Brevet FR2751418A1 — publié le 19980123

RADAR A ANTENNE RESEAU ET A MODULES ACTIFS D'EMISSION-RECEPTION REPARTIS SUR LA SURFACE DE L'ANTENNE La présente invention se rapporte d'une façon générale au domaine du radar. Elle concerne plus particulièrement un radar à antenne réseau et à modules actifs d'émission-réception répartis sur la surface de l'antenne. I1 est bien connu que ltémetteur est un organe fondamental du radar, dont le choix conditionne en grande partie la conception générale. Dans les radars cohérents existant actuellement les émetteurs sont en général réalisés au moyen de tubes hyperfréquences tels que les T.O.P. (Tubes à Ondes Progressives). Le développement rapide des composants hyperfréquence tels que les transistors à effet de champ permet de réaliser aujourd'hui des émetteurs entièrement état solide, donc de faible encombrement. Cette propriété peut être mise à profit pour réaliser des modules actifs d'émission-réception qui, du fait de leur faible encombrement, peuvent être directement intégrés à la structure de l'antenne, chacun des modules étant théoriquement associé à un élément rayonnant de l'antenne lorsque celle-ci est du type réseau. Chacun de ces modules délivre une puissance crête relativement faible, mais la répartition d'un grand nombre de modules sur l'antenne permet théoriquement de disposer d'une puissance crête d'émission comparable à celle qu'aurait fourni un tube à ondes progressives. Ces modules actifs contiennent des amplificateurs d'émission et de réception ; ils peuvent également contenir des déphaseurs, l'ensemble constitue alors une antenne à balayage électronique. L'un des avantages principaux de ce type de radar est le gain en fiabilité dû au fait que la panne de quelques modules n'entraîne pas nécessairement de dégradation sensible des performances. D'autres avantages sont également importants au niveau des performances. Notamment l'intégration des amplificateurs de réception dans les modules permet de diminuer fortement les pertes de réception. Egalement les déphaseurs contenus dans les modules permettent de former le faisceau de l'antenne en fuseau, cosécante, ou autre, et de le pointer rapidement d'une direction à une autre. Ce principe souffre cependant d'une limitation pratique très importante qui est qu'il nécessite des composants très performants qui ne sont pas encore sur le marché, à savoir des modules actifs de taille assez réduite pour tenir dans les dimensions imposées par la réalisation de l'antenne. La face rayonnante d'un module doit en effet être contenue dans un carré dont les côtés sont inférieurs à une demi-longueur d'onde. Or ceci impose l'utilisation de technologies avancées hyperfréquence non encore disponibles pour les bandes de fréquence utilisées couramment par les radars aéroportés et les radars à courte ou moyenne portée en général bande X (8 à 12 GHz), bande Ku (12 à 18 GHz) et au dessus. I1 est cependant possible de trouver un compromis en associant un module actif émetteur-récepteur non plus à chaque élément rayonnant du réseau mais à un groupe d'éléments rayonnants réunis par un guide d'onde commun. Ceci fait cependant apparaître un autre problème, qui est que, contrairement au cas idéal d'un grand nombre de modules, la limitation de la puissance crête délivrée par chacun des modules ne peut alors être compensée par le faible nombre de modules actifs répartis sur l'antenne. Ce problème est résolu suivant l'invention en utilisant des formes d'onde particulières et des traitements particuliers adaptés à ces formes d'onde. Suivant l'invention, un radar à antenne réseau et à modules actifs d'émission-réception répartis sur la surface de l'antenne, à raison d'un module actif associé à plusieurs éléments rayonnants du réseau, l'ensemble des modules actifs étant par ailleurs connecté, par l'intermédiaire d'un circuit de repartition de puissance, à un émetteur-récepteur unique, est essentiellement caractérisé en ce que l'émetteur comporte des moyens pour générer, avec une fréquence de récurrence Fr, des impulsions modulées en fréquence ou en phase, de durée T relativement longue et de largeur spectrale B, et des moyens pour interrompre périodiquement ces impulsions, à une fréquence de découpage Fd (supérieure ou égale à B) afin de ménager, à l'intérieur de ces impulsions, des espaces de temps réservés à la réception, et en ce que le récepteur comporte des moyens pour interrompre corrélativement les impulsions reçues, à la fréquence de découpage Fd, avant détection. D'autres objets et caractéristiques de la présente invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante d'exemples de réalisation, faite en relation avec les dessins ciannexés dans lesquels: - la figure 1 est un schéma montrant la forme générale de l'antenne dans un radar suivant l'invention; - la figure 2 est un schéma synoptique d'un module actif d'émissionréception - la figure 3 est un schéma montrant l'allure du spectre du signal émis par un radar suivant l'invention - la figure 4 est un schéma d'un premier mode de réalisation d'un émetteur-récepteur suivant l'invention - la figure 5 est un schéma d'un deuxième mode de réalisation d'un émetteur-récepteur suivuit l'invention - la figure 6 est un schéma d'un troisième mode de réalisation d'un émetteur-récepteur suivant l'invention - la figure 7 est un schéma d'un quatrième mode de réalisation d'un émetteur-récepteur suivant l'invention - la figure 8 est un schéma montrant les formes d'ondes utilisées pour le fonctionnement d'un radar suivant l'invention - la figure 9 est schéma montrant la forme d'onde émise dans le cas du deuxième mode de réalisation de l'émetteur-récepteur. La figure 1 représente, suivant une vue en perspective, une antenne du type réseau bidimensionnel, à modules actifs d'émissionréception répartis sur sa surface. Ce réseau est formé de fentes rayonnantes telles que Rij disposées suivant n lignes et m colonnes (avec 1 4 i 4 n et 1 j m). Ces fentes sont disposées de manière telle que leurs points milieux soient distants, suivant les lignes (plan du balayage mécanique), d'une longueur égale à X /2, où X désigne g g la longueur d'onde guidée, et suivant les colonnes (plan du balayage électronique) d'une longueur inférieure a 1 +sine où X désigne la longueur d'onde d'émission, et o désigne la valeur maximale du dépointage électronique du faisceau par rapport à la direction normale au plan rayonnant.(Ces relations bien connues représentent les conditions pour que des "lobes de périodicité" n'apparaissent pas dans le diagramme). Un module actif M d'émission-réception est associé, par l'intermédiaire d'un guide d'onde commun G, à plusieurs fentes rayonnantes situées sur une même ligne. Ainsi, dans le cas de la figure 1, deux modules actifs d'émission-réception M il et M i2 alimentent ]'ensemble des N fentes rayonnantes d'une même ligne "i", à raison de N fentes associées à chacun de ces modules. L'ensemble des modules est par ailleurs connecté, par l'intermédiaire d'un circuit de répartition de puissance CR, à un émetteurrécepteur E/R. Sur la figure 2 apparaît la constitution des modules actifs émetteurs-récepteurs. Chacun de ces modules M. comporte une chaîne émission et une chaîne réception, chacune d'elle comportant à son tour des amplificateurs (respectivement I et 2) des organes de réglage d'amplitude (respectivement 3 et 4) et des organes de réglage de phase (respectivement 5 et 6). Les amplificateurs 1 et 2 sont modulés, c'est-à-dire que leur alimentation est commandée respectivement par des signaux C2 et C3 de façon que lorsque l'amplificateur d'émission 1 est actif, l'amplificateur de réception 2 n'est pas alimenté, et inversement. La voie émission est munie d'une entrée A. et d'une sortie B., la I i voie réception est munie d'une entrée C. et d'une sortie D.. Les i I points B. et C. sont alternativement reliés au guide d'onde commun i i Gi par l'intermédiaire d'un circulateur 8. Les points Ai et Di sont alternativement reliés, par l'intermédiaire d'un commutateur 7, au circuit de distribution commun CR. Suivant une variante de la réalisation de l'antenne, le commutateur 7 peut être supprimé. I1 faut alors deux circuits séparés de distribution, un pour l'émission, l'autre pour la réception. On décrit maintenant, en relation avec les figures 3, 4, 5, 6, 7, 8 et 9 les formes d'onde et traitements particuliers utilisés dans l'émetteur-récepteur E/R. Dans les radars classiques, une impulsion brève est émise en début de récurrence, la fin de la récurrence étant réservée à la réception. Le début de la récurrence constitue alors une zone aveugle, de très courte durée, la fin de la récurrence étant une zone entièrement claire. Suivant l'invention, la faible puissance crête de l'onde émise est compensée par un accroîssement de la durée des impulsions, les impulsions longues émises, de durée T, pouvant aller jusquà couvrir la totalité de la récurrence. Soit Fr la fréquence de récurrence; on 1 a alors exactement la relation Fr = T . Cet accroîssement de la durée des impulsions émises est compensé, sur le plan des inconvénients qu'il entraînerait en réception, par une modulation en fréquence ou en phase de ces impulsions, sur une bande de dispersion de la largeur spectrale B. Par ailleurs, afin de ménager des intervalles de temps réserves à la réception, l'impulsion longue est découpée avant l'émission avec une fréquence très élevée Fd. Cette fréquence de découpage Fd doit être supérieure ou égale à la bande de dispersion B afin d'éviter des recouvrements de spectre. Le facteur de forme de l'onde découpée est avantageusement compris entre 0,3 et 0,6. Il est choisi pour optimiser le bilan énergétique en fonction du rendement des amplificateurs d'émission. Vue par un observateur extérieur au radar, la forme d'onde est "pseudo-continue", les impulsions courtes émises se suivent sans discontinuité. La fréquence de récurrence Fr n'est pas perceptible autrement que par une analyse fine du spectre du signal. La figure 3 représente le spectre de l'onde émise. Le spectre apparaît sur la figure comme étant continu; c'est en fait un spectre de raies. Les raies sont distantes de Fr. Fr étant petit devant B il est impossible, pour la clarté de la figure, de les représenter. On reconnaît au centre de la figure le spectre caractéristique d'une onde modulée linéairement en fréquence sur une bande B. La fréquence de découpage Fd est prise dans cet exemple égale à B, si bien que les spectres élémentaires de largeur B se répétant tous les Fd paraissent jointifs mais ne se recouvrent pas. Par ailleurs, l'ensemble du spectre est pondéré par un sinus cardinal du type S (f) = sin n f Te n f Te où Te représente la longueur de l'impulsion courte émise. Le sinus cardinal prend la valeur zéro pour f = 1/Te et f = -1/Te. La figure 3 se limite à la représentation du lobe central du sisus cardinal, c'està-dire de la partie du spectre comprise entre f0 - 1/Te et f + I/Te (f 0 étant la fréquence centrale d'émission, sur laquelle est centrée le spectre élémentaire central de largeur B). Dans Exemple de la figure 3, Fd et B sont égaux. La période de découpage, inverse de Fd, est Td. Le facteur de forme est pris égal à 0,25. Cette valeur, qui n'est pas optimale, n'est prise que pour illustrer l'exemple. Compte tenu de ce facteur de forme, la longueur des impulsions courtes émises est Te = Td/4. La largeur de spectre représentée est 2/Te, soit 8/Td = 8 Fd. Le lobe central du sinus cardinal contient donc l'équivalent de huit spectres élémentaires de largeur B. Parmi ces huit spectres, sept seulement sont apparents car le huitième coïncide avec le passage à zéro du sinus cardinal. La figure 3 fait bien apparaître l'un des avantages fondamentaux des formes d'onde décrites. Plusieurs parties disjointes du spectre peuvent être analysées simultanément. Le radar est alors équivalent à la mise en parallèle de plusieurs radars identiques au bilan énergétique près et parfaitement synchrones. I1 peut aussi être comparé à un radar disposant de plusieurs fréquences d'émission simultanément. Le principe est de disposer de 2n+ 1 récepteurs en parallèle dont les fréquences centrales sont f + nFd ou f0 - nFd. Chaque récepteur est alors centré sur l'une des composantes élémentaires latérales de largeur B du spectre, afin d'y analyser les informations reçues, dans un premier temps de façon indépendante, puis dans un deuxième temps de les comparer (comparaison portant sur les modules des signaux reçus ainsi que sur leurs phases ou différences de phases). Le système est alors équivalent à 2n + 1 radars de caractéristiques identiques (au bilan énergétique près) dont les fréquences centrales seraient espacées de Fd. La mise en oeuvre de ce traitement est facilitée par la structure du spectre de la forme d'onde, en particulier par les deux points suivants a) on dispose à la réception de plusieurs spectres élémentaires indépendants, dont les modules diffèrent peu les uns des autres. Pour un facteur de forme de 0,5, le rapport entre le module du spectre élémentaire central et le module du spectre élémentaire qui lui est adjacent est dans tous les cas inférieur à 2/sur, soit 3,92 dB b) si la fréquence de découpe est assez élevée alors les spectres élémentaires sont tels que les bruits qu'ils contiennent sont décorrélés. Par ailleurs, une variation différentielle de la phase Doppler des échos reçus dans chacun des spectres élémentaires devient perceptible pour un temps d'observation acceptable, ce qui permet de lever des ambiguïtés de fréquence Doppler. On considère pour illustrer cette propriété l'exemple suivant Fréquence d'émission : 0 = 10 GHz Fréquence de répétition des impulsions longues : Fr = 2 kHz Durée des impulsions longues : T = 500 ,vs Fréquence de découpage : Fd = 10 MHz En sortie du récepteur, l'ambiguïté de distance est cT ambiguïté - 2 = 75 km où c représente la vitesse de la lumière. L'ambiguïté de fréquence Doppler est fixée également par Fr, elle est de 2 kHz, ce qui représente une vitesse de cible de: c Fr = 30 ms Vambiguïté = 2 f0 Compte tenu des valeurs d'ambigultés calculées ci-dessus, la forme d'onde peut être considérée comme "sans ambigulté de distance". Le traitement de plusieurs parties du spectre est alors utilisé pour lever l'ambiguïté de vitesse. Pour cela il utilise simplement le fait que pour un spectre latéral élémentaire centré sur f0 + nFd la valeur de la fréquence Doppler reçue diffère légèrement de la valeur de la fréquence Doppler reçue sur la voie centrale de réception. Si l'on considère par exemple une cible en rapprochement avec une vitesse v, la variation de phase Doppler mesurée sur la voie centrale de réception pendant le temps d'observation To de la cible est # #d = 2# 2v f0 To c La variation de phase Doppler sur la voie de réception centrée sur le premier spectre élémentaire latéral (décalé de Fd) est: 6 Xdl = 21r 2J (f0 - Fd) To La différence des deux variations de phase est # (##) = 2# 2v Fd To c Cette valeur est ambiguë à 27r près, ce qui correspond à des vitesses de cible de: c v ambiguïté = 2 Fd To L'ambigulté de vitesse est augmentée dans un rapport fo To To Fr Pour un temps d'observation de To = 50 ms le rapport r vaut 10. Ce rapport signifie également que le franchissement d'une ambigulté de vitesse de 30 ms entraîne une variation de la différence des variations de phase de 360/10 = 36 degrès. Cette valeur est d'un ordre de grandeur facilement mesurable. Le récepteur doit s'approcher le plus possible du filtre adapté à cette forme d'onde émise. Les figures 4, 5, 6 et 7 donnent quatre modes de réalisation possibles d'un tel récepteur. La bande de dispersion est obtenue suivant les cas par une modulation linéaire en fréquence réalisée par des circuits analogiques, ou par une modulation quadratique en phase réalisée à partir de circuits numériques. Sur la figure 4, la voie émission de l'émetteur-récepteur comporte un générateur 10 d'onde sinudoidale en moyenne fréquence. Ce signal en moyenne fréquence est découpé par un interrupteur 11 commandé par un signal C1, pour former des impulsions très courtes de durée t = 1/B, se répétant à la fréquence de récurrence Fr Chaque impulsion ainsi obtenue est ensuite dilatée par passage dans une ligne dispersive d'émission 12. En sortie de la ligne dispersive la durée de l'impulsion est T. Le signal de sortie S1 de la ligne dispersive d'émission 12 (tel -que représenté à la figure 8a) est ensuite découpé à la fréquence de découpage Fd par un interrupteur 13 commandé par le signal C2, pour donner un signal S2 dont l'allure est représentée à la figure 8b, la durée de chaque impulsion courte émise étant égale à TE. Ce signal est ensuite transposé en hyperfréquence au moyen d'un mélangeur 14 et d'un oscillateur local 15. Le signal obtenu est alors amplifié au moyen d'un amplificateur 16 puis dirigé, via un circulateur 17, vers le circuit de répartition de puissance desservant les différents modules actifs répartis sur la surface de l'antenne. Le signal reçu en réponse au signal émis est représenté sur la figure 5c tel qu'il se présente à l'entrée de chacune des voies Ci des modules actifs. I1 est transposé en fréquence intermédiaire au moyen d'un mélangeur 18 et de l'oscillateur local 15 et amplifié en fréquence intermédiaire par l'amplificateur 19'. Compte tenu du décalage dû au temps de trajet aller-retour de l'onde radar, lesimpulsions reçues débordent des espaces de temps TR réservés à la réception et empiètent sur les espaces de temps TE réservés à l'émission comme montré sur la figure 8c. Pour éviter toute interférence avec l'émission, les impulsions reçues sont également découpées au moyen du signal de commande C3 qui agit sur l'alimentation des amplificateurs hyperfréquence 2 des modules actifs, ainsi qu'au moyen de l'interrupteur 19 commandé par le même signal C3. Le signal C3 est tel que l'interrupteur 19 de la voie réception fonctionne à la même fréquence Fd que l'interrupteur 13 de la voie émission, de façon que l'interrupteur 19 soit fermé lorsque l'interrupteur 13 est ouvert, et inversement. Le signal S4 après le découpage de réception est représenté sur la figure 8d. La réception proprement dite s'effectue au moyen d'une ligne dispersive de réception 20 effectuant une modulation inverse de celle effectuée par la ligne dispersive d'émission. Le signal obtenu en sortie de la ligne dispersive de réception est ensuite appliqué à l'entrée d'un démodulateur amplitude-phase 21 dont le signal de référence est le signal de sortie du générateur 10 d'onde sinusoïdale. On se réfère maintenant au mode de réalisation représenté sur la figure 5. La voie réception comporte exactement les mêmes éléments que sur la figure 4. Sur la voie émission la ligne dispersive d'émission est remplacée par un générateur numérique de code de phase 12'. Le code de phase est généré de telle façon qu'à chaque impulsion courte émise corresponde un moment de phase. Dans la pratique cela signifie que les impulsions courtes sont émises à la même fréquence f0, mais que la phase initiale du signal dans l'impulsion varie d'une impulsion à l'autre, suivant une loi propre au code de phase choisi. Le principe du générateur n'est pas particulier au radar décrit dans ce brevet. Deux façons de la réaliser sont citées ci-après Selon une première solution le signal est généré en numérique en bande de base selon deux composantes en quadrature (x et y). Après conversion numérique analogique les signaux x et y modulent en bande latérale unique (BLU) l'onde sinusoïdale générée par le générateur 10. Le signal sur porteuse est ensuite filtré pour supprimer les spectres situés en dehors de la bande utile. Selon une deuxième solution le signal est généré en numérique sur une porteuse. Après conversion numérique-analogique le signal module une onde générée par le générateur 10. Un filtre sélectionne ensuite le battement inférieur (ou supérieur) centré sur la fréquence intermédiaire du radar. Dans le cas d'un code de phase à grand nombre de moments ( > 500), les erreurs induites par les imperfections technologiques doivent être indépendantes d'un moment à l'autre. Les deux générateurs décrits ci-dessus assurent bien l'indépendance des erreurs. Le signal S2 en sortie de l'interrupteur 13 est représenté sur la figure 9a. Les phases correspondant à chaque impulsion sont représentées sur la figure 9b. Le schéma de la figure 5 présente, par rapport à celui de la figure 4, les avantages suivants: - volume réduit; - plus grande souplesse de réalisation (possibilité de générer plusieurs formes d'onde différentes à partir du même matériel). Par ailleurs, le schéma de la figure 5 présente l'avantage par rapport à des radars à compression d'impulsion utilisant des codes de phase que les commutations entre les moments ont lieu pendant la durée de la réception et n'engendrent aucune perturbation sur l'émission. On se référe maintenant au mode de réalisation représenté sur la figure 6. La voie émission comporte les mêmes éléments que sur la figure 5. La voie réception laisse apparaître deux différences principales a) la corrélation du signal reçu était, dans les schémas des figures 4 et 5, effectuée par une ligne dispersive de réception 20. Sur la figure 6 la corrélation est effectuée en numérique. Pour cela, la bande du signal S4 est limitée par un filtre 20'. Ce filtre est centré sur la fréquence intermédiaire du radar et adapté à la durée de l'ouverture du récepteur, c > est-à-dire que sa bande passante est l/Tr. Le signal en sortie du filtre 20' est démodulé en amplitude et en phase par le démodulateur amplitude-phase 21. I1 est ensuite échantillonné au rythme de la fréquence de découpage Fd, codé sur un nombre de bits suffisant pour couvrir la dynamique des échos reçus, et comprimé par un corrélateur numérique. Le traitement d'échantillonnage, codage, corrélation est effectué par le circuit de traitement 22. Suivant une variante de la réalisation du récepteur, le filtre 20' peut être supprimé et remplacé par deux filtres filtres passe-bas de fréquence de coupure l/2Tr, situés sur chacune des deux voies sortant du démodulateur 21. Suivant une autre variante de réalisation, la bande passante du filtre adapté peut être différente de 1/Tr, en fonction des contraintes d'optimisation du bilan énergétique b) le récepteur possède plusieurs voies de réception en parallèle. La ième n voie Vn est représentée sur la figure 6. En sortie du circuit de répartition CR le signal est démodulé dans le mélangeur 1 8n par une fréquence issue de l'oscillateur local 15, décalée de n fois Fd par rapport à la fréquence de démodulation de la voie centrale de réception. Le signal est ensuite traité par les éléments l9'n, 19n, 20'n, 2 ln, et 22n dont les fonctions et les caractéristiques sont identiques respectivem ent à celles des éléments 19', 19, 20', 21 et 22 de la voie centrale de réception V0. Le signal obtenu en sortie du circuit de traitement 22n est issu ième du n spectre élémentaire de largeur B représenté sur la figure 3. D'autres variantes de réalisation consisteraient à effectuer en réception le traitement de la figure 6 (c'est-à-dire une corrélation en numérique) seulement sur la voie centrale, ou encore le traitement des figures 4 et 5 (c'est-à-dire une compression d'impulsions) sur 2n+l voies comme pour la figure 6. On se réfère maintenant au mode de réalisation représenté sur la figure 7. Ce schéma constitue une variante aux performances dégradées par rapport aux autres schémas, mais qui a l'avantage de nécessiter un traitement plus simple, donc moins volumineux. La voie émission comporte les mêmes éléments que celle de la figure 4. Le générateur d'onde modulée linéairement en fréquence 23 peut être réalisé de façon identique à la figure 4. Sur la figure 7, à l'inverse des figures 4, 5 et 6, la réception est effectuée au moyen d'un démodulateur amplitude-phase dont le signal référence est constitué par les impulsions longues (de durée T) modulées linéairement en fréquence. En sortie de ce démodulateur amplitude-phase on obtient différentes fréquences de battement correspondant à différentes distances radar-cible. La séparation des différentes cibles est ensuite effectuée au moyen d'un banc de filtres 24 disposé en sortie de ce démodulateur amplitude-phase 23. REVENDICATIONS 1. Radar à antenne réseau et à modules actifs d'émissionréception (Mi) répartis sur la surface de l'antenne, à raison d'un module actif associé à plusieurs éléments rayonnants (riz) du réseau, iJ l'ensemble des modules actifs étant connecté, par l'intermédiaire d'un circuit de répartition de puissance (CR) à un émetteurrécepteur unique (E/R), caractérisé en ce que l'émetteur comporte des moyens (10, 11, 12, 13) pour générer, avec une fréquence de récurrence FrS des impulsions modulées en fréquence ou en phase, de durée T relativement longue et de largeur spectrale B, et des moyens (13) pour interrompre périodiquement ces impulsions, à une fréquence de découpage Fd (supérieure ou égale à B) afin de ménager, à l'intérieur de ces impulsions, des espaces de temps (TR) réservés à la réception, et en ce que le récepteur comporte des moyens pour interrompre corrélativement les impulsions reçues, à la fréquence de découpage Fd, avant détection. 2. Radar selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens de détection du récepteur comportent des moyens (20) pour effectuer une corrélation des impulsions découpées reçues. 3. Radar selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens de détection du récepteur comportent des moyens (23) pour effectuer un battement entre impulsions découpées émises et impulsions découpées reçues, suivis de moyens de filtrage (24) permettant de séparer différentes fréquences de battement correspondant à différentes cibles. 4. Radar selon l'une des revendications 1à 3, caractérisé en ce que les moyens de détection du récepteur comportent des moyens (22, 22n) pour analyser indépendamment et simultanément plusieurs parties disjointes du spectre du signal reçu.