Brevet FR2748871A1 — publié le 19971121

CIRCUIT DE SYNCHRONISATION ET DE COMMANDE POUR UN CONVERTISSEUR AVAL EMPLOYANT UN REDRESSEUR SYNCHRONE La présente invention concerne un circuit de synchronisation et de commande pour un convertisseur aval employant un redresseur synchrone. Dans les circuits d'alimentation connus à commutation en aval employant des redresseurs synchrones, les diodes du côté secondaire sont remplacées par des transistors pour obtenir une chute de tension à l'état passant plus faible. Les transistors doivent être polarisés pour conduire de la source vers le drain (pour un transistor MOS à effet de champ de puissance à canal N) lorsqu'une diode aurait été conductrice de l'anode vers la cathode et, inversement, doivent être commandés pour bloquer la tension du drain vers la source lorsqu'une diode aurait été bloquée de la cathode vers l'anode. Dans ces circuits de redressement synchrones connus, les signaux de grille vers les transistors doivent être synchronisés aussi proches que possible des points d'inflexion du courant de bobine de sortie, lesquels points d'inflexion correspondent aux passages par zéro de la tension d'onde carrée de bobine de sortie. Les signaux de grille peuvent être "auto- commandés" (c'est-à-dire que le signal de grille est lié directement au circuit) ou "contrôlés synchronisés" (c'est-à-dire qu'un signal de synchronisation est déduit à partir d'un point quelconque dans le circuit et fourni à un dispositif de commande de grille de transistor MOS à effet de champ). Des exemples de redresseurs synchrones de l'art antérieur peuvent être trouvés dans les Brevets U.S. N 4 903 189 de Ngo et al., 5 430 640 de Lee et 5 457 624 de Hastings et dans les articles suivants: "Synchronous Rectifiers Improve Efficiency in Low Output Voltage Forward Converters" de Clemente et al. (pages 347-350) et "The Impact of Low Output Voltage Requirements on Power Converters" de Jitaru, HFPC, Publication de mai 1995 (pages 1-10). Certains circuits de redressement synchrones de l'art antérieur surveillent les signaux de contrôle du côté primaire et transfèrent ces signaux vers le côté secondaire du convertisseur de courant (c'est-àdire, à travers la limite d'isolement) afin de synchroniser la commande des transistors synchrones. Malheureusement, des éléments de circuit coûteux, non optimaux et complexes sont nécessaires pour maintenir l'isolement entre les parties primaire et secondaire du circuit. Par exemple, lorsque des opto-isolateurs sont utilisés pour maintenir l'isolement, des retards indésirables et des variations de gain imprévisibles introduisent des erreurs dans le système. D'autres circuits de redressement synchrones de l'art antérieur utilisent des enroulements de transformateur supplémentaires pour transférer des informations de synchronisation vers les transistors du circuit secondaire et encore maintenir l'isolement. Cependant, ces transformateurs sont plus coûteux et plus complexes et un problème de réinitialisation du transformateur survient également. Par conséquent, il y a un besoin dans l'art d'un nouveau circuit de redressement synchrone qui ne nécessite pas d'opto-coupleurs ou d'enroulements de transformateur supplémentaires pour transférer des informations de synchronisation à travers la limite d'isolement entre les circuits primaire et secondaire dans un convertisseur de puissance aval. Afin de surmonter les inconvénients des circuits de redressement synchrones de l'art antérieur, la présente invention prévoit des signaux de grille "auto- commandés" produits en contrôlant la tension aux bornes de la bobine de sortie du convertisseur et en commandant alternativement les transistors en réponse aux transitions de la tension de bobine, de sorte qu'un premier transistor est toujours passant lorsque l'autre est bloqué, et vice versa. Plus précisément, la présente invention concerne un convertisseur de puissance à commutation en aval isolé, comprenant: un circuit de côté primaire couplé à un enroulement primaire d'un transformateur d'isolement; et un circuit de côté secondaire couplé à un enroulement secondaire du transformateur d'isolement, le circuit de côté secondaire comprenant: une bobine de sortie couplée en série avec l'enroulement secondaire à un premier noeud et couplée à un second noeud à un condensateur de sortie aux bornes duquel une tension de sortie est prise; un premier transistor MOS couplé en série avec l'enroulement secondaire et la bobine de sortie; un second transistor MOS couplé en dérivation depuis le premier noeud vers la masse; et un circuit de commande de redresseur synchrone couplé aux premier et second transistors MOS, le circuit de redressement synchrone détectant la tension aux bornes de la bobine de sortie et polarisant alternativement les premier et second transistors en direct et en inverse en réponse à celle-ci. Selon d'autres caractéristiques de l'invention: - la valeur de crête de la tension de bobine détectée est limitée à la tension de sortie. - une première borne d'une résistance est couplée au premier noeud, la cathode d'une diode est couplée au second noeud, l'anode de la diode est couplée à l'autre borne de la résistance à un troisième noeud et la tension de bobine détectée est obtenue à partir du troisième noeud. - le circuit secondaire comprend, de plus, une source auxiliaire de tension continue, la source auxiliaire de tension continue étant prise aux bornes d'une diode Zener, la diode Zener couplée au premier noeud par une diode de blocage et une résistance de limitation de courant. - la valeur de crête de la tension de bobine détectée est limitée à la source auxiliaire de tension continue. - une première borne d'une résistance est couplée au premier noeud, la cathode d'une diode est couplée à la source auxiliaire de tension continue, l'anode de la diode est couplée à l'autre borne de la résistance à un troisième noeud et la tension de bobine détectée est obtenue à partir du troisième noeud. - la tension détectée est couplée à un circuit de détection non- inverseur et à un circuit de détection inverseur. - le circuit de détection non-inverseur comprend un amplificateur non-inverseur couplé à un premier circuit de commande; - le premier circuit de commande est couplé à la grille du premier transistor; - le circuit de détection inverseur comprend un amplificateur inverseur couplé à un second circuit de commande; et le second circuit de commande est couplé à la grille du second transistor. - l'amplificateur non-inverseur comprend un transistor bipolaire connecté selon une configuration d'émetteur-suiveur; - le premier circuit de commande comprend deux transistors push-pull bipolaires; - l'amplificateur inverseur comprend un transistor bipolaire; et - le second circuit de commande comprend deux transistors push-pull bipolaires. - l'amplificateur non-inverseur comprend un transistor MOS; - le premier circuit de commande comprend deux transistors MOS push- pull; l'amplificateur inverseur comprend un transistor MOS; et - le second circuit de commande comprend deux transistors MOS push-pull. Les autres caractéristiques et avantages de la présente invention deviendront évidents à partir de la description qui suit de l'invention qui fait référence aux dessins joints. Afin d'illustrer l'invention, les formes qui sont actuellement préférées sont montrées sur les dessins, étant sous-entendu, cependant, que l'invention n'est pas limitée aux agencements précis et aux équipements montrés. La figure 1 est un schéma de réalisation partiellement sous forme de blocs d'un redresseur synchrone selon l'invention. La figure 2 est un circuit équivalent d'un circuit secondaire de la figure 1 pendant un premier mode de fonctionnement. La figure 3 est un circuit équivalent du circuit secondaire de la figure 1 dans un second mode de fonctionnement. La figure 4 illustre des formes d'onde à divers points pendant le fonctionnement dans le circuit de la figure 1. La figure 5 montre le circuit de la figure 1 avec un comparateur, montré sur le schéma fonctionnel de la figure 1, montré en détail sur la figure 5. La figure 6 montre un autre mode de réalisation du comparateur de la figure 5. En référence maintenant aux dessins sur lesquels des numéros identiques indiquent des éléments semblables, un redresseur synchrone 10 selon l'invention qui comprend un circuit primaire 20 et un circuit secondaire 30 est montré sur la figure 1. Le circuit primaire 20 comprend une source de tension Vin, un enroulement primaire 11 d'un transformateur 12, un commutateur Sp, un enroulement de réinitialisation 13 pour réinitialiser le noyau du transformateur 12 et une diode de réinitialisation Dr. Le commutateur Sp est montré, pour la simplicité, comme un commutateur unipolaire; cependant, en réalité, le commutateur peut être un commutateur MOS classique, tel qu'un transistor MOS à effet de champ de puissance ou un transistor bipolaire à grille isolée (IGBT). Le circuit secondaire 30 comprend un enroulement secondaire 14, une bobine de sortie L et un condensateur de sortie C, un premier transistor de puissance Si et un second transistor de puissance S2. Chaque transistor de puissance Si, S2 comprend une diode antiparallèle à ses bornes. Un comparateur 40 est connecté aux bornes de la bobine de sortie L pour détecter la tension à ses bornes, VL, c'est-à-dire pour détecter la différence de potentiel entre les tensions VA et Vout. Le comparateur a une sortie connectée à la grille du transistor S1 et une sortie inversée connectée à la grille du transistor S2. Lorsque la tension VL aux bornes de la bobine L est positive, le transistor Si est polarisé en direct et le transistor S2 est polarisé en inverse. Inversement, lorsque la tension VL est négative, le transistor S2 est polarisé en direct et le transistor S1 est polarisé en inverse. Ainsi, le redresseur 10 présente deux modes de fonctionnement. Dans le premier mode, Mode 1, le transistor Si est passant et conduit le courant et le transistor S2 est bloqué et bloque le courant. Dans le second mode, Mode 2, le transistor S1 est bloqué et bloque le courant et le transistor S2 est passant et conduit le courant. On peut mieux comprendre le Mode 1 en se référant au circuit équivalent de la figure 2 dans lequel Vs représente la tension aux bornes de l'enroulement secondaire 14, le transistor S1 est représenté par une diode idéale S1 et la tension de sortie est représentée par une source de tension de sortie Vo. La relation entre les diverses tensions est comme suit: Vs = VL + VO et VL = VS - Vo. Etant donné que Vs est supérieure à Vo, VL est donc positive. Egalement, IL dans le Mode 1 suit une pente di montante ou augmente. Par conséquent, - est positif. dd Etant donné que VL = L -, cette analyse montre dt également que VL est positive dans le Mode 1. Le Mode 2, dans lequel le transistor S1 bloque le courant et le transistor S2 conduit le courant, peut être représenté par le circuit équivalent montré sur la figure 3, o le transistor S2 est représenté par la diode idéale S2. Comme dans le circuit équivalent pour le Mode 1, Vs = VL + Vout et, donc, VL = VS - Vout. Ici, VA est de zéro volt, ce qui est inférieur à Vout et, donc, VL est négative. Egalement, dans le Mode 2, IL diminue ou suit une pente descendante. Par conséquent, -d est négatif. Etant donné que VL = Ld -, cette analyse di dt indique également que VL est négative dans le Mode 2. Les formes d'onde apparaissant à différents points dans le circuit de la figure 1 pendant le fonctionnement sont montrées sur la figure 4. En référence maintenant à la figure 5, une réalisation détaillée du comparateur 40 de la figure 1 est montrée, qui comprend un comparateur à transistor non-inverseur Q1 et des transistors de commande (push- pull) Q3 et Q4 associés et un comparateur à transistor inverseur Q2 et des transistors de commande (push-pull) Q5 et Q6 associés. Les transistors Q1 et Q2 réagissent à la tension Vsense par rapport à la masse, o Vsense varie comme une fonction de VL et de VA. Dans le Mode 1, VA est supérieure à Vout (c'est-à- dire que VA = Vin. (NS/Np)) et, donc, Vsense est une tension positive à peu près égale à Vout + VfD1, O VfD1 est la chute de tension directe aux bornes de la diode D1. Cela se traduit par la polarisation en direct du transistor Q1 et par la polarisation en inverse du transistor Q2. La sortie provenant de l'émetteur de Q1 est donc une tension positive qui entraîne la mise à l'état passant de Q3 et la mise à l'état bloqué de Q4. Par conséquent, la tension à la grille de S1 s'élève à environ Vzz et S1 devient passant. Inversement, la sortie provenant du collecteur de Q2 est d'à peu près zéro volt, ce qui entraîne la mise à l'état passant de Q6 et évacue la charge de la grille de S2 et le met à l'état bloqué. Dans le Mode 2, VA est inférieure à Vout (c'est-à- dire que VA z 0 volt) et, donc, Vsense = VA t 0 volt. Cela se traduit par la polarisation en inverse du transistor Q1 et par la polarisation en direct de Q2. La sortie provenant du collecteur de Q2 est donc une tension positive qui entraîne la mise à l'état passant de Q5 et la mise à l'état bloqué de Q6. Par conséquent, la tension à la grille de S2 s'élève à environ Vzz et S2 devient passant. Inversement, la sortie provenant de l'émetteur de Q1 est d'environ zéro volt, ce qui entraîne la mise à l'état passant de Q4 et évacue la charge de la grille de Si et le met à l'état bloqué. Ainsi, la commande de S1 et de S2 est une fonction de la tension VL aux bornes de la bobine L, c'est-à- dire que, lorsque VL est positive, S1 est polarisé en direct (la tension de la grille de S1 est positive par rapport à celle de sa source) et S2 est polarisé en inverse (la tension de la grille de S2 est basse par rapport à celle de sa source). Lorsque VL est négative, d'autre part, Si est polarisé en inverse et S2 est polarisé en direct. Avantageusement, les grilles des transistors sont "auto-commandées" en détectant les états dans le circuit secondaire 30, à savoir la tension de bobine, VL. Ainsi, il n'y a pas besoin d'opto-isolateurs lents, imprévisibles et coûteux ou d'enroulements supplémentaires dans le transformateur 12. De plus, l'utilisation efficace de composants discrets évite le besoin de comparateurs de type à circuit intégré coûteux. On note que la diode D1 limite avantageusement la tension à Vsense à une chute de tension de diode au- dessus de Vout, ce qui limite également la tension entrée vers Q1 et Q2. Ainsi, le circuit est à l'abri d'une oscillation inverse aux valeurs de crête de VA parce que ces valeurs de crête ne sont pas réinjectées dans le circuit de la présente invention. De plus, en limitant les excursions maximales de Vsense à environ Vout, les transistors sont à l'état bloqué lorsque Vout est en sous-tension (c'est-à-dire lorsque Vout est inférieure à 1) assurant, de ce fait, des caractéristiques de démarrage améliorées du convertisseur. On note que Dl permet une chute de tension de diode supplémentaire de la tension de commande pour commander Q1-Q6 (c'est-àdire que Vsense = Vout + VfDl). Néanmoins, si Vout est conçue pour être une sortie très basse qui ne permettrait pas une tension de commande correcte vers Q1-Q6, alors, la cathode de la diode D1 peut être connectée à Vzz. Ainsi, une tension plus élevée serait obtenue pour commander Q1-Q6 (c'est-à-dire que Vsense = VZz + VfD). Les condensateurs C1 et C2 sont utilisés pour introduire des temps de retard respectifs dans les circuits de Q1 et Q2 afin de prévoir un temps mort nécessaire. La raison du temps mort est la suivante: les signaux de grille du redresseur synchrone doivent être synchronisés aussi proches que possible des transitions de VL (c'est-à-dire, les points de passage par zéro). Si les grilles respectives sont commandées trop longtemps (c'est-à-dire, commandées tôt, cessent d'être commandées tard), une suroscillation ou une oscillation de courant due à la conduction croisée entre Si et S2 peut se produire. Si les grilles respectives sont commandées trop tard ou cessent d'être commandées trop tôt, la diode antiparallèle des transistors MOS à effet de champs de puissance conduira, donnant des pertes de conduction plus élevées tandis qu'elle conduit et des effets de recouvrement inverse lorsqu'elle est bloquée alors que la tension bascule vers la polarité opposée. Ainsi, pour éviter une conduction croisée, lorsque VA est supérieure à Vout, le transistor S1 devient passant après un temps mort et le transistor S2 devient bloqué. Inversement, lorsque VA est inférieure à Vout, le transistor S1 devient bloqué et le transistor S2 devient passant après un temps mort. Avantageusement, la durée du temps mort peut être prédéterminée pour permettre des configurations comportant différents types de transistors MOS à effet de champs de puissance. La résistance R8, le condensateur C3 et la diode D2 servent comme source de puissance de commande ou comme source auxiliaire d'alimentation continue. Alternativement, Vout peut être utilisée comme Vzz si Vout est suffisamment élevée pour fournir une tension de commande suffisante aux grilles de S1 et de S2 pour réduire leur résistance directe (c'est-àdire, pour améliorer totalement les transistors S! et S2). R8 sert comme résistance de limitation pour charger C3. C3 fournit le courant au circuit et maintient Vzz selon la tension d'avalanche VD2 de la diode Zener D2. Si VA est supérieure à VD2, alors, Vzz est à peu près égale à la tension d'avalanche de la diode Zener D2. D'autre part, si VA est inférieure à VD2, alors, Vzz est à peu près égale à la valeur de crête de VA. Avantageusement, la fourniture de Vzz permet de commander les transistors MOS à effet de champs de puissance avec une tension suffisamment élevée pour améliorer totalement les dispositifs et abaisser leurs résistances directes. Cela diminue le besoin d'un enroulement supplémentaire sur le transformateur ou d'une alimentation supplémentaire. La figure 6 montre un autre mode de réalisation 40' du comparateur 40 de la figure 5. Dans le mode de réalisation de la figure 6, des transistors à effet de champs Q7-Qll sont utilisés à la place des transistors bipolaires Q1-Q6 de la figure 5. Le fonctionnement de ce mode de réalisation est essentiellement identique à celui du mode de réalisation de la figure 5. Plus spécifiquement, lorsque VA est supérieure à Vout, une haute tension est entrée à la grille de S1 et une basse tension est entrée à la grille de S2. Inversement, lorsque VA est inférieure à Vout, une tension faible est appliquée à la grille de S1 et une tension élevée est appliquée à la grille de S2. Bien que la présente invention ait été décrite par rapport à des modes de réalisation particuliers de celle-ci, de nombreuses autres variations et modifications et de nombreuses autres utilisations deviendront évidentes pour les spécialistes dans l'art. Il est préférable, donc, que la présente invention ne soit pas limitée par cette présentation spécifique. REVENDICATIONS 1. Convertisseur de puissance à commutation en aval isolé, comprenant: un circuit de côté primaire (20) couplé à un enroulement primaire (11) d'un transformateur d'isolement (12); et un circuit de côté secondaire (30) couplé à un enroulement secondaire (14) du transformateur d'isolement (12), le circuit de côté secondaire (30) comprenant: une bobine de sortie (L) couplée en série avec l'enroulement secondaire (14) à un premier noeud et couplée à un second noeud à un condensateur de sortie (C) aux bornes duquel une tension de sortie (VO) est prise; un premier transistor MOS couplé en série avec l'enroulement secondaire (14) et la bobine de sortie (L); un second transistor MOS couplé en dérivation depuis le premier noeud vers la masse; et un circuit de commande de redresseur synchrone (10) couplé aux premier et second transistors MOS, le circuit de redressement synchrone détectant la tension aux bornes de la bobine de sortie (L) et polarisant alternativement les premier et second transistors en direct et en inverse en réponse à celle-ci. 2. Convertisseur de puissance à commutation en aval isolé selon la revendication 1, caractérisé en ce que la valeur de crête de la tension de bobine (VL) détectée est limitée à la tension de sortie (VO)- 3. Convertisseur de puissance à commutation en aval isolé selon la revendication 2, caractérisé en ce que une première borne d'une résistance est couplée au premier noeud, la cathode d'une diode est couplée au second noeud, l'anode de la diode est couplée à l'autre borne de la résistance à un troisième noeud et la tension de bobine (VL) détectée est obtenue à partir du troisième noeud. 4. Convertisseur de puissance à commutation en aval isolé selon la revendication 1, caractérisé en ce que le circuit secondaire (30) comprend, de plus, une source auxiliaire de tension continue, la source auxiliaire de tension continue étant prise aux bornes d'une diode Zener (D2), la diode Zener (D2) couplée au premier noeud par une diode de blocage et une résistance de limitation de courant (R8). 5. Convertisseur de puissance à commutation en aval isolé selon la revendication 4, caractérisé en ce que la valeur de crête de la tension de bobine (VL) détectée est limitée à la source auxiliaire de tension continue. 6. Convertisseur de puissance à commutation en aval isolé selon la revendication 5, caractérisé en ce que une première borne d'une résistance est couplée au premier noeud, la cathode d'une diode est couplée à la source auxiliaire de tension continue, l'anode de la diode est couplée à l'autre borne de la résistance à un troisième noeud et la tension de bobine (VL) détectée est obtenue à partir du troisième noeud. 7. Convertisseur de puissance à commutation en aval isolé selon la revendication 1, caractérisé en ce que la tension détectée est couplée à un circuit de détection non-inverseur et à un circuit de détection inverseur. 8. Convertisseur de puissance à commutation en aval isolé selon la revendication 7, caractérisé en ce que le circuit de détection non-inverseur comprend un amplificateur non-inverseur couplé à un premier circuit de commande; le premier circuit de commande est couplé à la grille du premier transistor; le circuit de détection inverseur comprend un amplificateur inverseur couplé à un second circuit de commande; et le second circuit de commande est couplé à la grille du second transistor. 9. Convertisseur de puissance à commutation en aval isolé selon la revendication 8, caractérisé en ce que l'amplificateur non- inverseur comprend un transistor bipolaire connecté selon une configuration d'émetteur-suiveur; le premier circuit de commande comprend deux transistors push-pull bipolaires; l'amplificateur inverseur comprend un transistor bipolaire; et le second circuit de commande comprend deux transistors push-pull bipolaires. 10. Convertisseur de puissance à commutation en aval isolé selon la revendication 8, caractérisé en ce que l'amplificateur non-inverseur comprend un transistor MOS; le premier circuit de commande comprend deux transistors MOS push-pull; l'amplificateur inverseur comprend un transistor MOS; et le second circuit de commande comprend deux transistors MOS push-pull.