Brevet FR2794582A1 — publié le 20001208

Circuit d'amplification à contre-réaction de courant et procédé associé. La présente invention concerne le domaine des amplificateurs, notamment utilisés dans le domaine de la vidéo. Deux types d'amplificateurs peuvent être utilisés.' Les amplificateurs à contre-réaction de tension comprennent deux entrées à haute impédance dans l'une desquelles on réinjecte une tension prélevée en sortie. Toutefois, ce type d'amplificateur présente une vitesse de balayage relativement limitée, notamment en raison des courants de polarisation de chaque branche qui doivent charger les capacités présentes dans le circuit. Les amplificateurs à contre-réaction de courant présentent une entrée à haute impédance dans laquelle est envoyé le signal de consigne et une entrée à basse impédance dans.laquelle on réinjecte un courant prélevé en sortie. Ces amplificateurs ont une vitesse de balayage élevée grâce à la possibilité de réinjecter un fort courant de sortie. Un exemple de réalisation d'un amplificateur à réinjection de courant de type connu est illustré sur la figure 1. Le circuit comprend deux miroirs de courant 1 et 2 pourvus respectivement d'une entrée la, 2a et d'une sortie lb, 2b. Chaque miroir de courant 1, 2 est capable de fournir en sortie un courant proportionnel au courant d'entrée, le facteur de proportionnalité étant égal pour les deux miroirs 1 et 2 et noté K. Entre les entrées la et 2a des miroirs de courant 1 et 2, sont disposés en série un transistor bipolaire de type PNP 3 et un transistor bipolaire de type NPN 4. Le collecteur du transistor 3 est relié à l'entrée l a tandis que son émetteur est relié au collecteur du transistor 4. L'émetteur du transistor 4 est relié à l'entrée 2a. Deux diodes 5 et 6 sont disposées en série entre la base du transistor 3 et la base du transistor 4. L'entrée du circuit dans laquelle on injecte le signal à amplifier est reliée au point commun entre les diodes 5 et 6. Une source de courant 7 est également reliée à la base du transistor 3, tandis qu'une source de courant 8 est reliée à la base du transistor 4. Les sources de courant 7 et 8 fournissent un courant identique noté Io servant à polariser les diodes 5 et 6. Les sorties lb et 2b des miroirs de courant 1 et 2 sont court- circuitées et reliées à l'entrée d'un amplificateur 9, en général de gain unitaire dont la sortie forme la sortie du circuit amplificateur et dont le rôle est de fournir une impédance de sortie faible. Des capacités 10 et 11 sont disposées en série entre le miroir de courant 1 et le miroir de courant 2, leur point commun étant relié à l'entrée de l'amplificateur 9. Enfin, l'émetteur du transistor bipolaire 3 est d'une part relié à la masse par l'intermédiaire d'une résistance externe R12 et d'autre part à la sortie de l'amplificateur de courant 9 par l'intermédiaire d'une résistance externe R13. Les entrées la et 2a des miroirs de courant 1 et 2 fournissent un courant Io. Les sorties lb et 2b fournissent une courant K x Io. Le fonctionnement du circuit peut être modélisé par les équations suivantes En notant Go le gain de la boucle de rétroaction, on a Go= 1 + R13/Rl2. La fréquence de coupure à -3 db est égale à F3db K/(2xnxR 1 3xC) avec C la somme des valeurs des capacités 10 et 11, la capacité 11 étant égale à la capacité 10. On a la fréquence de coupure Fc F-3db/(l +roxGo/R 13) avec r. la résistance d'entrée des transistors 3 et 4 vus en petit signal : r. u,/2/lo, ut étant une constante égale à 26 mV à 27'C avec u, kT/q, k étant la constante de Boltzmann, T la température en Kelvin et q la charge de l'électron. La transimpédance complexe du circuit égale au rapport entre une variation de tension de sortie et une variation de courant d'entrée s'exprime de la façon suivante : T, AVs/AI KxRHZ, le terme RHZ étant la résistance d'entrée de la boucle de rétroaction vue de l'entrée de l'amplificateur 9, avec RHZ VEA/KIo, avec VEA une tension caractéristique des transistors 3 et 4 et qui est la tension théorique pour laquelle le courant collecteur serait nul obtenue en prolongeant les parties droites des courbes représentatives du courant collecteur en fonction de la tension entre le collecteur et l'émetteur, tension appelée tension d'Early. On a donc Tz VEA/Io. Ainsi,- on voit que la transimpédance complexe du circuit est indépendante du facteur K et ne dépend que des caractéristiques des transistors 3 et 4 et du courant Io. Pour augmenter la transimpédance complexe, on doit donc tendre à faire diminuer le courant Io. Si Io diminue, alors ro augmente car . Or, la fréquence de coupure Pour la conserver, il faudrait augmenter R I 3. Or, la vitesse de balayage notée SR est régie par l'équation suivante : SR K x AV./R 1 3/C. Si on augmente la résistance R I 3, alors la vitesse de balayage dim inue. Si l'on diminue la valeur C des capacités 10 et 11, alors les capacités parasites des transistors qui présentent des caractéristiques non linéaires deviennent prépondérantes, ce qui tend à accroître la distorsion du signal. La présente invention a pour but de proposer un circuit amélioré, notamment en ce qui concerne la distorsion, la transimpédance et l'excursion de sortie tout en conservant r0# R I 3, donc fc et SR. Le circuit électronique, selon l'invention, comprend un premier et un deuxième miroirs de courant, et un élément actif amont disposé entre une entrée du premier miroir de courant et une entrée du deuxième nùroir de courant, chaque miroir de courant étant pourvu d'une sortie. Le circuit comprend une première source de courant disposée parallèlement à l'entrée du premier miroir de courant et une deuxième source de courant disposée parallèlement à l'entrée du deuxième miroir de courant, de façon que le courant fourni à l'élément actif par l'entrée de chaque Miroir de courant et par la source de courant associée soit égal au courant de sortie de chaque miroir de courant et que le courant d'entrée de chaque miroir de courant soit inférieur au courant fourni à l'élément actif par l'entrée de chaque miroir de courant et par la source de courant associée. Dans un mode de réalisation de l'invention, le circuit forme un amplificateur à contre-réaction de courant. Avantageusement, le circuit comprend un élément aval disposé entre une sortie du premier miroir de courant et une sortie du deuxième miroir de courant. L'élément'actif amont et l'élément aval peuvent être connectés en externe, notamment par l'intermédiaire d'une première résistance disposée entre la sortie de l'élément actif amont et la sortie de l'élément aval, une deuxième résistance externe étant disposée entre la sortie de l'élément actif amont et la masse. Dans un mode de réalisation de l'invention, l'élément aval comprend une paire de capacités montées en série entre les sorties du premier et du deuxième miroirs de courant. Dans un mode de réalisation de l'invention, l'élément aval comprend un amplificateur de gain unitaire dont l'entrée est reliée directement sorties du premier et du deuxième miroirs de courant, de façon que le circuit présente une faible impédance de sortie. L'ent'rée de l'amplificateur peur être, en outre, reliée au point commun aux deux capacités. Avantageusement, l'élément actif amont comprend deux transistors montés en série entre les entrées des deux miroirs de courant. Le circuit peut comprendre deux diodes polarisées montées en série entre les bases des dits deux transistors, le point commun entre les diodes formant l'entrée de l'élément actif amont. L'invention a également pour objet un procédé pour augmenter la transimpédance d'un circuit électronique comprenant un premier et un deuxième miroirs de courant, un élément actif amont disposé entre une entrée du premier miroir de courant et une entrée du deuxième miroir de courant, chaque miroir de courant étant pourvu d'une sortie, procédé dans lequel on injecte un premier courant parallèlement à l'entrée du premier miroir de courant et un deuxième courant parallèlement à l'entrée du deuxième miroir de courant, de façon que le courant total fourni à l'élément actif soit égal au courant de sortie de chaque miroir de courant et que le courant d'entrée de chaque miroir de courant soit inférieur au dit courant total fourni à l'élément actif. Ainsi, en disposant deux sources de courant supplémentaires, on diminue le courant de consigne statique des miroirs de courant. On peut alors augmenter la valeur C des capacités à l'entrée de l'amplificateur de sortie, ce qui permet de réduire la distorsion tout en augmentant la transimpédance. A titre d'exemple, on peut prévoir que les entrées des miroirs fournissent un courant lo/K tandis que chaque source de courant supplémentaire fournit un courant Io x (K- 1)/K. Les transistors bipolaires voient ainsi le même courant Io et la sortie du miroir de courant fournit également un courant Io. La résistance RHZ est proportionnelle à VEAI inversement proportionnelle à Io et indépendante de K. La transimpédance Tz est alors multipliée par le facteur K. On peut également choisir de conserver constante la valeur C des capacités disposées à l'entrée de l'amplificateur de sortie. La distorsion est alors inchangée mais la valeur de la transimpédance est toujours multipliée par le facteur K et l'excursion de sortie est augmentée. La présente invention sera mieux comprise à l'étude de la description détaillée de quelques modes de réalisation pris à titre d'exemples nullement limitatifs et illustrés par les dessins annexés, sur lesquels la figure 1 est, comme on l'a vu plus haut, un schéma d'un amplificateur selon l'art antérieur; la figure 2 est un schéma de principe de l'invention; et la figure 3 est un schéma d'un amplificateur conforme à l'invention. Comme on peut le voir sur la figure 2, le circuit comprend deux miroirs de courant 14 et 15, chacu n pourvu d'une entrée l4a, l5a et d'une sortie l4b, l5b, chaque sortie l4b, l5b étant apte à répliquer le courant vu en entrée avec un facteur de proportionnalité K. Entre les entrées l4a et 15a, est disposé un élément actif 16 qui peut être composé d'un ou plusieurs transistors, ou diodes et d'éléments passifs tels que des résistances ou des capacités, selon la fonction souhaitée du circuit. L'élément actif 16 est pourvu d'une entrée l6a. La sortie du circuit peut être formée soit directement par les sorties l4b, l5b des miroirs de courant 14, 15 ou par un ou plusieurs éléments non représentés, actifs ou passifs, avec éventuellement une boucle de contre-réaction connectée à une entrée supplémentaire, non représentée, de l'élément actif 16. Une source de courant 17 est connectée à l'élément actif 16 parallèlement à l'entrée l4a du miroir de courant 14. De même, une source de courant 18 est connectée à l'élément actif 16 parallèlement à l'entrée l5a du miroir de courant 15. Les sources de courant 17 et 18 permettent, tou en conservant les autres caractéristiques du circuit, de diminuer les courants vus par les entrées l4a et l5a des miroirs de courant 14 et 15. Le courant traversant l'élément actif 16 peut être conservé, ce qui permet de ne pas modifier la polarisation des transistors qu'il comprend tout en augmentant la transimpédance du circuit. On pourrait bien entendu concevoir de changer la valeur du courant traversant l'élément actif en augmentant ou en diminuant celle du courant issu des sources de courant 17 et 18 en vue d'un réglage de fonctionnement différent du circuit. Sur la figure 3, est illustré un mode de réalisation particulier de l'invention qui est ici adapté au circuit connu illustré sur la figure 1. Les références des éléments semblables sont conservées. L'élément actif est ici formé par les transistors 3 et 4 et les diodes 5 et 6. La boucle de contre- réaction est formée par les résistances R 1 2 et R 13. L'élément de sortie est formé par l'amplificateur à gain unitaire 9 et les capacités 10 et 11. Les sorties l4b et l5b des miroirs 14 et 15 fournissent un courant Io, tandis que les entrées l4a et l5a fournissent un courant Io/K. Les sources de courant 17 et 18 fournissent un courant Io x (K- 1)/K. Ainsi, les transistors 3 et 4 conservent la même polarisation sous le courant Io. La résistance d'entrée de la boucle de contre-réaction est alors indépendante du facteur K en étant seulement proportionnelle à la tension VEA et inversement proportionnelle au courant Io. La transimpédance Tz est alors proportionnelle au coefficient K, et à la tension VEA et inversement proportionnelle au courant Io. On peut maintenant choisir K=2 ou plus, par exemple. On améliore ainsi la transimpédance, ce qui permet de réduire l'erreur de gain de l'amplificateur rebouclé. Pour conserver le même fonctionnement en terme de bande passante et stabilité, on augmente la valeur des capacités 10 et 11 d'un facteur K, ce qui permet de réduire la distorsion harmonique. Ces deux avantages sont obtenus sans aucune augmentation de la consommation, les sorties l4b et l5b des miroirs de courant 14 et 15 fournissant toujours le courant Io. Dans le circuit de l'art antérieur illustré sur la figure 1, si l'on avait choisi d'augmenter le coefficient K, on aurait été conduit à augmenter dans les mêmes proportions les capacités 10 et 11, ce qui aurait eu un effet positif sur la réduction de la distorsion harmonique, les capacités 10 et 11 étant quasi indépendantes de la tension contrairement aux capacités de jonction. En revanche, la transimpédance serait restée constante et la consommation de la branche de haute impédance, autrement dit le courant passant par les sorties l4b, l5b des miroirs de courant 14 et 15 aurait été augmenté dans les mêmes proportions, ce que l'on ne souhaite pas pour des raisons de dimensionnement des composants des miroirs de courant et de consommation. Dans le circuit selon l'invention, il convient de choisir une surface d'émetteur suffisante pour réaliser les transistors appartenant aux miroirs de courant 14 et 15 et fournissant le courant à leurs entrées l4a et l5a en raison de valeurs élevées de courant susceptibles d'être réinjectées en cas de forte variation de tension sur l'entrée du circuit qui se traduit par un courant réinjecté proportionnel à l'écart de tension et inversement proportionnel à la valeur de la résistance R13, ce courant réinjecté pouvant atteindre par exemple 8 mA. Il est donc préférable de ne pas profiter de la réduction par le facteur K de la valeur du courant fournie par les entrées l4a et l5a pour réduire la surface d'émetteur de ces transistors mais au contraire de la conserver inchangée et d'utiliser les mêmes surfaces d'émetteur pour les transistors des deux branches des miroirs 14 et 15. Selon la technologie des transistors bipolaires utilisés dans les miroirs de courant 14 et 15, la résistance d'accès aux collecteurs des transistors PNP et des transistors NPN peut être très différente. Par exemple, en technologie HF2C MOS, la résistance d'accès au collecteur d'un transistor PNP sera d'environ 485 Ohms, tandis que celle du transistor NPN pourra être d'environ 30 Ohms. Si l'on augmente la taille du transistor PNP, autrement dit sa surface de silicium, pour réduire sa résistance d'accès au collecteur, alors les capacités parasites des deux miroirs de courant 14 et 15 deviennent différentes, ce qui peut tendre à augmenter la distorsion. Néanmoins, la transimpédance reste améliorée. Cette différence de résistance entre les transistors PNP et NPN est due au procédé de fabrication. D'autre part, corn-me un transistor NPN présente des capacités parasites plus faibles qu'un PNP, on utilise alors un transistor NPN de plus grande taille de façon que les capacités parasites soient équilibrées, mais ce qui tend alors à réduire sa résistance d'accès au collecteur. Grâce à l'invention' - on peut améliorer la transimpédance d'un circuit électronique utilisant des miroirs de courant tout en restant à polarisation constante et à consommation constante. Vu de l'entrée, le bloc 16 est polarisé par un courant Io, tandis que vu de la sortie, le bloc 16 est polarisé par un courant Io/K. La transimpédance est donc multipliée par le facteur K. Selon les désideratas de l'utilisateur, on peut faire varier d'autres caractéristiques du circuit telles que la distorsion, l'excursion de sortie, la surface de silicium utilisée et donc le coût. L'invention s'applique, entre autres, aux amplificateurs montés en amont de convertisseurs analogique/numérique, pour des applications vidéo et telecom en technologies dites XDSL, ADSL, UDSL, HDSL... REVENDICATIONS 1. Circuit électronique comprenant un premier et un deuxième miroirs de courant (1 4, 15), un élément actif amont (16) disposé entre une entrée du premier miroir de courant et une entrée du deuxième miroir de courant, chaque miroir de courant étant pourvu d'une sortie, caractérisé par le fait qu'il comprend une première source de courant (17) disposée parallèlement à l'entrée du premier miroir de courant et une deuxième source de courant (18) disposée parallèlement à l'entrée du deuxième miroir de courant, de façon que le courant fourni à l'élément actif par l'entrée de chaque miroir de courant et par la source de courant associée soit égal au courant de sortie de chaque miroir de courant et que le courant d'entrée de chaque miroir de courant soit inférieur au courant fourni à l'élément actif par l'entrée de chaque miroir de courant et par la source de courant associée. 2. Circuit selon la revendication 1, caractérisé par le fait qu'il forme un amplificateur à contre-réaction de courant. 3. Circuit selon la revendication 1 ou 2, caractérisé par le fait qu'il comprend un élément aval disposé entre une sortie du premier miroir de courant et une sortie du deuxième miroir de courant 4. Circuit selon la revendication 3, caractérisé par le fait que l'élément actif amont et l'élément aval sont connectés. 5. Circuit selon la revendication 4, caractérisé par le fait que l'élément actif amont et l'élément aval sont connectés par l'intermédiaire d'une première résistance externe (R13) disposée entre la sortie de l'élément actif amont et la sortie de l'élément aval, une deuxième résistance externe (R12) étant disposée entre la sortie de l'élément actif amont et la masse. 6. Circuit selon l'une quelconque des revendications 3 à 5, caractérisé par le fait que l'élément aval comprend une paire de capacités (10, 11) montées en série entre les sorties du premier et du deuxième miroirs de courant. 7. Circuit selon l'une quelconque des revendications 3 à 6, caractérisé par le fait que l'élément aval comprend un amplificateur (9) de gain unitaire dont l'entrée est reliée directement sorties du premier et du deuxième miroirs de courant, de façon que le circuit présente une faible impédance de sortie. 8. Circuit selon les revendications 6 et 7, caractérisé par le fait que l'entrée de l'amplificateur est, en outre, reliée au point commun aux deux capacités. 9. Circuit selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé par le fait que l'élément actif amont comprend deux transistors (3, 4) montés en série entre les entrées des deux miroirs de courant, et deux diodes polarisées montées en série entre les bases des dits deux transistors, le point commun entre les diodes formant l'entrée de l'élément actif amont. 10. Procédé pour augmenter la transimpédance d'un circuit électronique comprenant un premier et un deuxième miroirs de courant, un élément actif amont disposé entre une entrée du premier miroir de courant et une entrée du deuxième miroir de courant, chaque miroir de courant étant pourvu d'une sortie, dans lequel on injecte un premier courant parallèlement à l'entrée du premier miroir de courant et un deuxième courant parallèlement à l'entrée du deuxième miroir de courant, de façon que le courant total fourni à l'élément actif soit égal au courant de sortie de chaque miroir de courant et que le courant d'entrée de chaque miroir de courant soit inférieur au dit courant total fourni à l'élément actif.