Brevet FR2753018A1 — publié le 19980306

Circuit redresseur destiné notamment à des moteurs à courant continu L'invention concerne un circuit redresseur triphasé en pont équipé de commutateurs quatre quadrants comme commutateurs princi- paux. Le circuit redresseur proposé peut être utilisé par exemple dans le domaine de l'entraînement et de la propulsion électrique (moteurs à cou- rant continu), dans des chargeurs de batteries d'accumulateurs et dans des installations d'alimentation ininterrompue en courant. Etant donné que les moteurs à courant continu peuvent fonction- ner dans quatre quadrants (tension continue supérieure, égale ou infé- rieure à zéro, courant continu supérieur, égal ou inférieur à zéro), on uti- lise pour leur alimentation, dans la technique conventionnelle, générale- ment des redresseurs réversibles, c'est-à-dire deux groupes à six impul- sions montés en antiparallèle (redresseur, onduleur), avec au total douze thyristors. Lors du passage du mode moteur au mode générateur et inver- sement du mode générateur au mode moteur, on doit soit admettre des temps morts pénalisants, soit prévoir des bobines supplémentaires pour les courants à l'intérieur du circuit oscillant et appliquer des méthodes de commande particulières. Le principe de fonctionnement des redresseurs de ce type fait que les redresseurs réversibles prélèvent sur le réseau tri- phasé des courants sinusoïdaux et génèrent sur le réseau des oscillations harmoniques considérables, produisent une puissance réactive et entraîi- nent des rétroactions sur le réseau, de sorte que des filtres coûteux doivent être prévus dans le réseau triphasé, ce qui constitue un incovénient impor- tant. Lorsqu'on a besoin d'une alimentation triphasée sinusoïdale dans la plage de puissance moyenne, on peut utiliser un redresseur à transistors bipolaires à grille isolée (connu de l'homme de métier sous la désignation IGBT, laquelle signifie en anglais "Insulated Gate Bipolar Transistor"), formé d'un redresseur à modulation de la largeur d'impul- sion (redresseur PWM) et d'un commutateur quatre quadrants. Le procédé de modulation à modulation de la largeur d'impulsion permet d'obtenir des courants sinusoidaux avec un facteur de puissance réglable. Dix IGBT avec dix diodes inverses ainsi que des condensateur électrolytiques oné- reux et relativement peu fiables placés dans le circuit intermédiaire sont nécessaires pour cela. Les pertes de commutation considérables occasion- nées par le processus de commutation brusque limitent la fréquence de commutation maximale de ce type de redresseurs dans la plage de puis- sance moyenne à des valeurs comprises entre 10 et 20 kHz, avec un rende- ment d'environ 90%. La présente invention a pour objectif de proposer un circuit redresseur du type indiqué en introduction qui présente une densité de puissance plus élevée, offre un rendement supérieur et permette d'attein- dre des fréquences de commutation plus élevées. Cet objectif est atteint avec un circuit du type indiqué en intro- duction par le fait qu'une capacité de résonance est montée en parallèle avec chaque commutateur principal et par le fait qu'un dispositif de com- mutation auxiliaire, avec un commutateur auxiliaire agencé en commuta- teur quatre quadrants et une inductance de résonance montée en série avec celui-ci, est prévu entre les deux bornes de courant continu. Les avantages procurés par l'invention résident notamment dans le fait que le redresseur d'un type nouveau proposé permet d'appliquer le procédé à modulation de la largeur d'impulsion avec de très faibles pertes de commutation. Le redresseur peut prélever sur le réseau triphasé des courants sinusoïidaux avec un facteur de puissance cosq(p = 1 et injecter dans le réseau des courants sinusoïdaux avec un facteur de puissance cos(p =-1. La fréquence de commutation réalisable, laquelle est élevée par rapport aux redresseurs conventionnels, permet par ailleurs de réduire de manière très sensible la dépense en filtres dans le réseau triphasé. Le circuit proposé peut ainsi être utilisé de manière avantageuse dans toutes les applications de redresseurs dans lesquelles une séparation galvanique entre le réseau triphasé et la partie courant continu n'est pas nécessaire. De manière avantageuse, lors du passage du mode moteur au mode générateur ou inversement du mode générateur au mode moteur, il n'est pas nécessaire de respecter des temps morts, ni même de prévoir des méthodes particulières de commande et des bobines pour les courants à l'intérieur du circuit oscillant. Par rapport à la structure de redresseur-régulateur quatre qua- drants à modulation de la largeur d'impulsion, la dépense en semi-conduc- teurs de puissance, avec douze IGBT et douze diodes (ou douze thyristors GTO) avec des courants nominaux réduits de 33 % et deux IGBT et deux diodes (ou deux thyristors GTO ou deux thyristors rapides) avec un cou- rant nominal très faible est sensiblement la même. La diminution de 33 % des courants nominaux est la conséquence du montage en parallèle effectif des commutateurs principaux appartenant à un groupe de commutateurs. Le redresseur proposé utilise toutefois nettement moins de composants passifs, par exemple pas de capacités côté courant continu du fait de la conversion mono-étage de la puissance. La fréquence de commutation étant plus élevée la dépense en filtres est elle aussi réduite. Les faibles pertes de commutation inhérentes au principe sont accompagnées de manière avantageuse d'une diminution des dépenses pour le refroidisse- ment et d'une augmentation du rendement. Conformément à une caractéristique de l'invention, il est prévu comme commutateurs principaux et/ou comme commutateur auxiliaire chaque fois un montage série de deux circuits parallèles formés comprend un semi-conducteur IGBT et une diode inverse. Conformément à une autre caractéristique de l'invention, il est prévu comme commutateurs principaux chaque fois deux thyristors GTO blocables connectés en parallèle et dans le commutateur auxiliaire deux thyristors GTO blocables connectés en parallèle ou des thyristors rapides. L'invention est décrite ci-après de manière détaillée à l'aide des exemples de réalisation représentés sur les dessins. Ceux-ci montrent: figure 1, le circuit d'un redresseur quasi-résonant (redresseur matriciel modifié) figure 2, la définition des intervalles de tension d'entrée de 60 , figure 3, un tableau du modèle d'impulsions du redresseur quasi- résonant, figure 4, les courbes de courant et de tension d'une commutation ARCP dans un intervalle de tension (intervalle de tension 6), figure 5, des tensions de commutateurs et le courant de groupe de commutateurs du redresseur quasi-résonant dans un intervalle de tension (intervalle de tension 6). La figure 1 représente le circuit d'un redresseur quasi-résonant (redresseur de courant matriciel modifié, en ce qui concerne les redres- seurs matriciels se reporter par exemple à S. Bernet, T. Matsuo, T.A. Lipo, A Matrix Converter Using Reverse Blocking NPT-IGBT's and Opti- mized Pulse Patterns, Conf. Rec. IEEE-PESC, Baveno, Juin 1996, pages 107 à 113). Un filtre triphasé avec des inductances LFl, LF2, LF3 dans les phases et des capacités CF1, CF2, CF3 entre les phases est connecté d'un côté au réseau triphasé avec les tensions u1, u2, u3 et de l'autre aux deux groupes de commutateurs triphasés du redresseur. Les tensions d'entrée du redresseur ou des deux groupes de commutateurs rapportées au point neutre du réseau sont u1l, ui2, ui3 (globalement désignées ui), les tensions composées sont ui12, ui23, ui31. Les courants d'entrée du redresseur ou des groupes de commutateurs sont désignés iil, ii2, ii3. Le premier groupe de commutateurs comprend trois commuta- teurs principaux Sll, S12, S13 qui sont connectés chacun à une phase. Des capacités de résonance Crl1, Crl2, Crl3 sont connectées en parallèle avec les commutateurs principaux. Les tensions de commutateur (= tensions aux bornes des capacités de résonance) sont Ucl1, Ucl2, Ucl3. Les sorties des commutateurs principaux S11l, S12, S13 sont connectées entre elles, le cou- rant de groupe de commutateurs disponible au niveau de la sortie com- mune étant désigné isgl et la tension de sortie de ce premier groupe de com- mutateurs étant désignée uol. Le deuxième groupe de commutateurs comprend également trois commutateurs principaux S31, S32, S33 qui sont connectés chacun à une phase. Des capacités de résonance Cr31, Cr32, Cr33 sont connectées en parallèle avec les commutateurs principaux. Les sorties des commutateurs principaux S31, S32, 833 sont connectées entre elles, le courant de groupe de commutateurs disponible au niveau de la sortie commune étant désigné isg3 et la tension de sortie de ce deuxième groupe de commutateurs étant désignée u%3. Les sorties des deux groupes de commutateurs sont reliées entre elles par l'intermédiaire d'un commutateur auxiliaire AS31 d'un dispositif de commutation auxiliaire avec une inductance de résonance Lr3 connec- tée en série. Le courant qui traverse le dispositif de commutation auxi- liaire est désigné ia31. Les points de connexion du dispositif de commutation auxiliaire aux sorties des deux groupes de commutateurs constituent les bornes de charge du redresseur entre lesquelles une tension uo31 est disponible et par lesquelles passent les courants de sortie i1ol et io3. L'inductance de charge est Ld et la tension de charge (= tension continue) est ud. La partie de gauche de la figure 1 montre à titre d'exemple l'agencement d'un commutateur principal (commutateur quatre qua- drants) Sll, S12, S13, S31, S32, S33 (d'une manière générale S) ainsi que du commutateur auxiliaire (commutateur quatre quadrants) AS31 (d'une manière générale AS). Comme on le voit le commutateur quatre quadrants se compose de deux semi-conducteurs de type IGBT T1, T2 et de deux dio- des inverses D1, D2, D1 et T1 d'une part et D2 et T2 d'autre part étant connectés chaque fois en parallèle et les deux circuits parallèles étant montés en série. Les deux semi-conducteurs de type IGBT et les deux dio- des inverses qui forment le commutateur auxiliaire AS31 sont dimension- nés pour des courants nominaux sensiblement plus faibles que les compo- sants pour les commutateurs principaux Sll...S33. Comme variante, les commutateurs quatre quadrants S peuvent être construits sur la base d'autres composants semi-conducteurs de puis- sance déclenchables (tels que par exemple des thyristors blocables par la gachette, connus sous le nom de" thyristors GTO", des transistors à effet de champ à grille isolée, connus sous le nom de "transistors MOSFET", des transistors bipolaires ou des thyristors commandés par MOS, connus sous la désignation MCT, en anglais "MOS Controlled Thyristor") avec éventuellement les diodes nécessaires. En revanche le commutateur qua- tre quadrants auxiliaire AS peut être réalisé à partir de composants semi- conducteurs à commutation active (tels que par exemple des thyristors GTO, des transistors MOSFET, des transistors bipolaires ou des MCT) avec les diodes éventuellement nécessaires. Dans la plage supérieure de puissance il est possible d'utiliser notamment douze thyristors GTO blo- cables dans les commutateurs principaux ainsi que deux thyristors GTO blocables ou deux thyristors rapides blocables à courant nominaux réduits dans le commutateur auxiliaire, deux thyristors GTO ou deux thyristors rapides étant montés en parallèle. Dans un redresseur matriciel conventionnel à commutation brusque, en général, les commutations sont pour moitié inductives et pour moitié capacitives. Une commutation inductive (gradient de puissance positif) est déclenchée par une séquence active d'amorçage d'un commuta- teur quatre quadrants et est terminée par une séquence passive de blocage du commutateur quatre quadrants participant à la commutation pendant la coupure du courant de retour. Inversement une commutation capacitive (gradient de puissance négatif) est déclenchée par une séquence active de blocage d'un commutateur quatre quadrants et est terminée par une séquence passive d'amorçage du commutateur quatre quadrants partici- pant à la commutation avec une tension de commutateur pratiquement nulle. Si l'on utilise pour la commande du commutateur matriciel le pro- cédé de commande tiré de M.G.B. Venturini and A. Alesina, "Intrinsic amplitude limits and optimum design of 9-switches direct PWM-ac-ac- converters", Conf. Rec. IEEC-PESC, 1988, pages 1284 à 1291, on peut générer côté entrée des courants sinusoïidaux avec un facteur de puissance réglable et un rapport de multiplication de tension maximal. Cet algo- rithme ne déterminant que le rapport cyclique il faut, avec un redresseur matriciel conventionnel à commutation brusque, optimiser le degré de liberté et le modèle d'impulsion. Dans le redresseur matriciel quasi-résonant selon la figure 1 proposé, utilisé comme redresseur, la fonction du dispositif de commuta- tion détermine à la fois la séquence de commutation et le modèle d'impul- sion. Soit des tensions d'entrée symétriques il = Ui cos (Oi)t + Oi) ui2 Ui * cos (woit + i - 120 ) ui = Ui * cos (coit + li + 120 ) avec 2 I2 coi =2 a 7r a fi Ti Ui = Amplitude de la tension d'entrée, oi = Fréquence angulaire du réseau, Oi = Angle de déphasage, fi= Fréquence du réseau, Ti = Période du réseau, on peut définir six intervalles de tension 1 à 6 (intervalles ui) à l'intérieur desquels aucune des trois tensions composées uil2, ui23, et ui31 ne change de polarité. La figure 2 montre la variation dans le temps des tensions d'entrée uil, ui2, et ui3 et des tensions composées. Pour un angle de dépha- sage Oi = 0, on a les intervalles de tension suivants: Intervalle de tension 1: 0 (iox > 0, iox quence de commutation fs, il se produit deux commutations capacitives et une commutation à pole auxiliaire résonant commuté (ou commutation ARCP = Auxiliairy Resonant Commutated Pole). La séquence de commu- tation "avant" est désignée par F (commutation de Sll à S12 à S13 à Sll etc. et de S31 à S32 à S33 à S31 etc.) et la séquence de commutation "arrière" est désignéeparB (commutation de S11 à S13 à S12 à S11 etc. et de S31 à S33 à S32 à S31 etc.). Une commutation ARCP est une commutation capacitive qui est rendue possible par la transformation d'une commutation inductive. La transformation de la commutation inductive est réalisée par une inversion de la polarité du courant du groupe de commutateurs isgl ou isg3 en utilisant le dispositif de commutation auxiliaire avec le commutateur auxiliaire AS31. La réalisation des commutations ARCP dans les deux groupes de commutateurs présuppose non seulement l'utilisation des séquences de commutation indiquées dans le tableau de la figure 3 mais encore la syn- chronisation des deux commutations ARCP dans les deux groupes de com- mutateurs pendant la période Ts. Si l'on utilise les modèles d'impulsions du tableau, le groupe de commutateurs avec le premier rapport cyclique plus court déclenche les commutations ARCP dans les deux groupes de commutateurs. La partie de rapport cyclique qui subsiste dans le groupe de commutateurs avec le premier rapport cyclique plus long est réalisée à la fin de la période Ts. Comme solution alternative aux modèles d'impulsions indiqués dans le tableau de la figure 3, il est possible de synchroniser les commuta- tions ARCP pour une même séquence de commutation à la fin de la période TS. Des courbes de courant et de tension d'une commutation ARCP dans un intervalle de tension (intervalle de tension 6) sont décrites à titre d'exemple dans ce qui suit en faisant référence à la figure 4. La commuta- tion ARCP dans les deux groupes de commutateurs est déclenchée par l'amorçage actif du commutateur auxiliaire AS31 (ia31 augmente). Du fait de la polarité de la tension dans la branche auxiliaire AS31 - Lr3, le courant ia31 augmente dans le dispositf de commutation auxiliaire dans les mêmes proportions que les courants des groupes de commutateurs isgl et isg3 décroissent et finalement la polarité de ces derniers change. Lorsque le courant négatif d'appoint -ib est atteint, les commutateurs principaux pas- sants dans les deux groupes de commutateurs sont ouverts de manière active au même instant (synchronisation) et les courants de groupes de commutateurs isgl, isg3 sont envoyés tout d'abord dans les trois capacités de résonance Crxy (x = 1, 3; y = 1, 2, 3) du groupe de commutateurs concerné. Les capacités de résonance sont ensuite déchargées pendant une phase d'oscillation de sorte que les commutateurs principaux à amorcer des deux groupes de commutateurs peuvent être amorcés de manière pas- sive, avec très peu de pertes, avec une tension de commutateur nulle. Etant donné que la tension uo31 dans le dispositif de commutation auxiliaire change de polarité (de u1il2 à -u1il2) pendant la phase d'oscillation, le cou- rant ia31 dans le dispositif de commutation auxiliaire, après l'amorçage des nouveaux commutateurs principaux, diminue en valeur et les courants isgl, isg3 des groupes de commutateurs se rapprochent de leurs valeurs station- naires. Avec le blocage du commutateur auxiliaire AS31 pendant la cou- pure du courant de retour le nouvel état stationnaire est obtenu. Le dimensionnement des capacités de résonance CrXY et de l'inductance de résonance Lr3, est considérablement simplifié par le fait que la tension de commutation de la commutation ARCP est toujours la tension composée qui a la plus grande valeur. En plus de la commutation ARCP il se produit dans chacun des deux groupes de commutateurs deux commutations capacitives naturelles dans chaque période de la fréquence de commutation, lesquelles commu- tations ne doivent pas nécessairement être synchronisées (voir les com- mutations repérées "c" dans le tableau). La figure 5 montre à titre d'exemple les tensions de commutateur Uc13, Ucl2et ucll des commutateurs principaux Sll à S13 et le courant de groupe de commutateurs isgl dans l'intervalle de tension 6. Etant donné que le courant de sortie iol est positif, le modèle d'impulsion est le modèle S12/Sll/S1l3/S1l2 conformément au tableau de la figure 3 (voir avant der- nière ligne du tableau avec x = 1). Dans l'intervalle de temps précédant t1 le commutateur principal S12 est passant; dans l'intervalle entre t2 et t3 le commutateur Sll est passant, dans l'intervalle entre t4 et t5 le commutateur S13 est passant et dans l'intervalle après t6 c'est de nouveau le commuta- teur principal S12 qui est passant. Le changement de polarité du courant de groupe de commuta- teurs isg1 (voir également la courbe pour isg, avec le changement de pola- rité à la figure 4) provoque la commutation ARCP (repérée "a" dans le tableau de la figure 3) du courant de sortie iol du commutateur principal S12 vers le commutateur principal Sll1 avec l'intervention du commutateur auxiliaire AS31. Les deux commutations suivantes du courant de sortie iol du commutateur S11 vers le commutateur principal S 13 et du commutateur S13 vers le commutateur principal S12 sont des commutations naturelles capacitives (désignées par "c" dans le tableau de la figure 3) qui se dérou- lement sans actionnement du dispositif de commutation. Ainsi, de manière avantageuse, la commutation est exclusive- ment capacitive dans les commutateurs principaux (c'est-à-dire active au blocage et passive à l'amorçage avec une tension de commutateur nulle); les commutateurs principaux S1l, S12, S13 ainsi que S31, S32, S33 fonction- nent en commutateurs à tension zéro ZVS (Zero Voltage Switch). Le com- mutateur auxiliaire AS31 du dispositif de commutation auxiliaire en revanche commute exclusivement de manière inductive (c'est-à-dire de manière active à l'amorçage et passive pendant la coupure du courant de retour). Ce commutateur auxiliaire AS31 fonctionne donc en commutateur à courant zéro ZCS (Zero Current Switch). Le commutateur auxiliaire AS31 ne recevant que des impulsions courtes son courant nominal peut être sensiblement plus faible que celui des commutateurs principaux. Il est possible de réduire les pertes de commutation du commuta- teur à tension zéro ZVS en augmentant la capacité de résonance au-delà de la valeur minimale imposée par la capacité de sortie des commutateurs à semi-conducteurs. La commutation du commutateur auxiliaire AS31 peut être réalisée hors charge en augmentant l'inductance de résonance Lr3. Le courant d'appoint ib doit être calculé de telle sorte que l'énergie supplé- mentaire apportée par celui-ci dans le circuit oscillant soit nettement supérieure aux pertes pendant la phase d'oscillation. Le circuit redresseur résonant décrit dans ce qui précède permet par rapport à un circuit redresseur d'un redresseur matriciel conventionnel non seulement d'avoir de très faibles pertes, mais encore d'assurer de manière simple la protection du redresseur. Ainsi en cas de court- circuit dans un ou dans les deux groupes de commutateurs du redresseur, tous les commutateurs principaux Sll, S12, S13, S31, S32, S33 peuvent être ouverts de manière active lorsque le commutateur auxiliaire AS31 est fermé de manière active juste après le blocage des commutateurs principaux. Le courant de charge qui circule éventuellement peut alors passer dans le cir- cuit roue libre mis à disposition par le dispositif de commutation auxi- liaire. Dans ce cas, le commutateur auxiliaire AS31 doit être dimensionné de manière à pouvoir supporter en plus de la sollicitation stationnaire avec il des impulsion courtes de courant, en cas de défaut, le courant de charge qui circule librement. REVENDICATIONS 1. Circuit redresseur triphasé en pont avec des commutateurs quatre quadrants comme commutateurs principaux (Sll, S12, S12, S31, S32, S33) destiné notamment à des moteurs à courant continu, caractérisé par le fait qu'une capacité de résonance (Cr11, Crl2, Cr12, Cr31, Cr32, Cr33) est montée en parallèle avec chaque commutateur principal et par le fait qu'un dispositif de commutation auxiliaire avec un commutateur auxiliaire (AS31) agencé en commutateur quatre quadrants, avec une inductance de résonance (Lr3) connectée en série avec celui-ci, est prévu entre les deux bornes de courant continu. 2. Circuit redresseur selon la revendication 1, caractérisé par le fait qu'il est prévu comme commutateurs principaux et/ou comme commu- tateur auxiliaire chaque fois un montage série de deux circuits parallèles formés d'un semi-conducteur IGBT (T1, T2) et d'une diode inverse (D1, D2). 3. Circuit redresseur selon la revendication 1, caractérisé par le fait qu'il est prévu comme commutateurs principaux deux thyristors GTO blocables connectés en parallèle et dans le commutateur auxiliaire deux thyristors GTO blocables connectés en parallèle ou des thyristors rapides.