Brevet FR2754065A1 — publié le 19980403

CIRCUIT DE SIMULATION D'UN COMPOSANT A RETOURNEMENT La présente invention concerne la réalisation d'un circuit de simulation des caractéristiques électriques d'un composant dit "à retournement". Un composant à retournement, par exemple une diode de Shockley mono ou bidirectionnelle, un thyristor ou un triac, se caractérise par une discontinuité dans sa caractéristique courant-tension. Les figures 1 et 2 représentent, respectivement, un schéma équivalent d'une diode de Shockley et sa caractéristique courant-tension. Une diode de Shockley monodirectionnelle peut se décom- poser, de façon fonctionnelle, en un thyristor Th associé à une diode Zener DZ. La diode Zener relie la gâchette du thyristor à son anode. La figure 2 illustre la caractéristique courant-tension d'une diode de Shockley. Cette caractéristique représente l'allure du courant I traversant le circuit de la figure 1 en fonction de la tension VKA entre les bornes de cathode K et d'anode A. On suppose que le thyristor est initialement bloqué et que la tension VKA commence à croître depuis une valeur nulle. Tant que la tension VKA n'a pas atteint la tension d'avalanche VBR de la diode Zener DZ, le courant I est nul (aux fuites près). Une fois la tension VBR atteinte, le courant croît linéairement jusqu'à ce que le thyristor Th s'amorce. Cet amorçage a lieu à un point de fonctionnement dit "de retournement", pour une tension Vbo et un courant Ibo. A partir de ce point, le thyristor Th conduit et la tension VKA à ses bornes devient très faible. La pente d'évolution du courant dans cette plage de fonctionnement correspond à la chute de tension dans le thyristor à l'état passant. Lorsque le courant I atteint, en diminuant, un courant de maintien Ih du thyristor à l'état passant, celui-ci se bloque. Une fois que le thyristor est de nouveau bloqué, on se retrouve dans la partie de la caractéristique à courant nul. La forme générale d'une caractéristique courant-tension d'un thyristor ou d'un triac dans son quadrant de tension et courant positifs est sensiblement similaire à celle d'une diode de Shockley. Une différence est que, pour qu'un thyristor ou un triac s'amorce, il faut en outre que le courant de gâchette soit supérieur à un seuil Igt donné. Du point de vue des conventions, le courant d'accrochage est généralement désigné par le symbole Il. Un problème se pose lorsque l'on souhaite tester un élément à retournement. En particulier, quand on cherche à déterminer les paramètres caractéristiques (Ih, il, Igt, Ibo et Vbo et autres) d'un nouveau type de composant à retournement, on utilise un testeur pour mesurer les différents seuils de déclenchement. Le testeur comporte plusieurs sources de courant et de tension destinées à alimenter le composant à tester. Dans le cas d'un test de composant à retournement, le testeur est généralement piloté par un programme informatique déterminant une onde de test. Pour une diode de Shockley, une telle onde comporte une période pendant laquelle la tension croît pour détecter une variation du courant et, ainsi, la tension VBR, le point de retournement Ibo-Vbo et d'autres points de fonctionnement caractéristiques prédéterminés. Par la suite, l'onde décroît pour provoquer une diminution du courant dans la diode de Shockley, afin de détecter le courant de maintien Ih. Les pics de courant et de tension de l'onde de test peuvent atteindre des valeurs de plusieurs centaines d'ampères et de volts. Or, il peut se produire des variations dans la précision du courant et dans la précision de la tension délivrés par l'appareil de test, ainsi que des plages de discontinuité du courant ou de la tension. Cela se produit, par exemple, lors d' un changement de gamme correspondant à une commutation entre différentes sources de tensions et/ou de courant du testeur. On utilise généralement des résistances pour étalonner les sources de courant et de tension ainsi que les circuits de mesure du testeur. Si une telle méthode d'étalonnage permet effectivement de s'assurer que les sources de tension et de courant peuvent fonctionner sans discontinuité avec une relation linéaire, elle ne permet pas de vérifier le fonctionnement du testeur dans le mode qui sera utilisé pour le test d'un composant à retournement. En effet, au moyen d'une charge résistive, on ne peut pas vérifier le fonctionnement du capteur lors des oemmuta- tions qui sont nécessaires dans le fonctionnement d'un composant à retournement. De plus, les programmes utilisés pour délivrer un courant ou une tension linéaire ne sont pas les même que ceux qui conditionnent la forme de 1 'onde de test d'un composant à retournement. Pour vérifier correctement un testeur, il faut le faire fonctionner dans les mêmes conditions que sur le type de composant à tester. Il n'est cependant pas possible d'utiliser un composant à retournement étalon pour vérifier le fonctionnement du testeur. En effet, le courant de maintien Ih varie d'un composant à l'autre et au cours du fonctionnement, en particulier, en fonction de 1 'onde de test qui est appliquée aux bornes du compostant. C'est d'ailleurs la raison pour laquelle les paramètres caractéristiques d'une diode de Shockley ou d'un triac sont donnés pour une onde de test déterminée et sous la forme de valeurs maximales et minimales pour un type donné de composants. En outre, il faudrait disposer d'une multitude de composants étalons pour vérifier le fonctionnement du testeur dans toute une gamme de courants et tensions. La présente invention vise à résoudre les problèmes d'étalonnage et de vérification du fonctionnement d'un testeur de composants à retournement. L'invention vise, en particulier, à permettre un étalonnage et une vérification du testeur dans des conditions de fonctionnement mettant en oeuvre les mêmes circuits que ceux qui seront utilisés dans le test réel de composants à retournement. L'invention vise également à permettre l'étalonnage et la vérification du testeur dans une gamme étendue de courants et tensions. Pour atteindre ces objets, la présente invention prévoit un circuit de simulation d'un composant semiconducteur à retournement, comportant au moins un commutateur simulant une fonction de commutation du composant et au moins un détecteur de tension ou de courant commandant le commutateur, le détecteur étant associé à une valeur de consigne ajustable et correspondant à une valeur caractéristique du composant à retournement que doit simuler le circuit. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le commutateur est commandé, en fermeture, par au moins un premier détecteur et, en ouverture, par un deuxième détecteur. Selon un mode de réalisation de la présente invention, ledit commutateur est monté en série avec au moins un détecteur de courant entre des bornes d'application d'un signal de puissance. Selon un mode de réalisation de la présente invention appliqué à la simulation d'une diode de Shockley, le détecteur de courant commande 1 'ouverture du commutateur, un détecteur d'une tension aux bornes du commutateur commandant la fermeture du commutateur. Selon un mode de réalisation de la présente invention appliqué à la simulation d'un triac, le circuit de simulation comporte un commutateur monté entre deux bornes d'application d'un signal de puissance, un premier détecteur d t un courant de commande appliqué sur une borne de commande, un deuxième détecteur de courant intercalé entre une desdites bornes de puissanoe et le commutateur, et un troisième détecteur de courant monté en série avec le deuxième détecteur, le commutateur étant actionné sous l'action combinée des premier et deuxième détecteurs. Selon un mode de réalisation de la présente invention, les deuxième et troisième détecteurs sont réunis au sein d'un meme détecteur de courant possédant deux valeurs de consigne. Selon un mode de réalisation de la présente invention appliqué à la simulation de la commande d'un triac, le détecteur est constitué d'un détecteur de tension entre une borne de commande et une première borne d'application d'un signal de puissance, le détecteur commandant le commutateur en fermeture et une résistance variable étant connectée entre lesdites borne de commande et première borne de puissance. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le commutateur est constitué d'un transistor MOS de puissance. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le commutateur est constitué d'un thyristor. Selon un mode de réalisation de la présente invention, chaque détecteur est constitué d'un montage comparateur à partir d'un amplificateur opérationnel. Ces objets, caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres de la présente invention seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non-limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles les figures 1 et 2 qui ont été décrites précédemment sont destinées à exposer l'état de la technique et le problème pose la figure 3 représente un schéma fonctionnel d'un mode de réalisation d'un circuit de simulation du fonctionnement d'une diode de Shockley selon la présente invention la figure 4 représente un mode de réalisation détaillé d'un circuit de simulation d'une diode de Shockley tel que représenté à la figure 3 la figure 5 illustre, sous forme de chronogrammes, le fonctionnement du circuit représenté à la figure 4 la figure 6 représente un schéma fonctionnel d'un mode de réalisation d'un circuit de simulation d'un triac destiné à une simulation des courants de maintien et d'accrochage ; et la figure 7 représente un schéma fonctionnel d'un mode de réalisation d'un circuit de simulation d'un triac destiné à une simulation des courant et tension de déclenchement par la gâchette Pour des raisons de clarté, seuls les éléments des circuits de simulation qui sont nécessaires à la compréhension de l'invention ont été représentés aux figures. Pour les mêmes raisons, les chronogrammes de la figure 5 ne sont pas à l'échelle. Les figures 3 et 4 représentent, respectivement sous forme de schéma fonctionnel et de schéma détaillé, un mode de réalisation d'un circuit de simulation d'une diode de Shockley selon la présente invention. Ce circuit est destiné à étalonner et/ou à vérifier le fonctionnement d'un appareil de test (non représenté) de composants à retournement dans son mode de fonctionnement destiné à déterminer le courant de maintien Ih du composant. Selon l'invention, le circuit représenté à la figure 3 comporte deux bornes A et K représentant respectivement l'anode et la cathode de la diode de Shockley simulée par le circuit. Les bornes A et K sont destinées à être raccordées à un testeur que l'on souhaite étalonner ou dont on souhaite vérifier le fonctionnement. Les bornes A et K sont, à l'intérieur du circuit, reliées par l'intermédiaire d'un commutateur 1 symbolisant la fonction de commutation de la diode de Shockley. Le commutateur 1 est commandé à la fermeture par un détecteur de tension 2 mesurant la tension entre les bornes 3 et 4 du commutateur 1. Le rôle du détecteur de tension 1 est de provoquer la fermeture du commu tateur 1 lorsque la tension à ses bornes dépasse une valeur seuil vboc. Un détecteur de courant 5 est interposé entre la borne A et une première borne 3 du commutateur 1, la deuxième borne 4 du commutateur 1 étant reliée à la borne K. Le détecteur de courant 5 est destiné à provoquer l'ouverture du commutateur 1 lorsque le courant I traversant le commutateur 1 devient inférieur à un seuil Ihc. Quand on applique une onde déterminée entre les bornes K et A, la tension VKA croît jusqu'à atteindre le seuil Vboc du détecteur 2. A cet instant, le commutateur 1 se ferme. Le courant I croît alors jusqu'au courant maximal de la forme d'onde, puis se met à décroître. Quand le courant I atteint le seuil de détection Ihc du détecteur 5, le commutateur K s'ouvre. Selon l'invention, les valeurs des seuils Ihc et Vboc sont réglables pour faire varier le courant de maintien Ih et la tension de retournement Vbo de la diode de Shockley ainsi simulée. En comparant les valeurs de consigne Ihc et Vboc du circuit étalon avec les valeurs délivrées par le testeur suite à l'application de l'onde de test, on peut identifier un éventuel dysfonctionnement de l'appareil de test. Le circuit représenté à la figure 3 permet notamment de vérifier le fonctionnement correct des générateurs de puissance puis des circuits de mesure du testeur en mode de test d'une diode de Shockley. Comme les consignes de courant de maintien et de tension de retournement sont réglables, un même circuit de simulation peut simuler différentes diodes de Shockley caractérisées par leur courant de maintien et tension de retournement respectifs. La figure 4 représente un mode de réalisation détaillé d'un circuit de simulation d'une diode de Shockley tel que représenté à la figure 3. Selon ce mode de réalisation, le commutateur 1 est constitué d'un transistor MOS de puissance M dont le drain est relié à la borne K et dont la source est reliée, par l'intermédiaire d'une résistance R1 de faible valeur, à la borne A. Le détecteur de tension 2 est constitué d'un amplificateur opérationnel 12 monte en comparateur. Une entrée inverseuse de l'amplificateur 12 reçoit une tension de référence par l'intermédiaire d'un pont diviseur de tension constitué de deux résistances R2 et R3, de même valeur, montées en série entre une borne positive +Vcc d'alimentation du circuit et la masse. L'entrée non inverseuse est donc au potentiel Vcc/2. Une entrée non inverseuse de l'amplificateur 12 est reliée au point milieu d'un pont diviseur de tension constitué de deux résistances R4 et R5 montées en série entre la borne 4 du commutateur 1 et la masse. La résistance R4 est, selon l'invention, une résistance variable permettant de fixer la valeur Vboc constituant le seuil de fermeture du commutateur 1. Une sortie de l'amplificateur 12 délivre, par l'intermédiaire d'une diode D1 dont la cathode est connectée à la masse au moyen d'une résistance R6 de forte valeur, un niveau logique à un circuit 6 de commande du commutateur. Le circuit 6 sera décrit par la suite et son fonctionnement sera mieux compris en relation avec la figure 5. Le détecteur de courant 5 est également réalisé à partir d'un amplificateur opérationnel 15 monté en comparateur. Une entrée non inverseuse de l'amplificateur 15 reçoit, au moyen d'un potentiomètre linéaire 14 relié entre la borne +Vcc et la masse, une tension de seuil correspondant au courant de consigne Ihc. Une entrée inverseuse de l'amplificateur 15 est reliée à une sortie d'un amplificateur opérationnel 13, monté en convertisseur courant-tension. Une entrée non-inverseuse de l'amplificateur 13 est connectée à la masse. Une entrée inverseuse de l'amplificateur 13 est reliée, par l'intermédiaire d'une résistance R7, à sa sortie. Cette entrée inverseuse est également reliée, par l'intermédiaire d'une résistance R8, à la borne A. La résistance R1 sert de résistance de mesure du courant I circulant dans le commutateur 1. De préférence, la résistance R7 est nettement supérieure à la résistance R8 pour amplifier le courant détecté et améliorer ainsi la résolution du détecteur 5. Une sortie de l'amplificateur 15 délivre, par l'intermédiaire d'une diode D2 dont la cathode est connectée à la masse au moyen d'une résistance R9 de forte valeur, un niveau logique au circuit 6. Les amplificateurs 12, 13 et 15 sont, de préférence, alimentés de façon symétrique entre des potentiels +Vcc et -Vcc (par exemple, +12 volts et -12 volts). De préférence, une diode Zener DZ1 est connectée en parallèle sur la résistance R1. Le rôle de cette diode DZ1 est de protéger l'entrée de l'amplificateur 13 des courants appliqués par l'intermédiaire des bornes K et A, ces courants pouvant atteindre des pics de plusieurs dizaines d'ampères et produire alors des tensions excédant les tensions d'alimentation de l'amplificateur 13. Le circuit 6 de commande du transistor M comporte une bascule RS 16 d'interprétation des niveaux logiques délivrés par les comparateurs 12 et 15. Une entrée S de positionnement est reliée à la cathode de la diode D1. Une entrée R de remise à zéro est reliée, par l'intermédiaire d'un circuit monostable 17, à la cathode de la diode D2. Le circuit 17 a pour rôle de permettre une prise en compte du niveau présent sur l'entrée S de la bascule 16, après une ouverture du commutateur 1. Le monostable 17 est déclenché sur un front montant de son signal d'entrée (niveau logique délivré par le comparateur 15 sur l'entrée E du circuit 17). La durée de l'impulsion qu'il délivre est fixée par une résistance R10 et un condensateur C1 raccordés à une entrée de paramétrage du circuit 17. La résistance R10 est connectée entre la borne +Vcc et cette entrée de paramétrage, et le condensateur C1 est connecté entre cette entrée et la masse. Une sortie noninverseuse Q de la bascule 16 délivre un signal de commande destiné au commutateur 1. Ce signal traverse, de préférence, un étage amplificateur 18, à base de transistors bipolaires, dont le rôle est d'aider à la commutation du transistor MOS M en amplifiant le courant de sortie de la bascule 16. L'étage 18 est constitué de deux transistors bipolaires, respectivement NPN T1 et PNP T2, montés en série entre la borne +Vcc et la masse. Les bases respectives des transistors T1 et T2 sont reliées, par l'intermédiaire d'une résistance Roll, à la sortie Q de la bascule 16. L'émetteur du transistor T1 et le collecteur du transistor T2 sont reliés, par l'intermédiaire d'une résistance R12 de faible valeur, à la grille du transistor MOS M. La bascule RS 16 et le circuit monostable 17 sont alimentés entre le potentiel +Vcc et la masse. Le fonctionnement du circuit 6 ressortira mieux de la description de la figure 5. La figure 5 représente, sous forme de chronogrammes et pour une onde de test FO délivrée par un testeur, les allures respectives de la tension VKA, du courant I, des niveaux logiques des bornes S, R et Q de la bascule 16, et du niveau logique de la borne E du monostable 17. Initialement, le transistor M est bloqué. Entre des instants tO et tl, la tension de l'onde FO commence à croître et la tension VKA suit l'allure de l'onde. A l'instant tl, où la tension VKA est telle que le potentiel de la borne non-inverseuse de l'amplificateur 12 (fixé par la résistance variable R4 en fonction du seuil Vboc choisi) devient supérieur à Vcc/2, le potentiel de la borne S passe à l'état haut (sensiblement +Vcc). Couine la borne R est à l'état bas (la masse), le potentiel de la borne Q bascule de la masse à +Vcc. Le transistor T1 entre en conduction, ce qui provoque la mise en conduction du transistor M. Le courant I croît alors brusquement et se met à suivre l'allure de l'onde FO. Simultanément, la tension VKA devient nulle (en négligeant la faible chute de tension dans la résistance R8 et dans le transistor M à l'état passant) et le potentiel de la borne S redevient nul. Un courant est désormais détecté par la résistance R1. En supposant que le seuil Ihc est inférieur au courant Ibo, la sortie du comparateur 15, qui était jusque là à l'état haut, bascule également à 11 instant tl, provoquant un front descendant sur la borne E. Le courant I croît jusqu'au maximum de l'onde FO, puis décroît, toujours en suivant la forme de l'onde de test. A un instant t2, où le courant I est tel que le potentiel de l'entrée inverseuse de l'amplificateur 15 devient inférieur au potentiel fixé par le potentiomètre 14 (correspondant au seuil Ihc choisi), la sortie du comparateur 15 bascule vers le potentiel +Vcc. Le front montant sur la borne E déclenche le circuit monostable 17 qui délivre alors à la borne R une impulsion au potentiel +Vcc d'une durée correspondant à la constante de temps fixée par la résistance R10 et le condensateur C1. La sortie Q de la bascule 16 passe à l'état bas ce qui provoque le blocage du transistor T1 et la mise en conduction du transistor T2. Le transistor M se bloque et le courant I disparaît. La tension VKA suit la fin de l'onde de test FO. Comme l'impulsion sur l'entrée R de la bascule 13 disparaît rapidement, le circuit est de nouveau prêt pour recevoir une nouvelle onde de test. La constante de temps du circuit 17 (par exemple, 15 clos) est choisie pour être inférieure à la durée minimale d'une onde de test générée par le testeur. De préférence, un condensateur C2 est monté en parallèle sur la résistance R9. Ce condensateur sert à intégrer légèrement la sortie du comparateur 15 pour éviter un déclenchement intempestif du commutateur 1, suite à une légère oscillation éventuelle du courant I, lors de la commutation du transistor M. De préférence, le circuit est alimenté au moyen d'une alimentation symétrique régulée, car cette alimentation conditionne la précision de la tension de consigne fixée par le potentiomètre 10. Le transistor MOS M est dimensionné pour pouvoir absorber un courant correspondant aux pics de 'onde de test et doit supporter une tension d'avalanche sensiblement supérieure à la tension de retournement maximale prévue pour le circuit étalon. A titre d'exemple particulier de réalisation, les résistanoes et condensateurs du circuit représenté à la figure 4 peuvent prendre les valeurs suivantes R1 = 0,3 Q R2 = R3 = 10 kQ ; ; R4 est une résistance variable de 47 k ; R5 = R8 = Rîl = 1 kZ ; R6 = R9 = 22 kQ ; R7 = 27 kan ; R10 = 2,2 &commat; ; R12 = 10 Q C1 = 10 nF ; et C2 = 1 nF. La figure 6 représente un schéma fonctionnel d'un mode de réalisation d'un circuit de simulation d'un triac selon la présente invention. Ce circuit est destiné à simuler le fonctionnement du triac pour ce qui est de son courant d'accrochage Il et de son courant de maintien Ih. Le circuit représenté à la figure 6 comporte trois bornes représentant respectivement l'anode A, la cathode K et la gâchette G du triac. La fonction de commutation est réalisée au moyen d'un commutateur 21. Un commutateur 22 permet, de préférence, de sélectionner le mode de fonctionnement du circuit entre un mode où il simule un triac à gâchette d'anode et un mode de fonctionnement où il simule un triac à gâchette de cathode. Ce commutateur 22 est commandé depuis l'extérieur du circuit qui comporte une borne SEL de sélection. De même, des diodes de redressement (non représentées) peuvent être intercalées entre les bornes A, K et G et le reste du circuit pour permettre au circuit de simuler les différents quadrants de fonctionnement du triac. Le commutateur 21 est commandé, à partir d'une détection de courant de gâchette Ig et du courant I entre les bornes K et A, en réponse à une onde de test appliquée entre ces bornes. Un détecteur de courant 23 mesure le courant Ig et commande, en fermeture, le commutateur 21 lorsque ce courant Ig devient supérieur à un seuil Igtc. Un détecteur 24 compare le courant I à un seuil Ilc de courant d'accrochage. Le commutateur 21 reste fermé quand le courant I est supérieur au seuil Ilc. Un moyen logique 25 combine les signaux délivrés par les détecteurs 23 et 24 pour commander, en fermeture, le commutateur 21. Un détecteur de courant 26 est monté en série avec le détecteur 24 pour provoquer 1 'ouverture du commutateur 21 lorsque le courant I redevient inférieur à une valeur de consigne Ihc correspondant au courant de maintien. Le cas échéant, les détecteurs 24 et 26 sont confondus, à condition que le détecteur commun ainsi constitué possède deux valeurs de déclenchement. Les valeurs Igtc, lic et Ihc sont réglables pour permettre de réaliser l'étalon souhaité au moyen du circuit. Lorsqu'un courant de gâchette suffisant est appliqué au montage, le commutateur 21 se ferme pendant l'impulsion du courant de gâchette. Quand le courant I de tonde de test est supérieur au seuil lic, le commutateur 21 est maintenu fermé, simulant ainsi le triac à ltétat amorcé. Dès que le courant I diminue suffisamment pour atteindre la valeur de consigne Ihc, le commutateur 21 s'ouvre et le triac simulé est bloqué. Le commutateur 21 est, par exemple, un transistor MOS de puissance. Appliqué à un testeur, un circuit tel que représenté à la figure 6 permet de vérifier le fonctionnement correct des générateurs de puissance du testeur, en mode de test des courants d'accrochage et de maintien d'un triac. La figure 7 représente un schéma fonctionnel d'un mode de réalisation d'un circuit de simulation d'un triac destiné à simuler le déclenchement du triac en fonction du courant de gâchette. Comme précédemment, le circuit comporte trois bornes d'entrée, respectivement d'anode A, de gâchette G et de cathode K. La fonction de commutation du triac est simulée par un commutateur 30 intercalé entre les bornes K et A. La borne G est reliée, par l'intermédiaire d'une résistance variable R30, à la borne K. Bien que cela n'ait pas été représenté à la figure 7, on notera que, comme pour le montage de la figure 6, le montage peut comporter un commutateur de sélection entre un triac à gâchette d'anode et un triac à gâchette de cathode ainsi que des diodes de redressement. La tension aux bornes de la résistance 30 est détectée au moyen d'un détecteur 31 qui commande le commutateur 30 en fermeture. Le seuil de déclenchement du détecteur 31 est réglable. Le montage de la figure 7 peut fonctionner dans deux modes différents. Dans un premier mode, le testeur applique une tension croissante sur la borne G. Le commutateur 30 est fermé dès que cette tension atteint le seuil Vgtc du détecteur 31. Dans un deuxième mode opératoire, le testeur applique un courant dans la résistance R30. Cette résistance R30 constitue, en association avec le seuil Vgtc, une consigne Igtc. La valeur de la résistance variable R30 conditionne la valeur du seuil du courant de gâchette Igtc du circuit de simulation. Le commutateur 30 est, par exemple, un thyristor. Un montage tel que représenté à la figure 7 permet de vérifier le ou les générateurs du testeur qui sont utilisés pour les signaux de commande d'un triac. Bien entendu, la présente invention est susceptible de diverses variantes et modifications qui apparaîtront à l'homme de l'art. En particulier, les différentes valeurs de consigne pourront être réglées par des moyens numériques pour modifier de manière automatique les valeurs étalons définies par le circuit de simulation, afin de réaliser une procédure de vérification automatisée de l'appareil de test. REVENDICATIONS 1. Circuit de simulation d'un composant semiconducteur à retournement, caractérisé en ce qu T il comporte au moins un commutateur (1 ; 21 ; 30) simulant une fonction de commutation du composant ; et au moins un détecteur de tension ou de courant (2, 5 23, 24, 25 ; 30) commandant le commutateur (1 ; 21 ; 30), le détecteur (2, 5 ; 23, 24, 26 ; 31) étant associé à une valeur de consigne (Vboc, Ihc, Ilc, Igtc, Vgtc) ajustable et correspondant à une valeur caractéristique du composant à retournement que doit simuler le circuit. 2. Circuit de simulation selon la revendication 1, caractérisé en ce que le commutateur (1 ; 21) est commandé en fermeture par au moins un premier détecteur (2 ; 23, 24) et en ouverture par un deuxième détecteur (5 ; 26). 3. Circuit de simulation selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que ledit commutateur (1 ; 21) est monté en série avec au moins un détecteur (5 ; 24, 26) de courant entre des bornes (K, A) d'application d'un signal de puissance. 4. Circuit de simulation selon la revendication 3, appliqué à la simulation d'une diode de Shockley, caractérisé en ce que le détecteur de courant (5) commande 1' ouverture du commutateur (1), un détecteur (2) d'une tension aux bornes du commutateur (1) commandant la fermeture du commutateur (1). 5. Circuit de simulation selon la revendication 3, appliqué à la simulation d'un triac, caractérisé en ce qu'il comporte un commutateur (21) monté entre deux bornes (K, A) d'application d'un signal de puissance ; un premier détecteur (23) d'un courant de commande (Ig) appliqué sur une borne de commande (G) un deuxième détecteur (24) de courant, intercalé entre une desdites bornes de puissance (K) et le commutateur (21), le commutateur (21) étant actionné sous l'action combinée des premier et deuxième détecteurs (23, 24) ; et un troisième détecteur (26) de courant, monté en série avec le deuxième détecteur (24). 6. Circuit de simulation selon la revendication 5, caractérisé en ce que les deuxième et troisième détecteurs (24, 26) sont réunis au sein d'un même détecteur de courant possédant deux valeurs de consigne (Ihc, Ilc). 7. Circuit de simulation selon la revendication 1, appliqué à la simulation de la commande d'un triac, caractérisé en ce que le détecteur est constitué d'un détecteur (30) de tension entre une borne de commande (G) et une première borne (K) d'application d'un signal de puissance, le détecteur (30) commande dant le commutateur (4) en fermeture et une résistance variable (R30) étant connectée entre lesdites borne de commande (G) et première borne de puissance (K). 8. Circuit de simulation selon l'une quelconque des revendications 4 à 6, caractérisé en ce que le commutateur (1 21) est constitué d'un transistor MOS de puissance (M). 9. Circuit de simulation selon la revendication 7, caractérisé en ce que le conirmitateur (30) est constitué d'un thyristor. 10. Circuit de simulation selon l'une quelconque des revendications 1 à 9, caractérisé en ce que chaque détecteur (2, 5 ; 23, 24, 26 ; 30) est constitué d'un montage comparateur à partir d'un amplificateur opérationnel (12, 15).