Brevet FR2752348A1 — publié le 19980213

Démodulateur à circuit numérique de récupération de porteuse et de rythme La présente invention concerne un démodulateur à circuit de récupération de porteuse et de rythme au moins partiellement numérique. Un tel démodulateur est inclus dans un récepteur d'un système de transmission numérique dans lequel un émetteur émet un signal de modulation obtenu par une modulation d'amplitude et/ou de phase d'une porteuse par un signal de données numérique. Le démodulateur restitue par démodulation cohérente du signal modulé le signal de données. Le signal de données numérique peut être par exemple un signal de télévision numérique transmis entre des relais à radiofréquence ou à travers des liaisons par satellite. A titre d'exemple, l'invention a trait un démodulateur démodulant un signal modulé à radiofréquence qui résulte initialement d'une modulation d'amplitude en quadrature MAQ. Une modulation MAQ fait correspondre à chaque symbole à n bits du signal de données numérique un état parmi N = 2n états dans chacun de deux signaux de modulation dans lesquels deux composantes en quadrature de phase d'une même porteuse sont modulées en amplitude par niveaux de deux signaux de symbole parallèles. En pratique, le nombre N peut être égal à 4, 16, 32, 64, 128 ou 256. La fréquence de la porteuse est supérieure à la fréquence des symboles. Les démodulateurs connus à circuit numérique de récupération de porteuse et de rythme présentent essentiellement deux types d'architecture montrés aux figures 1 et 2. En référence à la figure 1, dans un récepteur à radiofréquence, un démodulateur conventionnel est précédé d'un circuit d'amplification accordé à radiofréquence 1 qui reçoit un signal modulé à radiofréquence RF, typiquement entre 47 et 850 MHz. Le circuit d'amplification 1 comprend successivement, d'une manière connue, un amplificateur à radiofréquence à faible bruit 10, un mélangeur 11 relié à un oscillateur local 12 de manière à transposer la fréquence du signal RF à une fréquence intermédiaire fO typiquement égale à 43,75 MHz, un filtre passe-bas 13 pour éliminer les harmoniques de la fréquence du signal RF, et un circuit d'amplification à commande de gain automatique 14. Le démodulateur comprend une partie analogique 2 et une partie numérique 3. L'invention concerne plus particulièrement la partie analogique du démodulateur. La partie analogique comporte deux mélangeurs 2X et 2Y faisant office chacun de démodulateur. Les mélangeurs démodulent un signal modulé IF à fréquence intermédiaire fO qu'ils reçoivent du circuit 1 à des premières entrées, en deux signaux analogiques en bande de base X et Y correspondant aux deux signaux de symbole modulant les deux composantes en quadrature de phase de la porteuse dans l'émetteur. La démodulation de phase est réalisée grâce à un signal de porteuse récupérée produit par un oscillateur commandé en tension (VCO) 21 et appliqué directement et à travers un déphaseur de 900 22 à des secondes entrées des mélangeurs 2X et 2Y. Les signaux analogiques X et Y sortant des mélangeurs 2X et 2Y sont appliqués à des convertisseurs analogiquesnumériques 3X et 3Y. Un signal d'horloge récupéré à la fréquence de symbole est appliquée par un oscillateur commandé en tension (VCXO) 31 à des entrées d'horloge d'échantillonnage des convertisseurs 3X et 3Y de manière à fournir des signaux de symbole numériques XE et YE à la fréquence de symbole récupérée. Les signaux numériques XE et YE sont appliqués à un circuit de récupération de porteuse et de rythme 4 qui constitue la partie numérique du démodulateur et qui est sous la forme d'un circuit intégré pour application spécifique (ASIC). Le circuit 3 comprend deux parties numériques qui avec les oscillateurs 21 et 31 constituent deux boucles à verrouillage de phase numériquesanalogiques. La première partie numérique compense une erreur de phase à estimer entre la porteuse de modulation émise initialement et la porteuse récupérée. Le premier oscillateur 21 est ainsi asservi à la fréquence et à la phase de la porteuse de modulation en fonction d'un signal d'erreur généré par comparaison de phase dans le circuit 4 et à travers un filtre analogique passe-bas de boucle 23 rejetant des composantes à haute fréquence. La seconde partie numérique dans le circuit 4 établit en dépendance des signaux de symbole XE et YE un signal d'erreur commandant en tension le second oscillateur 31 à travers un second filtre analogique passe-bas 33 de manière à régénérer le signal d'horloge récupéré à la fréquence de symbole servant à l'échantillonnage dans les convertisseurs 3X et 3Y. Le signal de données numérique DATA est finalement régénéré dans une partie numérique de décodage inclus dans le circuit 4 en discriminant les niveaux d'amplitude dans les deux signaux de symbole synchronisés par comparaison à des seuils de décision. Les inconvénients de cette architecture conventionnelle de démodulateur consistent principalement en un déséquilibre de gain entre les deux voies parallèles des signaux de symbole X et Y, des bouclages de la partie numérique 4 sur la partie analogique, c'est-à-dire à travers les filtres 23 et 33 et les oscillateurs 21 et 31, pour contrôler la fréquence de la porteuse de démodulation et la fréquence d'échantillonnage, et un coût relativement élevé du démodulateur en raison des deux convertisseurs analogiques-numériques 3X et 3Y et des deux oscillateurs 21 et 31. Dans un démodulateur plus récent montré à la figure 2, les deux voies de signaux de symbole X et Y sont remplacées par une seule voie de manière à supprimer un convertisseur analogique-numérique 3a, et les signaux numériques de symbole XE et YE sont produits dans un circuit de récupération de porteuse et de rythme numérique 4a qui offre par ailleurs des fonctions analogues à celles du circuit 4. Le démodulateur plus récent comprend un mélangeur 2a entre la sortie du circuit d'amplification accordé à radiofréquence 1, et l'unique convertisseur analogique-numérique 3a. Le mélangeur 2a reçoit par une première entrée le signal modulé IF à fréquence intermédiaire fO et par une seconde entrée un signal à une fréquence de transposition ft produit par un oscillateur (VCO) 21a commandé en tension par un signal d'erreur filtré fourni par le circuit 4a et sensiblement inférieure à fO. La fréquence de transposition ft est telle que le mélangeur 2a abaisse la fréquence fO du signal intermédiaire IF à une fréquence porteuse égale à la fréquence f, = fo - ft des symboles dans le signal de données initial. Le convertisseur analogiquenumérique 3a échantillonne le signal analogique IS de fréquence fs sortant du mélangeur 2a en fonction d'un signal d'horloge à une fréquence d'échantillonnage 4f, égale à quatre fois la fréquence de symbole, produit par un oscillateur (VCXO) 31a commandé en tension par le circuit 4a. Le signal numérique d'échantillon XY résultant de l'échantillonnage du signal de symbole IS à la fréquence 4fs et sortant du convertisseur 3a est appliqué dans un circuit numérique de conversion prévu à l'entrée du circuit 4a qui convertit le signal SS en deux signaux de symbole numériques à la fréquence 4fs Ces derniers signaux numériques sont ensuite filtrés et analysés pour récupérer les signaux de symbole numériques en bande de base à la fréquence fs Le circuit numérique 4a comprend également un moyen numérique de récupération de porteuse et un moyen numérique de récupération de rythme pour respectivement commander les oscillateurs 21a et 31a, ainsi qu'un moyen de décodage pour régénérer le signal de données numérique DATA. Bien que ce démodulateur récent remédie à la plupart des inconvénients du démodulateur conventionnel illustré à la figure 1, il présente encore l'inconvénient d'un coût relativement élevé en raison de la commande par le circuit numérique 4a de la transposition de fréquence et de l'échantillonnage à travers des moyens analogiques tels que l'oscillateur 21a et le mélangeur 2a, et l'oscillateur 3la. Ce second démodulateur connu est également difficile à mettre en oeuvre dans un système de télécommunication où la fréquence de symbole fg est variable. En effet, la fréquence intermédiaire fO étant fixe, la fréquence d'échantillonnage 4f6 doit s'ajuster en fonction de la fréquence fs. En outre, le mélangeur 2a est un organe non linéaire qui introduit une dégradation dans le signal à fréquence basse IS, et donc un taux d'erreur linéaire conséquent. L'oscillateur local 21a auquel est relié le mélangeur 2a produit un bruit de phase s'ajoutant au bruit du signal utile, et par suite accentue la dégradation du signal numérique traité dans le circuit 4a. La présente invention vise à remédier aux inconvénients des démodulateurs connus précédents en fournissant un démodulateur ne comprenant plus de partie analogique composée de mélangeur(s) et d'oscillateurs. Le coût du démodulateur selon l'invention en est d'autant plus réduit. En outre, la dépendance de la partie analogique vis-à-vis de la fréquence de symbole f6 est supprimée, la fréquence fs pouvant être variable. A cette fin, un démodulateur recevant un signal analogique à une fréquence porteuse intermédiaire résultant d'une modulation de deux composantes en quadrature d'une porteuse par des symboles à une fréquence de symbole et comprenant un unique convertisseur analogique-numérique suivi d'un moyen de récupération de porteuse et de rythme auquel un signal numérique de symbole à décoder est appliqué par le convertisseur, est caractérisé en ce que le signal analogique à la fréquence intermédiaire est appliqué directement au convertisseur analogiquenumérique pour être échantillonné à une fréquence d'échantillonnage inférieure à la fréquence porteuse intermédiaire et supérieure au double de la fréquence de symbole en ledit signal numérique de symbole. Ainsi comparativement au démodulateur selon la figure 2, le mélangeur 2a et les deux oscillateurs 21a et 31a sont supprimés. Puisque la fréquence d'échantillonnage est inférieure à la fréquence porteuse intermédiaire, le signal analogique est sous-échantillonné. L'invention évite alors tout recouvrement de la bande utile du signal à échantillonner grâce à une fréquence d'échantillonnage fe telle que 2(fo+B2)/(k+l) S fie S où fO est la fréquence porteuse intermédiaire, fO - B1 et fo + B2 sont les fréquences minimale et maximale de la bande de fréquence utile B1 + B2 du signal de symbole, et k est un nombre entier. Le convertisseur analogique-numérique selon l'invention assure une fonction de transposition de fréquence porteuse, comme selon la technique antérieure. La fréquence d'échantillonnage fe et la fréquence porteuse intermédiaire fO peuvent être liées par la relation fO + m.fe = f (fez4) où m est un nombre entier, positif ou négatif. Dans le démodulateur selon l'invention, les deux oscillateurs de boucle dans la partie analogique des démodulateurs selon la technique antérieure sont supprimés, et le circuit de récupération de porteuse et de rythme est entièrement numérique. En particulier, la fréquence d'échantillonnage est produite dans le moyen de récupération de porteuse et de rythme par un moyen divisant par 2 la fréquence d'un signal d'horloge local en la fréquence d'échantillonnage. Selon l'invention, le moyen de récupération de porteuse et de rythme est un circuit numérique. Ce circuit comprend un moyen pour convertir des échantillons à une fréquence multiple de la fréquence de symbole sortant du convertisseur analogiquenumérique en des signaux de symbole à la fréquence de symbole, un moyen pour égaliser les signaux de symbole en des signaux de symbole égalisés, et un moyen numérique recevant les signaux de symbole égalisés pour récupérer la porteuse. D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante de plusieurs réalisations préférées de l'invention en référence aux dessins annexés correspondants dans lesquels - la figure 1 est un bloc-diagramme schématique d'un démodulateur pour modulation MAQ à deux voies analogiques en quadrature selon la technique antérieure et déjà commenté; - la figure 2 est un bloc-diagramme schématique d'un démodulateur pour modulation MAQ comprenant un mélangeur et deux oscillateurs et un seul convertisseur analogique-numérique selon la technique antérieure et déjà commenté; - la figure 3 est un bloc-diagramme schématique d'un démodulateur pour modulation MAQ selon l'invention; et - la figure 4 est un diagramme de fréquence montrant le spectre d'un signal en sortie du convertisseur analogique-numérique inclus dans le démodulateur selon l'invention. Comme montré à la figure 3, le démodulateur DM selon l'invention est composé essentiellement d'un unique convertisseur numérique-analogique 3b et d'un circuit de récupération de porteuse et de rythme 4b. Le démodulateur DM reçoit un signal modulé IF à fréquence intermédiaire fO d'un circuit d'amplification accordé 1, du type de celui montré à la figure 1. Le signal à fréquence intermédiaire fO est appliqué directement à l'entrée du convertisseur numérique-analogique 4 dont une entrée d'horloge reçoit un signal d'horloge à une fréquence d'échantillonnage fe inférieure à la fréquence fO et supérieure au double de la fréquence maximum des symboles f5. Le convertisseur 3b produit un signal numérique d'échantillon xy qui est appliqué à un circuit numérique de récupération de porteuse et de rythme 4b de préférence sous la forme d'un circuit intégré pour application spécifique (ASIC). Dans ce dernier, un circuit de conversion et de filtrage passe-bas 42, des filtres d'interpolation 43 et des filtres adaptés 44 connectés en cascade convertissent le signal numérique xy en deux signaux numériques de symbole x et y respectivement aux fréquences 4f6, 2f6 et fs Le circuit 46 présente des fonctionnalités analogues à celles du circuit de récupération de porteuse et de rythme 4a selon la technique antérieure, excepté qu'il produit par division de fréquence dans un circuit de synchronisation d'horloge 41 le signal d'horloge à la fréquence d'échantillonnage fe à partir dtun signal d'horloge produit par un oscillateur local 40 fonctionnant à la fréquence 2fe- Comparativement au démodulateur connu selon la figure 2, le convertisseur analogique-numérique 3b dans le démodulateur DM selon l'invention permet également, comme le mélangeur 2a, d'abaisser la fréquence porteuse de la valeur fO à une valeur f1, tout en échantillonnant à une fréquence fe supérieure au double 2f1 de la fréquence "porteuse" du signal "transposé". Toutefois, la fréquence d'échantillonnage fe est inférieure à la fréquence fO de la porteuse dans le signal IF entrant dans le convertisseur. Le signal modulé à fréquence intermédiaire IF est alors "sous-échantillonné" et devrait contenir un recouvrement spectral. Cependant, de manière à récupérer la partie utile du spectre du signal modulé initial en "basse fréquence", celle-ci ne doit pas être recouverte. Afin de fixer les idées, un exemple numérique est présenté ci-après, dans le cadre de la réception d'un signal numérique de télévision reçu à la fréquence intermédiaire fO = 43,75 MHz avec une bande de fréquence utile [fO - B1, fO + B2] de largeur B1 + B2 = 2B = 6 MHz, et un débit maximum de symbole f6 = 5,2 Mbaud. Initialement, dans un émetteur, le signal de télévision numérique en bande de base a subi une modulation d'amplitude en quadrature, par exemple une modulation MAQ-256. Le spectre utile n'est pas recouvert lorsque les conditions suivantes sont satisfaites: 1) fe 2 > - 2(B1 + B2) en accord avec le théorème d'échantillonnage qui impose que la fréquence d'échantillonnage doit être supérieure au double de la fréquence maximale de la bande de fréquence utile du signal à échantillonner pour pouvoir reconstruire des échantillons à des instants intermédiaires ; 2) Pour pouvoir retrouver la bande utile B1 + B2 du signal initial, les spectres élémentaires du signal échantillonné xy en sortie du convertisseur 3b qui sont compris dans les intervalles fréquentiels [fo + k.fe - B2, - f0 + k.fe + B1] et [f0 + k.fe - B1, fO + k.fe + B2] ne doivent pas se chevaucher, où k est un nombre entier quelconque positif ou négatif. En particulier, aux basses fréquences, deux spectres élémentaires centrés sur des fréquences -fo+h.fe et fo-h.fe, où h est un nombre entier, ne se recouvrent pas tout en étant situés symétriquement par rapport à l'axe à fréquence nulle. Comme montré à la figure 4, la fréquence d'échantillonnage doit être déterminée de sorte que les spectres élémentaires déduits du spectre centré sur la fréquence -fO par des translations de #kfe ne recouvrent pas les spectres élémentaires déduits du spectre centré sur fO par des translations #kfe. Au niveau du spectre utile [+fo-B1, +f0+B2], ce défaut de recouvrement est traduit par les inéquations suivantes - fo + k.fe + B1 fo + B2 soit k.fe - 2 (fo-B1) (k+l)fe - 2(fo+B2) # o. Ces deux inéquations se résument à 2(fo+B2)/(k+l) En reprenant le rapport fe = 4f1 selon l'exemple ci-dessus relatif au convertisseur analogiquenumérique 3a dans le démodulateur connu montré à la figure 2, la fréquence f1 de la porteuse souhaitée doit satisfaire les inégalités suivantes (fo+B2)/[2(k+1)] 46,75/[2(k+1)] En choisissant k = 3, la fréquence de porteuse f1 est comprise dans l'intervalle [5,84; 6,79] MHZ dont les valeurs sont supérieures au débit maximum de symbole fs. Par ailleurs, pour satisfaire une transposition de fréquence antérieurement dans le mélangeur 2a, la fréquence de porteuse f1 dépend de la fréquence intermédiaire f0 selon la relation f0 + m.fe = + fl où m est un nombre entier positif ou négatif déterminant la fréquence "fictive" de la transposition réalisée par le convertisseur analogique-numérique 3a. Pour les valeurs ci-dessus, on trouve pour m = 2 43,75 - 8.f1 = - f1 soit f1 = 6,25 MHz; et donc fe = 25 MHz. En pratique, les principales caractéristiques fréquentielles du démodulateur DM selon l'invention sont les suivantes - la bande passante du convertisseur analogiquenumérique 3b est supérieure à fO + B2 = 46,75 MHz, et typiquement supérieure à 120 MHz; et - le signal d'horloge à la fréquence d'échantillonnage fe = 4f1 est appliqué directement à une entrée d'horloge du convertisseur 3b par le circuit de récupération de porteuse et de rythme 4b, un signal de remise à zéro de comptage et à tension minimale OFFSET étant appliqué au convertisseur analogique-numérique par le circuit de conversion et de filtrage passe-bas. Le signal à la fréquence d'échantillonnage fe est établi par une division par 2 dans le circuit de synchronisation d'horloge 41 recevant un signal d'horloge à la fréquence X = 2fe = 50 MHz produit par l'oscillateur local 40, le circuit 41 étant interconnecté entre les filtres adaptés 44 et les filtres d'interpolation 43. Selon une autre variante, la division de fréquence par 2 est réalisée par un diviseur de fréquence par 2, 4la, interconnecté directement entre la sortie de l'oscillateur local 40 et l'entrée d'horloge à fréquence d'échantillonnage fe du convertisseur analogique-numérique 42, comme montré en traits interrompus courts dans la figure 3. Les filtres d'interpolation 43 reçoivent des signaux d'axes orthogonaux au débit 4.f1 > 4 fus depuis le circuit de conversion 42 auquel est appliqué le signal échantillon xy sortant du convertisseur 3a. Les deux signaux numériques d'interpolation en sortie des filtres 43 sont à une fréquence 2f6 et sont filtrés par les filtres adaptés 44 en des signaux de symbole x et y au débit de symbole f6 appliqués à un égaliseur adaptatif 45 mettant en oeuvre un algorithme d'adaptation aux caractéristiques du milieu de transmission entre émetteur et récepteur pour éliminer les distorsions dans le signal démodulé. L'égaliseur 45 est suivi d'un circuit de synchronisation de porteuse 46 et d'un décodeur 47. Les deux signaux d'axe égalisés x et y à 2n états sont décodés dans le décodeur 47 par comparaison à des seuils de décision, en un signal de données récupéré DATA, le décodeur commandant par un signal CAG le gain dans l'amplificateur 14 (figure 1) dans le circuit 1. Selon un autre exemple numérique, la fréquence intermédiaire f0 est 36,125 MHZ avec une bande de fréquence utile B1 + B2 = 2B = 8 MHZ et un débit maximum de symbole f6 = 6,95 Mbaud. Il correspond pour k = 2 et m = 1, les fréquences f1 = 7,225 MHZ et = = 28,9 MHz. REVENDICATIONS 1 - Démodulateur (DM) recevant un signal analogique (IF) à une fréquence porteuse intermédiaire (f0) résultant d'une modulation de deux composantes en quadrature d'une porteuse par des symboles à une fréquence de symbole (fs) et comprenant un unique convertisseur analogiquenumérique (3b) suivi d'un moyen de récupération de porteuse et de rythme (4b) auquel un signal numérique de symbole (xy) à décoder est appliqué par le convertisseur, caractérisé en ce que le signal analogique (IF) à la fréquence intermédiaire (fO) est appliqué directement au convertisseur analogiquenumérique (3b) pour être échantillonné à une fréquence d'échantillonnage (fe) inférieure à la fréquence porteuse intermédiaire (f0) et supérieure au double de la fréquence de symbole (f6) en ledit signal numérique de symbole (xy). 2 - Démodulateur conforme à la revendication 1, dans lequel la fréquence d'échantillonnage fe est telle que 2(f0+B2)/(k+l) où f0 est la fréquence porteuse intermédiaire, f0 - B1 et f0 + B2 sont les fréquences minimale et maximale de la bande de fréquence utile B1 + B2 du signal de symbole, et k est un nombre entier. 3 - Démodulateur conforme à la revendication 1 ou 2, dans lequel la fréquence d'échantillonnage fe et la fréquence porteuse intermédiaire f0 sont liées par la relation f0 + m.fe = - (fe/4) où m est un nombre entier. 4 - Démodulateur conforme à l'une quelconque des revendications 1 à 3, dans lequel la fréquence d'échantillonnage ( fi) est produite dans le moyen de récupération de porteuse et de rythme (4b) par un moyen (41 ; 41a) divisant par 2 la fréquence d'un signal d'horloge local en la fréquence d'échantillonnage. 5 - Démodulateur conforme à l'une quelconque des revendications 1 à 4, dans lequel le moyen de récupération de porteuse et de rythme est un circuit numérique (4b) qui comprend un moyen (42, 43, 44) pour convertir des échantillons à une fréquence multiple de la fréquence de symbole sortant du convertisseur analogique-numérique (3b) en des signaux de symbole (x, y) à la fréquence de symbole, un moyen (45) pour égaliser les signaux de symbole en des signaux de symbole égalisés, et un moyen numérique (46) recevant les signaux de symbole égalisés pour récupérer la porteuse.