Brevet FR2746236A1 — publié le 19970919

A Titre PROCEDE DE REGLAGE ADAPTATIF DE COEFFICIENTS DE PONDERATION DANS UN RECEPTEUR RADIO AMDC Renvoi à des demandes apparentées La présente invention est apparentée à la demande de numéro de série 08/617,462 (CE01088R), intitulée "Procédé de détermination de coefficients de pondération dans un récepteur radio AMDC", déposée à la même date que le présent document et attribuée au cessionnaire de la présente invention. Domaine de l'invention La présente invention concerne généralement les récepteurs radio et plus particulièrement un procédé de détermination de coefficients de réglage adaptatif dans un récepteur radio AMDC. Arrière-plan de l'invention Les systèmes radio fournissent aux utilisateurs d'unités d'abonnés radio des communications sans fil. Un type particulier de système radio est un système de radiotéléphone cellulaire. Unr. type particulier d'unités d'abonnés radio est une unité d'abonnés au radiotéléphone cellulaire, appelé parfois poste mobile. Les systèmes de radiotéléphone cellulaire comprennent généralement un contrôleur de commutation couplé à un réseau téléphonique commuté public (RTCP) et une pluralité de stations de base. Chacune de la pluralité des stations de base définit généralement une région géographique proche de la station de base pour produire des zones de couverture. Un ou plusieurs postes mobiles communique(nt) avec une station de base qui facilite un appel entre le poste mobile et le réseau téléphonique commuté public. Une description d'un système de radiotéléphone cellulaire est donnée dans l'ouvrage "Mobile Cellular Communications Systems" (systèmes de communications cellulaires mobiles) par Dr. William C.Y. Lee, 1989. Certains postes mobiles présentent la diversité d'espace pour améliorer la réception de signaux de communication envoyés depuis la station de base. La diversité utilise la redondance ou la duplication d'équipements pour obtenir une amélioration de la performance du récepteur dans des conditions d'évanouissement par trajets multiples. La diversité d'espace, notamment, utilise deux ou plusieurs antennes qui sont espacées physiquement d'une distance qui dépend de la longueur d'onde. Dans un système en diversité d'espace, un signal émis est acheminé sur des chemins légèrement différents entre l'émetteur et les deux antennes du récepteur. En outre, il peut y avoir des chemins indirects, o le signal émis, reçu par chaque antenne, a également été acheminé par différents chemins à partir de l'émetteur. L'expérience a montré que, lorsque le chemin indirect provoque un évanouissement par interférence avec le signal émis, les deux signaux reçus peuvent ne pas être affectés simultanément dans la même mesure par la présence de l'évanouissement par trajets multiples, du fait des différents chemins. Bien que le chemin allant de l'émetteur à l'une des deux antennes puisse provoquer une annulation de phase des ondes de chemin indirect et émis, il est moins probable que les chemins multiples allant à l'autre antenne provoqueront une annulation de phase au même moment. La probabilité que les deux antennes reçoivent exactement le même signal est appelée facteur de corrélation. Les systèmes connus en diversité d'espace comprennent la diversité à commutation d'antenne (SAD), la diversité par commutation (SD) et la diversité par combinaison à rapport maximal (MRCD). Chaque système en diversité comprend un contrôleur dans lequel un algorithme est programmé pour commander le système en diversité. Une comparaison détaillée de ces trois systèmes en diversité est décrite dans "On the Optimization of Simple Swiched Diversity Receivers" de Zdunek et coll, 1978, IEEE, Canadian Conference on Communications and Power (Conférence du Canada sur les communications et la puissance), Montréal, Canada, et "Performance and Optimization of Switched Diversity Receivers" par Zdunek et coll, IEEE Transactions on Communication, décembre 1979. Une brève description de ces trois systèmes en diversité va maintenant être donnée. Le SAD utilise deux antennes couplées à un récepteur unique par l'intermédiaire d'un commutateur radio fréquence (RF) à deux directions et unipolaire. Un contrôleur échantillonne le signal reçu de chaque antenne pour coupler une seule des deux antennes au récepteur à la fois. Le SD utilise deux antennes et deux récepteurs, chaque antenne étant couplée à son propre récepteur. Le récepteur ayant le rapport signal/bruit (RSN) en bande de base le plus élevé est choisi pour fournir le signal démodulé. Le SD apporte une performance améliorée par rapport au SAD car les signaux produits par les récepteurs peuvent être surveillés plus souvent qu'avec le SAD, et subissent moins de transitoires de commutation. Toutefois, une faiblesse du SD aussi bien que du SAD est que, seule une antenne est utilisée à un moment donné, tandis que l'autre est mise de côté. Le MRCD utilise également deux antennes et deux récepteurs, chaque antenne étant couplée à son propre récepteur. Le MRCD cherche à exploiter les signaux venant de chaque antenne en pondérant chaque signal en proportion de son RSN, puis en les additionnant. En conséquence, les signaux individuels de chaque branche de diversité sont cophasés et combinés, ce qui exploite tous les signaux reçus, même ceux ayant de faibles RSN. Toutefois, un inconvénient du RMCD est qu'il est plus difficile et compliqué à mettre en oeuvre que le SAD ou le SD. Un type particulier de système de radiotéléphone cellulaire utilise la signalisation par étalement du spectre. L'étalement du spectre peut être défini généralement comme un mécanisme par lequel la largeur de bande occupée par un signal émis est supérieure à la largeur de bande nécessaire à un signal d'information en bande de base. Deux catégories de communications par étalement du spectre sont l'étalement du spectre en séquence directe (DSSS) et l'étalement du spectre à sauts de fréquence (FHSS). Le principe de ces deux techniques est d'étaler la puissance émise de chaque utilisateur sur une largeur de bande (1 - 50 Mhz) telle que la puissance par unité de largeur de bande, en watts par hertz, est très faible. Les systèmes à sauts de fréquence obtiennent leur gain de traitement en évitant l'interférence, tandis que les systèmes en séquence directe utilisent une technique d'atténuation d'interférence. Pour le DSSS, l'objectif du récepteur est de prélever le signal émis d'une largeur de bande de réception importante, dans laquelle le signal se trouve audessous du niveau de bruit de fond. Le récepteur doit connaître le signal de fréquence porteuse, le type de la modulation, la vitesse de codage de bruit pseudo aléatoire, et la phase du codage pour faire cela, étant donné que les rapports signal/bruit sont typiquement de moins 15 à 30 dB. Le plus difficile est de déterminer la phase du codage. Le récepteur utilise un processus connu sous le nom de synchronisation pour déterminer le point de départ du code à partir du signal reçu afin d'annuler l'étalement du signal nécessaire tout en étalant tous les signaux non souhaités. La technique DSSS permet d'obtenir une performance en terme de bruit supérieure à celle du saut de fréquence, mais avec une plus grande complexité du système. Le spectre d'un signal peut être étendu le plus facilement en le multipliant par un signal produit par un code pseudo aléatoire en large bande. Il est essentiel que le signal d'étalement soit précisément connu afin que le récepteur puisse démoduler le signal (c'est-à-dire annuler son étalement). En outre, il doit se verrouiller et suivre la phase correcte du signal reçu pendant un temps de traitement (c'est-à-dire une période binaire partielle ou de sous-entiers). A l'extrémité réceptrice, un circuit de recherche série est utilisé. Il y a deux boucles de rétroaction, une pour se verrouiller sur la phase de code correcte et l'autre pour suivre la porteuse. Pour l'asservissement de phase de codage, l'horloge de codage et le générateur de fréquence porteuse du récepteur sont réglés de telle sorte que le code produit localement va et vient dans le temps, par rapport au code reçu entrant. Au point qui produit un maximum à la sortie du corrélateur, les deux signaux sont synchronisés, ce qui signifie que la phase de codage correct a été acquise. La deuxième boucle (la boucle de poursuite porteuse) poursuit alors la phase et la fréquence de la porteuse pour s'assurer que l'asservissement en phase est maintenu. Un système de radiotéléphone cellulaire utilisant le DSSS est couramment connu sous la forme d'un système à accès multiple par division de codes en séquence directe (AMDC-SD). Des utilisateurs individuels du système utilisent la même fréquence RF mais sont séparés par l'utilisation de codes d'étalement individuels. Dans un système AMDC-SD, une voie-aller est définie comme un trajet de communication allant de la station de base au poste mobile, et une voieretour est définie comme un trajet de communication allant du poste mobile à la station de base. La performance de la voie-aller AMDC- SD est faible dans des conditions limitées de bruit thermique, à des vitesses mobiles faibles, de l'ordre de 0-20 km/heure et dans des zones de couverture multiples o une commutation sans heurts des communication est probable. Ainsi, la voie-aller limite typiquement la capacité du système. Le fonctionnement de la voie-aller du AMDC-SD peut être grandement amélioré en ajoutant des dents de peigne au récepteur du poste mobile. L'amélioration de la performance fournie par ces dents de peigne supplémentaires peut s'approcher de la performance du MRCD en exploitant de façon optimale l'étalement du temps de propagation séparable et la commutation sans difficulté des communications. Chaque dent de peigne génère un signal démodulé et un signal pilote. Typiquement, le poste mobile mesure une puissance de réception totale (Io) dans la largeur de bande de fréquence intermédiaire (IF) et une puissance pilote reçue par puce (Ec) pour la voie de trafic qui est démodulée pour chaque dent. Un rapport de Ec/Io est déterminé pour chaque dent et traité comme rapport signal/bruit de la voie de trafic associée. Ce rapport est utilisé pour déterminer une fonction de pondération pour pondérer le signal de trafic démodulé correspondant à partir de chaque dent de peigne. Les signaux pondérés et démodulés de toutes les dents de peigne sont combinés et décodés. Etant donné que le signal reçu par chaque dent de peigne est une copie du signal émis s'acheminant dans un chemin de propagation différent, la combinaison des sorties de dents de peigne peut également être traitée comme un type de diversité. Le gain de diversité du récepteur peut être en outre amélioré en utilisant des antennes multiples. Typiquement, on peut utiliser deux antennes. Dans un tel récepteur, une ou plusieurs dents est (sont) connectée(s) à chaque antenne. Les sorties de toutes les dents est combinées de la même manière au récepteur par l'intermédiaire d'une antenne unique. Toutefois, il reste deux problèmes avec ce procédé. La puissance de signal totale (Io) n'est pas proportionnelle à la puissance de bruit totale car le signal pilote et les parties des signaux reçus de la même station de base sont perpendiculaires au signal souhaité. En outre, la relation entre les rapports (Ec/Io) des deux cellules peut ne pas refléter la relation entre les rapports signal/bruit correspondants des voies de trafic. Malheureusement, les essais sur site n'ont mesuré qu'un petit pourcentage de temps o il y a un étalement du temps de propagation séparable significatif, et la théorie aussi bien que les simulations ont montré que l'amélioration de la commutation sans difficulté des communications se trouve sur une plage d'amplitude très limitée du signal. En conséquence, la voie-aller souffre d'une dégradation des performances par rapport à la voie- retour qui présente la diversité d'antenne et profite pleinement de toutes ses dents. Non seulement la plage de la voie-aller est réduite, mais la qualité de la voie est plus faible car les occurrences du taux d'erreur sur les trames (FER) sont corrélées. Par contre, les erreurs de la voie- retour sont beaucoup plus aléatoires dans le temps, ce qui donne une meilleure qualité sonore de la parole. La raison fondamentale de cette corrélation est l'évanouissement de la voie et la lenteur de la boucle de commande de puissance de la voie-aller. Même si le récepteur de l'unité d'abonné utilise plus d'une antenne pour obtenir la diversité d'antennes, un problème de la détermination de coefficient de pondération de l'art antérieur est que parfois l'addition des signaux pondérés et cophasés, dont chacun présente un rapport signal/bruit (RSN) individuel optimisé, n'optimise pas le rapport signal/bruit combiné. En conséquence, il y a un besoin pour un procédé de détermination de coefficients de pondération dans un poste mobile AMDC qui surmonte les inconvénients de l'art antérieur et fonctionne correctement dans les systèmes DSSS. Brève description des dessins La figure 1 illustre un schéma fonctionnel d'un poste mobile pour utilisation dans un système radio. La figure 2 est un organigramme décrivant un premier mode de réalisation permettant de déterminer des coefficients de pondération dans le poste mobile de la figure 1. La figure 3 est un organigramme décrivant un deuxième mode de réalisation permettant de déterminer des coefficients de pondération dans le poste mobile de la figure 1. Description détaillée des modes de réalisation préférés La figure 1 est un schéma fonctionnel d'un poste mobile 100 pour utilisation dans un système radio 102. Le système radio 102 comprend généralement une pluralité de stations de base comprenant une première station de base 104 et une deuxième station de base 106, par exemple. Le poste mobile 100 comprend généralement une première antenne 108, une partie émettrice 110 et une partie réceptrice 112. La partie émettrice 110 comprend un filtre passe-bande 114, un émetteur 116 et un microphone 118. La partie réceptrice 112 comprend une première partie réceptrice avant 120 et une partie réceptrice arrière 122. La première partie réceptrice avant 120 comprend un filtre passe-bande 124, un convertisseur de fréquence intermédiaire (FI) 127, un premier wattmètre 137, un premier récepteur de peigne 126, un premier dispositif de détermination de coefficient de pondération 128 et un premier réseau de pondération 130. Le premier récepteur de peigne 126 comprend une première dent de peigne 132, une deuxième dent de peigne 134 et une troisième dent de peigne 136. La partie réceptrice arrière 122 comprend un combinateur 138, un dispositif de désentrelacement 140, un décodeur 142, un processeur de signal 144 et un haut-parleur 146. Le poste mobile 100 peut également comprendre une deuxième antenne 148 et une deuxième partie réceptrice avant 150. La deuxième partie réceptrice avant 150 comprend un filtre passe-bande 152, un convertisseur de fréquence intermédiaire (FI) 153, un premier wattmètre 163, un deuxième récepteur de peigne 154, un deuxième dispositif de détermination de coefficient de pondération 156 et un deuxième réseau de pondération 158. Le deuxième récepteur de peigne 154 comprend une première dent de peigne 160, une deuxième dent de peigne 162 et une troisième dent de peigne 164. Dans le système radio 102, la première station de base 104 émet un premier signal de radiofréquence (RF) souhaité 166 vers le poste mobile 100 et la deuxième station de base 106 envoie un deuxième signal radiofréquence (RF) souhaité 170 au poste mobile 100. Le signal souhaité RF 168 est une réplique du signal RF souhaité 166, mais retardé et atténué du fait de la réflexion ou similaire. Le signal RF souhaité 170 est identique au signal RF souhaité 166 mais provient de la deuxième station de base 170 pour une commutation des communications ou similaire. Il est généralement connu que le poste mobile 102 doit se trouver dans une zone de couverture fournie par une station de base pour fournir une communication efficace entre les deux. Il est à noter qu'il peut y avoir plus de deux stations de base et plus de trois signaux RF souhaités dans un système radio typique, mais le système radio 102 de la figure 1 est adéquat pour décrire la présente invention. Les deux stations de base représentent généralement un état de commutation des communications du poste mobile 100 entre la première station de base 104 et la deuxième de base 106. Dans le poste mobile 100, la première antenne 108 est couplée à la partie émettrice 110 et à la partie réceptrice 112. La partie émettrice 110 émet les signaux à partir de l'antenne 108 et la partie réceptrice 112 reçoit les signaux de l'antenne 108. Dans la partie réceptrice 112, la première antenne reçoit une première représentation 172 du signal RF souhaité 166, 168 et/ou 170. L'antenne 108 est couplée au filtre passe-bande 124. Le filtre passe-bande 124 filtre la première représentation du signal RF souhaité 172 sur une largeur de bande prédéterminée pour produire un signal filtré à la ligne 125. Dans le mode de réalisation préféré, la largeur de bande prédéterminée est de 1,25 Mhz. Le convertisseur FI 127 convertit le signal filtré à la ligne 125 d'une fréquence radio à une fréquence intermédiaire à la ligne 174 comme il est connu dans la technique. Un exemple du convertisseur FI 127 est généralement décrit dans l'ouvrage "Digital Communications" par John Proakis, McGraw-Hill, 1989, ou "Theory of Spread Spectrum Communications A Tutorial" par Raymond L. Pickhotz et coll., IEEE Transactions on Communication, vol. Com-30, pages 855-884, 1992. De nombreuses fonctions du convertisseur FI 127 peuvent être mises en oeuvre dans des parties discrètes ou sous forme d'un circuit intégré (CI) comme il est bien connu dans la technique. Le wattmètre 137 mesure la puissance reçue totale Io à la sortie du convertisseur FI 127. La puissance reçue totale Io est envoyée au premier dispositif de détermination de coefficient de pondération 128. Le premier récepteur de peigne 126 est couplé au convertisseur FI 127 et comporte une première pluralité de dents de peigne 132, 134 et 136, dont la première dent de peigne 132, la deuxième dent de peigne 134 et la troisième dent de peigne 136. Dans le mode de réalisation préféré, il y a trois dents de peigne. Toutefois, n'importe quel nombre de dents de peigne peut être utilisé. La première dent de peigne 132 produit un signal reçu, xl, à la ligne 176, et un signal pilote pi, à la ligne 178. La deuxième dent de peigne 134 produit un signal reçu, x2, à la ligne 180 et un signal pilote, p2, à la ligne 182. La troisième dent de peigne 136 produit un signal reçu, x3, à la ligne 184 et un signal pilote, p3, à la ligne 186. Les signaux reçus xl, x2 et x3, qui sont des nombres complexes, sont des signaux démodulés indiquant la première représentation 172 du signal RF souhaité 166, 168 et/ou 170. Les signaux reçus xl, x2 et x3 sont également connus comme signaux de données, signaux de voie de trafic et données de trafic. Les signaux pilotes pl, p2 et p3, qui sont également des nombres complexes, correspondent aux signaux reçus xl, x2 et x3. Le fonctionnement du premier récepteur de peigne 126 pour produire les signaux reçus xl, x2 et x3 et les signaux pilotes pl, p2 et p3 est bien connu dans la technique, tel que décrit dans "CDMA - Principles of Spread Spectrum Communications, par A.J. Viterbi, publié par Addison-Wesley Publishing Company en 1995. Les signaux pilotes pl, p2 et p3, les signaux de données xl, x2 et x3 et la puissance de signal reçu totale Io sont couplés au premier dispositif de détermination de coefficient de pondération 128. Le premier dispositif de détermination de coefficient de pondération 128 produit une première pluralité de coefficients de pondération complexes cl à la ligne 188, c2 à la ligne 190 et c3 à la ligne 192. La première pluralité de coefficients de pondération complexes cl, c2 et c3 correspond aux signaux reçus xl, x2 et x3, respectivement. La première pluralité de coefficients de pondération complexes cl, c2 et c3 est déterminée à l'aide d'un premier procédé décrit en liaison avec la figure 2 et d'un deuxième procédé décrit en liaison avec la figure 3. Le premier réseau de pondération 130 est couplé au premier réseau de récepteur de peigne 126 et au premier dispositif de détermination de coefficient de pondération 128. Le premier réseau de pondération 130 pondère les signaux reçus xl, x2 et x3 en réponse à la première pluralité de coefficients de pondération complexes cl, c2 et c3, respectivement, pour générer une première pluralité de signaux reçus pondérés complexes wl à la ligne 194, w2 à la ligne 196 et w3 à la ligne 198, respectivement. Le signal reçu xl est pondéré par le coefficient de pondération cl pour générer un signal de réception pondéré wl. Le signal reçu x2 est pondéré par le coefficient de pondération c2 pour générer un signal de réception pondéré w2. Le signal reçu x3 est pondéré par le coefficient de pondération c3 pour générer un signal de réception pondéré w3. Le fonctionnement du premier réseau de pondération 130 consiste à multiplier chaque xi, i = 1, 2,..., n, par la conjugaison complexe du coefficient de pondération correspondant cl, i = 1, 2, 20..., n. Le signal reçu pondéré résultant wi, i = 1, 2, n est la partie réelle du ième produit. Le combinateur 138 est couplé au premier réseau de pondération 130 et combine la première pluralité de signaux reçus pondérés wl, w2 et w3 pour produire un signal combiné à la ligne 200. Il est à noter que le premier dispositif de détermination de coefficient de pondération 128 optimise la première pluralité de coefficients de pondération cl, c2 et c3, suivant les organigrammes des figures 2 et 3, afin d'optimiser le rapport signal/bruit (R/N) du signal combiné à la ligne 200. Le dispositif de désentrelacement 140 est couplé au combinateur 138 et adapté pour désentrelacer le signal combiné à la ligne 200 pour produire un signal désentrelacé 202. Le décodeur 142 est couplé au dispositif de désentrelacement 140 et adapté pour décoder le signal désentrelacé pour produire un signal décodé à la ligne 204. Le processeur de signal 144 est couplé au décodeur 142 et est adapté pour traiter le signal décodé pour produire un signal récupéré à la ligne 206. Le haut- parleur 146 reçoit le signal récupéré à la ligne 206 et convertit le signal récupéré à la ligne 206 en signal acoustique. Le fonctionnement du combinateur 138, du dispositif de désentrelacement 140, du décodeur 142, du processeur de signal 144 et du haut-parleur 146 est bien connu pour chacun dans la technique. Dans le mode de réalisation préféré, le premier récepteur de peigne 126 (comportant un fonctionnement d'annulation d'étalement, une démodulation I-Q, et une synchronisation), le premier réseau de pondération 130, le combinateur 138, le dispositif de désentrelacement , le décodeur 142 sont réalisés dans un circuit intégré spécifique à l'application (ASIC) comme décrit dans "CDMA Mobile Station Modem ASIC", Proceedings of the IEEE 1992 Custom Integrated Circuits Conference, section 10.2, pages 1-5, et "The CDMA Digital Cellular System an ASIC Overview", Proceedings of the IEEE 1992 Custom Integrated Circuits Conference, section 10.1, pages 1-7. Dans le mode de réalisation préféré, le premier dispositif de détermination de coefficient de pondération 128 et le processeur de signal 144 est généralement un micro-ordinateur tel qu'un microprocesseur ou un processeur de signaux numériques (DSP). Le micro- ordinateur peut être un microcontrôleur MC68332 et le DSP peut être un MC56156 DSP; les deux éléments sont fabriqués et commercialisés par Motorola, Inc. Le poste mobile 100 comporte de préférence deux antennes 108 et 148. La deuxième partie réceptrice avant reçoit, par l'intermédiaire de la deuxième antenne 148, une deuxième représentation 208 du signal RF souhaité 166, 168 et /ou 170. La deuxième section réceptrice avant 150 fournit un fonctionnement en diversité d'espace pour l'unité d'abonné radio 100. Le fonctionnement de la deuxième partie réceptrice avant 150 est identique au fonctionnement de la première partie réceptrice avant 120. Il est à noter que des numéros de références différents sont utilisés pour désigner des éléments similaires et que des lignes de signal et des signes primes sont utilisés pour désigner des références de signal correspondantes. En conséquence, les premiers coefficients de pondération c'l, c'2 et c'3 du deuxième dispositif de détermination de coefficient de pondération 156 sont déterminés à l'aide du premier procédé décrit en référence à la figure 2 et du deuxième procédé décrit en référence à la figure 3. Le premier dispositif de détermination de coefficient de pondération 128 et le deuxième dispositif de détermination de coefficient de pondération 156 définissent un dispositif de détermination de coefficient combiné 210. Le dispositif de détermination de coefficient combiné 210 peut également déterminer les coefficients de pondération cl, c2 et c3 et c'1, c'2 et c'3 pour chaque partie avant 120 et 150, respectivement, en réponse à au moins l'un des signaux pilotes pl, p2 et p3 et p'l, p'2 et p'3, au moins l'un des signaux de données xl, x2 et x3 et x'l, x'2 et x'3 et au moins l'une des première et deuxième puissances de signal reçu totales Io et I'o provenant des deux parties avant 120 et 150. La première représentation 172 du signal RF souhaité 166, 168 et/ou 170 et la deuxième représentation 208 du signal RF souhaité 166, 168 et/ou 170 fournissent des informations identiques au poste mobile 100. Toutefois, du fait de la relation spatiale de la première antenne 108 et de la deuxième antenne 148, le signal RF souhaité reçu à une antenne peut être retardé et/ou atténué par rapport au signal RF souhaité reçu à l'autre antenne. Le fonctionnement en diversité de la première partie réceptrice avant 120 et de la deuxième partie réceptrice avant 150 tire profit de ces différences pour améliorer la réception du poste mobile 100. Plus de deux antennes peuvent être intégrées dans un appareil de réception en diversité dans le poste mobile 100 comme il est bien connu par les spécialistes de la technique. La première antenne 108 et la deuxième antenne 148 comportent généralement toute antenne pouvant recevoir et/ou émettre des signaux RF. Dans le mode de réalisation préféré, la première antenne 108 et la deuxième antenne 148 sont des antennes bipôles ayant une longueur d'onde d'un demi lamda. La situation, l'espacement, l'orientation, etc. corrects de la première antenne 108 et de la deuxième antenne 148, dans l'unité d'abonné radio 102, sont bien connus des spécialistes de la technique. La deuxième antenne 148 peut être située dans un élément de rabat du poste mobile 100, comme il est bien connu dans la technique. Dans le mode de réalisation préféré, la première antenne 108 est considérée comme étant l'antenne primaire car elle est couplée à la fois à la première partie réceptrice avant 120 et à la partie émettrice 110. Ladeuxième antenne 148 est considérée comme étant une antenne auxiliaire (ou alternative) qui permet le fonctionnement du récepteur en diversité. La partie émettrice 110 n'est pas couplée à la deuxième antenne 148. Le système radio 100 décrit généralement tout système de communication fonctionnant sur des voies RF. Les systèmes radio conçus pour être intégrés dans la portée de la présente invention comportent, sans y être limités, des systèmes de communication par radiotéléphone cellulaire, des systèmes de communication radio émetteurs-récepteurs et des systèmes de communication personnels (PC). Dans le mode de réalisation préféré, le système radio 100 est un système de communication par radiotéléphone cellulaire. Dans le mode de réalisation préféré, le système de communication par radiotéléphone cellulaire est un système de communication par radiotéléphone cellulaire à accès multiple par division de code à séquence directe (AMDC-SD). La norme pour ce système est décrite dans TIA/EIA/IS-95, "Mobile Station- Base Station Compatibility Standard for Dual-Mode Wide Band Spread Spectrum Cellular System", publiée en juillet 1993 (appelée ci-dessous la "norme IS-95"), intégrée ici pour référence. Dans le mode de réalisation préféré, le poste mobile 100 est une unité d'abonné radio AMDC-SD conçu pour être compatible avec le système de radiotéléphone cellulaire AMDC-SD comme décrit dans la norme IS-95 mentionnée ci-dessus. Le poste mobile 100 peut prendre de nombreuses formes qui sont bien connues dans la technique, comme par exemple une unité montée sur un véhicule, une unité portable ou une unité transportable. Dans la norme IS-95, une nomenclature est donnée pour la désignation des éléments de données dans le poste mobile. Le tableau 1 qui suit illustre les relations de synchronisation entre différents éléments de données dans le poste mobile AMDC 100. Tableau 1 Elément Vitesse (secondes) Vitesse (symboles) Commen res Puce 1.288 Un bit émetteur est appelé une "puce" Mchip/s Symbole 19,2 ksymn/s 64 puces/symbole Les bits d'étape intermédiaire sont des "symboles" Bit 9,6 kbit/s 2 symboles/bit Le codeur de convolution est a la vitesse 1/2 PCG 800 PCG/s 24 symboles/PCG Groupe de commande de puissance Trame 50 Hz 192 bits/trame Les données pnrimaires sont un "bit" L'AMDC-SD est une technique pour les communications numériques à accès multiple par étalement du spectre qui crée des voies par l'utilisation de séquences de codage uniques. Les signaux AMDC-SD peuvent être et sont reçus en présence de niveaux élevés d'interférence. La limite pratique de la réception du signal dépend des conditions de voies, mais la réception AMDC-SD décrite dans la norme IS-95 mentionnée ci-dessus peut avoir lieu en présence d'une interférence qui est supérieure de 18 dB au signal pour une voie statique. Typiquement, le système fonctionne avec un niveau d'interférence inférieur et des conditions de voies dynamiques. Le système de communication par radiotéléphone cellulaire AMDC-SD peut être divisé en secteurs ou zones de couverture comme il est bien connu dans la technique. Dans un système AMDC-SD, les fréquences de communication sont réutilisées dans chaque secteur de chaque cellule, et la plus grande partie de l'interférence sur une fréquence donnée comme vue par le poste mobile 100, vient des cellules à l'extérieur de celles o le poste mobile se trouve. Un émetteur-récepteur de station de base AMDC-SD communique avec le poste mobile 100 avec un signal ayant une vitesse de données de base de 9 600 bits/s. Le signal est ensuite étalé à une vitesse binaire d'émission, ou vitesse de puce, de 1,2288 Mhz. L'étalement consiste à appliquer des codes numériques aux bits de données, ce qui augmente la vitesse des données tout en ajoutant de la redondance au système AMDC- SD. Les puces de tous les utilisateurs de cette cellule sont ensuite ajoutées pour former un signal numérique composite. Le signal numérique composite est ensuite émis en utilisant la forme d'une modulation de codage en décalage de phase en quadrature (QPSK) qui a été filtrée pour limiter la largeur de bande du signal. Lorsqu'un signal émis est reçu par le poste mobile , le codage est enlevé du signal souhaité, le ramenant à une vitesse de données de 9 600 bits/s. Lorsque le codage est appliqué aux autres codes de l'utilisateur, il n'y a pas d'annulation de l'étalement; le signal reçu maintient la largeur de bande de 1,2288 Mhz. Le taux de bits transmis ou puces par rapport aux bits de données est le gain de codage. Le gain de codage pour un système AMDC-SD suivant la norme IS-95 est 128, ou 21 dB. Du fait de ce gain de codage de 21 dB, les interférences allant jusqu'à 18 dB au-dessus du niveau de signal (3 dB en dessous de l'intensité de signal après le gain de codage) peuvent être tolérées pour une voie statique. La figure 2 est un organigramme 250 décrivant un premier mode de réalisation permettant de déterminer la première pluralité de coefficients de pondération cl, c2 et c3 dans le poste mobile 100 de la figure 1. A l'étape 251, le procédé commence. A l'étape 252, tous les signaux pilotes des dents de peigne sont désétalés par le premier récepteur de peigne 126 et le deuxième récepteur de peigne 154 de la figure 1. A l'étape 253, les signaux pilotes sont reçus par le premier dispositif de détermination de coefficient de pondération 128 et le deuxième dispositif de détermination de coefficient de pondération 156 de la figure 1. A l'étape 254, tous les signaux de données de trafic des dents de peigne sont dés-étalés par le premier récepteur de peigne 126 et le deuxième récepteur de peigne 154 de la figure 1. A l'étape 255, les données de trafic dés-étalées sont reçues par le premier dispositif de détermination de coefficient de pondération 128 et le deuxième dispositif de détermination de coefficient de pondération 156 de la figure 1. A l'étape 256, les puissances de signal reçu totales Io et I'o sont déterminées en relevant la puissance à la sortie des filtres IF 127 et 153, respectivement. Cela est réalisé au moyen des wattmètres 137 et 163, respectivement. A l'étape 257, l'énergie de rayonnement est déterminée à partir de la puissance de signal reçu totale (Io et I'o) par deux transformateurs d'Hadamard rapides, non représentés mais situés dans le premier dispositif de détermination de coefficient de pondération 128 et le deuxième dispositif de détermination de coefficient de pondération 156, respectivement. A l'étape 258, les signaux reçus des étapes 253, 255, 256 et 257 sont lissés au cours du temps par le premier dispositif de détermination de coefficient de pondération 128 et le deuxième dispositif de détermination de coefficient de pondération 156 de la figure 1. L'objectif de cette étape est de réduire les dégradations causées par le bruit de la voie radio, le bruit du récepteur et les variations de la vitesse du signal. A l'étape 259, on fait la moyenne des signaux lissés provenant de la même station de base grâce au premier dispositif de détermination de coefficient de pondération 128 et au deuxième dispositif de détermination de coefficient de pondération 156 de la figure 1. L'objectif de cette étape est de réduire encore plus les dégradations dues au bruit de la voie radio, au bruit du récepteur et aux variations de la vitesse du signal. Les données provenant de stations de base similaires dans les deux dispositifs de détermination de coefficient de pondération 128 et 156 sont de préférence combinées à cette étape. (Par exemple, on fait la moyenne des signaux pilotes lissés p3 et p'3 provenant de la station de base 106 pour produire une estimation du signal pilote). A l'étape 260, les paramètres Yj et K sont calculés par le premier dispositif de détermination de coefficient de pondération 128 et le deuxième dispositif de détermination de coefficient de pondération 156 de la figure 1. A l'étape 261, la première pluralité de coefficients de pondération complexes cl, c2 et c3 est déterminée en utilisant les équations suivantes: yl4 X pl' cl= y Io-K104 x E[pl]' Y2- Y4 X p2 c2 = Io-K, x E[p2L] et c3 y: 04 x p3 Io-K04x E[p32] o le symbole (*) indique l'opération de conjugaison complexe, E[pi] est la puissance de pi, Io est la puissance de signal reçu totale après le convertisseur IF 127, et Yj, Kj sont des constantes liées à la répartition de puissance du signal depuis la station de base j, qui est démodulée par la ième dent. Plus spécifiquement, le facteur Yj est déterminé par: Puissance du signal de trafic d'intérêt émis par la station de base j Yj - Puissance du signal piloté émis par la station de basej Cette valeur est normalisée à la pleine puissance de voie de trafic. Kj peut être prédéterminé, comme représenté ci- dessous, ou déterminé en temps réel. La puissance du pi pilote et du pilote du signal de trafic xi peut être calculée en établissant la moyenne d'une pluralité d'amplitude carré du pilote correspondant et des échantillons de signal comme représentés ci-dessous. Idéalement, Kj devrait être: Puissance de tous les signaux émis par la station de base j Kj = Puissance du signal piloté émis par la station de basej Le facteur Kj peut être réglé à une valeur nominale pour le rapport. Etant donné que la puissance pilote est typiquement 20 % de la puissance totale, un choix de K = serait acceptable. Selon une autre possibilité, la puissance d'émission totale peut être estimée en additionnant les sorties d'une transformée d'Hadamard rapide du signal 174 ou 212 à la phase d'échantillonnage du pilote le plus fort et en lissant cette somme et le pilote sur un certain nombre de trames. Ensuite, Kj ferait l'objet d'une équation au rapport de deux. A nouveau, à l'entrée de rayons multiples, les antennes aussi bien que les trames multiples peuvent être utilisées pour une estimation plus précise. Les puissances de signal reçu totales Io et I'o sont déterminées en relevant la puissance à la sortie des filtres FI 127 et 153, respectivement. On peut faire la moyenne de ce signal sur une plusieurs trames. Dans une mise en oeuvre de récepteur pratique, il y a toujours un circuit de commande automatique de gain (CAG) qui garde la puissance du récepteur totale à un niveau constant avant d'être converti par le convertisseur analogique numérique (CAN) en échantillons numériques. En conséquence, Io est une constante qui dépend du point de fonctionnement de la CAG et du CAN, qui sont connus des spécialistes de la technique. A l'étape 261, la deuxième pluralité de coefficients de pondération c'l, c'2 et c'3 est calculée d'une manière similaire à la première pluralité de coefficients de pondération cl, c2 et c3 comme suit. c'l =- P' r ilo-K 1x E[ X p 2] yi4X p'Z c'2 =- P I'0-K1x E[ p'2 2] et c'3= Y16X p' I'0-K10x E[ p'3 Il est à noter que dans l'art antérieur, Yj est toujours un, et Kj est toujours zéro pour obtenir des coefficients de pondération cl = pl*/Io, c2 = p2*/Io et c3 = p3*/Io. Le premier mode de réalisation constitue une amélioration par rapport à la technique antérieure en réglant les facteurs de pondération pour prendre en considération les conditions actuelles. Les signaux émis par différentes stations de base peuvent ne pas être capables de maintenir des relations constantes parmi le signal pilote, le signal de voie de trafic et les puissances de signal totales. En fait, l'optimisation du réseau est souvent associée à des modifications de ces relations comme le requièrent les conditions. En outre, les signaux provenant de différentes stations de base sont typiquement reçus à des niveaux de puissance inégaux. La pondération de la technique antérieure, en ne prenant pas en compte les conditions mentionnées ci- dessus, tend à donner une pondération égale à toutes les dents, la seule variable étant l'énergie pilote pi, pour pondérer les signaux variés au niveau du combinateur 138. D'autre part, le mode de réalisation préféré prend effectivement en compte les conditions de voie et d'émission, fournissant ainsi une pondération plus précise des signaux entrés au combinateur 138. Cela peut avoir pour conséquence une performance améliorée de jusqu'à 2,0 dB pendant la commutation des communications. Typiquement, on utilise 2 à 4 dents par port et elles peuvent être partagées pour obtenir une configuration non équilibrée (par exemple parfois 4 dents à un port et 2 à l'autre). Le numérateur du facteur de pondération ci transforme la mesure d'énergie de la voie pilote instantanée en une mesure d'énergie de voie de trafic (c'est-à- dire énergie de voie de trafic instantanée = YjE[Ipil 2]). Plutôt que de calculer la valeur Yj à partir des signaux reçus, la station de base 104 ou 106 peut envoyer un message au poste mobile 100 contenant la valeur correcte pour Yj. A l'étape 262, la première pluralité de voies de trafic xl, x2 et x3 générées par le premier récepteur de peigne 126 sont pondérées par la première pluralité de coefficients de pondération complexes cl, c2 et c3 à l'aide du premier réseau de pondération 130. En outre, la deuxième pluralité de voies de trafic x'l, x'2 et x'3 générées par le deuxième récepteur de peigne 154 sont pondérées par la deuxième pluralité de coefficients de pondération complexes c'l, c'2 et c'3 à l'aide du deuxième réseau de pondération 158. A l'étape 263, les signaux pondérés produits par le premier réseau de pondération 130 et le deuxième réseau de pondération 158 sont combinés pour produire un signal combiné à la ligne 200, à l'aide du combinateur 138 de la figure 1. A l'étape 268, le signal combiné 200 est enregistré dans un tampon désentrelaceur dans le dispositif désentrelaceur 140 de la figure 1. A l'étape 269, il est déterminé si le tampon désentrelaceur est rempli. Si le tampon est rempli, on passe à l'étape 264. Si le tampon désentrelaceur n'est pas rempli, on retourne à l'étape 251. A l'étape 264, le signal combiné 200 est désentrelacé pour produire un signal désentrelacé à la ligne 202, à l'aide du dispositif désentrelaceur 140 de la figure 1. A l'étape 265, le signal désentrelacé est décodé pour produire un signal décodé à la ligne 204, à l'aide du décodeur 142 de la figure 1. A l'étape 266, le signal décodé à la ligne 204 est traité pour produire un signal audio à la ligne 206 pour le haut-parleur 146. Le procédé se termine à l'étape 267. La figure 3 est un organigramme 300 décrivant un deuxième mode de réalisation permettant de déterminer la première pluralité de coefficients de pondération cl, c2 et c3 dans le poste mobile 100 de la figure 1. Un problème de la détermination de coefficients de pondération de la technique antérieure est que parfois, l'addition des signaux cophasés et pondérés, dont chacun a un rapport signal/bruit (RSB) optimisé individuellement, n'optimise pas ensemble le rapport signal/bruit. Lorsqu'il y a de l'interférence, il est plus avantageux d'annuler le signal interférent que d'optimiser le rapport signal/bruit des signaux individuels. Dans le cas général, la meilleure décision peut être de ne pas tourner assez pour complètement annuler un signal interférent, mais seulement suffisamment pour optimiser le RSB du signal combiné à la ligne 200. A l'étape 301, le procédé commence. A l'étape 302, toutes les dents des signaux pilotes sont dés-étalés par les dents de peigne 132, 134, 136, , 162 et 164 de la figure 1. A l'étape 303, les signaux pilotes dés-étalés sont reçus par le dispositif de détermination de coefficients de pondération 128 et 156 de la figure 1. A l'étape 306, toutes les dents des données de trafic sont dés- étalées par les dents de peigne 132, 134, 136, 160, 162 et 164 de la figure 1. A l'étape 307, les données de trafic dés-étalées sont reçues par les réseaux de pondération 130 et 138 de la figure 1. Pour expliquer la manière dont les dents des deux antennes peuvent être combinées de manière optimale suivant le critère de minimisation de l'erreur sur les moindres carrés (MSE) à la sortie du combinateur, supposons que xi(k) et pi(k) indiquent respectivement les données désétalées et la sortie pilote du signal de réception de la ième dent pour le k ième symbole. Les première, deuxième et troisième dents connectées à la première antenne et la quatrième, la cinquième et la sixième dents sont connectées à la deuxième antenne. Ainsi, l'estimation du symbole de données de codage par décalage de phase binaire (BPSK) à l'instant n est donnée par la partie réelle de: c1(n) xx,(n), o ci(n) sont les coefficients de combinaison. Les parties imaginaire et réelle de l'expression précédente doivent être utilisées si c'est le signal QPSK qui est décodé. Les coefficients de voie optimaux doivent minimiser l'erreur sur les moindres carrés à la sortie du combinateur. Pour obtenir cela, les coefficients de voie doivent minimiser l'erreur sur les moindres carrés de: A-Re[7c,(n)xp (n)], o A est une constante arbitraire. A l'étape 305, une manière simple de résoudre les coefficients ci est d'utiliser l'algorithme sur les moindres carrés moyens (LMS) comme suit. Si un algorithme sur les moindres carrés moyens (LMS) est utilisé dans la mise en oeuvre, les équations (1) et (2) ci-dessous doivent être utilisées pour le calcul du vecteur de coefficient C(n). Il est calculé de manière récursive comme étant: C(n) = C(n - 1)+ Ae(n)p * (n), o C(n) est le vecteur de coefficient, défini comme: C(n) = [c (n),.. c(n)]t p(n) est le vecteur de signal pilote défini comme: p(n)=[p,(n),. p:(n),..., ps(n)]t, et e(n) est l'erreur d'adaptation déterminée à l'étape 304 et définie par: e(n)= 1-.[c (n) x p,(n)], (2) Dans ces équations, "t et indiquent respectivement des opérations de transposition et de conjugaison complexes. Suivant une autre possibilité, à l'étape 305, lorsque les conditions de voies se modifient rapidement, par exemple pour des applications mobiles, il est souhaitable que l'algorithme adaptatif puisse suivre la modification rapide de voie. Dans ces cas, des algorithmes plus sophistiqués, tel que l'algorithme pondéré des moindres carrés peut être utilisé pour déterminer les coefficients de combinaison optimaux pour obtenir une performance encore meilleure. Un tel algorithme est un algorithme sur les moindres carrés (LS). L'algorithme LS est représenté sur les équations (3), (4) et (5) pour calculer le vecteur de coefficient c(n). Le vecteur de coefficient de pondération C(n) est calculé en résolvant l'équation matricielle: C(n)= R-'(n-1)r(n), (3) o L-1 R(n)= w(k)p * (n - k)p'(n- k), k=o 4) et L-1 r(n)= AZw(k)p*(n-k), k=O ( 4) o A est une constante arbitraire et L est le temps d'intégration. Dans cette équation, w(k) est une fonction de pondération, qui doit être choisie en fonction des caractéristiques d'évanouissement de la voie. Dans la plupart des cas, il est simplement possible que w(k) = 1, sans perte significative de performance. Une telle fonction de fenêtrage est appelée conventionnellement une fenêtre rectangulaire. Un autre type populaire de fenêtre est ce qu'on appelle la fenêtre exponentielle avec w(k) = b, o 0 utilisées si c'est le signal QPSK qui est décodé. Il est bien connu des spécialistes de la technique que, lorsqu'une fenêtre exponentielle ou rectangulaire est utilisée, le vecteur de coefficient C(n) peut être calculé de manière récursive sans résoudre l'équation matricielle. A l'étape 308, la première pluralité de voies de trafic xl, x2 et x3 générée par le premier récepteur de peigne 126 est pondérée par la première pluralité de coefficients de pondération complexes cl, c2 et c3 à l'aide du premier réseau de pondération 130. En outre, la deuxième pluralité de voies de trafic x'l, x'2 et x'3 est générée par le deuxième récepteur de peigne 154 et pondérée par la deuxième pluralité de coefficients de pondération complexes c'l, c'2 et c'3 à l'aide du deuxième réseau de pondération 158. A l'étape 309, le signal pondéré produit par le premier réseau de pondération 130 et le deuxième réseau de pondération 158 sont combinés pour produire un signal combiné à la ligne 200 à l'aide du combinateur 138 de la figure 1. A l'étape 314, le signal combiné 200 est enregistré dans un tampon désentrelaceur dans le désentrelaceur 140 de la figure 1. A l'étape 315, il est déterminé si le tampon désentrelaceur est rempli. S'il est rempli, on passe à l'étape 310. Si le tampon désentrelaceur n'est pas rempli, on revient à l'étape 301. A l'étape 310, le signal combiné 200 est désentrelacé pour produire un signal désentrelacé à la ligne 202 à l'aide du dispositif désentrelaceur 140 de la figure 1. A l'étape 311, le signal désentrelacé est décodé pour produire un signal décodé à la ligne 204 à l'aide du décodeur 142 de la figure 1. A l'étape 312, le signal décodé à la ligne 204 est traité pour produire un signal traité à la ligne 206 pour le haut-parleur 146. A l'étape 313, le procédé se termine. Si les premier et deuxième modes de réalisation sont décrits en référence à un poste mobile AMDC, ils peuvent également être mis en oeuvre dans une station de base. Les premier et deuxième mode de réalisation seraient particulièrement bien appropriés pour des stations de base dans lesquelles le canal inverse a une structure similaire à celle du canal aller comme spécifié par la norme IS-95 ou lorsque le canal retour présente peu de signaux interférents. REVENDICATIONS 1. Procédé (300) de réglage adaptatif de coefficients de pondération (188, 190, 192) dans un récepteur radio (112) à accès multiple à division de codage (AMDC), ledit procédé (300) étant caractérisé par les étapes consistant à: recevoir (108, 124, 127) une première représentation (172) d'un signal RF souhaité (166); générer (132, 134, 136) une première pluralité de signaux pilotes (178, 182, 186) en réponse à la première représentation (172) du signal RF souhaité (166); déterminer (128) chacun d'une première pluralité de coefficients de pondération (188, 190, 192) en réponse à plusieurs de la première pluralité de signaux pilotes (178, 182, 186). 2. Procédé (300) suivant la revendication 1, caractérisé en outre par les étapes consistant à: recevoir (148, 152, 153) une deuxième représentation (208) d'un signal RF souhaité (166); générer (160, 162, 164) une deuxième pluralité de signaux pilotes (P', P'2, P'3) en réponse à la deuxième représentation (208) du signal RF souhaité (166); et déterminer (156) chacun d'une deuxième pluralité de coefficients de pondération (c'l, c'2, c'3) en réponse à plusieurs de la deuxième pluralité de signaux pilotes (P'I, P'2, P'3)' 3. Procédé (300) suivant la revendication 1, caractérisé en outre par l'étape consistant à lisser (258) chacun de la première pluralité de signaux pilotes. 4. Procédé (300) suivant la revendication 1, caractérisé en ce que chacun de la première pluralité de coefficients de pondération (188, 190, 192) est déterminé au moyen d'un algorithme sur les moindres carrés moyens (LMS). 5. Procédé (300) suivant la revendication 4, caractérisé en ce que l'algorithme sur les moindres carrés moyens (LMS) détermine la première pluralité de coefficients de pondération (188, 190, 192) comme suit: C(n) = C(n - 1) + Ae(n)p * (n), o C(n) est un vecteur de coefficient de pondération, défini comme: C(n) = [c, (n),... c(n)]t, p(n) est le vecteur de signal pilote défini comme: p(n)=[p,(n),.p,(n),..., p6(n)]t, et e(n) est une erreur d'adaptation définie par: e(n)= 1- [c,(n) x p(n)], o "t" et * indiquent respectivement des opérations de transposition et de conjugaison complexes. 6. Procédé (300) suivant la revendication 1, caractérisé en ce que chacun de la première pluralité de coefficients de pondération (188, 190, 192) est déterminé au moyen d'un algorithme sur les moindres carrés (LS). 7. Procédé (300) suivant la revendication 6, caractérisé en ce que l'algorithme sur les moindres carrés (LS) détermine la première pluralité de coefficients de pondération (188, 190, 192) comme suit: C(n)= R-'(n-1)r(n), o C(n) est un vecteur de coefficient de pondération, défini comme: C(n) = [c (n),..c,(n)]', o R(n) est une matrice d'autocorrélation de p(n), définie comme L-1 R(n)= w(k)p*(n- k)p'(n- k), k=O o r(n) est une moyenne de p(n) définie comme L-l r(n)= A w(k)p *(n- k), k=O o p(n) est un vecteur de signal pilote défini comme: p(n)= [p,(n),.p,(n),...,,p6(n)], o A est une constante arbitraire, o L est un temps d'intégration, o w(k) est une fonction de pondération indicatrice des caractéristiques d'évanouissement de la voie radio, et o "t" et * indiquent respectivement des opérations de transposition et de conjugaison complexes. 8. Procédé (300) de réglage adaptatif de coefficients de pondération (188, 190, 192) dans un système (112) à accès multiple à division de codage (AMDC), ledit procédé (300) étant caractérisé par les étapes consistant à: recevoir (108, 124, 127, 148, 152, 153)) une première (172) et une deuxième (208) représentations d'un signal RF souhaité (166); générer (132, 134, 136, 160, 162, 164) une première (178, 182, 186) et une deuxième (P'l, P'2, P'3) pluralités de signaux pilotes en réponse à la première et à la deuxième représentations du signal RF souhaité, respectivement; et déterminer chacun d'une première pluralité de coefficients de pondération (188, 190, 192) en réponse à plusieurs des pluralités de signaux pilotes. 9. Procédé (300) suivant la revendication 8, caractérisé en outre par l'étape consistant à lisser (258) chacune de la première (178, 182, 186) et la seconde (P'li P'2, P'3) pluralités de signaux pilotes. 10. Procédé (300) permettant de faire fonctionner un récepteur radio (112) à accès multiple par division de code (AMDC), caractérisé par les étapes consistant à: f recevoir (108, 124, 127) une première représentation (172) d'un signal RF souhaité (166); générer (132, 134, 136) une première pluralité de signaux de données (178, 182, 186) en réponse à la première représentation (172) du signal RF souhaité (166); déterminer (128) chacun d'une première pluralité de coefficients de pondération (188, 190, 192) en réponse à plusieurs de la première pluralité de signaux pilotes (176, 182, 186); pondérer (130) la première pluralité de signaux de données (176, 180, 184) en réponse à la première pluralité de coefficients de pondération (188, 190, 192) pour générer une première pluralité de signaux reçus pondérés (194, 196, 198); combiner (138) la première pluralité de signaux reçus pondérée (194, 196, 198) pour produire un signal combiné (200); désentrelacer (140) le signal combiné (200) pour produire un signal désentrelacé (202); décoder (142) le signal désentrelacé (202) pour produire un signal décodé (204); et traiter (144) le signal décodé (204) pour produire un signal récupéré (206).