Brevet FR2748615A1 — publié le 19971114

La présente invention concerne d'une manière générale des circuits oscillateurs et de façon spécifique des oscillateurs basés sur un multivibrateur. Les oscillateurs commandés par le courant et com- mandés par la tension (ICO et VCO) sont des composants importants dans les structures d'émetteurs et de récep- teurs. Dans des applications à des systèmes de communica- tion sans fil portables, les exigences principales pour les oscillateurs VCO/ICO sont les suivantes: une gamme de fré- quences de fonctionnement de 1 à 20 GHz, un bruit de phase très faible, et la tension de fonctionnement minimale pos- sible et la consommation de puissance minimale possible. En fonction de la structure, un dispositif de communication peut comporter plusieurs oscillateurs VCO/ICO nécessaires dans différents buts, par exemple pour une conversion de fréquence, une synthèse, une modulation, etc. Leurs perfor- mances affectent fortement les performances de l'ensemble de l'unité de communication. Cependant, la demande d'une réalisation de ces oscillateurs avec des technologies basées sur le silicium pose plusieurs problèmes. Ces dernières années, plusieurs projets de recherche ont été axés sur la mise au point de solutions optimales. Deux types principaux d'oscillateurs sont utili- sés en tant que noyaux centraux des oscillateurs VCO/ICO: des oscillateurs sinusoïdaux et des oscillateurs de relaxa- tion. Les oscillateurs sinusoïdaux produisent habituelle- ment les meilleurs paramètres en ce qui concerne la haute fréquence et le faible bruit de phase, mais on ne peut aisément les réaliser la plupart du temps que sur la base de systèmes GaAs. Le passage à des systèmes bipolaires, CMOS ou BiCMOS pose plusieurs problèmes, liés principa- lement au substrat de la pastille, qui est hautement con- ducteur. Cependant, la vitesse de tels systèmes disponibles est un challenge pour les chercheurs étant donné qu'actuellement on atteint des fréquences transitoires de à 40 GHz, une gamme de fréquences transitoires qui était considérée antérieurement comme pouvant être englobée par des matériaux uniquement à base de GaAs. La vitesse des systèmes à base de silicium est actuellement suffisante pour réaliser une communication mobile dans la gamme des fréquences de 1 à 20 Hz, utilisée dans la plupart des pos- tes mobiles et des réseaux LAN sans fil. Un facteur addi- tionnel de guidage dans la conception d'un équipement por- table a toujours été une forte demande de disposer d'une source de tension de fonctionnement aussi basse que possi- ble et une très faible consommation d'énergie. Dans des oscillateurs du type LC, les composants actifs du circuit sont maintenus dans la gamme de fonction- nement non linéaire, tandis que dans des oscillateurs de relaxation, le signal sinusoïdal est le résultat de la capacité du circuit impulsionnel à commuter suffisamment rapidement à des fréquences très élevées. On peut utiliser plusieurs structures différentes de circuits pour réaliser des circuits oscillants, c'est-à- dire des oscillateurs. L'une de ces structures est un mul- tivibrateur astable (à fonctionnement libre). La figure 1 représente un circuit multivibrateur classique à émetteurs couplés utilisé pour réaliser des oscillateurs commandés par la tension (VCO). Ce circuit comprend un couple de transistors Q1 et Q2, entre lesquels est disposée une réac- tion positive par connexion croisée de la base de chaque transistor avec le collecteur de l'autre transistor. La réaction positive et les circuits résonnants série Rcl-Rc2- C formés par les résistances Rcl et Rc2 et la capacité C amènent la sortie du multivibrateur à osciller continûment entre deux états une fois que l'oscillation a été déclen- chée. Les valeurs des composants du circuit résonnant série RC déterminent la fréquence d'oscillation. On va étudier ci-après de façon plus détaillée le fonctionnement d'un multivibrateur. On suppose qu'initia- lement Q1 et Q3 sont à l'état bloqué (dans un état non conducteur). Lorsque Q1 est bloqué, le collecteur de Q1 et la base de Q2 sont approximativement au même potentiel de tension d'alimentation, et Q2 est conducteur (dans un état conducteur) et le courant d'émetteur de Q2 est 11+I2. Le transistor tampon Q4 est également conducteur et envoie un courant de base à Q2. Lorsque Q2 est conducteur, le courant I1 passe de l'émetteur de Q2 à l'émetteur de Q1 par l'intermédiaire de la capacité C. A cet instant, le courant I1 recharge/décharge la charge du condensateur C, le poten- tiel d'émetteur de Q1 diminuant à une certaine cadence jusqu'à ce que Q1 devienne conducteur lorsque la tension base-émetteur de Q1 dépasse approximativement 0,6 V. Lors- que Q1 devient conducteur, sa tension de collecteur com- mence à diminuer et par conséquent le transistor tampon Q3 commence à passer à l'état bloqué. En raison de la réaction positive fournie par l'intermédiaire de Q4, la tension de base de Q2 diminue également et Q2 passe à l'état bloqué. Lorsque Q2 passe à l'état bloqué, la tension de collecteur de Q2 augmente, ce qui accélère la mise à l'état conducteur de Q3. Lorsque Q3 passe à l'état conducteur, le courant de base de Q1 augmente par l'intermédiaire de la réaction positive. Le courant de base plus intense décharge plus rapidement les capacités parasites du circuit de base de Q1 et par conséquent accélère le passage de Q1 à l'état conducteur. Lorsque Q2 est bloqué et que Q1 est conducteur, le courant U2 est transmis de l'émetteur de Q1 à l'émetteur de Q2 par l'intermédiaire de la capacité C, la tension de l'émetteur commençant à diminuer jusqu'à ce qu'elle amène à nouveau Q2 à passer à l'état conducteur et, par l'intermé- diaire de Q3, Q1, à passer à l'état bloqué. La vitesse (fréquence de résonance maximale) d'un tel circuit multivibrateur dépend principalement des pro- priétés des transistors Q1 et Q2. Un moyen connu d'accroi- tre la vitesse d'un circuit multivibrateur est de réaliser la réaction positive allant du collecteur d'un transistor à la base de l'autre transistor par l'intermédiaire d'un transistor tampon. Ceci fournit un courant de base plus élevé, qui à nouveau décharge plus rapidement les capacités parasites des circuits de base des transistors Q1 et Q2 et par conséquent accélère la commutation d'un transistor d'un état dans l'autre. La tension d'alimentation la plus faible possible Vcc est égale à au moins 1,1 V, lorsqu'on suppose que les sources de courant 3 et 4 sont idéales, c'est-à-dire qu'aucune chute de tension n'est produite en eux. Le rem- placement de sources de courant idéales par une structure de circuit pratique, comme par exemple un miroir de courant formé par des transistors MOS, augmente Vcc. Les miroirs de courant MOS requièrent une tension continue d'environ 0,7 V à leurs bornes, la valeur finale de Vcc étant par consé- quent égale à au moins environ 1,8 V. La résistance volu- mique de transistors MOS est la raison principale de la tension drain source Vds élevée lorsque les transistors sont conducteurs. En revenant au principe de fonctionnement d'un circuit, on peut dire que l'un ou l'autre des miroirs de courant Qi-C 4 et Q2-C 3 constitue les trajets de cou- rant et que les miroirs de courant produisent un courant stable dans le condensateur de référence C, ceci étant la raison principale d'apparition du bruit de phase qui de façon typique est faible. Lorsque l'on envisage un nouveau moyen pour accroître la vitesse, on ne peut pas réduire la capacité du condensateur de référence beaucoup plus forte- ment au-delà de ce qui serait la valeur correspondant approximativement aux capacités parasites, et par consé- quent un agencement contrôlé du circuit ne serait plus pos- sible. Cependant, maintenant des vitesses de plus en plus élevées sont nécessaires et simultanément il est sou- haitable de rendre aussi faible que possible la tension d'alimentation, en particulier dans des dispositifs élec- troniques utilisant des sources d'alimentation à piles. Réaliser un oscillateur commandé par le courant ou par la tension, à l'aide d'un circuit multivibrateur requiert l'addition d'une solution de commande appropriée au circuit. Une telle commande doit être aussi simple que possible. Dans le circuit de la figure 1, l'amplitude de l'impulsion est déterminée par la somme des courants I1+I2 multipliée par la valeur de la résistance de collecteur Rcl ou Rc2 du cycle correspondant. La largeur des impulsions est déterminée par la valeur du courant envoyé soit par Il, soit par I2 par l'intermédiaire du condensateur de réfé- rence C pendant ses cycles de recharge. C'est pourquoi la capacité du condensateur de référence C ou le courant tra- versant cette capacité doit être modifié pour réaliser une commande de la fréquence. La capacité peut être modifiée si on utilise une diode varactor en tant que condensateur de référence C. Cependant le problème tient au fait que les technologies utilisant des varactors ne sont habituellement pas compa- tibles avec par exemple des technologies BiCMOS. Au lieu de cela, on peut utiliser une jonction PN dans la technologie BiCMOS. Mais dans ce cas, dans le circuit de la figure 1, le condensateur fonctionne continûment et modifie la pola- rité de la tension. Dans ce cas, le couplage en série de deux varactors, disposées en opposition l'une par rapport à l'autre, peut être un type de solution, mais compte tenu du fonctionnement dans la gamme de tension directe de l'une des diodes, il apparaît des non-linéarités, et le bruit de phase du multivibrateur pourrait avoir une valeur élevée inadmissible. Une autre solution consiste à modifier le courant et, par conséquent, la vitesse de la recharge du condensa- teur. C'est un moyen très efficace de commander les fré- quences des oscillations, mais son inconvénient principal réside dans son impact direct sur des amplitudes d'impulsions. Un but de la présente invention est de fournir un nouveau circuit oscillateur commandé par la tension ou par le courant, qui fonctionne à une vitesse supérieure à celle de circuits de l'art antérieur. Un autre but de la présente invention est de fournir un nouveau circuit oscillateur commandé par la ten- sion ou par le courant, avec une tension de fonctionnement inférieure à celle de circuits de l'art antérieur. Un autre but de la présente invention est de fournir un nouveau circuit oscillateur commandé par la ten- sion ou par le courant, avec une commande simple de la fré- quence. L'invention a trait à un circuit oscillateur com- prenant une source de tension de fonctionnement, un premier composant formant amplificateur non linéaire comprenant des première et seconde électrodes principales et une électrode de commande, un second composant formant amplificateur non linéaire comprenant des première et seconde électrodes principales et une électrode de commande, la première élec- trode principale du second composant formant amplificateur étant connectée de manière à commander l'électrode de com- mande du premier composant formant amplificateur, et de façon similaire la première électrode du premier composant formant amplificateur étant connectée de manière à comman- der l'électrode de commande du second composant formant amplificateur, un composant capacitif connecté entre la seconde électrode principale et le premier composant formant ampli- ficateur et la seconde électrode principale du second com- posant formant amplificateur, des première et seconde résistances, au moyen desquelles la première électrode du premier composant for- mant amplificateur et la première électrode principale du second composant formant amplificateur sont connectées res- pectivement au premier potentiel de la source de tension de fonctionnement, caractérisé en ce que le circuit comprend un troisième composant formant amplificateur, dont la première électrode principale est connectée à la seconde électrode principale du premier composant formant amplificateur, un quatrième composant formant amplificateur, dont la première électrode est connectée à la seconde élec- trode principale du second composant formant amplificateur, une première source de courant réglable, dont la première borne est connectée aux secondes électrodes prin- cipales des troisième et quatrième composants formant amplificateurs et dont la seconde borne est connectée au second potentiel de la source de tension de fonctionnement, la fréquence dudit oscillateur étant réglable par commande du courant Icon de la première source de courant, un cinquième composant formant amplificateur, dont la première électrode principale est connectée au pre- mier potentiel de la source de tension de fonctionnement et dont l'électrode de commande est connectée à la seconde électrode principale ou à l'électrode de commande du pre- mier composant formant amplificateur, un sixième composant formant amplificateur, dont la première électrode principale est connectée au premier potentiel de la source de tension d'alimentation et dont l'électrode de commande est connectée à la seconde élec- trode principale ou à l'électrode de commande du second composant formant amplificateur, les électrodes de commande des troisième et quatrième composants formant amplifica- teurs étant connectées selon une connexion croisée aux secondes électrodes principales respectivement du sixième composant formant amplificateur et du cinquième composant formant amplificateur, et des moyens pour amener un courant de compensation à circuler respectivement dans la première résistance et dans la seconde résistance (Rc2) de telle sorte que le cou- rant traversant chaque résistance est essentiellement constant et indépendant du courant Icon. L'oscillateur de relaxation selon l'invention est basé sur une nouvelle structure de multivibrateur. Le mul- tivibrateur comporte des cinquième et sixième composants formant amplificateurs agissant en tant que composants abaisseurs actifs. Les composants abaisseurs de l'amplifi- cateur sont connectés selon un couplage croisé avec des cinquième et sixième transistors tampons de sorte qu'ils sont forcés d'alterner entre un état conducteur et un état non conducteur, en fonction de l'état des premier et second composants formant amplificateurs. Lorsque le second compo- sant formant amplificateur est dans un état non conducteur et que le premier composant est dans un état conducteur, un troisième composant formant amplificateur abaisseur, connecté entre la seconde électrode principale du premier composant formant amplificateur et le second potentiel de tension de fonctionnement, est dans un état non conducteur. Un quatrième composant formant amplificateur abaisseur connecté entre la seconde électrode principale du second composant formant amplificateur et le second potentiel de tension de fonctionnement est dans un état conducteur et abaisse la seconde électrode principale en l'amenant au second potentiel de tension de fonctionnement. Dans ce cas, un seul trajet de courant passe par un premier composant formant amplificateur, le composant capacitif et le qua- trième composant formant amplificateur. De façon similaire, lorsque le premier composant formant amplificateur est dans un état non conducteur et que le second composant formant amplificateur est dans un état conducteur, le quatrième composant formant amplificateur abaisseur est dans un état non conducteur et le troisième composant formant amplifica- teur abaisseur est dans un état conducteur. Dans ce cas un seul trajet de courant passe par le second composant for- mant amplificateur, le composant capacitif et le troisième composant formant amplificateur abaisseur. A l'aide de la technique d'abaissement, on obtient une amplitude du signal de sortie qui est deux fois plus élevée dans ce circuit multivibrateur "à double connexion croisée", avec la même tension de fonctionnement que celle utilisée dans des cir- cuits multivibrateurs de l'art antérieur. En outre, la technique d'abaissement augmente fortement la vitesse du multivibrateur. Dans l'oscillateur selon l'invention, un courant de commande est appliqué par l'intermédiaire de composants formant amplificateurs, dont le niveau de tension est abaissé de façon active, à une première source de courant. Une modification du courant de commande provoque une modi- fication de la fréquence de sortie de l'oscillateur. Pour rendre l'amplitude du signal de sortie de l'oscillateur indépendante du courant de commande, un courant de compen- sation supplémentaire est envoyé par l'intermédiaire de résistances branchées entre les premier et second compo- sants formant amplificateurs et le premier potentiel de la source de courant. Le circuit de compensation est de préfé- rence commandé de façon similaire, mais dans un sens diffé- rent de celui du courant de commande de sorte que le cou- rant traversant les résistances est constant. Ce courant de compensation est délivré par des septième et huitième com- posants formant amplificateurs, qui sont connectés entre la seconde électrode principale des premier et second compo- sants formant amplificateurs par l'intermédiaire de la seconde source de courant, et la masse. Les septième et huitième composants formant amplificateurs sont connectés de manière à être commandés positivement afin de suivre les états respectivement des quatrième et troisième composants formant amplificateurs. Les cinquième et sixième moyens formant amplifi- cateurs tampons possèdent également de préférence des com- posants formant amplificateurs abaisseurs correspondants, qui sont couplés selon un couplage croisé de manière à être commandés positivement pour suivre les états des troisième et quatrième transistors abaisseurs. Ceci augmente la vitesse de l'oscillateur et les niveaux logiques. D'autres caractéristiques et avantages de la pré- sente invention ressortiront de la description donnée ci- après prise en référence aux dessins annexés, sur les- quels: - la figure 1 est le schéma d'un circuit d'un multivibrateur de l'art antérieur; - la figure 2 est un schéma d'un circuit d'oscil- lateur selon l'invention; et - la figure 3 est le schéma d'un circuit d'une source de courant commandée. La présente invention est applicable à une réduc- tion de la tension de fonctionnement, à un accroissement de la vitesse et à une mise en oeuvre de la commande de la fréquence dans des oscillateurs sur la base des oscilla- teurs qui sont connus en tant que circuits multivibrateurs à émetteurs couplés. Bien que l'oscillateur représenté sur la figure 2 comprenne des transistors bipolaires comme dis- positifs amplificateurs, dans la pratique la solution selon l'invention, du point de vue circuits, peut consister à utiliser n'importe quel type de composants formant amplifi- cateurs non linéaires, tels que des transistors MOS, CMOS, SOI, HEMT et HBT, des tubes à micro-ondes et des tubes à vide. Les noms des électrodes dans ces composants peuvent varier. Les électrodes principales d'un transistor bipo- laire sont un collecteur et un émetteur, une électrode de commande constituant la base. Dans les transistors FET, les électrodes correspondantes sont un drain, une source et une grille. Dans des tubes à vide, les électrodes correspon- dantes sont habituellement désignées sous les noms anode, cathode et grille. Cela signifie que l'expression multivi- brateur à émetteurs couplés, telle qu'elle est utilisée ici, a une signification plus générale, englobant par exemple les expressions multivibrateur à cathodes couplées ou à sources couplées. La figure 2 représente un oscillateur selon la forme de réalisation préférée de l'invention et basé sur un circuit multivibrateur à émetteurs couplés. On va tout d'abord étudier la structure du circuit multivibrateur actuel. Un circuit multivibrateur comprend six transis- tors bipolaires NPN Q1, Q2, Q3, Q4, Q5 et Q6. L'électrode de collecteur du transistor Q1 est connectée par l'intermédiaire d'une résistance Rcl à la tension de fonc- tionnement Vcc et l'émetteur est connecté au collecteur du transistor Q3. Le collecteur du transistor Q2 est connecté par l'intermédiaire d'une résistance Rc2 à la tension de fonctionnement Vcc et l'émetteur est connecté au collecteur du transistor Q4. Les émetteurs des transistors Q3 et Q4 sont connectés entre eux et par l'intermédiaire d'une source de courant 22 à un potentiel de tension de fonction- nement 0 V. Un condensateur C est connecté entre les tran- sistors Q1 et Q2 et les émetteurs. Une réaction positive est prévue entre les transistors Q1 et Q2 de sorte que la base de Q1 est couplée selon un couplage croisé avec le collecteur de Q2, et que la base de Q2 est couplée selon une connexion croisée au collecteur de Q1. De façon simi- laire une tension de réaction est prévue entre les transis- tors Q3 et Q4 de sorte que les signaux délivrés par les bases des transistors Q1 et Q2 sont appliqués par l'inter- médiaire des transistors tampons Q5 et Q6, respectivement aux bases des transistors abaisseurs Q3 et Q4. Les transis- tors tampons Q5 et Q6 permettent un accroissement des cou- rants de base des transistors Q3 et Q4, ce qui conduit à une décharge plus rapide des capacités parasites des élec- trodes de base et par conséquent à une vitesse de commuta- tion plus élevée des transistors Q3, Q4. De façon plus pré- cise, le collecteur de Q5 est connecté à la tension de fonctionnement vcc, la base est connectée à la base de Q1 et l'émetteur est connecté à la base de Q4. De façon cor- respondante, le collecteur de Q6 est connecté à la tension de fonctionnement Vcc, la base est connectée à la base de Q2 et son émetteur est connecté à la base de Q3. En sup- plément un transistor M1, un transistor MOS, est connecté en série entre l'émetteur de Q5 et la tension de fonction- nement 0 V. De la même manière un transistor abaisseur M2, un transistor MOS, est connecté entre l'émetteur de Q6 et la tension de fonctionnement 0 V. M1 et M2 sont connectés selon un couplage croisé de manière à être commandés posi- tivement pour suivre les états des transistors abaisseurs respectifs Q3 et Q4. De façon plus précise, la base de M1 est connectée à la base de Q3 et la base de M2 est connec- tée à la base de Q4. La réaction positive et les circuits résonnants série Rcl-C et Rc2-C formés par les résistances Rcl, Rc2 et le condensateur C, ont pour effet d'amener la sortie du multivibrateur (par exemple l'émetteur de Q2) à osciller entre deux états une fois que l'oscillation a été déclen- chée. La fréquence de résonance du circuit est réglée au moyen des valeurs des composants Rcl, Rc2 et C. Dans un circuit multivibrateur selon l'invention, les transistors abaisseurs Q3 et Q4 remplacent les sources de courant de circuits multivibrateurs classiques, repré- sentés sur les figures 1 et 2. Compte tenu de la connexion par un couplage croisé des transistors Q3 et Q4, ces der- niers sont commandés positivement de manière à alterner entre des états conducteur et bloqué en fonction des états des transistors Q1 et Q2. On suppose par exemple que le transistor Q1 est conducteur et que le transistor Q2 est bloqué. Dans ce cas l'émetteur du transistor Q1 envoie un courant de base à la base du transistor Q4, ce qui rend ce dernier conducteur. Lorsque le transistor Q4 est à l'état conducteur, le transistor Q4 abaisse la tension d'émetteur de Q2 au potentiel 0 V, presque sans chute de tension. Il en résulte que le transistor Q3, dont la base est connectée à l'émetteur de Q2, est bloqué, et qu'aucun courant ne tra- verse Q3. Alors le circuit formant multivibrateur comporte seulement un trajet de courant, c'est-à-dire Rcl-Q1-C-Q4. Le transistor Q3, qui n'est pas conducteur, sépare complè- tement les bornes du condensateur C du potentiel 0 V. Le transistor Q4, qui est conducteur, connecte d'autres bornes du condensateur C au potentiel 0 V presque sans chute de tension si la source de courant 22 est considérée comme idéale. De façon similaire, dans un autre état d'oscillation, Q1 est bloqué, Q2 est conducteur, Q3 est conducteur et Q4 est bloqué. Dans ce cas le circuit multi- vibrateur ne comporte qu'un trajet de courant, c'est-à-dire Rc2-Q2-C-Q3. Q4, qui est bloqué, sépare complètement une bande du condensateur C par rapport au potentiel 0 V. Le transistor Q3, qui est conducteur, abaisse l'autre borne du condensateur C au potentiel 0 V, presque sans chute de ten- sion, si la source de courant 22 est considérée comme idéale. De cette manière, une partie aussi grande que pos- sible de la tension de fonctionnement est fournie aux bornes du condensateur. Par conséquent, étant donné que les transistors abaisseurs Q3 et Q4 couplés selon le couplage croisé permettent d'éliminer la chute de tension provoquée par des sources de courant dans des circuits multivibra- teurs classiques, un circuit multivibrateur réalisé au moyen de la technique d'abaissement à double connexion à couplage croisé selon l'invention fournit une amplitude du signal de sortie deux fois plus élevée pour la même tension de fonctionnement que dans le cas du circuit classique des figures 1 et 2. Cependant, dans la pratique la source de courant 22 est constituée par exemple par un miroir de courant com- mandé par la tension. Dans ce cas, une chute de tension est présente dans le miroir de courant et par conséquent une tension de fonctionnement légèrement différente est requise, par exemple égale approximativement à 2,2 V. On peut commander la fréquence de l'oscillateur en commandant le courant I2 qui traverse la source de cou- rant 22. Si la source de courant 22 est constituée par un miroir de courant commandé par la tension, un oscillateur commandé par la tension, VCO, est prévu. Si la source de courant 22 est constituée par une solution utilisant un circuit commandé par le courant, on prévoit un oscillateur commandé par le courant. Ces formes de réalisation diffé- rentes d'une source de courant 22 sont évidentes pour le spécialiste de la technique. L'oscillateur oscille entre deux états. Dans le premier état, le courant de commande Il circule dans le trajet Rcl-Q1-C-Q4 pour aboutir à la source de courant 22. Dans le second état, le courant de commande Il suit le tra- * jet Rc2-Q1-C-Q3 jusqu'à la source de courant 22. Par consé- quent, le courant de commande traverse également les résis- tances de collecteur Rcl et Rc2 et affecte l'amplitude du signal de sortie de l'oscillateur. C'est-à-dire que l'amplitude du signal varie lorsque le courant de commande I1 et la fréquence varient. Dans l'oscillateur selon l'invention, l'amplitude du signal de sortie de l'oscillateur est rendue indépen- dante du courant de commande Il de sorte qu'un courant de compensation I2 traverse les résistances Rcl et Rc2. Le courant de compensation I2 est de préférence commandé de la même manière, mais dans un sens différent de celui du cou- rant de commande Il de sorte que le courant total circulant dans les résistances Rcl et Rc2 est constant. Dans l'exemple de la figure 2, on a comme courant de commande Il = Icon et I2 = 1,75 mA - Icon. Pour cette raison, le circuit oscillateur comprend les transistors Q7 et Q8, qui sont connectés entre les émetteurs de Q1 et Q2 respective- ment, par l'intermédiaire d'une seconde source de courant 21, et le potentiel O V de la tension de fonctionnement. Q7 et Q8 sont connectés de manière à être commandés positive- ment pour suivre les états respectivement de Q4 et Q3. De façon plus précise, le collecteur de Q7 est connecté à l'émetteur de Q1, la base est connectée à la base de Q4 et l'émetteur est connecté à la première borne de la source de courant 21. De façon similaire, le collecteur de Q8 est connecté à l'émetteur de Q2, la base est connectée à la base de Q3 et l'émetteur est connecté à la première borne de la source de courant 21. La seconde borne de la source de courant est connectée au potentiel O V de la tension de fonctionnement. Dans l'état dans lequel se trouve l'oscillateur pendant les premières oscillations, le courant de commande Il suit le trajet Rcl-Q1-C-Q4 jusqu'à la source de courant 22. Q7 et Q4 sont tous deux conducteurs simultanément et par conséquent le circuit de compensation I2 passe par le trajet Rcl-Q1-Q7 jusqu'à la source de courant 21. De cette manière, un courant constant I1+I2 traverse la résistance Rcl indépendamment de la valeur de Il. Le cas est similaire pour le courant traversant la résistance Rc2 dans le second état d'oscillation. La figure 3 représente un mode de mise en oeuvre d'un oscillateur ICO dans le circuit de la figure 2. Sur la figure 3, les courants Il et I2 sont délivrés par des miroirs de courant M7 et M8 commandés par un amplificateur différentiel M2-M3-M4-M5. L'amplificateur différentiel est commandé par une commande VCO de la tension de commande. Le circuit de la figure 2 a été analysé au moyen de la technologie BiCMOS à 0,8 pm, dans laquelle les tran- sistors NPN bipolaires ont une fréquence transitoire FT = 14 GHz. Le courant traversant les transistors est choisi de manière à fournir la fréquence transitoires FT, le courant étant égal à environ 850 pA dans le cas de l'utilisation de cette technologie, lorsque la tension col- lecteur - émetteur Vce est égale à environ 0,8 V. C'est pourquoi la source de courant 22, qui détermine les cou- rants traversant les transistors Q1 et Q3 et les transis- tors Q2 et Q4 respectivement, est Icon = 1,7 mA, si l'on désire que l'oscillation se produise pour la fréquence maximale possible, dans ce cas environ 1,4 GHz. Dans ce cas on a I2 = 1,75 mA - Icon. La capacité de commande de l'oscillateur peut être de 320 MHz/mA, ce qui dépasse d'un multiple les exigences imposées à de tels circuits. Le bruit de phase est faible étant donné que le processus de recharge linéaire du condensateur C est maintenu même à grande vitesse. Des fréquences très élevées peuvent être fournies par le circuit, et par exemple lorsque la capacité C = 0,35 pF, la cadence d'impulsions est de 500 ps (2 GHz). L'amplitude est égale à environ 550 mV et la consommation en énergie est inférieure à 5,1 mW à partir d'une tension de fonctionnement de 2,2 V. La forme d'impulsions du signal est également très bonne. La présente invention peut être mise en oeuvre uniquement en utilisant la technique bipolaire. Un faible bruit de phase rend également le cir- cuit oscillateur approprié pour la réalisation de boucles à verrouillage de phase (PLL) à grande vitesse dans diffé- rentes applications de communication et de microproces- seurs. Les dessins et la description associée ont été indiqués uniquement à titre d'exemples. On peut modifier les détails de l'invention tout en restant dans le cadre de cette dernière. REVENDICATIONS 1. Circuit oscillateur comprenant une source de tension de fonctionnement (1), un premier composant formant amplificateur non linéaire (Q1) comprenant des première et seconde électrodes principales et une électrode de commande, un second composant formant amplificateur non linéaire (Q2) comprenant des première et seconde électrodes principales et une électrode de commande, la première élec- trode principale du second composant formant amplificateur (Q2) étant connectée de manière à commander l'électrode de commande du premier composant formant amplificateur (Q1), et de façon similaire la première électrode du premier com- posant formant amplificateur (Q1) étant connectée de manière à commander l'électrode de commande du second com- posant formant amplificateur (Q2), un composant capacitif (C1) connecté entre la seconde électrode principale d u premier composant for- mant amplificateur (Q1) et la seconde électrode principale du second composant formant amplificateur (Q2), des première et seconde résistances (Rcl, Rc2), au moyen desquelles la première électrode du premier compo- sant formant amplificateur (Q1) et la première électrode principale du second composant formant amplificateur (Q2) sont connectées respectivement au premier potentiel de la source de tension de fonctionnement (1), caractérisé en ce que le circuit comprend un troisième composant formant amplificateur (Q3), dont la première électrode principale est connectée à la seconde électrode principale du premier composant for- mant amplificateur (Q1), un quatrième composant formant amplificateur (Q4), dont la première électrode est connectée à la seconde électrode principale du second composant formant amplifica- teur (Q2), une première source de courant réglable (22), dont la première borne est connectée aux secondes élec- trodes principales des troisième et quatrième composants formant amplificateurs (Q3,Q4) et dont la seconde borne est connectée au second potentiel de la source de tension de fonctionnement (1), la fréquence dudit oscillateur étant réglable par commande du courant(Icon)de la première source de courant, un cinquième composant formant amplificateur (Q5), dont la première électrode principale est connectée au premier potentiel de la source de tension de fonctionne- ment et dont l'électrode de commande est connectée à la seconde électrode principale ou à l'électrode de commande du premier composant formant amplificateur (Q1), un sixième composant formant amplificateur (Q6), dont la première électrode principale est connectée au pre- mier potentiel de la source de tension d'alimentation et dont l'électrode de commande est connectée à la seconde électrode principale ou à l'électrode de commande du second composant formant amplificateur (Q2), les électrodes de commande des troisième et quatrième composants formant amplificateurs (Q3, Q4) étant connectées selon une connexion croisée aux secondes électrodes principales res- pectivement du sixième composant formant amplificateur (Q6) et du cinquième composant formant amplificateur (Q5), et des moyens (Q7, Q8, 21) pour amener un courant de compensation à circuler respectivement dans la première résistance (Rcl) et dans la seconde résistance (Rc2) de telle sorte que le courant traversant chaque résistance est essentiellement constant et indépendant du courant(Icon). 2. Oscillateur selon la revendication 1, caracté- risé en ce que lesdits moyens comprennent un septième composant formant amplificateur (Q7), dont la première électrode principale est connectée à la seconde électrode principale du premier composant formant amplificateur (Q1) et dont l'électrode de commande est connectée à la seconde électrode principale du cinquième composant formant amplificateur (Q5), un huitième composant formant amplificateur (Q8), dont la première électrode principale est connectée à la seconde électrode principale du second composant formant amplificateur (Q2) et dont l'électrode de commande est connectée à la seconde électrode principale du sixième com- posant formant amplificateur (Q6), une seconde source de courant commandée (21), dont la première borne est connectée aux secondes élec- trodes principales des septième et huitième composants for- mant amplificateurs (Q7,Q8) et dont la seconde borne est connectée au second potentiel de la source de tension de fonctionnement (1). 3. Oscillateur selon la revendication 2, caracté- risé en ce que la première source de courant est comman- dable de sorte que le courant de la seconde source de cou- rant est I2 = Ix-Icon, Ix étant un courant constant prédéterminé. 4. Oscillateur selon l'une quelconque des reven- dications 1 à 3, caractérisé en ce qu'il comprend un neuvième composant formant amplificateur (M1), qui est connecté entre la seconde électrode principale du cinquième composant formant amplificateur (Q5) et le second potentiel de la source de tension de fonctionnement (1) et dont l'électrode de commande est connectée à l'électrode de commande du troisième composant formant amplificateur (Q3), un dixième composant formant amplificateur (M2), qui est connecté entre la seconde électrode principale du sixième composant formant amplificateur (Q6) et le second potentiel de la source de courant (1) et dont l'électrode de commande est connectée à l'électrode de commande du qua- trième composant formant amplificateur (Q4). 5. O s c i 1 1 a t e u r selon la revendication 4, caractérisé en ce que les premier, second, troisième, quatrième, cinquième, sixième, septième et huitième compo- sants formant amplificateurs sont des transistors bipo- laires et que les neuvième et dixième composants formant5 amplificateurs sont des transistors MOS.