Brevet FR2798237A1 — publié le 20010309

DISPOSITIF DE FILTRAGE COMMANDE EN FREQUENCE POUR LA BANDE UHF La présente invention concerne le domaine des filtres, et notamment, mais pas exclusivement, les filtres associés aux modulateurs utilisés dans le domaine de l'émission de signaux de radiodiffusion et de télédiffusion. Dans cet exemple d'application, les filtres concernés par l'invention sont placés entre les circuits modulateurs et le circuit de puissance qui attaque l'antenne. Les efforts dans ce domaine se portent vers les systèmes de transmission entièrement numériques tant pour la télévision que pour la radio. Par rapport aux transmissions analogiques, la technologie numérique permet une occupation beaucoup plus dense du spectre et une plus grande immunité aux problèmes de bruit et d'interférence. Au niveau de la diffusion hertzienne, les programmes actuels de radiodiffusion et de télédiffusion numérique, également connu sous le terme anglo-saxon de "DAB" (digital audio broadcast)ou de "DVB" (digital video broadcast) visent l'utilisation de les bandes de fréquence porteuse UHF IV et V. La technique de modulation envisagée, connue en elle-même, est généralement désignée par le terme anglo-saxon de COFDM (coded orthogonal frequency division multiplexing). Ce protocole est notamment employé par les normes européennes. Cette technique de modulation est en elle-même bien connue, étant décrite notamment dans les documents brevets EP-A-0 902 574 et W0-A-98 11698. On rappel ici seulement les éléments de base par référence à la figure 1. Dans ce schéma simplifié, on représente les blocs fonctionnels qui permettent de former un signal analogique modulé en quadrature de phase à partir de deux signaux d'entrée I et Q. Ces deux signaux sont porteurs d'informations modulées et sont déphasés l'un par rapport à l'autre de 90 . Ces signaux sont fournis à des entrées de mélangeurs respectifs 2, 4 qui reçoivent également des signaux d'un déphaseur 00/90 à la fréquence Fo0 = sinwut. Les deux mélangeurs respectifs 2, 4 fournissent ainsi un signal numérique qui est fourni vers des entrées respectives d'un circuit additionneur 6. La sortie I(binaire) de ce circuit est fournie en entrée à un convertisseur numérique analogique 8 pour constituer le signal modulé I(a) à transmettre. Ce signal I(a) est généralement un signal comportant un nombre élevé de porteuses, par exemple 6800 porteuses sur une bande de 7,61 MHz comme le montre la figure 2. Ce signal comporte une fréquence centrale dénommée Fnum située à une fréquence de l'ordre de 18 MHz. Avant de pouvoir amplifier en puissance ce signal, il est d'abord nécessaire de transposer la fréquence Fnum à une fréquence supérieure dans la bande UHF. Pour ce faire, la solution actuellement retenue est une transposition en deux étapes, comme le représente schématiquement la figure 3. Les différents points du circuit de la figure 2 sont identifiés par des repères (a) à (d); les signaux à ces repères sont représentés à la figure 4 qui est un graphique montrant la fréquence en abscisse et le niveau de signal en ordonnée. Le signal I(a) à fréquence centrale Fnum est traité par un circuit hétérodyne classique 10 à deux étages de transposition. Le signal en entrée (a) passe par un premier circuit mélangeur 12 o il est mélangé avec un signal de fréquence fixe Foll de fréquence supérieure à Fnum. Ce circuit mélangeur 12 produit en sortie (b) deux spectres S1 et S2 (figure 4) correspondant respectivement à la différence et à la somme des fréquences mélangées. Ces deux spectres sont séparés par un premier filtre du type passe-bande 14 qui ne retient en sortie que le spectre S2 de fréquence du mélange supérieur(c). Les deux spectres étant très proches en fréquence, il est nécessaire de recourir pour cette séparation à un filtre très sélectif. On utilise habituellement à cette fin un filtre à onde de surface (FOS) aussi connu sous le terme anglo-saxon de filtre "SAW". Ce spectre est ensuite présenté en entrée d'un deuxième mélangeur 16 qui reçoit également en entrée une fréquence de mélange Fol2, de fréquence supérieure à Foll. De même que pour le premier circuit mélangeur 12, il sort du deuxième circuit mélangeur 16 deux spectres S3 et S4 correspondant respectivement à la différence et la somme des fréquences du spectre retenu par le premier filtre 14, et du signal de fréquence Fol2. Les fréquences des signaux Foll et Fol2 sont choisies de manière que le spectre de fréquence supérieure S4 du filtre 16 corresponde à la bande de fréquence voulue (soit les bandes UHF IV et V dans l'exemple considéré). Ce spectre S4 est conservé en éliminant l'autre par un deuxième filtre 18. Dans l'état de la technique, ce deuxième filtre est fixe en fréquence. Autrement dit, il ne sélectionne qu'une seule fréquence - ou plage étroite de fréquences - en éliminant toutes les autres. Ce filtre est donc choisi pour être accordé à la fréquence de sortie voulue. Normalement, s'agissant d'un émetteur à fréquence fixe, on sélectionne le filtre 18 afin qu'il laisse passer la plage de fréquences autour de la porteuse correspondant au canal d'émission de la bande UHF. Ainsi, il est nécessaire de prévoir un filtre fixe différent 18 pour chaque canal d'émission. Un objet de la présente invention est de prévoir un filtre passe-bande variable en fréquence de manière qu'il puisse s'adapter à différents canaux, notamment dans la bande de fréquence de 400 Mhz à 1 GHz. Dans le cadre de l'exemple considéré, un tel filtre pourra être mis en oeuvre en remplacement du filtre fixe 18 afin de permettre une polyvalence au circuit 10 vis-à-vis des différents canaux pouvant être utilisés. A cette fin, un premier objet de la présente invention est de proposer un filtre passe-bande réglable en fréquence centrale et opérationnel dans la bande UHF, caractérisé en ce qu'il est composé d'une série de cellules couplées entre elles par des condensateurs de couplage, chaque cellule formant un circuit résonant composé d'au moins un inducteur monté en parallèlle avec au moins un condensateur variable. Avantageusement, les condensateurs de couplage sont aussi des condensateurs variables. Selon une caractéristique particulièrement remarquable, le filtre peut être réalisé sensiblement symétrique entre son entrée de signal et sa sortie de signal. Dans le mode de réalisation préféré, les cellules sont au nombre de quatre. De préférence, chaque condensateur variable composant lesdits circuits résonants et chaque condensateur variable de couplage est réalisé par au moins un condensateur à capacité variable commandé électriquement. Dans ce cas, il est possible de prévoir que chaque condensateur à capacité variable commandé électriquement est constitué par au moins une diode à capacité variable commmandée en tension. De préférence, chaque condensateur variable de couplage est réalisé par une paire de diodes à capacité variable montée tête-bêche. Afin de permettre une optimisation des caractéristiques d'adaptation d'impédance en entrée et en sortie, le filtre peut comprendre une entrée reliée à une prise intermédiaire de l'inducteur de la première cellule de ladite série de cellules et une sortie reliée à une prise intermédiaire de l'inducteur de la dernière cellule de ladite série de cellules. Avantageusement, les inducteurs de ladite première cellule et de ladite dernière cellule ont une valeur différente de celle des inducteurs des cellules intermédiaires, ladite différence permettant de disposer d'une même tension de commande variable pour commander à la fois les condensateurs électriquemenet variables des circuits résonants constitués par lesdites première et dernière cellules et les condensateurs électriquement variables des circuit résonants constitués par lesdites cellules intermédiaires. Dans ce cas, les inducteurs de ladite première cellule et de ladite dernière cellule ont de préférence une valeur supérieure à celle des inducteurs des cellules intermédiaires. Pour permettre une mise en oeuvre plus simple du filtre, il est possible de prévoir que les condensateurs à capacité électriquement variable formant respectivement le couplage entre la première cellule et la cellule adjacente à celle-ci et le couplage entre le dernière cellule et la cellule adjacente à celle-ci présentent une même valeur de capacité pour une même tension de commande de capacité sur une plage de tensions de commande déterminée. De préférence, chaque inducteur est réalisé sous forme de micro-ruban déposé sur un substrat isolant. Un second objet de la présente invention est de prévoir un circuit de filtrage passe-bande réglable en fréquence centrale et opérationnel dans la bande UHF, caractérisé en ce qu'il comporte un filtre tel que décrit plus haut et une source de tensions de commande de la fréquence centrale. Avantageusement, la source de tensions produit une première tension transmise aux entrées de commande de la valeur de la capacité desdits condensateurs formant les circuits résonants des cellules respectives, une deuxième tension transmise aux entrées de commande de la valeur de la capacité desdits condensateurs de couplage formant respectivement le couplage entre la première cellule et la cellule adjacente à celle-ci et le couplage entre la dernière cellule et la cellule adjacente à celle-ci, et une troisième tension transmise à l'entrée de commande de la valeur de la capacité dudit condensateur de couplage intermédiaire. Avantageusement, la troisième tension est proportionnelle à la première tension. Ainsi, dans l'application considérée, on a une première transposition qui se fait de manière très générale toujours à une fréquence fixe; par contre la deuxième transposition peut, grâce à l'invention, avoir de l'agilité en fréquence, cette agilité pouvant être suivie par le filtre de réglage de l'invention. On a toujours une transposition qui part de la bande de base vers le signal à une fréquence intermédiaire autour de Foll, qui peut être fixe et pour lequel on trouve les fréquences intermédiaires standards. I1 y a en effet sur le marché une abondance de filtres de différentes sources, qu'il s'agisse de filtres à onde de surface (FOS) ou autres. Par contre la deuxième transposition est bien souvent réalisée avec un filtre pour fournir la fréquence de canal qui elle a une bande beaucoup plus large et qui doit couvrir toute la bande, par exemple la bande IV et V en télévision, qui peut représenter une octave de fréquence. Et c'est là que la deuxième transposition gagne à être agile en fréquence. Or, ce qui empêchait jusqu'à présent l'agilité en fréquence des systèmes, c'était justement le fait qu'il n'existe pas de filtre agile en fréquence. En effet, tous les filtres utilisés sont seulement ajustables en usine et manuellement, et à dimensions mécaniques importantes. Grâce au filtre commandé en fréquence de l'invention, il est possible de mettre en oeuvre un circuit qui dispose également de l'agilité au niveau de la synthèse de fréquence pour générer les signaux Foll et surtout Fol2: cette agilité sera alors suivie par l'agilité du filtre variable pour fournir un signal à la fréquence souhaitée. Des synthétiseurs de fréquence agiles dans la bande UHF sont maintenant bien maîtrisés. En effet, avant ces synthétiseurs on utilisait des oscillateurs à quartz taillés à une fréquence donnée. On multipliait alors la fréquence du quartz pour arriver jusqu'à la fréquence de transposition UHF, c'est-à-dire comprise dans la bande 470 MHz - 860 MHz moins la fréquence intermédiaire (puisque qu'il s'agit ici du signal de fréquence de transposition Fol2). Mais il s'agissait là de la synthèse à fréquence fixe. De nos jours, la synthèse de fréquence a évolué et permet de l'agilité au niveau de ces systèmes de transmission, sauf que la deuxième transposition de fréquence (à la fréquence Fol2) demande à filtrer les bandes de mélange parasites, et donc indésirables. C'est là que l'agilité et l'intégration manquaient. Ainsi, grâce à l'invention, on n'a plus besoin d'insérer dans le circuit 10 de la figure 3 un filtre fixe 18 calibré en usine: l'ensemble est un système qui permettra la transposition de fréquence de manière agile jusqu'à la sortie vers l'amplificateur de puissance. L'invention sera mieux comprise et les avantages qui en découlent apparaîtront plus clairement à la lecture d'un mode de réalisation préféré, donné purement à titre d'exemple non limitatif, par référence aux dessins annexés dans lesquels: - la figure 1, déjà décrite, est un schéma bloc simplifié d'un étage de modulation selon la technique COFDM; - la figure 2, déjà décrite, représente le spectre de fréquence issu de l'étage de modulation de la figure 1; - la figure 3, déjà décrite, est un schéma bloc simplifié d'un circuit de transposition de fréquence du signal représenté à la figure 2, conformément à l'état de la technique; - la figure 4, déjà décrite représente les signaux à différents points du circuit selon la figure 3; - la figure 5 est un schéma bloc simplifié d'un circuit de transposition de fréquence du signal représenté à la figure 2 mettant en oeuvre un filtre conforme à la présente invention; - la figure 6 est un diagramme montrant trois courbes de réponse du filtre conforme à la présente invention; - la figure 7 est un schéma de principe du filtre conforme à la présente invention; - la figure 8 est un schéma d'une première cellule du filtre de la figure 7 selon un premier mode de réalisation; - la figure 9 est un schéma de l'ensemble du filtre de la figure 8; - la figure 10 est un schéma du filtre de la figure 7 selon un second mode de réalisation; et - la figure 11 est un schéma de mise en circuit du filtre de la figure 10. Le rôle du filtre conforme à la présente invention sera décrit par référence à la figure 5, qui reprend le contexte déjà décrit par référence à la figure 3. De ce fait, les parties communes aux deux figures portent les mêmes références et ne seront pas décrits à nouveau par souci de concision. On note que le circuit de la figure 5 est identique au niveau de l'entrée du signal Fnum, du premier mélangeur 12, du premier filtre passe-bande 14 et du deuxième circuit mélangeur 16. A la différence du circuit de la figure 3, le deuxième circuit mélangeur 16 reçoit en entrée une fréquence Fol2 non pas fixe, mais variable. Ce signal Fol2 est fourni par un générateur de fréquence variable 22. Ce dernier peut être réalisé par un synthétiseur de fréquence à boucle à verrouillage de phase (PLL en terminologie anglo-saxonne) connu en luimême. Sa bande de fréquence correspond sensiblement à la bande de fréquence désirée en sortie, soit de l'ordre de 400 MHz à 1 GHz. La technique de réalisation d'un tel oscillateur à fréquence variable 22 est connue en elle-même et ne sera pas décrite par souci de concision. En variant la fréquence Fol2 sur le mélangeur, on obtient une variation correspondante de la transposition de la fréquence intermédiaire fournie en sortie du mélangeur 16. Cette fréquence variable sera alors filtrée par un filtre passe-bande variable en fréquence 24 conformément à la présente invention. La structure détaillée de ce filtre sera décrite plus loin. Ici, il sera considéré comme un bloc fonctionnel qui reçoit en entrée le signal issu du mélangeur 16 et laisse passer en sortie la composante de ce signal se situant dans une bande étroite de fréquences. La fréquence centrale de cette bande est déterminée par un signal de commande, sous forme d'un ensemble de tensions variables Vfv. La figure 6 montre trois exemples de réponse du filtre 24 en fonction de trois valeurs respectives de l'ensemble de tensions variable Vfv. La fréquence centrale fc2 est située à un niveau intermédiaire de Vfv, alors que les fréquences centrales fcl et fc3 correspondent à des tensions respectivement inférieure et supérieure à ce niveau intermédiaire fc2. Le filtre variable 24 conforme à la présente invention permet ainsi de balayer avec sa fréquence centrale tout le spectre de la bande UHF, soit de 400 MHz à 1 GHz. Dans le circuit 20, le filtre variable 24 constitue avec le générateur de fréquence variable 22 un ensemble accordé permettant d'obtenir une fréquence transposée choisie à n'importe quel endroit de la plage de fréquence UHF. Pour ce faire, il suffit de régler la fréquence du générateur de fréquence 22 à une valeur qui, ajoutée à la fréquence du signal issu du filtre passe-bande 14, correspond à la valeur de fréquence de sortie requise. On règle de concert la fréquence centrale fc du filtre variable afin que celle-ci corresponde à cette valeur de fréquence. De la sorte, le filtre laissera passer seulement cette fréquence - avec une bande étroite rapidement atténuée autour de cette fréquence. Le signal issu du filtre 24 pourra ainsi, selon l'application, attaquer un étage d'amplification pour alimenter une antenne de transmission. Pour cette application, on comprendra qu'il est aisé de changer une fréquence d'émission ou de choisir une fréquence d'émission particulière dans la bande UHF sans avoir à changer des composants ou à effectuer des réglages physiques sur ces derniers. En effet, il suffit de commander par des signaux appropriés, faciles à générer, le générateur à fréquence variable (généralement par une tension variable sur un oscillateur commandé en tension) et le filtre variable. Le schéma de principe du filtre à fréquence variable sera maintenant décrit par référence à la figure 7. Dans l'exemple, le filtre comporte quatre étages ou cellules en chaîne El, E2, E3, E4, les cellules El et E4 étant à des extrémités respectives de la chaîne de cellules. Chaque cellule comprend un montage en parallèle d'un condensateur Cpl, Cp2, Cp3 et Cp4 et d'un inducteur (sous forme de self) Ipl, Ip2, Ip3 et Ip4. Les cellules adjacentes sont reliées entre elles par des condensateurs de couplage Cc12, Cc23 et Cc34. Dans l'exemple, on trouve ainsi trois condensateurs de couplage Cc12, Cc23 et Cc34 reliant respectivement les cellules E1 et E2, les cellules E2 et E3 et les cellules E3 et E4. Les noeuds de chaque connexion parallèle de chaque cellule, à l'extrémité opposée des condensateurs de couplage Cc12, Cc23 et Cc34, sont tous reliés à la masse. Les inducteurs Ipl et Ip4 associés aux cellules El et E4 à chaque extrémité du filtre 24 comprennent chacun une prise intermédiaire P1 et P2 entre leurs extrémités. La prise intermédiaire Pl sur l'inducteur Ipl est reliée à une entrée FI du filtre; la prise intermédiaire P2 sur l'inducteur Ip4 est reliée à une sortie F0 du filtre. Cette disposition permet de conférer aux inducteurs IP1 et IP4 situés aux extrémités du filtre 24 la fonction supplémentaire d'autotransformateur qui, comme il sera expliqué plus loin, permet d'adapter les impédances d'entrée et de sortie du filtre. Dans une application telle que celle du circuit représenté à la figure 5, il est important de disposer d'une impédance en sortie adaptée à l'impédance en entrée. Grâce à la double fonction obtenue à partir des inducteurs Ipl et Ip4 (self d'une part et autotransformateur d'autre part) il est possible d'obtenir l'impédance d'entrée et de sortie voulue pour le filtre sans altérer les caractéristiques de ce dernier. Dans le cadre de l'exemple considéré, les impédances d'entrée et de sortie sont choisies pour être sensiblement les mêmes, et égales à environ 50 ohms. Conformément au mode de réalisation préféré, tous les condensateurs du filtre 24 - aussi bien les condensateurs Cc12, Cc23 et Cc34 servant de couplage que les condensateurs Cpl, Cp2, Cp3 et Cp4 montés en parallèle - sont électriquement variables. De préférence, cette disposition est réalisée en utilisant pour ces condensateurs des diodes du type "varicap" connues en tant que tels. On remarque que le filtre est parfaitement symétrique en ce sens que l'entrée et la sortie peuvent être inversées sans altérer les caractéristiques de filtrage. La figure 8 représente une cellule E1 du filtre avec son couplage à la cellule voisine E2. Dans l'exemple, le condensateur monté en parallèle Cpl est décomposé en deux condensateurs en série, à savoir un condensateur variable du type varicap Cvl et un condensateur fixe Cfl de capacités respectives vl et fl. De la sorte, la valeur de capacité totale de ce montage parallèle est de Ccq = flvl/(vl + fl). Le condensateur de capacité fixe Cfl sert à isoler électriquement la diode varicap Cvl de la masse afin de permettre sa polarisation, selon une technique en elle-même classique. Sa valeur est typiquement de 470 picoFarads. On comprendra qu'en variant la valeur de vl on peut obtenir toutes les valeurs de capacité voulues. La valeur de la capacité vl est déterminée par la valeur d'une tension VCpl appliqué à la diode varicap formant le condensateur Cvl. De même, la valeur du condensateur de couplage Cc12 est déterminée par la valeur d'une tension VCc12 appliquée à la diode varicap qui constitue ce condensateur de couplage. La figure 9 représente l'ensemble du circuit réalisé par les diodes varicap telles que représentées à la figure 8, ainsi que les valeurs des tensions de commande de ces diodes. Cette figure permet également de repérer schématiquement les désignations de ces différentes tensions de commande qui ne seront pas énumérées ici par souci de concision. La figure 10 représente une variante du circuit de la figure 9 qui est avantageuse du fait qu'elle permet une réduction du bruit généré par les diodes varicap. Le circuit 24' selon cette variante diffère du circuit 24 de la figure 9 uniquement en ce que chacun des condensateurs de couplage Cc12, Cc23, Cc34 de ce dernier est remplacé par une paire de diodes varicap montées tête-bêche Ccl2a-Ccl2b, Cc23a-Cc23b, Cc34a- Cc34b. Avantageusement, dans ce cas, une tension de commande est appliquée à chaque paire de diodes au point de jonction de ces dernières, créant une capacité de découplage. Pour chaque paire de diodes montées tête-bêche Ccl2a-Ccl2b, Cc23a-Cc23b, Cc34a-Cc34b, la tension de commande VCc12, VCc23, VCc34 est la même que pour les diodes varicap de couplage correspondantes de la figure 9. S'agissant d'une exploitation du filtre à des fréquences très élevées, la technologie de réalisation repose sur l'emploi de lignes en forme de micro-rubans pour former les inducteurs. Ces micro-rubans, plus communément connus sous le terme anglo-saxon de "microstrip" sont formés par des bandes de métallisation sur un substrat de verre recouvert de Téflon. Ainsi, l'ensemble du filtre est monté sur ce substrat. Comme il est bien connu, la valeur d'inductance d'un inducteur réalisé par un micro-ruban est fonction de la longueur de ce dernier. Toutefois, pour que le micro-ruban agisse comme un composant local, et non pas comme un élément distribué, on limite la longueur maximale de chaque section du micro-ruban servant d'inducteur à une valeur égale ou inférieure à lambda/10, ou lambda est la longueur d'onde minimale du signal devant être filtré. Dans la pratique, le substrat est au format de 70 mm par 40 mm, avec une épaisseur de 0,8 mm. Les diodes varicap sont choisies parmi des composants disponibles dans le commerce. Elles sont montées sur le substrat selon des techniques classiques d'assemblage de circuits hyperfréquence. Comme le montre les figures 9 et 10, il existe sept entrées de tensions de commande à considérer pour le cas d'un filtre comportant quatre cellules El-E4, chaque entrée de tension de commande étant associée à une diode varicap respective ou d'une paire de diodes de varicap dans le cas des condensateurs de couplage représentés à la figure 10. Le filtre ayant été conçu avec une configuration intrinsèquement symétrique, il est possible d'établir une identité des valeurs de capacité des différents condensateurs. En supposant que l'on utilise pour les condensateurs en parallèle Cpl à Cp4 des diodes varicap ayant les mêmes caractéristiques et que, de même, on utilise pour les condensateurs de couplage Cc12, Cc23 et Cc34 des diodes varicap ayant aussi les mêmes caractéristiques, on peut donc établir (cf. figure 9 ou ), par symétrie que: VCpl = VCp4 VCp2 = VCp3 VCc12 = VCc34 Il reste alors une valeur de capacité au centre de symétrie, à savoir celle de la diode varicap de couplage Cc23, qui reste à part. De la sorte, grâce à cette symétrie conforme au mode de réalisation, on passe de sept à quatre niveaux de tensions à considérer pour régler le filtre à une fréquence centrale voulue. Dans une recherche de simplification de la mise en oeuvre du filtre - en passant par une réduction du nombre de tensions différentes à appliquer la demanderesse a envisagé la possibilité d'utiliser une seule et même tension de commande pour toutes les quatre diodes varicap Cvl à Cv4 formant les condensateurs en circuit résonnant parallèle, ce qui donnerait VCpl = VCp2, par exemple Pour ce faire, la demanderesse a envisagé de modifier le paramètre fixant la longueur de la ligne micro- ruban constitutive respectivement des inducteurs Ipl et Ip4 des cellules d'entrée et de sortie El et D4 du filtre. Il s'est avéré qu'une réduction de la longueur des rubans permet effectivement d'accorder sur une même valeur toutes les tensions de commande des diodes varicap VCpl à VCp4 formant les circuits résonants parallèles. A partir de cet enseignement, il est possible de calculer le degré de raccourcissement nécessaire des lignes micro-ruban pour obtenir ce résultat, ou de procéder par une approche empirique. Ce degré de raccourcissement est fonction de la valeur des diodes varicap utilisées, des inducteurs, et de l'équilibre des composants constitutifs du filtre. Dans certains cas, il se peut que la longueur des lignes micro-ruban formant les inducteurs Ipl et Ip4 susmentionnés doit au contraire être augmentée, selon les caractéristiques de réglage du filtre. Dans ce cas aussi, une approche analytique ou empirique permettra d'établir le degré de rallongement nécessaire. De manière désirable, l'impédance d'entrée ou de sortie du filtre suite à cette opération d'accord n'est pas modifiée au-delà des tolérances nécessaires pour ne pas détruire la fonction de transfert voulue. Grâce à cette disposition, il ne reste plus que trois tensions de commande à considérer, soit: - la tension unique pour commander toutes les diodes varicap Cvl à Cv4; - la tension unique pour commander les deux diodes varicap (figure 9) ou les deux paires de diodes varicap (figure 10) formant le condensateur de couplage pour les cellules El et E4 d'entrée et de sortie, respectivement Cc12 et Cc34, et Ccl2a-Ccl2b et Cc34a- Cc34b; et - la tension pour commander la diode varicap (figure 9) ou la paire de diodes varicap (figure 10) formant le condensateur de couplage entre les deux cellules E2 et E3 internes, respectivement Cc23 et Cc23aCc23b. En poursuivant sa recherche de simplification, la demanderesse a tenté de rapprocher cette dernière tension avec l'une des deux autres. Il s'est avéré que, contrairement à ce que laisserait penser une analyse a priori, cette tension de commande pouvait être liée non pas à celle qui commande les autres diodes varicap formant les condensateurs de couplage, mais à la tension qui commande les diodes varicap Cvl à Cv4 des circuits résonants parallèles. Plus précisément, il a été découvert que la tension pour commander la diode varicap (figure 9) ou la paire de diodes varicap (figure 10) formant le condensateur de couplage entre les deux cellules E2 et E3 internes, respectivement Cc23 et Cc23a-Cc23b, est proportionnelle à la tension unique pour commander les diodes varicap formant les circuits résonants. De la sorte, il suffit de prévoir dans le filtre - ou en annexe de celuici - un circuit qui, à partir de l'une des deux tensions commande mutuellement proportionnelles, produit l'autre de ces tensions de Cette fonction peut être notamment obtenue par un circuit à pont diviseur classique formé de deux résistances en série. La figure 11 est une représentation schématique du filtre 24' de la figure 10 montrant sous forme de bloc toutes les sept entrées de tensions de commande précitées VCpl-VCp4 et Vc23-Vc34 ainsi que l'entrée FI et la sortie FO des signaux. Conformément à l'analyse qui précède, les quatre tensions VCpl-VCp4 qui commandent les diodes varicap Cvl, Cv2, Cv3 et Cv4 formant les condensateurs montés en parallèle sont communément fournies par une première sortie de tension U1 d'une source de tensions 50. Les deux tensions VCc12 et VCc23 qui commandent les diodes varicap formant les condensateurs de couplage respectivement Ccl2a-Ccl2b et Cc34a-Cc34b sont communément fournies par une deuxième sortie de tension U2 de la source de tensions 50. La tension de commande pour la paire de diodes varicap formant le condensateur central Cc23a-Cc23b est fourni à partir du noeud commun N d'un pont diviseur formé par deux résistances montées en série Rl et R2. L'une des extrémités du pont est reliée à la sortie de tension Ul, alors que l'autre extrémité est reliée à la masse. Les valeurs des résistances Rl et R2 sont calculées de manière que la tension U3 au noeud N corresponde à la tension de commande Vc23 précitée. On note que la tension de sortie U3 est proportionnelle à la tension U1, conformément à l'analyse qui précède. Toutefois, il est possible en variante de relier le pont diviseur non pas à la tension de sortie Ul, mais à la tension de sortie U2, de manière que la tension de sortie U3 soit proportionnelle à la tension U2. On remarque que la source de tensions nécessaire pour la commande de la fréquence centrale du filtre n'a à disposer que de deux tensions différentes, à savoir Ul et U2, la tension U3 étant prise intermédiaire directement à partir de la tension U1. L'invention est ainsi remarquable en ce que, grâce d'une part à la configuration symétrique du filtre et d'autre part à l'adaptation des composants internes, il est possible de commander sept condensateurs séparés, jouant une part active dans le fonctionnement, avec seulement deux tensions indépendantes. On remarque également que le principe de fonctionnement du filtre 24' repose sur quatre cellules de résonateur couplés capacitivement. Le filtre se rapproche d'un modèle équivalent de quatre résonateurs LC parallèles couplés capacitivement. Cette conception conforme à la présente invention apparaît actuellement comme optimale pour réaliser un filtre dans la bande UHF avec une largeur de bande d'environ 10% maximum. Les filtres passe-bande de conception classique pour ce genre d'application utilisent les principes de transformés de passe bas en passe-bande et n'obtiennent une performance typique de 30; de bande passante par rapport à la fréquence. Il s'avère que la technique qui permet d'avoir une cellule de filtrage dont la bande passante est inférieure à 10%' de la fréquence centrale ne peut s'obtenir que par couplage d'éléments résonants en parallèle. Or, dans l'état de la technique, il n'existe pas des solutions polynomiales pour des cellules qui sont absolument symétriques. Ainsi, pour réaliser un filtre selon le modèle polynomial de l'état de la technique, il aurait fallu avoir absolument sept tensions de commande différentes. Les caractéristiques du filtre conforme au mode de réalisation de la figure 10 sont données à titre d'exemple non-limitatif dans ce qui suit. Gamme de fréquence centrale Fc:.470 à 860 MHz Atténuation: Cc23, Cc34 des condensateurs de couplage à,5 à 4pF. R E V E N D I C AT I O N S 1. Filtre passe-bande (24; 24') réglable en fréquence centrale et opérationnel dans la bande UHF, caractérisé en ce qu'il est composé d'une série de cellules (El-E4) couplées entre elles par des condensateurs de couplage (Cc12, Cc23 et Cc34), chaque cellule formant un circuit résonant composé d'au moins un inducteur (Ipl-Ip4) monté en parallèlle avec au moins un condensateur variable Cpl-Cp4). 2. Filtre passe-bande selon la revendication 1, caractérisé en ce que les condensateurs de couplage (Cc12, Cc23 et Cc34) sont des condensateurs variables. 3. Filtre passe-bande selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce qu'il est sensiblement symétrique entre son entrée de signal (FI) et sa sortie de signal (F0). 4. Filtre passe-bande l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que les cellules (El-E4) sont au nombre de quatre. 5. Filtre passe-bande selon l'une quelconque des revendications 2 à 4, caractérisé en ce que chaque condensateur variable (Cpl, Cp2, Cp3, Cp4) composant lesdits circuits résonants et chaque condensateur variable de couplage (Cc12, Cc23, Cc34) est réalisé par au moins un condensateur à capacité variable commandé électriquement (resp. Cvl, Cv2, Cv3, Cv4 et Cc12; Ccl2a-Ccl2b, Cc23; Cc23a-Cc23b, Cc34; Cc34a-Cc34b). 6. Filtre passe-bande selon la revendication 5, caractérisé en ce que chaque condensateur à capacité variable commandé électriquement est constitué par au moins une diode à capacité variable commmandée en tension. 7. Filtre passe-bande selon l'une quelconque des revendications 2 à 6, caractérisé en ce que chaque condensateur variable de couplage (Ccl2, Cc23, Cc34) est réalisé par une paire de diodes à capacité variable montée tête-bêche (Ccl2a-Ccl2b, Cc23a-Cc23b, Cc34a- Cc34b). 8. Filtre passe-bande selon l'une quelconque des revendications 1 à 7 caractérisé en ce qu'il comprend une entrée (FI) reliée à une prise intermédiaire de l'inducteur (Ipl) de la première cellule (El) de ladite série de cellules et une sortie (F0) reliée à une prise intermédiaire de l'inducteur (Ip4) de la dernière cellule (E4) de ladite série de cellules. 9. Filtre passe-bande selon l'une quelconque des revendications 1 à 8, caractérisé en ce que les inducteurs (Ipl et Ip4) de ladite première cellule (El) et de ladite dernière cellule (E4) ont une valeur différente de celle des inducteurs (Ip2,Ip3) des cellules intermédiaires (E2, E3), ladite valeur différente permettant de disposer d'une même tension de commande variable pour commander à la fois les condensateurs électriquement variables des circuits résonants constitués par lesdites première et dernière cellules et les condensateurs électriquement variables des circuits résonants constitués par lesdites cellules intermédiaires. 10. Filtre passe-bande selon la revendication 9, caractérisé en ce que les inducteurs (Ipl et Ip4) de ladite première cellule (El) et de ladite dernière cellule (E4) ont une valeur de self supérieure à celle des inducteurs (Ip2,Ip3) des cellules intermédiaires (E2, E3). 11. Filtre passe-bande selon l'une quelconque des revendications 5 à 10, caractérisé en ce que les condensateurs à capacité électriquement variable (Cc12, Cc34; Ccl2a-Ccl2b; Cc34a-Cc34b) formant respectivement le couplage entre la première cellule (El) et la cellule adjacente (E2) à celle-ci et le couplage entre le dernière cellule (E4) et la cellule adjacente à celleci présentent une même valeur de capacité pour une même tension de commande de capacité sur une plage de tensions de commande déterminée. 12. Filtre passe-bande selon l'une quelconque des revendications 1 à 11, caractérisé en ce que chaque inducteur (Ipl-Ip4) est réalisé sous forme de micro-ruban déposé sur un substrat isolant. 13. Circuit de filtrage passe-bande réglable en fréquence centrale opérationnel dans la bande UHF, caractérisé en ce qu'il comporte un filtre (24; 24') selon l'une quelconque des revendications 1 à 12 et une source de tensions de commande de la fréquence centrale. 14. Circuit selon la revendication 13, caractérisé en ce que la source de tensions produit une première tension (U1) transmise aux entrées de commande de la valeur de la capacité desdits condensateurs (Cvl, Cv2, Cv3, Cv4) formant les circuits résonants des cellules respectives (El-E4), une deuxième tension (U2) transmise aux entrées de commande de la valeur de la capacité desdits condensateurs de couplage (Cc12, Cc34; Ccl2a-Ccl2b; Cc34a-Cc34b) formant respectivement le couplage entre la prémière cellule (El) et la cellule adjacente (E2) à celle-ci et le couplage entre le dernière cellule (E4) et la cellule adjacente à celle-ci, et une troisième tension (U3) transmise à l'entrée de commande de la valeur de la capacité dudit condensateur de couplage (Cc23; Cc23a- Cc23b). 15. Circuit selon la revendication 14, caractérisé en ce que ladite trosième tension (U3) est proportionnelle à ladite première tension (Ul).