Brevet FR2792784A1 — publié le 20001027

Dispositif de réglage de la tension d'accord de circuits d'accord L'invention concerne un dispositif de réglage de la tension d'accord d'un circuit d'accord comportant un dispositif d'amplification qui amplifie une tension d'accord d'oscillateur, fournie par un régulateur de phase, de manière non linéaire en une tension d'accord dont l'amplification peut être réglée par un signal numérique de commande d'amplification, la résolution du signal du dispositif de réglage étant différente suivant l'amplification, notamment pour des récepteurs de radiodiffusion. Dans des récepteurs de radiodiffusion, des composants déterminant la fréquence sont accordés par des circuits oscillants et d'autres montages sélectifs en fréquence à une fréquence souhaitée ou à une gamme de fréquences souhaitées. Dans des récepteurs de radiodiffusion intégrés, le réglage des circuits oscillants s'effectue en faisant varier la tension de polarisation de diodes à capacité variable ou diodes varicap dont la capacité diminue lorsque la tension d'accord augmente. Des diodes à capacité variable de ce genre offrent par rapport à des composants discrets, comme par exemple des condensateurs d'accord, I'avantage de pouvoir être intégrées technologiquement sur une puce à semi- conducteur lors de la fabrication et donc de pouvoir être produites de manière peu onéreuse, une miniaturisation du récepteur étant en même temps favorisée. Dans des récepteurs de radiodiffusion, divers programmes peuvent être reçus sur des bandes de fréquences différentes, amplifiés et reproduits. On utilise en l'occurrence des circuits d'accord pour régler une fréquence souhaitée afin d'assurer la réception d'un signal de réception déterminé qui est transmis à cette fréquence. On règle à cet effet sur un circuit oscillateur une fréquence d'oscillateur qui est décalée d'une fréquence intermédiaire prescrite fixe par rapport à la fréquence de réception souhaitée et qui est envoyée à un mélangeur. On produit, à partir de la fréquence d'oscillateur et du signal de réception très filtré, qui est envoyé également au mélangeur, le signal de fréquence intermédiaire. Il est donc monté en amont du mélangeur des circuits de pré-oscillation et des circuits d'oscillation intermédiaires qui servent de filtre de fréquence pour les fréquences de réception. L'accord des circuits oscillants ne s'effectue pas, comme cela était autrefois usuel, manuellement, mais, dans des récepteurs relativement récents suivant l'état de la technique, de manière commandée par électronique. La figure 1 représente un récepteur suivant l'état de la technique dont le circuit oscillant est accordé d'une manière commandée par électronique. Le récepteur comporte à cet effet une antenne A qui reçoit un signal de radiodiffusion et le fournit par l'intermédiaire d'une ligne à un premier circuit oscillant, appelé circuit d'entrée. Le signal de réception est filtré par le précircuit VK suivant la fréquence de réception et ensuite fourni à un amplificateur V. L'amplificateur V amplifie le signal de réception filtré qui est filtré à nouveau en fonction de la fréquence de réception par un deuxième circuit oscillant monté en aval, dénommé circuit ZK intermédiaire. Le signal de réception filtré par le précircuit VK et par le circuit ZK intermédiaire est retransmis à un dispositif M de mélangeage qui filtre les signaux filtrés à une gamme de fréquence souhaitée par le fait qu'une fréquence d'oscillation d'oscillateur qui correspond à la fréquence de réception souhaitée est réglée par un circuit VCO oscillant d'oscillateur commandé en tension. La fréquence ZF intermédiaire souhaitée du côté de sortie du mélangeur M est de par exemple 10,7 MHz. La fréquence ZF intermédiaire est obtenue comme différence entre la fréquence fE de réception et la fréquence fvco d'oscillation de l'oscillateur. fZF = fvco - fE- La fréquence fE de réception est pour un récepteur FM typique dans l'intervalle compris entre 87,5 MHz à 108 MHz. De manière correspondante, la fréquence d'oscillation de l'oscillateur VCO oscillant commandé en tension est comprise entre 98,2 MHz et 118,7 MHz, c'est à dire augmentée de la fréquence fZF intermédiaire de 10,7 MHz. Le réglage de la fréquence fvco d'oscillateur s'effectue par l'intermédiaire d'une tension VT d'accord d'oscillateur pouvant être régulé. Le signal de sortie de I'oscillateur VCO commandé en tension est envoyé par o0 l'intermédiaire d'une ligne de réaction à un régulateur PLL de phase qui produit la tension VT d'accord d'oscillateur. Comme cela est visible au diagramme de la figure 2, la fréquence fvco de l'oscillateur croît à mesure que la tension VT d'accord d'oscillateur augmente. L'écart Af de fréquence fvcc d'oscillation du circuit VCO oscillant d'oscillateur et la fréquence fE de réception est idéalement exactement aussi grande que la fréquence fZF intermédiaire, par exemple de ,7 MHz. Dans le cas idéal, les deux courbes fvco et fE s'étendent parallèlement dans de la même gamme de fréquence, c'est à dire que les circuits VK et ZK oscillants peuvent être réglés idéalement de telle manière que la courbe fE de fréquence s'étend en étant toujours décalée, parallèlement à la fréquence vvcO d'oscillation d'oscillateur, de la fréquence fZF intermédiaire. Mais un tracé de courbe idéale parallèle de ce genre, qui est désignée aussi comme synchronisme idéal, ne peut pas être réalisée en raison de considérations théoriques ainsi qu'en raison de tolérances des composants. Dans des récepteurs connus, on tente par égalisation itérative des circuits d'accord de s'approcher d'un synchronisme S idéal en calculant des coefficients linéaires pour l'amplification de la tension VT d'accord d'oscillateur. La tension VT d'accord d'oscillateur est envoyée à cet effet pour l'accord du circuit VK d'entrée et du circuit VK intermédiaire à un premier circuit V1 d'amplification linéaire et à un deuxième circuit V2 d'amplification linéaire. La tension VTVK d'accord du circuit d'entrée est produite en l'occurrence suivant l'équation suivante VTVK=Y1.VT + X1 La tension VTVK d'accord pour le circuit intermédiaire se calcule comme suit: VTZK = Y2 VT + X2 Le coefficient Y multiplicatif et le coefficient X additif sont déterminés et mémorisés lors de la fabrication ou lors du branchement du récepteur une fois pour toutes par égalisation maximum de la tension de sortie du mélangeur. La figure 3 représente la variation de capacité d'une diode varicap d'un circuit oscillant d'accord en fonction de la tension VT d'accord appliquée. La io diode à capacité variable ou diode varicap est une diode à semi-conducteur qui est constituée d'une transition PN hyper-abrupte ou d'une transition à semi- conducteur métallique qui est polarisée dans la direction de blocage, en tirant parti de la variation, en fonction de la tension, de la capacité de la couche de blocage. Comme cela ressort de la figure 3, la capacité de la diode varicap ne diminue pas linéairement à mesure que la tension d'accord augmente. La diode varicap est plus sensible pour une tension VT d'accord basse que pour une tension d'accord haute. Lors d'une variation AU de tension, la variation de la capacité ACI est plus grande que la variation AC2 de la capacité pour une tension d'accord plus grande. Dans des dispositifs de réglage usuels, la tension d'accord, par exemple pour le circuit VK d'entrée, dépend linéairement de la tension VT d'accord. La figure 4 illustre la variation de la capacité de la diode varicap en fonction de la tension VT d'accord d'oscillateur. Comme on peut le voir dans le diagramme du bas de la figure 4, la tension VTKv d'accord pour le circuit VK d'entrée produite par le dispositif V1 de réglage amplificateur diminue linéairement avec la tension VT d'accord qui croît, si bien qu'une variation AVT1 de tension provoque une variation AC1 de capacité et qu'une variation AVT2 de tension provoque une variation AC2 de capacité. Si la variation AVT2 de tension est égale à la variation AVT1 de tension, on voit par la figure 4 que la variation AC1 de capacité pour une haute tension VT d'accord est sensiblement plus grande que la variation AC2 de capacité pour une tension VT d'accord plus basse. Comme la tension VT d'accord est réglée numériquement par le microprocesseur MP, la plus petite variation AVT de tension correspond à un bit. Comme cela ressort de la figure 4, la variation du signal de commande du microprocesseur de la plus petite unité, c'est à dire d'un bit, provoque, suivant le point de la courbe linéaire de l'amplificateur o l'on se trouve, des variations de capacité différentes et donc des variations de fréquences dans les circuits d'accord. La variation non linéaire de capacité de la diode varicap provoque dans le procédé d'accord linéaire représenté à la figure 4 des erreurs, car la résolution de signal du signal de commande est constante sur tout l'intervalle io d'amplification. Il se produit donc, en raison de la non linéarité du composant d'accord, à l'intérieur du circuit oscillant d'accord, des erreurs lors de l'accord des circuits oscillants, ce qui porte atteinte au synchronisme. Ce problème existe dans tous les circuits oscillants qui sont i5 équilibrés par un composant d'accord qui a une variation non linéaire par rapport à la grandeur de consigne. C'est pourquoi l'invention vise un dispositif de réglage et un procédé de réglage de circuits oscillants d'accord dans lesquels des non linéarités du composant d'accord peuvent être compensées. Suivant l'invention, on y parvient, pour le dispositif de régulation, par un dispositif caractérisé en ce que le dispositif d'amplification contient un premier et un deuxième convertisseurs numériques/analogiques, les convertisseurs numériques/analogiques comportent chacun une entrée pour une tension analogique, la tension analogique pouvant être envoyée à l'entrée de l'un des convertisseurs numériques est mise à disposition en fonction de la tension d'oscillateur et la tension analogique pouvant être envoyée à l'entrée de l'autre convertisseur numérique/analogique étant mise à disposition par un signal constant et les convertisseurs numériques analogiques peuvent être commandés respectivement en fonction d'un signal de commande numérique. Il est prévu dans le dispositif de réglage suivant l'invention un dispositif amplificateur qui amplifie de manière non linéaire en une tension d'accord une tension d'accord d'oscillateur fournie par un régulateur de phase, l'amplification pouvant être réglée par un signal numérique de commande d'amplification et la résolution de signal augmentant à mesure que l'amplification diminue. Un mode de réalisation avantageux de l'invention est caractérisé en ce que la résolution de signal du dispositif de réglage en fonction du signal de commande d'amplification augmente à mesure que l'amplification diminue. Dans un mode de réalisation avantageux du dispositif de régulation suivant l'invention, il est prévu un dispositif de décalage qui amplifie une tension de référence linéairement en une tension de décalage. Un mode de réalisation avantageux de l'invention est caractérisé en ce qu'il est prévu un dispositif de décalage, qui amplifie une tension de référence linéairement en une tension de décalage et qui comporte l'autre des deux convertisseurs numériques/analogiques. Un mode de réalisation avantageux de l'invention est caractérisé en ce que la tension d'accord peut être décalée par la tension de décalage. Un mode de réalisation avantageux de l'invention est caractérisé en ce que le dispositif de décalage peut être commandé par un signal numérique de commande de décalage. Dans un autre mode de réalisation avantageux du dispositif de réglage, il est prévu un dispositif de sommation qui somme la tension de décalage et la tension d'accord en une tension somme d'accord par laquelle le circuit oscillant d'accord est accordé. Dans un autre mode de réalisation avantageux du dispositif de réglage suivant l'invention, le signal numérique de commande d'amplification et le signal numérique de commande de décalage sont produits par un microprocesseur. Dans un mode de réalisation avantageux supplémentaire du dispositif de régulation suivant l'invention, le microprocesseur reçoit un signal de mesure d'un dispositif de mesure de signaux. Dans un mode de réalisation avantageux supplémentaire du dispositif de réglage suivant l'invention, le dispositif de mesure de signaux détecte une amplitude de signal de sortie d'un mélangeur qui est monté en aval des circuits oscillants d'accord. Dans un mode de réalisation avantageux supplémentaire du dispositif de réglage suivant l'invention, le microprocesseur règle le signal numérique de commande d'amplification et le signal numérique de commande de décalage de telle manière que l'amplitude du signal de sortie du mélangeur est maximum. o10 Dans un mode de réalisation avantageux supplémentaire du dispositif de réglage suivant l'invention, la tension d'accord d'oscillateur est convertie par un convertisseur tension/courant en un courant d'accord qui est amplifié par un dispositif d'amplification du courant. Un mode de réalisation avantageux de l'invention est caractérisé en ce que la tension d'accord d'oscillateur est convertie par un convertisseur tension/courant en un courant d'accord, qui est amplifié par un dispositif d'amplification du courant, qui comporte le premier convertisseur numérique/analogique. Dans un mode de réalisation avantageux supplémentaire du dispositif de réglage suivant l'invention, la tension de référence est convertie par un convertisseur tension/courant en un courant constant qui est amplifié par un dispositif d'amplification du courant. Un mode de réalisation avantageux supplémentaire du dispositif de réglage suivant l'invention est caractérisé en ce que le courant d'accord amplifié et le courant constant amplifié sont sommés en un courant somme à un noeud de courant somme. Un mode de réalisation avantageux supplémentaire du dispositif de réglage suivant l'invention est caractérisé en ce que la tension d'accord règle un actionneur d'un circuit d'accord qui a une caractéristique non linéaire. Un mode de réalisation avantageux supplémentaire du dispositif de réglage suivant l'invention est caractérisé en ce que l'actionneur est une diode varicap. Dans un mode de réalisation avantageux supplémentaire du dispositif de réglage suivant l'invention, la tension d'accord règle la capacité d'une diode varicap dans le circuit oscillant d'accord. Un procédé d'accord pour des circuits d'accord comporte les étapes suivantes, à savoir production d'une tension d'accord d'oscillateur par un régulateur de phase, amplification de la tension d'accord d'oscillateur par un dispositif amplificateur à amplification non linéaire, accord des circuits d'accord avec la tension d'accord d'oscillateur o0 amplifiée, mélangeage du signal de sortie du circuit d'accord à un signal de fréquence mélangé d'oscillateur, mesure de l'amplitude du signal de sortie du signal mélangé produit par le mélangeur, variation de l'amplification par un dispositif de commande jusqu'à ce que l'amplitude de signal de sortie mesuré soit maximum. Un mode de réalisation préféré du dispositif de réglage suivant l'invention et un procédé d'accord sont décrits dans ce qui suit en se référant aux dessins annexés. Aux dessins: la figure 1 représente un récepteur de signaux usuels suivant l'état de la technique; la figure 2 illustre le synchronisme de fréquence idéal entre la fréquence mélangée d'oscillateur et la fréquence de circuit oscillant; la figure 3 représente la variation de capacité d'une diode à capacité variable en fonction de la tension d'accord; la figure 4 représente la variation des capacités d'accord de circuits oscillants pour une variation linéaire de l'amplification d'accord en vue d'expliciter ce qui est visé par l'invention; la figure 5 est un diagramme en bloc d'un récepteur comportant un dispositif de réglage suivant l'invention; la figure 6 représente un dispositif de réglage pour régler la tension d'accord pour deux circuits oscillants d'accord suivant l'invention; la figure 7 représente un dispositif de réglage pour régler la tension d'accord d'un circuit oscillant d'accord suivant l'invention; la figure 8 représente un dispositif d'amplification suivant l'invention; la figure 9 représente un dispositif de décalage suivant l'invention; la figure 10 illustre un mode de réalisation d'un convertisseur numérique/analogique à 7 bits tel qu'il est contenu dans le dispositif d'amplification et dans le dispositif de décalage suivant l'invention; la figure 11 illustre la variation de l'amplification dans le dispositif 1o d'amplification suivant l'invention comparée à une variation d'amplification linéaire suivant l'état de la technique; la figure 12 est un diagramme de déroulement du procédé d'équilibrage suivant l'invention. La figure 5 représente un récepteur de signaux dans lequel est contenu le dispositif de réglage pour régler la tension d'accord pour les circuits oscillants d'accord. Le récepteur de signaux comporte une antenne 1 qui envoie un signal d'entrée à haute fréquence à un premier circuit 3 oscillant par l'intermédiaire d'une ligne 2 haute fréquence. Le premier circuit 3 oscillant est ce que l'on appelle le circuit d'entrée qui filtre le signal reçu en fonction de la fréquence de réception souhaitée. Le circuit 3 d'entrée est relié par l'intermédiaire d'une ligne 4 à un amplificateur 5 qui amplifie le signal filtré et le fournit par l'intermédiaire d'une ligne 6 à un circuit 7 oscillant supplémentaire. Le circuit 7 oscillant est ce que l'on appelle le circuit intermédiaire qui filtre encore, suivant la fréquence de réception souhaitée le signal d'entrée reçu et le fournit par l'intermédiaire d'une ligne 8 à un mélangeur 9. Le mélangeur 9 mélange le signal s'appliquant sur la ligne 8 à un signal mélangé d'oscillateur qui est fourni par l'intermédiaire d'une ligne 10 par un oscillateur 11 commandé en tension. L'oscillateur 11 commandé en tension reçoit par l'intermédiaire d'une ligne 12 une tension VT d'accord d'oscillateur qui est produite par un régulateur 13 de phase. A cet effet, le signal d'oscillateur produit par l'oscillateur 11 commandé en tension est envoyé au régulateur de phase par l'intermédiaire d'une ligne 14 de réaction. La tension VT d'accord d'oscillateur produite par le régulateur 13 de phase est bifurquée à un point 15 nodal et envoyée par l'intermédiaire d'une ligne 16 à un dispositif 17 de réglage pour régler les tensions d'accord des deux circuits 3, 7 oscillants d'accord. Le dispositif 17 de réglage est raccordé par I'intermédiaire d'une première ligne 18 d'accord au circuit 3 d'entrée et par l'intermédiaire d'une deuxième ligne 19 d'accord au circuit 7 intermédiaire. Le dispositif 17 de réglage reçoit par l'intermédiaire d'une ligne 20 de réception de signe de mesure un signal de mesure d'un dispositif 21 de mesure qui est par exemple un voltmètre numérique. Le mélangeur 9 mélange les signaux s'appliquant sur les lignes 8 et 10 en les multipliant. Le signal mélangé de sortie du mélangeur 9 est fourni par l'intermédiaire d'une ligne 22 en vue d'un traitement de signaux ultérieur. Le signal mélangé est prélevé à un point 23 de mesure et envoyé au dispositif 21 de mesure par l'intermédiaire d'une ligne 24 de mesure. Le dispositif de mesure mesure l'intensité de champ ou l'amplitude de S5 signal du signal mélangé de sortie du mélangeur 9. L'amplitude détectée est envoyée au dispositif 17 de réglage par l'intermédiaire de la ligne 20. La figure 6 représente la structure du dispositif 17 de réglage représenté à la figure 5 pour régler les deux circuits 3, 7 oscillants d'accord. Le dispositif de réglage reçoit par l'intermédiaire de la ligne 16 la tension VT d'accord d'oscillateur qui est produite par le régulateur 13 de phase. La ligne 16 bifurque à l'intérieur du dispositif de réglage au point 25 de bifurcation en une ligne 26 et une ligne 27. Le dispositif 17 de réglage contient un premier dispositif 28 d'amplification numérique pour amplifier la tension d'accord d'oscillateur s'appliquant à la ligne 26 et un deuxième dispositif 29 d'amplification pouvant être commandé de manière numérique pour amplifier la tension d'accord d'oscillateur s'appliquant à la ligne 27. Le premier dispositif 28 d'amplification pouvant être commandé de manière numérique est commandé par l'intermédiaire des lignes 30, 31 de commande numérique par un microprocesseur 32. Le microprocesseur 32 commande de plus par I'intermédiaire de lignes 33, 34 de commande numérique le deuxième dispositif 29 d'amplification pouvant être commandé de manière numérique. Le premier dispositif 28 d'amplification fournit par l'intermédiaire de la ligne 18 de Il commande d'accord un signal de commande d'accord à un premier circuit 3 oscillant d'accord. Le deuxième dispositif 29 d'amplification fournit par l'intermédiaire de la ligne 19 de commande d'accord un signal de commande d'accord au deuxième circuit 7 oscillant d'accord. Les signaux de commande numérique s'appliquant aux lignes 30, 31, 33, 34 sont produits par le microprocesseur 32 en fonction du signal de mesure s'appliquant à la ligne 20. La structure intérieure des deux dispositifs 28, 29 d'amplification est dans une grande mesure identique et est décrite dans ce qui suit en se référant à la figure 7. La figure 7 représente la structure du dispositif 28 d'amplification tel qu'il est représenté à la figure 6. La première ligne 30 de commande numérique commande un amplificateur 35 de courant pouvant être commandé de manière numérique. La ligne 31 de commande commande un amplificateur 36 de courant supplémentaire pouvant être commandé de manière numérique. La tension VT d'accord d'oscillateur s'appliquant à la ligne 26 est convertie par un convertisseur 37 tension/courant en un courant d'accord qui est envoyé à l'amplificateur 35 de courant par l'intermédiaire d'une ligne 38. L'amplificateur 35 de courant amplifie le courant envoyé par l'intermédiaire de la ligne 38 d'un facteur G d'amplification pouvant être réglé de manière numérique et fournit le courant amplifié par I'intermédiaire d'une ligne 39. La tension constante produite par une source 40 de tension de référence est transformée par un convertisseur 41 tension/courant en un courant constant qui est envoyé au dispositif 36 d'amplification du courant par l'intermédiaire d'une ligne 42. Le dispositif 36 d'amplification amplifie de manière linéaire le courant constant s'appliquant sur la ligne 42 en fonction du signal de commande numérique reçu sur la ligne 31 et le fournit par l'intermédiaire d'une ligne 43. Les courants amplifiés s'appliquant aux lignes 39, 43 sont sommés à un point 44 nodal de sommation et envoyés à un convertisseur 46 courant/tension par l'intermédiaire d'une ligne 45. Le convertisseur 46 courant/tension convertit le courant somme reçu en une tension de commande d'accord pour le circuit 3 d'entrée. Le dispositif 36 d'amplification du courant produit un courant de décalage constant qui est additionné au courant d'accord amplifié au point 44 de sommation. La figure 8 représente en détail l'amplificateur 35 de courant représenté à la figure 7. Le courant IT d'accord est envoyé par l'intermédiaire de la ligne 38 à l'entrée non inverseuse d'un amplificateur 47 opérationnel, une tension chutant sur une résistance 48. L'amplificateur 47 opérationnel est relié à un convertisseur 50 tension/courant par l'intermédiaire d'une ligne 49. La ligne 49 de sortie de l'amplificateur 47 opérationnel est bifurquée à un point 51 de 1o bifurcation et la sortie de l'amplificateur opérationnel est rétrocouplée par l'intermédiaire d'une ligne 52 de réaction, dans laquelle est prévue une résistance 53, sur l'entrée inverseuse de l'amplificateur 47 opérationnel. Le convertisseur 50 tension/courant est relié côté sortie à un convertisseur DAU 55 numérique/analogique par l'intermédiaire d'une ligne 54. Le convertisseur 55 numérique/analogique est par exemple un DAC à 7 bits qui convertit un signal de commande de 7 bits envoyé par l'intermédiaire de ligne 30 de commande numérique en un signal analogique. La tension convertit par l'intermédiaire d'une ligne 56 à l'entrée inverseuse de l'amplificateur 47 opérationnel. La figure 9 représente en détail le deuxième amplificateur 36 représenté à la figure 7. L'amplificateur 36 qui peut être commandé de manière numérique est commandé par le microprocesseur 32 représenté à la figure 6 par l'intermédiaire de la ligne 31 de commande numérique. Le signal de commande numérique du microprocesseur 32 est envoyé à un convertisseur DAU 56 numérique/analogique. Le convertisseur DAU 56 numérique/analogique est par exemple également un DAC à 7 bits pour la conversion d'un signal de commande de 7 bits. Le convertisseur 56 numérique/analogique va côté entrée, par l'intermédiaire de la ligne 42, au convertisseur 41 tension/courant, tel qu'il est représenté à la figure 7. La sortie du convertisseur 56 numérique/analogique est envoyée à l'entrée non inverseuse d'un amplificateur 57 opérationnel par lI'intermédiaire d'une ligne 58. L'amplificateur opérationnel est relié côté sortie à un circuit 60 de miroir de courant par l'intermédiaire d'une ligne 59 de courant. Le circuit 60 de miroir de courant est mis à la terre par l'intermédiaire d'une ligne 61 et d'une résistance 62. La ligne 61 est bifurquée à un point 63 de bifurcation, et la tension appliquée à la résistance 62 est rétrocouplée par l'intermédiaire d'une ligne 64 de réaction sur l'entrée inverseuse de l'amplificateur 57 opérationnel. Le circuit 60 de miroir de courant fournit par l'intermédiaire de la ligne 44 un courant de décalage au point 44 de sommation qui est représenté à la figure 7. L'amplificateur 57 opérationnel et le miroir 60 de courant forment conjointement avec la résistance 62 un convertisseur 65 tension/courant. La figure 10 représente un convertisseur numérique/analogique de 7 bits, tel qu'il est représenté comme DAU 55 à la figure 8 et comme DAU 56 à la 1o figure 9. Le convertisseur numérique/analogique de 7 bits de la figure 10 contient un amplificateur 70 opérationnel. Le convertisseur numérique/analogique comporte une entrée 71 de tension analogique et une sortie 72 de tension analogique. Le convertisseur numérique/analogique contient à l'intérieur sept composants 73, 74, 75, 76, 77, 78, 79 de commutation internes par lesquels les i5 sources 80, 81, 82, 83, 84, 85, 86, 87 de courant peuvent être commutées à un système de résistance ayant les valeurs R de résistance présentées. Les interrupteurs 73 à 79 internes représentés sont commandés par exemple par l'une des lignes 30 à 34 de commande de 7 bits de la figure 6. La tension de sortie analogique s'appliquant à la borne 72 de sortie est amplifiée par rapport à l'a tension d'entrée analogique s'appliquant à la borne 71 d'entrée suivant la formule suivante: UIN (A0+2A1 +4A2+8A3+16A4+32A5+64A6) UAUS = 128 Le dispositif 35 d'amplification du courant de la figure 7 est représenté en détail à la figure 8. Le dispositif 35 d'amplification du courantcontient, dans un mode réalisation préféré, le DAC à 7 bits représenté à la figure 10 comme convertisseur 55 numérique/analogique. On obtient par conséquent une amplification G par laquelle le courant IT d'accord est amplifié en le courant IG amplifié sur la ligne 39 et qui est: IG 128 G - = _ il (64=n) avec n =0... 127 L'amplificateur 36 du courant à décalage représenté à la figure 7 est représenté en détail à la figure 9. Suivant un mode de réalisation préféré, le convertisseur 56 numérique/analogique de l'amplificateur 36 de courant de décalage est un convertisseur numérique/analogique de 7 bits tel qu'il est io représenté à la figure 10. On obtient par conséquence l'amplification de courant de l'amplificateur 36 de courant de décalage: IOFFSET n Amplification de courant de décalage = = IKONSTANT 127 avec n =0... 127 La tension VTVK d'accord pour le circuit 3 oscillant d'accord représenté à la figure 5 est, comme cela ressort de la figure 7, fonction de la tension VT d'accord d'oscillateur s'appliquant à la ligne et d'une tension de décalage. Si l'on fait l'hypothèse que les convertisseurs 37, 41 tension/courant ont une amplification de 1 et que le convertisseur 46 courant/tension a également une amplification de 1, on obtient la tension d'accord pour le circuit 3 oscillant d'accord ou circuit 3 d'entrée: VTVK = VT G + VOFFSET' avec 128 n G = et VOFFSET = VREF 64+n 127 La figure 11 représente une variation typique d'amplification d'un dispositif 28, 29 de réglage pour régler la tension d'accord d'un circuit 3, 7 d'accord suivant l'invention, comparée à une variation d'amplification linéaire usuelle suivant l'état de la technique. L'amplification est représentée en fonction d'un signal de commande numérique à 7 bits du microprocesseur 32. Le signal de commande à 7 bits peut prendre 128 valeurs numériques discrètes. L'amplification est maximale pour un signal de commande numérique de 0 et diminue linéairement pour un dispositif de réglage usuel suivant l'état de la technique, tel qu'il est utilisé pour le circuit de réception de la figure 1. Cela est représenté à la figure 11 par la courbe K1 linéaire décroissant en escalier. En revanche, I'amplification du dispositif de réglage suivant l'invention ne diminue pas linéairement à mesure que la valeur de commande numérique augmente, comme cela est représenté par la courbe K2 à la figure 11. Comme on peut le voir à la figure 11, la résolution de signal augmente pour une amplification absolue qui diminue dans la courbe K2 en fonction de la variation d'amplification du dispositif de réglage suivant l'invention. La variation d'amplification devient plus petite à chaque étape numérique à mesure que la valeur de commande numérique croît. Par exemple, la variation d'amplification ou une augmentation de la valeur de commande numérique de 10 à 11 est plus grande que pour une augmentation de la valeur de commande numérique de 120 à 121. Autrement dit, la résolution de signal s'améliore à mesure que l'amplification V diminue. Comme on peut le voir à la figure 4, la diode à capacité variable est plus sensible à une tension VTVK assez basse qu'à une haute tension VTVK d'accord. En raison de l'amplification qui chute négativement, une grande tension VTVK d'accord de circuit oscillant pour le circuit 3 d'entrée correspond à une basse tension VT d'accord d'oscillateur qui est produite par le régulateur de phase et inversement, comme cela est visible à la figure 4. La résolution de I'amplification à la figure 1 1 augmente donc dans le domaine sensible de la diode à capacité variable à mesure que la valeur de commande numérique augmente, comme cela est visible par la courbe K2. Inversement, la résolution dans le domaine relativement sensible de la diode à capacité variable diminue à mesure que la valeur de commande numérique diminue et que l'amplification augmente. La variation d'amplification dans le dispositif de réglage suivant l'invention pour régler la tension d'accord compense donc la relative insensibilité de la diode à capacité variable (figure 4 AC2) par une assez grande étape d'amplification à chaque étape du signal de commande numérique. Inversement, le dispositif de réglage suivant l'invention compense la grande sensibilité de la diode à capacité variable (figure 4 AC1) par de plus petites étapes de variation d'amplification à chaque étape de variation du signal de commande numérique. Donc, si l'on se trouve dans un domaine d'amplification pour lequel la diode à capacité variable est sensible, les variations d'amplification analogiques pour chaque variation de valeur numérique sont diminuées, tandis que, dans des domaines d'amplification dans lesquels la diode à capacité variable est relativement insensible, les variations d'amplification pour chaque étape de 1o variation du signal de commande numérique sont accrues. La courbe K2 caractéristique d'amplification suivant l'invention, représentée à la figure 11, compense donc la dépendance non linéaire vis à vis de la capacité d'une diode varicap d'accord typique qui est utilisée pour accorder un circuit oscillant d'accord. Les étapes de variation de fréquence des circuits d'accord sont ainsi à peu près les mêmes sur toute la valeur du signal de commande, si bien que des falsifications en raison de la caractéristique non linéaire de la diode à capacité variable sont empêchées. La figure 12 est un diagramme de déroulement d'un procédé d'égalisation avec utilisation d'un dispositif suivant l'invention. Le procédé d'égalisation commence à l'étape S1 de départ que suit une étape S2 d'initialisation. A l'étape S2 d'initialisation, la tension de décalage est mise à 0 et l'amplification à 1. A une étape S3, I'entrée d'antenne du récepteur est mise à une hauteur fréquence déterminée, par exemple 87, 5 MHz. La fréquence fvco d'accord est mise en même temps à une fréquence accrue de la fréquence intermédiaire, par exemple à 98,2 MHz pour une fréquence intermédiaire de 10,7 MHz. On mesure à l'étape S4 si l'amplitude mesurée par le dispositif 21 de mesure est maximale ou non. Dans le cas o l'amplitude n'est pas maximale, on décale à une étape S5 la tension de décalage dans le dispositif 17 de réglage jusqu'à ce que l'amplitude mesurée soit maximale. Après que l'on a constaté à I'étape S4 que l'amplitude de signal du signal de sortie du mélangeur 9 est maximum, on vérifie à l'étape S6 si la valeur de décalage réglée à présent ne s'écarte pas de la valeur de décalage qui avait été réglée jusqu'ici. Dans le cas o la valeur de décalage ne s'écarte pas, on vérifie à l'étape S7 si l'amplification est déjà égalisée. Dans le cas o l'amplification G n'a pas encore été égalisée, on met à une étape S8 le signal d'entrée haute fréquence à une autre fréquence ou point d'appui, par exemple 108 MHz. Le PLL 13 est mis par conséquent à l'étape S8 à 118, 7 MHz, accru de la fréquence intermédiaire de 10,7 MHz. On effectue aussi l'étape S8 si l'on constate à l'étape S6 que la valeur de décalage trouvée ne coïncide pas avec la valeur de décalage existant jusqu'ici. Après l'étape S8, on mesure à l'étape S9 si l'amplitude de signal du signal de sortie du mélangeur 9 est maximum. Dans la négative, l'amplification est réglée jusqu'à ce que l'amplitude de signal de sortie du mélangeur 9 soit maximale. Après que l'on a constaté à l'étape S9 que l'amplitude de sortie de signal du mélangeur 9 est maximale ou est devenue maximale, on vérifie à l'étape SI 1 si la valeur G d'amplification trouvée et maintenant réglée s'écarte de la valeur G d'amplification existant jusqu'ici. Dans le cas o il y a un écart, on rebifurque à l'étape S3. Dans le cas o il n'y a pas d'écart, on constate à l'étape S12 que le récepteur est maintenant égalisé de manière optimale. Si l'on constate à l'étape S7 que l'amplification est déjà égalisée, on arrive directement à l'étape S12, c'est à dire que l'on peut constater immédiatement que le récepteur ou le système sont égalisés de manière optimale. Après l'étape S12, on met fin au procédé d'égalisation à l'étape S13 d'arrêt. Le dispositif de réglage suivant l'invention peut être intégré avec les circuits oscillants à accorder sur un circuit intégré. Le dispositif de réglage suivant l'invention convient non seulement à l'accord de circuits oscillants d'accord dans des récepteurs de radiodiffusion, mais aussi pour des circuits oscillants quelconques dont le composant de réglage a une caractéristique non linéaire. La caractéristique non linéaire du composant de réglage du circuit d'accord est compensée par la variation d'amplification non linéaire du dispositif de réglage suivant l'invention, la résolution de signal dans les zones sensibles ou sensitives du composant de réglage non linéaire du circuit d'accord augmentant. Le dispositif de réglage suivant l'invention peut être utilisé pour le réglage d'un ou de plusieurs circuits oscillants d'accord. Liste des références 1 antenne 2 ligne 3 circuit d'entrée 4 ligne amplificateur 6 ligne 7 circuit intermédiaire 8 ligne 9 mélangeur ligne 11 oscillateur commandé en tension 12 ligne 13 régulateur de phase 14 ligne de réaction point nodal 16 ligne 17 dispositif de réglage 18 ligne de commande d'accord 19 ligne de commande d'accord ligne de mesure 21 dispositif de mesure 22 ligne de sortie 23 point de mesure 24 ligne noeud de bifurcation 26 ligne 27 ligne 28 dispositif d'amplification 29 dispositif d'amplification , 31 lignes de commande numérique 32 microprocesseur 33, 34 lignes de commande numérique dispositif d'amplification du courant 36 dispositif d'amplification du courant 37 convertisseur tension/courant 38 ligne 39 ligne source de tension de référence 41 convertisseur tension/courant 42 ligne 43 ligne 44 point nodal de sommation ligne 46 convertisseur courant/tension 47 amplificateur opérationnel 48 résistance 49 ligne convertisseur tension/courant 51 point de bifurcation 52 ligne 53 résistance 54 ligne convertisseur numérique/analogique 56 convertisseur numérique/analogique 57 amplificateur opérationnel 58 ligne 59 ligne circuit de miroir de courant 61 ligne 62 résistance 63 point de bifurcation 64 ligne de réaction convertisseur tension/courant 66-69 non occupé amplificateur opérationnel 71 entrée de tension 72 sortie de tension 73-79 interrupteurs -87 sources de courant REVENDICATIONS 1. Dispositif de réglage de la tension d'accord d'un circuit d'accord comportant un dispositif (28; 29) d'amplification, qui amplifie une tension (VT) d'accord d'oscillateur, fournie par un régulateur (13) de phase, de manière non linéaire en une tension (VTVK; VTZK) d'accord, dont l'amplification peut être réglée par un signal numérique de commande d'amplification, la résolution du signal du dispositif de réglage étant différente suivant l'amplification, caractérisé en ce que le dispositif (28; 29) d'amplification contient un premier et un deuxième convertisseurs (55, 56) numériques/analogiques, en ce que les convertisseurs (55, 56) numériques/analogiques comportent chacun une entrée (71) pour une tension (UIN) analogique, en ce que la tension analogique pouvant être envoyée à l'entrée de l'un (55) des convertisseurs numériques est mise à disposition en fonction de la tension (VT) d'oscillateur et la tension analogique pouvant être envoyée à l'entrée de l'autre convertisseur i5 (56) numérique/analogique étant mise à disposition par un signal (Vref) constant et en ce que les convertisseurs (55,56) numériques analogiques peuvent être commandés respectivement en fonction d'un signal de commande numérique. 2. Dispositif de réglage suivant la revendication 1, caractérisé en ce que la résolution de signal du dispositif de réglage en fonction du signal de commande d'amplification augmente à mesure que l'amplification diminue. 3. Dispositif de réglage suivant la revendication 2 caractérisé en ce qu'il est prévu un dispositif (41, 36) de décalage, qui amplifie une tension (VREF) de référence linéairement en une tension de décalage et qui comporte l'autre (56) des deux convertisseurs numériques/analogiques. 4. Dispositif de réglage suivant la revendication I à 3, caractérisé en ce que la tension d'accord peut être décalée par la tension de décalage. 5. Dispositif de réglage suivant l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que le dispositif (36, 41) de décalage peut être commandé par un signal (31) numérique de commande de décalage. 6. Dispositif de réglage suivant l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que la tension (VT) d'accord d'oscillateur est convertie par un convertisseur (37) tension/courant en un courant (IT) d'accord, qui est amplifié par un dispositif (35) d'amplification du courant, qui comporte le premier convertisseur (55) numérique/analogique. 7. Dispositif de réglage suivant l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que la tension (VREF) de référence est transformée par un convertisseur (41) tension/courant en un courant (IcoNST) constant qui est amplifié par un dispositif (36) d'amplification du courant. 8. Dispositif de réglage suivant l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que le courant (IG) d'accord amplifié et le courant constant amplifié sont sommés en un courant somme à un noeud (44) de courant somme. 9. Dispositif de réglage suivant l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que le courant somme est converti par un convertisseur (46) courant/tension en la tension (VTVK) somme d'accord. 10. Dispositif de réglage suivant l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que la tension d'accord règle un actionneur d'un circuit d'accord qui a une caractéristique non linéaire. 11. Dispositif de réglage suivant la revendication 10, caractérisé en ce que l'actionneur est une diode à capacité variable.