Brevet FR2747789A1 — publié le 19971024

Dispositif de rétrodiffusion pour systèmes radar à conjugaison de phase et découplage fréquentiel La présente invention a trait d'une manière générale à des systèmes radar comprenant au moins deux réseaux phasés distincts d'antennes Elle vise à fournir des dispositifs de rétrodiffusion faisant appel à la conjugaison de phase utilisée notamment dans le domaine de l'optique pour la correction automatique des déformations des signaux, induites par les appareils, la correction étant effectuee au moyen de dispositifs optiques rétroréfléchissants convenablement disposés sur le parcours des signaux lumineux. L'invention vise plus particulièrement à fournir des dispositifs permettant la rétrodiffusion automatique de signaux radar, par exemple de signaux radar réfléchis par une cible. A cette fin, un dispositif de retrodiffusion élémentaire de signaux radar comprend des moyens de réception pour recevoir un signal ayant une première fréquence porteuse, des moyens de transformation pour transformer le signal reçu en un signal modulé à une seconde fréquence porteuse et contenant la phase Doppler du signal reçu, au signe près, et des moyens d'émission pour conjuguer la phase spatiale du signal modulé afin de produire un signal émis modulé à la seconde fréquence porteuse, contenant la phase Doppler du signal reçu, au signe près, et une phase spatiale opposée à la phase spatiale du signal reçu. En pratique, un dispositif de rétrodif fusion de signaux radar comprend plusieurs dispositifs de rétrodiffusion élémentaires ayant des couples d'antenne de réception et d'antenne d'émission spatialement distribués autour d'un même centre de phase, afin de former un réseau phasé d'antennes. Si on suppose que le centre de phase 0 est le siège d'une source d'émission d'impulsions radar à une première pulsation porteuse e , correspondant à la première fréquence porteuse au facteur 2n près, le signal reçu SRi(t)= e ' par une antenne de réception ARi du réseau phasé d'antennes de réception et d'émission incluse dans les moyens de réception et d'émission a la phase suivante , après réflexion sur une cible C distante de do du centre de phase = = DR + (2.dO/c + 2.vgt/c + k.rRlc) où - t est la variable temps, - tR est la phase à l'origine 0 qui sera négligée dans la suite, - c est la vitesse de la lumière, - vO est la vitesse radiale de la cible, - k = OC/do est le vecteur unitaire de la direction du centre de phase à la cible, et plus généralement des antennes à la cible, et - rR le rayon vecteur ayant pour origine 0 et pour extrémité l'antenne ARi, avec rRi Dans la phase Qi, 2.do/c représente la phase due au retard de propagation aller et retour entre le centre 0 et l'antenne ARi, 2(vot/c) représente la phase due à l'effet Doppler, et k.rRic la phase spatiale exprimant le retard ou l'avance dû à la position spatiale de l'antenne ARi par rapport au centre 0. La conjugaison de phase mise en oeuvre dans le dispositif de rétrodiffusion selon l'invention est destinée à rétrodiffuser un signal d'onde SRi(t) reçu par l'antenne ARi suivant la direction incidente +ksous la forme d'un signal d'onde SEi(t) émis par une antenne d'émission AEi dans les moyens d'émission suivant la direction opposée -k. Par rapport à une émission omnidirectionnelle, cette conjugaison de phase dans I couples d'antennes de réception et d'émission AR1 à ARI et AE1 à AEI confère un gain de focalisation égal au nombre I d'antennes de réception. Pour réaliser cette conjugaison de phase, deux types de dispositifs de rétrodiffusion sont prévus selon l'invention. Un premier dispositif de rétrodiffusion met en oeuvre une conjugaison de phase spatiale qui consiste à satisfaire légalité vectorielle rE = -r R, c'est-à-dire l'opposabilité de phases spatiales dans les signaux SRi(t) et SEi(t), où rE, désigne le rayon vecteur ayant pour origine 0 et pour extrémité l'antenne AEi. Cette égalité impose que les antennes ARi et AEi soient diamétralement opposées par rapport au centre de phase 0, selon l'hypothèse où la pulsation ( & b est la même dans les signaux émis et reçus. Un second dispositif de rétrodiffusion met en oeuvre une conjugaison de "phase électronique" qui consiste à convertir le signal SRi(t) reçu par l'antenne ARi, tel que SRi(t)=e/(#0t-#@) avec #i = oqD(2.do/c + 2.vo.t/c + k.rRic), en un signal émis SEi(t) =e/(#0t+#@). Les deux signaux reçus et émis sont liés par la relation de conversion suivante SEi(t) = [SRi(t).e-/(#0t)]*.e+/(#0t). où l'opérateur * dénote un nombre complexe conjugué. La conversion de signal précédente résulte ainsi d'une démodulation à la pulsation ab du signal reçu en un signal démodulé, d'une conjugaison complexe du signal démodulé en un signal conjugué, et d'une remodulation à la pulsation - la phase spatiale assurant +#O.k.rR@/c assurant la rétrodirectivité, - le décalage de phase en terme de distance d#O = 2.UqD.do/c, et - la pulsation Doppler #DO = 2.u.vo/c. Toutefois, ces deux types de conjugaison de phase ne sont pas applicables directement dans un réseau phasé car en pratique, il n'est possible d'émettre et de recevoir simultanément des signaux à la même fréquence 2. Les dispositifs de rétrodiffusion selon l'invention remédie à ce problème en découplant en fréquence les signaux reçus et émis. Dans le premier dispositif de rétrodiffusion appelé "miroir positif élémentaire" dans la description détaillée ultérieure, les moyens de transformation assurent la conversion de fréquence, et la position de l'antenne d'émission relativement à la position de l'antenne de réception assure la conjugaison de phase spatiale. Les moyens de transformation comprennent des moyens pour démoduler à la première fréquence porteuse le signal reçu en un signal démodulé et des moyens pour moduler à la seconde fréquence porteuse le signal démodulé en le signal modulé. Les moyens de réception et les moyens d'émission comprennent respectivement une antenne de réception et une antenne d'émission qui sont situées à l'opposé par rapport à un centre de phase des antennes et à des distances du centre de phase qui sont dans un rapport égal à celui de la seconde fréquence sur la première fréquence. Dans le second dispositif de rétrodif fusion, appelé "miroir négatif élémentaire" dans la description détaillée ultérieure, les moyens de transformation assurent à la fois la conversion de fréquence et la conjugaison de phase électronique, et la position de l'antenne d'émission relativement à la positioR de l'antenne de réception assure la rétrodiffusion afin de corriger convenablement la phase spatiale modifiée dans les moyens de transformation. Les moyens de transformation comprennent alors des moyens pour démoduler à la première fréquence le signal reçu en un signal démodulé, des moyens pour conjuguer le signal démodulé en un signal démodulé conjugué, et des moyens pour moduler à la seconde fréquence porteuse le signal démodulé conjugué en le signal modulé . Les moyens de réception et les moyens d'émission comprennent alors respectivement une antenne de réception et une antenne d'émission qui sont situées sur un même rayon issu d'un centre de phase des antennes et à des distances du centre de phase qui sont dans un rapport égal à celui de la seconde fréquence sur la première fréquence. Deux types principaux de systèmes radar sont prévus selon l'invention. Selon une première réalisation dite à boucle ouverte, un système radar comprend une source d'émission radar omnidirectionnelle à la première fréquence porteuse, plusieurs dispositifs de rétrodiffusion du type miroir positif ou miroir négatif selon 1' invention qui reçoivent un signal à la première fréquence porteuse émis par ladite source après réflexion sur des cibles et qui émettent un signal à la seconde fréquence porteuse, plusieurs premiers moyens de filtrage Doppler reliés respectivement à des antennes de réception des dispositifs de rétrodiffusion, des premiers moyens de traitement de signal reliés aux sorties des premiers moyens de filtrage pour localiser angulairement des cibles, un réseau phasé d'antennes de réception recevant le signal émis à la seconde fréquence après réflexion sur les cibles, plusieurs seconds moyens de filtrage Doppler reliés respectivement aux antennes de réception du réseau phasé, des seconds moyens de traitement de signal reliés aux sorties des seconds moyens de filtrage pour localiser angulairement des cibles et sélectionner des voies directionnelles de cible dans les premiers moyens de traitement, et des moyens reliés aux premiers et second moyens de traitement pour localiser les cibles dans un repère tridimensionnel. Selon une seconde réalisation dite à boucle fermée, un système radar comprend plusieurs premiers dispositifs de rétrodif fusion émettant un signal à la première fréquence vers des cibles, plusieurs seconds dispositifs de rétrodiffusion recevant le signal à la première fréquence porteuse vers des cibles, les seconds dispositifs de rétrodiffusion recevant le signal à la première fréquence porteuse après réflexion sur les cibles et émettant un signal à la seconde fréquence porteuse vers les cibles afin d'être reçu par les premiers dispositifs de rétrodif fusion, et des moyens reliés à des antennes de réception d'au moins l'un des ensembles de premiers et seconds dispositifs de rétrodiffusion pour localiser angulairement et en distance des cibles. D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante de plusieurs réalisations préferées de miroirs et systèmes radar selon l'invention en référence aux dessins annexés correspondants dans lesquels - la Fig. 1 est un bloc-diagramme d'un miroir positif; - la Fig. 2 est un bloc-diagramme d'un miroir négatif; - la Fig. 3 est un bloc-diagramme d'un système radar à découplage fréquentiel et à conjugaison de phase en boucle ouverte; - la Fig. 4 est un bloc-diagramme d'un premier système radar à découplage fréquentiel et à conjugaison de phase en boucle fermée comprenant un premier miroir positif et un second miroir négatif; - la Fig. 5 est un diagramme de doubles cycles émission-réception entre les miroirs du premier système radar; - la Fig. 6 est un diagramme de doubles cycles émission-réception entre un premier miroir négatif et un second miroir positif d'un second système radar en boucle fermée; - la Fig. 7 est un bloc-diagramme du second système radar; - la Fig. 8 est un diagramme de doubles cycles émission-réception entre un premier miroir négatif et un second miroir négatif d'un troisième système radar en boucle fermée; et - la Fig. 9 est un diagramme de doubles cycles émission-réception entre un premier miroir positif et un second miroir positif d'un quatrième système radar en boucle fermée. Un premier miroir élémentaire MPi selon l'invention comprend un couple de moyens de réception d'un signal SRPi(t) et de moyens d'émission d'un signal SEPi(t), ainsi que des moyens de transformation interconnectés entre la sortie des moyens d'émission et l'entrée des moyens de réception et assurant notamment un changement de fréquence porteuse. Comme montré à la Fig. 1, classiquement, les moyens de réception comportent un récepteur hyperfréquence REPi et une antenne de réception ARPi captant le signal SRPi(t) et reliée à l'entrée du récepteur, et les moyens d'émission comportent un émetteur hyperfréquence EMPi et une antenne d'émission AEPi reliée à la sortie de l'émetteur. Les antennes ARPi et AEPi sont des antennes utilisées dans des réseaux phasés connus et sont disposées verticalement par rapport à un centre de phase spatiale OP. rRP, et rEP, désignent des rayons vecteurs opposés issus du centre OP et orientés vers le pied des antennes ARPi et AEPi respectivement. Le miroir MPi transforme le signal SRPi(t) reçu par l'antenne ARPi selon une direction de propagation k et ayant une pulsation porteuse 4D en un signal SEPi(t) émis par l'antenne AEPi selon la direction opposée -k et ayant une pulsation porteuse at différente de , par exemple telle que at . Les fréquences correspondantes à #O et cy sont de préférence de l'ordre de plusieurs centaines de mégahertz. Le signal reçu SRPi(t) est analogue au signal SRi(t) défini ci-dessus, et résulte d'un signal émis par une source, réfléchi par une cible C à la vitesse vO et ayant parcouru la distance 2do, soit - SRPi(t) = aR.e/(#0(t-k rRO]/c)-#0) avec comme phase Doppler #O = #O(2dO/c + 2vo.t/c) et aR l'amplitude du signal SRPi(t). Le signal émis SEPi(t) s'écrit - SEPi(t) = aE.e/(#@(t+k cEO@/c)-#O-#P) avec aE l'amplitude du signal SRPi(t), et 4p une phase quelconque. Le premier miroir élémentaire MPi est appelé "miroir positif" du fait que la pulsation Doppler #DO = 2ab.vo/c dans le signal reçu SRPi(t) ne change pas de signe après traitement du signal dans le miroir MPi et est amplifiée en la pulsation Doppler #DO + D1 = 2( #O + a)vO/c dans le signal rétrodif fusé SEPi(t), après avoir été réfléchi par la cible C et reçu le long d'un second trajet 2do. En effet, à la fin de ce second trajet, la phase du signal rétrodif fusé, réfléchi et reçu, comporte un déphasage par rapport au signal SEPi(t) égal à #1 = 2a(vot/c + do/c). Le décalage de phase dû à la distance est également amplifié puisqu'il passe de d#O = 2. e .dO/c à d#O + d#1 = 2(ab + a)do/c. Comme déjà dit, le miroir positif MPi comprend le récepteur hyperfréquence REPi à la fréquence angulaire ab associé à l'antenne ARPi et l'émetteur hyperfréquence EMPi à la fréquence angulaire at associé à l'antenne AEPi. Les amplitudes aR et aE des signaux SRPi(t) et SEPi(t) sont de préférence dans un rapport égal au gain d'amplification G d'un circuit d'amplification réglable CAPi relié à l'entrée de l'émetteur EMPi. Ce gain est de préférence réglé automatiquement de sorte que la puissance du signal émis soit constante quelle que soit la puissance du signal reçu. Pour assurer la conversion de fréquence, les moyens de transformation dans le miroir MPi reliant la sortie du récepteur REPi à l'entrée de l'émetteur EMPi via le circuit d'amplification CAPi comprennent essentiellement des moyens pour démoduler le signal reçu SRPi(t) à la pulsation ab en un signal démodulé SDPi(t) = SRPi(t). e-i(#Ol+#R) et des moyens pour moduler le signal démodulé SDPi(t) en un signal modulé SMPi(t) = SDPi(t).e/(#ll+#E), le signal SMPi(t) étant transformé en le signal de rétrodiffusion SEPi émis par l'antenne d'émission AEPi. Selon la réalisation illustrée à la Fig. 1, les moyens pour démoduler comportent un premier mélangeur MRPi ayant une première entrée reliée à la sortie du récepteur REPi, et une seconde entrée recevant un signal e-j(#0t+#R) fourni par un premier oscillateur local ORPi, et une sortie fournissant le signal démodulé SDPi(t). Les moyens pour moduler comportent un second mélangeur MEPi ayant une première entrée recevant le signal démodulé, de préférence filtré en fonction de la pulsation Doppler aDOt une seconde entrée recevant un signal e( ) fourni par un second oscillateur local OEPi, et une sortie fournissant le signal modulé SMPi(t). Dans ces conditions, la phase quelconque #p est égal à R - É De préférence, entre la sortie du premier mélangeur MRPi et la première entrée du second mélangeur MEPi sont prévus des moyens de traitement de signal TSPi qui ont trait notamment à des opérations classiques dans les radars, telles que filtrage Doppler sélectif à la fréquence avec et élimination des échos constants dus à des objets généralement au sol. Pour assurer la conjugaison de phase spatiale, l'égalité suivante de produits scalaires doit être satisfaite -#O.k. rRP /c = + #l.k.rEPt /c. Il en résulte que l'antenne d'émission AEPi a la position définie par un rayon vecteur rEP, = -(#O/#1) rRP Cette position de l'antenne AEPi est, comme montré à la Fig.l, opposée à celle de l'antenne de réception ARPi par rapport au centre de phase OP, et est située à la distance rEP, du centre OP. Le second miroir élémentaire MNi selon l'invention est montré à la Fig. 2 et comprend des éléments analogues à ceux inclus dans le premier miroir MPi et désignés avec des repères à trois lettres dont la dernière lettre N remplace la lettre P. Ainsi, d'une antenne de réception ARNi à une antenne d'émission AENi ayant un centre de phase spatiale ON, le miroir MNi comprend en série un récepteur RENi à la pulsation C4D, un premier mélangeur MRNi relié à un premier oscillateur ORNi, des moyens de traitement de signal TSNi notamment à filtrage Doppler, un second mélangeur MENi relié à un second oscillateur OENi, un circuit d'amplification CANi et un émetteur EMNi à pulsation cy. Le miroir MNi met en oeuvre la conjugaison de phase électronique. Il est supposé qu'il reçoit un signal SRNi(t), analogue au signal SRPi(t), tel que SRNi(t) = aR. e/(#0t-#0(k rRNl/c)-#0), et émet un signal SENi(t) à la pulsation porteuse at dont la phase est de signe opposée à celle du signal SRNi(t), soit SENi(t) = aE.e,(#lt+#l(k.rENt/c)+#0+#N). Dans les relations précédentes, rEN, désigne le rayon vecteur du centre de phase ON à l'antenne ARNi, rEN, le rayon vecteur du centre ON à l'antenne AENi et #N une phase quelconque. Le second miroir MNi est appelé "miroir négatif" à cause de la pulsation Doppler reçue aDO = 2.#O.vO/c et du décalage de phase dû à la distance d = 2.#O.dO/c qui changent de signe après traitement du signal dans le miroir MNi et qui sont transformés respectivement en #D1 - DO = ( > ! - #O)2.vO/c et dl = d#O = (ot D)2.do/c lorsque le signal SENi(t) rétrodiffusé par le miroir MNi a parcouru un second trajet 2do à partir de l'antenne d'émission AENi via une réflexion sur la cible C. La pulsation Doppler et le décalage de phase sont ainsi atténués. Pour assurer la conjugaison de phase électronique, le miroir MNi comprend, en outre, un circuit de conjugaison complexe CCi qui convertit tout signal complexe du type ej appliqué par la sortie du premier mélangeur MRNi en un signal complexe conjugué du type e-j = délivré à l'entrée du circuit de traitement de signal TSNi. Ainsi, le miroir MNi comprend des seconds moyens de transformation de signal transformant le signal reçu SRNi(t) en un signal modulé SMNi(t) = (SRNi(t).e-/(#0(t+#R)]*.e/(#lt+#E) où la somme #R + 4E est égale à N. Dans les seconds moyens de transformation, le mélangeur MRNi démodule le signal reçu SRNi(t) en un signal démodulé SDNi(t) = SRNi(t).e)(WoR), le circuit de conjugaison CCi conjugue le signal démodulé en un signal démodulé conjugué [SDNi(t)]*, et le mélangeur MENi module le signal démodulé conjugué en le signal modulé SMNi(t). Pour que le signal SMNi(t) soit rétrodiffusé sous la forme du signal émis SENi(t) dont la phase comprend le terme de directivité (+ #O.k.rRNi /c), l'égalité vectorielle suivante doit être satisfaite : WD-rRN = t.rEN,. Cette égalité impose une position de l'antenne d'émission AENi qui est située sur le rayon issu du centre de phase ON du miroir MNi et passant par l'antenne de réception ARNi, comme montré à la Fig. 2, et à une distance du centre de phase ON telle que rENi = (#O/#1)rRNi. Un miroir positif global MP, comme montré aux Figs. 3, 4 et 7, comprend un réseau de I miroirs positifs élémentaires MP1 à MPI, où l'indice i est compris entre 1 et l'entier I. Les miroirs positifs élémentaires ont en commun le centre de phase OP et possèdent respectivement des antennes de réception ARP1 à ARPI et des antennes d'émission AEP1 à AEPI qui sont, par exemple, des aériens verticaux répartis au sol sur des cercles concentriques au centre OP et de rayons rRP1 à rRPI de préférence égaux, et rEP1 à rEPI. De même, un miroir négatif global MN combine I miroirs négatifs élémentaires MN1 à MNI dont les antennes de réception ARN1 à ARNI et les antennes d'émission AEN1 à AENI sont de préférence réparties sur deux cercles concentriques au centre ON et de rayons respectifs de préférence égaux rRN1 = rRNi = rRNI et rEN1 = rENi = rENI. Des miroirs positifs et négatifs entrent dans la composition de systèmes radar à conjugaison de phase et à découplage fréquentiel conformes à l'invention. Les systèmes radar sont bistatiques car ils comportent chacun des moyens d'émission et des moyens de réception à des fréquences angulaires porteuses données ab et ot qui sont indépendants et géographiquement distincts. Les éloignements entre ces divers moyens et miroirs dans ces systèmes radars sont suffisants pour minimiser le couplage direct. L'émission peut être continue dans ces systèmes radar du fait du découplage fréquentiel. Deux réalisations de système radar avec diverses variantes sont prévues selon l'invention. Une première réalisation concerne des systèmes radar bistatiques en boucle ouverte et une seconde réalisation concerne des systèmes radar bistatiques en boucle fermée. Selon une première réalisation de système radar 1, la boucle ouverte d'émission-réception est réalisée par la propagation de signaux entre une source d'émission omnidirectionnelle d'impulsion radar 10 et un réseau phasé RAR d'antennes de réception A1 à AN, à travers au moins une cible C et un miroir M1, comme montré à la Fig.3. La source 10 émet un signal de porteuse (Âb qui est réfléchi par la cible C, telle qu'un aéronef, en un signal réfléchi de porteuse e et de pulsation Doppler aDO capté par des antennes de réception AR1 à ARI du miroir M1, le miroir M1 se trouvant dans la zone d'illumination de la source 10. Des antennes d'émission AE1 à AEI sont respectivement couplées aux antennes AR1 à ARI par des miroirs élémentaires selon l'invention, non représentés dans la Fig. 3, inclus dans le miroir M1 pour rétrodiffuser et transposer à la porteuse at le signal réfléchi en un signal rétrodiffusé de porteuse a Les moyens d'émission et les moyens de réception qui fonctionnent sur la même porteuse, ab ou at, doivent être suffisamment éloignés pour éviter tout couplage. Par exemple, la source 10 et le miroir M1 doivent être suffisamment éloignés l'un de l'autre de sorte que le M1 ne soit pas illuminé par les signaux de porteuse ab et donc soit découplé de la porteuse ab. Selon une première variante, le miroir M1 est un miroir positif comprenant I miroirs élémentaires MP1 à MPI, tels que le miroir MPi montré à la Fig. 1. Dans le signal rétrodif fusé par le miroir M1 et reçu par le réseau RAR, la pulsation Doppler est amplifiée en #DO + #D1 = (#O + Selon une seconde variante montrée à la Fig.3, le miroir Ml dans le système radar 1 est un miroir négatif comprenant I miroirs élémentaires MN1 à MNI, tels que le miroir MNi montré à la Fig. 2. Le signal rétrodiffusé par le miroir M1 et reçu par le réseau RAR a alors une bande Doppler atténuée #D1 - #DO. Le filtrage effectué en sortie des antennes A1 à AN du réseau de récepteur RAR est à bande réduite, comparativement à la première variante et au filtrage en sortie des antennes de réception du miroir M1, pour augmenter le rapport signal à bruit. Une formation de voies directionnelles après filtrage contribue classiquement à détecter les cibles et leur direction angulaire. Comme montré à la Fig. 3, le système radar 1 comprend, en association avec le réseau de réception RAR, une batterie de N filtres Doppler passe-bande 111 à llN et des moyens de traitement de signaux reçus filtrés pour localiser angulairement des cibles. Les entrées des filtres 111 à llN sont reliées respectivement aux antennes de réception A1 à AN du réseau RAR. Les filtres offrent particulièrement une bande fréquence étroite centrée sur la fréquence angulaire ot et correspondant à la bande Doppler de fréquences Àfll zDO pour un miroir négatif M1. Le nombre N de filtres 111 à llN peut être réduit et inférieur à celui des filtres qui sont reliés aux antennes de réception AR1 à ARI du miroir M1. Les filtres Doppler au début de la chaîne de traitement des signaux reçus contribuent à affiner la séparation des cibles en fonction de leur vitesse. Les moyens de traitement des signaux reçus filtrés comprennent classiquement un circuit de formation de voies 12 qui traite notamment chaque signal reçu filtré en fonction de la position de l'antenne de réception respective par rapport au centre de phase du réseau RAR et qui détermine la contribution de ces signaux pour des directions de l'espace définies en gisement 8 eut site ip. Le circuit de formation de voies 12 est relié, en sortie, à un détecteur de cible 13 qui détecte des cibles dans un secteur surveillé en corrélation avec des critères prédéterminés, puis à un circuit de localisation angulaire 14 qui détermine la position angulaire, en gisement et site, de chaque cible détectée. Le système radar 1 comprend également, en association avec les antennes de réception AR1 à ARI du miroir M1, I filtres Doppler passe-bande 151 à 15I ainsi qu'un circuit de formation de voies 16, un détecteur de cibles 17 et un circuit de localisation angulaire de cibles 18 qui jouent un rôle équivalent et qui sont agencés de la même manière que les circuits 11 à 14 relatifs au réseau de réception RAR. Les entrées des filtres 151 à 15I sont reliées respectivement aux antennes de réception AR1 à ARI. Les filtres 151 à 15I ont des bandes passantes qui sont centrées sur la fréquence ab correspondant à la bande Doppler de fréquences aDO et qui sont plus larges que celles des filtres 111 à llN. Les bandes Doppler de tous les filtres du système radar sont bien enten 14, et qui sont déterminés en fonction d'informations de direction angulaire de cibles formées par le circuit 14 via un bus 146. Des sorties des deux circuits de localisation angulaire de cibles 14 et 18 sont reliées à un circuit de position de cibles 19. Le circuit 19 détermine l'intersection des deux directions établies en fonction des couples d'angles, gisement et site, par les circuits 14 et 18 pour chacune des cibles détectées afin d'indiquer les trois coordonnées X, Y et Z de la position de chaque cible dans un repère cartésien de référence. Le système radar 1 fait appel ainsi à des moyens de calcul 13, 14 et 16 à 19 moins complexes que ceux utilisés dans les systèmes radar connus à localisation tridimensionnelle. A ce sujet, il est à noter que le système radar 1, comme tous les autres systèmes radars selon l'invention, peuvent également indiquer les vitesses des cibles, comme quatrième paramètre caracterisant les cibles. Le système radar 1 présente également une propriété avantageuse des réseaux radars bistatiques vis-à-vis des brouilleurs essentiellement à bord d'avions : la pulsation brouillée sera dirigée principalement vers des moyens d'émission du système qui seraient susceptibles d'être associés à des moyens de réception au même endroit. Cette pulsation brouillée sera principalement egale à ab en direction de la source d'émission 10, ou égale à at en direction du miroir M1 ce qui ne perturbe pas le fonctionnement du système radar. Les avantages ci-dessus du système radar 1 sont également ceux des systèmes radars selon la seconde réalisation décrits ci-après. Selon la seconde réalisation, la boucle fermée d'émission-réception d'un système radar bistatique comprend deux miroirs selon l'invention. Les antennes d'émission d'un premier de ces deux miroirs émettent des signaux à pulsation porteuse ab qui sont captés par les I antennes de réception du second miroir après réflexion sur les cibles C. Les I antennes d'émission de ce second miroir émettent des signaux à pulsation porteuse Différentes combinaisons de miroirs selon 1 'invention sont décrites ci-après. Selon des première et seconde variantes de la seconde réalisation, les miroirs sont de types différents, l'un étant un miroir positif et l'autre étant un miroir négatif. Selon la première variante montrée à la Fig. 4, un système radar 2 comprend un premier miroir MP1 qui est un miroir positif, et un second miroir MN2 qui est un miroir négatif. Les changements de pulsation et particulièrement de la pulsation Doppler à partir d'une émission initiale à la pulsation ab par le miroir positif MP1 sont indiqués dans le diagramme de la Fig. 5. Pour des buts de simplification, les ensembles d'antennes de réception et d'émission d'un miroir ci-après sont désignés par les antennes élémentaires respectives d'indice i. Au cours d'un premier cycle d'émission-réception du miroir MP1 vers le miroir MN2 et d'émission-réception du miroir MN2 vers le miroir MN1, un signal émis à la pulsation #O par les antennes d'émission AEPi du miroir MP1 est réfléchi par une cible C pour être reçu sous la forme d'un signal à la pulsation ab - uDO = ab - 2#OvO/c par les antennes ARNi du miroir négatif MN2. Ce dernier signal est converti dans le miroir MN2 en un signal à pulsation AENi du miroir MN2. Le signal émis est réfléchi par la cible C et est reçu sous la forme d'un signal à pulsation On constate que les pulsations Doppler des signaux reçus par le miroir positif MP1 valent alternativement 0 et #D1 - #D0, tandis que les pulsation Doppler des signaux reçus par le miroir négatif MN2 valent alternativement (Aflo et #D1. Dans ce cas, comme montré à la Fig. 4, des filtres passe-bande 211 à 21I ayant des entrées reliées aux antennes de réception ARP1 à ARPI du miroir MP1 offrent des bandes passantes Doppler plus étroites que celles des filtres passe-bande 251 à 25I ayant des entrées reliées aux antennes de réception ARN1 à ARNI du miroir MN2. Le système radar 2 comprend, outre les filtres 211 à 21I et 251 à 25I, des circuits dans des moyens de traitement de signaux reçus filtrés 22 à 24 et 26 à 29 respectivement analogues à ceux 12 à 14 et 16 à 19 dans le système radar 1 et agencés de la même manière. Selon la seconde variante, le premier miroir est un miroir négatif MN1, et le second miroir est un miroir positif MP2. Comme précédemment, pour deux doubles cycles d'émission-réception à partir d'un signal émis à la pulsation porteuse ab par le miroir MN1, le signal émis après le second cycle est encore à la pulsation (A. Le diagramme de la Fig. 6 indique les variations de la pulsation au cours des deux cycles. La pulsation Doppler des signaux reçus par le miroir MN1 varie entre 0 et DO + aDl et la pulsation Doppler des signaux reçus par le miroir MP2 varie entre wDO et -D1 L'estimation de la vitesse de commutation entre ces deux pulsations Doppler uDO et -wD1 en réception du miroir positif MP2 permet de mesurer la distance bistatisque d'une cible C, égale à la somme de la distance cible C - miroir MN1 et de la distance cible C - miroir MP2. Selon la Fig. 7, un système radar 3 selon cette seconde variante comprend, outre les miroirs MN1 et MP2, des moyens de traitement de signal associés au miroir positif MP2. Ces derniers moyens comportent en série un circuit de formation de voies directionnelles 32 ayant I entrées reliées respectivement aux antennes de réception ARP1 à ARPI du miroir positif MP2, un circuit de corrélation 3CR, un détecteur de cibles 33 et un circuit de localisation angulaire et de position de cible en gisement, site et distance 349. Les circuits 32, 33 et 349 sont analogues respectivement aux circuits 12, 13 et 14-19 déja décrits. Le circuit de corrélation 3CR estime la vitesse de commutation entre les pulsations Doppler aDO et -aD1 dans des signaux reçus à des instants différents en corrélant les signaux de voies directionnelles fournis par le circuit 32 avec des signaux de réplique représentatifs d'estimation du rayonnement attendu reçu suivant les diverses directions, respectivement, afin de déduire les distances bistatiques 2do des cibles. Selon des troisième et quatrième variantes de la seconde réalisation les premier et second miroirs dans un système radar à boucle fermée sont de même type. Dans la troisième variante, les premier et second miroirs mnl et mn2 sont des miroirs négatifs. La Fig. 8 indique les changements de pulsation pour un tel système radar, toujours en supposant que les premier et second miroirs mnl et mn2 émettent avec des pulsations porteuses respectives ab et at et qu'un premier double cycle d'émission-réception débute par l'émission d'un signal à la pulsation #0 par les antennes du premier miroir mnl. I1 apparaît qu'au cours de cycles successifs, les pulsations Doppler dans les signaux reçus par les miroirs mn1 et mn2 sont respectivement #D1 - #D0, 2(#D1 - #D0),... et #DO, 2#DO -#D1... Dans la quatrième variante, les premier et second miroirs mpl et mp2 sont des miroirs négatifs. Toujours avec les mêmes hypothèses, la Fig. 9 indique les changements de pulsation pour ce dernier système radar. Au cours de doubles cycles d'émission-réception successifs, les pulsations Doppler dans les signaux reçus par les miroirs mpl et mp2 sont respectivement aDO + l' Dans les systèmes radars précédents selon les troisième et quatrième variantes, la pulsation Doppler est amplifiée en fonction du temps, au fur et à mesure de la succession des cycles d'émission-réception. La mesure de la pente de la fonction de pulsation Doppler variant en fonction du temps contribue à estimer la distance bistatique des cibles. Les systèmes radars selon les troisième et quatrième variantes sont ainsi analogues à celui 3 montré à la Fig. 7 et comprennent chacun des moyens de traitement de signal comportant un circuit de formation de voies directionnelles 32 ayant des entrées reliées aux antennes de réception de l'un des premier et second miroirs mnl et mn2, respectivement mpl et mp2, un circuit de corrélation 3CR, un détecteur de cible 33 et un circuit de localisation angulaire et de position de cible en gisement, site et distance 349. REVENDICATIONS 1 - Dispositif de rétrodiffusion de signaux radar (MPi;MNi) caractérisé en ce qu'il comprend des moyens de réception (ARPi, REPi; ARNi, RENi) pour recevoir un signal (SRPi;SRNi) ayant une première fréquence porteuse ( e ), des moyens de transformation (MRPi, MEPi; MRNi, CCi, MENi) pour transformer le signal reçu en un signal (SMPi, SMNi) modulé à une seconde fréquence porteuse (U) et contenant la phase Doppler (t) du signal reçu, au signe près, et des moyens d'émission (EMPi, AEPi ;EMNi, AENi) pour conjuguer la phase spatiale (#0.k. rRP ; #0.k.rRNj du signal modulé afin de produire un signal émis (SEPi; SENi) modulé à la seconde fréquence porteuse (U), contenant la phase Doppler du signal reçu (#0), au signe près et une phase spatiale (-cL > l.k.rEP,;-cul.k.rEN,) opposée à la phase spatiale du signal reçu. 2- Dispositif de rétrodif fusion (MPi) conforme à la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens de transformation comprennent des moyens (MRPi) pour démoduler à la première fréquence porteuse (#0) le signal reçu (SRPi) en un signal démodulé (SDPi) et des moyens (MEPi) pour moduler à la seconde fréquence porteuse ( 3 - Dispositif de rétrodif fusion (MPi) conforme à la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que les moyens de réception et les moyens d'émission comprennent respectivement une antenne de réception (ARPi) et une antenne d'émission (AEPi) qui sont situées à l'opposé par rapport à un centre de phase (OP) des antennes et à des distances (rRPi, rEPi) du centre de phase qui sont dans un rapport égal à celui de la seconde fréquence ( (u). 4 - Dispositif de rétrodiffusion (MNi) conforme à la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens de transformation comprennent des moyens (MRNi) pour démoduler à la première fréquence (#0) le signal reçu (SRNi) en un signal démodulé (SDNi), des moyens (CCi) pour conjuguer le signal démodulé en un signal démodulé conjugué (SDNi*), et des moyens (MEPi) pour moduler à la seconde fréquence porteuse (#1) le signal démodulé conjugué en le signal module (SMNi). 5 - Dispositif de rétrodiffusion (MNi) conforme à la revendication 1 ou 4, caractérisé en ce que les moyens de réception et les moyens d'émission comprennent respectivement une antenne de réception (ARNi) et une antenne d'émission (AEPi) qui sont situées sur un même rayon issu d'un centre de phase (ON) des antennes et à des distances (rRNi, rENi) du centre de phase qui sont dans un rapport égal à celui de la seconde fréquence ( (a). 6 - Dispositif de rétrodiffusion conforme à l'une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens de filtrage Doppler sélectif (TSPi; TSNi) relatifs à la fréquence Doppler (DO) du signal reçu. 7 - Dispositif de rétrodiffusion conforme à l'une quelconque des revendications 1 à 6, caractérisé en ce que les moyens d'émission comprennent des moyens à gain réglable (CAPi; CANi) pour amplifier le signal modulé (SMPi; SMNi) afin que le signal émis (SEPi; SENi) ait une puissance constante. 8 - Dispositif de rétrodif fusion de signaux radar (MP;MN) comprenant plusieurs dispositifs de rétrodiffusion élémentaires (MP1 à MPI; MN1 à HNI) conformes à l'une quelconque des revendications 1 à 7 et ayant des couples d'antenne de réception (ARP1 à ARPI; ARN1 à ARNI) et d'antenne d'émission (AEP1 à AEPI; AEN1 à AENI) spatialement distribués autour du même centre de phase (OP;ON). 9 - Système radar (1) comprenant une source d'émission radar omnidirectionnelle (10) à la première fréquence porteuse (a), plusieurs dispositifs de rétrodiffusion (M1) conformes à l'une quelconque des revendications 1 à 8 qui reçoivent un signal à la première fréquence porteuse ( e ) émis par ladite source après réflexion sur des cibles (C), et qui émettent un signal à la seconde fréquence porteuse (u > l), plusieurs premiers moyens de filtrage Doppler (151 à 15I) reliés respectivement à des antennes de réception (AR1 à ARI) des dispositifs de rétrodiffusion, des premiers moyens de traitement de signal (16, 17, 18) reliés aux sorties des premiers moyens de filtrage pour localiser angulairement des cibles, un réseau phasé (RAR) d'antennes de réception (A1 à AN) recevant le signal émis à la seconde fréquence ( 10 - Système radar conforme à la revendication 9, caractérisé en ce que la bande de fréquence des seconds moyens de filtrage (111 à llI) est plus étroite que la bande de fréquence des premiers moyens de filtrage (151 à 15I) lorsque le dispositif de rétrodiffusion (M1) est conforme à la revendication 4 ou 5. 11 - Système radar (2;3) comprenant plusieurs premiers dispositifs de rétrodiffusion (MP1; MN1; mnl; mpl) conformes à l'une quelconque des revendications 1 à 8 émettant un signal à la première fréquence porteuse ( e ) vers des cibles (C), plusieurs seconds dispositifs de rétrodiffusion (MN2; MP2; mn2; mp2) conformes à l'une quelconque des revendications 1 à 8 recevant le signal à la première fréquence porteuse après réflexion sur les cibles et émettant un signal à la seconde fréquence porteuse ( ARNI) d'au moins l'un des ensembles de premiers et seconds dispositifs de rétrodiffusion pour localiser angulairement et en distance des cibles. 12 - Système radar (2) conforme à la revendication 11, caractérisé en ce que les premiers et seconds dispositifs de rétrodiffusion (MP1; MN2) sont respectivement conformes à la revendication 2 ou 3 et à la revendication 4 ou 5, et en ce que les moyens pour localiser comprennent plusieurs premiers moyens de filtrage Doppler (211 à 21I) reliés respectivement à des antennes de réception (ARP1 à ARPI) des premiers dispositifs de rétrodiffusion (MP1), des premiers moyens de traitement de signal (22, 23, 24) reliés aux sorties des premiers moyens de filtrage pour localiser angulairement des cibles, plusieurs seconds moyens de filtrage Doppler (251 à 25I) reliés respectivement à des antennes de réception (ARN1 à ARNI) des seconds dispositifs de rétrodiffusion (MN2), des seconds moyens de traitement de signal (26,27,28) reliés aux sorties des seconds moyens de filtrage pour localiser angulairement des cibles en fonction de voies directionnelles de cible sélectionnées par les premiers moyens de traitement (22,23,24), et des moyens (29) reliés aux premiers et seconds moyens de traitement pour localiser les cibles dans un repère tridimensionnel (XYZ). 13 - Système radar conforme à la revendication 12, caractérisé en ce que la bande de fréquence des premiers moyens de filtrage (211 à 21I) est plus étroite que la bande de fréquence des seconds moyens de filtrage (251 à 25I). 14 - Système radar (3) conforme à la revendication 11, caractérisé en ce que les premiers et seconds dispositifs de rétrodiffusion (mpl, mp2; mnl, mn2) sont conformes à la revendication 2 ou 3, ou à la revendication 4 ou 5, et en ce que les moyens pour localiser sont reliées uniquement aux antennes de réception (ARP1 à ARPI) de l'un (MP2) des ensembles de premiers et seconds dispositifs de rétrodiffusion et comprennent des moyens pour estimer la vitesse de commutation entre des pulsations Doppler dans des signaux reçus à des instants différents afin d'en déduire des distances (do) des antennes aux cibles.