Brevet FR2774827A1 — publié le 19990813

PROCEDE DE DECODAGE D'UN FLUX BINAIRE REPRESENTATIF D'UN SIGNAL AUDIO La présente invention concerne le domaine du codage numérique des signaux audio. Elle se rapporte plus particulièrement à un procédé de décodage utilisé pour reconstituer un signal audio codé selon une méthode faisant appel à un filtre de synthèse à court terme à adaptation vers l'arrière, ou filtre "LPC backward". Les systèmes de codage prédictif par blocs analysent des trames successives d'échantillons du signal audio (parole ou musique en général) à coder pour extraire pour chacune de ces trames un certain nombre de paramètres. Ces paramètres sont quantifiés pour former un flux binaire envoyé sur un canal de transmission. Selon la qualité de ce canal et le type de transport, des perturbations peuvent affecter le signal transmis et produire des erreurs sur le flux binaire reçu par le décodeur. Ces erreurs peuvent intervenir de manière isolée dans le flux binaire. Mais elles se produisent très fréquemment par rafales, notamment dans le cas de canaux radiomobiles fortement perturbés ou de réseaux à transmission par paquets. C'est alors tout un paquet de bits correspondant à une (ou plusieurs) trames de signal qui est erroné ou non reçu. Fréquemment, le système de transmission employé permet de détecter les trames erronées ou manquantes au niveau du décodeur. Des procédures dites de "récupération de trames effacées" sont alors mises en oeuvre. Ces procédures permettent d'extrapoler au décodeur les échantillons du signal manquant à partir des échantillons reconstitués aux trames précédant et éventuellement suivant les zones effacées. La présente invention vise à améliorer les techniques de récupération de trames effacées, de façon à limiter fortement la dégradation subjective du signal perçue au décodeur en présence de trames effacées. Elle s' intéresse plus particulièrement au cas des codeurs prédictifs utilisant, de manière permanente ou intermittente, un filtre de prédiction linéaire calculé vers l'arrière sur le signal de synthèse, technique généralement nommée "analyse LPC backward" (ou "analyse LPC arrière") dans la littérature, "LPC" signifiant Linear Prediction Coding (codage à prédiction linéaire), et "backward" (vers l'arrière) indiquant que l'analyse est effectuée sur les signaux précédant la trame courante. Cette technique est particulièrement sensible aux erreurs de transmission en général et aux effacements de trame en particulier. Parmi les systèmes de codage à prédiction linéaire, les codeurs de type CELP ("Code-Excited Linear Predictive") sont les plus répandus. L'utilisation de l'analyse LPC arrière dans un codeur CELP a été mise en oeuvre pour la première fois dans le codeur LD-CELP adopté par l'UIT-T (voir Recommandation UIT-T G.728). Ce codeur a permis une réduction du débit de 64 kbit/s à 16 kbit/s sans dégradation de la qualité subjective perçue. L'analyse LPC arrière consiste à effectuer l'analyse LPC, non pas sur la trame courante du signal audio original, mais sur le signal de synthèse. En réalité, cette analyse est faite sur les échantillons du signal de synthèse des trames précédant la trame courante car ce signal est disponible à la fois au codeur (au moyen d'un décodage local généralement utile dans les codeurs à analyse-par-synthèse) et au décodeur distant. Etant donné que cette analyse est effectuée au codeur et au décodeur, les coefficients LPC obtenus n'ont pas à être transmis. Relativement à une analyse LPC "forward" (analyse LPC avant) plus classique, dans laquelle la prédiction linéaire porte sur le signal d'entrée du codeur, l'analyse LPC arrière permet donc de disposer de davantage de débit, par exemple pour enrichir les dictionnaires d'excitation dans le cas du CELP. Elle autorise en outre, sans augmentation de débit, une augmentation considérable de l'ordre d'analyse, le filtre de synthèse LPC ayant typiquement 50 coefficients pour le codeur LD-CELP contre 10 coefficients pour la plupart des codeurs utilisant une analyse LPC avant. L'analyse LPC arrière permet donc, grâce à un ordre de filtre LPC plus élevé, de mieux modéliser les signaux musicaux, dont le spectre est sensiblement plus riche que les signaux de parole. Une autre raison pour laquelle cette technique est bien adaptée au codage des signaux musicaux est que ces signaux ont un spectre généralement plus stationnaire que les signaux de parole, ce qui améliore les performances de l'analyse LPC arrière. En contrepartie, un bon fonctionnement de l'analyse LPC arrière exige 3 conditions: (i) une bonne qualité du signal de synthèse, qui doit être très proche du signal original. Ceci impose un débit de codage relativement élevé. 13kbit/s semble être la limite inférieure compte tenu de la qualité actuelle des codeurs CELP; (ii) une trame de longueur réduite ou un signal suffisamment stationnaire. Il existe en effet un retard d'une trame entre le signal analysé et le signal à coder. La longueur de trame doit donc être faible par rapport au temps de stationnarité moyen du signal. (iii) peu d'erreurs de transmission entre le codeur et le décodeur. Dès que les signaux de synthèse deviennent différents, le codeur et le décodeur ne calculent plus le même filtre. Des divergences importantes peuvent alors exister et s'amplifier, même en l'absence de toute nouvelle perturbation. La sensibilité des codeurs/décodeurs à analyse LPC arrière aux erreurs de transmission provient principalement du phénomène récursif suivant : la différence entre le signal de synthèse généré au niveau du codeur (décodeur local) et le signal de synthèse reconstruit au décodeur par un dispositif de récupération de trame effacée provoque pour la trame suivante, une différence entre le filtre LPC arrière calculé au décodeur et celui calculé au codeur car ceux-ci sont calculés sur ces signaux différents. Ces filtres sont utilisés à leur tour pour générer les signaux de synthèse de la trame suivante qui seront donc différents au codeur et au décodeur. Le phénomène peut donc se propager, s'amplifier et provoquer des divergences graves et irréversibles entre codeur et décodeur. Comme les filtres LPC arrière ont un ordre généralement élevé (30 à 50 coefficients), leur contribution au spectre du signal de synthèse est importante (gains de prédiction élevés). De nombreux algorithmes de codage utilisent des techniques de récupération de trames effacées. Le décodeur est informé de l'occurrence d'une trame effacée d'une manière ou d'une autre (par exemple, dans le cas des systèmes radiomobiles, par la réception de l'information d'effacement de trame provenant du décodeur canal qui détecte des erreurs de transmission et peut en corriger certaines). Les dispositifs de récupération de trames effacées ont pour objectif, à partir d'une ou plusieurs des dernières trames précédentes considérées comme valides, d'extrapoler les échantillons de la trame effacée. Certains dispositifs extrapolent ces échantillons par des techniques de substitution de formes d'onde prélevant directement des échantillons dans les signaux décodés passés (voir D.J. Goodman et al.: '"Waveform Substitution Techniques for Recovering Missing Speech Segments in Packet Voice Communications", IEEE Trans. on ASSP, Vol. ASSP-34, N"6, décembre 1986). Dans le cas de codeurs prédictifs, de type CELP par exemple, on se sert, pour remplacer les échantillons des trames effacées, du modèle de synthèse utilisé pour synthétiser les trames valides. La procédure de récupération des trames effacées doit alors fournir les paramètres nécessaires à la synthèse, qui ne sont pas disponibles pour les trames effacées (voir par exemple Recommandations UIT-T G.723.1 et G.729). Certains paramètres manipulés ou codés par les codeurs prédictifs présentent une forte corrélation intertrames. C'est notamment le cas des paramètres LPC, et des paramètres de prédiction à long terme (retard LTP et gain associé) pour les sons voisés. Du fait de cette corrélation, il est plus avantageux de réutiliser les paramètres de la dernière trame valide pour synthétiser la trame effacée plutôt qu'utiliser des paramètres erronés ou aléatoires. Pour l'algorithme de codage CELP, les paramètres de la trame effacée sont classiquement obtenus de la manière suivante: - le filtre LPC est obtenu à partir des paramètres LPC de la dernière trame valide, soit par simple recopie des paramètres, soit en introduisant un certain amortissement; - une détection voisé/non voisé permet de déterminer le degré d'harmonicité du signal au niveau de la trame effacée (cf. Recommandation UIT-T G.723.1); - dans le cas non voisé, un signal d'excitation est généré de manière partiellement aléatoire, par exemple par tirage aléatoire d'un mot de code et reprise du gain de l'excitation passée légèrement amorti (cf. Recommandation UIT-T G.729), ou sélection aléatoire dans l'excitation passée (cf. Recommandation UIT-T G.728); - dans le cas d'un signal voisé, le retard LTP est généralement celui calculé à la trame précédente, éventuellement avec une légère "gIgue11 pour éviter un son résonnant trop prolongé, le gain LTP est pris très voisin de 1 ou égal à 1. Le signal d'excitation est généralement limité à la prédiction à long terme effectuée à partir de l'excitation passée. Dans le cas d'un système de codage utilisant une analyse LPC avant, les paramètres du filtre LPC sont extrapolés de manière simple à partir des paramètres de la trame précédente: le filtre LPC utilisé pour la première trame effacée est généralement le filtre de la trame précédente, éventuellement amorti (contours du spectre rendus légèrement plus plat, diminution du gain de prédiction) . Cet amortissement peut être obtenu par un coefficient d'expansion spectrale appliqué aux coefficients du filtre ou, si ces coefficients sont représentés par des LSP (paires de lignes spectrales), en imposant un écartement minimum des paires de lignes spectrales (Recommandation UIT-T G.723.1). La technique d'expansion spectrale a été proposée dans le cas du codeur de la Recommandation UIT-T G.728, qui met en oeuvre une analyse LPC arrière: à la première trame effacée, un ensemble de paramètres LPC est d'abord calculé sur le signal de synthèse (valide) passé. On applique à ce filtre un facteur d'expansion de 0,97, facteur qui est itérativement multiplié par 0,97 à chaque nouvelle trame effacée. On notera que cette technique n'est mise en oeuvre que lorsque la trame est effacée. Dès la première trame non effacée qui suit, les paramètres LPC utilisés par le décodeur sont ceux calculés normalement, c'est-à-dire sur le signal de synthèse. Dans le cas d'une analyse LPC avant, il n'y a pas de phénomène de mémorisation de l'erreur en ce qui concerne les filtres LPC, sauf lorsque la quantification des filtres LPC utilise une prédiction (auquel cas on prévoit des mécanismes permettant la resynchronisation du prédicteur au bout d'un certain nombre de trames valides, en utilisant des facteurs de fuite dans la prédiction, ou une prédiction de type MA). Dans le cas de l'analyse arrière, l'erreur se propage par le biais du signal de synthèse erroné qui est utilisé au décodeur pour engendrer les filtres LPC des trames valides suivant la zone effacée. L'amélioration du signal de synthèse produit lors de la trame effacée (extrapolation du signal d'excitation et des gains) est donc un moyen de garantir que les filtres LPC suivants (calculés sur le signal de synthèse précédent) seront plus proches de ceux calculés au codeur. Les conditions (i) à (iii) évoquées ci-dessus montrent qu'une analyse arrière pure trouve vite ses limites lorsque l'on souhaite opérer à des débits sensiblement inférieurs à 16kbit/s. Outre la diminution de qualité du signal de synthèse qui dégrade les performances du filtre LPC, il est souvent nécessaire, pour réduire le débit, de s'accorder une longueur de trame plus importante (de 10 à 30 ms). On remarque alors que la dégradation intervient surtout lors des transitions de spectre et plus généralement dans les zones peu stationnaires. Dans les zones stationnaires et pour des signaux globalement très stationnaires comme la musique, l'analyse LPC arrière conserve un avantage très net sur l'analyse LPC avant. Afin de conserver les avantages de l'analyse vers l'arrière, notamment les bonnes performances pour le codage des signaux musicaux, tout en poursuivant la réduction de débit, des systèmes de codage à analyse LPC mixte "forward/backward", ou avant/arrière, ont été réalisés (voir S. Proust et ail.: "Dual Rate Low Delay CELP Coding (8kbits/s l6kbits/s) using a Mixed Backward/Forward Adaptive LPC Prediction", Proc. of the IEEE Workshop on Speech Coding for Telecommunications, septembre 1995, pages 37-38; et demande de brevet français N" 97 04684). L'association des deux types d'analyse LPC permet de bénéficier des avantages des deux techniques: l'analyse LPC avant sert à coder les transitions et les zones non stationnaires, tandis que l'analyse LPC arrière, z d' d'ordre plus élevé, sert à coder les zones stationnaires. L'introduction de trames codées en avant parmi des trames codées en arrière permet en outre au codeur et au décodeur de converger en cas d'erreurs de transmission, et offre donc une robustesse à ces erreurs nettement supérieure à un codage arrière pur. Toutefois, le codage des signaux stationnaires se fait très majoritairement dans le mode arrière pour lequel le problème des erreurs de transmission reste crucial. Ces systèmes mixtes avant/arrière visent par exemple des applications multimédia sur des réseaux à ressources limitées ou partagées, ou les communications radiomobiles de qualité améliorée. Pour ce type d'applications, la perte de paquets de bits est bnutement probable, ce qui pénalise a priori les techniques sensibles aux pertes de trames telle l'analyse LPC arrière. La présente invention, permettant de diminuer fortement l'effet des trames effacées dans des systèmes utilisant l'analyse LPC arrière ou l'analyse LPC mixte avant/arrière, est donc particulièrement adaptée à ce type d'applications. On signale aussi l'existence d'autres types de systèmes de codage audio faisant appe; à la fois à une analyse LPC avant et à une analyse LPC arrière. Le filtre de synthèse peut notamment être une combinaison (convolution des réponses impulsionnelles) d'un filtre LPC avant et d'un filtre LPC arrière (voir EP-A-0 782 128) Les coefficients du filtre LPC avant sont alors calculés par le codeur et transmis sous forme quantifiée, tandis que les coefficients du filtre LPC arrière sont déterminés conjointement au codeur et au décodeur, selon un processus d'analyse LPC arrière effectuée comme expliqué précédemment après avoir soumis le signal synthétisé à un filtre inverse du filtre LPC avant. La présente invention a pour but d'améliorer, dans les systèmes de codage prédictif par blocs utilisant une analyse LPC de type arrière ou de type mixte avant/ arrière, la qualité subjective du signal di parole restitué par le décodeur lorsque, à cause d'une mauvaise qualité du canal de transmission ou par suite de la perte ou non réception d'un paquet dans un système à transmission par paquets, une ou plusieurs trames ont été effacées. L'invention propose ainsi, dans le cas d'un système faisant constamment appel à une analyse LPC arrière, un procédé de décodage d'un flux binaire représentatif d'un signal audio codé par trames successives, le flux binaire étant reçu avec une information indiquant d'éventuelles trames effacées, dans lequel, pour chaque trame, on forme un signal d'excitation à partir de paramètres d'excitation qui sont récupérés dans le flux binaire si la trame est valide et estimés d'une autre manière si la trame est effacée, et on filtre le signal d'excitation au moyen d'un filtre de synthèse pour obtenir un signal audio décodé, dans lequel on effectue une analyse par prédiction linéaire sur la base du signal audio décodé obtenu jusqu'à la trame précédente pour estimer a moins en partie un filtre de synthèse relativement à la trame courante, les filtres de synthèse successivement utilisés pour filtrer le signal d'excitation tant qu'aucune trame n'est effacée étant conformes aux filtres de synthèse estimés, et dans lequel, si une trame n0 est effacée, on détermine au moins un filtre de synthèse utilisé pour filtrer le signal d'excitation relatif à une trame subséquente nO+i par une combinaison pondérée du filtre de synthèse estimé relativement à la trame nO+i et d'au moins un filtre de synthèse qui a été utilisé depuis la trame n0. Après occurrence d'une ou de plusieurs trames effacées, et pendant un certain nombre de trames, les filtres LPC arrière estimés par le décodeur sur le signal de synthèse passé ne sont pas ceux qu'il utilise effectivement pour reconstruire le signal de synthèse. Le décodeur utilise pour sa synthèse un filtre LPC dépendant du filtre arrière ainsi estimé, mais aussi des filtres utilisés pour la synthèse d'une ou plusieurs trames précédentes, depuis le dernier filtre calculé sur un signal de synthèse valide. Ceci est réalisé à l'aide de la combinaison pondérée appliquée aux filtres LPC suivant la trame effacée, qui opère un lissage et permet de forcer une certaine stationnarité spectrale. Cette combinaison peut varier en fonction de la distance à la dernière trame valide transmise. Le lissage de la trajectoire des filtres LPC utilisés en synthèse après occurrence d'une trame effacée a pour effet de limiter fortement les phénomènes de divergence et ainsi d'améliorer notablement la qualité subjective du signal décodé. La sensibilité des analyses LPC arrière aux erreurs de transmission est principalement due au phénomène de divergence précédemment expliqué. La principale source de dégradation est due à la divergence progressive entre les filtres calculés au décodeur distant et les filtres calculés au décodeur local, divergence susceptible de créer des distorsions catastrophiques dans le signal de synthèse. Il importe donc de minimiser l'écart (en termes de distance spectrale) entre les deux filtres calculés, et de faire en sorte que cet écart tende vers 0 lorsque le nombre de trames sans erreurs suivant la (ou les) trame(s) effacée(s) augmente (propriété de reconvergence du système de codage) . Les filtres arrière, d'ordre généralement élevé, ont une influence capitale sur le spectre du signal de synthèse. La convergence des filtres, favorisée par l'invention, assure la convergence des signaux de synthèse. La qualité subjective du signal synthétisé en présence de trames effacées est donc améliorée. Si la trame nO+1 suivant une trame effacée nO est également une trame effacée, on détermine de préférence le filtre de synthèse utilisé pour filtrer le signa d'excitation relatif à la trame n0+1 à partir du filtre ce synthèse utilisé pour filtrer le signal d'excitation relatif à la trame nO. Ces deux filtres peuvent notamment être identiques. Le second pourrait également être déterminé en appliquant un coefficient d'expansion spectrale comme expliqué précédemment. Dans un mode de réalisation préféré, des coefficients de pondération employés dans ladite combinaison pondérée dépendent du nombre i de trames séparant la trame nO+i de la dernière trame effacée nO, ce façon que le filtre de synthèse utilisé se rapproche progressivement du filtre de synthèse estime. En particulier, chaque filtre de synthèse utilisé pour filtrer le signal d'excitation relatif à une trame n étant représenté par K paramètres pk (n) (l 1) précédées par une trame effacée nO, peuvent être calculés selon la combinaison: Pk(nO+i) = [l-a(i)].P La décroissance du coefficient a(i) permet d'avoir, dans les premières trames valides suivant une trame effacée, un filtre de synthèse relativement proche de celui utilisé pour la trame nO, qui a généralement été déterminé dans de bonnes conditions, et de perdre progressivement la mémoire de ce filtre de la trame r.0 pour se rapprocher du filtre estimé pour la trame nO+i. Les paramètres Pk(n) peuvent être les coefficients du filtre de synthèse, c'est-à-dire sa réponse impulsionnelle. Les paramètres Pk(n) peuvent également être d'autres représentations de ces coefficients, telles que celles utilisées classiquement dans les codeurs à prédiction linéaire: coefficients de réflexion, LAR (logarea-ratio), PARCOR (partial correlation), LSP (line spectrum pairs)... Le coefficient a(i) pour i > l peut notamment être calculé par la récurrence: a(i) = maux{0, a(i-1)-P) (2) p étant un coefficient compris entre 0 et 1. Dans un mode de réalisation préféré de l'invention, les coefficients de pondération employés dans la combinaison pondérée dépendent d'une estimation d'un degré de stationnarité spectrale du signal audio, de façon que, dans le cas d'un signal faiblement stationnaire, le filtre de synthèse utilisé pour filtrer le signal d'excitation relatif à une trame nO+i suivant une trame effacée nO (ill) soit plus proche du filtre de synthèse estimé que dans le cas d'un signal fortement stationnaire. On adapte ainsi l'assujettissement du filtre LPC arrière, et la stationnarité spectrale qu'il induit, en fonction d'une mesure de la stationnarité spectrale réelle moyenne du signal. Le lissage est augmenté (et donc la stationnarité spectrale) lorsque la stationnarité réelle du signal est élevée, et diminuée dans le cas contraire. En cas de stationnarité spectrale forte, les filtres arrière successifs varient très peu. On peut donc assujettir fortement les filtres successifs. Cela limite les risques de divergence et assure la stationnarité voulue. Le degré de stationnarité spectrale du signal audio peut être estimé à partir d'une information incluse dans chaque trame valide du flux binaire. Dans certains systèmes, on peut en effet décider de consacrer du débit à la transmission de ce type d'information, permettant au décodeur de déterminer que le signal codé est plus ou moins stationnaire. En variante, le degré de stationnarité spectrale du signal audio peut être estimé à partir d'une analyse comparative des filtres de synthèse successivement utilisés par le décodeur pour filtrer le signal d'excitation. La mesure de stationnarité spectrale peut être obtenue à l'aide de diverses méthodes de mesure de distances spectrales entre les filtres LPC arrière successivement utilisés par le décodeur (distance d'Itakura par exemple). Le degré de stationnarité du signal peut être pris en compte dans un calcul des paramètres du filtre de synthèse effectué conformément à la relation (1) cidessus. Le coefficient pondérateur a(i) pour 1 > 1 est alors une fonction croissante du degré de stationnarité spectrale estimé du signal audio. Le filtre utilisé par le décodeur se rapproche donc moins vite du filtre estimé quand la stationnarité est forte que quand elle est faible. En particulier, lorsque a(i) est calculé selon la relation (2), le coefficient P peut être une fonction décroissante du degré de stationnarité spectrale estimé du signal audio. Tel qu'exposé ci-dessus, le procédé selon l'invention est applicable aux systèmes purement à analyse LPC arrière, pour lesquels le filtre de synthèse a une fonction de transfert de la forme 1/AB(z), où AB(Z) est un polynôme en z-1 dont les coefficients sont obtenus par le décodeur à partir de l'analyse par prédiction linéaire portant sur le signal audio décodé. Il est également applicable à des systèmes dans lesquels l'analyse LPC arrière est combinée avec une analyse LPC avant, avec une convolution des réponses impulsionnelles des filtres LPC avant et arrière, de la manière décrite dans EP-A-O 782 128. Dans ce cas, le filtre de synthèse a une fonction de transfert de la forme 1/[AF(Z).AB(Z)], OÙ AF(Z) et AB(Z) sont des polynômes en z-1, les coefficients du polynôme A(z) étant obtenus à partir de paramètres inclus dans les trames valides du flux binaire, et les coefficients du polynôme AB(Z) étant obtenus par le décodeur à partir de l'analyse par prédiction linéaire portant sur un signal obtenu en filtrant le signal audio décodé par un filtre de fonction de transfert AF(Z). Dans le cadre d'un système de codage à analyse LPC mixte avant/arrière, la présente invention propose un procédé de décodage d'un flux binaire représentatif c'un signal audio codé par trames successives, le flux bine;rr étant reçu avec une information indiquant d'éventuelles trames effacées, chaque trame valide du flux binaire incluant une information indiquant quel mode de codage a été appliqué pour coder le signal audio relatif à la trame parmi un premier mode de codage, dans lequel la trame contient des paramètres spectraux, et un second mode de codage, dans lequel, pour chaque trame, on forme un signal d'excitation à partir de paramètres d'excitation qui sont récupérés dans le flux binaire si la trame est valide et estimés d'une autre manière si la trame est effacée, et on filtre le signal d'excitation au moyen d'un filtre de synthèse pour obtenir un signal audio décodé, le filtre de synthèse utilisé pour filtrer le signal d'excitation étant construit à partir desdits paramètres spectraux si le flux binaire indique le premier mode de codage, dans lequel on effectue une analyse par prédiction linéaire sur la base du signal audio décodé obtenu jusqu'à la trame précédente pour estimer au moins en partie un filtre de synthèse relativement à la trame courante, et dans lequel, tant qu'aucune trame n'est effacée et que le flux binaire indique le second mode de codage, les filtres de synthèse successivement utilisés pour filtrer le signal d'excitation sont conformes aux filtres de synthèse estimés, et dans lequel, si une trame nO est effacée, le flux binaire ayant indiqué le second mode de codage pour la précédente trame valide, la trame nO étant suivie par plusieurs trames valides pour lesquelles le flux binaire indique le second mode de codage, on détermine au moins un filtre de synthèse utilisé pour filtrer le signal d'excitation relatif à une trame subséquente nO+i par une combinaison pondérée du filtre de synthèse estimé relativement à la trame n0+i et d'au moins un filtre de synthèse qui a été utilisé depuis la trame n0. Ces dispositions règlent le cas des effacements survenant dans des périodes où le codeur fonctionne en mode arrière, essentiellement de la mêe manière que dans le cas des systèmes purement à codage arrière. Les modes de réalisation préférés évoqués cidessus pour les systèmes purement à codage arrière sont directement transposables au cas des systèmes mixtes avant/arrière. Il est intéressant de noter que le degré de stationnarité spectrale du signal audio, lorsqu'il est utilisé, peut être estimé à partir de l'information présente dans le flux binaire pour indiquer trame par trame le mode de codage du signal audio. Le degré de stationnarité spectrale estimé peut notamment être déduit d'un décompte de trames traitées selon le second mode de codage et de trames traitées selon le premier mode de codage, appartenant à une fenêtre temporelle précédant la trame courante et ayant une durée de l'ordre de N trames, N étant un entier prédéfini. Pour le cas d'un effacement se produisant alors que le codeur est en train de passer du mode avant au mode arrière, on indique que, si une trame nO est effacée, le flux binaire ayant indiqué le premier mode de codage (ou d'ailleurs le second mode de codage) pour la précédente trame valide, la trame nO étant su figure 2. Le codeur audio représenté sur la figure 1 est un codeur à analyse LPC mixte avant/arrière. Le signal audio à coder 5n (t) est reçu sous forme de trames numériques successives indexées par l'entier n. Chaque trame se compose d'un nombre L d'échantillons. A titre d'exemple, la trame peut avoir une durée de 10 ms, soit L=80 pour une fréquence d'échantillonnage de 8 kHz. Le codeur comprend un filtre de synthèse 5, de fonction de transfert 1/A(z), où A(z) est un polynôme en z-1 Ce filtre 5 est normalement identique au filtre de synthèse utilisé par le décodeur associé. Le filtre 5 reçoit un signal d'excitation En(t) fourni par un module 6 de codage de résidu, et forme localement une version En (t) du signal synthétique que le décodeur produit en l'absence d'erreurs de transmission. Le signal d'excitation En(t) fourni par le module 6 est caractérisé par des paramètres d'excitation EX(n). Le codage opéré par le module 6 vise à rendre le signal de synthèse local En (t) aussi proche que possible du signal d'entrée S(t) au sens d'un certain critère. Ce critère correspond de façon classique à une minimisation de l'erreur de codage En(t)-Sn(t) filtrée par un filtre de pondération perceptuelle déterminé à partir des coefficients du filtre de synthèse 5. Le module de codage 6 utilise généralement des blocs plus courts que les trames (sous-trames) . La notation EX (n) désigne ici l'ensemble des paramètres d'excitation déterminés par le module 6 pour les sous-trames de la trame n. De façon classique, le module de codage 6 peut opérer d'une part une prédiction à long terme pour déterminer un retard de prédiction à long terme et un gain associé rendant compte de la hauteur tonale de la parole, et d'autre part une séquence d'excitation résiduelle et un gain associé. La forme de la séquence d'excitation résiduelle dépend du type de codeur considéré. Dans le cas d'un codeur de type MP-LPC, elle correspond à un ensemble d'impulsions dont les positions et/ou les amplitudes sont quantifiées. Dans le cas d'un codeur de type CELP, elle correspond à un mot de code appartenant à un dictionnaire prédéterminé. Le polynôme A(z), inverse de la fonction de transfert du filtre de synthèse 5, est de la forme: où les ak(n) sont les coefficients de prédiction linéaire déterminés pour la trame n. Comme symbolisé par le commutateur 7 sur la figure 1, ils sont fournis soit par un module d'analyse LPC avant 10, soit par un module d'analyse LPC arrière 12, selon la valeur d'un bit d(n) déterminé par un module de décision 8 différenciant les trames pour lesquelles l'analyse LPC est effectuée vers l'avant (d(n)=0) des trames pour lesquelles l'analyse LPC est effectuée vers l'arrière (d(n)=l). Le signal à coder S(t) est fourni au module d'analyse par prédiction linéaire 10 qui effectue l'analyse LPC avant du signal 5(t) . Un module de mémorisation 11 reçoit le signal S,(t), et le mémorise sur une fenêtre temporelle d'analyse qui couvre typiquement plusieurs trames jusqu'à la trame courante. Le module 10 effectue un calcul de prédiction linéaire d'ordre KF (typiquement Kif=10) sur cette fenêtre du signal Sn(t), pour déterminer un filtre de prédiction linéaire dont la fonction de transfert AF(Z) est de la forme où PFk(n) désigne le coefficient de prédiction d'ordre k obtenu après le traitement de la trame n. Les méthodes d'analyse par prédiction linéaire pouvant être mises en oeuvre pour calculer ces coefficients PFk(n) sont bien connues dans la technique du codage numérique. On pourra par exemple se reporter aux ouvrages "Digital Processing of Speech Signals" de L.R. Rabiner et R.W. Shafer, Prentice-Haîl Int., 1978, et "Linear Prediction of Speech" de J.D. Markel et A.H. Gray, Springer Verlag Berlin Heidelberg, 1976. Lorsque d(n)=0 (mode avant), les coefficients PFk(n) calculés par le module 10 sont fournis au filtre de k synthèse 5, c'est-à-dire que K=KF et ak(n)=PFk(n) pour l Le signal de synthèse local En (t) est fourni au module d'analyse par prédiction linéaire 12 qui effectue l'analyse LPC arrière. Un module de mémorisation 13 reçoit le signal En (t), et le mémorise sur une fenêtre temporelle d'analyse qui couvre typiquement plusieurs trames jusqu'à la trame précédant la trame courante. Le module 12 effectue un calcul de prédiction linéaire d'ordre KB (typiquement Ka=50) sur cette fenêtre du signal de synthèse, pour déterminer un filtre de prédiction linéaire dont la fonction de transfert AB(Z) est de la forme où PB(n) désigne le coefficient de prédiction d'ordre k obtenu après le traitement de la trame n-l. Les méthodes de prédiction employées par le module 12 peuvent être les mêmes que celles employées par le module 10. Toutefois, le module 12 n'a pas besoin d'opérer de quantification du filtre AB(Z) Lorsque d(n)=1 (mode arrière), les coefficients PBk(n) calculés par le module 12 sont fournis au filtre de synthèse 5, c'est-à-dire que K=KB et ak(n)=PBk(n) pour l Chacun des modules 10,12 fournit un gain de prédiction G(n),G3(n), qu'il a maximisé pour obtenir ses coefficients de prédiction respectifs PFk(n), Pgk(n). Le module de décision 8 analyse les valeurs de ces gains G. (n),G3(n) au fur et à mesure des trames, pour décider des instants où le codeur fonctionnera en mode avant et en mode arrière. En général, lorsque le gain G8(n) de la prédiction arrière est relativement élevé par rapport au gain GF (n) de la prédiction avant, on peut supposer que le signal à coder est plutôt stationnaire. Lorsque cette circonstance se produit sur un grand nombre de trames consécutives, il est judicieux de faire fonctionner le codeur en mode arrière, de sorte que le module 8 prend d(n)=1. Au contraire, dans les zones non stationnaires, il prend d(n)=0. Pour une méthode détaillée de décision avant/arrière, il est fait référence à la demande de brevet français NO 97 04684. Sur la figure 1, la référence 14 désigne le multiplexeur de sortie du codeur, qui met en forme le flux binaire F. Le flux F inclut le bit de décision avant/arrière d(n) pour chaque trame. Lorsque d(n)=0 (mode avant), la trame n du flux F inclut les paramètres spectraux Q(n) qui quantifient les coefficients PFk(n) du filtre LPC avant. Le reste de la trame inclut les paramètres d'excitation EX(n) déterminés par le module 6. Lorsque d(n)=l (mode arrière), la trame n du flux F ne contient pas de paramètres spectraux Q(n). Le débit binaire de sortie étant le même, on dispose de davantage de bits pour le codage de l'excitation résiuelle. Le module 6 peut donc enrichir le codage du résidu, soit en attribuant davantage de bits à la quantification de certains paramètres (retard LTP, gains...) soit en augmentant la taille du dictionnaire CELP. A titre d'exemple, le débit binaire peut être de 11,8 kbit/s pour un codeur de type ACELP (CELP à dictionnaires algébriques) fonctionnant en bande éléphonique (300 - 3400 Hz), avec des trames de 10 ms (L=80), une analyse LPC avant d'ordre KF=10, une analyse LPC arrière d'ordre KB=30, et une séparation de chaque trames en deux sous-trames (les filtres LPC avant et arrière calculés pour chaque trame sont utilisés dans le traitement de la deuxième sous-trame; dans le traitement de la première sous-trame, on utilise une interpolation entre ces filtres et ceux calculés pour la trame précédente). Le décodeur, dont la figure 2 montre le schéma de principe, reçoit, outre le flux binaire F, une information BFI indiquant les trames effacées. Le flux binaire de sortie F du codeur est généralement soumis à un codeur canal qui introduit de la redondance selon un code ayant des capacités de détection et/ou de correction d'erreurs de transmission. En amont du décodeur audio, un décodeur canal associé exploite cette redondance pour détecter des erreurs de transmission et éventuellement en corriger certaines. Si la transmission d'une trame est tellement mauvaise que les capacités de correction du décodeur canal sont insuffisantes, celui-ci active l'indicateur BFI pour que le décodeur audio adopte le comportement approprié. Sur la figure 2, la référence 20 désigne le démultiplexeur d'entrée du décodeur, qui délivre, pour chaque trame valide n du flux binaire reçu, le bit de décision avant/arrière d(n), les paramètres d'excitation EX(n) et, si d(n)=0, les paramètres spectraux Q(n). Lorsqu'une trame n est indiquée comme effacée, Le décodeur considère que le mode de codage reste identique à celui de la dernière trame valide. Il adopte donc la valeur d(n)=d(n-l). Pour une trame valide en mode avant (d(n)=0 lu dans le flux F), le module 21 calcule les coefficients PFk(n) du filtre LPC avant (l Si d(n)=0 pour une trame effacée, le décodeur continue à fonctionner en mode avant, en fournissant au filtre de synthèse KF coefficients ak(n) fournis par un module d'estimation 36. Dans le cas d'une trame n en mode arrière, (d(n)=l lu dans le flux ou conservé en cas d'effacement), les coefficients du filtre de synthèse 22 sont des coefficients Pk(n) (l Le filtre de synthèse 22 reçoit pour la trame n un signal d'excitation En(t) délivré par un module 26 de synthèse de résidu de codage LPC. Pour une trame n valide, le module de synthèse 26 calcule le signal d'excitation E n (t) à partir des paramètres d'excitation EX(n) lus dans le flux, le commutateur 27 étant dans la position représentée sur la figure 2. Dans ce cas, le signal d'excitation E n (t) produit par le module de synthèse 26 est identique au signal d'excitation En(t) délivré pour la même trame par le module 6 du codeur. De la même manière qu'au codeur, le mode de calcul du signal d'excitation dépend du bit de décision avant/arrière d(n). Le signal de sortie En(t) du filtre 22 constitue le signal de synthèse obtenu par le décodeur. De façon classique, ce signal de synthèse peut être ensuite soumis à un ou plusieurs post-filtres de mise en forme prévus dans le décodeur (non représentés). Le signal de synthèse E n (t) est fourni à un module d'analyse par prédiction linéaire 30 qui effectue l'analyse LPC arrière de la même manière que le module 12 du décodeur de la figure 1, pour estimer un filtre de synthèse, dont les coefficients notés Pk(n) (l Tant qu'il n'y a aucune trame effacée, le module 25 délivre des coefficients Pk(n) égaux aux coefficients estimés p k (n) fournis par le module d'analyse 30. Par conséquent, tant qu'il n'y a aucune trame effacée, le signal de synthèse E En(t) délivré par le décodeur est exactement identique au signal de synthèse En (t) qui a été déterminé au codeur, à condition bien entendu qu'il n'y ait aucun bit erroné dans les trames valides du flux F. Les paramètres d'excitation EX(n) reçus par le décodeur, ainsi que les coefficients PFk(n) du filtre LPC avant si d(n)=0, sont mémorisés pendant au moins une trame par des modules respectifs 33,34, afin de pouvoir restituer des paramètres d'excitation et/ou des paramètres LPC avant si une trame effacée survient. Les paramètres alors utilisés sont des estimations fournies par des modules respectifs 35,36 sur la base du contenu des mémoires 33,34 lorsque l'information BFI indique une trame effacée. Les méthodes d'estimation utilisables par les modules 35 et 36 peuvent être choisies parmi les méthodes évoquées plus haut. En particulier, les paramètres d'excitation peuvent être estimés par le module 35 en tenant compte d'une information sur le caractère plus ou moins voisé du signal de synthèse C (t), fournie par un détecteur voisé/non voisé 37. La récupération des coefficients du filtre LPC arrière lorsqu'une trame effacée est indiquée découle du calcul des coefficients pk (n) effectué par le module 25. Ce calcul dépend avantageusement d'une estimation Istat(n) du degré de stationnarité du signal audio, obtenue par un module 38 d'estimation de stationnarité. Ce module 38 peut fonctionner conformément à l'organigramme représenté sur la figure 3. Selon cette procédure, le module 38 utilise deux compteurs dont les valeurs sont notées Ng et N1. Leur rapport N1/No est représentatif de la proportion de trames codées en avant sur une fenêtre temporelle définie par un nombre N, dont la durée représente de l'ordre de N trames de signal (typiquement N=100, soit une fenêtre de l'ordre de 1 s). Le degré de stationnarité Istat(n) estimé pour la trame n est une fonction f des nombres Ng et N1. Il peut notamment être une fonction binaire telle que par exemple: f(NotN1)=l si N1 > 4No (signal plutôt stationnaire); f(N0,N1)=0 si N1 Si l'énergie E(C,) du signal de synthèse #n(t) délivré par le filtre 22 sur la trame courante n est inférieure à un seuil choisi afin que les trames trop peu énergétiques soient ignorées (test 40), les compteurs No et N1 ne sont pas modifiés lors de la trame n, le module 38 calculant directement le degré de stationnarité Istat(n) à l'étape 41. Sinon, il examine au test 42 le mode de codage indiqué pour la trame n (d(n) lu dans le flux ou d(n)=d(n-l) en cas d'effacement). Si d(n)=0, le compteur Ng est incrémenté à l'étape 43. Si d(n)=1 le compteur N1 est incrémenté à l'étape 44. Le module 38 calcule ensuite le degré de stationnarité 1stat (n) à l'étape 41, à moins que la somme No+N1 atteigne le nombre N (test 45), auquel cas les valeurs des deux compteurs No et N1 sont d'abord divisées par 2. La procédure de calcul des coefficients pk (n) (l Au début du traitement effectué pour une trame n, le module 25 produit les KB coefficients pk (n) qui, dans le cas où d(n)=l, sont fournis au filtre 22 pour synthétiser le signal S(n) de la trame n. Si d(n)=0, ces coefficients Pk(n) sont simplement calculés et mémorisés. Ce calcul est effectué à l'étape 50 selon la relation: pk(n) = (l-a) . Pk(n) + a.Pk(nO) (6) où les p k (n) sont les coefficients estimés par le module 30 relativement à la trame n (c'est-à-dire en tenant compte du signal synthétisé jusqu'à la trame n-l), les pk (nO) sont les coefficients que le module 25 a calculés relativement à la dernière trame effacée nO, et a est le coefficient pondérateur, initialisé à 0. La relation (6) correspond à la relation (1) lorsque au moins une trame valide n0+i fait suite à la trame effacée nO (i=1,2...). Si la trame n est valide (test 51), le module 25 examine le bit de décision avant/arrière d(n) lu dans le flux à l'étape 52. Si d(n)=l, le module 25 calcule la nouvelle valeur du coefficient a conformément à la relation (2) aux étapes 53 à 57, le coefficient P étant choisi comme une fonction décroissante du degré de stationnarité Tstat(n) estimé par le module 38 relativement à la trame n. Si Tstat(n)=O à l'étape 53 (signal peu stationnaire), le coefficient a est diminué d'une quantité P=P0 à l'étape 54. Si Istat(n)=l à l'étape 53 (signal plutôt stationnaire), le coefficient a est diminué d'une quantité P=P1 à l'étape 55. Dans le cas où le degré de stationnarité Istat(n) est déterminé de façon binaire comme expliqué ci-dessus, les quantités Pg et P1 peuvent être respectivement égales à 0,5 et à 0,1. A l'étape 56, la nouvelle valeur de a est comparée à 0. Le traitement relatif à la trame n est terminé si a > O. Si a Dans le cas d'une trame n codée en avant (d(n)=0 à l'étape 52), le coefficient a est directement mis à 0 à l'étape 57. Dans le cas où la trame n est effacée (test 51), l'indice n de la trame courante est affecté à l'indice nO désignant la dernière trame effacée, et le coefficient a est initialisé à sa valeur maximum &alpha;max à l'étape 58 (0 La valeur maximum omax du coefficient a peut être inférieure à 1. Toutefois, on choisit de préférence omax=1. Ainsi, lorsqu'une trame nO est effacée, le prochain filtre Pk(n0+1) calculé par le module 25 correspond au filtre qu'il a calculé après la réception de la dernière trame valide. Si plusieurs trames effacées se succèdent, le filtre calculé par le module 25 reste égal à celui calculé après réception de la dernière trame valide. Si la première trame valide reçue après un effacement est codée en avant (d(nO+1)=0), le filtre de synthèse 22 reçoit les coefficients valides PF(n0+1) calculés par le module 21 ainsi qu'un signal d'excitation valide. En conséquence, le signal synthétisé n0+1(t) est relativement fiable, de même que l'estimation p k (nO+2) du filtre de synthèse faite par le module d'analyse 30. Grâce à la mise à 0 du coefficient a à l'étape 57, cette estimation Pk(n0+2) pourra être adoptée par le module de calcul 25 pour la trame suivante n0+2. Si la première trame valide reçue après un effacement est codée en arrière (d(nO+1)=1), le filtre de synthèse 22 reçoit les coefficients Pk(n0+1) pour cette trame valide. Avec le choix amax=l, on évite complètement de prendre en compte, dans le calcul de ces coefficients, l'estimation p k (nO+l ) qui a été déterminée de manière peu fiable par le module 30 après le traitement du signal de synthèse C,o (t) de la trame effacée nO (#n0(t) a été obtenu par filtrage d'un signal d'excitation erroné). Si les trames suivantes n0+2... restent codées en arrière, le filtre de synthèse utilisé sera lissé à l'aide du coefficient a dont la valeur est diminuée plus ou moins vite selon qu'on se trouve dans une zone peu stationnaire ou très stationnaire du signal. Au bout d'un certain nombre de trames (10 cas dans le cas stationnai~e, et 2 trames dans le cas non stationnaire avec les valeurs indiquées de P1 et 0), le coefficient a redevient nul, c'est-à-dire que le filtre Pk(n0+i) utilisé si le mode de codage reste vers l'arrière redevient identique au filtre p k (nO+i) estimé par le module 30 à partir du signal de synthèse. Dans ce qui précède, on a décrit en détail l'exemple d'un système à codage mixte avant/arrière. La mise en oeuvre de l'invention est très semblable dans le cas d'un codeur purement vers l'arrière - le flux de sortie F ne contient pas le bit de décision d(n) et les paramètres spectraux Q(n), mais seulement les paramètres d'excitation SX(n) - les unités fonctionnelles 7, 8, 10 et 11 du codeur de la figure 1 ne sont pas nécessaires, les coefficients PB(n) calculés par le module 12 d'analyse LPC arrière étant directement utilisés par le filtre de synthèse 5 - les unités fonctionnelles 21, 23, 24, 34 et 36 du décodeur de la figure 2 ne sont pas nécessaires, les coefficients Pk(n) calculés par le module 25 étant directement utilisés par le filtre de synthèse 22. Le bit de décision d(n) n'étant plus disponible au niveau du décodeur, le degré de stationnarité Tstat(n), s'il est utilisé par le module de calcul 25, doit être calculé d'une autre manière. Si le flux binaire transmis ne contient aucune information particulière permettant au décodeur d'estimer la stationnarité, cette estimation peut être fondée sur une analyse comparative des filtres de synthèse pk (n) successivement calculés par le module 25. Si les distances spectrales mesurées entre ces filtres successifs restent relativement faibles sur une certaine fenêtre temporelle, on peut estimer que le signal est plutôt stationnaire. REVENDICATIONS 1. Procédé de décodage d'un flux binaire (F) représentatif d'un signal audio (Sn(t)) codé par trames successives, le flux binaire étant reçu avec une information (BFI) indiquant d'éventuelles trames effacées, dans lequel, pour chaque trame, on forme un signal d'excitation (Ek(n)) à partir de paramètres d'excitation (EX(n)) qui sont récupérés dans le flux binaire si la trame est valide et estimés d'une autre manière si la trame est effacée, et on filtre le signal d'excitation au moyen d'un filtre de synthèse (22) pour obtenir un signal audio décodé (E n (t)), et dans lequel on effectue une analyse par prédiction linéaire sur la base du signal audio décodé obtenu jusqu'à la trame précédente pour estimer au moins en partie un filtre de synthèse relativement à la trame courante, les filtres de synthèse successivement utilisés pour filtrer le signal d'excitation tant qu'aucune trame n'est effacée étant conformes aux filtres de synthèse estimés, caractérisé en ce que, si une trame nO est effacée, on détermine au moins un filtre de synthèse utilisé pour filtrer le signal d'excitation relatif à une trame subséquente nO+i par une combinaison pondérée du filtre de synthèse estimé relativement à la trame nO+i et d'au moins un filtre de synthèse qui a été utilisé depuis la trame nO. 2. Procédé selon la revendication 1, dans lequel, si la trame n0+1 suivant une trame effacée nO est également une trame effacée, on détermine le filtre de synthèse utilisé pour filtrer le signal d'excitation relatif à la trame nO+1 à partir du filtre de synthèse utilisé pour filtrer le signal d'excitation relatif à la trame nO. 3. Procédé selon la revendication 1 ou 2, dans lequel des coefficients de pondération (a(i),l-a(i)) employés dans ladite combinaison pondérée dépendent du nombre i de trames séparant la trame nO+i de la dernière trame effacée nO, de façon que le filtre de synthèse utilisé se rapproche progressivement du filtre de synthèse estimé. 4. Procédé selon la revendication 3, dans lequel chaque filtre de synthèse utilisé pour filtrer le signal d'excitation relatif à une trame n est représenté par K paramètres Pk(n) (1#k#K), et dans lequel les paramètres pk (nO+i) du filtre de synthèse utilisé pour filtrer le signal d'excitation relatif à une trame nO+i, faisant suite à i-1 trames valides (i > 1) précédées par une trame effacée nO, sont calculés selon la combinaison: Pk(n0+i) = [1-&alpha;(i)].Pk(n0+i) + a(i).Pk(n0) où p k (nO+i) désigne le k-ième paramètre du filtre de synthèse estimé relativement à la trame nO+i, et a(i) est un coefficient pondérateur positif ou nul, décroissant avec i à partir d'une valeur &alpha;(1)=&alpha;max au plus égale à 1. 5. Procédé selon la revendication 4, dans lequel ahlax 1. 6. Procédé selon la revendication 4 ou 5, dans lequel le coefficient a(i) pour i > l est calculé par la récurrence a(i) = maux{0, a(i-l)-ss}, P étant un coefficient compris entre 0 et 1. 7. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 6, dans lequel les coefficients de pondération employés dans ladite combinaison pondérée dépendent d'une estimation d'un degré de stationnarité spectrale du signal audio (Istat(n)), de façon que, dans le cas d'un signal faiblement stationnaire, le filtre de synthèse utilisé pour filtrer le signal d'excitation relatif à une trame nO+i suivant une trame effacée nO (i21) soit plus proche du filtre de synthèse estimé que dans le cas d'un signal fortement stationnaire. 8. Procédé selon la revendication 7, dans lequel le degré de stationnarité spectrale du signal audio (Istat(n)) est estimé à partir d'une information incluse dans chaque trame valide du flux binaire. 9. Procédé selon la revendication 7, dans lequel le degré de stationnarité spectrale du signal audio (Istat(n)) est estimé à partir d'une analyse comparative des filtres de synthèse successivement utilisés pour filtrer le signal d'excitation. 10. Procédé selon la revendication 4 et l'une quelconque des revendications 7 à 9, dans lequel le coefficient pondérateur a(i) pour i > 1 est une fonction croissante du degré de stationnarité spectrale estimé du signal audio (I stat (n)). 11. Procédé selon les revendications 6 et 10, dans lequel le coefficient P est une fonction décroissante du degré de stationnarité spectrale estimé du signal audio (Istat(n)) 12. Procédé selon la revendication 11, dans lequel le degré de stationnarité spectrale du signal audio (Istat(n)) est estimé de façon binaire, le coefficient P prenant la valeur 0,5 ou 0,1 selon le degré de stationnarité spectrale estimé. 13. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 12, dans lequel le filtre de synthèse (22) a une fonction de transfert de la forme 1/AB(z), où AB(Z) est un polynôme en z-1 dont les coefficients (PBk(n)) sont obtenus à partir de ladite analyse par prédiction linéaire portant sur le signal audio décodé 14. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 12, dans lequel le filtre de synthèse (22) a une fonction de transfert de la forme 1/{AF(z).AB(z)], OÙ AF(z) et AB(Z) sont des polynômes en z-l, les coefficients (PFk(n)) du polynôme AF(Z) étant obtenus à partir de paramètres (Q(n)) inclus dans les trames valides du flux binaire, et les coefficients (PBk(n)) du polynôme AB(Z) étant obtenus à partir de ladite analyse par prédiction linéaire portant sur un signal obtenu en filtrant le signal audio décodé (En (t)) par un filtre de fonction de transfert AF(Z) 15. Procédé de décodage d'un flux binaire (F) représentatif d'un signal audio (Sn(t)) codé par trames successives, le flux binaire étant reçu avec une information (BFI) indiquant d'éventuelles trames effacées, chaque trame valide du flux binaire incluant une information (d(n)) indiquant quel mode de codage a été appliqué pour coder le signal audio relatif à la trame parmi un premier mode de codage, dans lequel la trame contient des paramètres spectraux (Q(n)), et un second mode de codage, dans lequel, pour chaque trame, on forme un signal d'excitation (Ek(n)) à partir de paramètres d'excitation (EX(n)) qui sont récupérés dans le flux binaire si la trame est valide et estimés d'une autre manière si la trame est effacée, et on filtre le signal d'excitation au moyen d'un filtre de synthèse (22) pour obtenir un signal audio décodé le filtre de synthèse utilisé pour filtrer le signal d'excitation étant construit à partir desdits paramètres spectraux si le flux binaire indique le premier mode de codage, dans lequel on effectue une analyse par prédiction linéaire sur la base du signal audio décodé obtenu jusqu'à la trame précédente pour estimer au moins en partie un filtre de synthèse relativement à la trame courante, et dans lequel, tant qu'aucune trame n'est effacée et que le flux binaire indique le second mode de codage, les filtres de synthèse successivement utilisés pour filtrer le signal d'excitation sont conformes aux filtres de synthèse estimés, caractérisé en ce que, si une trame nO est effacée, le flux binaire ayant indiqué le second mode de codage pour la précédente trame valide, la trame nO étant suivie par plusieurs trames valides pour lesquelles le flux binaire indique le second mode de codage, on détermine au moins un filtre de synthèse utilisé pour filtrer le signal d'excitation relatif à une trame subséquente n0+i par une combinaison pondérée du filtre de synthèse estimé relativement à la trame nO+i et d'au moins un filtre de synthèse qui a été utilisé depuis la trame n0. 16. Procédé selon la revendication 15, dans lequel, si une trame nO est effacée et suivie par au moins une trame valide pour laquelle le flux binaire indique le second mode de codage, on détermine le filtre de synthèse utilisé pour filtrer le signal d'excitation relatif à la trame suivante n0+1 à partir du filtre de synthèse estimé relativement à la trame nO. 17. Procédé selon la revendication 15 ou 16, dans lequel, si deux trames consécutives nO et n0+1 sont toutes deux des trames effacées, le flux binaire ayant indiqué le second mode de codage pour la précédente trame valide, on détermine le filtre de synthèse utilisé pour filtrer le signal d'excitation relatif à la trame nO+1 à partir du filtre de synthèse utilisé pour filtrer le signal d'excitation relatif à la trame nO. 18. Procédé selon l'une quelconque des revendications 15 à 17, dans lequel des coefficients de pondération (a(i),l-a(i)) employés dans ladite combinaison pondérée dépendent du nombre i de trames séparant la trame n0+i de la dernière trame effacée nO, de façon que le filtre de synthèse utilisé se rapproche progressivement du filtre de synthèse estimé. 19. Procédé selon la revendication 18, dans lequel chaque filtre de synthèse utilisé pour filtrer le signal d'excitation relatif à une trame n pour laquelle le flux binaire indique le second mode de codage est représenté par K paramètres Pk(n) (l 1) précédées par une trame effacée nO, sont calculés selon la combinaison: Pk(nO+i) = [l-ot(i) ] . Pk(nO+i) + a(i) .Pk(n0) où Pk(nO+i) désigne le k-ième paramètre du filtre de synthèse estimé relativement à la trame nO+i, et a(i) est un coefficient pondérateur positif ou nul, décroissant avec i à partir d'une valeur &alpha;(1)=&alpha;max au plus égale à 1. 20. Procédé selon la revendication 19, dans lequel max 1 21. Procédé selon la revendication 19 ou 20, dans lequel le coefficient a(i) pour i > 1 est calculé par la récurrence a(i) = maux{0, a(i-l)-P), P étant un coefficient compris entre 0 et 1. 22. Procédé selon l'une quelconque des revendications 15 à 21, dans lequel les coefficients de pondération employés dans ladite combinaison pondérée dépendent d'une estimation (Tstat(n)) d'un degré de stationnarité spectrale du signal audio, de façon que, dans le cas d'un signal faiblement stationnaire, le filtre de synthèse utilisé pour filtrer le signal d'excitation relatif à une trame n0+i suivant une trame effacée nO, et pour laquelle le flux binaire indique le second mode de codage ( il) , soit plus proche du filtre de synthèse estimé que dans le cas d'un signal fortement stationnaire. 23. Procédé selon la revendication 22, dans lequel le degré de stationnarité spectrale du signal audio (Is a~(n)) est estimé à partir d'une information (d(n)) incluse dans chaque trame valide du flux binaire (F). 24. Procédé selon la revendication 23, dans lequel ladite information à partir de laquelle est estimé le degré de stationnarité spectrale du signal audio (Tstat(n)) est l'information (d(n)) indiquant le mode de codage du signal audio. 25. Procédé selon la revendication 24, dans lequel le degré de stationnarité spectrale estimé (Istat(n)) est déduit d'un décompte de trames traitées selon le second mode de codage et de trames traitées selon le premier mode de codage, appartenant à une fenêtre temporelle précédant la trame courante et ayant une durée de l'ordre de N trames, N étant un entier prédéfini. 26. Procédé selon la revendication 25, dans lequel le degré de stationnarité spectrale (Istat(n)) est estimé de façon récursive à l'aide de deux compteurs, l'un dont la valeur Ng est incrémentée pour chaque trame traitée selon le premier mode de codage, et l'autre dont la valeur N1 est incrémentée pour chaque trame traitée selon le second mode de codage, les valeurs des deux compteurs étant diminuées conjointement lorsque la somme de ces deux valeurs atteint le nombre N, le degré de stationnarité spectrale estimé étant une fonction croissante du rapport N1/NO 27. Procédé selon la revendication 26, dans lequel le degré de stationnarité spectrale estimé (Istat(n)) est une fonction binaire du rapport N1/No. 28. Procédé selon la revendication 22, dans lequel le degré de stationnarîté spectrale du signal audio stat (n)) est estimé à partir d'une analyse comparative des filtres de synthèse successivement utilisés pour filtrer le signal d'excitation (Ek(n)). 29. Procédé selon la revendication 19 et l'une quelconque des revendications 22 à 28, dans lequel le coefficient pondérateur a(i) pour i > 1 est une fonction croissante du degré de stationnarité spectrale estimé du signal audio (T stat (n)). 30. Procédé selon les revendications 21 et 29, dans lequel le coefficient ss est une fonction décroissante du degré de stationnarité spectrale estimé du signal audio (Istat(n) ) 31. Procédé selon les revendications 27 et 30, dans lequel le coefficient p prend la valeur 0,5 ou 0,1 selon le degré de stationnarité spectrale estimé (Istat(n)). 32. Procédé selon l'une quelconque des revendications 15 à 31, dans lequel le filtre de synthèse utilisé lorsque le flux binaire indique le second mode de codage a une fonction de transfert de la forme 1/AB(z), où AB(Z) est un polynôme en z-1 dont les coefficients (PBk(n)) sont obtenus à partir de ladite analyse par prédiction linéaire portant sur le signal audio décodé (En(t))* 33. Procédé selon l'une quelconque des revendications 15 à 31, dans lequel le filtre de synthèse utilisé lorsque le flux binaire indique le second mode de codage a une fonction de transfert de la forme 1/[AF(z).AB(z)], où AF(Z) et AB(Z) sont des polynômes en z-1, les coefficients (PFk(n)) du polynôme AF(Z) étant obtenus à partir de paramètres (Q(n)) inclus dans les trames valides du flux binaire, et les coefficients (PBk(n)) du polynôme AB(Z) étant obtenus à partir de ladite analyse par prédiction linéaire portant sur un signal obtenu en filtrant le signal audio décodé (n(t)) par un filtre de fonction de transfert AF(Z)