Brevet FR2792133A1 — publié le 20001013

RÉGULATION DE PHASE D'UN LECTEUR DE TRANSPCNDEURS ÉLECTRCMAGNETIQUES La présente invention concerne des systèmes utilisant des transpondeurs électromagnétiques, c'est-à-dire des émetteurs- récepteurs (généralement mobiles) susceptibles d'être interrogés, sans contact et sans fil, par une unité (généralement fixe), dite borne de lecture et/ou d'écriture. L'invention concerne, plus particulièrement, des transpondeurs dépourvus d'alimentation autonome. Ces transpondeurs extraient l'alimentation nécessaire aux circuits électroniques qu'ils comportent du champ haute fré- quence rayonné par une antenne de la borne de lecture et d'écri- ture. L'invention s'applique à de tels transpondeurs, qu'il s'agisse de transpondeurs à lecture seule, c'est-à-dire propres à fonctionner avec une borne se contentant de lire les données du transpondeur, ou à des transpondeurs à lecture-écriture qui contiennent des données qui peuvent être modifiées par la borne. Les transpondeurs électromagnétiques sont basés sur l'emploi de circuits oscillants comprenant un enroulement formant antenne, côté transpondeur et côté borne de lecture-écriture. Ces circuits sont destinés à être couplés par champ magnétique proche lorsque le transpondeur entre dans le champ de la borne de lecture-écriture. La portée d'un système à transpondeur, c'est-à- dire la distance maximale de la borne à laquelle un transpondeur est activé (réveillé) dépend, notamment, de la taille de l'an- tenne du transpondeur, de la fréquence d'excitation de la bobine du circuit oscillant engendrant le champ magnétique, de l'inten- sité de cette excitation, et de la consommation en puissance du transpondeur. La figure 1 représente, de façon très schématique et fonctionnelle, un exemple classique de système d'échange de don- nées entre une borne 1 de lecture-écriture (STA) et un transpon- deur 10 (CAR). Généralement, la borne 1 est essentiellement constituée d'un circuit oscillant formé d'une inductance Ll, en série avec un condensateur Cl et une résistance Ri, entre une borne 2p de sortie d'un amplificateur ou coupleur d'antenne 3 (DRIV) et une borne 2m à un potentiel de référence (généralement, la masse). L'amplificateur 3 reçoit un signal Tx de transmission haute fré- quence, issu d'un modulateur 4 (MOD). Le modulateur reçoit une fréquence de référence, par exemple d'un oscillateur à quartz 5 et, si besoin, un signal DATA de données à transmettre. En l'ab- sence de transmission de données de la borne 1 vers le transpon- deur 10, le signal Tx sert uniquement de source d'énergie pour activer le transpondeur si celui-ci passe dans le champ. Les données à transmettre proviennent généralement d'un système numérique, par exemple, un microprocesseur 6 (QP). Le point de connexion du condensateur Cl et de l'induc- tance L1 constitue, dans l'exemple représenté à la figure 1, une borne de prélèvement d'un signal Rx de données, reçues d'un transpondeur 10 à destination d'un démodulateur 7 (DEM). Une sortie du démodulateur communique (le cas échéant par l'inter- médiaire d'un décodeur (DEC) 8) les données reçues du transpon- deur 10 au microprocesseur 6 de la borne de lecture-écriture 1. Le démodulateur 7 reçoit, généralement de l'oscillateur 5, un signal d'horloge ou de référence pour une démodulation de phase. Le cas échéant, la démodulation est effectuée à partir d'un signal prélevé entre le condensateur Cl et la résistance Ri, et non aux bornes de l'inductance Li. Le microprocesseur 6 conmu- nique (bus EXT) avec différents circuits d'entrée/sortie (clavier, écran, moyen de transmission vers un serveur, etc.) et/ou de traitement. Les circuits de la borne de lecture-écriture tirent l'énergie nécessaire à leur fonctionnement d'un circuit d'alimentation 9 (ALIM) raccordé, par exemple, au réseau de dis- tribution électrique. Côté transpondeur 10, une inductance L2, en parallèle avec un condensateur C2, forme un circuit oscillant parallèle (appelé circuit résonant en réception), destiné à capter le champ magnétique engendré par le circuit oscillant série LlC1 de la borne 1. Le circuit résonant (L2, C2) du transpondeur 10 est accordé sur la fréquence de résonance du circuit oscillant (Ll, Cl) de la borne 1. Les bornes 11, 12 du circuit résonant L2C2 qui correspondent aux bornes du condensateur C2, sont reliées à deux bornes d'entrée alternative d'un pont redresseur 13 constitué, par exemple, de quatre diodes Dl, D2, D3, D4. Dans la représenta- tion de la figure 1, l'anode de la diode Dl est connectée à la borne 11, de même que la cathode de la diode D3. L'anode de la diode D2 et la cathode de la diode D4 sont connectées à la borne 12. Les cathodes des diodes Dl et D2 constituent une borne posi- tive 14 de sortie redressée. Les anodes des diodes D3 et D4 constituent une borne de référence 15 de la tension redressée. Un condensateur Ca est connecté aux bornes de sortie redressée 14, 15 du pont 13 de façon à stocker de l'énergie et à lisser la ten- sion redressée délivrée par le pont. On notera que le pont de diodes peut être remplacé par un montage de redressement mono- alternance. Quand le transpondeur 10 se trouve dans le champ de la borne 1, une tension haute fréquence est engendrée aux bornes du circuit résonant L2C2. Cette tension, redressée par le pont 13 et lissée par le condensateur Ca, fournit une tension d'alimentation à des circuits électroniques du transpondeur par l'intermédiaire d'un régulateur de tension 16 (REG). Ces circuits comprennent généralement, essentiellement, un microprocesseur (pP) 17 (asso- cié à une mémoire non représentée), un démodulateur 18 (DEM) des signaux éventuellement reçus de la borne 1, et un modulateur 19 (MOD) pour transmettre des informations à la borne 1. Le trans- pondeur est généralement synchronisé au moyen d'une horloge (CLK) extraite, par un bloc 20, du signal haute fréquence récupéré aux bornes du condensateur C2, avant redressement. Le plus souvent, tous les circuits électroniques du transpondeur 10 sont intégrés dans une même puce. Pour transmettre des données du transpondeur 10 vers la borne 1, le modulateur 19 commande un étage de modulation (rétro- modulation) du circuit résonant L2C2. Cet étage de modulation est généralement constitué d'un interrupteur électronique (par exem- ple, un transistor T) et d'une résistance R, en série entre les bornes 14 et 15. Le transistor T est commandé à une fréquence (par exemple, 847,5 kHz) dite sous-porteuse, nettement inférieure (généralement avec un rapport d'au moins 10) à la fréquence du signal d'excitation du circuit oscillant de la borne 1 (par exem- ple, 13,56 MHz). Lorsque l'interrupteur T est fermé, le circuit oscillant du transpondeur est soumis à un amortissement supplé- mentaire par rapport à la charge constituée des circuits 16, 17, 18, 19 et 20, de sorte que le transpondeur prélève une quantité d'énergie plus importante du champ magnétique haute fréquence. Côté borne 1, l'amplificateur 3 maintient constante l'amplitude du signal d'excitation à haute fréquence. Par conséquent, la variation d'énergie du transpondeur se traduit par une variation d'amplitude et de phase du courant dans l'antenne Ll. Cette variation est détectée par le démodulateur 7 de la borne 1 qui est soit un démodulateur de phase, soit un démodulateur d'ampli- tude. Par exemple, dans le cas d'une démodulation de phase, le démodulateur détecte, dans les demi-périodes de la sous-porteuse o l'interrupteur T du transpondeur est fermé, un léger déphasage (quelques degrés, voire moins d'un degré) de la porteuse du signal Rx par rapport au signal de référence. La sortie du démo- dulateur 7 (généralement la sortie d'un filtre passe-bande centré sur la fréquence de la sous-porteuse) restitue alors un signal image du signal de conmnande de l'interrupteur T qui peut être décodé (par le décodeur 8 ou directement par le microprocesseur 6) pour restituer les données binaires. On notera que la borne ne transmet pas de données pendant qu'elle en reçoit d'un transpondeur, la transmission de données s'effectuant alternativement dans un sens puis dans l'autre (semi-duplex). La figure 2 illustre un exemple classique de transmis- sion de données de la borne 1 vers un transpondeur 10. Cette figure représente un exemple d'allure du signal d'excitation de l'antenne L1 pour une transmission d'un code 1011. La modulation couramment utilisée est une modulation d'amplitude avec un débit de 106 kbit/s (un bit est transmis en environ 9,5 ps) nettement inférieur à la fréquence (par exemple, 13,56 MHz) de la porteuse provenant de l'oscillateur 5 (période d'environ 74 ns). La modu- lation d'amplitude s'effectue, soit en tout ou rien, soit avec un taux de modulation (défini comme étant la différence des amplitu- des crêtes entre les deux états (0 et 1), divisée par la somme de ces amplitudes) inférieur à l'unité en raison du besoin d'alimen- tation du transpondeur 10. Dans l'exemple de la figure 2, la por- teuse à 13,56 MHz est modulée, avec un débit de 106 kbit/s, en amplitude avec un taux de modulation tm de, par exemple, 10%. La figure 3 illustre un exemple classique de transmis- sion de données du transpondeur 10 vers la borne 1. Cette figure illustre un exemple d'allure du signal de commande du transistor T, fourni par le modulateur 19, pour une transmission d'un code 1011. Côté transpondeur, la rétromodulation est généralement de type résistif avec une porteuse (dite sous-porteuse) de, par exemple, 847,5 kHz (période d'environ 1,18 js). La rétromodula- tion est, par exemple, basée sur un codage de type BPSK (codage binaire par saut de phase) à un débit de l'ordre de 106 kbit/s nettement inférieur à la fréquence de la sous-porteuse. On notera que, quel que soit le type de modulation ou de rétromodulation utilisé (par exemple, d'amplitude, de phase, de fréquence) et quel que soit le type de codage des données (NRZ, NRZI, Manchester, ASK, BPSK, etc.), celle-ci s'effectue de façon numérique, par saut entre deux niveaux binaires. Les circuits oscillants de la borne et du transpondeur sont généralement accordés sur la fréquence de la porteuse, c'est-à-dire que leur fréquence de résonance est réglée sur la fréquence de 13,56 MHz. Cet accord a pour objet de maximiser la diffusion d'énergie vers le transpondeur, généralement, une carte de format type carte de crédit intégrant les différents consti- tuants du transpondeur. Dans les bornes classiques, l'accord de la fréquence de résonance à la fréquence de la porteuse est effectué manuellement au moyen d'un condensateur variable, une fois la borne fabriquée. On a besoin d'ajuster l'accord, notamment, en raison des tolérances de fabrication des éléments capacitifs et inductifs. Généralement, le condensateur C1 est fabriqué avec une tolérance de valeur de capacité de l'ordre de 20 % et l'antenne ou élément inductif Ll l'est avec une tolérance de l'ordre de 10 %. Or, l'accord du circuit oscillant LlC1 doit être fixé avec une précision supérieure pour garantir le point de fonctionnement en phase choisi entre le signal délivré par l'oscillateur 5 et le signal reçu Rx. Ce besoin de réglage de la capacité du condensateur Cl est préjudiciable au fonctionnement correct des bornes de lecture et de lecture/écriture de transpondeurs électromagnétiques. En effet, le besoin d'accord du condensateur CI néces- site une intervention de maintenance une fois la borne mise en place dans son environnement définitif. De plus, un tel accord à l'installation n'est pas suffisant. En effet, on constate aussi des problèmes de maintenance liés à la dérive de la fréquence de résonance en fonction de modifications de l'environnement, par exemple, suite à des changements de température et/ou d'humidité. Dans les systèmes classiques, le désaccord des circuits oscillants de la borne provoque une perte d'énergie transmise à un transpondeur qui entre dans son champ, d'o une moindre capacité d'alimentation de ce transpondeur et une moindre portée du système. Un autre inconvénient est lié à la démodulation des données proprement dites en raison de la dérive de phase apportée par un désaccord du circuit. En effet, quand on transmet des informations depuis un transpondeur jusqu'à la borne, on peut utiliser une variation de charge se traduisant, côté borne, par une modulation d'amplitude et de phase du courant conmme cela a été indiqué précédemment. La transmission de données par modula- tion de charge résistive décale l'accord de quelques degrés voire moins d'un degré par rapport à la phase de référence. Côté borne, la phase de référence correspond à celle de l'oscillateur. Le signal Rx à 13,56 MHz est démodulé par le bloc 7 pour obtenir un signal à 847,5 kHz qui est ensuite décodé pour récupérer les don- nées. Lors de la démodulation par le démodulateur 7, on compare le déphasage des signaux à 13,56 MHz dont l'écart de phase change au rythme de la fréquence de 847,5 kHz. Le désaccord apporté par un élément perturbateur (modification d'environnement) a pour conséquence de décaler, de façon statique par rapport à la vitesse de transmission des données, le point de fonctionnement du discriminateur de phase du démodulateur (7, figure 1) et risque d'engendrer des erreurs. Un autre inconvénient est que tout élément entrant dans le champ magnétique de la borne est susceptible de provoquer un élément capacitif supplémentaire dans ce champ et de modifier l'accord. Il peut s'agir, par exemple, d'une autre carte que celle qui doit être lue, voire de la main de l'utilisateur. Par exemple, la présence d'une main dans le champ d'une borne peut provoquer un écart de phase de l'ordre de 30 % entre le signal fourni par l'amplificateur 3 (figure 1) et le signal Rx en l'ab- sence de tout transpondeur dans le champ de la borne 1. La présente invention vise à pallier les inconvénients des systèmes connus et, en particulier, à proposer une nouvelle architecture de borne de système à transpondeur électromagnétique qui pallie leurs inconvénients. La présente invention vise, en particulier, à proposer une solution qui rend la borne insensible à des conditions envi- ronnementales de fonctionnement du point de vue de la portée du système. La présente invention vise également à proposer une borne ne nécessitant plus de réglage manuel de la fréquence de résonance au moyen d'un condensateur variable. La présente invention vise également à proposer une solution qui ne nécessite aucune modification des transpondeurs. Pour atteindre ces objets, la présente invention pré- voit une borne de génération d'un champ électromagnétique propre à coopérer avec au moins un transpondeur lorsque ce dernier entre dans ce champ, la borne comprenant un circuit oscillant propre à recevoir une tension d'excitation alternative haute fréquence, caractérisée en ce qu'elle comporte des moyens de régulation de la phase du signal dans ledit circuit oscillant par rapport à une valeur de référence. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le temps de réponse des moyens de régulation est choisi pour être grand devant la fréquence d'une rétromodulation éventuelle prove- nant d'un transpondeur dans le champ électromagnétique de la borne. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le temps de réponse des moyens de régulation est choisi pour être rapide par rapport à la vitesse de déplacement d'un transpondeur dans le champ électromagnétique de la borne. Selon un mode de réalisation de la présente invention, la borne comporte des moyens pour comparer la phase du signal dans le circuit oscillant par rapport à un signal haute fréquence correspondant à une porteuse de téléalimentation d'un transpon- deur entrant dans le champ électromagnétique. Selon un mode de réalisation de la présente invention, les moyens de comparaison de la phase du signal dans le circuit oscillant par rapport à la valeur de référence sont constitués d'un démodulateur de phase servant également à la réception d'un signal rétromodulé par un transpondeur. Selon un mode de réalisation de la présente invention, ledit circuit oscillant comprend un élément de capacité variable, ladite borne comprenant des moyens propres à fixer la valeur de cette capacité à partir d'une mesure de phase du signal dans le circuit oscillant. Selon un mode de réalisation de la présente invention, ledit élément de capacité variable est constitué d'une diode, ledit moyen de conrmmande faisant varier la tension aux bornes de cette diode. Selon un mode de réalisation de la présente invention, ledit élément de capacité variable est constitué d'un transistor MOS dont la grille reçoit un signal de régulation. Ces objets, caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres de la présente invention seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non-limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles: les figures 1 à 3 décrites précédemment sont destinées à exposer l'état de la technique et le problème posé; la figure 4 représente, sous forme de blocs, un mode de réalisation d'une borne d'un système à transpondeur électro- magnétique selon la présente invention; la figure 5 illustre, de façon schématique, la caracté- ristique capacité-tension d'un élément constitutif de la borne de la figure 4; et la figure 6 est un schéma électrique détaillé d'un mode de réalisation d'une borne selon la présente invention. Les mêmes éléments ont été désignés par les mêmes réfé- rences aux différentes figures, et les figures ont été tracées sans respect d'échelle. Pour des raisons de clarté, seuls les éléments qui sont nécessaires à la compréhension de l'invention ont été représentés aux figures et seront décrits par la suite. En particulier, la structure d'un transpondeur n'a pas été détaillée de même que la structure des éléments de traitement des données numériques, côté borne de lecture. Une caractéristique de la présente invention est de prévoir, dans un système à transpondeur électromagnétique, une régulation de la phase du circuit oscillant de la borne, par rap- port à une valeur de référence. Selon l'invention, cette régula- tion de phase est effectuée au moyen d'une boucle dont le temps de réponse est choisi pour que la boucle soit suffisamment lente afin de ne pas gêner la rétromodulation provenant d'un transpon- deur et soit suffisamment rapide devant la vitesse de passage d'un transpondeur dans le champ de la borne. On peut parler de régulation statique par rapport aux fréquences de modulation (par exemple 13,56 MHz et 847,5 kHz). Une autre caractéristique de la présente invention est que la phase du circuit oscillant de la borne est régulée à une valeur prédéterminée qui peut ou non correspondre à l'accord de la fréquence de résonance du circuit oscillant sur la fréquence de la porteuse. La figure 4 représente, sous forme de blocs, un mode de réalisation d'une borne ou lecteur 1' selon l'invention. Conmme précédemment, la borne 1' comporte un circuit oscillant formé d'une inductance ou antenne Li, en série avec un élément capacitif 24 et une résistance R1, entre une borne 2p de sortie d'un amplificateur ou coupleur d'antenne 3 et une borne 2m à un potentiel de référence (généralement, la masse). L'amplifi- cateur 3 reçoit un signal Tx de transmission haute fréquence, issu d'un modulateur 4 (MOD) qui reçoit une fréquence de réfé- rence (signal OSC), par exemple, d'un oscillateur à quartz (non représenté). Le modulateur 4 reçoit, si besoin, un signal DATA de données à transmettre. Une caractéristique de l'invention est que l'élément capacitif 24 est un élément à capacité variable et commandable par un signal CTRL. Selon l'invention, on réalise une régulation de la phase du courant dans l'antenne Ll par rapport à un signal de référence REF. Cette régulation est une régulation du signal haute fréquence, c'est-à-dire du signal de la porteuse (par exem- ple, à 13,56 MHz) correspondant au signal Tx en l'absence de don- nées à transmettre. Cette régulation est effectuée en faisant varier la capacité du circuit oscillant de la borne 1' de façon à maintenir le courant dans l'antenne en relation de phase constante avec le signal de référence. Le signal REF est à la fréquence de la porteuse et correspond, par exemple, au signal OSC fourni par l'oscillateur (5, figure 1) du modulateur. Cormme l'illustre la figure 4, l'élément capacitif 24 prévu en série avec la résistance R1 et l'inductance Ll est com- mandable au moyen du signal CTRL qui est issu d'un circuit 21 (COMP) dont le rôle est de détecter l'écart de phase par rapport au signal de référence REF et de modifier en conséquence la capa- cité de l'élément 24. La capacité variable 24 peut être faite de plusieurs façons. Généralement, cette capacité doit atteindre quelques cen- taines de picofarads et supporter, à ses bornes, une tension de plus de 100 volts. Une première solution est d'utiliser une diode dont on utilise la capacité de la jonction polarisée en inverse en tant que capacité variable qui est fonction de cette polarisation. La diode est alors connectée, par son anode, côté borne 2m de réfé- rence et, par sa cathode, côté inductance Ll. La figure 5 représente la caractéristique de la capa- cité C24 de l'élément 24 en fonction de la tension V24 à ses bor- nes. Cette caractéristique correspond à celle d'une diode haute tension dont on utilise la capacité de jonction polarisée en inverse pour constituer l'élément 24. De préférence, on utilise alors la partie linéaire 22 de la caractéristique de façon à rendre l'asservissement plus facile. Une deuxième solution est d'utiliser un transistor MOSFET monté en diode. Un tel composant a sensiblement la même caractéristique capacité- tension que celle illustrée par la figure 5. L'avantage est que, pour une même tenue en tension d'avalanche, la surface d'intégration nécessaire est moindre que pour une diode. La mesure de la phase dans le circuit oscillant est effectuée, par exemple, à partir d'une mesure du courant I dans ce circuit oscillant, symbolisée par un élément 23 (figure 4). Cet élément de mesure de courant est monté en série avec l'élé- ment 24 et l'inductance L1. Le résultat de la mesure MES est envoyé au comparateur de phase 21 qui compare alors la phase du courant mesuré par le bloc 23 au signal de référence REF, et asservi en conséquence l'élément capacitif 24 au moyen du signal CTRL. On notera que la boucle de régulation de phase doit être suffisanmmnent lente pour ne pas gêner la modulation de phase à 847,5 kHz mais suffisamment rapide devant la vitesse de passage d'un transpondeur dans le champ de la borne, qui est généralement lié à la vitesse de déplacement d'une main. Par exemple, un temps de réponse de l'ordre d'une milliseconde convient, le temps de passage d'un transpondeur étant de plusieurs centaines de milli- secondes. Un avantage de la présente invention est qu'en régulant la phase du circuit oscillant sur une valeur de référence, on s'affranchit à la fois des problèmes éventuels de tolérance de dimensionnement des composants du circuit oscillant, et de la dérive de ces composants en fonctionnement. Un autre avantage de l'invention est que l'on évite tout besoin de réglage manuel qui est incompatible avec un fonc- tionnement correct des systèmes classiques. Un autre avantage de la présente invention est que, grâce à la régulation de phase du circuit oscillant, côté borne, on évite un désaccord de ce circuit sous l'effet de plusieurs facteurs, par exemple, la température, l'humidité, l'approche d'un élément (par exemple, une main) dans le champ de la borne, etc. Un autre avantage de la présente invention est que, si l'asservissement s'effectue en maintenant la fréquence de réso- nance à la fréquence de la porteuse haute fréquence, on maintient à son maximum l'énergie émise par la borne pour la téléalimenta- tion du transpondeur, le système restant accordé. On supprime ainsi les risques de réduction de portée du système. Un autre avantage de la présente invention est qu'elle améliore la démodulation des données dont la qualité est liée à la dérive éventuelle de la phase. En effet, la transmission de données par rétromodulation de phase résistive décale l'accord de quelques degrés. Or, la modification de la position de phase du courant que l'on doit mesurer est très faible. Le signal Rx (par exemple, à 13,56 MHz) est démodulé pour obtenir un signal à 847,5 kHz. Lors de cette démodulation, on compare la phase de référence de la porteuse, qui est en fait le signal de sortie de l'amplifi- cateur 3, à la phase du courant dans le circuit oscillant. Ce courant, qui est aussi à la fréquence de la porteuse, subit de légères modifications de phase au rythme de 847,5 kHz. Puis, le décodeur 8 récupère les données. L'asservissement de la phase selon l'invention permet une maîtrise de la position de phase du courant par rapport à la référence fournie par l'oscillateur, ce qui permet de garantir un point de fonctionnement stable du cir- cuit oscillant. On notera que ce point de fonctionnement peut ou non être la résonance du système. Il n'est en effet pas néces- saire que l'asservissement se fasse sur la fréquence de réso- nance. Ce qui est important, c'est de maintenir constante la position de la phase du courant dans l'inductance Ll par rapport à celle du signal Tx, de façon à permettre la démodulation du signal reçu (Rx, figure 1) par un discriminateur ou démodulateur de phase. Un autre avantage de la présente invention est qu'elle ne nécessite aucune modification du ou des transpondeurs. La figure 6 représente un schéma détaillé d'un mode de réalisation d'une borne 1' pourvue d'un régulateur de phase selon la présente invention. A la figure 6, tous les éléments constitutifs de la borne n'ont pas été représentés. En parti- culier, le circuit numérique (microprocesseur 6, figure 1) de traitement des données n'a pas été représenté. La figure 6 reprend, de façon plus détaillée, un exemple de réalisation des blocs illustrés aux figures 1 et 4. Toutefois, s'agissant d'un mode de réalisation pratique, certains de ces blocs se trouvent imbriqués ou partagent des composants communs avec un ou plu- sieurs autres blocs. Dans l'exemple de la figure 6, on suppose que l'ensem- ble du circuit est alimenté au moyen d'une tension continue Vcc (par exemple de 12 volts), les moyens pour obtenir cette tension Vcc à partir du réseau électrique ou de tout autre source d'éner- gie n'étant pas représentés. Un régulateur de tension 9' est destiné à délivrer une tension plus faible que la tension Vcc, à savoir une tension Vcc' (par exemple, de l'ordre de 5 volts). Une borne d'entrée IN du régulateur 9' est connectée à la tension Vcc tandis qu'une borne de sortie OUT délivre la tension Vcc', la masse GND du régulateur 9' étant connectée à la ligne de masse du montage. L'oscillateur 5 et le modulateur 4 représentés à la figure 1 sont, dans l'exemple de la figure 6, confondus en un circuit de base de temps associé à un préamplificateur, identifié globalement par les références 4 et 5. Ce circuit est basé sur l'utilisation d'un transistor bipolaire Q2 de type NPN dont l'émetteur est connecté à la masse et dont le collecteur est relié, par l'intermédiaire d'une résistance R7, à la tension Vcc. La base du transistor Q2 est connectée, par l'intermédiaire d'une résistance R4, à une première borne d'un quartz Y1 (par exemple, à 13,56 MHz) dont l'autre borne est connectée à la masse. Une résistance R5 est connectée entre la base du transistor Q2 et la masse. Un transistor bipolaire Q4 de type NPN a son collecteur connecté à la tension Vcc tandis que sa base est reliée au col- lecteur du transistor Q2 et, par l'intermédiaire de deux diodes D13 et D14 connectées en série, à l'émetteur du transistor Q4, les anodes respectives des diodes D13 et D14 étant côté émetteur du transistor Q4. Cet émetteur constitue le noeud du montage sur lequel est présent le signal Tx destiné à être amplifié et constituant, en l'absence d'une modulation, la porteuse de télé- alimentation d'un transpondeur. Le circuit de modulation est constitué d'une résistance R7' en série avec un transistor Q1 (par exemple, un transistor MOS) entre le collecteur du transis- tor Q2 et la masse. La grille du transistor Q1 reçoit le signal numérique DATA des données éventuelles à transmettre. Le rapport entre les résistances R7 et R7' fixe le taux de modulation d'am- plitude du système. Ainsi, pour un taux de modulation de 10 % tel qu'illustré par la figure 2, la résistance R7 est dix fois plus importante que la résistance R7'. Le fonctionnement d'une base de temps associée à un préamplificateur tel qu'illustré par la figure 6 est parfaitement classique. Le signal Tx est envoyé, par l'intermédiaire d'une résistance R24, en entrée de l'amplificateur 3, un condensateur C4 étant connecté entre cette entrée et la masse. Le circuit R24- C4 optionnel minimise les perturbations que provoqueraient des variations trop rapides éventuelles de la tension du signal Tx. Comme illustré par les figures 1 et 5, la sortie de l'amplificateur 3 attaque, par l'intermédiaire de la résistance Ri, l'inductance Li jouant le rôle d'antenne de la borne. Dans l'exemple représenté à la figure 6, l'élément capacitif du circuit oscillant est constitué d'un condensateur C3 de valeur fixe en série avec une capacité variable 24 constituée, par exemple, d'une diode. La valeur de la capacité de la diode 24 * est fixée par la tension à ses bornes. Cette tension est comman- dée par un transistor MOS Q3 dont le drain est relié, par l'intermédiaire d'une résistance R6, au point milieu entre le condensateur C3 et la diode 24. La source du transistor Q3 est connectée au point milieu d'un pont diviseur résistif entre la tension Vcc' et la masse, ce pont étant constitué d'une résis- tance Ri0 en série avec un potentiomètre Rll. La grille du tran- sistor Q3 reçoit le signal CTRL de régulation de phase. Le potentiel du drain du transistor Q3 est fixé par un circuit 9" d'alimentation auxiliaire, destiné à générer une ten- sion (par exemple, de l'ordre de 32 volts) supérieure à la ten- sion Vcc. Ce circuit 9" est, dans l'exemple représenté à la figure 6, constitué d'une diode Zener D6 dont l'anode est connec- tée à la masse et dont la cathode est connectée à une première borne d'une résistance R8, dont la deuxième borne est connectée au drain du transistor Q3, et qui forme avec celui-ci un pont diviseur de tension dont le point milieu polarise, par l'intermédiaire de la résistance R6, l'élément 24. La cathode de la diode Zener D6 est également reliée, par l'intermédiaire d'une résistance R3 en série avec un condensateur C15, à la masse. Le point milieu de l'association en série de la résistance R3 avec le condensateur C15 est connecté à la cathode d'une diode D16 dont l'anode est connectée, par l'intermédiaire d'une diode D15 en série avec un condensateur C6, à la tension Vcc, l'anode de la diode D15 étant reliée au condensateur C6. L'anode de la diode D16 est également reliée par une deuxième branche inversée, c'est-à-dire constituée d'un condensateur C21 et d'une diode D7 en série, à la tension Vcc, la cathode de la diode D7 étant ici reliée au condensateur C21. Une diode D5 relie la cathode de la diode D7 à l'anode de la diode D15, l'anode de la diode D5 étant connectée à la cathode de la diode D7 et recevant, par l'inter- médiaire d'un condensateur de découplage C5, le signal Tx. Le circuit 9" constitue un circuit d'alimentation auxiliaire com- mandé par les fronts respectifs du signal Tx, c'est-à-dire que le condensateur de stockage C15 ne reçoit de l'énergie que lorsqu'un signal Tx de téléalimentation est présent. L'élément 23 de mesure du courant dans le circuit oscillant est ici, par exemple, constitué d'un transformateur d'intensité T1 dont l'enroulement primaire est connecté entre l'anode de la diode 24 et la masse. L'enroulement secondaire du transformateur T1 a une première borne connectée directement à la masse et l'autre borne connectée à la masse par l'intermédiaire d'une résistance R14 de conversion courant-tension. Le point milieu de l'association en série du deuxième enroulement du transformateur T1 avec la résistance R14 est connecté, par l'intermédiaire d'une résistance R16 en série avec un condensateur de découplage C10O, à une première entrée d'une porte logique 36 de type OU-Exclusif faisant partie du démodulateur de phase 7. La deuxième entrée de la porte 36 reçoit, par l'inter- médiaire d'une résistance R9 en série avec un condensateur de découplage C8, le signal Tx constituant un signal de référence. La première entrée de la porte 36 est connectée au point milieu d'une association en série de résistances R12 et R17 entre la borne Vcc' et la masse et constitue un pont diviseur de fixation de la tension de mode commun (par exemple, à la valeur Vcc'/2 si R12=R17) du signal mesuré. La porte 36 du démodulateur 7 est associée à un circuit écrêteur constituée de quatre diodes D9, D10, Dll, D12 associées deux à deux en série entre la tension Vcc' et la masse. Le point milieu de l'association en série de la diode D9 avec la diode Dll est connecté à une deuxième entrée de la porte 36. Le point milieu de l'association en série de la diode D10 avec la diode D12 est connecté à la première entrée de la porte 36 recevant la tension mesurée par le transformateur d'intensité. Le circuit écrêteur permet d'éviter qu'une quelconque des entrées de la porte 36 ne reçoive une tension supérieure à 5 volts. La sortie de la porte 36 délivre un signal carré au double de la fréquence de la porteuse et dont le rapport cyclique est fonction du déphasage entre les signaux MES et Tx. Cette sortie est reliée, par l'intermédiaire d'une résistance R13, à la grille du transistor Q3. La cellule R13-C9 constitue un intégra- teur délivrant le signal de commande CTRL de régulation de phase. Cette commande a pour effet de faire varier la tension aux bornes de la diode 24, donc sa capacité de jonction. La cellule R13-C9 intègre le signal de sortie de la porte 36 par rapport à la fréquence de la porteuse et sa constante de temps conditionne (avec la cellule R6-24) le temps de réponse de la boucle de régulation de phase. La première entrée de la porte 36 reçoit le signal de mesure MES qui, dans l'exemple de la figure 6, constitue égale- ment le signal Rx de rétromodulation éventuelle reçue par un transpondeur. Ainsi, le démodulateur de phase 7 fait également partie du comparateur 21 de la figure 4 et fait donc partie du système de régulation de phase de l'invention. La sortie de la porte 36 est, dans l'exemple de la figure 6, également envoyée en entrée d'un filtre, par exemple, passe-bande centré sur la fréquence de rétromodulation (par exemple, 847,5 kHz). Ce filtre est constitué de deux condensa- teurs C12 et C13 en parallèle avec un condensateur variable Cll et avec une inductance Lll entre la masse et une première borne d'une résistance R15, dont l'autre borne est reliée, par l'inter- médiaire d'un condensateur de découplage C16, à la sortie de la porte 36. Le filtre passe-bande intègre le signal de sortie de la porte 36 et délivre un signal qui est une image du signal de com- mande du transistor T, côté transpondeur. La sortie du filtre (borne E) est reliée, par l'intermédiaire d'un condensateur C14 de découplage, à une entrée non-inverseuse d'un amplificateur 37 alimenté par la tension Vcc. Cette entrée non-inverseuse est éga- lement reliée à la masse par une résistance R20. L'entrée inver- seuse de l'amplificateur 37 est connectée au point milieu d'une association en série d'une résistance R18 avec une résistance R21 entre la masse et la sortie de l'amplificateur 37. Cette sortie de l'amplificateur 37 est en outre reliée, par l'intermédiaire d'un condensateur de découplage C17, à une entrée non-inverseuse d'un amplificateur 38 monté de façon similaire, c'est-à-dire dont l'entrée non-inverseuse est reliée à la masse par l'intermédiaire d'une résistance R22, et dont l'entrée inverseuse est reliée au point milieu d'une association en série de résistances R19 et R23 entre la masse et la sortie de cet amplificateur 38. Cette sortie délivre, par l'intermédiaire d'un condensateur C18, le signal de données reçues à la fréquence de la sous-porteuse (847,5 kHz). Ce signal est ensuite décodé (par le décodeur 8 ou directement par le microprocesseur 6) pour restituer les données. A titre de variante, on notera qu'un filtre passe-bas ayant une fréquence de coupure légèrement supérieure à la fré- quence de la sous-porteuse aura également pour effet d'intégrer le signal de sortie de la porte 36 pour restituer une image de la rétromodulation. Le recours à un filtre passe-bande permet cepen- dant d'éliminer également d'éventuelles fréquences parasites inférieures. Les valeurs respectives des cellules RC R13-C9 et R6-24 sont, de préférence, choisies pour que la constante de temps de la boucle soit grande devant le rythme de la rétromodulation (847,5 kHz) et faible devant la vitesse de déplacement d'un transpondeur dans le champ de la borne. A titre de variante, on pourra choisir une valeur proche de la fréquence de la sous- porteuse. Dans ce cas, la résistance R13 pourra participer au filtrage passe-bande de démodulation, la borne E étant reliée entre la résistance R13 et le condensateur C9, la résistance R15 et le condensateur C16 étant supprimes. Les deux composants réglables du circuit de la figure 6, à savoir la résistance R11 et le condensateur Cll servent res- pectivement à fixer la position choisie pour la phase (par exemple, désaccordée) et le centrage du filtre passe-bande du démodulateur 7 sur la fréquence de 847,5 kHz. A titre d'exemple particulier de réalisation, un cir- cuit tel qu'illustré par la figure 6 peut être réalisé avec, pour les résistances et condensateurs, les valeurs suivantes: R1 = 18 ohms/1 watt; R3 = R20 = 10 kiloohms; R4 = 110 ohms; R5 = 33 ohms; R6 = R8 = 100 kiloohms; R7 = R21 = R23 = 470 ohms; R9 = R13 = R16 = 1 kiloohm; R10 = R14 = R15 = R22 = 2,2 kiloohms; Rll est un potentiomètre de 5 kiloohms; R12 = R17 = 15 kiloohms; R18 = R19 = 4,7 kiloohms; R24 = 220 ohms; RT' = 47 ohms; C3 = 1 nanofarad; C4 =C5 = C6 = C14 =C15 = C16 = C17 = C18 = C21 = 22 picofarads; C8 = C10 = C13 = 100 picofarads; C9 = 27 picofarads; C12 = 220 picofarads; Cll est une capacité variable de 5 à 60 picofarads; et L1 = 100 microhenry. Bien entendu, la présente invention est susceptible de diverses variantes et modifications qui apparaîtront à l'homme de l'art. En particulier, les dimensionnements des composants constitutifs d'une borne selon l'invention sont à la portée de l'honmmne de l'art en fonction de l'application et, notamment, des fréquences utilisées et de la portée souhaitée. On notera que, s'agissant de signaux oscillants, l'information de phase du circuit oscillant pourra être lue aussi bien sur le courant que sur la tension. De plus, d'autres moyens de détection du courant pour- ront être utilisés. Ainsi, tout élément permettant de convertir le courant dans le circuit oscillant en une tension à destination du démodulateur de phase (par exemple, une simple résistance ou shunt) pourront être utilisés à la place du transformateur d'in- tensité. En outre, bien que l'invention ait été exposée ci- dessus en relation avec une borne destinée à démoduler la phase du signal de rétromodulation, on notera qu'une régulation de phase peut être utilisée en association avec d'autres types de modulation. Dans ce cas, le démodulateur destiné à récupérer la rétromodulation issu d'un transpondeur est alors dissocié du cir- cuit de comparaison de phase propre à la régulation de phase. Parmi les applications de la présente invention, on signalera plus particulièrement les lecteurs (par exemple, les bornes ou portiques de contrôle d'accès, les distributeurs auto- matiques de produits, les terminaux ordinateurs, les terminaux téléphoniques, les téléviseurs ou décodeurs satellite, etc.) de cartes à puces sans contact (par exemple, les cartes d'identifi- cation pour contrôle d'accès, les cartes porte-monnaie électroni- que, les cartes de stockage d'information sur le possesseur de la carte, les cartes de fidélité de consommateurs, les cartes de télévisions à péage, etc.). REVENDICATIONS 1. Borne (1') de génération d'un champ électro- magnétique propre à coopérer avec au moins un transpondeur lorsque ce dernier entre dans ce champ, ladite borne comprenant un circuit oscillant (Ri, Li, 24) propre à recevoir une tension d'excitation alternative haute fréquence, caractérisée en ce qu'elle comporte des moyens (21, 24, 23) de régulation de la phase du signal dans ledit circuit oscillant par rapport à une valeur de référence. 2. Borne selon la revendication 1, caractérisée en ce que le temps de réponse des moyens de régulation est choisi pour être grand devant la fréquence d'une rétromodulation éventuelle provenant d'un transpondeur (10) dans le champ électromagnétique de la borne. 3. Borne selon la revendication 1 ou 2, caractérisée en ce que le temps de réponse des moyens de régulation est choisi pour être rapide par rapport à la vitesse de déplacement d'un transpondeur (10) dans le champ électromagnétique de la borne (1'). 4. Borne selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisée en ce qu'elle comporte des moyens (21) pour com- parer la phase du signal (I) dans le circuit oscillant (Ri, Ll, 24) par rapport à un signal haute fréquence correspondant à une porteuse de téléalimentation d'un transpondeur (10) entrant dans le champ électromagnétique. 5. Borne selon la revendication 4, caractérisée en ce que les moyens de comparaison de la phase du signal dans le circuit oscillant par rapport à la valeur de référence sont constitués d'un démodulateur de phase servant également à la réception d'un signal rétromodulé par un transpondeur (10). 6. Borne selon l'une quelconque des revendications 1 à , caractérisée en ce que ledit circuit oscillant comprend un élément (24) de capacité variable, ladite borne (1') comprenant des moyens (Q3) propre à fixer la valeur de cette capacité à partir d'une mesure de phase du signal dans le circuit oscillant. 7. Borne selon la revendication 6, caractérisée en ce que ledit élément de capacité variable (24) est constitué d'une diode, ledit moyen de commande faisant varier la tension aux bornes de cette diode.5 8. Borne selon la revendication 6, caractérisée en ce que ledit élément de capacité variable (24) est constitué d'un transistor MOS dont la grille reçoit un signal de régulation (CTRL).