Brevet FR2781948A1 — publié le 20000204

REîPTION RADIOFREQUENCE À CCNVERSICN DE FREQUENCE À BASSE FRÉQUENCE nITERMDIAIRE La présente invention concerne le domaine de la trans- mission radiofréquence et, plus particulièrement, la réception d'un canal de cormmunication d'un système de transmission multi- canaux. Un exemple d'application particulier de la présente invention est le domaine de la radiotéléphonie qui utilise plu- sieurs canaux de communication dans une bande de fréquences allouée. Par exemple, un protocole dit GSM (Global System Mobile) utilise une bande de 25 MHz centrée sur la fréquence de 947,5 MHz. Un autre exemple est le protocole DCS (Digital Cellu- lar System) qui utilise également une bande de 25 MHz centrée sur la fréquence de 1,895 GHz. Dans ces deux protocoles de radiotélé- phonie, la bande de 25 MHz est subdivisée en canaux de 200 kHz affectés aux différentes cormmunications. Dans un tel système, chaque portable téléphonique, donc chaque émetteur-récepteur, est susceptible d'utiliser l'un quelconque des canaux de transmission pour établir une communication. La présente invention concerne plus particulièrement la réception des informations qui, dans de tels systèmes ou analo- gues, doit s'effectuer en extrayant de toute la bande de fréquen- ces, les seules fréquences du canal considéré que l'on souhaite recevoir, appelé par la suite le canal utile. La récupération du canal utile, côté récepteur, fait appel à des techniques de filtrage chargées d'éliminer toutes les fréquences situées hors de la bande de fréquences du canal utile. Parmi les récepteurs connus pour exécuter cette fonc- tion, un des plus courants est le récepteur dit hétérodyne. Un tel récepteur comprend, sur le trajet du signal depuis une antenne de réception, un premier filtre à ondes de surface chargé de rejeter toutes les fréquences hors de la bande, dite utile, de réception (Rx) allouée au système de communication (par exemple, toutes les fréquences hors de la plage de +12,5 MHz autour de la fréquence de 947,5 MHz pour le GSM), suivi d'un amplificateur à faible bruit pour rehausser le signal, puis d'un mélangeur chargé d'effectuer une première conversion de fréquence, c'est-à-dire un décalage fréquentiel, vers une fréquence intermédiaire de l'ordre de 100 MHz. La fréquence de l'oscillateur local du mélangeur est réglée pour qu'une fréquence intermédiaire de 100 MHz corresponde à la fréquence centrale du canal utile. Le recours à un tel mélangeur nécessite un filtre image pour éliminer une bande de fréquences parasite, ou bande image, due au décalage fréquentiel. Le filtre image est placé en amont du mélangeur et sert à éloi- gner la bande image qui autrement, est superposée à la bande utile (ici, la bande centrée sur la fréquence intermédiaire). En aval du mélangeur, on utilise un troisième filtre passe-bande, dit intermédiaire, centré sur la fréquence intermédiaire pour réduire la bande utile Rx. Ce filtre passe-bande a, par exemple, une bande passante de l'ordre de quelques MHz centrée sur une fréquence centrale de 100 MHz. Le signal alors obtenu est le signal issu d'une première conversion de fréquence qui doit être soumis à une deuxième conversion de fréquence pour translater la fréquence intermédiaire vers une fréquence nulle de façon à récu- pérer uniquement la modulation d'origine en bande de base. Les modulations le plus souvent utilisées dans les sys- tèmes de transmission, en particulier dans les systèmes de radio- téléphonie, nécessitent de disposer d'une information de phase. La deuxième conversion de fréquence doit donc s'effectuer en phase et en quadrature de phase de manière à obtenir un signal complexe. Cette deuxième conversion de fréquence est, dans un récepteur hétérodyne, effectuée au moyen de deux mélangeurs du signal issu de la première conversion de fréquence avec une fré- quence égale à la première fréquence intermédiaire, soit 100 MHz en reprenant l'exemple ci-dessus. La fréquence de 100 MHz déli- vrée à ces deux mélangeurs est issue d'un oscillateur local et ces mélangeurs reçoivent cette fréquence d'oscillation locale respectivement non déphasée et déphasée de 90 de façon à obte- nir, en sortie de la deuxième conversion, des signaux en phase et en quadrature de phase. En sortie de la deuxième conversion, on obtient le canal utile en bande de base et une bande parasite centrée sur 200 MHz qu'il est alors facile d'éliminer par un fil- tre passe-bas. Les signaux issus de la deuxième conversion de fré- quence sont le plus souvent convertis en signaux numériques par des convertisseurs analogique-numérique, généralement des conver- tisseurs appelés delta-sigma, puis démodulés de façon numérique. Plus récenmment, on a proposé une technique dite de conversion directe pour les récepteurs de transmission radio- fréquence. La figure 1 représente, de façon très schématique, un exemple classique de système de conversion directe d'un récepteur de signaux radiofréquence. Comme pour un récepteur hétérodyne, les signaux reçus d'une antenne 1 traversent un filtre 2 à ondes de surface dont le rôle est de rejeter les fréquences hors de la bande de réception Rx du système considéré. En reprenant l'exemple du GSM, ce filtre rejette les fréquences hors de la bande utile comprise entre 935 MHz et 960 MHz. Le filtre 2 est suivi, cormme précédemment, d'un amplificateur 3 à faible bruit (LNA). La sortie de l'ampli- ficateur 3 est, dans le système de conversion directe illustré par la figure 1, envoyée sur deux mélangeurs 4, 5 dont les deuxièmes entrées respectives reçoivent une fréquence correspon- dant à la fréquence centrale du canal de réception considéré. Cette fréquence est délivrée par un oscillateur local 6 (OL) et les mélangeurs 4 et 5 reçoivent respectivement la fréquence centrale du canal non déphasée et déphasée de 90 de sorte que leurs sorties respectives sont en phase et en quadrature de phase. Les sorties des mélangeurs 4 et 5 délivrent donc directement le signal reçu en bande de base dans la mesure o la fréquence de l'oscillateur local 6 est choisie pour que la fréquence intermédiaire de la conversion directe soit nulle. La bande parasite est très éloignée (centrée sur le double de la fréquence de l'oscillateur local 6) de la bande utile et peut donc être facilement éliminée par filtrage. Chaque mélangeur 4, 5 est suivi d'un filtre passe-bas (LPF), respectivement 7, 8, chargé d'éliminer les canaux voisins du canal que l'on souhaite recevoir et la bande image. Chaque filtre 7, 8 est associé en sortie à un amplificateur, respectivement 9, 10 à contrôle automatique de gain (AGC) dont les sorties respectives constituent les sorties du système de conversion directe, dit à fréquence intermédiaire nulle. On retrouve ensuite, par exemple, des convertisseurs analogique-numérique 11, 12 (CAN) suivis d'un circuit 13 de démo- dulation numérique. Un avantage d'un système de conversion directe à fré- quence intermédiaire nulle tel qu'illustré par la figure 1 est qu'il est plus facilement intégrable qu'un récepteur hétérodyne dans la mesure o les deux filtres (image et intermédiaire) d'un récepteur hétérodyne ne sont ici pas nécessaires. Or, ces deux filtres sont des filtres non intégrables. Un récepteur à conver- sion directe est donc généralement moins cher qu'un récepteur hétérodyne. De plus, sa consommation est moindre et il engendre une moindre dissipation d'énergie. Toutefois, un récepteur à conversion directe présente l'inconvénient que le canal utile est pollué par du bruit prove- nant, notamment, de l'offset continu qui vient de la superposi- tion du signal utile au signal continu d'alimentation du système. L'offset continu est variable et présente donc un spectre fré- quentiel, dans les basses fréquences. On notera que l'offset continu existe bien entendu dans le cas d'un récepteur hétérodyne. Toutefois, le canal utile étant centré sur une fréquence de 100 MHz, il ne se superpose pas à cet offset continu qui est éliminé par le filtre intermédiaire. Un autre inconvénient d'un système à conversion directe à fréquence intermédiaire nulle est lié au bruit basse fréquence, dit bruit en 1/f, qui se superpose au signal converti. Une troisième solution connue (non représentée) pour recevoir un signal radiofréquence est d'effectuer directement une conversion analogiquenumérique du signal reçu et de reporter le filtrage côté numérique. Si une telle solution peut être mise en oeuvre pour des fréquences relativement basses (inférieures au MHz), elle n'est pas applicable pour des fréquences plus élevées et, en particulier, pour systèmes de radiotéléphonie ayant des fréquences de l'ordre du GHz voire supérieures, en raison des fréquences d'échantillonnage nécessaires qui sont alors trop éle- vées pour les systèmes numériques existants. La présente invention vise à proposer une nouvelle architecture de conversion de fréquence qui s'affranchisse des inconvénients des solutions classiques. En particulier, la pré- sente invention vise à s'affranchir du problème lié à l'offset continu et au bruit basse fréquence. La présente invention vise également à proposer une solution qui optimise la possibilité d'intégration du système et qui, notammnent, préserve les avantages d'un système à conversion directe par rapport à un système hétérodyne. La présente invention vise également à proposer une nouvelle architecture de réception de signaux radiofréquence met- tant en oeuvre un filtrage numérique. En particulier, l'invention vise à proposer une nouvelle solution qui, côté numérique, est particulièrement adaptée à la conversion de fréquence à basse fréquence intermédiaire. Pour atteindre ces objets, la présente invention pré- voit un récepteur à conversion de fréquence à basse fréquence intermédiaire comprenant: un premier mélangeur analogique d'un signal reçu avec un signal issu d'un oscillateur local à une première fréquence de conversion, la sortie du premier mélangeur définissant une pre- mière voie destinée à faire l'objet d'une conversion analogique- numérique; un deuxième mélangeur analogique du signal entrant avec le signal issu de l'oscillateur local déphasé de 90 , la sortie du deuxième mélangeur définissant une deuxième voie destinée à faire l'objet d'une conversion analogique-numérique; et côté numérique, des moyens pour détecter une éventuelle différence de phase et une éventuelle différence de gain entre les signaux des deux voies, la première fréquence de conversion correspondant à la fréquence centrale du canal reçu, majorée de la moitié de la bande de fréquences du canal. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le récepteur comporte, côté numérique, un premier moyen pour extraire une première valeur mesurée correspondant à l'amplitude de la première voie déphasée de 90 et minorée de l'amplitude de la deuxième voie, un deuxième moyen pour extraire une deuxième valeur correspondant à l'amplitude de la première voie déphasée de 90 et majorée de l'amplitude de la deuxième voie, et des moyens pour mesurer les amplitudes respectives des deux voies. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le récepteur comporte, côté numérique, des moyens pour appliquer, à au moins l'une des voies, une compensation basée sur les valeurs précédemmnent calculées. La présente invention prévoit également un procédé de réception de signaux radiofréquence du type comprenant une pre- mière conversion de fréquence analogique effectuée sur le signal reçu et délivrant deux voies analogiques respectivement en phase et en quadrature de phase, et une deuxième conversion de fré- quence effectuée après numérisation de signaux issus de la pre- mière conversion de fréquence, le procédé consistant, côté numé- rique, à effectuer une compensation d'éventuelles dérives de phase et/ou de gain entre les deux voies analogiques. Selon un mode de réalisation de la présente invention, la compensation s'effectue de façon non-itérative. Selon un mode de réalisation de la présente invention, on extrait des deux voies numériques: l'amplitude de chacune des voies; une première valeur de mesure correspondant à l'amplitude d'une première voie déphasée de 90 et minorée de l'amplitude de la deuxième voie; et une deuxième valeur de mesure correspondant à l'amplitude de la première voie déphasée de 90 et majorée de l'amplitude de la deuxième voie. Selon un mode de réalisation de la présente invention, on choisit, conmme fréquence intermédiaire de la première conver- sion de fréquence analogique, la fréquence médiane de la bande utile du canal reçu. Selon un mode de réalisation de la présente invention, la deuxième conversion de fréquence s'effectue à fréquence inter- médiaire nulle. Ces objets, caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres de la présente invention seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non-limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles: la figure 1 décrite précédemment est destinée à exposer l'état de la technique et le problème posé; la figure 2 représente, de façon très schématique, un mode de réalisation d'un récepteur à conversion de fréquence selon la présente invention; les figures 3A et 3B illustrent le fonctionnement du récepteur de la figure 2; et la figure 4 représente un mode de réalisation préféré d'un récepteur selon la présente invention. Les mêmes éléments ont été désignés par les mêmes réfé- rences aux différentes figures. Pour des raisons de clarté, seuls les éléments d'un récepteur de signaux radiofréquence qui sont nécessaires à la compréhension de l'invention ont été représentés aux figures et seront décrits par la suite. La figure 2 représente, de façon très schématique, un mode de réalisation d'une architecture de récepteur radio- fréquence selon la présente invention. Il s'agit, par exemple, d'un récepteur GSM de radiotéléphonie. Commre dans un récepteur classique, le récepteur de la figure 2 comprend, à partir d'une antenne 1, un filtre à ondes de surface 2 suivi d'un amplificateur 3 à faible bruit (LNA). Le filtre 2 est destiné à rejeter les fréquences qui se situent hors de la bande utile contenant les canaux du protocole de communi- cation concerné. La figure 3A illustre la caractéristique fréquentielle du signal V3 en sortie de l'amplificateur 3. Dans l'exemple représenté o l'on considère le protocole GSM, le filtre passe- bande 2 est centré sur la fréquence de 947,5 MHz et présente une largeur de bande de 25 MHz de façon à laisser passer tous les canaux du protocole GSM. Le signal V3 est, comme dans un système à conversion directe à fréquence intermédiaire nulle tel qu'illustré par la figure 1, envoyé sur deux mélangeurs 4, 5 destinés à décaler le signal en fréquence et à délivrer un signal en phase et un signal en quadrature de phase. Chaque mélangeur 4, 5 reçoit donc, sur une deuxième entrée, une fréquence de référence fournie par un oscillateur local 6' (OL), respectivement en phase pour le mélan- geur 4 et en quadrature de phase pour le mélangeur 5. La fréquence de l'oscillateur local 6' est choisie pour obtenir une basse fréquence intermédiaire non nulle. Cette fré- quence intermédiaire est, selon une première caractéristique de la présente invention, choisie pour correspondre à la fréquence centrale du canal utile. Ainsi, dans l'exemple du GSM, o les canaux ont une largeur de 200 kHz chacun, la fréquence de l'os- cillateur local 6' est choisie pour obtenir une fréquence inter- médiaire de 100 kHz. Le choix de la basse fréquence intermédiaire coaine étant la fréquence médiane du canal utile est important pour ren- dre la réjection de la fréquence image compatible avec des tech- niques numériques et faciliter son filtrage. En effet, comme la fréquence intermédiaire n'est pas nulle, il existe un canal image pour chaque canal. Plus la bande image sera proche de la bande utile, plus le taux de réjection image, c'est-à-dire l'atténua- tion de la bande image constituant un signal interférentiel, est faible, ce qui facilite son atténuation par un processeur numéri- que. Toutefois, il convient de veiller à ce que la bande image ne se superpose pas, même partiellement avec la bande utile. Ainsi, si le canal de réception est un canal dont la fréquence centrale est, par exemple, de 950 MHz, on choisira pour l'oscillateur local 6' une fréquence de 849,9 MHz, ce qui conduit, après mélange, à une fréquence intermédiaire de 100 kHz sur les deux voies issues du mélange. Ces deux voies sont, de façon classique, désignées par I et Q et correspondent respecti- vement aux parties réelle et imaginaire du signal. La figure 3B illustre la caractéristique fréquentielle (spectre) en sortie des mélangeurs 4 et 5. Le spectre du canal utile u a été représenté en traits pleins et est donc centré sur la fréquence intermédiaire de 100 kHz. Le spectre du canal image i est centré sur la fréquence de -100 kHz et est également repré- senté en traits pleins. On notera déjà que les spectres respec- tifs du canal image et du canal utile sont disjoints. Le spectre o de l'offset continu a été représenté en pointillés. Il s'agit là d'une estimation de la plage fréquen- tielle de l'offset continu que l'on peut considérer commne repré- sentant une bande de fréquence inférieure à 20 kHz. Ce spectre o est donc centré sur la fréquence nulle. Selon la présente invention, on tire profit du fait que, dans un canal utile de 200 kHz de largeur de bande, la répartition spectrale est gaussienne et les extrémités du spectre peuvent en pratique être négligées. Il en découle que le signal utile est, comne l'illustre la figure 3B, essentiellement contenu dans les 3/4 du canal autour de la fréquence centrale. Par consé- quent, contrairement au cas o la fréquence intermédiaire est choisie pour être nulle (figure 1), le canal utile u ne se super- pose ici pas à la bande de l'offset continu. L'offset continu pourra donc être filtré sans conséquence notable pour le canal utile. Le fait de tirer profit de la répartition gaussienne de l'information dans le canal utile sert également à minimiser l'effet du bruit basse fréquence et du bruit thermique. En effet, conmme l'illustre la figure 3B par la ligne en traits mixtes b, la majeure partie du signal utile du canal u se superpose à un bruit Iblanc (répartition spectrale homogène, partie horizontale de la caractéristique b en figure 3B), la plupart du bruit basse fré- quence étant, comme pour l'offset continu, hors de la partie importante de l'information du canal utile u. Le choix de la fréquence intermédiaire comme étant la demi-largeur d'un canal, soit la fréquence centrale du canal utile en bande de base permet, comme on le verra par la suite, de reporter le filtrage pour récupérer le signal en bande de base côté numérique tout en simplifiant ce traitement numérique. En effet, on voit déjà apparaître que les parasites liés à l'offset continu et au bruit en 1/f pourront être éliminés en les filtrant sur toute leur bande de fréquences, ce qui est considérablement plus simple qu'un algorithme variable utilisé dans le cas d'une conversion directe à fréquence intermédiaire nulle. Les sorties respectives des mélangeurs 4 et 5 sont envoyées sur des filtres passe-bas classiques suivis d'amplifica- teurs à contrôle automatique de gain. Par souci de simplifi- cation, les filtres passe-bas (LPF) et les amplificateurs à contrôle automatique de gain (AGC) ont été représentés ensemble à la figure 2 sous la forme de blocs 7',9 et 8',10. La fréquence de coupure des filtres passe-bas est, de manière idéale, choisie aux alentours de 200 kHz pour éliminer tous les canaux supérieurs au canal utile. En pratique, en raison de l'imperfection des fil- tres, cette fréquence de coupure sera de l'ordre de 500 kHz. Le filtrage final s'effectue côté numérique. Les voies I et Q sont ensuite converties en signaux numériques par des convertisseurs classiques 11, 12, par exemple, des convertisseurs delta-sigma (CAN). Côté numérique, on effectue une deuxième conversion de fréquence en utilisant, de façon clas- sique, un circuit 20 de traitement du signal comprenant un mélan- geur complexe associé à un oscillateur local 21 (OL) et à un déphaseur 22 pour délivrer la fréquence d'oscillation locale respectivement en phase et en quadrature de phase au mélangeur complexe. Selon la présente invention, la fréquence de l'oscilla- teur local 21 est égale à la fréquence intermédiaire de la pre- mière conversion, soit ici 100 kHz, de sorte que, après mélange, le canal de réception se retrouve en bande de base. Ainsi, tous les traitements numériques sont effectués en bande de base. Ainsi, seule la conversion analogique-numérique est effectuée en fréquence intermédiaire (ce qui permet de découpler l'offset continu du signal utile). Cela revient à numériser le signal avec un certain décalage de fréquence, puis à le ramener en bande de base de façon numérique afin de l'extraire ensuite par filtrage passe-bas. Ce filtrage est illustré à la figure 2 par deux blocs 23, 24, respectivement sur les voies I et Q, en sortie du circuit 20. On notera que, suite à la première conversion de fré- quence analogique (mélangeurs 4 et 5), le canal image i du canal utile u est superposé au canal (-1) de rang juste inférieur. En l'absence de la deuxième conversion numérique, ce canal précédent se replierait sur la fréquence de 100 kHz et polluerait le canal utile sans que l'on puisse le filtrer. Grâce à la conversion de fréquence numérique opérée par le circuit 20, ce canal précédent ainsi que le canal image i centré sur une fréquence de -100 kHz, se retrouvent, après mélange avec la fréquence de l'oscillateur local 21 à 100 kHz, centrés sur une fréquence de -200 kHz. Ainsi, il est possible de filtrer grâce aux filtres passe-bas 23, 24 dont les fréquences de coupure sont de l'ordre de -100 kHz à kHz pour ne conserver que le canal utile en bande de base. De façon plus générale et sans tenir compte de la deuxième conversion de fréquence, on peut dire que, pour une fré- quence intermédiaire de 100 kHz, lors de la première conversion de fréquence analogique, les canaux adjacents d'ordre +/-1 par rapport au canal utile sont centrés respectivement en -100 et en 300 kHz, et ceux d'ordre +/-2 par rapport au canal utile en -300 et en 500 kHz. Le canal 1 va générer un spectre parasite (image) en +100 kHz, soit en plein dans le canal utile. De même, le canal -2 en -300 kHz va générer un spectre parasite en +300 kHz proche du canal utile. Ces deux spectres parasites seront, après la deuxième conversion de fréquence, éloignés du canal utile et pourront ainsi être filtrés par le filtrage passe-bas. En effet, le canal -1 se retrouve centré sur la fréquence de -200 kHz et le canal -2 sur la fréquence de -400 kHz en sortie du circuit 20. Par consé- quent, même si ces spectres se replient (respectivement en +200 kHz et + 400 kHz), ils peuvent être filtrés par les filtres 23 et 24 qui ont une bande passante de -100 kHz à 100 kHz. De la même façon, le canal utile centré sur la fréquence de 100 kHz va géné- rer un spectre parasite en -100 kHz qui n'est pas directement gênant pour le canal utile car il se retrouvera en -200 kHz après la deuxième conversion. Ainsi, en choisissant une première conversion de fré- quence à fréquence intermédiaire centrée sur la fréquence médiane du canal utile, on peut, en mettant en oeuvre l'invention, élimi- ner les problèmes liés à l'offset continu et au bruit basse fré- quence, tout en proposant un circuit dont la plupart des éléments sont intégrables. L'architecture de réception radiofréquence décrite ci- dessus est, selon une caractéristique de l'invention, optimisée pour pallier à d'éventuelles dispersions technologiques des com- posants et, en particulier, à un déséquilibre entre les voies I et Q après la première conversion de fréquence. En effet, les mélangeurs 4, 5 et les filtres 7', 8' (figure 2), sont susceptibles de présenter des caractéristiques légèrement différentes d'une voie à l'autre. De telles différen- ces de caractéristiques peuvent introduire des erreurs de phase et de gain entre les voies I et Q. Ces erreurs de phase et de gain se traduisent, sur les spectres fréquentiels, par un chevau- chement complet (repliement) du canal image (i, figure 3B) et du canal utile u, ainsi que du canal (-1) précédent le canal utile. Un tel repliement du canal utile et du canal image n'est pas éli- miné par le filtrage et la conversion de fréquence côté numé- rique. Ainsi, selon la présente invention, on cherche à rendre l'erreur maximale possible de phase et de gain compatible avec le rapport porteuse/image, et avec la fréquence intermédiaire qui fixent le canal image et la réjection image voulue. Une première solution consisterait à adapter l'apparie- ment des filtres passe-bas des voies I et Q pour minimiser les erreurs. En effet, les écarts de phase et de gain existent en raison d'un désalignement des gabarits des filtres ou des ampli- ficateurs à contrôle automatique de gain, en raison des toléran- ces de fabrication. Cette solution est particulièrement délicate à mettre en oeuvre en pratique. Ainsi, la présente invention propose d'effectuer, côté numérique, une correction des variations de phase et de gain entre les voies I et Q, dues à la partie analogique. Un problème qui se pose en cas de déséquilibre entre les voies I et Q, est de savoir de quelle valeur compenser cha- cune des voies et à partir de quelle amplitude d'erreur. Un premier mode de réalisation non représenté de la présente invention est de faire varier la fréquence de l'oscilla- teur local (21, figure 2), côté numérique, pour compenser une variation de phase et de gain entre les voies I et Q. En désignant par AG l'erreur de gain entre les voies I et Q, par ALP l'erreur de phase entre les voies I et Q, par O la pulsation, et par t l'instant courant, le signal S(ot) qui, quand il est parfait, peut s'écrire sous la forme I(ot) + jQ(wt), devient: S' (ot) = I (ot) + jaQ(ût + A(), o a désigne l'erreur d'amplitude de la voie Q par rapport à la voie I. Selon le premier mode de réalisation de l'invention, on multiplie la voie Q du deuxième oscillateur local,c'est-à-dire la voie déphasée de 90 , par l'inverse de la différence de gain, et on déphase le résultat de l'erreur de phase multipliée par l'erreur de gain au carré. Cela revient, côté numérique, à multi- plier le signal S' (cot) par un signal de forme: cos(co2t) + jsin(o2t + AU2)/a, o o2 désigne la pulsation du deuxième oscillateur local. Avec une telle correction, on obtient une correction parfaite, en négligeant les termes de deuxième ordre. Ainsi, si on est capable de connaître l'erreur de phase et l'erreur de gain entre les voies I et Q. on peut effectuer une correction côté numérique qui compense ces erreurs. La figure 4 représente un deuxième mode de réalisation préféré de l'invention. Cette figure illustre, sous forme très schématique, l'architecture d'un récepteur selon ce mode de réa- lisation préféré. La partie analogique du récepteur est similaire à celle illustrée en relation avec la figure 2. La seule diffé- rence est que les erreurs de phase, respectivement p entre les voies I et Q et s entre les deux voies de l'oscillateur local 6', ont été modélisées par des blocs, respectivement 30 et 31. La * différence de gain AG entre les voies I et Q n'a pas été modéli- sée à la figure 4 par des blocs supplémentaires, mais on fera référence par la suite aux gains respectifs I et CQ des voies I et Q, liés aux gains des filtres passe-bas et des amplificateurs à contrôle automatique de gain. Partant de la solution exposée précédenmment, on cherche à déterminer les variations de phase et de gain liées à la partie analogique, en fonction de la fréquence pour déterminer, côté numérique, la fonction de transfert de correction à appliquer aux voies I et Q afin de compenser ces erreurs. Il est cependant dif- ficile de déterminer séparément ces deux grandeurs (A = $-p et AG). On doit en effet connaître une des deux grandeurs pour pou- voir déterminer l'autre. Les solutions connues pour résoudre des déterminations similaires utilisent des méthodes d'itération dont le nombre d'itérations fixe la précision de la détermination. Par exemple, on peut utiliser la bande image pour l'annuler de façon itérative par un réglage de correction côté numérique. L'inconvénient évi- dent d'une telle mesure itérative est qu'elle est gourmande en calcul et qu'elle reste approximative. Une caractéristique de l'invention est de proposer une nouvelle solution pour corriger, côté numérique, d'éventuelles dérives entre les voies I et Q liées à la partie analogique. Une caractéristique de cette solution est d'être non itérative. Selon ce mode de réalisation de la présente invention, on prévoit d'extraire, des voies I et Q numériques, deux gran- deurs de mesure particulières permettant de déterminer les diffé- rences de phase et de gain. Une première grandeur Mi correspond à la voie I déphasée de 90 à laquelle on soustrait la voie Q. Une deuxième grandeur M2 correspond à la voie I déphasée de 90 à laquelle on ajoute la voie Q. À la figure 4, l'obtention de ces deux grandeurs M1 et M2 a été illustrée, sous forme de schéma-bloc. En sortie du convertisseur analogique-numérique 11 de la voie I, on place un déphaseur 32 de 90 dont la sortie est envoyée sur les premières entrées respectives d'un soustracteur 33 et d'un sommateur 34. Les deuxièmes entrées respectives du sommateur 34 et du soustrac- teur 33 reçoivent, respectivement, le signal de sortie du conver- tisseur analogique-numérique 12 de la voie Q pour le soustracteur 33 délivrant la valeur M2 et d'un signe positif pour le sommateur 34 délivrant la valeur Ml. Les deux autres grandeurs qu'il est nécessaire de mesu- rer pour la mise en oeuvre de cette solution sont les amplitudes respectives des voies I et Q. Pour obtenir ces amplitudes, on prélève, par exemple, les signaux de sortie des convertisseurs analogique-numérique il et 12 auxquels on applique des transfor- mations de Fourier rapides (FFT) respectivement modélisées par des blocs 35 et 36 à la figure 4. Les blocs 35 et 36 délivrent alors les valeurs absolues respectives des signaux I et Q. À partir de ces quatre mesures, on peut déduire, selon l'invention, les variations de phase et de gain entre les voies I et Q. La variation de phase Ao peut s'écrire E-p et, à partir des mesures indiquées précédemment, cette différence de phase peut s'exprimer de la façon suivante: E- = 7-Arcos IM112 -IM21'2 s- = =-cos óO2(]M1|2 + IM212} 602, o CQ peut s'écrire de la façon suivante: =Q 2(lM1I2 + IM212) 1! 1+ I I IQI2 La différence de gain entre les voies I et Q peut s'écrire: AG =201lo kj3Q)' o PI correspond au gain analogique de la voie I et peut s'écrire: JMJ2- IM212 f3I = PQ cos(p - s Pour appliquer la correction côté numérique du récep- teur, il suffit donc, selon l'invention, d'appliquer une fonction de transfert de compensation aux signaux I et Q. De façon parti- culièrement simple, cette fonction de transfert correspond, avec les modélisations prises en relation avec la figure 4, à appli- quer au signal I un déphasage de -A (p-e), symbolisé par un bloc 37, et à appliquer aux deux voies I et Q le gain respectif (CQ, fI) de l'autre voie. Ces compensations de gain ont été symboli- sées à la figure 4 par des blocs 38 et 39, respectivement sur les voies I et Q. En effet, en posant, pour les signaux I et Q juste avant la conversion analogique-numérique des convertisseurs 11 et 12: I= (e- J(tej - eioJteij), et Q=Q (eiote-is + e-iJteiJ), on peut alors écrire, pour I'=I déphasé de 90 , les relations suivantes qui, selon l'invention, sont choisies pour constituer les valeurs Ml et M2: M2=I1-Q 1 =i + rQ2 - 24IfQ cos(p - s) et _ JpI2 + pQ2 Ml2=I'+Ql =+ + 2fI3Q cos(p -) En posant: K1 = M22 + M12 = 1 (I2 + óQ2) et K2 = M12 - M22 = -IPQ cos(p - s), on peut alors écrire: K2 S- q =7 -z Arcos[ 2 _Q2K1 _ Q avec Y =IIiQ, et CQ = 1. On notera qu'à titre de variante, cette compensation de gain peut être effectuée en multipliant l'une des voies par le rapport entre les gains fQ/6I ou l'inverse. Par exemple, on ne touche pas à la voie I et on multiplie la voie Q par le rapport I/ Q. En sortie du réseau de compensation décrit ci-dessus, les voies I et Q sont envoyées dans un mélangeur complexe 20 associé à des filtres passe-bas (non représentés en figure 4). Le mélangeur complexe est, par exemple, constitué de quatre mélangeurs 40, 41, 42, 43. Un premier mélangeur 40 reçoit la voie I et le signal fréquentiel non déphasé fourni par l'os- cillateur local 21. Par souci de simplification, l'oscillateur local 21 et le déphaseur 22 de la figure 2 ont été représentés par un seul élément à la figure 4. Un deuxième mélangeur 41 reçoit la voie I et le signal fréquentiel de l'oscillateur local 21 déphasé de 90 . Un troisième mélangeur 42 reçoit la voie Q et le signal fréquentiel de l'oscillateur local 21 déphasé de 900. Un quatrième mélangeur 43 reçoit la voie Q et le signal fréquen- tiel de l'oscillateur 21 non déphasé. La sortie du mélangeur 40 est envoyée à un additionneur 44 recevant, sur une deuxième entrée, la sortie du mélangeur 42 affectée du signe négatif. La sortie de l'additionneur 44 est envoyée sur le filtre passe-bas 231 (figure 2). La sortie du mélangeur 43 est envoyél sur un addi- tionneur 45 recevant, sur une deuxième entrée, la sortie du mélangeur 41. La sortie de l'additionneur 45 est envoyée sur le filtre passe-bas 24 (figure 2). Le fonctionnement d'un mélangeur complexe tel que décrit ci-dessus est parfaitement classique. On pourra, par exem- ple, se référer à l'article "A single-chip 900 MHz CMOS receiver frontend with a high performance low IF topology", paru dans IEEE le 12 décembre 1995 (volume 30, N 12, pages 1483 à 1492). Un avantage de la présente invention est qu'elle ne nécessite aucune itération pour déterminer les erreurs de phase et de gain permettant de compenser, côté numérique, les dérives de la partie analogique. Un autre avantage de la présente invention, selon le mode de réalisation illustré par la figure 4 est qu'elle ne com- porte aucune approximation dans le calcul et conduit donc à une valeur nettement plus précise qu'en cas de mesure itérative. Toutefois, les convertisseurs analogique-numérique ainsi que les transformées de Fourier rapides pouvant engendrer des erreurs de quantification, on préférera effectuer plusieurs mesures dans le canal utile pour des fréquences différentes, bien qu'en théorie, une mesure pour une seule fréquence soit suffi- sante. Le nombre de mesures effectuées dans le canal utile dépend de la précision voulue pour la fonction de transfert de correc- tion côté numérique. On notera que la présente invention ne met en oeuvre que des mesures d'amplitude et des comparaisons de mesure d'am- plitude entre les voies I et Q pour extraire les quatre valeurs Mi, M2, III et IQI nécessaires au calcul de la compensation en phase et en amplitude. Bien entendu, la présente invention est susceptible de diverses variantes et modifications qui apparaîtront à l'homme de l'art. En particulier, la réalisation pratique d'un récepteur respectant l'architecture de la présente invention est à la por- tée de l'homme du métier à partir des indications fonctionnelles données ci-dessus. À cet égard, on notera que bien que l'on ait fait référence dans la description qui précède à un vocabulaire qui correspond plus à une technologie analogique qu'à une techno- logie numérique, la mise en oeuvre de la présente invention s'ef- fectuera, pour tout ce qui concerne la compensation en variation de phase et de gain, par des moyens numériques. Les différentes parties ayant recours à des circuits analogiques et des circuits numériques étant parfaitement identifiées dans la description qui précède indépendamment du vocabulaire utilisé. En outre, bien que l'on ait fait référence dans la des- cription qui précède plus particulièrement à une application à la radiotéléphonie selon les protocoles GSM et DCS, la présente invention s'applique à tout système de réception radiofréquence dans lequel le récepteur doit isoler un canal utile d'une plura- lité de canaux d'une bande de fréquences de réception, et dans lequel la modulation utilise l'information de phase. REVENDICATIONS 1. Récepteur à conversion de fréquence à basse fré- quence intermédiaire comprenant: un premier mélangeur analogique (4) d'un signal reçu (V3) avec un signal issu d'un oscillateur local (6') à une pre- mière fréquence de conversion, la sortie du premier mélangeur définissant une première voie (I) destinée à faire l'objet d'une conversion analogique-numérique (11); et un deuxième mélangeur analogique (5) dudit signal entrant avec le signal issu de l'oscillateur local déphasé de 90 0, la sortie du deuxième mélangeur définissant une deuxième voie (Q) destinée à faire l'objet d'une conversion analogique- numérique (12), caractérisé en ce qu'il comporte, côté numérique, des moyens (32, 33, 34, 35, 36) pour détecter une éventuelle diffé- rence de phase (A+) et une éventuelle différence de gain (AG) entre les signaux des deux voies (I, Q), et en ce que ladite pre- mière fréquence de conversion correspond à la fréquence centrale du canal reçu, majorée de la moitié de la bande de fréquences du canal. 2. Récepteur selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comporte, côté numérique: un premier moyen (33) pour extraire une première valeur mesurée (M2) correspondant à l'amplitude de la première voie (I) déphasée de 90 et minorée de l'amplitude de la deuxième voie (Q); un deuxième moyen pour extraire une deuxième valeur (Ml) correspondant à l'amplitude de la première voie (I) déphasée de 90 et majorée de l'amplitude de la deuxième voie (Q); et des moyens (35, 36) pour mesurer les amplitudes respec- tives des deux voies. 3. Récepteur selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'il comporte, côté numérique, des moyens pour appliquer, à au moins l'une des voies, une compensation basée sur les valeurs précédemment calculées. 4. Procédé de réception de signaux radiofréquence du type comprenant: une première conversion de fréquence analogique effec- tuée sur le signal reçu, délivrant deux voies (I, Q) analogiques respectivement en phase et en quadrature de phase; et une deuxième conversion de fréquence effectuée, après numérisation de signaux (I, Q) issus de la première conversion de fréquence, caractérisé en ce qu'il consiste, côté numérique, à effectuer une compensation d'éventuelles dérives de phase et/ou de gain entre les deux voies (I, Q) analogiques. 5. Procédé selon la revendication 4, caractérisé en ce que ladite compensation s'effectue de façon non-itérative. 6. Procédé selon la revendication 5, caractérisé en ce qu'il consiste à extraire des deux voies numériques (I, Q): l'amplitude de chacune des voies; une première valeur de mesure (M2) correspondant à l'amplitude d'une première voie (I) déphasée de 90 et minorée de l'amplitude de la deuxième voie (Q); et une deuxième valeur de mesure (Mi) correspondant à l'amplitude de la première voie (I) déphasée de 90 et majorée de l'amplitude de la deuxième voie (Q). 7. Procédé de réception selon l'une quelconque des revendications 4 à 6, caractérisé en ce qu'il consiste à choisir, comme fréquence intermédiaire de la première conversion de fré- quence analogique, la fréquence médiane de la bande utile du canal reçu. 8. Procédé de réception selon la revendication 7, caractérisé en ce que la deuxième conversion de fréquence s'ef- fectue à fréquence intermédiaire nulle.