Brevet FR2743677A1 — publié le 19970718

AMPLIFICATEUR COMPRENANT UN STAGE DE SORTIE À FAIBLE CAPACITE PARASITE. La présente invention a pour objet un amplificateur comprenant un étage de sortie à faible capacité parasite. Elle trouve une application avantageuse dans le domaine des amplificateurs de puissance utilisés par exemple pour la carrmande des tubes cathodiques de moniteur. Pour mettre en oeuvre l'affichage de données sur un écran par le biais d'un tube cathodique de moniteur, on utilise traditionnellement un faisceau d'électrons et des moyens de déflexion permettant d'orienter ce faisceau horizontalement et verticalement. La commande d'un tube cathodique de moniteur nécessite habituellement des signaux de commande de forte amplitude (de l'ordre par exemple de 50 volts crête à crête) et des fronts de montée et de descente très courts (par exemple de l'ordre de 10 nanosecondes). La figure 1 illustre schématiquement la composition d'un moniteur. I1 comprend principalement un préamplificateur 1, un amplificateur 2 de puissance, et un tube 3 montés en série. La préamplificateur est utilisé pour amplifier un signal vidéo INV reçu à afficher, ce signal étant typiquement un signal en tension d'une amplitude de quelques dixièmes de volt. Ce signal INV est amplifié dans le préamplificateur 1 qui produit un signal en tension Vin typiquement d'une amplitude de l'ordre de quelques volts. Le signal Vin est fourni à l'amplificateur 2 qui l'amplifie pour qu'il atteigne une amplitude de quelques dizaines de volts et qui fournit un courant 1out pour charger les cathodes (niodélisables par des capacités) du tube 3 avec la rapidité requise. A titre d'exemple il faut fournir un courant IoUt de l'ordre de 50 milliampères afin d'obtenir une différence de potentiel de 50 volts en 10 nanosecondes sur une capacité de 10 picofarads. Une structure classique d'un amplificateur 2 de puissance est illustrée schématiquement sur la figure 2. I1 comprend un amplificateur 20 de type amplificateur opérationnel monté en montage inverseur. L'amplificateur 20 reçoit le signal (ou tension) Vin sur son entrée "-" par le biais d'une résistance 21, et un signal (ou tension) de référence Vref sur son entrée "+". La sortie de l'amplificateur 20 est reliée à son entrée par le biais d'une résistance 22 montée en contre-réaction. Le rapport des valeurs des résistances 21 et 22 fixe le gain entre le signal d'entrée Vin et le signal (ou tension) de sortie Vout produit par l'amplificateur, ainsi que la tension continue en sortie au repos (c'est-à-dire quand Vin = Vref). La figure 3 illustre schématiquement la structure de l'amplificateur 20 de la figure 2. L'amplificateur 20 comprend un amplificateur à transconductance 23 et un étage de sortie 24. L'amplificateur à transconductance 23 est utilisé pour transformer le signal Vin de commande produit par le préamplificateur 1 en signal 1in en courant. L'étage de sortie 24 est utilisé pour adapter l'impédance de sortie (qui est d'autant meilleure qu'elle est faible) et doit pouvoir être capable de délivrer un courant de sortie 1out important qui est fourni aux cathodes (symbolisées par une capacité équivalente de charge 26) au travers d'une résistance de protection 25. La valeur de la capacité 26 est typiquement de l'ordre de 10 picofarads. Le temps de réponse de l'étage 24 conditionne le temps de charge et de décharge des cathodes. La réalisation d'un étage de sortie doit tenir compte de la capacité parasite d'entrée de l'étage qui est induite par les éléments de cet étage et sont représentées en entrée de l'étage 24 par une capacité équivalente 27. La capacité parasite 27 a typiquement une valeur de l'ordre du picofarad. Elle n'est pas négligeable par rapport à la valeur de la capacité de charge 26 et a une influence sur les temps de charge et de décharge de la capacité de charge. Le moment du déclenchement et l'importance relative de la charge ou de la décharge de la capacité de charge dépendent en effet de la rapidité de la charge ou de la décharge de la capacité d'entrée. Plus la valeur de la capacité d'entrée est faible par rapport à celle de la capacité de charge, plus la constante de temps liée à la charge ou à la décharge de cette capacité d'entrée est négligeable par rapport à celle de la capacité de charge. Il existe plusieurs solutions pour réaliser des étages de sortie d'amplificateurs de puissance. Généralement, on utilise des transistors de puissance complémentaires en sortie pour délivrer le courant de sortie. Une prépolarisation des électrodes de commande de ces transistors (consistant à créer une différence de potentiel permanente entre ces électrodes) permet de réaliser un amplificateur de classe AB. On évite de la sorte la présence d'une zone dite morte quand le signal vidéo est de faible amplitude en entrée. Cette zone se caractérise par un phénomène de distorsion de croisement, c'està-dire par le fait que les transistors de sortie de l'étage de sortie sont bloqués et que le courant de sortie est nul. La figure 4 illustre un premier exemple d'étage de sortie 24 selon l'état de la technique, réalisable sous la forme d'un circuit intégré. Cet étage comprend une entrée 241 pour recevoir le signal Iin, deux transistors complémentaires 242 et 243 de puissance montés en série entre une masse et une alimentation haute tension HV. Les transistors 242 et 243 sont par exemple respectivement des transistors VDMOS à canal N et MOS à canal P. L'alimentation HV a par exemple une valeur de l'ordre de 100 volts. La grille de coaaande du transistor 242 est reliée à l'entrée 241. La sortie 250 de l'étage correspond au point milieu des transistors 242 et 243, c'est à dire aux sources de ces transistors. La prépolarisation s'effectue par le biais de deux diodes montées en série entre les grilles des transistors 242 et 243. Ces diodes sont, dans l'exemple illustré, deux transistors 244 et 245 dont les grilles sont reliées aux drains et qui sont polarisés par une source de courant 246. Ces transistors sont par exemple deux transistors complémentaires de type MOS à canal N et à canal P. Le drain du transistor 244 est relié à l'entrée 241. Le drain du transistor 245 est relié à la grille de commande du transistor 243 de sortie. On impose ainsi une différence de potentiel permanente entre les grilles des transistors de sortie, quelle que soit la valeur du signal en entrée de l'étage, ce qui permet de fonctionner en classe AB. Un problème posé par le montage illustré sur la figure 4 est l'importance de la valeur de la capacité d'entrée de l'étage de sortie. Elle comporte classiquement une composante (représentée sur la figure 4 par une capacité 27 reliée à l'entrée 241) induite par les grilles des transistors 242 et 243 de sortie. Cette composante est en pratique présente dans tous les étages de sortie d'amplificateurs de puissance à transistors compte tenu de leur structure. Sa valeur est typiquement de l'ordre du picofarad. Une deuxième composante, représentée sur la figure 4 par une capacité 247 reliée entre la masse et le point milieu des transistors 244 et 245 (le point milieu correspondant aux sources de ces transistors), vient s'ajouter à la première. Cette deuxième composante est induite par la présence du dispositif de prépolarisation des grilles des transistors de sortie. Plus particulièrement, elle représente la sterne des capacités parasites induites par la présence des transistors 244 et 245 (telles que la capacité caisson/substrat du transistor 245 ou la capacité source/substrat du transistor 244, en supposant que les transistors sont réalisés sur un substrat de type P). La capacité parasite 247 vient s'ajouter à la capacité 27. Or, en pratique, la capacité 247 peut atteindre une valeur équivalente à celle de la capacité 27. La prépolarisation des grilles entraîne donc un doublement de la capacité d'entrée de l'étage de sortie, ce qui dégrade le temps de réponse de l'étage de sortie. Une solution envisageable pour ne pas dégrader le temps de charge ou de décharge de la capacité d'entrée est d'augmenter le courant d'entrée. D'une part cela augmente la consamnation de l'amplificateur, et d'autre part cela peut poser un problème de dissipation thermique, particulièrement si on souhaite réaliser l'amplificateur en technologie intégrée. La figure 5 illustre un second exemple d'étage de sortie selon l'état de la technique, réalisable sous la forme d'un circuit intégré. Cet étage comprend une entrée 241 pour recevoir le signal 1in de commande, deux transistors complémentaires 242 et 243 de puissance montés en série entre une masse et une alimentation haute tension HV. Les transistors 242 et 243 sont par exemple des transistors VDMOS à canal N. L'alimentation HV a par exemple une valeur de l'ordre de 100 volts. Le drain du transistor 242 est relié à l'alimentation HV. Sa source est reliée au drain du transistor 243. La source du transistor 243 est reliée à la masse. La grille de commande du transistor 242 est reliée à l'entrée 241. La sortie de l'étage correspond au point milieu des transistors 242 et 243 (c'est-àdire aux source et drain des transistors 242 et 243). La prépolarisation s'effectue par le biais d'un transistor 248, d'un amplificateur différentiel 249 et d'une source de courant 246. Le transistor 248 a sa grille reliée à l'entrée 241. Son drain est relié à l'alimentation HV et sa source est reliée à la masse par le biais de la source de courant 246. La source du transistor 248 est par ailleurs relié à l'entrée "-" de l'amplificateur différentiel 249. La sortie de cet amplificateur 249 est reliée à la grille de commande du transistor 243. L'entrée "+" de l'amplificateur est reliée au drain du transistor 243. On appelle VD la différence de potentiel grille/source du transistor 248 et 10 le courant parcourant ce transistor. On appelle V'D la différence de potentiel grille/source du transistor 242 et I'O le courant parcourant ce transistor au repos. Si la différence de potentiel entre les entrées "+" et "-" de l'amplificateur est nulle alors on a V'D = VD et I'O = 10. La contre-réaction induite par l'amplificateur 249 permet de garantir au repos une différence de potentiel entre les grilles de commande des transistors 242 et 243. Supposons que le potentiel de l'entrée "-" est stable. Si le potentiel de la source du transistor 242 est trop haut (on a alors V'D V'D. On impose ainsi une différence de potentiel permanente entre les grilles des transistors de sortie, quelle que soit la valeur du signal en entrée de l'amplificateur, ce qui permet à ce dernier de fonctionner en classe AB. Un problème posé par le montage illustré sur la figure 5 est l'encombrement dû à la présence de l'amplificateur 249. Un autre problème est l'obligation en pratique d'insérer une capacité de stabilisation entre la sortie et l'entrée "+" de l'amplificateur 249. En pratique, la valeur de cette capacité peut être de l'ordre de grandeur de celle de la capacité de sortie 26 (particulièrement si on souhaite travailler sur une large plage fréquentielle). La présence de la capacité de stabilisation est alors équivalente à une augmentation non négligeable de la valeur de la capacité de charge. On peut augmenter la taille des transistors de sortie de l'étage si on souhaite un temps de montée et de descente très court en sortie, à tension d'alimentation égale. Cela induit un encombrement plus important de l'étage de sortie. Cela nuit également à la valeur de la capacité d'entrée de l'étage, les grilles des transistors de sortie étant de dimensions plus importantes. Une solution envisageable pour ne pas dégrader le temps de charge ou de décharge de la capacité d' entrée est d' augmenter le courant d'entrée. D'une part cela augmente la consonmation de l'amplificateur, et d'autre part cela peut poser un problème de dissipation thermique, particulièrement si on souhaite réaliser l'amplificateur en technologie intégrée. Au vu de ce qui précède, un but de l'invention est de proposer un étage de sortie d'amplificateur permettant de fonctionner en classe AB par le biais d'une prépolarisation des transistors de sortie, et pour lequel le dispositif de prépolarisation n'entraîne pas une augmentation importante de la valeur de la capacité d'entrée de l'étage de sortie, afin de ne pas dégrader le temps de réponse de cet étage. Un autre but de l'invention est de proposer un étage de sortie pour lequel le dispositif de prépolarisation n'induise pas une augmentation de la capacité de charge de l'étage. Un autre but de l'invention est de proposer un étage de sortie pour lequel la consommation et la dissipation thermique sont limitées. Un autre but de l'invention est de proposer un étage de sortie facilement intégrable et de faible encombrement. Ainsi, l'invention propose un amplificateur comprenant un étage de sortie, cet étage de sortie comprenant des transistors de sortie et des moyens de prépolarisation pour imposer une différence de potentiel entre les électrodes de commande de ces transistors, caractérisé en ce que ces moyens comprennent un transistor de prépolarisation ayant deux de ses électrodes reliées aux électrodes de commande des transistors de sortie. D'autres particularités et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de la description suivante, à lire conjointement aux dessins annexés dans lesquels la figure 1 illustre schématiquement la composition d'un moniteur selon l'état de la technique, la figure 2 illustre schématiquement la structure d'un amplificateur de puissance pour moniteur selon l'état de la technique, la figure 3 illustre schématiquement une partie de la structure d'un amplificateur de la figure 2, la figure 4 illustre schématiquement un premier exemple d'étage de sortie d'amplificateur selon l'état de la technique, la figure 5 illustre schématiquement un second exemple d'étage de sortie d'amplificateur selon l'état de la technique, la figure 6 illustre schématiquement un amplificateur réalisé conformément à l'invention, la figure 7 illustre schématiquement une structure de transistor MOS à canal P de type composite pouvant être mise en oeuvre dans un amplificateur selon l'invention, la figure 8 illustre un amplificateur amélioré, et la figure 9 illustre en coupe une structure de transistor de type MOS à canal P à grille dessinée sur oxyde épais. L'amplificateur 20 illustré sur la figure 6 comprend un amplificateur à transconductance 23 et un étage de sortie 24. Cet amplificateur peut par exemple être utilisé dans un montage tel que celui illustré sur la figure 2 pour mettre en oeuvre un contrôle de cathodes de moniteur. On utilise alors de préférence des résistances 21 et 22 non intégrées (si l'amplificateur est réalisé sous forme de circuit intégré) afin de limiter les problèmes d'échauffement. L'amplificateur pourra également être mis en oeuvre dans tout type d'application nécessitant l'emploi d'un amplificateur de puissance. Plus généralement, l'amplificateur illustré sur la figure 6 sera avantageusement utilisé dans toute application impliquant un amplificateur et pour laquelle on souhaite minimiser les problèmes de capacité parasite en entrée et/ou en sortie de l'étage de sortie de l'amplificateur. On supposera dans la suite de la description que l'amplificateur 20 illustré sur la figure 6 est destiné à être utilisé dans une application sous haute tension, ce qui implique la présence de composants de puissance dans cet amplificateur. On va en premier lieu décrire l'amplificateur à transconductance 23 illustré sur la figure 6. Cet amplificateur 23 de composition tout à fait classique est utilisé pour produire un courant 1in à partir d'une tension Vin. Il comprend une entrée 230 pour recevoir le potentiel Vin (on utilise le terme potentiel en considérant la tension Vin en référence à une masse). Ce potentiel est fourni à la base d'un transistor 231 de type NPN, ce transistor 231 formant avec un transistor 232 de même type une paire différentielle. La base du transistor du transistor 232 est portée à un potentiel de référence fixe Vref. Les émetteurs des transistors 231 et 232 sont reliés respectivement à deux sources de courant 233 et 234 identiques. Les émetteurs sont également reliés entre eux par le biais d'un élément résistif 235 (par exemple une résistance). Les sources de courant 233 et 234 imposent un courant i dans chaque branche. En notant i' le courant parcourant l'élément 235, les canaux des transistors 231 et 232 sont parcourus l'un par un courant i + i' et l'autre par un courant i - i'. Les valeurs relatives de Vin et Vref l'une par rapport à 1' autre déterminent le sens du courant i' dans l'élément résistif, et par suite les valeurs des courants dans les transistors 231 et 232. Sur la figure 6, on a illustré le cas où la valeur du potentiel Vin est supérieure à la valeur du potentiel Vref . Le transistor 231 est parcouru par un courant i + i'. Les collecteurs des transistors 231 et 232 de la paire différentielle sont respectivement connectés aux émetteurs de deux transistors d'isolement 236 et 237, de type NPN et montés en cascode. Les bases des transistors 236 et 237 reçoivent une alimentation BV basse tension (par exemple de l'ordre d'une douzaine de volts). Les collecteurs des transistors 236 et 237 sont reliés respectivement aux drains de deux transistors 238 et 239 de type MOS à canal P montés en miroir de courant. Ces transistors ont leurs sources reliées à une alimentation HV haute tension (par exemple de l'ordre d'une centaine de volts) et sont parcourus par un courant i + i' (imposé par le transistor 238). Le point commun aux transistors 237 et 239 correspond à la sortie (portant le référence 240) de l'amplificateur à transconductance. Le courant fourni sur cette sortie est 1in = 2 * i', dont la valeur est dépendante de la valeur du potentiel Vin. L'étage de sortie 24 comprend une entrée 241 pour recevoir le courant I in de commande. Deux transistors 242 et 243 de sortie sont montés entre la masse et une alimentation haute tension (par exemple HV). Les transistors 242 et 243 sont des transistors de puissance, de préférence de type MOS (par exemple respectivement VDMOS à canal N et MOS à canal P) et complémentaires (ce qui permet d'amplifier un signal d'entrée quel que soit son signe). Par rapport à des transistors bipolaires, ils présentent les avantages d'avoir une tension de seuil variant peu en température, de nécessiter peu de puissance en entrée (on a simplement besoin de charger les capacités d'entrée des transistors), et d'éviter le risque d'emballement thermique (la mobilité des porteurs diminuant lorsque la température augmente). Le point milieu des transistors 242 et 243, formé des sources de ceux-ci, correspond à la sortie (portant la référence 250 sur la figure 6) de l'étage de sortie 24. L'électrode de commande du transistor 242 (c'est-à-dire sa grille) est reliée à 1' entrée 241. Le potentiel de cette grille est fixé par la valeur d'une capacité 27 d'entrée de l'étage et par le courant d'entrée Iin. En pratique la capacité 27 est une capacité équivalente, c'est-à-dire qu'elle n'est pas réalisée physiquement en tant que capacité. Afin de permettre un fonctionnement de l'amplificateur 20 en classe AB, on crée une différence de potentiel permanente entre les électrodes de commande (ou grilles) des transistors 242 et 243. Cette différence de potentiel est imposée par le biais d'un transistor 248 de prépolarisation. On choisira par exemple un transistor VDMOS à canal N dont la grille est reliée à l'entrée 241, dont le drain est relié à l'alimentation haute tension HV, et dont la source est reliée à la grille du transistor 243. La différence de potentiel entre les grilles des transistors 242 et 243 est ainsi égale à la différence de potentiel grille/source (notée VD) du transistor 248. Par rapport aux montages illustrés sur les figures 4 et 5, on minimise donc la valeur de la capacité d'entrée de l'étage de sortie, la composante induite par le dispositif de prépolarisation étant principalement la capacité grille/drain du transistor 248 qui ne dépasse pas typiquement le dixième de picofarad. La valeur de la différence de potentiel VD est contrôlée par le biais d'une source de tension et d'un transistor 252 de commande. La source de tension est par exemple réalisée à l'aide d'une source de courant 251 et d'un ou plusieurs transistors montés en diodes et placés en série entre la source de courant et une masse. La différence de potentiel produite par la source de tension est la somme des différences de potentiel induites par les diodes. Dans l'exemple illustré, on utilise deux transistors 254 et 255. De préférence on utilise des transistors de type MOS complémentaires, de manière à produire une différence de potentiel stable en température (en utilisant la technologie MOS) et en technologie (les variations de tension de seuil se compensant si les transistors sont complémentaires). Le transistor 254 de type NMOS a sa grille reliée à son drain, et sa source est reliée à la source du transistor 255. Le transistor 255, de type PMOS, a sa grille et son drain qui sont reliés à la masse. Le transistor 252 est un transistor de type MOS à canal N dont la grille est reliée au drain du transistor 254 et dont la source est reliée à la masse. Ainsi, la différence de potentiel grille/source du transistor 252 est égale à la différence de potentiel induite par les transistors montés en diode. Le transistor 252 a son drain relié à la source du transistor 248. Les transistors 252 et 248 sont de préférence appariés de sorte que la différence de potentiel entre les grilles des transistors 242 et 243 est égale en première approximation à la différence de potentiel induite par les transistors montés en diodes (les transistors 252 et 248 étant parcourus par un même courant). De préférence on alimente la source de courant 251 en basse tension. Tel qu'illustré sur la figure 6, la source de courant 251 est alimentée par l'alimentation BV. Un transistor 253 (par exemple de type bipolaire NPN) monté en cascode est utilisé pour isoler la source de tension alimentée en basse tension et le reste des éléments de l'étage de sortie qui sont alimentés en haute tension. Dans l'exemple illustré, la base du transistor 253 est reliée à l'alimentation BV, son émetteur est relié au drain du transistor 252, et son collecteur est relié à la source du transistor 248. L'utilisation d'une source de tension fonctionnant sous basse tension d'alimentation permet de réaliser une source de courant 251 consommant peu et plus facilement stabilisable en température. L'ajout du transistor 253 induit une augmentation de la valeur de la capacité d'entrée de l'étage de sortie. Cette augmentation est toutefois faible et correspond à la valeur de la capacité collecteur/substrat du transistor 253, typiquement de l'ordre du dixième de picofarad. Tel qu'illustré, les éléments permettant de prépolariser les grilles des transistors 242 et 243 ne sont pas des composants de puissance, ce qui présente l'avantage de limiter l'encombrement dû à ces éléments. Dans une version préférée, les transistors montés en diodes sont appariés aux transistors 242 et 243 de l'étage de sortie. Dans ce cas, le courant de repos (c' est à dire circulant dans les transistors 242 et 243 en l'absence de courant d'entrée) sera en première approximation un multiple du courant 10 produit par la source de courant 251. Autrement dit, on bénéficie dans les transistors de sortie d'un courant de repos constant, stable en température et indépendant en première approximation des dispersions technologiques. On remarque que la prépolarisation proposée par l'invention ne fait pas intervenir de boucle telle que celle illustrée sur la figure 5 et comprenant les amplificateur 249 et transistor 243 sur cette figure 5. L'invention ne nécessite pas de capacité de stabilisation, dont la présence est pénalisante vis à vis de l'entrée et de la sortie de l'étage de sortie. D'autre part, le nombre de composants dans l'étage de sortie est limité, ce qui rend particulièrement intéressant l'amplificateur décrit dans l'optique d'une réalisation sous forme intégrée. La figure 7 illustre une structure dite de transistor à canal P composite dont le fonctionnement est équivalent à celui d'un transistor à canal P, et dont 'encombrement est plus réduit pour un courant donné. On pourra utiliser cette structure pour réaliser le transistor 243 de l'étage de sortie 24 de la figure 6. La structure illustrée sur la figure 7 comprend un transistor 2431 à canal P, un transistor 2432 à canal N, et un élément résistif (une résistance 2433 dans l'exemple illustré) de polarisation. La source du transistor 2431 est reliée au drain du transistor 2432. Le drain du transistor 2431 est relié d'une part à la grille de commande du transistor 2432, et d'autre part à un premier pôle de la résistance 2433. La source du transistor 2432 et reliée au deuxième pôle de la résistance 2433. Si le potentiel de la grille du transistor 2431 diminue, le courant traversant ce transistor augmente. Le potentiel de la grille du transistor 2432 va donc augmenter. Le courant traversant le transistor 2432 va donc augmenter. Inversement, si le potentiel de la grille du transistor 2431 augmente, alors le courant le traversant diminue. Le potentiel de la grille du transistor 2432 va donc diminuer, ce qui entraîne une diminution du courant le traversant. Autrement dit, le montage illustré sur le figure 7 se comporte comme un transistor à canal P dont les grille et source seraient les grille et source du transistor 2431 et dont le drain serait la source du transistor 2342. L'intérêt de ce montage est que, pour une valeur de courant donnée, la surface occupée par un transistor à canal N est inférieure à celle occupée par un transistor à canal P. On peut donc minimiser l'encombrement du dispositif illustré sur la figure 6 en substituant ce montage au transistor 243. La figure 8 représente un amplificateur amélioré. Comme on l'a vu, l'amplificateur 20 illustré sur la figure 6 utilise deux alimentations différentes, une alimentation BV basse tension et une alimentation HV haute tension. Le séquencement de la montée des tensions d'alimentation peut provoquer un mauvais fonctionnement de l'application. Plus particulièrement, si seule l'alimentation haute tension est établie, les grilles des transistors 242 et 243 de l'étage de sortie 24 sont en haute impédance. La valeur de la tension de sortie est alors définie par les courants de fuite et le front de montée de l'alimentation HV, et sera donc incontrôlée. Or, il est préférable que cette tension soit définie et corresponde à l'affichage d'un écran noir, ce qui limite l'usure du tube placé en aval de l'étage de sortie. En l'occurrence, cela équivaut de manière standard à imposer un état haut en sortie, autrement dit à charger la capacité 27 d'entrée de l'étage de sortie. Dans l'amplificateur de la figure 8, on utilise un dispositif de polarisation du miroir de courant de l'amplificateur à transconductance 23 placé en amont de l'étage de sortie 24, de sorte à imposer un état haut en sortie de l'amplificateur 23 en imposant un courant dans ce miroir de courant (formé des transistors 238 et 239). On utilise pour ce faire une source de courant alimentée par l'alimentation haute tension, cette source de courant imposant un courant dans le transistor 238 de référence du miroir de l'amplificateur 23. Ainsi, le niveau de sortie sera toujours haut par défaut, c'est-à-dire en l'absence d'alimentation basse tension. Cette source de courant se compose d'une source primaire de courant, formée de deux transistors de type MOS 261 et 262 à canal P, et d'un miroir de courant 260 pour fournir un courant proportionnel au courant de la source primaire de courant. Le canal du transistor de référence du miroir 260 est monté en série avec les canaux des transistors 261 et 262. Le canal du transistor de recopie du miroir 260 est monté entre le drain du transistor 238 et la masse. Les transistors 261 et 262 sont alimentés par l'alimentation haute tension. Le miroir de courant 260 est formé dans 1' exemple de deux transistors de type MOS à canal N. Un transistor de type MOS 263 à canal N, monté en série entre les transistors 261 et 262 d'une part et la masse d'autre part, permet de court-circuiter le miroir de courant 260 quand l'alimentation basse tension est présente, ceci pour éviter de perturber le bon fonctionnement du circuit. Pour ce faire, on utilisera un transistor 263 de résistance inférieure à celle du transistor de référence du miroir de courant 260. La grille du transistor 263 recevra un signal BVON de commande tel que le transistor sera passant quand l'alimentation basse tension est établie. Les transistors 261 et 262 sont de préférence des transistors avec une grille dessinée sur oxyde épais, tel qu'illustré sur la figure 9, ce qui permet de limiter la valeur du courant les parcourant. A la différence d'un transistor de type MOS à canal P classique, la grille 270 est séparée du canal 271 par une couche 272 d'oxyde épais. Ces transistors sont habituellement utilisés pour des applications logiques haute tension. L'utilisation de transistors à grille dessinée sur oxyde épais permet de réaliser une source primaire de courant de faible valeur (par exemple de l'ordre de 100 microampères) et qui requiert une faible surface de silicium. L'utilisation d'une résistance occuperait une surface de silicium plus importante (elle devrait être de l'ordre du mégohm). On pourrait utiliser une résistance pincée. Cela réduirait la surface de silicium nécessaire mais apporterait une grande dispersion sur la valeur du courant, ce qui est gênant vis-à-vis de la dissipation de puissance du fait qu'on utilise une alimentation haute tension. La valeur du courant parcourant le miroir de courant 260 est définie par les dimensions des transistors 261 et 262 d'une part, et part les dimensions du transistor de recopie. En pratique, le courant parcourant le transistor de recopie sera inférieur au courant parcourant le transistor de référence, ce qui évite de perturber de manière significative l'amplificateur 23 quand l'alimentation basse tension est établie. La dispersion des valeurs du courant, pénalisante en terme de dissipation de puissance, pourra être facilement contrôlée, les paramètres technologiques des transistors étant généralement bien contrôlés. La surface occupée par la source primaire de courant peut être réduite en utilisant plusieurs transistors montés en série et en connectant les substrats de ceux-ci à l'alimentation haute tension. On augmente ainsi par effet substrat la tension de seuil de conduction des transistors, et on réduit donc le courant disponible. REVENDICATIONS 1 - Amplificateur (20) comprenant un étage de sortie (24), cet étage de sortie comprenant des transistors (242, 243) de sortie et des moyens de prépolarisation pour imposer une différence de potentiel (VD) entre les électrodes de commande de ces transistors, les moyens de prépolarisation comprenant un transistor (248) de prépolarisation ayant deux de ses électrodes reliées aux électrodes de catnande des transistors (242, 243) de sortie, une source de tension pour produire une différence de potentiel et un transistor (252) de commande ayant deux de ses électrodes recevant la différence de potentiel, ledit transistor de commande (252) étant monté en série avec le transistor (248) de prépolarisation de manière à contrôler la différence de potentiel aux bornes des électrodes de commende des transistors (242, 243) de sortie à partir de la différence de potentiel produite par la source de tension, la source de tension étant réalisée à l'aide d'une source de courant (251) et de un ou plusieurs transistors (254, 255) montés en diodes et placés en série avec la source de courant, caractérisé en ce que les transistors de sortie sont alimentés en haute tension, en ce que la source de courant est alimentée en basse tension et en ce que 1 'étage de sortie (24) comprend des moyens d'isolement (253) entre les éléments (251, 252, 254, 255) de l'étage fonctionnant en basse tension et les éléments (242, 243, 248) fonctionnant en haute tension. 2 - Amplificateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens d'isolement comprennent un transistor (253) de type bipolaire monté en cascode. 3 - Amplificateur selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que les transistors de prépolarisation (248) et de commande (252) sont appariés. 4 - Amplificateur selon la revendication 3, caractérisé en ce que les transistors de prépolarisation et de commande sont des transistors de type MOS. 5 - Amplificateur selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que les transistors (254, 255) montés en diodes et les transistors (242, 243) de sortie sont appariés. 6 - Amplificateur selon la revendication 5, caractérisé en ce que les transistors montés en diodes et les transistors de sortie sont des transistors de type MOS. 7 - Amplificateur selon 1' une des revendications précédentes, comprenant en outre un amplificateur à transconductance (23) placé en amont de l'étage de sortie (24) et comprenant une première source de courant (238, 239) pour produire un courant (Iin) quand une alimentation basse tension (BV) est établie, ce courant étant fourni à une entrée (241) de l'étage de sortie, et un dispositif (260, 261, 262) de polarisation de la première source de courant de manière à imposer un courant par défaut quand l'alimentation basse tension n'est pas établie. 8 - Amplificateur selon la revendication 7, caractérisé en ce que le dispositif de polarisation comprend une deuxième source de courant (261, 262) pour fournir un courant et un miroir de courant (260) relié à cette deuxième source de courant et produisant un courant proportionnel au courant produit par la deuxième source de courant, le miroir étant relié à la première source de courant de sorte que la première source de courant soit parcourue par le courant proportionnel. 9 - Amplificateur selon la revendication 8, caractérisé en ce que la source de courant comporte un ou plusieurs transistors (261, 262) MOS à canal P dont les grilles sont dessinées sur un oxyde épais. 10 - Amplificateur selon l'une des revendications 7 à 9, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens (236) pour isoler le dispositif de polarisation de la première source de courant quand l'alimentation basse tension est établie. 11 - Utilisation d'un amplificateur défini selon l'une des revendications 1 à 10 dans un moniteur pour contrôler des cathodes de ce moniteur.