Brevet FR2794869A1 — publié le 20001215

DISPOSITIF DE GENERATION ET/OU DE DETECTION D'UN SIGNAL RADAR La présente invention a pour objet un dispositif de génération et/ou de détection d'un signal radar pour radar à synthèse d'ouverture (ou radar SAR) dans lequel le signal radar est réparti en N sous-bandes qui sont traitées en parallèle dans N canaux de traitement dont chacun est pourvu d'un mélangeur. Dans les techniques connues, chaque canal nécessite la mise en ceuvre d'un mélangeur spécifique. Par exemple la technique décrite dans l'ouvrage "Radar Signals" de Charles E: COOK pages 161-164 (édité par Martin Bernfeld-1967) met en ceuvre pour les canaux, des oscillateurs locaux qui ont tous la même fréquence centrale, et dont les filtres de compression sont identiques, mais les mélangeurs sont quant à eux différents pour les différents canaux. Le Brevet US 5,870,670 (MOTOROLA) a pour objet un mélangeur intégré sur un circuit intégré pour former un mélangeur à réjection d'image. L'utilisation d'un tel mélangeur implique la réalisation d'un circuit intégré spécifique pour chaque bande de fréquence à traiter. Par ailleurs, le Brevet US 5,862,466 (HEWLETT-PACKARD) propose un mélangeur radiofréquence qui réduit les fuites entre signaux à la fréquence d'oscillateur local et à la fréquence intermédiaire, mais qui ne peut fonctionner qu'avec des systèmes présentant une fréquence intermédiaire unique et déterminée. Enfin, le Brevet US 5,819,169 comme un mélangeur double équilibré réalisé sur un circuit intégré monolithique hyperfréquence ("MMIC") et qui comporte un pont de diodes et deux symétriseurs (baluns"). Le mélangeur décrit dans ce document nécessite également de réaliser un circuit intégré spécifique pour chaque bande (ou sous-bande) de fréquence et en outre il ne permet pas de supprimer les déséquilibres résiduels de séparateurs et les mélangeurs de phase ainsi que les inadaptations entre les mélangeurs qui sont à l'origine de fuites à la fréquence d'oscillateur local LO. La présente invention a pour objet un dispositif qui permet d'éviter, au moins dans une large mesure, au moins un des inconvénients précités. Dans ce but, l'invention concerne un dispositif de génération et/ ou de détection d'un signal radar pour radar à synthèse d'ouverture dans lequel le signal radar est réparti en N sous-bandes qui sont traitées en parallèle dans N canaux de traitement dont chacun présente un premier mélangeur pour le traitement de signaux en phase et un deuxième mélangeur pour le traitement de signaux en quadrature, caractérisé en ce que les mélangeurs des N canaux de traitement se présentent sous la forme de modules mélangeurs identiques comprenant au moins un mélangeur et en ce qu'à chaque module est associé au moins un élément externe de réglage du module mélangeur, en correspondance avec la sous-bande à laquelle il est affecté. Les mélangeurs sont avantageusement des mélangeurs symétriques double commutés à diodes. Chaque mélangeur peut comporter un mélangeur double à diodes couplé à des bornes d'entrée et de sortie par des symétriseurs (ou "baluns") respectivement d'entrée et de sortie, qui font partie du module mélangeur et, qui peuvent présenter un élément externe de commande de réglage de l'équilibre de l'amplitude et/ou un élément externe de commande d'équilibre de la phase, ce dernier élément permettant en particulier de compenser d'éventuelles fuites résiduelles à une fréquence d'oscillateur local (L0). Des condensateurs externes de compensation peuvent permettre de compenser, au moins partiellement, des fuites à des fréquences d'oscillateur local (L0). Un dit élément externe est avantageusement une ligne à retard quart d'onde. Les mélangeurs doubles peuvent présenter un élément de commande externe de tension continue ("DC") pour régler leurs paramètres radiofréquence RF. Les mélangeurs doubles peuvent présenter à leurs sorties des dispositifs externes de réglage d'amplitude et de phase pour permettre un réglage de la réjection de fréquence image. Le dispositif peut être également caractérisé en ce que le module mélangeur présente au moins un amplificateur différentiel présentant un étage différentiel principal à deux transistors et un dispositif de réglage d'amplitude et de phase comportant un étage différentiel auxiliaire à deux transistors, disposé en parallèle avec l'étage différentiel principal et qui est connecté de manière à injecter dans le drain d'un des transistors de l'étage différentiel principal un courant de compensation dont la valeur est ajustée en calibrant la valeur d'un condensateur de compensation externe interconnectant les sources des deux transistors de l'étage différentiel auxiliaire. Le mélangeur peut être disposé sur un circuit intégré monolithique hyperfréquences "("MMIC"), qui peut également comporter un circuit de compensation en température et/ ou un circuit sommateur. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront mieux dans la suite de la description en liaison avec les dessins annexés dans lesquels - la figure 1 représente un diagramme d'un mélangeur selon l'invention; - la figure 2 illustre la mise en ceuvre d'une réjection de fréquence image pour un mélangeur selon la figure 1 /- - la figue 3 est un mode de réalisation préféré d'un mélangeur selon l'invention; - la figure 4 illustre la séparation en sous-bandes dans le cadre de l'application enseignée à un radar à ouverture dynamique "SAR". - et les figures 5a et 5b représentent respectivement un mode de réalisation préféré d'un circuit de compensation de phase et d'amplitude d'un étage différentiel et un diagramme vectoriel explicatif de son fonctionnement. La génération d'un signal radar à compression d'impulsions ("Chirp") et la détection cohérente d'un signal d'écho sont généralement réalisées en bande de base par des techniques numériques. Ceci demande des bandes passantes pour les filtres de compression ou d'expansion d'impulsion qui peuvent atteindre quelques centaines de MHz. Un moyen pour éviter la nécessité de cadences d'horloges élevées pour l'électronique numérique, et pour diminuer la quantité de signal à traiter pour de telles bandes passantes, est de travailler dans un sous-bande de fréquences, avec une bande de fréquences limitée, en employant une électronique modulaire. C'est ainsi qu'il a été suggéré de séparer la bande totale du signal en un certain nombre de sous-bandes et de transposer chacune de ces sous-bandes dans une même fenêtre d'une bande de base commune, avec différentes fréquences d'oscillateur local, avant de numériser. Ceci nécessite un traitement qui est réalisé en parallèle dans un nombre de canaux de traitement égal au nombre de sous-bandes. Comme indiqué plus haut, l'idée de base de l'invention est que les modules affectés à chaque sous-bande soient dans la mesure du possible identiques, de manière que le traitement soit rendu possible à partir d'un circuit hybrique unique, commun à tous les canaux de traitement. A cet effet, le circuit hybride est rendu insensible à la fréquence en disposant à l'extérieur de celui-ci les composants dont la valeur dépend (en particulier les déphaseurs à 90 ) de la fenêtre affectée à la sous-bande dans laquelle le circuit hybride est utilisé. Un déphasage de 90 peut être obtenu de manière simple par une liaison de longueur 1/4 qu'il est aisé de mettre en ceuvre à l'extérieur de l'hybride, par exemple sur une carte-mère sur laquelle sont disposés les circuits hybrides. Il est possible d'associer à chaque hybride un ou plusieurs filtres externes, par exemple disposés sur la carte-mère, pour traiter les problèmes de réjection de fréquence image, et de fuites à la fréquence d'oscillateur local du mélangeur. Pour éviter d'avoir à associer des filtres externes aux circuits hybrides, le mélangeur est de préférence conçu pour présenter un taux de suppression du signal à la fréquence d'oscillateur local et un taux de réjection de fréquence image l'un et l'autre supérieurs à 35 dB, et de préférence à 40dB. Comme on va le voir dans la suite de la description, qui est relative à un mode de réalisation préféré de l'invention, le mélangeur selon l'invention peut être réglé à l'aide de la tension de réglage continues, sans nécessiter de réglage critique à des radiofréquences (-50 MHz) et avec des caractéristiques de traitement de signal qui permettent d'éviter des filtres externes. Comme le montre la figure 1, le circuit intégré monolithique hyperfréquences MMIC comporte # un mélange symétrique double DBM, # un circuit 0/ A de réglage de phase et d'amplitude, # un circuit de sommation 1, # des transistors à effet de champ FET To et To' destinés à une compensation de température. Le mélangeur fonctionne avec une fréquence d'oscillateur local LO de 1,5 GHz, un signal radiofréquence RF de 50 MHz de bande passante, et un signal de fréquence intermédiaire entre 1,45 GHz et 1,55 GHz. La réfection de la fréquence d'horloge locale LO est d'environ 25 dB avant réglage. Le mélangeur met en oeuvre un pont à diodes DB et deux symétriques différentiels (ou "baluns") BAL1 et BAL2, présentant des étapes différentielles ETD1 et ETD2, dont chacun reçoit à une entrée un signal d'entrée respectivement ei et e2. La cause principale des fuites à la fréquence d'oscillateur local LO sont les défauts d'adaptation d'impédance entre les composants et les défauts d'équilibre des symétriseurs. Pour chaque fenêtre de fréquence correspondant à une sous- bande, la réfection de la fréquence signal d'horloge locale LO est réglée à l'aide de deux condensateurs externes C3 (cf. figures 2 et 3). Les déséquilibres résiduels des symétriseurs sont compensés en ajustant les tensions des commandes d'amplitude MAMP BAL-1 et MAMP-BAC 2, pour contrôler le gain des étages différentiels ETD1 et ETD2 des symétriseurs. Des réglages de phase MPHASE- BAL1 et MPHASE-BAL2 des symétriseurs BAL-1 et BAL-2 peuvent être également mis en ceuvre pour obtenir la meilleure réfection possible de la fréquence d'oscillateur local LO. Les tensions de compensation de suppression de porteuse LO sont appliquées par un module CSB externe au circuit hybrique (voir figure 2). La réfection de fréquence image est obtenue par un réglage indépendant de la phase et de l'amplitude de la sortie du mélangeur. Les tensions de compensation de phase 0 et d'amplitude A (figure 1) sont appliquées au circuit O/ A par un module IRB. Ceci permet de compenser les défauts d'adaptation d'impédance entre les mélangeurs et les déséquilibres des séparateurs et des mélangeurs des signaux en quadrature et en phase. La fréquence d'utilisation est réglée par un condensateur externe C4 (figures 1 et 2). Comme le montre la figure 2, un canal de traitement pour une sous-bande met en ceuvre deux mélangeurs (du type représenté à la figure 1), l'un pour un traitement en phase I et l'autre pour un traitement en quadrature Q. Ce dernier est alimenté par une ligne L de longueur #-/4 qui est externe au circuit intégré et qui est disposé préférentiellement sur la carte-mère sur laquelle est implanté le circuit intégré. Le mélangeur affecté au traitement "en phase" est alimenté directement. La génération des signaux à fréquence d'horloge locale est illustrée par la figure 3. Un signal à une fréquence d'horloge locale de 1,5 GHz est introduit à la première entrée d'un mélangeur IRMi dont la deuxième entrée reçoit un signal à la radiofréquence IR correspondant à la bande passante (ici 50 MHz) de la sous-bande. Les mélangeurs IRMl, IRM2, etc..., sont montés en cascade, c'est-à-dire que la sortie du mélangeur IRMi attaque la première entrée du mélangeur IRM;+l. Les deuxièmes entrées de tous les mélangeurs reçoivent le signal à la même fréquence IR pour définir des sous-bandes de même largeur de bande. Comme le montre la figure 5a, le circuit 0/ A de réglage de phase et d'amplitude présente un amplificateur différentiel comprenant deux transistors Ti et T2 couplés par leurs sources, qui sont portées à une tension de source VS . Idss désigne le courant qui traverse les sources des transistors Ti et T2 . gin, et gm2 désignent la transconductance des transistors Ti et C1 la capacité parasite de source des transistors Ti et T2, qui a pour effet de provoquer une rotation de phase de il. La compensation s'effectue grâce à un étage différentiel présentant deux transistors T3 et Ta dont les portes sont connectés aux portes recpectivement des transistors Ti et T2. Le drain de T.4 est connecté au drain de T2 alors que le drain de T3 est porté à une tension de polarisation. La source T3 est connecté à la source commune des transistors Ti et T2. T3 et T.4 sont des transistors de plus petites dimensions que Ti et T2 (par exemple 10% de la taille de Ti et T2. Une source de courant I' (par exemple I' = 0,5 Idss) est connectée à la source de Ta et un condensateur de compensation C2 est connecté entre la source de T4 et les sources interconnectées des transistors Ti, T2 et T3. On désigne par gm3 et gm4 le transconductance des transistors T3 et Ta. Le choix de la valeur du condensateur de compensation C2 permet de porter la valeur de i4 à une valeur telle que le courant de sortie io"t2 de T2 est égal en amplitude au courant de sortie i."ri de Ti, mais est déphasé de 180 par rapport à celui-ci: la valeur de i.4 dépend de la tension de source Vs, de gm4, et de la valeur de C2. Si la valeur de C1 est suffisamment petite, il est possible de se passer des transistors T3 et T4. Il suffit alors d'agir sur la valeur de Ci en ajoutant une condensateur dont la valeur varie en fonction d'une tension. On a alors REVENDICATIONS 1. Dispositif de génération et/ou de détection d'un signal radar pour radar à synthèse d'ouverture dans lequel le signal radar est réparti en N sous-bandes qui sont traitées en parallèle dans N canaux de traitement dont chacun présente un premier mélangeur pour le traitement de signaux en phase et un deuxième mélangeur pour le traitement de signaux en quadrature, caractérisé en ce que les mélangeurs des N canaux de traitement se présentent sous la forme de modules mélangeurs identiques comprenant au moins un mélangeur et en ce qu'à chaque module est associé au moins un élément externe de réglage du module mélangeur, en correspondance avec la sous-bande à laquelle il est affecté. 2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que les mélangeurs sont des mélangeurs symétriques doubles commutés à diodes. 3. Dispositif selon la revendication 2, caractérisé en ce que chaque mélangeur double à diodes est couplé à des bornes d'entrée et de sortie par des symétriseurs respectivement d'entrée et de sortie, qui font partie dudit module mélangeur. 4. Dispositif selon la revendication 3, caractérisé en ce que les symétriseurs comportent un élément externe de commande de réglage de l'équilibre de l'amplitude. 5. Dispositif selon une des revendications 3 ou 4, caractérisé en ce que le mélangeur double à diodes présente des éléments externes de réglage constitués par des condensateurs externes de réglage de la réjection de la fréquence d'oscillateur local. 6. Dispositif selon une des revendications 3 à 5, caractérisé en ce que les symétriseurs comportent un élément externe de commande d'équilibre de la phase, de manière à améliorer la réjection de la fréquence d'oscillateur local (L0). 7. Dispositif selon une des revendications 2 à 6, caractérisé en ce qu'un dit élément externe est une ligne à retard quart d'onde pour alimenter en quadrature l'entrée du deuxième mélangeur. 8. Dispositif selon une des revendications 2 à 7, caractérisé en ce que lesdits mélanges doubles présentent un élément externe de commande de tension continue pour régler leurs paramètres radiofréquence. 9. Dispositif selon une des revendications 2 à 8, caractérisé en ce que lesdits mélangeurs doubles présentent à leurs sorties des dispositifs externes de réglage d'amplitude et de phase pour permettre un réglage de la réjection de fréquence image. 10. Dispositif selon une des revendications précédentes, caractérisé en ce que le module mélangeur présente au moins un amplificateur différentiel présentant un étage différentiel principal à deux transistors (Ti, T2) et un dispositif de réglage d'amplitude et de phase comportant un étage différentiel auxiliaire (T3, T4) à deux transistors, disposé en parallèle avec l'étage différentiel principal (Ti, T2) et qui est connecté de manière à injecter dans le drain d'un des transistors (T2) de l'étage différentiel principal (Ti, T2) un courant de compensation dont la valeur est ajustée en calibrant la valeur d'un condensateur de compensation C2 externe interconnectant les sources des deux transistors (T3, T4) de l'étage différentiel auxiliaire. 11. Dispositif selon une des revendications précédentes, caractérisé en ce que le mélangeur est disposé sur un circuit intégré monolithique hyperfréquences. 12. Dispositif selon la revendication 10, caractérisé en ce que ledit circuit intégré comporte également un circuit de compensation en température. 13. Dispositif selon une des revendications 11 à 12, caractérisé en ce que ledit circuit intégré comporte également un circuit sommateur.