Brevet FR2748116A1 — publié le 19971031

L'invention concerne les dispositifs radar utilisés pour détecter et reconnaître des véhicules à chenilles. La détection de véhicules à chenilles tels que des chars, et leur détection parmi tous les autres véhicules et parmi les parasites naturels et artificiels, s'avère d'une importance particulière. Dans l'absolu, cette détection et cette reconnaissance doivent pouvoir être obtenues pour des cibles aussi bien fixes que mobiles. La présente invention propose un système radar apte à détecter des véhicules à chenilles. Selon l'invention, le dispositif radar comporte des moyens émetteurs pour illuminer une zone observée, des moyens pour recevoir le rayonnement renvoyé depuis cette zone, ainsi que des moyens de traitement aptes à identifier une modification du spectre de fréquence du rayonnement reçu révélatrice de la chenille d'un véhicule. On décrira maintenant, à titre d'exemple, un mode de réalisation de l'invention, en référence aux dessins annexés sur lesquels: la figure la montre schématiquement un véhicule à chenilles, la figure lb est une vue agrandie d'un seul taquet de la chenille du véhicule de la figure la, la figure 2 montre schématiquement un alignement de N taquets-au niveau du sol, la figure 3 montre la variation d'amplitude, en fonction de la fréquence, des signaux radar renvoyés par l'alignement de taquets de la figure 2, la figure 4 représente, toujours schématiquement, l'alignement de taquets de la figure 2, et illustre la manière dont il est possible d'estimer la largeur de bande de l'impulsion et la longueur d'impulsion du radar, les figures 5a et 5b montrent schématiquement des points d'échantillonnage de fréquence qui peuvent être utilisés généralement à des fréquences radar de GHz et 100 GHz respectivement, pour des largeurs de bandes respectives de 1 GHz et 5 GHz, les figures 5c à 5e montrent les réponses en fréquence du radar pour des angles de visée respectifs 8 de 0 , 60 et 78,5 , pour une fréquence donnée de GHz, les figures 5f à 5h montrent les réponses en fréquence du radar pour des angles de visée respectifs 6 de 0 , 60 et 78,5 pour une fréquence donnée de 100 GHz, les figures 6a à 6d montrent respectivement les réponses en fréquence procurées par un réflecteur ponctuel isolé, une paire de réflecteurs dont l'un est prépondérant, une paire de réflecteurs identiques et une distribution de parasites, les figures 7a et 7b montrent un système d'analyse des échos radar permettant d'identifier une cible. Avec la plupart des angles de visée, l'axe de visée du radar sera tel qu'il reçoit des échos provenant des surfaces supérieures des taquets CL situées au niveau du sol sur l'une ou l'autre chenille T, comme on peut le voir figure la. Une vue agrandie de la partie visible d'un taquet est représentée figure lb. Le principe de la technique exposée ci-dessous consiste à exploiter la caractéristique "en piquets de clôture" tout à fait caractéristique de ces taquets, afin d'isoler les chenilles des autres cibles. Si l'on considère la situation représentée figure 2 dans laquelle l'axe de visée du radar fait un angle 6 avec la ligne des taquets située au niveau du sol, considérons qu'il y a N taquets CL au niveau du sol sur la chenille, et que le pas séparant les taquets est d; N = 30 et d = 150 mm sont des valeurs courantes. Supposons que le radar illumine l'ensemble de la cible et fonctionne à une fréquence f. En faisant varier f, l'intensité des échos parvenant des taquets situés au niveau du sol va varier de manière cyclique, de telle sorte que l'écart de fréquence entre deux crêtes sera c Af = 2d cos 0 c étant la vitesse de la lumière. En la considérant comme une ondulation d'amplitude du spectre de fréquence, la "périodicité spectrale" sera (1) z = 2d cos 0 périodes/Hz (= secondes) c Bien que la quantité Z soit appelée ici "périodicité spectrale", elle est en fait homogène à un temps. Pour un pas moyen des taquets de 150 mm (2) Z = cos O périodes/GHz (= nanosecondes) Si la surface productrice d'échos d'un taquet unique situé sous l'axe de visée du radar est a, alors les valeurs de crête des échos vus des N taquets au sol seront N a. La surface productrice d'échos d'un taquet unique sera une fonction non seulement de O mais également de l'angle polaire orthogonal. En moyenne, cependant, comme la zone exposée du taquet présente une forme complexe et a une surface projetée d'environ 0,01 m, on peut supposer raisonnablement que a = 0,01 m, de telle sorte que les valeurs de crête des échos provenant de l'ensemble, en moyenne, de 30 taquets seront = 10 m. Cette valeur de surface productrice d'échos permettra aux signaux réfléchis d'être supérieurs au bruit de fond, dans la plupart des cas. Le principe de base du radar de l'invention est donc d'explorer la fréquence radar et d'analyser les échos pour détecter une ondulation de la réponse fré- quentielle qui soit révélatrice d'une chenille de véhi- cule. Considérons le signal réfléchi vers le radar par les N taquets représentés figure 2. Si chaque taquet en lui-même réfléchit un signal unité, le signal issu des N taquets ensemble sera sin(wt + 1) + sin[wt + -1 + 4nd cos]+.... X sin[wt + 1 + (N-1)4nd cos 0] X 2r 2Nd =N sin[ cos] sin(wt + 2) L2rd c sin 1 cos O avec À = c/f et w = 2rf 1 et Q2 sont des constantes arbitraires. L'amplitude du signal reçu, et donc celle du signal détecté seront proportionnelles à Nsin (2ÂNd cos 0) (3) A = 2ird N sin (-d cos 9) L'allure de A en fonction de f est illustrée figure 3. Elle comprend une suite de fonctions dites fonctions "sinc" (transformées de Fourier de la fonction caractéristique), espacées à des intervalles de fréquence de: c = 1 (4) (4) 2d cos Z comme démontré plus haut. L'amplitude de crête de chaque "impulsion" sera N, correspondant à une surface efficace totale de produc- tion d'échos N2 fois plus grande que celle d'un taquet individuel, comme expliqué plus haut. Il est clair cependant que la largeur de chaque impulsion est relative- ment faible. Une estimation raisonnable de la largeur de lobe est donnée par la moitié de l'intervalle compris entre les premiers passages à zéro, c'est-à-dire c _i (5) iNd cos 0 NZ Pour que les N taquets interagissent dans leur réflection, ils doivent être tous illuminés simultanément. En conséquence, comme illustré figure 4, la longueur d'impulsion T (correspondant à la résolution en distance du radar) doit être telle que T > 2(N-1) d cos e = (N-1) Z c En conséquence, la largeur de bande b d'une impulsion à l'autre doit être (6) b $ (N-1) Z La comparaison des équations (5) et (6) montre que la largeur de bande ne doit pas être plus grande que la largeur de lobe. Ceci est bien entendu tout à fait acceptable en ce qui concerne l'opération de résolution, et donc la détection du lobe lorsque la résolution (c'est-à-dire la largeur de bande) ne doit pas être plus grande que la largeur de lobe. En ce qui concerne la distribution de parasites, la largeur de bande doit être maximale. En conséquence, la condition d'égalité de l'équation (6) représentera souvent la largeur de bande optimale. Supposons maintenant que la répétition radar sur la cible comprenne M impulsions émises chacune sur une fréquence unique, et séparées de leurs voisines par au moins un intervalle b. La fréquence totale couverte F est donc limitée par F performances du dispositif vis-à-vis des parasites. Cependant, il n'y a pas de raison que les mêmes échan- tillons de fréquences ne soient pas échantillonnés plus d'une fois, pour améliorer les performances en présence de bruits thermiques à fluctuation temporelle dans le récepteur. L'équation (7) montre que le nombre maximal de périodes de l'ondulation présentes dans l'excursion totale F de fréquence est: (8) C = F = FZ 1/Z Dans l'exemple donné, dans lequel le pas des taquets est 150 mmn: Z = cos e nanosecondes de sorte que: à 10 GHz, avec F = 1 GHz, on a: C = cos 6 à 100 GHz, avec F = 5 GHz, on a: C = 5 cos 0 Une autre manière de considérer la situation est que, indépendamment de la fréquence de fonctionnement, la largeur de lobe correspond à au moins NZ _ N-1 i N (N-l) Z échantillons de fréquences, alors que l'intervalle de fréquence entre les lobes est d'au moins: i = N-1 (N-l)Z échantillons de fréquences. Pour chaque intervalle déterminé (uniforme) d'échantillonnage de fréquences, le nombre d'échantillons entre les lobes restera N fois le nombre dans la largeur de lobe, indépendamment des valeurs de cos e et donc de 0. Pour illustrer ce qui précède, supposons que les échantillons de fréquences soient espacés régulièrement à des intervalles b, et qu'ils soient limités aux bandes de fréquences pratiques proposées plus haut, c'est-à-dire une largeur de bande de 1 GHz à 10 GHz et une largeur de bande de 5 GHz à 100 GHz. Les figures 5a à 5h montrent les réponses fréquentielles et les points d'échantillonnage couvrant les bandes de fréquences proposées à 10 GHz et GHz, pour des.angles 6 de 0 , 60 et 78,5 . On notera qu'à 100 GHz, il y a au moins un lobe dans la bande couverte, pour toutes les valeurs de O probabilité est inférieure à 0,5 pour e > 60 ). Les figures 6a à 6d montrent, respectivement, les réponses fréquentielles d'une cible ponctuelle isolée, d'une paire de cibles ponctuelles dont l'une est prépon- dérante, d'une paire de cibles ponctuelles identiques, et la réponse fréquentielle d'une distribution de parasites, de laquelle il sera nécessaire de reconnaître la réponse due à un alignement de taquets. Comme l'intervalle d'échan- tillonnage de fréquences est plus grand que la largeur de bande, il s'en suit que la réponse fréquentielle d'une distribution de parasites ne présente aucune corrélation d'un échantillon à l'autre. En d'autres termes, elle est "semblable à un bruit" dans le domaine des fréquences. Il a été supposé plus haut que les taquets sont tous espacés du même pas d. En fait, il y aura bien entendu une dispersion autour de cette valeur en raison des tolérances de fabrication et de l'usure. Ce sont les valeurs statistiques de ces irrégularités qui détermineront L5 la plus haute fréquence à laquelle le radar pourra fonctionner pour que l'alignement de taquets puisse avoir une dispersion qui ne soit pas supérieure à environ + X/4, si l'on veut préserver les échos de crête de N a. Avec une chenille reposant sur un sol uniforme et faite entièrement de taquets provenant d'un même lot d'origine, on peut raisonnablement supposer que la tolérance sera de l'ordre de + 1 mm. En conséquence, dans ce cas, on voit que la technique de l'invention pourra être utilisée à des longueurs d'onde radar pouvant descendre jusqu'à X = 4 mm, c'est-à-dire à des fréquences pouvant atteindre 100 GHz. Si le véhicule n'est pas sur une route, il est probable que les taquets situés au niveau du sol ne sont pas tous dans le même plan. Ceci va réduire l'efficacité de la technique, dans une mesure d'autant plus grande que l'angle de visée se rapproche de la verticale. Cette réduction d'efficacité augmente au fur et à mesure que la fréquence du radar augmente, ce qui laisserait supposer, de ce point de vue, que la fréquence doit être la plus faible possible. D'un autre côté, pour disperser le signal des taquets sur la plus grande gamme de périodicités pour faciliter la séparation de la réponse caractéristique "sinc"-périodique d'avec les parasites et les autres bruits de fond, le balayage en fréquence doit être le plus grand possible. Du fait que la largeur de bande maximale disponible sur les émetteurs radar tend à être propor- tionnelle à leur fréquence de travail, il s'en suit qu'il faudrait rechercher la plus haute fréquence radar. Comme la fréquence la plus élevée dont on puisse disposerest de l'ordre de 100 GHz, et que les organes des émetteurs permettent des largeurs de bandes qui sont en général de l'ordre de 5 GHz, il résulte de l'équation (2) qu'un balayage complet de fréquences pourra alors engendrer jusqu'à 5 périodes dans la réponse de la chenille. On notera que la présente invention exploite: le fait que les taquets sont caractéristiques du type de cibles à détecter et à reconnaître, 20. le fait que, bien qu'un seul taquet isolé renverrait seulement un signal faible, lorsqu'ils sont reliés en une chenille linéaire reposant sur le sol, les taquets interfèrent entre eux de façon régulière et renvoient ensemble un signal dont la puissance augmente comme le carré de leur nombre, et le fait que, comme les taquets au niveau du sol restent fixes même quand le véhicule visé est en mouvement, les performances de la technique sont les mêmes pour les cibles mobiles aussi bien que fixes. Un exemple de dispositif d'analyse des signaux obtenu par l'invention va maintenant être décrit, en référence aux figures 7a et 7b. Bien que ce dispositif soit décrit en réfé- rence à une impulsion radar unique, non cohérente, on notera que la même technique peut être utilisée avec des radars plus complexes, en suivant directement les enseignements de l'invention. Par exemple, dans le cas d'un radar à compression d'impulsion, à codage de phase ou à modulation de fréquence, les circuits décrits ci- dessous pourront être placés directement en sortie du compresseur du récepteur utilisé dans ces dispositifs. La description suivante concerne en outre le traitement des échos provenant d'une unique fenêtre de distance. Comme toutes les fenêtres sont traitées exacte- ment de la même manière, il est clair que les échos correspondant à chaque impulsion peuvent être traités pour toutes les fenêtres de distance requises au moyen d'une unité de traitement séquentiel multiplexé. Dans la description, jusqu'à présent, les échantillons en question ont été étudiés dans le contexte du domaine des fréquences. Les fréquences peuvent cependant être échantillonnées de manière répétée pour améliorer la discrimination à l'encontre du bruit du récepteur. En général, ceci amènera à des circuits plus simples, si tout échantillonnage répété est effectué sur l'étendue de la bande de telle sorte que chaque échantillon de fréquence soit échantillonné dans le temps le même nombre de fois. Dans les exemples de la figure 5, par exemple, la largeur de bande de l'impulsion a été choisie comme étant la valeur maximale admissible. Dans certains radars, une largeur de bande plus étroite peut être utilisée. Dans ces cas, lorsqu'il y a m échantillons sur la largeur de bande la plus étroite possible, alors les échantillons de fréquence peuvent être intégrés ensemble par groupes de m (de préférence au moyen d'une "fenêtre mobile"), la sortie étant échantillonnée à des intervalles de temps m fois plus grands que les intervalles d'entrée. En général, cependant, il y aura de l'ordre de 1 échantillon par largeur de bande minimale. Dans certaines réalisations, les fréquences sont échantillonnées en séquence d'une façon monotone. Pour les contre- contremesures électroniques et pour d'autres besoins, cependant, il peut être préférable d'adopter une séquence aléatoire ou pseudo-aléatoire. Pour produire une séquence monotone dans ce cas, les données peuvent être mémorisées en même temps qu'une indication de la fréquence correspondante (en général par l'adresse de mémoire attribuée) et les données peuvent être ensuite lues selon la séquence choisie. Au cas o la valeur C (cf équation (8) ci-dessus) est inférieure à l'unité, il peut se trouver qu'il n'y ait pas plus d'un lobe dans la bande de fréquence explorée. Un moyen de détecter ce lobe consiste pour l'essentiel à intercorréler le spectre de fréquence observé avec des lobes-types correspondant à toutes les largeurs de bandes et "phases" possibles; un circuit particulier pour mettre en oeuvre cette technique est illustré figure 7a. Dans ce circuit, la sortie radar IR est intégrée et reséquencée si nécessaire, de manière à produire une séquence monotone de S échantillons de fréquences qui sont chargés dans deux registres à décalage SR1, SR2 à S étages. Le contenu de chaque étage du premier registre à décalage SR1 est pondéré par des quantités respectives correspondant à la forme d'onde d'un lobe central (schéma- tisé en L1) de largeur spécifique, tandis que le contenu de chaque étage du registre à décalage SR2 est pondéré par le complément de ce lobe (schématisé en L2). Après que la bande de fréquence ait été explorée, les deux lignes à retard (c'est-à-dire SR1 et SR2) sont chargées en parallèle et les données sont alors décalées et recyclées une fois. Le processus de recyclage balaye ainsi les formes d'ondes à corréler avec les données et explore ainsi toutes les phases possibles. La sortie A du contenu pondéré du premier filtre (représentée en F1) est comparée avec le contenu pondéré du second filtre (repré- sentée en F2) de telle sorte que, lorsqu'il dépasse a fois (a étant un facteur prédéterminé) le précédent, une cible est déclarée. Ceci est obtenu en multipliant la sortie du second filtre par le facteur a et en comparant le signal résultant B avec le signal A dans le circuit COMP. En d'autres termes, la première ligne à retard "découpe en tranches" le signal à étudier et le compare avec un contexte moyen. Si le radar procède à un balayage continu d'une fenêtre angulaire à la fenêtre adjacente, on peut se dispenser de l'étape de recyclage. Pour correspondre aux nombreuses largeurs de bande possibles, le procédé décrit ci-dessus peut être répété pour un nombre q approprié de largeurs de bande, comme représenté figure 7b. En général, il est probable qu'une suite de valeurs de largeurs de bande par octaves sera appropriée. En conséquence, si l'on a par exemple S = 32 échantillons de fréquences à traiter et si la largeur de lobe la plus étroite est de 1 échantillon, alors il faudra prévoir des corrélateurs ayant des lar- geurs de lobe pondérées de 1, 2, 4,.... 16 échantillons de telle sorte que _ = 5. La constante de seuil a sera en général différente pour chaque largeur de lobe. Les _ corrélateurs peuvent être soit disposés en parallèle comme représenté figure 7b, soit en série à la suite des registres à décalage représentés figure 7a. Dans ce dernier cas, chaque registre à décalage comprendrait qS étages qui seraient pondérés en groupes adjacents de S étages. Pour le traitement, les données seraient recyclées une fois. Dans la mesure o le second registre à décalage de la figure 7a établit seulement une référence de contexte par rapport à laquelle la sortie du corrélateur de lobe doit être comparée, il pourrait être remplacé par un simple intégrateur bloquant la somme des contenus des étages du premier registre à décalage. La valeur de a À15 serait alors établie à une nouvelle valeur de manière à correspondre au même critère de détection. Dans un autre exemple, les données peuvent être recyclées _ fois dans les registres à décalage. A chaque recyclage, les échantillons de données seront groupés par paires avant d'être mémorisés dans un tampon auxiliaire à 16 étages avant d'être restructurés en une suite continue. De cette façon, une seule des lignes à retard pondérées (ou une paire) sera nécessaire. Les circuits représentés figures 7a et 7b peuvent être réalisés d'un grand nombre de manières. Par exemple, un registre à décalage à transfert de charges peut être utilisé, les facteurs de pondération provenant alors d'une caractéristique géométrique. Il existe de nombreuses variantes aussi bien analogiques que numériques. Si l'on utilise un radar 100 GHz, C est potentiellement plus élevé que l'unité. Même dans ce cas, les valeurs fortuites de 0 limiteront le nombre des lobes apparaissant dans la bande explorée. Dans de nombreux exemples, la direction azimutale de la chenille ainsi que l'angle de dépression de l'axe de visée se combineront pour produire une valeur importante de 0 produisant seulement un (ou statistiquement) moins d'un lobe. Si les chenilles doivent être détectées dans ces conditions, on ne peut faire aucune confiance à l'intégration des lobes avant la détection - les rapports signal/bruit et signal/parasites doivent être appropriés pour permettre la détection au moyen d'un lobe unique. L'avantage principal d'un fonctionnement à 100 GHz par rapport à un fonctionnement à 10 GHz et donc d'augmenter la probabilité d'obtenir un lobe dans la bande balayée. Selon ce principe, le circuit de traitement de signal dans le cas général o C est supérieur à l'unité sert simplement à explorer le spectre pour y trouver un lobe, en utilisant des circuits très semblables à ceux explicités précédemment à propos des figures 7a et 7b. Du fait que les lobes ne peuvent pas exister avec un intervalle plus faible que l'équivalent de 30 échantillons de fréquences (dans les exemples ci-dessus), le spectre de fréquences sera exploré par bloc de 30 échantillons adjacents. Pour éviter de "couper en deux" un lobe, notamment pour les valeurs les plus élevées de 0, les blocs de données explorés peuvent se chevaucher, de sorte que les fenêtres de fréquences 1 à 30 seront analysées les premières, ensuite les fenêtres 15 à 45, 30 à 60, 45 à 75, etc. Si le rapport signal/bruit ou signal/parasites est si faible qu'une corrélation "à lobe multiple" est justifiée, alors elle peut être obtenue en utilisant, à nouveau, des registres à décalage sous forme analogique ou numérique. Dans ce cas, bien entendu, le nombre d'étages du registre à décalage de base sera de 150, toujours dans l'exemple mentionné. Dans certains types de radar, tels que ceux utilisant des faisceaux en éventail, un certain nombre de fenêtres de distance peuvent être illuminées par chaque impulsion émise. En fonction des vitesses de traitement demandées et disponibles, les circuits de traitement décrits ci-dessus devront être propres à chaque fenêtre de distance ou pourront être communs à des groupes ou à la totalité des fenêtres. Dans ce qui précède, il a été supposé que le radar recherche des cibles. Quand l'une d'entre elles est détectée, cependant, il sera souvent nécessaire de la poursuivre. En général, ceci suppose une poursuite de la cible au fur et à mesure que l'emplacement dans l'espace de la cible se modifie, ce qui entraîne des modifications de la valeur de 6. Des modifications de 8 entraîneront une modification de la fréquence à laquelle le maximum du lobe se situe. La poursuite de cette fréquence peut être effectuée en émettant alternativement sur des fré- quences adjacentes, et en faisant en sorte que la fréquence moyenne soit réglée de manière que les niveaux des échos reçus soient égaux pour ces deux fréquences adjacentes. Ce mode de fonctionnement est analogue à celui utilisé dans la "commutation séquentielle de lobe" ou les asser- vissements de perturbation. Jusqu'à present, aucune hypothèse n'a été faite en ce qui concerne la polarisation du radar. Si l'on utilise une polarisation unique, il faudra la choisir de manière à produire la meilleure discrimination entre l'alignement de taquets et les parasites ou les cibles environnantes. Si les techniques de renforcement de cibles utilisant la discrimination par polarisation sont utilisées, alors cette méthode peut être intégrée en amont du circuit de traitement d'analyse de l'ondulation décrit ci-dessous. La fenêtre radar au sol sera généralement définie par la largeur du faisceau dans la direction trans- versale à celle de la visée. Dans la direction de la visée, elle sera limitée soit par la largeur de faisceau en élévation (dans le cas d'un faisceau en pinceau) ou par la longueur de l'impulsion (dans le cas d'un faisceau vertical en éventail ou d'un faisceau en pinceau large). REVENDICATIONS 1. Un dispositif radar, caractérisé en ce qu'il comporte: des moyens émetteurs pour illuminer une zone observée, des moyens pour recevoir le rayonnement renvoyé par cette zone, ainsi que des moyens de traitement aptes à identifier une modifi- cation du spectre de fréquence du rayonnement reçu révélatrice de la chenille d'un véhicule. 2. Un dispositif radar selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens de traitement comportent: des moyens pour engendrer une suite de signaux élec- triques fonction de l'amplitude du rayonnement reçu à différentes fréquences respectives, et des moyens corrélateurs aptes à comparer une variation du spectre de fréquence de ces signaux électriques avec une variation de référence révélatrice d'un véhicule à chenilles, et à indiquer l'existence d'un véhicule à chenilles en fonction du résultat de la comparaison. 3. Un dispositif radar selon la revendication 2, caractérisé en ce que les moyens corrélateurs comprennent: une pluralité d'emplacements distincts de mémoire aptes à recevoir les signaux électriques respectifs formant ladite suite et à modifier progressivement, selon un mode de fonctionnement cyclique, l'emplacement auquel chaque signal électrique est conservé, des moyens pour pondérer les signaux électriques, appliquant à chaque emplacement de mémoire des quantités respectives fonction de la variation de référence, de façon à produire un signal de sortie représentatif des signaux pondérés, ainsi que des moyens pour comparer le signal de sortie avec un signal de seuil, lorsque les emplacements des signaux électriques sont modifiés, et pour indiquer l'existence d'un véhicule à chenilles en fonction du résultat de la comparaison. 4. Un dispositif radar selon la revendication 3, caractérisé en ce que les moyens corrélateurs comportent: une seconde pluralité d'emplacements distincts de mémoire aptes à recevoir les signaux électriques res- pectifs et à faire varier progressivement, selon ledit mode de fonctionnement cyclique, l'emplacement auquel chaque signal est conserve, ainsi que d'autres moyens pour pondérer les signaux électriques, appliquant à chaque emplacement de la seconde pluralité d'emplacements de mémoire des quantités respec- tives fonction du complément de la variation de référence, de manière à produire un autre signal de sortie à partir duquel le signal de seuil est obtenu. 5. Un dispositif radar selon la revendication 3, caractérisé en ce que les moyens corrélateurs comportent des moyens pour intégrer les signaux électriques formant la série, de manière à produire le signal de seuil. 6. Un dispositif radar selon l'une des reven- dications 2 à 5, caractérisé en ce qu'il comporte une pluralité de moyens corrélateurs aptes chacun à corréler une variation du spectre de fréquence des signaux élec- triques avec une variation de référence respective propre. 7. Un dispositif radar selon la revendication 6, caractérisé en ce que les moyens corrélateurs sont disposés en parallèle. 8. Un dispositif radar selon la revendication 6, caractérisé en ce que les moyens corrélateurs sont disposés en série. 9. Un dispositif radar selon l'une des reven- dications 4 à 8, caractérisé en ce que la première et la seconde pluralité d'emplacements de mémoire sont consti- tués chacun de registres à décalage.