Brevet FR2741719A1 — publié le 19970530

! Dispositif de radiogoniométrie pour la détection d'émissions d'ondes électromagnétiques à sauts de fréquence et la détermination instantanée de leurs directions d'arrivée La présente invention concerne un dispositif de radiogoniométrie pour la détection d'émissions d'ondes électromagnétiques à sauts de fréquence et la détermination instantanée de leurs directions d'arrivée. Il est connu d'utiliser pour assurer la surveillance d'une gamme de fréquences, des récepteurs procédant par analyse spectrale, associés à des dispositifs adaptatifs ou non de détection. Les récepteurs utilisés sont soit du type à balayage, soit du type "microscan" à transformateur de Fourier. Ces récepteurs sont fréquem- ment associés à des radiogoniomètres télécommandés dont la particularité est de délivrer à un instant donné, un relevé géographique unique différé par rapport à l'instant réel de réception. Cette association présente l'inconvénient d'être totalement inopérante lorsque les ondes reçues proviennent d'émetteurs radioélectriques à sauts de fréquence rapides. En effet, si l'utilisation d'un récepteur de type "microscan" répond effectivement bien à la mesure des différentes fréquences émises par les systèmes à sauts de fréquence, la mesure de l'angle d'arrivée des ondes électromagnétiques porteuses de ces fréquences s'avère impossible à l'aide des radiogoniomètres actuellement connus, leurs réponses étant trop lentes pour qu'ils puissent traiter un nombre important d'émissions simul- tanées de provenances différentes sans perte d'informations. La présente invention a pour but de remédier à cette difficulté. A cet effet, l'invention a pour objet, un dispositif de radiogonio- métrie pour la détection d'émissions d'ondes électromagnétiques à sauts de fréquence et la détermination instantanée de leurs directions d'arrivée, caractérisé en ce qu'il comprend au moins trois antennes omnidirection- nelles reliées chacune à un transformateur de Fourier à travers respecti- vement un récepteur, chaque transformateur de Fourier comprenant au moins une premiere ligne électroacoustique dispersive de compression couplée par son entrée à la sortie d'un dispositif de transposition de fréquence, le dispositif de transposition de fréquence étant couplé par une première entrée à la sortie d'un récepteur et par une deuxième entrée à la sortie d'un générateur d'impuisions de DIRAC par l'intermédiaire d'au moins une deuxième ligne électroacoustique dispersive, et en ce que le dispositif comprend également un discriminateur de phase et un calcula- teur, le discriminateur de phase étant couplé à la sortie de chaque analyseur pour mesurer les écarts de phase entre les signaux fournis par chaque transformateur de Fourier et les appliquer à l'entrée du calcula- teur pour calculer en fonction des écarts de phase mesurés par le discriminateur et des impulsions de fréquence obtenues en sortie d'une ligne dispersive de compression, la direction et la fréquence de chaque onde électromagnétique incidente. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront également à l'aide de la description qui va suivre faite en regard des figures annexées qui représentent: - la figure I un mode de réalisation particulier du dispositif radiogoniométrique selon l'invention; - la figure 2 une représentation schématique de l'aérien de la figure I; - la figure 3 un exemple de réalisation d'un des récepteurs du dispositif représenté à la figure I; - la figure 4 un mode de réalisation de l'analyseur spectral du dispositif représenté à la figure I; - les figures 5 et 6 les lois de variation temps/fréquence des lignes à onde de surface de l'analyseur de spectre; - la figure 7 le signal obtenu à la sortie d'un analyseur de spectre; - la figure 8 un mode particulier de réalisation du discriminateur de phase de la figure 1; - la figure 9 un mode de réalisation du calculateur de la figure 1; - la figure 10 une représentation détaillée du bloc de détection de la figure 9; - la figure 1 un graphe illustrant le principe de détection d'amplitude; - la figure 12 une représentation détaillée d'un bloc de calcul de phase de la figure 9; - la figure 13 un graphe illustrant le principe du fonctionnement du bloc de calcul de phase représenté à la figure 12; - la figure 14 une représentation détaillée d'un bloc de correction de la figure 9; - la figure 15 une représentation détaillée du bloc de récupération des phases corrigées de la figure 9; - la figure 16 une représentation détaillée du bloc de calcul de l'angle d'arrivée Q de la figure 9. Le dispositif de radiogoniométrie 1 représenté par le schéma de principe de la figure I à l'intérieur d'un rectangle en pointillés est formé par au moins un aérien 2 collecteur d'ondes radioélectriques couplé à un organe de réception 3. L'aérien 2 est dans l'exemple représenté formé par trois antennes dipôles 2a, 2b et 2c verticales et espacées de façon que le triangle formé par les milieux de chaque dipôle soit un triangle equila- téral. Le couplage entre les antennes 2a, 2b et 2c et l'organe de réception 3 est assuré à travers un commutateur d'aériens 4, au moyen de lignes de transmission 5, 6 et 7. Le commutateur d'aériens possède plusieurs entrées E1 à En pour permettre éventuellement une commutation d'une pluralité d'aériens non représentés aux entrées des récepteurs 8, 9, 10. Ces aériens pourront avoir des caractéristiques dimensionnelles ou structurelles diffé- rentes de celles de l'aérien 2 pour permettre au dispositif de l'invention de fonctionner dans des gammes ou canaux de fréquences différents. L'organe de réception 3 comprend un ensemble de trois récepteurs 8, 9, 10 tous identiques dont les entrées sont couplées respectivement chacune à une ligne de transmission 5, 6, 7. Les sorties des récepteurs 8, 9, 10 sont couplées à un dispositif de visualisation 11, pour visualiser la nature et la direction de la provenance de chaque signal radioélectrique reçu par l'aérien 2 et retransmis par l'organe de réception 3, par l'intermédiaire d'un analyseur spectral 12, formé par trois transformateurs de Fourier identiques à onde de surface 12a, 12b, 12c, d'un discrimina- teur de phase 13 et d'un calculateur 14. Le dispositif de réception 3 comprend également un synthétiseur de fréquence 15 qui joue le rôle d'oscillateur local pour les récepteurs 8, 9 et 10 et qui permet de transposer les fréquences des signaux transmis par les lignes de transmis- sion 5, 6, 7 dans la bande des fréquences de travail de l'analyseur spectral 12. Les signaux transposés en fréquence sont obtenus aux sorties des récepteurs 8, 9 et 10 et sont appliqués respectivement sur les entrées Ell, E12 et E13 de l'analyseur spectral 12. L'analyseur spectral 12 délivre sur ses sorties S11, S12 et S13 des signaux dont les phases relatives et les positions temporelles représentent respectivement les phases relatives et les fréquences de chacun des signaux détectés par chacune des antennes dipôles 2a, 2b et 2c. Les signaux délivrés par les sorties S11, S12 et S13 sont appliqués respectivement sur les entrées E21, E22 et E23 du discriminateur de phase 13 qui fournit sur quatre sorties notées respecti- vement S21, S22, S23 et S24 des signaux representant les écarts de phase relatifs simultanés 71 ' 42 et 13 existant entre les signaux appliqués sur les entrées Eil, E12 et E13 de l'analyseur spectral 12. Les signaux fournis par les sorties S21, S22 ' S23 et S24 du discriminateur de phase sont appliqués respectivement sur les entrées E31, E32, E33 et E34 du calculateur 14. Le calculateur 14 possède trois sorties notées S31, S32 et 533 qui sont reliées aux sorties correspondantes non référencées du dispositif de visualisation 11 pour transmettre à ce dernier les résultats de calcul 0, et F identifiant respectivement la direction de la provenance, l'amplitude et la fréquence de chaque onde reçue par l'aérien 2. Le calculateur 14 possède également une sortie de commande S34 qui est reliée par une ligne 16 de commande aux entrées de synchronisation SYNC de l'analyseur spectral 12, du synthétiseur 15 et du commutateur d'aériens 4 pour commander en fonction des cycles de calcul internes au calculateur la synchronisation de l'analyseur spectral 12, du synthétiseur 15 et du commutateur d'aériens 4. L'organe de réception 3 comprend en plus un générateur de tarage 17 relié par la ligne de commande 16 au calculateur 14 et au commutateur d'aériens 4 par une ligne de transmission 18. Un amplificateur logarithmi- que 19 est également disposé entre les sorties de l'analyseur spectral 12 et une entrée E35 du calculateur 14 pour permettre la détection de l'ampli- tude des signaux fournis par les sorties Sil, S12 et S13 de l'analyseur spectral 12. Le fonctionnement du dispositif radiogoniométrique selon l'inven- tion est maintenant décrit à l'aide des détails de réalisation des éléments de la figure I qui sont montrés aux figures 2 et suivantes. Le principe d'interférométrie mis en oeuvre par le dispositif selon l'invention consiste à exploiter les différences de marche de chaque onde électromagnétique reçue par les trois antennes 2a, 2b et 2 de la figure c 1. Dans l'exemple de réalisation de l'aérien 2 montré à la figure 2, les axes longitudinaux des antennes dipôles 2a 2b et 2c sont représentés disposés dans la direction perpendiculaire au plan de la figure. Elles sont disposées à égale distance les unes des autres de sorte que, leurs intersections avec le plan de la figure forment les sommets d'un triangle équilatéral. Chaque côté du triangle équilatéral a une longueur d égale approximativement à 0,5 À, X désignant la longueur d'onde de la fréquence maximum exploitée par le dispositif de radiogoniométrie. L'écartement des différentes antennes entre elles, crée des différences de marche de l'onde incidente reçue sur chaque antenne de sorte qu'à tout instant, les signaux périodi- ques obtenus aux bornes de réception non référencées de chaque antenne ont des phases p 1) 2 et tp3 décalées les unes par rapport aux autres suivant les relations 1 -uP 2 = - --cosA.sin 03 = (1) 3.2- -3=_2!A.cos L.sin 1= 1(2) - - -_ 2Ad.cos L.sin 02 =(3) 3 - XP =- ' Asn2 = 2 qui peuvent encore s'écrire suivant la formulation plus générale suivante: i j= 'j- k = 8 sin Qi (4) avec éB= _ 27d cosA (5) o chaque suite d'indices i, j, k est une permutation d'une suite des indices 1, 2, 3, chacune des autres phases fj et {k s'obtenant par une permutation circulaire des indices i, j, k. Dans ces relations d représente la longueur d'un côté du triangle équilatéral, A est la longueur d'onde de l'onde incidente reçue, A est la direction en site de l'onde incidente et Q1 ' 2 y 03 indiquent les directions projetées orthogonalement sur le plan de la figure 2 de la provenance de l'onde incidente relativement aux directions perpendiculaires aux côtés du triangle équilatéral. Les trois signaux périodiques de fréquence FE et de phases respectives 1 2)2 2 'f3, obtenus aux bornes de réception de chaque antenne, à chaque réception d'une onde électromagnétique, sont transmis par l'intermédiaire des lignes de transmission 5, 6 et 7 aux entrées des récepteurs 8, 9 et 10, respectivement. Chaque récepteur est un récepteur de type superhétérodyne et peut être composé, comme dans l'exemple représenté à la figure 3, par un étage mélangeur 20 relié, par une première entrée aux bornes de connexion de l'antenne correspondante à travers par exemple, un filtre 21 et un atténuateur réglable 22, et par une deuxième entrée à la sortie du synthétiseur de fréquence 15. Le synthéti- seur de fréquence 15 qui joue le rôle des oscillateurs locaux des récepteurs superhétérodynes, applique sur la deuxième entrée du mélan- geur 20 un signal périodique de fréquence FS ajustable, de manière que la sortie du mélangeur 20 engendre un signal de fréquence intermédiaire FI = FS - FE toujours comprise à l'intérieur de la bande de travail B de l'analyseur 12. Le signal de fréquence intermédiaire F! est amplifié dans chaque récepteur 8, 9 et 10 par un amplificateur 23 avant d'être appliqué sur des entrées El1, E12 et E13 de l'analyseur spectral 12 dont le fonctionnement est maintenant expliqué à l'aide de l'exemple de réalisa- tion montré à la figure 4. L'analyseur spectral 12, représenté à la figure 4 à l'intérieur d'une ligne en pointillés, comprend un ensemble de trois lignes électroacousti- ques dispersives de compression à ondes de surface 24, 25 et 26 couplées respectivement aux sorties de mélangeurs 27, 28 et 29. Les mélangeurs 27, 28 et 29 possèdent chacun deux entrées, une première entrée est reliée à une entrée El, E12 ou E13 de l'analyseur spectral 12 et la deuxième entrée est reliée à la sortie d'une ligne électroacoustique dispersive à onde de surface 30. L'entrée de la ligne 30 est couplée à la sortie d'un générateur d'impulsions de DIRAC 31 commandé à partir des signaux de synchronisation SYNC provenant du calculateur 14 de la figure I par la ligne de commande 16. Les lignes de compression 24, 25 ou 26 constituent respectivement avec la ligne dispersive 30 et les mélangeurs 27, 28 et 29 des transformateurs de Fourier 12a, 12b et 12 de l'analyseur a b c spectral 12, chaque transformateur de Fourier réalisant la transformée de Fourier de chaque signal reçu sur les entrées Ell, E12 et E13 de l'analyseur 12. Un tel analyseur 12 pourra être réalisé en utilisant comme composants électroacoustique compressifs ou dispersifs les composants du type RD103 ou RD104 commercialisés par la société de droit francais THOMSON-CSF. Dans l'exemple particulier de réalisation de l'invention, la ligne dispersive 30 est une ligne dispersive de rampe ayant une largeur de bande passante égale à trois fois l'excursion en fréquence du signal utile appliqué sur les entrées Ell, E12, E13 de l'analyseur et sa dispersion est 3T. Les lignes dispersives de compression 24, 25 et 26 ont par contre une largeur de bande passante égale à deux fois l'excursion en fréquence du signal appliqué sur les entrées El, E12 et E13, et une dispersion égale à 2T. Le temps T est choisi de manière à ce que l'inverse 1/T soit au plus égal à la résolution en fréquence minimale recherchée pour l'analyseur spectral. L'impulsion de DIRAC appliquée par le générateur de DIRAC 31 à l'entrée de la ligne dispersive 30 engendre à l'intérieur de la ligne dispersive une onde de surface dont la fréquence, à la sortie de la ligne, varie linéairement avec le temps de la façon indiquée à la figure 5. Selon la figure 5, la fréquence obtenue à la sortie de la ligne dispersive 30 varie d'une grandeur F maximum de l'instant T0 à une valeur minimum Fmini à l'instant TO + 3T, l'intervalle entre les fréquence Fmaxi et Fmini étant égal à trois fois la bande B de fréquences dans laquelle est compris le signal analysé appliqué sur l'une des entrées Ell, E12 et E13 de l'analyseur 12. Dans ces conditions la droite obtenue sur la figure 5 possède une pente négative égale à -TB. Les signaux appliqués sur les entrées Ell, E12, E13 sont respectivement mélangés au signal à fré- quence variable obtenu à la sortie de la ligne dispersive 30 au moyen des mélangeurs 27, 28 et 29. Les signaux obtenus à la sortie des mélangeurs 27, 28 et 29 ont une fréquence qui correspond à celle du signal utile appliqué sur les entrées El, E12 et E13 de l'analyseur 12 retranchée de la fréquence instantanée du signal obtenue à la sortie de la ligne dispersive 30. L'amplitude des signaux obtenus à la sortie des mélangeurs 27, 28 et 29 suit dans ces conditions l'amplitude des signaux d'entrée appliqués sur les entrées Ell, E12, E13. Les signaux transposés sont appliqués aux entrées des lignes dispersives de compression 24, 25 et 26 dont la réponse impulsionnelle est représentée aux figures 6 et 7. Sur la figure 6, la loi de variation de la fréquence en fonction du temps d'une ligne dispersive de compression 24, 25 ou 26 est linéaire en fonction du temps. La bande passante est choisie égale à deux fois l'excursion en fréquence des signaux appliqués aux entrées E11, E12, E13 de l'analyseur, la dispersion est égale à deux fois la durée T d'analyse, la pente est égale à T- et est par conséquent opposée à celle de la droite représentée à la figure 5. Comme la loi fréquence/retard de chacune des lignes de compression 24, 25 et 26 a une pente de variation exactement opposée à celle du signal qui est appliqué sur leur entrée respective, chacune des lignes de compression 24, 25 ou 26 réagit de façon à comprimer temporellement le signal qui lui est appliqué en un seul point de l'espace temps. Il en résulte que, toute l'énergie du signal appliqué à l'entrée de chacune des lignes de compression est concentrée en une seule position dans l'espace temps, cette position ne dépendant que de la fréquence FE du signal appliqué sur l'une des entrées Ell, E12, E13 de l'analyseur spectral 12 comme cela est représenté à la figure 7 o le signal obtenu en sortie des lignes de compression 24, 25 et 26 a la forme d'une impulsion comprimée dont l'enveloppe est représentable par une sin x fonction en sin x. Le signal représenté à la figure 7 est un signal modulé en amplitude qui a pour fréquence porteuse la fréquence centrale d'utilisa- tion de la ligne de compression et dont l'enveloppe est représentative du spectre de puissance du signal d'entrée. La détermination de la fréquence de chaque onde incidente reçue par l'aérien 2 peut être, en fonction de ce qui précède, effectuée d'une manière simple par le calculateur 14 en comptant à l'aide de compteurs non représentés, le temps qui sépare l'instant d'application de chaque impulsion de DIRAC à l'entrée de la ligne dispersive 30, de l'instant d'apparition de chaque impulsion comprimée à la sortie d'une ligne de compression. Une caractéristique des analyseurs de spectre qui viennent d'être décrits est d'avoir une réponse linéaire en phase, c'est-à-dire que la phase de l'onde porteuse à la sortie est liée linéairement à la phase du signal d'entrée. Comme les lignes de compression 24, 25 et 26 ont des structures identiques, les phases différentielles obtenues aux sorties S11, S12 et S13 de l'analyseur spectral 12 sont conservées. Les signaux impulsionnels produits aux sorties Si l, S12 et S13 de l'analyseur spectral 12 sont appliqués respectivement aux entrées E21, E22, E23 du discriminateur de phase 13. Le discriminateur de phase 13 qui est représenté à la figure 8 comprend un ensemble d'amplificateurs-limiteurs 32, 33 et 34 couplés à des circuits mélangeurs 35, 36, 37 et 38 au moyen de circuits coupleurs référencés respectivement de 39 à 42. Les sorties des circuits mélangeurs à 38 sont reliées respectivement aux entrées d'amplificateurs 43 à 46. Les entrées des amplificateurs limiteurs 32 à 34 sont reliées respective- ment aux entrées E21, E22 et E23 du discriminateur de phase 13. Les amplificateurs 32 à 34 sont conçus de façon à limiter en amplitude le niveau de chaque signal d'entrée appliqué sur l'une des entrées E21, E22 et E23 du discriminateur 13 tout en ne modifiant pas leurs phases respectives. La sortie de l'amplificateur 32 est reliée à l'entrée du coupleur 39, celle de l'amplificateur 33 est reliée aux entrées des coupleurs 40 et 41, et la sortie de l'amplificateur 34 est reliée à l'entrée du coupleur 42. Chacun des coupleurs 39 à 42 possède deux sorties qui déphasent ou non, selon le cas, le signal d'entrée. Le coupleur 39 possède deux sorties de déphasage nul qui sont appliquées respectivement à une entrée d'un mélangeur 35 ou 36. Le coupleur 40 possède une sortie de déphasage nul et une sortie de déphasage à - 90 , la sortie de déphasage nul étant appliquée à la deuxième entrée du mélangeur 35 et la sortie de déphasage - 90 étant appliquée à la deuxième entrée du mélangeur 36. Le coupleur 41 possède deux sorties de déphasage nul appliquées respecti- vement à une entrée d'un mélangeur 37 ou 38. Le coupleur 42 possède une entrée de déphasage nul qui est appliquée à la deuxième entrée du mélangeur 37 et une entrée de déphase à - 90 qui est appliquée à la deuxième entrée du mélangeur 38. Cette disposition permet d'obtenir en sortie des amplificateurs 43 à 46 des signaux dont l'amplitude est proportionnelle aux cosinus ou aux sinus des différences de phases 1 ' P2 ou 3 définies par les relations (1), (2) et (3) précitées. Ces signaux sont transmis par l'intermédiaire des sorties S21 à S24 respectivement aux entrées E31, E32, E33 et E34 du calculateur 14 dont le fonctionnement est maintenant décrit à l'aide de l'exemple de réalisation de la figure 9. Le calculateur 14 représenté à la figure 9 à l'intérieur d'un rectangle en pointillés comprend un bloc de détection 47, un bloc de goniométrie 48, et un bloc de commande 49. Le bloc de détection 47 comporte un détecteur d'amplitude 50 relié par une entrée à l'entrée E35 du calculateur 14 par l'intermédiaire d'un convertisseur analogique- numérique 51. Le bloc de détection 47 permet de valider les valeurs des angles d'incidence des ondes reçues, qui sont systématiquement calculés par le calculateur 14. Le bloc de goniométrie 48 comporte un bloc 52 de calcul de l'angle d'arrivée 0 des ondes incidentes, couplé, par l'intermé- diaire d'un bloc 53 de récupération des phases corrigées, d'une part, aux entrées E31 et E32 du calculateur 14 au moyen d'une première chaîne de dispositifs tous reliés en série composée d'un bloc de mémorisation 54, d'un bloc de correction 55, d'un bloc de calcul de phase 56, et d'un convertisseur analogique-numérique 57 et d'autre part, aux entrées E33 et E34 du calculateur 14 au moyen d'une deuxième chaîne de dispositifs composée d'un bloc de mémorisation 58, d'un bloc de correction 59, d'un bloc de calcul de phase 60 et d'un convertisseur numérique 61, les convertisseurs numériques-analogiques 57 et 61 de chacune des chaînes de dispositifs ayant leurs entrées directement reliées aux couples d'entrées (E31, E32) et (E33, E34) respectivement. Le bloc de commande 49 comprend un séquenceur 62, et un convertisseur numérique-analogique 63. Le séquenceur 62 applique sur les liaisons 64 et 65 d'une part, et sur la liaison 18 d'autre part, les signaux nécessaires à la synchronisation du fonctionnement des blocs de détection et de goniométrie 48 du calcula- teur 14 ainsi que ceux nécessaires au fonctionnement de l'analyseur spectral 12 et du synthétiseur 15. Le convertisseur numérique-analogique 63 est directement relié par ses entrées aux sorties du bloc de calcul de l'angle d'arrivée 0 et transmet par sa sortie 66 la valeur analogique de l'angle d'arrivée 0 à destination du dispositif de visualisation 1 1. Le bloc de détection 47 permet de valider les valeurs des angles d'incidences des ondes reçues qui sont systématiquement calculées par le calculateur 14. Cette validation est effectuée par le détecteur d'ampli- tude 50 qui applique un signal de validation sur des entrées de commande des blocs de mémorisation 54 et 58 par l'intermédiaire de la liaison 66. Une représentation détaillée du bloc de détection 47 est montrée à la figure 10. Sur la figure 10 le détecteur d'amplitude 50 représenté à l'intérieur d'un rectangle en pointillés comprend un premier et un deu- xième détecteur de seuil 67 et 68 dont les entrées sont reliées directe- ment aux sorties du convertisseur analogique-numérique 51 et dont les sorties sont reliées aux entrées respectives d'un multiplexeur 69. Le détecteur d'amplitude 50 comprend également un registre tampon 70 relié, d'une part, à la sortie du multiplexeur 69 et d'autre part, à la sortie du convertisseur analogique-numérique 51 pour mémoriser les bits d'am- plitude fournis par la sortie du convertisseur analogique-numérique 51 et les bits fournis par la sortie du multiplexeur 69. Le détecteur de seuil 67 effectue une comparaison systématique de la valeur numérique de chaque échantillon fourni par le convertisseur analogique-numérique 51 à la valeur d'un seuil de référence Sd prédéter- miné. Il peut être réalisé à l'aide d'un simple comparateur dont l'état de la sortie prend la valeur binaire I lorsque la valeur de l'échantillon appliqué à son entrée est supérieure au seuil de référence prédéterminé et la valeur binaire 0 dans le cas contraire. L'état de la sortie du détecteur de seuil 67 sert de bit de validation v de l'amplitude de l'échantillon appliqué à l'entrée du registre 70. Le détecteur de seuil 68 effectue par contre des comparaisons de l'amplitude de chaque échantillon fourni par le convertisseur analogique- numérique 51 par rapport à un seuil de référence prédéterminé et par rapport à l'amplitude d'échantillons directement voisins pour détecter les maximums d'amplitude du signal utile appliqué à l'entrée du bloc de détection en éliminant les composantes parasites du signal. En désignant par e = e (t + nT') l'amplitude d'un ne échantillon n o fourni par le convertisseur analogique-numérique à l'instant t + nT', o o T' désigne la période d'échantillonnage, le détecteur de seuil 68 effectue en premier lieu une comparaison de la valeur de l'échantillon en par rapport à un seuil de détection Sd prédéterminé et en deuxième lieu une comparaison avec la valeur des échantillons enI1 et en+1, précédant et suivant respectivement l'échantillon en. Le détecteur de seuil 68 fournit une valeur binaire I lorsque les conditions suivantes sont remplies: en > Sd (6) en>/ en_l et en>/ en+1 et (en - en-l) + (en - en+l)>/ (8) La relation (8) permet un filtrage efficace de la courbe d'ampli- tude du signal et une détection efficace du passage du signal à son niveau maximum comme cela peut être vérifié à la figure 11 qui figure l'arrivée d'un parasite entre les instants tn_1 et tn ainsi que le passage du signal par un maximum entre les instants tn et tn+2. Un signal de commande extérieur appliqué sur la ligne de commande 65, permet d'agir sur le basculement du multiplexeur 69 pour transférer le bit de validation fourni par l'un ou l'autre des détecteurs de seuil 67 ou 68 à l'intérieur du registre tampon 70 de manière à valider ou non l'échantillon de signal qui est également fourni par la sortie du convertisseur numérique-analogique 51. Le bloc de goniométrie 48 permet le calcul de l'angle d'arrivée 0 d'une onde incidente en effectuant un traitement sur les signaux fournis par le discriminateur de phase 13. Ce traitement débute par un tarage préliminaire des voies de réception du dispositif de radiogoniométrie consistant à mesurer les déphasages parasites apportés aux signaux radioélectriques par les voies de réception et les lignes de transmission 5, 6, 7 de manière à corriger les déphasages utiles mesurés par le discrimina- teur de phase 13. Le tarage consiste à engendrer au moyen du générateur de tarage 17 un peigne de n raies dans la bande de fréquence intermé- diaire correspondant à la bande de fréquence de travail de l'analyseur 12. Le peigne de n raies est transposé par le générateur de tarage suivant un plan de transposition de fréquence inverse de celui des récepteurs 8, 9 et 10. Le signal transposé obtenu sert de signal étalon pour tout le dispositif, il est injecté par la ligne 18 dans le commutateur des aériens 4 et est substitué pendant la période de tarage aux signaux détectés par l'aérien 2. Le signal étalon traverse par conséquent les lignes de transmission 5, 6, 7, les récepteurs 8, 9 et 10, les voies de l'analyseur spectral 12 et le discriminateur de phase 13 qui mesure les phases différentielles obtenues par le cheminement du signal étalon au travers du dispositif. Les phases différentielles obtenues sont mémorisées dans les blocs de mémorisation 54 et 58 pour être ensuite défalquées des phases mesurées en cours de traitement à chaque nouvelle émission reçue. Le traitement effectif sur les signaux fournis par le discrimina- teur de phase 13 suit l'opération de tarage précédemment décrite. Il consiste dans une première étape à récupérer à l'aide des blocs de calcul de phase 56 et 60, les déphasages utiles 1' 2 et à3 à partir des informations sin, sin 42 et sin)3 fournies par le discriminateur de phase 13 et à effectuer à l'aide des blocs 55 et 59 une correction des valeurs 1' y 2 et 3 calculées en tenant compte des déphasages parasites mesurés durant l'opération de tarage. A cette étape les résultats de calcul des phases, comme ceux déterminant l'amplitude du signal, sont mémorisés dans les blocs de mémorisation 54 et 58 pour servir de résultats intermédiaires pour les calculs suivants. La deuxième étape du traitement consiste à effectuer à l'aide du bloc de récupération des phases 53 un classement entre les valeurs absolues des phases précédemment calculées et à sélectionner parmi les trois phases)1 ' 2 et 3 les deux phases de valeur minimum et moyenne en valeur absolue. Enfin, la dernière étape du traitement, exécutée à l'aide du bloc de calcul de l'angle l'arrivée 52, consiste, à calculer le rapport des phases moyenne et minimum précédemment obtenues de manière à effectuer le calcul des angles d'arrivée 01, 2 et Q3 déterminant la direction d'arrivée de chaque émission d'onde électro- magnétique reçue par le dispositif de l'invention. En reprenant la notation des indices i, j, k précédemment utilisée pour l'écriture des relations (4) et (5), chaque angle Q. est calculé en J appliquant la relation x.+I :- arctg / x---) (9) J pour - \ , (14) Qj= si A 1 et 2 = 1 3 et 3 =2-r (20) 03 = 2- 3- Un mode de réalisation d'un bloc de calcul de déphasage 56 ou 60 est représenté à la figure 12. Le bloc représenté comprend, une unité arithmétique logique UAL 72 dont les entrées sont couplées directement aux sorties sinus et cosinus d'un des convertisseurs analogique- numérique 57 ou 61. La sortie de l'unité arithmétique 72 est reliée aux entrées d'adressage d'une mémoire PROM 73 contenant en mémoire une table des valeurs de la fonction Arc cos $. La sortie de la mémoire PROM 73 est reliée à l'entrée d'un registre 74 pour mémoriser dans le registre 74 chaque valeur de déphasage lue dans la table Arc cos contenue dans la mémoire PROM 73. Comme les tensions fournies aux sorties des discrimi- nateurs de phase 13 présentent des distorsions importantes au voisinage de leur valeur maximurn,le déphasage est calculé en utilisant pour adresser la mémoire PROM, la valeur de la tension sinus ou cosinus qui est la plus faible en valeur absolue et l'étude des signes permet de lever l'indétermi- nation qui existe sur l'angle l obtenu en utilisant cette méthode. La figure 13 illustre la méthode de calcul utilisée en faisant apparaître la propriété de quasi-linéarité des fonctions sinus et cosinus lorsque l'angle 0 est compris dans les intervalles (-, + -) modulo 2 pour Wr 37r 4 la fonction sinus et (+, 3) modulo 2 pour la fonction cosinus. Dans un 4, -4 2P mode de réalisation particulier du bloc de calcul de phase 56, chaque donnée arc cos calculée dans l'intervalle (-!, y) est codée par exemple sur 8 bits et le lever de doute est effectué par l'unité arithmétique 72 en fournissant sur 2 bits l'indication du quadrant du cercle trigonométrique auquel appartient l'angle 4 calculé. Les 2 bits d'indication de quadrant ainsi que les 8 bits lus dans la mémoire PROM 73 sont contenus dans le registre 74 pour être transférés ensuite dans un des blocs de correction 55 ou 59 dont un exemple d'organisation est représenté à la figure 14. Le bloc de correction représenté à la figure 14 comprend une unité arithmétique logique UAL 76 couplée par sa sortie à une mémoire vive RAM 77, un registre de début de tarage 78, un filtre récursif du premier ordre 79, ainsi qu'une unité arithmétique logique UAL 80. Les blocs de correction ont pour fonction de retrancher le déphasage mesuré lors du tarage de l'organe de réception, des déphasages 1 2 et f3 précédemment calculés par les blocs de calcul de déphasage à chaque réception d'un signal radioélectrique par l'aérien 2. Si A 4pn représente l'erreur de phase à éliminer obtenue lors du tarage d'un canal n de fréquence F = F min + nAF o AF représente la largeur d'un canal, et si fM représente le déphasage calculé à la sortie d'un bloc de calcul de phase 56 ou 60 le déphasage corrigé nc correspon- dant à un canal n est égal à c =M C (21) n n n L'opération de soustraction (21) est exécutée par l'unité arithmé- tique logique 80, la grandeur JnM étant appliquée directement par la sortie d'un bloc de calcul de déphasage 55 ou 59 sur une première entrée de l'unité arithmétique logique 80 et la grandeur A f n étant appliquée par la sortie du filtre récursif 79 sur la deuxième entrée de l'unité arithmétique logique 80. L'erreur de déphasage A f n prend en compte le déphasage différentiel introduit par les récepteurs lors de la réception et de la transposition de la fréquence de chaque canal reçu ainsi que le déphasage différentiel introduit par les voies de l'analyseur spectral. Comme la bande passante de l'analyseur permet d'analyser n canaux d'émission différents, l'erreur de déphasage A fn est calculée de façon récursive par les formules à APn A fPn-l + (A'fn - if n-1) (22) Aipn (22) Ces calculs sont effectués principalement à l'aide de l'unité arithmétique logique UAL 76 et du filtre récursif 79. Le déphasage A tf0 mesuré pour le canal n = o est introduit dans le registre 78 et chaque déphasage % n d'un canal n successif est appliqué à l'entrée de l'unité arithmétique logique 76 qui soustrait chaque valeur P n à la valeur tfn-1 précédemment obtenue pour le canal n-I. La différence A 'n A f n1 est mémorisée dans la mémoire vive RAM 77 pour être ensuite appliquée avec le déphasage A Po mémorisé dans le registre 78 à l'entrée du filtre récursif 79. La sortie du filtre 79 délivre alors l'erreur de phase A n correspondant à l'équation (22) sur la deuxième entrée de l'unité arithmétique UAL 80 qui calcule alors la phase corrigée $c suivant l'équation (21). Ces valeurs sont mémorisées à l'intérieur des blocs de mémorisa- tion 54 et 58 avec les informations d'amplitude o et de validation correspondantes transmises par le détecteur d'amplitude 50. L'ensemble de ses informations est relu à un instant déterminé par le séquenceur 62 pour être transmis aux entrées du bloc de récupération des phases 53 composé comme le montre la figure 15 par une unité arithmétique logique 81 et un ensemble de comparateurs et de multiplexeurs 82. L'unité arithmétique logique 81 reçoit sur ses entrées les phases c et 3 corrigées des blocs de mémorisation 54 et 58 relatives à chaque canal pour calculer la phase complémentaire c par la relation lc _ c cmouo2 +2 = - 1 - - 3 modulo 2r (24) et donner les valeurs absolues $cl, 14C 1, Ic| des déphasages corrigés. Les valeurs absolues 4ci, cl' et | jI sont appliquées aux entrées de l'ensemble de comparateurs et de multiplexeurs 82 pour déterminer les déphasages en valeur absolue 4) et 'P3 respectivement minimum et moyen. Les valeurs A! et Y3 ainsi obtenues ainsi que les valeurs d'amplitude / et de validation v lues dans les blocs de mémorisa- tion sont appliquées aux entrées du bloc de calcul de l'angle d'arrivée 52, représenté à la figure 16, qui comprend une unité arithmétique logique UAL 83 couplée aux sorties du bloc de récupération de phases 53 au travers de deux mémoires mortes programmables PROM 84 et 85, une mémoire morte programmable 86 adressée à la sortie de l'unité arithméti- que 83, et un registre 87 pour mémoriser provisoirement les valeurs d'amplitude / et de validation lues dans les blocs de mémorisation 54 et 58. Les valeurs des phases Y1 et Y* 3 sont appliquées par les sorties du bloc de récupération des phases 53 aux entrées d'adressage respectives des mémoires PROM 84 et 85. Les mémoires PROM 84 et 85 contiennent respectivement une table des logarithmes des angles de phase q1 et y3 de sorte qu'à chaque valeur V 1 et Y3 appliquée sur les entrées d'adresse des mémoires PROM 84 et 85, les logarithmes respectifs de ces déphasa- ges apparaissent en sortie de ces mémoires pour être appliqués aux entrées respectives de l'unité arithmétique logique 83 qui calcule la différence D des logarithmes lus dans les mémoires 84 et 85. Si a désigne la base logarithmique des tables de logarithmes mémorisés, le traitement précédemment décrit se résume à effectuer l'opération D = log çj= log Y 1 - log 43 La valeur D ainsi calculée est appliquée sur l'entrée d'adressage de la mémoire PROM 86 qui contient une table des valeurs de l'angle d'arrivée., les valeurs de l'angle 0j étant obtenues à partir des valeurs de D par la relation Q. =-arctg (3 aD + 1) ) Da 1 avec jE 2 La mémoire PROM 86 est programmée conformément aux rela- tions (18), (19) et (20) pour obtenir les valeurs des angles 01, 02 et 03 correspondant à la valeur 0j précédemment calculée en appliquant la relation 0j = A /r + 0j avec A = i - k (modulo 3). Les valeurs 1, /A et v précédemment calculées sont appliquées sur les entrées du dispositif de visualisation 13, formé par exemple par un oscilloscope ou tout autre moyen équivalent, à travers le convertisseur numérique-analogique CNA 63. Les tensions de sortie du convertisseur 63 associées à l'amplitude Ao et à l'angle d'incidence Q1 pourront être figurées par exemple sur deux voies de balayage d'un oscilloscope ainsi que le bit de validité, ce moyen simple permettra une visualisation efficace du spectre des émissions reçues par le dispositif de radiogonio- métrie en localisant leur direction et en permettant de reconnaître si ses émissions sont ou non détectées selon leur niveau par rapport au bruit. Bien que le principe de la présente invention ait été décrit ci- dessus en relation avec un exemple de réalisation il faut comprendre que la description n'a été faite qu'à titre d'exemple et ne limite pas la portée de l'invention. D'autres variantes de réalisation sont en effet possibles notamment au niveau de la réalisation du calculateur qui pourrait tout aussi bien être structuré pour réaliser un autre traitement que celui qui vient d'être décrit pour calculer l'angle d'arrivée des ondes électromagné- tiques à partir des relations générales (4) et (5). REVENDICATIONS 1. Dispositif de radiogoniométrie pour la détection d'émissions d'ondes électromagnétiques à sauts de fréquence et la détermination instantanée de leurs directions d'arrivée, caractérisé en ce qu'il comprend au moins trois antennes omnidirectionnelles (2a, 2b Y 2c) reliées chacune à un transformateur de Fourier (12a, 12b, 12c) à travers respectivement un récepteur (8, 9, 10), chaque transformateur de Fourier (12a, 12b, 12c) comprenant au moins une première ligne électroacoustique dispersive de compression (24, 25, 26) couplée par son entrée à la sortie d'un dispositif de transposition de fréquence (27, 28, 29), le dispositif de transposition de fréquence étant couplé par une première entrée à la sortie d'un récepteur et par une deuxième entrée à la sortie d'un générateur d'impulsions de DIRAC (31) par l'intermédiaire d'au moins une deuxième ligne électro- acoustique dispersive (30), et en ce que le dispositif comprend également un discriminateur de phase (13) et un calculateur (14), le discriminateur de phase (13) étant couplé à la sortie de chaque analyseur pour mesurer les écarts de phase entre les signaux fournis par chaque transformateur de Fourier et les appliquer à l'entrée du calculateur (14) pour calculer en fonction des écarts de phase mesurés par le discriminateur (13) et des impulsions de fréquences obtenues en sortie d'une ligne dispersive de compression, la direction et la fréquence de chaque onde électromagné- tique incidente. 2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que chaque antenne (2a, 2b, 2c) est reliée à l'entrée d'un récepteur (8, 9, 10) par l'intermédiaire d'un commutateur d'aériens (4) pour détecter des émissions sur plusieurs canaux différents. 3. Dispositif selon les revendications 1 et 2, caractérisé en ce qu'il comprend un générateur de tarage (17) relié d'une part par une ligne de commande (16) au calculateur (14) et par une ligne de transmission (18) au commutateur d'aériens (4) pour engendrer un peigne de n raies dans la bande de fréquence de chaque transformateur de Fourier (12a, 12b, 12c) pour mesurer à l'aide du calculateur (14) les déphasages parasites apportés dans la chaîne - de réception composée des récepteurs (8, 9, 10), des transformateurs de Fourier (12a, 12b, 12c) et du discriminateur de phase (13). 4. Dispositif selon l'une quelconque des revendications I à 3, caractérisé en ce que chaque récepteur (8, 9, 10) est un récepteur superhétérodyne commandé par un synthétiseur de fréquence (15) pour transposer la fréquence de chaque onde reçue en un signal dont la fréquence est comprise dans la bande de fréquence de travail de chaque transformateur de Fourier (12a, 12b, 12c). 5. Dispositif selon les revendications 3 et 4, caractérisé en ce que le peigne de n raies est transposé par le générateur de tarage (17) suivant un plan de transposition de fréquence inverse de celui des récepteurs. 6. Dispositif selon l'une quelconque des revendications I à 5, caractérisé en ce que la deuxième ligne électroacoustique dispersive (30) est une ligne dispersive de rampe dont la bande passante est au moins égale à 3 fois l'excursion en fréquence des signaux à analyser appliqués à l'entrée de chaque transformateur de Fourier (12a, 12, 12c). 7. Dispositif selon l'une quelconque des revendications I à 6, caractérisé en ce que chaque ligne électroacoustique dispersive de compression (24, 25, 26) a une largeur de bande passante égale à deux fois l'excursion en fréquence du signal à analyser appliqué à l'entrée de chaque transformateur de Fourier. 8. Dispositif selon l'une quelconque des revendications I à 7, caractérisé en ce que le discriminateur de phase (14) engendre des signaux dont les amplitudes sont proportionnelles au sinus et au cosinus des différences de phase f i - k= = ij ' Pj- 'fi =k et 'k -tj=i' des signaux engendrés par les antennes (2a, 2b et 2c) et qui sont appliqués aux entrées des récepteurs (8, 9, 10). 9. Dispositif selon l'une quelconque des revendications I à 8, caractérisé en ce que le calculateur (14) comprend un bloc de calcul de l'angle d'arrivée 0j de chaque onde reçue par les antennes (2a, 2b, 2c), l'angle d'arrivée étant calculé suivant la relation = - arc tg (CL 1 o D = log fi 10. Dispositif selon l'une quelconque des revendications I à 9, caractérisé en ce que chaque valeur pi et tk est calculée dans le calculateur (14) par un bloc de calcul de phase (56, 60) à partir des valeurs sin Pi, cos vi, sin k et cos tk engendrées par le discriminateur de phase (13) ces valeurs étant corrigées par des blocs de correction (55, 59) pour défalquer les déphasages parasites mesurés par le calculateur (14) lors de l'envoi du peigne de n raies par le générateur de tarage (17) sur les entrées des récepteurs (8, 9, 10) au travers du commutateur d'aériens (4). 11. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 à 10, caractérisé en ce que le calculateur (14) comprend un détecteur d'ampli- tude (50) pour détecter l'amplitude de chaque onde incidente reçue. 12. Dispositif selon l'une quelconque des revendications I à 11, caractérisé en ce que le calculateur (14) effectue simultanément en parallèle le calcul de l'angle d'arrivée et le calcul de l'amplitude de chaque onde reçue, et en ce que les valeurs de la fréquence de l'amplitude et de l'angle d'arrivée de chaque onde reçue sont transmises à un organe de visualisation (11) lorsqu'elles sont validées par une amplitude suffisante de l'onde reçue mesurée par le détecteur d'amplitude (50).