Brevet FR2762159A1 — publié le 19981016

La présente invention concerne les circuits de protec- tion contre la mise en court-circuit et, plus précisément, un circuit de protection de transistors bipolaires à grille isolée (IGBT) à rendement élevé dans un circuit à organe de commande de moteur. Une condition commune que doivent remplir les conver- tisseurs à transistors IGBT pour la commande de moteur est que les transistors IGBT doivent supporter les courts- circuits pendant des périodes de l'ordre de 5 à 10 gs. Les possibilités d'un transistor IGBT à résister à un court-circuit pendant une période donnée sont essentielle- ment déterminées par le gain en présence d'un court-circuit. Actuellement, deux types fondamentaux de transistors IGBT sont disponibles en général, c'est-à-dire les types pour "courts-circuits" qui sont destinés essentiellement aux applications de commande des moteurs, et les types à "rendement élevé" qui sont destinés aux applications dans lesquelles les possibilités de résistance aux courts-cir- cuits ne sont pas nécessaires, par exemple dans les alimen- tations commutées. Il existe un compromis obligatoire entre ces deux types de dispositifs. Les transistors IGBT pour courts-circuits (habituellement destinés à supporter les courts-circuits pendant un temps pouvant atteindre 10 gs) sont moins efficaces que les transistors IGBT à rendement élevé, mais ces derniers ont des possibilités plus réduites de résistance aux courts-circuits. Comme l'indiquent les courbes de la figure 1, des transistors IGBT à rendement élevé (courbe A) fabriqués par International Rectifier Corporation, ont un courant de court-circuit double de celui des types prévus pour une résistance aux courts-circuits (courbe B). Le plus grand courant de court-circuit de ce type à rendement élevé limite la durée de résistance aux courts-circuits à moins de la moitié de celle du type pour courts-circuits. Il serait souhaitable pour les fabricants de semi- conducteurs d'éliminer la fabrication de composants destinés à résister aux courts-circuits, en faveur uniquement des types à rendement élevé. Les avantages potentiels seraient: 1) une simplification de la logistique de fabrication, de la tenue de stock, etc. par fabrication d'un seul type fondamental de transistor IGBT à rendement élevé, et non de deux types différents, et 2) de meilleures solutions aux applications qui néces- sitent des possibilités de mise en court-circuit, avec une plus grande souplesse de réalisation et de meilleures performances du système. La présente invention atteint les objectifs précités et présente les avantages indiqués par réalisation d'un circuit et mise à disposition d'un procédé qui améliore la résistance aux courts-circuits des transistors IGBT à rende- ment élevé, avec une solution indépendante de la pastille et étonnamment simple qui est essentiellement transparente pour l'utilisateur. Plus précisément, la présente invention, dans ses divers modes de réalisation, comprend l'addition d'une résistance commune d'émetteur extérieure à un type de tran- sistor IGBT à rendement élevé et gain élevé afin que les possibilités de résistance aux courts-circuits du transistor IGBT soient accrues. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention seront mieux compris à la lecture de la description qui va suivre d'exemples de réalisation, faite en référence aux dessins annexés sur lesquels: la figure 1 représente les caractéristiques de mise en court-circuit de transistors IGBT à rendement élevé par rapport à celles de transistors IGBT pour courts-circuits; les- figures 2A et 2B sont des schémas représentant l'effet de l'addition d'une résistance commune d'émetteur sur le courant de court-circuit de transistors IGBT à rende- ment élevé selon l'invention; la figure 3 est un graphique qui représente le temps de résistance aux courts-circuits de 20 us d'un transistor IGBT de type 7 "Gen 3" à 1 200 V, ayant une résistance com- mune d'émetteur de 20 mQ; la figure 4A représente l'utilisation d'un shunt existant de détection de courant dans le circuit commun à bus inférieur destiné à donner une résistance commune d'émetteur qui limite le courant de court-circuit; la figure 4B est un schéma illustrant l'utilisation de shunts individuels existants de branches inférieures de commande vectorielle destinés à donner une résistance commune d'émetteur qui limite le courant de court-circuit; la figure 5 est un schéma illustrant l'utilisation d'un transistor à effet de champ HEXFET à basse tension pour la protection d'un transistor IGBT à rendement élevé et haute tension; la figure 6 est un schéma indiquant que le courant de défaut de mise à la masse circule dans l'impédance de la ligne d'entrée et donne une faible vitesse de montée et une amplitude limitée; la figure 7 est un schéma représentant une réalisation de détecteur de défaut du côté supérieur destiné à avoir une réponse lente à un court-circuit entre lignes, avec une réponse rapide à un court-circuit résultant d'une connexion extérieure intempestive d'une borne de transmission de courant continu à la borne du bus négatif; et la figure 8 est un schéma représentant un circuit destiné à éviter un court-circuit résultant d'une connexion extérieure intempestive d'une borne de sortie en courant alternatif avec la borne négative du bus pour la détection d'un court-circuit préexistant et pour l'inhibition du pilotage de grille. La comparaison des figures 2A et 2B indique l'addition d'une résistance extérieure commune R d'émetteur à un transistor IGBT du type à rendement élevé et gain élevé selon la présente invention, pour un circuit de pilotage 10. Plus précisément, l'addition de la résistance R comme indi- qué sur la figure 2B réduit le gain efficace en présence d'un courtcircuit, grâce à la tension Isc x R qui se soustrait directement de la tension résultante grille- émetteur. Les oscillogrammes de la figure 3 représentent un exemple dans lequel une résistance commune d'émetteur de 20 mQ, destinée à un transistor IGBT de type 7 à 1 200 V, permet l'obtention d'un temps de court-circuit de 20 gs à 850 V, alors que le temps de résistance aux courts-circuits est d'environ 5 gs en l'absence de la résistance. La courbe C représente le signal d'entrée du circuit de pilotage et la courbe D le courant de court-circuit. Dans les conditions normales de fonctionnement, il est avantageux que la tension créée aux bornes de la résistance R soit faible, et l'effet modificateur de la tension grille- émetteur en fonctionnement normal est presque négligeable, comme l'indiquent les estimations calculées suivantes. 1) Circuit de la figure 2B avec un transistor IGBT à rendement élevé de type 4 à 600 V ("Gen 4"), ayant une résistance commune R d'émetteur de 33 mQ. Courant de sortie en fonctionnement 12 A efficaces normal (2,3 kW) Courant dans R en fonctionnement 8,4 A efficaces normal Pertes dans R en fonctionnement 8,42 x 0,033 = 2,3 W normal Pertes estimées dans un transistor IGBT ayant une sortie de 12 A Fréquence Pertes Pertes en pourcentage dans R 4 kHz 13,5 W 17,6 8 kHz 15,4 W 14,9 12 kHz 17,8 W 12,9 2) Circuit de la figure 2B ayant un transistor IGBT à rendement élevé de type 4 à 1 200 V "Gen 4", ayant une résistance commune d'émetteur R de 66 mQ. Courant de sortie en fonctionnement 6 A efficaces normal (2,3 kW) Courant dans R en fonctionnement 4,2 A efficaces normal Pertes dans R en fonctionnement 4,22 x 0,066 = 1,15 W normal Pertes estimées dans un transistor IGBT ayant une sortie de 6A Fréquence Pertes Pertes en pourcentage dans R 4 kHz 11,3 W 10,6 8 kHz 18,1 W 6,6 12 kHz 24,8 W 4,8 Les calculs précédents montrent que les pertes prévues dans la résistance commune d'émetteur à pleine charge, pour un transistor IGBT à rendement élevé ayant une tension nominale de 600 V, sont comprises entre 13 et 17,5 % des pertes du transistor IGBT, pour une résistance commune d'émetteur qui donne un temps de résistance aux courts- circuits de 10 gs. Cette addition de pertes estimées dans la résistance est en réalité à peu près la même que la perte estimée ajoutée à un transistor IGBT ayant un temps de résistance aux courts- circuits de 10 gs, à une tension nominale de 600 V, par rapport au transistor du type à rendement élevé. Les pertes estimées à pleine charge dans la résistance commune d'émetteur qui donnent des possibilités de résis- tance aux courts-circuits pendant 10 ps pour un transistor IGBT à rendement élevé à une tension nominale de 1 200 V sont comprises entre 5 et 11 % des pertes du transistor IGBT. Ces pertes ajoutées sont par exemple inférieures d'environ 30 % aux pertes qui seraient ajoutées si un transistor IGBT à tension nominale de 1 200 V, résistant pendant 10 Ms aux courts-circuits, était utilisé à la place d'un transistor de type à rendement élevé avec une résistance commune d'émetteur. Bien que l'utilisation d'une résistance commune d'émetteur selon la présente invention ne donne probablement pas une réduction notable des pertes globales par rapport aux pertes des types pour courts-circuits, si l'on se place au niveau des composants, l'invention présente en fait une réduction des pertes au niveau du système, ainsi que d'autres avantages pour l'application, en plus des avantages de fabrication décrits précédemment. Les avantages pour l'application sont les suivants. 1) Le temps de résistance aux courts-circuits peut être adapté à la valeur particulière nécessaire à une application particulière sans modification de la réalisation du transistor IGBT, par simple sélection de la valeur de la résistance commune d'émetteur. Plus le temps nécessaire de résistance aux courts-circuits est faible, plus la valeur de la résistance est faible et plus les pertes ajoutées sont réduites. 2) Les pertes ajoutées dans la résistance commune d'émetteur sont dissipées à l'extérieur de la pastille de transistor IGBT. Le transistor IGBT reste du type à rendement élevé avec des pertes minimales, si bien qu'un signal de sortie plus élevé, pour une dimension déterminée de pastille de transistor IGBT, peut être obtenu par rapport à des transistors IGBT pour courts-circuits, c'est-à-dire que, étant donné que cette puissance doit être dissipée, il est préférable qu'elle soit dissipée dans une résistance plutôt que dans le transistor IGBT. 3) Dans un convertisseur triphasé destiné à la commande d'un moteur, une résistance commune d'émetteur destinée à trois des six transistors IGBT seulement peut donner à l'ensemble du convertisseur les possibilités nécessaires de résistance aux courts-circuits (par exemple pendant 10 gs), comme décrit plus en détail dans la suite. En outre, une résistance commune unique d'émetteur peut être utilisée pour les trois transistors IGBT du côté inférieur du circuit convertisseur triphasé. La contribution aux pertes totales de la résistance ou des résistances communes d'émetteur réduit les pertes supplémentaires du convertisseur dans son ensemble à 7,5 % environ par rapport à des pertes supplé- mentaires totales de 15 % dans le cas de six transistors IGBT pour courts-circuits. Il faut cependant noter qu'il serait possible d'utiliser trois transistors IGBT pour courts-circuits et trois transistors à rendement élevé, sans résistance commune d'émetteur, pour obtenir un circuit ayant les mêmes pertes globales. Cependant, un tel circuit nécessiterait deux types différents de transistors IGBT et ne permettrait donc pas d'atteindre l'objectif de l'inven- tion qui est l'élimination de la réalisation des transistors IGBT pour courts-circuits. 4) Si un shunt résistif de mesure de courant fait partie de l'ensemble du train de puissance, comme cela est normalement le cas pour des pilotages jusqu'à quelques kilowatts, la résistance (ou les résistances) de shunt peuvent être utilisées à la fois comme résistances communes d'émetteur pour limiter le courant de mise en court-circuit, et pour la réaction du signal de courant. Cette disposition est représentée sur les figures 4A et 4B sur lesquelles la référence M désigne un moteur. L'invention permet donc de remplacer les transistors IGBT à rendement élevé des trains existants de puissance qui comprennent une seule résistance de shunt inférieur (ou des résistances individuelles de shunt à "commande vectorielle" pour les transistors IGBT du côté inférieur), avec obtention des possibilités de résis- tance aux courts-circuits de 10 gs et réduction des pertes totales du convertisseur d'environ 15 % pour un même courant de sortie. Divers exemples de réalisation de circuits à résistance commune d'émetteur selon l'invention sont les suivants. 1) Le procédé et le circuit préférés mettent en oeuvre un ou plusieurs shunts existants de détection de courant, lorsque de tels shunts sont déjà présents dans le train de puissance. 2) Un autre mode de réalisation comprend l'utilisation de fils de liaison ayant la résistance voulue. 3) Un autre mode de réalisation comprend le montage de résistances extérieures à couches minces sur le substrat d'une carte de circuit de train de puissance. 4) Un autre mode de réalisation comprend l'utilisation de connecteurs destinés à une carte de circuit au niveau de puissance à une carte séparée de pilotage ayant la résis- tance voulue. ) Un autre mode de réalisation comprend l'addition de la résistance voulue sur une carte séparée de circuit de pilotage. Pour que de plus faibles pertes supplémentaires soient obtenues lors du fonctionnement normal et/ou avec un plus long temps de résistance aux courts-circuits, une résistance commune d'émetteur de type non linéaire ayant une faible valeur pour le courant normal de fonctionnement et une valeur plus élevée en présence d'un courant de court-circuit est préférable dans une autre réalisation possible de l'invention. Une telle résistance non linéaire peut être réalisée de la manière suivante. 1) Une résistance de silicium polycristallin ayant un coefficient de variation positive avec la température. La plus grande température due au courant de court-circuit donne une plus grande résistance commune d'émetteur le cas échéant et augmente ainsi le temps de résistance aux courts- circuits. La plus grande résistance obtenue à une plus grande température de fonctionnement donne aussi une plus grande limitation du courant de court-circuit lorsqu'un défaut se produit à une température initiale élevée de fonctionnement. 2) Un dispositif ayant une résistance qui augmente avec le courant, tel qu'un transistor MOSFET de puissance, notamment de type HEXFET de 20 V fabriqué par International Rectifier Corporation. La figure 5 représente la confi- guration du circuit dans lequel un transistor HEXFET de 20 V (par exemple un transistor de type 1 "Gen 5") donne la résistance commune d'émetteur pour un transistor IGBT à rendement élevé (par exemple un transistor IGBT à rendement de type 4 "Gen 4" de 600 V). Le courant de court-circuit du transistor IGBT est limité à celui du transistor HEXFET. Ainsi, dans l'exemple de la figure 5, le transistor IGBT à rendement élevé a un temps de résistance aux courts-circuits d'environ 15 gs. Comme la surface de la pastille du transistor HEXFET est à peu près égale à 15 % de celle du transistor IGBT, le transistor HEXFET ajouté n'augmente pas notablement le coût. Il faut noter que, dans la configu- ration indiquée sur la figure 5, il est possible d'appliquer des impulsions de pilotage uniquement au transistor IGBT ou uniquement au transistor HEXFET, avec une tension fixe de V appliquée à la grille de l'autre dispositif. Comme indiqué précédemment, une résistance commune unique d'émetteur ou des résistances individuelles pour les transistors IGBT du côté inférieur seulement d'un conver- tisseur triphasé peuvent être utilisées pour la protection des six transistors IGBT contre les courts-circuits entre lignes à la sortie. Ceci est dû au fait que le courant de court-circuit entre lignes circule en série dans un tran- sistor IGBT du côté inférieur et un transistor IGBT du côté supérieur. La protection contre les courts-circuits entre lignes du transistor du côté supérieur IGBT est ainsi assurée par l'action de limitation de courant du transistor IGBT inférieur. L'utilisation de résistances communes d'émetteur uniquement pour les transistors IGBT du côté supérieur assure aussi une protection complète du convertisseur contre les courts-circuits entre lignes. Cependant, lorsqu'un ou plusieurs shunts résistifs sont déjà présents à la partie inférieure du circuit, il est plus simple et plus rentable d'utiliser ces composants existants comme résistances communes d'émetteur. Il faut noter que, dans certains types de défauts, il est possible qu'un courant de défaut circule simplement dans les transistors IGBT du côté supérieur et, dans ce cas, les transistors IGBT du côté inférieur ne peuvent pas limiter le courant du côté supérieur. Deux types de défauts qui peuvent donner un courant de court-circuit dans les transistors IGBT du côté supérieur uniquement sont les suivants: défaut de type 1: défaut de mise à la masse à la sortie du convertisseur, défaut de type 2: connexion externe intempestive en court-circuit entre une borne de sortie en courant alternatif et la borne du bus négatif N. Ces deux types de défauts peuvent être gérés sans utilisation de résistances communes d'émetteur pour les transistors IGBT du côté supérieur. Plus précisément, les défauts de type 1 peuvent presque toujours être supportés naturellement par les transistors IGBT à rendement élevé pendant une période de 10 is ou plus sans dispositif supplémentaire de protection. Comme l'indique la figure 6, comme le trajet 12 du courant de défaut de mise à la masse 16 passe par l'impédance 14 d'alimentation d'entrée, la vitesse de montée et l'intensité prévue du courant de défaut de mise à la masse sont sévèrement limitées par l'impédance de la ligne alternative d'entrée. Le courant de défaut de mise à la masse d'intensité relativement faible ne détériore pas les transistors IGBT à rendement élevé pendant une période d'arrêt de 10 gs. Les défauts de type 2 sont plus sévères car le courant de défaut circule du condensateur de bus de faible impédance dans le transistor IGBT du côté supérieur vers la borne de bus négatif N. La nécessité de la présence de résistances communes d'émetteur pour les transistors IGBT du côté supérieur avec ce type de défaut peut être évitée par l'un des moyens suivants. a) L'accès de l'utilisateur à la borne du bus négatif N est évité. La raison de l'accès extérieur au bus négatif N est de former un point de connexion pour un éventuel circuit extérieur de freinage. Les trains de puissance qui ont un transistor interne de freinage ne nécessitent donc pas une borne accessible depuis l'extérieur. Il existe cependant une possibilité pour qu'un utilisateur effectue un mauvais câblage d'une borne alternative d'un convertisseur à la borne de freinage, mais le transistor IGBT du frein, avec sa propre résistance commune d'émetteur, assure alors la protection contre les courts-circuits du transistor IGBT du côté supérieur. b) Le détecteur de courant du bus du côté supérieur est réalisé afin qu'il permette la distinction entre les défauts entre lignes et les défauts de type 2, ces derniers ayant un courant de court-circuit bien supérieur à cause du gain efficace plus élevé des transistors IGBT du côté supérieur qui n'ont pas de résistance commune d'émetteur. Par exemple, le bus du côté supérieur peut avoir un circuit à résistance et isolateur optique destiné à faire la distinction entre les défauts d'intensité élevée entre lignes et de type 2. Le circuit de détection à résistance et isolateur optique est réalisé afin qu'il réponde plus lentement que le circuit inférieur de détection de défaut à un défaut entre lignes, si bien que le second circuit peut régler le temps d'arrêt à la suite d'un défaut entre lignes. Le circuit supérieur de détection du côté est de préférence réalisé afin qu'il réponde aussi rapidement que possible aux défauts de type 2 de plus grande amplitude, si bien qu'il arrête le convertisseur et protège les tran- sistors IGBT du côté supérieur aussi rapidement que possible, c'est-à-dire en un temps de 1 ou 2 gs. Un schéma de principe du détecteur de défaut du côté supérieur est représenté sur la figure 7. Dans le cas d'un court-circuit entre lignes, la tension créée aux bornes de la résistance Rs est insuffisante pour qu'une diode de Zener Z (ou un autre type de diode à seuil), telle que Z sont désignés par la référence 22. Pour les niveaux normaux de courant de défaut, le circuit de déclenchement du côté supérieur a en réalité une plus grande insensibilité au filtrage et au bruit que le circuit inférieur. Un déclenchement rapide ne peut être provoqué que par un courant anormalement élevé dans le shunt du côté supérieur qui ne peut être lui- même dû qu'à un défaut de type 2 bien affirmé. c) Un circuit 24 peut être ajouté afin qu'il détecte une faible impédance entre une borne de sortie quelconque en courant alternatif et la borne du bus négatif N, pour éviter l'apparition des défauts de type 2 à la suite d'un mauvais câblage entre les bornes avant la mise sous tension du convertisseur. Lorsqu'une faible impédance est détectée par de comparateurs COMP entre des bornes U, V ou W et N pendant la période de mise sous tension alors que les grilles des transistors IGBT sont encore inhibées, l'inhibition du circuit de pilotage (et donc du signal transmis par le circuit de pilotage aux grilles des transistors IGBT) à la fin de la séquence de mise sous tension est conservée et empêche le déclenchement du défaut de type 2. Une réali- sation de principe est illustrée par la figure 8. L'invention, dans ces divers modes de réalisation permet de focaliser la fabrication uniquement sur les tran- sistors IGBT à rendement élevé, avec toutes les conséquences permettant des économies correspondantes. Bien entendu, diverses modifications peuvent être apportées par l'homme de l'art aux circuits qui viennent d'être décrits uniquement à titre d'exemple non limitatif sans sortir du cadre de l'invention. REVENDICATIONS 1. Circuit de protection d'un transistor IGBT à rendement élevé dans un circuit d'un organe de commande de moteur (M), caractérisé en ce qu'une résistance commune d'émetteur (R) est placée en série avec le transistor IGBT à rendement élevé afin que les possibilités de résistance aux courts-circuits du transistor IGBT soient accrues. 2. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que le circuit d'un organe de commande de moteur (M) comporte un convertisseur triphasé de commande d'un moteur (M) ayant six transistors IGBT à rendement élevé, et des résistances communes d'émetteur individuelles sont montées en série avec trois des transistors IGBT. 3. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que la résistance commune d'émetteur (R) comporte une seule résistance de shunt placée sur un conducteur du côté infé- rieur du circuit de l'organe de commande de moteur (M) à convertisseur triphasé, et la résistance commune d'émetteur (R) est utilisée pour les deux fonctions de création d'une résistance commune d'émetteur (R) destinée à limiter le courant de court-circuit et, en outre, de formation d'un shunt résistif de mesure de courant de réaction d'un signal en courant. 4. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que la résistance commune d'émetteur (R) comprend des fils de liaison ayant la résistance voulue. 5. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que le circuit comprend un connecteur allant d'une carte de circuit du train de puissance à une carte séparée de circuit de pilotage, et la résistance commune d'émetteur (R) a l'une des caractéristiques suivantes: (i) elle est placée sur la carte séparée de circuit de pilotage, (ii) elle comprend une résistance à couches minces placée sur la carte de circuit du train de puissance, et (iii) elle comporte le connecteur qui a la résistance voulue. 6. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que la résistance commune d'émetteur (R) comprend une résistance non linéaire ayant une faible valeur de résis- tance pour le courant normal de fonctionnement et une valeur plus élevée pour le courant de court-circuit. 7. Circuit selon la revendication 6, caractérisé en ce que la résistance non linéaire comprend un transistor MOSFET de puissance. 8. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que le circuit d'un organe de commande de moteur (M) à convertisseur triphasé comprend des transistors IGBT (20, 22) à rendement élevé à la fois du côté supérieur et du côté inférieur du circuit, et le circuit comporte en outre un détecteur de courant destiné à détecter un défaut de type 2 du côté supérieur. 9. Circuit selon la revendication 8, caractérisé en ce que le détecteur de courant destiné à détecter un défaut de type 2 comprend un circuit à résistance et isolateur optique possédant une diode à seuil (Z) qui permet une charge relativement rapide d'un condensateur à travers une résis- tance de valeur relativement faible en présence d'un défaut de type 2, et une charge relativement lente à travers une résistance de valeur relativement élevée en l'absence d'un défaut de type 2. 10. Circuit selon la revendication 2, caractérisé en ce que les résistances communes d'émetteur individuelles sont des résistances à shunt de commande vectorielle desti- nées à trois des six transistors IGBT du côté inférieur (22) du convertisseur triphasé, le circuit à organe de commande de moteur (M) comprenant en outre un détecteur de courant qui comprend plusieurs comparateurs destinés à détecter une faible impédance entre une borne quelconque de sortie en courant alternatif du circuit convertisseur triphasé et un conducteur formant un bus du côté inférieur.