Brevet FR2778286A1 — publié le 19991105

CIRCUIT CONVERTISSEUR DE TENSION La présente invention concerne, de façon générale, tout dispositif électrique destiné à recevoir une alimentation depuis un réseau d'alimentation secteur. Plus particulièrement, la présente invention concerne les dispositifs électriques susceptibles d'être alimentés à par- tir de réseaux de niveaux de tension différents. Dans un appareil électrique, quel qu'il soit, la puis- sance utile nécessaire à son bon fonctionnement est indépendante de la tension d'alimentation. Ainsi, les dispositifs conçus pour fonctionner sous du 110 volts secteur sont dimensionnés pour pou- voir supporter des courants relativement élevés, alors que les dispositifs destinés à être utilisés sous du 220 volts secteur sont dimensionnés de façon à pouvoir supporter des tensions rela- tivement élevées. En d'autres termes, pour une puissance de fonc- tionnement donnée, le fait qu'un appareil soit prévu pour, par exemple, deux tensions d'alimentation (respectivement 110 et 220 volts), impose que ses composants doivent supporter un courant lié à la tension la plus faible et une tension liée à la tension la plus élevée. Pour qu'un dispositif soit utilisable avec n'importe quelle alimentation, il faut donc prévoir un surdimensionnement simultané en tension et en courant. Dans de nombreuses applications, la tension alternative du secteur, quelle que soit sa valeur, doit être convertie en une composante continue. Les caractéristiques des convertisseurs uti- lisés dépendent alors de l'alimentation. La figure 1 illustre un exemple de conversion d'une tension d'alimentation alternative Vin, d'un niveau donné choisi entre plusieurs tensions secteur, appliquée aux bornes d'entrée d'un pont redresseur à diodes 1. De façon classique, une charge est connectée entre deux bornes de sortie A et G du pont. On considère ci-après le cas d'une charge quelconque devant être alimentée par une tension relativement stable. Par exemple, la charge est l'enroulement primaire Li d'une alimentation à découpage (SMPS). Pour obtenir une tension d'alimentation de la charge sensiblement continue, on connecte, entre les bornes de sortie A (positive) et G (définissant généralement la masse) du pont 1 et en parallèle avec la charge à alimenter (SMPS), un condensateur Cout. De façon classique, l'enroulement primaire L1 de l'alimentation SMPS est conmmandé par un transistor MOS MN, commandé par un signal qui dépend de la charge appliquée au secondaire de cette alimentation SMPS. Ce secondaire est constitué, par exemple, d'un enroulement L2 aux bornes duquel sont connectés en série une diode DL et un circuit à alimenter (non représenté). Un condensateur CL est monté en parallèle avec ce circuit et en série avec la diode DL. Le fonctionnement, classique, du secondaire de l'alimentation SMPS ne sera pas abordé ici. Dans une telle structure, si on souhaite pouvoir ali- menter le convertisseur sous différentes tensions, le condensa- teur Cout et le transistor MN doivent pouvoir supporter de fortes tensions et de forts courants. Un condensateur ou un transistor MOS pouvant supporter une forte tension sont chers et encom- brants. De plus, un tel transistor MOS entraîne une forte dissi- pation d'énergie. Par consequent, un objet de la présente invention est de proposer un circuit qui pallie les inconvénients susmen- tionnés. Pour atteindre cet objet, la présente invention prévoit un circuit convertisseur de tension propre à être alimenté par au moins deux tensions alternatives redressées de niveaux diffé- rents, comportant au moins deux condensateurs et des moyens de commutation pour organiser la décharge des condensateurs en parallèle, et pour organiser leur charge en série ou en parallèle selon le niveau de la tension d'alimentation. Selon un mode de réalisation de la présente invention, les condensateurs sont dimensionnés en fonction de la tension d'alimentation ayant le niveau le plus faible. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le circuit comporte un moyen de commande des moyens de commuta- tion adapté à détecter le niveau de la tension d'alimentation. Selon un mode de réalisation de la présente invention, appliqué à une alimentation à découpage dont l'entrée est adaptée à être commandée par un transistor MOS, le transistor MOS est dimensionné pour le niveau de tension d'alimentation le plus faible. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le circuit comporte un premier commutateur, un premier condensa- teur, une diode et un deuxième condensateur connectés en série entre deux bornes d'application de la tension redressée, un deuxième commutateur en parallèle avec le deuxième condensateur et la diode, et un troisième commutateur en parallèle avec le premier condensateur et la diode. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le premier commutateur est un thyristor à gâchette d'anode, le deuxième commutateur est un thyristor à gâchette de cathode en antiparallèle avec une diode, et le troisième commutateur est un thyristor ouvrable par une gâchette de cathode. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le moyen de commande est adapté à retarder légèrement la ferme- ture du thyristor ouvrable par une gâchette de cathode par rap- port à une ouverture du thyristor à gâchette d'anode, lors d'une commutation de l'association en série des condensateurs vers leur association en parallèle. Ces objets, caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres de la présente invention seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non-limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles: la figure 1 décrite précédemment est destinée à exposer l'état de la technique et le problème posé; la figure 2 représente schématiquement un mode de réa- lisation d'un circuit de conversion selon l'invention; les figures 3 et 4 représentent des schémas équivalents du circuit de la figure 2 dans deux phases de fonctionnement; les figures 5A, 5B et 5C illustrent le fonctionnement du circuit de la figure 2 pour une première tension d'alimen- tation; les figures 6A, 6B et 6C illustrent le fonctionnement du circuit de la figure 2 pour une deuxième tension d'alimen- tation; la figure 7 représente un mode de réalisation détaillé d'un circuit selon l'invention; et les figures 8A à 8G illustrent le fonctionnement du circuit représenté en figure 7. Les mêmes éléments ont été désignés par les mêmes réfé- rences aux différentes figures. Pour des raisons de clarté, seuls les éléments qui sont nécessaires à la compréhension de l'inven- tion ont été représentés et seront décrits ci-après. La figure 2 illustre le principe d'un circuit conver- tisseur de tension selon l'invention. Ce circuit est destiné à recevoir une tension alternative redressée VAG, par exemple, fournie par un pont de diodes 1, alimenté par une tension alter- native, par exemple, la tension secteur Vin. Selon l'invention, on connecte, en série entre deux bornes de sortie A (positive) et G (définissant généralement la masse) du pont 1, un premier commutateur S1, un premier conden- sateur Cl, une diode D et un second condensateur C2. Un deuxième commutateur S2 est connecté entre l'anode de la diode D et le noeud G, c'est-à-dire en parallèle avec la diode D et le conden- sateur C2. Un troisième commutateur S3 est connecté entre la cathode K de la diode D et le point milieu de la connexion en série du premier commutateur S1 et du premier condensateur Cl, c'est-à-dire en parallèle avec le condensateur Cl et la diode D. Le point K constitue la sortie du circuit convertisseur de l'in- vention délivrant une tension de sortie Vout. En aval de ce point K sont connectés, de façon classique, des éléments devant être alimentés par une tension sensiblement continue, par exemple, une alimentation à découpage SMPS telle qu'exposée en relation avec la figure 1. Les commutateurs S1, S2 et S3 sont commandés par un circuit de commande 2 (liaisons 3, 4 et 5 en pointillés). Le fonctionnement du circuit de la figure 2 est exposé ci-après en relation avec les figures 3, 4, 5A, 5B, 5C, 6A, 6B et G6C. Une caractéristique de la présente invention est que ce fonctionnement dépend du niveau de la tension Vin. On notera que ce fonctionnement sera exposé en négli- geant, comme cela est habituel, d'éventuels phénomènes transi- toires aux commutations, soit que ceux-ci soient intrinsèquement négligeables, soit que la commande des commutateurs en tienne compte, comme cela sera décrit par la suite. De plus, on se place en régime établi, c'est-à-dire après les quelques alternances nécessaires à la charge initiale des condensateurs. Un premier mode de fonctionnement correspond au cas o la tension VAG est d'un niveau relativement faible Vl, correspon- dant par exemple à une alimentation secteur de 110 volts efficace. Les figures 5A, 5B et 5C illustrent respectivement l'allure de la tension de sortie Vout du circuit et les périodes de fermeture respectives des commutateurs S2 et S3 et du conmmuta- teur Sl. Le circuit présente deux phases de fonctionnement en régime établi qui se caractérisent par des états respectifs dif- férents des cormutateurs qui sont fonction de la valeur instan- tanée de la tension redressée VAG (pointillés de la figure 5A). Entre des instants tl et t2 (figure 5A), o la tension VAG est comprise entre une valeur seuil Vlmin et sa valeur maxi- male Vlmax (environ \5Vin, aux chutes de tension dans les diodes du pont 1 près), les trois commutateurs Si (figure 5C), S2 et S3 (figure 5B) sont à l'état passant, de façon à définir un chemin de charge des condensateurs Cl et C2 en parallèle, illustré en figure 3 (commutateur S1 en position Pi). La fermeture et le maintien dans cet état de chacun des commutateurs S1 et S2 peu- vent être effectués soit de façon naturelle, soit de façon com- mandée par le circuit de commande 2. La fermeture du conmmutateur S3 est commandée par le circuit 2. Pendant une durée t2-t1 (figure 5A), chacun des condensateurs Cl, C2 se charge jusqu'à atteindre une charge maximale correspondant à une tension de sor- tie Vout égale à Vlmax. Une fois que la tension VAG a atteint son maximum Vlmax, elle commence à décroître et les condensateurs (en parallèle) Cl et/ou C2 doivent alimenter la charge (non repré- sentée en figure 3). A l'instant t2, on ouvre le commutateur Si. Cette ouverture peut être effectuée soit de façon naturelle, soit de façon cormmandée par le circuit 2. Dans ce mode de fonctionnement, les commutateurs S2 et S3 sont maintenus à l'état passant, de sorte que la charge placée en aval, par exemple une alimentation à découpage (SMPS, figure 2), est alimentée par la décharge des condensateurs C1 et C2 en parallèle. Cet état se maintient jusqu'à un instant t3 (de l'al- ternance suivante, de croissance de la tension VAG) auquel la tension Vout devient égale à la tension VAG. À cet instant t3, le commutateur Si se ferme de sorte que les condensateurs Ci et C2 se chargent de nouveau en parallèle. Dans le cas o les ouvertures/ fermetures du commutateur Si sont commandées par le circuit 2, celui- ci doit pouvoir évaluer le niveau de la tension VAG par rapport à la tension Vout et donc comporter un circuit de détec- tion (non représenté) de la tension d'alimentation (Vin) ou redressée (VAG). On notera que, dans ce premier mode de fonctionnement correspondant à un niveau d'alimentation V1 relativement faible, la diode D est toujours bloquée (pointillés en figure 3). On notera également que la tension que doit pouvoir supporter chacun des condensateurs Cl, C2 est égale au plus au maximum Vlmax de la tension redressée VAG. Un second mode de fonctionnement correspond au cas o la tension VAG est d'un niveau relativement élevé V2, correspon- dant par exemple à une alimentation secteur de 220 volts efficace. Les figures 6A, 6B et 6C illustrent respectivement l'allure de la tension de sortie Vout et les périodes de ferme- ture respectives des cormmutateurs S2 et S3 et du commutateur Si. Le circuit présente deux phases de fonctionnement en régime établi qui, conmme pour le premier mode de fonctionnement, se caractérisent par des états respectifs différents des commu- tateurs et qui sont fonction de la valeur instantanée de la ten- sion redressée VAG (pointillés en figure 6A). Entre des instants t'l et t'2 (figure 6A), o la ten- sion VAG est comprise entre une valeur seuil V2min et sa valeur maximale V2max (d'environ \2Vin), le commutateur Si est à l'état passant (figure 6B) et les commutateurs S2 et S3 sont à l'état ouvert (figure 6C), de façon à définir un chemin de charge des condensateurs C1 et C2 en série illustré en figure 4. Ce chemin de charge comprend la diode D. De cette façon, les condensateurs Ci et C2 se chargent chacun sous une tension qui est inférieure à la tension d'alimentation VAG du circuit. Par exemple, si les capacités des condensateurs sont égales, la tension aux bornes du condensateur Ci sera légèrement supérieure (par exemple d'environ %) à la tension aux bornes du condensateur C2 en raison de la puissance prélevée par la charge. La fermeture du commutateur Si et son maintien à l'état passant, ainsi que l'ouverture et le maintien à l'état ouvert des commutateurs S2 et S3, peuvent être effectués soit de façon naturelle, soit de façon commandée par le circuit 2. Une fois que la tension VAG a atteint son maximum V2max, elle commence à décroître (instant t'2, figure 6A). Alors, la tension aux bornes de la connexion en série des deux conden- sateurs et de la diode D devient supérieure à la tension redres- sée. La charge en série des condensateurs CI, C2 est donc inter- rompue par l'ouverture du commutateur Si (figure 6B). Par contre, les commutateurs S2 et S3, initialement à l'état ouvert, sont à l'état passant (figure 6C), de sorte que la charge placée en aval, par exemple une alimentation SMPS, est maintenue alimentée à la valeur de tension Vout désirée. Cette tension Vout est main- tenue par la décharge des condensateurs Cl, C2 en parallèle (commutateur Si en position P2 en figure 3). L'ouverture et le maintien à l'état ouvert du commutateur Si, ainsi que la ferme- ture et le maintien à l'état passant du conmmtateur S2 peuvent être effectués soit de façon naturelle, soit de façon conrmmandée par le circuit 2. La fermeture du commutateur S2 est commandée par le circuit 2. Cet état se maintient jusqu'à un instant t'3 (de l'al- ternance suivante) auquel la tension VAG devient égale approxi- mativement au double de la tension aux bornes des condensateurs Cl et C2 en parallèle. A cet instant t'3, le commutateur Si se ferme (figure 6C) et les commutateurs S2 et S3 s'ouvrent (figure 6B), de sorte que les condensateurs Cl et C2 se trouvent de nou- veau connectés en série avec la diode D (figure 4). On notera que, dans ce second mode de fonctionnement correspondant à un niveau d'alimentation V2 relativement élevé, le circuit présente deux configurations successives de connexion des condensateurs. D'une part, conmme dans le cas d'une alimenta- tion à un niveau V1 relativement faible, la décharge s'effectue en parallèle (commutateur Si en position P2 en figure 3). D'autre part, la charge des condensateurs s'effectue en série. Ainsi, la tension maximale que doit pouvoir supporter chacun des condensa- teurs Cl et/ou C2 est inférieure à la tension d'alimentation maximale du convertisseur V2max. En pratique, on choisira des valeurs de capacités sensiblement égales pour chacun des conden- sateurs Ci et C2, de sorte que la tension d'alimentation se répartisse approximativement également sur chacun des condensa- teurs. Ainsi, pour un dispositif bitension, c'est-à-dire des- tiné à pouvoir être alimenté par une alimentation de niveau V1 ou V2, les condensateurs sont dimensionnés pour pouvoir supporter d'une part la tension maximale Vlmax et d'autre part une tension approximativement égale à V2max/2 (en tenant compte de la charge alimentée). Dans le cas le plus courant o les niveaux d'alimen- tation possibles sont Vi = 2*110 V et V2 = 2 *220 V, en sup- posant les capacités des condensateurs Cl et C2 égales, ces deux tensions de dimensionnement sont sensiblement égales et sont, par exemple, de l'ordre de 200 volts. On notera que les éléments de la charge placée en sor- tie du convertisseur, dans le cas considéré le circuit primaire de l'alimentation SMPS commandée par un transistor MN (figure 2), peuvent également être dimensionnés pour supporter au plus la tension de niveau le plus élevé choisi pour les condensateurs. En particulier, le transistor MN peut désormais être dimensionné pour une tension secteur de 110 volts alors même que le circuit peut fonctionner sous 220 volts. La figure 7 représente un mode de réalisation des com- mutateurs du circuit selon l'invention. Dans ce mode de réalisation, on utilise un commutateur Si commandable à la fermeture, à savoir un thyristor Thl à gâchette d'anode, un commutateur S2 coinandable à la fermeture, à savoir un thyristor Th2 à gâchette de cathode en antiparallèle avec une diode D2, et un commutateur S3 conmmnandable à l'ouverture et à la fermeture, à savoir un thyristor GTO amorçable par la gâchette d'anode et ouvrable par la gâchette de cathode. Chacune des gâchettes des commutateurs est conmmnandable par un même cir- cuit de commande 2, éventuellement par l'intermédiaire de mon- tages adaptateurs de niveau qui seront décrits par la suite. Le rôle de tels montages adaptateurs de niveau est d'adapter les signaux de conmnande délivrés par le circuit 2, aux niveaux néces- saires à la commande des différents thyristors Thl, Th2 et GTO. Le fonctionnement du circuit de la figure 7 est décrit ci-après en relation avec les chronogrammes des figures 8A à 8E. Par souci de simplification, on ne décrira ci-après le fonctionnement du circuit de la figure 7 qu'en relation avec une tension V2 relativement élevée. Le fonctionnement sous une ten- sion V1 engendrant des conmmutations plus simples (S2 et S3 tou- jours fermés) se déduira aisément de cet exposé. On notera sim- plement que, pour une tension Vi, le circuit 2 fournit un signal VC2 de fermeture du thyristor Th2 en permanence (de préférence, un signal continu) alors que, pour une tension V2, le thyristor Th2 n'est pas commandé et reste bloqué, le rôle du condensateur S2 étant joué par la diode D2. La figure 8A représente la forme d'onde de la tension Vout. Les figures 8B, 8C et 8D représentent l'allure de signaux de commande VC1, VC4 et VC3 fournis par le circuit 2 pour comman- der le thyristor Thl en fermeture et le thyristor GTO en ferme- ture et en ouverture. Les figures 8E, 8F et 8G représentent les périodes de fermeture (ou de conduction) respectives du thyristor Thl, de la diode D2 et du thyristor GTO sous forme de schémas logiques. Comme cela est habituel, on associe à un commutateur dans un état passant (fermé) un état logique haut (1), et à un commutateur dans un état bloqué (ouvert) un état logique bas (0). On considère un cycle de conversion commnençant à un instant initial tlO (figure 8A) par la charge en série des condensateurs C1 et C2. Ce mode de charge se caractérise (quel que soit le niveau de la tension d'alimentation du convertisseur) par un état passant du thyristor Thl. Cet état de fermeture (état logique 1 en figure 8E) du thyristor Thl ainsi que les états bloqués (états logiques 0 en figures 8F et 8G) de la diode D2 et du thyristor GTO sont maintenus naturellement. Cet état se main- il tient jusqu'à un instant tll auquel la tension VAG atteint son maximum V2max. Alors, comme on l'a vu précédemment, le potentiel main- tenu sur la cathode du thyristor Thl par la connexion en série des condensateurs C1, C2 devient supérieur au potentiel de son anode reliée à la borne A de sortie positive du pont 1. A partir de cet instant tll, le thyristor Thl tend donc à s'ouvrir natu- rellement. Cette ouverture est terminée à un instant t12 auquel le thyristor TIhl est bloqué (état logique 0 en figure 8E). Dans le cas représenté d'une alimentation à un niveau relativement élevé V2, comme on l'a exposé précédemment en rela- tion avec les figures 3, 4, 6A, 6B et 6C, les commutateurs S2 et S3 initialement dans un état bloqué (état logique 0 en figures 8F et 8G) doivent passer dans un état passant (état logique 1 en figures 8F et 8G). Pour cela, à un instant tl3, le circuit de commande 2 délivre un signal de commande VC4 sous forme d'impul- sions (figure 8B) à la gâchette d'anode du thyristor GTO. En pra- tique, comme l'illustre la figure 7, cette impulsion VC4 de fer- meture est délivrée, par l'intermédiaire d'un premier montage de mise à niveau, à la gâchette d'anode du thyristor GTO. Ce premier montage est constitué d'un thyristor Th31 et d'une résistance R31 montés en série entre la gâchette du thyristor GTO et la masse, le signal impulsionnel VC4 étant délivré à la gâchette de cathode du thyristor Th31. A un instant t14, le thyristor GTO est dans un état passant (état logique 1 en figure 8G). On notera que la diode D2 suit naturellement l'état du thyristor GTO comme l'illustre la figure 8F. Le chemin de décharge du condensateur C1 comprend alors la diode D2 et le thyristor GTO. Le chemin de décharge du condensateur C2 comprend, dans l'exemple représenté, la résis- tance R13 dont le rôle sera expliqué par la suite. On notera également que la durée t15-t13 (figure 8C) de l'impulsion de fermeture VC4 est choisie suffisamment longue (supérieure à la durée t14-t13) pour que le thyristor commandé prenne l'état désiré, et suffisamment courte pour qu'une commande donnée soit arrêtée avant d'appliquer une commande opposée. On veillera, comme l'illustre la figure 8C, à ce que le signal VC4 de fermeture du thyristor GTO ne soit délivré qu'à un instant postérieur à l'instant t12. Ce retard (t13-t12) permet de s'assurer que le thyristor Thl est complètement ouvert, c'est-à- dire que le courant le traversant s'est bien annulé lorsque le chemin de décharge en parallèle s'établit. On notera que cette temporisation de la commande à la fermeture par rapport à la détection du passage par un maximum de la tension redressée VAG peut être effectuée par tout moyen approprié, par exemple, soit de façon "naturelle" en introduisant un circuit de retard dans le circuit de commande 2, soit en mesurant, par l'intermédiaire d'une résistance R13, le courant Il, commne l'illustre la figure 7. La configuration de décharge en parallèle des condensa- teurs est maintenue jusqu'à un instant tlO'. Pour passer de la configuration de décharge en paral- lèle à une configuration de charge en série, il faut assurer la fermeture du thyristor Thl et l'ouverture du thyristor GTO (ainsi que le blocage de la diode D2). La fermeture du thyristor Thl est conmmandée par une im- pulsion VC1 (figure 8B) délivrée sur sa gâchette d'anode par le circuit 2, par l'intermédiaire d'un deuxième montage de mise à niveau. Ce deuxième montage est constitué d'une résistance Rll et d'un thyristor Thll montés en série entre la gâchette d'anode du thyristor Thl et la borne G. En pratique, le signal de commande VC1 est délivré à la gâchette de cathode du thyristor Thll par l'intermédiaire d'une résistance R12. Compte tenu des retards inhérents à l'imperfection des dispositifs réels, afin d'éviter tout court-circuit ou tout dys- fonctionnement (surtension ou surcourant) dans le dispositif, il faut s'assurer que le conmutateur GTO est bien à l'état bloqué (état logique 0 en figure 8G) au moment o le thyristor Thl passe à l'état passant (instant tlO'). Pour cela, à un instant t16, on commande l'ouverture du thyristor GTO, par une impulsion de com- mande VC3 (figure 8D), par l'intermédiaire d'un troisième montage de mise à niveau. Ce troisième montage est constitué d'une résis- tance R32 et d'un thyristor Th32, montés en série entre la gâchette de cathode du thyristor GTO et la borne G. Le signal de commande VC3 est délivré directement à la gâchette de cathode du thyristor Th32. A un instant t17, le thyristor GTO est à l'état bloqué (figure 8G). L'évolution du courant dans la diode D2 suit l'évolution dans le thyristor GTO et la diode D2 se bloque donc naturellement en même temps que le thyristor GTO (en négligeant le temps de recouvrement de la diode). Lorsque l'on est sûr que le thyristor GTO est bien à l'état bloqué, soit à un instant t18 (figure 8B) postérieur à l'instant t17, on amorce la fermeture du thyristor Thl par l'ap- plication du signal de commande VC1. On veillera à ce que la configuration de charge en série soit assurée à l'instant tlO' (figure 8E), c'est-à-dire que le thyristor Thl est bien à l'état fermé au moment exact o la tension Vout devient égale à la tension VAG. Compte tenu du temps nécessaire au passage à l'état passant (état logique 1 en figure 8E) du thyristor Thl, le signal VC1 est en fait délivré à l'ins- tant t18 qui est antérieur à l'instant tlO'. Le fonctionnement du circuit se répète alors d'une façon identique à celle exposée à partir de l'instant tlO. On notera toutefois que dans un autre mode de réalisa- tion (non représenté), selon les caractéristiques des composants utilisés, l'instant t18 de comnande à la fermeture du thyristor Thl peut être différent, par exemple, compris entre les instants tl6 et t17. On veillera à ce que les durées des impulsions de conrmmande VCl (figure 8B) à la fermeture du thyristor Thl et, le cas échéant, de commande VC3 (figure 8D) à l'ouverture du thyris- tor GTO soient choisies suffisamment longues pour que le thyris- tor commandé prenne l'état désiré, et suffisamment courtes pour qu'une commande donnée soit arrêtée avant d'appliquer une cammande opposée. On notera que les instants d'interruption des commandes VC1 et VC3 ne sont considérés identiques (instant t19 en figures 8B et 8D) qu'à titre d'exemple. Ils peuvent différer, pour autant qu'ils respectent les conditions précédentes. Dans le cas d'une alimentation à un niveau relativement faible Vl, conne on l'a exposé précédemment en relation avec les figures 3, 5A, 5B et 5C, les conmmutateurs S2 et S3 doivent demeu- rer dans un état passant (complètement fermé) pendant la décharge des condensateurs. Il suffit de ne pas déclencher l'ouverture du thyristor GTO par le signal VC3 après qu'il a été fermé pour que le chemin de déchargedu condensateur Cl par la diode D2 et le thyristor GTO s'établisse. * Pour la charge, les condensateurs Cl et C2 doivent éga- lement être placés selon une configuration de charge en paral- lèle. Ceci s'effectue en fermant le thyristor Thl comme cela a été exposé en relation avec le niveau de tension V2. Si le thy- ristor Th2 est commandé par un signal continu, il se referme automatiquement à chaque période de charge (et se bloque à chaque période de décharge). Sinon, on veillera à commander sa fermeture de façon adaptée à la fermeture du thyristor Thl pour établir le chemin de charge du condensateur Ci. On notera que le circuit de commande 2 doit pouvoir mesurer le niveau de l'alimentation pour assurer le choix d'un mode de commutation en fonction du niveau d'alimentation donné. Un avantage de la présente invention est de permettre, quelle que soit la tension d'alimentation alternative fournie par le secteur, de pouvoir utiliser un circuit de conversion alternatif/ continu comportant un moyen d'accumulation de charge (Cl, C2) dimensionné pour de basses tensions. Un autre avantage de la présente invention est de pro- poser un tel circuit permettant d'effectuer la commande d'un enroulement primaire d'une alimentation à découpage SMPS à l'aide d'un commutateur (MN) dimensionné pour une tension relativement faible comparée au niveau d'alimentation maximal possible. Bien entendu, la présente invention est susceptible de diverses variantes et modifications qui apparaîtront à l'homme de l'art. En particulier, les commutateurs Si, S2 et S3 ainsi que le circuit de commande correspondant peuvent être modifiés de façon appropriée pour obtenir les fonctionnements voulus (séquence de commutation et configurations de décharge en parallèle, de charge en série (Vl) ou parallèle (V2)) exposés précédemment en relation avec les figures SA, 5B, 6A et 6B. En outre, la charge peut être autre qu'une alimentation à découpage et pourra, comme le tran- sistor MN, être dimensionnée pour une tension relativement faible. REVENDICATIONS 1. Circuit convertisseur de tension propre à être ali- menté par au moins deux tensions alternatives redressées (VAG) de niveaux différents (Vlmax; V2max), caractérisé en ce qu'il com- porte au moins deux condensateurs (Cl, C2) et des moyens de corn- mutation (Si, S2, S3, D) pour organiser la décharge des conden- sateurs en parallèle, et pour organiser leur charge en série ou en parallèle selon le niveau de la tension d'alimentation (Vin). 2. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que les condensateurs (CI, C2) sont dimensionnés en fonction de la tension d'alimentation ayant le niveau le plus faible. 3. Circuit selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce qu'il comporte un moyen de commande (2) des moyens de com- mutation (S1, S2, S3, D) adapté à détecter le niveau de la ten- sion d'alimentation. 4. Circuit selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, appliqué à une alimentation à découpage (SMPS) dont l'entrée est adaptée à être commandée par un transistor MOS (MN), caracté- risé en ce que le transistor MOS est dimensionné pour le niveau de tension d'alimentation le plus faible. 5. Circuit selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce qu'il comporte: un premier commutateur (SI), un premier condensateur (Cl), une diode (D) et un deuxième condensateur (C2) connectés en série entre deux bornes (A, G) d'application de la tension redressée (VAG); un deuxième commutateur (S2) en parallèle avec le deuxième condensateur et la diode; et un troisième commutateur (S3) en parallèle avec le pre- mier condensateur et la diode. 6. Circuit selon la revendication 5, caractérisé en ce que: le premier commutateur (Si) est un thyristor à gâchette d'anode (Thl); le deuxième conmmtateur (S2) est un thyristor à gâchette de cathode (Th2) en antiparallèle avec une diode (D2); et le troisième commutateur (S3) est un thyristor ouvrable par une gâchette de cathode (GTO). 7. Circuit selon les revendications 3 et 6, caractérisé en ce que ledit moyen de commande (2) est adapté à retarder légè- rement la fermeture du thyristor ouvrable par une gâchette de cathode (GTO) par rapport à une ouverture du thyristor à gâchette d'anode (Thl), lors d'une commutation de l'association en série des condensateurs (Cl, C2) vers leur association en parallèle.