Brevet FR2772215A1 — publié le 19990611

Translateur de fréquence perfectionné à faible consommation L'invention concerne les dispositifs électroniques à effet fréquentiel. On sait changer la fréquence d'un signal en utilisant un élément non linéaire, auquel sont appliqués le signal de base F1 et un signal modulant f2. Agissant en mélangeur ou multiplieur, l'élément non linéaire fournit des produits de modulation de la forme (p*F1) + (off2), où p et q sont deux entiers positifs ou négatifs. On extrait par filtrage le produit de modulation désiré. Bien qu'ils réalisent une multiplication, ces dispositifs sont parfois appelés "translateurs de fréquence", puisqu'ils permettent d'obtenir, notamment, F1 + f2. L'invention concerne plus particulièrement les translateurs de fréquence classiques qui fournissent directement l'addition ou translation F1 + f2, par multiplication, mais sans faire appel à un filtrage. Pour réaliser de tels translateurs de fréquence classiques, on peut utiliser une technique dite à "retard variable", lequel retard est agencé pour correspondre à un déphasage croissant linéairement avec le temps. On utilise le fait que la fréquence étant la dérivée de la phase, au facteur 1/2 près, le signal de sortie possède un supplément de fréquence. Ce retard variable peut être réalisé sous forme analogique ou sous forme numérique. Toutefois, ces techniques dites "serrodynes" utilisées actuellement sont assez difficiles à mettre en oeuvre sur le plan matériel. La présente invention a donc pour objet de fournir une solution analogique qui ne présente pas tout ou partie des inconvénients précités. L'un des buts de l'invention est de fournir un translateur de fréquence qui possède une très bonne réjection des fréquences parasites. Un autre but de l'invention est de fournir un translateur de fréquence qui soit de très faible consommation, en particulier pour des applications mobiles. L'invention a encore pour but de fournir un dispositif capable de fonctionner, notamment, en large bande, toutes les fréquences qui constituent un signal donné restant simultanément translatées de la même quantité. Le dispositif dont il s'agit comprend de façon connue deux multiplieurs propres à recevoir un même signal de haute fréquence sur des premières entrées en quadrature l'une par rapport à l'autre, et un même signal de basse fréquence sur des secondes entrées également en quadrature l'une par rapport à l'autre, ainsi qu'un sommateur des sorties de ces multiplieurs. Ce dispositif selon l'invention est original en ce que chacun des multiplieurs comprend un couple d'éléments à capacité variable de façon commandée, conjointe et en sens inverse, montés en parallèle, et en ce que les sorties respectives des deux éléments de chaque couple sont combinées additivement, compte-tenu de leur opposition de phase, pour former les sorties des deux multiplieurs. Un tel dispositif est capable d'un effet fréquentiel, à savoir la translation de tout le signal entrant de haute fréquence par le signal local de basse fréquence. Dans un mode de réalisation préférentiel, chaque élément d'un couple est défini par un varactor (ou diode varicap polarisée), les deux varactors d'un couple étant montés en parallèle à partir d'un point commun et polarisés en inverse. Dans ce mode de réalisation préférentiel, il est particulièrement avantageux, bien que l'on puisse procéder diffé remment, que la première et la seconde entrée de chaque multiplieur arrivent sur le point commun des deux varactors, par des liaisons séparées à découplage. Egalement de façon particulièrement avantageuse, chaque multiplieur pourra comprendre, entre chaque élément à capacité variable et son point commun, une inductance. Selon d'autres caractéristiques de l'invention, avantageuses mais optionnelles, et utilisables indépendamment les unes des autres, aussi bien qu'en combinaison, en totalité comme en partie: - les déphasages en haute fréquence peuvent être réalisés par des lignes à retard, en particulier en câble coaxial, notamment dans les applications à bande étroite; - les déphasages en basse fréquence peuvent être réalisés, notamment dans les applications à bande étroite, par une ou plusieurs cellules de type "R-C" formant différentiateur sur une voie, et une ou plusieurs cellules de type "C-R" formant intégrateur sur l'autre voie, l'ensemble étant agencé pour fournir la quadrature de phase d'une voie à l'autre; - les déphasages, notamment dans les applications en bande large ou très large, sont réalisés à l'aide de réseaux à différence de phase, en haute fréquence ou en basse fréquence; - les liaisons séparées à découplage sont rapportées à une tension de référence de la polarisation. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à l'examen de la description détaillée ci-après, ainsi que des dessins annexés, sur lesquels - la figure 1 est un schéma de principe général d'un translateur de fréquence; - la figure 2 est un schéma d'un mode de réalisation d'un dispositif translateur de fréquence selon l'invention; - la figure 3 est un schéma du translateur de fréquence de la figure 2 détaillant un mode de réalisation des modules de déphasage; et - la figure 4 illustre une variante de multiplieur applicable aux dispositifs des figures 2 et 3. Les dessins annexés sont pour l'essentiel de caractère certain. En conséquence, ils pourront non seulement permettre de mieux faire comprendre la description détaillée, mais aussi contribuer à la définition de l'invention, le cas échéant. Sur la figure 1, les références 1 et 2 désignent respectivement des sources de haute fréquence f0 et de basse fréquence Af, présentées ici comme des oscillateurs. La sortie de la source haute fréquence 1 est appliquée directement à une première entrée d'un multiplieur 31, et indirectement via un déphaseur de n/2 (quadrature avance) 11à une première entrée d'un second multiplieur 32. De même, la sortie de la source basse fréquence 2 est appliquée directement à une seconde entrée du second multiplieur 32, tandis qu'elle est appliquée indirectement via un déphaseur de =/2 (quadrature avance) 21 à une seconde entrée du premier multiplieur 31. Les sorties des deux multiplieurs 31 et 32 sont appliquées à un sommateur 90. Ce schéma est à considérer comme connu, au moins en son principe. Il fournit un signal de la forme S = A. sin (2n.(fo + f).t) La présente invention propose un mode de réalisation original d'un tel schéma, qui présente de nombreux avantages, dont celui de pouvoir travailler en fréquences très élevées, avec une très faible consommation, en large bande pour l'entrée (source) haute fréquence, tout en réalisant une véritable translation de toutes les hautes fréquences d'entrée, telle que définie en introduction, avec une très bonne réjection des fréquences parasites. Un mode de réalisation complet d'un translateur de fréquence permettant tout cela est illustré sur la figure 2. L'entrée (source) de haute fréquence (HF) est illustrée en 1, tandis que l'entrée (source) de basse fréquence (BF) est illustrée en 2, il s'agit ici, plus précisément, d'une tension de commande basse fréquence. Le premier multiplieur équivalent à celui référencé 31 sur la figure 1 comporte un couple d'éléments à capacité variable de façon commandée, conjointe et en sens inverse, et présentant un point commun M1 connecté à la source de haute fréquence 1 via un condensateur 431. Chaque élément est ici formé d'une diode varicap polarisée en inverse ou varactor 312 ou 313. La sortie du premier varactor 312, monté en inverse, est reliée d'une part à un module de déphasage 81, ici de n, et d'autre part, à un première borne placée à une tension +V via une résistance 311. La sortie du déphaseur 81 formant première sortie du premier multiplieur 31 est connectée à la première entrée d'un sommateur 90. La sortie du second varactor 313, monté en inverse, formant seconde sortie du premier multiplieur 31, est reliée d'une part directement à une seconde entrée du sommateur 90, et d'autre part, à une seconde borne placée à une tension via une résistance 314. Les deux varactors 312 et 313 sont ainsi montés en parallèle relativement au point commun M1 et au sommateur 90. Le point commun M1 est également relié, dans ce mode de réalisation, à la source de basse fréquence 2 via, dans cet ordre, une première résistance 412, une seconde résistance 410 et un déphaseur de =/2 21 équivalent à celui illustré sur la figure 1, le point de liaison entre les deux résistances 412 et 410 étant relié à la masse via un condensateur 411. Dans le domaine des hyperfréquences, un tel déphaseur de =/2 est parfois directement réalisé à laide d'un coupleur de structure appropriée, comme par exemple un coupleur hybride, bien connu de l'homme de l'art. Les valeurs de la résistance 412 (R') et des capacités des condensateurs 431 (Ce) et 411 (C'), qui assurent les découplages des signaux HF et BF, sont choisies de sorte que chacun de ces signaux ne perturbe pas l'autre en "remontant" dans la partie de circuit qui lui est propre. Ce (431) est donc choisie de sorte que le résidu de la basse fréquence BF soit atténué au maximum au niveau de l'entrée haute fréquence HF, tandis que C' (411) et R' (412) sont choisies de sorte que le résidu de la haute fréquence HF soit atténué au maximum au niveau de l'entrée basse fréquence BF. En d'autres termes, Ce sert de filtre coupant la basse fréquence tout en autorisant le passage de la haute fréquence, tandis que C' et R' servent de filtre coupant la haute fréquence tout en autorisant le passage de la basse fréquence. Le dispositif n'est donc pas limité aux filtres HF et BF illustrés sur les figures. De même, le second multiplieur équivalent à celui référencé 32 sur la figure 1 comporte un couple d'éléments à capacité variable de façon commandée, conjointe et en sens inverse, et présentant un point commun M2 connecté à la source de haute fréquence 1 via, dans cet ordre, un condensateur 432 et un module de déphasage de n/2 11 équivalent à celui illustré sur la figure 1. Chaque élément est ici également formé d'une diode varicap polarisée en inverse ou varactor 322 ou 323. La sortie du premier varactor 322, monté en inverse, est reliée d'une part à un module de déphasage 82, ici de n, et d'autre part, à un première borne placée à une tension +V via une résistance 321. La sortie du déphaseur 82 formant première sortie du second multiplieur 32 est connectée à la troisième entrée du sommateur 90. La sortie du second varactor 323, monté en inverse, formant seconde sortie du second multiplieur 32, est reliée d'une part directement à une quatrième entrée du sommateur 90, et d'autre part, à une seconde borne placée à une tension via une résistance 324. Les deux varactors 322 et 323 sont ainsi montés en parallèle relativement au point commun M2 et au sommateur 90. Le point commun M2 est également relié à la source de basse fréquence 2 via, dans cet ordre, une première résistance 422 et une seconde résistance 420, le point de liaison entre les deux résistances 422 et 420 étant relié à la masse via un condensateur 421. Les deux condensateurs 411 et 421 ramenés à la masse, sont ainsi reliés au point milieu M entre les deux tensions d'alimentation +V et -V. Cette caractéristique est intéressante, mais non impérative. La première entrée du premier multiplieur 31, qui l'alimente en haute fréquence, est donc en quadrature par rapport à la première entrée du second multiplieur 32, qui l'alimente avec le même signal de haute fréquence. De même, la seconde entrée du second multiplieur 32, qui l'alimente en basse fréquence, est en quadrature par rapport à la seconde entrée du premier multiplieur 31, qui l'alimente avec le même signal de basse fréquence. Les multiplieurs 31 et 32 ainsi constitués comportent donc chacun deux sorties, en opposition de phase l'une par rapport à l'autre. Le sommateur 90 effectue alors la sommation de ces quatre sorties des multiplieurs de façon à fournir le signal de sortie Vs. Pour les meilleurs résultats, les couples de varactors 312 et 313, respectivement 322 et 323, sont bien appariés, de préférence très bien appariés de façon à obtenir des taux de réjection des fréquences parasites élevés. En modifiant le point de polarisation des deux varactors d'une paire (ou couple), le signal de basse fréquence issu de la source 2 augmente la capacité de l'un et diminue la capacité de l'autre. Plus précisément, le montage décrit peut être considéré comme un pont capacitif équilibré à deux voies. C'est pourquoi, le pont étant équilibré, toute augmentation d'une des deux capacités se traduit par une diminution de l'autre. Dans une première approximation où la variation de capacité est supposée linéaire en fonction de la tension, les deux capacités vues par la source de haute fréquence 1 HF pour chaque multiplieur sont données par les formules suivantes: * C1 (VBF) = C0.(1-&alpha;.VBF) * C2 (VBF) = C0 (1+&alpha;.VBF) avec &alpha; # 0 (dans l'exemple illustré sur la figure 2, &alpha; C0 étant la capacité moyenne des diodes, C1 désignant la capacité du varactor 312 ou 322 du premier 31 ou second 32 multiplieur, relié à la borne placée à la tension +V, et C2 désignant la capacité du varactor 313 ou 323 du premier 31 ou second 32 multiplieur, relié à la borne placée à la tension V. On peut alors écrire le signal de sortie ViS (i=31,32), pour la sommation des deux sorties d'un même multiplieur, en fonction du signal d'entrée haute fréquence VHF et du signal basse fréquence VBF de la manière indiquée ci-après. j.#.R0.C2 j.#.R0.C1 ViS=VHF.( 1 + j.#.R0.C2 1 + j.#.R0.C1 où R0 est l'impédance vue par le signal de sortie de chaque sortie d'un multiplieur. Cette expression peut, après développement puis simplification se transformer en 2.&alpha;.VBF Vis=j.#.R0.C0 (), VHF (1 + j.#.R0.C0.)2 - (&alpha;.VBF)2, (j.#.R0.C0.)2 Lorsque la valeur (a.VBF) reste faible, typiquement jusqu'à une valeur d'environ 0,2, on peut prendre une approximation de l'expression ci-dessus (2) pour obtenir la formule suivante ViS=2.&alpha;.VBF.(), VHF 1 + j.#.R0.C0.)2 où : #C &alpha; = C.#VBF L'homme du métier appréciera que le signal de sortie d'un multiplieur Vis (i désigne l'un ou l'autre des multiplieurs) est bien cette fois un produit du signal d'entrée haute fréquence VHF et de la tension de commande basse fréquence VBF. Dans un tel dispositif à diodes, les deux tensions HF (VHF) et BF (VBF) se superposent et font simultanément changer la valeur de la capacité instantanée de chaque diode. Il faut donc prévoir une seconde condition, en supplément de celle portant sur la valeur de (&alpha;.VBF), de façon à obtenir en sortie du multiplieur un spectre quasiment pur, c'est à dire ne comportant que peu d'harmoniques secondaires. Cette seconde condition est donnée par la relation suivante: VHF VBF. Typiquement on choisira de préférence un rapport VHF/VBF compris entre environ 0,1 et 0,01, voire plus faible encore. A partir de là, le montage illustré sur la figure 2, qui possède deux multiplieurs opérant de la même manière, mais avec des tensions de commande décalées de n/2 et opérant en sens inverse, fournira bien le résultat donné conformément au schéma de principe de la figure 1. Les déphasages appliqués en haute fréquence, notamment par les déphaseurs 81, 82 et 11, peuvent être réalisés de différentes manières connues de l'homme du métier. On a illustré sur la figure 3 un mode de réalisation détaillé du translateur de fréquence de la figure 2, dans lequel certains des modules de déphasage sont, du fait des signaux hyperfréquences, réalisés par des lignes à retards, convenablement calibrées (par exemple pour les applications en bande étroite). C'est notamment le cas des déphaseurs U 81 et 82 et du déphaseur/2 11. Dans les applications en bande large, voire bande très large, on utilisera des déphaseurs =/2 à large bande ou très large bande, comme par exemple ceux réalisés à l'aide de réseaux à différences de phase. De tels réseaux sont notamment décrits dans les documents de S.D.BEDROSIAN "Normalized Design of 90C Phase-Difference Networks", IRE Transactions On Circuit Theory, juin 1960, p.128-136 et de D.K.WEAVER,Jr "Design of RC Wide-Band 90-Degree Phase-Difference Network", Proceedings of the IRE, avril 1954, P.671-676. Ils sont formés de deux quadripôles alimentés par un même signal d'entrée, et dont les sorties respectives sont soustraites de manière à fournir le déphasage de n/2. Dans cet exemple de réalisation, les déphasages de n 81 et 82 sont plus précisément obtenus à l'aide de câbles coaxiaux, de préférence d'une impédance de 50 Q, d'une longueur L adaptée audit déphasage de n, tandis que le déphasage de/2 11 est plus précisément obtenu à l'aide d'un câble coaxial de même type (ici impédance de 50 Q équivalente à l'impédance sur l'entrée haute fréquence), d'une longueur L/2 adaptée audit déphasage de n/2. En basse fréquence et pour des signaux en bande étroite, la demanderesse a observé qu'il était préférable de faire non pas un unique déphasage de n/2 entre les deux secondes entrées basse fréquence des multiplieurs 31 et 32, comme illustré sur la figure 2, mais, mieux, deux déphasages de =/4 de sens opposés respectivement sur chaque seconde entrée de multiplieur. A cet effet, il est possible d'utiliser le fait que des circuits de type C-R arrangés en différentiateurs produisent une avance de phase, tandis que des circuits de type R-C arrangés en intégrateurs produisent un retard de phase. Avec un ou plusieurs circuits du même type, on peut donc réaliser une avance de phase de n/4 sur l'une des voies, et un retard de phase de =/4 sur l'autre, ce qui revient à un décalage relatif en quadrature (U/2) entre les deux voies. En outre, une telle réalisation par circuit RC est parfaitement compatible avec le montage, dont elle peut de surcroît respecter les impédances. Dans cet exemple, un déphasage de -rr/4 est donc obtenu en utilisant, sur la voie connectant la seconde entrée du premier multiplieur 31 à la source de basse fréquence 2, le circuit R-C intégrateur formé de la résistance 410 et du condensateur 411, tandis qu'un déphasage de +n/4 est obtenu en utilisant, sur la voie connectant la seconde entrée du second multiplieur 32 à la source de basse fréquence 2, un circuit C-R différentiateur formé du condensateur 211 et de la résistance 212 d'environ 50 kQ reliée à la masse. Sur la figure 3, toutes les valeurs des composants sont données à titre d'exemple non limitatif. Ces valeurs constituent, ici, un compromis permettant d'obtenir une faible impédance vis à vis de la haute fréquence HF, qui est dans cette application d'environ 1,65 GHz, et une forte impédance devant 50 kn (impédance sur l'entrée basse fréquence) vis à vis de la basse fréquence BF, qui est dans cette application d'environ 10 kHz. Par ailleurs, le niveau de l'entrée haute fréquence HF est d'environ -10 dBm au maximum, tandis que le niveau de l'entrée basse fréquence BF est d'environ 500 mV crête à crête. Toujours dans cet exemple, les varactors, qui pourront être ceux de la série 5082-3080 de la société Hewlett-Packard, sont polarisés en inverse sous des tensions d'environ +/-2,5 Volts. Bien entendu, d'autres valeurs de composants pourront être utilisées selon les applications, et notamment selon les fréquences de travail haute et basse. Ainsi, l'entrée haute fréquence peut être une fréquence allant de quelques mégahertz à quelques dizaines de gigahertz, tandis que l'entrée basse fréquence peut être une fréquence allant de quelques hertz à quelques dizaines de kilohertz, typiquement 50 kHz. En général, les valeurs sont plutôt typiquement de quelques kilohertz, par exemple dans les applications de télécommunications avec les mobiles où l'influence des décalages Doppler doit être limitée. De même, suivant le type de varactor choisi, les tensions +V et -V pourront aller de +/-1 Volt à +/-10 Volts environ. Enfin, les résistances de couplage sont choisies notamment en fonction de la fréquence de coupure que l'on veut obtenir sur la tension de commande basse fréquence 2. Afin d'améliorer le rapport signal de sortie sur signal d'entrée, du dispositif, lequel est réduit du fait de l'utilisation de modules RC ou CR, on peut, comme cela est illustré sur la figure 4, placer en série entre chaque diode et son point commun Mi une inductance L. La valeur de L est choisie de sorte que la condition L. C0. oe2=l soit vérifiée (avec a > =2nf, f étant la fréquence HF, et C0 étant la valeur utilisée dans les formules des capacités C1 et C2). De la sorte, on peut obtenir un signal de sortie qui peut être jusqu'à deux fois plus fort (en amplitude) que la valeur qu'il présenterait sans inductance dans le dispositif. En d'autres termes, on peut gagner jusqu'à 6dB sur la perte d'insertion, ou plutôt de conversion. De plus, cette solution permet, en choisissant les valeurs R des résistances 311, 312, 321 et 322 égales à celle d'une résistance caractéristique Rg vue sur la sortie d'un multiplieur (typiquement 50 # ou 75 Q), de rendre le chemin de la haute fréquence HF entièrement adapté. Par ailleurs, les valeurs optimales des résistances R et C0 étant ici liées par la relation R. Co. (pour la HF), en prenant R=Ro, on peut en déduire la valeur de C0, permettant ainsi de fixer directement le choix des diodes et de leur point de polarisation. On peut noter que cette relation R.CO.O s 1, permet d'obtenir, que le dispositif possède ou non des inductances, l'amplitude maximale du signal en sortie du dispositif. Les avantages du montage proposé sont les suivantes - très faible consommation, typiquement de l'ordre de 10 A, car tous les varactors sont polarisés en inverse. On sait qu'une faible consommation est très importante pour tout type d'équipement portable, notamment; - très bonne réjection des fréquences parasites, typiquement inférieure à -30 dB, du fait que la fonction multiplication est très proche de l'idéal; - toutes les fréquences constituant un signal donné sont simultanément translatées de la même quantité, d'où la qualification de large bande et même très large bande du translateur. L'invention ne se limite aux modes de réalisation décrits en référence aux figures, mais elle englobe toutes les variantes que l'homme de l'art pourra envisager dans le cadre des revendications ci-après. Ainsi, les types respectifs des différents modules de déphasage pourront varier selon les applications, et notam ment selon les fréquences utilisées. Il est clair que pour les applications en large bande, ou très large bande, on utilisera des déphaseurs large ou très large bande, comme par exemple les cellules ou réseaux à différence de phase précités. Pour les applications en bande étroite, on utilisera, de préférence, en tant que déphaseurs, des lignes à retard, formées par exemple à l'aide de câbles coaxiaux, comme décrit précédemment. De même, le type des multiplieurs pourra varier pourvu qu'ils comprennent chacun un couple d'éléments à capacité variable de façon commandée, conjointe et en sens inverse, montés en parallèle. Revendications 1. Dispositif électronique à effet fréquentiel, du type comprenant deux multiplieurs (31,32) propres à recevoir un même signal de haute fréquence sur des premières entrées en quadrature l'une par rapport à l'autre, et un même signal de basse fréquence sur des secondes entrées également en quadrature l'une par rapport à l'autre, ainsi qu'un sommateur (90) des sorties de ces multiplieurs, caractérisé en ce que chacun des multiplieurs comprend un couple d'éléments (312,313;322,323) à capacité variable de façon commandée, conjointe et en sens inverse, montés en parallèle, et en ce que les sorties respectives des deux éléments de chaque couple sont combinées additivement, compte-tenu de leur opposition de phase, pour former les sorties des deux multiplieurs (31,32). 2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que chaque élément (312,313,322,323) d'un couple est défini par un varactor, les deux varactors d'un couple étant montés en parallèle à partir d'un point commun et polarisés en inverse. 3. Dispositif selon la revendication 2, caractérisé en ce que la première et la seconde entrée de chaque multiplieur arrivent sur ledit point commun (Mi) des deux varactors, par des liaisons séparées à découplage. 4. Dispositif selon l'une des revendications 2 et 3, caractérisé en ce que chaque multiplieur comprend, entre chaque élément à capacité variable et son point commun, une inductance (L). 5. Dispositif selon l'une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que les déphasages en haute fréquence sont réalisés par des lignes à retard (11,81,82), en particulier en câble coaxial. 6. Dispositif selon l'une des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que les déphasages en basse fréquence sont réalisés par une ou plusieurs cellules de type "R-C" (410,411) formant différentiateur sur une voie, et une ou plusieurs cellules de type "C-R" (211,212) formant intégrateur sur l'autre voie, l'ensemble étant agencé pour fournir la quadrature de phase d'une voie à l'autre. 7. Dispositif selon l'une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que les déphasages sont réalisés à l'aide de réseaux à différence de phase. 8. Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que lesdites liaisons séparées à découplage sont rapportées à une tension de référence de la polarisation.