Brevet FR2790155A1 — publié le 20000825

L'invention concerne les techniques de communication sans contact entre un objet portatif et une borne. De tels systèmes d'échange de données sans contact sont bien connus et, parmi les applications de cette technique, on trouve (de façon non li- mitative) le contrôle d'accès, le paiement électronique, par exemple pour des applications du type "porte-monnaie électronique", et le télépéage, par exemple pour l'accès et le péage ("télébilletique") des transports en commun. Chaque utilisateur est muni d'un objet portatif du type "carte sans contact" ou "badge sans contact", qui est un objet susceptible d'échanger les in- formations avec une "borne" fixe, ou éventuellement mobile, en appro- chant le badge de cette dernière de manière à permettre un couplage mutuel non galvanique (dans la présente description, on utilisera le terme "borne" pour désigner le terminal émetteur/récepteur de données apte à coopérer avec les objets portatifs, pour lesquels on utilisera le terme gé- néral de "carte"). L'invention concerne plus précisément le cas o l'échange d'informations consécutif au couplage entre borne et carte est opéré en faisant varier un champ magnétique produit par une bobine d'induction, technique connue sous le nom de "procédé par induction". La borne comporte à cet effet un circuit accordé excité par un signal al- ternatif qui produit dans l'espace environnant un champ magnétique al- ternatif. La carte se trouvant dans cet espace détecte ce champ grâce un circuit accordé et produit en retour des signaux qui sont détectés par la borne, établissant ainsi le dialogue de communication recherché. Les avantages de cette technique sont bien connus, notamment la très bonne définition de la zone dans laquelle il peut y avoir échange d'infor- mation, le coût très bas de la fonction communication et la possibilité de téléalimenter la carte à partir de l'énergie magnétique émise par la borne sans recours à une pile d'alimentation incorporée. Ces avantages font généralement préférer le procédé par induction au couplage radioélectri- que, plus coûteux et plus sensible aux variations de portée. Le WO-A-98/26370 (Innovatron Industries) décrit un tel système d'échan- ge de données par induction et avec téléalimentation d'une carte. L'invention concerne plus particulièrement le cas o la communication de la carte vers la borne est opérée par une technique dite de "modulation de charge" ou de "modulation de réactance", c'est-à-dire dans laquelle, lorsque la carte détecte la présence d'un champ magnétique environnant, elle modifie son circuit accordé de manière à faire varier la réactance de celui-ci entre deux états plus ou moins résonants. Du côté de la borne, cette action est vue comme une perturbation du champ magnétique, qui peut être détectée comme une variation du déphasage entre un signal produit par les moyens émetteurs et un signal modulé par la carte. Cette variation de phase, qui est d'autant plus grande que la carte est située près de la borne, est détectée et transformée en un signal d'amplitude variable contenant les données émises par la carte. Cette technique est notamment décrite dans le FR-A-2 711 440, auquel on pourra se référer pour de plus amples développements. Quant à la communication de la borne vers la carte, elle est généralement assurée par une simple modulation d'amplitude, résultant de l'application à deux niveaux différents d'une tension au circuit accordé de la borne. En complément de ce qui précède, afin d'obtenir un système présentant une bonne immunité aux bruits et aux perturbations (tels que ceux géné- rés par une borne voisine), on utilise pour véhiculer les données de la carte vers la borne un système de sous-porteuse avec modulation de phase à deux états ou modulation BPSK (Binary Phase Shift Keying), la fréquence de cette sous-porteuse étant notablement inférieure à celle du champ rayonné, mais nettement supérieure au débit des données. Cette technique fait l'objet actuellement d'un projet de norme ISO 14443 type B, visant les cartes de type "sans contact" utilisant le procédé par induction pour communiquer avec une borne. Plus précisément, quand la carte doit émettre des données, elle produit une sous-porteuse modulée en phase à deux états décalés de 180 (en opposition de phase) selon la donnée à transmettre, et fait varier l'impé- dance de charge placée sur sa bobine au rythme de cette sous-porteuse modulée en phase. Par exemple, une carte selon le projet de norme ISO 14443 type B génère en interne un signal binaire par division par 16 de la fréquence du champ à 13,56 MHz, soit 847,5 kHz, combiné par un ou EXCLUSIF avec les don- nées binaires à transmettre au débit de 106 kbit/s, le résultat commutant la charge placée sur la bobine de la carte. Ainsi, une borne apte à fonctionner avec des cartes produisant des don- nées émises de cette manière devra comporter deux étages successifs, à savoir: a) un étage de détection de variation de la phase du signal, permettant de reconstituer les variations de la charge de la carte, et b) en aval, un étage de démodulation de la modulation BPSK de la sous- porteuse de la carte. Ces deux fonctions sont cependant indépendantes: - le système à comparaison de phase pour la détection de variation de la charge peut être remplacé par un équivalent tel qu'un démodulateur d'amplitude ou de phase et d'amplitude, etc. en conservant la démo- dulation BPSK; - inversement, il est possible d'envisager une détection de variation de phase combinée à un type de modulation autre que la modulation de sous-porteuse BPSK, par exemple une modulation en bande de base, ou une modulation autre que BPSK. L'un des buts de l'invention est de proposer un nouveau type de borne mettant en oeuvre les fonctions a) et/ou b) ci-dessus, dont la structure permet un faible coût de revient industriel, tout en offrant d'excellentes performances. Comme on le verra, la borne de l'invention offre les avantages suivants: - minimum de composants, de réglages et de causes de non-fonctionne- ment, de manière à éviter, par exemple, des réglages précis du fait de dérives en température, des difficultés d'intégration ou l'emploi de composants présentant des tolérances étroites, - sensibilité et sélectivité, de manière à pouvoir fonctionner même avec une carte éloignée, - très bon rendement et possibilité de fonctionner même avec des ten- sions basses de l'étage émetteur du lecteur. Selon un premier aspect, I'invention propose à cet effet une borne de communication sans contact par induction avec des objets portatifs tels que des cartes à microcircuit, cette borne étant du type connu compor- tant: un circuit résonant LC ou RLC série, comprenant un élément inductif et un élément capacitif; des moyens générateurs, appliquant au circuit résonant un signal alternatif de fréquence proche de la fréquence d'ac- cord du circuit résonant, de manière à rayonner un champ magnétique en direction d'un objet portatif; et des moyens récepteurs, couplés au circuit résonant de manière à capter une perturbation modulée en phase, induite par l'objet portatif, du champ magnétique produit par les moyens généra- teurs, ces moyens récepteurs comprenant des moyens détecteurs à dé- modulation de phase, aptes à évaluer un déphasage entre un signal de référence, représentatif de la phase du signal produit par les moyens gé- nérateurs, et un signal de mesure, issu du circuit résonant, représentatif de la phase du signal capté par les moyens récepteurs. La borne de la présente invention est caractérisée en ce que le signal de mesure est prélevé sur l'un des éléments, capacitif ou inductif, du circuit résonant et le signal de référence est prélevé sur le circuit résonant in- cluant l'élément inductif en série avec l'élément capacitif. Très avantageusement, le circuit résonant est couplé aux moyens géné- rateurs et aux moyens récepteurs essentiellement sans élément résistif de liaison. Le signal de mesure peut être prélevé sur l'un des éléments, capacitif ou inductif, du circuit résonant, soit aux bornes de cet élément, soit sur une fraction de cet élément, ce dernier étant dans ce dernier cas constitué d'une pluralité de sous-éléments montés en diviseur, respectivement ca- pacitif ou inductif. Lorsque le signal de mesure est prélevé sur l'élément capacitif, le circuit résonant est avantageusement accordé au-dessous de la fréquence du signal produit par les moyens générateurs; inversement, lorsque ce si- gnal est prélevé sur l'élément inductif, le circuit résonant est avantageu- sement accordé au-dessus de cette même fréquence. De préférence, les moyens détecteurs à démodulation de phase compor- tent des moyens pour appliquer, avant évaluation du déphasage entre signal de mesure et signal de référence, un déphasage constant au signal de référence et/ou au signal de mesure. Ces moyens détecteurs à démodulation de phase peuvent en outre com- porter un circuit de détection de passage à zéro et de mise en forme du signal de référence, un circuit de détection de passage à zéro et de mise en forme du signal de mesure, et un circuit comparateur de phases rece- vant en entrée les signaux respectifs délivrés par les deux circuits de dé- tection de passage à zéro et de mise en forme. En introduisant une avance de phase sur le signal de référence et un re- tard de phase sur le signal de mesure, on fait ainsi en sorte que le com- parateur de phases travaille toujours dans la zone o il est le plus perfor- mant, en évitant en particulier toute incertitude de signe, et ceci que la carte soit près ou loin de la borne (les déphasages sont ajustés de mani- ère que, quel que soit la plage de fonctionnement du dispositif, on se trouve toujours dans une zone favorable à une bonne détection du dé- phasage). Dans un mode de réalisation avantageux, les circuits de détection de pas- sage à zéro et de mise en forme comportent un inverseur dont l'entrée reçoit le signal à traiter et est couplée à la sortie dudit inverseur par un élément résistif, et le circuit comparateur de phases comporte une porte ou EXCLUSIF recevant sur chacune de ses deux entrées les signaux issus des circuits de détection de passage à zéro et de mise en forme respec- tifs, le rapport cyclique (ou, de manière équivalente, la valeur moyenne) du signal en sortie de la porte ou EXCLUSIF constituant le signal démodu- lé. Selon un second aspect, I'invention propose une borne de communication sans contact par induction avec des objets portatifs tels que des cartes à microcircuit, communication dans laquelle la transmission des données de l'objet portatif vers la borne est une transmission par sous-porteuse avec modulation de phase à deux états à retournement de phase BPSK, cette borne étant de type connu comprenant: un circuit résonant inductance- capacité; des moyens générateurs, appliquant au circuit résonant un si- gnal alternatif de manière à rayonner un champ en direction d'un objet portatif; et des moyens récepteurs, couplés au circuit résonant de maniè- re à capter une perturbation, induite par l'objet portatif, du champ magné- tique produit par les moyens générateurs, ces moyens récepteurs com- prenant des moyens détecteurs, délivrant un signal modulé BPSK repré- sentatif des données transmises par l'objet portatif à la borne, et un dé- modulateur BPSK, apte à démoduler la sous-porteuse du signal délivré par les moyens détecteurs. La borne y est caractérisée en ce que le démodulateur BPSK est un dé- modulateur synchrone, apte à corréler la sous-porteuse avec un signal de référence de même fréquence. Très avantageusement, le démodulateur BPSK comporte une boucle à verrouillage de phase, apte à reconstituer la phase du signal de référence par un asservissement générant ce signal de référence à partir du signal de la sous-porteuse délivré par les moyens détecteurs. Le démodulateur BPSK peut en outre comporter des moyens de recons- titution de la polarité d'origine des données, et/ou des moyens de détec- tion de présence de la sous-porteuse. Ces derniers peuvent en particulier être utilisés pour commander les moyens de reconstitution de la polarité d'origine des données. Dans un mode de réalisation avantageux, le démodulateur BPSK compor- te un générateur de signaux en quadrature, dont la fréquence et/ou la phase peuvent être ajustés par un signal appliqué sur une entrée de com- mande; un circuit d'extraction des données; un circuit de reconstitution de la phase de référence, chacun des circuits d'extraction des données et de reconstitution de la phase de référence comportant un étage multi- plieur recevant sur une première entrée le signal issu des moyens détec- teurs et sur une seconde entrée l'un des signaux en quadrature produits par le générateur de signaux en quadrature; et un circuit comparateur recevant en entrée les signaux respectifs délivrés par les circuits d'ex- traction des données et de reconstitution de la phase de référence et dé- livrant en sortie un signal différentiel d'erreur appliqué à l'entrée de com- mande du générateur de signaux en quadrature de manière à permettre le recalage de ce dernier. L'étage multiplieur peut notamment être un multiplieur analogique couplé à un filtre passe-bas aval, en particulier un multiplieur analogique com- portant un élément commutateur commandé au rythme du signal produit par le générateur de signaux en quadrature et distribuant alternativement le signal issu des moyens détecteurs sur les deux entrées d'un circuit comparateur. On va maintenant décrire un exemple de mise en oeuvre de l'invention, en référence aux dessins annexés. La figure 1 est une illustration schématique des différents circuits de la carte et de la borne permettant d'opérer la communication entre ces deux éléments. La figure 2 illustre la manière dont est réalisée la mesure du déphasage, selon l'art antérieur. Les figures 3 et 4 illustrent la manière dont est opérée la mesure du dé- phasage, selon deux mises en oeuvre possibles de l'invention. La figures 5 est une caractéristique montrant la sensibilité de la mesure du déphasage, de manière comparative entre l'art antérieur et les deux mises en oeuvre possibles de l'invention. La figure 6 est un schéma par blocs d'un circuit détecteur de déphasage mettant en oeuvre les enseignements de l'invention. La figure 7 est un schéma précisant les divers composants utilisés pour la réalisation du schéma de la figure 6. La figure 8 est un schéma par blocs d'un circuit démodulateur BPSK mettant en oeuvre les enseignements de l'invention. La figure 9 illustre le détail d'un montage multiplieur à commutateur ana- logique utilisé dans le circuit de la figure 8. 0 La figure 1 illustre les éléments essentiels du système de l'invention, avec une borne 10 comportant un générateur sinusoïdal 12 de fréquence Fo relié à un circuit résonant RLC série 14 accordé à une fréquence Fo+F ou Fo-F. Le circuit résonant 14 est un circuit résonant avec, en série, une induc- tance 18 de valeur L dont la résistance intrinsèque 16 est de valeur r, et un condensateur 20 de capacité C, ce dipôle étant relié au générateur 12 par l'intermédiaire d'une résistance 22, de valeur R, servant à la mesure d'un déphasage de la manière qui sera indiquée par la suite. Le champ émis par la borne 10 alimente une carte 24 et transmet des données à celle-ci par modulation d'amplitude de la porteuse Fo. La carte 24, quant à elle, comporte un circuit résonant parallèle RLC 26, avec en parallèle une inductance 28 de valeur L2, un condensateur 30 de capacité C2 et une résistance 32, qui est une résistance de charge de valeur R2 variable. Lorsque la carte 24 est dans le champ d'action de la borne 10, les circuits accordés respectifs 26 et 14 de ces derniers sont mutuellement couplés avec un coefficient de couplage, I'inductance mutuelle étant M = k (L. L2)'. Détection de la variation de phase induite par la modulation de charge La carte communique avec la borne en modulant sa consommation ("mo- dulation de charge"): lorsque sa consommation est minimale, correspon- dant à une valeur élevée de R2, l'état émis par la carte correspond par exemple à un "1" logique; inversement, lorsque sa consommation est maximale (valeur de R2 faible), I'état émis par la carte correspond alors à un "0" logique. Cette modulation de charge est vue par la borne 10 sous forme d'une modulation de phase, qui sera détectée et démodulée de la manière que l'on va indiquer. Pour une carte donnée (c'est-à-dire avec des valeurs de R2 définies), plus le déphasage engendré par la carte entre les deux états sera fort, plus il sera facile de démoduler les données transmises par la carte à la borne. Plus précisément, le circuit L2C2 de la carte étant accordé (L2.C2.co2 =1), I'inductance L de la borne couplée à la carte est équivalente à un circuit série Leq et Req, avec Leq = (1- k2).L et Req = r + k2. R2.(L/L2). Les ordres de grandeur des différents composants en limite de portée sont: L = 2,7 pH; r = 2; L2 = 0,63 pH; R2 = 2 k Q lorsque la carte émet un état à "1" et 1 k Q lorsqu'elle émet un état à "0". Le couplage k étant de l'ordre de 0,07 en limite de portée, les valeurs de Leq et Req sont res- pectivement de 2,69 pH et de 44 D lorsque la carte émet un état à "1" ou 23 Q lorsqu'elle émet un état à "0". L'inductance varie très peu et peut donc être considérée, en première ap- proximation, comme constante et égale à L. Le schéma équivalent de l'inductance couplée à la carte en limite de portée (là o la sensibilité doit être la plus forte) correspond donc à un dipôle inductance L+ résistance Req (référencé 34 sur la figure 2), avec deux valeurs possibles pour Req: r + Ra = 44 f (alimentation de la carte et émission d'un état à "1"), ou r + Rm = 23 Q (alimentation de la carte et émission d'un état à "0") La solution actuelle, illustrée figure 2, pour mesurer le déphasage résul- tant de la variation de Req (c'est-à-dire de la variation de R2 dans la carte 24) consiste à mesurer le déphasage entre deux tensions VRef et VMes prélevées de part et d'autre de la résistance R. Lorsque la carte est alimentée par la borne, le déphasage, obtenu par cette méthode, entre le mode d'émission d'un état à "1" et le mode d'émis- sion d'un état à "0", est donné par la formule suivante, qui fait apparaître deux termes: AcPR = {arctg [(Lco-1/Coe)/(r+Rm)] - arctg [(Lo1l/Co)/(r+Ra)]} - {arctg [(Lw-1/Cco)/(R+r+Rm)] - arctg [(Lco-1/Coe)/(R+r+ Ra)]} Le premier terme correspond à la modulation effectuée par la carte sur le signal de mesure, le second à une modulation présente sur le signal de référence qui suit le signal de mesure, réduisant de ce fait la sensibilité. Le graphique de la figure 5 donne la courbe A&R (en degrés) suivant la valeur de la capacité d'accord C (en pF) choisie sur la borne. Les deux autres courbes de ce graphique seront expliquées dans la suite. On peut voir que cette courbe présente deux extrema, pour des capacités situées de part et d'autre de la valeur de la capacité d'accord du circuit L/C, valeur pour laquelle le déphasage est nul (la modulation de charge de la carte ne se traduit alors que par une modulation d'amplitude des signaux mesurés). Cette technique est notamment exposée dans le FR-A-2 711 440 précité. La présente invention propose une autre technique de mesure que l'on va présenter, toujours basée sur la comparaison de phase pour reconstituer les variations de charge de la carte. La solution proposée par l'invention pour démoduler la phase consiste à mesurer la phase entre deux tensions VRef et VMes prélevées directe- ment sur le circuit LC. Deux options sont possibles, illustrées par les figures 3 et 4. Dans la première mise en oeuvre, illustrée figure 3, le signal de mesure VMes est pris aux bornes de la capacité C du circuit résonant (ou sur une fraction de cette capacité par un diviseur capacitif, comme cela est par exemple le cas de l'exemple particulier de réalisation illustré figure 7). Le déphasage obtenu par cette méthode est donné par la formule sui- vante: AOC = {arctg [(Lo-1/Cco)/(r+Rm)] - arctg [(Loe- 1/Co)/(r+Ra)]} La deuxième mise en oeuvre, illustrée figure 4, consiste à récupérer le signal de mesure VMes sur l'inductance L du circuit résonant (ou, ici en- core, sur une fraction de cette inductance). Le déphasage obtenu par cette méthode est donné par la formule sui- vante: AbL = {arctg [(Loe-1/Co)/(r+Rm)] -arctg [(Lc0-1/Ce)/(r+Ra)]} {arctg [Lco/(r+Rm)] - arctg [Lco/(r+Ra)]} Si l'on compare maintenant, en termes de sensibilité, les résultats obte- nus sur les caractéristiques déphasage/capacité représentées figure 5, on constate que dans tous les cas la solution de l'art antérieur (A/IR) est la moins sensible et que, selon la valeur de la capacité d'accord C par rap- port à l'accord du circuit LC, le choix de prendre la tension de mesure VMes sur la capacité C ou sur l'inductance L peut se discuter. Ainsi, dans le cas o l'on préfère prendre une capacité d'accord C plus forte que la valeur de l'accord pour bénéficier d'une plus faible sensibilité aux capacités parasites, le choix de la capacité pour la mesure de VMes s'impose (circuit LC selfique). En revanche, si l'augmentation de sensibilité est cruciale, le choix de l'inductance pour la mesure de VMes serait plus judicieux. Ce choix impli- que l'utilisation d'une capacité d'accord C plus faible que la capacité d'ac- cord du circuit LC. Le fait que la résistance R ne soit plus nécessaire pour effectuer la me- sure de déphasage entraîne au surplus une réduction de l'impédance de l'antenne (circuit RLC), facilitant l'augmentation du courant dans l'induc- tance et donc l'augmentation de champ rayonné. Ainsi, en supprimant cet- te résistance R, de l'ordre de 50 n, qui ne servait qu'à la mesure du dé- phasage, le circuit peut opérer avec une tension d'alimentation plus fai- ble, et avec un excellent rendement. On va maintenant décrire, en référence aux figures 6 et 7, un exemple de réalisation mettant en oeuvre les enseignements que l'on vient d'exposer. Le circuit résonant 14 comprend une bobine 34 (d'inductance L et de ré- sistance équivalente Req) et une capacité C constituée de deux condensateurs 36 et 38 de capacités respectives C3 et C4, formant pont diviseur capacitif, de manière à éviter de trop perturber le circuit d'antenne. Le choix des valeurs de C3 et C4 permet de modifier aisément l'amplitude du signal de mesure, prélevé sur l'élément capacitif au point milieu du divi- seur 36, 38. Pour améliorer la sensibilité, on applique avantageusement des déphasa- ges constants, en sens inverses, aux signaux de mesure et de référence. Ainsi, le signal de référence prélevé aux bornes du circuit résonant LC 14 est appliqué à un étage 40 déphaseur du signal de référence, tandis que le signal de mesure, prélevé sur le point milieu du diviseur capacitif 36, 38 est appliqué à un étage 42 déphaseur du signal de mesure. Les tensions de référence VRef' et de mesure VMes', respectivement en sortie des étages déphaseurs 40 et 42, sont appliquées à des circuits cor- respondants 44, 46 assurant la détection du passage à zéro et la mise en forme du signal. Les sorties de ces deux étages 44 et 46 sont appliquées aux deux entrées d'un comparateur de phases 48 délivrant, après pas- sage par un filtre passe-bas 50, le signal A résultat de la démodulation de phase. La figure 7 illustre la manière dont les différents étages 40 à 50 peuvent être réalisés. L'étage 40 déphaseur du signal de référence est constitué d'un circuit RL 52, 54 associant une résistance R3 et une inductance L3 pour avancer la phase d'environ +80 et ajuster l'amplitude du signal VRef' par modifica- tion de la valeur de R3 (ce qui modifie peu la valeur déphasage). L'étage 42 du déphaseur du signal de mesure, quant à lui, est constitué d'un circuit RC 56, 58 associant une résistance R5 à une capacité C5 il permet d'ajuster la phase du signal VMes' d'environ -70 à -85 ; I'ampli- tude du signal VMes' est ajustée par le rapport des capacités C3 et C4 constituant la capacité C du circuit d'antenne. Le signal VRef' est transmis à l'étage 44, qui peut être réalisé de manière simple à partir d'une porte ou EXCLUSIF dont l'une des entrées 62 est pla- cée à un potentiel fixe (tension d'alimentation) et l'autre entrée 64 reçoit le signal VRef' via un condensateur 66 de capacité C6. La sortie de la porte est reliée à l'entrée 64 via une résistance 68 de valeur R6. * L'étage 46 est réalisé de façon semblable à l'étage 44, à partir de compo- sants 70 à 78 homologues des composants 60 à 68 décrits ci-dessus. Les sorties des deux portes 60 et 70 sont appliquées aux deux entrées 80 et 82 d'une porte ou EXCLUSIF 84 constituant l'étage 48 comparateur de phases. Le signal résultant est transmis via une résistance 86 au filtre passe-bas , qui est un filtre RC 86, 90 constitué d'une résistance R8 et d'une ca- pacité C8 en série. Les valeurs de R8 et C8 sont choisies pour obtenir une caractéristique permettant une réjection satisfaisante de la porteuse. Ainsi, toute variation de charge induite par la carte va se traduire par une variation de phase entre les signaux VMes et VRef, variation qui sera détectée de manière à se traduire par une variation de tension au point A. En introduisant une avance de phase sur le signal de référence VRef' et un retard de phase sur le signal de mesure VMes', on fait en sorte que le comparateur de phases 48 travaille toujours dans la zone o il est le plus performant, en évitant en particulier toute incertitude de signe, et ceci que la carte soit près ou loin de la borne (les déphasages sont ajustés de ma- nière que, quel que soit la plage de fonctionnement du dispositif, on se trouve toujours dans une zone favorable à une bonne détection du dé- phasage). L'étape suivante, illustrée en référence à la figure 8, consiste à opérer la démodulation BPSK du signal A en sortie du circuit de détection que l'on vient de décrire aux figures 6 et 7. Démodulation BPSK du signal détecté La présente invention propose une réalisation avantageuse d'un démodu- lateur BPSK de type démodulateur synchrone (c'est-à-dire corrélant la sous-porteuse avec un signal de référence de même fréquence et de même phase) avec boucle de verrouillage de phase (c'est-à-dire recons- tituant la phase du signal de référence par un asservissement du système générant ce signal de référence avec le signal de la sous-porteuse reçu de la carte, au moins pendant la phase initiale de la réception). En incorporant ainsi, selon l'invention, un démodulateur BPSK synchrone à une borne d'échange de données avec des cartes sans contact, on re- médie à divers inconvénients et limitations rencontrés jusqu'à présent avec les bornes connues, qui mettaient en oeuvre des circuits à seuil avec détection de la sous-porteuse, de manière asynchrone. Le démodulateur BPSK illustré figure 8 comporte essentiellement un gé- nérateur de signaux en quadrature 92 produisant en 94 et 96 deux si- gnaux de fréquences proches ou égales de la sous-porteuse (par exem- ple 847 kHz) et en quadrature. Leurs fréquences et/ou leurs phases peu- vent être ajustées par un signal de commande appliqué en 98. Le démodulateur comporte également deux circuits 100, 110 semblables, avec chacun: un étage multiplieur 102, 112 multipliant le signal à démo- duler A par les deux signaux en quadrature 94, 96; un filtre passe-bas 104, 114 permettant de supprimer les signaux indésirables produits par la multiplication et de retrouver des signaux démodulés (le bruit peut en effet être du même ordre de grandeur que l'amplitude du signal utile); et un comparateur 106, 116 pour la remise en forme du signal. Les filtres 104 et 114 sont conçus de manière à être passants à 53 kHz, fréquence maxi- male des données, et bloquants à 847 kHz, fréquence de la sous- porteuse. Les sorties des comparateurs 106, 116 sont appliquées aux entrées d'un dispositif de synchronisation, par exemple un ou EXCLUSIF 108, qui agit sur la commande 98 du générateur de signaux en quadrature pour recaler les signaux en sortie des étages 100 et 110 par rapport au signal d'en- trée. En jouant sur la phase ou la fréquence des deux signaux qu'il génère, et en fonction des informations appliquées par la porte 108, le générateur 92 va se verrouiller sur la trame en BPSK. La sortie de l'étage 110 reproduit la trame démodulée (ou son inverse, voir plus bas), tandis que la sortie de l'étage 100 est un signal d'erreur qui, associé au signal de sortie de l'éta- ge 110, permet de piloter le générateur 92 de signaux en quadrature. Lorsque le signal à 847 kHz fourni à l'étage 110 par le générateur de si- gnaux en quadrature 92 est parfaitement en phase avec la sous-porteuse de la trame présente en entrée en A, le signal en sortie du filtre passe- bas 104 de l'étage 100 est nul et la sortie du comparateur a tendance à osciller. Les étages multiplieurs 102 ou 112 peuvent par exemple être réalisés avec un commutateur analogique, comme illustré figure 9: le multiplieur 112 y est obtenu avec une bonne approximation par utilisation d'un com- mutateur 118 recevant sur son entrée 120 le signal A à multiplier, et com- mandé au rythme de la phase de référence générée en 94 de manière à basculer entre les deux sorties 122 et 124. Ces deux sorties sont reliées entre elles par un condensateur 126 et chacune d'entre elles est reliée à la masse par une résistance respective 128, 130 (l'ensemble constituant ainsi le filtre passe-bas 114). Les signaux des deux sorties 122, 124 sont appliqués aux deux entrées du comparateur 116 de remise en forme. On notera que la réalisation du démodulateur BPSK de l'invention sous forme de démodulateur synchrone avec boucle de verrouillage de phase est particulièrement simple, exempte de réglage et tolérante aux bruits superposés aux signaux. En outre, elle admet une considérable variation d'amplitude en entrée, rendue nécessaire dans l'application particulière envisagée par le fait que la carte est à une distance très variable de la borne, ce qui se traduit par une amplitude elle-même très variable au point A en sortie de l'étage dé- tecteur (qu'il s'agisse d'un détecteur à comparaison de phase selon l'in- vention, tel que décrit en référence aux figures 6 et 7, o d'un détecteur équivalent de la technique antérieure tel que démodulateur d'amplitude, ou de phase et d'amplitude, etc.). Avantageusement, on prévoit en outre de détecter la présence de la sous- porteuse générée par la carte. Cette détection peut notamment permettre de prévenir le microprocesseur de la borne de l'arrivée imminente d'une trame, ou encore de déterminer le sens de la trame. La modulation utilisée pose en effet le problème de la connaissance de la phase de référence. En effet, dans un codage BPSK tel que celui prescrit par le projet de norme ISO 14443 type B, le récepteur (la borne) ne peut observer directement la phase de la sous-porteuse (phase dans l'absolu) mais seulement ses variations de 180 (retournements de phase), et ne peut donc déterminer directement les données, seulement les change- ments d'état de ces données. Il se pose donc le problème, côté récepteur, de reconstituer les données avec leur polarité d'origine, ce qui suppose que le contexte permet de connaître la polarité à un instant donné. Selon ISO 14443 type B, il existe deux possibilités pour retrouver cette polarité: - la carte commence l'émission de la sous- porteuse avec des données à "1", par exemple vingt bits à "1" (et aussi, quand les données restent plus d'un certain temps dans le même état, cet état est toujours un "1"i); - on détecte la mise en fonction par la carte de la modulation de charge avec sous-porteuse (outre l'utilité pour la reconstitution de la polarité des données, cette détection peut être utile pour activer les circuits de traitement de l'information en aval, par exemple d'un désérialiseur asynchrone): si l'on peut détecter la présence de la sous-porteuse, il est alors facile de recaler le décodeur BPSK en inversant le signal de sortie si nécessaire pour reconstituer la polarité des données. Le perfectionnement proposé se place dans ce second cas, la détection de présence de sous-porteuse pouvant se faire de plusieurs manières: - on peut tout d'abord détecter directement son apparition avant démo- dulation, par exemple sur le signal A, avec un filtre et un comparateur; cette détection peut également se faire de façon indirecte sur le signal B après démodulation, en détectant qu'il n'y a pas eu de changement d'état en B depuis un certain temps et/ou en détectant que, depuis un certain temps T, le générateur de signaux en quadrature n'a pas varie en phase de plus d'un certain angle. Pour régénérer les données, c'est-à-dire les inverser ou non, on peut uti- liser, comme illustré figure 8, une bascule D 132 dont l'entrée D reçoit le signal B et l'entrée d'horloge H le signal de sortie d'un détecteur de syn- chronisme 134. Le détecteur 134 mémorise l'état des données en B grâce à la bascule 132 et opère un ou EXCLUSIF avec la porte 136 dont l'une des entrées 138 reçoit la sortie Q/ de la bascule 132 (valeur mémorisée précitée) et l'autre entrée 140 reçoit directement le signal B. On obtient ainsi en sortie le signal TxD, apte à être traité par le microprocesseur de la borne. Le détecteur de synchronisme 134 est piloté de l'une des maniè- res décrites plus haut. En l'absence de variation, le système est réputé verrouillé et la bascule D est activée. Pour l'inversion des données, une variante de réalisation consiste à ap- pliquer, si nécessaire, un déphasage de X aux deux signaux en quadra- ture. Comme on peut le voir, la détection de la génération d'une sousporteuse par la carte est ainsi obtenue à l'intérieur de la borne sans qu'il soit né- cessaire de fixer un seuil de détection arbitraire. REVENDICATIONS 1. Une borne de communication sans contact par induction avec des ob- jets portatifs (24) tels que des cartes à microcircuit, communication dans laquelle la transmission des données de l'objet portatif vers la borne est une transmission par sous-porteuse avec modulation de phase à deux états à retournement de phase BPSK, cette borne (10) comportant: - un circuit résonant inductance-capacité (14), - des moyens générateurs (12), appliquant au circuit résonant un signal alternatif de manière à rayonner un champ en direction d'un objet por- tatif, et - des moyens récepteurs, couplés au circuit résonant de manière à cap- ter une perturbation, induite par l'objet portatif, du champ magnétique produit par les moyens générateurs, ces moyens récepteurs comprenant des moyens détecteurs (40-50), délivrant un signal (A) modulé BPSK représentatif des données trans- mises par l'objet portatif à la borne, et un démodulateur BPSK (92- ), apte à démoduler la sous-porteuse du signal délivré par les moyens détecteurs, borne caractérisée en ce que le démodulateur BPSK est un démodulateur synchrone, apte à corréler la sous-porteuse avec un signal de référence de même fréquence. 2. La borne de la revendication 1, dans laquelle le démodulateur BPSK comporte une boucle à verrouillage de phase, apte à reconstituer la pha- se du signal de référence par un asservissement générant ce signal de référence à partir du signal de la sous-porteuse délivré par les moyens détecteurs. 3. La borne de la revendication 1 ou 2, dans laquelle le démodulateur BPSK comporte en outre des moyens (132, 136) de reconstitution de la polarité d'origine des données. 4. La borne de l'une des revendications 1 à 3, dans laquelle le démodu- lateur BPSK comporte en outre des moyens (134) de détection de pré- sence de la sous-porteuse. 5. La borne des revendications 3 et 4 prises en combinaison, dans laquel- le les moyens (132-136) de reconstitution de la polarité d'origine des don- nées sont commandés par les moyens (134) de détection de présence de la sous-porteuse. 6. La borne de la revendication 2, dans laquelle le démodulateur BPSK comporte: - un générateur (92) de signaux (94, 96) en quadrature, dont la fréquen- ce et/ou la phase peuvent être ajustés par un signal (98) appliqué sur une entrée de commande, - un circuit (110) d'extraction des données, - un circuit (100) de reconstitution de la phase de référence, chacun des circuits (100; 110) d'extraction des données et de recons- titution de la phase de référence comportant un étage multiplieur (102; 112) recevant sur une première entrée le signal (A) issu des moyens détecteurs et sur une seconde entrée l'un des signaux (94; 96) en quadrature produits par le générateur (92) de signaux en qua- drature, et - un circuit comparateur (108) recevant en entrée les signaux respectifs délivrés par les circuits (100; 110) d'extraction des données et de re- constitution de la phase de référence et délivrant en sortie un signal différentiel d'erreur (98) appliqué à l'entrée de commande du généra- teur de signaux en quadrature de manière à permettre le recalage de ce dernier. 7. La borne de la revendication 6, dans laquelle l'étage multiplieur (102 112) est un multiplieur analogique, couplé à un filtre passe-bas (104 114) aval. 8. La borne de la revendication 1, dans laquelle le multiplieur analogique (102; 112) comporte un élément commutateur (118) commandé au ryth- me du signal (94; 96) produit par le générateur de signaux en quadrature et distribuant alternativement le signal (A) issu des moyens détecteurs sur les deux entrées d'un circuit comparateur (116).