Brevet FR2759823A1 — publié le 19980821

ADAPTATION D'IMPÉDANCE POUR UN AMPLIFICATEUR DE PUISSANCE À DOUBLE BANDE Cette invention concerne, de façon globale, les systèmes de communication à double bande et plus particulièrement, les circuits d'adaptation d'impédance pour un amplificateur de puissance dans un émetteur à double bande. Un émetteur en double mode peut fonctionner à l'aide de deux systèmes différents. Par exemple, un émetteur AM/FM en double mode peut émettre des signaux modulés, à la fois, en amplitude et en fréquence. Pour les radiotéléphones, un émetteur à double bande peut fonctionner à l'aide de deux systèmes différents de téléphone cellulaire. Par exemple, un radiotéléphone GSM/DCS à double bande peut utiliser le15 Système par Satellite pour Communications Mobiles (GSM), fonctionnant à 900 MHz, et le Système de Communications Numériques (DCS) qui est similaire au GSM à l'exception du fait qu'il fonctionne à 1.800 MHz. Dans un quelconque radiotéléphone, l'amplificateur de puissance dans l'étage final de l'émetteur doit être accordé en impédance avec l'antenne. De plus, les harmoniques de la bande de fréquences d'émission doivent être supprimées afin de réduire les interférences avec d'autres systèmes de communication fonctionnant sur les fréquences d'harmoniques. Avec un émetteur GSM/DCS à double bande, il est difficile de supprimer les premières harmoniques à 1.800 MHz lors de transmissions GSM à 900 MHz et de laisser passer encore le signal à 1. 800 MHz lors de transmissions DCS. De même, l'impédance de sortie d'un30 amplificateur de puissance de radiotéléphone doit être adapté à l'antenne de telle façon que l'impédance à la sortie de l'amplificateur soit l'impédance optimale pour une amplification de puissance efficace. 2 2759823 Ainsi, il existe un besoin pour un amplificateur de puissance à double bande pouvant supprimer les fréquences d'harmoniques lors d'un premier mode de transmission et pouvant faire passer de même, de façon correcte, des5 signaux lors d'un second mode de transmission, même lorsque les signaux de la seconde transmission se trouvent sur ou proches d'une fréquence d'harmonique du premier mode de transmission. Il existe, de même, un besoin pour un amplificateur de puissance à double mode avec un nombre10 limité de parties et un faible courant de drain. Sur les dessins: la Figure 1 illustre un schéma d'un système de communication possédant des circuits d'adaptation selon un mode de mise en oeuvre préféré; la Figure 2 illustre un schéma d'un circuit d'adaptation d'excitateur selon le mode de mise en oeuvre préféré; la Figure 3 illustre un schéma de l'amplificateur de puissance à deux étages selon le mode de mise en oeuvre préféré; la Figure 4 illustre un schéma du circuit d'adaptation de filtre d'harmoniques selon le mode de mise en oeuvre préféré; la Figure 5 illustre un graphe d'un signal d'affaiblissement d'adaptation et d'un signal d'atténuation à la sortie du circuit d'adaptation de filtre d'harmoniques dans le mode GSM selon le mode de mise en oeuvre préféré; et la Figure 6 illustre un graphe d'un signal d'affaiblissement d'adaptation et d'un signal d'atténuation 3 2759823 à la sortie du circuit d'adaptation de filtre d'harmoniques dans le mode DCS selon le mode de mise en oeuvre préféré. Trois circuits d'adaptation permettent à un modulateur, un amplificateur de puissance et une antenne d'un émetteur de radiotéléphone d'amplifier et d'émettre de façon efficace des signaux selon plus d'une bande de fréquences tout en supprimant les harmoniques de premier, de second ordre et au-delà. Un circuit d'adaptation d'excitateur accorde l'impédance à la sortie du modulateur10 avec celle à l'entrée de l'amplificateur de puissance pour chacun des modes d'un émetteur à double bande. Un circuit d'adaptation d'étage intermédiaire possède un commutateur pour adapter les impédances entre un premier étage et un second étage d'un amplificateur de puissance lors d'un15 fonctionnement sur différentes bandes. Finalement, un circuit d'adaptation de filtre d'harmoniques utilise un commutateur pour accorder les impédances et pour régler la bande passante de filtre d'un filtre et d'un circuit d'adaptation combinés dans différents modes de20 fonctionnement. La Figure 1 illustre un schéma d'un système de communication 100 possédant des circuits d'adaptation 125, 134, 140 selon un mode de mise en oeuvre préféré. Le système de communication 100 illustré est un système de communication cellulaire muni d'un radiotéléphone à combiné 101 et d'un émetteur/récepteur de poste de base 190; cependant, on pourrait substituer un système de communication différent comme un modulateur/démodulateur (MODEM), un système de récepteur d'appel et un système radio à deux accès. Le radiotéléphone à combiné 101 est un radiotéléphone GSM/DCS à double bande; cependant, d'autres modes de transmission avec des schémas constants de modulation par enveloppe peuvent être substitués soit au mode GSM, soit au mode DCS ou à chacun des deux. D'autres35 systèmes de communication à modulation constante par 4 2759823 enveloppe comprennent le Service de Téléphone Mobile Avancé (AMPS) et le Système cellulaire Européen à Accès Total (ETACS) qui utilisent une modulation de fréquence (FM), et le Système de Communication Personnelle (PCS) 1900 qui utilise le Codage Gaussien à Décalage Minimum (GMSK) comme le font le Système par Satellite pour Communications Mobiles (GSM) et le Système de Communications Numériques (DCS). Des modes de transmission peuvent être ajoutés, de même, afin de créer un radiotéléphone à trois ou quatre modes. Le radiotéléphone à combiné 101 comprend un microphone 105 pour la capture de signaux audio. Dans un émetteur à double bande 110, les signaux audio sont codés à l'aide d'un codeur de la parole 115 et sont envoyés à un modulateur 120. Selon le mode d'utilisation, le modulateur mélange les signaux codés à 900 MHz dans le cas du GSM ou à 1.800 MHz dans le cas du DCS. Un circuit d'adaptation d'excitateur 125 comprend un transistor à jonction bipolaire (BJT) et accorde l'impédance d'environ 50 Q à la20 sortie du transistor à jonction bipolaire (BJT) à une impédance d'environ 7 à l'entrée de l'amplificateur de puissance 130 pour les bandes de fréquences en question qui sont soit à 900 MHz, soit à 1.800 MHz selon le mode utilisé. L'amplificateur de puissance 130 est, de25 préférence, un amplificateur à deux étages à transistor à effet de champ (FET) à arséniure de gallium (GaAs) avec un premier étage 132 et un second étage 136. Cependant, d'autres types de dispositif comme des transistors à jonction bipolaire (BJT) de silicium ou des transistors à30 effet de champ (FETs) de silicium pourraient être substitués aux transistors à effet de champ (FET) à arséniure de gallium (GaAs). Entre les deux étages, se trouve un circuit d'adaptation d'étage intermédiaire 134 qui optimise l'adaptation d'impédance soit à 900 MHz, soit35 à 1.800 MHz selon le mode utilisé. A la sortie de 2759823 l'amplificateur de puissance 130 qui possède une impédance d'environ 8 à 10 et qui varie parfois selon le mode d'émetteur utilisé, un circuit d'adaptation de filtre d'harmoniques 140 adapte le signal sortant à l'antenne 1555 d'environ 50 Q sur la bande de fréquences en question et élimine par filtrage les harmoniques de premier, de second ordre et audelà du signal. Les impédances adaptées, présentes à l'entrée de l'amplificateur de puissance et à la sortie de l'amplificateur de puissance par le circuit10 d'adaptation d'excitateur 125 et le circuit d'adaptation de filtre d'harmoniques 140 déterminent l'efficacité de l'amplificateur de puissance. Le signal émis est reçu par un émetteur/récepteur de poste de base 190 comme un poste de base cellulaire GSM via une antenne 195. Un poste de base DCS est compatible, de même, avec le radiotéléphone à combiné 101 GSM/DCS et d'autres émetteurs/récepteurs seraient compatibles avec des radiotéléphones PCS, AMPS et ETACS à double mode. Des signaux de l'émetteur/récepteur de poste de base 190 sont20 émis par l'antenne 195 du poste de base et sont reçus par l'antenne 155 du radiotéléphone à combiné 101. Un duplexeur dans le radiotéléphone à combiné 101 commande le mode d'émission ou de réception des signaux par l'antenne 155. Les signaux reçus sont envoyés, via le duplexeur, 150 au25 récepteur 160. Dans le récepteur 160, un récepteur de fréquence radio (R.F. ) 165 prépare le signal pour la démodulation, un démodulateur 170 démodule le signal et un décodeur de la parole 175 décode le signal démodulé dans un format audio pour une écoute dans un haut-parleur 180. La Figure 2 illustre un schéma du circuit d'adaptation d'excitateur 125 selon le mode de mise en oeuvre préféré. Lorsqu'un signal GSM à 900 MHz sort du modulateur 120 (illustré sur la Figure 1), certains composants du circuit d'adaptation d'excitateur 12535 dominent la réponse d'impédance afin de favoriser une 6 2759823 adaptation à l'amplificateur de puissance (illustré sur la Figure 1) à 900 MHz tout en rejetant d'autres fréquences. De la même façon, lorsqu'un signal DCS à 1.800 MHz provient du modulateur 120, différents composants dominent la5 réponse en impédance du circuit d'adaptation d'excitateur afin de créer une bonne adaptation à 1.800 MHz tout en provoquant une faible adaptation à d'autres fréquences. Le modulateur 120 est isolé de l'amplificateur de puissance 130 (illustré sur la Figure 1) à l'aide d'un tampon résistant possédant une résistance 205 et une résistance 207. Un condensateur de 1 pF 215 est raccordé, de même, de la masse à la base d'un BJT 210. Le BJT 210 est utilisé pour amplifier et transformer l'impédance d'un signal modulé avant l'entrée du signal dans l'amplificateur15 de puissance 130 (illustré sur la Figure 1). La sortie du BJT 210 est à environ 50 Q. Une ligne de transmission en quart d'onde 220 est raccordée du collecteur du BJT 210 à une source de tension constante VB2. Cette ligne de transmission en quart d'onde 220 sert de moyen d'induction20 lorsque le signal modulé est à 900 MHz et sert de circuit ouvert lorsque le signal modulé est à 1.800 MHz. Un condensateur de 68 pF 225 est monté entre la source de tension constante VB2 et la masse et une résistance 227 est montée en parallèle avec la ligne de transmission en quart25 d'onde 220. La résistance 227 stabilise le transistor à jonction bipolaire (BJT) en constituant une terminaison résistante lorsque la ligne de transmission en quart d'onde 220 sert de circuit ouvert. Un condensateur de 4,7 pF 230 est raccordé, de même, au collecteur du BJT 210, fonctionnant comme un élément de blocage D.C. et comme élément de transformation d'impédance à 900 MHz. Deux lignes de transmission 240, 250 raccordent le signal du condensateur 230 à la sortie du circuit d'adaptation d'excitateur 125 qui se raccorde à l'amplificateur de35 puissance 130 (illustré sur la Figure 1). Entre les deux lignes de transmission 240, 250 se trouve un condensateur de 1,5 pF 245 à la masse. En fonctionnement, lorsqu'un signal modulé GSM à 900 MHz passe par l'entrée du circuit d'adaptation d'excitateur 125, l'inductance de la ligne de transmission en quart d'onde 220 et du condensateur de 4,7 pF 230 domine l'impédance du circuit d'adaptation d'excitateur 125 afin de créer une bonne adaptation à 900 MHz sur une impédance d'entrée d'environ 7 Q de l'amplificateur de puissance 13010 (illustré sur la Figure 1). Les autres éléments du circuit d'adaptation d'excitateur 125 ont un effet négligeable sur l'impédance de la bande de fréquence à 1.800 MHz. En d'autres termes, l'inductance de la ligne de transmission en quart d'onde 220 et du condensateur de 4,7 pF 230 agit15 comme un filtre passe-haut qui transforme, de même, les signaux de plus basses fréquences. Lorsqu'un signal modulé DCS à 1.800 MHz pénètre dans le circuit d'adaptation d'excitateur 125, la ligne de transmission en quart d'onde 220 est ouverte et20 l'inductance des lignes de transmission 240, 250 et du condensateur de 1,5 pF 245 dominent l'impédance du circuit d'adaptation d'excitateur 125 afin de créer une bonne adaptation à 1.800 MHz avec l'impédance d'entrée d'environ 7 Q de l'amplificateur de puissance 130 (illustré sur la Figure 1). Dans ce cas, la ligne de transmission en quart d'onde 220 et le condensateur de 4,7 pF 230 ont un effet négligeable sur l'impédance dans la bande de fréquence à 900 MHz. L'inductance des lignes de transmission 240, 250 et du condensateur de 1,5 pF 245 agit comme un filtre passe-bas qui transforme, de même, les signaux de plus hautes fréquences. S La Figure 3 illustre un schéma de l'amplificateur de puissance 130 selon le mode de mise en oeuvre préféré. Un circuit d'adaptation d'étage intermédiaire 134 adapte les impédances entre le premier étage 132 et le second étage5 136 de l'amplificateur de puissance 130. Le circuit d'adaptation d'étage intermédiaire 134 optimise les impédances à 900 MHz ou à 1.800 MHz selon le mode d'émission utilisé. Deux transistors à effet de champ à semi-conducteur de métal (MESFETs) sont utilisés comme étages d'amplificateur de puissance 132, 136 dans l'amplificateur de puissance 130. Des options aux transistors à effet de champ à semi-conducteur de métal (MESFETs) comprennent des transistors à jonction bipolaire (BJT) de silicium, des15 MOSFETs de silicium et des transistors bipolaires à hétérojonction (HBTs). Entre les deux étages 132, 136 se trouve un condensateur de 15 pF 325 et sur la source du premier étage 132 se trouve un petit bobinage d'induction de 3 nH 335 qui est raccordé à une source de tension VB3.20 Les deux étages 132, 136, le petit bobinage d'induction de 3 nH 335 et le condensateur de 15 pF 325 sont intégrés dans un composant 310. A l'extérieur du composant 310, un condensateur de 2,7 pF 340 est monté entre le petit bobinage d'induction de 3 nH 335 et la source de tension25 VB3. Un condensateur de 1000 pF 350 est raccordé, de même, à la source de tension VB3, une diode 370 étant montée entre le condensateur de 1000 pF 350 et la masse. Une résistance de 1,5 kQ 360 munie d'un noeud d'entrée 365 est montée entre le condensateur de 1000 pF 350 et la diode30 370. Lorsqu'une source de tension raccordée au noeud d'entrée 365, la diode 370 devient passante et le condensateur de 1000 pF 350 domine l'impédance du circuit d'adaptation d'étage intermédiaire 134. Les valeurs de35 capacitance sont calculées de telle façon que les signaux 9 2759823 GSM à 900 MHz du premier étage 132 de l'amplificateur de puissance 130 soient accordés au second étage de l'amplificateur de puissance 130 (illustré sur la Figure 1) lorsque le noeud d'entrée 365 est raccordé à une source de5 tension positive de 2,7 V. Lorsqu'une source de tension nulle, négative ou flottante est raccordée au noeud d'entrée 365, le condensateur de 2,7 pF 340 et le petit bobinage d'induction de 3 nH 335 ainsi que le condensateur de 1000 pF 350 dominent l'impédance du circuit d'adaptation10 d'étage intermédiaire 134 qui accorde alors les signaux DCS à 1.800 MHz avec le second étage 136 de l'amplificateur de puissance 130 (illustré sur la Figure 1). Alors, la source de tension appliquée au noeud d'entrée 365 est une tension de sélection de mode GSM/DCS. Une tension est appliquée au15 noeud d'entrée 365 lorsque le radiotéléphone à combiné 101 est dans le mode GSM et une tension n'est pas appliquée au noeud d'entrée 365 lorsque le radiotéléphone à combiné 101 est dans le mode DCS. La Figure 4 illustre un schéma du circuit d'adaptation de filtre d'harmoniques 140 selon le mode de mise en oeuvre préféré. Le circuit d'adaptation de filtre d'harmoniques 140 utilise, à la fois, l'adaptation d'impédance et le filtrage passe-bas pour faire passer les signaux à 900 MHz et pour arrêter les signaux à 1.800 MHz, 25 à 2.700 MHZ, à 3.600 MHz et à des harmoniques de plus haut ordre lors d'émissions en mode GSM tout en faisant passer les signaux à 1.800 MHz et en arrêtant les signaux à 2.700 MHZ, à 3. 600 MHz et à des harmoniques de plus haut ordre lors d'émissions en mode DCS. La sortie de l'amplificateur de puissance 130 (illustré sur la Figure 1) est raccordée, via une première ligne de transmission 410, à une source de tension VB4. La première ligne de transmission 410 est, de préférence, une ligne de transmission en demi-onde à 2.700 MHz. Un 2759823 condensateur de 100 pF 412 est raccordé, de même, à la source de tension VB4. Un ensemble de lignes de transmission 420, 430, 440, 450 sont raccordées en série à la sortie de l'amplificateur de puissance 130. Aux extrémités de chaque ligne de transmission se trouve une connexion à partir d'un condensateur d'environ 3 pF 422, 442, 452, 482 via une diode 415, 425, 435, 445 à la masse. La capacitance de chaque diode 415, 425, 435, 445 lorsque la diode est10 bloquée ajoute une capacitance fixe en parallèle aux condensateurs commutés 422, 442, 452, 482. Un condensateur additionnel de 1,8 pF 432 est monté en parallèle avec la paire de premier condensateur 422 et de diode 415. Cette structure peut être décrite comme une cascade de quatre sections d'adaptation passe-bas. Les réactances des trois premières sections comprenant les lignes de transmission 420, 430, 4'40 peuvent être commutées à l'aide des diodes 415, 425, 435, 445. Entre chaque paire de capacitance et de diode se trouve une résistance de 1,5 kQ20 416, 426, 436, 446 raccordées au noeud 465 qui commande la commutation des trois premières sections. Un condensateur de 100 pF 434 raccorde le noeud 465 et la masse. Des condensateurs additionnels de 1 pF ou moins 462, 472, 492, 414, 424 assurent une atténuation des fréquences de 2. 700 MHz, de 3.600 MHz et d'harmoniques de haut ordre des signaux GSM à 900 MHz et DCS à 1.800 MHz. La réactance de la section finale comprenant la ligne de transmission 450 est fixée. Cette section finale supprime les harmoniques à 3.600 MHz générées par les diodes 415, 425, 435, 445 lorsqu'elles sont bloquées. Lorsqu'une source de tension positive de 2,7 V est appliquée au noeud 465, les diodes 415, 425, 435, 445 deviennent passantes et les condensateurs d'environ 3 pF 422, 442, 452, 482 et l'inductance inhérente dans les Il 2759823 diodes 415, 425, 435, 445 filtrent les signaux à 1.800 MHz. Alors, la tension de sélection de mode GSM/DCS utilisée pour le circuit d'adaptation d'étage intermédiaire 134 (illustré sur la Figure 3) peut être utilisée, de même, pour commander le fonctionnement du circuit d'adaptation de filtre d'harmoniques 140. On applique une tension positive au noeud 465 lorsque le radiotéléphone à combiné 101 est dans le mode GSM et on applique une tension négative, nulle ou flottante au noeud 465 lorsque le radiotéléphone à10 combiné 101 est dans le mode DCS. Le fonctionnement du circuit d'adaptation de filtre d'harmoniques 140 assure un adaptation d'impédance à 900 MHz lorsque le mode GSM est sélectionné, via le noeud 465, avec une atténuation de signal pour les fréquences d'harmoniques de 1.800 MHz,15 2.700 MHz et 3. 600 MHz ainsi pour d'autres fréquences d'harmoniques de haut ordre. Lorsque le mode DCS est sélectionné, le filtre d'harmoniques accorde cependant à 1.800 MHz et assure une atténuation du signal à partir de 2.700 MHz ainsi qu'à 3.600 MHz et d'autres harmoniques de plus haut ordre. La Figure 5 illustre un graphe d'un signal d'affaiblissement d'adaptation 540 et d'un signal d'atténuation 550 à la sortie du circuit d'adaptation de filtre d'harmoniques 140 (illustré sur la Figure 1) dans le25 mode GSM selon le mode de mise en oeuvre préféré. L'axe X 510 du graphe désigne la fréquence en MHz tandis l'axe Y 520 du graphe désigne une atténuation en dB. Le signal d'affaiblissement d'adaptation 540 présente une atténuation importante pour un signal de perte de retour à 900 MHz, ce30 qui indique une bonne adaptation d'impédance dans la bande de fréquences GSM à 900 MHz. De même, à 900 MHz, le signal d'atténuation 550 est proche de 0 dB, ce qui fait passer le signal à 900 MHz à pleine puissance. Parallèlement, à 1.800 MHz, 2.700 MHz et 3.600 MHz, le signal d'atténuation 12 2759823 550 faiblit pour amortir les harmoniques du signal à 900 MHz. La Figure 6 illustre un graphe d'un signal d'affaiblissement d'adaptation 640 et d'un signal d'atténuation 650 à la sortie du circuit d'adaptation de filtre d'harmoniques 140 (illustré sur la Figure 1) dans le mode DCS selon le mode de mise en oeuvre préféré. L'axe X 610 du graphe désigne la fréquence en MHz tandis que l'axe Y 620 désigne une atténuation en dB. Le signal d'affaiblissement d'adaptation 640 présente une atténuation notable pour le signal de perte de retour à 1.800 MHZ, ce qui indique une bonne adaptation d'impédance dans la bande de fréquences DCS à 1.800 MHz. De même, à 1.800 MHZ, le signal d'atténuation 650 est proche de 0 dB, ce qui est15 très différent de la caractéristique du signal d'atténuation pour le circuit d'adaptation de filtre d'harmoniques lorsqu'il se trouve dans le mode GSM. Le signal d'atténuation 650 faiblit encore à 2.700 MHz et à 3.600 MHZ afin d'amortir les harmoniques du signal à 1.800 MHz. Selon les systèmes utilisés dans le radiotélephone à combiné 101 à double mode, les valeurs de composant du circuit d'adaptation d'excitateur 125, du circuit d'adaptation d'étage intermédiaire 134 et du circuit25 d'adaptation de filtre d'harmoniques 140 peuvent être réglées pour s'accorder seulement aux bandes de fréquences en question. De même, les lignes de transmission dans les trois circuits d'adaptation peuvent être remplacées par des moyens d'induction afin de réduire la taille ou de30 faciliter la fabrication sur un circuit intégré. Le circuit d'adaptation d'excitateur utilise des caractéristiques d'impédance pour favoriser l'adaptation de la sortie de modulateur et de l'entrée d'amplificateur de puissance d'un émetteur à double mode pour plus d'une bande de fréquences en question. Les caractéristiques d'adaptation dans le circuit d'adaptation d'excitateur varient selon la bande de fréquences du signal d'entrée. Le circuit d'adaptation d'étage intermédiaire 134 utilise un5 commutateur pour ajouter des composants, modifiant les caractéristiques d'adaptation du circuit d'adaptation d'étage intermédiaire 134 entre le premier étage et le second étage de l'amplificateur de puissance à deux étages selon le mode utilisé par l'émetteur à double mode. Le10 circuit d'adaptation de filtre d'harmoniques 140 utilise, de même, des commutateurs pour ajouter des composants afin de modifier la caractéristique d'adaptation et la caractéristique de filtrage du circuit d'adaptation de filtre d'harmoniques entre la sortie de l'amplificateur de15 puissance et l'entrée de l'antenne selon le mode utilisé par l'émetteur à double mode. Ainsi, les trois circuits d'adaptation utilisent très peu de composants additionnels pour assurer une adaptation sur plus d'une bande de fréquences en question et pour20 éliminer par filtrage les harmoniques non désirées pour les émetteurs à double mode selon le mode utilisé. Tandis que des composants spécifiques et des fonctions d'adaptation d'impédance pour un amplificateur de puissance à double bande ont été décrits ci-dessus, l'homme du métier pourra25 utiliser moins ou plus de fonctions dans l'esprit et le cadre de la présente invention. L'invention ne sera limitée que par les revendications annexées. REVENDICATIONS 1. Émetteur à double bande (110) possédant un amplificateur de puissance (130) avec des impédances d'entrée d'amplificateur de puissance et des impédances de5 sortie d'amplificateur de puissance pour un fonctionnement de puissance efficace dans un mode de saturation dans soit une première bande de fréquences, soit une seconde bande de fréquences, émetteur caractérisé par: - un circuit d'adaptation d'excitateur (125), couplé à une entrée de l'amplificateur de puissance (130), pour une adaptation sélective d'une impédance de sortie dans un circuit d'adaptation d'excitateur (125) dans soit la première bande de fréquences, soit la seconde bande de fréquences, avec les impédances d'entrée de l'amplificateur15 de puissance (130); et - un circuit d'adaptation de filtre d'harmoniques (140), couplé à une sortie de l'amplificateur de puissance (130), pour une adaptation sélective des impédances de sortie de l'amplificateur de puissance (130) dans soit la première bande de fréquences, soit la seconde bande de fréquences avec une antenne (155). 2. Émetteur à double bande (110) selon la revendication 1, dans lequel l'amplificateur de puissance (130) est un amplificateur de puissance à deux étages, caractérisé par: - un premier étage (132) présentant des impédances d'entrée de premier étage et des impédances de sortie de premier étage pour un fonctionnement de puissance efficace dans un mode de saturation soit dans la première bande de30 fréquences, soit dans la seconde bande de fréquences; - un second étage (136), couplé au premier étage, présentant des impédances d'entrée de second étage (136) et IS 2759823 des impédances de sortie de second étage (136) pour un fonctionnement de puissance efficace dans un mode de saturation soit dans la première bande de fréquences, soit dans la seconde bande de fréquences; et - un circuit d'adaptation d'étage intermédiaire (134), monté entre le premier étage (132) et le second étage (136), pour une adaptation sélective des impédances de sortie du premier étage soit dans la première bande de fréquences, soit dans la seconde bande de fréquences avec10 les impédances d'entrée du second étage. 3. Émetteur à double bande (110) selon la revendication 2, dans lequel le circuit d'adaptation d'étage intermédiaire (134) est caractérisé par: - un premier condensateur (325) monté entre le premier étage (132) et le second étage (136); - un moyen d'induction (335) monté entre une sortie de premier étage (132) et une source de tension (VB3); - un second condensateur (340) monté entre la sortie de premier étage (132) et la masse; - un troisième condensateur (350) monté entre la source de tension (VB3) et la masse; et - un commutateur (370) pour découpler le troisième condensateur (350) de la source de tension (VB3) lorsque la seconde bande de fréquences est sélectionnée. 4. Émetteur à double bande (110) selon la revendication 1, dans lequel le circuit d'adaptation d'excitateur (125) est caractérisé par: - une première ligne de transmission (220) couplée entre une source de tension (VB2) et une borne de premier transistor (210); Z / 16 2759823 - un premier condensateur (230) monté entre la source de tension (VB2) et une seconde ligne de transmission (240); - un second condensateur (245) monté entre la seconde ligne de transmission (240) et la masse; - une troisième ligne de transmission (250) couplée entre la seconde ligne de transmission (240) et l'amplificateur de puissance (130); la première ligne de transmission (220) et le premier condensateur (230) transformant les fréquences dans la première bande de fréquences et laissant passer les fréquences dans la seconde bande de fréquences, et la seconde ligne de transmission (240), le second condensateur (245) et la troisième ligne de transmission (250) transformant les fréquences dans la seconde bande de fréquences et laissant. passer les fréquences dans la première bande de fréquences. 5. Émetteur à double bande (110) selon la revendication 4, caractérisé en ce que la première ligne de transmission (220) est une ligne de transmission en quart d'onde dans la seconde bande de fréquences. 6. Émetteur à double bande (110) selon la revendication 4, caractérisé, de plus, par: - un circuit résistant (227) parallèle à la première ligne de transmission (220); et - un troisième condensateur (225) monté entre la source de tension (VB2) et la masse. 7. Émetteur à double bande (110) selon la revendication 1, dans lequel le circuit d'adaptation de filtre d'harmoniques (140) est caractérisé par: 17 2759823 - une première section d'adaptation commutable passe- bas possédant un premier bobinage d'induction (420), un premier condensateur (422) et un premier commutateur (415); et - une section fixe d'adaptation passe-bas possédant un bobinage d'induction fixé (410) et un condensateur fixé (412). 8. Émetteur à double bande (110) selon la revendication 7, caractérisé en ce que le premier commutateur (415) est une première diode montée entre le premier condensateur (422) et la masse. 9. Émetteur à double bande (110) selon la revendication 7, caractérisé, de plus, par une seconde section d'adaptation commutable passe-bas montée entre la15 première section d'adaptation commutable passe-bas et la section fixe d'adaptation passe-bas, possédant un second bobinage d'induction (430), un second condensateur (442) et un second commutateur (425). 10. Émetteur à double bande (110) selon la revendication 9, caractérisé en ce que le second commutateur (425) est une seconde diode montée entre le second condensateur (442) et la masse.