Brevet FR2802316A1 — publié le 20010615

Controle de source de courant basse consommation par double alimentation basse tension régulée en tension La présente invention concerne alimentations basse tension régulées en tension, et plus particulièrement celles qui sont destinées à produire, partir d'un potentiel d'alimentation externe susceptible de varier entre une valeur minimale et une valeur maximale, un potentiel de sortie prédéterminé qui est stable quels que soient la température de fonctionnement de l'alimentation, la valeur du potentiel d'alimentation externe et le procédé de fabrication. De telles alimentations sont particulièrement adaptées pour fournir un potentiel d'alimentation stable à un circuit électronique, tel que par exemple un amplificateur différentiel, de manière à diminuer sa consommation électrique et à stabiliser son fonctionnement. A l'heure actuelle, il existe de nombreuses alimentations régulées en tension, telles que notamment celles utilisant une diode Zener, un ou plusieurs transistors, une contre réaction de tension ou encore un amplificateur opérationnel. Elles sont constituées généralement par un circuit unique qui se compose d'un générateur de tension de référence, d'un amplificateur d'erreur et d'un élément de commande de puissance. Ces différents sous-ensembles sont connectés en une boucle de contre réaction négative de telle sorte le potentiel fourni au circuit électronique en charge contrôlé, et que courant fourni à ce dernier augmente lorsque la charge diminue, si bien que le potentiel de charge reste constant. Dans l'absolu, les alimentations de ce type sont sensées delivrer un potentiel de sortie fixe quelles que soient variations de trois grandeurs, à savoir leur potentiel d'entrée, le courant débité vers le circuit électronique en charge et leur température de fonctionnement. Mais en réalité, elles n'assurent fonction d'alimentation que pour une certaine plage variation de ces trois grandeurs, cette plage étant en outre soumise à certaines variations qui sont dues, d'une part, caractère non idéal des différents sous-ensembles constitutifs de ces alimentations et, d'autre part, variations du courant appelé par le circuit électronique charge. alimentations de ce type ne permettent donc ni de diminuer de manière satisfaisante la consommation du circuit, ' de stabiliser le fonctionnement de ce dernier. Une autre solution utilisée couramment dans pratique pour diminuer la consommation d'un circuit électronique consiste à chercher naturellement à rendre courant d'alimentation le plus petit possible. Dans le cas d'un circuit électronique qui présente une plage de fonctionnement caractéristique dans laquelle, par exemple, le potentiel d'alimentation Vcc est compris entre 2,7V et 5,5V, la température de fonctionnement T est comprise entre -55 et 145 , et le procédé de fabrication des composants varie entre un procédé lent et un procédé rapide , c'est-à-dire conduisant à un temps de réponse Tr du circuit compris entre 20ns et 80ns, on effectue un réglage extrême de ce circuit pour qu'il puisse être utilisé dans des conditions de fonctionnement minimales. C'est-à-dire qu'on fixe Vcc à 2,7V et T à 145 pour un procédé de fabrication lent où Tr=80ns). Un exemple pratique a montré qu'en procédant cette manière, le courant consommé par le circuit était égal à 0,2mA, pour un temps de réponse de 40ns lors d'un procédé de fabrication lent . Mais l'inconvénient de ce type de réglage réside dans le fait que le circuit électronique consomme beaucoup de courant lorsqu'il est utilisé dans des conditions de fonctionnement maximales, à savoir à VCC=5,5V, à T=-55 pour un procède de fabrication rapide (d'où Tr=20ns). Un exemple pratique a en effet montré que le courant consommé par le circuit était égal à 6mA, pour un temps de réponse de 1,2ns. Un autre inconvénient de ce type de réglage réside dans l'instabilité des performances dynamiques de ce circuit, laquelle est due aux variations de sa plage de fonctionnement caractéristique. Si par exemple on règle le circuit telle sorte qu'il soit soumis à un potentiel d'alimentation de 2,7V et qu'il présente un temps de réponse de 78ns, il se peut qu'en soumettant par la suite le circuit à 5,5V, celui présente un temps de réponse 20ns, lequel est situe en dehors de sa plage de fonctionnement caractéristique. Le rendement du circuit s' trouvera par conséquent dégradé. Dans le cas où l'alimentation du type en question est associée à une charge qui est constituée par un amplificateur différentiel, il est connu, pour diminuer la consommation en courant de cet amplificateur, de commander par une tension fixe la source de courant ce dernier, laquelle constituée généralement par un transistor MOS à effet de champ, tel que par exemple un transistor à canal P, qui est monté en miroir de courant. A cet effet, on polarise grille de chaque transistor à canal P par une tension supérieure à OV. Cette tension de polarisation est obtenue moyen de deux transistors MOS à canal P montés en diode entre, d'une part, les grilles respectives des transistors à canal P de la source de courant et, d'autre part, les sources respectives de ces derniers. La tension de polarisation minimale obtenue (c'est-à-dire la tension grille-source de la source de courant) sera donc égale à la différence entre la tension d'alimentation de la source de courant et la somme des tensions de seuil respectives des transistors montés en diode. Si par exemple, la source de courant est alimentée par une tension de 2,7V, tension de polarisation est donc égale à 2,7 - (2x0,7)= 3V. Compte tenu du fait que la pente de la caractéristique transfert courant drain-source en fonction de la tension grille- source d'un transistor MOS à effet de champ croît fortement avec sa tension grille-source, une tension grille- source de 1,4V est associée à un courant drain-source relativement élevé. De ce fait, les transistors de la source de courant vont consommer beaucoup de courant. En outre, un tel montage en diodes de transistors à canal P ne s'avère pas très précis car la tension de polarisation minimale aux bornes de ces transistors est sensible aux variations de leur tension de seuil, laquelle peut varier sensiblement d'un transistor à l'autre. La présente invention a notamment pour but de remédier aux inconvénients précités en améliorant la stabilité des alimentations basse tension régulées en tension, quels que soient leur potentiel d'alimentation externe et leur température de fonctionnement. A cet effet, l'alimentation basse tension régulée en tension selon la présente invention comprend - un premier générateur de tension de référence soumis au potentiel d'alimentation externe et adapté pour fournir en sortie un potentiel de référence bas et régule, de valeur d'amplitude inférieure à la valeur minimale potentiel d'alimentation externe, ce premier générateur pouvant pas délivrer de courant, et - au moins un second générateur de tension monté en cascade avec le premier générateur de tension de référence, ce second générateur de tension étant destiné à produire, à partir du potentiel de référence délivré par le premier générateur tension de référence, le potentiel de sortie, de telle sorte que celui-ci ait une valeur fixe sensiblement supérieure potentiel de référence, ainsi qu'un courant de valeur d'intensité déterminée suivant la charge. Dans des modes de réalisation préférés de l'invention on a recours à l'une et/ou à l'autre des dispositions suivantes - le second générateur de tension (multiplieur tension) comprend un amplificateur opérationnel ayant première entrée qui est directement reliée à la sortie premier générateur de tension, et une sortie qui délivre potentiel de sortie, lequel est réinjecté vers une seconde entrée de l'amplificateur opérationnel par un circuit de réaction (pont diviseur); - le premier générateur de tension de référence est un circuit electronique de type bandgap ; - circuit électronique en charge l'alimentation selon la présente invention est amplificateur différentiel qui comprend une source courant comportant au moins un transistor, lequel a première connexion reliée à la sortie du second générateur de tension de manière à être soumise au potentiel de sortie délivré par celui-ci, ce qui permet ainsi de supprimer toute variation du potentiel d'alimentation de l'amplificateur différentiel qui est liée variations du potentiel d'alimentation externe, et une seconde connexion reliée à la sortie d'un troisième générateur de tension qui est monté en parallèle avec le second génerateur de tension à la sortie du premier générateur de tension de référence, le troisième générateur de tension étant conçu pour soumettre la seconde connexion du transistor à un potentiel fixe dont la valeur d'amplitude est déterminée telle sorte que la valeur d'amplitude de la différence de potentiel entre la première et la seconde connexion du transistor soit suffisamment proche de celle de la tension de seuil du transistor pour minimiser la valeur de l'intensité du courant qui traverse ce dernier : ce troisième générateur délivre un courant de valeur sensiblement nulle il génère une tension de polarisation ; - le transistor de la source de courant de l'amplificateur opérationnel est un transistor MOS à effet de champ dont le drain constitue ladite première connexion et dont la grille constitue ladite seconde connexion ; - le troisième générateur de tension a une structure analogue à celle du second générateur de tension. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront au cours de la description suivante d'une de ses formes de réalisation, données à titre d'exemple non limitatif, en regard des dessins joints. Sur les dessins - la figure 1 est un schéma de l'alimentation selon la présente invention ; - la figure 2 est un schéma du premier générateur de référence constitutif de l'alimentation de la figure 1 ; - la figure 3 représente un exemple d'association de l'alimentation de la figure 1 avec une charge, telle 'un amplificateur différentiel. En référence à la figure 1, l'alimentation basse tension régulée en tension selon la présente invention comprend deux générateurs de tension 1 et 2 montés en cascade. Le premier générateur de tension 1 est constitué par une source de tension de référence soumise à un potentiel d'alimentation externe Vcc qui est susceptible de varier entre une valeur minimale VCCmin, et une valeur maximale ladite source de tension étant adaptée pour délivrer potentiel de référence VREF aussi indépendant que possible la température, de la valeur d'amplitude du potentiel alimentation externe Vcc et du procédé de fabrication. Dans l'exemple représenté, VCcmin=2V et VCcmax=5, 5V. Un exemple d'une tel générateur de potentiel de référence est représenté schématiquement sur la figure 2. Ce dernier est réalisé sous la forme d'un circuit intégré. I1 est largement utilisé dans la technique antérieure et fournit un potentiel de référence relativement stable Ce générateur est connu sous le nom de source de tension de référence à bandgap , le mot bandgap étant un mot d'origine anglaise désignant l'énergie de passage des électrons la bande de conduction à la bande de valence dans le semiconducteur utilisé. Cette énergie dépend de manière connue de la température. Les sources de référence de ce type utilisent la dépendance de certains paramètres de circuit en fonction de cette énergie et donc de la température, pour réaliser, par des compensations appropriées, une tension de référence relativement stable. Le circuit de la figure 2 comprend essentiellement deux transistors bipolaires Tl, T2 montés en diode, trois résistances R1, R2, R3, et un amplificateur opérationnel A0. amplificateur A0, qui est soumis au potentiel d'alimentation externe Vcc, comprend une entrée inverseuse reliée collecteur du transistor bipolaire T2, et une entrée non inverseuse reliée à la résistance Rl qui est elle-même reliée au collecteur du transistor bipolaire T1. La résistance R3, quant à elle, permet l'initialisation du circuit lors d'une montée du potentiel d'alimentation externe Vcc. Le potentiel de référence VREF stable en fonction de la température, du potentiel d'alimentation externe Vcc, et du procédé de fabrication, est fourni en sortie S circuit. stabilité du potentiel de référence VREF repose en particulier sur un choix approprié des surfaces de jonction des deux transistors bipolaires Tl, T2, et des valeurs de R1 et R2. VREF=Vbe2 + 2 x R2 ln (I2 ) VT, où et VT sont R, I, respectivement la tension base-émetteur et tension de seuil du transistor T2, et I1 et 12 les courants circulant respectivement dans les résistances Rl et R2. Dans l'exemple représenté, Vcc est susceptible de varier entre VCCmin=2V, et Vccmax=5, 5V, Rl=22kQ R2=64, 3kÇZ et R3=100kÇ2. La valeur d'amplitude du potentiel de référence VREF alors obtenue en sortie est de l'ordre 1,25V. En référence à nouveau à la figure 1, le second générateur de tension 2 est de préférence constitué par un amplificateur opérationnel 3 qui est monté multiplieur de tension. Cet amplificateur a une entrée non inverseuse E1 qui est reliée directement à la sortie S du premier générateur de tension 1, une entrée inverseuse E2 qui est reliée à la sortie S1 de l'amplificateur par l'intermédiaire d'un pont résistances R'1, R'2, ladite sortie Sl délivrant potentiel de sortie VOUT. L'amplificateur opérationnel 3 constitue ainsi un circuit élévateur de tension qui délivre en sortie le potentiel Dans l'exemple représenté, E1=E2=VREF-1,2V, R'1=1Mn et R' 2=1, 16MS2. Par conséquent, VOUT=2, -7V. Cette valeur d'amplitude est considérée comme représentative de la valeur minimale du potentiel d'alimentation du circuit que l'on souhaite mettre en charge. L'avantage d'utiliser un tel amplificateur opérationnel en série avec le premier générateur de tension de référence 1 réside dans le fait que cet amplificateur permet de délivrer un potentiel de sortie bas et stable quels que soient la température de fonctionnement, le potentiel d'alimentation externe Vcc, et le procédé de fabrication, puisque le potentiel d'alimentation de cet amplificateur est le potentiel VREF. En outre, l'amplificateur 3 peut délivrer en même temps un courant sortie IppT de valeur d'intensité désirée suivant le circuit en charge, à savoir, dans cet exemple, un courant de l'ordre de quelques centaines de k.A. Le montage en série de ces deux générateurs tension 1 et 2 permet donc de réaliser une alimentation basse tension régulée en tension qui est particulièrement adaptée pour être associée à une charge, telle qu'un circuit électronique, numérique ou analogique, nécessitant consommation en courant réduite et une stabilité de fonctionnement maîtrisée. I1 en est ainsi, par exemple, des dispositifs de commande d'affichage d'écrans à cristaux liquides dont les sorties analogiques sont nombreuses, ou dispositifs mettant en oeuvre la téléphonie sans fil. On va maintenant décrire en référence à la figure 3, utilisation de l'alimentation basse tension régulée en tension selon la présente invention, dans laquelle le circuit électronique en charge est constitué par un amplificateur différentiel 4, réalisé en technologie CMOS. Cet amplificateur est connu en tant que tel , pour cette raison, son fonctionnement ne sera pas décrit détail. L'amplificateur différentiel 4 comprend essentiel lement deux branches d'amplification différentielles alimentées par une source de courant commune 5. La source de courant 5 comprend un premier transistor MOS à canal P, TP' 1, qui est monté en source de courant tout comme le second transistor MOS à canal P, TP'2. La première branche différentielle comprend deux transistors d'entrée MOS à canal P, TP'3 et '5, qui ont leur source respective reliée en commun drain du transistor TP'1. Par ailleurs, le transistor TP'3 est monté en série avec un transistor de sortie MOS à canal N, TN'1, tandis que le transistor TP'5 est monté en série avec un transistor de sortie MOS à canal N, TN'3, les drains respectifs des transistors TN'1 et TN'3 étant reliés respectivement à la masse. Le transistor TN'3 est monté en miroir de courant sur le transistor TN'1 de manière à recopier le courant qui circule dans les transistors TP'3 et TN'1. De manière analogue, la seconde branche différen tielle comprend deux transistors d'entrée MOS à canal P, TP'6 et TP'4, qui ont leur source respective reliée en commun au drain du transistor TP'2. Par ailleurs, le transistor TP'6 est monté en série avec un transistor de sortie MOS à canal N, TN'4, tandis que le transistor TP'4 est monté en série avec un transistor de sortie MOS à canal N, 2, les drains respectifs des transistors TN'4 et TN'2 étant reliés respectivement à la masse. Le transistor TN'2 est monté en miroir de courant sur le transistor TN'4 de maniere à recopier le courant qui circule dans les transistors TP'6 et TN'4. L'entrée IN+ de la première branche différentielle est constituée par la grille des transistors TP'3 et TP'4, sa sortie OUT+ étant quant à elle constituée par le point de jonction entre le drain du transistor TP'5 et la source du transistor TN'3. De manière analogue, l'entrée IN- de la seconde branche différentielle est constituée par grille des transistors TP' 5 et TP' 6, sa sortie OUT- étant quant à elle constituée par le point de jonction entre le drain du transistor TP'4 et la source du transistor TN' . Les sources respectives des transistors TP'1 et TP'2 de source de courant 5 sont reliées en commun, par l'intermédiaire d'un élément de filtrage 6 (figure 1), à la sortie SI de l'alimentation basse tension régulée en tension qui a été décrite ci-dessus en référence aux figures 1 et 2. Comme on peut le voir sur la figure 1, l'élément de filtrage 6 est par exemple constitué par un transistor MOS à canal N qui est destiné à monter en capacité pour stabiliser le montage. Par conséquent, la source de courant est soumise avantageusement à un potentiel d'alimentation faible qui est constitué par le potentiel VOUT, lequel, on l'a vu, est stable quels que soient la température de fonctionnement, le potentiel d'alimentation externe Vcc, et le procédé de fabrication. Dans l'exemple représenté sur la figure la source courant 5 est soumise au potentiel d'alimentation -2,7V. Selon la présente invention, on prévoit outre que la source de courant 5 est polarisée par un circuit de polarisation 7 constitué par un troisième générateur de tension qui est d'un type analogue au génerateur de tension 2, et qui, pour cette raison, ne sera à nouveau décrit en détail. Ce générateur de tension 7 est monté parallèle avec le générateur de tension 2 à la sortie S du générateur de potentiel de référence 1, les générateurs 2 et 7 étant analogues au générateur 2 de la figure 1. I1 est constitué de préférence par un amplificateur opérationnel (non représenté) ayant notamment une entrée non inverseuse E'1 qui est reliée directement à la sortie S du premier générateur de tension 1 de manière à être soumise au potentiel de référence VREF, et une sortie S'1 qui délivre un potentiel de sortie fixe Vo et qui est reliée aux grilles respectives des transistors MOS à canal P TP'1 et TP'2. Compte tenu du fait que le générateur de tension 7 est monté en série avec le générateur de potentiel de référence 1, le potentiel Vo, de la même façon que le potentiel VppT délivré par le générateur de tension 2, est bas et stable, quelles que soient la température de fonctionnement et la valeur d'amplitude du potentiel d'alimentation externe Vcc. Par ailleurs, il est fait en sorte que générateur tension 7 délivre un potentiel fixe Vo qui déterminé telle sorte que la valeur d'amplitude VOUT-Vo entre, d'une part, les sources respectives des transistors TP' et TP'2, et, autre part, les grilles respectives de ces derniers, soit très proche de celle de leur tension de seuil VT, laquelle est égale à environ 0,7V. Il est également fait en sorte que l'amplificateur opérationnel du générateur de tension 7 délivre sur sa sortie S'1 un très faible courant, lequel est, dans cet exemple, de l'ordre du #tA. Ceci est dû au fait que la tension délivrée par le générateur de tension est une tension de polarisation. Dans l'exemple représenté sur la figure 3, Vo=1,6V. La source de courant 5 étant alimentée par un potentiel VOUT de 2, la tension grille-source Vrs de chaque transistor TP' 1 TP' 2 est donc égale 2,7V-1,6V, soit 1,1V. La valeur de cette tension Vis est donc bien plus proche de la tension de seuil VT que la valeur de VAS obtenue dans le dispositif de l' antérieur décrit ci-dessus. Les transistors TP'1 et TP'2 seront donc faiblement passant, tout en ayant un courant drain-source IDs de faible valeur d'intensité, compte tenu de l'allure de la pente de la caractéristique de transfert IDs en fonction de VAS des transistors TP' 1 et T P' 2 . Il en résulte par conséquent une réduction optimale de la consommation en courant de l'amplificateur différentiel 4, ainsi qu'un fonctionnement particulièrement stable de ce dernier. Un exemple pratique, qui a été mis en oeuvre avec un amplificateur différentiel 4 conforme à celui de l'art antérieur mentionné ci-dessus, a montré par exemple que lorsque l'amplificateur différentiel 4 était utilisé dans des conditions de fonctionnement maximales, à savoir à Vcc=5, 5V, à T=-55 et à Tr=20ns, le courant consommé par amplificateur était égal à 0,35mA, pour un temps de réponse 25ns. Ainsi, pour des performances identiques dans conditions de fonctionnement minimales extrêmes identiques, convient de noter que dans des conditions de fonctionnement maximales extrêmes identiques, l'évolution de la consommation en courant de l'amplificateur différentiel 4 est 17 fois moins importante que celle de l'amplificateur différentiel alimenté conformément à la technique anté rieure. Il convient de noter également que dans des conditions de fonctionnement maximales identiques, le temps de réponse de l'amplificateur différentiel 4 varie 25 fois moins que celui de l'amplificateur différentiel alimente conformément à la technique antérieure. On notera enfin que l'alimentation basse tension régulée en tension selon la présente invention se révèle particulièrement avantageuse lorsqu'on souhaite mettre charge plusieurs circuits électroniques, tels que par exemple cent amplificateurs différentiels 4 en parallèle. En effet, dans ce cas, les deux générateurs de tension 2 et 7 sont communs à ces amplificateurs, ce qui présente l'intérêt de préserver le faible encombrement du circuit. REVENDICATIONS 1. Alimentation basse tension régulée en tension pour produire, à partir d'un potentiel d'alimentation externe (Vcc) susceptible de varier entre valeur minimale (Vccmin) et une valeur maximale (Vccmax), un potentiel de sortie prédéterminé (VOUT) qui est stable quelle que soit la température de fonctionnement de l'alimentation, la valeur dudit potentiel d'alimentation externe et le procédé fabrication, ladite alimentation comprenant un premier générateur de tension de référence (1) soumis au potentiel d'alimentation externe (Vcc) et adapté pour fournir en sortie un potentiel de référence (VREF) bas et régulé, de valeur d'amplitude inférieure à la valeur minimale (Vccmin) dudit potentiel d'alimentation externe, et - au moins un second générateur de tension (2) monté en cascade avec le premier générateur de tension de référence (1), ce second générateur de tension étant destiné à produire, à partir dudit potentiel de référence (VREF) délivré par le premier générateur de tension de référence, le potentiel de sortie (VOUT), de telle sorte celui-ci ait une valeur fixe sensiblement supérieure au potentiel de référence (VREF), ainsi qu'un courant (IOUT) valeur d'intensité déterminée. 2. Alimentation selon la revendication 1, caractérisée en ce que le second générateur de tension (2) comprend un amplificateur opérationnel (3) ayant une première entrée (E1) qui est directement reliée à la sortie du premier générateur de tension (1), et une sortie (S1) qui délivre le potentiel de sortie (VAUT), lequel est réinjecté vers une seconde entrée (E2) de l'amplificateur opérationnel (3) par un circuit de réaction (R'1,R'2). 3. Alimentation selon l'une quelconque des revendications 1 et 2, caractérisée en ce que premier générateur de tension de référence (1) est circuit électronique de type bandgap . 4. Circuit électronique à faible consommation et à fonctionnement stable, tel que notamment un amplificateur différentiel (4), ledit amplificateur étant soumis en entrée à un potentiel d'alimentation qui est le potentiel de sortie (VOUT) délivré par l'alimentation selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce qu'il comprend une source de courant (5) comportant au moins un transistor (TP'1) lequel a une première connexion reliée a la sortie du second générateur de tension (2) de manière à être soumise au potentiel de sortie (VOUT) délivré par celui-ci, ce qui permet ainsi de supprimer toute variation du potentiel d'alimentation de l'amplificateur différentiel (4) qui liée aux variations du potentiel d'alimentation externe (Vcc), et une seconde connexion reliée à la sortie d'un troisième générateur de tension (7) qui est monté en parallele avec le second générateur de tension (2) à la sortie (S) du premier générateur de tension de référence (1), ledit troisième générateur de tension étant conçu pour soumettre la seconde connexion du transistor 1) à un potentiel fixe (Vo) dont la valeur d'amplitude est déterminée de telle sorte que la valeur d'amplitude de la différence de potentiel (VovT-Vo) entre la premiere et la seconde connexion du transistor (TP'1) soit suffisamment proche de celle de la tension de seuil (VT) du transistor (TP'1) pour minimiser la valeur de l'intensité du courant qui traverse ce dernier. 5. Circuit électronique selon la revendication 4, caractérisé en ce que le transistor (TP'1) est un transistor MOS à effet de champ dont le drain constitue ladite première connexion et dont la grille constitue ladite seconde connexion. 6. Circuit électronique selon une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisé en que le troisième générateur de tension (7) a une structure analogue à celle du second générateur de tension (2).