Brevet FR2747808A1 — publié le 19971024

La présente invention concerne un circuit de correction de la tensior. d'une commande automaticaue de gain, de préférence pour un étage d'une amplification à haute fréquence ou d'une amplification à fréquence intermédiaire dans un téléphone portable du type, par exemple, à accès multiple par code de répartition (CDMA). En général, un téléphone portable du type CDMA comporte un circuit d'amplification à gain variable (qu'on désigne ci-après par circuit d'amplification variable) capable de faire varier un gain de 80 dB ou plus, inclus dans une unité de réception ou une unité de transmission dans le but de maintenir uniformément l'intensité du signal pour la réception et l'intensité du signal atteignant une station de base. La figure 9 représente un circuit d'amplification variable typique qui est constitué d'un circuit d'amplification différentielle composé de transistors d'amplification Q17 et Q18, d'un transistor de source de courant Q!9, et de résistances de charge R8 et R9 reliées aux transistors Ql7 et Q18, respectivement. On a également représenté une borne d'entrée EN, une borne de sortie SOR, une tension VCAG (commande de gain), une tension d'alimentation Vcc. Le gain PG [dB] du circuit précédent satisfait la relation suivante: PG 20 log (Il * q / kT) (1) La relation suivante est également établie: Il Is * eXp{VCAG * q / (kT)} (2) dans laquelle q représente la charge unitaire d'un électron, k la constante de Boltzmann, T la tempnérature absolue, et Is le courant de saturation inverse. L'expression (1) concerne les transistors Ql7 et Q18, et stipule que, lorsqu'un courant (courant de collecteur du transistor Qi9) fourni à partir d'une source de courant constant est commandé exponentiel- lement, le gain de la puissance PG [dB] varie linéairement. La figure 10 représente des valeurs expérimentales qui indiquent la relation entre le courant Il et le gain ?G [dG] dan.s le circuit représenté en figure 9 pour des fréquences différentes. Selon l'expression (1), lorsque le courant Il du collecteur est changé pour être dix fois plus grand, le gain PG varie de 20 dB. Les résultats d'une experience montrent aussi, comme l'expression (1) que lorsque le courant Il passe de 0,1 mA à 1 mA, le gain PG varie d'environ dB. Le transistor Q19 employé ici provoque la circulation d'un courant de 20 mA à une fréquence de coupure Ft de valeur maximum. L'expression (1) est établie avec un courant qui est le dixième du courant circulant à la fréquence de coupure Ft de la valeur maximum. L'expression (2) stipule que le courant Il du collecteur varie exponentiellement avec la tension VCAG, laquelle varie linéairement. Le gain de la puissance PG [dB] du circuit d'amplification variable qui est représenté en figure 9 varie aussi linéairement avec la tension VCAG, laquelle varie linéairement, avec un courant qui est le dixième ou moins du courant circulant à la fréquence de coupure Ft de la valeur maximum, c'est-à-dire 2 mA ou moins. On procèdera maintenant à la description d'une variation dépendant de la température. Selon l'expression (1), lorsque la température passe de 25 C (T=298) à 75 C (T=348), même si le courant Il du collecteur du transistor Q19 de la source de courant est maintenu constant, le gain diminue d'environ 1,4 dB (cause 1). En outre, le gain s'élève avec un changement de la température dans le sens négatif. Pour réaliser un gain de 80 dB ou plus dans un circuit d'amplification variable employé dans un téléphone portable ordinaire du type CDMA, le circuit obtenu en mettant en série trois ou quatre étages de circuits d'ampification variable, chacun identique à celui de 'a figure 9, est géné- ralement adopté. Pour un passage de la température de C à 75'C, le gain varie de 4 à 5 dB (nombre des étages *,4 dB par 50'C) Si l'or. considère le fait qcue le couran5 de saturation inverse is a une caract:ér sticue de température, la simulation est exécutée en utilisant un montage dit SPICE, et le courant Il du collecteur d'un transistor bipolaire standard par rapport à la tension VCAG est calculé en utilisant l'expression (2). Les valeurs obtenues sont indiquées en figure 11. Comme on le voit en figure 11, le courant Il du collecteur varie beaucoup avec la température. Par exemple, même lorsque la tension VCAG reste constante, si la température passe de 25 C à 75 C, le courant Il du collecteur devient dix fois ou plus plus élevé. Il en résulte que les gains des transistors Q17 et Qi8 varient de 20 dB ou plus (cause 2). Ce phénomène conduit à une variation de 60 dB (3 * 20 dB par 50 C) du gain du circuit d'amplification variable à trois étages. En outre, le taux de changement du courant Il du collecteur par rapport à la tension VCAG ou, en d'autres termes, le taux de variation du gain (pente du gain) varie en fonction de la température (cause 3) Lorsqu'on utilise des transistors bipolaires pour construire un circuit d'amplification variable capable de faire varier son gain dans une plage de 80 dB ou plus, laquelle est nécessaire pour un téléphone portable du type CDMA, les problèmes suivants sont soulevés: 1. Le gain PG du circuit d'amplification variable varie beaucoup en fonction de la temperature à cause de la dépendance des gains des transistors Q17 et Q18 vis-à-vis de la température (cause i) et de la dépendance du transistor Q19 de la source de courant (cause 2) vis-à-vis de la température. 2. Le taux de variation du gain (pente du gain) par rapport à la tension VCAG varie beaucoup en fonction de la température à cause de la dépendance du transistor Q19 de la source de courant vis--vis de la température (cause 3) 3. La pente du gain comporte, comme représenté en - figure 10, des échelles dans une zone, lesquelles sont associées à des valeurs élevées du courant Il du collecteur, espacées étroitement les unes des autres, et la linéarité de la pente du gain se détériore dans la zone. En outre, dans une zone des échelles associées aux petites valeurs du courant Il du collecteur, le gain diminue brutalement à cause de la caractéristique de la fréquence de la coupure Ft (c'est- à-dire que la fréquence de coupure Ft est proportionnelle au courant Il du collecteur), et la linéarité de la pente du gain se détériore. 4. Quand trois ou quatre étages de circuits d'amplification variable sont inclus pour réaliser un gain de 80 dB ou plus, les gains des étages deviennent mutuellement différents à cause des différences parmi les transistors ou les résistances. Pour corriger la différence, si une résistance variable ou tout autre moyen de réglage est incorporé dans un étage d'entrée ou un étage de sortie, l'isolation des éléments du circuit à haute fréquence devient inefficace. Finalemernt, une gamme variable du gain se rétrécit ou bien la linéarité de la pente du gain se détériore. En conséquence, un objet de la présente invention est de fournir un circuit de correction de la tension CAG permettant à un circuit d'amplification variable d'effectuer une opération CAG sans l'influence de la variation de la température. Pour atteindre l'objet ci-dessus, selon la présente invention, un premier courant de référence qui varie en fonction de la température est produit de manière à annuler la dépendance vis-a-vis de la température d'une paire de transistors d'amplification et d'un transistor d'une source de courant, qui constituent un circuit d'amplification variable, et une tension CAG de correction associée au premier courant de référence est appliquée à un transistor d'une source de courant. De manière à rendre!ineaire la pente du gain concernant un ampit:icateur variable, un second courant de référence qui varie en fonction de la température est produit, et une tension CAG de correction associée au second courant de référence est appliquée au transistor de la source de courant. Selon la présente invention, la dépendance vis-à-vis de la température de la paire de transistors et -du transistor de la source de courant, qui constituent le circuit d'amplification variable, est corrigée grâce principalement à la dépendance du premier courant de référence vis-à-vis de la température. En outre, la pente du gain concernant le circuit d'amplification variable est corrigée linéairement grâce à la dépendance vis-à-vis de la température du second courant de référence. En conséquence, un circuit de correction de tension CAG, capable de permettre un fonctionnement CAG sans aucune influence de la variation de la température peut être réalisé. Un mode d'exécution de la présente invention est caractérisé par l'incorporation d'une première source de courant de référence afin de produire un premier courant de référence qui dépend de la température, une seconde source de courant de référence afin de produire un second courant de référence qui dépend de la température, une unité de commande de tension CAG qui fonctionne avec un courant proportionnel au second courant de référence et sort un courant de réglage associé à une tension CAG fournie, et un générateur de tension CAG pour sortir une tension CAG de correction qui est associée à la somme du premier courant de référence et du courant de réglage. Un autre mode de réalisation de la présente invention est caractérise par l'incorporation d'une seconde source de courant de référence, obtenue en mettant en série un ou pcusieurs transistors montes en diodes et une résistance, pour _ roduire un second courant de référence qui dépend de la température, ur. étage d'amplification différentielre dans leque' une tension CAG est appliquée à une borne d'entrée et une tension de référence est appliquée à l'autre borne d'entrée, une première source de courant constant, dans laquelle circule un premier courant constant proportionnel au second courant de référence, connectée de manière à attaquer l'étage d'amplification différentielle avec le premier courant constant, une seconde source de courant constant connectée de façon qu'un second courant constant qui est proportionnel au second courant de référence et est la moitié du premier courant constant puisse circuler, une unité de commande de tension CAG afin de sortir un courant de réglage qui correspond à la différence entre le courant de sortie de l'étage d'amplification différentielle et le second courant constant, et un générateur de tension CAG afin de produire une tension CAG de correction sur la base du courant de réglage. Dans ces modes d'exécution de la présente invention, un circuit de correction de tension CAG comprend une première source de courant de référence, obtenue en mettant en serie un ou plusieurs transistors montés en diodes, et une résistance, pour produire un premier courant de référence qui dépend de la température, et un étage de conversion courant-tension pour produire une tension CAG de correction qui est proportionnelle à la somme d'un premier courant de référence et d'un courant de réglage. En outre, le circuit de correction de tension CAG est caractérise en ce que les connex-ons entre la seconde source de courant de référence et la première source de courant ce référence et la seconde source de courant constant sont effectuées sous la forme de circuits à courant en rapport géomeérq-ue. En outre, le circuit de correction de la tension CAG est caracterisé en ce qu'un générateur de tension CAG comporte un transistor de sortie monté en diode, et le transistor de sortie est relié à un transistor d'une source de courant constant a:in de fournir un courant constant à un amplificateur différentiel à transistor d'amplification de signal sous la forme d'un courant en rapport géométrique. En outre, le circuit de correction de tension CAG est caractérisé en ce que le transistor de sortie comporte un émetteur mis à la masse via une résistance. De plus, le circuit de correction de tension CAG est caractérisé en ce qu'une résistance est montée entre le collecteur et l'émetteur du transistor de la source de courant constant. La présente invention sera bien comprise lors de la description suivante faite en liaison avec les dessins ci-joints, dans lesquels: La figure 1 est un schéma sous forme de blocs d'un mode de réalisation d'un circuit de correction de tension CAG selon la présente invention; La figure 2 est un schéma de circuit représentant en détail le circuit de correction de tension CAG représenté en figure 1; La figure 3 est un graphique explicatif représentant la relation entre la tension base-émetteur et le courant de collecteur par rapport aux températures dans un transistor incorporé dans un circuit de synthèse de courant tel que représenté en figure 2; La figure 4 est un graphique explicatif représentant la relation entre la tension CAG et le courant de collecteur par rapport à des températures dans un circuit d'amplification différentielle faisant partie du circuit représenté en figure 2; La figure 5 est un schéma de circuit représentant une variante d'une partie principale du circuit de correction de tension CAG représenté en figures 1 et 2; La figure 6 est un graphique explicatif concernant une pente de gain déterminée par le circuit de la figure 5; La figure 7 est un graphiq- e exlîcatif de la pente du gain déterminée par un circuit d'atténuation qui fait partie des circuits représentés en figures l et 2; La figure 8 est un schéma sous forme de blocs d'une configuration dans laquelle un circuit d'amplification variable faisant partie des circuits représentés en figures 1 et 2 est monté dans des étages multiples; La figure 9 est un schéma de circuit représentant un circuit d'amplification variable typique constitué d'un amplificateur différentiel; La figure 10 est un graphique représentant la relation entre le courant de collecteur d'un transistor de source de courant constant représenté en figure 9 et le gain; et La figure Il est un graphique représentant la relation entre la tension CAG et le courant du collecteur d'un transistor à courant constant représenté en figure 9. On décrira ci-après, en liaison avec les dessins un mode de réalisation de la présente invention. La figure 1 est un schéma sous forme de blocs d'un mode de réalisation d'un circuit de correction de tension CAG selon la présente invention, la figure 2 un schéma détaillé du circuit de correction de tension CAG de la figure 1, la figure 3 un graphique expliquant la relation entre la tension base-émetteur et le courant du collecteur par rapport aux températures dans un transistor Q13 incorporé dans un circuit de synthèse de courant 8 de la figure 2. La figure 4 est un graphique de la relation entre la tension CAG et le courant du collecteur en fonction des tem-eératures dans un circuit d'amplification différentielle 5 qui fait partie des circuits de la figure 2, la figure 5 est un schéma représentant une variante d'une partie principale du circuit de correction cde tension CAG des figures I et 2, la figure 6 est un graphique de la pence du gain déterminée par le circuit de la figure 5, la figure 7 est un graphique de la pente du gain déterminée par un circuit d'atténuation 1 qui fait partie des circuits des figures 1 et 2, et la figure 8 est un schéma sous forme de blocs d'une configuration dans laquelle un circuit d'amplification variable faisant partie des circuits des figures 1 et 2 est monté dans des étages multiples En figure 1, un circuit d'amplification variable 11 amplifie un signal d'entrée EN ayant une fréquence intermédiaire suivant un gain variable, et sort un signal SOR. Le gain du circuit d'amplification variable 11 est commandé sur la base d'une tension VCAG au moyen des circuits 1 à 10. La tension VCAG est appliquée à un circuit d'amplification différentielle (amplificateur) 5 après avoir été atténuée par un circuit d'atténuation 1. Le circuit d'amplification différentielle 5 sort à son tour un courant I5 proportionnel à la tension VCAG. Une seconde source de courant de référence 2 produit un second courant de référence I2 dépendant de la température de sorte que la pente du gain concernant le circuit d'amplification variable 11 deviendra linéaire, et fournit le second courant de référence à des circuits à courant en rapport géométrique 3 et 4. Le circuit à courant en rapport géométrique 3 fournit un premier courant constant _3 associé au second courant de référence I2, au circuit d'amplification différentielle 5. Le courant de sortie I5 du circuit d'amplification différentielle 5 est commandé par la tension VCAG et le premier courant constant I3. Le circuit à courant en rapport géeométrique 4 sort un second courant constant _6 associé au second courant de référence I2. Le courant de sortie I5 et le second courant constant iS sont additionnés à un noeud 6. Une première source de courant de référence 7 sort un premier courant de référence 19 dépendant de la température de sorte que la dépendance du circuit d'amplification variable i-l vis-à-vis de la température peut être annulée. Le courant 17 résultant de la sommation au noeud 6 et le premier courant de référence I9 sont synthétisés par un circuit de synthèse de courant 8. Un courant I12 résultant de la synthèse par le circuit 8 est appliqué à un transistor d'une source de courant dans le circuit d'amplification variable 11 via des circuits à courant en rapport géométrique 9 et , d'o il résulte la production du courant Il du collecteur. En figure 2, on décrira les circuits. Dans cette figure, les circuits correspondant aux composants de la figure 1 sont esquissés et comportent les mêmes références. Une tension d'alimentation Vcc est appliquée à une borne d'une résistance Rl, à l'émetteur d'un transistor PNP Q7, au collecteur d'un transistor NPN Q4, aux émetteurs de transistors PNP Q8, Q9, Qll, Q14 et Q15, et à une borne de résistances R8 et R9. L'autre borne de la résistance Ri (courant I2) est connectée au collecteur et à la base d'un transistor NPN Ql monté en diode. L'émetteur du transistor Ql est connecté au collecteur et à la base d'un transistor NPN Q2 monté en diode. Le transistor Q2 a sa base connectée aux bases de transistors NPN Q5 et Q6, et leur émetteur est mis à la masse. Ces résistance RI et transistors QI et Q2 constituent une première source 2 de courant de référence afin de compenser la pente du gain en fonction de la température. Le transistor QI peut être exclus. La tension VCAG est appliquée à une borne d'une résistance R2. L'autre borne de la résistance R2 est connectée à la base d'un transistor NPN Q3 et à une borne d'une résistance R3 Les résistances P2 et R3 constituent le circuit d'atténuation 1 afin d'atténuer la tension VCAs pour optimiser la pente du gain en fonction d'une variation de température. L'autre borne ! 1 de la résistance R3 est connectée à la base d'un transistor Q4 et mise à la masse -ia une source de polarisation afin de produire une tension de polarisatior. El. Le transistor Q7 monté en diode a sa base et son collecteur reliés ensemble, et sa base est connectée à la base du transistor Q8 et au collecteur du transistor Q3 (courant de sortie I4). Les émetteurs des transistors Q3 et Q4 sont connectés au collecteur du transistor Q5 (première source de courant constant I3) Le collecteur du transistor Q8 (courant I5) est connecté au collecteur du transistor Q6 (second courant constant I6) via un noeud 6. Les émetteurs des transistors Q5 et Q6 sont mis à la masse. Le noeud 6 est relié à un noeud situé entre l'émetteur d'un transistor Q12 et une résistance R7. Un courant de réglage I7 sort par l'intermédiaire du noeud 6. Les transistors Q3 et Q4 et la source de polarisation constituent le circuit d'amplification différentielle 5 afin de compenser la pente du gain. Les transistors Q2 et Q5 constituent le circuit à courant en rapport géométrique 3 qui sert de source de courant pour le circuit d'amplification différentielle 5, et les transistors Q2 et Q6 constituent le circuit en rapport géométrique 4. Les transistors Q7 et Q8 constituent aussi le circuit à courant en rapport géométrique. Un transistor Q9 a sa base et son collecteur reliés ensemble, et sa base est connectée à l'émetteur d'un transistor PNP QlO et à la base du transistor Qll. Les transistors Q9 et Qll constituent un circuit à courant en rapport géométrique. Le transistor Q1O a sa base et son collecteur réunis, et sa base est connectée à une borne d'une résistance de limitation de courant R6 (premier courant de référence I9). L'autre borne de la résistance R6 est mise a 'a masse. Les transistors Q9 et QlO et la résistance RP constituent la première source de courant de référence 7 afin de compenser les gains des transistors vis-à-vis de la température. Le transistor QlO peut être exclus. Le collecteur du transistor Ql (courant 1lO) est connecté à la base et au collecteur d'un transistor NPN Q12 monté en diode et à la base d'un transistor NPN Q13. L'émetteur du transistor Q12 est mis à la masse via une résistance R7 (courant Ill = I7 + I10) et une source de polarisation pour produire une tension de polarisation E2. Les transistors Qll, Q12 et Q13 et la résistance R7 constituent le circuit de synthèse de courant 8 pour synthétiser le courant de réglage I7 fourni par l'intermédiaire du noeud 6 et le premier courant de référence I9 fourni par la première source de courant de référence 7. Les transistors Q12 et Q13 constituent un circuit à courant en rapport géométrique. Les bases de transistors Q14 et Q15 sont connectées en commun au collecteur du transistor Q14 et au collecteur du transistor Q13 (courant I12). L'émetteur du transistor Q13 est connecté à un noeud situé entre la résistance R7 et la source de polarisation permettant de produire la tension de polarisation E2. Les tra.ns-stors Q14 et Q15 constituent le circuit à courant en rapport géométrique 9 qui sert de source de courant. Le collecteur du transistor Q15 (courant I13) est connecté au collecteur et à la base d'un transistor de sortie NPN Qî6 et à la base d'un transistor de source de courant NPN Q19. L'émetteur du transistor de sortie QI'6 est mis a la masse. Le transistor de sortie Ql5 et le transistor Q19 de la source du courant constituent le circuit a courant en rapport géométrique 10O Les autres bornes des resiscances R8 et R9 sont connectées aux collecteurs de cransistors NPN Q!7 et Q!8. Les émetteurs des transiscors Qi7 et Q!8 sont connectés en commun au collecteur du transistor de source de courant Qi9 (courant Il). Le signal d'entrée EN est appliqué aux bases des transistors Qi7 et Q18, et le signal de sortie SOR est extrait des collecteurs des transistors Q17 et Q18. Ces resistances R8 et R9, et les transistors Q'7, QIS et Q19, constituent le circuit d'amplification variable 11 pour La variation du gain. Dans les circuits ci-dessus, le courant de l'émetteur du transistor de sortie Q16 est commandé avec le courant I13 du collecteur du transistor Q15. Le courant de l'émetteur du transistor Q14 est commandé avec le courant I12 du collecteur du transistor Q13. Le courant de l'émetteur du transistor Q12 est commandé avec le courant I1O du collecteur du transistor Qll. Dans ce mode de réalisation, la tension V7 aux bornes de la résistance R7 est réglée pour être supérieure à 0,7 V. Le courant de l'émetteur du transistor Q12 dépend du premier courant de référence I9 sortant de la première source de courant de référence 7. Un courant proportionnel au premier courant de référence I9 circule donc dans les transistors Q17 et Q18 constituant le circuit d'amplification variable 11. Dans ces circuits, la dépendance vis-à-vis de la température des tensions base-émetteur VBE des transistors Q9 et QlO constituant la première source de courant de référence 7 est utilisée de façon que le premier courant de référence 19 devienne plus grand aux hautes températures et plus petit aux faibles températures. Plus spécialement, le premier courant de référence I9 est réglé de façon qu'à 75 C, il devienne environ 1,18 fois plus grand qu'à la température de C, et qu'à la température de -250C, il soit environ 0,85 fois supérieur à celui d'une temperature de 25 C. Le courant (I12) du collecteur du transistor Q13 dans le circuit de synthèse de courant 8 prend les valeurs au point A (25 C), au point B (75'C), et au point C (- 25 C) indiquées en fiure 3. Comme résultat, les gains des transistors Q17 et Q18 sont corrigés de 1,4 dB par 50C, c'est-à- dire corrigés de + 1,4 dB à 75' et d'environ - 1,4 dB à -25 C. Les variations des gains des transistors Q17 et Q18 dépendant de la température son: par conséquent annulées. Ainsi, étant donné que la première source de courant de référence 7 dépend de la température, les variations des gains des transistors Qi7 et Qi8 dépendant de la température peuvent être rendues minimales. Le problème exposé ci- dessus dû à la cause I peut donc être résolu. On décrira maintenant la variation du gain. La variation du gain est effectuée en faisant varier la tension V7 aux bornes de la résistance R7 avec la tension VCAG-. Ici, étant donné que la relation ci-après est établie, lorsque le courant de réglage I7 fourni par l'intermédiaire du noeud 6 change, la tension V7 varie: V7 = I11 * R7 = (I7 + I10) * R7. En outre, étant donné qu'une tension correspondant à la somme de la tension base-émetteur VWE du transistor Q12 et de la tension V7 est appliquée à la base par l'intermédiaire de l'émetteur du transistor Q13, le courant I12 du collecteur du transistor Q13 est donc commandé par le courant de réglage 17. Plus spécialement, comme représenté en figure 3, lorsque la tension VBE devant être appliquée à la base par l'intermédiaire de l'émetteur du transistor Q13 varie de 100 mV, le courant I12 du collecteur du transistor Q13 devient approximativement dix fois plus grand ou devient approximativement un dixième. En conséquence, les gains des transistors Q17 et Q18 varient de 20 dB. On décrira maintenant le courant de réglage I7. Une partie des circuits comportant les composants 1 à 5 agit en unité de commande de tension CAG afin de compenser la tension VCAG vis-à-vis de la température et de corriger la pente du gain qui diffère de l'un à l'autre avec la température. Tout d'abord, la tension VCAG est atténuée par le circuit d'atténuaticn i de manière à rendre optimale la pente du cain. La tension résultante est alors appliquée aux bases des transistors Q3 et Q4 qui constituent le circuit d'amplification différentielle 5. Le courant 14 du collecteur du transistor Q3 varie par conséquent en fonction de la tension VCAG. Le transistor Q5 produit le premier courant constant I3 avec lequel le circuit d'amplification différentielle 5 fonctiornne. Le premier courant constant I3 est déterminé avec le circuit à courant en rapport géométrique 3 comprenant le transistor Q2. La seconde source de courant de référence 2 constituée des transistors Q1 et Q2 et de la résistance RI détermine le second courant de référence I2. En outre, étant donné que les transistors Q7 et Q8 constituent un circuit à courant en rapport géométrique, le courant I5 correspondant au courant I4 du collecteur (courant de sortie) du transistor Q3 (I4 = I5) circule dans le collecteur du transistor QS. En outre, étant donné que les transistors Q6 et Q2 constituent un circuit à courant en rapport géométrique, le courant I6 du collecteur (second courant constant) déterminé avec le premier courant de référence I2 fournipar la première source de courant de référence 2 circule dans le transistor Q6. Le taille de cellule pour le transistor Q6 est établie à la moitié de celle du transistor Q5. La relation suivante est donc obtenue: I6 = I3 / 2 Lorsque la tension VCAG est égale à la tension de polarisation El, la relation suivante est établie: I4 = I3 / 2. En outre, étant donné que 15 = i4, I5 = 6 En outre, étant donné que = I5 -6, les relations suivantes sont établies Si VCAG = El, alors I5 = _6 I7 = O. Si VCAG > El, alors 14 > _3 2 I5 > i6 I7 > O. Si VCAG température. Lorsque la température est élevée, c'est-à- dire que le premier courant constant I3 est élevé, le taux du changement est lui-même élevé. Lorsque la température est basse, c'est-à-dire que le premier courant constant I3 est petit, le taux du changement est faible. Cette tendance est opposée à la tendance du taux de changement du courant de collecteur dû à une variation de la tension CAG qu'on représente en figure 11. Ainsi, dans le mode de réalisation ci- dessus, étant donné que le second courant de référence I2 fourni par la seconde source de courant de référence 2 dépend de la température, le premier courant constant I3 devient plus élevé aux hautes temperatures et plus petit aux basses températures. En outre, étant donné que la dépendance vis-à-vis de la température du premier courant constant I3 a un effet sur la tension V7, le taux de changement du courant I12 du collecteur du transistor Q13 incorporé dans le circuit de synthèse de courant 8 peut être maintenu constant à chaque temperature. Etant donné que le courant Il du collecteur du transistor Qi9 de la source de courant est égal au courant I12 du collecteur du transistor Q13, le taux du changement du courant du collecteur du transistor Q19 de la source de courant peut être également maintenu constant à chaque température. Selon le mode de réalisation décrit ci- dessus, a) étant donné que la premiere source de courant de référence 7 dépend de la température, les variations des gains des transistors Q17 et Q18 dépendant de la température peuvent être rendues minimales et il en résulte que le problème dû à la cause 1 peut être résolu; et b) étant donné que le premier courant constant I3 circulant dans le circuit d'amplification différentielle 5 afin d'amplifier la tension VCAG dépend de la température à cause de la seconde source de courant de référence 2, la caractéristique de température de la pente du gain peut être améliorée, et il en résulte que le problème dû à la cause 2 peut être soulagé. Selon le mode de réalisation décrit ci- dessus, les avantages exposés ci-dessous peuvent être obtenus. c) Lorsque la résistance RlO est, comme représenté en figure 5, montée en série avec l'émetteur du transistor Q16 de sortie du circuit à courant en rapport géométrique 10 constitué du transistor de sortie Q16 et du transistor Q19 de la source de courant, le courant Rl du collecteur du transistor Q!9 devient, comme représenté en figure 6, plus élevé par rapport à une zone de points associée aux valeurs élevées de la tension VCAG à cause de la présence de la resistance RlO. En conséquence, la linéarité d'une partie de la pente du gain autour d'un point indiquant un gain maximum peut être ameéiore-e. d) Lorsque la résiszance Rll est, comme représenté en figure 5, montée entre le collecteur du transistor Q19 de la source de courarnt et la masse, un courant circule toujours dans les transistors Q17 et Q18. En conséquence, la linéarité d'une partie de la pente du gain autour d'un point indiquant le gain le plus élevé parmi les gains aux points d'une zone associée aux faibles valeurs de la tension VCAG comme représenté en figure 6 peut être améliorée. e) Lorsqu'une résistance variable ou analogue est utilisée comme résistance R6 incorporée dans la première source de courant de référence 7 dans le but de changer le premier courant de référence I9, le gain par rapport à la tension VCAG peut, comme représenté en figure 7, être changé. En conséquence, la différence du gain de tout circuit autre que le circuit d'amplification variable, tel qu'un amplificateur à faible bruit, un mélangeur, ou un filtre à bande passante incorporé dans une unité de réception d'un téléphone portable par rapport à un gain de référence peut être absorbée. En particulier, étant donné que ce réglage concerne un circuit à courant continu, il n'aura guère d'effet sur l'amplification d'un signal de haute fréquence. f) En outre, la pente du gain peut être modifiée de manière arbitraire et établie grâce aux résistances R2 et R3 pour atténuation montées dans un étage précédant le circuit d'amplification différentielle 2. A ce point de vue, ce mode de réalisation peut être adapté à un téléphone portable du type CDMA imposant que la caractéristique CAG d'une unité de réception soit homogène avec celle d'une unité de transmission. g) Lorsque la taille d'une cellule contenant le transistor de sortie Q16 et le transistor Q19 de la source de courant constituant un circuit à courant en rapport géométrique est établie de manière appropriée, le courant opérationnel pour les ransis:ors Qi7 et QS18 de haute fréquence peut être eëab!i de manière arbitraire. Lorsque le circuit d'amplification variable 11 des figures 1 et 2 est monté dans de multiples étages, la distorsion peut être facilement établie à une valeur optimale. h) Lorsque le circuit d'atténuation 1 et les étages multiples des circuits d'amplification variable 11 sont connectés comme cela est représenté en figure 8, et qu'un premier courant de référence i9 fourni par la première source de courant de référence 7 est rendu commutable par les résistances R6 e: R12 et un commutateur SW, si le circuit d'atténuation 1 est commuté en réponse à la commutation du premier courant de référence I9, la variation du gain du circuit d'amplification variable due à la commutation du premier courant de référence I9 peut être en accord avec l'amplitude de l'atténuation obtenue par le circuit d'atténuation 1. Il en résulte que la caractéristique de distorsion d'un circuit peut être améliorée sans aucune influence sur le gain de l'ensemble du circuit. Un récepteur résistant aux interférences peut être réalisé. En outre, le circuit d'atténuation! peut être inclus dans un étage d'entrée d'un récepteur. Même dans ce cas, on peut obtenir les mêmes avantages. Comme on l'a décrit jusqu'ici, selon le circuit de correction de tension CAG de la présente invention, la dépendance d'une paire ce ran-.sistors vis- à-vis de la température et d'un transistor d'une source de courant qui constituent un circuit d'amplification variable est corrigée avec un premier courant de référence. En outre, la pente du gain peu_ être corrigée linéairement avec un second courant de reéeérence. Cela se traduit par un c-rcuit d'amplification variable dont l'efficacité de l'amplification n'es: pas affectée par la variation de la température La présente invention n'est pas limitée aux exemples de réalisation qui viennent d'être décrits, elle est au contraire susceptible de modification.s et ce variantes qui apparaîtrornt à l'homme de l'art. RB71DICATIONS 1 - Circuiz ce correctio. de tension CAG (commande automatique de gain), caractérisé en ce qu'i_ comprend: - une première source de courant de référence (7) pour produire un premier courant de référence (Ig) qui dépend de la température; - une seconde source de courant de référence (2) pour produire un second courant de référence (I,2) qui dépend de la température; - une unité de commande de tension CAG (1- 5) fonctionnant avec un courant proportionnel au second courant de référence et sortant un courant de réglage (I7) associé à la tension CAG fournie; et - un générateur de tension CAG pour sortir une tension CAG de correction associée à la somme du premier courant de référence (I9) et du courant de réglage (I7). 2 - Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que le générateur de tension CAG comprend un transistor de sortie monté en diode, et le transistor de sortie es: connecte à un transistor d'une source de courant constant afin de fournir un courant constant à un amplificateur différentiel à transistor d'amplification de signal sous la forme d'un circuit à courant en rapport géométrique. 3 - Circuit selon la revendication 2, caractérisé en ce que le transistor de sortie a son émetteur relié à la masse via une résistance. 4 - Circuit selon la revendication 3, caractérisé en ce -'une résistance est montée entre le collecteur et l'émetteur du transistor de la source de courant constant. 5 - Circuit de correction de tension CAG, caractérisé en ce qu'il ccmprend: - une seconde source de courant de référence, obtenue en mettant en série un ou plusieurs transistors montés er. cdiodes et une résistance, afin de produire un second courant ce réeérence Ti cdépend de la température; - un étage d'ampl ficatior. différentielle dans lequel une tension CAG est appliquee à une borne d'entrée et une tension de référence l'est à l'autre borne d'entrée; - une première source de courant constant, dans laquelle circule un premier courant constant proportionnel au second courant de référence, connectée de manière à attaquer l'étage d'amplification différentielle; - une seconde source de courant constant connectée de façon que circule un second courant constant, qui est proportionnel au second courant de référence et est la moitié du premier courant constant; - une unité de commande de tension CAG pour sortir un courant de réglage correspondant à la différence entre le courant de sortie de l'étage d'amplification différentielle et le second courant constant; et - un générateur de tension CAG pour produire une tension CAG de correction sur la base du courant de réglage. 6 - Circuit de correction selon la revendication 5, caractérisé en ce qu'il comprend en outre une première source de courant de référence, obtenue en mettant en série un ou plusieurs transistors montés en diodes, et une résistance, afin de produire un premier courant de référence qui dépend de la température, et un étage de conversion courant-tension afin de produire une tension CAG de correction qui est proportionnelle à la som=e du premier courant de référence et du courant de réglage. 7 - Circuit de correction selon la revendication 5, caracterise en ce cue les connexions entre la seconde source ce courant ce réefrence et la première source de courant constant et la seconde source de courant constant sont effectuées sous la forme d'un circuit à courant en rapport géomeétriue. 8 - Circuit de correc:ion selon la revendication 7, caraceérise en ce au'un.e resistance est montée entre le collecteur et 'emetteur du transistor de la source de courant. 9 - Circuit de correction selon la revendication 5, caractérisé en ce que les connexions entre la seconde source de courant de référence et la première source de courant constant et la seconde source de courant constant sont effectuées sous la forme d'un circuit à courant en rapport géométrique. - Circuit de correction selon la revendication 9, caractérisé en ce qu'une résistance est montée entre le collecteur et l'émetteur du transistor de la source de courant. 11 - Circuit de correction selon la revendication 5, caractérisé en ce que le générateur de tension CAG comporte un transistor de sortie monté en diode, et ce transistor de sortie est connecté à un transistor d'une source de courant constant afin de fournir un courant constant à un amplificateur différentiel à transistor d'amplification de signal sous la forme d'un circuit à courant en rapport géométrique. 12 - Circuit de correction selon la revendication 11, caractérisé en ce que le transistor de sortie a son émetteur mis à la masse via une résistance. 13 - Circuit de correction selon la revendication 11, caractérisé en ce qu'une résistance est montée entre le collecteur et l'émetteur du transistor de la source de courant constant.