Brevet FR2768276A1 — publié le 19990312

GENERATEUR D'ALEA La présente invention concerne un générateur de signal aléatoire. Dans le domaine de l'électronique, et notamment le domaine des cartes à puce, il est parfois nécessaire de disposer d'un moyen permettant de générer un signal logique aléatoire, c'est-à-dire un signal comprenant une séquence aléatoire de bits à "1" ou à "O". Par exemple, au cours d'une procédure d'authentification classique d'un lecteur de carte à puce, une carte à puce envoie au lecteur un signal aléatoire, ou ALEA, du type évoqué ci-dessus, comprenant par exemple 16 ou 32 bits. La carte à puce calcule le résultat R = F(ALEA) de la transformation de l'ALEA par une fonction d'authentification FKs à clef secrète Ks. Le terminal effectue, de son côté, le même calcul et renvoie à la carte un résultat R'. Si les résultats R et R' sont identiques, la carte considère le terminal comme authentique et accepte de procéder à la transaction demandée. Dans l'art antérieur, les générateurs d'aléas à logique câblée prennent la forme d'une machine logique (ou automate cellulaire) comportant un nombre fini d'états internes. I1 peut s'agir par exemple d'un registre à décalage dont certains bits sont renvoyés en entrée par l'intermédiaire d'une porte OU Exclusif. A partir d'un état interne initial, on active la machine logique au moyen d'un signal d'horloge et l'on extrait, à chaque coup d'horloge, un bit interne de la machine logique. L'inconvénient de ces machines logiques est qu'elles présentent généralement un taux élevé de répétitivité des séquences de bits qu'elles produisent, ainsi qu'un biais statistique de sortie portant sur la répartition des "1" et des "0". Pour pallier cet inconvénient, on doit prévoir des machines logiques présentant un très grand nombre d'états internes (l'idéal théorique étant que la machine présente un nombre infini d'états internes) . Toutefois, cette solution va à l'encontre des exigences de simplicité, de faible coût de revient et de faible consommation des générateurs d'aléas. Enfin, une autre méthode connue pour pallier cet inconvénient consiste à injecter dans une machine logique des bits externes, prélevés par exemple sur un bus de données, afin de démultiplier les possibilités de transitions entre les états internes de la machine. Toutefois, cette méthode introduit une part de déterminisme entre l'aléa obtenu et les bits externes injectés dans la machine. En définitive, l'expérience montre que les générateurs aléatoires fonctionnant selon le principe de la machine logique ne délivrent jamais des séquences de bits purement aléatoires. Pour cette raison, ils sont qualifiés de "générateurs pseudo-aléatoire. Un objectif de la présente invention est de prévoir un générateur de signal aléatoire qui soit essentiellement aléatoire au lieu d'être pseudoaléatoire. Un autre objectif de l'invention est de prévoir un générateur de signal aléatoire qui soit simple à réaliser, d'un encombrement et d'un coût de revient réduit. Pour atteindre ces objectifs, une idée de la présente invention est d'utiliser le bruit électronique pour générer un signal logique aléatoire. En effet, le bruit électronique est, par nature, essentiellement aléatoire. De plus, le bruit électronique est présent dans tous les circuits électroniques du fait de l'agitation thermoélectronique présente dans les composants électroniques et des bruits de commutation de transistors. Il est donc aisé de réaliser une source de bruit électronique, par exemple au moyen d'un composant électronique ou, plus simplement encore, en prélevant le bruit électronique présent à l'intérieur d'un circuit. Ainsi, essentiellement, la présente invention prévoit un générateur de signal aléatoire comprenant des moyens pour transformer un bruit électronique en un signal logique dont la valeur dépend des fluctuations aléatoires du bruit électronique. Selon un mode de réalisation, le générateur comprend des moyens pour comparer l'amplitude d'un bruit électronique à une valeur de seuil, et délivrer un signal logique dont la valeur instantanée dépend de l'amplitude du bruit relativement à la valeur de seuil. Selon un mode de réalisation préféré, le générateur comprend des moyens pour transformer un bruit électronique en un décalage temporel d'au moins deux signaux pulsés, et des moyens pour délivrer un signal logique dont la valeur est fonction du décalage relatif des deux signaux pulsés. Selon un mode de réalisation, le générateur comprend au moins deux lignes à retard ayant des constantes de temps initialement équilibrées. Les deux lignes à retard reçoivent en entrée un signal pulsé de référence, et au moins l'une des lignes à retard reçoit un bruit électronique faisant fluctuer sa constante de temps. Selon un mode de réalisation, les lignes à retard comprennent des portes logiques en cascade, et au moins une porte logique d'au moins une ligne à retard reçoit un bruit électronique faisant fluctuer sa constante de temps de commutation. Par exemple, le bruit électronique est appliqué sur la borne de masse ou la borne d'alimentation de la porte logique, ou sur la borne de masse d'une capacité tampon connectée à la sortie de la porte logique. Avantageusement, le bruit électronique est un bruit différentiel prélevé en deux points d'un plan de masse ou en deux points d'un plan d'alimentation électrique. Selon un mode de réalisation il est prévu au moins deux oscillateurs distincts pour délivrer deux signaux oscillants non corrélés, injectés en tant que bruit complémentaire dans les lignes à retard. Avantageusement, la sortie d'une ligne à retard est ramenée sur son entrée par l'intermédiaire de portes logiques, pour former un oscillateur délivrant le signal pulsé de référence. Selon un mode de réalisation, le générateur comprend des moyens pour échantillonner le signal logique au rythme d'un signal de synchronisation. Ces objets, caractéristiques et avantages ainsi que d'autres de la présente invention seront exposés plus en détail dans la description suivante de divers exemples de réalisation d'un générateur aléatoire selon l'invention, faite à titre non limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles - la figure 1 est le schéma électronique d'un premier mode de réalisation d'un générateur selon l'invention, - la figure 2 représente des signaux présents dans le générateur de la figure 1, - les figures 3 et 4 représentent un bruit électronique et une tension de référence appliqués au générateur de la figure 1, - la figure 5 représente sous forme de blocs un deuxième mode de réalisation d'un générateur selon l'invention, - les figures 7 à 10 représentent des exemples de réalisation de lignes à retard selon l'invention, sous forme de blocs en figure 5, et - la figure 11 est le schéma électrique d'un élément du générateur de la figure 5. Premier mode de réalisation de l'invention La figure 1 représente un premier mode de réalisation d'un générateur 1 de signal aléatoire selon l'invention. Le générateur 1 comprend un comparateur 2 ayant un gain théorique infini et recevant un bruit électronique N sur son entrée positive et une tension de référence Vref sur son entrée négative. La sortie du comparateur 2 délivre un signal logique aléatoire RS. Le signal RS est appliqué à un circuit échantillonneur 3 qui délivre un signal aléatoire RSs synchronisé à un signal d'horloge Hs. Le circuit 3 est par exemple une bascule S-C déclenchée par les fronts montants de l'horloge Hs. La bascule synchrone 3 reçoit le signal RS sur son entrée S (Set) et un signal inverse /RS sur son entrée C (Clear), par l'intermédiaire d'une porte inverseuse 4. Le signal RSs est prélevé sur la sortie Q de la bascule S-C. La figure 2 représente les signaux RS, Hs et RSs du générateur 1, et la figure 3 représente les fluctuations du bruit N relativement à la tension de référence Vref. On voit que le signal RS oscille de façon aléatoire entre la valeur logique 0 et la valeur logique 1 (tension de saturation de l'amplificateur 2), en fonction de l'amplitude du bruit N relativement à la tension de référence Vref. Ici, le signal RS est à 1 quand l'amplitude du bruit est supérieure à la tension Vref, et à 0 dans le cas contraire. Comme le bruit N est essentiellement aléatoire, le signal RS est également aléatoire. A chaque front 5 de l'horloge Hs, le signal synchronisé RSs recopie la valeur du signal RS et conserve cette valeur jusqu'au front d'horloge suivant. Le signal RSs est ainsi une séquence de bits aléatoire, synchronisée à l'horloge Hs, par exemple la séquence "11010110001" représentée en figure 2. Cette séquence peut être utilisée comme aléa dans un circuit intégré cadencé par l'horloge Hs. La mise en oeuvre du dispositif de l'invention suppose que l'on dispose d'une source de bruit N centrée sur la valeur de référence Vref. Selon une autre idée de l'invention, on propose d'utiliser le bruit électronique présent dans le plan d'alimentation ou dans le plan de masse des circuits intégrés, d'une amplitude de l'ordre de quelques dizaines de millivolts. Par exemple, selon l'invention, l'entrée négative et la borne de masse de l'amplificateur 2 sont connectées en un point GNDl d'un plan de masse bruité, et l'entrée positive de l'amplificateur 2 est connectée en un autre point GND2 du même plan de masse. Entre les deux masses GND1, GND2 apparaît un bruit différentiel N qui ne comporte pas de composante continue. La tension Vref est donc ici une tension nulle. La sortie de l'amplificateur 2 est à "1" quand le bruit différentiel est positif, et à "o" quand le bruit différentiel est négatif. Selon une variante, l'entrée négative de l'amplificateur 2 reçoit une tension d'alimentation continue Vcc prélevée en un point PV1 d'un plan d'alimentation, et son entrée positive reçoit la tension d'alimentation Vcc prélevée en un autre point PV2 du même plan d'alimentation. Dans ce cas, le bruit N est le bruit différentiel existant entre les points PV1 et PV2 du plan d'alimentation. Perfectionnement du premier mode de réalisation Des essais conduits par la demanderesse ont montré que le générateur 1 de la figure 1 présente, en pratique, divers inconvénients. Ces inconvénients tiennent d'une part à la consommation électrique du comparateur 2 et, d'autre part, à la difficulté de compenser les dérives de tension apparaissant dans l'amplificateur 2 en fonction de la température. Comme illustré par la figure 4, ces dérives conduisent l'amplificateur 2 à décaler le bruit N vis-à-vis de la tension de référence Vref, de sorte que le signal RS peut se retrouver bloqué sur la valeur 1 ou 0. Ainsi, un autre objectif de la présente invention est de prévoir un moyen pour transformer un bruit électronique en signal logique aléatoire, qui présente une grande stabilité de fonctionnement et une faible sensibilité à la température. Un objectif plus particulier de l'invention est que ce moyen présente une faible consommation électrique. Pour atteindre ces objectifs, la présente invention propose un procédé de conversion d'un bruit électronique N comprenant une étape préliminaire de conversion du bruit N en un décalage temporel At de deux signaux pulsés, suivie d'une étape de conversion du décalage temporel At en un signal logique. La figure 5 représente un générateur 10 de signal aléatoire RS mettant en oeuvre ce procédé. Le générateur comprend deux lignes à retard 11 et 12 qui reçoivent en entrée un signal pulsé de référence Hr, et délivrent chacune un signal S1, respectivement S2, ayant un temps de retard T sur le signal Hr. Les lignes à retard 11, 12 sont initialement parfaitement équilibrées, et présentent chacune la même constante de temps T. Ainsi, normalement, les signaux S1 et S2 sont parfaitement synchrones et recopient le signal Hr avec un même retard T. Selon l'invention, un bruit N est injecté dans au moins l'une des lignes à retard, par exemple la ligne 12, de manière à modifier la constante de temps de la ligne d'une valeur At aléatoire, positive ou négative selon l'amplitude du bruit N. Les signaux pulsés S1, S2, décalés par l'injection du bruit N dans la ligne 12, sont envoyés respectivement sur les entrées IN1, IN2 d'un circuit 13, qui délivre sur sa sortie OUT un signal logique RS dont la valeur instantanée est fonction du sens de décalage des signaux S1, S2. Comme décrit plus haut, et de façon optionnelle, le signal aléatoire RS est ensuite échantillonné au rythme d'un signal horloge Hs par une bascule S-C 14 dont, la sortie Q délivre un signal aléatoire synchronisé RSs, ou aléa. Le fonctionnement du générateur aléatoire 10 est illustré par la figure 6 qui représente les signaux Hr, S1, S2, RS, Hs et RSs On voit que le signal S2 délivré par la ligne 12 (soumise au bruit N) est parfois en avance de +At, parfois en retard de -dt sur le signal S1. Le circuit 13 se déclenche à chaque réception d'une impulsion de l'un des signaux S1 ou S2. Quand une impulsion S1 est reçue avant une impulsion S2, le circuit 13 met sa sortie OUT à 1 (signal RS). Quand une impulsion Si est reçue avant une impulsion S2, le circuit 13 met sa sortie à 0. Le signal RS est donc un signal aléatoire dont la valeur dépend du sens de décalage des signaux S1, S2. Le signal synchronisé RSs recopie le signal RS à chaque front montant de l'horloge d'échantillonnage Hs. On va maintenant décrire, en relation avec les figures 7 à 9, un exemple simple de réalisation des lignes à retard 11, 12, et des exemples d'injection de bruit dans au moins l'une des lignes à retard. Sur la figure 7, les lignes 11 et 12 comprennent chacune deux portes inverseuses en cascade, respectivement 20, 21 et 22, 23, et sont rigoureusement identiques. La porte 20 est rigoureusement identique, dans les limites de la technologie de fabrication, à la porte 22, et la porte 21 rigoureusement identique à la porte 23. La sortie de la porte 20 est connectée à une borne d'une capacité tampon 24 dont l'autre borne est connectée à la masse. Cette capacité 24 s'ajoute à la capacité parasite de sortie de la porte 20 et permet de calibrer la constante de temps T de la ligne 11. A la sortie de la porte 22 de la ligne 12 est disposée une capacité tampon 25 rigoureusement identique à la capacité 24. Les portes 20 à 23 sont alimentées par une tension Vcc prélevée en un même point PV1 d'un plan d'alimentation et sont connectées à un même point de masse GND1 d'un plan de masse. La borne de masse de la capacité 24 est connectée au point de masse GND1 alors que la borne de masse de la capacité 25 est connectée à un autre point de masse GND2, prélevé en un autre endroit du plan de masse. Ainsi, et comme on l'a expliqué plus haut, un bruit différentiel N1 est injecté sur la borne de masse de la capacité 25, ce bruit étant égal à la différence de tension entre les points de masse GND2 et GND1. Ce bruit N1 provoque un déséquilibre aléatoire des constantes de temps des deux lignes à retard 11, 12. Les signaux pulsés S1, S2 en sortie des lignes 11, 12 se trouvent décalés aléatoirement, comme illustré en figure 6. Un autre exemple d'injection de bruit est illustré sur la figure 8. Sur cette figure, tous les éléments sont connectés au point de masse GND1, à l'exception de la porte 23 de la ligne 12, qui a sa borne de masse connectée au point de masse GND2. Le bruit différentiel N1 est donc injecté ici sur la masse de la porte 23, et modifie aléatoirement la tension de seuil VTN23 de commutation basse (passage à 0) de cette porte. La modification aléatoire de la tension de seuil VTN23 se traduit par un déséquilibre aléatoire de la constante de temps de la ligne 12. De plus, toutes les portes logiques ont leur borne d'alimentation connectée au point PV1 du plan d'alimentation, à l'exception de la porte 20 qui a sa borne d'alimentation connectée à un autre point d'alimentation PV2, prélevé en un autre endroit du plan d'alimentation. Un bruit différentiel N2 est donc injecté sur l'alimentation de la porte 20 et modifie aléatoirement sa tension de seuil VTP20 de commutation haute (passage à 1), ce qui entraîne un déséquilibre temporel supplémentaire entre les lignes 11 et 12. Sur la figure 9, on a combiné les injections de bruits N1 et N2 qui viennent d'être décrites : les bornes de masse de la porte 23 et de la capacité 25 reçoivent le bruit N1 et la borne d'alimentation de la porte 20 reçoit le bruit N2. En outre, une capacité 26 est ajoutée en parallèle avec la capacité 24 de la ligne 11 et une capacité 27 est ajoutée en parallèle avec la capacité 25 de la ligne 12. Les capacités 26 et 27 sont identiques mais reçoivent sur leur borne de masse des signaux oscillants H1, H2 délivrés par des oscillateurs OSC1, OSC2 différents ayant des fréquences propres différentes. Ainsi, le signal H1 injecte dans la ligne 11 un bruit supplémentaire N3 et le signal H2 injecte dans la ligne 12 un bruit supplémentaire N4. Le bruit différentiel résultant N3 - N4 est un bruit cyclique non aléatoire qui présente toutefois un temps de cycle assez long (multiple des fréquences propres des deux oscillateurs OSC1, OSC2). En pratique, les lignes à retard selon l'invention peuvent faire l'objet de diverses autres variantes de réalisation et perfectionnements. En particulier, bien que les lignes à retard 11, 12 représentées sur les figures 7 à 9 ne comportent que deux portes inverseuses en cascade dans un souci de simplicité de la description, il est bien évident que ce nombre peut être augmenté et choisi en fonction de la constante de temps que l'on souhaite obtenir et des caractéristiques de commutation des portes logiques. De plus, de multiples points d'injection de bruit peuvent être prévus. Par ailleurs, il convient de noter que la réalisation des lignes à retard 11, 12 au moyen de portes logiques, notamment de portes CMOS, permet de maîtriser la consommation du générateur 10 selon l'invention. Par exemple, les portes 20 et 22 dont les sorties attaquent les capacités 24, 26 et 25, 27 peuvent être alimentées par l'intermédiaire de générateurs de courant 28, 29 à faible débit, comme illustré en figure 9 (on peut également dimensionner la taille du drain du transistor PMOS qu'elle comporte de manière à limiter le courant de commutation). Egalement, étant donné que les portes CMOS ne consomment du courant qu'à la commutation, des transistors PMOS 30, 31 accélérateur de commutation peuvent être disposés entre les sorties des portes 21 et 23 et leurs entrées, comme illustré en figure 9. Enfin, selon un mode de réalisation avantageux représenté sur la figure 10, l'une des lignes à retard, ici la ligne 12, a sa sortie ramenée sur son entrée par l'intermédiaire de portes inverseuses 32, 33, 34 en cascade. L'ensemble forme une boucle d'oscillateur OL permettant de générer in situ le signal de référence Hr appliqué à l'entrée des lignes 11, 12. Dans le mode de réalisation illustré par la figure 10, la sortie de la ligne 12 est ramenée en entrée par l'intermédiaire d'une porte NON ET 32 pilotée par un signal d'activation ACTIV du générateur, et de deux portes inverseuses 33, 34. Le nombre total de portes inverseuses de la boucle d'oscillateur OL doit être, de façon classique, impair. Par ailleurs, la sortie d'une porte inverseuse de la boucle OL, par exemple la porte 33, comporte à sa sortie une capacité tampon Cv variable. La capacité Cv comprend en parallèle une capacité 35 et des capacités 36 à 39 commutables au moyen de transistors MOS pilotés par des signaux A, B, C, D. Ces signaux peuvent être prélevés en tout point d'un circuit intégré, par exemple dans un bus d'adresse ou de données, ou à la sortie du générateur 10. La modification de la capacité Cv entraîne une modification de la fréquence de résonance de la boucle d'oscillateur OL. La figure 11 représente un mode de réalisation du circuit 13 de la figure 5. Le circuit 13 comprend deux inverseurs à mémoire 50, 51 dont les entrées sont connectées à la masse par l'intermédiaire de deux transistors 52, 53, respectivement. Le signal de référence Hr commande les transistors 52, 53 par l'intermédiaire d'une porte inverseuse. Les sorties des inverseurs 50, 51 attaquent respectivement l'entrée S et l'entrée C d'une bascule 54 de type S-C. La sortie Q de la bascule 54 délivre le signal RS et la sortie /Q délivre le signal inverse /RS. La sortie de l'inverseur 50 est connectée à la masse par l'intermédiaire de deux transistors 55, 56 en série. Le transistor 55 est piloté par le signal S1 et le transistor 56 est piloté par la sortie de l'inverseur 51. De façon symétrique, la sortie de l'inverseur 51 est connectée à la masse par l'intermédiaire de deux transistors 57, 58. Le transistor 57 est piloté par le signal S2 et le transistor 58 est piloté par la sortie de l'inverseur 50. Le signal de sortie RS passe à 1 quand la sortie de l'inverseur 50 passe à O, et passe à 0 quand la sortie de l'inverseur 51 passe à 0. A chaque période du signal de référence Hr, la sortie des inverseurs 50, 51 est mise à 1 par le passage à 0 du signal Hr, qui précède les impulsions des signaux S1, S2. Pendant la période d'attente qui suit, la bascule 54 maintient ainsi la valeur courante du signal RS à la sortie du circuit 13. Si, ensuite, une impulsion S1 apparaît avant une impulsion S2, l'impulsion S1 ferme le transistor 55, la sortie de l'inverseur 50 passe à 0, et le signal RS passe à 1 (ou reste à 1, selon sa valeur précédente) Inversement, si une impulsion S2 apparaît avant une impulsion S1, l'impulsion S2 ferme le transistor 57, la sortie de l'inverseur 51 passe à 0 et le signal RS passe à C (ou reste à 0). On voit que la structure du circuit est telle que les sorties des inverseurs à mémoire 50, 51 ne peuvent être simultanément à 0, l'un des transistors 56, 58 étant rendu non conducteur par le premier inverseur dont la sortie est à 0. Les trois états possibles des sorties des inverseurs 50, 51 sont donc - "11" : réception d'une impulsion à O du signal Hr (phase d'initialisation), - "01" : réception d'une impulsion S1 avant une impulsion S2, ou - "10" : réception d'un impulsion S2 avant une impulsion S1, et correspondent respectivement au maintien de la valeur précédente du signal RS, au passage (ou au maintien) à 1 du signal RS, au passage (ou au maintien) à O du signal RS. I1 apparaîtra clairement à l'homme de l'art que la présente invention est susceptible de diverses variantes de réalisation et perfectionnements. En particulier, il existe en pratique diverses méthodes pour obtenir des lignes à retard parfaitement symétriques en l'absence de bruit électronique. Ces méthodes relèvent du savoir-faire de l'homme de l'art et n'ont pas été décrites dans un souci de simplicité. D'autre part, il peut être noté que la prévision de plusieurs paires de lignes à retard en parallèle, ayant chacune leur propre boucle d'oscillateur ou une boucle d'oscillateur commune, permet de délivrer en un coup d'horloge un mot aléatoire comprenant une pluralité de bits en parallèle. Par ailleurs, bien que les lignes à retard selon l'invention aient été présentées comme constituées de portes logiques, il est bien évident que ces lignes à retard peuvent être réalisées de diverses autres manières connues. Enfin, il convient de noter que le générateur aléatoire selon l'invention, en raison de sa simplicité et de sa faible consommation de courant, convient particulièrement bien aux circuits intégrés des cartes à puce, notamment aux circuits intégrés des cartes à puce sans contact alimentés par induction électromagnétique et possédant de faibles ressources énergétiques. REVENDICATIONS 1. Générateur (1, 10) de signal aléatoire, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens (2, 11, 12, 13) pour transformer un bruit électronique (N, N1, N2) en un signal logique (RS) dont la valeur dépend des fluctuations aléatoires du bruit électronique (N, Ni, N2). 2. Générateur (1) selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens (2) pour comparer l'amplitude d'un bruit électronique (N) à une valeur de seuil (Vref), et délivrer un signal logique (RS) dont la valeur instantanée dépend de l'amplitude du bruit (N) relativement à la valeur de seuil (Vref). 3. Générateur (10) selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend - des moyens (10, 11) pour transformer un bruit électronique (N, N1, N2) en un décalage temporel d'au moins deux signaux pulsés (S1, S2), et - des moyens (13) pour délivrer un signal logique (RS) dont la valeur est fonction du décalage relatif (+At, -At) des deux signaux pulsés (S1, S2). 4. Générateur selon la revendication 3, caractérisé en ce qu'il comprend au moins deux lignes à retard (11, 12) ayant des constantes de temps (T) initialement équilibrées, et en ce que - les deux lignes à retard (11, 12) reçoivent en entrée un signal pulsé de référence (Hr), - au moins l'une des lignes à retard (11, 12) reçoit un bruit électronique (N, N1, N2) faisant fluctuer (+At, -At) sa constante de temps (T). 5. Générateur selon la revendication 4, caractérisé en ce que - les lignes à retard (11, 12) comprennent des portes logiques (20-23) en cascade, et - au moins une porte logique (20, 22, 23) d'au moins une ligne à retard (11, 12) reçoit un bruit électronique (N1, N2) faisant fluctuer sa constante de temps de commutation. 6. Générateur selon la revendication 5, dans lequel le bruit électronique (N1, N2) est appliqué sur la borne de masse ou la borne d'alimentation de la porte logique (20, 23) 7. Générateur selon l'une des revendications 5 et 6, dans lequel le bruit électronique (N1) est appliqué sur la borne de masse d'une capacité tampon (25) connectée à la sortie de la porte logique (22). 8. Générateur selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que le bruit électronique (N1, N2) est un bruit différentiel prélevé en deux points (GND1, GND2) d'un plan de masse ou en deux points (PV1, PV2) d'un plan d'alimentation électrique. 9. Générateur selon l'une des revendications 4 à 8, caractérisé en ce qu'il comprend au moins deux oscillateurs distincts (OSC1, OSC2) pour délivrer deux signaux oscillants (H1, H2) non corrélés, et en ce que lesdits signaux oscillants sont injectés en tant que bruit complémentaire (N3, N4) dans les lignes à retard. 10. Générateur selon l'une des revendications 4 à 9, dans lequel la sortie d'une ligne à retard (12) est ramenée sur son entrée par l'intermédiaire de portes logiques (32, 33, 34) pour former un oscillateur délivrant le signal pulsé de référence (Hr). 11. Générateur (1, 10) selon l'une des revendications précédentes, comprenant des moyens pour échantillonner le signal logique (RS) au rythme d'un signal de synchronisation (Hs).