Brevet FR2774539A1 — publié le 19990806

ARRIÈRE-PLAN DE L'INVENTION Domaine de l'invention La présente invention concerne un discriminateur de fréquence dans un système de modulation d'amplitude en quadrature multiple (QAM) permettant de détecter une différence entre une fréquence de porteuse pour un signal reçu et une fréquence de porteuse de référence en vue d'une utilisation lors d'une démodulation ainsi qu'un détecteur d'angle de phase, prévu dans le discriminateur de fréquence, pour détecter un angle de phase d'un signal reçu sur un plan de phase et plus particulièrement, un détecteur d'angle de phase présentant une structure simple qui permet de détecter la direction et le degré de l'angle de phase d'un signal reçu ainsi qu'un discriminateur de fréquence qui utilise un tel détecteur d'angle de phase. Art antérieur En tant que conséquence de discussions récentes concemant l'utilisation de canaux à multiples éléments numériques pour la télévision câblée, I'utilisation de systèmes QAM 16 et QAM 256 à cette fin est devenue classique. Dans le système de modulation d'amplitude en quadrature multiple, 2" types de signes correspondent à 2" points de signal, et une information de signe disponible au niveau d'un point de signal est émise en utilisant un signal de canal I (ci-après appelé simplement signal I) qui correspond à la valeur numérique réelle du point de signal et un signal de canal Q (ci-après appelé simplement signal Q) qui correspond à un nombre imaginaire. Le signal I et le signal Q sont multipliés par des signaux de porteuse dont les phases sont décalées ou déphasées de 90" et les signaux ainsi obtenus sont additionnés ensemble. Le signal résultant est émis après que sa fréquence a été augmentée jusqu'à une fréquence de porteuse requise pour l'émission. Sur le côté de réception, le signal reçu est converti par abaissement selon un débit des symboles et le signal résultant est multiplié par un signal de porteuse de référence dont la phase est décalée ou déphasée de 90" afin de démoduler le signal I et le signal Q dans une bande de base. Puisque, sur le côté de réception, un oscillateur permettant de générer un signal de porteuse de référence fluctue du fait de variations de fabrication ou en tant que résultat de l'écoulement du temps, un circuit de reproduction de porteuse appelé circuit de restauration de porteuse est prévu dans un récepteur afin de générer un signal de référence de porteuse qui présente la même fréquence que celle d'un signal de porteuse sur le côté d'émission. Le circuit de restauration de porteuse capture également la fréquence d'un signal de porteuse de référence afin d'éliminer la différence entre la phase d'un signal reçu au point de signal et la phase du signal au point de signal original. Cependant, dans le système de modulation d'amplitude en quadrature multiple, puisque les intervalles selon lesquels les points de signal sont positionnés dans l'espace sont faibles, la plage de capture pour un circuit de boucle à verrouillage de phase (PLL) dans le circuit de restauration de porteuse est également faible, et la restauration d'une fréquence de référence précise est requise à l'instant de la démodulation. Un discriminateur de fréquence permettant de détecter la différence entre la fréquence de porteuse d'un signal reçu et une fréquence de porteuse de référence est utilisé en tant que moyen permettant d'élargir la plage de capture du circuit de restauration de porteuse. Une différence de fréquence obtenue est utilisée en tant que référence de commande pour le circuit de restauration de porteuse et une détection d'une différence de fréquence sur une plage plus large est rendue possible. La figure 1 est un schéma qui représente un agencement présenté à titre d'exemple de points de signal sur le plan de phase pour le système QAM 64. Comme représenté sur la figure 1, 64 points de signal (des points noirs) sont situés sur le plan de phase qui est constitué par un côté d'axe de canal I réel et par un côté d'axe de canal Q imaginaire. Une chaîne de signes de 6 bits est allouée pour ces 64 points de signal. Les coordonnées suivant l'axe I et l'axe Q correspondant à un point de signal alloué sont transmises en tant que signal I et en tant que signal Q. Lorsque la fréquence de la porteuse de référence sur le côté de réception est décalée par rapport à la fréquence de porteuse du signal reçu, un point de signal démodulé est toumé dans le sens des aiguilles d'une montre ou dans le sens inverse des aiguilles d'une montre. Lorsque, par exemple, une fréquence de porteuse Fin d'un signal reçu est supérieure à une fréquence de porteuse de référence Flo pour la démodulation, un point de signal démodulé séquentiellement est tourné dans le sens inverse des aiguilles d'une montre depuis un point de signal PI jusqu'à un point de signal P2 par exemple. Par conséquent, une différence Af entre les deux fréquences de porteuse peut être acquise en détectant l'angle de phase entre les points de signal séquentiels. Lorsque les deux fréquences de porteuse Fin et Flo se correspondent, un point de signal n'est pas déplacé. La figure 2 est un schéma qui représente un discriminateur de fréquence classique. Sur la figure 2, une entrée sur une borne d'entrée de canal I et une entrée sur une borne d'entrée de canal Q sont respectivement un signal I et un signal Q, lesquels signaux sont obtenus en multipliant un signal reçu par des signaux de porteuse de référence de démodulation, pour un canal I et un canal Q, dont les phases sont déphasées de 90 . Un détecteur d'angle de phase 10 calcule tan-' (Q/I) en utilisant le signal I et le signal Q afin d'obtenir une phase th1 pour un point de signal démodulé. Un détecteur de différence de phase 14 calcule une différence de phase dth pour des points de signal démodulés séquentiellement. Le détecteur de différence de phase 14 comprend : une bascule bistable de retard 15 permettant de retarder la phase th1 pour le point de signal (0 sur la figure 1) en utilisant une horloge de référence de démodulation ; un additionneur 16 permettant de calculer une différence entre les phases th1 et th2 pour les points de signal séquentiels; et un convertisseur 17 permettant de calculer une différence de phase absolue dth en utilisant la sortie th2thl de l'additionneur 16. Le discriminateur de fréquence inclut en outre un détecteur d'amplitude 12 permettant d'acquérir une amplitude dl pour un point de signal démodulé à partir du signal I et du signal Q et un détecteur de point de signal 18 permettant de détecter un événement lorsque des points de signal à l'extérieur d'un cercle de masque S représenté sur la figure 1 sont démodulés séquentiellement. Le détecteur d'amplitude 12 réalise une opération arithmétique (12 + Q2)1l2 afin d'obtenir l'amplitude dl pour le point de signal et un comparateur 19 compare l'amplitude dl avec le rayon Im du cercle de masque S. Lorsque dl > Im, une sortie d2 passe au niveau H (haut) et lorsque des points de signal à l'extérieur du cercle de masque S sont reçus séquentiellement, une sortie D4 est augmentée jusqu'au niveau H par la bascule bistable de retard 20 et par une porte ET 21. En réponse à un signal de détection d4, un circuit d'intégration complète 22 accumule la différence de phase dth. Le circuit d'intégration complète 22 inclut un additionneur 23 et une bascule bistable 24 pour verrouiller la sortie de l'additionneur 23 lorsque le signal de détection d4 est au niveau H. Comme décrit ci-avant, lorsque des points de signal à l'extérieur du cercle de masque S sont détectés séquentiellement, le discriminateur de fréquence classique calcule des différences de phase entre les points de signal séquentiels et les additionne ensemble. Puisque le point de signal est déplacé dans le sens inverse des aiguilles d'une montre ou dans le sens des aiguilles d'une montre conformément à la différence entre la fréquence de porteuse d'un signal reçu et une fréquence de porteuse de référence, la différence de fréquence peut être calculée en utilisant la somme des différences de phase dth et peut être émise en sortie, en incluant sa direction de décalage, sur la borne de sortie OUT. Cependant, afin de constituer le discriminateur de fréquence de la figure 2 en utilisant un circuit logique classique, le détecteur d'angle de phase 10, qui calcule l'angle de phase pour un point de signal sur le plan de phase, a besoin d'un circuit d'opération arithmétique pour réaliser le calcul pour tan~'(Q/I). Un circuit logique permettant de réaliser un tel calcul compliqué tel que celui requis pour tan-' (Q/I) est de dimension importante et par conséquent, il ne convient pas pour une intégration. Même lorsqu'une table de consultation est utilisée pour les résultats de calcul en lieu et place du circuit d'opération compliqué, un coût important des puces est requis pour la table et le problème n'est toujours pas résolu. RÉSUMÉ DE L'INVENTION Par conséquent, un objet de la présente invention consiste à proposer un détecteur d'angle de phase présentant une structure simple qui permette d'acquérir un angle de phase pour un point de signal sur le plan de phase. Un autre objet de la présente invention consiste à proposer un discriminateur de fréquence présentant une dimension de circuit faible en utilisant un détecteur d'angle de phase présentant une structure simple, qui permette d'acquérir un angle de phase pour un point de signal sur le plan de phase. Afin d'atteindre les objets mentionnés ci-avant, selon la présente invention et conformément aux premier à quatrième quadrants sur le plan de phase pour des points de signal, un détecteur d'angle de phase convertit un signal de canal I ou un signal de canal Q obtenu par un démodulateur en utilisant des expressions opératoires établies individuellement de manière à corréler l'angle (angle de phase) pour un point de signal sur le plan de phase avec une coordonnée monodimensionnelle prédéterminée. Plus spécifiquement, I'angle de phase qui s'étend depuis un point de frontière dans un quadrant arbitraire sur le plan de phase jusqu'à une position de frontière déphasée de 360" est alloué pour une coordonnée monodimensionnelle spécifique. La valeur de coordonnée concemant la coordonnée monodimensionnelle est calculée en utilisant l'expression opératoire qui est établie conformément aux premier à quatrième quadrants du point de signal qui est détecté en utilisant le signal de canal I et le signal de canal Q. II peut s'agir d'une expression arbitraire; cependant, une expression opératoire aussi simple que possible est sélectionnée de telle sorte que le calcul puisse être réalisé au moyen d'un circuit aussi simple que possible. Le fait de déterminer si le point de signal est dans le premier, le deuxième, le troisième ou le quatrième quadrant peut être aisément détecté en utilisant une combinaison des bits de poids le plus fort du signal de canal I et du signal de canal Q. Quatre sorties du circuit d'opération de type 4 sont sélectionnées au maximum conformément aux résultats de détection et la valeur d'angle de phase allouée pour la coordonnée monodimensionnelle est générée. Comme il apparaîtra au cours de la description des modes de réalisation préférés qui sera présentée ultérieurement, lorsqu'un circuit d'opération simplifié est utilisé, le discriminateur de fréquence qui utilise le détecteur d'angle de phase peut au moins déterminer l'étendue et le sens (le sens positif ou le sens négatif) de la différence de fréquence bien que la valeur d'angle de phase convertie pour la coordonnée monodimensionnelle ne soit pas toujours linéaire. Bien qu'il utilise l'étendue et le sens de la différence de fréquence détectée en tant que références, le circuit de restauration de porteuse peut détecter sur une large plage la différence de phase entre le signal de porteuse reçu et le signal de porteuse de référence de démodulation. En outre, le signal de porteuse locale pour le circuit de PLL qui constitue le circuit de restauration de porteuse peut être capturé en utilisant la différence de phase. Afin d'atteindre les objets décrits ci-avant, conformément à la présente invention, un détecteur d'angle de phase qui détecte un angle de phase sur un plan de phase pour un point de signal spécifié au moyen d'un signal de canal I et d'un signal de canal Q comprend une section de détection de quadrant pour, en réponse au signal de canal I et/ou au signal de canal Q, détecter un quadrant sur le plan de phase pour le point de signal et pour générer un signal de détection de quadrant ; et une section de calcul d'angle de phase pour réaliser un calcul en utilisant le signal pris parmi le signal de canal I et le signal de canal Q qui correspond au signal de détection de quadrant afin de convertir l'angle de phase sur le plan de phase selon un angle de phase pour une coordonnée monod imensionnelle prédéterminée. En outre, selon la présente invention, afin d'atteindre les objets mentionnées ci-avant, un discriminateur de fréquence permettant de détecter une différence de fréquence entre une porteuse de modulation d'amplitude en quadrature et une porteuse de référence de démodulation comprend: un détecteur d'angle de phase incluant: une section de détection de quadrant pour, en réponse au signal de canal I et/ou au signal de canal Q, détecter un quadrant sur le plan de phase pour le point de signal et pour générer un signal de détection de quadrant; et une section de calcul d'angle de phase pour réaliser un calcul en utilisant le signal de canal I ou le signal de canal Q qui correspond au signal de détection de quadrant afin de convertir l'angle de phase sur le plan de phase selon un angle de phase pour une coordonnée monodimensionnelle prédéterminée; et un circuit d'intégration pour recevoir l'angle de phase pour la coordonnée monodimensionnelle, qui est obtenu au moyen du détecteur d'angle de phase et pour, lorsque des points de signal à l'extérieur d'un cercle de masque prédéterminé S sont démodulés séquentiellement, accumuler une différence d'angle de phase entre les points de signal. L'invention propose enfin un support d'information d'enregistrement lisible par ordinateur sur lequel des données de circuit sont stockées afin de construire un détecteur d'angle de phase selon l'invention. BRÈVE DESCRIPTION DES DESSINS La figure 1 est un schéma qui représente un agencement présenté à titre d'exemple de points de signal sur un plan de phase pour un système QAM 64; la figure 2 est un schéma qui représente un discriminateur de fréquence classique; la figure 3 est un schéma qui représente un modulateur du système QAM multiple; la figure 4 est un schéma qui représente un démodulateur du système QAM multiple; la figure 5 est un schéma permettant d'expliquer un principe présenté à titre d'exemple permettant de détecter un angle de phase selon la présente invention; la figure 6 est un schéma de circuit qui représente un discriminateur de fréquence selon un premier mode de réalisation qui utilise le principe de la figure 5; la figure 7 est un schéma qui représente une autre relation présentée à titre d'exemple entre un angle de phase et une coordonnée monodimensionnelle e lorsqu'un signal de canal i est utilisé la figure 8 est un schéma qui représente une relation présentée à titre d'exemple supplémentaire entre un angle de phase et une coordonnée monodimensionnelle Oi lorsqu'un signal de canal I est utilisé; la figure 9 est une table qui représente des expressions de conversion pour un angle de phase et une coordonnée monodimensionnelle Oi lorsqu'un signal de canal I est utilisé les figures 1 OA à 1 OC sont des schémas de circuit qui représentent d'autres détecteurs de phase; la figure 11 est un schéma qui représente le principe de la détection d'un angle de phase selon la présente invention; la figure 12 est un schéma de circuit qui représente un discriminateur de fréquence selon un second mode de réalisation de la présente invention pour lequel le principe représenté sur la figure 11 est utilisé; la figure 13 est un schéma qui représente le principe pour la détection d'un angle de phase lorsqu'un signal de canal Q est utilisé la figure 14 est une table qui représente des expressions de conversion pour un angle de phase et une coordonnée monodimensionnelle Oq lorsqu'un signal de canal Q est utilisé; la figure 15 est un schéma de circuit qui représente un discriminateur de fréquence selon un troisième mode de réalisation de la présente invention; et la figure 16 est un schéma permettant d'expliquer comment un discriminateur de fréquence selon les modes de réalisation de la présente invention est incorporé dans un circuit intégré à grande échelle d'intégration (LSI) système. DESCRIPTION DÉTAILLÉE DES MODES DE RÉALISATION PRÉFÉRÉS Les modes de réalisation préférés de la présente invention seront maintenant décrits par report aux dessins annexés. La plage technique de la présente invention n'est cependant pas limitée à ces modes de réalisation. [Système de modulation d'amplitude en quadrature (QAM) multiple] Le système de modulation d'amplitude en quadrature multiple sera décrit avant qu'un détecteur d'angle de phase selon les modes de réalisation préférés de la présente invention ne soit expliqué. La figure 3 est un schéma qui représente un modulateur du système QAM multiple. Un signal transportant une information de transmission Din est cartographié selon un signal I et un signal Q par un circuit de cartographie 30. Si l'on suppose que le signal Din inclut six chaînes de six bits, 26 (= 64) signaux de chaîne de bits différents sont cartographiés selon des points de signal comme représenté sur la figure 1. Plus spécifiquement, le circuit de cartographie 30 est un convertisseur série/parallèle qui assigne les trois premières chaînes de six bits à un signal I de trois bits et les trois dernières chaînes de six bits à un signal Q de trois bits. En tant que résultat, 64 signaux de chaîne de bits différents sont codés pour 64 points de signal. Le signal I et le signal Q passent respectivement au travers de filtres de Nyquist de base 32 et 33 qui sont des filtres passe-bas et sont multipliés par des multiplicateurs 34 et 35 qui utilisent des signaux de porteuse de référence qui présentent une seconde fréquence de référence Flo2 et dont les phases sont déphasées de 90". Les signaux résultants sont additionnés ensemble par un additionneur 37. Un signal numérique obtenu S10 est converti par un convertisseur numériqueanalogique (N-A) selon un signal analogique S12 qui est synchronisé avec une horloge CLK. Pour finir, le signal analogique S12 est multiplié par un multiplicateur 39 avec un signal de porteuse de référence présentant une première fréquence de référence Flol, et un signal de transmission haute fréquence RF présentant une fréquence de porteuse Fout est transmis. Par conséquent, la fréquence de porteuse vaut Fout = Flol et Flo2. La figure 4 est un schéma qui représente un démodulateur du système QAM multiple. Un signal haute fréquence reçu RF sélectionné par un tuner (non représenté) traverse un filtre passe-bande 40 et est multiplié par un multiplicateur 42 avec un premier signal de porteuse de référence présentant une première fréquence de référence de démodulation Flo1. En tant que résultat, le signal RF est converti par abaissement selon un débit de symboles. Le signal ainsi obtenu est passé au travers d'un filtre passe-bas 44 et est échantillonné par un convertisseur A-N 46 en synchronisation avec une horloge de référence CLK afin d'obtenir un signal numérique S20. Le signal S20 qui inclut un signal I et un signal Q est multiplié par des multiplicateurs 48 et 50 avec des seconds signaux de porteuse de référence présentant une seconde fréquence de porteuse de référence Flo2 dont les phases ont été déphasées de 90" de telle sorte que le signal S20 est séparé selon un signal I et un signal Q dans une bande de base. Le démodulateur inclut également un déphaseur de 90" 52. Le signal I et le signal Q obtenus traversent respectivement des filtres de Nyquist de base 54 et 56 qui sont des filtres passe-bas. Puis les distributions de fréquence pour le signal I et le signal Q qui sont distordus du fait de la propriété de fréquence d'un support de transmission sont rendues égales par un égaliseur de forme d'onde 58. Un circuit de reproduction d'horloge 60 reproduit une horloge de référence CLK qui est synchronisée avec l'horloge d'un signal de transmission. Le premier signal de porteuse de référence Flol qui doit être entré sur le multiplicateur 42 qui est un convertisseur de réduction pour un démodulateur de côté de réception est généré par un oscillateur local 43. L'oscillateur local 43 est dans un état de roue libre et la fréquence d'oscillateur Flol fluctue du fait de variations de fabrication et de l'écoulement du temps. Par conséquent, puisque la fréquence de porteuse du signal S20 converti par abaissement par le convertisseur de réduction est également modifiée, le second signal de porteuse de référence Flo2 présentant une fréquence de suivi en conséquence doit être généré et par conséquent, le démodulateur a besoin d'un circuit de restauration de porteuse. Le circuit de restauration de porteuse constitue un circuit de PLL qui comprend: un détecteur de différence de phase 62 permettant de détecter une différence de phase A6 entre des points de signal séquentiels en utilisant un signal I et un signal Q; un filtre de boucle 64; un oscillateur commandé en tension 66 permettant de générer une porteuse de référence présentant une fréquence Flo2 correspondant à la différence de phase AO; et des multiplicateurs 48 et 50. En outre, afin d'étendre la plage de capture du circuit de PLL, un discriminateur de fréquence 68 est prévu pour détecter une différence de fréquence Af entre une fréquence de porteuse Fin d'un signal reçu RF et une fréquence de porteuse de référence de démodulation Flol + Flo2. En utilisant la différence de fréquence Af détectée par le discriminateur de fréquence 68 en tant que référence, le détecteur de différence de phase 62 peut détecter la différence de phase AO sur une plage plus large (une plage supérieure à celle de la longueur d'onde). Le discriminateur de fréquence 68 est un composant rapporté à la présente invention. [Principe d'un détecteur d'angle de phase et sa structure de circuit] Le détecteur d'angle de phase prévu pour le discriminateur de fréquence selon ce mode de réalisation ne réalise pas le calcul compliqué tan'' (Q/I) comme réalisé de façon classique mais en lieu et place, il utilise le signal I et le signal Q pour détecter un quadrant pour un point de signal et il convertit l'angle de phase dans une plage de 360" selon une coordonnée monodimensionnelle prédéterminée conformément à une expression simple établie pour chaque quadrant. La figure 5 est un schéma permettant d'expliquer le principe pour la détection d'un angle de phase selon ce mode de réalisation. Sur la figure 5, un angle de phase est converti selon une coordonnée monodimensionnelle Oi conformément à une expression simple qui est établie pour chaque quadrant détecté et qui utilise une valeur de signal I. Selon l'exemple de la figure 5, des angles de phase de -180" à +1800 pour des points de signal 51 à S5 sont convertis selon des coordonnées monodimensionnelles -21m à +21m. Les points de signal S1 à S5 sont identiques et sont tournés conformément à la différence de fréquence décrite ci-avant. Les points de signal S1 à S5 sont par conséquent positionnés le long d'un cercle SP qui présente un rayon de 1m. Sur la figure 5, le point B étant considéré en tant que point de début, on suppose que 0 à +1800 est un angle de phase dans le sens inverse des aiguilles d'une montre et que 0 à -180" est un angle de phase dans le sens des aiguilles d'une montre. Lorsqu'un point de signal est situé dans le deuxième quadrant, lorsque l'angle de phase est augmenté de 0 à +90 (depuis le point B jusqu'au point C), la valeur I au point de signal est réduite de 0 à -1m. Par conséquent, lorsque l'expression qui correspond au deuxième quadrant est établie à -i, I'angle de phase de 0 à 90" pour la coordonnée monodimensionnelle Oi (= -i) peut correspondre à 0 à +1 m. Sur la figure 5, un point de signal S3 est situé dans le deuxième quadrant et sa valeur I i3 peut correspondre à S3 pour la coordonnée monodimensionnelle Gi telle que Gi = -i3. En outre, lorsqu'un point de signal est situé dans le troisième quadrant, la valeur I du point de signal est augmentée de -1m à 0 lorsque l'angle de phase est augmenté de +90 à +1800 (du point C au point D). Par conséquent, lorsque l'expression qui correspond au troisième quadrant est établie à 21m + i, I'angle de phase +90 à +1800 pour la coordonnée monodimensionnelle Gi (= 21m + i) peut correspondre à +1m à +21m. Sur la figure 5, le point de signal S4 est situé dans le troisième quadrant et sa valeur I i4 ( De façon similaire, lorsqu'un point de signal est situé dans le premier quadrant, la valeur I du point de signal est augmentée de 0 à +1m lorsque l'angle de phase est diminué de 0 à -90" (du point B au point A). Par conséquent, lorsque l'expression qui correspond au premier quadrant est établie à -i, I'angle de phase 0 à -90" peut correspondre à 0 à -îm pour la coordonnée monodimensionnelle Gi (= i). Sur la figure 5, des points de signal S1 et S2 sont situés dans le premier quadrant et leurs valeurs li1 i2 correspondent à S1 et S2 pour la coordonnée monodimensionnelle Gi telle que Gi = -i1 et -i2. En outre, lorsqu'un point de signal est situé dans le quatrième quadrant, la valeur I du point de signal est réduite de +1m à 0 lorsque l'angle de phase est réduit de -90" à -180" (du point A au point D). Par conséquent, lorsque l'expression qui correspond au quatrième quadrant est établie à -21m + i, I'angle de phase de -90 à -180 peut correspondre à -1m à -21m pour la coordonnée monodimensionnelle Gi (= -21m + i). Sur la figure 5, le point de signal S5 est situé dans le quatrième quadrant et sa valeur I i5 correspond à S5 pour la coordonnée monodimensionnelle Gi telle que Gi = -21m + i5. Comme décrit ci-avant, dans l'exemple de la figure 5, I'angle de phase qui s'inscrit dans la plage qui va de -180" à +1800 au point B est converti selon la coordonnée monodimensionnelle Gi pour -21m à + 21m. L'expression de conversion est l'expression simple présentée ciavant qui est établie conformément aux premier à quatrième quadrants. premier quadrant: -i deuxième quadrant -i troisième quadrant 21m + i quatrième quadrant -21m + i Le quadrant dans lequel un point de signal est positionné peut être aisément détecté à partir des signes de la valeur I et de la valeur Q pour les points de signal. Lorsque les valeurs numériques I et Q sont représentées par un complément à deux, un quadrant dans lequel le point de signal est situé peut être aisément détecté en utilisant une combinaison des bits de poids le plus fort. La combinaison des bits de poids le plus fort lorsqu'un complément à deux est affiché est comme suit: premier quadrant: I, Q = 0, 0 deuxième quadrant I, Q = 1, 0 troisième quadrant I, Q = 1,1 quatrième quadrant I, Q = 0, 1 Par conséquent, le quadrant dans lequel le point de signal est situé peut être acquis simplement en décodant les bits de poids le plus fort du signal I et du signal Q. La figure 6 est un schéma de circuit qui représente un discriminateur de fréquence selon un premier mode de réalisation qui utilise le principe représenté sur la figure 5. Sur la figure 6, les mêmes index de référence que ceux utilisés pour le circuit de la figure 2 sont également utilisés pour représenter des composants se correspondant ou identiques. Comme représenté sur la figure 4, un signal I et un signal Q sont des signaux numériques présentant un nombre prédéterminé de bits et lorsqu'il y a 64 points de signal, les signaux I et Q sont chacun des signaux numériques de 3 bits. Un détecteur d'angle de phase 10 comprend un dispositif de détermination de quadrant 101, un multiplicateur 102, des additionneurs 103 et 104 et un sélecteur 105. Comme préalablement mentionné, le détecteur de quadrant 101 utilise une combinaison des bits de poids le plus fort du signal I et du signal Q afin de détecter le quadrant dans lequel un point de signal est situé. Conformément aux résultats de la détection, le détecteur de quadrant 101 émet en sortie au niveau d'une borne de sortie nl I'un de trois signaux de sélection: un signal de sélection pour le premier ou le deuxième quadrant, un signal de sélection pour le troisième quadrant et un signal de sélection pour le quatrième quadrant. Le signal de sélection n1 est appliqué sur le sélecteur 105. Le multiplicateur 102 multiplie la valeur i du signal I par une entrée de référence -1 et émet en sortie le résultat Gi = -i au niveau d'un noeud n2. L'additionneur 103 additionne la valeur i du signal I à une entrée de référence 21m et émet en sortie Gi = 21m + i au niveau d'un noeud n3. De façon similaire, l'additionneur 104 additionne la valeur i du signal I à une entrée de référence -21m et émet en sortie Gi = -21m + i au niveau d'un noeud n4. L'un des noeuds n2, n3 et n4 est sélectionné par le sélecteur 105 conformément au signal de sélection de quadrant n1 et est connecté à un noeud n5. Comme décrit ci-avant, lorsque le point de signal est positionné dans le premier ou le deuxième quadrant, le noeud n2 est sélectionné par le sélecteur 105; lorsque le point de signal est positionné dans le troisième quadrant, le noeud n3 est sélectionné par le sélecteur 105; et lorsque le point de signal est positionné dans le quatrième quadrant, le noeud n4 est sélectionné par le sélecteur 105. En tant que résultat, la valeur de coordonnée monodimensionnelle Gi obtenue par la conversion de l'angle de phase est générée au niveau du noeud n5. En d'autres termes, le détecteur d'angle de phase 10 génère la valeur Gi obtenue lorsque l'angle de phase est cartographié sur la coordonnée monodimensionnelle. Un détecteur de différence de phase 14 calcule une différence de phase ##i entre des points de signal démodulés séquentiellement. Le détecteur de différence de phase 14 inclut une bascule bistable de retard 15 pour retarder la phase d'un signal conformément à une horloge de référence de démodulation CLK; un additionneur 16 pour calculer une différence entre des phase Gil et Gi2 des points de signal séquentiels; et un convertisseur 17 pour acquérir une différence de phase absolue AGi à partir de la sortie #i2 - #i1 de l'additionneur 16. Plus spécifiquement, le convertisseur 17 réalise la conversion qui suit: lorsque Oi2 - 0 21 m, A0i = n7 (0i2 - Oi1) - 41 m; lorsque #i2 - #i1 Par conséquent, même lorsque l'angle de phase du point de signal est converti selon la coordonnée monodimensionnelle Gi et est par conséquent modifié en traversant la frontière entre -180 et +180 , la différence de phase AGi peut être détectée. Le discriminateur de fréquence comprend en outre un détecteur d'amplitude 12 pour acquérir une amplitude pour un point de signal qui est démodulé en utilisant un signal I et un signal Q ; et un détecteur de point de signal 18 pour détecter un événement pendant lequel des points de signal à l'extérieur du cercle de masque S sur la figure 1 sont démodulés séquentiellement. Selon ce mode de réalisation, afin de réduire la dimension du circuit, le détecteur d'amplitude 12 ne calcule pas la distance depuis l'origine sur le plan de phase jusqu'au point de signal mais calcule le carré (i2 + q2) de la distance. C'est-à-dire que le détecteur d'amplitude 12 inclut des multiplicateurs 121 et 122 et un additionneur 123 pour calculer le carré (i2 + q2) de la distance et il émet en sortie le carré dl de l'amplitude pour le point de signal. Un comparateur 19 compare l'amplitude dl avec le carré (1m)2 du rayon 1m du cercle de masque S. Lorsque dl > (îm)2, la sortie d2 passe au niveau H. Et lorsque les points de signal à l'extérieur du cercle de masque S sont séquentiellement reçus, la sortie d4 passe au niveau H du fait de la bascule bistable de retard 20 et d'une porte ET 21. Suite à la réception du signal de détection d4, un circuit d'intégration complète 22 accumule la différence de phase AGi. Plus spécifiquement, le circuit d'intégration complète 22 inclut un additionneur 23 et une bascule bistable 24 pour verrouiller la sortie de l'additionneur 23 lorsque le signal de détection d4 est au niveau H. Le total des différences de phase accumulées est émis en sortie au niveau d'un noeud n9 et est appliqué en tant que sortie OUT sur le filtre de boucle 64 représenté sur la figure 4. La partie utilisée pour accumuler les différences de phase afin d'obtenir une différence de fréquence est la même que dans l'art antérieur de la figure 2. Comme décrit ci-avant, le détecteur d'angle de phase 10 du discriminateur de fréquence de la figure 6 est constitué par le détecteur de quadrant 101 qui à son tour est constitué par un décodeur simple, par le multiplicateur simple 102 et par les additionneurs simples 103 et 104, et par le sélecteur 105 qui est constitué par des commutateurs. Par conséquent, le détecteur d'angle de phase 10 peut être constitué en tant que circuit logique simple qui convient pour une intégration et qui présente une vitesse de calcul élevée. Sur la figure 5, si l'on considère le sens inverse des aiguilles d'une montre au point B comme étant positif et le sens des aiguilles d'une montre comme étant négatif, un angle de phase de 0 à + 1800 est converti selon une coordonnée monodimensionnelle présentant une valeur comprise entre 0 et + 21m. Cependant, la présente invention n'est pas limitée à la correspondance mentionnée ci-avant et une correspondance arbitraire peut être utilisée. Par exemple, si l'on considère le sens inverse des aiguilles d'une montre au point B, un angle de phase compris entre 0 et 3600 peut être converti selon une coordonnée monodimensionnelle comprise entre 0 et 41m. Les valeurs entre parenthèses sur la figure 5 indiquent une telle correspondance. Par conséquent, les angles de phase suivant la direction lorsque l'on se déplace du point B au point C, au point D et au point A correspondent aux coordonnées comprises entre 0 et 41m. A cet instant, trois expressions de conversion représentées dans la partie droite supérieure de la figure 5, c'est-à-dire -i, 21m + i et 41m - i, sont requises et l'un des résultats est sélectionné en concordance avec le quadrant qui est détecté. La figure 7 est un schéma qui représente une autre corrélation présentée à titre d'exemple d'un angle de phase avec la coordonnée monodimensionnelle Gi lorsqu'un signal de canal I est utilisé. Dans cet exemple, tandis que le sens inverse des aiguilles d'une montre au point D est considéré comme étant positif et que le sens des aiguilles d'une montre est considéré comme étant négatif, un angle de phase de 0 à + 1800 correspond à une coordonnée monodimensionnelle Gi comprise entre 0 et + 21m. Les expressions dans ce cas sont i, 21m - i et -21m i, comme représenté dans la partie droite supérieure de la figure 7. Sur la figure 7, est également représenté un exemple selon lequel, si l'on part dans le sens inverse des aiguilles d'une montre au point de début D, un angle de phase compris entre 0 et 360" correspond à une coordonnée monodimensionnelle Gi comprise entre 0 et 41m. Il y a trois expressions, soit 21m - i, 41m + i et i, comme décrit au niveau de la partie supérieure droite de la figure 7. La figure 8 est un schéma qui représente une corrélation typique supplémentaire de l'angle de phase avec la coordonnée monodimensionnelle Gi lorsqu'un signal de canal I est utilisé. Dans cet exemple, on considère que le fait de partir dans le sens inverse des aiguilles d'une montre depuis le point C est le sens positif tandis que le fait de partir dans le sens des aiguilles d'une montre est le sens négatif. Les expressions utilisées dans ce cas sont îm + i et -(1m + i), comme indiqué dans la partie supérieure droite de la figure 8, la même expression étant utilisée pour les premier et deuxième quadrants et la même expression étant utilisée pour les troisième et quatrième quadrants. Dans ce cas par conséquent, le dispositif de détermination de quadrant peut déterminer le quadrant conformément à seulement le bit de poids le plus fort du signal Q. Sur la figure 8 est également représenté un exemple selon lequel l'angle de phase compris entre 0 et 360" est corrélé avec la coordonnée monodimensionnelle comprise entre 0 et 41m lorsque l'on part dans le sens inverse des aiguilles d'une montre au point de début C. Les expressions sont 31m - i et 1m + i. Par conséquent, de même que ci-avant, conformément au bit de poids le plus fort du signal Q, le dispositif de détermination de quadrant peut générer un signal de détermination de quadrant pour sélectionner l'expression. De façon similaire, un angle de phase compris entre 0 et + 1800 au point A peut être corrélé avec la coordonnée monodimensionnelle Gi comprise entre 0 et + 21m ou un angle de phase compris entre 0 et 360" en partant du point de début A peut correspondre à la coordonnée monodimensionnelle Gi comprise entre 0 et41m. La figure 9 est un tableau qui représente des expressions utilisées pour les huit types de conversion mentionnés ci-avant lorsque le signal de canal I est utilisé. Comme représenté sur la figure 9, lorsqu'un angle de phase compris entre 0 et + 1800 en partant du point A doit correspondre à une coordonnée monodimensionnelle Gi comprise entre 0 et + 21m, deux expressions de conversion sont utilisées: 1m- i et -(lm -i). Lorsqu'un angle de phase compris entre 0" et 360" en partant du point de début A doit correspondre avec une coordonnée monodimensionnelle Gi comprise entre 0 et 41 m, les expressions de conversion sont îm - i et 31m + i. Les figures 1 OA à 1 OC sont des schémas de circuit qui représentent d'autres détecteurs d'angle de phase présentés à titre d'exemple. Comme il apparaît au vu d'une comparaison avec le tableau de la figure 9, sur la figure 10A est représenté un exemple selon lequel un angle de phase compris entre 0 et + 1800 en partant du point D correspond à la coordonnée monodimensionnelle Gi comprise entre 0 et + 21m. Selon cet exemple, i, 21m - i et -21m - i sont générés respectivement au niveau du noeud n2, du noeud n3 et du noeud n4. Sur la figure lOB est représenté un exemple selon lequel l'angle de phase compris entre 0 et f180" en partant du point C correspond à une coordonnée monodimensionnelle comprise entre 0 et + 21 m. Selon cet exemple, 1m + i et -(îm + i) sont respectivement générés au niveau des noeuds n21 et n22. En outre, seulement le signal Q est appliqué sur le détecteur de quadrant 101 Par conséquent, il y a deux signaux de sélection de sortie n1 ou seulement 1 bit. Par exemple, le bit de poids le plus fort du signal Q peut être utilisé en étant inchangé en tant que signal de sélection nl. Sur la figure 10C est représenté un exemple selon lequel l'angle de phase compris entre 0 et + 1800 en partant du point A correspond à une coordonnée monodimensionnelle comprise entre 0 et + 21m. Selon cet exemple, -(1m - i) et îm - i sont respectivement générés au niveau des noeuds n23 et n24. En outre, seulement le signal Q est appliqué sur le détecteur de quadrant 101. Par conséquent, il y a deux signaux de sélection de sortie n1 ou seulement 1 bit. Par exemple, le bit de poids le plus fort du signal Q peut être utilisé en étant inchangé en tant que signal de sélection nl. On peut comprendre aisément que le circuit d'opération pour le détecteur d'angle de phase peut être constitué de la même manière lorsqu'un angle de phase compris entre 0 et 360" avec les points de début D, A, B et C doit correspondre à la coordonnée monodimensionnelle Gi comprise entre 0 et 41 m, comme représenté sur la figure 9. 11 est préférable qu'un détecteur d'angle de phase qui est constitué par le circuit d'opération le plus simple possible soit utilisé. La figure Il est un schéma qui représente un exemple du principe d'un examen d'un angle de phase qui est réalisé lorsque le signal Q est utilisé. Sur la figure 11, de façon similaire, l'angle de phase est converti selon une coordonnée monodimensionnelle Gq en utilisant la valeur q du signal Q. Selon l'exemple qui utilise le signal Q de la figure 11, l'angle de phase se voit assigner une valeur comprise entre 0 et + 1800 en partant dans le sens inverse des aiguilles d'une montre depuis un point A via un point B jusqu'au point C et une valeur comprise entre 0 et 1800 en partant dans le sens des aiguilles d'une montre depuis le point A via le point D jusqu'au point C. L'angle de phase compris entre 0 et +1800 en partant du point A et en allant jusqu'au point B et au point C est converti selon une coordonnée monodimensionnelle Gq comprise entre 0 et 1m à 21m tandis que l'angle de phase compris entre 0 et 1800 depuis le point A jusqu'au point D et jusqu'au point C est converti selon une coordonnée monodimensionnelle Gq comprise entre 0 et -1 m à -21m. Les expressions de conversion pour les quadrants individuels sont comme suit: premier quadrant: q deuxième quadrant 21m - q troisième quadrant -21m - q quatrième quadrant q La figure 12 est un schéma de circuit qui représente un discriminateur de fréquence selon un second mode de réalisation qui utilise le principe de la figure 11. Les mêmes index de référence que ceux utilisés sur la figure 6 sont utilisés pour représenter des composants se correspondant ou identiques sur la figure 12. Le discriminateur de fréquence de la figure 12 est le même que celui de la figure 6 à ceci près que le détecteur d'angle de phase 10 présente une structure différente. Comme il apparaît au vu des expressions présentées ci-avant, le détecteur d'angle de phase 10 de la figure 12 présente la même structure que celle représentée sur la figure îOA. Plus spécifiquement, afin de produire les expressions présentées ci-avant, le détecteur d'angle de phase 10 dans le discriminateur de fréquence de la figure 12 inclut un circuit d'opération 106 pour transmettre inchangée la valeur q pour le signal Q sur le noeud n2; un circuit 107 pour calculer Gq = 21m - q ; et un circuit 108 pour calculer Gq = 0 - 21m -q. Les circuits 107 et 108 sont constitués par un multiplicateur et par un additionneur, comme représenté sur la figure 12. Conformément à un signal de sélection n1 généré par le dispositif de détermination de quadrant 101, le noeud n2 est connecté au noeud n5 pour les premier et quatrième quadrants, le noeud n3 est connecté au noeud n5 pour le deuxième quadrant et le noeud n4 est connecté au noeud n5 pour le troisième quadrant. Les composants tels que représentés sur la figure 6 sont utilisés pour constituer : un détecteur de différence de phase 14 pour détecter une différence d'angle de phase entre des points de signal séquentiels; un détecteur d'amplitude 12 ;: un détecteur de point de signal 18 pour détecter la réception séquentielle de points de signal situés à l'extérieur du cercle de masque S ; et un circuit d'intégration 22. Sur la figure 11 est également représenté un exemple selon lequel l'angle de phase compris entre 0" et 360" en partant du point de début A est converti selon une coordonnée monodimensionnelle Gq comprise entre 0 et 41m. Dans ce cas, trois expressions q, 21m - q et 41m + q sont utilisées. La figure 13 est un schéma qui représente un exemple du principe de la procédure utilisée pour une détection d'angle de phase lorsqu'un autre signal de canal Q est utilisé. Sur la figure 13, I'angle de phase compris entre 0" et + 1800 en partant du point B est converti selon la coordonnée monodimensionnelle Gq comprise entre 0 et 21m. Selon cet exemple, les expressions de conversion sont 1m - q et -(lm q), comme indiqué dans la partie droite supérieure de la figure 13. La même expression est utilisée pour les deuxième et troisième quadrants tandis que la même expression est utilisée pour les premier et quatrième quadrants. Sur la figure 13 est également représenté un exemple selon lequel l'angle de phase compris entre 0 et 360C en partant du point de début B est converti selon la coordonnée monodimensionnelle Gq comprise entre 0 et 41 m. Les expressions de conversion selon cet exemple sont 1m - q et 31m + q. La même expression est utilisée pour les deuxième et troisième quadrants et la même expression est utilisée pour les premier et quatrième quadrants. La figure 14 est un tableau qui représente des expressions utilisées pour convertir l'angle de phase selon la coordonnée monodimensionnelle Gq lorsque le signal de canal Q est utilisé. Puisque ce tableau correspond au tableau de la figure 9, aucune explication détaillée le concemant n'est présentée. Lorsque les huit procédés différents dans le tableau de la figure 14 sont utilisés, un détecteur d'angle de phase qui utilise le signal de canal Q peut être proposé, lequel présente la même structure que celle du détecteur d'angle de phase qui utilise le signal de canal I. La figure 15 est un schéma de circuit qui représente un discriminateur de fréquence selon un troisième mode de réalisation de la présente invention. Le discriminateur de fréquence comprend le détecteur d'angle de phase 10i sur la figure 6 qui utilise la valeur i du signal I et le détecteur d'angle de phase 10q de la figure 12 qui utilise la valeur q du signal Q. Comme il ressort des principes pour le fonctionnement des détecteurs d'angle de phase des figures 5 et 11, lorsque le signal I de la figure 5 est utilisé pour la conversion de l'angle de phase afin d'obtenir une coordonnée monodimensionnelle, I'angle de phase est converti selon la coordonnée monodimensionnelle Gi en utilisant une fonction de conversion qui est similaire à une courbe en onde sinusoïdale. Lorsque le signal Q de la figure il est utilisé, I'angle de phase est converti selon la coordonnée monodimensionnelle Gq en utilisant une fonction de conversion qui est similaire à la courbe en onde sinusoïdale déphasée de 90 . En tant que résultat, après que les angles de phase sont convertis selon les coordonnées monodimensionnelles, des différences de phase moins précises AGi et AGq sont obtenues, lesquelles différences de phase dépendent de l'emplacement du point de signal. Dans l'exemple de la figure 15 cependant, les détecteurs d'angle de phase 10i, 10q pour les deux signaux sont prévus tandis que les différences de phase AGi et AGq qui se situent entre les points de signal séquentiels et qui sont détectées par les détecteurs d'angle de phase sont additionnées ensemble, et qu'une intégration du résultat est réalisée. En tant que résultat, la différence de fréquence Af peut être acquise de façon davantage précise. Comme représenté sur la figure 15, sont proposés un détecteur d'angle de phase 10i qui utilise le signal I et un détecteur d'angle de phase 10q qui utilise le signal Q, lesquels détecteurs d'angle de phase présentent des structures qui sont les mêmes que celles représentées sur les figures 6 et 12 à l'exception du fait que le détecteur de quadrant 101 est utilisé en commun. Les valeurs de calcul sélectionnées par les sélecteurs 105i et 105q sont émises en sortie sur des noeuds respectifs n5 et n9. Les différences de phase AGi et AGq qui sont situées entre les points de signal séquentiels sont acquises au moyen des détecteurs d'angle de phase 14i et 14q et sont respectivement émises en sortie au niveau de noeuds n10 et n11. Ces différences de phase sont additionnées ensemble par un additionneur 25 et lorsqu'un détecteur de point de signal 18 détecte la réception séquentielle de points de signal situés à l'extérieur des cercles de masque, en réponse au signal d4 au niveau H, une bascule bistable dans un circuit d'intégration 22 verrouille la somme des différences de phase AGi + AGq. Par conséquent, une valeur de différence de phase totale davantage précise (AGi + AGq) est obtenue. Selon le troisième mode de réalisation de la figure 15, une combinaison arbitraire des procédés représentés au niveau des tableaux des figures 9 et 14 peut être utilisée. Lorsque la valeur d'angle qui a été convertie selon la coordonnée monodimensionnelle en utilisant le signal de canal I est combinée avec la valeur d'angle qui a été convertie selon la coordonnée monodimensionnelle en utilisant le signal de canal Q, une différence entre des angles de phase peut être détectée de manière davantage précise. Comme décrit ci-avant, dans le discriminateur de fréquence selon les modes de réalisation, un détecteur d'angle de phase constitué par des circuits de calcul simples permet d'acquérir un angle de phase pour un point de signal sur le plan de phase à partir de données de quadrant sur un plan de phase sur lequel le point de signal est situé, et la coordonnée (la coordonnée I ou la coordonnée Q ou les deux) du point de signal. Par conséquent, même lorsque le détecteur d'angle de phase est constitué par un circuit logique personnalisé, sa structure de circuit est simplifiée. La figure 16 est un schéma permettant d'expliquer comment le discriminateur de fréquence selon les modes de réalisation est incorporé dans un LSI système. Un discriminateur de fréquence 68 selon les modes de réalisation peut être incorporé dans un LSI système 500 qui constitue un démodulateur du système QAM multiple. Dans ce cas, des données pour réaliser un circuit pour le discriminateur de fréquence 68 sont stockées sur un support d'information d'enregistrement 600 tel qu'un disque dur ou qu'une bande magnétique et sont utilisées pour faire en sorte que le discriminateur de fréquence 68 soit incorporé dans le LSI système. Les données de circuit pour le discriminateur de fréquence 68 à stocker sur le support d'information d'enregistrement 600 sont par exemple décrites en langage HDL ou VHDL de Verilog. Comme il est décrit ci-avant, selon la présente invention, des données de quadrant sur le plan de phase pour un signal de canal I ou pour un signal de canal Q et un circuit de calcul simple qui utilise ces signaux sont utilisées pour acquérir un angle de phase pour un point de signal sur le plan de phase. Par conséquent, pour le détecteur d'angle de phase, seulement une structure de circuit simple est requise. En outre, puisqu'un discriminateur de phase utilise l'angle de phase détecté au moyen du détecteur d'angle de phase décrit ci-avant afin de détecter une différence de fréquence entre une porteuse de signal reçue et une porteuse de référence de démodulation, pour le discriminateur de fréquence également, seulement une structure simple est requise. REVENDICATIONS 1. Détecteur d'angle de phase (10) qui détecte un angle de phase sur un plan de phase pour un point de signal spécifié au moyen d'un signal de canal I et d'un signal de canal Q, caractérisé en ce qu'il comprend: une section de détection de quadrant (101) pour, en réponse audit signal de canal I et/ou audit signal de canal Q, détecter un quadrant sur ledit plan de phase pour ledit point de signal et pour générer un signal de détection de quadrant; et une section de calcul d'angle de phase pour réaliser un calcul en utilisant le signal pris parmi ledit signal de canal I et ledit signal de canal Q qui correspond audit signal de détection de quadrant afin de convertir ledit angle de phase sur ledit plan de phase selon un angle de phase pour une coordonnée monodimensionnelle prédéterminée. 2. Détecteur d'angle de phase (10) qui détecte un angle de phase sur un plan de phase pour un point de signal spécifié au moyen d'un signal de canal I et d'un signal de canal Q, caractérisé en ce qu'il comprend: une section de détection de quadrant (101) pour, en réponse audit signal de canal I et audit signal de canal Q, détecter un quadrant sur ledit plan de phase pour ledit point de signal et pour générer un signal de détection de quadrant; et une section de calcul d'angle de phase qui reçoit ledit signal de canal I (ou Q) et incluant: une première section de calcul pour générer -i (ou -q); une deuxième section de calcul pour générer 21m + i (ou 21m + q) (1 m est une valeur d'amplitude pour un point de signal) ; et une troisième section d'opération pour générer -21m + i (ou 21m + q), pour, en réponse audit signal de détection de quadrant, émettre en sortie sélectivement l'un des produits desdites première à troisième sections de calcul. 3. Détecteur d'angle de phase (10) qui détecte un angle de phase sur un plan de phase pour un point de signal spécifié au moyen d'un signal de canal I et d'un signal de canal Q, caractérisé en ce qu'il comprend: une section de détection de quadrant (101) pour, en réponse audit signal de canal I et audit signal de canal Q, détecter un quadrant sur ledit plan de phase pour ledit point de signal et pour générer un signal de détection de quadrant; et une section d'opération d'angle de phase qui reçoit ledit signal de canal I (ou Q) et incluant: une première section de calcul pour émettre en sortie ledit signal de canal I (ou Q) inchangé; une deuxième section de calcul pour générer 21m - i (ou 21m q) (im est une valeur d'amplitude pour un point de signal) ; et une troisième section de calcul pour générer -21 m - i (ou -21 m q). pour, en réponse audit signal de détection de quadrant, émettre en sortie sélectivement l'un des produits desdites première à troisième sections de calcul. 4. Détecteur d'angle de phase (10) qui détecte un angle de phase sur un plan de phase pour un point de signal spécifié au moyen d'un signal de canal I et d'un signal de canal Q, caractérisé en ce qu'il comprend: une section de détection de quadrant (101) pour, en réponse audit signal Q (ou 1), détecter un quadrant sur ledit plan de phase pour ledit point de signal et pour générer un signal de détection de quadrant ; et une section de calcul d'angle de phase, qui reçoit ledit signal de canal I (ou Q) et incluant: une première section de calcul pour générer lm + i (ou 1m + q) (îm est une amplitude pour ledit point de signal) ; et une deuxième section de calcul pour générer -(lm + i) (ou -(1m pour, en réponse audit signal de détection de quadrant, émettre en sortie sélectivement l'un des produits de ladite première ou deuxième section de calcul. 5. Détecteur d'angle de phase (10) qui détecte un angle de phase sur un plan de phase pour un point de signal spécifié au moyen d'un signal de canal I et d'un signal de canal Q, caractérisé en ce qu'il comprend: une section de détection de quadrant (101) pour, en réponse audit signal Q (ou 1), détecter un quadrant sur ledit plan de phase pour ledit point de signal et pour générer un signal de détection de quadrant; et une section de calcul d'angle de phase, qui reçoit ledit signal de canal I (ou Q) et incluant: une première section de calcul pour générer 1m - i (ou 1m - q) (îm est une amplitude pour ledit point de signal) ; et une deuxième section de calcul pour générer -(1 m - i) (ou -(1 m q)), pour, en réponse audit signal de détection de quadrant, émettre en sortie sélectivement l'un des produits de ladite première ou deuxième section de calcul. 6. Détecteur d'angle de phase (10) qui détecte un angle de phase sur un plan de phase pour un point de signal spécifié au moyen d'un signal de canal I et d'un signal de canal Q, caractérisé en ce qu'il comprend: une section de détection de quadrant (101) pour, en réponse audit signal de canal I et audit signal de canal Q, détecter un quadrant sur ledit plan de phase pour ledit point de signal et pour générer un signal de détection de quadrant; et une section de calcul d'angle de phase, qui reçoit ledit signal de canal I (ou Q) et incluant: une première section de calcul pour générer -i (ou -q); une deuxième section de calcul pour générer 21m + i (ou 21m + q) (1m est une valeur d'amplitude pour un point de signal) ; et une troisième section de calcul pour générer 41m - i (ou 41m q). pour, en réponse audit signal de détection de quadrant, émettre en sortie sélectivement l'un des produits desdites première à troisième sections de calcul. 7. Détecteur d'angle de phase (10) qui détecte un angle de phase sur un plan de phase pour un point de signal spécifié au moyen d'un signal de canal I et d'un signal de canal Q, caractérisé en ce qu'il comprend: une section de détection de quadrant (101) pour, en réponse audit signal de canal I et audit signal de canal Q, détecter un quadrant sur ledit plan de phase pour ledit point de signal et pour générer un signal de détection de quadrant; et une section de calcul d'angle de phase, qui reçoit ledit signal de canal I (ou Q) et incluant: une première section de calcul pour émettre en sortie ledit signal de canal I (ou Q) inchangé; une deuxième section de calcul pour générer 21m - i (ou 21m q) (îm est une valeur d'amplitude pour un point de signal) ; et une troisième section de calcul pour générer 41m + i (ou 41 m + q), pour, en réponse audit signal de détection de quadrant, émettre en sortie sélectivement l'un des produits desdites première à troisième sections de calcul. 8. Détecteur d'angle de phase (10) qui détecte un angle de phase sur un plan de phase pour un point de signal spécifié au moyen d'un signal de canal I et d'un signal de canal Q, caractérisé en ce qu'il comprend: une section de détection de quadrant (101) pour, en réponse audit signal Q (ou 1), détecter un quadrant sur ledit plan de phase pour ledit point de signal et pour générer un signal de détection de quadrant; et une section de calcul d'angle de phase, qui reçoit ledit signal de canal I (ou Q) et incluant: une première section de calcul pour générer I m + i (ou I m + q) (îm est une valeur d'amplitude pour ledit point de signal) ; et une deuxième section de calcul pour générer 31 m - i (ou 31m q), pour, en réponse audit signal de détection de quadrant, émettre en sortie sélectivement l'un des produits de ladite première ou deuxième section de calcul. 9. Détecteur d'angle de phase (10) qui détecte un angle de phase sur un plan de phase pour un point de signal spécifié au moyen d'un signal de canal I et d'un signal de canal Q, caractérisé en ce qu'il comprend: une section de détection de quadrant (101) pour, en réponse audit signal Q (ou 1), détecter un quadrant sur ledit plan de phase pour ledit point de signal et pour générer un signal de détection de quadrant; et une section de calcul d'angle de phase, qui reçoit ledit signal de canal I (ou Q) et incluant: une première section de calcul pour générer 1 m - i (ou 1 m - q) (îm est une valeur d'amplitude pour ledit point de signal) ; et une deuxième section de calcul pour générer 31m + i (ou 31m + q), pour, en réponse audit signal de détection de quadrant, émettre en sortie sélectivement l'un des produits de ladite première ou deuxième section de calcul. 10. Discriminateur de fréquence pour détecter une différence de fréquence entre une porteuse de modulation d'amplitude en quadrature et une porteuse de référence de démodulation, caractérisé en ce qu'il comprend: un détecteur d'angle de phase (10) incluant: une section de détection de quadrant (101) pour, en réponse audit signal de canal I et/ou audit signal de canal Q, détecter un quadrant sur ledit plan de phase pour ledit point de signal et pour générer un signal de détection de quadrant; et une section de calcul d'angle de phase pour réaliser un calcul en utilisant ledit signal de canal I ou ledit signal de canal Q en réponse audit signal de détection de quadrant afin de convertir ledit angle de phase sur ledit plan de phase selon un angle de phase pour une coordonnée monodimensionnelle prédéterminée ; et un circuit d'intégration (22) pour recevoir ledit angle de phase pour ladite coordonnée monodimensionnelle, qui est obtenu au moyen dudit détecteur d'angle de phase et pour, lorsque des points de signal à l'extérieur d'un cercle de masque prédéterminé S sont démodulés séquentiellement, accumuler une différence d'angle de phase entre lesdits points de signal. 11. Discriminateur de fréquence pour détecter une différence de fréquence entre une porteuse de modulation d'amplitude en quadrature et une porteuse de référence de démodulation, caractérisé en ce qu'il comprend: un détecteur d'angle de phase (10) incluant: une section de détection de quadrant (101) pour, en réponse audit signal de canal I et/ou audit signal de canal Q, détecter un quadrant sur ledit plan de phase pour ledit point de signal et pour générer un signal de détection de quadrant; et une première section de calcul d'angle de phase pour réaliser un calcul en utilisant ledit signal de canal I en réponse audit signal de détection de quadrant afin de convertir ledit angle de phase sur ledit plan de phase selon un angle de phase pour une première coordonnée monodimensionnelle prédéterminée ; et une deuxième section de calcul d'angle de phase pour réaliser un calcul en utilisant ledit signal de canal Q en réponse audit signal de détection de quadrant afin de convertir ledit angle de phase sur ledit plan de phase selon un angle de phase pour une seconde coordonnée monodimensionnelle prédéterminée ; et un circuit d'intégration (22) pour recevoir lesdits angles de phase pour lesdites première et seconde coordonnées monodimensionnelles, qui sont obtenus au moyen dudit détecteur d'angle de phase et pour, lorsque des points de signal à l'extérieur d'un cercle de masque prédéterminé S sont séquentiellement démodulés, accumuler une différence d'angle de phase entre lesdits points de signal. 12. Discriminateur de fréquence pour détecter une différence de fréquence entre une porteuse de modulation d'amplitude en quadrature et une porteuse de référence de démodulation, caractérisé en ce qu'il comprend: un détecteur d'angle de phase (10) selon l'une quelconque des revendications 2 à 9 ; et un circuit d'intégration (22) pour recevoir ledit angle de phase pour ladite coordonnée monodimensionnelle, qui est obtenu au moyen dudit détecteur d'angle de phase et pour, lorsque des points de signal à l'extérieur d'un cercle de masque prédéterminé S sont démodulés séquentiellement, accumuler une différence d'angle de phase entre lesdits points de signal. 13. Support d'information d'enregistrement lisible par ordinateur sur lequel des données de circuit sont stockées afin de construire un détecteur d'angle de phase (10) tel que revendiqué selon l'une quelconque des revendications i à 9.