Brevet FR2791193A1 — publié le 20000922

Procédé de contrôle du fonctionnement d'une pompe de charge capacitive et dispositif de pompe de charge capacitive correspondant. L'invention concerne les pompes de charge capacitives et notamment le contrôle de leur fonctionnement, plus particulièrement lorsqu'elles fonctionnement à basse tension d'alimentation. Une pompe de charge, selon une dénomination habituellement utilisée par l'homme du métier, est un moyen permettant de générer une tension supérieure à une tension d'alimentation donnée. Les pompes de charge sont couramment mais non exclusivement utilisées pour commander la grille d'un transistor de puissance à source flottante alimentant une charge, par exemple un moteur électrique. Une pompe de charge, dite "capacitive", comporte classiquement deux condensateurs différents, (le premier injectant des charges dans le deuxième), des diodes permettant le passage du courant seulement dans un sens, et un oscillateur. Une telle configuration de pompe permet d'atteindre aux bornes du deuxième condensateur de la pompe, dans l'état final de chargement de la pompe, une tension sensiblement égale au double de la tension d'alimentation. En pratique, l'homme du métier sait que la plupart des pompes de charge sont dites "flottantes" et suivent la tension d'alimentation. Elles sont en outre régulées car elles sont souvent réalisées en logique CMOS c'est-à-dire à base de transistors complémentaires à effet de champ à grille isolée qui sont limités en tension, typiquement à 5 ou 12 Volts, alors que la tension d'alimentation, notamment lorsqu'il s'agit d'une tension fournie par une batterie d'un véhicule, peut dépasser les 12 Volts, en particulier lorsque la batterie est correctement chargée. Lorsque la tension d'alimentation est supérieure à la tension de régulation, la tension délivrée par la pompe de charge est diminuée d'une chute de tension moyenne qui dépend notamment du courant consommé en sortie de la pompe, de la fréquence de l'oscillateur et de la valeur capacitive du premier condensateur de la pompe. A basse tension d'alimentation, c'est-à-dire lorsque la tension d'alimentation devient inférieure à la tension de régulation, la tension délivrée en sortie de la pompe de charge est également diminuée de la chute de tension moyenne évoquée ci-avant, mais également d'un terme auxiliaire de tension dépendant des caractéristiques du régulateur de tension, en particulier de la tension de saturation de la source de courant associée. Pour remédier à ces pertes de tension sur la tension délivrée en sortie de la pompe de charge, et notamment à basse tension d'alimentation, il a déjà été proposé des solutions visant à diminuer la chute de tension moyenne précédemment évoquée. Ces solutions consistaient notamment à augmenter la valeur capacitive du premier condensateur et/ou la valeur de la fréquence de l'oscillateur. Cependant, de telles solutions ne donnent pas satisfaction, notamment sur le plan de l'encombrement ainsi que sur celui de la consommation de courant. L'invention vise à apporter une solution à ces problèmes et propose de diminuer la perte de tension se produisant à basse tension d'alimentation, en utilisant une solution radicalement différente de celle existant jusqu'à maintenant. Plus précisément, l'invention propose de résoudre ce problème de la perte de tension à basse tension d'alimentation en agissant, non pas sur la chute de tension moyenne précédemment évoquée, mais directement sur le terme auxiliaire de tension. L'invention propose donc un procédé de contrôle du fonctionnement d'une pompe de charge capacitive reliée à une tension d'alimentation. Selon une caractéristique générale de l'invention, la pompe de charge étant régulée par une tension de régulation lorsque la tension d'alimentation est supérieure à la tension de régulation, on alimente automatiquement la pompe de charge entre la tension d'alimentation et la masse lorsque la tension d'alimentation est inférieure à une tension de déclenchement inférieure ou égale à la tension de régulation. En d'autres termes, l'invention vise à minimiser voire à annuler le terme auxiliaire de tension en court-circuitant à la masse l'une des bornes d'alimentation de la pompe de charge. La pompe de charge possédant une première borne d'alimentation reliée à la tension d'alimentation et une deuxième borne d'alimentation, on relie automatiquement, selon un mode de mise en oeuvre du procédé selon l'invention, la deuxième borne d'alimentation à la masse lorsque la tension d'alimentation est inférieure à la tension de déclenchement. Par contre, lorsque la tension d'alimentation est supérieure ou égale à la tension de déclenchement, on rend automatiquement flottante la deuxième borne d'alimentation en la déconnectant de la masse. La deuxième borne étant alors flottante, on applique sensiblement la tension de régulation entre les deux bornes d'alimentation de la pompe lorsque la tension d'alimentation est supérieure à la tension de régulation. L'invention a également pour objet un dispositif de pompe de charge capacitive comprenant: - une pompe de charge possédant une première borne d'alimentation reliée à une tension d'alimentation, et une deuxième borne d'alimentation, - un régulateur de tension connecté entre la première et la deuxième bornes d'alimentation et apte à délivrer une tension de régulation, - un interrupteur connecté entre la deuxième borne d'alimentation et la masse, et - des moyens de commande automatique de cet interrupteur, reliés à ladite tension d'alimentation, et aptes à ouvrir l'interrupteur lorsque la tension d'alimentation est supérieure ou égale à une tension de déclenchement inférieure à la tension de régulation et aptes à fermer l'interrupteur losque la tension d'alimentation est inférieure à la tension de déclenchement. Selon un mode de réalisation de l'invention, l'interrupteur comporte un transistor à effet de champ à grille isolée commandé sur sa grille de façon à prendre un état bloqué ou un état passant, et dont la différence de tension drain-source, lorsque le transistor est dans son état passant, est faible. Il est en effet important, lorsque l'interrupteur est réalisé par un transistor, que cette différence de tension drain-source soit faible lorsque le transistor conduit, afin de se rapprocher le plus possible d'une condition de court-circuit parfaite à la masse, afin d'annuler au maximum le terme auxiliaire de tension. L'homme du métier saura choisir un tel transistor en fonction des applications. Ceci étant, il a été observé qu'une différence de tension drain-source, lorsque le transistor est dans son état passant, inférieure ou égale à 30 mVolts, permettait d'obtenir l'effet recherché par la présente invention. L'homme du métier sait que plus un transistor présente une largeur de canal importante, plus la tension drain- source de ce transistor est faible lorsque celui-ci est passant. Cependant, afin de minimiser l'encombrement du dispositif selon l'invention, il est préférable que le transistor formant l'interrupteur soit un transistor vertical à effet de champ à grille isolée à double diffusion (transistor VDMOS) formé de plusieurs dizaines de cellules élémentaires (par exemple 64) connectées en parallèle et formées chacune d'un seul transistor vertical à effet de champ à grille isolée à double diffusion dont le rapport largeur de canal sur longueur de canal est de l'ordre de plusieurs dizaines (par exemple 34 pourune technologie Bipolaire CMOS DMOS classique dite "technologie BCD"). Selon un mode de réalisation de l'invention, le régulateur comporte une diode de régulation dont la valeur de la tension de seuil définit sensiblement la valeur de la tension de régulation. Les moyens de commande automatique comportent une diode auxiliaire connectée en série avec un pont diviseur résistif, et un transistor de commande dont la grille est reliée au point milieu du pont diviseur et à l'anode de la diode auxiliaire. La source du transistor de commande est reliée à la masse et son drain est relié, d'une part, à la grille du transistor de l'interrupteur et, d'autre part, à la tension d'alimentation par l'intermédiaire d'une résistance de drain. La valeur de la tension de seuil de la diode auxiliaire et les valeurs des résistances du pont diviseur définissent la valeur de la tension de déclenchement qui est choisie inférieure ou égale à la valeur de la tension de seuil de la diode de régulation. D'autres avantages et caractéristiques de l'invention apparaîtront à l'examen de la description détaillée de modes de réalisation et de mise en oeuvre, nullement limitatifs, et des dessins annexés, sur lesquels: - la figure 1 représente schématiquement l'architecture interne d'un mode de réalisation d'un dispositif de pompe de charge selon l'invention; - la figure 2 illustre schématiquement plus en détail une partie du dispositif de la figure 1; et - la figure 3 illustre schématiquement un autre mode de réalisation d'un dispositif de pompe de charge selon l'invention. Sur la figure 1, le dispositif de pompe de charge selon l'invention comprend une pompe de charge proprement dite PCH, un régulateur de tension MRG et un bloc de commande BC sur la fonction et la structure duquel on reviendra plus en détail ci-après. La pompe de charge capacitive PCH comporte un oscillateur OSC délivrant un signal périodique carré SP, ayant en général un rapport cyclique de 50% et une fréquence élevée, typiquement supérieure à 1 MHz. L'oscillateur OSC est souvent réalisé en logique CMOS. Le signal SP est délivré à un inverseur de puissance IV 1 dont la sortie est reliée à une première électrode d'un premier condensateur C1 dont la deuxième électrode est reliée à la cathode d'une première diode D 1. L'anode de cette première diode D1 est reliée à une métallisation RAi fournissant la tension d'alimentation Vdd. Cette tension d'alimentation Vdd est, par exemple dans une application automobile, la tension délivrée par la batterie d'un véhicule. La pompe de charge PCH comporte également une diode DT, dite diode terminale, dont l'anode est reliée au noeud NC commun à la première diode D 1 et au premier condensateur C 1. Un condensateur terminal CT est connecté en s6rie avec la diode terminale DT, entre le noeud commun NC et une deuxième métallisation RA2 formant un plan de masse. La pompe de charge PCH comporte deux bornes d'alimentation BM1 et BM2. La première borne d'alimentation BM1 est reliée à l'alimentation Vdd. Ces deux bornes d'alimentation BMl et BM2 de la pompe de charge sont également les deux bornes d'alimentation de l'oscillateur OSC et de l'inverseur IVl. La pompe de charge PCH fournit le courant nécessaire pour charger par exemple la grille d'un transistor MOS de puissance qui a sa source flottante et maintenir ce transistor passant, et que l'on a schématiquement représenté sur la figure 1 par une source de courant SIL, délivrant un courant IL. La tension d'alimentation Vdd peut, par exemple lorsque la batterie est très chargée, être supérieure aux tensions d'alimentation admissibles par les composants de la pompe de charge. C'est la raison pour laquelle on associe gén6ralement à la pompe de charge PCH des moyens de régulation en tension MRG. Ces moyens MRG sont form6s ici d'une diode de régulation DZ, par exemple une diode Zener ayant une tension de seuil de l'ordre de 10 Volts et qui d6finit sensiblement la valeur de la tension de régulation Vz. La cathode de cette diode de r6gulation DZ est reliée à la métallisation RA1, tandis que l'anode de cette diode est reliée à l'un des transistors QI d'un miroir de courant QI, Q2. Par ailleurs, une source de courant SI, matérialisant le courant de collecteur du transistor Qi, est connectée entre le collecteur de ce transistor Qi et la masse. L'émetteur du transistor Q2 est relié à la deuxième borne d'alimentation BM2 de la pompe de charge. Entre la deuxième borne d'alimentation BM2 et le plan de masse RA2, est dispos6 le bloc de commande BC formé essentiellement d'un interrupteur et de moyens de commande automatique de cet interrupteur. Le bloc de commande BC possède une première borne BCA reliée à la borne BM2, une deuxième borne BCB reliée au plan de masse et une troisième borne BCC reliée à la tension d'alimentation Vdd. Si l'on se réfère maintenant plus particulièrement à la figure 2 qui illustre un mode particulier de réalisation du bloc de commande BC, on voit que l'interrupteur de ce bloc de commande est formé ici d'un transistor M3 à effet de champ à grille isolée et de deux diodes de protection D3A et D3B connectées en série entre la grille du transistor M3 et la borne BCB, et dont le rôle est de limiter la tension sur la grille du transistor M3. En ce qui concerne plus précisément ce transisor M3, son drain est relié à la borne BCA, et sa source, qui est reliée également au substrat ("bulk" en langue anglaise) est reliée à la borne BCB. On reviendra plus en détail ci-après sur la structure interne du transistor M3. Les moyens de commande MCI de ce transistor M3 comportent ici un pont diviseur résistif R1, R2, décalé par une diode auxiliaire DZ1, par exemple une diode Zener. Plus précisément, les deux résistances Ri et R2 du pont diviseur, de valeurs ici égales, sont connectées en série entre les bornes BCC et BCB et la diode auxiliaire DZl est connectée en série entre les deux résistances Ri et R2, l'anode de cette diode auxiliaire DZ1 étant reliée au point milieu du pont résistif. Les moyens de commande MCI comportent par ailleurs un transistor de commande M2, qui est également un transistor à effet de champ à grille isolée dont on reviendra plus en détail ci-après sur la structure interne. La grille de ce transistor M2 est reliée à l'anode de la diode auxiliaire DZ1. La source de ce transistor M2 est également reliée au substrat et connectée à la borne BCB. Le drain du transistor M2 est relié, d'une part, à la borne BCC par l'intermédiaire d'une résistance de drain R3 et, d'autre part, à la grille du transistor M3. Là encore, deux diodes de protection D2A et D2B limitent la tension sur la grille du transistor M2. On va maintenant décrire plus en détail le fonctionnement du dispositif selon l'invention. La valeur de seuil de la diode auxiliaire DZ1, les valeurs des résistances R1 et R2 du pont diviseur, ainsi que la valeur de la tension grille-source du transistor de commande M2, définissent une valeur de tension de déclenchement (ou seuil de déclenchement) pour le bloc de commande BC. Plus précisément, ce seuil ou tension de déclenchement est égal à VZD1 + 2 VGSM2 (1) dans laquelle VZD1 désigne la valeur de seuil de la diode DZ1, VGSM2 désigne la tension grille-source du transistor M2. Le coefficient 2 résulte ici du fait que les valeurs des résistances R1 et R2 sont égales. Lorsque la tension d'alimentation Vdd devient inférieure à la tension de déclenchement, le transistor M2 est automatiquement bloqué. Il en résulte donc la présence sur la grille du transistor M3 de la tension Vdd, ce qui rend ce transistor M3 conducteur et relie par conséquent automatiquement la borne BCA à la borne BCB, c'est-à-dire au plan de masse. Par contre, si la tension d'alimentation Vdd est supérieure ou égale au seuil de déclenchement, le transistor M2 est conducteur, ce qui bloque le transistor M3 et rend par conséquent automatiquement flottante la borne BCA, et par conséquent la deuxième borne d'alimentation BM2 de la pompe de charge. On rappelle ici qu'une borne est dite flottante lorsque sa tension n'est pas fixée ( par exemple par une connexion à la masse ou à une tension fixée) mais peut fluctuer ou "flotter". La tension de déclenchement peut être modifiée en modifiant le rapport des résistances R2/R1, compte tenu du fait que la tension de seuil VZD1 de la diode DZ 1 est fixée pour une technologie donnée. En pratique, on choisira une tension de déclenchement la plus proche possible de la tension de seuil de la diode de régulation DZ. En pratique, le seuil de déclenchement se situe au voisinage inférieur de la tension de seuil de la diode de régulation. Ainsi, pour une tension de seuil de la diode de régulation sensiblement égale à 10 Volts, une valeur typique de tension déclenchement est de l'ordre de 9, 75 Volts (VZD1 de l'ordre de 5,35 Volts,VGsM2 de l'ordre de 2,4 Volts). On revient maintenant plus particulièrement au schéma de la figure 1 et l'on suppose, dans un premier temps, que la tension d'alimentation Vdd est sup6rieure à la tension de seuil de la diode de régulation DZ, et par conséquent au seuil de déclenchement. La borne d'alimentation BM2 est par conséquent flottante et la tension de régulation Vz, c'est-à- dire en fait la tension de seuil de la diode DZ, est sensiblement appliquée aux bornes de la pompe de charge (si l'on fait bien sûr abstraction du faible terme correctif égal à VBEQ2 - VBEQ1). Le premier condensateur Cl se charge alors jusqu'à la tension Vdd à travers la diode Dl (si l'on néglige la chute de tension dans cette diode Dl). Lorsque la tension en sortie de l'inverseur IV1l atteint la valeur Vdd, le premier condensateur Cl transfère une partie de sa charge au condensateur terminal CT à travers la diode terminale DT. Dans l'état final, la tension VBS à la borne de sortie BS, est alors égale à VBS = Vdd + Vz - Vdrop (2) dans laquelle le terme Vdrop est la chute de tension moyenne défmie par la formule Vdrop = 2VD + IL/f. C1 (3) Dans la formule (3), le terme VD désigne la chute de tension d'une diode polarisée en direct (de l'ordre de 0,7 Volt), IL désigne le courant circulant dans la charge alimentée par la pompe de charge, f désigne la fréquence de l'oscillateur et Cl désigne la valeur capacitive du premier condensateur Cl. Si, maintenant, la tension d'alimentation Vdd chute, en raison d'une décharge de la batterie du véhicule par exemple, et que cette tension d'alimentation Vdd devient inférieure au seuil de déclenchement, c'est-à- dire inférieure à la tension Vz, la tension VBS est alors fournie par la formule VBS = Vdd + (Vdd - VM) - Vdrp (4) dans laquelle le terme auxiliaire VM est défini par la formule VM = Vsat + VBEQ2 (5) Dans cette formule (5), le terme Vsat désigne la tension de saturation de la source de courant SI et le terme VBEQ2 désigne la différence de tension émetteur/collecteur du transistor Q2. On voit donc sur la formule (4), que si la deuxième borne d'alimentation BM2 restait flottante, la valeur de la tension VBS subirait une perte due, d'une part, au terme auxiliaire VM, et, d'autre part, au terme Vdrop. Alors que les solutions classiques actuellement utilisées visent à agir sur le terme Vdrop pour le minimiser en vue de diminuer la perte de tension sur la tension VBS (par exemple en augmentant la fréquence de l'oscillateur mais au détriment de la consommation, ou en augmentant la valeur capacitive Cl au détriment de la surface occupée), l'invention vise à minimiser voire à annuler le terme auxiliaire VM en fermant l'interrupteur M3 du bloc de commande BC, c'est-à-dire en court- circuitant la deuxième borne d'alimentation BM2 à la masse. Afin d'optimiser ce court-circuit, il est préférable que le transistor M3 formant l'interrupteur du bloc de commande présente une différence de tension drain-source faible lorsque ce transistor est dans son état passant. A titre indicatif, il a été observé qu'une différence de tension drainsource inférieure ou égale à 30 mVolts lorsque le transistor est dans son état passant, donnait des résultats satisfaisants. A cet égard, afin de limiter l'encombrement du transistor M3 sur la plaquette de silicium sur laquelle est réalisé le bloc de commande, on utilisera avantageusement un transistor vertical à effet de champ à grille isolée à double diffusion (transistor VDMOS) formé de plusieurs dizaines de cellules élémentaires (par exemple 64, c'est-à-dire 8x8) connectées en parallèle et formées chacune d'un seul transistor vertical à effet de champ à grille isolée à double diffusion dont le rapport W/L (largeur de canal/longueur de canal) est de l'ordre de plusieurs dizaines. A titre indicatif, pour une technologie BCD classique, chaque cellule VDMOS présente une largeur de canal égale à 34 microns et une longueur de canal (c'est-à-dire la distance drain-source) égale à 1 micron. On obtient donc en global un transistor M3 dont la largeur de canal est très élevée, conduisant donc à une différence de tension drain- source VDS faible, de l'ordre de 20mV et conduisant à un encombrement surfacique de l'ordre de 0,05 mm2. Par ailleurs, la résistance de drain R3 est préférentiellement élevée de façon à limiter la consommation totale du circuit. Une valeur de l'ordre de plusieurs centaines de kiloohms, par exemple 350 kiloohms, a été jugée satisfaisante. De même, toujours afin de ne pas pénaliser la consommation totale du circuit, il est également préférable que les résistances R1 et R2 du pont diviseur soient de forte valeur. A titre indicatif, des valeurs au moins égales à 100 kiloohms, par exemple 200 kiloohms, ont été jugées satisfaisantes. En outre, il est particulièrement avantageux que les résistances R1 et R2 soient du même type et soient appareillées, c'est-à-dire soient réalisées simultanément et côte à côte sur la même plaquette de silicium et avec le même procédé de fabrication, de façon à ce que les variations de Il leurs valeurs résistives en fonction de la température se neutralisent, et rendent ainsi le seuil de déclenchement quasi indépendant de la température de fonctionnement. Le transistor M2 peut être également un transistor VDMOS, mais de plus petite taille, par exemple composé de quatre cellules élémentaires VDMOS. Une telle taille assure un compromis satisfaisant entre l'encombrement surfacique et la nécessité pour le transistor M2 de conduire le courant dans son état passant. Le bloc de commande BC permet donc d'optimiser le fonctionnement de la pompe de charge à basse tension d'alimentation, c'est-à-dire lorsque la tension d'alimentation devient inférieure au seuil de déclenchement, tout en permettant une régulation de la pompe de charge à haute tension d'alimentation, c'est-à-dire supérieure à la tension de régulation DZ. A cet égard, il est préférable de choisir un seuil de déclenchement le plus proche possible de la tension de seuil de la diode de régulation DZ, de façon à réduire autant que possible la plage de fonctionnement de la pompe de charge dans laquelle la tension d'alimentation Vdd se situe entre le seuil de déclenchement et la tension de seuil de la diode de régulation DZ. Ce qui vient d'être décrit en référence aux figures 1 et 2 s'applique également au mode de réalisation de la figure 3, dans lequel le premier étage de la pompe de charge comportant le premier inverseur IV l et le premier condensateur CI est complété par un deuxième étage comportant un deuxième inverseur IV2 connecté à la sortie de l'inverseur IV1 du premier étage, et un deuxième condensateur C2 connecté entre la sortie du deuxième inverseur IV2 et la cathode d'une deuxième diode D2 de ce deuxième étage dont l'anode est reliée au noeud NC commun à la diode D1 et au condensateur Cl du premier étage. L'inverseur IV2 est également connecté entre les deux bornes d'alimentation BM1 et BM2, et la diode terminale DT et le condensateur terminal CT sont connectés en série entre la masse et le noeud commun à la diode D2 et au condensateur C2 du deuxième étage. Ce mode de réalisation permet d'obtenir dans l'état final de chargement de la pompe, une tension à la borne de sortie BS sensiblement égale au triple de la valeur Vdd. REVENDICATIONS 1. Procédé de contrôle du fonctionnement d'une pompe de charge capacitive reliée à une tension d'alimentation, caractérisé par le fait que, la pompe de charge (PCH) étant régulée par une tension de régulation (Vz) lorsque la tension d'alimentation (Vdd) est supérieure à la tension de régulation, on alimente automatiquement la pompe de charge entre la tension d'alimentation (Vdd) et la masse lorsque la tension d'alimentation est inférieure à une tension de déclenchement inférieure ou égale à la tension de régulation. 2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé par le fait que, la pompe de charge possédant une première borne d'alimentation (BM1) reliée à la tension d'alimentation et une deuxième borne d'alimentation (BM2), on relie automatiquement la deuxième borne d'alimentation (BM2) à la masse lorsque la tension d'alimentation est inférieure à la tension de déclenchement, et par le fait que lorsque la tension d'alimentation est supérieure ou égale à la tension de déclenchement on rend automatiquement flottante la deuxième borne d'alimentation (BM2) en la déconnectant de la masse et par le fait que la deuxième borne étant flottante, on applique sensiblement la tension de régulation (Vz) entre les deux bornes d'alimentation de la pompe lorsque la tension d'alimentation (Vdd) est supérieure à la tension de régulation (Vz). 3. Dispositif de pompe de charge capacitive, caractérisé par le fait qu'il comprend une pompe de charge (PCH) possédant une première borne d'alimentation (BM1) reliée à une tension d'alimentation (Vdd), et une deuxième borne d'alimentation (BM2), un régulateur de tension (MRG) connecté entre la première et la deuxième bornes d'alimentation et apte à délivrer une tension de régulation (Vz), un interrupteur (M3) connecté entre la deuxième borne d'alimentation et la masse, et des moyens (MCI) de commande automatique de cet interrupteur, reliés à ladite tension d'alimentation, et aptes à ouvrir l'interrupteur (M3) lorsque la tension d'alimentation est supérieure ou égale à une tension de déclenchement inférieure à la tension de régulation et aptes à fermer l'interrupteur (M3) lorsque la tension d'alimentation est inférieure à la tension de déclenchement. 4. Dispositif selon la revendication 3, caractérisé par le fait que l'interrupteur comporte un transistor à effet de champ à grille isolé (M3) commandé sur sa grille de façon à prendre un état bloqué ou un état passant et dont la différence de tension drain-source, lorsque le transistor est dans son état passant, est faible. 5. Dispositif selon la revendication 4, caractérisé par le fait que la différence de tension drain-source lorsque le transistor (M3) est dans son état passant, est inférieure ou égale à 30 millivolts. 6. Dispositif selon la revendication 4 ou 5, caractérisé par le fait que le transistor (M3) est un transistor vertical à effet de champ à grille isolé à double diffusion formé de plusieurs dizaines de cellules élémentaires connectées en parallèle et formée chacune d'un seul transistor vertical à effet de champ à grille isolé à double diffusion dont le rapport largeur de canal (W) sur longueur de canal (L) est de l'ordre de plusieurs dizaines. 7. Dispositif selon l'une des revendications 4 à 6, caractérisé par le fait que le régulateur (MRG) comporte une diode de r6gulation (DZ) dont la la valeur de la tension de seuil définit sensiblement la valeur de la tension de régulation, par le fait que les moyens de commande (MCI) comportent une diode auxiliaire (DZ1) connectée en série avec un pont diviseur résistif (R1, R2), un transistor de commande (M2) dont la grille est reliée au point milieu du pont diviseur et à l'anode de la diode auxiliaire (DZ1), dont la source est reliée à la masse et dont le drain est relié d'une part à la grille du transistor (M3) de l'interrupteur et d'autre part à la tension d'alimentation (Vdd) par l'intermédiaire d'une résistance de drain (R3), et par le fait que la valeur de la tension de seuil de la diode auxiliaire et les valeurs des résistances du pont diviseur définissent la valeur de la tension de déclenchement. 8. Dispositif selon la revendication 7, caractéris6 par le fait que les résistances (Rl, R2) formant le pont diviseur sont appareillées et ont des valeurs au moins égales à cent kiloohms, et par le fait que la r6sistance de drain (R3) a une valeur de l'ordre de plusieurs centaines de kiloohms. 9. Dispositif selon l'une des revendications 3 à 8, caractérisé par le fait que la pompe de charge (PCIH) comprend un oscillateur (OSC), au moins un étage comportant un inverseur (IVl1), une diode (Dl) et un condensateur (C1) connectés en série entre la sortie de l'inverseur et la première borne d'alimentation, ainsi qu'une diode terminale (DT) et un condensateur terminal (CT) connectés en série entre la masse et le noeud commun (NC) à la diode et au condensateur de l'étage, l'oscillateur et l'inverseur étant connectés aux deux bornes d'alimentation. 10. Dispositif selon la revendication 9, caractérisé par le fait que la pompe de charge (PCH) comprend deux étages, l'inverseur (IV2) du deuxième étage étant connecté entre les deux bornes d'alimentation et ayant son entrée connecté à la sortie de l'inverseur (IV1) du premier étage, la diode (D2) du deuxième étage étant connectée au noeud commun à la diode (D1) et au condensateur (C1) du premier étage, la diode terminale (DT) et le condensateur terminal (CT) étant connectés en série entre la masse et le noeud commun à la diode et au condensateur du deuxième étage.