Brevet FR2805688A1 — publié le 20010831

PROCEDE D'EQUILIBRAGE DE CANAUX DE TRANSPORT AU SEIN D'UN CANAL COMPOSITE, DISPOSITIF ET STATION DE BASE CORRESPONDANTS La présente invention concerne un procédé d'équilibrage d'au moins deux canaux de transport compris au sein d'un canal composite. La présente invention trouve tout particulièrement son application dans le domaine des systèmes de télécommunication de troisième génération pour mobiles. Le comité 3GPP (3rd Generation Partnership Project en littérature anglosaxonne) est un organisme de standardisation, dont le but est la standardisation d'un système de télécommunication de troisième génération pour les mobiles. La technique retenue pour ce système est la technique AMRC (Accès Multiple par répartition par code) encore appelée CDMA (Code Division Multiple Access en langue anglaise). Un des aspects fondamentaux distinguant les systèmes de troisième génération de ceux de seconde génération est, outre qu'ils utilisent plus efficacement le spectre radio, qu'ils procurent une très grande flexibilité de services. Dans le modèle OSI (Open System Interconnection) de i'ISO (International Standardisation Organisation), un équipement de télécommunication est modélisé par un modèle en couches constituant une pile de protocoles o chaque couche est un protocole apportant un service à la couche de niveau supérieur. Le service apporté par la couche de niveau 1 s'appelle " canaux de transport ". Un canal de transport peut donc être compris comme un flux de données entre les couches de niveau 1 et de niveau 2 d'un même équipement. Un canal de transport (TrCH en abrégé) permet à la couche de niveau 2 de transmettre des données avec une certaine qualité de service. Cette qualité de service est fonction du codage et de l'entrelacement de canal employés. Un canal de transport peut aussi être compris comme un flux de données entre deux couches de niveau 2 de deux équipements distincts connectés par un lien radio. Plusieurs canaux de transport peuvent être multiplexés ensemble afin de former un canal composite pouvant être transmis sur un ou plusieurs canaux physiques. Le nombre I de canaux de transport compris au sein d'un même canal composite est propre à ce canal composite, et les canaux de transport y sont numérotés par un indexe i allant de 1 à I. Chaque canal de transport offre une qualité de service qui lui est propre. Cette qualité de service est spécifiée notamment en terme de taux maximal d'erreur binaire et/ou de délai de traitement. Pour apprécier les conditions de réception dans lesquelles le codage de canal permet d'obtenir un taux d'erreur binaire donné, on définit généralement un rapport, Eb/I, qui est le rapport de l'énergie moyenne par bit codé à l'énergie moyenne des interférences. Plus ce rapport est élevé en entrée du décodeur de canal, plus le taux d'erreur binaire de sortie est faible, mais, en contrepartie, l'émission du canal de transport engendre plus d'interférences. Aussi, afin de limiter la quantité d'interférences produites, laquelle influe directement sur la capacité d'un système de type CDMA, il convient d'effectuer une opération d'équilibrage des canaux de transport: cette opération a pour but de ne fournir, à chaque canal de transport, que l'énergie dont il a besoin pour assurer sa qualité de service. On décrit ci-après la technique connue de traitement des données dans le lien descendant (réseau vers station mobile) d'un système recommandé par le comité 3GPP en relation avec les figures 1 à 4. On y décrit notamment le mécanisme d'équilibrage des canaux de transport. La FIG.1 est une représentation schématique de la chaîne de génération d'un canal composite dans un lien descendant. La FIG.2 est un schéma fonctionnel illustrant les étapes de la modulation par étalement de spectre comprises au sein de la chaîne de génération d'un canal composite telle que définie à la'Fig.l. La FIG.3 est une représentation schématique d'une étape de mise en ligne de symboles. La FIG.4 est une représentation schématique d'une étape de modulation RF. La chaîne d'émission pour le lien descendant d'un système de télécommunication de troisième génération, telle que définie par le comité 3GPP est représentée sur la FIG.1. Pour chaque canal de transport, référencé 100, la couche de niveau 2, référencée 101, fournit à la couche de niveau 1 un ensemble de blocs de transport avec un intervalle périodique, de durée propre au canal de transport. Cet intervalle périodique s'appelle intervalle temporel de transmission ou encore intervalle TTI (pour Transmission Time Interval en langue anglaise). La durée des intervalles TTI est un multiple de lOms qui correspond à la durée d'une trame radio. Les trames radio sont des intervalles de temps numérotés et synchronisés par un signal diffusé par le réseau. Le nombre et la taille des blocs de transport au sein d'un ensemble de blocs de transport sont définis par une information appelée format de transport (TF). Chaque canal de transport a un ensemble fini de formats de transport (TFS) qui lui est propre. Pour chaque trame radio, il est possible de définir une combinaison de formats de transport (TFC) comme la liste des formats de transport de chacun des canaux de transport durant la trame radio considérée. Le canal composite a un ensemble fini de combinaisons de formats de transport (TFCS en abrégé). Les canaux de transport ayant dés qualités de service différentes sont traités par des chaînes de traitement séparées (102A,102B). Une séquence de vérification de trame FCS est apposée à chacun des blocs de transport au cours d'une étape référencée 104. Ces séquences FCS sont utilisées en réception pour détecter si le bloc de transport recu est correct ou corrompu. Il est à noter que la séquence FCS peut être de taille nulle lorsque la détection d'erreur n'est pas nécessaire. L'étape suivante, référencée 106, consiste à former un ensemble de blocs à coder à partir de l'ensemble des blocs de transport avec leurs séquences FCS respectives. Typiquement, cette étape 106 de concaténation/segmentation en blocs à coder consiste à concaténer les blocs de transport et leurs séquences FCS respectives en série de façon à former un bloc de données unique. Ce bloc unique constitue un bloc à coder lorsque sa taille est en dessous d'une certaine limite fixée par le type de codage de canal employé, sinon ce bloc unique est segmenté en un ensemble de blocs à coder de tailles semblables de façon à ce que la taille de chacun d'entre eux n'excède pas la taille limite imposée par l'opération de codage de canal à suivre. L'étape suivante, référencée 108, consiste à effectuer un codage de canal sur les blocs à coder. On obtient, à la fin de cette étape, un bloc codé à chaque intervalle TTI. Typiquement, chaque bloc à coder d'un même ensemble est codé séparément, et les blocs résultants sont concaténés entre eux de manière à former un unique bloc codé. Un bloc codé correspond donc à un ensemble de blocs de transport. Il est à noter que si l'ensemble de blocs de transport est vide, par définition, le bloc codé est de taille nulle. De même qu'une suite d'ensembles de blocs de transport constitue un canal de transport, on appellera canal de transport codé une suite de blocs de transport codés. Dans le lien descendant, illustré sur la FIG.l, le canal de transport codé est d'abord équilibré 116 en débit. L'équilibrage en débit est nécessaire car, dans un système utilisant la technique CDMA, la capacité du système est limitée par les interférences. En effet, dans cette technique, plusieurs canaux physiques peuvent utiliser la même fréquence porteuse. Ils interfèrent donc directement les uns avec les autres. Afin de réduire les interférences subies par chaque canal physique, il convient donc de réduire au maximum la puissance de chacun des autres canaux physiques. D'autre part, les canaux de transport au sein d'un même canal composite n'ont pas forcément le même besoin en terme de rapport Eb/I, o Eb désigne l'énergie moyenne par bit codé (par bit après l'étape 108 de codage de canal) et I l'énergie moyenne des interférences. Dans la suite de la description, on désigne par équilibrage des canaux de transport l'équilibrage des rapports Eb/I entre les différents canaux de transport. La technique connue pour l'équilibrage des canaux de transport est l'équilibrage de débit: les symboles codés d'un canal de transport peuvent être soit répétés, soit poinçonnés (c'està-dire supprimés) suivant qu'on ait besoin d'augmenter ou de diminuer le rapport Eb/I de ce canal de transport. Sans cette opération d'équilibrage des canaux de transport, tous les canaux de transport disposeraient du même rapport Eb/I en réception, qui serait alors fixé par le canal de transport le plus exigeant. Ainsi, tous les autres canaux de transport, moins exigeant en terme de qualité de service, recevraient un signal de " trop bonne " qualité, ce qui augmenterait inutilement les interférences, et affecterait la capacité du système. Le rapport du nombre de symboles après équilibrage de débit au nombre de symboles avant équilibrage de débit est sensiblement égal à un rapport RFi d'équilibrage de débit. En réception, le rapport Eb/I est augmenté ou atténué selon que le rapport RFi au cours de l'opération inverse d'équilibrage de débit est supérieur ou inférieur à un. Pour chaque canal de transport, le rapport RFi d'équilibrage de débit est proportionnel à un attribut RMi d'équilibrage de débit propre audit canal de transport selon un facteur LF indépendant de ce canal de transport. RFi = LF.RMi Ainsi, les proportions entre les différents attributs d'équilibrage de débit sont sensiblement égales à celles entre les rapports Eb/I recherchés avant décodage de canal. A l'étape suivante, référencée 118, des symboles DTX peuvent être insérés. Cette étape 118 d'insertion est effectuée uniquement lorsque le récepteur détecte à l'aveugle le débit du canal de transport. Le débit à l'issue de cette étape 118, en comptant les symboles de données et les symboles DTX, est alors constant. On appelle symbole DTX, un symbole prenant une valeur, notée b, distincte des valeurs possibles pour les symboles de données, et qui est transmis, avec une énergie nulle, au moment de sa mise sur un canal physique. Un symbole DTX est en fait un indicateur d'émission discontinue et ne porte pas individuellement d'information. En réception, les symboles DTX ne sont pas traités comme les symboles de données au sens o une opération de détection de format de transport permet de trouver leurs positions dans les blocs reçus et de les enlever. Les symboles ainsi obtenus sont ensuite entrelacés à une étape 120 de premier entrelacement. A l'étape suivante, référencée 122, une segmentation par trame de multiplexage est effectuée. En effet, toutes les étapes en amont de cette étape 122 de segmentation sont effectuées intervalle TTI par intervalle TTI. Or, les différents canaux de transport du canal composite peuvent avoir des durées d'intervalle TTI différentes. Il convient donc de se ramener à une période comimune qui est la trame radio pour effectuer l'étape suivante référencée 124 qui concerne l'ensemble des canaux de transport. Ainsi, pour tout canal de transport i dont l'intervalle TTI a une durée égale à 1 trames radio, les blocs de données sont segmentés en J segments dont chacun est associé à une trame radio de cet intervalle TTI. Toutes les étapes en aval de l'étape 122 de segmentation sont ensuite effectuées trame radio par trame radio. Les différents canaux de transport, après codage, segmentation, entrelacement et équilibrage sont multiplexés entre eux à une étape 124 de manière à former un canal composite. Cette étape 124 de multiplexage produit périodiquement un bloc de données appelé trame de multiplexage. La période de production des trames de multiplexage correspond'à la durée d'une trame radio. La suite des tames de multiplexage constitue le canal composite. Le multiplexage réalisé à l'étape 124 est une simple concaténation des blocs en provenance de chaque canal de transport. Lorsque le récepteur ne détecte pas à l'aveugle le débit des canaux de transport, les symboles DTX ne sont pas insérés à l'étape 118, mais après le multiplexage à une étape 126. Ceci permet à un canal de transport d'utiliser la ressource en codes non utilisée par un autre canal de transport dont le débit n'est pas maximal. La capacité d'un canal physique étant limitée, il se peut que le nombre de canaux physiques nécessaires pour véhiculer ce canal composite soit supérieur à un. Dans ce cas, on prévoit une étape 128 de segmentation en canaux physiques de ce canal composite. Cette étape 128 de segmentation consiste, par exemple dans le cas 'de deux canaux physiques, à envoyer, la première moitié des symboles vers un premier canal physique et la seconde moitié des symboles vers le second des canaux physiques. Les segments de données obtenus sont ensuite entrelacés lors d'une étape 130 puis mis sur le canal physique correspondant lors d'une étape 132. Cette étape finale consiste en une modulation de symboles transmis par étalement de spectre. Comme représenté sur la Fig.2, une modulation par étalement de spectre peut être modélisée comme la succession de 3 étapes. Une première étape référencée , dite de mise en ligne, consiste à convertir une suite de symboles numériques en un signal à étaler. Ce signal à étaler est constitué d'une suite d'échantillons. Dans ce document, on fait une distinction entre les symboles et les échantillons. Un symbole prend une valeur dans 'un ensemble fini dit alphabet. Un alphabet comportant N éléments est par exemple l'ensemble {0,1,...,N-1}. Un symbole est donc un élément d'information. Un échantillon prend une valeur dans l'ensemble R des nombres réels s'il s'agit d'un échantillon à valeur réelle, ou dans l'ensemble C des complexe s'il s'agit d'un échantillon complexe. La valeur d'un échantillon est représentative d'une grandeur physique d'un signal transmis à un instant précis et périodique. En réception, les échantillons peuvent donc avoir un grand nombre de valeurs du fait des interférences qui s'y ajoutent, alors qu'en émission, ils ne prennent typiquement leurs valeurs que dans une partie finie de R ou de C dite constellation. Par exemple, pour une modulation binaire, la constellation peut être (+1,1}. On appelle amplitude d'un échantillon, la valeur de cet échantillon. Par extension, on appelle amplitude d'un symbole, l'amplitude de l'échantillon en lequel ce symbole a été converti à une certaine étape dans la chaîne de transmission. On appelle module d'amplitude le module Jxl d'une amplitude x. Dans le cas du système recommandé par le comité 3GPP, la mise en ligne est représentée sur la FIG.3. Les symboles numériques à mettre en ligne peuvent être des symboles de données qui sont des bits (0 ou 1), ou des symboles DTX représentés par la lettre 6. La mise en ligne convertit une paire de symboles à mettre en ligne consécutifs en un échantillon à valeur complexe dans l'ensemble {-l+j, j, l+j, -1, 0, +1, -1-j, -j, 1-j}. Lors d'une première étape référencée 302, un symbole numérique 0, b, ou 1 est converti en un échantillon d'amplitude réelle respectivement +1, 0, ou -1. Lors d'une deuxième étape référencée 304, une conversion série/parallèle place les échantillons consécutifs sur des branches séparées notées respectivement I et Q sur la figure. Du fait de cette conversion, le débit sur chacune des deux branches est égal à la moitié du débit en amont de la conversion. Chaque échantillon sur la branche Q inférieure est multiplié par j à une étape référencée 306, j et -j étant définies comme les racines carrées de -l (j= V). A une étape suivante, référencée 308, les échantillons de chaque branche sont additionnés de manière à former des échantillons d'amplitude complexe dont la suite constitue le signal à étaler en spectre. Si on se réfère de nouveau à la FIG.2, l'étape suivante, référencée 202, consiste à réaliser un étalement de spectre. Il consiste à multiplier le il signal à étaler issu de l'étape 200 précédente par un signal de pseudobruit. Un tel signal de pseudo-bruit résulte du produit d'un code d'étalement et d'un code dit d'embrouillement. Dans le système recommandé par le comité 3GPP, le code d'étalement est à valeur réelle choisie dans l'ensemble {+ 1, -1} et le code d'embrouillement est à valeur complexe choisie dans l'ensemble {l+j, -l+j, -1-j, l-j}. Enfin, une étape, référencée 204, de modulation radiofréquence est effectuée sur le signal étalé. Cette étape est détaillée à la FIG.4. Dans une première étape référencée 400, les partie réelle et imaginaire du signal étalé en spectre sont séparées; Elles passent ensuite dans des filtres 402 de formage d'impulsion respectifs. Ce filtrage est nécessaire car, en son absence, les échantillons constitutifs du signal étalé seraient transmis sous forme d'impulsions typiquement rectangulaires, or les impulsions rectangulaires causent trop d'interférences sur les bandes adjacentes. Dans le système recommandé par le comité 3GPP, l'opération de formage d'impulsion consiste à remplacer les impulsions rectangulaires par des impulsions à spectre en racine de cosinus surélevé (ou RRC). En fin de modulation, les signaux filtrés sont mis sur une porteuse radiofréquence lors d'une étape référencée 406, afin de former des signaux radiofréquence en phase et en quadrature de phase. Puis, ces signaux radiofréquence, portant respectivement les parties réelle et imaginaire, sont combinées lors d'une étape référencée 408. Typiquement, les signaux numériques à temps discret sont convertis en signaux analogiques à temps continu à l'issue de l'étape de formage d'impulsion. Comme indiqué précédemment, la capacité d'un système utilisant la technique CDMA est limitée par les interférences, et l'équilibrage des canaux de transport permet de réduire les interférences en n'accordant à chaque canal de transport que la valeur du rapport Eb/I dont il a besoin. La technique connue d'équilibrage des canaux de transport est l'équilibrage de débit effectué à l'étape 116. Cependant, dans le lien descendant, se pose le problème de la pénurie de codes d'étalement. En effet, des codes orthogonaux entre eux sont utilisés dans le lien descendant pour étaler le spectre des signaux de chaque utilisateur. L'orthogonalité est nécessaire car, lorsque plusieurs signaux étalés par des codes deux à deux orthogonaux sont combinés dans une station émettrice, l'orthogonalité facilite leur séparation dans une station réceptrice. Les codes orthogonaux, désignés classiquement par le terme OVSF (pour Orthogonal Variable Spreading Factor en langue anglaise) peuvent être classés selon un arbre dans lequel le facteur d'étalement est multiplié par deux à chaque noeud sur tout chemin de l'arbre partant de la racine vers une branche quelconque de l'arbre. Le facteur d'étalement vaut 1 à la racine de l'arbre. Cet arbre définit une relation d'orthogonalité entre codes telle que deux codes sont orthogonaux si chacun d'entre eux n'est pas l'ancêtre de l'autre dans l'arbre. Le débit pouvant être transmis avec un code d'étalement donné est inversement proportionnel au facteur d'étalement de ce code. Ainsi, la ressource en codes offerte à un canal composite est un nombre typiquement proportionnel à la somme des produits de l'inverse du facteur d'étalement de chacun des codes utilisés par la proportion du temps pendant laquelle le code correspondant peut être utilisé. La ressource en codes prise par le canal composite, est la fraction de la ressource en codes offerte qui suffirait pour transmettre le canal composite sous une certaine condition tendant à minimiser cette fraction. Le nombre de codes OVSF étant limité et l'observance de l'orthogonalité limitant de plus leur utilisation, il se pose donc un problème de pénurie de codes d'étalement pour le lien descendant. La technique connue d'équilibrage des canaux de transport par équilibrage de débit présente l'inconvénient qu'elle accentue le problème de pénurie de codes d'étalement. En effet, supposons par exemple un canal composite comprenant deux canaux de transport indexés 1 et 2 tels que - le canal 1 de transport peut être poinçonné au maximum de 20% (c'est à dire que 1 symbole sur 5 est supprimé), et - le canal 2 de transport peut être poinçonné au maximum de 10%, et que le canal 1 de transport nécessite un rapport Eb/I deux fois plus grand que le canal 2 de transport. La ressource en code prise par le canal composite est minimale si les deux canaux 1 et 2 de transport sont tous deux poinçonnés au maximum, c'est-à-dire avec un taux respectivement de 20% et de 10%. Toutefois, dans ce cas-là, le canal 1 de transport présente un rapport Eb/I égal à 0, 8/0,9 0,89 fois celui du canal 2 de transport. Ainsi, les deux canaux de transport ne sont pas équilibrés et la puissance à émettre est donc plus forte que nécessaire. Afin de minimiser la ressource en code prise par le canal composite tout en équilibrant les deux canaux de transport, il convient de poinçonner le canal 2 de transport de 10% et de répéter le canal de transport 1 de 80%; le canal 1 de transport dispose alors d'un rapport Eb/I qui est 1,8/0,9 = 2 fois plus grand que celui du canal 2 de transport, ce qui était recherché. Supposons que les canaux 1 et 2 de transport aient le même débit D après codage de canal. On constate alors que la ressource en code nécessaire, lorsque l'équilibrage de débit est réalisé, est (1,8.D + 0,9.D) / (0,8-D + 0,9.D); 1,59 fois plus grande qu'en l'absence d'équilibrage de débit, les canaux de transport étant poinçonnés au maximum dans les deux cas. Si le canal 1 de transport a uni débit 2-D après codage de canal deux fois plus grand que le débit D du canal 2 de transport, l'effet est encore amplifié car la ressource en code nécessaire est alors (1, 8.2-D + 0, 9-D) / (0, 8.2-D + 0, 9.D) = 1,8 fois plus grande que sans équilibrage de débit. On constate donc que l'équilibrage de débit accentue le problème de la pénurie de codes d'étalement. Un but de l'invention est de proposer un procédé d'équilibrage de canaux de transport n'aggravant pas ce problème de pénurie de codes d'étalement dans le lien descendant. Un autre but de l'invention est proposer un procédé d'équilibrage de canaux de transport au sein d'un canal composite permettant de générer un diagramme de rayonnement propre pour chaque canal de transport. L'invention a pour objet un procédé d'équilibrage d'au moins deux canaux de transport compris au sein d'un canal composite, chacun desdits au moins deux canaux de transport transmettant au moins un symbole de donnée, caractérisé en ce qu'il comprend une étape d'amplification de l'amplitude de chaque symbole de donnée à transmettre par un gain propre au canal de transport duquel ledit symbole de donnée est issu. Ce procédé d'équilibrage permet de modifier la valeur du rapport Eb/I de chacun desdits canaux de transport sans augmenter le nombre de codes d'étalement nécessaires pour étaler le spectre de chaque utilisateur. Le gain propre à chacun desdits au moins deux canaux de transport est pris constant sur une période correspondant à la période commune avec laquelle lesdits au moins deux canaux de transport sont regroupés pour former ledit canal composite. Dans le mode de réalisation le plus simple, ce gain est un nombre réel positif. Dans un mode de réalisation plus perfectionné, ce gain est un vecteur représentatif notamment d'une direction de rayonnement et est égal au produit d'un nombre réel positif et d'un vecteur normalisé. Dans ce mode de réalisation, le gain permet alors d'associer à chaque canal de transport un diagramme de rayonnement particulier. L'invention a également pour objet un dispositif d'équilibrage d'au moins deux canaux de transport compris au sein d'un canal composite, chacun desdits au moins deux canaux de transport transmettant au moins un symbole de donnée, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens pour amplifier l'amplitude de chaque symbole de donnée à transmettre par un gain propre au canal de transport duquel ledit symbole de donnée est issu. Ce dispositif est destiné à être placé dans une station de base d'un système de télécommunication. Enfin, l'invention a également pour objet un dispositif de génération d'un canal composite comprenant au moins deux canaux de transport, ledit dispositif de génération comprenant des moyens de codage des symboles de donnée de chacun desdits au moins deux canaux de transport, des moyens de multiplexage desdits au moins deux canaux de transport pour former ledit canal composite et des moyens pour transmettre ledit canal composite sur au moins un canal physique, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un dispositif d'équilibrage desdits au moins deux canaux de transport tel que proposé précédemment. Ce dispositif est également destiné à être placé dans une station de base d'un système de télécommunication. L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description détaillée qui va suivre, donnée uniquement à titre d'exemple, ainsi qu'à l'examen des figures qui l'accompagnent. Ces figures montrent: la FIG.5 est une représentation schématique d'une étape de mise en ligne selon l'invention; la Fig.6 est une représentation schématique d'une étape d'amplification de symboles selon un mode de réalisation en variante de l'invention; la FIG.7 est une représentation schématique de la chaîne de génération d'un canal composite dans le lien descendant selon l'invention; la FIG.8 est un exemple de format de données pour mémoriser et manipuler un couple ( s, F) composé d'un symbole et d'un coefficient de canal; la FIG.9 est une représentation schématique de différents diagrammes de rayonnement produits par une même antenne; et la FIG.10 est un ensemble de chronogrammes illustrant la puissance émise et le débit brut d'un canal composite sur un ou plusieurs canaux physiques lorsque ledit canal composite est transmis en mode compressé et en mode normal. En référence aux FIG.7 et FIG.1 à comparer, dans l'invention, l'étape 132 est remplacée par une étape 142 similaire. A chaque symbole de donnée fourni à l'étape 142 est associé un coefficient Fi fonction du canal i de transport duquel le symbole est issu. Par convention, on note ro le coefficient associé aux symboles DTX quel que soit le canal de transport utilisé. Par exemple, on peut avoir Fi = i pour tout i de 0 à I. Dans la suite de la description, ce coefficient est appelé coefficient de canal. Le symbole s et son coefficient de canal F sont concaténés pour former un couple ( s, F). La FIG.8 montre un exemple de format de données pour les couples ( s, F). Dans ce format de données, le couple ( s, F) est mémorisé au sein d'un élément de données compris, par exemple, dans un octet. Cet octet comprend deux champs, un premier champ constitué par exemple du bit de poids faible 0 de l'octet, et un second champ constitué par exemple des 7 bits de poids forts 1 à 7. Lorsque s est un symbole (0 ou 1), la valeur de ce symbole est stockée dans le premier champ, et la valeur du coefficient F (de 1 à 127) de canal associé est stockée, quant à elle, dans le second champ.Lorsque s est un symbole DTX (6), tous les bits de l'octet sont nuls. Par ailleurs, selon l'invention, l'étape 200 de mise en ligne de la modulation par étalement de spectre est modifiée comme illustrée sur la FIG.5 décrite ci-après. Durant cette étape, le couple ( s, F) formé précédemment est retransformé sous la forme d'un symbole numérique s d'une part et d'un coefficient F de canal d'autre part à une étape 500. Puis, à une étape 512, le coefficient F de canal est converti en un gain G propre au canal de transport. Pour les symboles de données, ce gain G est un nombre positif non nul. Ainsi, l'impulsion rectangulaire d'amplitude complexe dans l'ensemble {-l+j, j, l+j, -1, 0, +1, -1-j, -j, l- j} issue de la conversion lors de l'étape 502 du symbole numérique s est multipliée par le gain G à une étape référencée 510. Par convention, le gain G correspondant à F0 est nul. L'étape 502 est identique à l'étape 302 de l'état de la technique. Les étapes 504, 506 et 508 sont identiques respectivement aux étapes 304, 306 et 308, à ceci près que la dynamique des échantillons traités est plus grande. On rappelle que, pour chaque canal i de transport, on note RFi le rapport d'équilibrage de débit correspondant, c'est-à-dire le rapport du nombre de symboles par bloc après équilibrage de débit au nombre de symboles par bloc correspondant avant équilibrage de débit. De plus, on note G_ le gain correspondant à chaque canal i de transport. Comme indiqué précédemment, pour les symboles DTX, Go = 0. Ainsi, si on considère le rapport signal à interférence SIR (pour Signal to Interference Ratio en langue anglaise) en réception, le rapport Eb/I correspondant au canal i de transport vaut: RFi2 G. 2 EbA =K - G/ 'SIR = K.RF.G, SIR RF,G2.I o K est une constante indépendante du canal de transport. Dans la formule exprimée ci-dessus, on peut supposer que le rapport SIR est calculé d'après des symboles de référence tels que les symboles pilotes ne faisant pas partie du canal composite.: Alors, la constante K peut être comprise comme un gain en puissance par rapport aux symboles pilotes, ce gain K étant appliqué à la totalité du qanal composite en plus des gains Gi2 en puissance propres à chacun des canaux de transport. Quant au gain Gi, il peut être exprimé comme un gain par rapport à un module d'amplitude de référence commun à tous les symboles, valant par exemple le module d'amplitude des symboles pilotes lorsque K = 1. Par ailleurs, pour effectuer l'équilibrage des canaux de transport, on tient compte des proportions entre les valeurs des gains associés aux canaux de transport et non des proportions entre leurs valeurs absolues. En effet, de façon connue, il est possible d'amplifier ou d'atténuer l'amplitude de la totalité du canal composite, indépendamment de chaque canal de transport, lors de la modulation radiofréquence. Il est donc possible, selon l'invention, d'équilibrer les canaux de transport à la fois à l'aide de l'équilibrage de débit (RFi) et des gains par canaux de transport (GI). Pour l'étape d'équilibrage de débit, les attributs RMi d'équilibrage de débit à employer sont alors déterminés en tenant compte non seulement du rapport Eb/I voulu mais également du gain Gi. Si on revient sur l'étape d'association d'un coefficient de canal F à chaque symbole, cette association peut se faire à plusieurs niveaux dans la chaîne de génération du canal composite d'un lien descendant. Dans un mode de réalisation préféré représenté sur la FIG.7, le coefficient F est associé à chaque symbole lors d'une étape référencée 144 à la fin de la chaîne de traitement (102A,102B) de chaque canal de transport. Par exemple, pour ce qui concerne la chaîne de traitement 102A, 1' est associé à tous les symboles de données (O ou 1) alors que Fo est associé aux symboles DTX (6)insérés lors de l'étape 118. Plus généralement, lors de l'étape 144, un coefficient ri est associé à tous les symboles de données (O ou 1) du canal de transport i et le coefficient To est associé à tous les symboles DTX (8) contenus dans ce même canal de transport. Les étapes suivantes 134, 138, et 140 de la FIG.7 sont similaires aux étapes 124, 128, et 130 de la FIG.1. En effet, les étapes 124, 128, et 130 réalisent des opérations ensemblistes agissant uniquement sur l'ordre des symboles, et non sur les symboles eux-mêmes. Ainsi, les étapes 134, 138, et 140 diffèrent des étapes 124, 128, et 130 uniquement en ce qu'elles consistent à effectuer des opérations -sur des couples ( s, F) et non sur des symboles. De même, l'étape 136 de seconde insertion de symboles DTX diffère de l'étape 126 de l'état de la technique en ce que le couple (6, J0) est inséré au lieu du symbole DTX 6. Selon une première variante de réalisation, l'étape d'association 144 est effectuée à n'importe quel niveau entre l'étape 108 de codage de canal et l'étape 134 de multiplexage des canaux de transport. En effet, toutes les opérations effectuées entre ces deux étapes sont des opérations ensemblistes ou d'insertion de symboles DTX. Par conséquent, elles peuvent aussi bien être effectuées sur des couples que sur des symboles seuls. Selon une deuxième variante de réalisation, l'étape d'association d'un coefficient de canal à chaque symbole d'un canal de transport est effectuée au sein de la chaîne de génération du canal composite, à n'importe quel niveau entre l'étape 134 de multiplexage des canaux de transport et l'étape 142 de mise sur canal physique. En effet, typiquement, le canal de transport d'origine de chaque symbole d'un bloc de transport transitant à un niveau donné entre les étapes 134 et 142 peut être déterminé en fonction de la combinaison de formats de transport courante et de la position du symbole au sein du bloc de transport considéré. Il suffit donc, pour déterminer le coefficient de canal à associer à chaque symbole, de disposer d'une table de recherche ayant un élément par combinaison de formats de transport, cet élément pointant alors sur un tableau indiquant le coefficient de canal à associer à chaque position dans le bloc. Une troisième variante de réalisation traite plus particulièrement le cas d',un canal composite comprenant des canaux de transport pour lesquels le même diagramme de rayonnement de l'antenne d'émission n'est pas souhaité. Ceci peut être le cas pour un canal composite comprenant des canaux de transport communs (par opposition à des canaux de transport dédiés). Par exemple, le canal FACH (Forward Access Channel en langue anglaise) et le canal PCH (Paging Channel en langue anglaise) sont typiquement deux canaux de transport communs pouvant cohabiter au sein d'un même canal composite. Le canal FACH peut servir à transmettre des données par paquets dans le lien descendant lorsque le débit des données est faible. Ainsi, une mesure effectuée sur le lien montant peut permettre de localiser angulairement la station mobile et d'émettre le canal FACH avec un rayonnement directif dans la direction de la station mobile concernée. Par ailleurs, le canal PCH sert notamment à demander à une station mobile non connectée de faire un accès au réseau. Ainsi, le canal PCH ne peut pas être émis de façon directive car le réseau ne dispose pas de mesure sur la position angulaire de la station mobile, la station mobile n'ayant préalablement émis aucun signal sur le lien montant. Dans cette troisième variante de réalisation, il est possible d'émettre, avec des diagrammes de rayonnement différents, deux canaux de transport compris au sein d'un même canal composite. Pour ce faire, on utilise un type connu d'antenne directive dont le diagramme de rayonnement peut être dynamiquement modifié. Cette antenne comprend un ensemble d'antennes élémentaires non directives. Le même signal est fourni à chaque antenne élémentaire avec un déphasage qui lui est propre, de façon à ce que les signaux émis par chaque antenne élémentaire se combinent de façon destructive dans certaines directions et de façon constructive dans d'autres directions. Ainsi, le signal fourni à l'antenne peut être écrit comme un vecteur en fonction du temps, ce vecteur étant un élément d'un espace vectoriel dépendant de l'antenne considérée, ci-après appelé espace d'antenne. L'espace d'antenne est un espace vectoriel de dimension finie dont le corps de base est C, le corps des nombres complexes. On désigne par " scalaire " les éléments de ce corps de base. Le vecteur représentatif du signal fourni à l'antenne est une combinaison linéaire à coefficients complexes des vecteurs d'une base de l'espace d'antenne. Ces coefficients sont les coordonnées du vecteur représentatif dans la base de l'espace d'antenne. Par exemple, cette base comprend uÀ vecteur pour chaque antenne élémentaire, chaque coordonnée affectée à ce vecteur de base donnant un gain et un déphasage affectant le signal fourni à cette antenne élémentaire. Supposons que l'antenne directive comporte ainsi L antennes élémentaires numérotées de 1 à L, on dispose alors d'une base -1'2''''-L dont chaque vecteur correspond à un signal normé émis sur une seule antenne élémentaire. Cette base est ci-après appelée base canonique. Si S(t) est l'amplitude complexe du signal non directif, alors pour diriger le signal dans une direction donnée, il suffit de multiplier S(t) par un vecteur G=g,'l+g2'2±-+gL'L de l'espace d'antenne apportant à S(t) la direction voulue. Un vecteur S(t).G est ainsi fourni à l'antenne à chaque instant. En d'autres termes, un signal gn.S(t) est fourni à l'antenne élémentaire numéro n. Dans le cadre de l'invention, pour pouvoir donner à chaque canal de transport compris au sein d'un même canal composite une direction de rayonnement qui lui est propre, il suffit de modifier les étapes 504, 506, 508, 510, et 512 de la FIG.5. Ces étapes modifiées sont ci-après respectivement référencées 504', 506', 508', 510' et 512'. Lors de l'étape 512', le coefficient F de canal est converti en un vecteur G=G.- de l'espace d'antenne donnant, d'une part, une direction D propre au canal de transport (ô est normalisé de sorte que la puissance surfacique dans la direction de rayonnement maximal soit égale à une puissance surfacique de référence constante), et, d'autre part, un gain G (G > 0) propre au canal de transport. L'étape 510' consiste à multiplier le vecteur G de l'espace d'antenne par le scalaire issu de l'étape 502 en amont (ce nombre est en l'occurrence réel et appartient par conséquent à C). L'étape 504' est une conversion série/parallèle. A la différence de l'étape 504, elle opère sur des vecteurs dans l'espace d'antenne. L'étape 506' consiste à multiplier un vecteur de l'espace d'antenne par le scalaire j et l'étape 508' consiste à additionner les vecteurs issus des branches I et Q. Pour représenter les différents échantillons traités par l'étape de mise en ligne, il est possible d'utiliser une base simplifiée comprenant moins de vecteurs que la base lt2,'".PL canonique. Typiquement, la base cano4ique comprend une dizaine de vecteurs. Par exemple, sur la FIG.9, on a représenté schématiquement les diagrammes de rayonnement de différents signaux émis par une même antenne 900. On suppose que la cellule couverte par l'antenne 900 est un secteur de 120 . Aussi, le diagramme de rayonnement référencé 902 correspond à une couverture isotrope de la cellule. Il correspond typiquement au diagramme de rayonnement nécessaire pour le canal de transport PCH. par ailleurs, les diagrammes de rayonnement référencés 904, 906 et 908 correspondent à 3 directions de rayonnement possibles pour le canal de transport FACH. Supposons que les diagrammes de rayonnement référencés 902, 904, 906 et 908 correspondent à des vecteurs respectifs â0, c,, -2, et c3, normalisés choisis pour former la base simplifiée. Supposonsde plus que l'on souhaite obtenir pour les canaux de transport les t quatre diagrammes de rayonnement 902, 904, 906 ou 908. Il suffit alors de représenter le vecteur G comme une liste de quatre nombres réels correspondant aux coordonnées de ce vecteur dans la base simplifiée D0, c,, q21, D3, c'est à dire (G,0,0,0), (0,G,0,0), (0,0,G,0), ou (0,0,0,G),, selon que le diagramme de rayonnement désiré est le diagramme 902, 904, 906 ou 908. Chacune des listes est traitée comme un échantillon. La multiplication à l'étape 510' d'une liste (en provenance de 512') par un nombre (en provenance de 502) se fait en multipliant chaque élément de la liste par ce nombre. De même, à l'étape 506', chaque élément de la liste est multiplié par j. La somme à l'étape 508 se fait en additionnant les éléments correspondants des listes issues des branches'I et Q. Il est à noter, en particulier, que les nombres complexes sont traités comme des listes de deux nombres réels. Sinon, lorsqu'il existe deux nombres complexes a et tels que i0= a.cl1+P.-2+c.c- 3, il suffit de manipuler des listes de trois éléments complexes, car G peut alors être représenté respectivement par (G.a,G.j3,G.a), (G,0,0), (O, G,0), ou (O,0,G) selon que le diagramme de rayonnement désiré a pour direction (o0, O" 21 ou &3- Ainsi, la base simplifiée comprend uniquement les vecteurs d,, t2, et à3. Une quatrième variante de réalisation, est décrite ci- après. Dans cette variante, on opère différemment pour réaliser l'étape 200 de mise en ligne. Les étapes 500, 502, 510 et 512 constituent un premier groupe d'étapes, référencé 514 et appelé ci-après groupe de mise en ligne réelle, et les étapes 504, 506 et 508 constituent un second groupe d'étapes, référencé 516 et ci-après appelé groupe de conversion réel complexe. Dans cette quatrième variante de réalisation, l'étape de mise en ligne ne comprend que le groupe d'étapes 516 de conversion réel/complexe, alors que le groupe d'étapes 514 de mise en ligne réelle est appliqué au cours de l'étape 144 d'association, immédiatement après l'opération d'association proprement dite d'un coefficient de canal à chaque symbole. En d'autres termes, dans la quatrième variante de réalisation, l'étape 144 est remplacé par une étape d'amplification de symboles représentée sur la FIG.6. Cette étape convertit un symbole 1, 5 ou 0, en un échantillon d'amplitude respectivement -Gi, 0 ou +Gi, par exemple par la succession des deux étapes suivantes: - une première étape, référencée 602, de conversion d'un symbole 1, 6, ou 0, en un échantillon d'amplitude réel respectivement -1, 0, +1; cette première étape est similaire à l'étape 502; - puis, une seconde étape, référencée 610, de multiplication de l'amplitude de l'échantillon par le gain Gi propre au canal i de transport. Les étapes 134, 136, 138 et 140 opèrent alors sur des échantillons et non sur des couples ( s, F). Par exemple, ces échantillons peuvent être représentés et mémorisés sous la forme d'octets (b7, b6, b5, b4, b3, b2, bl, bo) avec bk désignant le bit. de poids k, un octet étant attribué à chaque échantillon, et o la valeur de i=6 l'échantillon est égale à -b7. 128+bi.2i et est i=O comprise entre -128 et +127. On peut ainsi obtenir des gains compris entre 1 et 127 avec un pas un pas de 1. On comprend que cette quatrième variante de réalisation se combine aisément avec la deuxième variante de réalisation, dans laquelle l'étape 144 est placée en une position différente. Toutefois, la quatrième variante de réalisation ne se combine pas aisément avec la troisième. En effet, dans ce cas, le gain est un vecteur G et non un simple nombre réel. Par conséquent, la définition du gain nécessite donc plus d'informations. On a donc intérêt, afin de limiter la quantité d'informations manipulées par les opérations ensemblistes (entrelacement, segmentation, multiplexage, équilibrage de débit) ou encore par les étapes d'insertion de symboles DTX, de placer la conversion F-+G le plus bas possible dans la chaîne de génération du canal composite, c'est-à-dire, par exemple, à la même position que l'étape 512' de la troisième variante de réalisation. Ainsi, aucune des étapes antérieures à l'étape 142 de mise sur canal physique n'est affectée. Par conséquent, en positionnant le groupe d'étapes 514 de mise en ligne réelle le plus bas possible dans la chaîne de génération d'un canal composite (c'est-à-dire au cours de l'étape 142 de mise sur canal physique), on obtient une architecture modulaire du dispositif de la troisième variante de réalisation. Une telle modularité permet de conserver l'architecture actuelle du dispositif de génération d'un canal composite sans nuire à son évolutivité. Notamment, tout changement souhaité concernant la dynamique et/ou la granularité des gains propres associés aux différents canaux de transport (c'est-à-dire tout changement concernant le nombre de bits sur lequel les gains Gi correspondants sont codés) est possible. Un tel changement n'affecte que la dernière étape de la chaine de génération d'un canal composite. Ainsi, la mise en oeuvre de la troisième variante de réalisation du dispositif de génération d'un canal composite peut être une option. Si cette option est choisie, elle se traduit par le simple changement d'un module du dispositif correspondant, par exemple constitué d'une seule carte à circuits imprimés dans un cabinet de rangement. En outre, l'instant de variation des gains propres aux différents canaux de transport est plus facile à contrôler, tel qu'il est décrit plus loin. Un avantage supplémentaire de l'invention, non valable pour la quatrième variante de réalisation, est qu'il est possible de faire varier, trame radio par trame radio, le gain G associé à chaque canal de transport. En effet, l'étape de conversion du coefficient de canal en gain, 512 ou 512', est effectuée au cours de l'étape 142 de mise sur canal physique, et peut donc être différent à chaque trame radio. Ceci est un avantage supplémentaire par rapport à l'équilibrage de débit 116 qui, étant effectué avant l'étape 122 de segmentation par trame de multiplexage, est effectué intervalle TTI par intervalle TTI. Le procédé de l'invention offre donc la possibilité de faire varier l'équilibrage des canaux de transport à chaque trame radio. Ceci peut s'avérer utile dans le cas suivant: dans le système recommandé par le comité 3GPP, la réception par les stations mobiles est continue. Afin que les stations mobiles puissent effectuer des mesures, un mode de transmission, dit mode compressé, permet de créer une zone de silence à l'intérieur d'une trame radio, ou sur une période chevauchant deux trames radio successives. En l'absence de mode compressé, on dit qu'on est en mode normal. Durant la zone de silence, le réseau n'émet plus le canal composite, et la station mobile peut donc effectuer des mesures sans perte d'information, les informations à transmettre étant transmises le reste du temps de façon compressée. L'avantage obtenu par le mode compressé est que la station mobile n'a besoin que d'une chaîne de réception radiofréquence pour effectuer à la fois les mesures et la réception du canal composite, ces deux opérations n'étant pas simultanées. On rappelle qu'en mode normal, le taux RFi d'équilibrage de débit de chaque canal i de transport est égal au produit d'un attribut RMi d'équilibrage de débit propre au canal de transport et d'un facteur LF d'échelle commun à tous les canaux de transport comme exprimé par l'équation ci-dessous: Vi RFi = LF-RMi Cependant, dans une mise en euvre du mode compressé actuellement à l'étude et qui a été proposé par la société Nortel Networks dans le document 3GPP/TSG RAN/WG1#10-00-0121, cette relation n'est plus vraie. Cette mise en oeuvre est illustrée à travers un exemple représenté à la FIG.10. La FIG.10 montre un canal composite (CCTrCH) constitué de deux canaux de transport notés TrCH 1 et TrCH 2. On suppose, pour simplifier, que les deux canaux de transport ont le même attribut d'équilibrage de débit. La FIG.10 représente, dans sa partie supérieure, un chronogramme de la puissance d'émission du CCTrCH, moyennée par trame radio, et dans sa partie inférieure, deux histogrammes représentant respectivement le débit des canaux de transport TrCH 1 et TrCH 2 constitutifs du canal composite. La durée des intervalles TTI de ces deux canaux de transport est respectivement de 20ms et ms. On suppose qu'une zone de silence occupe un pourcentage 1-f des trames radio 0 et 1. Dans l'exemple de la figure, f est égal à 0,5 et la zone de silence occupe donc la moitié des trames 0 et 1. Ainsi, pour compenser le fait que le temps d'émission est plus court d'un facteur f (soit deux fois plus court dans le cas 0=0,5), la puissance d'émission du canal composite CCTrCH est multipliée par un facteur 1/f (multipliée par 2 sur la figure) durant les trames 0 et 1, c'est-à- dire qu'elle vaut P/P (= 2-P sur la figure), alors que pour les trames radio 2 à 7, elle vaut P. En effet, dans cette exemple très simple, on suppose que le canal radio ne subit aucune d'atténuation, et donc qu'il n'est pas nécessaire de faire varier la puissance d'émission pour compenser les variations d'atténuation du canal radio. Ainsi, les variations de puissance sont dues au seul mode compressé. Afin de simplifier les explications, on numérote les intervalles TTI en partant de 0: ainsi, pour tout entier k positif ou nul, l'intervalle TTI numéro k du canal de transport TrCH 1 couvre les trames radio 2k à 2.k+1, et l'intervalle TTI numéro k du canal de transport TrCH 2 couvre les tramqs radio 4.k à 4.k+3. La surface de chaque barre d'histogramme correspond au nombre de symboles après équilibrage de débit, et donc la hauteur de la barre correspond au débit moyen par intervalle TTI après équilibrage de débit. On suppose, comme indiqué sur la figure, que les deux canaux de transport ont le même débit D après équilibrage de débit en mode normal. Le canal de transport TrCH 1 a un intervalle TTI de 20ms. Ainsi, durant les trames radio 0 et 1, le temps d'émission est plus court d'un facteur P (soit deux fois plus court dans le cas 0=0,5). Il convient donc de poinçonner 1/p fois plus TrCH 1 durant les trames radio 0 et 1 que durant les trames radio 2 à 7 afin de multiplier par 1 le débit. Ainsi, le canal de transport TrCH 1 a un débit P.D (= D/2 sur la figure) durant les trames radio a et 1 affectées par le mode compressé, et un débit D durant les trames radio 2 à 7. Pour le canal de transport TrCH 2, le temps d'émission des données correspondant à l'intervalle TTI numéroté 0 n'est réduit que d'un facteur (0+1)/2 car seule la moitié des trames est affectée par le mode compressé. Ainsi, le débit du canal de transport TrCH 2 est égal à D (=0,75-D sur la figure) durant les trames radio 0 à 3, et à D durant les trames radio 4 à 7. Voyons maintenant comment l'équilibrage des canaux de transport est affecté. Pour le canal de transport TrCH 1, durant les trames 0 et 1, le nombre de symboles est réduit puisque multiplié par le facteur È, mais la puissance est augmentée puisque multipliée par le facteur 1/3. Donc le rapport Eb/I du -canal TrCH 1 est constant car le produit des deux.facteurs est égal à 1. Pour le canal de transport TrCH 2, durant les trames radio 0 à 3, le nombre de symboles est multiplié par P+1 par rapport aux trames radio 4 à 7. Mais, en contrepartie, la puissance est doublée pour un pourcentage x = (a 33% pour la figure) des 1 01+1 symboles. En effet, selon la méthode proposée dans le document 3GPP/TSG RAN/WG1#10-00-0121, le nombre de symboles transmis durant les trames radio 0 et 1 vaut 1 fois le nombre de symboles transmis durant les trames radio 3 et 4. La puissance moyenne par symbole est 1+2.13 1+2. alors de x-2-P + (1-x)-P - l.P. Or, n'est pas 1+13 1+13 l'inverse de +. Ainsi,, dans cette proposition, le rapport Eb/I du canal de transport TrCH 2 change durant le mode compressé. Il en résulte que le mode compressé cause un déséquilibre de ce rapport. A supposer que la proposition du document 3GPP/TSG RAN/WG1#10-00-0121 soit retenue, la méthode inventive permettrait de rétablir l'équilibre entre les canaux de transport TrCH 1 et TrCH 2 en leur affectant, durant les trames radio 0 et 1, des gains respectifs Gl=l et G2=1/20 et, durant le reste du temps, les mêmes gains Gi=G2=1. De manière plus générale, l'invention permet d'utiliser des attributs d'équilibrage de débit différents RMi et RAM pour le mode normal et pour le mode compressé. En effet, l'équilibrage des canaux de transport peut être maintenu par application de gains Gi et GO appropriés de telle sorte que RMi.G/2=RMV,. OGicm. Ainsi, lors du mode compressé, la limite de poinçonnage de chaque canal de transport peut être approchée de plus près de façon à utiliser moins de ressource en code d'étalement que lors du mode normal, et ainsi de pouvoir utiliser la même ressource en code d'étalement à la fois pour le mode normal et pour le mode compressé. Plus généralement, la relation " Vi RFi = LF.RMi" est un compromis. En effet, l'équilibrage donné pour certains débits de canaux de transport peut ne plus être bon pour d'autres débits car le taux d'erreur binaire ne varie pas linéairement en fonction du rapport Eb/I. On peut envisager de définir des attributs RMi,1 d'équilibrage de débit dépendant à la fois du canal i de transport et du format 1 de transport utilisé pour ce canal de transport. Il se peut également que l'équilibrage des canaux de transport ne soit pas optimal et dans ce cas-là, il faudrait alors retransmettre au moins un attribut d'équilibrage de débit pour le réajuster. Il est également possible de définir des gains Gil pour chaque canal i de transport et pour chaque format de transport 1. Toutefois, l'utilisation de gains plutôt que d'attributs d'équilibrage de débit présente l'avantage que leur mise à jour peut se faire de façon relative, c'est-à- dire que le récepteur peut demander l'augmentation ou la diminution d'un gain d'un certain pas sans avoir à retransmettre la nouvelle valeur du gain, et la quantité de données à transmettre est donc moindre. Si la commande requérant une augmentation ou une diminution n'est pas prise en compte, les conséquences ne sont pas catastrophiques. En effet, seul un canal de transport est affecté, et de plus, il ne l'est que légèrement. Par conséquent, la commande requérant une augmentation ou une diminution du gain ne nécessite pas un codage correcteur d'erreurs très robuste. Enfin, l'instant auquel la commande est prise en compte par l'émetteur n'est pas non plus très important car il n'est pas nécessaire que le récepteur soit synchronisé sur cet instant. L'invention présente donc l'avantage substantiel de mettre en oeuvre une boucle d'ajustement de l'équilibrage du rapport Eb/I sans affecter le multiplexage des canaux de transport d'une itération à l'autre de la boucle, c'est-à-dire sans affecter ni l'ordre dans lequel sont émis les symboles des canaux de transport, ni la façon dont les symboles de différents canaux de transport sont combinés entre eux. Ceci n'est pas possible avec l'équilibrage de débit car un changement de valeur d'un attribut d'équilibrage de débit affecte potentiellement les débits après équilibrage de débit de tous les canaux de transport, et affecte donc également le multiplexage temporel des canaux de transport.C'est pourquoi, toute commande requérant un ajustement de l'équilibrage de débit nécessite, pour sa transmission, un codage correcteur d'erreurs robuste. Pour ce faire, un tel ajustement est effectué préférentiellement en donnant les nouvelles valeurs des attributs plutôt que des valeurs d'incrément de correction, et nécessite enfin une synchronisation de l'émetteur et du récepteur. On peut envisager d'autres variantes de réalisation. En effet, on peut prévoir l'étape de multiplication par le signal de code d'étalement juste avant ou juste après l'étape 510 de multiplication des gains Gi-propres aux canaux de transport. En outre, il est également possible, du fait qu'une multiplication est associative, d'effectuer d'abord l'étape 510 de multiplication des différents gains Gi par le signal de code d'étalement, et ensuite, l'étape de multiplication du résultat du produit précédent par les échantillons à amplitude réelle choisis dans l'ensemble comprenant REVENDICATIONS 1) Procédé d'équilibrage d'au moins deux canaux de transport compris au sein d'un canal composite, chacun desdits au moins deux canaux de transport transmettant au moins un symbole (s) de donnée, caractérisé en ce qu'il comprend une étape d'amplification de l'amplitude de chaque symbole (s) de donnée à transmettre par un gain (Gi) propre au canal (i) de transport duquel ledit symbole (s) de donnée est issu. 2) Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite étape d'amplification de l'amplitude de chaque symbole (s) de donnée à transmettre comprend les étapes suivantes: - une étape (144) d'association d'un coefficient (f) de canal à chaque symbole (s) de donnée, le coefficient (<>) de canal associé à un symbole (s) de donnée étant, d'une part, propre au canal (i) de transport duquel ledit symbole (s) de donnée est issu,et, d'autre part, représentatif du gain (Gi) propre à ce canal (i) de transport, - une étape (512) de conversion desdits coefficients (Fi) de canal associés en gain de manière à générer, pour chaque symbole (s) de donnée, ledit gain (Gi) propre au canal (i) de transport duquel est issu ledit symbole (s) de donnée, et - une étape (510) de multiplication de l'amplitude de chaque symbole (s) de donnée par ledit gain (Gi) propre généré à partir du coefficient (fi) de canal associé. 3) Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite étape d'amplification de l'amplitude de chaque symbole (s) de donnée à transmettre comprend les étapes suivantes: - une étape (602) de conversion dudit au moins un symbole (s) de donnée de chaque canal de transport en un échantillon représentatif dudit symbole (s) de donnée, et - une étape (610) de multiplication dudit échantillon par le gain (Gi) propre audit canal de transport. 4) Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce que ladite étape (144) d'association d'un coefficient (fl) de canal à chaque symbole (s) de donnée consiste: - à coder la valeur dudit coefficient (ri) de canal et la valeur du symbole (s) de donnée concerné, et - à placer la valeur codée dudit coefficient (Fi) de canal et la valeur codée dudit symbole (s) de donnée concerné dans des champs respectifs au sein d'un même élément de données. ) Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que ledit gain (Gi) propre à chacun desdits au moins deux canaux (i) de transport est constant sur une période correspondant à la période commune avec laquelle lesdits au moins deux canaux de transport sont regroupés pour former ledit canal composite. 6) Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que ledit gain (Gi) propre à chacun desdits au moins deux canaux (i) de transport est un nombre réel positif (G). 7) Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que ledit gain (Gi) propre à chacun desdits au moins deux canaux (i) de transport est un vecteur (G) représentatif notamment d'une direction de rayonnement, ledit vecteur (G) résultant du produit d'un nombre réel positif (G) et d'un vecteur normalisé (ô). 8) Procédé selon la revendication 7, caractérisé en ce que ledit vecteur (G) constitue une liste de nombres complexes comprenant un nombre fixe diéléments, chacun desdits éléments correspondant à une coordonnée dudit vecteur dans une base prédéterminée. 9) Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel ledit canal composite est émis depuis au moins une station émettrice vers au moins une station réceptrice, caractérisé en ce qu'il comprend une étape d'asservissement d'au moins un gain propre à l'un desdits au moins deux canaux (i) de transport à l'aide d'au moins une information d'asservissement en provenance de ladite au moins une station réceptrice. ) Application du procédé d'équilibrage selon l'une quelconque des revendications 4 à 9, elles-mêmes dépendantes de la revendication 2, pour la formation d'un canal composite comprenant au moins deux canaux de transport, ladite formation du canal composite comprenant une étape (108) de codage des symboles (s) de donnée de chacun desdits au moins deux canaux de transport, une étape (134) de multiplexage desdits au moins deux canaux de transport, ladite formation du canal composite étant suivie d'une étape (142) de mise dudit canal composite sur au moins un canal physique, caractérisée en ce que ladite étape (144) d'association d'un coefficient (Fi) de canal à chaque symbole (s) de donnée à transmettre est effectuée après ladite étape (108) de codage et avant ladite étape (134) de multiplexage, et en ce que ladite étape (502) de conversion de chaque coefficient (fi) de canal en un gain (Gi) propre au canal (i) de transport duquel le symbole de donnée associé est issu et ladite étape (510) de multiplication de l'amplitude de chaque symbole (s) de donnée par le gain (Gi) propre au canal (i) de transport duquel ledit symbole de donnée est issu sont effectuées pendant ladite étape (142) de mise dudit canal composite sur au moins un canal physique. 11) Application du procédé d'équilibrage selon l'une quelconque des revendications 4 à 9, elles-mêmes dépendantes de la revendication 2, pour la formation d'un canal composite comprenant au moins deux canaux de transport, ladite formation du canal composite comprenant une étape (134) de multiplexage desdits au moins deux canaux de transport, ladite formation du canal composite étant suivie d'une étape (142) de mise dudit canal composite sur au moins un canal physique, caractérisée en ce que ladite étape d'association d'un coefficient (fi) de canal à chaque symbole (s) de donnée à transmettre est effectuée après ladite étape (134) de multiplexage et avant ladite étape (142) de mise dudit canal composite sur au moins un canal physique, et en ce que ladite étape (502) de conversion de chaque coefficient ( canal composite sur au moins un canal physique. 12) Application du procédé d'équilibrage selon la revendication 10 ou 11, la formation dudit canal composite comprenant en out e une étape (116) d'équilibrage de débit de chacun desdits au moins deux canaux de transport, ladite étape (116) d'équilibrage de débit étant telle que, pour un même canal de transport, le rapport entre le nombre de symboles de donnée après équilibrage de débit et le nombre de symboles de donnée correspondant avant équilibrage de débit est sensiblement égal à un rapport (RFi) d'équilibrage de débit, ledit rapport (RFi) d'équilibrage de débit résultant du produit d'un attribut (RMi) d'équilibrage de débit propre au canal (i) de transport considéré et d'un facteur (LF) indépendant dudit canal (i) de transport considéré, ledit attribut (RMi) d'équilibrage de débit étant choisi de façon à ce que ledit canal (i) de transport présente, en réception, un rapport (Eb/I) de l'énergie moyenne par symbole de donnée codé (Eb) à l'énergie moyenne des interférences (I) suffisant, caractérisée en ce que, l'amplification de l'amplitude de chaque symbole (s) de donnée d'un canal (i) de transport par un gain (Gi) propre à ce canal (i) de transport contribuant à modifier ledit rapport (Eb/I) de l'énergie moyenne par symbole de donnée codé à l'énergie moyenne des interférences, la valeur dudit gain (Gi) est prise en compte pour choisir la valeur dudit attribut (RMi) d'équilibrage de débit correspondant. 13) Application du procédé d'équilibrage selon la revendication 12, ledit canal composite étant transmis selon au moins deux modes de transmission, à savoir un mode normal et au moins un mode compressé, ledit au moins un mode compressé impliquant que, pour au moins une trame radio, la transmission dudit canal composite n'est effectuée que sur une partie de ladite au moins une trame radio, caractérisée en ce que, pour au moins un desdits au moins deux canaux (i) de transport, des premier et second attributs (RMi,RAM) d'équilibrage de débit de valeurs distinctes sont sélectionnés respectivement pour ledit mode normal et ledit au moins un mode compressé. 14) Dispositif d'équilibrage d'au moins deux canaux de transport compris au sein d'un canal composite, chacun desdits au moins deux canaux de transport transmettant au moins un symbole (s) de donnée, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens pour amplifier l'amplitude de chaque symbole (s) de donnée à transmettre par un gain (Gi) propre au canal (i) de transport duquel ledit symbole (s) de donnée est issu. ) Station de base d'un système de télécommunication comprenant des moyens d'émission d'un canal composite comprenant au moins deux canaux de transport, chacun (i) desdits au moins deux canaux de transport transmettant au moins un symbole (s) de donnée, caractérisée en ce qu'elle comprend un dispositif selon la revendication 14. 16) Station de base selon la revendication 15, caractérisée en ce qu'elle comporte en outre des moyens pour recevoir au moins une information d'asservissement de façon à asservir ledit gain (Gi) propre.au canal de transport duquel ledit au moins un symbole (s) de donnée est issu. 17) Dispositif de génération d'un canal composite comprenant au moins deux canaux de transport, ledit dispositif de génération comprenant des moyens de codage des symboles (s) de donnée de chacun desdits au moins deux canaux de transport, des moyens de multiplexage desdits au moins deux canaux de transport pour former ledit canal composite et des moyens pour transmettre ledit canal composite sur au moins un canal physique, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un dispositif d'équilibrage desdits au moins deux canaux de transport selon la revendication 14. 18) Dispositif selon la revendication 17, caractérisé ledit dispositif d'équilibrage desdits au moins deux canaux de transport coopère avec lesdits moyens pour transmettre ledit canal composite sur au moins un canal physique. 19) Station de base d'un système de télécommunication comprenant des moyens d'émission d'un canal composite, ledit canal composite comprenant au moins deux canaux de transport, chacun desdits au moins deux canaux de transport transmettant au moins un symbole de donnée, caractérisée en ce qu'elle comprend un dispositif selon la revendication 17 ou 18.