Brevet FR2754955A1 — publié le 19980424

DISPOSITIF DE LIMITATION DE VARIATIONS TRANSITOIRES D'UNE TENSION D'ALIMENTATION La présente invention concerne le domaine des convertisseurs de puissance continu/continu (DC/DC), tels que les systèmes d'alimentation à découpage ou les régulateurs de tension linéaires, destinés à alimenter une charge sous une tension régulière de valeur fixée. L'invention s'applique plus particulièrement au maintien de la tension d'alimentation de la charge même en cas de brusque variation du courant dans celle-ci. Par exemple, l'invention s'applique aux convertisseurs de puissance destinés à alimenter un microprocesseur dont l'appel de courant peut varier, à une fréquence de récurrence relativement importante (de l'ordre de quelques hertz à quelques kilohertz), entre quelques mA et 10 ou 15A, voire plus. L'augmentation des performances des microprocesseurs nécessite des convertisseurs de puissance de plus en plus performants du point de vue de leur stabilité en tension et de leur rapidité à répondre à une variation de la charge. Par exemple, un convertisseur destiné à alimenter un microprocesseur connu sous la dénomination conanerciale "PENTItJM-PRO" de la marque "Intel" doit supporter une variation de courant de 0,3A à 10A en 350 ns avec une précision en tension de + 5%. Plusieurs solutions classiques sont utilisées pour améliorer la réponse du convertisseur à ces variations brusques de courant. La figure 1 représente un exemple de schéma classique destiné à alimenter un microprocesseur. Un convertisseur DC/DC 1 reçoit une tension d'alimentation'Ve, par exemple de +12 volts ou +5 volts, et délivre une tension Vin à un microprocesseur 2. La valeur de la tension Vin (par exemple, de +2,1 volts à +3,5 volts) est généralement fixée par le microprocesseur 2 qui communique avec le convertisseur 1 par une liaison numérique 3. Plusieurs condensateurs chimiques C de stockage sont connectés en parallèle entre la ligne d'alimentation Vin et la masse pour limiter les variations transitoires de la tension Vin suite à une variation du courant appelé par le microprocesseur 2. Un ou plusieurs condensateurs en céramique C' de découplage sont généralement reliés entre une borne S d'alimentation du microprocesseur recevant la tension Vin et la masse. Un inconvénient de cette solution est que des condensateurs de forte capacité, qui doivent de plus présenter de très faibles résistance et inductance séries équivalentes, sont très coûteux. Une solution classique telle que représentée à la figure 1 nécessite typiquement, pour l'exemple ci-dessus d'un microprocesseur "PENTIUM-PRO", dix condensateurs chimiques de 1 500 yF ayant chacun une résistance série équivalente de 44 nC2, pour atteindre une capacité supérieure à 4 000 /F avec une résistance série équivalente inférieure à 5 nC2 correspondant aux contraintes fixées par le fabricant. En outre, l'inductance série équivalente d'un condensateur est généralement de l'ordre de 10 mH. Une autre solution, applicable si le convertisseur de puissance est une alimentation à découpage (PWM), est de faire fonctionner l'alimentation à découpage à des fréquences de commu- tation élevées. Si une telle solution requiert des condensateurs chimiques de capacité plus faible entre le convertisseur et le microprocesseur, leurs inductance et résistance séries équivalentes restent critiques du point de vue du coût. De plus, la conception d'une alimentation à découpage fonctionnant à 500 kHz, voire plus, requiert l'emploi de composants très performants, en particulier, pour stabiliser la boucle de réaction en tenant compte du comportement des composants et du tracé du circuit imprimé à une fréquence aussi élevée. La présente invention vise à proposer une nouvelle solution pour limiter l'excursion de la tension d'alimentation d'un microprocesseur suite à une brusque variation du courant appelé par ce microprocesseur. Plus généralement, l'invention vise à proposer un dispositif de limitation des variations transitoires de la tension d'alimentation d'une charge dont le courant est susceptible de subir de brusques variations, à partir d'un convertisseur de puissance. L'invention vise également à proposer un dispositif qui ne nécessite aucune modification du convertisseur de puissance. L'invention vise également à proposer un dispositif qui soit indépendant du type de convertisseur de puissance (alimentation à découpage ou régulateur linéaire) utilisé. Pour atteindre ces objets, la présente invention prévoit un dispositif, de limitation de variations transitoires d'une tension destinée à alimenter une charge à partir d'un convertisseur continu/continu, comportant une borne d'entrée, propre à recevoir la tension délivrée par le convertisseur, et reliée à une borne de sortie du dispositif propre à être reliée à la charge ; un premier transistor de puissance connecté entre une tension d'alimentation du convertisseur et la borne de sortie un deuxième transistor de puissance connecté entre la borne de sortie et la masse ; et des moyens pour commander linéairement et individuellement chaque transistor de puissance en cas de brusque variation de la charge. Selon un mode de réalisation de la présente invention, chaque transistor de puissance est commandé par un amplificateur différentiel recevant, en entrées, la tension d'alimentation de la charge et une tension de référence variable. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le dispositif comporte un bloc de génération des tensions de référence variables recevant, par l'intermédiaire d'une première cellule résistive et capacitive, la tension délivrée par le convertisseur. Selon un autre mode de réalisation de la présente invention, le dispositif comporte un bloc de génération des tensions de référence variables à partir d'une consigne de tension destinée au convertisseur. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le dispositif comporte un bloc de protection destiné à limiter la durée de conduction de chaque transistor de puissance. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le bloc de protection comporte des moyens pour inhiber le fonctionnement des moyens de commande des transistors de puissance au bout d'une durée prédéterminée qui suit l'actionnement d'un des ces moyens de cortinande. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le bloc de protection comporte, pour chaque amplificateur, un comparateur recevant, en entrées, la tension délivrée par le convertisseur affectée d'un retard inférieur à la constante de temps de la première cellule RC et une tension seuil variable, intermédiaire entre la tension de référence variable de l'amplificateur auquel le comparateur est associé et la tension filtrée par la première cellule RC. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le bloc de protection comporte en outre un moyen pour inhiber le fonctionnement des moyens de commande des transistors de puissance quand la tension délivrée par le convertisseur est inférieure à un seuil prédéterminé. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le dispositif comporte en outre deux bornes de sortie à destination du convertisseur de puissance et indicatrices de l'actionnement de chaque transistor de puissance. La présente invention concerne également un système d'alimentation d'une charge, comportant un convertisseur de puissance de type alimentation à découplage à commande par modulation de largeur d'impulsions et un dispositif de limitation des variations de la tension d'alimentation de la charge, le convertisseur comportant des moyens pour forcer sa propre commande lors d'une activation d'un des transistors de puissance. Ces objets, caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres de la présente invention seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non-limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles la figure 1 décrite précédemment est destinée à exposer l'état de la technique et le problème posé la figure 2 représente, sous forme de schéma-bloc, un premier mode de réalisation d'un dispositif selon l'invention, associé à un convertisseur de puissance et à un microprocesseur la figure 3 représente un schéma détaillé d'un deuxième mode de réalisation d'un dispositif selon l'invention la figure 4 représente, sous forme de schéma-bloc, une variante de réalisation d'un dispositif selon l'invention associé à un convertisseur de puissance de type alimentation à découpage ; et la figure 5 représente, partiellement et sous forme de schéma-bloc, un troisième mode de réalisation d'un dispositif selon l'invention associé à un convertisseur de puissance et à un microprocesseur. Les mêmes éléments ont été désignés par les mêmes références aux différentes figures. Pour des raisons de clarté, seuls les éléments nécessaires à la compréhension de l'invention ont été représentés aux figures. La figure 2 représente, de façon schématique, un premier mode de réalisation d'un dispositif 10, selon la présente invention, de limitation des variations transitoires d'une tension Vout d'alimentation d'une charge 2 à partir d'un conver tisseur de puissance 1. Le dispositif 10 est, selon l'invention, destiné à être connecté en parallèle avec la charge, par exemple un microprocesseur 2. Sous forme de circuit intégré, le dispositif 10 est placé sur une ligne 4 reliant une borne E de sortie du convertisseur 1 et une borne S d'alimentation du microprocesseur 2. Un condensateur chimique C, inhérent au fonctionnement du convertisseur (pour filtrer l'ondulation en tension de sortie du convertisseur), est placé entre la borne E et la masse. Le rôle de ce condensateur de forte capacité est désormais de filtrer les pics de commutation du convertisseur 1. Un ou plusieurs condensateurs céramiques C' de découplage sont, de façon classique, placés en parallèle entre la borne S et la masse. Pour des raisons de clarté, on désignera par la suite, et bien quelles soient identiques, la tension de la borne E par Vin et la tension de la borne S par Vout. Selon l'invention, le dispositif 10 comporte deux étages de puissance connectés entre la ligne 4 et, respectivement, une tension Ve correspondant à la tension d'entrée du convertisseur 1 et la masse. Un étage supérieur, constitué d'un transistor MOS de puissance 11 à canal N, est destiné à fournir un complément d'énergie au microprocesseur 2 en cas de brusque appel de courant. Un étage inférieur, constitué d'un transistor MOS de puissance 12 à canal N, est destiné à absorber un excès d'énergie en cas de brusque chute de l'appel de courant. Chaque transistor 11, 12 est associé à un amplificateur différentiel 13, 14 destiné à amplifier une tension d'erreur entre la tension Vout et une tension de référence associée à chaque transistor. Le temps de réponse des amplificateurs 13 et 14 à une variation de la tension d'erreur doit être très rapide et ces amplificateurs sont donc conçus pour avoir une bande passante et un gain en boucle ouverte élevés (par exemple, respectivement, de l'ordre de 10 MHz et de l'ordre de 100 à 300). Selon l'invention, chaque étage de puissance fonctionne uniquement quand le convertisseur de puissance 1 ne peut pas, de lui-même, absorber une variation de courant sans provoquer une variation transitoire de la tension Vout, c'est-à-dire uniquement pendant les périodes transitoires de brusque variation du courant appelé par le microprocesseur. De plus, la tension Vout est maintenue dans une plage d'excursion autour de la tension Vin délivrée, avant intervention du dispositif 10, par le convertisseur 1. Pour ce faire, le dispositif 10 comporte un bloc 15 de génération de deux tensions de référence variables Vin - AV et Vin + AV qui sont fonction de la tension Vin filtrée, et qui sont respectivement associées aux amplificateurs 13 et 14. On fixe ainsi une plage de 2AV de variation de la tension Vout autour de la tension Vin. Dans le mode de réalisation de la figure 2, l'entrée inverseuse de l'amplificateur 13 reçoit la tension Vout et son entrée non-inverseuse reçoit la tension Vin - AV. L'entrée inverseuse de l'amplificateur 14 reçoit la tension Vin + AV et son entrée non-inverseuse reçoit la tension Vout. De préférence, le dispositif 10 comporte en outre un bloc 16 de protection, destiné à éviter une trop forte dissipation d'énergie dans les transistors 11 et 12, par exemple, en cas de modification durable ou de disparition de la tension Vin délivrée par le convertisseur 1. Le bloc 16 utilise deux tensions seuils Vin - AV', Vin + AV', intermédiaires entre les tensions de référence Vin - AV et Vin + AV, dont le rôle sera mieux compris en relation avec la figure 3. Ces tensions seuils sont fournies par le bloc 15 et dépendent de la tension Vin. Un avantage de la présente invention est qu'elle remplace la série de condensateurs chimiques de forte capacité des solutions classiques pour ne garder qu'un condensateur C, inhérent au fonctionnement d'un convertisseur classique, et remplacer les autres condensateurs chimiques par un circuit intégré. La figure 3 représente un schéma détaillé d'un deuxième mode de réalisation d'un dispositif 10 selon l'invention. Ce deuxième mode de réalisation diffère du mode de réalisation de la figure 2 par l'utilisation de deux transistors MOS de puissance, respectivement, à canal P MP et à canal N MN. Cette différence conduit simplement à inverser les entrées de l'amplificateur 13, l'entrée non-inverseuse de l'amplificateur 13 recevant désormais la tension Vout tandis que son entrée inverseuse reçoit la tension de référence Vin - AV. Le fonctionnement du dispositif est similaire dans les deux modes de réalisation. Le choix entre ces modes de réalisation dépendra, par exemple, de la tension d'alimentation du système. Par exemple, pour une tension Ve de +5 volts, on pourra choisir le deuxième mode de réalisation dans la mesure où un transistor à canal P sera alors plus facile à commander qu'un transistor à canal N dans l'étage supérieur en raison de la faible tension d'alimentation. Pour une tension d'alimentation supérieure, par exemple de 12 volts, on pourra choisir le premier mode de réalisation. Ce choix n'est cependant pas critique. Pour simplifier la présente description, on considérera ci-après que tous les constituants du dispositif 10 sont alimentés par la tension Ve. En pratique, à l'exception des transistors MP et MN, ces constituants seront alimentés à partir d'une tension filtrée, générée à partir de la tension Ve. De même, des condensateurs de découplage locaux sur les entrées de référence des amplificateurs 13 et 14 et l'utilisation de signaux de masse distincts n'ont pas été représentés. De plus, l'alimentation des amplificateurs sera filtrée localement afin de d'obtenir un bon taux de réjection de bruit. En outre, sous forme de circuit intégré, les pistes véhiculant les signaux d'entrée des amplificateurs 13 et 14 seront aussi proches que possible de leur piste de référence ou de retour pour éviter que les boucles constituées par ces paires de pistes puissent collecter le champ magnétique généré par les fortes variations de courant très proches. Chaque amplificateur 13, 14 est associé à deux résistances choisies pour fixer un gain important. Une première résistance R1, R3 relie l'entrée inverseuse de l'amplificateur 13, 14 à sa sortie. Une deuxième résistance R2, R4 relie l'entrée inverseuse de l'amplificateur 13, 14 à une sortie du bloc 15 délivrant la tension de référence Vin - AV, Vin + AV. Le bloc de génération 15 comporte quatre résistances R5, R6, R7, R8 montées en série entre deux sources de courant 17, 18 respectivement connectées au potentiel Ve et à la masse. Le point milieu de l'association en série des résistances R6 et R7 reçoit, par l'intermédiaire d'un amplificateur 19, monté en suiveur pour une fonction d'adaptation d'impédance, la tension Vin filtrée au moyen d'une résistance R9 et d'un condensateur C1. La résistance R9 relie la borne E à la borne d'entrée non-inverseuse de l'amplificateur 19. Le condensateur C1 est monté entre la borne d'entrée non-inverseuse de l'amplificateur 19 et la masse. La borne d'entrée inverseuse de l'amplificateur 19 est reliée à sa sortie, donc au point milieu de l'association des résistances R6 et R7. Les tensions Vin - AV et Vin + AV sont respectivement prélevées entre la résistance R8 et la source de courant 18 et entre la résistance R5 et la source de courant 17. La valeur AV (par exemple, 50 mV) est fixée en fonction des tolérances requises pour la stabilité de la tension d'alimentation du microprocesseur. La cellule R9/C1 permet d'adapter les tensions de référence variables à des modifications durables de la tension Vin, par exemple en cas de modification, par le microprocesseur, de la consigne de tension véhiculée par la liaison 3, tout en garantissant des références stables pour la commande des transistors de puissance MP et MN. Quand la tension Vin est stable, les potentiels de sortie respectifs des amplificateurs 13 et 14 sont sensiblement égaux, respectivement, au potentiel Ve et à la masse. Ainsi, les transistors MP et MN sont bloqués. En cas de brusque appel de courant par le microprocesseur 2, la tension Vout chute si le convertisseur ne peut pas fournir immédiatement ce courant supplémentaire. Grâce à la constante de temps de la cellule R9/C1 et à la rapidité de l'amplificateur 13 à répondre à une variation de sa tension différentielle d'entrée, le potentiel de sortie de l'amplificateur 13 se met à diminuer quasi-immédiatement, ce qui provoque la mise en conduction du transistor MP et, ainsi, la fourniture d'un courant supplémentaire prélevé directement sur l'alimentation du système. Le fonctionnement de l'amplificateur 13 associé au transistor MP se rapproche ici du fonctionnement d'un régulateur linéaire mais avec une tension de référence variable Vin - AV. On veillera à ce que l'amplificateur 13 puisse quitter rapidement son état saturé. En effet, en régime permanent (c'est-à-dire en l'absence de variation de la charge), le transistor MP doit être bloqué, laissant l'amplificateur 13 avoir une tension de référence Vin - AV inférieure à la tension de sortie Vout. Dans ces conditions, l'étage de sortie de l'amplificateur 13 est saturé à l'état haut. De façon similaire, en cas de brusque chute de l'appel de courant par le microprocesseur, la tension Vout augmente si cette chute de courant ne peut pas être immédiatement absorbée par le convertisseur. Cette augmentation de la tension Vout est quasi-immédiatement traduite par l'amplificateur 14 par une mise en conduction du transistor MN qui absorbe alors le courant excédentaire. Pendant la conduction du transistor MN, la tension Vout est limitée à une valeur qui dépend du gain de l1ampli- ficateur 14, de préférence, à Vin + AV. La valeur AV est choisie en fonction des tolérances requises pour la stabilité de la tension Vout en tenant compte du gain en boucle fermée des amplificateurs 13 et 14 pour que la tension Vout soit toujours comprise dans la plage de tolérances. On notera que dès que le convertisseur rétablit la tension Vin à la valeur prédéterminée qu'il est chargé de réguler, l'amplificateur 13 ou 14 revient dans son état initial, bloquant ainsi le transistor MP ou MN. De préférence, les amplificateurs 13 et 14 présentent une faible impédance de sortie pour garantir la stabilité et la rapidité des étages supérieur et inférieur. On notera que les amplificateurs 13 et 14 n'ont pas pour rôle de maintenir la tension délivrée au microprocesseur à une valeur de référence prédéterminée comme c'est le cas pour un régulateur linéaire classique. Les amplificateurs 13 et 14 n'ont donc pas besoin d'une grande précision. Lors de l'intégration du dispositif 10, la connexion des amplificateurs 13 et 14 pour mesurer la tension Vout sur la ligne 4 sera, de préférence, effectuée en amont de la série de condensateurs de découplage C'. Ainsi, alors qu'on cherche généralement à prélever la tension de contre-réaction d'un amplificateur de commande d'un transistor MOS fonctionnant en mode linéaire le plus près possible de la charge, on préférera prélever cette tension le plus près possible du drain (ou de la source) du transistor. Un avantage est que cela rend la stabilité du dispositif 10 indépendante du mode de raccordement utilisé pour les condensateurs de découplage C' (par exemple, en étoile, en groupe d'étoiles, etc.). De plus, une telle connexion aux condensateurs de découplage fournit un retard de phase qui accroît la stabilité grâce à la faible inductance créée par la liaison entre la sortie du dispositif 10 et l'association des condensateurs C'. En outre, la détection de tension de contre-réaction des amplificateurs 13 et 14 s'effectue ainsi à l'intérieur du circuit intégré qui a donc une seule sortie devant être connectée le plus près possible d'un des condensateurs de découplage C'. La borne de masse du dispositif intégré selon l'invention sera également connectée le plus près possible de ce condensateur. Le bloc de protection 16 est destiné à introduire une durée maximale de conduction du transistor MP ou MN si le convertisseur tarde à réguler la tension Vin. Si le bloc 16 est optionnel et n'intervient pas sur la limitation de l'excursion de tension délivrée au microprocesseur autour de la tension Vin, il permet d'éviter que le dispositif 10 fonctionne en régime permanent. En effet, la constante de temps de la cellule R9/C1 est choisie suffisarranent grande (par exemple, de l'ordre de 100 ms) pour que les références de tension variables soient suffisamment stables et conservent une relation avec la valeur de la tension qu'est sensé maintenir le convertisseur. Le bloc 16 comporte deux amplificateurs différentiels 20, 21, montés en comparateurs et respectivement associés aux étages inférieur et supérieur. Le comparateur 20 reçoit, sur son entrée inverseuse, la tension seuil Vin + AV' prélevée au point milieu de l'association en série des résistances R5 et R6. Le comparateur 21 reçoit, sur son entrée non-inverseuse, la tension seuil Vin - AV' prélevée au point milieu de l'association en série des résistances R7 et R8. Les entrées non-inverseuse du comparateur 20 et inverseuse de l'amplificateur 21 sont reliées au point milieu d'une association en série d'une résistance R10 et d'un condensateur C2 entre la borne E et la masse. Le rôle de la cellule R10/C2 est d'engendrer un faible retard à la prise en compte de variations de la tension de la ligne 4 par les comparateurs 20 et 21. Les sorties respectives des comparateurs 20 et 21 sont reliées à une borne 30, 31 d'inhibition du fonctionnement des amplificateurs 14 et 13. Par exemple, le fonctionnement des amplificateurs 13 et 14 est inhibé lorsqu' ils reçoivent un courant sur cette borne. Dans l'exemple représenté à la figure 3, les étages de sortie des amplificateurs 20 et 21 sont à collecteur ouvert. Par conséquent, les sorties respectives des comparateurs 20, 21 sont reliées, par l'intermédiaire d'une résistance R11, R12, à la tension Ve, et une diode D1, D2 est intercalée entre la sortie du comparateur 20, 21 et la borne 30, 31 de l'amplificateur 14, 13. La constante de temps de la cellule R10/C2 est, selon l'invention, nettement inférieure à la constante de temps de la cellule R9/C1 pour qu'une variation de la tension Vout puisse être transmise sur les entrées des comparateurs 20, 21 alors que les seuils respectifs Vin + AV' et Vin - AV' de ces comparateurs restent stables. Par exemple, la valeur de AV' est de l'ordre de 25 mV et la constante de temps de la cellule R10/C2 est de l'ordre de quelques millisecondes. Quand la tension Vin est stable, les sorties respectives des comparateurs 20 et 21 sont au niveau bas. Ainsi, les amplificateurs 13 et 14 peuvent répondre à une variation de la tension Vin. Quand l'étage supérieur est actif, la tension Vin est rapidement limitée à une valeur proche de Vin - AV. Le potentiel de l'entrée inverseuse du comparateur 21 va donc diminuer avec le léger retard fixé par la cellule R10/C2. Dès que ce potentiel devient inférieur au seuil Vin - AV', la sortie du comparateur 21 bascule et un courant est envoyé sur la borne 31. Ainsi, l'étage supérieur est désactivé et le transistor MP est bloqué. Si une telle situation se produit, cela indique un dysfonctionnement durable du convertisseur 1 et, bien entendu, la tension d'alimentation du microprocesseur ne peut plus être maintenue. De même, quand l'étage inférieur est actif, il est désactivé dès que le potentiel de l'entrée non-inverseuse du comparateur 20 devient supérieur à Vin + AV'. De préférence, le bloc de protection 16 comporte un troisième comparateur 22, constitué d'un amplificateur différentiel et destiné à désactiver le dispositif 10 quand la tension Vin est inférieure à un seuil prédéterminé. Cette désactivation se produit, par exemple, lors du démarrage du convertisseur pour éviter que le dispositif 10 fonctionne tant que la tension Vin n'a pas atteint cette valeur prédéterminée. Ainsi, on évite que les étages de puissance du dispositif 10 soient activés par des références de tension incorrectes en raison d'une saturation de la source de courant 18 quand la tension Vin est trop faible. La tension prédéterminée de basculement du comparateur 22 est fixée par une association en série de résistances R13 et R14 entre la tension Ve et la masse. Le point milieu de cette association en série est relié à l'entrée non-inverseuse du comparateur 22 dont l'entrée inverseuse reçoit la tension Vin. La sortie du comparateur 22 est reliée aux bornes 30 et 31 des amplificateurs 14 et 13. Dans l'exemple représenté, le comparateur 22 est également à collecteur ouvert et est donc associé à une résistance R15 reliée entre sa sortie et la tension Ve, et à deux diodes D3, D4. Un avantage de l'invention est qu'elle permet de limiter, pendant les périodes transitoires de brusques variations de l'appel de courant par le microprocesseur, les excursions de la tension d'alimentation de ce microprocesseur, tout en répondant à ces variations. Un autre avantage de l'invention est que le dispositif ne nécessite aucune modification du convertisseur de puissance. La figure 4 représente une variante de réalisation d'un dispositif selon l'invention destinée, plus particulièrement, à un convertisseur de puissance 1' constitué d'une alimentation à découpage, par exemple, un convertisseur abaisseur de tension. Ce dispositif 10' est similaire au dispositif 10 de la figure 2. La seule différence est qu'il comporte deux bornes de sorties additionnelles 23 et 24 à destination du convertisseur de puissance 1 pour lui indiquer l'activation d'un des étages du dispositif 10'. La sortie de l'amplificateur 13 est reliée à la borne 23 et la sortie de l'amplificateur 14 est reliée à la borne 24. Le convertisseur de puissance 1' comporte, de façon classique, un transistor MOSEET 25 en série avec une inductance L, associée à une diode de roue libre D, entre une borne d'entrée recevant la tension Ve et la borne E. Le condensateur C a été représenté à la figure 4 à l'intérieur du convertisseur 1' dans la mesure où il est lié à son fonctionnement. Le transistor 25 est, en fonctionnement normal, commandé par un module 26 classique de modulation de largeur d'impulsions. Selon l'invention, un dispositif logique est intercalé entre la grille du transistor 25 et la sortie du module 26. Ce dispositif reçoit les signaux véhiculés par les sorties 23 et 24 du dispositif 10' et est destiné à forcer la commande du transistor 25 en cas d'activation d'un des étages du dispositif 10'. Par exemple, la grille du transistor 25 est reliée à une porte "OU" (27) dont une première entrée est reliée à la sortie 23 et dont une deuxième entrée est reliée à la sortie d'une porte "NON-OU" (28). Les entrées de la porte 28 sont reliées à la borne 24 et à la sortie d'un inverseur 29 dont l'entrée est reliée à la sortie du module 26. Le rôle de l'inverseur 29 est d'inverser le train d'impulsions délivré par le module 26 pour permettre la commande classique du transistor 25 quand les bornes 23 et 24 sont à l'état bas, c'est-à-dire quand les sorties des amplificateurs 13 et 14 sont à un potentiel nul, bloquant les transistors 11 et 12. On notera que, dans le mode de réalisation représenté à la figure 4, les deux transistors MOS de puissance du dispositif 10' sont à canal N. Ainsi, le fonctionnement de l'étage supérieur s'effectue avec des potentiels inversés par rapport au fonctionnement décrit en relation avec la figure 3. Quand l'étage supérieur est actif, c'est-à-dire en cas de brusque appel de courant par la charge 2, la sortie de l'amplificateur 13 devient positive. Selon l'invention, le transistor MOSFET 25 du convertisseur de puissance 1' est alors forcé à l'état conducteur par la porte 27. Ainsi, on force le convertisseur de puissance 1' à délivrer plus d'énergie pour l'aider à retrouver plu tension de consigne Vref à partir de laquelle le convertisseur 1" régule la tension Vin. Selon le mode de réalisation représenté à la figure 5, un bloc 40 du convertisseur 1" recevant (le cas échéant, par l'intermédiaire d'un convertisseur numériqueanalogique) la consigne de tension véhiculée par la liaison 3 comporte une sortie 41 à destination du dispositif 10". Cette sortie 41 est reliée à un bloc 15" de génération des tensions Vin + AV, Vin - AV, Vin + AV', Vin - AV' qui, selon ce mode de réalisation, fixe ces tensions à partir de la tension Vref du convertisseur et non à partir de la tension Vin filtrée. Un avantage de ce mode de réalisation est que le dispositif 10" réagit quasi-iTrrnédiatement à une modification désirée de la tension Vin tout en limitant les variations indésirables. Les modifications à apporter au convertisseur 1" et au dispositif 10" sont à la portée de l'home de l'art à partir des indications données ci-dessus. A titre de variante, le bloc 15" du dispositif 10" pourra recevoir directement (le cas échéant, par l'intermédiaire d'un convertisseur numérique-analogique), par une liaison 42, la consigne véhiculée par la liaison 3. Bien entendu, la présente invention est susceptible de diverses variantes et modifications qui apparaîtront à I'hamme de l'art. En particulier, le dimensionnement des résistances et des condensateurs dépend des plages de tension de fonctionnement du dispositif. De plus, bien que l'invention ait été décrite en relation avec des tensions d'alimentation positives, sa transposition à un dispositif destiné à une charge alimentée sous une tension négative est à la portée de l'homme de l'art. En outre, bien que l'on ait fait référence dans la description qui précède à des convertisseurs utilisant une tension de consigne Vref analogique, l'invention s'applique également aux convertisseurs numériques. De même, le bloc 15" pourra générer les tensions à destination des amplificateurs 13 et 14 et des comparateurs 20 et 21 à partir d'une référence de tension numérique. REVENDICATIdNS 1. Dispositif (10, 10', 10") de limitation de variations transitoires d'une tension destinée à alimenter une charge (2) à partir d'un convertisseur continu/continu (1, 1', 1'), caractérisé en ce qu'il comporte une borne (E) d'entrée, propre à recevoir la tension (Vin) délivrée par le convertisseur, et reliée à une borne (S) de sortie du dispositif (10, 10', 10") propre à être reliée à la charge (2) un premier transistor de puissance (11, MP) connecté entre une tension (Ve) d'alimentation du convertisseur et la borne de sortie (S) un deuxième transistor de puissance (12, MN) connecté entre la borne de sortie (S) et la masse ; et des moyens (13, 14) pour commander linéairement et individuellement chaque transistor de puissance en cas de brusque variation de la charge. 2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que chaque transistor de puissance (11, MP ; 12, MN) est commandé par un amplificateur différentiel (13, 14) recevant, en entrées, la tension (Vout) d'alimentation de la charge (2) et une tension de référence variable (Vin - AV, Vin + AV). 3. Dispositif selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'il comporte un bloc (15) de génération des tensions de référence variables recevant, par l'intermédiaire d'une première cellule résistive et capacitive (R9, C1), la tension (Vin) délivrée par le convertisseur (1, 1'). 4. Dispositif selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'il comporte un bloc (15") de génération des tensions de référence variables à partir d'une consigne de tension (Vref) destinée au convertisseur (1"). 5. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce qu'il comporte un bloc (16) de protection, destiné à limiter la durée de conduction de chaque transistor de puissance (11, MP ; 12, MN). 6. Dispositif selon la revendication 5, caractérisé en ce que le bloc de protection (16) comporte des moyens (20, 21) pour inhiber le fonctionnement des moyens de commande (13, 14) des transistors de puissance (11, MP ; 12, MN) au bout d'une durée prédéterminée (R10, C2) qui suit l'actionnement d'un des ces moyens de commande. 7. Dispositif selon les revendications 3 et 6, caractérisé en ce que le bloc de protection (16) comporte, pour chaque amplificateur (13, 14), un comparateur (20, 21) recevant, en entrées, une tension seuil variable (Vin + AV', Vin - AV'), intermédiaire entre la tension de référence variable (Vin - AV, Vin + AV) de l'amplificateur auquel il est associé et la tension filtrée par la première cellule RC (R9, C1), et la tension (Vin) délivrée par le convertisseur (1, 1') affectée d'un retard (R10, C2) inférieur à la constante de temps de la première cellule RC. 8. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 5 à 7, caractérisé en ce que le bloc de protection (16) comporte en outre un moyen (22) pour inhiber le fonctionnement des moyens de commande (13, 14) des transistors de puissance quand la tension (Vin) délivrée par le convertisseur (1, 1', 1") est inférieure à un seuil prédéterminé (R13, R14). 9. Dispositif selon l'une quelconques des revendications 1 à 8, caractérisé en ce qu'il comporte en outre deux bornes (23, 24) de sortie à destination du convertisseur de puissance (1') et indicatrices de l'actionnement de chaque transistor de puissance. 10. Système d'alimentation d'une charge (2) comportant un convertisseur de puissance (1') de type alimentation à découplage à commande par modulation de largeur d'impulsions et un dispositif (10') de limitation des variations de la tension (Vout) d'alimentation de la charge (2) selon la revendication 9, le convertisseur (1') comportant des moyens (27, 28, 29) pour forcer sa propre commande lors d'une activation d'un des transistors de puissance (11, 12).