Brevet FR2785109A1 — publié le 20000428

L'invention concerne le domaine des modulateurs sigma-delta. Classiquement un modulateur sigma-delta comporte un bloc d'amplification, un convertisseur analogique-numérique et un convertisseur numériqueanalogique. Le modulateur rend plus lente mais plus précise la fonction de conversion analogique-numérique du convertisseur analogique-numérique contenu dans le modulateur, en diminuant le bruit de quantification du convertisseur analogique-numérique. Le modulateur peut se décomposer en une chaîne directe comportant le bloc d'amplification et le convertisseur analogique-numérique, et en une boucle de rétroaction comportant le convertisseur numérique-analogique. Un modulateur sigma-delta performant présente un gain de valeur élevée. En effet, le bruit de quantification peut tre réduit d'un facteur sensiblement égal à ce gain. Cependant la valeur du gain est limitée par des contraintes de stabilité du modulateur. La condition fondamentale de stabilité d'un système possédant une boucle de rétroaction peut s'énoncer ainsi : la phase du système doit tre supérieure à-180 degrés lorsque le gain du système en fonction de la fréquence vaut zéro décibel. Or un retard de propagation du signal au sein du système a pour effet de diminuer sa phase, donc de dégrader la stabilité. Par conséquent un retard de propagation entre t'entrée du convertisseur analogique-numérique et la sortie du convertisseur numérique-analogique a pour effet de dégrader cette stabilité, voire d'entraîner une instabilité du modulateur. Un des objets de l'invention est de proposer un modulateur sigma-delta permettant de compenser les effets, sur la stabilité du modulateur, du retard de propagation entre t'entrée du convertisseur analogique-numérique et la sortie du convertisseur numériqueanalogique. Ce modulateur sigma-delta permet de compenser le retard du convertisseur analogique-numérique et le retard du convertisseur numérique-analogique. Pour cela, une première solution de l'art antérieur consiste à diminuer le gain du modulateur de manière à ce que le modulateur soit stable maigre le retard de propagation. Mais cette diminution de gain entraîne une diminution de performances du modulateur, notamment en termes de réduction du bruit de quantification. Une deuxième solution de I'art antérieur consiste à diminuer la fréquence d'échantillonnage interne du modulateur afin de masquer le retard de propagation. La fréquence d'échantillonnage interne du modulateur sera souvent la fréquence d'échantillonnage des convertisseurs. Le taux de suréchantillonnage etant le rapport entre la fréquence de sortie des informations du modulateur et la fréquence d'échantillonnage interne du modulateur, à fréquence de sortie donnée la diminution de la fréquence d'échantillonnage interne correspond à une diminution du taux de suréchantillonnage. Or la diminution du taux de suréchantillonnage se traduit également par une diminution de gain avec les mmes inconvénients que pour la première solution de l'art antérieur. L'invention propose un modulateur comportant un filtre de compensation permettant de compenser le retard de propagation entre t'entrée du convertisseur analogique-numérique et la sortie du convertisseur numérique-analogique. Ce filtre de compensation permet de conserver la réponse impulsionnelle qu'aurait le modulateur en l'absence de retard de propagation. Comme il y a correspondance biunivoque entre la réponse impulsionnelle du modulateur et le gain du modulateur en fonction de la fréquence, ce filtre de compensation permet également de conserver le gain en fonction de la fréquence qu'aurait le modulateur en l'absence de retard de propagation. Pour cela, le filtre de compensation reconstitue le début de cette réponse impulsionnelle non disponible par suite du retard de propagation. Selon l'invention, il est prévu un modulateur sigma-delta ayant une borne d'entrée et une borne de sortie, : -une chaîne directe reliant la borne d'entrée du modulateur à la borne de sortie du modulateur et comportant successivement, un bloc d'amplification comportant une fonction amplification de gain supérieur à l'unité sur un domaine de fréquences prédéterminé, la borne d'entrée du modulateur étant reliée à une première entrée directe du bloc d'amplification, et un convertisseur analogique-numérique ; -une boucle de rétroaction reliant la sortie du convertisseur analogique-numérique à une deuxième entrée inverseuse du bloc d'amplification et comportant un convertisseur numérique-analogique ; et présentant un retard it de propagation entre t'entrée du convertisseur analogique-numérique et la sortie du convertisseur numériqueanalogique ; caractérisé en ce que le modulateur sigma-delta comporte : -un soustracteur situé dans la chaîne directe entre le bloc d'amplification et le convertisseur analogique-numérique, la sortie du bloc d'amplification étant reliée à une première entrée directe du soustracteur, une sortie du soustracteur étant reliée à t'entrée du convertisseur analogique-numérique ; -un filtre de compensation situé entre la sortie du soustracteur et une deuxième entrée inverseuse du soustracteur ; et en ce que si on considère une réponse impulsionnelle du modulateur au niveau de la sortie du soustracteur, à une impulsion envoyée au niveau de la sortie du soustracteur, comportant une première partie couvrant un premier intervalle de temps [0 ; T [avec T2At et une deuxième partie couvrant un deuxième intervalle de temps [T ; [, le filtre de compensation est prévu pour contribuer à la première partie et le bloc d'amplification est prévu pour ne contribuer qu'à la deuxième partie. L'invention sera mieux comprise et d'autres caractéristiques et avantages apparaîtront à I'aide de la description ci-après et des dessins joints, donnés à titre d'exemples non limitatifs, où : -la figure 1 représente schématiquement une réalisation d'un modulateur sigma-delta selon l'invention. -les figures 2A et 2B représentent schématiquement les contributions à la réponse impulsionnelle du modulateur, respectivement du filtre de compensation et du bloc d'amplification. -la figure 2C représente schématiquement la réponse impulsionnelle du modulateur. -la figure 3 représente schématiquement une réalisation du filtre de compensation d'un modulateur sigma-delta selon l'invention. La figure 1 représente une réalisation d'un modulateur 100 sigmadelta. Les flèches indiquent le sens de propagation du signal, de préférence une tension, dans le modulateur. Ce modulateur 100 comporte une borne d'entrée 100a et une borne de sortie 100b. La tension de sortie au niveau de la borne de sortie 100b représente la tension d'entrée au niveau de la borne d'entrée 100a, quantifiée et multipliée par un gain de préférence variable en fonction de la fréquence. La borne d'entrée 100a est reliée à la première entrée directe, notée + sur la figure 1, d'un bloc 10 d'amplification. La sortie du bloc 10 est reliée à une première entrée directe, notée + sur la figure 1, d'un soustracteur 20. La sortie, notée A sur la figure 1, du soustracteur 20 est reliée à t'entrée d'un convertisseur analogique-numérique 40, soit directement soit de préférence par l'intermédiaire d'un échantillonneurbloqueur 30 dans le cas de la figure 1 correspondant à un mode de fonctionnement en temps dit continu . On pourrait également envisager par exemple une fonction échantillonnage-bloquage intégrée au convertisseur analogique-numérique 40. Dans un mode de fonctionnement en temps dit discret , I'échantillonneur-bloqueur 30 pourrait se trouver en amont de la borne d'entrée 100a. La sortie du convertisseur analogiquenumérique 40 est reliée à la borne de sortie 100b, soit directement, soit de préférence par l'intermédiaire d'un filtre 50 de découpage. La chaîne directe est le circuit reliant la borne d'entrée 100a à la borne de sortie 100b en passant successivement par la première entrée directe du bloc 10, la sortie du bloc 10, la première entrée directe du soustracteur 20, la sortie du soustracteur 20,1'échantillonneur-bloqueur 30, le convertisseur analogiquenumérique 40, le filtre 50 de découpage. La sortie du convertisseur analogique-numérique 40 est également reliée à t'entrée d'un convertisseur numérique-analogique 60. La sortie du convertisseur numérique-analogique 60 est reliée à une deuxième entrée inverseuse, notée-sur la figure 1, du bloc 10 d'amplification. La boucle de rétroaction est le circuit reliant la sortie du convertisseur analogique-numérique 40 à la deuxième entrée inverseuse du bloc 10 d'amplification, en passant par le convertisseur numérique-analogique 60. II existe un retard At de propagation du signal entre t'entrée du convertisseur analogique-numérique 40 et la sortie du convertisseur numérique-analogique 60. Entre la sortie du soustracteur 20 et la deuxième entrée inverseuse du soustracteur 20 se trouve un filtre 70 de compensation ayant une entrée 70a et une sortie 70b. L'entrée 70a du filtre 70 de compensation est reliée à la sortie du soustracteur 20, soit directement soit de préférence par l'intermédiaire de l'échantillonneur-bloqueur 30 lorsque celui-ci se trouve entre la sortie du soustracteur 20 et t'entrée du convertisseur analogiquenumérique 40. Le bloc 10 d'amplification comporte une fonction amplification 11. Selon l'application envisagée, le bloc 10 d'amplification comporte aussi de préférence, une fonction intégration 12 par rapport au temps et/ou un filtre 13 de mise en forme du gain de la fonction amplification 11. Le bloc 10 a deux entrées, une première entrée directe qui ne modifie pas la tension arrivant de la borne d'entrée 100a, et une deuxième entrée inverseuse qui inverse le signe de la tension arrivant de la sortie du convertisseur numérique-analogique 60. La tension de sortie du bloc 10 est obtenue à partir des tensions présentes sur les deux entrées du bloc 10, par la réalisation de plusieurs fonctions contenues dans le bloc 10. La fonction amplification 11 possède un gain d'amplification G en fonction de la fréquence. Sur un domaine de fréquences prédéterminé dépendant de l'application envisagée, le gain G est supérieur à l'unité. Ce gain G est de préférence très grand devant l'unité, par exemple de l'ordre d'un facteur cent ou d'un facteur mille. Le gain G doit également respecter les conditions de stabilité communes à tous les modulateurs sigma-delta. Le bloc 10 comporte de préférence un filtre 13 de mise en forme du gain G de la fonction amplification 11 en fonction de la fréquence. L'agencement et le contenu particulier de ces fonctions dépend de l'application envisagée. Le soustracteur 20 effectue la différence entre sa première entrée directe et sa deuxième entrée inverseuse. La sortie du soustracteur 20 vaut cette différence. L'échantillonneur-bloqueur 30 et le convertisseur analogique-numérique 40 sont de préférence pilotés par la mme fréquence d'échantillonnage. Le filtre 50 de découpage découpe une zone utile dans le domaine de fréquences prédéterminé. Cette zone utile dépend de l'application envisagée. Le filtre 50 est par exemple du type passe-bas jusqu'à deux mégahertz ou par exemple du type passe-bande avec dix mégahertz de bande. On considère les figures 2A à 2C. Une impulsion est envoyée au niveau de la sortie du soustracteur 20. Soit Rl la réponse impulsionnelle du modulateur 100 au niveau de la sortie du soustracteur 20. Les figures 2A et 2B représentent les contributions Rlf et Rlb à la réponse impulsionnelle RI du modulateur 100 représentée sur la figure 2C, respectivement du filtre 70 de compensation et du bloc 10. Soit une application particulière demandant la réponse impulsionnelle RI représentée sur la figure 2C. Cette réponse impulsionnelle RI ne peut pas tre obtenue directement par une configuration particulière du bloc 10 comme dans l'art antérieur à cause du retard At de propagation. En effet, avant l'instant At, l'impulsion envoyée à l'instant 0 au niveau de la sortie du soustracteur 20 n'est pas encore parvenue au niveau de la deuxième entrée inverseuse du bloc 10. Toute la partie de la réponse impulsionnelle RI comprise entre l'instant 0 et l'instant At n'est donc pas disponible à la sortie du bloc 10. Soit T un temps supérieur ou égat au retard de propagation At, T est de préférence sensiblement égal au retard At additionné notamment des retards respectifs de l'échantillonneur-bloqueur 30 et du bloc 10.11 est l'intervalle de temps compris entre l'instant 0 et l'instant T, T étant exclu de l'intervalle. 12 est l'intervalle de temps compris entre l'instant T, T étant inclus dans l'intervalle, et la fin de l'axe des temps qu'on appelle. P1 est la première partie de la réponse impulsionnelle RI sur l'intervalle 11. P2 est la deuxième partie de la réponse impulsionnelle RI sur l'intervalle 12. Le retard At de propagation peut tre de l'ordre de une à plusieurs périodes d'échantillonnage interne, typiquement par exemple de une à trois. En cas de non compensation du retard At de propagation, le déphasage du gain G, dans la zone de fréquences où le gain G vaut zéro décibel, dépasse 180 degrés et le modulateur 100 devient instable. Le modulateur selon l'invention est d'autant plus intéressant que le convertisseur analogiquenumérique 40 est rapide. En effet, plus la fréquence d'échantillonnage interne est élevée, plus le retard At de propagation vaut un multiple élevé de périodes d'échantillonnage interne, et plus il est crucial de compenser ce retard At de propagation. Le filtre 70 de compensation, qui n'est pas soumis au retard de propagation At, génère la première partie P1 de la réponse impulsionnelle RI, il peut également contribuer à la deuxième partie P2. La contribution Rif du filtre 70 de compensation est représentée sur la figure 2A. La contribution Rlb du bloc 10 à la réponse impulsionnelle RI est représentée sur la figure 2B. Le bloc 10 ne contribue qu'à la deuxième partie P2. La somme des contributions Rif et Rlb donne la réponse impulsionnelle RI du modulateur représentée sur la figure 2C. Les instants ti, tj, tk représentent des instants d'échantillonnage dans le cas préférentiel de la figure 1 comportant t'échantittonneur-btoqueur 30. Dans ce cas là par exemple, seules les valeurs de la réponse impulsionnelle RI aux instants d'échantillonnage sont importantes hors de ces instants d'échantillonnage, la réponse impulsionnelle RI pourrait prendre des valeurs quelconques. Cependant, de préférence, la contribution Rlf du filtre 70 de compensation à la première partie P1 de la réponse impulsionnelle RI est prévue pour éviter des sauts de tension trop brusques à t'entrée de l'échantillonneur-bloqueur 30 hors des instants d'échantillonnage. Le filtre 70 de compensation est alors réalisé en temps dit continu , c'est-à-dire sous la forme d'un filtre agissant de manière continue dans le temps, par exemple sous forme d'un filtre passif du type filtre R, L, C ou bien sous forme d'un filtre actif. Le modulateur sigma-delta utilise de préférence un convertisseur analogique-numérique 40 rapide et ayant peu de bits, donc pas trop coûteux. Ce convertisseur à faible nombre de bits est sujet à un bruit de quantification important, il est donc peu précis. Un des intérts du modulateur sigma-delta est de réaliser à partir d'un convertisseur analogique-numérique 40 rapide et peu précis, une conversion analogique-numérique plus lente, ayant habituellement une bande de fréquences plus étroite, mais ayant une résolution plus grande. Par rapport à la résolution du convertisseur analogique-numérique 40, la résolution obtenue peut tre améliorée d'un facteur sensiblement égal au gain G lorsque celui-ci est très supérieur à l'unité. Lorsque le gain G vaut cent par exemple, la resolution peut tre augmentée d'un facteur cent. Si K est le gain d'amplification du filtre 70 de compensation en fonction de la fréquence, la résolution du modulateur 100 ne peut tre améliorée que dans un facteur valant approximativement G/K dès que K est sensiblement supérieur à l'unité. Préférentiellement, la contribution Rif du filtre 70 de compensation à la deuxième partie P2 de la réponse impulsionnelle RI est prévue pour minimiser le gain K sur la zone utile du domaine de fréquences prédéterminé, ce qui permet d'améliorer la résolution du modulateur 100. La figure 3 représente une réalisation, dans le cas préférentiel de la figure 1 utilisant un échantillonneur-bloqueur 30, du filtre 70 de compensation ; cette réalisation est en temps dit discret , c'est-à-dire sous la forme d'un filtre n'agissant qu'aux instants d'échantillonnage de l'échantillonneur-bloqueur 30. Le filtre 70 de compensation comporte un ou plusieurs échantillonneurs-bloqueurs 71. Les échantillonneurs-bloqueurs 71, lorsqu'ils sont plusieurs, sont en série entre t'entrée 70a et la sortie 70b. Les traits en lignes brisées indiquent que le nombre d'échantillonneurs-bloqueurs 71 n'est pas limité aux quatre éléments représentés sur la figure 3. Entre t'entrée 70a, reliée à la sortie de l'échantillonneur-bloqueur 30, et la sortie 70b se trouvent une résistance 72 et éventuellement un inverseur 73. Entre chaque sortie d'échantillonneur-bloqueur 71 et la sortie 70b se trouvent une résistance 72 et éventueitement un inverseur 73. Les inverseurs 73 et les résistances 72 permettent de constituer la première partie P1 de la réponse impulsionnelle RI aux instants d'échantillonnage, chaque résistance 72 et éventuellement chaque inverseur 73 servant à pondérer la réponse impulsionnelle RI à chaque instant d'échantillonnage. Les echantillonneurs- bloqueurs 71 sont pilotés par la mme fréquence d'échantillonnage que l'échantillonneur-bloqueur 30, et ils sont en nombre suffisant pour permettre de constituer toute la première partie P1. Un modulateur sigma-delta avec un filtre 70 de compensation peut tre utilisé par exemple dans une chaîne de traitement radar. REVENDICATIONS 1. Modulateur sigma-delta ayant une borne d'entrée (100a) et une borne de sortie (100b), comportant : -une chaîne directe reliant la borne d'entrée (100a) du modulateur (100) à la borne de sortie (100b) du modulateur (100) et comportant successivement un bloc (10) d'amplification comportant une fonction amplification (11) de gain (G) supérieur à l'unité sur un domaine de fréquences prédéterminé, la borne d'entrée (100a) du modulateur (100) étant reliée à une première entrée directe du bloc (10) d'amplification, et un convertisseur analogique-numérique (40) ; -une boucle de rétroaction reliant la sortie du convertisseur analogique-numérique (40) à une deuxième entrée inverseuse du bloc (10) d'amplification et comportant un convertisseur numérique-analogique (60) ; et présentant un retard At de propagation entre t'entrée du convertisseur analogique-numérique (40) et la sortie du convertisseur numérique-analogique (60) ; caractérisé en ce que le modulateur (100) sigma-delta comporte aussi : -un soustracteur (20) situé dans la chaîne directe entre le bloc (10) d'amplification et le convertisseur analogique-numérique (40), la sortie du bloc (10) d'amplification étant reliée à une première entrée directe du soustracteur (20), une sortie du soustracteur (20) étant reliée à t'entrée du convertisseur analogique-numérique (40) ; -un filtre (70) de compensation situé entre la sortie du soustracteur (20) et une deuxième entrée inverseuse du soustracteur (20) ; et en ce que si on considère une réponse impulsionnelle (RI) du modulateur (100) au niveau de la sortie du soustracteur (20), à une impulsion envoyée au niveau de la sortie du soustracteur (20), comportant une première partie (P1) couvrant un premier intervalle (11) de temps [0 ; T [ avec T A/et une deuxième partie (P2) couvrant un deuxième intervalle (12) de temps [T ; [, le filtre (70) de compensation est prévu pour contribuer à la première partie (P1) et le bloc (10) d'amplification est prévu pour ne contribuer qu'à la deuxième partie (P2). 2. Modulateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que la chaîne directe comporte, entre la sortie du convertisseur analogiquenumérique (40) et la borne de sortie (100b) du modulateur (100), un filtre (50) de découpage d'une zone utile dans le domaine de fréquences prédéterminé. 3. Modulateur selon la revendication 2, caractérisé en ce que le filtre (70) de compensation est en outre prévu pour contribuer à la deuxième partie (P2) de la réponse impulsionnelle (RI) de manière à avoir un gain (K) d'amplification du filtre (70) de compensation dans la zone utile qui soit minimum. 4. Modulateur selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que la chaîne directe comporte un échantillonneur-bloqueur (30) piloté par une fréquence d'échantillonnage et situé entre la sortie du soustracteur (20) et t'entrée du convertisseur analogique-numérique (40), t'entrée (70a) du filtre (70) de compensation étant reliée à la sortie de l'échantillonneur-bloqueur (30). 5. Modulateur selon la revendication 4, caractérisé en ce que le filtre (70) de compensation comporte, à partir de la sortie de l'échantillonneur-bloqueur (30), un ou plusieurs échantillonneurs-bloqueurs (71) en série, des résistances (72) situées entre les sorties des échantillonneurs-bloqueurs (30,71) et la deuxième entrée inverseuse du soustracteur (20), les échantillonneurs-bloqueurs (30,71) étant pilotés par la mme fréquence d'échantillonnage. 6. Modulateur selon la revendication 5, caractérisé en ce qu'au moins une des dites résistances (72) est reliée à la deuxième entrée inverseuse du soustracteur (20) par un inverseur (73). 7. Modulateur selon la revendication 4, caractérisé en ce que hors des instants d'échantillonnage (ti, tj, tk) de l'échantillonneur-bloqueur (30), le filtre (70) de compensation est constitué de manière à contribuer à la première partie (P1) de la réponse impulsionnelle (RI) en évitant des sauts de tension à l'entrée de l'échantillonneur-bloqueur (30). 8. Modulateur selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que le bloc (10) d'amplification comporte un filtre (13) de mise en forme du gain de la fonction amplification (11) en fonction de la fréquence. 9. Modulateur selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que la fonction amplification (11) a un gain supérieur à un facteur cent.