Brevet FR2748614A1 — publié le 19971114

L'invention concerne d'une manière générale des circuits oscillateurs et de façon spécifique des oscilla- teurs commandés, basés sur des multivibrateurs. Les oscillateurs commandés par le courant et com- mandés par la tension (ICO et VCO) sont des composants importants dans les structures d'émetteurs et de récep- teurs. Dans le cas des applications à des systèmes de com- munication sans fil portables, les exigences principales pour les oscillateurs VCO/ICO sont les suivantes: une gamme de fréquences de fonctionnement de 1 à 20 GHz, un bruit de phase très faible, et la tension de fonctionnement minimale possible et la consommation de puissance minimale possible. En fonction de la structure, un dispositif de communication peut comporter plusieurs oscillateurs VCO/ICO nécessaires dans différents buts, par exemple pour une conversion de fréquence, une synthèse, une modulation, etc. Leurs performances affectent fortement les performances de l'ensemble de l'unité de communication. Cependant, la demande d'une réalisation de ces oscillateurs avec des technologies basées sur le silicium pose plusieurs pro- blèmes. Ces dernières années, plusieurs projets de recherche ont été axés sur la mise au point de solutions optimales. Deux types principaux d'oscillateurs sont utili- sés en tant que noyaux centraux des oscillateurs VCO/ICO: des oscillateurs sinusoïdaux et des oscillateurs de relaxa- tion. Les oscillateurs sinusoïdaux produisent habituelle- ment les meilleurs paramètres en ce qui concerne la haute fréquence et le faible bruit de phase, mais on ne peut aisément les réaliser la plupart du temps que sur la base de systèmes GaAs. Le passage à des systèmes bipolaires, CMOS ou BiCMOS pose plusieurs problèmes, liés principa- lement au substrat de la pastille, qui est hautement con- ducteur. Cependant, la vitesse de tels systèmes disponibles est un challenge pour les chercheurs étant donné qu'actuellement on atteint des fréquences transitoires de à 40 GHz, une gamme de fréquences transitoires qui était considérée antérieurement comme pouvant être englobée par des matériaux uniquement à base de GaAs. La vitesse des systèmes à base de silicium est actuellement suffisante pour réaliser une communication mobile dans la gamme des fréquences de 1 à 20 Hz, utilisée dans la plupart des pos- tes mobiles et des réseaux LAN sans fil. Un facteur addi- tionnel de guidage dans la conception d'un équipement por- table a toujours été une forte demande de disposer d'une source de tension de fonctionnement aussi basse que possi- ble et une très faible consommation d'énergie. Dans des oscillateurs de type LC, les composants actifs du circuit sont maintenus à l'écart de la gamme de fonctionnement non-linéaire, alors que dans des oscilla- teurs de relaxation le signal sinusoïdal est le résultat de la capacité du circuit à impulsions à commuter suffisamment rapidement à des fréquences très élevées. Plusieurs structures différentes de circuits peu- vent être utilisées pour réaliser des circuits d'oscilla- tion, c'est-à-dire des oscillateurs. L'un des ces circuits est un multivibrateur astable (à fonctionnement libre). La figure 1, annexée à la présente demande, représente un cir- cuit multivibrateur classique à émetteurs couplés, utilisé pour réaliser des oscillateurs commandés par la tension (VCO). Le circuit comprend un couple de transistors Q1 et Q2, entre lesquels est prévue une réaction positive par le fait que le collecteur de chaque transistor est connecté par l'intermédiaire d'un transistor tampon Q3, Q4 pour com- mander la base de l'autre transistor. Les collecteurs de Q1 et Q2 sont connectés par l'intermédiaire de résistances respectives Rcl et Rc2 à un potentiel dans une source de tension d'alimentation 1, et les émetteurs sont connectés respectivement par l'intermédiaire de sources de courant 3 et 4 à un potentiel inférieur dans la source de tension d'alimentation. De façon similaire, les émetteurs des tran- sistors tampons Q3 et Q4 sont connectés par l'intermédiaire de sources de courant 5 et 6 à un potentiel plus faible. En outre, un condensateur C est connecté entre les émetteurs Q1 et Q2. La réaction positive et les circuits résonnants série Rcl-C-Rc2-C formé par les résistances Rcl et Rc2 et le condensateur C amènent la sortie du multivibrateur à osciller continûment entre deux états, une fois que l'oscillation a été déclenchée. Les valeurs des composants du circuit résonnant série RC déterminent la fréquence d'oscillation. On va étudier ci-après de façon plus détaillée le fonctionnement d'un multivibrateur. On suppose qu'initia- lement Q1 et Q3 sont à l'état bloqué (dans un état non conducteur). Lorsque Q1 est bloqué, le collecteur de Q1 et la base de Q2 sont approximativement au même potentiel de tension d'alimentation, et Q2 est conducteur (dans un état conducteur) et le courant d'émetteur de Q2 est I1+I2. Le transistor tampon Q4 est également conducteur et envoie un courant de base à Q2. Lorsque Q2 est conducteur, le courant I1 passe de l'émetteur de Q2 à l'émetteur de Q1 par l'intermédiaire de la capacité C. A cet instant, le courant I1 recharge/décharge la charge du condensateur C, le poten- tiel d'émetteur de Q1 diminuant à une certaine cadence jusqu'à ce que Q1 devienne conducteur lorsque la tension base-émetteur de Q1 dépasse approximativement 0,6 V. Lors- que Q1 devient conducteur, sa tension de collecteur com- mence à diminuer et par conséquent le transistor tampon Q3 commence à passer à l'état bloqué. En raison de la réaction positive fournie par l'intermédiaire de Q4, la tension de base de Q2 diminue également et Q2 passe à l'état bloqué. Lorsque Q2 passe à l'état bloqué, la tension de collecteur de Q2 augmente, ce qui accélère la mise à l'état conducteur de Q3. Lorsque Q3 passe à l'état conducteur, le courant de base de Q1 augmente par l'intermédiaire de la réaction positive. Le courant de base plus intense décharge plus rapidement les capacités parasites du circuit de base de Q1 et par conséquent accélère le passage de Q1 à l'état conducteur. Lorsque Q2 est bloqué et que Q1 est conducteur, le courant U2 est transmis de l'émetteur de Q1 à l'émetteur de Q2 par l'intermédiaire de la capacité C, la tension de l'émetteur commençant à diminuer jusqu'à ce qu'elle amène à nouveau Q2 à passer à l'état conducteur et, par l'intermé- diaire de Q3, Q1, à passer à l'état bloqué. La vitesse (fréquence de résonance maximale) d'un tel circuit multivibrateur dépend principalement des pro- priétés des transistors Q1 et Q2. Les transistors tampons Q3 et Q4 augmentent la vitesse du multivibrateur étant donné qu'ils fournissent un courant de base plus intense, qui décharge à nouveau plus rapidement les capacités para- sites des circuits de base des transistors Q1 et Q2 et par conséquent accélèrent la commutation d'un transistor d'un état à l'autre. La tension d'alimentation la plus faible possible Vcc est obtenue lorsque l'on suppose que les sources de courant 3 et 4 sont idéales, c'est-à-dire qu'aucune suite de tension n'est produite dans ces sources. Le fait de rem- placer les sources de courant idéales par une structure de circuit pratique, tel qu'un miroir de courant, augmente Vcc. En se référant au principe de fonctionnement d'un cir- cuit, on peut dire que soit le miroir de courant Qi-C-4, soit le miroir de courant Q2-C-3 constitue les trajets de courant et que les miroirs de courant produisent un courant stable dans le condensateur de référence C, ceci étant la raison principale pour laquelle on a un bruit de phase ty- piquement faible. Lorsque l'on cherche un nouveau moyen pour accroître la vitesse, on ne peut pas réduire fortement la capacité du condensateur de référence étant donné qu'elle est approximativement égale aux capacités parasites et que par conséquent un agencement commandé du circuit n'est plus possible. Cependant, des vitesses de plus en plus élevées sont actuellement requises et simultanément il est souhai- table de régler à une valeur aussi basse que possible la tension d'alimentation, en particulier dans des dispositifs électroniques utilisant des sources d'alimentation à piles. Réaliser un oscillateur commandé par le courant ou la tension à l'aide d'un circuit multivibrateur requiert l'addition d'une solution de commande appropriée au cir- cuit. Une telle commande doit être aussi simple que pos- sible. Dans le circuit de la figure 1, l'amplitude des impulsions est déterminée par la somme des courants I1+I2, multipliée par la valeur de la résistance de collecteur Rcl ou Rc2 du cycle correspondant. La durée des impulsions est déterminée par la valeur du courant délivré par Il ou par I2, par l'intermédiaire du condensateur de référence C, pendant ses cycles de recharge. Par conséquent la capacité du condensateur de référence C ou du courant la traversant doit être modifiée pour une commande de fréquence. La capacité peut être modifiée lorsqu'on utilise un varactor en tant que condensateur de référence C. Cepen- dant le problème réside dans le fait que les technologies utilisant des varactors ne sont habituellement pas compa- tibles avec par exemple les technologies BiCMOS. Au lieu de cela, on peut utiliser une jonction PN dans la technologie BiCMOS. Mais dans ce cas, dans le circuit de la figure 1, le condensateur fonctionne continûment et modifie la pola- rité de la tension. Dans ce cas un couplage série de deux varactors, en opposition l'une par rapport à l'autre, peut être un type de solution, mais en raison du fonctionnement dans la gamme de tension dans le sens passant de l'une des diodes, il apparait des non-linéarités et le bruit de phase du multivibrateur peut avoir une valeur élevée inadmis- sible. Une autre solution consiste à modifier le courant et, par conséquent, la vitesse de recharge du condensateur. Ce moyen est très efficace pour commander les fréquences des oscillations, mais son inconvénient principal est son impact direct sur les amplitudes des impulsions. Un but de la présente invention est de fournir un nouveau circuit oscillateur commandé par la tension ou par le courant, avec une vitesse supérieure par rapport à celle de circuits de l'art antérieur. Un autre but de la présente invention est de fournir un nouveau circuit oscillateur commandé par la ten- sion ou le courant, avec une commande simple et étendue de fréquences. L'invention concerne un circuit oscillateur com- prenant une source de tension de fonctionnement, un premier composant formant amplificateur non- linéaire comprenant des première et seconde électrodes principales et une électrode de commande, un second composant formant amplificateur non- linéaire comprenant des première et seconde électrodes principales et une électrode de commande, un troisième composant formant amplificateur, dont les électrodes principales sont connectées à l'électrode de commande du premier composant formant ampli- ficateur et au premier potentiel de la source de tension de fonctionnement et dont l'électrode de commande est connec- tée de façon opérationnelle à la première électrode princi- pale du second composant formant amplificateur de manière à réaliser une réaction positive, un quatrième composant formant amplificateur, dont les électrodes principales sont connectées à l'élec- trode de commande du second composant formant amplificateur et au premier potentiel de la source de tension de fonc- tionnement dont l'électrode de commande est connectée de façon opérationnelle à la première électrode principale du premier composant formant amplificateur de manière à four- nir une réaction positive, un composant capacitif connecté entre la seconde électrode principale du premier composant formant amplifi- cateur et la seconde électrode principale du second compo- sant formant amplificateur, des première et seconde résistances, à l'aide desquelles la première électrode principale du premier com- posant formant amplificateur et de façon similaire la pre- mière électrode principale du second composant formant amplificateur sont connectées au premier potentiel de la source de tension de fonctionnement, caractérisé en ce que le circuit comprend un cinquième composant formant amplificateur, dont la première électrode principale est connectée à la seconde électrode principale du premier composant formant amplificateur, la seconde électrode principale du quatrième composant formant amplificateur étant connectée de façon opérationnelle pour commander le cinquième composant for- mant amplificateur de manière à réaliser une réaction posi- tive, un sixième composant formant amplificateur, dont la première électrode principale est connectée à la seconde électrode principale du second composant formant amplifica- teur, la seconde électrode principale du troisième compo- sant formant amplificateur étant connectée de façon opéra- tionnelle de manière à commander le sixième composant for- mant amplificateur de manière à réaliser une réaction posi- tive, une première source de courant commandée, dont la première borne est connectée aux secondes électrodes prin- cipales des cinquième et sixième composants formant ampli- ficateurs et dont la seconde borne est connectée au second potentiel de la source de tension de fonctionnement, la fréquence dudit oscillateur étant commandée au moyen du courant de la première source de courant, des moyens pour délivrer un courant de compensa- tion de manière qu'il traverse la première résistance et de façon similaire la seconde résistance de sorte que le cou- rant total traversant chaque résistance est essentiellement constant et indépendant du courant Il. L'oscillateur de relaxation selon l'invention est basé sur une nouvelle structure de multivibrateur. Le mul- tivibrateur est équipé de cinquième et sixième composants formant amplificateurs fonctionnant en tant que composants abaisseurs actifs. Les composants formant amplificateurs abaisseurs sont connectés selon un couplage croisé du point de vue opérationnel par l'intermédiaire de troisième et quatrième transistors tampons de sorte qu'ils sont amenés à alterner entre un état conducteur et un état non conducteur conformément à l'état des premier et second composants for- mant amplificateurs. Lorsque le second composant formant amplificateur est dans un état non conducteur et que le premier composant formant amplificateur est dans un état conducteur, un cinquième composant formant amplificateur abaisseur, connecté entre la seconde électrode principale du premier composant formant amplificateur et le second potentiel de la tension de fonctionnement, est dans un état non conducteur. Un sixième composant formant amplificateur abaisseur connecté entre la seconde électrode principale du second composant formant amplificateur et le second poten- tiel de tension de fonctionnement est dans un état conduc- teur et abaisse la seconde électrode principale pour l'amener au second potentiel de tension de fonctionnement. Dans ce cas, seul un trajet de courant passe par le premier composant formant amplificateur, le composant capacitif et le sixième composant formant amplificateur. De façon simi- laire, lorsque le premier composant formant amplificateur est dans un état non conducteur et que le second composant formant amplificateur est dans un état conducteur, le sixième composant formant amplificateur abaisseur est dans un état non conducteur et le cinquième composant formant amplificateur abaisseur est dans un état conducteur. Dans ce cas seul un trajet de courant passe par le second compo- sant formant amplificateur, le composant capacitif et le cinquième composant formant amplificateur abaisseur. Au moyen de la technique d'abaissement, on obtient une ampli- tude du signal de sortie deux fois plus élevée dans ce cir- cuit multivibrateur "à double connexion croisée", avec la même tension de fonctionnement par rapport au cas des cir- cuits multivibrateurs de l'art antérieur. Dans l'oscillateur selon l'invention, un circuit de commande est délivré par l'intermédiaire de composants formant amplificateurs abaissés activement et d'une pre- mière source de courant. Une modification du courant de commande provoque une modification de la fréquence de sor- tie de l'oscillateur. Pour rendre l'amplitude du signal de sortie de l'oscillateur indépendante du courant de com- mande, un courant supplémentaire de compensation est envoyé par l'intermédiaire de résistances connectées entre les premier et second composants formant amplificateurs et le premier potentiel de la source de courant. Le courant de compensation est de préférence commandé de façon similaire, mais dans un sens différent du courant de commande de sorte que le courant traversant les résistances est constant. Ce courant de compensation est formé par des septième et hui- tième composants formant amplificateurs, connectés entre la seconde électrode principale des premier et second compo- sants formant amplificateurs et la masse par l'intermé- diaire de la seconde source de courant. Les septième et huitième courants formant amplificateurs sont connectés de manière à entraîner positivement de façon à suivre les états des cinquième et sixième composants formant amplifi- cateurs. Les troisièmes et quatrièmes moyens formant amplificateurs tampons possèdent également de préférence des composants formant amplificateurs abaisseurs correspon- dants, couplés selon un couplage croisé de manière à être commandés positivement pour suivre les états des cinquième et sixième transistors abaisseurs. Ceci augmente fortement la vitesse et le rendement des émetteurs suiveurs formés par les troisième et quatrième composants formant amplificateurs, et fournit une amplitude supérieure et une résistance de sortie plus faible provenant de la source d'alimentation à basse tension par rapport à des solutions de l'art antérieur. D'autres caractéristiques et avantages de la pré- sente invention ressortiront de la description donnée ci- après prise en référence aux dessins annexés, sur les- quels: - la figure 1, dont il a déjà été fait mention, est un schéma de circuit d'un multivibrateur de l'art anté- rieur; - la figure 2 est un schéma de circuit d'un oscillateur selon la présente invention; et - la figure 3 est un schéma de circuit d'une source de courant commandée. La présente invention est applicable à une réduc- tion de la tension de fonctionnement, à un accroissement de la vitesse et à une mise en oeuvre de la commande de la fréquence dans des oscillateurs sur la base des oscilla- teurs qui sont connus en tant que circuits multivibrateurs à émetteurs couplés. Bien que l'oscillateur représenté sur la figure 2 comprenne des transistors bipolaires comme dis- positifs amplificateurs, dans la pratique la solution selon l'invention, du point de vue circuits, peut consister à utiliser n'importe quel type de composants formant amplifi- cateurs non linéaires, tels que des transistors MOS, CMOS, SOI, HEMT et HBT, des tubes à micro-ondes et des tubes à vide. Les noms des électrodes dans ces composants peuvent varier. Les électrodes principales d'un transistor bipo- laire sont un collecteur et un émetteur, une électrode de commande constituant la base. Dans les transistors FET, les électrodes correspondantes sont un drain, une source et une grille. Dans des tubes à vide, les électrodes correspon- dantes sont habituellement désignées sous les noms anode, cathode et grille. Cela signifie que l'expression multivi- brateur à émetteurs couplés, telle qu'elle est utilisée ici, a une signification plus générale, englobant par exemple les expressions multivibrateur à cathodes couplées ou à sources couplées. La figure 2 représente un oscillateur selon la forme de réalisation préférée de l'invention, basé sur un circuit multivibrateur à émetteurs couplés. On va tout d'abord étudier la structure du circuit multivibrateur actuel. Un circuit multivibrateur comprend six transis- tors bipolaires NPN Q1, Q2, Q3, Q4, Q5 et Q6. L'électrode de collecteur du transistor Q1 est connectée par l'intermédiaire d'une résistance Rcl à la tension de fonc- tionnement Vcc, et l'émetteur est connecté au collecteur du transistor Q5. Le collecteur du transistor Q2 est connecté par l'intermédiaire d'une résistance Rc2 à la tension de fonctionnement Vcc et l'émetteur est connecté au collecteur du transistor Q6. Les émetteurs des transistors Q5 et Q6 sont connectés entre eux et par l'intermédiaire d'une source de courant 22 à un potentiel de tension de fonction- nement 0 V. Un condensateur C est connecté entre les tran- sistors Q1 et Q2 et les émetteurs. Une réaction positive est prévue entre les tran- sistors Q1 et Q2 de sorte que le collecteur de Q2 est connecté par l'intermédiaire du transistor tampon Q3 à la base de Q1, et que le collecteur de Q1 est relié par l'intermédiaire du transistor tampon Q4 à la base de Q2. De façon similaire, une réaction positive est prévue entre les transistors Q5 et Q6 de sorte que les signaux provenant des bases des transistors Q1 et Q2 sont appliqués par l'inter- médiaire des transistors tampons respectifs Q3 et Q4 aux bases des transistors abaisseurs respectifs Q6 et Q5. Pour être plus précis, la base de Q3 est connec- tée au collecteur de Q2 et le collecteur de Q3 est connecté à la tension de fonctionnement Vcc. L'émetteur de Q3 est connecté à la base et au collecteur d'un transistor Q9 branché en diode, et à la base du transistor Q1. L'émetteur du transistor Q9 est connecté au collecteur et à la base d'un second transistor Q10 branché en diode. L'émetteur du transistor Q10 est connecté à la base du transistor Q6. De façon similaire, la base de Q4 est connectée au collecteur de Q1 et le collecteur de Q4 est connecté à la tension de fonctionnement Vcc. L'émetteur de Q4 est connecté à la base et au collecteur d'un transistor Qll branché en diode et à la base du transistor Q1. L'émetteur du transistor Qll est connecté au collecteur et à la base d'un second transistor Q12 branché en diode. L'émetteur du transistor Q12 est connecté à la base du transistor Q5. La base de Q1 est connectée au collecteur de Q2 et la base de Q2 est connectée au collecteur de Q1. Les transistors tampons Q3 et Q4 permettent une augmentation des courants de base des transistors Q1, Q2, Q5 et Q6, ce qui conduit à une décharge plus rapide des capacités parasites des électrodes de base et par consé- quent à une vitesse de commutation plus élevée du transis- tor. En outre un transistor abaisseur M1, également un transistor MOS, est connecté en série entre l'émetteur de Q10 et la tension de fonctionnement 0 V. De la même manière un transistor abaisseur M2, un transistor MOS, est connecté entre l'émetteur de Q12 et la tension de fonctionnement 0 V. M1 et M2 sont connectés selon un couplage croisé de manière à être commandés positivement de façon à suivre les états des transistors abaisseurs respectifs Q5 et Q6. De façon plus précise, la base de M1 est connectée à la base de Q5 et la base de M2 est connectée à la base de Q6. Une réaction positive et les circuits résonnants série Rcl-C-Rc2-C formés par les résistances Rcl, Rc2 et le condensateur C, amènent la sortie du multivibrateur (par exemple les émetteurs de Q10 et Q12) à osciller entre deux états une fois que l'oscillation a été déclenchée. La fré- quence de résonance du circuit est réglée par les valeurs des composants Rcl, Rc2 et C. Dans un circuit multivibrateur selon l'invention, les transistors abaisseurs Q5 et Q6 remplacent les sources de courant des circuits multivibrateurs classiques, repré- sentés sur la figure 1. Compte tenu de la connexion croisée des transistors Q5 et Q6, ces derniers sont commandés de façon positive de manière à alterner entre les états conducteur et bloqué, en fonction des états des transistors Q1 et Q2. On suppose par exemple que le transistor Q1 est conducteur et que le transistor Q2 est bloqué. Dans ce cas l'émetteur du transistor Q10 envoie un courant de base à la base du transistor Q4, ce qui rend ce dernier conducteur. A l'état conducteur, le transistor Q4 abaisse la tension d'émetteur de Q2 au potentiel 0 V presque sans chute de tension si la source de courant 22 est considérée comme idéale. Il en résulte que le transistor Q5, dont la base est connectée à l'émetteur de Q12, est bloqué et qu'aucun courant ne traverse Q5. Alors, le circuit multivibrateur comporte uniquement un trajet de courant, c'est-à-dire Rcl- Ql-C-Q6. Le transistor Q5, qui n'est pas conducteur, sépare complètement une borne du condensateur C, du potentiel 0 V. Le transistor Q6, qui est conducteur, connecte l'autre borne du condensateur C au potentiel 0 V presque sans chute de tension, si la source de courant 22 est considérée comme idéale. De façon similaire, dans un autre état d'oscilla- tion, Q1 est bloqué, Q2 est conducteur, Q5 est conducteur et Q6 est bloqué. Dans ce cas, le circuit multivibrateur comporte uniquement un trajet de courant, à savoir Rc2-Q2- C-Q5. Q6, qui est bloqué, sépare complètement une borne du condensateur C vis-à-vis du potentiel 0 V. Le transistor Q5, qui est conducteur, abaisse l'autre borne du condensa- teur C au potentiel 0 v presque sans chute de tension, si la source de courant 22 est considérée comme idéale. De cette manière, une partie aussi élevée que possible de la tension de fonctionnement est prévue aux bornes du conden- sateur. Par conséquent, étant donné que les transistors abaisseurs Q5 et Q6 couplés selon un couplage croisé per- mettent d'éliminer la chute de tension provoquée par des sources de courant dans des circuits multivibrateurs clas- siques, un circuit multivibrateur formé au moyen de la technique d'abaissement à double couplage de connexions croisées selon l'invention fournit un signal de sortie ayant une amplitude deux fois plus élevée pour la même ten- sion de fonctionnement, que dans le cas du circuit clas- sique de la figure 1. En outre, des transistors abaisseurs fournissent une vitesse du circuit très élevée par rapport à des solutions de l'art antérieur. Cependant, dans la pratique, la source de courant 22 est constituée par exemple par un miroir de courant com- mandé par la tension. Dans ce cas, une chute de tension est présente aux bornes du miroir de courant et par conséquent une tension de fonctionnement légèrement supérieure est requise. La fréquence del'oscillateur peut être commandée au moyen de la commande du courant I1 traversant la source de courant 22 (courant traversant le condensateur C). Si la source de courant 22 est constituée par un miroir de cou- rant commandé par la tension, un oscillateur VCO commandé par la tension est prévu. Si la source de courant 22 est constituée par une solution à circuit commandé par le cou- rant, un oscillateur commandé par le courant est prévu. Ces différentes formes de réalisation d'une source de courant 22 sont évidentes pour le spécialiste de la technique. L'oscillateur oscille entre deux états. Dans le premier état, le courant de commande Il suit le trajet Rcl- Ql-C-Q6 jusqu'à la source de courant 22. Dans le second état, le courant de commande Il suit le trajet Rc2-Q2-C-Q5 jusqu'à la source de courant 22. Par conséquent le courant de commande passe également dans les résistances de collec- teurs Rcl et Rc2 et affecte l'amplitude du signal de sortie de l'oscillateur. C'est-à-dire que l'amplitude du signal varie lorsque le courant de commande Il et la fréquence varient. Dans une forme de réalisation de l'invention, l'amplitude du signal de sortie de l'oscillateur est rendue indépendante du courant de commande Il de sorte qu'un cou- rant supplémentaire de compensation Icom est envoyé à tra- vers les résistances Rcl et Rc2. Le courant de compensation Icom est de préférence commandé de la même manière que le courant de commande Il, mais dans une direction différente, de sorte que le courant total traversant les résistances Rcl et Rc2 est constant. A cet effet, le circuit oscilla- teur comprend les transistors Q7 et Q8, est connecté entre les émetteurs respectifs de Q1 et Q2 et le potentiel 0 V de la tension de fonctionnement, par l'intermédiaire d'une seconde source de courant 21. Q7 et Q8 sont connectés de manière à être commandés positivement afin de suivre les états respectivement de Q6 et Q5. De façon plus précise, le collecteur de Q7 est connecté à l'émetteur de Q1, la base est connectée à la base de Q6 et l'émetteur est connecté à la première borne de la source de courant 21. De façon similaire, le collecteur de Q8 est connecté à l'émetteur de Q12, la base est connectée à la base de Q5 et l'émetteur est connecté à la première borne de la source de courant 21. La seconde borne de la source de courant 21 est connec- tée au potentiel 0 V de la tension de fonctionnement. * Le rôle des transistors Q9 à Q12 branchés en diodes est d'éliminer la saturation des transistors Q7 et Q8. Dans le premier état d'oscillation de l'oscilla- teur, le courant de commande Il suit le trajet Rcl-Q1-C-Q6 jusqu'à la source de courant 22. Q7 et Q6 sont tous deux conducteurs simultanément, et par conséquent le courant de compensation Icom suit le trajet Rcl-Ql-Q7 jusqu'à la source de courant 21. De cette manière, un courant constant Il + Icom traverse la résistance Rcl indépendamment de la valeur de Il. La situation est similaire pour le courant traversant la résistance Rc2 dans le second état d'oscilla- tion. Le circuit de la figure 2 a été analysé sur la base de la technologie BiCMOS à 0,8 pm, dans lequel des transistors NPN bipolaires possèdent une fréquence transi- toire FTMAX = 14 GHz. Le courant traversant les transistors est sélectionné de telle sorte qu'il fournit la fréquence transistor FT, le courant étant d'environ 800 pA dans le cas de l'utilisation de cette technologie. Les transistors M1 et M2 possèdent une valeur W = 1,2 pm et un rapport W/L = 100. La fréquence maximale d'oscillation d'environ 2 GHz est obtenue avec la valeur minimale de 0,2 pF du condensa- teur C. L'amplitude est égale à environ 0,4 V et la consom- mation d'énergie est d'environ 16 mW à partir d'une tension de fonctionnement de 4,5 V. La capacité de commande du cir- cuit est 1250 MHz/mA. Le bruit de phase est faible. L'oscillateur est également apte à fonctionner à de basses fréquences, auxquelles il est plus facile d'utiliser des condensateurs externes plus gros C. Pour son fonctionne- ment, le circuit a besoin d'au moins 4,4 V (4 + 0,4 V), parmi lesquels environ 0,4 V sont supposés constituer la tension aux bornes des sources de courant actuelles lorsqu'on utilise des transistors MOS pour produire Il et Icom. La figure 3 représente un mode de réalisation de l'oscillateur VCO dans le circuit de la figure 2. Sur la figure 3, les courants Il et Icom sont délivrés par des miroirs de courant M7 et M8 commandés par un amplificateur différentiel M2-M3-M4-M5. L'amplificateur différentiel est commandé par une unité de commande d'oscillateurs VCO com- mandés par la tension. L'invention peut être réalisée uniquement au moyen de la technique bipolaire. Le circuit oscillateur selon l'invention est par- ticulièrement approprié pour des boucles à verrouillage de phase (PLL) modernes dans des systèmes de communication et des applications des microprocesseurs. Les dessins et la description associée ont été présentés uniquement à titre d'illustration. Des détails de l'invention peuvent être modifiés tout en restant dans le cadre de cette dernière. REVENDICATIONS 1. Circuit oscillateur comprenant une source de tension de fonctionnement (1), un premier composant formant amplificateur non- linéaire (Q1) comprenant des première et seconde électrodes principales et une électrode de commande, un second composant formant amplificateur non- linéaire (Q2) comprenant des première et seconde électrodes principales et une électrode de commande, un troisième composant formant amplificateur (Q3), dont les électrodes principales sont connectées à l'électrode de commande du premier composant formant ampli- ficateur (Q1) et au premier potentiel de la source de ten- sion de fonctionnement (1) et dont l'électrode de commande est connectée de façon opérationnelle à la première élec- trode principale du second composant formant amplificateur (Q2) de manière à réaliser une réaction positive, un quatrième composant formant amplificateur (Q4), dont les électrodes principales sont connectées à l'électrode de commande du second composant formant ampli- ficateur (Q2) et au premier potentiel de la source de ten- sion de fonctionnement (1) dont l'électrode de commande est connectée de façon opérationnelle à la première électrode principale du premier composant formant amplificateur (Q1) de manière à fournir une réaction positive, un composant capacitif (C) connecté entre la seconde électrode principale du premier composant formant amplificateur (Q1) et la seconde électrode principale du second composant formant amplificateur (Q2), des première et seconde résistances (Rcl,Rc2), à l'aide desquelles la première électrode principale du pre- mier composant formant amplificateur (Q1) et de façon simi- laire la première électrode principale du second composant formant amplificateur (Q2) sont connectées au premier potentiel de la source de tension de fonctionnement (1), caractérisé en ce que le circuit comprend un cinquième composant formant amplificateur (Q5), dont la première électrode principale est connectée à la seconde électrode principale du premier composant for- mant amplificateur (Q1), la seconde électrode principale du quatrième composant formant amplificateur (Q4) étant connectée de façon opérationnelle pour commander le cin- quième composant formant amplificateur de manière à réali- ser une réaction positive, un sixième composant formant amplificateur (Q6), dont la première électrode principale est connectée à la seconde électrode principale du second composant formant amplificateur (Q2), la seconde électrode principale du troisième composant formant amplificateur (Q3) étant connectée de façon opérationnelle de manière à commander le sixième composant formant amplificateur de manière à réali- ser une réaction positive, une première source de courant commandée (22), dont la première borne est connectée aux secondes élec- trodes principales des cinquième et sixième composants for- mant amplificateurs (Q5,Q6) et dont la seconde borne est connectée au second potentiel de la source de tension de fonctionnement (1), la fréquence dudit oscillateur étant commandée au moyen du courant (Il) de la première source de courant, des moyens (Q7,Q8,22) pour délivrer un courant de compensation de manière qu'il traverse la première résis- tance (Rcl) et de façon similaire la seconde résistance (Rc2) de sorte que le courant total traversant chaque résistance est essentiellement constant et indépendant du courant(I1). 2. Oscillateur selon la revendication 1, caracté- risé en ce que lesdits moyens comprennent un septième composant formant amplificateur (Q7), dont la première électrode principale est connectée à la seconde électrode principale du premier composant formant amplificateur (Q1) et dont l'électrode de commande est connectée de façon opérationnelle à la seconde électrode principale du troisième composant formant amplificateur (Q3), un huitième composant formant amplificateur (Q8), dont la première électrode principale est connectée à la seconde électrode principale du second composant formant amplificateur (Q2) et dont l'électrode de commande est connectée de façon opérationnelle à la seconde électrode principale du quatrième composant formant amplificateur (Q4), une seconde source de courant commandée, dont la première borne est connectée aux secondes électrodes prin- cipales des septième et huitième composants formant ampli- ficateurs (Q7,Q8) et dont la seconde borne est connectée au second potentiel de la source de tension de fonctionnement (1). 3. Oscillateur selon la revendication 2, caracté- risé en ce que la seconde source de courant peut être com- mandée de telle sorte que la somme du courant de compensa- tion de la seconde source de courant et du courant de com- mande de la première source de courant est essentiellement constante. 4. Oscillateur selon les revendications 1, 2 ou 3, caractérisé en ce qu'il comprend un neuvième composant formant amplificateur (Q9) branché en diode, dont la première électrode principale et l'électrode de commande sont connectées à l'électrode de commande du premier composant formant amplificateur (Q1) et à la seconde électrode principale du troisième composant formant amplificateur (Q3), un dixième composant formant amplificateur (Q10) branché en diode, dont la première électrode principale et l'électrode de commande sont connectées à la seconde élec- trode principale du neuvième composant formant amplifica- teur (Q9) et dont la seconde électrode principale est connectée aux électrodes de commande du sixième composant formant amplificateur (Q6) et du septième composant formant amplificateur (Q7), un onzième composant formant amplificateur (Qll) branché en diode, dont l'électrode principale et l'électrode de commande sont connectées à l'électrode de commande du second composant formant amplificateur (Q2) et à la seconde électrode principale du quatrième composant formant amplificateur (Q4), un douzième composant formant amplificateur (Q12) branché en diode, dont la première électrode principale et l'électrode de commande sont connectées à la seconde élec- trode principale du onzième composant formant amplificateur (Qll) et dont la seconde électrode principale est connectée aux électrodes de commande du cinquième composant formant amplificateur (Q5) et du huitième composant formant ampli- ficateur (Q8). 5. Oscillateur selon la revendication 4, caracté- risé en ce qu'il comporte un treizième composant formant amplificateur (M1), connecté entre la seconde électrode principale du dixième composant formant amplificateur (Q1O) et le second potentiel de la source de tension de fonctionnement (1), et dont l'électrode de commande est connectée à l'électrode de commande du cinquième composant formant amplificateur (Q5), un quatorzième composant formant amplificateur (M2) connecté entre la seconde électrode principale du dou- zième composant formant amplificateur (Q12) et le second potentiel de la source de courant (1), et dont l'électrode de commande est connectée à l'électrode de commande du sixième composant formant amplificateur (Q6). 6. O s c i 1 1 a t e u r selon la revendication 5, caractérisé en ce que les premier, second, troisième, quatrième, cinquième, sixième, septième, huitième, neu- vième, dixième, onzième et douzième composants formant amplificateurs sont des transistors bipolaires et que les treizième et quatorzième composants formant amplificateurs5 sont des transistors MOS.