Brevet FR2790151A1 — publié le 20000825

i CONVERTISSEUR A DECOUPAGE CONTINU - CONTINU La présente invention concerne un convertisseur à découpage continu continu. L'invention trouve une application particulièrement avantageuse dans le domaine de l'alimentation en courant continu de postes téléphoniques, notamment les postes téléphoniques publics. La figure 1 est un schéma d'un convertisseur à découpage à 2 accès connu de l'état de la technique. Sur la figure 1 est représenté un convertisseur à découpage continu continu connu sous le nom de " fly-back ". Ce convertisseur comporte un premier accès 1 connecté à une source L de courant continu, qui peut être la ligne téléphonique elle-même dans le cas o le convertisseur est destiné à l'alimentation d'un poste téléphonique. L'accès 1 est commuté par un circuit 10 de commutation comprenant15 un enroulement LL et un commutateur SL commutant l'enroulement LL à la source L de courant continu. Un circuit 100 de contrôle commande le commutateur SL de manière à contrôler la puissance fournie par la source L dans un gabarit donné. On sait en effet que la plupart des Administrations des Postes et Télécommunications imposent, pour une tension VL de ligne donnée, au courant IL de ligne de rester entre certaines limites données. Le convertisseur à découpage de la figure 1 comporte également un deuxième accès 2 connecté à une charge R, destiné à restituer sur cette charge la puissance prélevée sur la ligne téléphonique, R représentant par exemple l'impédance de charge d'un poste téléphonique. L'accès 2 est commuté par un circuit 20 de commutation comprenant un enroulement LR, couplé à l'enroulement LL du circuit 10 de commutation par un circuit magnétique 200, et un commutateur SR 2 commutant l'enroulement LR au deuxième accès 2, c'est-à-dire à la charge R. En mode PWM (de l'anglo-saxon " Phase Wave Modulation "), le cycle de commutation de période T constante s'établit en deux phases de cycle T constant gérées par le circuit 100 de contrôle: une phase 4)1 de durée ti qui s'établit lors de la commutation par le commutateur SL de la source VL sur l'enroulement LL. Le courant IL croit alors linéairement jusqu'à une valeur Il = Io + VLtl/LL. La variation d'énergie stockée dans l'enroulement LL est AE1 = LL (I12 - Io2)/2 et la puissance fournie par la source L est P1 = LL (I12 - Io2)/2T si T est la période des signaux de commutation PWM. La durée ti de la phase 4 1, contrôlée par le circuit 100 de contrôle, permet d'assurer la valeur de la puissance P1 à l'intérieur du gabarit imposé. - Une phase 42 de durée t2 = T - tl qui s'établit lors de la commutation du commutateur SR de la charge R sur l'enroulement LR. Le courant IR décroit alors linéairement jusqu'à une valeur I2 = Il - VRt2/LR, O VR est la tension aux bornes de la charge R. En régime stabilisé, on peut écrire que I2 = Io, avec LL = LR on obtient VR = Vctl/t2. La tension VR est maintenue constante par asservissement du rapport t2/tI, par le circuit 100 de contrôle. Le condensateur C permet de maintenir constante la tension VR entre deux cycles. L'énergie E1 stockée dans l'enroulement LL au cours de la phase q1 est restituée au rendement près sur la charge R. Toutefois, les postes téléphoniques alimentés par leur ligne de raccordement au central téléphonique exigent parfois un excédent (voire un déficit) d'énergie lorsque leur consommation électrique est supérieure à l'énergie E1 fournie par la ligne L, ceci par exemple lors de la consommation de taxes dans une carte téléphonique, du 3 téléchargement d'un programme dans ladite carte, ou encore l'illumination d'un afficheur. En effet, on sait par exemple que la puissance fournie par la ligne téléphonique peut être limitée à 200mW alors que la puissance que doit consommer le poste téléphonique varie5 de 100mW à 1W. Dans le but de remédier à cette situation, il est habituel d'utiliser une batterie qui se charge pendant les phases énergétiques excédentaires de la ligne et restitue la puissance nécessaire au fonctionnement du poste téléphonique pendant les phases énergétiques déficitaires. La figure 2 est un schéma d'une alimentation à découpage utilisant deux convertisseurs à 2 accès du type de celui représenté sur la figure 1. L'alimentation à découpage de la figure 2 constitue une solution classique de convertisseur à batterie-tampon utilisant un premier convertisseur " fly-back " à deux accès 1, 2 qui transforme la puissance PL fournie par la ligne L en énergie disponible sur l'accès 2 de la batterie en satisfaisant aux exigences de gabarit. Un deuxième convertisseur " fly-back " à deux accès 1', (2'1, 2'2) transforme la puissance disponible sur l'accès 1, 2' commun des premier et deuxième convertisseurs en puissance PR consommée pour l'alimentation de la charge constituée par l'ensemble des charges R1, R2 en parallèle. Si on appelle 'q et 12 les rendements énergétiques respectifs des convertisseurs, la puissance moyenne PR fournie à la charge est au mieux égale à la puissance moyenne PL délivrée par la ligne L multipliée par le produit des rendements 111 x 1l2. Cette alimentation à découpage connue de l'état de la technique présente cependant deux types d'inconvénients, tout d'abord, comme énoncé plus haut, un rendement énergétique global limité au produit -n x 12, et, d'autre part, un coût qui est la somme des coûts des deux 4 convertisseurs et, en particulier, des deux transformateurs réalisés autour des deux circuits magnétiques 200, 200', qui représentent les composants les plus onéreux. Aussi, le problème technique à résoudre par l'objet de la présente invention est de proposer un convertisseur à découpage continucontinu comportant: - un premier accès connecté à une source de courant continu apte à fournir une puissance PL donnée, ledit premier accès étant commuté par un circuit de commutation comprenant un enroulement LL et un commutateur SL commutant l'enroulement LL au premier accès, un circuit de contrôle commandant le commutateur SL étant apte à contrôler la puissance PL fournie par ladite source de courant continu selon un gabarit donné, un deuxième accès commuté à au moins une charge destinée à consommer une puissance PR donnée, ledit deuxième accès étant commuté par un circuit de commutation comprenant un enroulement LR, couplé à l'enroulement LL par un circuit magnétique, et un commutateur SR commutant l'enroulement LL au deuxième accès, qui permettrait d'améliorer le rendement énergétique de l'alimentation d'un facteur variant de 25 à 50 % suivant ses modes de fonctionnement, et de diminuer le coût dudit convertisseur. La solution au problème technique posé consiste, selon la présente invention, en ce que ledit convertisseur comprend également: - un troisième accès commuté à une batterie, ledit troisième accès étant commuté par un circuit comprenant deux enroulements LB1, LB2, de polarité opposée disposés en parallèle, couplés aux enroulements LL et LR par le même circuit magnétique, et deux commutateurs SB1, SB2 commutant respectivement les enroulements LB1 et LB2 au troisième accès, un circuit de contrôle commandant l'un ou l'autre des commutateurs SB1, SB2 étant apte à contrôler une puissance PB fournie ou absorbée par la batterie, égale à la différence entre la puissance PL fournie par la source de courant et la puissance PR consommée par la charge. Ainsi, le convertisseur à découpage continu - continu conforme à l'invention, au lieu d'utiliser deux convertisseurs à 2 accès en série, est constitué d'un seul convertisseur à 3 accès, à savoir la source, la charge et la batterie. Il satisfait: - en entrée, au gabarit imposé à la ligne par la norme en vigueur, - en sortie, aux puissances de consommation spécifiques, ainsi qu'à la précision requise pour la tension d'alimentation de chaque charge, - dans la batterie, à la gestion de l'énergie reçue ou fournie, compte tenu du bilan énergétique entre la puissance fournie par la ligne et celle absorbée par la (ou les) charge(s) du poste téléphonique. Les avantages du convertisseur à 3 accès, objet de l'invention, sont: - un rendement de conversion énergétique supérieur au rendement des solutions classiques utilisant deux convertisseurs à 2 accès, les pertes magnétiques résistives et de commutation étant par principe inférieures à celles engendrées par les deux convertisseurs à 2 accès, - un circuit magnétique unique, d'o un seul transformateur, pour le stockage de l'énergie dans chacun des 3 accès: source, charge et batterie. Comme on le verra en détail plus loin, il est possible de généraliser le principe à la base du convertisseur à 3 accès de l'invention à un convertisseur à découpage continu- continu, remarquable en ce que ledit convertisseur comporte une pluralité de n5 accès, aptes à fournir ou consommer, chacun, une puissance Pi ( i = 1, n) donnée, chaque accès i étant commuté par un circuit de commutation comprenant deux enroulements Lii, 1-2, de polarité opposée disposés en parallèle, l'ensemble des enroulements étant couplés à un même circuit magnétique, et deux commutateurs Sil, Si2 commutant respectivement les enroulements Lii, 12 à l'accès i, un circuit de contrôle commandant l'ensemble des commutateurs Sil, Si2 étant apte à contrôler la puissance Pi disponible à chaque accès i selon un gabarit donné. La description qui va suivre en regard des dessins annexés, donnés à titre d'exemples non limitatifs, fera bien comprendre en quoi consiste l'invention et comment elle peut être réalisée. La figure 3 est un schéma d'un convertisseur à découpage à 3 accès, conforme à l'invention. La figure 4 donne deux chronogrammes des différentes phases de fonctionnement du convertisseur de la figure 3. La figure 5 est un schéma d'un mode de réalisation du convertisseur de la figure 3. La figure 6 est un schéma d'un convertisseur à découpage universel à 3 accès. Sur la figure 3 est représentée un convertisseur à découpage continu continu à 3 accès dans lequel un premier accès 1 est connecté à une source L de courant continu apte à fournir une puissance PL donnée sur une tension VL. Lorsque la source L est une ligne téléphonique, le courant continu IL débité, et donc la puissance PL, 7 doivent satisfaire à un gabarit imposé dans chaque pays par l'Administration des Postes et Télécommunications. Le premier accès 1 est commuté par un circuit 10 de commutation comprenant un enroulement LL et un commutateur SL commutant l'enroulement LL à la source L. Un circuit 100 de contrôle commande l'ouverture et la fermeture du commutateur SL de manière à contrôler la puissance PL fournie par la source L de courant continu selon le gabarit donné. Un deuxième accès 2 du convertisseur à découpage de la figure 3 est connecté à une charge R, telle qu'un appareil téléphonique alimenté par la ligne téléphonique L, cette charge étant destinée à consommer une puissance PR donnée qui peut être variable selon le régime de fonctionnement de l'appareil téléphonique. Le deuxième accès 2 est commuté par un circuit 20 de commutation qui, comme le circuit 10 de15 commutation, comprend un enroulement LR, couplé à l'enroulement LR par un circuit magnétique 200, et un commutateur SR commutant l'enroulement LR à la charge R. Enfin, comme on peut le voir sur la figure 3, un troisième accès 3 est connecté à une batterie B, ledit troisième accès 3 étant commuté par un circuit 30 de commutation comprenant deux enroulements LB1, LB2, de polarité opposée disposés en parallèle, couplés aux enroulements LL et LR par le même circuit magnétique 200, et deux commutateurs SB1, SB2 commutant respectivement les enroulements LB1 et LB2 à la batterie B. Les pôles de même signe sont indiqués par un point à une extrémité des enroulements. Le circuit 100 de contrôle commande l'un ou l'autre des commutateurs SB1, SB2 afin de contrôler la puissance PB, fournie ou absorbée par la batterie B, égale à la différence entre la puissance PL fournie par la source L de courant et la puissance PR consommée par la charge R. Le fonctionnement du convertisseur à découpage à 3 accès va maintenant être décrit en regard des chronogrammes de la figure 4. La première phase 41 de durée ti s'établit lors de la commutation par le commutateur SL de la source L sur l'enroulement LL. Le courant IL croit linéairement de la valeur Io à la valeur Il = I0 + VLtl/LL. La quantité d'énergie disponible dans le circuit magnétique 200 à la fin de la phase 41 est alors El = I/2 LL I12. En appelant T la période des signaux de commutation PWM, on en déduit la puissance fournie par la ligne: PL = LL (I12 - 1o2)/2T. La durée ti de la phase q1 permet donc d'assurer la valeur de la puissance PL conformément au gabarit souhaité. La deuxième phase 42 de durée t2 s'établit lors de la commutation par l'un des commutateurs SB1 ou SB2 de la batterie B sur l'un ou l'autre des enroulements LB1 et LB2. Selon le signe du bilan énergétique entre la puissance fournie par la source L et celle consommée par la charge R, deux cas sont à considérer: - régime énergétique déficitaire (figure 4 (a)), phase q21 (figure 3). Le commutateur SBI commute l'enroulement LBl sur la batterie B qui se comporte alors comme une source. Le commutateur SBî est fermé pendant le temps t2 tandis que le commutateur SB2 est continuellement ouvert. Le courant IB1 fourni par la batterie B croît linéairement de la valeur Il à I2 = I1 + VBt2/LB1, ceci en admettant que le nombre de spires des enroulements LL et LBi (et LB2) est le même. On en déduit la puissance fournie par la batterie B: PB = LB1 (I22 - Ii2)/2T. - régime énergétique excédentaire (figure 4 (b)), phase 422 (figure 3). Le commutateur SB2 commute l'enroulement LB2 sur la batterie B qui se comporte alors comme une charge. Le commutateur SB2 est fermé pendant le temps t2 tandis que le commutateur SB, est continuellement ouvert. Le courant IB2 de charge décroit linéairement de la valeur Il à I2 = Il - VBt2/LB2. On en déduit la puissance fournie à la batterie B: PB = LB2 (I22 - I12)/2T. La durée t2 de la phase q2 permet d'ajuster la puissance disponible sur la charge R à la fin de la phase 42 et de contrôler la tension VR de la charge puisque l'indicateur de puissance est directement lié à la tension VR (PR = VR2/R). La phase 43 de durée t3 s'établit lors de la commutation par le commutateur SR de la charge R dont la tension VR est maintenue constante pendant la période T grâce au condensateur C. Le courant IR décroît linéairement de la valeur I2 à la valeur I3 = IO = I2 - VRt3/LR, ceci en admettant que le nombre de spires des enroulements LB1, LB2 et LR est le même. La puissance consommée par la charge R est IR = LR (I32 - 122) 2T. La durée t3 de la phase 43 est le complément à T de ti et t2: t3 = T - tl - t2. Un mode de réalisation pratique du convertisseur à 3 accès de la figure 3 est donné sur la figure 5. Comme on peut le voir sur cette figure, les commutateurs peuvent avantageusement être réalisés par des transistors MOSFET canal N, compte tenu de la faible valeur de leur RDSON, d'o des pertes en conduction réduites, et la faible énergie de commande de grille pour les fréquences de commutation inférieures à kHz. Cependant, les transistors MOSFET canal N présentent l'inconvénient que la diode parasite drain-source maintient le transistor en court-circuit lorsque la tension drain-source devient négative, ce qui ne se produit en pratique que pour le commutateur SB2. En effet, la tension minimale sur ce commutateur est donnée par (VB)min - (VL)max X n2/nL o n2 et nL sont respectivement le nombre de spires des enroulements LB2 et LL. Pour empêcher la diode drain-source du transistor de SB2 de conduire lorsque la tension VL est supérieure à VB x nL/n2, il est prévu un commutateur SB3 d'isolement, isolant le troisième accès 3 lorsque les commutateurs SB1, SB2 sont ouverts. Ledit commutateur SB3 d'isolement est commandé à la fermeture pendant la5 phase q2, quand la batterie B doit fournir ou absorber de l'énergie. L'accès 2 correspondant à la charge peut être constitué comme pour un convertisseur " fly-back " classique de un, deux ou plus d'enroulements parallèle LR1, LR2, LR3 commutés par autant de commutateurs MOSFET commandés par la phase commune 43.l0 L'asservissement en tension peut être réalisée sur l'une des tensions VR1, VR2, VR3 générées sur cet accès, les autres tensions étant proportionnelles au nombre de spires des enroulements LRI, LR2, LR3 correspondant. Dans le convertisseur à 3 accès décrit plus haut, seul l'accès 3 de la batterie B est architecturé en mode source - charge avec deux enroulements de polarité opposée en parallèle. Le signe de la valeur de la puissance gérée sur cet accès peut être positif ou négatif. D'une façon plus générale, l'ensemble des accès du convertisseur peuvent avoir une architecture source - charge comparable à l'accès batterie et fonctionner comme source ou charge suivant la programmation de leur gabarit. Ce type de convertisseur à 3 accès est représenté sur la figure 6. Les commutateurs S13, S23, S33 d'isolement sur les accès 1, 2, 3 permettant de fonctionner quelles que soient les valeurs relatives des tensions présentes sur ces accès. Généralisé à un nombre n d'accès quelconque, le convertisseur, objet de l'invention, s'énonce comme un convertisseur comportant une pluralité de n accès aptes à fournir ou consommer chacun une puissance Pi donnée (i = 1,....., n). Chaque accès i est commuté par un circuit 10i de commutation comprenant deux enroulements Li, L[2 de polarité opposée disposés en parallèle, l'ensemble des enroulements Li1, LI2 (i = 1,..., n) étant couplés à un même circuit magnétique 200, et deux commutateurs Sil, Si2, commutant respectivement les enroulements Il, Li2 à l'accès i. Un circuit 100 de contrôle commande l'ensemble des commutateurs Sil, Si2 (i = 1,...., n) afin de contrôler la puissance Pi disponible à chaque accès, selon un gabarit donné. Avantageusement, chaque circuit 10i de commutation comporte un commutateur Si3 d'isolement, isolant l'accès i correspondant lorsque les commutateurs Si, Si2 sont ouverts. REVENDICATIONS 1 - Convertisseur à découpage continu - continu comportant: - un premier accès (1) connecté à une source (L) de courant continu, apte à fournir une puissance PL donnée, ledit premier accès (1) étant commuté par un circuit (10) de commutation comprenant un enroulement LL et un commutateur SL commutant l'enroulement LL au premier accès (1), un circuit (100) de contrôle commandant le commutateur SL, étant apte à contrôler la puissance PL fournie par ladite source (L) de courant continu selon un gabarit donné; - un deuxième accès (2) connecté à au moins une charge (R) destinée à consommer une puissance PR donnée, ledit deuxième accès (2) étant commuté par un circuit (20) de commutation comprenant un enroulement LR, couplé à l'enroulement LL par un circuit magnétique (200), et un commutateur SR commutant l'enroulement LL au deuxième accès (2); caractérisé en ce que ledit convertisseur comprend également: - un troisième accès (3) connecté à une batterie (B), ledit troisième accès (3) étant commuté par un circuit (30) de commutation comprenant deux enroulements LBI1, LB2 de polarité opposée disposés en parallèle, couplés aux enroulements LL et LR par le même circuit magnétique (200), et deux commutateurs SB1, SB2 commutant respectivement les enroulements LB1 et LB2 au troisième accès (3), un circuit (100) de contrôle commandant l'un ou l'autre des commutateurs SB1, SB2 étant apte à contrôler une puissance PB fournie ou absorbée par la batterie (B), égale à la différence entre la puissance PL fournie par la source (L) de courant et la puissance PR consommée par la charge (R). 2 - Convertisseur selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit circuit (30) de commutation comporte un commutateur SB3 d'isolement, isolant du troisième accès (3) lorsque les commutateurs SB1 et SB2 sont ouverts.5 3 - Convertisseur à découpage continu - continu, caractérisé en ce que ledit convertisseur comporte une pluralité de n accès aptes à fournir ou consommer chacun une puissance Pi donnée, (i = 1,......, n), chaque accès i étant commuté par un circuit (10Oi) de commutation comprenant deux enroulements Lil, LI2, de polarité opposée disposés en10 parallèle, l'ensemble des enroulements (Lii, L12, i = 1,......, n) étant couplés à un même circuit magnétique (200), et deux commutateurs Sii, Si2 commandant respectivement les enroulements Liî, LI2 à l'accès i, un circuit (100) de contrôle commandant l'ensemble des commutateurs Sil, Si2 (i = 1,....., n) étant apte à contrôler la puissance Pi disponible à5 chaque accès i selon un gabarit donné. 4 - Convertisseur selon la revendication 3, caractérisé en ce que chaque circuit (1 0i) de commutation comporte un commutateur Si3 d'isolement, isolant l'accès (i) correspondant lorsque les commutateurs Sil, Si2 sont ouverts.