Brevet FR2786962A1 — publié le 20000609

La présente invention concerne un circuit de compensation de phase qui est incorporé dans un système radar ou dans un système de communication, dans une gamme d'hyperfréquences, pour compenser une modification de phase due à la température de ces dispositifs, et un dispositif formant convertisseur de fréquence utilisant le circuit de compensation de phase, et une antenne active à réseau de déphasage utilisant le circuit de compensation de phase ou le dispositif formant convertisseur de fréquence. Dans le système radar, le système de communica- tion, etc., l'antenne active à réseau de déphasage constituée par une pluralité d'éléments d'antenne est employée en tant qu'rantenne utilisée sur la base de la fiabilité et d'une vitesse élevée de fonctionnement, et également un module d'émission ou un module de réception pour amplifier ou commander le signal est utilisé dans chaque élément d'antenne. Etant donné que notamment pour ces modules il est demandé d'utiliser des modules qui possèdent chacun une phase uniforme incluant une caractéristique de température, normalement un déphaseur servant à réaliser la compensation de la variation de phase est incorporé dans chaque module. La figure 15, annexée à la présente demande, est une vue représentant le déphaseur de l'art antérieur, qui est décrit dans la revue MICROWAVE JOURNAL, 1989, STATE OF ART REFERENCE, pp. 109, par exemple. Sur la figure 15, le chiffre de référence 1 désigne un coupleur, le chiffre de référence 2 une borne d'entrée, le chiffre de référence 3 une borne de sortie, le chiffre de référence 4 une borne de couplage, le chiffre de référence 5 une borne de transfert, le chiffre de référence 6 un condensateur, le chiffre de référence 7 un élément à capacité variable, le chiffre de référence 8 un circuit de réactance et le chiffre de référence 9 une source d'alimentation en courant continu. Dans ce déphaseur, un circuit série formé du condensateur 6 et de l'élément à capacité variable 7 est prévu respectivement entre la borne de couplage 4 d'un coupleur I comportant quatre bornes, et la masse, et la borne de transmission du coupleur 1 et la masse. Alors, pour appliquer une polarisation désirée au moyen de la source d'alimentation en courant continu 9 à chaque élément à capacité variable 7, on connecte le circuit de réactance 8 à l'élément à capacité variable 7. De même en tant que coupleur 1, on utilise un coupleur tel qu'un coupleur à ligne de dérivation, un coupleur interdigital ou analogue, qui peut distribuer le signal en hyperfréquences à la borne de couplage 4 et à la borne de transfert 5, avec la même amplitude pour avoir une différence de phase de 90 degrés entre les deux bornes. De même en tant qu'élément à capacité variable 7 on utilise une diode varactor, un transistor FET (transistor à effet de champ) ou analogue, dont la capacité varie en fonction de la tension qui lui est appliquée. En outre pour ne pas perturber, autant que cela est possible, la caractéristique hyperfréquences du déphaseur, le circuit de réactance 8 est conçu de manière à présenter une impédance élevée dans une bande désirée de fréquences. En outre pour le condensateur 6 destiné à empêcher le passage du courant continu on choisit une valeur qui peut fournir une impédance aussi faible que possible dans la bande d'hyperfréquences. Ci-après, on va expliquer le fonctionnement du déphaseur. Le signal hyperfréquences, qui est introduit par la borne d'entrée 2, est envoyé à la borne de couplage 4 et à la borne de transfert 5 de manière qu'il existe la même amplitude et la même différence de phase de 90 degrés entre les deux bornes. Le signal hyperfréquences distribué est envoyé à l'élément à capacité variable 7 par l'intermé- diaire du condensateur 6. Normalement l'impédance de l'élément à capacité variable 7 est constituée essentielle- ment d'un composant formant réactance uniquement en raison du fait que sa valeur résistive est faible, et par conséquent le signal hyperfréquences envoyé à l'élément à capacité variable 7 est totalement réfléchi en cet endroit en direction du côté du coupleur 1. En outre, les signaux hyperfréquences réfléchis sont synthétisés avec des phases opposées au niveau de la borne d'entrée 2 et sont également synthétisés en commun, et ce en phase, au niveau de la borne de sortie 3, et il en résulte qu'un tel signal hyperfréquences apparaît sur la borne de sortie 3. Dans ce cas, la phase du signal hyperfréquences, qui est réfléchi par l'élément à capacité variable 7, dépend fortement d'une capacité de l'élément à capacité variable 7. Par conséquent plus le degré de modification de la capacité augmente, plus le degré de variation de la phase augmente. Les figures 16A à 16C, annexées à la présente demande, représentent un exemple de la caractéristique hyperfréquences du déphaseur représenté sur la figure 15. En général la capacité de l'élément à capacité variable 7 diminue d'autant plus que la tension VR de la source d'alimentation à courant continu 9, appliquée à l'élément à capacité variable 7 augmente de sorte que le signal hyperfréquences réfléchi présente une avance de phase. Par conséquent, comme représenté sur la figure 16A, le déphaseur présente la caractéristique de phase inclinée vers le haut à droite, si une fréquence angulaire w est maintenue constante. De même, comme cela est représenté sur la figure 16B, le taux d'ondes stationnaires VSWR au niveau de la borne d'entrée 2 ne dépend pas de la tension VR et par conséquent présente la bonne valeur étant donné que les signaux hyperfréquences réfléchis sont toujours synthétisés en opposition de phase sur la borne d'entrée 2. En outre, comme cela est représenté sur la figure 16C, la caractéristique de fréquence du taux d'ondes stationnaires présente toujours la bonne valeur si la tension VR est maintenue constante. La phase du signal hyperfréquences envoyé de la borne d'entrée 2 à la borne de sortie 3 peut être modifiée par modification de la tension VR de la source d'alimenta- tion à courant continu 9, de cette manière. Pour cette raison, même si la caractéristique de phase de l'amplifica- teur, du mélangeur, etc. utilisée dans le module d'émission individuel ou dans le module de réception individuel en rapport avec la température est différente, la compensation de phase peut être obtenue en utilisant ce déphaseur. Il en résulte qu'on peut réaliser les modules d'émission ou les modules de réception, qui peuvent supprimer la variation de phase par rapport à la température et possèdent la caractéristique de phase uniforme. La figure 17, annexée à la présente demande, représente un schéma- bloc montrant un élément constitutif d'une antenne active à réseau de déphasage, dans laquelle est utilisé le module d'émission qui possède le déphaseur de l'art antérieur représenté sur la figure 15. Sur la figure 17, le chiffre de référence 10 désigne un circuit de compensation de gain utilisant un atténuateur variable; le chiffre de référence 11 désigne un déphaseur de l'art antérieur; le chiffre de référence 12 désigne un ampli- ficateur à hautes fréquences utilisant un semiconducteur; le chiffre de référence 13 désigne un module d'émission qui est constitué par le circuit de compensation de gain 10, le déphaseur 11 et l'amplificateur à haute fréquence 2; et le chiffre de référence 14 désigne un élément d'antenne. Par conséquent, le signal introduit par la borne d'entrée 2 traverse le circuit de compensation de gain 10 et le déphaseur 11, puis est amplifié par l'amplificateur à haute fréquence 12, et est ensuite émis dans un espace à partir de l'élément d'antenne 14. Un nombre élevé d'éléments constitutifs, dont chacun comprend un tel module d'émission 13 et l'élément d'antenne 14, sont utilisés dans l'antenne active à réseau de déphasage. Par conséquent, on peut obtenir un signal de sortie très intense au moyen de la synthèse spatiale du signal qui est émis par l'élément d'antenne 14. Dans ce cas, l'antenne active à réseau de déphasage pour l'émission va être décrite ci-après. Un nombre élevé de modules de réception et d'éléments d'antenne 14 sont également utilisés dans l'antenne active à réseau de déphasage prévue pour la réception. Conformément au déphaseur de l'art antérieur représenté sur la figure 15, étant donné que le coupleur interdigital est normalement utilisé pour constituer le coupleur 1, on peut obtenir la caractéristique à large bande d'environ 1 octave. Cependant, une telle bande large n'est pas nécessaire pour les modules d'émission 13 ou pour les modules de réception, qui sont utilisés dans l'antenne active à réseau de déphasage. Dans de nombreux cas, on requiert plutôt un coût plus faible et une réduction des dimensions du module que d'avoir une largeur de bande plus importante. Dans le déphaseur 11 de l'art antérieur, il se posait un problème tel que, étant donné que deux éléments coûteux à capacité variable 7 sont nécessaires et qu'on utilise également le coupleur 1 possédant une longueur k/4 dans la bande prédéterminée de fréquences, le coût et les dimensions du module d'émission 13 ou du module de réception sont accrus. En outre, il se pose un autre problème consistant en ce que le coût et le poids de l'antenne active à réseau de déphasage, pour laquelle on utilise les modules d'émis- sion 13 ou les modules de réception, augmentent. La présente invention a été mise au point pour éliminer les problèmes indiqués précédemment et un de ses buts est de fournir un circuit de compensation de phase, qui permet de compenser la phase en rapport avec la I II I l température, avec une configuration simple utilisant un élément à capacité variable, et un dispositif formant convertisseur de fréquence, qui utilise le circuit de compensation de phase, et une antenne active à réseau de déphasage, à laquelle le circuit de compensation de phase ou le dispositif convertisseur de fréquence est appliqué. Le circuit de compensation de phase selon un premier aspect de l'invention comprend deux premiers éléments inductifs branchés en série avec une ligne principale dans laquelle est transmis un signal; un circuit série constitué par un condensateur et un élément à capacité variable, qui sont disposés entre un point de connexion des premiers éléments inductifs et la masse; un second élément inductif branché en parallèle avec le circuit série; et un circuit de réactance branché entre le condensateur et l'élément à capacité variable du circuit série. De même dans le circuit de compensation de phase selon un second aspect de l'invention, on utilise en tant que second élément inductif un élément inductif dont l'inductance peut être modifiée. De même le circuit de compensation de phase selon un troisième aspect de l'invention comprend en outre un troisième élément inductif prévu entre le condensateur et l'élément à capacité variable du circuit de compensation de phase selon le premier aspect de l'invention indiqué précédemment. De même le circuit de compensation de phase selon un quatrième aspect de l'invention comprend un circuit série constitué par un condensateur et un élément capacitif variable, qui sont disposés entre une ligne principale dans laquelle circule un signal, et la masse; un circuit de réactance branché entre le condensateur et l'élément à capacité variable du circuit série; une inductance branchée en série avec la ligne principale; et un condensateur disposé entre l'inductance et la masse. De même le circuit de compensation de phase selon un cinquième aspect de l'invention comprend un circuit série constitué par une ligne k/4, un condensateur, une ligne de compensation d'impédance et un élément à capacité variable, qui sont disposés entre une ligne principale et une ligne dans laquelle circule un signal, et la masse; et un circuit de réactance branché entre la ligne de compensation d'impédance et l'élément à capacité variable du circuit série. De même le circuit de compensation de phase selon un sixième aspect de l'invention comprend un circuit série constitué par une ligne inductive, un condensateur, une ligne de compensation d'impédance et un élément à capacité variable, qui sont disposés entre une ligne principale, dans laquelle circule un signal, et la masse; un élément capacitif connecté à la ligne inductive; et un circuit de réactance branché entre la ligne de compensation d'impédance et l'élément à capacité variable du circuit série. De même selon un septième aspect, l'invention concerne un dispositif formant convertisseur de fréquence qui comprend le circuit de compensation de phase du type indiqué précédemment et utilisé dans un système local de transmission de signaux de ce dispositif formant convertisseur de phase. De même selon un huitième aspect, l'invention concerne une antenne active à réseau de déphasage qui comprend des modules d'émission ou des modules de réception dont chacun inclut le circuit de compensation de phase du type mentionné précédemment. De même selon un neuvième aspect, l'invention a trait à une antenne active à réseau de déphasage qui comprend le dispositif formant convertisseur de fréquence du type indiqué dans le septième aspect de l'invention. I I I I lI D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention ressortiront de la description donnée ci-après prise en référence aux dessins annexés, sur lesquels: - la figure 1 est une vue représentant un circuit de compensation de phase selon une première forme de réalisation de la présente invention; - les figures 2A et 2B sont des vues représentant un schéma équivalent du circuit de compensation de phase de la première forme de réalisation de la présente invention; - la figure 3 est un graphique représentant un exemple d'une caractéristique d'un condensateur de jonction d'un élément à capacité variable par rapport à une tension appliquée; - les figures 4A à 4C sont des vues représentant un exemple d'une caractéristique hyperfréquences du circuit de compensation de phase de la première forme de réalisation de la présente invention; - les figures 5A et 5B sont des vues représentant un circuit de compensation de phase selon une deuxième forme de réalisation de la présente invention; - les figures 6A et 6B sont des vues représentant un exemple d'une caractéristique hyperfréquences du circuit de compensation de phase de la deuxième forme de réalisation de la présente invention; - les figures 7A et 7B sont des vues représentant une configuration et un schéma équivalent d'un circuit de compensation de phase selon une troisième forme de réalisation de la présente invention; les figures 8A et 8B sont des vues représentant un exemple d'une caractéristique hyperfréquences du circuit de compensation de phase de la troisième forme de réalisation de la présente invention; - les figures 9A et 9B sont des vues représentant une configuration et un schéma équivalent d'un circuit de l l l I li compensation de phase selon une quatrième forme de réalisation de la présente invention; - la figure 10 est une vue représentant une configuration d'un circuit de compensation de phase selon une cinquième forme de réalisation de la présente invention; - la figure 11 est une vue représentant le lieu de l'impédance du circuit de compensation de phase dans la cinquième forme de réalisation de la présente invention; - la figure 12 est une vue représentant la configuration d'un circuit de compensation de phase correspondant à une sixième forme de réalisation de la présente invention; - la figure 13 est une vue représentant une configuration d'un dispositif formant convertisseur de fréquence qui utilise le circuit de compensation de phase selon la présente invention; - les figures 14A et 14B sont des schémas-blocs représentant un élément constitutif d'une antenne active à réseau de déphasage, dans laquelle sont utilisés un module d'émission et un dispositif formant convertisseur de fréquence, qui contiennent le circuit de compensation de phase selon la présente invention; - la figure 15, dont il a déjà été fait mention, est une vue représentant une configuration du déphaseur de l'art antérieur; - les figures 16A à 16C, dont il a déjà été fait mention, sont des vues représentant un exemple d'une caractéristique d'hyperfréquences du déphaseur de l'art antérieur; et - la figure 17 est un schéma-bloc, dont il a déjà été fait mention, représentant un élément constitutif d'une antenne active à réseau de déphasage, dans lequel le module d'émission comportant le déphaseur de l'art antérieur est utilisé. O10 (Première forme de réalisation) La figure 1 est une vue représentant un circuit de compensation de phase selon une première forme de réalisation de la présente invention. Le chiffre de référence 2 désigne une borne d'entrée, le chiffre de référence 3 une borne de sortie, le chiffre de référence 6 un condensateur, le chiffre de référence 7 un élément à capacité variable, le chiffre de référence 8 un circuit de réactance, le chiffre de référence 9 une source d'alimenta- tion à courant continu, le chiffre de référence 15 une ligne principale, le chiffre de référence 16 un second élément inductif et le chiffre de référence 32 un premier élément inductif. Dans ce circuit de compensation de phase, deux premiers éléments inductifs 32 sont chargés dans la ligne principale 15 par laquelle le signal hyperfréquences est transmis, puis un circuit série formé par le condensateur 6 et l'élément à capacité variable 7 est disposé entre un point de connexion de ces éléments inductifs 32 et la masse, puis le second élément inductif 16 est branché en parallèle avec le circuit série et ensuite le circuit de réactance 8 pour l'application d'une tension de polarisation désirée depuis la source d'alimentation à courant continu 9 à l'élément à capacité variable 7 est branché entre le condensateur 6 et l'élément à capacité variable 7. Le premier élément inductif 32 et le second élément inductif 16 sont respectivement constitués par une inductance concentrée ou une ligne de transmission, dont la longueur est inférieure à X/4. En outre, pour obtenir une réduction des dimensions et de la caractéristique d'impédance élevée, on utilise en tant que circuit de réactance 8 un circuit en forme de L, constitué par une résistance 8a possédant une valeur résistive élevée et un compensateur 8b, comme cela est représenté sur la figure 1 : I I il à titre d'exemple. Les figures 2A et 2B sont des vues représentant respectivement un schéma équivalent du circuit de compensation de phase de la première forme de réalisation. Etant donné que le circuit de réactance 8 est conçu de manière à fournir la caractéristique d'impédance élevée, il peut être omis du schéma équivalent. Par conséquent, comme cela est représenté sur la figure 2A, le schéma équivalent peut être exprimé au moyen de deux premiers éléments inductifs 32, d'un circuit série formé du condensateur 6 et de l'élément à capacité variable 7, qui sont prévus entre un point de connexion de ces premiers éléments inductifs 32 et la masse, et le second élément inductif 16, qui est branché en parallèle avec le circuit série. Si on utilise une diode varactor en tant qu'élément à capacité variable 7, comme représenté sur la figure 2A, l'élément à capacité variable 7 peut être représenté par un circuit série qui est constitué par une inductance Ld due à un fil de liaison, une résistance série Ri et une capacité de jonction Cj. D'une manière générale les valeurs Ld et Ri de l'élément à capacité variable 7 sont réglées à une valeur suffisamment faible, et une valeur du condensateur 6 est choisie de manière à fournir l'impédance suffisamment faible. C'est pourquoi le schéma équivalent représenté sur la figure 2A peut être encore plus simplifié. Ainsi comme représenté sur la figure 2B, le schéma équivalent peut être représenté par deux inductances Ls en raison de la présence des premiers éléments inductifs 32, et par un circuit parallèle, qui est prévu entre un point de connexion des inductances Ls et la masse et qui est constitué par une inductance L du second élément inductif 16 et par la capacité de jonction Cj de l'élément inductif variable 7. Sur la figure 2B, un coefficient de transmission T du signal hyperfréquences, qui est transmis de la borne d'entrée 2 à la borne de sortie 3, un coefficient de [1Il 'î Iil réflexion F et le taux d'ondes stationnaires VSWR du signal hyperfréquences au niveau de la borne d'entrée 2 peuvent être exprimés respectivement par les relations suivantes: [Formule 1] T- [Formule 2] Ls 2qXLsj-Z(jL l + L 2 2+12Ls -2 2.LsCj+jLs(2 LsCj)+LjZo(cj- [Formule 3] VSWR= 1- is o z0 est une impédance d'alimentation en énergie raccordée à la borne d'entrée 2, ou une impédance de charge raccordée à la borne de sortie 3, ou une impédance caractéristique de la ligne principale 15. Normalement on choisit une valeur de 50 ohms pour ó0. La figure 3 représente un exemple de la capacité de jonction Cj de l'élément à capacité variable 7 par rapport à la tension VR qui est appliquée par la source d'alimentation à courant continu 9 à l'élément à capacité variable 7. Comme cela est décrit dans l'art antérieur, la capacité de jonction Cj diminue lorsque la tension VR augmente. Sur la figure 3, CjO est une capacité de jonction de l'élément à capacité variable 7, qui a établi une résonance parallèle avec l'inductance L du second élément inductif 16 pour une fréquence angulaire prédéterminée w0, et VR0 est une tension de la source d'alimentation à courant continu 9, nécessaire pour obtenir Cj0. Les figures 4A à 4C représentent un exemple de la caractéristique hyperfréquences du circuit de compensation de phase de la première forme de réalisation de la présente : I I 1i l invention. Sur les figures 4A à 4C, la courbe en trait plein représente une caractéristique de phase dans le cas o les premiers éléments inductifs 32 sont prévus, alors qu'une courbe représentée par une ligne formée de tirets indique une caractéristique de phase dans le cas o les premiers éléments inductifs 32 ne sont pas prévus. La figure 4A représente la caractéristique de phase dans le cas o la fréquence angulaire 0 est maintenue constante et o la tension VR est modifiée. Dans le cas o les premiers éléments inductifs 32 sont prévus, comme cela ressort à l'évidence de la formule 1, la phase est en avance lorsque la tension VR augmente, c'est-à-dire que la capacité de jonction Cj est réduite. Il en résulte que la caractéristique de phase, qui s'incline rapidement vers le haut et vers la droite peut être obtenue comme cela est indiqué par la courbe en trait plein. Au contraire, dans le cas o les premiers éléments inductifs 32 ne sont pas prévus, comme cela est indiqué par la courbe représentée par une ligne formée de tirets, la différence de phase entre la borne d'entrée 2 et la borne de sortie 3 devient 0 pour la tension VR0, au moyen de laquelle la capacité CjO de l'élément à capacité variable 7 peut être obtenu pour établir une résonance parallèle avec le second élément inductif 16. Si on augmente plus encore la tension VR, l'avance de phase augmente encore plus. Il en résulte que l'on peut obtenir une caractéristique de phase légèrement inclinée vers le haut et vers la droite, comme dans le cas o les premiers éléments inductifs 32 sont prévus. De cette manière, la variation importante de phase par rapport à la tension VR peut être obtenue au moyen de la fixation des premiers éléments inductifs 32. La figure 4B représente la caractéristique du taux d'ondes stationnaires VSWR dans le cas o la fréquence angulaire w0 est maintenue constante, mais o la tension VR est modifiée. Dans le cas o les premiers éléments [ 1 II il inductifs 32 sont prévus, comme cela ressort à l'évidence des formules 2 et 3, le taux d'ondes stationnaires VSWR diminue lorsque la tension VR augmente, puis le taux d'ondes stationnaires VSWR diminue pour aboutir à la valeur minimale au voisinage de VRO, pour laquelle la résonance parallèle du second élément inductif 16 et de l'élément à capacité variable 7 est provoquée. Ensuite le taux d'ondes stationnaires VSWR tend à augmenter si on augmente la tension VR de façon supplémentaire, de sorte que l'on peut obtenir la caractéristique en forme de V représentée sur la figure 4B. Au contraire, la caractéristique similaire peut être obtenue dans le cas o les premiers éléments inductifs 32 ne sont pas prévus, et néanmoins l'altération du taux d'ondes stationnaires VSWR en rapport avec la variation de VR peut être réduite par raccordement des premiers éléments inductifs 32. La figure 4C représente la caractéristique de fréquence du taux d'ondes stationnaires VSWR dans le cas ou la tension VR0 est maintenue constante. Le taux d'ondes stationnaires VSWR est réduit au minimum au voisinage de la fréquence c0, pour laquelle apparaît la résonance parallèle du second élément inductif 16 et de l'élément à capacité variable 7. Par conséquent on peut obtenir la caractéristique en forme de V comme représenté sur la figure 4B, mais l'altération du taux d'ondes stationnaires VSWR en rapport avec la fréquence peut être supprimée, par raccordement des premiers éléments inductifs 32. De cette manière, dans le circuit de compensation de phase, la phase peut être modifiée par modification de la tension de la source d'alimentation à courant continu 9 appliquée à l'élément à capacité variable 7. En particu- lier, dans le circuit de compensation de phase, la résonance parallèle du second élément inductif 16 et de l'élément à capacité variable 7 est utilisée pour réduire les dimensions, et également les premiers éléments l l I I l i inductifs 32 sont raccordés de manière à réduire l'altéra- tion du taux d'ondes stationnaires VSWR. Il en résulte que l'on peut obtenir l'excellente caractéristique du taux d'ondes stationnaires VSWR dans la bande de faible largeur. Par conséquent, les caractéristiques de phase d'un amplificateur à haute fréquence 12, d'un mélangeur, etc., utilisés dans le module d'émission 13 ou dans le module de réception en rapport avec la température, varient comme dans le cas du déphaseur 11 de l'art antérieur et la compensation de phase peut être exécutée en appliquant le circuit de compensation de phase au module d'émission 13 ou au module de réception, qui est utilisé pour l'antenne active à réseau de déphasage et dans lequel la bande large n'est pas nécessaire. Par conséquent, on peut réaliser les modules d'émission 13 ou les modules de réception présentant une caractéristique de phase uniforme. Comme cela a été décrit précédemment, le circuit de compensation de phase selon la présente invention peut être constitué par un élément à capacité variable 7, les premiers éléments inductifs 32 qui possèdent la longueur k/4 dans la gamme prédéterminée de fréquences, et le second élément inductif 16. Par conséquent, étant donné que le coupleur 1, qui possède lalongueur k/4 dans la gamme prédéterminée de fréquences, et deux éléments à capacité variable 7 ne sont pas nécessaires contrairement au déphaseur 11 de l'art antérieur, on peut obtenir une réduction du coût et des dimensions du circuit de compensation de phase. Par conséquent, on peut obtenir l'avantage tel que, si le circuit de compensation de phase selon la présente invention est utilisé pour compenser la variation de la phase du module d'émission 13 ou du module de réception en rapport avec la température, on peut aussi obtenir une réduction du coût et des dimensions du module d'émission 13 ou du module de réception. (Deuxième forme de réalisation) I 1 I1 il Les figures 5A et 5B sont des vues représentant une configuration d'un circuit de compensation de phase selon une deuxième forme de réalisation de la présente invention. Le chiffre de référence 17 désigne une ligne métallique mince. Comme représenté sur la figure 5A, fondamentalement ce circuit de compensation de phase est similaire au circuit de compensation de phase de la première forme de réalisation représentée sur la figure 1, mais on utilise une inductance variable en tant que second élément inductif 16 dans ce circuit de compensation de phase. Un exemple de moyens permettant de modifier l'inductance du second élément inductif 16 est représenté sur la figure 5B. Si le second élément inductif 16 est formé par la ligne à microbande ayant une forme de] ou de chicane et si ensuite on relie deux points du second élément inductif 16 par la ligne métallique mince 17, comme représenté sur la figure 5B, on peut modifier aisément l'inductance. Les figures 6A et 6B représentent la caractéristique de phase et la caractéristique du taux d'ondes stationnaires VSWR du circuit de compensation de phase respectivement lorsque l'inductance L du second élément inductif 16 dans le circuit de compensation de phase représenté sur la figure 5 varie. Sur les figures 6A et 6B, la fréquence angulaire est supposée constante. Comme dans la première forme de réalisation de la présente invention, un schéma équivalent de ce circuit de compensation de phase peut être dessiné comme cela est représenté sur la figure 2. A partir de ce schéma équivalent, il est évident que, pour maintenir constante la fréquence de résonance, il faut modifier une valeur de l'élément à capacité variable 7 en fonction de l'inductance du second élément inductif 16. Plus particulièrement, étant donné que la capacité de jonction Cj de l'élément à capacité variable 7 devient faible si l'inductance L du second élément inductif 16 est élevée, la résonance parallèle est provoquée pour la haute tension VR1. Inversement, étant donné que la capacité de jonction Cj de l'élément à capacité variable 7 augmente si l'inductance L du second élément inductif 16 est faible, la résonance parallèle est provoquée pour la faible tension VR2. Par conséquent, la caractéristique de phase représentée sur la figure 6A et la caractéristique de taux d'ondes stationnaires VSWR représentée sur la figure 6B peuvent être obtenues de l'inductance L. Par conséquent la compensation de phase du module d'émission 13 ou du module de réception peut être également obtenue au moyen de l'utilisation de ce circuit de compensation de phase. Comme cela a été décrit précédemment, l'induc- tance du second élément inductif 16 peut être modifiée dans le circuit de compensation de phase de la deuxième forme de réalisation. Même si on modifie la caractéristique de capacité de jonction Cj de l'élément à capacité variable 7 par rapport à la tension VR représentée sur la figure 3, la caractéristique de résonance parallèle peut être obtenue pour la tension VR désirée par modification de l'inductance du second élément inductif 16. Par conséquent, il n'est pas nécessaire que la tension appliquée soit réglée conformément à la variation de la caractéristique de l'élément à capacité variable 7 utilisé dans le circuit de compensation de phase, et la gamme variable de tensions utilisées pour compenser la phase peut être fixée. C'est pourquoi on peut obtenir des avantages tels que l'on peut simplifier un circuit de commande utilisé pour obtenir la tension et que par conséquent on peut obtenir une réduction du coût du système radar ou du système de communication. (Troisième forme de réalisation) Les figures 7A et 7B représentent des vues II I1il montrant une configuration et un schéma équivalent d'un circuit de compensation de phase selon une troisième forme de réalisation de la présente invention. Comme cela est représenté sur la figure 7A, dans ce circuit de compensation de phase, un troisième élément inductif 18 est prévu entre le condensateur 6 et l'élément à capacité variable 7 de la première forme de réalisation. Comme cela est représenté sur la figure 7B, un schéma équivalent du circuit de compensation de phase peut être exprimé par le raccordement d'une inductance L due à la présence du second élément inductif 16 en parallèle avec un circuit série qui est constitué par une inductance Ll due au troisième élément inductif 18 et une capacité de jonction Cj due à l'élément à capacité variable 7. Une valeur de l'inductance Ll du troisième élément inductif 18 est choisie de telle sorte que l'on peut augmenter une fréquence de résonance série entre la capacité de jonction Cj et l'inductance Ll, à une valeur supérieure à une fréquence prédéterminée. Par conséquent ce circuit série peut être considéré comme équivalent à un condensateur dans une gamme prédéterminée de fréquences. C'est pourquoi, si on choisit l'inductance L du second élément inductif 16, qui peut résonner en parallèle avec le condensateur de ce circuit série équivalent à la fréquence prédéterminée, on peut obtenir la caractéristique de phase et la caractéristique de taux d'ondes stationnaire VSWR comme représenté respectivement sur les figures 8A et 8B. Si on augmente l'inductance Ll du troisième élément inductif 18 pour régler la fréquence de résonance du circuit série à une valeur proche de la gamme prédéterminée de fréquences, le facteur Q du circuit de compensation de phase augmente. Par conséquent une pente de la courbe de la phase en fonction de la tension Vr de la source d'alimentation en courant continu 9 devient importante, comme cela est indiqué par une courbe en trait plein sur la l I Iil i figure 8A, et la gamme de valeurs du taux d'ondes stationnaires VSWR devient étroite, comme cela est indiqué par une courbe représentée par une ligne formée de tirets sur la figure 8B. Au contraire, si l'inductance Ll du troisième élément inductif 18 est réduite, la pente de la courbe la phase devient faible, comme cela est indiqué par une courbe représentée par une ligne formée de tirets sur la figure 8A, et la gamme de valeurs du taux d'ondes stationnaires VSWR devient large, comme cela est indiqué par une courbe en trait plein sur la figure 8B. Comme cela a été décrit précédemment, dans le circuit de compensation de phase de la troisième forme de réalisation, la pente de la courbe de la phase peut être modifiée au moyen du troisième élément inductif 18 qui est incorporé en série avec l'élément à capacité variable 7. Pour cette raison, dans la condition o la tension de réglage et la gamme variable de tensions de la source d'alimentation à courant continu 9 sont fixées, et o la variation de phase dans le module d'émission 13 ou dans le module de réception en fonction de la température est modifiée, on peut obtenir la compensation de phase. Il en résulte que l'on peut obtenir des avantages tels qu'il est possible de réduire le coût du circuit de commande pour appliquer la tension désirée à l'élément à capacité variable 7 et qu'on peut également obtenir une compensation de phase plus précise. (Quatrième forme de réalisation) Les figures 9A et 9B représentent respectivement une configuration et un schéma équivalent d'un circuit de compensation de phase conformément à une quatrième forme de réalisation de la présente invention. Comme cela est représenté sur la figure 9A, ce circuit de compensation de phase comprend le circuit série formé du condensateur 6 et de l'élément à capacité variable 7, qui sont disposés entre la ligne principale 15 pour la transmission du signal, et I I -I 1II i l la masse, le circuit de réactance 8 disposé entre le condensateur 6 et l'élément à capacité variable 7 du circuit série, deux inductances 19 qui sont disposées en série respectivement avec la ligne principale 15, et deux condensateurs 20, qui sont prévus respectivement entre une extrémité de l'inductance 19 du côté de la borne d'entrée 2 et la masse, et entre une extrémité de l'inductance 19 du côté de la borne de sortie 3 et la masse. Dans ce cas, si on choisit la valeur du condensateur 6 suffisamment élevée plutôt que la capacité de tension Cj de l'élément à capacité variable 7 et si on suppose que la valeur de l'inductance 19 est L0 et que la valeur du condensateur 20 est CO, un schéma équivalent du circuit de compensation de phase peut être représenté comme indiqué sur la figure 9B. En d'autres termes, ce circuit équivalent forme un circuit de filtre passe-bas. Si on choisit la valeur CO du condensateur 20 sensiblement égale à la capacité de jonction Cj et si on choisit également pour la valeur L0 de l'inductance 19 L0=ZOxZ0xC0, les impédances au niveau de la borne d'entrée 2 et de la borne de sortie 3 sont sensiblement égales à l'impédance d'alimentation en énergie ou à l'impédance de charge Z0. En d'autres termes, on peut réaliser le circuit de compensation de phase, qui possède le bon taux d'ondes stationnaires VSWR dans la bande étendue. Dans ce cas, la capacité de jonction Cj de l'élément à capacité variable 7 peut être également modifiée par la tension délivrée par l'alimentation en énergie à courant continu. Si on augmente la tension, la capacité de jonction Cj diminue de plus en plus et l'avance de phase augmente de plus en plus. Par conséquent on peut réaliser la compensation de phase dans le module d'émission ou dans le module de réception. Comme cela a été décrit précédemment, on obtient un avantage tel que, si le circuit de filtre passe-bas est réalisé en tant que circuit de compensation de phase, la bande très large peut être obtenue, à la place des circuits résonants parallèles décrits précédemment dans les trois premières formes de réalisation. (Cinquième forme de réalisation) La figure 10 est une vue représentant une configuration d'un circuit de compensation de phase conformément à une cinquième forme de réalisation de la présente invention. Dans ce circuit de compensation de phase, un circuit série constitué par une ligne X/4 21, le condensateur 6, une ligne de compensation d'impédance 22 et l'élément à capacité variable 7, est prévu entre la ligne principale 15, dans laquelle le signal est transmis, et la masse, et également le circuit de réactance 8 est disposé entre la ligne de compensation d'impédance 22 et l'élément à capacité variable 7. Sur la figure 10, Za désigne un exemple de l'impédance de l'élément à capacité variable 7, Zb désigne une impédance obtenue lorsqu'un côté de l'élément à capacité variable 7 est vu à partir d'une partie de connexion entre le condensateur 6 et la ligne de compensation d'impédance 22, et Zc désigne une impédance obtenue lorsque le côté de l'élément à capacité variable 7 est vu à partir d'une partie de connexion entre la ligne principale 15 et la ligne X/4 21. La figure 11 est une vue représentant un lieu d'impédance au niveau de points respectifs du circuit de compensation de phase de la figure 10. La figure 11 représente le cas o la fréquence angulaire w est maintenue constante, mais o la tension VR appliquée à l'élément à capacité variable 7 varie de VR1 à VR2. L'impédance Za de l'élément à capacité variable 7 est représentée dans une zone inférieure du diagramme de Smith, c'est-à-dire qu'une telle impédance Za est capacitive. Lorsque la ligne de compensation d'impédance 22 est intercalée, cette impédance za est décalée vers la faible impédance Zb sur l'axe réel, comme représenté sur la figure 11. En d'autres termes, la ligne de compensation d'impédance 22 est utilisée pour décaler l'impédance Za sur l'axe réel, qui possède la faible impédance. En outre, lorsque la ligne k/4 21 est intercalée, la faible impédance -b est décalée vers l'impédance élevée Zc sur l'axe réel. De cette manière, on peut obtenir une transformation d'impédance de Za à Zc en utilisant la ligne X/4 21 et la ligne de compensation d'impédance 22. Par conséquent un bon taux d'ondes stationnaires VSWR peut être maintenu sur la borne d'entrée 2 ou sur la borne de sortie 3. Dans ce circuit de compensation de phase, la compensation de phase du module d'émission 13 ou du module de réception peut être obtenue par modification de la capacité de jonction Cj de l'élément à capacité variable 7. Comme cela a été décrit précédemment, dans le circuit de compensation de phase de la forme de réalisation de la présente invention, étant donné que l'impédance Za de l'élément à capacité variable 7 est transformée en l'impédance élevée Zc moyennant l'utilisation de la ligne X/4 21 et de la ligne de compensation d'impédance 22, la compensation de phase peut être obtenue tout en conservant le bon taux d'ondes stationnaires VSWR. En particulier, il existe l'avantage selon lequel, étant donné que le circuit de compensation de phase peut être réalisé aisément avec une forme appropriée dans la bande des hautes fréquences moyennant l'utilisation de la technologie des circuits intégrés hyperfréquences pour former des lignes de transmission telles que la ligne k/4 21, la ligne de compensation d'impédance 22, etc., le coût de production du circuit de compensation de phase peut être réduit. (Sixième forme de réalisation) La figure 12 représente une vue montrant une configuration d'un circuit de compensation de phase II 1 1 11 1 conformément à une sixième forme de réalisation de la présente invention. Dans ce circuit de compensation de phase, une ligne inductive 23, dont la longueur est inférieure à 2/4, est utilisée à la place de la ligne X/4 21 représentée dans la cinquième forme de réalisation de la présente invention, et en outre un élément capacitif 24 est connecté dans la zone presque centrale de la ligne inductive 23. L'élément capacitif 24 peut être aisément réalisé au moyen de la ligne à extrémité ouverte. L'élément capacitif 24 agit de manière à retarder la phase du signal circulant dans la ligne inductive 23. La phase du signal est beaucoup plus retardée lorsque la longueur de l'élément capacitif 24 augmente. C'est pourquoi, si on choisit une valeur désirée pour la longueur de l'élément capacitif 24, une longueur électrique de la ligne inductive 23 peut être réglée à 90 degrés, qui est identique à la ligne k./4 21. De cette manière, si la ligne inductive 23 et l'élément capacitif 24 sont utilisés en combinaison, ils peuvent de façon équivalente agir sensiblement de la même manière que la ligne X/4 21 de sorte que la compensation de phase peut être réalisée comme dans la cinquième forme de réalisation. Comme cela a été décrit précédemment, dans le circuit de compensation de phase de la sixième forme de réalisation, étant donné que la ligne inductive 23 et l'élément capacitif 24 sont utilisés en combinaison à la place de la ligne k/4 21 et que la longueur de l'élément capacitif 24 est également modifiée, la phase du signal circulant dans la ligne inductive 23 peut être modifiée. Par conséquent, on peut obtenir l'avantage consistant en ce qu'on peut réaliser le circuit de compensation de phase qui permet la compensation de l'impédance même si la caractéristique de l'élément à capacité variable 7 est modifiée, et qui fournit également la bonne caractéristique de taux d'ondes stationnaires I 'I I 1 lil VSWR. Dans les formes de réalisation réalisées précédemment, on a décrit les cas o le circuit de compensation de phase est appliqué à une compensation de phase dans le module d'émission 13 ou dans le module de réception. Cependant, on va expliquer ci-après des cas o le circuit de compensation de phase est appliqué à un système local de signaux du dispositif formant convertis- seur de fréquence. (Forme de réalisation 7) La figure 13 est une vue représentant un exemple d'une configuration d'un dispositif formant convertisseur de fréquence conformément à une septième forme de réalisation de la présente invention. Sur la figure 13, le chiffre de référence 25 désigne un circuit de compensation de phase agencé conformément à l'une des six premières formes de réalisation; le chiffre de référence 26 désigne un mélangeur; le chiffre de référence 27 désigne un amplificateur à fréquence intermédiaire; le chiffre de référence 28 désigne un amplificateur du signal local; le chiffre de référence 29 désigne un filtre; le chiffre de référence 12 désigne un amplificateur à haute fréquence et le chiffre de référence 30 désigne une borne de transmission de signal local. Ce dispositif formant convertisseur de fréquence est agencé moyennant la connexion de l'amplificateur à fréquence intermédiaire 27, de l'amplificateur du signal local 28 et du circuit de compensation de phase 25 et de l'amplificateur à haute fréquence 12 respectivement à la borne à fréquence intermédiaire, à la borne pour signal local et à la borne HF du mélangeur 26. Conformément à une telle configuration, le signal à fréquence intermédiaire, qui est introduit à partir de la borne d'entrée 2 dans la bande des basses fréquences, est amplifié par l'amplificateur à fréquence intermédiaire 27, i II ilii puis est envoyé au mélangeur 26. Par ailleurs le signal local qui est introduit dans la borne 30 pour le signal local est amplifié par l'amplificateur 28 du signal local, puis est envoyé au mélangeur 26 par l'intermédiaire du circuit de compensation de phase 25. Le signal à fréquence intermédiaire et le signal local sont mélangés par le mélangeur 26, puis sont convertis en le signal RF à fréquence plus élevée. Ensuite le signal HF traverse le filtre 29 et l'amplificateur à hautes fréquences 12, puis sort au niveau de la borne de sortie 3. D'une manière générale, étant donné qu'on utilise des dispositifs à semiconducteurs pour constituer le mélangeur 26, l'amplificateur à fréquence intermédiaire 27, l'amplificateur 28 du signal local et l'amplificateur à haute fréquence 12 constituant ce dispositif de conversion de fréquence, la phase du signal transmis est fortement modifiée en fonction de la température. La phase tend à être en retard lorsque la température augmente. Le retard de phase transmis de la borne d'entrée 2 à la borne de sortie 3 peut être défini par une somme de retards de phase respectifs dans le mélangeur 26 et dans les amplificateurs 12, 27, 28. De même le signal à fréquence intermédiaire occupe la bande des fréquences dans le dispositif formant convertisseur de fréquence de ce type, tandis que le signal local n'occupe aucune bande de fréquences, c'est-à-dire que dans de nombreux cas le signal local est fixé à une certaine fréquence. C'est pourquoi dans le dispositif formant convertisseur de fréquence selon la présente invention, le circuit de compensation de phase 25 est prévu dans le système délivrant le signal local, qui ne requiert pas d'avoir une large bande. Comme cela est représenté dans les six premières formes de réalisation, la phase tend à être en avance dans le circuit de compensation de phase 25, I I1il lorsqu'on augmente la tension appliquée à l'élément à capacité variable 7. Il en résulte que, si la tension appliquée à l'élément à capacité variable 7 augmente lorsque la température augmente, le retard de phase dans le mélangeur 26 et dans les amplificateurs 12, 27, 28 peut être compensé. Comme cela a été décrit précédemment, il est possible de compenser la phase dans le dispositif formant convertisseur de fréquence en fonction de la température en prévoyant le circuit de compensation de phase 25 dans le système délivrant le signal local, qui ne requiert pas d'avoir une large bande. Il existe un avantage consistant en ce que, étant donné que seul un élément à capacité variable 7 est nécessaire dans le circuit de compensation de phase 25 utilisé ici, on peut obtenir une réduction du coût du dispositif formant convertisseur de fréquence. En outre, il existe un autre avantage consistant en ce que, étant donné que le circuit de compensation de phase 25 possède une configuration très simple, on peut également obtenir une réduction des dimensions du dispositif formant convertisseur de fréquence. Dans la septième forme de réalisation indiquée précédemment, on a décrit le convertisseur réalisant une conversion dans le sens montant, qui convertit la fréquence du signal à fréquence intermédiaire en la fréquence plus élevée du signal HF. Mais on peut obtenir le même avantage avec le convertisseur réalisant une conversion dans le sens descendant, qui convertit le signal HF en le signal à fréquence intermédiaire. (Huitième forme de réalisation) La figure 14A est un schéma-bloc représentant un élément constitutif d'une antenne active à réseau de déphasage conformément à une huitième forme de réalisation de la présente invention. Dans cette antenne, on utilise le module d'émission 13, dans lequel on met en oeuvre l'un i I -I Iil! quelconque des circuits de compensation de phase décrits dans les six premières formes de réalisation. Comme décrit précédemment, le circuit de compensation de phase 25, qui possède une configuration simple utilisant un élément à capacité variable 7, est utilisé dans le module d'émission 13. C'est pourquoi le circuit de compensation de phase possède un faible coût et est petit par rapport au module classique d'émission 13 utilisant le déphaseur 11. En particulier dans l'antenne qui utilise un certain nombre de modules d'émission 13 comme l'antenne active à réseau de déphasage, on peut obtenir une réduction remarquable des dimensions et du coût. (Neuvième forme de réalisation) La figure 14B est un schéma- bloc représentant un élément constitutif d'une antenne active à réseau de déphasage conformément à une neuvième forme de réalisation de la présente invention. Dans cette antenne, on utilise un dispositif formant convertisseur de fréquence 31 à la place du module d'émission 13 représenté dans la forme de réalisation 8. Dans ce dispositif formant convertisseur de fréquence 31, on met en oeuvre n'importe lequel des circuits de compensation de phase 25 décrits dans les six premières formes de réalisation. Dans ce cas, on peut également obtenir une réduction des dimensions et du coût de l'antenne. En référence aux figures 14A et 14B, on a décrit le cas o le circuit de compensation de phase 25 est appliqué respectivement au module d'émission 13 et au dispositif formant convertisseur de fréquence 31, et o alors l'antenne active à réseau de déphasage d'émission est constituée moyennant l'utilisation du module d'émission 13 et du dispositif formant convertisseur de fréquence 31. Dans le cas o le circuit de compensation de phase 25 est appliqué au module de réception et au convertisseur I I I lIl réalisant une conversion descendante, et o l'antenne active à réseau de déphasage de réception est réalisée, la présente invention fournit les mêmes avantages. Conformément au premier aspect de l'invention, deux premiers éléments inductifs sont incorporés en étant branchés en série dans la ligne principale, dans laquelle le signal est transmis, puis le circuit série formé du condensateur et de l'élément à capacité variable est prévu entre le point de connexion des deux premiers éléments inductifs et la masse, puis le second élément inductif est branché en parallèle avec le circuit série, et enfin le circuit de réactance est prévu entre le condensateur et l'élément à capacité variable. Par conséquent si la tension appliquée à l'élément à capacité variable augmente lorsque la température augmente, on peut obtenir la compensation de phase dans le module d'émission ou dans le module de réception par rapport à la température. De même étant donné que le circuit de compensation de phase possède l'agencement simple utilisant un seul élément à capacité variable, il est possible d'obtenir l'avantage d'une réduction du coût et des dimensions. Conformément au second aspect de l'invention, étant donné que la valeur du second élément inductif décrit dans la première forme de réalisation de l'invention peut être réglée de manière à être variable, il n'est pas nécessaire de modifier la tension appliquée sur la base de la variation de la caractéristique de l'élément à capacité variable, et par conséquent la gamme variable de tensions servant à compenser la phase peut être fixée. C'est pourquoi on obtient les avantages consistant en ce que l'on peut simplifier le circuit de commande de tension et qu'on peut réaliser le circuit de compensation de phase à un coût réduit. Conformément au troisième aspect de l'invention, étant donné que le troisième élément inductif est prévu l1 I 1 Il E: entre l'élément à capacité variable et le condensateur décrits dans la première forme de réalisation de l'inven- tion, on peut modifier la pente de la courbe de variation de la phase en fonction de la tension appliquée. Par conséquent la tension de réglage et la gamme variable de tensions de l'alimentation en énergie peuvent être fixées, et de même on peut réaliser la compensation de phase même si la variation de phase dans le module d'émission et dans le module de réception en fonction de la température varie. Il en résulte qu'on peut fabriquer le circuit de commande de tension avec un coût plus faible et que l'on peut également obtenir une compensation de phase plus précise. Conformément au quatrième aspect de l'invention, le circuit série formé par le condensateur et l'élément à capacité variable est disposé entre la ligne principale et la masse, le circuit de réactance est prévu entre le condensateur et l'élément à capacité variable du circuit série, l'inductance est connectée en série avec la ligne principale et le condensateur est disposé entre l'induc- tance et la masse. Par conséquent le circuit de compensa- tion de phase permet d'obtenir la bonne caractéristique du taux d'ondes stationnaires VSWR dans la gamme étendue, et ce à un faible coût. Conformément au cinquième aspect de l'invention, le circuit série, qui est constitué par la ligne 2/4, le condensateur, la ligne de compensation d'impédance et l'élément à capacité variable, est disposé entre la ligne principale et la masse, puis le circuit de réactance est disposé entre la ligne de compensation d'impédance et l'élément à capacité variable, et on utilise la technologie des circuits intégrés hyperfréquences. Par conséquent on obtient l'avantage consistant en ce que, étant donné que le circuit de compensation de phase ayant des dimensions appropriées peutêtre réalisé dans la bande des hautes fréquences, le coût de fabrication du circuit de compensation de phase peut être réduit. Conformément au sixième aspect de l'invention, la ligne inductive et l'élément capacitif, qui est connecté à la ligne inductive, sont utilisés à la place de la ligne X/4 décrite dans le cinquième aspect de l'invention. C'est pourquoi, étant donné que la longueur électrique de la ligne inductive peut être modifiée de façon équivalente moyennant une modification de la longueur de l'élément capacitif, le circuit de compensation de phase possédant la bonne caractéristique de taux d'ondes stationnaires VSWR peut être obtenu même si la caractéristique de l'élément à capacité variable varie. En outre, on obtient l'avantage consistant en ce que, étant donné qu'on peut aisément utiliser la technologie des circuits intégrés hyperfré- quences pour le circuit de compensation de phase, le coût de fabrication du circuit de compensation de phase peut être réduit. Conformément au septième aspect de l'invention, on obtient des avantages tels que, étant donné que n'importe lequel des circuits de compensation de phase décrits dans les six premières formes de réalisation de l'invention est prévu dans le système délivrant le signal local du dispositif formant convertisseur de fréquences, la compensation de phase peut être exécutée sans altération de la caractéristique du dispositif formant convertisseur de fréquence, et que l'on peut également fabriquer le dispositif formant convertisseur de fréquence de petite taille à un faible coût. Conformément au huitième aspect de l'invention, étant donné que l'on utilise n'importe lequel des circuits de compensation de phase décrits dans les six premières formes de réalisation de l'invention pour le module d'émission ou le module de réception et que l'on peut réaliser alors l'antenne active à réseau de déphasage en utilisant ce module, on obtient une réduction remarquable du coût et des dimensions de l'antenne. Conformément au neuvième aspect de l'invention, étant donné qu'on utilise n'importe lequel des circuits de compensation de phase décrits dans les six premières formes de réalisation de l'invention pour le dispositif formant convertisseur de fréquence et qu'on peut réaliser alors l'antenne active à réseau de déphasage en utilisant le dispositif formant convertisseur de fréquence, on peut obtenir une réduction remarquable du coût et des dimensions de l'antenne. REVEND I CATIONS 1. Circuit de compensation de phase, caractérisé en ce qu'il comporte deux premiers éléments inductifs (32) branchés en série avec une ligne principale dans laquelle est transmis un signal; un circuit série constitué par un condensateur (6) et un élément à capacité variable (7), qui sont disposés entre un point de connexion des premiers éléments inductifs (32) et la masse; un second élément inductif (16) branché en parallèle avec le circuit série; et un circuit de réactance (8) branché entre le condensateur (6) et l'élément à capacité variable (7) du circuit série. 2. Circuit de compensation de phase selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'un élément inductif, dont l'inductance peut être modifiée, est utilisé en tant que second élément inductif (16). 3. Circuit de compensation de phase selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un troisième élément inductif (8a,8b) disposé entre le condensateur (6) et l'élément capacitif variable (7) du circuit série. 4. Circuit de compensation de phase, caractérisé en ce qu'il comporte: un circuit série constitué par un condensateur (6) et un élément capacitif variable (7), qui sont disposés entre une ligne principale dans laquelle circule un signal, et la masse; un circuit de réactance (8) branché entre le condensateur (6) et l'élément à capacité variable (7) du circuit série; une inductance branchée (8a,8b) en série avec la ligne principale; et un condensateur (9) disposé entre l'inductance et la masse. 5. Circuit de compensation de phase, caractérisé en ce qu'il comporte: un circuit série constitué par une ligne k/4, un condensateur, une ligne de compensation d'impédance, un élément à capacité variable (7), qui sont disposés entre une ligne principale dans laquelle circule un signal, et la masse; et un circuit de réactance (8) branché entre la ligne de compensation d'impédance et l'élément à capacité variable du circuit série. 6. Circuit de compensation de phase, caractérisé en ce qu'il comporte: un circuit série constitué par une ligne induc- tive (23), un condensateur (6), une ligne de compensation d'impédance (22) et un élément à capacité variable (7), qui sont disposés entre une ligne principale, dans laquelle circule un signal, et la masse; un élément capacitif (24) connecté à la ligne inductive; et un circuit de réactance (8) branché entre la ligne de compensation d'impédance et l'élément à capacité variable du circuit série. 7. Dispositif formant convertisseur de fréquence, caractérisé en ce qu'il comporte un circuit de compensation de phase (25) selon l'une quelconque des revendications 1 à 6 et utilisé dans un système local de transmission de signaux du dispositif formant convertisseur de fréquence. 8. Antenne active à réseau de déphasage, caracté- risée en ce qu'elle comporte des modules d'émission (13) ou des modules de réception, dont chacun comprend le circuit de compensation de phase selon l'une quelconque des revendications 1 à 6. 9. Antenne active à réseau de déphasage, caracté- I 1 I il ii l risée en ce qu'elle comprend le dispositif formant convertisseur de fréquence selon la revendication 7. I I I1il