Brevet FR2779884A1 — publié le 19991217

La présente invention concerne le domaine des plaques électroluminescentes. Plus précisément la présente invention concerne des moyens d'alimentation électrique de plaques électroluminescentes. La présente invention trouve particulièrement application dans l'éclairage de sous ensemble pour véhicules automobiles, notamment de dispositifs d'affichage, tels que des tableaux de bord. On sait que les plaques électroluminescentes doivent être alimentées par un signal électrique alternatif proche de la sinusoïde et dont la tension est de l'ordre de 100 volts crête à une fréquence de l'ordre de 100 Hz à 2000 Hz. La fréquence du signal électrique d'alimentation agit sur la couleur apparente des plaques, généralement à partir du vert pour les basses fréquences, vers le bleu en atteignant 1 kHz. Par ailleurs la puissance lumineuse augmente avec la tension et la fréquence. De nombreux moyens électroniques connus peuvent être utilisés pour générer un tel signal d'alimentation électrique de plaques électroluminescentes. Cependant aucun de ces moyens connus ne donne totalement satisfaction. On connaît par exemple des circuits d'alimentation exploitant une résonance directe sur la fondamentale. Cependant ces circuits sont difficiles à réaliser pour une application à l'alimentation de plaques électroluminescentes. En effet il est difficile de réaliser un oscillateur à 400 Hz, car cela exige une self de très forte valeur, typiquement de l'ordre de 1 Henry. On connaît également des circuits d'alimentation à base de transformateur élévateur. Cependant de tels circuits exigent un volume de fer important pour le transformateur, pour fonctionner à fréquence basse comprise entre 100 Hz et 2 kHz. On connaît également des circuits comprenant une alimentation continue élévatrice à découpage, apte par exemple à générer une tension de l'ordre de 100 volts continue, associée à un pont en sortie apte à transformer cette tension continue en signal carré. Cependant de tels circuits exigent l'utilisation de transistors de commutation pour le pont de sortie, qui supportent le double de la tension continue générée par l'alimentation à découpage. Par ailleurs ces circuits génèrent des parasites électromagnétiques et peuvent conduire à une usure rapide des plaques électroluminescentes car un signal carré d'alimentation provoque généralement des pics de courant et des composantes haute fréquence dans le signal. On connaît également des circuits d'alimentation à base d'alimentation élévatrice associée à des amplificateurs basse fréquence en sortie, des circuits d'alimentation à base d'une pompe à charge formée d'un oscillateur et un transistor de commutation associé à une self, qui alimente un circuit de sortie en pont, etc... Mais comme indiqué précédemment, aucun de ces circuits connus n'est complètement satisfaisant pour I'alimentation de plaques électroluminescentes. La présente invention a maintenant pour but de proposer de nouveaux moyens aptes à alimenter des plaques électroluminescentes. La présente invention a notamment pour but de proposer de nouveaux moyens d'alimentation adaptés pour ne pas dégrader des plaques électroluminescentes et assurer un bon rendement. La présente invention a également pour but de proposer des moyens d'alimentation adaptés pour limiter l'émission de parasites électromagnétiques. Ces buts sont atteints dans le cadre de la présente invention grâce a un dispositif d'alimentation comprenant un circuit d'entrée apte à générer des arches successives de sinusoïde, qui comporte un système de pompe de charge pour générer la phase ascendante des arches de sinusoïde, et un circuit de décharge pour générer la phase descendante de ces arches. Selon une autre caractéristique avantageuse de la présente invention, le circuit d'entrée est adapté pour générer des arches successives positives de sinusoïde, et le dispositif comprend en outre un circuit de sortie en pont apte à inverser alternativement l'application de ces arches sur les bornes d'alimentation d'une charge, telle qu'une plaque électroluminescente. Par ailleurs selon une autre caractéristique avantageuse de la présente invention, le circuit de décharge précité est adapté pour former un circuit de récupération apte à renvoyer vers l'entrée, pendant la décharge correspondant à la phase descendante d'une arche de sinusoïde, I'énergie stockée dans la capacité de charge. D'autres caractéristiques, buts et avantages de la présente invention apparaîtront à la lecture de la description détaillée qui va suivre et en regard des dessins annexés, donnés à titre d'exemples non limitatifs et sur lesquels: - la figure 1 représente le schéma général d'un dispositif d'alimentation conforme à la présente invention, - la figure 2 représente schématiquement le signal en arches de sinusoïde positives obtenues à la sortie du circuit d'entrée de ce dispositif, - les figures 3, 4 et 5 représentent trois variantes possibles de ce circuit d'entrée, - les figures 6 et 7 représentent deux variantes d'un circuit de commande du dispositif d'alimentation, et - les figures 8 et 9 illustrent des courbes obtenues respectivement sur un dispositif d'alimentation sans récupération et sur un dispositif d'alimentation comportant une telle récupération. Comme on l'a indiqué précédemment et comme illustré sur la figure 1, le dispositif d'alimentation conforme à la présente invention comprend un circuit d'entrée 100 apte à générer des arches successives de sinusoïde positives telles qu'illustrées sur la figure 2 et un circuit de sortie en pont 200 apte à inverser alternativement l'application de ces arches sur les bornes d'alimentation d'une charge 300, telle qu'une plaque électroluminescente. De préférence le circuit de sortie 200 comprend deux branches 210, 220 comportant chacune deux transistors de commutation 212 et 214, 222 et 224 ayant leurs trajets de conduction principale connectés respectivement en série entre la sortie du circuit d'entrée 100 et la masse. Il peut s'agir par exemple de transistors MOS. Les deux bornes 302, 304 de la charge 300 sont reliées respectivement aux points milieux de ces branches 210, 220, c'est à dire au niveau des points communs entre les paires de transistors 212 et 214, respectivement 222 et 224. Ces transistors sont contrôlés en conduction, respectivement blocage, par un circuit de commande 230. Ce dernier est adapté pour imposer la conduction, respectivement et alternativement le blocage, des transistors 212, 214, 222, 224 selon les diagonales du pont 200. Ainsi pour une arche de sinusoïde, de rang pair, issue du circuit d'entrée 100, le circuit de commande 230 impose la conduction des transistors 212 et 224 et le blocage des transistors 214 et 222. Inversement pour l'arche de sinusoïde suivante, de rang impair, issue du circuit d'entrée 100, le circuit de commande 230 impose la conduction des transistors 214 et 222 et le blocage des transistors 212 et 224. Ainsi le circuit de sortie en pont 200 applique les arches de sinusoïde générées par le circuit d'entrée 100, sur la charge 300, alternativement dans un sens et dans l'autre, de sorte que la charge 300 est alimentée par un signal sinusoïdal. La commutation des transistors 212, 214, 222, 224 est commandée par le circuit 230, au passage à zéro des arches de sinusoïde issues du circuit d'entrée 100. Ainsi le dispositif d'alimentation conforme à la présente invention ne génère pas de pertes ni d'émissions de parasites électromagnétiques. Comme on l'a indiqué précédemment, le circuit d'entrée 100 comprend de préférence un système de pompe de charge 101 pour générer la phase ascendante des arches de sinusoïde, et un circuit de décharge pour générer la phase descendante de ces arches. Un asservissement contrôle ces deux circuits avec comme consigne une sinusoïde redressée de référence. On va maintenant décrire un premier mode de réalisation d'un tel circuit d'entrée 100, en regard de la figure 3. Selon ce mode de réalisation illustré sur la figure 3, le circuit d'entrée comprend une self 102 reliée à une borne d'alimentation positive. La self 102 a typiquement une valeur de l'ordre de 500 microHenry. La seconde borne de cette self 102 est reliée à l'anode d'une diode 104 dont la cathode constitue la sortie du circuit 100. Le point commun à la self 102 et à la diode 104 est relié à la masse par l'intermédiaire du trajet de conduction principale d'un transistor 106 (de préférence de type MOS) dont la conduction est commandée par un circuit 110. Une diode 108 est prévue en parallèle du trajet de conduction principale du transistor 106, anode vers la masse, pour interdire les alternances négatives aux bornes du transistor 106. Il peut s'agir d'une diode rapportée en parallèle du transistor 106 ou d'une jonction formant diode intégrée au transistor, notamment dans le cas de transistor MOS. En outre un condensateur de résonance 120 est placé en parallèle du trajet de conduction principale du transistor 106, entre la masse et le point commun à la self 102 et à la diode 104. Ce condensateur 120 a typiquement une capacité de l'ordre de 2,2 nF. Un second condensateur 122 est placé entre la cathode de la diode 104 (soit la sortie du circuit 101) et la masse. Ce condensateur 122 a typiquement une capacité de l'ordre de 470 nF. Le circuit de décharge 130 comprend un transistor 132 (de préférence de type MOS) dont le trajet de conduction principale est placé en série d'une résistance 134, entre la cathode de la diode 104 et la masse. Le transistor 132 est commandé par un circuit 140. Une diode 136 peut être prévue en parallèle du trajet de conduction principale du transistor 132, anode vers la masse, pour interdire les alternances négatives aux bornes de ce transistor 132. Là encore il peut s'agir d'une diode rapportée en parallèle du transistor 132 ou d'une jonction formant diode intégrée au transistor 132, notamment dans le cas de transistor MOS. La résistance 134 a typiquement une valeur de l'ordre de 1 kohm. Le fonctionnement du circuit illustré sur la figure 3 est essentiellement le suivant. Quand le transistor 106 conduit, le courant dans la self 102 augmente. A la coupure du transistor 106 I'énergie stockée dans la self 102 est transférée vers la capacité 120. On observe alors aux bornes de celle-ci une arche de sinusoïde. La durée d'ouverture du transistor 106 est fixée par le circuit 110 à une demi période de résonance du circuit formé par la self 102 et le condensateur 120. Le réglage du temps d'ouverture du transistor 106 est peu critique car on referme celui-ci pendant la conduction de sa diode inverse. De préférence le circuit de commande 110 est formé d'un oscillateur commandé en tension 112 (ou " VCO ") qui pilote un monostable 114 dont la sortie attaque l'entrée de commande du transistor 106. Ainsi la régulation de la tension de sortie est assurée par le VCO 112 qui pilote la fréquence de commande. Selon une variante de réalisation, il peut être prévu, comme illustré sur la figure 4, une self additionnelle 124, entre le point de raccordement du transistor 106 et du condensateur 120 sur la self 102 et l'anode de la diode 104. Ainsi quand la diode 104 conduit, l'énergie stockée dans le condensateur 120 est dirigée vers le condensateur 122 par l'intermédiaire de la self 124. Et on obtient alors une nouvelle fréquence propre qui correspond à la fréquence de résonance du condensateur 120 associé aux deux selfs 102 et 124. Cette disposition permet d'améliorer l'évolution du sommet de l'arche du signal en rapprochant cette évolution d'un sinusoïde. Les circuits représentés sur les figures 3 et 4 peuvent conduire à des pertes importantes, proportionnelles à la valeur de la capacité de sortie. Pour éviter cet inconvénient il est par conséquent proposé un circuit représenté schématiquement sur la figure 5 qui comprend un circuit de décharge1 30 adapté pour former un circuit de récupération apte à renvoyer vers l'entrée, pendant la décharge correspondant à la phase descendante d'une arche de sinusoïde, l'énergie stockée dans la capacité de charge. On retrouve sur la figure 5 une self 102, un transistor 106 associé à une diode de protection 108, et une diode de sortie 104, agencés comme indiqué précédemment. Cependant selon la figure 5, il est prévu un transistor 138 dont le trajet de conduction principale est placé en parallèle de la diode 104. Ce transistor 138 a sa borne de commande pilotée par un transistor 139. Pour cela la borne de commande du transistor 138 est reliée à la masse par l'intermédiaire d'une branche comprenant en série une résistance 137 et le trajet de conduction principale du transistor 139. De plus le transistor 138 est de préférence protégé par une diode zener 135 placée entre l'entrée de commande du transistor 138 et la cathode de la diode 104. Lorsque les transistors 138 et 139 sont bloqués, la commande du transistor 106 définit une alimentation élévatrice à résonance qui fonctionne comme décrit précédemment en regard de la figure 3. En bloquant le transistor 106 et en commandant le transistor 138 par le transistor 139, on obtient au contraire un circuit abaisseur qui renvoit l'énergie stockée dans la capacité de charge en sortie, vers l'entrée, c'est à dire typiquement vers un condensateur de filtrage prévu en aval de la batterie d'alimentation, pour un circuit embarqué sur véhicule. On va maintenant décrire un exemple de réalisation d'un circuit de commande de ce dispositif d'alimentation, en regard de la figure 6. On aperçoit sur cette figure 6 un oscillateur sinusoïdal 160 suivi d'un redresseur bialternance 162. Ces moyens sont destinés à générer des arches positives de sinusoïde servant de consigne. Pour obtenir une tension d'erreur on soustrait le signal de sortie obtenu (ou ce signal de sortie atténué) de ce signal de consigne, dans un soustracteur 164. Le signe du signal d'erreur obtenu à la sortie de 164 sélectionne la commande de l'élévateur (transistor 106) ou de la récupération (transistor 138). Pour cela on sépare la sortie du soustracteur 164 en deux voies dont les gains sont respectivement positif et négatif (typiquement +5 et -5) pour disposer de deux commandes distinctes positives. Les gains sont définis par des modules amplificateurs 170,180. Pour commander l'élévateur (transistor 106), les erreurs positives sont comparées, dans un comparateur 174, à une copie du courant circulant dans la self 102 et le transistor 106, mesuré dans un shunt 107 placé en série du transistor 106. Le résultat du comparateur 174 déclenche le monostable 114 associé au transistor 106. Le courant circulant dans la self 102 étant d'allure triangulaire, le comparateur 174 tient lieu d'oscillateur commandé en tension 112. Le comparateur 174 commande l'ouverture du transistor 106 quand le courant crête souhaité est atteint. Ce courant crête est déterminé par la tension d'erreur de la régulation. Le temps d'ouverture (temps d'une arche) est constant. Il est déterminé par le monostable 114. Le cas échéant le signal d'erreur issu du module amplificateur 170 peut être écrête dans un module 172, avant d'être appliqué au comparateur 174. Pour commander le circuit de récupération (transistor 138) les erreurs négatives sont comparées à une valeur continue (par exemple) 1,5V) dans un comparateur 184. Le cas échéant le signal d'erreur issu du module amplificateur 180 peut être écrête dans un module 182, avant d'être appliqué au comparateur 184. La sortie du comparateur 184 peut commander directement l'entrée du transistor 139. Dans ce cas l'asservissement est de type plus ou moins, la précision et la fréquence de découpage de cette boucle dépend essentiellement de l'hystérésis du comparateur 184 et du gain de boucle. Cependant en variante comme illustré sur la figure 7, on peut insérer un deuxième monostable 144 entre la sortie du comparateur 184 et l'entrée de commande du transistor 139, pour contrôler la durée d'ouverture du transistor 138 et faire une résonance additionnelle. On peut ainsi optimiser le rendement de la récupération. Le comparateur 184 peut être piloté non pas par une tension de consigne continue, mais par un signal représentatif du courant circulant dans le transistor 138, lequel courant est mesuré à l'aide d'un shunt 133 placé en série de ce transistor 138. De préférence pour former le transistor 138 on utilise un transistor MOS canal P, orienté pour que sa diode inverse soit conductrice dans le sens de la charge. Le cas échéant on peut placer une diode rapide en parallèle de ce transistor si ses performances sont insuffisantes. Il peut éventuellement se produire un temps de latence entre les instants de fonctionnement des circuits de charge 101 et de décharge 130, c'est à dire entre la mise hors service du circuit de charge 101 et l'instant d'intervention du circuit de décharge 130. Dans ce cas on a une décharge naturelle de la capacité de sortie. Pour améliorer la forme de la sinusoïde, et supprimer le plateau sur la crête, on peut augmenter le gain (par exemple de l'ordre de 5 à 10%) sur la consigne de la charge par rapport à la décharge. Cependant il faut veiller à ne pas provoquer un fonctionnement simultané des deux circuits, par ce biais. Cela entrainerait en effet des pertes supplémentaires. On a illustré sur les figures 8 et 9 des courbes prélevées respectivement sur un dispositif dépourvu d'un circuit de décharge à récupération, et sur un dispositif muni d'un tel circuit de décharge à récupération. Sur ces figures on a illustré en A le courant dans la self 102 et en B la tension de sortie obtenue. En outre sur la figure 8 on illustré en C la tension de consigne issue du redresseur 162 et en D la commande de décharge appliquée au transistor 139. Sur la figure 9, on observe un plat à la crête de la sinusoïde car le gain de boucle est faible et les consignes de montée et descente sont identiques. On peut cependant améliorer la poursuite en augmentant la vitesse de découpage. Le courant dans la self 102 montre trois zones de fonctionnement: pendant la charge (montée de la sortie), le courant crête atteint 300mA et descend vers -50mA; - pendant le palier maximum le courant est à peu près symétrique (à I'origine de l'ordre de +/- 200mA) et son amplitude diminue; - pendant la période de décharge (pendant laquelle opère le circuit de récupération), le courant est toujours négatif et sa valeur crête dépasse 1 OOmA. Pour une charge composée d'une résistance de 50 kohms et d'un condensateur de 100 nF placés en parallèle, I'utilisation d'un circuit de décharge à récupération conforme à la figure 5 a permis de réduire la consommation de 77 mA à 38 mA par rapport à une version o la décharge est faite dans une résistance, comme illustré sur la figure 3. Bien entendu la présente invention n'est pas limitée aux modes de réalisation qui viennent d'être décrits, mais s'étend à toutes variantes conformes à son esprit. En particulier, la présente invention n'est pas limitée à l'alimentation de plaques électroluminescentes, mais peut trouver d'autres applications pour des dispositifs nécessitant une alimentation en courant alternatif et demandant un onduleur. 1! REVENDICATIONS R E V E N D I C A T I O N S 1. Dispositif d'alimentation électrique, en particulier pour plaques électroluminescentes (300), notamment pour l'éclairage de dispositifs d'affichage pour véhicules automobiles, tels que des tableaux de bord, caractérisé par le fait qu'il comprend un circuit d'entrée (101) apte à générer des arches successives de sinusoïde qui comporte un système de pompe de charge (101; 102, 106, 104, 120) pour générer la phase ascendante des arches de sinusoïde, et un circuit de décharge (130) pour générer la phase descendante de ces arches. 2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé par le fait que le circuit d'entrée (101) est adapté pour générer des arches successives de sinusoïde, positives et qu'il comprend en outre un circuit de sortie (130) en pont apte à inverser alternativement l'application de ces arches sur les bornes d'alimentation (302, 303) 3. Dispositif selon l'une des revendications 1 ou 2, caractérisé par le fait que le circuit de décharge (130) est adapté pour former un circuit de récupération apte à renvoyer vers l'entrée, pendant la décharge correspondant à la phase descendante d'une arche de sinusoïde, I'énergie stockée dans une capacité de charge. 4. Dispositif selon l'une des revendications 1 à 3 prise en combinaison avec la revendication 2, caractérisé par le fait que le circuit de sortie en pont (200) comprend deux branches (210, 220) comportant chacune deux transistors de commutation (212 et 214, 222 et 224) ayant leurs trajets de conduction principale connectés respectivement en série entre la sortie du circuit d'entrée (100) et la masse, les deux bornes (302, 304) de la charge (300) étant reliées respectivement aux points milieux de ces branches (210, 220) et ces transistors étant contrôlés en conduction, respectivement blocage, par un circuit de commande (230) selon les diagonales du pont (200). 5. Dispositif selon la revendication 4, caractérisé par le fait que la commutation des transistors (212, 214, 222, 224) est commandée au passage à zéro des arches de sinusoïde issues du circuit d'entrée (100). 6. Dispositif selon l'une des revendications 1 à 5, caractérisé par le fait que le circuit d'entrée (100) comprend une self (102) reliée à une borne d'alimentation, une première diode (104) reliée en série entre la self (102) et la sortie du circuit d'entrée, et un premier transistor (106) dont le trajet de conduction principale est placé entre le point commun à la self (102) et à la diode (104) et la masse. 7. Dispositif selon la revendication 6, caractérisé par le fait qu'une seconde diode (108) est montée en parallèle du trajet de conduction principale du premier transistor (106). 8. Dispositif selon l'une des revendications 6 et 7, caractérisé par le fait qu'un condensateur de résonance (120) est placé en parallèle du trajet de conduction principale du premier transistor (106). 9. Dispositif selon l'une des revendications 6 à 8, caractérisé par le fait qu'un second condensateur (122) est placé entre la cathode de la première diode (104) et la masse. 10. Dispositif selon l'une des revendications 6 à 9, caractérisé par le fait qu'un transistor de commutation auxiliaire (138) a son trajet de conduction principale placé en parallèle de la première diode (104). 11. Dispositif selon la revendication 10, caractérisé par le fait que la borne de commande du transistor de commutation auxiliaire (138) est reliée à la masse par l'intermédiaire d'une branche comprenant le trajet de conduction principale d'un transistor de commande (139). 12. Dispositif selon l'une des revendications 10 ou 11, caractérisé par le fait que le transistor de commutation auxiliaire (138) est protégé par une diode zener (135). 13. Dispositif selon l'une des revendications 6 à 9, caractérisé par le fait que la cathode de la première diode (104) est tirée à la masse par l'intermédiaire du trajet de conduction principale d'un transistor de commutation secondaire (132). 14. Dispositif selon la revendication 13, caractérisé par le fait qu'une diode (136) est montée en parallèle du trajet de conduction principale du transistor de commutation secondaire (132). 15. Dispositif selon l'une des revendications 6 à 14, caractérisé par le fait qu'une-seconde self (124) est placée en série entre le point commun - au premier transistor (106) et à la self (102) précitée et la première diode (104). 16. Dispositif selon l'une des revendications 6 à 15, caractérisé par le fait qu'il comprend un circuit de commande (110) du premier transistor (106) qui comporte un oscillateur commandé en tension (112) qui pilote un monostable (114) dont la sortie attaque l'entrée de commande du premier transistor (106). 17. Dispositif selon l'une des revendications 6 à 16, caractérisé par le fait qu'un circuit de commande (110) du premier transistor (106) comporte un oscillateur sinusoïdal (160)'suivi d'un redresseur bialternance (162) pour générer des arches positives de sinusoïde servant de consigne. 18. Dispositif selon l'une des revendications 6 à 17, caractérisé par le fait qu'un circuit de commande (110) du premier transistor (106) comporte un soustracteur (164) apte à soustraire le signal de sortie obtenu, d'un signal de consigne en forme d'arches positives de sinusoïde, pour former un signal d'erreur. 19. Dispositif selon la revendication 18, caractérisé par le fait que le signal d'erreur est dirigé vers deux voies possédant respectivement un gain positif et un gain négatif, de sorte que le signal d'erreur commande respectivement selon son signe, un circuit de charge (101) ou un circuit de décharge (130). 20. Dispositif selon l'une des revendications 18 ou 19, caractérisé par le fait que le signal d'erreur est écrêté dans un module (172). 21. Dispositif selon l'une des revendications 6 à 20, caractérisé par le fait que le circuit de commande du premier transistor (106) assurant la charge comprend un comparateur (174) apte à comparer un signal d'erreur à un signal représentant le courant dans ce premier transistor (106) assurant la charge. 22. Dispositif selon l'une des revendications 6 à 21 prise en combinaison avec la revendication 10, caractérisé par le fait que le circuit de commande du transistor de commutation (138) assurant la décharge comprend un comparateur (184) apte à comparer un signal d'erreur à une tension continue..- 23. Dispositif selon l'une des revendications 6 à 21 prise en combinaison avec la revendication 10, caractérisé par le fait que le circuit de commande du transistor de commutation (138) assurant la décharge comprend un comparateur (184) apte à comparer un signal d'erreur à un signal représentant le courant dans ce transistor de commutation (138)- assurant la décharge. 24. Dispositif selon l'une des revendications 6 à 23 prise en combinaison avec la revendication 10, caractérisé par le fait que le circuit de commande du transistor de commutation (138) assurant la décharge comprend un monostable (144).