Brevet FR2773283A1 — publié le 19990702

DISPOSITIF ET PROCEDE DE TRAITEMENT NUMERIQUE DE SIGNAUX CONTEXTE DE L'INVENTION 1. Domaine de l'invention La présente invention concerne un dispositif de traitement numérique de signaux de communication appliqué au traitement numérique de signaux radar et un procédé de mise en oeuvre de celui-ci, et plus particulièrement, un dispositif de traitement numérique des signaux dans lequel des algorithmes de fenêtrage, de filtrage Doppler et de filtrage de demi-phase sont exécutés successivement, ainsi qu'un procédé de mise en oeuvre de celui-ci. 2. Description de l'art connexe La raison pour l'utilisation de l'algorithme de fenêtrage dans le traitement-numérique des signaux et des applications de radar consiste à supprimer le phénomène de Gibbs généré dû à la discontinuité des données de signal et à supprimer la génération de signaux parasites. La figure 4 est un schéma d'un dispositif conventionnel de traitement numérique de signaux pour exécuter en continu des algorithmes de fenêtrage, de filtrage Doppler et de filtrage de demi-phase. Un processeur de fenêtrage 41 reçoit un signal d'entrée SI(n) et exécute une opération (étage n 1) représentée par l'équation suivante (1). S2(n) = Sl(n) = WH(n) (1) o n = 0, 1, 2,... N- 1, et en supposant que WH(n) est la fonction de pondération de Hamming, elle peut être écrite comme WH(n) = 0,54 - 0,46 * cos((2*x*n)/(n - 1)) (2) Un filtre Doppler 42 et un filtre de demi-phase 43 exécutent une opération représentée par l'équation suivante (3) pour sortir ensuite S3(n) (étage n 2): N-1 S3(n) = S2(n)Exp(-j27n * (k + 0, 5) / N), n=0,1,...,N-1 (3) k=O Cependant, puisqu'il existe un facteur de 0,5 dans un terme exponentiel inclus dans l'équation pour S3(n) dû à la présence du filtre de demi-phase 43, il n'est pas possible d'adopter directement une transformée de Fourier rapide (FFT) pour calculer l'équation (3). De plus, la charge appliquée pour le calcul est lourde. Ainsi, le traitement en temps réel de ces algorithmes ne peut pas être mis en oeuvre. RESUME DE L'INVENTION Pour résoudre les problèmes ci-dessus, un objet de la présente invention est de fournir un dispositif de traitement numérique de signaux pour permettre un traitement en temps réel en réduisant la charge opérationnelle du traitement de filtrage pour exécuter successivement des algorithme de fenêtrage, de filtrage Doppler et de filtrage de demiphase, et un procédé de mise en oeuvre de celui-ci. Par conséquent, pour réaliser l'objet ci-dessus, un dispositif de traitement numérique de signaux est prévu, dans lequel des algorithmes de fenêtrage, de filtrage Doppler et de filtrage de demi-phase sont exécutés successivement, qui inclut une partie de mémoire pour mémoriser des coefficients de filtre de demi-phase, un premier processeur pour traiter le fenêtrage et le filtrage de demi-phase selon une fonction de pondération de fenêtre en utilisant les coefficients mémorisés dans la partie de mémoire, et un deuxième processeur pour recevoir un signal d'entrée et un signal de sortie du premier processeur et traiter le filtrage Doppler. De plus, il est prévu un procédé de traitement numérique des signaux, dans lequel des algorithmes de fenêtrage, de filtrage Doppler et de filtrage de demi- phase sont exécutés successivement, incluant les étapes consistant à (a) mémoriser des coefficients de filtre de demi-phase, (b) traiter le fenêtrage et le filtrage de demi-phase selon une fonction de pondération de fenêtre en utilisant les coefficients mémorisés, et (c) recevoir un signal d'entrée et le signal de sortie traité et traiter le filtrage Doppler. BREVE DESCRIPTION DES DESSINS L'objet ci-dessus et les avantages de la présente invention ressortiront mieux en décrivant en détail un mode de réalisation préféré de celle-ci en se référant aux dessins ci-joints, o: les figures lA à 1D représentent le processus de fenêtrage; la figure 2 représente une réponse en fréquence d'une fenêtre de Hamming, représentée par WH(e]o); la figure 3 est un schéma représentant un algorithme de traitement numérique des signaux selon la présente invention; et la figure 4 est un schéma d'un dispositif conventionnel de traitement numérique des signaux. DESCRIPTION DES MODES DE REALISATION PREFERES Par la suite, un mode de réalisation préféré de la présente invention est décrit en se référant aux dessins ci-joints. Dans la présente invention, les algorithmes d'opération conventionnels sont modifiés, en incluant la charge de calcul pour le filtrage de demi-phase à l'étage n 1 qui était conventionnellement inclus dans l'étage n 2. Ainsi, alors que la charge de calcul à l'étage n 1 est maintenue au même niveau, l'opération de filtrage de demi-phase est-éliminée de l'étage n 2. Par conséquent, un système matériel fonctionnant sur une base en temps réel peut être conçu en réduisant la charge de calcul à l'étage n 2. Maintenant, un algorithme de fenêtrage et un filtrage de Doppler sont d'abord décrits et ensuite la configuration de la présente invention est décrite. Il existe essentiellement trois classes bien connues de techniques de conception pour des filtres FIR de phase linéaire, notamment, le procédé de fenêtrage, l'échantillonnage de fréquence, et des procédés de modèles de filtres optiques (dans le sens de Chebyshev). Par la suite, le procédé de fenêtrage est décrit en détail. Puisque H(eJ), la réponse en fréquence d'un filtre numérique quelconque, est de fréquence périodique, elle peut être étendue dans une série de Fourier comme représenté par l'équation suivante (4). La série qui en résulte se présente ainsi H(eiw)= Zh(n)ei-j (4) o le coefficient h(n) de la série de Fourier est écrit comme: 1 2n h(n) = - fH(eiJ)ejondo (5) 2o Les coefficients h(n) de la série de Fourier sont facilement reconnus comme étant identiques à la réponse d'impulsion d'un filtre numérique. Il existe deux difficultés concernant la représentation de l'équation (4) pour la conception de filtres FIR. Premièrement, la réponse d'impulsion du filtre est d'une durée infinie puisque la totalisation dans l'équation (4) tend vers co. Deuxièmement, le filtre est irréalisable parce que la réponse d'impulsion commence en -ô, c'est-à- dire aucune quantité finie de temporisation ne peut rendre la réponse d'impulsion réalisable. Le filtre résultant d'une représentation de série de Fourier de H(ej) est donc un filtre IIR irréalisable. Une façon possible d'obtenir un filtre FIR qui approche H(ej@) consisterait à tronquer la série de Fourier infinie en n= M. Cependant, une troncature directe de la série entraîne le phénomène de Gibbs bien connu qui se manifeste comme un pourcentage fixe de dépassement et une ondulation avant et après une discontinuité approximative dans la réponse en fréquence. Ainsi, la troncature directe n'est pas une façon raisonnable d'obtenir un filtre FIR. Une façon plus réussie d'obtenir un filtre FIR consiste à utiliser une séquence de pondération finie w(n), appelée fenêtre, pour modifier les coefficients de Fourier h(n) pour commander la convergence de la série de Fourier. La technique de fenêtrage est représentée sur les figures 1A à 1D. La figure 1A montre la réponse en fréquence périodique souhaitée H(eij) et ses coefficients de série de Fourier h(n). La figure lB montre une séquence de pondération de durée finie w(n) avec la transformée de Fourier W(eJû). Pour la plupart des fenêtres raisonnables, W(ej souhaitables: 1 Une petite largeur de lobe principal de la réponse en fréquence de la fenêtre contenant autant d'énergie totale que possible. 2 Des lobes latéraux de la réponse en fréquence qui diminuent en énergie rapidement quand O tend vers s. De nombreuses fenêtres, telles que la fenêtre rectangulaire, la fenêtre de Hamming "généralisée", et la fenêtre de Kaiser, ont été proposées qui s'approchent des caractéristiques souhaitées. La fenêtre de Hamming généralisée se présente ainsi W2n =N - 1() d'une fenêtre de Hamming pour a = 0,54, N = 25. Ensuite, nous allons décrire le filtrage Doppler. Le filtrage Doppler des informations cible reçues est basé sur l'effet Doppler. L'utilisation du Doppler est expliquée en examinant l'équation (7): 2v 2v Af =- fo (7) c x o f0 est la fréquence de porteuse, v est la vitesse cible, X est la longueur d'onde (c = foX), et Af est le décalage résultant dans la fréquence reçue (par rapport à celle émise). L'équation (7) est le résultat quand une onde sinusoïdale continue est émise pour une cible de vitesse constante. Cependant, des signaux continus aboutiraient à une mauvaise résolution de portée. Pour obtenir à la fois une résolution de portée et de vitesse, il devient nécessaire de traiter des signaux Doppler pulsés. Nous allons maintenant montrer cette détection de tels signaux qui correspond à l'échantillonnage d'une sinusoïdale de fréquence Af à la période de répétition d'impulsion; supposons que chaque impulsion de la fréquence de porteuse f0 commence exactement à la même phase, alors à une certaine portée donnée, un signal de retour est reçu. Puisque pendant la durée d'impulsion p, l'avion peut être considéré comme stationnaire, il n'y a pas de décalage Doppler mesurable du signal reçu. Cependant, après T secondes, l'avion s'est déplacé légèrement et si le retour suivant est échantillonné à la même portée, un décalage de phase par rapport au premier retour est perceptible. La quantité de décalage de phase est déterminée par la proportion d'une longueur d'onde déplacée pendant T; c'est-à-dire, vT = 27 - (8) Si l'avion maintient une vitesse radiale constante, il existe un décalage de phase supplémentaire p pour chaque intervalle de répétition T. Ainsi, tout retour de signal provenant d'une plage donnée peut être représenté comme s(n,t) = a(n)eJ[27if0(t-T)+nW] (9) o a(n) est la modulation en amplitude provoquée par le mouvement du faisceau d'antenne quand il balaye la cible. Pour une antenne à commande électronique, il est possible d'arrêter le faisceau d'antenne, de sorte que a(n) peut être une unité. Dans le récepteur radar, il est supposé que l'exponentielle complexe renvoyée est multiplié par une source cohérente d'oscillateur local avec une phase arbitraire mais fixe y. En appelant ce signal Sr(t), le résultat démodulé peut être obtenu comme suit: f(n,t) = s(n, t)sr(t)=a(n)e j 2f (t-T)+n]e-J(2f t+) 10) vT = a(n)e- T e-j e-jn2=T les exponentielles e jỎT et ei sont des constantes d'amplitude unitaire et peuvent être ignorés. La partie variable est simplement une oscillation de la fréquence v/X qui est la fréquence Doppler. La figure 3 est un schéma représentant un algorithme de traitement numérique des signaux selon la présente invention. Si les algorithmes de fenêtrage, de filtrage Doppler et de filtrage demi-phase sont exécutés successivement, un signal d'entrée S1(n) est reçu pour exécuter le traitement de fenêtre sur celui-ci pour sortir un signal S2(n) représenté par l'équation (11): S2(n) = Sl(n)*WH(n) (11) o n = 0, 1, 2,..., N-1 et WH(n) est la fonction de pondération de Hamming, représentée par: WH(n) = 0,54-0,46*cos((2*7*n)/(n-1)) (12) Ensuite, le filtrage Doppler et le filtrage de demi-phase sont exécutés pour sortir S3(n) représenté par: N-1 S3(n) = Z S2(n)Exp ( - j27zn(k + 0,5) / N) k =0 N-1 = Y S,(n)WH(n)Exp ( j27n(k + 0,5)/ N) (13) k =0 N -1 = WH(n) * Exp(-j7zn / N)z Sl(n)Exp(-j27nk / N) k-O N-1 = A(n)z S1(n)Exp( - j27zn(k / N), n=0, 1,...,N-1 k=O o A(n) = WH(n)*Exp(-j7n/N) (14) = (0,54-0,46cos(27n/(N-1))Exp(-j7N), n=0,1,2,...,N- 1 Ainsi, puisque l'opération correspondant au filtrage de demi-phase représenté par l'équation suivante (15) est incluse dans A(n), il est possible de separer l'opération du traitement de filtrage. Exp(-j7n/N), n=0,1,2,...,N-1 (15) l1 Autrement dit, avant d'exécuter les algorithmes globaux, les valeurs de filtrage de demi-phase sont calculées pour être mémorisées dans un dispositif de mémoire, et l'opération de A(n) est exécutée en utilisant les valeurs mémorisées pour le processus de fenêtrage. Ensuite, dans le processus de filtrage suivant, seulement l'opération pour le filtrage Doppler est exécutée. De cette manière, puisque la charge opérationnelle pour l'algorithme de filtrage de demi- phase peut être inclus dans la charge de multiplication pour le traitement de fenêtre, un calcul pour le filtrage de demi-phase n'est pas nécessaire dans le processus de filtrage, réduisant ainsi la charge de calcul. De plus, l'algorithme de filtrage Doppler peut être calculé en utilisant une FFT générale. En se référant à la figure 3, une partie de mémoire de coefficient de filtre de demi-phase 33 mémorise des coefficients de filtre de demi- phase représentés par l'équation (15) qui a déjà été calculée. Un processeur de fenêtrage et de filtrage de demi- phase 31 calcule A(n) par l'équation (14) en utilisant les coefficients mémorisés dans la partie de mémoire de coefficient de filtre de demiphase 33 (étage n 1). Un filtre Doppler 32 reçoit un signal d'entrée S1(n) et A(n) sorti par le processeur de fenêtrage et de filtrage de demi-phase 31 et exécute le filtrage Doppler comme représenté par l'équation (13) pour sortir S3(n) (étage n 2). La présente invention peut être appliquée à un processeur de signaux de radar de dépistage et similaire et est utile pour le développement d'un dispositif de traitement de signaux en temps réel dans lequel il faut considérer soigneusement la charge de calcul. Comme décrit ci-dessus, dans le dispositif et procédé de traitement numérique des signaux selon la présente invention, la charge opérationnelle pour le traitement de filtrage est réduite dans le traitement numérique des signaux dans lequel des algorithmes de fenêtrage, de filtrage Doppler et de filtrage de demi-phase doivent être exécutés successivement, permettant ainsi un traitement en temps réel. De plus, selon la présente invention, quand N pointeurs de données doivent être traités par fenêtre et filtrés sur une base en temps réel, puisque les multiplications de N fois sont omises, le volume de matériel peut être largement réduit. REVENDICATIONS 1. Dispositif de traitement numérique des signaux, dans lequel des algorithmes de fenêtrage, de filtrage Doppler et de filtrage de demiphase sont exécutés successivement, comprenant: une partie de mémoire pour mémoriser des coefficients de filtre de demi- phase; un premier processeur pour traiter le fenêtrage et le filtrage de demi-phase selon une fonction de pondération de fenêtre utilisant les coefficients mémorisés dans la partie de mémoire; et un deuxième processeur pour recevoir un signal d'entrée et un signal de sortie du premier processeur et traiter le filtrage Doppler. 2. Dispositif de traitement numérique des signaux selon la revendication 1, dans lequel la partie de mémoire mémorise les coefficients calculés par la formule suivante: Exp(-jnn/N) o n = 0, 1, 2,..., N-1. 3. Dispositif de traitement numérique des signaux selon la revendication 1, dans lequel le premier processeur sort le produit des coefficients mémorisés dans la partie de mémoire et la fonction de pondération de fenêtre. 4. Procédé de traitement numérique des signaux, dans lequel des algorithmes de fenêtrage, de filtrage Doppler et de filtrage de demiphase sont exécutés successivement, comprenant les étapes consistant à: (a)mémoriser des coefficients de filtre de demi-phase; (b)traiter le fenêtrage et le filtrage de demi-phase selon une fonction de pondération de fenêtre utilisant les coefficients mémorisés; et (c) recevoir un signal d'entrée et le signal de sortie traité et traiter le filtrage Doppler. 5. Procédé de traitement numérique des signaux selon la revendication 4, dans lequel à l'étape (b), les coefficients mémorisés et la fonction de pondération de fenêtre sont multipliés.