Brevet FR2762725A1 — publié le 19981030

GRADATJUR DE PUISSANCE La présente invention concerne le domaine des gra- dateurs de puissance destinés à moduler la puissance de fonc- tionnement d'une charge essentiellement résistive, par exemple une lampe, alimentée par une tension alternative, par exemple la tension du secteur. La figure 1 représente un schéma de base d'un gradateur de lumière classique. Un tel gradateur est le plus souvent basé sur l'utilisation d'un triac 1 Jouant le rôle d'un commutateur bidirectionnel, ouvert au repos, monté en série avec une lampe 2 à incandescence ou halogène entre deux bornes 4, 5 d'alimentation alternative. Le triac 1 est commandé par un circuit (CONTROL) 3, dont le rôle est d'envoyer sur la gâchette G du triac 1 des impulsions de fermeture à une fréquence correspondant au double de la fréquence de la tension d'alimentation v. Le circuit 3 est généralement alimenté à partir de la tension alternative au moyen de connexions 6, 7, respectivement à la borne 4 et au point milieu 8 de l'association en série de la lampe 2 et du triac 1. Le circuit 3 est associé à des moyens (non représentés), géné- ralement à commande manuelle, de réglage de l'instant d'appa- rition des impulsions par rapport au début de chaque alternance de la tension d'alimentation. Le fonctionnement du gradateur de puissance représenté à la figure 1 est illustré par la figure 2 qui représente, sous forme de chronogrammes, un exemple d'allures du courant i dans la lampe 2 et de la tension vl de commande du triac 1. Le signal vl correspond à un train d'impulsions d'amplitude V1. En l'absence de courant d'amorçage dans la gâchette G du triac 1, celui-ci est bloqué et aucun courant ne circule dans la lampe 2 (en négligeant le courant d'alimentation du circuit 3 qui est très faible en raison de la forte résistance de la lampe 2 et qui n'entraîne aucun allumage de cette dernière). Au début d'une alternance du secteur (représentée en pointillé à la figure 2), il n'y a donc pas de courant dans la lampe. A un instant tl, correspondant au front montant d'une impulsion P du signal vl, le triac 1 devient conducteur et le courant i dans la lampe croit très rapidement pour suivre la sinusoïde du secteur. Le triac 1 se bloque à la fin de 1 'alter- nance (instant t2) et redevient conducteur à 1' apparition de l'impulsion suivante du signal vl. Un problème qui se pose dans un tel gradateur de puis- sance est que la mise en conduction du triac entraîne des pertur- bations radioélectriques sur le secteur, en raison des pics de courant qui se produisent à chaque fermeture du triac 1. Pour résoudre ce problème, on a généralement recours à un filtre inductif et capacitif. La figure 3 représente un exemple de gradateur de puis- sance classique pourvu d'un tel filtre. Une inductance L est intercalée entre la lampe 2 et le triac 1, afin d'adoucir les pics de courant à la fermeture du triac 1. L'inductance L est associée à un condensateur C monté en parallèle sur l'association en série de l'inductance L et du triac 1, c'est-à-dire connecté entre les bornes 4 et 8. Le condensateur C sert à limiter l'énergie dans l'inductance L. L'association de l'inductance L et du condensateur C constitue ce qu'on appelle généralement un filtre secteur. Un inconvénient du recours à un tel filtre secteur dans un gradateur de puissance, est que l'inductance L est un com- posant particulièrement encombrant et onéreux. De plus, 1'induc- tance n'est pas intégrable. Un autre inconvénient est que l'inductance introduit un phénomène de "scintillement" de la lampe lorsque le gradateur est réglé à faible puissance. En effet, à faible puissance, le cou- rant de maintien du triac est supérieur au courant dans l'induc- tance, ce qui provoque des oscillations à la commnutation du triac. La présente invention vise à proposer un nouveau gra- dateur de puissance qui pallie aux inconvénients des gradateurs classiques. La présente invention vise, en particulier, à proposer un nouveau gradateur qui soit moins encombrant qu'un gradateur classique. La présente invention vise également à maximiser l'in- tégration d'un tel gradateur. La présente invention vise, en particulier, à proposer un gradateur de puissance qui, tout en respectant les normes de perturbations radiofréquences admissibles sur le secteur, fonc- tionne correctement à faible puissance. Pour atteindre ces objets, la présente invention pré- voit un gradateur de puissance d'une charge alimentée par une tension alternative, du type comportant un comnmutateur bidi- rectionnel associé en série avec la charge, le commutateur étant normalement fermé et commnandable en ouverture à chaque alternance de 1' alimentation alternative. Selon un mode de réalisation de la présente invention, ledit commutateur est rendu bidirectionnel au moyen d'un pont redresseur dont deux bornes de sortie fournissent une tension alternative redressée. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le commutateur est constitué d'un premier thyristor ouvrable par la gâchette. Selon un mode de réalisation de la présente invention, une résistance de forte valeur est placée entre l'anode et la gâchette du premier thyristor ouvrable par la gâchette. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le gradateur de puissance comporte un deuxième thyristor ouvrable par la gachette en parallèle sur le premier thyristor, la gâchette du premier thyristor étant reliée à la cathode du deuxième thyristor par l'intermédiaire d'une diode zener, la gâchette du deuxième thyristor étant reliée, par l'intermédiaire d'une résistance de forte valeur, à sa propre anode, et la cathode du deuxième thyristor étant reliée, par l'intermédiaire d'un condensateur de stockage, à la borne de sortie la plus néga- tive du pont redresseur. Selon un mode de réalisation de la présente invention, un signal de commande est appliqué entre la gâchette du premier thyristor et sa cathode, la tension de déclenchement d'une ouver- ture du premier thyristor étant négative ou nulle. Selon un mode de réalisation de la présente invention, ledit signal de commande est constitué d'un train d'impulsions négatives ou nulles à une fréquence correspondant au double de la fréquence de la tension d'alimentation alternative. Selon un mode de réalisation de la présente invention, au moins la gâchette du premier thyristor est reliée à la borne de sortie la plus négative du pont redresseur, au moins par l'in- termédiaire d'un transistor, dont une borne de commande est reliée au point milieu d'un pont diviseur résistif entre les deux bornes de sortie du pont redresseur. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le pont diviseur de tension est dimensionné pour que la tension seuil de mise en conduction du transistor soit supérieure à la tension de fermeture du premier thyristor. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le gradateur de puissance comporte un condensateur d'amor- tissement des pics de commutation à 1 'ouverture du commutateur. Ces objets, caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres de la présente invention seront exposes en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non-limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles: les figures 1 et 3 décrites précédemment sont destinées à exposer l'état de la technique et le problème posé; la figure 4 représente, de façon schématique, un mode de réalisation d'un gradateur de puissance selon l'invention; la figure 5 illustre, sous forme de chronogrammes, le fonctionnement d'un gradateur de puissance selon l'invention; la figure 6 représente un premier mode de réalisation d'un commutateur constitutif d'un gradateur de puissance selon 1 'invention; la figure 7 illustre, sous forme de chronogrammes, le fonctionnement d'un circuit tel que représenté à la figure 6; la figure 8 représente le commutateur de la figure 6, associé à un circuit de commande et & un circuit d'alimentation du circuit de commande; et les figures 9 et 10 illustrent deux autres modes de réalisation d'un commutateur constitutif d'un gradateur de puis- sance selon 1' invention. Les mêmes éléments ont été désignés par les mêmes réfé- rences aux différentes figures. Pour des raisons de clarté, seul les éléments nécessaires à la compréhension de l'invention ont été représentés aux figures et seront décrits par la suite. La figure 4 représente, sous forme simplifiée, un pre- mier mode de réalisation d'un gradateur de puissance selon la présente invention. Comnme précédeent, le gradateur est constitué d'un commutateur bidirectionnel 10 monté en série avec une charge 2, entre deux bornes 4 et 5 d'alimentation alternative, par exemple, raccordées au secteur. Le gradateur comporte également un circuit 3' de commande (CONTROL) du coummutateur 10, qui délivre, par exemple, un train d'impulsions Vc à une fréquence double de la fréquence de la tension alternative v. Toutefois, selon la présente invention, le commutateur est un commutateur normalement fermé et commandable en ouver- ture au moyen du circuit 3'. Ainsi, au lieu de provoquer, au cours de chaque alternance de la tension d'alimentation alter- native, la fermeture d'un commutateur autorisant le passage d'un courant dans la charge, la charge est alimentée au début de cha- que alternance et le commutateur sert, au cours de chaque alter- nance, à couper son alimentation pour moduler le courant efficace et, par voie de conséquence, la puissance de la charge. Un condensateur C est monté en parallèle sur le commu- tateur 10, c'est-à-dire est raccordé entre la borne 4 et le point milieu 8 de l'association en série de la charge 2 avec le commu- tateur 10. Le rôle du condensateur C est ici d'amortir la décroissance du courant dans la lampe à 1 'ouverture du commutateur 10, de façon à ne pas polluer la tension d'alimen- tation alternative par des perturbations radiofréquences. La figure 5 illustre le fonctionnement d'un gradateur de puissance, tel que représenté à la figure 4, et représente, sous forme de chronogrammes, un exemple d'allures de la tension v2 aux bornes de la charge 2, du courant i et du signal Vc. Comme le commutateur 10 est normalement fermé, la conduction démarre sous une tension nulle et la tension v2 suit l'allure de la tension d'alimentation alternative depuis le zéro de tension (instant t10). Ainsi, la croissance du courant i dans la lampe 2 s'effectue sans à-coup. Il n'y a donc pas besoin de filtre inductif pour amortir le courant i. A un instant t12 de chaque alternance, o apparaît une impulsion P' sur le signal Vc, le commutateur 10 s'ouvre et le courant i dans la lampe 2 décroit en étant amorti par le condensateur C. Le commutateur 10 se referme au voisinage de la fin de chaque alternance. La valeur du condensateur C est choisie en fonction de l'amplitude crête de la tension alternative v. En effet, le point critique de fonctionnement correspond à une ouverture du commutateur 10 à un instant o la tension d'alimentation v est à son maximum d'amplitude. Dans ce cas, le courant dans le conden- sateur C, qui est nul tant que le commutateur 10 est fermé, devient brusquement un courant maximal. A titre d'exemple parti- culier, un condensateur de 100 nF convient pour une tension secteur de 220 volts. Une telle valeur de condensateur est parfaitement compatible avec les condensateurs couramment uti- lisés dans les filtres secteurs. La figure 6 représente un mode de réalisation d'un oom- mutateur bidirectionnel normalement fermé et commandable à 1 'ouverture selon la présente invention. Selon ce mode de réalisation, le commutateur 10 est constitué d'un thyristor ouvrable par la gâchette (GTO) associé à un pont redresseur 11. Le pont 11 est, par exemple, constitué d'un pont de diodes D1, D2, D3, D4, comportant deux bornes 4, 8 d'entrée de la tension v et deux bornes 14, 15 délivrant une ten- sion alternative redressée. Dans 1 'exemple représenté, la borne 4 est connectée à la phase (Ph) de la tension secteur et la borne 8 est reliée, par intermédiaire de la lampe 2, au neutre (N). Les bornes 14 et 15 définissent, respectivement, des bornes positive et de masse, de la tension alternative redressée. Le thyristor GTO est relié aux bornes 14 et 15, son anode (A) étant reliée à la borne 14. Une résistance Ron est connectée entre l'anode et la gâchette du thyristor GTO, afin de le rendre normalement fermé. Le thyristor GTO est, de préférence, associé à un tran- sistor, par exemple, un transistor bipolaire T de type NPN dont le collecteur est relié à la gâchette du thyristor GTO et dont l'émetteur est relié à la borne 15. Deux résistances R1 et R2 sont montées en série entre les bornes 14 et 15. Le point milieu de cette association en série est relié à la base du transistor T pour constituer un pont diviseur fixant le potentiel de base du transistor T. Le rôle du transistor T, associé aux résistances R1 et R2, est de permettre la commande du thyristor GTO à partir d'un signal de commande Vc impulsionnel appliqué entre la gâchette et la cathode K du thyristor GTO. Dans le cas o le commutateur est destiné à constituer un gradateur de puissance d'une lampe 2, un condensateur C d'amortissement des pics de courant à 1 'ouverture du thyristor GTO est, par exemple, connecté entre les bornes 4 et 8. On notera que le condensateur de la figure 6 peut être remplacé par un mon- tage classique (non représenté) utilisant un condensateur en série avec une diode entre les bornes 15 et 14, une résistance de faible valeur étant alors montée en parallèle sur cette diode. Dans ce cas, la résistance R2 n'est pas reliée à la borne 14 mais est reliée aux bornes 4 et 8 par l'intermédiaire de diodes addi- tionnelles, pour que la tension aux bornes des résistances R1 et R2 puisse suivre 1 'allure de la tension alternative redressée. Le fonctionnement d'un commutateur tel que représenté à la figure 6 sera décrit par la suite en relation avec la figure 7 qui représente, sous forme de chronogrammes, un exemple d'allures de la tension VAK aux bornes (anode-cathode) du thyristor GTO, de la tension VGK entre la gâchette et la cathode du thyristor GTO et du courant i dans la lampe 2, pendant une période de la ten- sion alternative v d'alimentation. Par souci de simplification, la représentation de la figure 7 ne tient pas compte de la présence du condensateur C. On notera simplement que ce condensateur adoucit les fronts de la tension VAK et du courant i qui seront décrits par la suite. Pour des raisons de clarté, on a exagéré les amplitudes des tensions caractéristiques de fonctionnement du commutateur représenté à la figure 6, par rapport à 1 'amplitude de la tension alternative du secteur. On notera toutefois que ces tensions (de l'ordre de 1 à 20 volts) sont en pratique très nettement infé- rieures à la tension alternative d'alimentation (par exemple, 220 volts). Au début d'une alternance (instant tlO), un courant circule dans la résistance Ron, et de la gâchette du thyristor GTO à sa cathode. DMs que la tension VAK atteint (instant tll) une tension V' = Ron. Igt + VO, o Igt représente le courant d'amorçage du thyristor GTO et o VO représente une tension posi- tive correspondant à la tension gâchette-cathode du thyristor GTO à l'état fermé, fixant la tension de repos du signal Vc, le thyristor GTO se ferme. A l'instant tll, la tension VAK chute à la valeur Vth (de 1 'ordre du volt) correspondant à la tension seuil du thyristor GTO et un courant circule dans la lampe 2. Le signal de commande Vc est constitué d'un train d'impulsions négatives ou nulles à une fréquence double de la fréquence de la tension alternative d'alimentation. On suppose qu'à un instant t12 le signal Vc présente une impulsion négative de courte durée. La durée de 1 'impulsion est fixée pour permettre l'extraction de tous les porteurs de la gâchette du thyristor GTO afin de l'ouvrir. Le potentiel négatif ou nul de l'impulsion est fixé en fonction du courant qu'est destiné supporter le thyristor GTO afin de permettre 1 'extraction des porteurs de sa gâchette. Le thyristor GTO s'ouvre donc à l'instant t12 et le courant dans la lampe disparait. La tension VAK rejoint alors l'allure de la tension alternative redressée et devient supé- rieure à Vbe(R1+R2)/R1, o Vbe représente la chute de tension baseémetteur du transistor T. A cet instant, le transistor T se sature et maintient la tension VGK à une valeur proche de O volt (en réalité à la tension collecteur-émetteur de saturation du transistor bipolaire), indépendamment de la tension de commande Vc. Le transistor T se bloque au voisinage de la fin de l'alternance, au moment (instant t13) o la tension VAK redevient inférieure à Vbe(R1+R2)/Rl. Coxmmne l'impulsion du signal Vc a disparu, le thyristor GTO se remet à conduire. Le thyristor GTO reste fermé jusqu'à ce que la tension VAK devienne inférieure à sa tension seuil Vth (instant t14), puis le courant recircule à travers la résistance Ron, la gâchette et la cathode du thyristor GTO jusqu'à la fin de l'alternance et au début de l'alternance suivante, o le fonctionnement décrit ci-dessus est reproduit. Un faible courant circule dans la lampe entre les instants t13 et t14. Pour que le montage fonctionne correctement, les condi- tions suivantes doivent être respectées. Une première condition de fonctionnement est que la tension V' (Ron.Igt + VO) doit être inférieure à la tension Vbe(Rl+R2)/R1, afin que le thyristor GTO soit rendu conducteur au début de chaque alternance, avant que le transistor T soit conducteur. Dans le cas contraire, le thyristor GTO est en perma- nence bloqué. Une deuxième condition est que la résistance Ron soit de valeur importante, pour protéger la gâchette du thyristor GTO en cas de mise sous tension au milieu d'une alternance, et pour que le potentiel VO puisse être faible (de préférence, inférieur à 20 volts), afin que le thyristor GTO se ferme le plus prés pos- sible du zéro de tension. Une troisième condition est que la durée d'une impul- sion du signal Vc doit être suffisante pour que le transistor T soit conducteur, c'est-à-dire que la tension VAK atteigne la ten- sion Vbe(Rl+R2)/Rl, avant que l'impulsion du signal Vc dispa- raisse. Cette condition n'est pas illustrée par la figure 7 dans la mesure o on a négligé l'effet du condensateur C. Bien entendu, en présence du condensateur C, le pic de la tension VAK à l'instant t12 est amorti, oe qui conditionne la largeur de l'impulsion du signal Vc. Pour allumer la lampe 2 à pleine puissance, les impul- sions du signal Vc interviennent le plus près possible de la fin de chaque alternance. Pour un fonctionnement à puissance minimale, les impul- sions du signal Vc sont le plus près possible du début de chaque alternance. Si le circuit de commande est conçu pour permettre que les instants tlO et t12 puissent être confondus, la largeur des impulsions du signal Vc devra être supérieure à l'intervalle de temps nécessaire pour que la tension VAK atteigne la tension Vbe(Rl+R2)/R1 afin que le thyristor GTO reste bloqué jusqu'à la fin de l'alternance. A titre de variante de réalisation, on pourra se dis- penser de l'utilisation du transistor T et des résistances R1 et R2 en prévoyant un signal de commande non plus impulsionnel, mais restant à l'état bas (0 volt ou négatif) jusqu'à la fin de chaque alternance. Toutefois, un avantage du mode de réalisation illustré par la figure 6 est qu'il permet de préserver la commande impul- sionnelle classique d'un gradateur de puissance. Un avantage de la présente invention est que le gra- dateur de puissance est de poids et de volume réduit en raison de l'absence de matière ferromagnétique (par d'éléments inductifs). Tous les constituants du gradateur, à l'exception du condensateur C, sont intégrables. Un autre avantage de la présente invention est que le commutateur ne crée pas d'oscillations lors de la commutation à faible puissance, contrairement à un commutateur classique néces- sitant un filtre secteur. Un autre avantage de la présente invention est que le gradateur de puissance possède une commande qui est essen- tiellement basée sur des composants simples basse tension. Le gradateur de puissance peut se présenter sous la forme d'un dipôle, ce qui simplifie le câblage d'un tel gradateur réalisé sous forme intégrée. Pour ce faire, il faut que le gra- dateur intègre un circuit (3', figure 4) pour générer le signal de commande Vc en prélevant l'alimentation nécessaire à ce cir- cuit sans nécessiter de connexion supplémentaire à la tension d'alimentation alternative. La figure 8 représente un mode de réalisation d'un gra- dateur de puissance selon la présente invention, reprenant le montage de la figure 6, et complété par un circuit 3' de géné- ration des impulsions nécessaires à la commande du thyristor GTO et par un moyen 16 d'alimentation du circuit 3'. Dans oe mode de réalisation, la cathode du thyristor GTO est désormais connectée à la borne 15 par l'intermédiaire d'un thyristor TH1 à gâchette de cathode. La gâchette du thyristor TH1 est reliée à l'anode d'une diode zener DZ1 dont la cathode est reliée à la cathode du thyristor GTO par 1l'inter- médiaire d'une diode D5. Un condensateur de stockage Cl est connecté entre l'anode 17 de la diode DZ1 et borne 15. Le conden- sateur C1 constitue un moyen d'alimentation du circuit de conmande 3'. La borne 17 est reliée, par l'intermédiaire d'une résistance variable Rv, à une première borne d'un condensateur C2, dont une deuxième borne est connectée à la borne 15. La première borne du condensateur C2 est également reliée, par l 'intermédiaire d'une diode zener DZ2, à la gâchette d'un thyristor TH2, dont l'anode est reliée à la gâchette du thyristor GTO et dont la cathode est reliée à la borne 15. La charge (2, figure 6) et le condensateur (C, figure 6) d'amortissement des fronts de ciommutation du thyristor GTO n'ont pas été représentés à la figure 8. Le condensateur Cl se charge au début de chaque alter- nance tant que la tension à ses bornes n'a pas atteint la tension seuil de la diode zener DZ1. Quand la diode DZ1 entre en avalanche, le thyristor TH1 devient conducteur et le courant tra- versant le thyristor GTO circule alors à travers ce thyristor TH1. Ce fonctionnement se reproduit à chaque alternance de la tension d'alimentation alternative, de sorte que le condensateur C1 présente à ses bornes, en régime établi, une tension à peu près constante correspondant à la tension seuil de la diode zener DZ1. L'instant (t12, figure 7) d'apparition d'une impulsion de commande en ouverture du thyristor GTO est réglé par la résis- tance variable Rv qui conditionne la constante de temps de la cellule RC constituée de cette résistance Rv et du condensateur C2. Quand la tension aux bornes du condensateur C2 devient supé- rieure à la tension seuil de la diode zener DZ2, oelle-ci entre en avalanche et provoque la mise en conduction du thyristor TH2 afin de provoquer l'ouverture du thyristor GTO par extraction des porteurs de sa gâchette. La valeur du condensateur C2 est nettement inférieure à la valeur du condensateur Cl, de sorte que la tension aux bornes du condensateur Cl reste sensiblement stable. On notera que les condensateurs Cl et C2 sont des condensateurs basse tension. La tension seuil de la diode zener DZ2 est choisie pour être infé- rieure à la tension seuil de la diode zener DZ1, afin que la diode DZ2 puisse entrer en avalanche par la décharge du conden- sateur Cl. La durée d'une impulsion est fixée par le temps que met le thyristor TH2, quand il est passant, à extraire tous les por- teurs de la gâchette du thyristor GTO. Une fois que tous ces porteurs ont été extraits, le thyristor TH2 s'ouvre. On notera que la résistance Ron est suffisamment grande pour que le courant qui la traverse soit inférieur au courant de maintien du thy- ristor TH2 afin que ce dernier puisse s'ouvrir. Une diode D6, montée entre 1 'anode de la diode zener DZ2 et le collecteur du transistor T, décharge le condensateur C2 quand le transistor T devient passant. Ainsi, l'intervalle de temps, entre le début d'une alternance et l'instant t12 d'appa- rition d'une impulsion du signal Vc, est maintenu constant pour une valeur donnée de la résistance Rv, la charge du condensateur C2 étant nulle au début de chaque alternance. Une diode D7, placée entre 1 'anode du thyristor TH2 et le collecteur du tran- sistor T, empêche un bouclage du courant par l'intermédiaire de la diode D6 jusqu'à la gâchette du thyristor GTO. Des résistances R3 et R4 reliant les gâchettes respec- tives des thyristors TH1 et TH2 à la borne 15 peuvent être prévues. Le recours à de telles résistances dépend des carac- téristiques des thyristors TH1 et TH2 choisis et, en particulier, de leurs résistances de gâchette respectives. A titre d'exemple particulier de réalisation, un cir- cuit tel que représenté à la figure 8 peut être réalisé en uti- lisant les valeurs suivantes pour les différents composants: R1 = 4,7 kQ; R2 = 220 k; Ron - 82 kQ; R3 = 75 Q; R4 = 10 kQ; Cl = 220 F; C2 = 220 nF; Rv est un potentiomètre de 47 kQ monté en série avec une résistance fixe (non représentée) de 2, 2 kQ; DZ1 - 13 volts; et DZ2 = 7,5 volts. Avec de telles valeurs, et pour une tension d'alimen- tation alternative de 220 volts et un courant efficace de 3A, la durée des impulsions du signal Vc est de l'ordre de 100 ps. La figure 9 représente un deuxième mode de réalisation d'un commutateur bidirectionnel, normalement fermé et commandable en ouverture, selon la présente invention. Selon ce mode de réalisation, on utilise un deuxième thyristor ouvrable par la gachette (GTO') pour générer la tension d'alimentation Va destiné au circuit de commande (non représenté). Le thyristor GTO est, commnne dans le mode de réalisation illustré par la figure 6, connecté entre les bornes 14 et 15 du pont redresseur. L'anode du thyristor GTO' est reliée à la borne 14 et sa cathode est reliée, par l'intermédiaire du condensateur de stockage Cl, à la borne 15. Une diode zener DZl est connectée entre la gâchette du thyristor GTO et la cathode du thyristor GTO'. La gâchette du thyristor GTO (anode de la diode DZ1) constitue une borne 18 positive d'application d'un signal de com- mande Vc impulsionnel. Le circuit de génération du signal Vc n'a pas été représenté à la figure 9. Il pourra s'agir d'un circuit tel qu'illustré par la figure 8 ou de tout autre montage clas- *sique adapté. Une diode D7 est connectée entre la gâchette du thy- ristor GTO et le collecteur du transistor bipolaire T, dont l'émetteur est connecté à la borne 15 et dont la base est reliée au point milieu de l'association en série des résistances R1 et R2. La résistance Ron est désormais placée entre l'anode et la gâchette du thyristor GTO' additionnel, également reliée au col- lecteur du transistor T. Le fonctionnement d'un montage tel que représenté à la figure 9 se déduit des fonctionnements exposés en relation avec les figures 6 et 8. Les composants qui ont été désignés à la figure 9 avec les mimes références que des composants de la figure 8 remplissent la même fonction. Ainsi, la diode DZl fixe la tension aux bornes du condensateur de stockage C1. Au début de chaque alternance, le circuit de conduction de la charge (non représentée) est cependant ici fermé par le thyristor GTO'. Une fois que la diode DZl est entrée en avalanche, le thyristor GTO est fermé et le courant de la charge circule alors à travers ce thyristor GTO. Comme précédemment, le thyristor GTO est ouvert par une impulsion négative ou nulle du signal Vc et est maintenu ouvert jusqu'au voisinage de la fin de l'alternance, indépen- damment de l'allure du signal Vc, au moyen du transistor T en saturation jusqu'au voisinage de la fin de l'alternance. Un avantage du mode de réalisation représenté à la figure 9 est qu'il minimise la dissipation d'énergie pendant les périodes ou le thyristor GTO est fermé. En effet, le courant traversant la charge n'a plus besoin de circuler dans un des constituants du circuit d'alimentation (le thyristor TH1 à la figure 8). Le thyristor GTO est désormais en parallèle sur le thyristor (ici, le thyristor GTO') associé à la charge du conden- sateur Cl du circuit d'alimentation. Un autre avantage d'un tel mode de réalisation est qu'il permet d'utiliser un composant existant, constitué de deux thyristors ouvrables par la gâchette et d'une diode zener reliant la gâchette d'un premier thyristor à la cathode d'un deuxième thyristor. Un tel composant est, par exemple, fabriqué par la société SGS-THOMSON MICROELECTRONICS sous la dénomination oom- merciale EFS. La figure 10 représente une variante du mode de réali- sation illustré par la figure 9, dans lequel le transistor bipo- laire T est remplacé par un transistor MOS M. Le fonctionnement du circuit n'est pas altéré par une telle modification. A la figure 10, une autre variante est illustrée. Il s'agit de l'adjonction d'un deuxième transistor MOS M' en série avec le thyristor GTO. Le rôle de ce transistor M' est de former un montage de type cascode avec le thyristor GTO, de façon à accroître le pouvoir de coupure du thyristor GTO, ce qui permet un fonctionnement à plus grande puissance. Pour la réalisation d'un tel montage, une résistance R5 est intercalée entre la grille du transistor M' et la gâchette du thyristor GTO et le signal Vc est appliqué sur la grille du transistor M'. Bien entendu, la présente invention est susceptible de diverses variantes et modifications qui apparaîtront à l'homme de l'art. En particulier, le dimensionnement des différents compo- sants dépendra de l'application à laquelle est destiné le gra- dateur de puissance et, en particulier, de la puissance maximale qu'il est sensé supporter. De plus, d'autres circuits de commande 3' et d'alimentation 16 que ceux illustrés par la figure 8 pourront être utilisés. Les adaptations du circuit selon l'inven- tion pour l'utilisation de tels circuits modifiés sont à la portée de l'homme de l'art. 1. Gradateur de puissance d'une charge (2), alimentée par une tension alternative (v), du type comportant un commu- tateur (10) bidirectionnel associé en série avec la charge, caractérisé en ce que le commutateur est normalement fermé et commandable en ouverture à chaque alternance de l'alimentation alternative. 2. Gradateur de puissance selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit commutateur (10) est rendu bidi- rectionnel au moyen d'un pont redresseur (11) dont deux bornes (14, 15) de sortie fournissent une tension alternative redressée. 3. Gradateur de puissance selon la revendication 2, caractérisé en ce que le commutateur (10) est constitué d'un pre- mier thyristor ouvrable par la gâchette (GTO). 4. Gradateur de puissance selon la revendication 3, caractérisé en ce qu'une résistance (Ron) de forte valeur est placée entre l'anode et la gâchette du premier thyristor ouvrable par la gâchette (GTO). 5. Gradateur de puissance selon la revendication 3, caractérisé en ce qu'il comporte un deuxième thyristor ouvrable par la gâchette (GTO') en parallèle sur le premier thyristor (GTO), la gâchette du premier thyristor étant reliée à la cathode du deuxième thyristor par 1 ' intermédiaire d'une diode zener (DZ1), la gâchette du deuxième thyristor étant reliée, par l'intermédiaire d'une résistance (Ron) de forte valeur, à sa propre anode, et la cathode du deuxième thyristor étant reliée, par l'intermédiaire d'un condensateur de stockage (C1), à la borne (15) de sortie la plus négative du pont redresseur (11). 6. Gradateur de puissance selon la revendication 4 ou , caractérisé en ce qu'un signal de commande (Vc) est appliqué entre la gâchette du premier thyristor (GTO) et sa cathode, la tension de déclenchement d'une ouverture du premier thyristor (GTO) étant négative ou nulle. 7. Gradateur de puissance selon la revendication 6, caractérisé en ce que ledit signal de commande (Vc) est constitué d'un train d'impulsions négatives ou nulles à une fréquence correspondant au double de la fréquence de la tension d'alimen- tation alternative (v). 8. Gradateur de puissance selon la revendication 7, caractérisé en ce qu'au moins la gâchette du premier thyristor (GTO) est reliée à la borne (15) de sortie la plus négative du pont redresseur (11), au moins par l'intermédiaire d'un tran- sistor (T, M), dont une borne de commande est reliée au point milieu d'un pont diviseur résistif (R1, R2) entre les deux bornes (14, 15) de sortie du pont redresseur (11). 9. Gradateur de puissance selon la revendication 8, caractérisé en ce que le pont diviseur de tension (R1, R2) est dimensionné pour que la tension seuil de mise en conduction du transistor (T, M) soit supérieure à la tension (V') de fermeture du premier thyristor (GTO). 10. Gradateur de puissance selon l'une quelconque des revendications 1 à 9, caractérisé en ce qu'il comporte un conden- sateur (C) d'amortissement des pics de commutation à l'ouverture du commutateur (10).