vo2, à une source de courant 36, et la deuxième paire 33, 34 est reliée à cette même source par l'intermédiaire d'un deuxième transistor suiveur 37, dont la base est commandée par la tension Vo2b. La tension V01 est reliée à la base d'un transistor 31, 33 de chaque paire. De même, la tension V0ob est reliée à la base d'un transistor 32, 34 de chaque paire. Le collecteur du transistor 31 de la première paire est relié avec le collecteur d'un transistor 34 de la deuxième paire à une tension stabilisée Vcc, par l'intermédiaire d'une première résistance 38, les collecteurs des deux autres transistors étant reliés à cette même tension stabilisée Vcc par l'intermédiaire d'une deuxième résistance 39. Le point de liaison de la première résistance 38 et des collecteurs fournit par exemple la tension Vllb et le point de liaison de la deuxième résistance et des collecteurs fournit par exemple la tension V11. Le principe de fonctionnement de ce circuit peut être succinctement rappelé. Pendant la demi-période pendant laquelle la tension Vol est supérieure à la tension Vo01b, le courant I de la source 36 ne peut passer que par les transistors 31, 33 dont la base est commandée par Vo1. A l'intérieur de cette demi-période, le courant I passe d'une part dans la première résistance 38 et dans le premier transistor suiveur 35, et d'autre part dans la deuxième résistance 39 et le deuxième transistor suiveur 37 selon les valeurs relatives de V02 et V02b. La tension V11, ou Vllb, varie donc entre Vcc - RI, cas o le courant passe dans la première résistance 38, à Vcc, cas o le courant I passe dans la deuxième résistance 39, R étant la valeur commune aux deux résistances 38, 39 reliées à la tension stabilisée Vcc. Pendant le quart de période o V02 est supérieur à V02b, la tension V12b s'établit de Vcc à Vcc - RI car le courant I passe par la première résistance 38. Puis pendant le deuxième quart de période o V02b est supérieur à Vo2, la tension Vllb s'établit de Vcc - RI à Vcc, car le courant ne passe plus par la première résistance 38 mais par la deuxième 39. Le phénomène est analogue pendant la demi-période o la tension V01b est supérieure à la tension V01, si bien que la tension Vllb évolue selon une période deux fois moindre que celle qui régit la variation de V01, Vl01b, V02, Vo2b. Le repliement de tension est ainsi effectué. La tension V11 évolue de façon analogue à la tension Vllb, mais en opposition de phase. Une cellule d'interpolation comporte un deuxième circuit de repliement analogue à celui de la figure 3, mais o les tensions Vol01, V01b, V02, Vo2b sont reliées différemment pour obtenir les tensions en quadrature V12, V12b. Sur la figure 2b, les valeurs extrêmes Vcc et Vcc - RI ont été représentées. L'origine des axes 0, correspond alors à la tension milieu entre ces deux tensions. Les tensions de références introduites par une cellule d'interpolation dépendent de l'intersection des courbes de tensions repliées à son entrée, V01, V01b, V02, V02b. De l'architecture de la figure 3, il s'ensuit que les tensions de référence, qui dépendent notamment des différences de tensions parmi Vo01, Vo01b, V02, V02b, dépendent donc des tensions base-émetteur Vbe de transistors en cascade. La tension base-émetteur Vbe varie notamment avec la température. La précision des tensions de référence, et donc la précision globale du convertisseur analogique-numérique s'en trouvent alors affectées. Par ailleurs, la double tension Vbe utilise inutilement de la tension disponible entre la source de courant 36 et Vcc, ce qui tend à augmenter la tension Vcc. L'augmentation de cette dernière pour conserver alors une plage de tension significative va à l'encontre d'une tendance générale qui diminue les tensions d'alimentation. La figure 4 présente un exemple de réalisation possible d'un circuit selon l'invention, qui limite l'influence des tensions base-émetteur, permettant notamment une amélioration de la précision, mais aussi une baisse de la tension d'alimentation des convertisseurs analogique- numérique. Ce circuit de repliement comporte deux paires de branches différentielles alimentées par une même source de courant 41 reliée à une première borne d'alimentation 42. Chaque branche comporte au moins un O transistor, les transistors d'une paire étant en parallèle sur les transistors de l'autre paire. Chaque groupe de deux transistors en parallèle est relié par une résistance commune respective R, Rb à une deuxième borne d'alimentation 43, les deux sorties V12, V12b du circuit de repliement étant les collecteurs réunis des deux groupes de transistors en parallèle. En d'autres termes, le collecteur d'un premier transistor Q1 est relié avec le collecteur d'un deuxième transistor Q2 à la deuxième borne d'alimentation par l'intermédiaire d'une première résistance R. De même, le collecteur d'un troisième transistor QI b est relié avec le collecteur d'un quatrième transistor Q2b à la deuxième borne d'alimentation par l'intermédiaire d'une deuxième résistance Rb. Les émetteurs de ces quatre transistors sont reliés à la source de courant 41. Une première sortie V12 est le point de liaison des collecteurs et de la première résistance R et la deuxième sortie V12b est le point de liaison des collecteurs et de la deuxième résistance Rb. Une première paire de branches différentielles comporte les transistors QI et Q2b, et la deuxième paire de branches différentielles comporte les transistors Q2 et Qlb. Une résistance d'émetteur RE1, RE2, RE3, RE4 est par exemple câblée entre chaque transistor Q1, Q2, Ql b, Q2b et la source de courant 41. Ces résistances permettent notamment d'obtenir des formes d'onde linéaires au voisinage de l'intersection 21, sur la figure 2a, des différentes courbes de tensions repliées Vo1, VO0b, V02, V02b, ce qui est un élément important pour la précision des tensions de référence, qui sont définies par ces intersections 21. Il est en effet important que ces courbes se croisent à des niveaux o elles présentent un gain suffisamment important. Pour simplifier la représentation, les tensions V0ol, V01b, V02, V02b ont été placées directement aux entrées du circuit de repliement de la figure 4. En fait, pour assurer le bon fonctionnement du circuit, des dispositifs suiveurs sont par exemple intercalés entre les tensions V01, V0olb, V02, V02b et les entrées du circuit, notamment pour des questions d'adaptation d'impédance, et aussi pour des aspects de mode commun. Ces dispositifs sont par exemple des transistors montés de façon connue en suiveurs de tension. La chute de tension introduite par ces suiveurs est notamment neutralisée par la symétrie du montage. Le fonctionnement du circuit de la figure 4 peut être expliqué en se référant aux figures 2a et 2b. A partir par exemple de quatre formes d'ondes Vol, V01b, V02, V02b telles qu'illustrées par la figure 2a, ce circuit permet d'obtenir les deux formes d'onde Vil, Vllb de la figure 2b. Ces deux formes d'onde sont dites décalées, car leurs valeurs de références, qui correspondent à leurs intersections 22 sur l'axe des abscisses sont décalées par rapport aux valeurs de référence produites par les formes d'onde de la figure 2a. Les valeurs de référence des deux formes d'onde V11, V11b de la figure 2b correspondent en fait aux intersections intermédiaires 21 des formes d'onde de la figure 2a. En considérant cette figure, de la valeur de référence 0 au premier point d'intersection intermédiaire 21, lorsque V0Ob est supérieure aux autres tensions, le courant I de la source de courant 41 passe dans le transistor Q2 commandé par Volb. Puis, conformément aux valeurs relatives des tensions entre le premier point d'intersection intermédiaire 21 et la valeur de référence 1, le courant I passe successivement dans le transistor Qlb commandé par V02 jusqu'à l'intersection intermédiaire comprise entre les valeurs de référence 0,5 et 1, puis enfin par le transistor Q1 commandé par Vo1, de ce point d'intersection jusqu'à la valeur 1. La figure 5a illustre alors le passage correspondant dans les résistances R et Rb, ces deux dernières ayant la même valeur ohmique. Les formes d'onde de courant des résistances R et Rb, notées respectivement IR et IRb, sont données dans deux systèmes d'axes respectifs en fonction des valeurs relatives de la tension d'entrée Vin. Ainsi, de 0 au premier point d'intersection intermédiaire 21, le courant I passe dans la résistance Rb et non dans la résistance R. Puis, jusqu'au point d'intersection intermédiaire 21 compris entre 0,5 et 1, le courant I passe dans la résistance R et non dans la résistance Rb. Enfin, de ce point intermédiaire 21 jusqu'à la valeur de référence 1, le courant I passe dans la résistance Rb et non dans la résistance R. Le fonctionnement du circuit peut de même être expliqué pendant la demi- période suivante, c'est-à-dire entre les valeurs de référence relatives 1 et 2 de la figure 2a. De la valeur relative 1 au point d'intersection intermédiaire 21 suivant, c'est toujours le transistor Q1 qui conduit le courant I, car ayant la tension de base, Vo01, la plus élevée. La résistance Rb continue donc à conduire le courant jusqu'à ce point intermédiaire, alors que la résistance R reste sans courant. Puis, jusqu'au point d'intersection compris entre les valeurs de référence 1,5 et 1, le transistor Q2b conduit le courant, ayant la tension de base, Vo2b, la plus élevée. C'est alors la résistance R qui est traversée par le courant I. Enfin, jusqu'à la valeur 2, le courant QIb, commandé par la tension VOib qui redevient la plus élevée, conduit à nouveau le courant 1, qui passe alors de nouveau dans la résistance Rb. Les formes d'onde au niveau des sorties sont illustrées dans un troisième système d'axes sur la figure 5. Lorsque la résistance R se met à conduire, la tension de sortie V11 passe de la tension Vcc, présente à la borne 43, à la tension Vcc - RI, alors que la tension de sortie Vlb passe de Vcc- RI à Vcc. Les formes d'onde V11 et Vllb sont alors bien en opposition de phase et se coupent à des valeurs V'refl, V'ref2, V'ref3, V'ref4 équidistantes chacune des valeurs de référence 0, 0,5, 1, 1,5 et 2 de la figure 2a qui les entourent, pourvu que ces intersections se produisent là o les courbes sont linéaires. Cela peut être obtenu en jouant notamment sur les valeurs des résistances d'émetteurs RE1, RE2, RE3, RE4. Les valeurs précitées V'refl V'ref2, V'ref3, V'ref4 constituent les nouvelles valeurs de référence créées par le circuit de repliement de la figure 4. Ce dernier a été décrit pour le repliement des tensions V01, Vo0b, V02, V02b, il fonctionne bien entendu pour le repliement de toutes formes d'ondes d'ordre supérieur, notamment dans une cascade de cellules d'interpolation dans un convertisseur analogique-numérique. Un circuit selon l'invention, tel qu'illustré par la figure 4, permet par repliement des formes d'onde Vo01, VO1b, V02, V02b d'obtenir ce que l'on a appelé précédemment les tensions repliées décalées V11 et Vllb. Pour réaliser une cellule d'interpolation série telle que définie relativement à la figure 1, il faut adjoindre au circuit de repliement de la figure 4, un autre circuit qui permette d'obtenir les tensions repliées V12 et V12b, que l'on peut appeler tensions repliées directes. A cet effet, on peut par exemple adjoindre au circuit de la figure 4 un autre circuit identique, muni d'un montage complémentaire qui permet d'obtenir des formes d'onde en quadrature, V12 et V12b. La figure 6, présente un exemple de réalisation possible d'une cellule d'interpolation, munie de deux circuits de repliement selon l'invention. Cette cellule comporte donc un circuit 61 identique à celui de la figure 4, et reçoit sur ses entrées les tensions Vol, V0o1b, V02, V02b comme décrit relativement à cette figure. En d'autres termes, la tensions V01 attaque la base du transistor Q1, la tensions Vo1b attaque la base du transistor Q2, la tensions V02 attaque la base du transistor Ql b et la tensions V02b attaque la base du transistor Q2b. Les cellules comportent un deuxième circuit 62 tel que celui de la figure 4, comportant les mêmes éléments que le précédent 61, ces derniers, dont les caractéristiquesfonctionnelles peuvent néanmoins être différentes, comportent les mêmes références mais ces dernières sont distinguées par le signe " ' ". Contrairement au circuit 61 qui fournit les tensions repliées décalées V11 et V1lb, le circuit 62 qui fournit sur ses deux sorties les tensions repliées directes V12 et V12b, ne reçoit pas directement les tensions Vo1, VOb, V02, Vo2b. Ainsi, le circuit de repliement 62 reçoit sur ses quatre entrées, les deux sorties d'un premier circuit 63 de combinaison de courants et les deux sorties d'un deuxième circuit 64 de combinaison de courants. Chaque circuit de combinaison de courant comporte par exemple deux paires différentielles alimentées chacune par une source de courant respective 631, 632, 631', 632' et ayant des résistances de collecteur Rc, Rcb, R'c, R'cb communes. Toujours pour chaque circuit de combinaison de courants 63, 64, une paire reçoit comme entrées les tensions Vo1 et V01b, et l'autre paire reçoit comme entrées les tensions V02 et V02b. Les deux sorties d'un circuit de combinaison de courants sont prises sur les résistances de collecteurs Rc, Rcb, R'c, R'cb. Plus précisément, un circuit 63 de combinaison de courants comporte un premier transistor QA, un deuxième transistor QB, un troisième transistor QC et un quatrième transistor QD, les deux premiers transistors QA, QB formant la première paire différentielle et les deux autres QC, QD formant la deuxième paire différentielle. Les collecteurs du premier transistor QA et du troisième transistor QC sont reliés à la première résistance Rc, alors que les collecteurs des deuxième et quatrième transistors QB, QD sont reliés à la deuxième résistance Rcb. Les émetteurs des deux premiers transistors QA, QB sont reliés à une première source de courant 631 et les émetteurs des deux autres transistors sont reliés à la deuxième source de courant 632. De préférence, pour permettre notamment l'obtention de signaux bien linéaires, les émetteurs sont reliés à ces sources de courant 631, 632 par des résistances REA, REB, REC, RED. Ces sources de courant fournissent par exemple le même courant. Le point de connexion des collecteurs des deux premier et troisième transistors QA, QC et de la O résistance Rc forme une première sortie du circuit 63, qui est par exemple connectée à la base du transistor Q'1 du circuit de repliement 62. De même, le point de connexion des collecteurs des deux autres transistors QB, QD et de la résistance Rcb forme une deuxième sortie du circuit 63, qui est par exemple connectée à la base du transistor Q'2 du circuit de repliement 62. Les résistances de collecteur Rc, Rcb sont par ailleurs reliées au potentiel Vcc, c'est-à-dire à la deuxième borne 43 précitée. Pour empêcher la saturation des transistors QA, QB, QC, QD, ces résistances Rc, Rcb sont par exemple reliées à cette deuxième borne 43 par l'intermédiaire d'une diode Dl. Les tensions V0o1, V0lb, V02, V02b attaquent par exemple respectivement les bases des transistors QA, QB, QC, QD. Le deuxième circuit 64 de combinaison de courants comporte les mêmes composants que le premier 63, ces éléments étant distingués par le signe " ' " sur la figure 6. En particulier, les tensions Vo1, V0olb, V02, V02b attaquent par exemple respectivement les bases des transistors Q'A, Q'B, Q'C, Q'D. Enfin, le point de connexion des collecteurs des deux premier et troisième transistors Q'A, Q'C et de la résistance R'c forme une première sortie du circuit 64, qui est par exemple connectée à la base du transistor Q'2b du circuit de repliement 62. De même, le point de connexion des collecteurs des deux autres transistors Q'B, Q'D et de la résistance R'cb forme une deuxième sortie du circuit 64, qui est par exemple connectée à la base du transistor Q'lb du circuit de repliement 62. Pour des raisons d'adaptation d'impédance notamment, les tensions V0o1, V01b, V02, Vo2b ne sont pas appliquées directement sur les bases des transistors de la cellule d'interpolation, mais par exemple par l'intermédiaire de transistors montés en suiveurs de tension. Par ailleurs, des diodes, non représentées et ayant une fonction de décalage, permettent de faire en sorte que les références de potentiel sur le premier circuit de repliement 61 soient les mêmes que sur le deuxième circuit de repliement 62, notamment pour compenser les tensions base-émetteur Vbe des transistors des circuits 63, 64 de combinaison de courants. En ce qui concerne le fonctionnement des circuits 63, 64 de combinaison de courants, il est à noter que les résistances de collecteurs Rc, Rcb transforment les variations de courants produites par le circuit en tensions applicables à l'entrée des bases des transistors. Un rôle des circuits de combinaison de courants 63, 64 est notamment de créer un décalage des formes d'onde Vo1, Volb, V02, V02b avant que celles-ci attaquent les entrées du circuit de repliement 62. Ce décalage correspond en fait à la variation AV comprise entre une tension de référence, par exemple 0, et le point d'intersection intermédiaire 21 suivant. C'est encore le décalage entre les formes d'onde repliées directes et décalées. Le fonctionnement d'un circuit 63, 64 peut être décrit en regard des figures 2a et 2b, pour montrer par exemple que la forme d'onde Vo2 se présente décalée sur la base du transistor Q'2 du deuxième circuit de repliement 62 d'un décalage AV par rapport à son entrée sur la base du transistor Q2. La figure 7 illustre par deux systèmes d'axes le courant IRc dans la résistance Rc et la tension VQ'2 présente sur la base du transistor Q'2. En trait discontinu, la forme d'onde V02 est rappelée. Les courant Il et 12 des sources 631, 632 sont identiques et par exemple égaux à I. Lorsque Vin est compris entre O et 0,5 le courant Il passe dans le transistor QC car la tension V02 qui commande ce dernier est supérieure à la tension V02b qui commande le transistor QD, et le courant 12 passe dans le transistor QB car la tension VOlb qui commande ce dernier est supérieure à la tension Vol qui commande le transistor QA. Le courant IRc qui passe dans la résistance Rc est donc égal à I. Lorsque Vin est compris entre 0, 5 et 1 le courant Il passe toujours dans le transistor QC car la tension V02 qui commande ce dernier reste supérieure à la tension Vo2b qui commande le transistor QD, mais le courant 12 passe alors dans le transistor QA car la tension V01 qui commande ce dernier redevient supérieure à la tension VOlb qui commande le transistor QB. Le courant IRc qui passe dans la résistance Rc est donc égal à 21. En comparant les tensions Vol, VO0b, V02, V02b entre elles, on montre aisément, que lorsque Vin est comprise entre 1 et 1,5 le courant IRc qui passe dans la résistance Rc est égal à 1, et que lorsque Vin est comprise entre 1,5 et 2 le courant IR, qui passe dans la résistance Rc est égal à 0. L'onde de courant IRc qui traverse la résistance de collecteur Rc est périodique et décalée de AV, en avance, par rapport à la forme d'onde V02. La forme d'onde V'02 générée sur la base du transistor Q'2 du deuxième circuit de repliement 62 est donc décalée, en avance de AV, par rapport à la forme d'onde V02 présente à l'entrée du transistor Q2 du premier circuit de repliement 61. Ce qui vient d'être décrit pour cette forme d'onde V02 s'applique aussi aux autres formes d'onde Vo1, Volb, V02b. Les ondes repliées V12 et V12b obtenues en sortie du deuxième circuit de repliement 62 seront donc décalée, en avance de AV, par rapport aux formes d'onde V11 et Vllb obtenues en sortie du circuit de repliement 61. La cellule d'interpolation de la figure 6 permet donc d'obtenir les quatre tensions repliées V11, Vlîb, V12, V12b. La description du fonctionnement de cette cellule a été faite pour l'obtention des tensions V11, V1lb, V12, V12b à partir des tensions Vo1, Vo01b, V02, Vo2b. Le fonctionnement est bien sûr le même quel que soit l'ordre des formes d'onde repliées, les valeurs de référence 0, 0,5, 1 et 1,5 sur lesquelles a été basée cette description étant par ailleurs des valeurs relatives de la tension d'entrée Vin. Ces dernières s'appliquent donc quel que soit l'ordre des tensions repliées. En ce qui concerne la linéarité des signaux évoquée précédemment, il s'agit des portions de signaux compris entre les sommets des formes d'ondes. Cette linéarité est par exemple obtenue en jouant sur les résistances d'émetteurs des transistors. La cellule d'interpolation décrite par la figure 6 est présentée à titre d'exemple. Cette cellule comporte un circuit de repliement de signal tel qu'illustré par la figure 4 qui donne les formes d'onde repliées décalées V11 et Vllb. Elle comporte aussi une cellule de repliement de signal qui permet d'obtenir des formes d'onde directes V12 et V12b. Dans cette cellule, le circuit de repliement précédent est complété par des circuits 63, 64 de combinaison de courants qui permettent d'effectuer le décalage AV pour obtenir les formes d'onde repliées directes. Il est bien sûr possible d'utiliser d'autres circuits que ces circuits de combinaison de courants pour obtenir ce décalage. La figure 8 présente un autre mode de réalisation possible d'une cellule de repliement qui permet d'obtenir les formes d'onde directes. Pour simplifier, seul le circuit de décalage a été représenté. Ce circuit comporte par exemple quatre paires de résistances R1 et R'1, Rlb et R'lb, R2 et R'2, R2b et R'2b. La tension Vol se présente entre une première paire R1, R'1 et une deuxième paire Rl b, R'1 b. La tension Vo2 se présente entre la deuxième paire Rlb, R'lb et une troisième paire R2, R'2. La tension V0lb se présente entre la troisième paire R2, R'2 et une quatrième paire R2b, R'2b. La tension V02b se présente entre la quatrième paire R2b, R'2b et la première paire R1, R'1. Le point de connexion 81 entre les deux résistances R1, R'1 de la première paire est relié à la base du transistor Q'I. Le point de connexion 82 O entre les deux résistances RIb, R'lb de la deuxième paire est relié à la base du transistor Q'lb. Le point de connexion 83 entre les deux résistances R2, R'2 de la troisième paire est relié à la base du transistor Q'2. Le point de connexion 84 entre les deux résistances R2b, R'2b de la quatrième paire est relié à la base du transistor Q'2b. La figure 9 illustre le fonctionnement du montage dans le cas de la tension V02. Les résistances peuvent par exemple avoir toutes la même valeur. Dans ce cas, la tension au point 83 présent sur la base du transistor Q'2 est égal à V'02 = (V02 + V01b)/2. En se référant aux formes d'onde V01, V1Ob, V02, V02b telles que présentées par la figure 2a, on obtient en ce point 83 une forme d'onde V'02 qui est décalée en avance de AV par rapport à la tension Vo2, obtenant ainsi un résultat analogue à celui du montage de la figure 6. Le montage de la figure 8 a notamment comme avantage qu'il ne comporte que des circuits passifs. En ce qui concerne la technologie des composants, les transistors utilisés peuvent être notamment des transistors NPN ou PNP ou des transistors NMOS ou PMOS. En ce qui concerne la rapidité d'une cellule de repliement de signal ou d'interpolation, elle peut être caractérisée par le temps d'établissement des tensions et les temps de propagation lorsque les signaux d'entrée sont des échelons de tension. On peut très simplement optimiser ces paramètres en dimensionnant correctement les courants, notamment dans les paires différentielles des circuits de combinaison de courant 63, 64, car ceux-ci sont avantageusement indépendants pour chaque paire. La vitesse de fonctionnement peut encore être améliorée par I'adjonction de structures en cascades, dites cascodes, dans les collecteurs des paires différentielles, de façon plus optimisée que dans l'art antérieur qui comporte déjà des transistors en cascade, et qui requiert donc des tensions d'alimentations plus importantes. Des circuits selon l'invention permettent donc d'accroître avantageusement la rapidité de fonctionnement, notamment5 de convertisseurs analogique-numérique sans pour autant accroître de façon significative la tension d'alimentation des circuits. Enfin, les structures utilisées par l'invention sont simples. Les circuits peuvent donc aisément être mis en oeuvre et optimisés. REVENDICATIONS 1. Circuit de repliement de signal, caractérisé en ce qu'il comporte deux paires de branches différentielles (Q1, Q2, Qlb, Q2b) alimentées par une même source de courant (41) reliée à une première borne d'alimentation (42), chaque paire comportant deux transistors, les transistors (Q1, Q2b) d'une paire étant en parallèle sur les transistors de l'autre paire (Q2, Q lb), chaque groupe de deux transistors en parallèle étant relié par une résistance commune respective (R, Rb) à une deuxième borne d'alimentation (43), les deux sorties du circuit de repliement (V1l, Vllb) étant les collecteurs réunis des deux groupes de transistors en parallèle. 2. Cellule de repliement de signal, destinée à recevoir quatre tensions (Vol, Vo01b, V02, V02b) variant en fonction d'un signal analogique Vin, les fonctions variant en fonction de Vin en opposition de phase deux à deux et en quadrature de phase deux à deux, cette cellule fournissant au moins deux signaux de sortie repliés (Vil et Vo1b, V12 et V12b), variant en opposition de phase et ayant plus de repliement que les tensions d'entrée pour une même variation de Vin, caractérisée en ce qu'elle comporte un circuit de repliement (61) selon la revendication 1 dans lequel les bases des quatre transistors (Q1, Q2, Qlb, Q2b) reçoivent les quatre tensions (V01, V01b, V02, Vo2b) variant en fonction du signal analogique Vin. 3. Cellule de repliement de signal selon la revendication 2, caractérisée en ce que les deux transistors (Q1, Q2b) d'une paire différentielle reçoivent deux tensions (VoI, Vo2b) variant en quadrature de phase et les deux transistors de l'autre paire (Q2, Qlb) reçoivent les deux autres tensions (VOlb, V02) variant en quadrature de phase. 4. Cellule de repliement de signal selon l'une quelconque des revendications 2 ou 3, caractérisée en ce qu'elle comporte un autre circuit de repliement (62) selon la revendication 1, cet autre circuit recevant sur ses quatre entrées les deux sorties d'un premier circuit de combinaison de courants (63) et les deux sorties d'un deuxième circuit de combinaison de courants (64), chaque circuit de combinaison de courants comportant deux paires différentielles (QA et QB, QC et QD) alimentées chacune par une source de courant respective (631, 632, 631', 632') et ayant des résistances de collecteurs communes (Rc, Rcb, R'c, R'cb), I'une des paires (QA, QB) recevant comme entrées deux tensions d'entrée (Vo1, Vo01b) variant en opposition de phase et l'autre paire (QC, QD) recevant comme entrées les deux autres tensions (V02, Vo2b) variant en opposition de phase, les sortie du circuit de combinaison de courants (63, 64) étant prises sur les résistances de collecteurs (Rc, Rcb, R'c, R'cb) des deux paires différentielles. 5. Cellule selon la revendication 4, caractérisée en ce que les résistances de collecteurs (Rc, Rcb, R'c, R'cb) étant reliées à la deuxième borne (43), une diode de décalage (D1, Dlb) est câblée entre ces résistances et cette borne. 6. Cellule selon l'une quelconque des revendications 4 ou 5, caractérisée en ce que les transistors des paires différentielles (QA et QB, QC et QD) sont reliés aux sources de courant (631, 632) par une résistance d'émetteur. 7. Cellule selon l'une quelconque des revendications 2 ou 3, caractérisée en ce qu'elle comporte un autre circuit de repliement (62) selon la revendication 1, cet autre circuit recevant sur ses quatre entrées les quatre sorties d'un circuit comportant quatre paires de résistances (R1 et R'1, Rlb et R'1 b, R2 et R'2, R2b et R'2b) connectées en série, le point de connexion (81, 82, 83, 84) entre les deux résistances de chaque paire formant les sorties, les point de connexion entre chaque paire formant les entrées recevant les tensions (Vo1, VO0b, V02, V02b) variant en fonction du signal analogique Vin, les tensions variant en opposition de phase étant séparées par deux paires de résistances et les tensions variant en quadrature étant séparées par une paire de résistances. 8. Cellule selon la revendication 7, caractérisée en ce que les résistances ont la même valeur. 9. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que les émetteurs des transistors (Q1, Q2, Qlb, Q2b) sont reliés à la source de courant (41) par l'intermédiaire de résistances (RE1, RE2, RE3, RE4). 10. Cellule d'interpolation pour un convertisseur analogique- numérique à interpolation, caractérisée en ce qu'elle comporte une cellule de repliement selon l'une quelconque des revendications 2 à 8.