Brevet FR2751084A1 — publié le 19980116

DISPOSITIF DE RECEPTION A TAUX DE FAUSSE ALARME CONSTANT ET RADAR COMPORTANT UN TEL DISPOSITIF La présente invention concerne un dispositif de réception radar à taux de fausse alarme constant et les radars comportant de tels dispositifs. Les dispositifs de réception à taux de fausse alarme constant permettent d'améliorer la qualité de l'information en présence d'éléments perturbateurs tels que le bruit propre du radar (thermique), le brouillage de toutes natures à bande large ou étroite. Ces dispositifs ont pour but de maintenir un rapport signal à bruit constant, à la sortie de la chaîne de réception et indépendant du niveau de bruit à l'entrée. Ces dispositifs permettent de comparer le niveau du signal au bruit par rapport à un seuil prédéterminé. Le seuil est prédéterminé par la probabilité de fausse alarme que l'on se fixe et en fonction de la distribution du signal bruit (parasite) que lton obtient. Ces dispositifs tiennent donc compte du rapport signal à bruit des signaux reçus ce qui en présence de certains types de parasites peut fausser le résultat des mesures. La présente invention a pour objet un dispositif de réception radar à taux de fausse alarme constant dans lequel un circuit de comparaison procéde à la comparaison de l'amplitude du signal de chaque cellule de résolution à au moins une autre cellule de résolution dans le domaine de résolution du radar en faisant abstraction de la puissance énergétique de ces signaux; corrèle les résultats et intègre sur un nombre de cycles d'observation donné ce qui a pour conséquence de rendre le radar moins sensible à d'autres types de perturbations que le bruit thermique notamment le clutter, les fuites à l'émission, les raies de mélange (offset) et de restreindre le nombre de calculs effectués par les extracteurs placés en aval. La présente invention a donc pour objet un dispositif de réception radar à taux de fausse alarme constant, principalement caractérisé en ce qu'il comporte des moyens de comparaison aptes à effectuer des tests de comparaison entre les signaux obtenus pour chaque cellule de résolution dans le domaine de résolution du radar. La présente invention a également pour objet un radar HFR bifréquence comportant des moyens de comparaison aptes à effectuer des tests de comparaison entre les signaux obtenus pour chaque cellule de résolution dans le domaine de résolution du radar, pour chacune de ces deux chaînes de traitement relatives à chaque fréquence d'émission F1 et F2. D'autres particularités et avantages de la présente invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante présentée à titre d'exemple non limitatif et faite en regard des figures du dessin annexé qui représentent: - figure 1, le schéma de principe du dispositif selon l'invention - figure 2, le schéma de réalisation de l'invention selon la figure 1 - figure 3, le schéma de réalisation de l'invention appliqué au radar HFR bifréquence; - figure 4, le schéma partiel d'une variante d'exécution. Le dispositif selon l'invention permet d'effectuer le traitement du signal après le filtrage linéaire classique. Ce filtrage consiste de manière connu en soi pour les radars non ambigus en distance, en un filtrage adapté à la durée de chaque impulsion. Dans le cas des radars ambigus en distance (par exemple le radar à moyenne fréquence de répétition MFR ou à haute fréquence de répétition HFR), on fait un triage des cibles par leur vitesse, par leur gisement, leur distance, le filtrage est effectué par un banc de filtres de fréquence, chacun d'eux étant associé à une ou plusieurs portes de distance, traitant séquentiellement des trains d'impulsions. Sur la figure 1 on a représenté le schéma de principe du dispositif selon l'invention. On considère un ensemble de cellules de résolution qui peuvent être des cellules de résolution distance ou vitesse, correspondant au filtrage élémentaire Tg, Tg représentant la durée élémentaire d'observation. Le signal S reçu à l'entrée du dispositif est le signal obtenu après transposition de fréquence en fréquence vidéo. Un circuit de traitement Doppler 1 permet d'obtenir des signaux complexes 51,q' ....... SM,q pour chaque cellule de résolution vitesse en distance. Ces signaux représentent les M échantillons d'une voie ou porte distance q, issus du traitement par le circuit pendant un temps T. correspondant au temps d'illumination de la cible. On effectue par conséquent M observations de durée Tg pendant la durée T.. Le circuit de comparaison 2 permet d'effectuer des comparaisons de niveau entre une cellule élémentaire traitée et les cellules voisines pour chacun des M échantillons successifs. Soit k le numéro d'une cellule de résolution de q (k = 0,1 ... N-l, N étant le nombre de cellules de résolution, Sk le module du signal pour cette cellule, le comparateur 2 effectue la comparaison entre Sk et S ou j est un indice variant entre -m et m, m étant k+j inférieur à N, N étant le nombre maximal de case de résolution vitesse. Dans la pratique on choisit j faible, de l'ordre de quelques unités. Les numéros k+j correspondent aux numeros des cellules voisines de la cellule testée et qui correspondent à des informations arrivées simultanément au signal Sk. A chaque cycle, c'est-à-dire à chaque temps d'observation élémentaire T,, le comparateur compare le niveau de la cellule traitée au niveau des cellules voisines pour M échantillons successifs. Ces comparaisons sont réalisées à chaque temps d'observation élémentaire T,. Les résultats élémentaires des tests de comparaison sont rentrés dans un corrélateur 3 qui analyse les résultats à chaque cycle et qui délivre un résultat binaire (0 ou 1). Un opérateur 4 permet ensuite de faire un dénombrement de ces résultats sur un nombre significatif de cycles (au maximum M). Si, selon un exemple particulier, on effectue une comparaison entre le niveau du signal d'une cellule k avec le niveau du signal d'une cellule k+l (j=l) et le niveau du signal d'une cellule k-l (j=l), on compare donc trois modules. On effectue un dénombrement sur un certain nombre de cycles. La probabilité qu'il y ait détection sur du bruit thermique suit une loi binomiale. Connaissant cette probabilité on peut faire le calcul du seuil de détection sur les M cycles, par exemple, soit sur le temps Ti (temps d'illumination). On détermine alors de manière classique le seuil a correspondant au seuil de fausse alarme désiré sur du bruit thermique. Le corrélateur 3 est suivi de l'opérateur 4 qui lui-même est suivi d'un comparateur à seuil 5 qui permet de savoir s'il y a détection ou non en fonction du seuil a. Sur la figure 2, on a représenté une réalisation particulière qui correspond au cas d'un radar pulse Doppler émettant des impulsions à une fréquence de récurrence FR et pour lequel les cellules de résolution sont des cellules de résolution vitesse. Le traitement Doppler est alors réalisé par une batterie de filtre 10, chaque filtre traitant les N cellules de résolution vitesse. Le traitement est suivi d'un circuit 11 de transformation en base logarithmique qui permet de réduire la dynamique du signal à traiter. Les signaux S .... sN qui correspondent au module des transformées de Fourier discrètes et qui résultent d'une intégration arrivent dans la suite du traitement effectué par le circuit transformateur 11 et les circuits placés en aval de ce circuit. Dans cet exemple particulier, la comparaison est effectuée par deux comparateurs 21 et 22 aptes à comparer le module de la transformée de Fourier pour une voie q, aux modules voisins aval (comparateur 21) et amont (comparateur 22) pour cette même voie. On désignera par un indice positif (+j) les valeurs aval, et par un indice négatif (-j) les valeurs amont. Soit p q (k) le module du kième Doppler de la voie q. Le test logique effectué par le comparateur 21 consiste à comparer le module pq(k) au module pq(k+j). Le test logique effectué par le comparateur 22 consiste à comparer le module p q (k) à p q (k-j). Pour durcir le test de comparaison on peut rajouter un contraste d qui peut par exemple être modifié d'une cellule à l'autre. La comparaison est alors effectuée d'une part entre p q (k) et pq(k+j) + d, et d'autre part entre p q (k) et p q (k-j) + d. Les résultats obtenus à la sortie des deux comparateurs sont des états binaires 0 ou 1 ; par exemple 1 si l'inéquation est vérifiée et 0 sinon. Le test logique fait abstraction de la quantité d'énergie reçue, il permet de mettre en évidence un contraste quelque soit sa force énergétique. Les deux comparateurs 21 et 22 sont suivis dans cet exemple par une porte "ET" 30 qui assure une fonction de corrélation entre les deux résultats de sortie des comparateurs 21 et 22. L'opérateur 4 est réalisé par un compteur 40. Deux entrées de la porte "ET" 30 sont reliées respectivement aux sorties des comparateurs 21 et 22. La sortie de la porte est reliée à l'entrée du compteur 40. Le compteur intègre les résultats en comptabilisant le nombre de fois que les deux comparateurs auront déterminé un contraste durant toute la durée d'illumination T.. Le résultat de comptage obtenu à la sortie du compteur 40 est reçu à llentrée du comparateur à seuil 5 qui est réalisé par un comparateur 50 à hystérésis. Ce comparateur à deux seuils Sg, S1. Le résultat du compteur est comparé à un premier seuil S1 qui permet de décider la présence d'une cible. Le deuxième seuil Sg permet de maintenir la présence d'une cible lors d'un évanouissement du signal, le comparateur 50 conservant pour cela le même état logique à la sortie; ce second seuil est inférieur au premier. Pour diminuer le temps de montée du dispositif on peut borner le comptage par une limite supérieure et inférieure. La limite supérieure permet d'empêcher qu'un résultat de comptage trop élevé résultant de la présence de la cible sur un grand nombre de cycles, soit présent trop longtemps dans le comparateur. Cette borne permet en fait d'obtenir l'information de détection plus rapidement. Sur la figure 3, on a représenté une application particulière du dispositif au cas du radar bifréquence HFR (haute fréquence de recurrence). Le signal émis est constitué de deux trains d'impulsions aux fréquences F1 et F2 avec une fréquence de récurrence FR. Les signaux émis à la fréquence F1 ne sont pas émis aux mêmes instants que les signaux émis à la fréquence F2. A la réception, ce même signal est reçu transposé d'une phase due au temps d'aller et retour et d'un Doppler dû à la vitesse de la cible. A ce signal se superpose du bruit et du parasite. Le premier traitement consiste à réaliser un filtrage adapté temporel. Ce filtrage permet de constituer comme précédemment les portes sous-multiples de la distance ambigüe. Le signal reçu à la fréquence F1 + fdl puis F2 + fd2 provient de la réflection sur une même cible. On peut faire une corrélation entre les résultats de traitement issu de l'écho à F1 + fdl et F2 + fd2. La valeur de la fréquence Doppler étant faible devant la fréquence porteuse, les grandeurs fdl et fd2 son t pratiquement identiques soit f fd fffd2. La composante à F1 + fd entrera dans la porte distance q. La composante à F2 + fd rentrera dans la porte distance q'. Si AF = F2 - F1 représente deux cases de résolution vitesse, le signal reçu dans la porte q sera vu au Doppler k - 1 et le signal de d d la porte q' au Doppler kd + 1, (kd u\ Le schéma de cette application est représenté sur la figure 3. Le dispositif selon l'invention comporte deux chaînes de traitement identiques à la chaîne représentée sur la figure 2. Pendant que l'une des chaînes traite le signal correspondant au module FFT p q (k) qui est le kième Doppler de la voie q, l'autre chaîne traite le module FFT, p q ,(k) qui est le kième Doppler de la voie q'. Or le signal qui provient de la réflection sur une cible du signal émis par ce radar entrant dans la chaîne de traitement 60 et qui est vu au Doppler k, est vu au Doppler k+2 dans l'autre chaîne. Par contre le signal provenant d'un dispositif ne générant pas le bon signal bifréquence ne sera pas vu par les deux chaînes au même doppler. La suite du traitement permet donc de ne pas prendre en compte le signal émis par ce brouilleur. Ce traitement consiste alors à effectuer des comparaisons logiques sur des signaux qui correspondent aux mêmes cellules de résolution mais qui sont issus de l'émission à des fréquences différentes. Pour cela, le circuit de comparaison de la chaîne 60 comporte les deux comparateurs 21 et 22 qui permettent respectivement d'effectuer le test de comparaison entre p q (k) et p q (k+j) + d de la voie q pour le comparateur 21; p (k) et p q (k-j) + d pour le comparateur 22. Le circuit de comparaison de la chaîne 61 effectue le test de comparaison entre le module p q ,(k+2) et pq,(k+2+j) + d de la voie q', à l'aide du circuit 23 et le test logique entre le module pqî(k+2) et p q ,(k+2-j) + d de la voie q' à l'aide du circuit 24. La suite du traitement consiste également à corréler, c'est-àdire combiner les résultats provenant des circuits 21 et 22 dans la chaîne 60 à l'aide de la porte "ET" 30 et de corréler les résultats provenant des circuits 23 et 24 dans la chaîne 61 à l'aide d'une porte "ET" 31. Le dénombrement réalisé à l'aide par exemple du compteur 40 dans la chaîne 60 et du compteur 41 dans la chaîne 61, permet d'obtenir une intégration des résultats correspondant à des états O ou 1 obtenus respectivement à la sortie des portes "ET" 30, 31. Ces compteurs s incrémentent et se décrémentent en fonction de leurs états de sortie. Les résultats obtenus sont comparés à un seuil prédéterminé à l'aide respectivement des comparateurs 50, 51. La sortie des comparateurs délivre des états 0 ou 1 selon que le seuil est dépassé ou non. Les résultats obtenus à la sortie des comparateurs 50 et 51 et correspondant à l'analyse respective des voies q et q', sont combinés à l'aide par exemple d'une porte "ET" 65 qui en fonction de son état de sortie permet de savoir s'il y a eu détection de cible ou non. Selon une variante d'exécution représentée sur la figure 4, l'opérateur de dénombrement 4 est réalisé par un registre à décalage 45 suivi d'un sommateur 46. Le registre 45 permet d'effectuer une fenêtre glissante. Dans cette réalisation, le traitement consiste donc à stocker successivement dans le registre à décalage les résultats de sortie du corrélateur 3 (par exemple la porte 30). On effectue l'acquisition pour chaque Doppler de M résultats binaires correspondant aux M cycles DFT (et au temps d'illumination Ti). Ces résultats sont affectés d'un poids 1 si le test est positif et 0 si le test est négatif. La somme des résultats ainsi pondérés, est comparée à un seuil de détection. Au cycle suivant, la fenêtre glissante est décalée en écrasant le résultat du premier test et en incluant le résultat du nouveau test. Le principe de l'invention consiste donc à effectuer des comparaisons entre signaux provenant de cellules de résolution voisines. Cette comparaison fait abstraction de l'énergie reçue puisqu'elle consiste à effectuer un simple test logique entre ces signaux, le résultat du test étant exprimé par l'état 0 ou l'état 1 selon que l'inéquation est réalisée ou non. Les résultats des M échantillons de chaque cellule de résolution sont intégrés par incrémentation ou décrémentation d'un compteur ou bien par stockage dans un registre à décalage ce qui revient à effectuer une évaluation statistique du nombre de présences. Le critère de détection peut être durci par l'augmentation progressive d'un contraste d. L'invention permet donc de procéder à des tests à chaque temps d'observation, ces tests permettant d'évaluer statistiquement la présence d'une cible notamment dans le but de voir des cibles pour lesquelles le signal reçu est de faible niveau et d'alléger les calculs effectués par les extracteurs placés en aval des comparateurs à seuils. Dans l'exemple particulier du radar HFR, l'invention permet de distinguer le signal émis et réfléchi par une cible de celui émis par un autre dispositif. Le dispositif selon l'invention peut être associé aux autres dispositifs TFAC classiques. REVENDICATIONS 1. Dispositif de réception radar à taux de fausse alarme constant, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens de comparaison (2) aptes à effectuer des tests de comparaison entre les signaux obtenus pour chaque cellule de résolution dans le domaine de résolution du radar. 2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que le circuit de comparaison comporte un circuit de test apte à effectuer des comparaisons entre un signal Sk et un signal Sk+j, où k est le numéro d'une cellule de résolution q, et j un indice variant entre -m et +m, m étant inférieur ou égal au nombre maximum de cellules de résolution N. 3. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comporte un corrélateur (3) apte à corréler les résultats de comparaison obtenus pour chaque cellule de résolution du domaine de résolution à la sortie du circuit de comparaison (2) de manière à délivrer un état binaire. 4. Dispositif selon la revendication 3, caractérisé en ce qu'il comprend un opérateur (5) permettant d'effectuer un dénombrement des résultats de sortie du corrélateur sur un nombre significatif de cycles. 5. Dispositif selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'il comporte un comparateur à seuil (5), apte à comparer le résultat obtenu à la sortie de l'opérateur de dénombrement (4), au seuil prédéterminé. 6. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que le circuit de comparaison comprend un premier (21, 22) comparateur apte à effectuer la comparaison d'un signal d'une cellule de résolution de rang k avec les signaux des cellules de résolution de rang k +j, j variant entre (-N, +N). 7. Dispositif selon la revendication 6, caractérisé en ce que le comparateur est constitué d'un premier (21) et d'un deuxième comparateur (22) effectue un test de comparaison entre le signal d'une cellule de résolution de rang k et les signaux de rang k+j augmenté d'un contraste d, j étant positif ou négatif. 8. Dispositif selon l'une quelconque des revendications I à 7, caractérisé en ce que le ou les comparateurs (21, 22) sont suivis par un corrélateur 30. 9. Dispositif selon la revendication 8, caractérisé en ce que le corrélateur est constitué par une porte "ET" (30). 10. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1à 9, caractérisé en ce que l'opérateur de dénombrement (4) est réalisé par un compteur (40). 11. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1à 9, caractérisé en ce que l'opérateur de dénombrement (4) est réalisé par un registre à décalage (45) suivi d'un sommateur (46). 12. Radar HFR bifréquence, caractérisé en ce qu'il comporte un premier (60) et un deuxième (61) dispositif selon la revendication 1, le premier permettant de traiter chaque cellule de résolution pour une fréquence d'émission F1, le deuxième permettant de traiter les mêmes cellules de résolution pour une fréquence d'émission F2. 13. Radar selon la revendication 12, caractérisé en ce que le premier dispositif (60) comporte un premier (21) comparateur effectuant le test logique p(k) > ,p(k+j) + d et un deuxième (22) comparateur effectuant le test logique p(k) > , p(k-j) + d et en ce que le deuxième dispositif (61) comporte un premier (23) comparateur effectuant le test logique pq, (k+2) > , p q ,(k+2+j) + d et un deuxième (33) comparateur effectuant le test logique p q (k+2) > , pq,(k+2-j) + d. 14. Radar selon la revendication 11, caractérisé en ce que le premier et deuxième dispositif comprennent également un premier (30) et deuxième (31) circuit corrélateurs suivis respectivement par un premier (40) et deuxième (41) circuit de dénombrement suivis par un premier (50) et un deuxième (51) circuit à seuil. 15. Radar selon la revendication 14, caractérisé en ce que la sortie du premier (50) et la sortie du deuxième (51) comparateur sont reliées à un corrélateur (65) permettant de corréler les résultats des deux chaînes (60, 61). 16. Radar selon la revendication 15, caractérisé en ce que le corrélateur est réalisé par une porte "ET" (65).