Brevet FR2748879A1 — publié le 19971121

DEMODULATEUR NUMERIQUE DE SIGNAL MODULÉ EN PHASE La présente invention a pour objet un démodulateur numérique de signal ayant une porteuse modulée par sauts de phase et elle trouve une application importante dans de nombreux domaines de transmission. Elle est notamment applicable à la démodulation de signaux transmis par des lignes téléphoniques et provenant d'un modem, modulés en tout ou rien, c'est-à-dire par sauts de phase de 0 ou x. A l'heure actuelle, les démodulateurs classiques, incorporés dans les modems du commerce, traitent le signal de façon analogique. Ils comportent un ou plusieurs circuits imprimés portant des composants électroniques discrets. Le modem constitue un appareil indépendant qui s'ajoute à ceux qui encombrent déjà les ateliers et bureaux utilisant de l'informatique. On connaît également des démodulateurs numériques, constituant des appareils séparés. La présente invention vise notamment à fournir un démodulateur dont les composants essentiels peuvent être implémentés en faisant appel aux ressources d'un microcalcu- lateur existant. Dans ce but, l'invention propose un démodulateur numérique de signal comprenant, en cascade: - un premier multiplieur d'élévation au carré d'échan- tillons successifs du signal d'entrée, fournissant un signal de sortie insensible aux variations de phase du signal d'en- trée, - une boucle à verrouillage de phase réglée à la fré- quence de la porteuse, réalisant un filtrage numérique programmable ayant une fonction de transfert en Z de la forme: H(z) = Y(z) / X(z) =( l) (ni2z2 + n1ez + n1o) / (di2z2 + dlz + d0lo) pour les polynômes d'ordre i pairs, et [(plz + p0)/qlz + q0)] H(z) pour les ordres impairs, o m est compris entre 2 et 20 et o les valeurs n, d, p et q sont des constantes, - un diviseur de fréquence par deux, reconstituant la porteuse à partir de la sortie de la boucle, par exemple par détermination des passages à zéro et génération de créneaux à fréquence doublée, - un second multiplieur, recevant le signal d'entrée échantillonné et le signal de sortie du diviseur, un circuit d'ajustage de phase étant placé en avant du second multi- plieur sur une de ses entrées, et - un filtre numérique passe-bas de sortie synthétisé. Les composants définis ci-dessus peuvent être matéria- lisés par des programmes implantés sur un microcalculateur ou un ordinateur serveur. Les moyens qui s'ajoutent à ceux déjà existants dans le calculateur peuvent être aisément prévus sur une carte d'acquisition insérable à un emplace- ment disponible dans le microcalculateur ou l'ordinateur serveur. Ces moyens à ajouter sont relativement peu impor- tants et leur cout peut être faible. Les caractéristiques ci-dessus ainsi que d'autres apparaîtront mieux à la lecture de la description qui suit d'un mode particulier de réalisation, donné à titre d'exem- ple non limitatif. La description se réfère aux dessins qui l'accompagnent, dans lesquels: - la figure 1 est un schéma synoptique du démodulateur; - la figure 2 est un diagramme donnant un exemple de signal d'entrée et de signal de sortie démodulés. Le démodulateur dont le schéma de principe est montré en figure 1 est placé en aval d'un circuit d'acquisition 10 qui échantillonne le signal analogique entrant et le numérise. La fréquence d'échantillonnage 1/Te est au moins double de la fréquence de la porteuse. Sur la sortie du circuit 10 apparaît une séquence e(t) d'échantillons numérisés. L'organe d'entrée du démodulateur est un multiplieur 12 élevant au carré le signal e(t). Il reçoit sur ses deux entrées les mêmes échantillons et fournit un signal de sortie égal à e(t).e(t) dont la phase est toujours égale à 0 ou 2X. En effet, la phase d'entrée est 0 ou X pour un signal modulé en tout ou rien. Ce signal porté au carré est insensible aux variations de phase du signal d'entrée e(t). Pour reconstituer la porteuse, le signal porté au carré est appliqué à une boucle à verrouillage de phase 14, jouant le rôle d'un filtre programmé qui restitue un signal en phase avec e(t).e(t) ou une de ses composantes. La fonction de transfert de la boucle à verrouillage de phase 14 est choisie pour constituer un compromis entre des exigences contradictoires. Un filtre à flancs raides permet d'augmenter la sélectivité, en prenant en compte un nombre élevé d'échantillons successifs dans la fonction de trans- fert. Mais la boucle risque alors de manquer de stabilité et la complexité augmente. Le nombre m sera compris entre 2 et et, dans la pratique, on adoptera une valeur comprise entre 2 et 10. Dans beaucoup de cas, une valeur comprise entre 2 et 4 donnera des résultats satisfaisants. Comme il a été indiqué plus haut, l'invention présente l'intérêt de pouvoir être aisément implantée sur un micro- calculateur, tel qu'un ordinateur personnel, par une programmation relativement simple. Pour cela, il suffira d'établir un programme implémentant une transformée en Z, en partant de la fonction de transfert en a désirée en utili- sant la transformation bilinéaire avec prédécalage, en elle- même bien connue. La transformée en Z doit être différente pour les polynômes d'ordre pair et pour les polynômes d'ordre impair. On peut l'écrire, pour les ordres pairs: H(z) = Y(z) / X(z) m =JI (rn2z2. + ni2z + nz+) / (dl2Z + d2 z + d10) Les coefficients no, n1, n2... et do, d1, d2... sont des constantes choisies en fonction du gabarit recherché, qui dépend de la nature du signal d'entrée (et en particu- lier de la rapidité des transitions de phase), de la plage de capture requise pour tenir compte de la nature du signal d'entrée et du bruit. Ces coefficients sont également choisis pour que les pôles du filtre respectent les critères de stabilité habituels. Pour les polynômes impairs, l'ordre sera amené à une valeur impaire en multipliant par un terme de la forme: (plz + po)/ (qlz + qO) o P1, P0, q1 et q0 sont des constantes. On voit que le programme à implémenter ne dépasse pas la capacité de calcul en temps réel d'un ordinateur personnel de type disponible à l'heure actuelle et que le nombre d'échantillons intervenant dans le calcul peut être suffi- samment faible pour que le retard dû au traitement dans la boucle à verrouillage de phase soit tolérable, même pour la transmission téléphonique de la parole. La fréquence du signal ayant été doublée par l'élévation au carré, une division par deux est nécessaire pour retrou- ver la fréquence de porteuse. Cette division peut elle aussi être effectuée par le calcul en construisant une fonction qu'on peut qualifier d'asymptotique du signal présent à l'entrée et en doublant la période de cette fonction. La figure 1 montre dans ce but un diviseur de fréquence numérique 16 qui, en fait, sera constitué par un comparateur par rapport à zéro et un programme de calcul dans la majeure partie des cas. Le signal modulant est restitué par un multiplieur 18 qui reçoit d'une part la sortie du diviseur de fréquence 16 et d'autre part le signal d'entrée échantillonné e(t). Ce multiplieur 18 effectue simplement une multiplication entre échantillons correspondants et peut être constitué par un programme simple. La boucle à verrouillage de phase 14 introduit un retard qui doit être compensé. Une solution simple consiste à prévoir un déphaseur 19 entre le diviseur de fréquence 16 et le multiplieur 18. Ce déphaseur est prévu pour effectuer un décalage du nombre d'échantillons convenable et peut être une mémoire organisée en file d'attente de longueur convena- ble. Le signal de sortie du multiplieur 18 comporte des composantes résiduelles à la fréquence de la porteuse et de ses harmoniques. Ces parasites peuvent être éliminés par un filtre passe-bas 20 dont la constitution peut être simple, car la fréquence du signal modulant est généralement très éloignée de la fréquence de la porteuse. Ce filtre numérique 20 peut être synthétisé sous forme logicielle par un procédé similaire à celui utilisé pour synthétiser la boucle à verrouillage de phase 14. La figure 2 montre, à titre d'exemple, les résultats obtenus dans la démodulation d'une porteuse à 4 kHz modulé à 300 Bauds. Le graphe du haut de la figure 2 montre le signal d'entrée e(t) modulé et le signal de porteuse reconstitué par la méthode numérique, tel qu'il apparaît à la sortie du diviseur 16. Le graphe du bas montre la façon dont apparaît, à la sortie du filtre 20, le signal de sortie s(t) démodulé. On donnera maintenant, à titre d'exemple, les caracté- ristiques d'un démodulateur applicable à la démodulation d'une porteuse modulée par un signal provenant d'une ligne téléphonique et reçu par un coupleur acoustique. Sur un tel signal, la rotation de phase entre 0 et X n'est pas instan- tanée et la boucle à verrouillage de phase 14 doit avoir une fonction de transfert telle qu'elle puisse discriminer entre la modulation et tout effet comparable à un effet Doppler, tel que par exemple l'inertie d'un haut parleur en cas de coupleur acoustique. La transformée en Z peut alors être de la forme: H(z)=(O,004z2-O,00993z+ O,00496)/ (z4-0,245z3+l,92z2-0,234z+0,913) Pour synthétiser un filtre numérique réalisant cette transformée, on pourra utiliser une équation aux différences qui peut s'écrire, avec les notations classiques et en désignant 10-r par (E-r): Y(j]=(1,0/D4)*(N4*X[j]+N3*X[j- l]+N2*X[j-2]+ Nl*X[j-3]+N0*X[j-4]-D3*Y[j-l]-D2*Y[j-2]-Dl*Y[j- 3] (1) -D0 *Y[j-4] avec: N4=0, N3=0, N2=4,96(E-3), Nl=9,93(E-3), N0=4, 96(E-3), D4=l,00(E+0), D3=2,45(E-1), D2+l,92(E+0), Dl=2,345E-1), (2) D0=9,13(E-1) avec, comme conditions initiales: Y[0] = Y[1] = Y[2] = Y[3] = 0,0 (3) une valeur m=4 apparaît dans ce cas comme un compromis satisfaisant. Le filtre de sortie 20 peut être de son côté synthétisé en utilisant l'équation aux différences suivante, permettant d'obtenir une fréquence de coupure de 4 kHz: Y[j]=(l,O/D2>.(-Dl.Y[j-l]+N2.X[j]+N1.X[j- 1] avec D2=(Te+2*T1), Dl=(Te-2*Tl), DO=O,O, N2=Te, Nl=Te, NO=O,O, Te=40(E-6), Tl=5,1(E-9) et, comme conditions initiales, Y[0]=0, O, Y[1]=0,0. Comme on l'a indiqué plus haut, le démodulateur numéri- que peut comporter une carte d'acquisition assurant les fonctions d'échantillonnage et comportant, en mémoire morte programmable, des programmes d'implémentation des fonctions définies plus haut, les calculs nécessaires étant effectués par l'unité centraled de l'organe de calcul (microcalcula- teur, calculateur personnel ou même ordinateur d'usage général). REVENDICATIONS 1. Démodulateur numérique de signal ayant une porteuse modulée par sauts de phase (0, %) et échantillonné à une cadence au moins double de la fréquence de la porteuse, comprenant, en cascade: - un premier multiplieur d'élévation au carré des échantillons successifs e(t), fournissant un signal de sortie insensible aux variations de phase du signal d'en- trée, - une boucle à verrouillage de phase réglée à la fré- quence de la porteuse, réalisant un filtrage numérique programmable ayant une fonction de transfert en Z de la forme: H(z) = Y(z) / X(z) m =(]Ir) (ni2z2 + niz + no) / (d12Z2 + d.z + d1o) pour les polynômes d'ordre i pairs, et [(plz + p0)/qlz + q0)] H(z) pour les ordres impairs, o m est compris entre 2 et 20 et o les valeurs n, d, p et q sont des constantes, - un diviseur de fréquence par deux, reconstituant la porteuse à partir de la sortie de la boucle à verrouillage de phase, - un second multiplieur recevant le signal d'entrée échantillonné e(t) et le signal de sortie du diviseur, un circuit d'ajustage de phase étant placé en avant du second multiplieur sur une de ses entrées, et - un filtre numérique passe-bas de sortie. 2. Démodulateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le diviseur de fréquence reconstitue la porteuse par détermination des passages à zéro et génération de créneaux à fréquence doublée. 3. Démodulateur selon la revendication 1 ou 2, caracté- risé en ce que le filtre numérique passe-bas de sortie est synthétisé par un filtre numérique programmé.