Brevet FR2786965A1 — publié le 20000609

L'invention concerne un procédé de récupération de porteuse de signal. L'invention s'applique plus particulièrement au cas o le signal dont la porteuse est récupérée est transmis dans un milieu perturbé par des échos de grande amplitude. L'invention trouve également une application avantageuse dans le cadre d'une transmission numérique en quadrature sur porteuse utilisant un grand nombre d'états formant une constellation. Généralement, dans le but de transmettre des données numériques à travers un canal de transmission, ces données sont modulées en utilisant par exemple une modulation du type à amplitude d'impulsion, technique dénommée MAP ("Pulse Amplitude Modulation" ou "PAM" en langue anglaise). Les modulations d'amplitudes à quadrature ou MAQ ("Quadrature Amplitude Modulation" ou "QAM" en langue anglaise) sont utilisées pour accroître la somme des données qui peuvent être transmises à l'intérieur d'une largeur de bande d'un canal disponible. La modulation MAQ est une forme de modulation MAP dans laquelle une pluralité d'informations de bits sont transmises ensemble dans un modèle dénommé par la suite comme une constellation. En vue de se synchroniser avec le signal reçu, le récepteur numérique doit être pourvu d'un dispositif de génération d'un signal de référence en phase avec le signal reçu. S'étant synchronisé, le démodulateur permet la démodulation de signaux contenant des informations dans leur phase. Par exemple, dans la modulation MAQ, la modulation de bits "0" et "1" correspond à des phases, dans le signal modulé, déterminées selon des règles connues en soi. Ainsi, le démodulateur doit générer un signal de référence qui doit être synchronisé en phase avec la porteuse de données. Ce procédé est connu sous le nom de récupération de phase de porteuse. Dans la modulation MAP, chaque signal est une impulsion dont le niveau d'amplitude est déterminé par un symbole transmis. En modulation MAQ, par exemple en modulation 16-MAQ, les amplitudes des symboles -3, -1, 1 et 3 dans chaque canal en quadrature sont utilisés. Il arrive que l'effet de chaque symbole transmis à travers un canal s'étend au-delà de l'intervalle de temps utilisé pour représenter ce symbole. La distorsion causée par le débordement résultant des symboles reçus est appelée interférence intersymbole (InterSymbol Interference ou ISI en langue anglaise). Cette distorsion a été l'un des principaux obstacles pour les transmissions de données à haut débit sur des canaux bruités à largeur de bande limitée. Un dispositif connu sous le nom d'légaliseur" est alors utilisé pour remédier à ce problème d'interférences intersymboles. Dans le but de réduire l'interférence intersymboles introduite par le canal de transmission, une égalisation précise est requise. Les caractéristiques du canal n'étant pas connues à l'avance, on utilise alors un égaliseur statistique qui réalise une compensation moyenne du domaine des canaux requis en amplitude et en caractéristiques de retard. L'algorithme du gradient stochastique de l'erreur quadratique moyenne, également connu sous le nom d'algorithme LMS (Least Mean Squares en langue anglaise) est généralement utilisé comme algorithme d'égalisation adaptative. Ainsi, I'une des fonctions essentielles du récepteur dans les systèmes de transmission numérique est donc l'extraction d'une porteuse synchronisée en phase et en fréquence avec la porteuse à l'émission. Une mauvaise phase ou une mauvaise fréquence au niveau de la démodulation réduit la puissance du signal utile et crée une interférence entre les composantes en quadrature I et Q du signal MAQ démodulé, ce qui explique l'importance de la phase récupérée. Une autre fonction essentielle est aussi, comme vu ci-dessus, l'élimination des distorsions du signal recçu. Par ailleurs, la réponse du canal étant généralement inconnue et, de plus, susceptible de varier au cours du temps, son égalisation nécessite alors un égaliseur adaptatif capable de s'adapter au canal et de poursuivre ses variations temporelles. Or, dans les récepteurs classiques, I'égaliseur adaptatif et le dispositif de récupération de porteuse, comprenant un estimateur de fréquence et un estimateur de phase qui sont commutés en fonction de critères particuliers, se suivent sur la chaine de réception. Dans ce contexte, il n'est pas possible d'opérer une récupération de porteuse en présence d'échos de grande amplitude ou d'un déphasage trop important. La présente invention a pour but de récupérer des écarts de fréquence porteuse importants et, simultanément de compenser des échos de grande amplitude. A cet effet, I'invention a pour objet un procédé de récupération de porteuse d'un signal reçu comprenant une étape d'estimation de la fréquence porteuse de ce signal et une étape d'estimation de la phase II lI1 1- 1 associée à ce signal succédant à l'étape d'estimation de fréquence, caractérisé en ce que les étapes suivantes sont réalisées: durant l'étape d'estimation de fréquence, est mise en oeuvre une étape d'égalisation du signal pendant laquelle un égaliseur comprenant un filtre adaptatif direct et un filtre adaptatif récursif adapte seulement les coefficients du filtre adaptatif récursif, - durant l'étape d'estimation de phase, l'égaliseur poursuit pendant un temps prédéterminé l'adaptation seule des coefficients du filtre adaptatif récursif. Ainsi, I'invention permet d'opérer une récupération de porteuse en présence d'échos de grande amplitude ou d'un déphasage fréquentiel trop important. L'adaptation, en premier lieu, des coefficients du filtre récursif permet de corriger d'abord des échos longs avant d'affiner l'égalisation. Avantageusement, I'invention permet de compenser des échos puissants pour des constellations d'ordre élevé, telle que, par exemple, la constellation mettant en oeuvre une modulation d'amplitude en quadrature à 256 états. Selon un mode de réalisation, suite à l'égalisation par l'égaliseur des coefficients du filtre adaptatif récursif, est mise en oeuvre une étape d'égalisation du signal pendant laquelle ledit égaliseur adapte à la fois les coefficients du filtre adaptatif direct et les coefficients du filtre adaptatif récursif. Selon un mode de réalisation, I'étape d'estimation de fréquence est déclenchée lorsque les points recus par un estimateur de fréquence se superposent aux motifs de la constellation représentant le schéma de modulation utilisé, l'ambiguité de phase de 90 étant facilement levée en pratique par un codage différentiel, et que les points reçus sont assimilés à des points idéaux prédéterminés de la constellation, ces points reçus étant situés dans une zone d'acquisition caractérisée par une distance à l'origine élevée et proche de la diagonale reliant l'origine de la constellation audit point que la zone entoure. Selon un mode de réalisation, l'estimation de fréquence est réalisée par une mesure de différence de phase correspondant à la distance angulaire entre le point représentant le signal reçu dans ladite constellation et ladite diagonale. Selon un mode de réalisation, lors de l'étape d'estimation de fréquence, une mise à jour d'un accumulateur fournissant l'erreur de fréquence I i lI'11iii q porteuse à un démodulateur, est réalisée suite à la mesure de la différence de phase pour N points consécutifs reçus et lesdits points idéaux leur correspondant, N étant un entier. Selon un mode de réalisation, l'étape d'égalisation durant l'étape d'estimation de fréquence et/ou l'étape d'égalisation du signal durant l'étape d'estimation de phase sont réalisées selon un algorithme aveugle ou d'auto- récupération du type à Module Constant ("Constant Modulus Algorithm" ou "CMA" en langue anglaise) connu en soi, réduisant le temps d'acquisition du système. L'algorithme aveugle, étant indépendant de la phase, permet à I'égaliseur de rester stable même lorsque la porteuse est décrochée. Selon un mode de réalisation, la convergence de l'algorithme durant l'étape d'estimation de fréquence est accélérée en augmentant le nombre N de mesures. Selon un mode de réalisation, ladite étape d'égalisation réalisée pendant l'étape d'estimation de phase ne débute qu'après l'estimation de l'erreur de phase relative à M points reçus, M étant un entier prédéteminé. Selon un mode de réalisation, lorsque la convergence de l'algorithme utilisé pour l'estimation de phase est atteinte, le filtre adaptatif direct et le filtre adaptatif récursif sont adaptés par calcul de l'erreur mesurée selon un algorithme connu en soi de retour de décision. D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention ressortiront de la description du mode de réalisation qui va suivre, pris à titre d'exemple non limitatif, en référence à la figure 1 annexée représentant le synoptique d'un appareil de réception de signaux selon l'invention. L'appareil selon l'invention comprend un démodulateur 1, une boucle de récupération de porteuse 2, un égaliseur 3 et un mélangeur 4. La boucle de récupération de porteuse 2 comprend un estimateur de fréquence 5, un estimateur de phase 6, un commutateur 7, un filtre de boucle 8 et un déphaseur 9. L'égaliseur 3 comprend un filtre adaptatif direct 10, un additionneur 1 1, un organe de décision 12, un premier commutateur 13, un filtre adaptatif récursif 14, un circuit de calcul d'erreur 15 et un deuxième commutateur 1 6. L'entrée El1 de la boucle de récupération de porteuse est reliée aux entrées respectives de l'estimateur de fréquence 5 et l'estimateur de I I.1 II411 phase 6. La sortie de l'estimateur de fréquence 5 et la sortie de l'estimateur de phase 6 constituent deux entrées du commutateur 7 dont la sortie est reliée à l'entrée du filtre de boucle 8. La sortie du filtre de boucle 8 est reliée à l'entrée du déphaseur 9 dont la sortie constitue la sortie Sl de la boucle de récupération de porteuse 2. L'entrée E2 de l'égaliseur 3 est reliée à l'entrée du filtre adaptatif direct 10 dont la sortie est reliée à une première borne de l'additionneur 1 1. La sortie de l'additionneur 11 est reliée à l'entrée de l'organe de décision 12 dont une sortie est reliée à une première entrée du commutateur 13. La deuxième entrée du commutateur 13 est reliée à la sortie de l'additionneur 11. La sortie du commutateur 1 3 est reliée à l'entrée du filtre adaptatif récursif 14 dont la sortie est reliée à la deuxième entrée de l'additionneur 11. La sortie de l'additionneur 11 est reliée à la deuxième entrée du commutateur 13 ainsi qu'a l'entrée du circuit de calcul d'erreur 15. La sortie du circuit de calcul d'erreur 15 est reliée à une première entrée du deuxième commutateur 16 et à l'entrée de commande du filtre adaptatif récursif 14. Une seconde sortie de l'organe de décision 12 constitue la sortie de l'égaliseur 3 et est reliée, par exemple, à un décodeur non représenté. La sortie du deuxième commutateur 16 est reliée à l'entrée de commande du filtre adaptatif direct 10. La deuxième entrée du deuxième commutateur 16 est reliée, par exemple, à la terre de façon que, lorsque le deuxième commutateur 16 commute sur sa deuxième entrée, la commande du filtre adaptatif direct 10 soit inhibée. Le signal appliqué sur l'entrée E2 de l'égaliseur 3 est le signal issu du démodulateur 1 déphasé de la quantité Axp, A(p étant le déphasage variable qu'apporte le déphaseur 9. Selon l'invention, le dispositif de récupération de porteuse utilise plusieurs modes successifs. Dans la suite, on fera allusion aux techniques d'égalisation, notamment par adaptation de coefficients de filtres directs ou récursifs. Ces techniques sont connues en soi et sont détaillées dans l'ouvrage "Communication Systems" de Simon Haykin, Chapitre 7.9 Adaptative equalization pages 452 à 461. Selon un premier mode, la sortie du commutateur 7 est reliée à la sortie de l'estimateur de fréquence 5 et la sortie du deuxième commutateur 16 est reliée à sa deuxième entrée reliée à la terre. Selon ce premier mode, G' il s'ensuit que la boucle de récupération de la porteuse 2 utilise l'estimateur de fréquence 5 et l'égaliseur 3 adapte uniquement les coefficients du filtre adaptatif récursif 14. Or, le vrai problème dans l'égalisation est la convergence initiale de l'algorithme d'adaptation, qui est généralement mesurée par la durée en période de symboles que met la variance de l'erreur à se stabiliser à un niveau minimum qui est idéalement égale à O. Par exemple, dans un réseau point/multipoints o un émetteur central émet vers un certain nombre de récepteurs, il n'est pas pratique d'arrêter la transmission de données pour émettre une séquence d'apprentissage chaque fois qu'un récepteur se connecte sur le réseau. La convergence de l'égaliseur doit alors se faire en mode aveugle, c'est à dire sans connaissance des données émises. C'est pourquoi, dans le cas présent, l'adaptation des coefficients du filtre adaptatif récursif 14 est effectuée préférentiellement en mode aveugle. Selon le présent mode de réalisation, la technique utilisée est du type CMA connue en soi et par exemple décrite dans le brevet US 5 835 731. La convergence du signal entrant dans l'égaliseur converge alors vers une valeur préétablie. Dans le cas d'une transmission numérique utilisant un schéma de modulation générant des signaux complexes, ceux- ci sont considérés comme des vecteurs dans le plan complexe, avec l'axe réel appelé canal en phase ("in phase channel"l ou "1" en langue anglaise) et l'axe imaginaire appelé canal en quadrature ("quadrature channel"l ou "Q" en langue anglaise). En conséquence, quand ces signaux sont sujets à des distorsions de canal, des interférences entre les canaux I et Q se produisent, requérant un égaliseur adaptatif complexe. Il s'agit alors de faire converger la puissance du signal complexe Is +jQs vers une valeur préétablie caractéristique de la constellation, (Is, Qs) représentant les coordonnées du signal dans le plan complexe et la constellation représentant l'ensemble des points (Is, Qs). Chaque quadrant de la constellation possède un "coin" opposé à l'origine du plan complexe. Le segment reliant cette origine aux coins forment des diagonales qui seront utilisées dans la suite pour le calcul des erreurs de phase. Dans ce mode, on réalise une rotation de la constellation. L'estimateur de fréquence est mis en fonctionnement dès que le signal en entrée d'estimateur est "assimilé à un coin d'un quadrant de la constellation et que la constellation est considérée comme droite, à 90 près. Par "assimilé à un coin d'un quadrant de la constellation", il faut entendre que le point reçu a une puissance suffisante (la puissance d'un i I A 1 I!Il II [ ? point de la constellation est proportionnelle à la distance le séparant à l'origine du plan complexe) et qu'il est situé à proximité d'une diagonale. De même, par "considérée comme droite", il faut entendre que localement, les points présents à la sortie de l'égaliseur se superposent aux points idéaux ou motifs de la constellation. La mesure de l'erreur de phase entre le signal recu et le coin idéal de la constellation est effectuée par l'estimateur de fréquence 5 et transmise au filtre de boucle 8. Les erreurs de phase par rapport aux coins sont calculées, pour chaque composante I et Q. sur N échantillons consécutifs, N étant un nombre entier, par exemple, égal à 10. La convergence de l'algorithme est accélérée en adaptant la valeur de N. En effet, au fur et à mesure de la convergence de l'algorithme mis en oeuvre vers la valeur idéale de la fréquence, la rotation de la constellation diminue. Le déclenchement de l'estimateur de fréquence est alors moins fréquent, du fait du temps nécessaire plus important pour que le signal subisse une rotation résiduelle de 90 . Il est alors possible d'augmenter la fenêtre d'acquisition de l'erreur de phase, c'est-à-dire d'augmenter le paramètre N. Comme cela a été mentionné précédemment, selon ce premier mode, l'égaliseur adapte uniquement les coefficients du filtre adaptatif récursif. Dans un deuxième mode de fonctionnement déclenché après la stabilisation d'un accumulateur 80 du filtre de boucle 8, I'estimateur de phase 6 se substitue à l'estimateur de fréquence 5. C'est alors la sortie de l'estimateur de phase 6 qui est reliée à la sortie du commutateur 7. Selon ce deuxième mode de fonctionnement, l'égaliseur 3 adapte toujours uniquement les coefficients du filtre adaptatif récursif 14. L'estimation de la phase est uniquement validée sur les coins de la constellation. L'estimation de la phase est effectuée sur M points de la constellation, M pouvant, par exemple, être égal à 20. Ce deuxième mode de fonctionnement permet de diminuer les transitions brutales lors de la commutation de l'estimateur de fréquence vers l'estimateur de phase et d'éviter les phénomènes éventuels de faux verrouillages. En effet, il peut arriver que les points reçus soient rarement dans les zones d'acquisition, auquel cas l'estimateur de fréquence ne sera pas mis à jour souvent. Dans cette situation, la stabilité toute relative de cet estimateur peut prêter à croire que la convergence ait été obtenue et entraîne un faux verrouillage. Préférentiellement, à la fin du deuxième mode de fonctionnement, c'est-àdire après le traitement desdits M points, la poursuite fine de la phase de la porteuse est réalisée en validant en permanence le signal issu de I'estimateur de phase. Selon les résultats de l'estimation de phase, le procédé de récupération de porteuse permet un ou plusieurs retour(s) du deuxième mode de fonctionnement vers le premier mode de fonctionnement. Un troisième mode de fonctionnement succède au deuxième mode de fonctionnement. Ce troisième mode est différent du deuxième mode en ce que la phase d'égalisation du signal en mode aveugle adapte à la fois les coefficients du filtre adaptatif direct et les coefficients du filtre adaptatif récursif. Le troisième mode de fonctionnement permet avantageusement de stabiliser la rotation de la constellation en entrée de l'égaliseur 3. Ce troisième mode de fonctionnement permet également de concentrer les tâches dues aux échos en sortie de l'égaliseur 3. Le troisième mode de fonctionnement travaille sur tous les points P de la constellation, c'est-à-dire, par exemple, sur 256 points. Lorsque la taille des tâches est suffisamment réduite, un quatrième mode de fonctionnement succède au troisième mode de fonctionnement. Ce quatrième mode n'utilise plus le fonctionnement de l'égaliseur en mode aveugle mais en mode de retour de décision. Il s'ensuit que le signal qui sort du commutateur 13 est le signal issu de l'organe de décision 12 et non plus le signal issu de l'additionneur 11. L'organe de décision 12 permet de définir un maillage de la constellation. Le plan complexe défini par les composantes I et Q en quadrature est alors décomposé en P zones jointives, chaque zone étant défini autour d'un point idéal de la constellation li, Qi ( i = 1, 2,..., P) par un écart AI et un écart AQ. Une zone Zi ( i = 1, 2,...,P) est donc définie par une composante I dont l'amplitude varie entre MI A/ IJ-- et I, + - 2 2 et par une composante Q dont l'amplitude varie entre AQ - Q et Q + AQ Q3-et Q 2 2 2 Selon le quatrième mode de fonctionnement, quand les valeurs des signaux en quadrature I et Q entrent dans une zone Zi, I'organe de décision affecte à ces signaux les valeurs respectives idéales li et Qi. Le mode de retour de décision permet d'éliminer totalement la modulation de phase. AD REVENDICATIONS 1. Procédé de récupération de porteuse d'un signal recu comprenant une étape d'estimation de la fréquence porteuse de ce signal et une étape d'estimation de la phase associée à ce signal succédant à l'étape d'estimation de fréquence, caractérisé en ce que les étapes suivantes sont réalisées: -durant l'étape d'estimation de fréquence, est mise en oeuvre une étape d'égalisation du signal pendant laquelle un égaliseur (3) comprenant un filtre adaptatif direct (10) et un filtre adaptatif récursif (14) adapte seulement les coefficients du filtre adaptatif récursif (14), - durant l'étape d'estimation de phase, l'égaliseur (3) poursuit pendant un temps prédéterminé l'adaptation seule des coefficients du filtre adaptatif récursif (14). 2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que, suite à l'égalisation par l'égaliseur (3) des coefficients du filtre adaptatif récursif (14), est mise en oeuvre une étape d'égalisation du signal pendant laquelle ledit égaliseur (3) adapte à la fois les coefficients du filtre adaptatif direct (10) et les coefficients du filtre adaptatif récursif (1 4). 3. Procédé selon l'une des revendications 1 à 2, caractérisé en ce que l'étape d'estimation de fréquence est déclenchée lorsque les points recus par un estimateur de fréquence (5) correspondent à des points idéaux prédéterminés de la constellation représentant le schéma de modulation utilisé, lesdits points idéaux étant compris parmi les motifs de la constellation et situés dans une zone d'acquisition caractérisée par une distance à l'origine importante et traversée par une diagonale reliant l'origine de la constellation audit point que la zone entoure. 4. Procédé selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que l'estimation de fréquence est réalisée par une mesure de différence de phase correspondant à la distance angulaire entre le point représentant le signal reçu dans ladite constellation et ladite diagonale. 5. Procédé selon l'une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que, lors de l'étape d'estimation de fréquence, une mise à jour d'un accumulateur (80) fournissant l'erreur de fréquence porteuse à un démodulateur (1), est réalisée suite à la mesure de l'écart de phase entre N points consécutifs reçus et lesdits points idéaux leur correspondant, N étant un entier. /AA 6. Procédé selon la revendication 2 ou l'une des revendications 3 à 5 combinée à la revendication 2, caractérisé en ce que l'étape d'égalisation durant l'étape d'estimation de fréquence et/ou l'étape d'égalisation du signal durant l'étape d'estimation de phase sont réalisées selon un algorithme aveugle ou d'auto-récupération du type à Module Constant ou CMA. 7. Procédé selon la revendication 6, caractérisé en ce que la convergence de l'algorithme durant l'étape d'estimation de fréquence est accélérée en augmentant le nombre N de mesures. 8. Procédé selon la revendication 2 ou l'une des revendications 3 à 7 combinée à la revendication 2, caractérisée en ce que ladite étape d'égalisation réalisée pendant l'étape d'estimation de phase ne débute qu'après l'estimation de l'erreur de phase relative à M points reçus, M étant un entier prédéteminé. 9. Procédé selon la revendication 2 ou l'une des revendications 3 à 8 combinée à la revendication 2, caractérisé en ce que, lorsque la convergence de l'algorithme utilisé pour l'estimation de phase est atteinte, le filtre adaptatif direct (10) et le filtre adaptatif récursif (14) sont adaptés par calcul de l'erreur mesurée selon un algorithme de retour de décision.