Brevet FR2746506A1 — publié le 19970926

DISPOSITIF DE REDUCTION DU BRUIT D'EMISSION INDUIT POUR SYSTEME RADAR A IMPULSIONS COHERENTES La présente invention se rapporte aux systèmes radar à impulsions cohérentes, et elle concerne un dispositif permettant de réduire le niveau des signaux de bruit d'émission induits dans le récepteur de tels systèmes radar. Les fondements des systèmes radar Doppler à impulsions cohérentes sont largement exposés dans la littérature technique correspondante. Sur ce sujet, on pourra toutefois consulter l'ouvrage de M. H. SKOLNIK "Radar Handbook" 1970, édité par Mc GRAW Hill et, notamment, le chapitre 17 para. 13 qui traite des causes d'instabilité des signaux des circuits d'émission. Les systèmes radar Doppler à impulsions cohérentes, ou radar VCM (Visualisation des Cibles Mobiles) permettent de séparer les signaux échos des cibles mobiles des signaux de retour de sol, plus communément appelés signaux de "clutter". Les signaux de clutter, notamment, ceux réfléchis par les objets fixes, tels que les constructions, ont un niveau très important mais par contre, ils sont particulièrement stables d'une période de récurrence à la suivante. Les systèmes radar VCM mettent en oeuvre des techniques parfaitement connues, et d'une manière générale ils exploitent le glissement de fréquence Doppler introduit par le déplacement des cibles mobiles. Dans ces systèmes radar VCM, la phase de l'onde porteuse des impulsions émises est retenue et comparée à la phase des signaux échos captés en retour par l'antenne afin de mesurer la phase relative de ces signaux. Cette phase relative est constante d'une période de récurrence à la suivante, dans le cas de signaux radar réfléchis par un objet immobile, n'ayant pas de mouvements internes, tandis qu'elle varie dans le cas de signaux échos provenant d'une cible mobile ayant une composante de vitesse radiale VR, non nulle, par rapport à l'antenne radar. L'opération de comparaison de la phase des signaux émis et des signaux reçus est effectuée par un détecteur cohérent, généralement du type complexe, c'est à dire, qui détecte deux composantes orthogonales I et Q des signaux reçus. I1 en résulte que le détecteur cohérent fournit des signaux en impulsions dont l'amplitude est constante dans le cas d'objets fixes, et des signaux en impulsions modulés sinusoidalement en amplitude dans le cas des cibles mobiles. Le glissement de fréquence Doppler FD est lié à la longueur d'onde X c de la porteuse des impulsions émises et à la c composante de vitesse radiale R de la cible par la relation connue: FD = 2 VR/Àc Les systèmes radar VCM, doivent opérer de façon satisfaisante en présence de signaux radar indésirables, lesquels sont principalement constitués : par les signaux de retour de sol, généralement de fort niveau, les signaux de retour dûs aux phénomènes atmosphériques, de niveau moindre, et par les échos des véhicules terrestres, lesquels sont animés d'une vitesse de déplacement modérée, sensiblement limitée à 30 ms 1. On connait déjà des systèmes radar VCM dans lesquels les signaux de sortie du détecteur cohérent du récepteur sont filtrés dans un banc de filtres Doppler qui délivre des données de sortie correspondant respectivement à chacune des cases-distance/vitesse du système radar. Un traitement effectué ultérieurement sur ces données de sortie permet d'extraire les signaux échos des cibles mobiles et de rejeter les signaux radar indésirables. Dans ces systèmes radar, les instabilités propres au système fixent une limite aux performances de détection des cibles qui peuvent être obtenues. Les principales sources d'instabilité propres au système lui-même sont : les bruits de phase et d'amplitude des divers oscillateurs et amplificateurs, et les fluctuations, d'amplitude, de durée et de position des impulsions de modulation ; ainsi les signaux rayonnés par l'antenne radar ne sont-ils pas rigoureusement monochromatiques mais comportent des composantes parasites, dont le niveau est fonction du facteur de stabilité de l'émetteur radar. Alors, en présence d'un signal écho de très fort niveau relatif, correspondant, par exemple, à une réflexion sur un bâtiment situé dans le faisceau de rayonnement de l'antenne radar, les composantes de bruit introduites par les instabilités du système radar apparaîtront également dans le récepteur, avec un niveau supérieur au niveau des signaux de bruit thermique du récepteur. Ces composantes de bruit parasites seront à l'origine de signaux de fausse-alarme, lesquels seront confondus avec les signaux échos de cibles mobiles. Le but que vise l'invention est de réaliser un dispositif électronique qui permette de réduire, à la sortie du récepteur, le niveau de ces composantes parasites induites, sans interdire la détection d'un signal écho, de niveau relatif modéré, renvoyé par une cible mobile. Pour atteindre ce but, le dispositif de réduction du bruit d'émission induit, est disposé à la sortie d'un récepteur radar comprenant un banc de filtres Doppler qui fournit des données de sortie correspondant à chacune des cases-distance/vitesse et ce dispositif comprend un atténuateur électronique comportant une entrée de commande, laquelle entrée est connectée à la sortie d'un circuit de mesure qui élabore un signal représentatif du rapport de la donnée de plus fort niveau, pour chaque case-distance à la valeur moyenne du niveau des signaux de bruit du récepteur. D'autres caractéristiques apparaîtront dans la description détaillée qui va suivre, faite en regard de dessins annexés, sur ces dessins - la figure 1 représente la couverture plane d'un système radar à impulsions cohérentes. - la figure 2 est la courbe de transfert typique G (f) d'un banc de filtres Doppler dispose à la sortie du récepteur radar. - la figure 3 est la matrice des cellules-distance considérée en amont du banc de filtres Doppler. - la figure 4 est la matrice des cases-distance/vitesse considérée en aval du banc de filtres - la figure 5 est un bloc diagramme fonctionnel des circuits d'un récepteur pour système radar à impulsions cohérentes. - la figure 6 est un diagramme montrant la distribution des données de sortie d'un banc de filtres Doppler pour une casedistance incluant une donnée de très fort niveau résultant d'un signal écho en provenance d'un objet immobile. - la figure 7 est un bloc diagramme fonctionnel qui représente un dispositif de réduction du bruit d'émission induit, selon l'invention. - la figure 8 est un bloc diagramme fonctionnel qui montre une forme de réalisation des circuits de calcul du dispositif de la figure 7. - la figure 9 est un bloc diagramme fonctionnel qui montre une forme de réalisation des circuits d'atténuation du dispositif de la figure 7. - la figure 10 est un bloc diagramme fonctionnel qui montre une forme de réalisation du circuit de sommation de la figure 8. - la figure 11 est un diagramme des données d'entrée du circuit de sommation, lequel est représenté en regard des signaux d'horloge de séquencement. - la figure 12 est une variante de réalisation du dispositif de la figure 7. - la figure 13 est une forme de réalisation préférée du dispositif de la figure 7. La figure 1 représente la couverture horizontale d'un système radar à impulsions cohérentes ayant une distance de détection maximale, non ambigüe, Rmax, égale ou inférieure au produit TR.C/2, avec TR la période de récurrence des signaux rayonnés par l'antenne radar et C la vitesse de propagation des ondes électromagnétiques. Cette distance Rmax est divisée en M intervalles réguliers, et la longueur d R de chacun de ces intervalles est sensiblement égal au produit 6. C/2, avec 6 la durée effective des impulsions émises. La durée effective des impulsions émises est définie par le pouvoir séparateur du système radar. Dans ce type de radar à impulsions cohérentes, 1'Intervalle de Traitement Cohérent "I.T.C" ou "C.I.P" (Cohérent Interval Processing" selon la dénomination anglo-saxonne), correspond à un nombre P d'impulsions émises consécutivement avec une période de récurrence TR déterminée une longue d'onde donnée. Ces P impulsions constituent une salve d'impulsions ; on peut toutefois noter que d'une salve d'impulsions à la suivante, la période de récurrence des impulsions peut être variée et que d'une façon générale, le produit TR.R c des impulsions de la salve d'émission peut être modifié cycliquement dans le but de réduire les vitesses aveugles, ou encore, d'opérer un classement des signaux échos en fonction de leur glissement de fréquence Doppler introduit par le mouvement des cibles. Pendant la durée d'une salve d'émission, correspondant à l'l.T.C du système radar, le déplacement angulaire Q de l'antenne radar est généralement notablement inférieur à l'ouverture nominale OO du diagramme de rayonnement de cette antenne. La figure 2, sous une forme idéalisée, représente la courbe de réponse G (f) de banc de filtres Doppler, lequel est disposé à la sortie du récepteur. Ce banc de filtres Doppler généralement du type numérique, est centré sur la fréquence zéro et couvre la bande de fréquence s'étendant de -Fr/2 à Fr/2. Le banc de filtres Doppler comprend un nombre N de filtres élémentaires qui sont numérotés de 0 à (N-l). Le filtre Doppler F.D0 permet de transférer les signaux échos ayant subit un glissement de fréquence Doppler nul ou égal à un multiple de la fréquence de récurrence. Le filtre Doppler FDN/2 est appelé, ici, filtre Doppler central, du fait qu'il est positionné sur la fréquence FR/2 et ses multiples impairs. On peut également noter que la largeur de bande de ces filtres Doppler est sensiblement identique et que cette largeur de bande est fonction de la durée de l'I.T.C, laquelle est égale au produit du nombre P d'impulsions de la salve par la période de récurrence Tr A ce stade de la description, on peut déjà noter que la totalité des signaux du récepteur, incluant les signaux de bruit est transférée à la sortie du banc de filtres Doppler. La fonction du banc de filtres Doppler étant essentiel le ment de classer les signaux du récepteur selon leur composante de fréquence et conjointement de fournir un gain d'intégration cohérente des signaux radar. La figure 3 représente la matrice des cellules-distances, considérée en amont du banc de filtres Doppler et correspondant à une salve d'émission constituée d'un nombre P d'impulsions. Suivant l'axe i , ou axe des temps radar, la matrice des cellules-distance comprend M colonnes de cellules-distance numérotées de 0 à (M-l). Sur l'axe t des temps, cette matrice de cellules-distance comprend P rangées de cellules-distance numérotées de O à (P-l). Chaque cellule-distance élémentaire est identifié par un terme au pu dans lequel le facteur a est représentatif du niveau du signal (signal radar ou signal de bruit) présent dans la cellule-distance affectée des indices m et p. Le facteur a est une grandeur complexe, qui peut être représentée par ses deux composantes orthogonales I et Q, comme montré sur le diagramme situé en regard de la matrice des cellules-distance. Ces grandeurs I et Q sont des grandeurs quantifiées généralement représentées par un nombre binaire incluant un bit de signe. Ainsi la matrice des cellules-distances comprend, pour chaque salve d'émission, un nombre 2. P.M cellules élémentaires, si l'on considère les deux composantes de signal I et Q. La matrice des cellules-distance correspondant à la salve suivante sera située sur l'axe t des temps et adjacente à la matrice réprésentée. Dans les systèmes radar VCM, considérés ici, la période de récurrence T R est de l'ordre de 0,25 à 2 millisecondes, le nombre P des impulsions est d'environ une dizaine, et le nombre M des colonnes de cellulesdistance peut atteindre un millier ou plus. La figure 4 représente la matrice des cases-distance/vitesse considérée en aval du banc de filtres Doppler. Suivant l'axe Z du temps radar, cette matrice de cases-distance/vitesse comporte un nombre M des cases-distance numérotées de O à (M-l) et chacune de ces cases-distance comporte un nombre N de cases-vitesse, numérotées de 0 à (N-l). Chaque case élémentaire de la matrice est identifiée par un terme Am,n, dans lequel le facteur A est repré sentatif de l'énergie du signal (signal radar ou signal de bruit) présent dans cette case affectée des indices m et n. Dans le cas d'un signal radar, ce signal Am,n, a subit un retard de temps Z =2m A R/C, et il lui correspond une composante de fréquence égale à f = Fr.n/N. Si l'on compare les matrices des figures 3 et 4, on voit que l'énergie des signaux dans une colonne de cellules-distance est égale à l'énergie des signaux dans une case-distance. La matrice des cases-distance/vitesse peut être considérée comme la matrice temps-fréquence du banc de filtres Doppler, avec, toutefois, la restriction que la fréquence est une fréquence ambiguë dans le cas des cibles ayant subit un glissement de fréquence Doppler Fd supérieur à FR/2. Les termes Am,n constituent les données de sortie du banc de filtres Doppler, ils correspondent à l'énergie des signaux et peuvent être représentés par leur module, et codés sous une forme numérique. Le diagramme situé en regard de cette matrice représente une case-distance de rang m comportant N cases-vitesses ordonnées de 0 à (N-l). La figure Sa est un bloc diagramme fonctionnel qui montre les principaux circuits du récepteur radar. La partie amont du récepteur, laquelle comprend : le mélangeur microonde d'entrée, I'amplificateur à fréquence intermédiaire (FI) et le détecteur cohérent, n'est pas représentée sur cette figure, puisque de nombreuses formes de réalisation sont largement connues. Le détecteur cohérent fournit les signaux bipolaires à vidéofréquence am,p ou plus précisément les deux composantes orthogonales I et Q de ces signaux. Ces composantes de signal I et Q sont échantillonnées et codées en amplitude par le codeur 1 analogique numérique (A/N). Deux couples de mémoires à accès aléatoires (mémoires RAM) adressables en lecture et en écriture sont connectées au codeur A/N par l'intermédiaire d'un premier commutateur 2. Les entrées d'un premier couple de mémoire RAM 3a et 3b, et d'un second couple de mémoires RAM 3c et 3d, sont alternativement connectées, à la cadence de la salve des P impulsions, à la sortie du premier commutateur 2, dans le but de mémoriser la totalité des signaux am, p correspondant à une salve d'impulsions. Les sorties de ces deux couples de mémoires RAM sont connectées respectivement aux entrées d'un second commutateur 4 ; ce second commutateur opérant en synchronisme et en opposition de phase avec le premier commutateur. Les opérations d'écriture des données d'entrée dans les mémoires RAM s'effectuent suivant les rangées m des cellules mémoires et les opérations de lecture des données de sortie s'effectuent suivant les colonnes p des cellules-mémoires. Le bus de sortie du second commutateur 4 est appliqué à l'entrée commune du banc de filtres Doppler 5 représenté partiellement. Chacun de ces filtres Doppler est un filtre complexe qui inclut un opérateur de calcul permettant d'élaborer le module des signaux ayant traversés le filtre correspondant. Le filtre Doppler FDo est l'élément du banc de filtres qui est centré sur la fréquence nulle, tandis que le filtre FD N/2 est l'élément du banc de filtres qui est positionné sur la moitiée de la fréquence de récurrence (FR). Les sorties du banc de filtres Doppler sont connectées respectivement à N entrées d'un circuit multiplexeur 6, dans le but de sérialiser les données de sortie de ce banc de filtres. De plus, ce circuit multiplexeur peut comporter des entrées complémentaires, telles que les entrées X, Y, Z et S, destinées à recevoir si nécessaire, des données complémentaires, par exemple, l'identification de la salve d'impulsions en cours, ou des résultats de mesure provenant d'opérations diverses effectuées sur les données de sortie du banc de filtres Doppler. Les circuits du récepteur radar décrit ci-dessus opérent en temps réel, alors les signaux d'horloge de séquencement Ho, H1 et H2 de ces circuits sont synchrones de l'horloge de base du système radar et par conséquent de la fréquence de récurrence des signaux d'impulsions des salves émises. A la figure 5b on a représenté, sous la forme d'un diagramme, la séquence des données de sortie Am,n du circuit multiplexeur 4, pour la case-distance de rang m. Cette séquence de données est constituée de N mots numériques Am,n et de mots de données complémentaires X, Y, Z et S ces derniers étant représentés par des tirets. La durée Tc de chacune des M cases-distance est donnéee par la relation suivante P.Tr Toc : M L'ordre de rangement des données de sortie multiplexées A m,n du banc de filtres Doppler, comme représenté, est arbitraire, cet ordre de rangement est généralement dicté par des considérations de traitements ultérieurs effectués sur ces données. La figure 6 est un graphique qui représente, à titre explicatif, la distribution des signaux de sortie Am,n du banc de filtres Doppler correspondant à une case-distance de rang m. Dans cette casedistance est présent un signal radar Am, de niveau très important, dont le glissement de fréquence Doppler FD à une valeur nulle, par exemple, un signal écho réfléchi par un bâtiment. On voit que dans les filtres Doppler FDI à FD sont également présents des signaux A n ayant une distribution d'amplitude sensiblement aléa m,n toire. Ces signaux résultent du bruit thermique du récepteur, d'une part, et des composantes de bruit dûes aux instabilités du système radar. En effet, on peut rappeler que les signaux émis ne sont pas rigoureusement monochromatiques, mais comportent des composantes de bruit, dont les sources ont été indiquées précédemment. Sur l'axe A, le trait pointillé portant la référence "STAB", définit le facteur de stabilité des signaux émis, c'est à dire, qui correspond au niveau d'un signal écho pour lequel les composantes de bruit "d'émission" sont justes inférieures au niveau de bruit thermique du récepteur. Le niveau du bruit thermique p du récepteur est indiqué par la ligne pointillée repérée par la référence p . I1 en résulte que lorsque le niveau d'un signal écho est supérieur à la valeur "STAB.", des composantes de bruit dépasse le niveau p du bruit thermique du récepteur et produisent des signaux de fausse-alarmes à la sortie du système radar. Ces signaux de fausse-alarmes pourront être confondus avec des signaux de cibles mobiles. La figure 7 est un bloc diagramme fonctionnel qui représente le dispositif de réduction du niveau des signaux de bruit d'émission induit dans le récepteur radar par un signal écho de très fort niveau, c'est à dire supérieur au niveau de stabilité du système radar. Les données de sortie Am,n du banc de filtres Doppler 9, sont appliquées à l'entrée du circuit atténuateur de gain 10 opérant à partir d'un seuil déterminé. Ce circuit atténuateur comporte une entrée de commande qui permet de varier électroniquement le gain de celui-ci au delà du seuil. Les signaux de sortie Am,n du banc de filtres Doppler sont également appliqués à l'entrée d'un circuit de mesure 20 qui fournit un signal de commande Rs de la valeur du rapport de la donnée Am,n de plus fort niveau, pour chaque case-distance à la valeur moyenne p du niveau des signaux de bruit du récepteur. Le signal de commande Rs fourni par le circuit de mesure 20 est appliqué à l'entrée de commande du circuit atténuateur 10. Le circuit atténuateur fournit les données de sortie corrigées Cl ,n Il en résulte une certaine perte de sensibilité pour les cases-distance dans lesquelles, un signal radar a une amplitude supérieure au niveau de stabilité des circuits d'émission, mais toutefois cette perte de sensibilité n'interdira pas la détection d'un écho de cible mobile d'amplitude moyenne. La figure 8 est un bloc diagramme fonctionnel qui montre une forme de réalisation du circuit de mesure 20 du dispositif décrit à la figure 7. Pour chacune des cases-distance m d'une salve d'impulsions émises, un opérateur logique 21 extrait la donnée de plus fort niveau Am,i = SUP.Am,n. Un circuit de sommation 22, prélève parmi les données de sortie Am,n du banc de filtres Doppler, les données de sortie Am, N/2 correspondant au filtre Doppler central FDN/2 positionné sur la fréquence Doppler FD = Fr/2 et effectue l'opération suivante: Une forme de réalisation de ce circuit de sommation 22 sera décrite en détail ultérieurement. Les sorties de l'opérateur logique 21 et du circuit de sommation sont connectées respectivement aux entrées d'un circuit diviseur 23 qui réalise l'opération suivante: R = SUP.Am,n p La grandeur du signal R5 représente donc le rapport signal à bruit pour chacune des cases-distance. La figure 9 est un bloc diagramme fonctionnel qui montre une forme de réalisation du circuit d'atténuation 10 du dispositif décrit à la figure 7. Le signal de sortie R5 du circuit de mesure est appliqué à l'entrée d'une table de correction 11 qui fournit un facteur de correction c fonction de la grandeur du signal d'entrée R5. Lorsque la grandeur du signal d'entrée R5 est égale ou inférieure à la valeur "STAB." représentée à la figure 6, la valeur de c donnée par la table de correction est égale à l'unité. Lorsque la grandeur du paramètre R est supérieure à la valeur "STAB.", la valeur de c décroit s proportionnellement. Le signal c est appliqué à l'une des entrées d'un circuit multiplicateur 12, dont l'autre entrée reçoit les données Am,n par l'intermédiaire d'un circuit de retard de temps 13. Le retard introduit par ce circuit de retard de temps est égal à la durée d'une case-distance. La figure 10 est un bloc diagramme fonctionnel qui montre une forme de réalisation du circuit de sommation 22 décrit à la figure 8, lequel permet de calculer la valeur moyenne p du niveau des signaux de bruit du récepteur. Un registre d'entrée 220 échantillonne les données de sortie Am, N/2 du filtre Doppler FD N/2 positionné sur la fréquence FR/2, avec FR la fréquence de récurrence des signaux d'impulsions émis pendant la salve d'émission actuelle. Ce registre d'entrée est connecté à un opérateur de sommation 221 qui effectue l'opération suivante La valeur de p ainsi calculée sur M données de bruit, représente effectivement la valeur moyenne du bruit du récepteur, puisque les données Am, N/2 d'un filtre Doppler central sont exemptes de signaux radar, si l'on néglige l'énergie des échos mobiles ayant une composante de glissement Doppler égal à FR/2 ou un multiple impair de FR/2. A la fin de la salve d'impulsions le résultat de l'opérateur de sommation 221 est chargé dans un registre de sortie 222, où il remplace le résultat calculé lors de la salve d'impulsions précédente. I1 faut noter que si la salve d'impulsions en cours est Sn, le résultat p utilisé provient de la salve d'impulsion précédente Sn-l. Lorsque le résultat p est chargé dans le registre d'entrée 222, le circuit de sommation est remis à zéro, dans l'attente de la salve d'impulsions suivantes Sn+l. La figure 11 est un diagramme des données d'entrée Am,n du circuit de calcul 22 de la figure 10, représenté en regard des signaux d'horloge de séquencement du circuit. Chaque case Am comporte effectivement N données Am,n qui incluent la donnée particulière utilisée Am, N/2, laquelle est entrée dans le circuit de calcul, sous l'action du signal d'horloge H cp Le signal d'horloge Hst charge le registre de sortie 222 et, consécutivement le signal d'horloge Hrz assure la remise à zéro du circuit de sommation 221. La figure 12 est un bloc diagramme fonctionnel qui représente une variante de réalisation des circuits décrits aux figures 8 et 9. Si l'on souhaite obtenir un facteur élevé de visibilité des échos des cibles mobiles superposés aux signaux de clutter de fort niveau, la dynamique d'amplitude du récepteur radar doit être importante et cette dynamique d'amplitude doit être maintenue au cours des opérations de filtrage des signaux du récepteur. Il en résulte que le codeur A/N d'entrée, doit coder l'amplitude des signaux de sortie a p du récepteur sur un nombre important de digits, par exemple, 12 à 14 bits dont un bit de signe. Après filtrage des signaux du récepteur, à la sortie du banc des filtres Doppler, la dynamique d'amplitude des données Am,n peut être comprimée, par exemple selon une loi logarithmique et codée sur un nombre de bits réduit par exemple sur 8 bits. A cet effet, les données de sortie Am,n sont appliquées à l'entrée d'un convertisseur LIN/LOG, 14 qui fournit les données comprimées A'm,n lesquelles sont fournies au circuit de retard de temps 13. Par contre, si l'opérateur logique 21 est également utilisé pour indiquer le numéro i du filtre Doppler ayant fourni la donnée Am,i = SUP. Am,n doit être connu avec précision, les données de sortie Am,n du banc de filtres Doppler sont utilisées, et un convertisseur LIN/LOG,1S est connecté à la sortie de cet opérateur logique 21. Il résulte de ces opérations de compression d'amplitude des données Am,n que le diviseur 23 et le multiplicateur 12 doivent être remplacés respectivement par les circuits de soustraction 23a et 12a et que la table de correction 11' doit être programmée en conséquence. La figure 13 est un bloc diagramme fonctionnel qui montre une forme de réalisation préférée du dispositif décrit à la figure 6. Les données de sortie Am,n du banc des filtres Doppler sont appliquées à l'entrée d'un convertisseur LIN/LOG, 100, pour fournir des données comprimées A'm,n et conjointement par l'intermédiaire d'un bus bidirectionnel 101 à l'entrée de l'opérateur logique 21 qui réalise l'opération SUP.Am,n = Am,i. Le résultat Am,i est inséré à l'entrée du convertisseur LIN/LOG où sa dynamique d'amplitude est alors conprimée. Si la donnée i représentant le numéro du filtre Doppler ayant fourni la donnée Am,i est disponible, cette donnée i est insérée à la sortie du convertisseur LIN/LOG. Les données comprimées Am,n sont appliquées à l'entrée de l'opérateur de sommation 22 pour fournir la valeur moyenne ' du niveau des signaux de bruit du récepteur comme décrit précédemment. Cette valeur moyenne P' est insérée également à la sortie du convertisseur LIN/LOG. Si l'on se réfère maintenant à la figure 14a qui montre l'arrangement des données à la sortie du convertisseur LIN/LOG, on voit, que pour la case-distance m, les données A'm,n sont rangées en début de séquence et que les données p', A'm,i = Log SUP.Am,n et im sont placées dans les "cases" X, Z et S décrites à la figure 5b. Si l'on retourne, maintenant, à la figure 13, on voit que les données disponibles à la sortie du convertisseur LIN/LOG sont appliquées à l'entrée d'un circuit de retard "LIFO", 13a, dont la fonction est de retrJer ces do l -es et d'inverser leur ordre de rangement, comme montré sur la figure 14b. La donnée i m' représentée à titre illustrative n'est pas utilisée dans le dispositif de l'invention et la "case" X est une case complémentaire également non utilisée ici. L'élément de retard LIFO peut être constitué par un circuit de mémoire, dans lequel la dernière donnée entrée est la première donnée sortie, (ou selon la dénomination anglo-saxonne First Input-First Output). Les données A'm,i et p' sont extraites, à la sortie du circuit de retard LIFO par des registres d'entrée commandés par des signaux d'horloge et disposés dans le circuit de soustraction 23a déjà décrit à la figure 12. Enfin les données A'm,o à A'm,n-l sont appliquées à l'entrée du circuit de soustraction 12a également décrit à la figure 12. Ce circuit de soustraction 12a fournit les données corrigées Cm,n qui constituent le signal de sortie du dispositif de réduction de bruit. REVENDICATIONS 1. Dispositif de réduction du bruit d'émission induit pour système radar à impulsions cohérentes dans lequel le récepteur est connecté à un banc de filtres Doppler (5) qui délivre des données de sortie Am,n pour chacune des cases-distance/vitesse, caractérisé en ce que ce dispositif étant connecté à la sortie du banc de filtres Doppler, il comprend : un atténuateur électronique à seuil (10) comportant une entrée de commande, laquelle est connectée à un circuit de mesure (20) qui fournit un signal de commande (R5) représentatif du rapport de la donnée de sortie Am,n de plus fort niveau, pour chacune des cases-distance, à la valeur moyenne du niveau des signaux de bruit du récepteur ; la valeur de seuil de l'atténuateur électronique (10) étant fonction du facteur de stabilité du système radar. 2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que le circuit de calcul (20) fournissant le signal de commande R5 de l'atténuateur électronique à seuil (10) comprend un opérateur logique (21) qui, pour chaque case-distance, délivre la donnée de sortie Am,n de plus fort niveau, un circuit de sommation (22) qui calcule la valeur moyenne des données de sortie Am,N/2 fournies par un élément central du banc de filtres Doppler et un circuit de division (23) dont les entrées sont connectées respectivement à l'opérateur logique (21) et au circuit de sommation (22). 3. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'atténuateur électronique à seuil (10) comprend, connectés en série un circuit de retard de temps (13) et un circuit multiplicateur (12), la seconde entrée de ce circuit multiplicateur, étant connectée à une table de correction (11) ayant sont entrée connectée à la sortie du circuit de calcul (20). 4. Dispositif selon la revendication 2, caractérisé en ce que la sortie de l'opérateur logique (21) est connectée à un circuit de compression d'amplitude (IS) et que l'entrée du circuit de sommation (22) est connectée également à un circuit de compression d'amplitude (14). Dispositif selon la revendication 3, caractérisé en ce que l'entrée de l'atténuateur électronique à seuil (20) est connectée à un circuit de compression d'amplitude (14). 6. Dispositif selon les revendications 4 et 5, caractérisé en ce que le circuit de compression (14) connecté à l'entrée du circuit de sommation (22) et le circuit de compression connecté à l'entrée de l'atténuateur électronique à seuil (10) sont des éléments communs. 7. Dispositif de réduction du bruit d'émission induit pour système radar à impulsions cohérentes dans lequel le récepteur est connecté à un banc de filtres Doppler (5) qui fournit des données de sortie (Am,n), pour chacune des cases-distance/vitesse (m,n), caractérisé en ce que les données de sortie (Am,n) étant multiplexées dans le temps sur un bus de données, il comprend, connectés en série sur ce bus de données, un circuit de retard "LIFO" (13a) et un atténuateur électronique à seuil (11, 12a) ayant une entrée de commande, et en ce que le bus de données en amont du circuit de compression d'amplitude (100) est connecté à un opérateur logique, lequel, fournit, pour chaque case-distance (m), la donnée de sortie (Am,n) de plus fort niveau, le bus de données en aval du circuit de sommation, lequel fournit la valeur moyenne ( P') du niveau des signaux de bruit du récepteur, et le bus de données, en aval du circuit de retard LIFO, est connecté à opérateur (23a) qui fournit un signal de commande (Rs) représentatif du rapport de la donnée de sortie (Am,n) de plus fort niveau à la valeur moyenne (') du niveau des signaux de bruit du récepteur ; ce signal de commande Rs étant connecté à l'entrée de commande de l'atténuateur électronique à seuil, lequel fournit des données de sortie corrigées (Rm,n).