Brevet FR2773013A1 — publié le 19990625

PROCEDE DE COMMANDE D'UN CONVERTISSEUR DE TENSION CONTINU-CONTINU A STOCKAGE INDUCTIF La présente invention concerne un procédé de commande d'un convertisseur de tension continu-continu, ou hacheur, à stockage inductif. Plus particulièrement, I'invention concerne un tel procédé qui, de façon connue, fonctionne selon des cycles de transfert d'énergie entre une source primaire et une source secondaire, chaque cycle comprenant une période d'accumulation d'énergie magnétique dans un élément inductif à partir de la source primaire, suivie d'une période de restitution de cette énergie dans la source secondaire De tels convertisseurs et leurs procédés de commande sont bien connus dans l'état de la technique. C'est ainsi que le document FR-A-2 729 516 décrit des perfectionnements à ce type de convertisseur. Ces dispositifs donnent de manière générale satisfaction et fournissent, en particulier, un excellent rendement. Toutefois, ce rendement est fonction de la fréquence à laquelle se succèdent les cycles de fonctionnement, et il diminue lorsque cette fréquence augmente. Or, la fréquence est minimale quand la tension est elle-même minimale et quand la charge est maximale. Elle augmente, et donc le rendement diminue, lorsque la tension augmente et/ou lorsque la puissance absorbée par la charge diminue. La présente invention vise notamment à pallier cet inconvénient et, plus particulièrement, à fournir un convertisseur de tension continu-continu à stockage inductif, possédant un meilleur rendement que ceux de l'art antérieur sur une plus grande plage de fonctionnement, à la fois en ce qui concerne la tension et la puissance absorbée par la charge. A cet effet, I'invention a tout d'abord pour objet un procédé de commande d'un convertisseur de tension continu-continu à stockage inductif, fonctionnant selon des cycles de transfert d'énergie entre une source primaire et une source secondaire, chaque cycle comprenant une période d'accumulation d'énergie magnétique dans un élément inductif à partir de la source primaire, suivie d'une période de restitution de cette énergie dans la source secondaire, caractérisé par le fait que l'on introduit dans le cycle de fonctionnement une phase énergétiquement neutre d'une durée telle que le convertisseur fonctionne à fréquence prédéterminée. La fréquence de fonctionnement du convertisseur étant fixée à une valeur choisie, les avantages liés aux perfectionnements décrits dans la document précité sont maintenus. Mais en outre, une nouvelle amélioration du rendement est obtenue par abaissement des pertes magnétiques et de commutation, la fréquence pouvant être maintenue à un niveau plus faible, sans augmentation des courants. En particulier, on adoptera généralement une fréquence de fonctionnement constante correspondant à celle du document précité pour les conditions de tension d'entrée minimale et de charge maximale qui procurent le meilleur rendement. Un autre avantage de fonctionner à fréquence constante est de pouvoir synchroniser le convertisseur avec d'autres fonctions. On peut ainsi réduire les parasites, les bruits ou les battements de fréquence. II est également possible, avec une fréquence de fonctionnement constante, de réaliser des filtres d'entrée accordés sur cette fréquence. De préférence, on débute ladite phase énergétiquement neutre à un passage à 0 de la tension aux bornes de l'inductance magnétisante de l'élément inductif. De préférence également, on débute ladite phase énergétiquement neutre alors que le courant traversant l'inductance magnétisante est le plus faible possible. Si cette phase doit débuter lors d'un passage à 0 de la tension, on a en effet le choix au cours du cycle entre deux instants. On choisira donc celui où le courant est minimum pour minimiser le courant circulant dans l'élément assurant une tension nulle aux bornes de l'élément inductif. De préférence en effet, on peut, en vue d'introduire ladite phase énergétiquement neutre, court-circuiter l'élément inductif. Dans un mode de réalisation particulier, on court-circuite ledit élément inductif à l'aide d'un transistor MOS disposé en série avec une diode, la fermeture du transistor étant commandée à un instant où la diode est polarisée en inverse. L'invention a également pour objet un convertisseur de tension continu-continu à stockage inductif, comprenant un circuit primaire comportant une source primaire et un circuit secondaire comportant une source secondaire, et un élément de couplage inductif entre les circuits primaire et secondaire, caractérisé par le fait qu'il comprend des moyens de court-circuit pour court-circuiter ledit élément inductif, et des moyens pour commander lesdits moyens de court-circuit de manière à introduire dans le fonctionnement du convertisseur des phases de fonctionnement énergétiquement neutres pour amener le convertisseur à fonctionner à fréquence prédéterminée. Dans un mode de réalisation particulier, ledit élément de couplage inductif comprend un enroulement primaire appartenant audit circuit primaire, lesdits moyens de court-circuit comprenant un interrupteur disposé en parallèle sur ledit enroulement primaire. Dans un autre mode de réalisation particulier, ledit élément de couplage inductif comprend un enroulement secondaire appartenant audit circuit secondaire, lesdits moyens de court-circuit comprenant un interrupteur disposé en parallèle sur ledit enroulement secondaire. Dans encore un autre mode de réalisation particulier, ledit élément de couplage inductif comprend un enroulement auxiliaire indépendant des circuits primaire et secondaire, lesdits moyens de court-circuit comprenant un interrupteur disposé en parallèle sur ledit enroulement auxiliaire. On décrira maintenant, à titre d'exemple non limitatif, des modes de réalisation particuliers de l'invention, en référence aux dessins schématiques annexés dans lesquels: - la figure i est un schéma électronique d'un convertisseur selon un premier mode de réalisation de l'invention; - la figure la est une modélisation du transformateur représenté à la figure 1; - les figures 2-1 à 2-6 illustrent les six phases du cycle de fonctionnement du convertisseur de la figure 1; - la figure 3 représente l'évolution du courant dans l'inductance magnétisante et de la tension aux bornes du primaire du transformateur au cours de ce cycle; - la figure 4 est un diagramme énergétique représentant l'évolution au cours du cycle de la tension aux bornes de l'inductance magnétisante et du courant la traversant; et - les figures 5 et 6 sont des schémas similaires à celui de la figure 1 de deux autres modes de réalisation. On voit à la figure 1 un convertisseur de tension continu-continu comprenant de façon connue un circuit primaire 1 et un circuit secondaire 2 couplés par un transformateur 3. Le circuit primaire i comprend, en série avec l'enroulement primaire 4 du transformateur 3, une source de tension 5, ici un générateur, et un transistor MOS de commande 6. De même, le circuit secondaire 2 comprend, en série avec l'enroulement secondaire 7 du transformateur 3, une source de tension 8, ici une charge filtrée, et un transistor MOS de commande 9. Un condensateur 10 est disposé en parallèle sur l'enroulement primaire 7, également de façon connue. On voit à la figure la le transformateur 3 modélisé comme un transformateur parfait avec uniquement l'inductance magnétisante il du transformateur, de valeur Lm vue du milieu magnétisant. Np et Ns étant le nombre de spires des enroulements primaire et secondaire respectivement, Ip et Is le courant dans ces enroulements, le courant magnétisant a pour valeur ILm = Nplp + Nsls On notera par ailleurs Vin et Vout les tensions aux bornes des sources 5 et 8. Selon l'invention, le circuit primaire 1 comprend en outre, en parallèle sur l'enroulement primaire 4, une diode 12 et un transistor MOS 13 dont le fonctionnement sera décrit ci-après. Cette description du fonctionnement du convertisseur de la figure 1 sera faite en référence aux figures 2-1 à 2-6. Les transistors MOS seront, dans ces figures, modélisés par leurs condensateurs et diodes parasites pendant les phases d'ouverture, et comme des courts-circuits pendant leurs phases de fermeture. Les diodes parasites seront elles-mêmes considérées comme idéales, c'est-à-dire comme des courts-circuits lorsqu'elles conduisent, et comme des circuits ouverts lorsqu'elles sont bloquées. Enfin, la diode 12 est modélisée comme une capacité en parallèle avec une diode idéale. La première phase de fonctionnement (figure 2-1), d'une durée Ton, est celle du stockage de l'énergie dans le transformateur 3 à partir de la source 5. Le MOS primaire 6 est fermé quand la tension à ses bornes s'annule à la fin de la phase précédente, ce qui permet une commutation douce. Les MOS 9 et 13 sont ouverts et la diode 12 conduit. Au cours de cette première phase, le courant magnétisant varie de lonim, négatif, à lon2m, positif. La tension aux bornes de l'inductance magnétisante demeure constante à la valeur Vin/Np (figure 4). La diode parasite du MOS 6 conduit tant que le courant Ip dans le circuit primaire est négatif. La détection d'une valeur de consigne lon2p provoque l'ouverture du MOS 6, qui débute la phase 2, représentée à la figure 2-2. Pendant cette deuxième phase, de durée Tr, tous les MOS sont ouverts. L'ouverture du MOS 6 provoque une résonance entre l'inductance primaire Lp et le condensateur Ceqp équivalent à tous les condensateurs du circuit ramené au primaire. Au cours de cette phase, L'énergie est constante, et donc ILm2 * Zeqm + VLm2 = Constante et le point de fonctionnement du convertisseur décrit un arc de cercle sur la figure 4. La détection du passage à 0v de la tension Vs aux bornes de l'enroulement secondaire provoque la fermeture du MOS 9, et le début de la troisième phase. Cette phase 3 est celle de la restitution au secondaire de l'énergie stockée, pendant un temps Toff. Le MOS 6 est ouvert et le MOS 13 est fermé (La diode 12 est polarisée en inverse, de sorte que le courant dans le MOS 13 est nul). Pendant cette phase, la tension VLm aux bornes de l'inductance magnétisante est constante à la valeur -Vout/Ns (figure 4), et le courant ILm décroît de loffîm à loff2m (figure 3). La détection d'une valeur de consigne en loff2s provoque l'ouverture du MOS 9 et le début de la phase 4. L'ouverture du MOS 9 entraîne une résonance. Le courant ILs continue à circuler et charge la capacité Cs du circuit vue du secondaire. Le MOS 6 est ouvert et le MOS 13 fermé. Au cours de cette phase, le point du diagramme de la figure 4 décrit un arc de cercle comme au cours de la phase 2, et la tension VLs augmente au fur et à mesure de la charge du condensateur par le courant ILs, jusqu'à ce que la diode 12 devienne passante, interrompant ainsi la résonance et débutant la cinquième phase au bout d'un temps Tfl (figure 5). Au cours de cette phase de veille, les deux MOS 6 et 9 sont ouverts, et le MOS 13 fermé. La diode 12 est passante, imposant une tension nulle aux bornes de l'enroulement primaire 4. Ainsi, le transformateur 3 garde une énergie constante au cours de cette phase, qui est donc neutre du point de vue énergétique. Le courant ILm dans l'inductance magnétisante est constant, et la tension à ses bornes est nulle. Le point de fonctionnement sur le diagramme de la figure 4 est fixe, sur l'axe vertical des intensités. On observera que cette phase de veille aurait pu être déclenchée à l'autre point du diagramme à tension nulle, mais le courant de court-circuit aurait été plus élevé. La durée Tv de cette phase de veille est réglée de telle sorte que T = Ton + Tr+ Toff+ Tf1 + Tv + Tf2 soit constante et égale à la période de découpage, Tf2 étant la durée de la sixième phase qui sera décrite ci-après. C'est cette phase de veille qui permet de fonctionner à fréquence constante. Lorsque la durée Tv est atteinte, le MOS 13 est commandé à l'ouverture, par des moyens non représentés susceptibles de calculer cette durée, et la phase de résonance reprend. Tous les MOS sont ouverts. Le point de fonctionnement sur le diagramme de la figure 4 poursuit l'arc de cercle de la phase 4. La détection du passage à 0 de la tension du MOS 6 provoque le début de la phase 1 d'un nouveau cycle. On observera ici que la fermeture du MOS 13 est commandée par tout moyen convenable en même temps que celle du MOS 9. Il s'agit là d'une simple disposition pratique, cette fermeture pouvant être commandée à tout instant des phases 3 et 4. Les figures 5 et 6 illustrent deux autres modes de réalisation, dont les fonctionnements sont équivalents à celui de la figure 1. Dans la figure 5, le MOS 15 de commande de la durée du cycle et sa diode 16 en série sont connectés en parallèle sur l'enroulement 7 du secondaire du transformateur, pour le court-circuiter pendant la phase de veille. Dans la figure 6, le transformateur comporte un troisième enroulement 17. Le transistor MOS 18 de commande de la durée du cycle et sa diode 19 sont ici connectés sur cet enroulement pour le court-circuiter pendant la phase de veille. REVENDICATIONS i- Procédé de commande d'un convertisseur de tension continucontinu à stockage inductif, fonctionnant selon des cycles de transfert d'énergie entre une source primaire et une source secondaire, chaque cycle comprenant une période d'accumulation d'énergie magnétique dans un élément inductif à partir de la source primaire, suivie d'une période de restitution de cette énergie dans la source secondaire, caractérisé par le fait que l'on introduit dans le cycle de fonctionnement une phase énergétiquement neutre d'une durée telle que le convertisseur fonctionne à fréquence prédéterminée. 2- Procédé selon la revendication 1, dans lequel ladite fréquence constante est la fréquence de fonctionnement à tension minimum et charge maximum. 3- Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 et 2, dans lequel on débute ladite phase énergétiquement neutre à un passage à 0 de la tension aux bornes de l'inductance magnétisante de l'élément inductif. 4- Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, dans lequel on débute ladite phase énergétiquement neutre alors que le courant traversant l'inductance magnétisante est le plus faible possible. 5- Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, dans lequel, en vue d'introduire ladite phase énergétiquement neutre, on courtcircuite ledit élément inductif. 6- Procédé selon la revendication 5, dans lequel on court-circuite ledit élément inductif à l'aide d'un transistor MOS disposé en série avec une diode, la fermeture du transistor étant commandée à un instant où la diode est polarisée en inverse. 7- Convertisseur de tension continu-continu à stockage inductif, comprenant un circuit primaire comportant une source primaire (5) et un circuit secondaire comportant une source secondaire (8), et un élément de couplage inductif (3) entre les circuits primaire et secondaire, caractérisé par le fait qu'il comprend des moyens de court-circuit (12,13; 15,16; 18,19) pour court-circuiter ledit élément inductif, et des moyens pour commander lesdits moyens de court-circuit de manière à introduire dans le fonctionnement du convertisseur des phases de fonctionnement énergétiquement neutres pour amener le convertisseur à fonctionner à fréquence prédéterminée. 8- Convertisseur selon la revendication 7, dans lequel ledit élément de couplage inductif comprend un enroulement primaire (4) appartenant audit circuit primaire, lesdits moyens de court-circuit comprenant un interrupteur (13) disposé en parallèle sur ledit enroulement primaire. 9- Convertisseur selon la revendication 7, dans lequel ledit élément de couplage inductif comprend un enroulement secondaire (7) appartenant audit circuit secondaire, lesdits moyens de court-circuit comprenant un interrupteur (15) disposé en parallèle sur ledit enroulement secondaire. 10- Convertisseur selon la revendication 7, dans lequel ledit élément de couplage inductif comprend un enroulement auxiliaire(17) indépendant des circuits primaire et secondaire, lesdits moyens de court-circuit comprenant un interrupteur (18) disposé en parallèle sur ledit enroulement auxiliaire.