Brevet FR2783929A1 — publié le 20000331

PROCEDE ET DISPOSITIF DE TRAITEMENT EN RECEPTION D'UN SIGNAL L2 DE SATELLITE GPS La présente invention est relative à la détermination de position à l'aide des satellites GPS du système NAVSTAR. Elle concerne plus précisément le traitement en réception d'un signal L2 d'un satellite GPS modulé par un code crypté dont on ignore la clef pour apprécier son retard par rapport au signal L1. De la connaissance de ce retard, on tire une estimation de l'effet ionosphérique qui est une donnée fluctuante dont la prise en compte permet d'améliorer la précision de la localisation. Le système NAVSTAR est un système de positionnement et de navigation autour du globe au moyen d'un faisceau de satellites défilants. Les satellites au nombre de 24, sont répartis sur six plans orbitaux fixes de 12 heures de manière à assurer une couverture terrestre la plus régulière possible à raison de quatre satellites par plan orbital. Leurs positions sont connues avec précision à tout instant. Ils sont pourvus d'horloges synchronisées entre elles et émettent des signaux qui permettent, lorsqu'ils sont en vision directe d'un récepteur, de déterminer les distances entre eux et le récepteur et par conséquent, connaissant leurs positions, d'en déduire celle du récepteur par triangulation. Une source d'imprécision est due à la traversée de la ionosphère par les ondes en provenance des satellites en orbite à plus de 20.000 kilomètres d'altitude. En effet, à la traversée de ce milieu chargé en électrons, les ondes subissent des réfractions qui diminuent leur vitesse apparente. Il est connu de mesurer l'effet de l'ionosphère sur la propagation des ondes en provenance des satellites à partir du retard apparaissant en réception entre deux ondes de fréquences différentes émises de façon cohérente car le retard de propagation dû à l'ionosphère qui dépend de la concentration en électrons, varie, en première approximation, en fonction inverse du carré de la fréquence. Cette mesure de l'effet de la ionosphère est l'une des justifications du fait que chaque satellite GPS émet sur deux fréquences différentes en bande L. Plus précisément, chaque satellite GPS émet sur deux porteuses dans la bande L: une porteuse L1 à 1575,42 MHz et une porteuse L2 à 1227,60 MHz. Ces porteuses sont modulées en phase selon la technique BPSK (Binary Phase Shift Keying en langage anglo- saxon) par une séquence binaire pseudo-aléatoire appelée code d'étalement de spectre ou PRN (Pseudo Random Noise en langage anglo- saxon), et par un signal de navigation du satellite appelé données. Plus précisément, la porteuse L1 est doublement modulée, en phase par un code d'étalement C/A et les données, et en quadrature par un code d'étalement P ou Y s'il est brouillé, et les données tandis que la porteuse L2 est simplement modulée par le code d'étalement P (Y) et les données. La modulation des porteuses Ll et L2 par des séquences binaires pseudoaléatoires provoque un étalement du spectre de o10 fréquence des signaux émis qui sont alors moins sensibles aux brouillages et aux interférences. Dans un satellite, tous les codes sont synchrones. L'ensemble des signaux: porteuses, codes d'étalement et données, sont cohérents, les transitions des messages de navigation correspondant exactement aux éventuelles transitions des codes pseudo-aléatoires qui ont eux mêmes une relation de phase très précise avec les porteuses qui elles-mêmes dérivent d'une horloge unique très stable. Les codes d'étalement C/A et P (Y) sont individualisés et différents pour chaque satellite afin de permettre de distinguer les satellites entre eux. Le code d'étalement C/A a une longueur de 1.023 bits avec un débit de 1,023 MHz ce qui lui donne une durée de 1 milliseconde et une largeur de bande de fréquence occupée voisine de 2 MHz. Le code d'étalement P (Y) a une durée supérieure à 7 jours avec un débit de 10, 23 MHz ce qui lui donne une largeur de bande de fréquence occupée d'environ 20 MHz. Les codes d'étalement C/A et P sont connus. La version brouillée Y du code d'étalement P. qui est celle émise la plupart du temps, en fait plus de 99,9 % du temps, est par contre inconnue de l'utilisateur civil afin d'éviter que l'on puisse par une contre-mesure imiter le signal d'un satellite GPS et fausser les repérages de position. La distance d'un récepteur par rapport à un satellite GPS se mesure par le délai s'écoulant entre l'instant d'émission par le satellite, d'un début d'un motif caractéristique d'un code d'étalement pseudo- aléatoire C/A ou P (Y) et l'instant de réception au récepteur de ce même début de motif. Ce délai n'est pas directement accessible puisque l'écart entre l'horloge des satellites et celle du récepteur n'est pas connu en réception. On n'a seulement accès qu'à une pseudodistance mesurée par rapport à l'horloge du récepteur ce qui oblige, pour lever l'incertitude sur l'horloge du récepteur, à recourir dans la triangulation à un satellite supplémentaire. La précision de la mesure de position dépend de la précision avec laquelle on est capable de repérer le début d'un motif. Elle est meilleure avec le code d'étalement P (Y) dont la longueur d'onde d'un élément binaire est de l'ordre de 30 mètres qu'avec le code d'étalement C/A dont la longueur d'onde d'un élément binaire est de l'ordre de 300 mètres. C'est pourquoi, il est habituel de procéder à une première localisation à l'aide du code d'étalement C/A (pour "Coarse Acquisition") puis d'affiner cette première localisation à l'aide du code d'étalement P (Y) (P pour "Precise"). Cependant, pour un usage civil, o l'on ne dispose pas de la clef du code Y (P crypté), on effectue le repérage de position à partir du seul code d'étalement C/A. On a donc une précision moindre. On peut néanmoins espérer une précision de localisation de l'ordre de quelques mètres car on sait repérer un début de motif avec la précision d'un centième de la longueur d'un élément binaire du code d'étalement C/A. Mais, pour parvenir à cette précision, il faut alors tenir compte l'effet ionosphérique. Pour un utilisateur qui a accès à la clef de chiffrage du code d'étalement Y (P crypté), ce n'est pas un problème car il lui est facile de mesurer le retard relatif de propagation existant entre les motifs des porteuses L1 et L2, et d'en déduire les retards affectant les porteuses L1 et L2 dus à l'ionosphère. Après correction des retards de groupe satellite, il suffit à cet utilisateur de procéder aux démodulations des deux porteuses L1 et L2 par translation en bande inférieure et corrélations avec des codes d'étalement Y (P cryptés) engendrés localement en réception et ajustés en phase pour se retrouver en synchronisme avec les codes d'étalement Y (P cryptés) modulant les deux signaux reçus sur les porteuses L1 et L2, puis de mesurer le retard relatifs entre les deux codes d'étalement Y engendrés localement. Le problème est tout autre pour un utilisateur qui n'a pas accès au code Y (P crypté) car il ne peut plus démoduler la porteuse L2. Pour résoudre ce problème, diverses méthodes ont déjà été proposées: Une première méthode consiste à effectuer une intercorrélation entre les signaux L1 et L2 car les signaux L1 et L2 émis par un même satellite sont modulés de façon cohérente par le même code d'étalement Y (P crypté). Cette intercorrélation a l'inconvénient d'augmenter considérablement la puissance de bruit alors que le rapport signal sur bruit des signaux reçus est déjà très faible. En outre, elle ne permet pas de séparer les différents satellites GPS, ni d'obtenir de mesure sur la porteuse (vitesse). Une deuxième méthode plus performante prend en considération le fait qu'un code d'étalement Y (P crypté) résulte du produit du code d'étalement P non crypté occupant une bande de fréquence de l'ordre de 20 MHz par un code binaire de cryptage W occupant une bande de fréquence quarante fois plus faible, de l'ordre de 500 KHz. Elle consiste à démoduler la porteuse L2 modulée par un code d'étalement Y (P crypté) au moyen du code P lui-même non crypté engendré localement en réception au moyen d'un générateur de code d'étalement asservi en phase de manière à obtenir une puissance maximale pour le signal démodulé obtenu limité à une bande de fréquence de 500 KHz et à élever au carré le signal issu de la démodulation pour éliminer toute modulation biphase. On profite ici d'un désétalement qui fait passer la bande de fréquence du signal reçu de 20 MHz à 500 KHz pour gagner dans un rapport 40 sur le bruit par rapport à la premnière méthode. L'asservissement de phase du générateur local de code d'étalement P se fait alors selon une technique conventionnelle connue sous le sigle DLL (Delay Locked Loop en langage anglo-saxon). Cette technique se met en oeuvre à l'aide d'un asservissement comportant, en boucle: - le générateur local de code d'étalement P non crypté pourvu d'une commande de déphasage, - un démodulateur attaqué d'une part par le signal du générateur local de code d'étalement P non crypté et, d'autre part par le signal L2 reçu et translaté en bande inférieure, -un filtre de bande limitant la bande passante du signal de sortie du démodulateur à une largeur de 500 KHz autour de la porteuse du signal L2 translaté en bande inférieure, - un circuit de mise au carré du signal démodulé et filtré éliminant la modulation biphase, - un circuit de mesure de la puissance de la raie de fréquence au double de la porteuse du signal L2 translatée en bande inférieure apparaissant dans le signal démodulé, filtré et mis au carré, et - un circuit de contrôle de boucle commandant au générateur local de code d'étalement P non crypté, avec une sortie d'un demi- élément binaire en avance et une autre d'un demi-élément binaire en retard, et contrôlant le déphasage du générateur local de code d'étalement de manière à obtenir, dans les deux cas d'avance et de retard, des puissances égales pour la raie de fréquence au double de la porteuse du signal L2 translatée en bande inférieure apparaissant dans le signal démodulé, filtré et mis au carré. La présente invention a pour but d'améliorer le rapport signal sur bruit dans la boucle d'asservissement de phase du générateur local de code d'étalement P non crypté afin d'obtenir une plus grande efficacité dans l'asservissement et de parvenir plus facilement à synchroniser le code d'étalement P non crypté engendré localement avec le code d'étalement Y (P crypté) modulant à l'émission un signal L2. Elle a pour objet un procédé pour le traitement en réception d'un signal L2 de satellite GPS modulé par un code d'étalement Y (P crypté) dont on ignore le signal de cryptage W pour en déduire une pseudodistance. Ce procédé consiste à: - estimer l'effet Doppler affectant le signal L2, transposer en bande inférieure le signal L2 à l'aide d'au moins une porteuse fixe engendrée localement en réception et translatée du décalage Doppler attendu pour le signal L2, - démoduler en parallèle sur trois voies le signal L2 obtenu en bande inférieure avec les versions avancée, ponctuelle et retardée d'un code d'étalement P non crypté engendrées par un générateur local de code d'étalement à phase réglable, - filtrer les trois signaux démodulées obtenues avec des filtres adaptés à la phase et à la fréquence du signal de cryptage W limitant leurs bandes passantes à environ 500 KHz, - démoduler à nouveau les deux signaux démodulés et filtrés résultant des démodulations par les versions avancée et retardée du code d'étalement P non crypté engendré localement par le signal démodulé résultant de la démodulation par la version ponctuelle du code d'étalement P non crypté engendré localement pour supprimer toute modulation biphase, - calculer les puissances respectives des deux signaux doublement démodulés obtenus à partir des versions avancée et retardée du code d'étalement P non crypté, - asservir la phase du générateur local de code d'étalement P non crypté pour obtenir deux signaux doublement démodulés (un en avance, I'autre en retard) de puissances égales, et déduire une pseudodistance de la phase prise par le générateur local de code d'étalement P non crypté lorsque son asservissement de phase est verrouillé. Selon ce procédé, I'asservissement en phase du générateur local de code d'étalement P non crypté se fait grâce à une boucle à trois voies parallèles combinées fonctionnant simultanément et non séquentiellement, ce qui améliore le rapport signal sur bruit du signal utile dans la boucle, d'un rapport quatre se décomposant en un rapport deux dû au fonctionnement simultané des voies avance et retard et en un rapport deux dû au fait que l'on ne procède plus à une simple mise au carré des signaux démodulés et filtrés des voies avance et retard mais aux produits de ces signaux par celui démodulé et filtré de la voie ponctuelle qui a l'avantage de présenter un rapport signal sur bruit deux fois meilleur. Avantageusement, I'estimation de l'effet Doppler affectant le signal L2 consiste à extraire du signal L1 du satellite GPS considéré, modulé par un code d'étalement C/A connu, le décalage Doppler affectant la porteuse du signal L1 et à appliquer à ce décalage Doppler un rapport de proportionnalité de 1 20/1 54Àme. L'invention a également pour objet un dispositif pour la mise en oeuvre du procédé précité. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention ressortiront de la description ci-après de modes de réalisation de l'invention donnés à titre d'exemple. Cette description sera faite en regard du dessin dans lequel: - une figure 1 est un schéma de récepteur GPS selon l'invention, assurant un traitement du signal L2 en bande de fréquence intermédiaire, et - une figure 2 est un schéma d'un autre récepteur GPS selon l'invention, assurant un traitement du signal L2 en bande de base. Dans un but de simplification, les éléments identiques d'une figure à l'autre portent les mêmes indexations. On se réfère tout d'abord à la figure 1 qui montre le schéma d'un récepteur GPS selon l'invention en détaillant plus particulièrement ses circuits assurant le traitement du signal L2 en bande de fréquence intermédiaire. On y distingue tout d'abord, une antenne de réception 1 par laquelle le récepteur reçoit l'ensemble des signaux L1 et L2 émis par les satellites GPS qui sont en vision directe. Cette antenne de réception 1 est connectée à un diplexeur 2 qui sépare par leurs bandes de fréquences distinctes les signaux L1 et L2. Le signal L1 disponible en sortie 3 du diplexeur 2 est appliqué à un circuit de traitement classique 4 qui le démodule par un code d'étalement C/A et en tire: - la phase de réglage du générateur de code d'étalement C/A utilisé localement dans le récepteur, qui correspond à la phase en réception du code d'étalement C/A modulant le signal L1 recu - les données D du satellite GPS utilisant le code d'étalement C/A considéré, et - le décalage de fréquence Doppler affectant le signal L1 reçu. La phase de réglage du générateur de code d'étalement C/A utilisé localement dans le récepteur donne une indication de la pseudodistance (psd) séparant le récepteur du satellite GPS en vision directe utilisant le code d'étalement C/A considéré. Les données D du satellite obtenues après démodulation du signal L1 par un code d'étalement C/A constituées d'éphémérides et d'un almanach permettent de calculer très précisément la position du satellite GPS à un instant donné. Le décalage de fréquence Doppler (psv) affectant le signal L1 reçu permet de connaître la vitesse relative du récepteur par rapport au satellite GPS utilisant le code d'étalement C/A considéré. On ne donnera pas davantage de détails sur les signaux obtenus à partir de la démodulation d'un signal L1 de satellite GPS par un code d'étalement C/A et sur leur exploitation en vue d'une localisation car cela ressort de la technique de localisation par GPS bien connue de l'homme du métier et ne fait pas partie de l'invention qui s'intéresse plus particulièrement au traitement du signal L2. Le signal L2 disponible en sortie 5 du diplexeur 2 est appliqué en entrée d'un convertisseur en fréquence intermédiaire 6 qui a pour rôle de transposer le signal L2 dans une bande de fréquence inférieure afin de faciliter son traitement. Le dernier étage de ce convertisseur en fréquence intermédiaire 6 est piloté par un oscillateur à contrôle numérique de phase NCO 7 dont la fréquence est mobile et décalée, autour d'une valeur fixe, de l'effet Doppler affectant le signal L2. Cet effet Doppler affectant le signal L2 est déduit de l'effet Doppler affectant le signal L1 par une mise à l'échelle faisant entrer en ligne de compte le rapport de proportionnalité de 120/1 54me qui existe entre les porteuses des signaux L1 et L2. Pour ce faire, on prélève le signal (psv) en sortie du circuit de traitement 4 qui représente l'écart de fréquence Doppler affectant le signal L1, on l'applique à un multiplieur 8 qui met en oeuvre le rapport de proportionnalité 120/1 54éme et l'on utilise le résultat pour contrôler l'entrée de commande de phase de l'oscillateur 7. En sortie du convertisseur en fréquence intermédiaire 6, le signal L2 qui présente une bande passante de l'ordre de 20 MHz se retrouve centré sur une fréquence intermédiaire fixe Fi. Il est alors soumis en parallèle à trois démodulateurs 10, 1 1, 12 qui reçoivent comme signaux de démodulation une version ponctuelle P et deux versions avancée A et retardée R d'un demi-élément binaire d'un code d'étalement P non crypté engendré par un générateur local 1 3 de code d'étalement P. Les trois signaux démodulés résultants sont filtrés par des filtres passe- bande 14, 15, 16 d'une largeur de bande de 500 KHz qui sont centrés sur la fréquence intermédiaire fixe Fi et adaptés à la phase et à la fréquence du signal binaire de cryptage W. Les signaux démodulés et filtrés disponibles en sortie des filtres passe-bande 15 et 16, résultant des démodulations par les versions avancée A et retardée R du code d'étalement P non crypté engendré localement sont soumis à nouveau à deux démodulateurs 17, 18 qui les démodulent encore une fois par le signal démodulé disponible en sortie du filtre passe-bande 14 résultant de la démodulation du signal L2 par la version ponctuelle P du code d'étalement P non crypté engendré localement. Les deux signaux doublement démodulés disponibles en sortie des démodulateurs 17, 18 sont alors appliqués à des circuits 19 et 20 de mesure des puissances EA, ER de leur composante à la fréquence fixe intermédiaire Fi qui opère sur un horizon de quelques millisecondes. Ces mesures de puissance EA et ER sont alors appliquées en entrées d'un discriminateur 21 qui contrôle l'entrée de commande de déphasage d'un oscillateur à contrôle numérique de phase NCO 22 délivrant un signal de cadencement d'élément binaire au générateur local 1 3 de code d'étalement P non crypté. Lorsque le générateur local de code d'étalement P non crypté est en phase avec le code d'étalement Y (P crypté) modulant un signal L2 provenant d'un satellite GPS, on retrouve en sortie du démodulateur 10 correspondant à la version ponctuelle P du code d'étalement P non crypté un signal L2 désétalé uniquement modulé par le code de cryptage W et les données D. Ce signal, qui a vu sa bande passante passer de 20 MHz à environ 500 KHz, peut alors être avantageusement soumis au filtre passe-bande 14 de 500 KHz de largeur de bande, adapté à la phase et à la fréquence du signal binaire de cryptage W, pour éliminer le bruit hors bande. De la même façon, lorsque le générateur local de code d'étalement P non crypté est en phase avec le code d'étalement Y (P crypté) modulant un signal L2 provenant d'un satellite GPS, on retrouve, en sortie des démodulateurs 11 et 12 correspondant aux versions avancée A et retardée R du code d'étalement P non crypté, des signaux L2 imparfaitement désétalés en raison des déphasages d'un demi-élément binaire en avance ou en retard du code d'étalement P non crypté engendré localement, qui restent modulés par le code binaire de cryptage W et par les données D. Comme on ne s'intéresse, dans les signaux de sortie des démodulateurs 1 1 et 1 2, qu'à la largeur de bande occupée par les données D modulées par le code de cryptage W, qui ne dépasse pas les 500 KHz, il est également avantageux de les soumettre aux filtres passe-bande 15 et 16 de 500 KHz de largeur de bande, adaptés à la phase et à la fréquence du signal de cryptage W, pour éliminer le bruit hors bande. On remarque ici, qu'en raison des déphasages en avance ou en retard d'un demi-élément binaire des versions avancée A et retardée R du code d'étalement P non crypté engendré localement, les amplitudes des o10 signaux en sortie des filtres passe-bande 15 et 16 se trouvent diminuées de moitié par rapport à celle du signal en sortie du filtre passe-bande 14. En sortie des filtres passe-bande 15 et 1 6, on se retrouve alors avec des signaux à la fréquence intermédiaire fixe Fi modulés principalement par le code de cryptage W et par les données D. Comme cette modulation est indésirable pour l'asservissement de synchronisation du générateur local de code d'étalement P non crypté, on la supprime des voies avance et retard en démodulant ces voies par la voie ponctuelle grâce aux démodulateurs 17 et 18. En sortie des deuxièmes démodulateurs 17 et 18 on se retrouve avec des signaux complètement démodulés constitués d'une raie à la fréquence intermédiaire fixe Fi émergeant d'une bande de bruit d'une largeur de 500 KHz. On peut alors, comme à l'habitude, parvenir à la synchronisation du générateur local 13 de code d'étalement P non crypté, en asservissant sa phase de manière à obtenir des raies de même puissance sur les deux voies avance et retard. On remarque que l'on aurait pu tout aussi bien éliminer les modulations biphases des voies avance et retard en élevant leurs signaux au carré. Mais cela serait fait au détriment du rapport signal à bruit puisque l'on dispose sur la voie ponctuelle d'un signal de meilleure qualité que sur les voies avance et retard. On remarque également que le fait d'utiliser deux voies parallèles et simultanées en avance et retard permet d'améliorer la puissance du signal utilisé pour l'asservissement de phase du générateur local 1 3 de code d'étalement P non crypté. Du déphasage du générateur local 13 de code d'étalement P non crypté, on déduit, lorsque la boucle d'asservissement de phase est verrouillée, la pseudodistance (psd) du signal L2. La comparaison entre les pseudodistances (psd) mesurées avec les signaux L1 et L2 donne le retard relatif en réception du signal L2 par rapport au signal L1 ce qui permet d'estimer les effets de l'ionosphère sur les temps de propagation des signaux L1 et L2 pour en tenir compte dans la localisation. La figure 2 illustre une variante de récepteur GPS dans laquelle le signal L2 est ramené en bande de base avant d'être utilisé pour synchroniser un générateur local de code d'étalement P non crypté. On distingue sur cette figure 2, comme précédemment, une antenne de réception 1 menant à un diplexeur 2 qui sépare les bandes de fréquences distinctes des signaux L1 et L2 issus d'un satellite GPS. Le signal L1 disponible en sortie 3 du diplexeur 2 est toujours appliqué à un circuit classique de traitement 4 qui le démodule par un code d'étalement C/A approprié au satellite GPS que l'on désire recevoir et qui en tire les informations habituelles que sont: la phase de réglage du générateur engendrant localement le code d'étalement C/A qui donne une indication (psd) de pseudodistance par rapport au satellite GPS écouté, les données D du satellite GPS écouté constituées des éphémérides et d'un almanach permettant de situer très précisément sa position à un instant donné et le décalage Doppler (psv) affectant le signal L1 reçu donnant la vitesse relative du récepteur par rapport au satellite GPS écouté. Le signal L2 disponible sur la sortie 5 du diplexeur 2 est appliqué à un convertisseur en fréquence intermédiaire 30 qui opère une translation du signal L2 en bande inférieure en une ou plusieurs étapes à I'aide de fréquences pilotes fixes. A l'issu du convertisseur en fréquence intermédiaire 30, le signal L2 est soumis à un démodulateur en quadrature le translatant en bande de base. Ce démodulateur en quadrature se compose de deux démodulateurs 31, 33 et d'un déphaseur de 7/2 32. Les deux démodulateurs 31, 33 reçoivent les versions en phase et en quadrature d'une porteuse légèrement décalée de la fréquence intermédiaire Fi pour tenir compte de l'effet Doppler sur le signal L2. Cette porteuse de transposition en bande de base est délivrée par un oscillateur à contrôle numérique de phase NCO 34 dont l'entrée de contrôle numérique de phase reçoit, par l'intermédiaire d'un multiplieur 8 introduisant un rapport de proportionnalité 120/1 54me, le signal (psv) qui est disponible en sortie du circuit de traitement 4 du signal L1 modulé par le code d'étalement C/A et qui représente le décalage de fréquence dû à l'effet Doppler affectant le signal L1. En sortie du démodulateur en quadrature 31, 32, 33 les deux composantes en phase I et en quadrature Q du signal L2 en bande de base sont soumises en parallèle à trois démodulateurs doubles (signal complexe) 35, 36, 37 qui reçoivent, comme signaux de démodulation une version ponctuelle P et deux versions avancée A et retardée R d'un demi-élément binaire, d'un code d'étalement P non crypté engendré par un générateur local 13. Les trois signaux démodulés résultants à deux composantes, I'une en phase et l'autre en quadrature, sont soumis à des filtres passe- bas doubles 38, 39, 40 adaptés à la phase et à la fréquence du signal de cryptage W, qui limitent la largeur de bande des signaux démodulés à 500 KHz en les intégrant sur une période de 21gs. Les composantes en phase et en quadrature des signaux démodulés et filtrés disponibles en sortie des filtres passe-bas doubles 39, 40 et résultant de la démodulation du signal L2 par les versions avancée A et retardée R du code d'étalement P non crypté engendré localement sont soumises à nouveau à deux démodulateurs doubles 41, 42 qui les démodulent encore par les composantes en phase et en quadrature du signal démodulé disponible en sortie du filtre passe-bas double 38 et résultant de la démodulation du signal L2 par la version ponctuelle P du code d'étalement P non crypté engendré localement. Les composantes en phase et en quadrature de chacun des deux signaux doublement démodulés disponibles en sortie des démodulateurs doubles 41, respectivement 42 sont alors soumises à un circuit d'estimation de puissance 43, respectivement 44 qui les intègre sur un horizon de quelques millisecondes et en extrait le module EA, respectivement ER de chacun des signaux. Ces modules EA et ER sont alors appliqués à un discriminateur 45 qui contrôle l'entrée de commande de déphasage d'un oscillateur à contrôle numérique de phase NCO 22 délivrant un signal de cadencement d'élément binaire au générateur local 1 3 de code d'étalement P non crypté. Lorsque le générateur de code d'étalement P non crypté est en phase avecle code d'étalement Y (P crypté) modulant le signal L2 provenant d'un satellite GPS, on retrouve, en sortie du démodulateur 35 correspondant à la version ponctuelle du code d'étalement P non crypté, les données D du satellite modulées par le code de cryptage W. Les composantes en phase et en quadrature de ce signal qui ont une bande passante limitée à environ 500 KHz sont alors avantageusement soumises au filtre passe-bas double 38 adapté à la phase et à la fréquence du signal de cryptage W, qui limite la largeur de bande du signal utile à 500 KHz pour éliminer le bruit hors bande. De la même façon, lorsque le générateur local 13 de code lo d'étalement P non crypté est en phase avec le code d'étalement Y (P crypté) modulant un signal L2 provenant d'un satellite GPS, on retrouve, en sortie des démodulateurs 36 et 37 correspondant aux versions avancée A et retardée R du code d'étalement P non crypté, les composantes en phase et en quadrature de signaux correspondant à des versions, imparfaitement désétalées du signal L2 en raison des déphasages d'un demi-élément binaire en avance ou en retard du code d'étalement P non crypté, qui correspondent aux données D du satellite modulées par le code de cryptage W et mélangées à du bruit. Comme l'on ne s'intéresse, dans ces deux versions imparfaitement désétalées du signal L2, qu'à la largeur de bande occupée par les données D modulées par le code de cryptage W, qui ne dépasse pas 500 KHz, il est également utile d'éliminer le bruit hors bande par passage dans les filtres passe-bas doubles 39 et 40 adaptés à la phase et à la fréquence du signal de cryptage W. En sortie des filtres passe-bas doubles 38, 39, 40, on se retrouve avec les composantes en phase et en quadrature plus ou moins bruitées de signaux contenant les données D modulées par le code de cryptage W. Comme ces données D modulées par le code de cryptage W sont indésirables pour l'asservissement de synchronisation du générateur local de code d'étalement P non crypté, on les supprime des voies avance et retard en démodulant ces voies par la voie ponctuelle grâce aux démodulateurs doubles 41, 42. En sortie des deuxièmes démodulateurs doubles 41, 42, on se retrouve sur chaque voie avance et retard avec les composantes en phase et en quadrature de signaux complètement démodulés ne comportant plus qu'une composante continue bruitée représentant l'amplitude de la porteuse du signal L2 reçu, captée dans un cas avec un code d'étalement P local non crypté en avance d'un demi-élément binaire et dans l'autre cas avec un code d'étalement P local non crypté en retard d'un demi- élément binaire. On peut alors, comme à l'habitude, obtenir la synchronisation du générateur local de code d'étalement P non crypté en asservissant sa phase de manière à obtenir sur chacune des voies avance et retard une même puissance de réception pour la porteuse du signal L2. Cela est réalisé à l'aide des circuits d'estimation de puissance 43, 44, du 0 discriminateur 45 et de l'oscillateur à contrôl61e numérique de phase 22. Du déphasage du générateur local 13 de code d'étalement P non crypté, on déduit, lorsque la boucle d'asservissement de phase est verrouillée, la pseudodistance (psd) du signal L2. La comparaison des pseudodistances (psd) mesurées avec les signaux L1 et L2 donne le retard relatif en réception du signal L2 par rapport au signal L1 ce qui permet d'estimer les effets de l'ionosphère en direction du satellite visé sur les temps de propagation des signaux L1 et L2 pour en tenir compte dans la localisation. De manière avantageuse, les traitements en réception des signaux L1 et L2 se font en numérique dés qu'ils ont été translatés dans une bande de fréquence suffisamment basse, grâce à une conversion analogique- numérique pratiquée dès la sortie des convertisseurs en fréquence intermédiaire. Les filtres adaptés à la phase et à la fréquence du signal de cryptage W 14, 15, 16, 38, 39, 40 peuvent être réalisés, de façon optimale, selon la technique connue sous la dénomination anglo-saxonne "integrate and dump", qui consiste à intégrer le signal traité sur des fenêtres temporelles adjacentes, d'environ 2>as de large, synchronisées sur le signal du générateur local de code d'étalement P non crypté. REVENDICATIONS 1. Procédé pour le traitement en réception d'un signal L2 de satellite GPS modulé par un code d'étalement Y crypté dont on ignore le signal de cryptage W pour en déduire une pseudodistance, caractérisé en ce qu'il consiste à: - estimer l'effet Doppler affectant le signal L2, - transposer en bande inférieure le signal L2 à l'aide d'au moins une porteuse fixe engendrée localement en réception et translatée du décalage Doppler attendu pour le signal L2, - démoduler en parallèle sur trois voies le signal L2 obtenu en bande inférieure avec les versions avancée, ponctuelle et retardée d'un code d'étalement P non crypté engendrées par un générateur local de code d'étalement à phase réglable, - filtrer les trois signaux démodulés obtenus avec des filtres adaptés à la phase et à la fréquence du signal de cryptage W limitant leurs bandes passantes à environ 500 KHz, - démoduler à nouveau les deux signaux démodulés et filtrés résultant des démodulations par les versions avancée et retardée du code d'étalement P non crypté engendré localement par le signal démodulé résultant de la démodulation par la version ponctuelle du code d'étalement P non crypté engendré localement pour supprimer toute modulation biphase, - calculer les puissances respectives des deux signaux doublement démodulés obtenus à partir des versions avancée et retardée du code d'étalement P non crypté, - asservir la phase du générateur local de code d'étalement P non crypté pour obtenir deux signaux doublement démodulés de puissances égales, et - déduire une pseudodistance de la phase prise par le générateur local de code d'étalement P non crypté lorsque son asservissement de phase est verrouillé. 2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que I'estimation de l'effet Doppler affectant le signal L2 consiste à extraire du signal L1 du satellite GPS considéré, modulé par un code d'étalement C/A connu, le décalage Doppler affectant la porteuse du signal L1 et à appliquer à ce décalage Doppler un rapport de proportionnalité 'de 1 20/1 54ême. 3. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que la transposition du signal L2 en bande inférieure se fait en bande de fréquence intermédiaire. 4. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que la 0 transposition du signal L2 en bande inférieure se fait en bande de base avec, en étape finale, un démodulateur en quadrature (31, 32, 33) délivrant deux composantes en bande de base, I'une en phase et l'autre en quadrature. 5. Dispositif de traitement en réception d'un signal L2 de satellite GPS modulé par un code d'étalement P crypté dont on ignore le signal de cryptage W caractérisé en ce qu'il comporte: - des moyens (4, 8) d'estimation de l'effet Doppler affectant le signal L2, - des moyens (6, 7; 30, 34, 31, 32, 33) de transposition en bande inférieure du signal L2 à l'aide d'une porteuse fixe engendrée localement en réception et translatée du décalage Doppler attendu pour le signal L2, - des premiers moyens de démodulation (10, 11, 1 2; 35, 36, 37), en parallèle sur trois voies, du signal L2 obtenu en bande inférieure avec les versions avancée A, ponctuelle P et retardée R d'un code d'étalement P non crypté engendrées par un générateur local (13) de code d'étalement à phase réglable, - des moyens de filtrage passe-bande (14, 15, 16; 38, 39, 40) des trois signaux démodulées obtenues limitant leurs bandes passantes à environ 500 KHz, -des deuxièmes moyens de démodulation (17, 18; 41, 42) démodulant à nouveau les deux signaux démodulés et filtrés résultant des démodulations par les versions avancée et retardée du code d'étalement P non crypté engendré localement, par le signal démodulé résultant de la démodulation par la version ponctuelle du code d'étalement P non crypté engendré localement pour supprimer toute modulation biphase, -des moyens de calcul (19, 20; 43, 44) des puissances respectives des deux signaux doublement démodulés obtenus à partir des versions avancée et retardée du code d'étalement P non crypté, et - des moyens (21, 22; 45, 22) d'asservissement de la phase du générateur local (13) de code d'étalement P non crypté pour obtenir deux signaux doublement démodulés de puissances égales, 6. Dispositif selon la revendication 5, caractérisé en ce que les moyens d'estimation de l'effet Doppler affectant le signal L2 comportent un circuit de traitement (4) du signal L1 du satellite GPS considéré, modulé par un code d'étalement C/A connu délivrant la valeur (psv) du décalage Doppler affectant la porteuse du signal L1 et un circuit multiplieur (8) appliquant au décalage Doppler affectant la porteuse du signal L1 un rapport de proportionnalité de 120/1 54ème. 7. Dispositif selon la revendication 5, caractérisé en ce que les moyens (6, 7) de transposition en bande inférieure du signal L2 transposent le signal L2 en bande de fréquence intermédiaire. 8. Dispositif selon la revendication 5, caractérisé en ce que les moyens (30, 34, 31, 32, 33) de transposition en bande inférieure du signal L2 transposent le signal L2 en bande de base. 9. Dispositif selon revendication 5, caractérisé en ce que les moyens de filtrage (1 4, 1 5, 1 6; 38, 39, 40) sont du type "integrate and dump" et synchronisés par le générateur local de code d'étalement P non crypté.