Brevet FR2763133A1 — publié le 19981113

PROCEDE DE RECONNAISSANCE DANS UN RADAR DOPPLER COHERENT A IMPULSIONS DES SIGNAUX RECUS CORRESPONDANT AUX SIGNAUX EMIS ET RADAR LE METTANT EN OEUVRE L'invention concerne un procédé qui permet à un radar Doppler cohérent de reconnaître parmi les signaux reçus ceux qui corres- pondent aux signaux émis et d'éliminer ceux qui ne correspondent pas auxdits signaux émis; elle concerne également un radar Doppler cohérent mettant en oeuvre un tel procédé. Les radars Doppler cohérents, qui permettent la détection d'objets mobiles de faible surface réfléchissante en présence d'un objet fixe, tel que le sol, ayant une surface réfléchissante largement supérieure à celle des objets mobiles, sont largement décrits dans l'ouvrage de M.3. SKOLNIK, "Introduction to Radar System" édité par McGraw-Hill Book Company en 1962. Ces radars Doppler cohérents, par exemple portés par des aéronefs, sont utilisés pour détecter d'autres aéronefs qui se dépla- cent à une altitude plus basse et qui, de ce fait, donnent naissance à des signaux radar reçus de faible amplitude par rapport aux signaux reçus correspondant à récho de sol dans la direction de l'aéronef à détecter. Par ailleurs, ces aéronefs à détecter, qu'ils soient amis ou ennemis, ont eux-mêmes des radars du même type, notamment lorsqu'ils sont amis, qui émettent des signaux radar qui peuvent être reçus et interprétés par les autres radars comme correspondant à des signaux reçus en réponse à leurs signaux émis. Une telle mauvaise interprétation peut également provenir de dispositifs de brouillage qui sont également utilisés par ies aéronefs pour rendre difficile leur détection par les radars des autres aéronefs. Un but de la présente invention est donc de mettre en oeuvre, dans un radar Doppler cohérent, un procédé qui permet à ce dernier de reconnaître parmi les signaux reçus ceux qui correspondent aux signaux qu'il a lui-même émis et, en conséquence, d'éliminer les signa Jx reçus qui ne correspondent pas aux signaux émis. Un autre but de la présente invention est de réaliser un radar Doppler cohérent qui met en oeuvre un tel procédé. Un objet de la présente invention est un procédé de recon- naissance dans un radar Doppler cohérent à impulsions des signaux reçus correspondant aux signaux émis qui consiste: - à modifier la phase du signal émis, - à garder la mémoire de la phase dudit signal émis, - à comparer la phase du signal reçu en réponse au signal émis à la phase dudit signal émis, mise en mémoire, et - à ne retenir dans les signaux reçus que ceux dont la variation de phase correspond à celle du signal émis. De préférence, la phase du signal émis est modifiée de manière progressive pendant une durée Tv. Cette variation progressive de la phase du signal émis est obtenue par un changement de fréquence de la fréquence d'émission fo d'une valeur ft pendant cette durée Tv. Les valeurs de ft et Tv peuvent être choisies de manière aléatoire dans certaines limites. De préférence Tv est fixe et ft est choisie de manière aléatoire ou non parmi certaines valeurs prédéterminées, par exemple +fB/2 et - fB/2, si fB est la bande passante d'un filtre d'analyse de la fréquence Doppler. Pour mettre en oeuvre un tel procédé, un radar Doppler cohérent à impulsions comprend, outre les divers éléments connus de l'art antérieur, un oscillateur à fréquence variable commandé dont le signal de sortie est appliqué à un circuit d'élaboration d'un signal à la fréquence intermédiaire et dont la fréquence d'oscillation est choisie re manière aléatoire ou non par un générateur de séquences. Le signal de sortie du circuit à fréquence intermédiaire est appliqué, de manière connue, à un circuit mélangeur qui fournit le signal à la fréquence d'émission et à des circuits discriminateurs de phase. D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention apparaîtront à la lecture de la description suivante du procédé selon l'invertion et du radar Doppler cohérent à impulsions le mettant en oeuvre, ladite description étant faite en relation avec les dessins en annexe dans lesquels: - la figure 1 est un schéma fonctionnel d'un radar Doppler cohérent à impulsions de type classique; - la figure 2 est un diagramme vectoriel des signaux reçus en l'absence d'objets mobiles; - la figure 3 est un diagramme vectoriel des signaux reçus en présence d'un objet mobile mais sans variation de phase de la fréquence d'émission; les figures 4a à 4d sont des diagrammes montrant les variations de fréquence et de phase; - les figures 5a, 5b et 5c sont des diagrammes montrant le décalage dans le temps des signaux reçus par rapport au signal émis en fonction de la distance; - les figures 6a, 6b et 6c sont des diagrammes montrant l'effet des transpositions de la fréquence d'émission d'une valeur fB/2; - la figure 7 est un schéma fonctionnel d'un radar Doppler cohérent à impulsions mettant en oeuvre le procédé selon la présente invention; et - la figure 8 est un schéma fonctionnel d'un exemple de réalisation d'un oscillateur à fréquence variable. La figure 1 représente le schéma simplifié d'un radar Doppler cohérent à impulsions de type classique. Il comporte une antenne 20 utilisée à l'émissicn et à la réception, un émetteur 22 qui fournit des impulsions à une fréquence porteuse fo sous la commande d'un générateur d'impulsions 19 à la fréquence de récurrence Fr = I/Tr. Ces impulsions sont transmises à l'antenne commune d'émission et de réception par l'intermédiaire d'un "commutateur" 21, plus c nnu sous le nom de circuit duplexeur. Le signal à la fréquence porteuse fo est obtenu à l'aide d'un oscillateur local 24 de fréquence fL dont le signal de sortie est appliqué simultanément à deux circuits multiplicateurs de fréquence 17 et 18. Le circuit multiplicateur 17 fournit un signal à la fréquence fH proche de la fréquence d'émission fo tandis que le circuit multiplicateur 18 fournit un signal à la fréquence fm, dite moyenne fréquence. Ces deux signaux à fré- quences fH et fm sont appliqués à un circuit mélangeur 25 qui fournit un signal à la fréquence fo = fH + fm par exemple. Les signaux reçus en réponse aux impulsions émises sont aiguillés par le circuit duplexeur 21 vers un circuit changeur de fréquence ou mélangeur 23 qui reçoit un signal à la fréquence fH et qui fournit un signal à moyenne fréquence fm, abstraction faite de la fréquence Doppler comme on l'expliquera ci-après. Les signaux de sortie du mélangeur 23 sont appliqués à un amplificateur à moyenne fréquence 26 dont le signal de sortie est appliqué simultanément à deux circuits détecteurs de phase 3 et 4. Ces détecteurs de phase 3 et 4 reçoivent par ailleurs le signal de sortie à moyenne fréquence fm du circuit multiplificateur 18, soit directement en ce qui concerne le circuit détecteur 4, soit par l'intermédiaire d'un circuit déphaseur 9 en ce qui concerne le circuit détecteur 3, le déphasage effectué étant de 900. Il est clair que le schéma de la figure 1 est donné à titre uniquement illustratif sachant qu'il est possible de réaliser des radars Doppler cohérents selon des agencements différents de celui de la figure 1. Le fonctionnement du radar de la figure 1 sera mieux compris en écrivant les équations des différents signaux. Si le signal haute fréquence émis est de la forme sin 2JTfo t, fo désignant la fréquence du signal haute fréquence et t le temps, le signal reçu correspondant à un objet réfléchissant mobile ayant une vitesse radiale v par rapport à l'antenne et situé à une distance Ro de l'antenne aura la forme: sin F2 (fo fd) t 4 f- Roi= sin [2Aï(fo+ fd) t - C] c désignant la vitesse de la lumière et fd désignant la fréquence Doppler telle que fd 2= + 2c; les signes + ouindiquent un objet c réfléchissant ayant une vitesse radiale le rapprochant ou l'éloignant de l'antenne. A la sortie de l'amplificateur moyenne fréquence 26, le signal est de la forme: sin J2'T(fm + fd)t- C, fm désignant la fréquence centrale de l'amplificateur moyenne fréquence 26; à la sortie du détecteur de phase 4, le signal s'écrit: sin (+ 2Wfd t - C) (1) si l'oscillateur cohérent 8 fournit un signal sin 2 fm t. Par contre, le signal sortant du détecteur 3 s'écrit: sin (+ 21-fd t -C+)=cos 2rfdtC) (2) car le signal de référence fourni par le circuit déphaseur 9 est: sin (21Tfm t +') = cos 2TWfm t Les circuits détecteurs de phase 3 et 4 fournissent donc les deux composantes, suivant deux axes rectangulaires, du signal à la fréquence Doppler fd; la connaissance de ces deux composantes permet de déterminer le sens de déplacement de récho mobile, c'est-à-dire permet de savoir si l'objectif qui a donné naissance à ce signal Dopi ler se rapproche ou s'éloigne du radar. A la sortie des détecteurs de phase 3 et 4, les signaux peuvent être traités de différentes manières et l'une d'entre elles consiste à les appliquer à un banc de filtres en parallèle, chaque filtre ayant une fréquence centrale déterminée qui est différente d'un filtre au suivant de manière à couvrir la bande des fréquences Doppler des cibles mobiles à détecter. Bien entendu, chaque filtre du banc, dit filtre d'analyse, a une bande passante fB qui dépend du temps d'intégration cohérente des signaux reçus. La résultante de ces deux signaux (1) et (2) peut se représenter par un vecteur SI1 (figure 3) qui a une certaine amplitude et une certaine phase par rapport à un axe de référence OX. Le signal qui est reçu de la même cible mobile à la distance Ro en réponse à l'impulsion d'émission suivante aura pour composantes: sin 2 fd (t + Tr) - cJ et cos[ 2-W fd (t + Tr) - CJ si Tr est la période de récurrence des impulsions émises, par exemple quelques microsecondes. C'est en fait le signal défini par les relations (1) et (2) mais déphasé d'une valeur f = ± 2fd Tr, signal qui peut se représenter par un vecteur S2 d'amplitude égale à celle de SI mais décalé angulairement d'une valeur 0 par rapport à SL. Les signaux reçus d'une même cible à la distance Ro sont donc représentés sur la figure 2 par les vecteurs SI, S2, S3...* S Sn n-l n " SN de même amplitude mais déphasé, l'un par rapport à l'autre de la valeur If. Il est à remarquer que si, à la distance Ro il n'y a pas Je cible mobile, les signaux reçus correspondent à des signaux de bruit BI, B2, B3... Bnl, Bn... BN dont les amplitudes et les phases sont quelconques (figure 2). En présence simultanée de bruit et de signal, l'écart fluctue autour de 2lfd Tr, I'amplitude de la fluctuation dépendant du rapport signal/bruit. Selon la présente invention, il est proposé de modifier le signal émis d'une manière déterminée et reproductible de façon à pouvoir reconnaître dans les signaux reçus ceux qui correspondent au signal émis et ainsi à éliminer ceux qui ne correspondent pas audit signal émis. A cet effet, il est prévu de modifier la phase du signal émis en changeant ou en transposant la fréquence émise fo d'une valeur ft pendant une durée Tv. Le signal émis est alors de la forme: sin L2 IT(fo + ft)t + fo I pendant l'intervalle de temps compris entre t = 0 et t = Tv, et sin (21rfot + le diagramme de la variation de phase qui en résulte. Les signaux reçus en réponse à ce signal émis seront de la forme: sin [+ 27r(fd + ft)t - C] pendant une première partie du cycle de durée Tv, et sin (+ 2 Tf dt + 2 lrf t Tv - C) pendant une deuxième partie du cycle de durée Ta - Tv. La figure 4c donne le diagramme de la fréquence du signal reçu en fonction du temps et la figure 4d donne le diagramme de la variation de phase qui en résulte. Pendant la partie du cycle de réception de durée Tv, la fréquence du signal reçu est (fd + ft) et la phase varie suivant une droite de pente 2Trr(fd + ft), pendant la deuxième partie du cycle, la fréquence du signal reçu est fd et la phase varie suivant une droite de pente 21rfd. On comprend alors que pour détecter le signal de la formule (1) il faille éliminer la phase variable, ce qui peut être obtenu en gardant la mémoire de la phase du signal émis de manière à pouvoir la comparer à chaque instant à celle des signaux reçus. Lors de cette comparaison, les signaux reçus qui ne présen- teront pas ce décalage de phase seront assimilés à du bruit; par contre, les signaux reçus qui seront affectés de ce déphasage donneront naissance à des signaux dont la variation de phase d'un signal au suivent sera constante, ce qui permet de les reconnaIître facilement, notamment en les additionnant et en comparant leur somme à un seuil. Les signaux qui seront supérieurs à ce seuil seront considérés comme correspondant à une cible mobile illuminée par le signal émis et seront Jonc -etenus, tous les autres signaux étant éliminés. Selon la présente invention, il est prévu de faire varier la fréquence ft et/ou la durée Tv à chaque cycle du radar de manière que chaque radar d'un aéronef ami mettant en ser,:ce le même procédé ne constitue pas une gêne à un radar identique porté par un autre aéronef ami. De préférence, les variations de la fréquence ft et de la durée Tv sont réalisées de manière aléatoire d'un cycle radar au suivant. Cependant, afin que ces variations ne perturbent pas sensiblement le fonctionnement des radars existants dans les- quels ce procédé pourrait être mis en oeuvre, les valeurs de ft et Tv ne dépassent pas certaines limites. C'est ainsi que la transposition de fréquence ft est au plus égale à la moitié de la bande passante de chaque filtre d'analyse de la fréquence Doppler du signal reçu de manière que le spectre du signal émis ne soit pas profondément modifié et que le signal reçu ne perturbe pas le fonctionnement des filtres d'analyse. Pour les mêmes raisons, cette variation doit être aussi progressive que possible car toute discontinuité élargit le spectre du signal émis et perturbe les filtres d'analyse. En ce qui concerne la durée Tv de la transposition de fré- quence, il est important que son effet, c'est-à-dire la modulation de phase, soit contenu dans le temps qui est nécessaire pour analyser les signaux reçus. Or ce temps d'analyse dépend de la discrimination en fréquence Doppler que l'on souhaite et par voie de conséquence du temps d'intégration cohérente correspondant, par exemple Ta = 3 millisecondes pour une discrimination de 333 Hertz. Il est également important que cette analyse puisse s'effectuer complètement pour les signaux reçus d'une cible située à la distance maximale avant la fin de la durée Ta. Ainsi pour Ta = 3 millisecondes, Tv sera au maximum de 1,50 millisecondes environ pour une distance maximale de 225 kilomètres environ et d'une milliseconde environ pour une distance maximale de 150 kilometres environ. Ces limites de Tv sont illustrées par les diagrammes des figures Sa, 5b et 5c. Sur la figure 5a, la référence 30 indique le temps pendant lequel la transposition de fréquence ft est effectuée, par exemple une milliseconde. Pour une cible située par exemple à kilomètres, le signal reçu correspondant au signal transposé en fréquence est indiqué par la référence 31 sur la figure 5b; pour une cible située à une distance double, par exemple 300 kilomètres, le signal reçu correspondant au signal transposé en fréquence est indiqué par la référence 32 sur la figure 5c. Bien que le procédé décrit ci-dessus puisse être mis en oeuvre en choisissant de manière aléatoire une fréquence de transposition ft et une durée de transposition Tv dans les limites indiquées, il est prévu, dans un mode de réalisation de la présente invention, d'avoir une durée Tv qui est constante et une fréquence ft qui peut prendre trois valeurs +fB/2, 0 et -fB/2 choisies de manière aléatoire d'un cycle d'analyse au suivant. A la réception, les fréquences des signaux reçus sont comparées pendant tout le cycle aux fréquences des signaux émis pendant ledit cycle. Cette comparaison est illustrée par les diagrammes des figures 6a, 6b et 6c. Le diagramme de la figure 6a, similaire à celui de la figure 4a, montre la variation au cours du temps de la fréquence du signal émis avec par exemple Tv = I milliseconde. Le diagramme de la figure 6b montre la variation au cours du temps de la fréquence du sigral reçu d'une cible mobile située par exemple à une distance de 75 kilomètres environ. La figure 6c montre la variation de fréquence du signal reçu et correspondant à celui de la figure 6b, après comparaison ou transposition de fréquence à la fréquence du signal émis de la figure 6a. Le diagramme de la figure 6c fait apparaître que la fréquence du signal reçu passera, après transpo- sition de fréquence, de -fB/2 à fd puis à fB/2 +fd pour revenir à fd pour une cible mobile de fréquence Doppler fd située à 75 kilo- 1 5 mètres. Par ailleurs, en l'absence de cible mobile à la distance observée, il n'y aura pas de signal à la fréquence fd de sorte que les sauts de fréquence seront de - fB/2 à 0, puis de à fB/2 pour revenir ô 0 ensuite. Le diagramme de la figure 6c montre que ces sauts de fréquence n'auront lieu que si le signal reçu correspond au signal émis, c'est-à-dire qu'il y a corrélation entre les deux signaux. Dans tous les autres cas, les deux signaux ne sont pas corrélés et donnent naissance à un signal de bruit. Ce diagramme montre également que la fréquence moyenne des sauts est égale à fd en présence d'une cible mobile. En l'absence d'une telle cible, la fréquence moyenne des sauts est nulle. Il est à remarquer que dans le procédé du type général qui a été décrit ci-dessus, il est prévu de garder la mémoire de la phase du signal émis pour la compar'r à celle du signal reçu d'une cible mobile de manière à faire coïncider exactement dans le temps le signal émis avec le signal reçu, par exemple en retardant le signal émis dans une ligne à retard. Avec un tel procédé il n'y aurait plus qu'un seul saut de fréquence de 0 à fd sur le diagramme de la figure 6c. Il est à remarquer également que la transposition de la fréquence d'émission fo d'une fréquence ft = fB/2 modifie la fré- quence Doppler mais cette modification est négligeable eu égard à la faible valeur de ft par rapport à fo. La figure 7 est un schéma fonctionnel d'un exemple particulier de réalisation d'un radar Doppler cohérent qui met en oeuvre le procédé qui vient d'être décrit. Sur ce schéma, les éléments identiques à ceux du schéma de la figure I portent les mêmes références, ce qui montre que les seuls circuits différents sont un oscillateur à fréquence variable 16 et un générateur de séquences 15 qui remplacent le circuit multiplicateur 18. Par ailleurs, on a ajouté d'autres circuits 10, 11 et 12 qui sont connus par ailleurs. Conformément à la présente invention, pour élaborer un signal d'émission transposé en fréquence d'une valeur ft, on réalise cette transposition à la fréquence moyenne fm de manière à obtenir des signaux aux fréquences f m, fm + ft ou fm - ft à la sortie du circuit 16, le choix entre ces différentes fréquences étant réalisé par le générateur de séquences 15. Ce sont ces signaux qui sont mélangés dans le circuit 25 au signal à la fréquence fH pour obtenir le signal aux fréquences d'émission fo = fH + fm, f'o = fH + fm + ft et f"o = fH + fm - ft. Conformément au schéma fonctionnel de la figure 8, le circuit 16, dit oscillateur à fréquence variable, peut comprendre les éléments suivants: trois circuits multiplicateurs 30, 31 et 32, un commutateur 33 et un oscillateur asservi en fréquence 34. Les circuits multiplificateurs 30, 31 et 32 reçoivent le signal de l'oscil- lateur local 24 à la fréquence fL et fournissent un signal à la fréquence fm pour le circuit 30, un signal à fréquence fm + ft pour le circuit 31 et un signal à fréquence fm - ft pour le circuit 32. Le commutateur 33, commandé par le générateur de séquences 15, réalise le choix entre les trois signaux fournis par les circuits 30, 31 et 32 et!es appliquent à l'oscillateur asservi en fréquence 34, l'asservissement s'effectuant sur la fréquence du signal cd'entrée. On obtient donc à la sortie de l'oscillateur 34, des signaux dont les Il fréquences sont soit fm, soit fm + ft, soit fm - ft, ces signaux ayant une relation de phase déterminée par rapport à celle de l'oscillateur local 24. En outre, ces signaux, par l'effet de la boucle d'asservis- sement, présentent une discontinuité de phase réduite lorsque le commutateur 33 est actionné par le générateur de séquences 15. De manière connue, les signaux de sortie des discriminateurs de phase 3 et 4 sont appliqués à un convertisseur analogique- numérique 10 qui code lesdits signaux. Ensuite, ces signaux codés sont appliqués à un circuit 11 qui réalise, de manière connue également, sous forme numérique, une batterie ou banc de filtres numériques dont les signaux de sortie indiquent la présence éven- tuelle d'une cible mobile dont la fréquence Doppler correspond à celle de l'un des filtres. Enfin, les signaux filtrés sornt appliqués à un circuit dintégration et de seuil 12 qui détermine, selon certains critères, si les signaux filtrés correspondent effectivement à une cible mobile. Ce circuit 12 peut être du type à taux de fausses alarmes constant et est connu par ailleurs. REVENDICATIONS 1. Procédé de reconnaissance, dans un radar Doppler cohérent à impulsions, des signaux reçus correspondant aux signaux émis, caractérisé en ce qu'il comporte les étapes suivantes: - modification de la phase du signal émis, - mémorisation de la phase dudit signal émis, - comparaison de la phase du signal reçu en réponse au signal émis à la phase dudit signal émis mise en mémoire, et - sélection dans les signaux reçus ceux dont la v riation de phase correspond à celle du signal émis. 2. Procédé selon la revendication 1, caractér:sé en ce que la modification de phase du signal émis est obtenue par un changement de fréquence dudit signal émis d'une valeur ft pendant une durée Tv. 3. Procédé selon l'une des revendications précédentes, carac- térisé en ce que la modification de r nase, et conc les valeurs de ft et Tv, sont choisies de manière aléatoire dans certaines limites. 4. Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce que la durée Tv est fixe et que la valeur de ft est choisie de manière aléatoire parmi certaines valeurs prédéterminées. 5. Procédé selon la revendication 4, caractérisé en ce que ces valeurs prédéterminées de ft sont au plus égales à la moitié de la bande passant fB d'un filtre d'analyse de la fréquence Doppler du signal reçu. 6. Procédé selon la revendication 5, caractérisé en ce que les valeurs prédéterminées de ft sont +fB/2, 0 et -fB/2. 7. Radar Doppler cohére-it à impulsions mettant en oeuvre le procédé selon l'une quelconques des revendications 2 à 6 comprenant une antenne (20) fonctionnant à l'émission et à la réception, un circuit duplexeur (21), un émetteur (19, 22, 25, 24, 17), un récepteur (23, 26) et un circuit d'élaboration d'un signal à la fréquence O moyenne (24, 18), caractérisé en ce le circuit d'élaboration du signal à la fréquence moyenne fm comprend des moyens (15, 16) pour faire varier la fréquence moyenne de la valeur ft pendant la dt ée Tv. 8. Radar E ippler cohérent a impulsions selon la revendication 7, caractérisé en ce que les moyens pour faire varier la fréquence moyenne de la valeur ft pendant la durée Tv comprennent au moins deux circuits multiplificateurs de fréquence (30, 31) pour obtenir des signaux à au moins deux fréquences fm et fm + ft, un commutateur (33) recevant les signaux aux fréquences fm et fm + ft, un géné- rateur de séquences (15) pour commander la positicre du commu- tateur (33) de manière à choisir l'un des deux signaux aux fréquences fm et fm + ft, et un oscillateur (34) asservi en fréquence sur celle des signaux aux fréquences fm et fm + ft qui lui sont appliqués par l'intermédiaire du commutateur (33). 9. Radar Doppler cohérent à impulsions selon la revendication 8, caractérisé en ce que les moyens pour faire varier la fréquence moyenne d'une valeur ft comprennent en outre un troisième circuit multiplicateur de fréquence (32) qui fournit un signal à la fréquence fm - ft. 10. Radar Doppler cohérent à impulsions selon les revendi- cations 8 ou 9, caractérisé en ce que le générateur de séquences (15) commande de manière aléa oire le commutateur (33).