Brevet FR2790150A1 — publié le 20000825

Procédé de régulation d'un générateur à double résonance. L'invention concerne les générateurs à double résonance, plus particulièrement mais non limitativement destinés à alimenter un tube à rayons X. Un tube à rayons X monté, par exemple, dans un appareil de radiologie médicale, comprend une cathode et une anode, toutes deux enfermées dans une enveloppe étanche sous vide, de façon à réaliser un isolement électrique entre ces deux électrodes. La cathode produit un faisceau d'électrons qui est reçu par l'anode sur une petite surface constituant un foyer d'où sont émis les rayons X. Lors de l'application d'une haute tension d'alimentation par un générateur aux bornes de la cathode et de l'anode, un courant dit anodique s'établit dans le circuit au travers du générateur qui produit la haute tension d'alimentation. Le courant anodique traverse l'espace entre la cathode et l'anode sous la forme du faisceau d'électrons qui bombarde le foyer. Les caractéristiques des rayons X qui sont émis par le tube, notamment leur dureté, dépendent de nombreux paramètres parmi lesquels la valeur de la haute tension appliquée aux électrodes. Cette haute tension doit être réglable pour obtenir les caractéristiques recherchées et doit rester constante pendant toute la durée de la pose radiologique afin de ne pas modifier les caractéristiques de fonctionnement d'un récepteur de rayons X qui reçoit les rayons X ayant traversé l'objet en cours d'examen. Les tubes à rayons X pour diagnostic médical fonctionnent par impulsions. Il est donc important que le temps d'établissement de la haute tension ainsi que le temps de retour de cette haute tension à une valeur nulle soient aussi brefs que possible. Un générateur haute tension pour tube à rayons X comprend un onduleur recevant à ses bornes une tension continue. Cet onduleur est du type comportant un demi-pont à transitors, chaque branche du demi-pont comprenant un interrupteur comportant un transistor et une diode de roue libre montée en antiparallèle. Le signal délivré en sortie des interrupteurs est filtré par un circuit à double résonance. Le signal filtré est appliqué au primaire d'un transformateur élévateur de tension. Le secondaire du transformateur élévateur de tension est connecté à un circuit de redressement et de filtrage comprenant au moins un demi-pont à diode et des condensateurs de filtrage de la tension. Le principe du convertisseur à double résonance réside dans la topographie de son circuit résonant. Il est constitué d'une inductance Lr mise en série avec une capacité Cr en parallèle avec une inductance Lp. Cette configuration donne au système un fréquence de résonance et une fréquence d'anti-résonance. La première provient de l'inductance série Lr et de la capacité Cr, la seconde provient de l'inductance parallèle Lp et de la capacité Cr. On peut régler le délai de mise en conduction et donc la fréquence d'utilisation des transistors de chacun des interrupteurs. Cette fréquence est en relation avec celle du circuit résonant défini ci-dessus. La zone de fonctionnement normal du générateur est comprise entre les deux fréquences propres de ce circuit. La fréquence d'anti-résonance permet d'atteindre des faibles puissances et la fréquence de résonance permet d'atteindre les fortes puissances. En d'autres termes, la variable de commande du générateur est ici le délai Td à l'amorçage des transistors à compter de l'instant de passage du courant de l'onduleur à la valeur nulle. On parle alors d'une commande en temps de délai. Plus précisément, cette commande fait appel à un échantillonnage des grandeurs à des instants définis par le passage à zéro du courant traversant l'inductance série du circuit résonant suite à la conduction du transistor d'un interrupteur. Il apparaît donc que l'on peut commander la puissance transmise au tube à rayons X par la fréquence de fonctionnement de l'onduleur et par conséquent par le délai à l'amorçage Td. Toutefois, les circuits de commande connus ne permettent d'établir la tension continue d'alimentation du tube à rayons X à sa valeur souhaitée qu'après une durée trop importante qui se traduit par une perte de temps et par une dose de rayons X inutilement reçue par le patient. En outre, ces circuits de commande laissent subsister une certaine ondulation de la tension d'alimentation du tube, après son établissement. Cette ondulation est à une fréquence de 100 ou de 300 Hz suivant le tube d'alimentation monophasée ou triphasée utilisé. Ces ondulations sont d'autant plus gênantes que la prise de cliché peut atteindre trente images par seconde et qu'elle se traduit par une instabilité des images. La présente invention a donc pour objet de remédier aux inconvénients évoqués ci-dessus, en proposant une régulation du générateur permettant de diminuer notamment le temps d'établissement de la tension continue d'alimentation du tube au début de la prise d'un cliché. L'invention a également pour objet de diminuer les ondulations de la tension d'alimentation du tube en régime continu. L'invention propose donc un procédé de régulation d'un générateur à double résonance délivrant une tension de sortie continue alimentant une charge, par exemple un tube à rayons X, dans laquelle circule un courant de sortie, ce procédé comportant une commande en temps de délai des transistors de l'onduleur du générateur. Selon une caractéristique générale de l'invention, la commande comporte un terme statique et un terme correctif. On élabore une première table (domaine d'identification du générateur) contenant pour des couples prédéterminés de valeur de la tension et du courant de sortie, des valeurs correspondantes pour le terme statique. On élabore également une deuxième table contenant des valeurs correspondantes de consigne pour une tension aux bornes de la capacité du circuit résonant (dite "première tension"), ainsi que pour le courant traversant l'inductance connectée en parallèle sur ladite capacité. La deuxième table contient également des valeurs correspondantes de gains. Par ailleurs, à un instant d'échantillonnage courant, on applique la commande calculée à l'instant d'échantillonnage précédent, et on détermine la commande destinée à être appliquée à l'instant d'échantillonnage suivant. En outre, la détermination du terme statique de la commande suivante est effectuée à partir de ladite première table et des valeurs de la tension et du courant de sortie estimées à l'instant d'échantillonnage suivant. La détermination du terme correctif de la commande suivante est effectuée à partir de ladite deuxième table, des valeurs de la tension et du courant de sortie, de la première tension et dudit courant d'inductance, toutes ces valeurs étant déterminées à l'instant d'échantillonnage courant, ainsi qu'à partir de la valeur du terme correctif calculée à l'instant d'échantillonnage précédent. Selon un mode de mise en oeuvre du procédé, on estime les valeurs de la tension et du courant de sortie à l'instant d'échantillonnage suivant à partir d'une évolution temporelle prédéterminée d'une tension de sortie de consigne. La détermination du terme correctif de la commande suivante comporte la mesure de la valeur courante de la tension de sortie, de la valeur courante de la première tension, de la valeur courante du courant d'inductance. Cette détermination comporte également le calcul de la somme des produits des différences respectives entre ces valeurs courantes mesurées et les valeurs de consigne correspondantes, par les gains associés, cette somme étant augmentée du produit du terme correctif précédent par le gain associé. La détermination du terme correctif de la commande suivante comporte en outre avantageusement l'adjonction du produit d'un élément correctif intégral relatif à la tension de sortie, par le gain associé. Ceci permet avantageusement d'effectuer un rattrapage des erreurs de modèle. Selon un mode de mise en oeuvre de l'invention, l'élaboration de la première table ainsi que l'élaboration des valeurs de consigne pour la première tension et le courant d'inductance, est obtenue par simulation à partir d'un circuit de représentation du générateur, simulation dans laquelle on obtient lesdites valeurs de consigne en régime permanent en n'utilisant qu'un seul transistor de l'onduleur et en inversant, au début de chaque cycle, les variables appartenant à la partie commune dudit circuit de représentation. En outre, l'élaboration des gains comporte l'élaboration d'un modèle dynamique dont les coefficients sont obtenus par des variations des conditions initiales. D'autres avantages et caractéristiques de l'invention apparaîtront à l'examen de la description détaillée d'un mode de mise en oeuvre, nullement limitatif, et des dessins annexés sur lesquels : - la figure 1 est un circuit de représentation électrique d'un générateur selon l'invention; - la figure 2 illustre la variation du courant ILr lors d'une commande en temps de délai selon l'invention ; - la figure 3 illustre très schématiquement une représentation matérielle du dispositif de commande du générateur selon l'invention. Comme on peut le voir sur la figure 1, une source de tension continue alimente un demi-pont pourvu de deux interrupteurs SIet S2, chacun composé d'un transistor de puissance, par exemple du type transistor bipolaire à grille isolée (IGBT) et d'une diode de roue libre D. Les inductances Ll et L2 servent d'aide à la commutation. La tension E est fournie par la tension alternative du secteur qui est redressée par des moyens non représentés. La sortie du milieu du demi-pont formé par les interrupteurs SI et S2 est reliée à une borne du primaire d'un transformateur TR. Un circuit résonant (filtre à double résonance) est disposé entre le point commun aux deux interrupteurs SIet S2 et le transformateur TR. Ce circuit résonant comporte une inductance série Lr, un condensateur série Cr et une inductance parallèle Lp connectée en parallèle sur le condensateur Cr. Le transformateur Tr élève la tension d'un coefficient CK. Cette tension est ensuite redressée par un demi-pont à diodes et par deux condensateurs de filtrage Cs. Comme illustré plus particulièrement sur la figure 2, la commande du générateur fait appel à un échantillonnage des grandeurs à des instants tk définis par le passage à zéro du courant ILr traversant l'inductance série Lr suite à la conduction de l'un des transistors de l'interrupteur correspondant. La grandeur de commande associée à cet échantillonnage est le temps, appelé temps de délai Td, séparant l'instant courant d'échantillonnage de la prochaine mise en conduction d'un des transistors. L'instant d'échantillonnage suivant sera pris au passage par zéro du courant ILr sur le fond descendant, dans le cas où l'interrupteur Tl est conducteur, et sur le front montant dans le cas où l'interrupteur T2 est conducteur. Les deux interrupteurs S 1 et S2 sont déclenchés alternativement. En d'autres termes, si par exemple SIest déclenché au cours du cycle k, alors T2 (S2) déclenché au cours du cycle k+1 et ainsi de suite. Il convient de noter que cet enchaînement de commutation est illustré sur la figure 2 dans le cas d'une conduction discontinue. Ce type de conduction survient lorsque la grandeur de commande Td est supérieure au temps de conduction des diodes. Bien entendu, l'invention s'applique également dans un cas de conduction continue qui se vérifie lorsque le temps de délai Td est inférieur au temps de conduction des diodes en régime discontinu. Plus précisément, sur la figure 2, à l'instant d'échantillonnage tk-1, le transistor T2 conduit et la diode D2 est passante. On applique alors le temps de délai Td (k-2) calculéà l'instant d'échantillonnage précédent. Plus précisément, lorsque ce temps Td (k-2) écoulé, on ferme l'interrupteur SI, c'est-à-dire que l'on rend le transistor Tl conducteur. Le passage par zéro du courant ILr après la mise en conduction du transistor Tl s'effectue, dans le cas de la figure 2, au bout d'une durée prédéfinie Tp généralement de l'ordre de 6 à 6,5 s. Cet instant de passage par zéro du courant Ilr définit l'instant d'échantillonnage tk. Par ailleurs, à l'instant d'échantillonnage tk-1, on calcule le temps de délai Td(k-l) qui sera appliqué à l'instant d'échantillonnage suivant tk. Au bout de la durée Td(k-l), le transistor T2 est rendu passant pendant la durée Tp et le passage par zéro du courant ILr définit alors l'instant d'échantillonnage suivant tk+1, à partir duquel on appliquera le temps de délai Td (k) calculé au cycle précédent. La commande Td (k) un terme statique TdO(k) et un terme correctif ATd(k) et est définie par la formule (1). Td (k) = TdO(k) + ATd(k) ( 1 ) Dans cette formule (1), le terme correctif ATd(k) est définie par la formule (2) : ATd(k) = KkV(k) . (kVmes(k) - kVcons(k)) + KILp(k) (ILpmes(k) - ILpO (k)) + KVcr(k) (Vcrmes(k) - VcrO(k) + KIT(k) . IT (k) + KATd(k) . #Td(k-1) La formule (2) ci-dessus utilise cinq variables, à savoir la tension de sortie kV, une première tension Vcr aux bornes de la capacité Cr du circuit résonant, le courant ILp traversant l'inductance Lp du circuit résonant, un terme intégral correctif IT, et le terme correctif #Td, pris à l'instant d'échantillonnage précédent. Dans la formule (2), les valeurs kVcons' ILpO, et VcrO désignent des valeurs de consigne valables à l'instant d'échantillonnage k, pour les variables correspondantes. La courbe temporelle définissant kVcons en fonction du temps, pour chaque instant d'échantillonnage k, est une fonction prédéterminée du temps qui dépend du dimensionnement du générateur. A titre indicatif, la courbe de consigne de la tension de sortie peut être formée d'une pente de 100 kV/ms suivie d'un palier à une valeur comprise entre 40 et 150 kV. Les valeurs de consigne ILpO et VcrO résultent, comme on le verra plus en détail ci-après, d'une simulation du générateur à partir d'un circuit de représentation de ce dernier, dans laquelle on obtient lesdites valeurs de consigne en régime permanent en n'utilisant qu'un seul transistor de l'onduleur et en inversant les variables appartenant à la partie commune du circuit de représentation. Dans la formule (2), KkV(k), KILp(k), KVcr(k), KIT(k) et K#Td désignent des valeurs de gains à l'instant k, associés aux différentes variables d'état. On reviendra plus en détail ci-après sur la façon dont sont calculés ces gains. Enfin, dans la formule (2), kVmes(k), ILpmes(k) et Vcrmes(k) désignent les valeurs mesurées à l'instant k des variables correspondantes. Le terme intégral IT (k) défini par la formule (3) et le terme correctif #Td(k-1) est défini par la formule (4). IT (k) = IT(k-l) - kV (k) (3) #Td(k-1) = Td(k-1 ) - Td0(k-1 ) (4) Le terme intégral IT représente l'intégrale de l'erreur sur la tension de sortie. Pour chaque couple (tension de sortie kV ; de sortie 10), définissant un point de fonctionnement du générateur, est associé un terme statique TdO, ainsi qu'une valeur de consigne ILpO et VcrO. La correspondance entre ces différentes valeurs est obtenue par une simulation à partir d'un circuit de représentation du générateur, simulation dans laquelle on obtient ces valeurs en utilisant un seul transistor de l'onduleur et en inversant les variables appartenant à la partie commune du circuit de représentation. Par ailleurs, les différents gains sont obtenus à partir de l'élaboration d'un modèle dynamique du générateur dont les coefficients sont obtenus par des variations des conditions initiales. En pratique, les différentes valeurs TdO, ILpO, VcrO ainsi que les différentes valeurs des gains sont stockées dans une mémoire du dispositif de commande. A des fins de simplification, on supposera ici que la mémoire contient une première table contenant, pour chaque couple de valeurs de la tension kV et du courant de sortie 10, la valeur correspondante du terme statique TdO, et une deuxième table contenant les valeurs correspondantes de consigne ILpO, VcrO ainsi que les valeurs correspondantes des gains. Le circuit de représentation du générateur permettant d'effectuer la simulation est celui illustré sur la figure 1, dans lequel toutefois le primaire du transistor est représenté par une résistance connectée en série avec une inductance motée en parallèle sur une source de tension idéale. De même, le secondaire du transistor est représenté par une source de tension idéale connectée en série avec une résistance. De même, les capacités Cs sont remplacées par des sources de tension idéales. On définit alors une plage de valeurs pour la tension de sortie, par exemple de 0 à 150 kVolts, et une plage de valeurs pour le terme statique TdO, par exemple de 0 à 20 s. On définit alors un maillage à partir de ces deux plages de valeurs. A titre indicatif, on peut définir 32x32 couples (tension de sortie; TdO). La simulation s'effectue alors de la façon suivante. Pour chaque couple (kV; TdO), on débute un cycle de fonctionnement du générateur en fermant par exemple l'interrupteur Tl (point A sur la figure 2). On laisse évoluer le courant ILr jusqu'au point B. A cet instant, on évalue les différentes valeurs des différentes variables du circuit, en l'espèce les valeurs du courant ILp, de la première tension Vcr, du courant ILm dans l'inductance du primaire du transformateur, de la tension au primaire du transformateur, de la tension au secondaire du transformateur, et de la tension aux bornes de la capacité Cp. On inverse alors ces grandeurs, qui appartiennent à la partie commune du circuit de représentation et on utilise ces valeurs inversées comme condition initiale pour la suite de la simulation. Et la suite de la simulation va notamment comporter, au bout du temps TdO, la mise en conduction, non pas du deuxième transistor T2, mais du même transistor Tl(point C sur la figure 2). Lorsque le transistor Tlaura à nouveau fini de conduire (point D sur la figure 2), on effectue alors une nouvelle évaluation des grandeurs du circuit de représentation. On inverse celles qui appartiennent à la partie commune du circuit et on poursuit la simulation avec ces valeurs inversées. Lorsque l'on atteint le régime permanent, c'est-à-dire lorsque les valeurs ont toutes convergées et que la tension de sortie a atteint la valeur kV fixée, on obtient pour le couple (kV; TdO), les valeurs correspondantes ILpO, VcrO, ainsi que la valeur du courant 10 dans le tube. Cette stabilisation autour d'un point de fonctionnement permet de mémoriser les grandeurs en régime permanent. Ceci étant, il est nécessaire également, pour chaque point de fonctionnement, de déterminer les gains associés. Ceci est effectué en utilisant un modèle dynamique dont les coefficients sont obtenus par des variations des conditions initiales. Plus précisément, si l'on désigne par Xe (k) levecteur d'état à 5 variables, tel que défini par la formule (6) ci-dessous : Xe(k) = [kV(k) VCr(k) ILp(k) IT (k) ATd(k-l)] (6) Tc et Rt représentent respectivement la durée d'un cycle et la résistance du tube. 10 Par variation des conditions initiales et en effectuant une simulation sur un cycle de fonctionnement, on obtient d'une façon classique et connue en soi par l'homme du métier, les coefficients de la représentation d'état du convertisseur. Plus précisément : 15 Pour une variation sur ATd, ATd=3td kV(k)=0 VCr(k)=0 ILP(k)=0 e(k)=0 : AQ(k+l) #VCr(k+1) #ILp(k+1) g1 = @ g2 = @ g3 = @ 5td(k) #tdk) 8td(k) 20 Pour une variation sur KV, ATd(k)=0 kV(k)=#KVVCr(k)=0 ILp(k)=0 e(k)=0 : AQ(k+l) AVCr(k+l) #ILp(k+1) fil = # f21 = f31 = AKV(k) AKV(k) AKV(k) 25 Pour une variation sur VCr, ATd(k)=O kV(k)=0 Vr(k)=OVcr ILp(k)=O e(k)=0 : AQ(k+l) #VCr(k+1) #ILp(k+1) f 12 - .f 22 - f 32 VCr(k) OVCr(k) OVCr(k) 30 Pour une variation sur ILp, ATd(k)=0 kV(k)=0 VC,(k)=O Lp(k-)=AILP e(k)=0 : AQ(k+l) #VCr(k+1) #ILp(k+1) f13 = f23- f33 = #ILp(k) #ILp(k) ILp(k) Pour une variation sur E, ATd(k)=O kV(k)=O V Cr(k)=O ILp(k)=0 e (k) = A E/2: Dans ces formules, AQ représente la variation de charge dans les capacités du filtre de sortie au cours d'un cycle. Les gains K peuvent alors être obtenus par plusieurs méthodes classiques bien connues de l'homme du métier, par exemple une méthode par commande optimale. En d'autres termes, pour un point de fonctionnement, l'identification avec une simulation sur un seul interrupteur se déroule en deux phases : 1. Stabilisation autour d'un point de fonctionnement permettant de mémoriser des grandeurs en régime permanent ainsi que le vecteur d'état qui servira aux variations sur les conditions initiales, 2. Variation de la condition initiale sur chaque variable d'état, c'est-à-dire simulation sur un cycle après variation d'une des conditions initiales et calcul des gains associés. Ainsi, pour un couple (kV; 10), on obtient les valeurs des grandeurs en régime permanent qui sont nécessaires à la loi de commande en boucle fermée (TdO, VcrO, et ILpO), les coefficients de la représentation d'état du modèle dynamique et les valeurs des gains associés. L'invention est notamment remarquable en ce sens que la simulation n'utilisant qu'un seul interrupteur et inversant les variables appartenant à la partie commune du circuit de représentation au début de chaque cycle, permet d'atteindre sans correcteur tous les points de fonctionnement utilisés pour l'identification, alors que certains sont instables en boucle ouverte. La cartographie des points de fonctionnement du générateur étant alors mémorisée dans une mémoire, on peut alors procéder à la régulation de la commande selon l'invention. Plus précisément, on mesure à l'instant d'échantillonnage tk la tension de sortie kVmes(k), le courant de sortie IO(k), le courant ILpmes(k) et la tension VCrmes(k). Il convient toutefois de noter que le courant de sortie IO(k) peut être obtenu à partir de la tension de sortie si la résistance du tube est connue. La valeur mesurée de la tension de sortie et la valeur mesurée du courant de sortie permettent de déterminer un point de fonctionnement. On en déduit alors les valeurs en régime permanent ainsi que les valeurs associées des gains, éventuellement par interpolation des tables mémorisées. La valeur de consigne de la tension de sortie kVconx(k) est déduite de la loi prédéterminée de consigne. Le terme correctif intégral IT est déterminé à partir de la formule (3) et le terme correctif ATd(k-l) est déterminé par la formule (4). En ce qui concerne le terme statique TdO(k), il est déterminé non pas à partir du point de fonctionnement mesuré, mais à partir du point de fonctionnement estimé à l'instant d'échantillonnage suivant, c'est-à-dire à partir des valeurs de la tension et du courant de sortie estimées à l'instant d'échantillonnage suivant. L'estimation de la valeur de la tension de sortie s'effectue à partir de la loi de consigne prédéterminée, sachant que l'instant d'échantillonnage suivant est égal à la somme du terme Td(k-l) calculée au cycle précédent augmenté de la durée Tp qui est une constante de l'ordre de 6 ou 6,5 s. La valeur estimée du courant peut être déduite de la valeur estimée de la tension de sortie, en utilisant notamment la valeur de la résistance du tube. Compte tenu de tous ces éléments, la valeur de la commande Td (k) peut être calculée à partir de la formule (1) et sera donc appliquée pour le cycle commençant à l'instant d'échantillonnage suivant tk+1. Matériellement, le circuit de commande peut être réalisé (figure 3) par exemple à partir d'un processeur de traitement du signal DSP qui reçoit les valeurs Vcr, Ilp et kV et qui détermine à partir du contenu de la mémoire MM la valeur de la commande Td. Cette valeur de la commande Td est délivrée à un circuit logique FPGA qui commande la mise en conduction alternative des deux transistors du générateur. Par ailleurs, le procédé selon l'invention permet aisément de prendre en compte une modification de la tension E sans modifier le contenu des tables mémorisées. Plus précisément, si la tension E devient égale à aE, alors la tension de sortie utilisable pour la détermination de TdO sera égale à kV'/a si kV' désigne la tension de sortie correspondant à E'. De même, 10 (courant de sortie) sera égal à I0'/[alpha]. Par ailleurs, les valeurs de consigne VCrO' et ILpO' sont respectivement égales à aVCrO et [alpha]ILp0 et les nouveaux gains K' seront simplement égaux aux gains K (correspondant à VCrO, ILpO, TdO) divisés par [alpha]. REVENDICATIONS 1. Procédé de régulation d'un générateur à double résonance délivrant une tension de sortie continue (kV) alimentant une charge dans laquelle circule un courant de sortie (10), comportant une commande en temps de délai (Td) des transistors de l'onduleur du générateur, caractérisé par le fait que, la commande comportant un terme statique (TdO) et un terme correctif (ATd), on élabore une première table contenant pour des couples prédéterminés de valeurs de la tension de sortie (kV) et du courant de sortie (10), des valeurs correspondantes pour le terme statique (TdO), et une deuxième table contenant des valeurs correspondantes de consigne pour une première tension (VcrO) aux bornes de la capacité (Cr) du circuit résonant et pour le courant (ILrO) traversant l'inductance connectée en parallèle sur ladite capacité, ainsi que des valeurs correspondantes de gains (K), par le fait qu'à un instant d'échantillonnage courant (tk), on applique la commande (Td(k-1)) calculée à l'instant d'échantillonnage précédent, et on détermine la commande (Td(k)) destinée à être appliquée à l'instant d'échantillonnage suivant (tk+1), par le fait que la détermination du terme statique de la commande suivante (Td0(k)) est effectuée à partir de ladite première table et des valeurs de la tension et du courant de sortie estimées à l'instant d'échantillonnage suivant (tk+1), et par le fait que la détermination du terme correctif de la commande suivante (#Td(k)) est effectuée à partir de ladite deuxième table, des valeurs déterminées à l'instant d'échantillonnage courant (tk), de la tension de sortie (kV(k)) et du courant de sortie (I0(k)), de la première tension (VCrmes(k)) et dudit courant d'inductance (ILpmes(k)), ainsi que de la valeur du terme correctif (ATd(k-l)) calculée à l'instant d'échantillonnage précédent. 2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé par le fait qu'on estime les valeurs de la tension et du courant de sortie à l'instant d'échantillonnage suivant à partir d'une évolution temporelle prédéterminée d'une tension de sortie de consigne (kVcons) ,par le fait que la détermination du terme correctif de la commande suivante comporte la mesure de la valeur courante de la tension de sortie, de la valeur courante de la première tension, de la valeur courante du courant d'inductance, le calcul de la somme des produits des différences respectives entre ces valeurs courantes mesurées et les valeurs de consigne correspondantes, par les gains associés, augmentée du produit du terme correctif précédent par le gain associé. 3. Procédé selon la revendication 2, caractérisé par le fait que la détermination du terme correctif de la commande suivante comporte en outre l'adjonction du produit d'un élément correctif intégral (IT(k)) relatif à la tension de sortie, par le gain associé. 4. Procédé selon l'une des revendications précédentes, caractérisé par le fait que l'élaboration de la première table ainsi que l'élaboration des valeurs de consigne pour la première tension et le courant d'inductance est obtenue par simulation à partir d'un circuit de représentation du générateur, simulation dans laquelle on obtient lesdites valeurs de consignes en régime permanent (VCrO, ILrO) en n'utilisant qu'un seul transistor de l'onduleur et en inversant au début de chaque cycle les variables appartenant à la partie commune dudit circuit, et par le fait que l'élaboration des gains (K) comporte l'élaboration d'un modèle dynamique dont les coefficients sont obtenus par des variations des conditions initiales.