Brevet FR2740924A1 — publié le 19970509

Domaine de l'invention La présente invention concerne des amplificateurs à bande passante élevée et plus particulièrement, un circuit permettant d'assurer une protection vis-à-vis d'une décharge électrostatique et une protection vis-à-vis d'une surtension pour ces amplificateurs. Arrière-plan de l'invention Divers procédés ont été utilisés par le passé pour tenter d'assurer une protection vis-à-vis d'une décharge électrostatique et d'une surtension pour des amplificateurs à bande passante élevée. L'un de ces procédés a consisté à utiliser un pont de diodes en tant que limiteur de signal dans la voie de signal principale, comme représenté sur les figures 1 et 2. La figure 1 représente un circuit de protection d'entrée de l'art antérieur qui utilise un pont de diodes complet en tant que limiteur de signal. Dans ce circuit, le limiteur de signal est positionné après les résistances de terminaison d'entrée et de façon externe par rapport au circuit intégré contenant l'amplificateur à protéger. La figure 2 représente un autre circuit de protection d'entrée de l'art antérieur qui utilise un pont de diodes complet en tant que limiteur d'entrée de signal. Cependant, dans ce circuit, le limiteur est placé entre la ligne de transmission d'entrée et la résistance de terminaison d'entrée et à la fois le limiteur et la résistance de terminaison sont externes au circuit intégré contenant l'amplificateur à protéger. Le fait de placer la résistance de terminaison à l'avant du pont de diodes de limitation de signal, comme représenté sur la figure 1, a procuré au moins quatre avantages: 1) l'impédance d'entrée reste pratiquement la même lorsqu'un signal de surcharge a pour effet que le pont de diodes se déconnecte du signal d'entrée provenant de la borne d'entrée positive de l'amplificateur, 2) le courant stationnaire dans les diodes peut être relativement faible du fait que l'impédance d'entrée de l'amplificateur est élevée, 3) l'atténuation provoquée par le pont est faible (à nouveau du fait que l'impédance d'entrée de l'amplificateur est élevée) et 4) la tension de décalage appliquée sur l'entrée négative de l'amplificateur a peu d'effet sur la linéarité du pont de diodes de limitation d'entrée de signal. Cet agencement procure également deux inconvénients: A) une certaine part de la bande passante est perdue du fait de la résistance série des diodes et du fait des capacités associées au pont de diodes et à ses composants de polarisation et B) le bruit est augmenté du fait de l'augmentation de la résistance en série avec l'entrée positive de l'amplificateur. Le fait de placer la résistance de terminaison après le pont de diodes de limitation de signal, comme représenté sur la figure 2, améliore la bande passante qui peut être atteinte, au moins si les impédances combinées résultantes peuvent être avec succès maintenues proches de l'impédance caractéristique de la ligne de transmission d'entrée. Le maintien des impédances combinées en adaptation avec l'impédance caractéristique des bandes passantes de lignes de transmission au-dessus de 1 GHz nécessite typiquement la mise en oeuvre du pont de diodes selon un circuit hybride et ceci augmente les coûts mis en jeu. En outre, cette approche présente plusieurs autres inconvénients: 1) l'atténuation de signal est augmentée du fait que la résistance du pont de diodes en série avec la résistance de terminaison forme un diviseur de tension qui réduit la tension aux bornes de la résistance de terminaison seule, 2) des courants de polarisation plus importants sont nécessaires pour minimiser l'atténuation de tension et la non linéarité provoquées par l'impédance du pont de diodes, et ces courants de polarisation plus importants augmentent la consommation d'énergie et génèrent des problèmes afférents, 3) des surtensions qui ont pour effet que le pont de diodes de limitation de signal se déconnecte de la voie de signal produisent également des réflexions relativement importantes du fait que la résistance de terminaison est également déconnectée en association avec l'amplificateur et 4) il y a une plage réduite de tensions de décalage qui peuvent être efficacement appliquées sur l'entrée négative de l'amplificateur sans générer une non linéarité au niveau des effets générés par le pont de diodes. Il est souhaitable de disposer d'une façon de protéger les amplificateurs à bande passante élevée d'une décharge électrostatique et d'une surtension sans une dégradation significative de la bande passante et sans une augmentation du bruit ou du taux d'ondes stationnaires de tension (VSWR) et sans affecter défavorablement la consommation d'énergie du circuit pris dans sa globalité. Résumé de l'invention Selon l'invention, un circuit d'amplificateur à bande passante élevée muni d'une protection d'entrée est réalisé en proposant un circuit de diodes de limitation de signal dans la voie jusqu'à une entrée positive de l'amplificateur et une voie d'application de signal de dérivation permettant de coupler une partie du signal d'entrée provenant du côté de source de signal d'entrée du circuit de diodes de limitation de signal à une entrée négative de l'amplificateur. Afin de maximiser la bande passante du circuit pris dans sa globalité et de minimiser le VSWR et le bruit, la voie d'application de signal de dérivation est conçue pour réaliser un couplage sur l'entrée négative de l'amplificateur d'un signal qui présente pour une extrémité plus élevée de la plage de bande passante une relation d'amplitude croissante et une phase qui est en avance de façon croissante par rapport à la version limitée en amplitude du signal d'entrée qui est couplée à l'entrée positive de l'amplificateur. Selon un mode de réalisation souhaitable, la plus grande part du circuit est contenue sur un circuit intégré et des fils de liaison nécessaires pour le couplage jouent le rôle d'inducteurs et accordent le circuit. Brève description des dessins La figure 1 est un schéma d'un circuit de protection d'entrée de l'art antérieur qui utilise un pont de diodes complet en tant que limiteur d'entrée de signal, le limiteur étant positionné après la résistance de terminaison d'entrée et de façon extérieure par rapport au circuit intégré contenant l'amplificateur à protéger; la figure 2 est un schéma d'un circuit de protection d'entrée de l'art antérieur qui utilise un pont de diodes complet en tant que limiteur d'entrée de signal, mais cependant, dans ce circuit, le limiteur est entre la ligne de transmission d'entrée et la résistance de terminaison d'entrée et les deux sont extérieures au circuit intégré contenant l'amplificateur à protéger; la figure 3 est un schéma d'un circuit de protection d'entrée similaire au circuit de l'art antérieur représenté sur la figure 1 mais modifié conformément à la présente invention à l'aide d'un circuit d'application de signal de dérivation; la figure 4 est un schéma d'un autre circuit de protection d'entrée selon la présente invention mais avec le limiteur de signal et le circuit d'application de signal de dérivation mis en oeuvre dans le circuit intégré; la figure 5 est une représentation de circuit équivalent du circuit représenté sur la figure 3, o le pont de diodes est représenté en tant que résistance et sa capacité ainsi que celle de l'entrée d'amplificateur sont représentées de façon explicites; la figure 6 est une représentation de circuit équivalent du circuit représenté sur la figure 4, o le pont de diodes est représenté en tant que résistance et sa capacité ainsi que celle de l'entrée d'amplificateur sont représentées de façon explicite; la figure 7 est un schéma d'un autre circuit de protection d'entrée selon la présente invention, celui-ci comportant une version préférée du circuit de limitation de signal ainsi que d'autres améliorations; et la figure 8 est un schéma d'un autre mode de réalisation du circuit représenté sur la figure 7 o les diodes du circuit de limitation de signal sont chacune remplacées par plusieurs diodes. Description détaillée de l'invention Par report tout d'abord à la figure 3, un amplificateur à bande passante élevée différentiel A1 comporte des entrées et des sorties positives et négatives et est fabriqué sur un circuit intégré (IC) 20. Le signal d'entrée à amplifier, soit VENTREE, est délivré à un circuit hybride via une ligne de transmission T1. Une résistance de terminaison RTERM est connectée entre la ligne de transmission T1 et la masse et est sélectionnée de manière à assurer une correspondance, en conjonction avec le circuit de limitation de signal qui la suit, avec l'impédance caractéristique Z0 de la ligne de transmission T1. Un pont de diodes constitué par des diodes D 1, D2, D3 et D4 est disposé dans la voie de signal principale dans le circuit hybride 10 et est connecté à l'alimentation en tension positive +V par une résistance R4 et à l'alimentation en tension négative -V par une résistance R5. La sortie du pont de diodes (la cathode de D2 et l'anode de D4) est couplée à un plot 22 et à l'entrée positive de l'amplificateur A1 par l'intermédiaire d'un inducteur L1. L'inducteur L1 peut être aussi simple qu'un fil de liaison présentant une certaine inductance bien que l'inductance puisse être rendue plus importante et que n'importe quelle valeur souhaitée pour réaliser un accord au moyen de l'utilisation d'un fil en spirale ou de tout autre composant inducteur puisse être utilisée, tel que n'importe lequel des éléments inductifs décrits ci-après. Le circuit représenté sur la figure 3 diffère du circuit de l'art antérieur représenté sur la figure 1 en ce sens qu'il comporte un circuit d'application de signal de dérivation C1, RI et L3. Bien qu'il y ait R1 sur la figure 1, cette résistance ne faisait pas partie d'un circuit d'application de signal de dérivation. C1, R1 et L3 dans ce circuit sont choisis avec soin de telle sorte que la tension différentielle entre les entrées positive et négative de l'amplificateur A1 reste pratiquement constante sur la totalité de la bande passante de l'amplificateur. Même si la tension différentielle totale appliquée sur l'amplificateur A1 reste approximativement constante, la composante de signal d'entrée qui atteint l'entrée négative de l'amplificateur augmente tandis que la composante qui atteint l'entrée positive de l'amplificateur diminue lorsque la fréquence du signal d'entrée s'approche de l'extrémité élevée de la bande passante du circuit au niveau de l'entrée positive de l'amplificateur. En outre, lorsque la fréquence augmente, la composante de signal traversant le circuit d'application de signal de dérivation a sa phase qui est de façon croissante en avance, et présente également une croissance d'amplitude. Dans le même temps, la composante de signal traversant le pont de diodes de limitation de signal pour arriver sur l'entrée positive de l'amplificateur diminue en amplitude et est en retard de phase du fait de la résistance série du pont de diodes et des contributions en terme de capacité résultant de la capacité parasite et de la capacité d'entrée de l'amplificateur. L'effet global de cette application de signal de dérivation consiste à étendre la bande passante disponible et à améliorer le rapport signal sur bruit. Le rapport signal sur bruit est amélioré aux fréquences plus élevées du fait qu'une part plus importante du signal différentiel global a atteint les entrées de l'amplificateur sans l'introduction de sources de bruit supplémentaires. La bande passante d'un bon amplificateur haute fréquence à faible bruit est déterminée par sa capacité d'entrée et par l'impédance de commande. Une quelconque capacité additionnée tendrait à réduire la bande passante tandis qu'une quelconque augmentation de la résistance série tendrait à augmenter le bruit et à réduire la bande passante. Par conséquent, il a été de façon générale reconnu dans l'art antérieur qu'il n'existe pas une quelconque façon pratique d'assurer une limitation de signal sans augmenter la capacité d'entrée et/ou l'impédance série de la voie d'entrée positive de l'amplificateur. La présente invention résout de manière efficace ce problème en prévoyant l'application du signal de dérivation. Alors, même si l'entrée positive se coupe davantage à des fréquences plus élevées en réponse à la présence du limiteur à diodes, le circuit d'application de signal de dérivation compense efficacement cela en appliquant une commande supplémentaire sur l'entrée négative pour ces fréquences. Par report maintenant à la figure 4, le circuit représenté sur la figure 3 peut être amélioré au moins dans un certain sens en déplaçant les composants de pont de diodes de limitation de signal D1, D2, D3, D4, R4 et R5 dans le circuit intégré 20. Lorsque ceci est réalisé, l'inductance de fil de liaison L1 peut être utilisée pour accorder la réponse au lieu de servir à limiter la réponse en fréquence. L'inductance L2 est rendue aussi faible que possible. Cette mise en oeuvre est davantage compacte et présente un coût plus faible par rapport à la conception davantage basée sur l'aspect hybride représentée sur la figure 3 mais elle ne procure pas le même degré de protection d'entrée robuste du fait que les diodes sur puce présentent une tension de claquage qui est inférieure à celle pour des diodes discrètes. En outre, la valeur de la configuration de pont complet est limitée du point de vue des conceptions monolithiques du fait des procédures silicium existantes seulement à des diodes qui comportent une diode parasite depuis chaque cathode de diode jusqu'au substrat de circuit intégré (IC), et ceci limite la tension d'entrée qui peut être tolérée pour la tension d'une diode au-dessous du potentiel du substrat. Par report ensuite à la figure 5, cette figure représente le circuit de la figure 3 sous une forme circuit équivalent. Sous cette forme, le pont de diodes apparaît en tant que résistance RPONT et sa capacité ainsi que celle depuis l'entrée d'amplificateur sont représentées en tant qu'unique capacité CENTREE+CPARASISTE. Le circuit d'application de signal de dérivation n'a pas sa forme modifiée par rapport à celle qui était représentée sur la figure 3 et on peut voir qu'il produira une avance de phase aux fréquences élevées du fait qu'à ces fréquences, le condensateur Cl1 se comporte de façon croissante tout comme un conducteur direct pour les courants mis en jeu. Et à ces mêmes fréquences plus élevées, la capacité CENTREE+CPARASrrE par rapport à la masse (qui est maintenant représentée de façon explicite) produit un retard de phase dans la voie de signal principale. Par conséquent, l'analyse par circuits équivalents est cohérente avec le comportement décrit ci-avant et elle peut être expliquée de la façon la plus simple en terme d'avance de courant traversant un condensateur et de retard de tension au travers d'un condensateur. Par report ensuite à la figure 6, cette figure représente le circuit de la figure 4 sous la forme circuit équivalent, le pont de diodes étant représenté en tant que résistance et sa capacité ainsi que celle de l'entrée d'amplificateur étant représentées de façon explicite par CENTREE+CPARASrrIE. La même analyse de base que celle appliquée aux figures 3 et 5 s'applique également ici, à l'exception du fait que maintenant, RTERM, RPONT et CENTREE+CPARASrrE sont tous à l'intérieur de l'IC 20. Par report ensuite à la figure 7, il peut être toléré que la plage de tensions d'entrée soit augmentée en utilisant seulement la moitié du pont de diodes, c'est-à-dire D 1 et D2 agencés comme représenté sur la figure 5. Ceci augmente la tension d'entrée qui peut être tolérée par la tension de claquage de D et augmente la bande passante disponible en éliminant les capacités parasites associées avec les diodes manquantes. Dans cette configuration, le signal d'entrée est appliqué sur deux inducteurs L1 et L2. Les inducteurs L1 et L2 peuvent à nouveau être un fil de liaison simple ou, dans le cas de L1, un quelconque autre élément inductif permettant de produire une inductance plus importante et davantage certaine, en fonction de ce qui est nécessaire en terme de correspondance avec l'impédance caractéristique Z0 de la ligne de transmission T1. L2 doit de façon générale présenter une inductance inférieure à L1 et de préférence aussi proche de zéro que possible. L2 a été mis en oeuvre avec succès en tant que fil de liaison très court couplé à un quelconque fil de liaison plus important utilisé pour la mise en oeuvre de L1. L1 couple le signal d'entrée à un plot 22 du circuit intégré 20, lequel à son tour est connecté à une résistance de terminaison RTERM, à une autre résistance R4 et à l'anode d'une diode Schottky Di. RTERM est connectée en retour par l'intermédiaire du plot 21 à un inducteur de correction parallèle de terminaison LrERM sur le circuit hybride 10 et par l'intermédiaire de celui-ci, à la masse du circuit hybride. L'autre côté de R4 est connecté à l'alimentation de tension positive +V du circuit intégré 20. La cathode de D 1 est connectée à la cathode d'une autre diode Schottky D2 et à une résistance R5. L'autre extrémité de la résistance R5 est connectée à l'alimentation de tension négative -V du circuit intégré 20. L'anode de D2 est connectée à l'entrée positive de l'amplificateur A1 ainsi qu'à la résistance R6 dont l'autre extrémité est également connectée à l'alimentation de tension positive +V du circuit intégré 20. Une tension de décalage réglable est appliquée sur l'entrée négative de A1 par l'intermédiaire d'un élément inductif L4, d'un plot d'entrée 25 de l'IC 20 et d'une résistance R2. L'élément inductif L4 est externe au circuit intégré 20 et est typiquement créé au moyen d'un fil de liaison du circuit hybride 10. L'entrée négative de A1 est également connectée à une masse sur le circuit hybride 10 par l'intermédiaire de la résistance Ri1, d'un plot 24 et d'un autre élément inductif L3. L'entrée négative de A1 est également couplée en retour à la voie de signal d'entrée par l'intermédiaire d'un condensateur (petit) C1, d'un plot 23 et d'un inducteur L2. Les résistances R1 et R2 assurent un retour à la masse pour l'entrée négative sur l'amplificateur A1 et constituent un moyen permettant d'introduire la tension de décalage sur A1 de telle sorte que le signal d'entrée puisse être centré par rapport à la plage dynamique de l'amplificateur. La combinaison parallèle de R1 et de R2 doit typiquement constituer une adaptation approchée par rapport à l'impédance au niveau de l'entrée positive de l'amplificateur A1 ou Zo/2+ RPoNT. Les diodes Schottky D1 et D2 servent à déconnecter l'amplificateur A1 de signaux d'entrée excessivement importants provenant d'une quelconque source. En plus de constituer une voie de retour jusqu'à la masse pour l'amplificateur A1, l'inducteur L3 sert également à optimiser la platitude de la bande passante de l'amplificateur au niveau de l'extrémité élevée et est sélectionné en conséquence. L'inducteur LTERM est sélectionné pour optimiser le VSWR du circuit pris dans sa globalité et il peut s'agir d'un fil ou de toute autre source d'inductance dont la valeur est choisie en conséquence. La résistance de terminaison RTERM est sélectionnée de telle sorte que son impédance parallèle et que l'impédance, tel que vu dans le réseau de limitation constitué par D1, D2, R4, R5 et R6, correspondent à l'impédance caractéristique Z0 de la ligne de transmission T1. Du fait que les mises en oeuvre sous forme de circuit intégré de l'amplificateur à bande passante élevée A1 présentent une capacité d'entrée relativement faible, seulement de faibles courants de polarisation, typiquement de 2 à 4 mA, sont nécessaires pour le limiteur. Par conséquent, les résistances R4, R5 et R6 peuvent être choisies de manière à être relativement importantes par rapport à la résistance de terminaison RTERM de telle sorte que l'impédance vue par la ligne de transmission Tl ne varie pas significativement lorsque des surtensions se produisent, ce qui réduit des réflexions générées en présence d'une condition de surtension ou de transitions dans et en dehors d'une telle condition de surtension. Pour de faibles signaux, le circuit de la présente invention fonctionne de la manière suivante. A des fréquences plus élevées, il y a une perte de bande passante et un déphasage au niveau de l'entrée positive de l'amplificateur A 1. Ceci se produit du fait qu'à ces fréquences, les diodes apparaissent comme étant des résistances présentant une certaine capacité parasite (comme représenté sur les figures 5 et 6) et qu'une capacité supplémentaire est appliquée par la capacité de dérivation de l'amplificateur et par les capacités parasites de spires conductrices. Si la conception est optimisée avec soin, le signal d'entrée qui est présenté par l'intermédiaire de C1 sur l'entrée négative de l'amplificateur A1 a son amplitude qui augmente et sa phase qui est en avance de façon croissante lorsque la fréquence du signal devient plus élevée. Par conséquent, lorsque la fréquence de coupure de l'amplificateur A1 est approchée, celui-ci est piloté à l'aide d'un jeu de façon croissante équilibrée et déphasée d'entrées négative et positive, ce qui aboutit à une bande passante augmentée et à une distorsion d'harmonique d'ordre 2 réduite. En présence de signaux d'entrée positifs importants, la diode D2 devient bloquée et le courant d'entrée disponible sur l'entrée positive de l'amplificateur A1 est seulement celui disponible par l'intermédiaire de la résistance R6 et sa valeur est sélectionnée de manière à être telle qu'elle assure que ce courant est trop faible pour endommager l'amplificateur. En présence de signaux d'entrée négatifs importants, la diode D1 devient bloquée et la tension maximum appliquée sur l'entrée positive de l'amplificateur A1 est limitée à celle établie par le réseau constitué par R6, D2 et R5 et il s'agit d'une valeur qui ne il produira pas des courants suffisants pour nuire d'une quelconque façon à l'amplificateur. Par report pour finir à la figure 8, la surcharge de tension de court terme maximum, qu'elle soit positive ou négative, que ce circuit de protection peut supporter sans subir un endommagement permanent est déterminée par la tension de claquage des diodes D et D2. Cette plage peut par conséquent être étendue en remplaçant chaque diode individuelle par deux diodes ou plus connectées en série. Des surcharges de plus long terme créent également une menace pour la résistance de terminaison RTERM. Le danger généré par ces surcharges de plus long terme peut être évité en augmentant la protection vis-à-vis de la surcharge décrite ci-avant à l'aide d'un détecteur RMS sur puce afin de détecter la puissance d'entrée et de déclencher un relais dans la voie d'entrée afin de protéger ce circuit lorsqu'une énergie qui suffit pour générer un endommagement est présente. Pour une linéarité haute fréquence de bonne qualité, le courant stationnaire dans les diodes D 1 et D2 doit être suffisant pour charger la capacité d'entrée de l'amplificateur A1 mais pas plus. Des courants de polarisation plus importants aboutiraient à une dissipation d'énergie plus élevée et à des valeurs plus faibles de R4, R5 et R6, et des valeurs plus faibles de ces résistances tendraient à dériver la résistance de terminaison RTERM. La résistance de terminaison RTERM est choisie de telle sorte que, en conjonction avec RpoNT, la résistance combinée soit adaptée à l'impédance caractéristique de la ligne de transmission de signal d'entrée T1. C1, soit le condensateur dans le circuit d'application de signal de dérivation, est choisi de manière à être relativement petit afin de limiter l'énergie maximum qui peut être délivrée sur l'amplificateur A1 lorsque l'entrée de circuit passe dans une condition de surtension. C1 est également choisi de manière à rendre possible d'accorder les valeurs de C1, L1 et L4 afin d'obtenir une bonne correspondance d'impédance d'entrée et d'ainsi minimiser le VSWR tout en maintenant la bande passante du circuit pris dans sa globalité. Par report ensuite à la figure 9, selon un mode de réalisation souhaitable, la courbe "de réponse d'entrée différentielle" représentée selon une ligne en traits mixtes au niveau de la partie supérieure est obtenue au moyen de la combinaison d'entrées étiquetées "réponse au niveau de l'entrée négative" (représentée en tant que ligne en pointillés) et "réponse au niveau de l'entrée positive" (représentée par une ligne en traits pleins). La caractéristique de signal de dérivation représentée permet d'assurer une bande passante de circuit très élevée mais la réponse transitoire présentera alors un dépassement négatif, comme représenté sur la figure 10. Par conséquent, le choix de C 1 représente un compromis entre la bande passante et le dépassement négatif de réponse transitoire. Dans la plupart des systèmes o d'autres amplificateurs ou circuits de suivi et blocage suivent ce circuit, une certaine part de dépassement négatif est souhaitable du fait que ceci aboutit à un temps de croissance système global plus faible pour une bande passante donnée, et le dépassement négatif peut être évacué par filtrage par le circuit aval (non représenté). Bien qu'un mode de réalisation préféré de la présente invention ait été présenté et décrit, il apparaîtra à l'homme de l'art que de nombreuses variantes et modifications peuvent être apportées sans que l'on s'écarte de l'invention dans ses aspects plus larges. L'invention est par conséquent destinée à couvrir toutes ces variantes et modifications pourvu qu'elles tombent dans le cadre vrai et dans l'esprit vrai de l'invention. REVENDICATIONS 1. Circuit d'amplificateur à bande passante élevée comportant une protection d'entrée, caractérisé en ce qu'il comprend: un amplificateur (A 1) comportant une première entrée, une seconde entrée et présentant une plage de bande passante; une source de signal d'entrée (VENTREE) présentant une impédance caractéristique; un moyen de limitation de signal (D1-D4, R4, R5) disposé pour recevoir le signal d'entrée provenant de la source de signal d'entrée et pour coupler une version limitée en amplitude du signal d'entrée à la première entrée de l'amplificateur; et un moyen d'application de signal de dérivation (Cl1, Ri1, L3) disposé pour coupler une partie du signal d'entrée provenant de la source de signal d'entrée à la seconde entrée de l'amplificateur. 2. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que la partie du signal d'entrée qui est couplée à l'aide du moyen d'application de signal de dérivation (C1, RI, L3) présente pour une extrémité plus élevée de la plage de bande passante une relation d'amplitude croissante et de phase en avance de façon croissante par rapport à la version limitée en amplitude du signal d'entrée qui est couplée à la première entrée de l'amplificateur. 3. Circuit selon la revendication 2, caractérisé en ce que le moyen d'application de signal de dérivation comprend des éléments de circuit capacitif (C1), résistif (R1) et inductif (L3), l'élément de circuit capacitif étant disposé afin de bloquer tout le courant continu entre la source de signal d'entrée et la seconde entrée de l'amplificateur. 4. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que le moyen de limitation de signal comprend un pont de diodes (D 1-D4). 5. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que le moyen de limitation de signal comprend une première diode (D1) et une seconde diode (D2) connectées cathode à cathode en série entre la source de signal d'entrée et la première entrée de l'amplificateur. 6. Circuit selon la revendication 5, caractérisé en ce que les première et seconde diodes comprennent chacune une pluralité de diodes connectées en série (D 1A, D2A). 7. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'amplificateur et le moyen de limitation de signal constituent une partie d'un unique circuit intégré (20). 8. Circuit selon la revendication 3, caractérisé en ce que les éléments de circuit sont choisis de manière à faire en sorte que l'amplitude de la partie du signal d'entrée qui est couplée soit approximativement égale à l'amplitude de la version limitée en amplitude du signal d'entrée à une fréquence de coupure du circuit sur une voie jusqu'à la première entrée de l'amplificateur.