Brevet FR2744302A1 — publié le 19970801

"Procédé et système de contrôle direct du couple d'un moteur asynchrone alimenté par un onduleur de tension" DESCRIPTION La présente invention concerne un procédé de contrôle direct du couple d'un moteur asynchrone alimenté par un onduleur de tension. Elle vise également un système de contrôle mettant en oeuvre le procédé selon l'invention. Le couple instantané d'un moteur asynchrone en régime général de fonctionnement (régime transitoire) se calcule facilement connaissant les valeurs instantanées des courants statoriques et rotoriques. Or, dans un moteur à cage, le courant rotorique n1 est pas mesurable. Cette circonstance pose un réel problème pour le contrôle du couple électromagnétique des moteurs asynchrones. De nos jours, on contourne cette difficulté par la méthode connue sous le nom de contrôle à flux orienté qui consiste à décomposer le courant statorique en deux composantes orthogonales, appelées directe et transversale, suivant deux axes particuliers dont on sait déterminer l'orientation à tout instant. Le couple se calcule en fonction des deux composantes précitées. Bien que le principe de contrôle à flux orienté du couple soit relativement simple quand la grandeur de contrôle disponible est le courant statorique (moteur alimenté en onduleur de courant), il devient compliqué quand cette grandeur est la tension statorique puisque les exigences exprimées en termes de courant doivent préalablement être traduites en termes de tension.Le contrôle à flux orienté se réalise alors à l'aide de nombreux traitements complexes effectués sur les signaux mesurés au terminal du moteur. I1 existe déjà des procédés de contrôle direct du couple (DTC: "Direct Torque Control) mis en oeuvre dans des variateurs de vitesse à courant alternatif, comme l'illustre l'article "The Next generation Motor Control Method: Direct Torque Control (DTC)" de P. Tiitinen et al., EPE Journal Vol.S. nol PP.14-18 March 1995. Les procédés actuels prévoient généralement un circuit d'intégration de la tension pour avoir accès à une estimation de la valeur du flux statorique. Le but de l'invention est de proposer un procédé de contrôle direct du couple d'un moteur asynchrone, qui mette en oeuvre des traitements plus simples que dans les procédés actuels, tout en présentant des performances dynamiques comparables ou supérieures à celles obtenues avec les procédés actuels. Suivant l'invention, le procédé de contrôle direct du couple d'un moteur asynchrone alimenté par un onduleur de tension, pour commander ce moteur selon une loi de couple déterminée, comprenant une mesure des courants et tensions d'au moins deux phases du moteur et une détermination d'un courant complexe statorique et d'une tension complexe statorique, est caractérisé en ce qu'il comprend les étapes suivantes:: - on détermine une puissance complexe instantanée P, en fonction notamment de la tension et du courant complexes statoriques et de paramètres caractéristiques du moteur, - on détermine par un processus itératif le courant complexe rotorique i2 en fonction notamment de la puissance complexe et du courant complexes statoriques et de paramètres caractéristiques du moteur, - on détermine le couple et l'énergie instantanés dans le moteur en fonction notamment de la puissance complexe et de paramètres caractéristiques du moteur, - on compare le couple et l'énergie instantanés ainsi déterminés à des valeurs respectives de couple et d'énergie de référence, pour déterminer des variations respectives de couple et d'énergie sur un intervalle de temps prédéterminé entre deux actions de commande, - on détermine une tension complexe statorique de référence pour cet intervalle de temps, en fonction notamment des variations de couple et d'énergie, - on compare cette tension complexe statorique de référence à la tension complexe statorique effective, pour déterminer une tension d'erreur complexe et - on traite cette tension d'erreur pour générer des signaux de commande des commutateurs de puissance de l'onduleur de tension, afin de minimiser ladite tension d'erreur. Ainsi, le procédé de contrôle selon l'invention exploite la possibilité d'exprimer le couple instantané du moteur asynchrone à partir des grandeurs électriques et mécaniques mesurables du moteur. Le contrôle de couple s'effectue alors de manière directe et simple, avec un temps de réponse court et dans les conditions de fonctionnement optimal du moteur. La puissance complexe instantanée est déterminée par l'expression: avec a2 ,r1, / a,, paramètres caractéristiques du moteur, et : tension complexe statorique courant complexe statorique : conjugué du courant complexe statorique, Le courant complexe rotorique est déterminé par l'expression: Le procédé de contrôle direct selon l'invention peut aussi avantageusement prendre en compte la saturation magnétique du moteur. On détermine préalablement la dépendance de l'inductance magnétisante en fonction du flux dans l'entrefer du moteur. Par ailleurs, il peut comprendre en outre une estimation de la vitesse du moteur en fonction de grandeurs électriques mesurables aux bornes du moteur, ainsi qu'une correction en ligne des valeur des résistances statorique et rotorique du moteur. Suivant un autre aspect de l'invention, il est proposé un système de contrôle direct du couple d'un moteur asynchrone alimenté par un onduleur de tension pour délivrer des tensions d'amplitude et de fréquence réglables à appliquer aux phases du moteur, mettant en oeuvre le procédé selon l'invention, ce système comprenant:: - des moyens pour générer des signaux de commande des interrupteurs de puissance dudit onduleur de tension, - des moyens pour mesurer les courants des phases statoriques du moteur et fournir des signaux représentatifs de ces courants, et des moyens pour transformer ces signaux en une expression complexe de courant statorique, - des moyens pour mesurer les tensions en sortie de l'onduleur de tension et fournir des signaux représentatifs de ces tensions, et des moyens pour transformer ces signaux en une expression complexe de tension statorique, et - des moyens pour estimer la vitesse angulaire du moteur. Ce système de contrôle direct est caractérisé en ce qu'il comprend en outre - des moyens pour calculer une tension complexe de référence à partir, d'une part, de valeurs de référence de couple et d'énergie, et d'autre part, des valeurs actuelles du courant statorique et de la vitesse angulaire du moteur, - des moyens pour générer une tension complexe d'erreur par différence de la tension complexe de référence et de la tension complexe statorique, et - des moyens pour traiter cette tension complexe d'erreur en vue de piloter des moyens générateurs de modulation de largeur d'impulsion. Dans un mode de réalisation préféré de l'invention, les moyens de traitement comprennent des moyens pour décomplexifier la tension complexe d'erreur et fournir des signaux d'erreur correspondant à chaque phase d'alimentation. Le système selon l'invention peut comprend en outre des moyens de limitation de courant recevant en entrée le courant complexe statorique et agissant sur les moyens générateurs de signaux de commande. D'autres particularités et avantages de l'invention apparaîtront encore dans la description ci-après. Aux dessins annexés donnés à titre d'exemples non limitatifs: - la figure 1 représente le schéma du circuit équivalent d'un moteur asynchrone en régime général de fonctionnement (régime transitoire); - la figure 2 représente le schéma du circuit équivalent du même moteur en régime permanent; celui-ci est un cas particulier du circuit équivalent du régime général représenté sur la figure 1; - la figure 3 montre le diagramme de tension, du courant et de la dérivée du courant statoriques, représentés sous une forme complexe; - la figure 4 représente schématiquement la courbe de variation de l'inductance magnétisante du moteur en fonction de l'intensité du flux principal dans l'entrefer; cette courbe permet de tenir compte de la saturation du circuit magnétique de la machine; - la figure 5 représente le digramme fonctionnel du circuit de commande direct de couple du moteur; - les figures 6A, 6B et 6C montrent les variations respectives du couple, de la tension et du courant d'une phase quand, le moteur étant à l'arrêt et le rotor bloqué, on lui demande de développer 75 du couple nominal; - les figures 7A, 7B et 7C montrent les variations respectives du couple, de la tension et du courant lorsque le régime permanent est atteint après la sollicitation de 75% du couple nominal;; - les figures 8A, 8B, 8C, 8D et 8E montrent les variations respectives du couple, du courant de phase, de la tension de phase, du facteur de puissance et du rendement quand, le moteur fonctionnant en régime nominal, on lui demande de développer un surcouple égal à 250 du couple nominal; - les figures 9A, 9B, 9C, 9D et 9E montrent les variations respectives du couple, du courant de phase, de la tension de phase, du facteur de puissance et du rendement quand, le moteur fonctionnant en régime nominal, on lui demande de développer un couple de freinage égal à -250k du couple nominal; et - les figures 10A, 10B, 10C et 10D montrent les variations respectives du couple, du courant de phase, de la tension de phase et de la vitesse quand, le moteur fonctionnant en régime nominal, on procède au renversement du sens de rotation du moteur en lui appliquant un couple constant égal à -50% du couple nominal pendant une durée requise. Etant donné que la pleine compréhension de fonctionnement du système faisant l'objet de cette invention en général, et celui du schéma fonctionnel de la figure 5 en particulier, repose sur des bases théoriques nécessaires pour comprendre le procédé selon l'invention, on va maintenant présenter le fondement théorique de cette invention. Les paragraphes constituant ce développement théorique peuvent être consultés a chaque fois que la compréhension d'un point particulier du présent rapport l'exige. On va en premier lieu rappeler les équations d'un moteur asynchrone en régime général. Les notations utilisées dans la suite de ce texte et leurs significations sont les suivantes, en référence à la figure 1: inductance magnétisante. I#1 inductance de fuite de phase statorique. 102 inductance de fuite transférée de phase rotorique. résistance de phase statorique. r2 résistance transférée de phase rotorique. #1 pulsation de la tension statorique. 2p nombre de pôles. g glissement en régime permanent. l'angle que fait à un instant donné l'axe de la phase # = ## / dt vitesse angulaire du moteur. On notera aussi: I1 = Ia + I1# (1) I2 = Io + I2# (2) #1 = I1 / Ia - 1 (3) 32 =12 / Io - 1 (4) # = l - l02/l1.l2 (5) #1 = I1 / r1 (6) T2 = I2 1r2 (7) Les équations de fonctionnement en régime général sont a a u1 = r1i1 + I1# (i1) Io (i1 +i2) (8) dt dt d d e2q = r2i2 + I2# (i2) + Io (i1 + i2) (9) dt dt avec e2q = jp#(I2i2 + Ioi1) (10) i1,i2 etu, sont définis par les expressions habituelles:: i1 = 2/3(iA + iBej2#/3 + iCej4#/3) = i1ej#1 (11) i2 = 2/3(ia + ibej2#/3 + icej4#/3)ejo# = i2ej#2 (12) u1 = 2/3(uA + uBej2#/3 + uCej4#/3) = u1ej#1 = u1ej(#1+#) (13) où iA ,iB et iC représentent les courants dans les phases statoriques et ia ,ib et ic ceux dans les phases équivalentes rotoriques. A noter que dans une commande en tension on imprime aux phases un système direct de tensions équilibrées et symétriques. Autrement dit, les tentions de phase sont de la forme: uA = u1cos(#1) (14) uB = u1cos(#1 - 2#/3) (15) uC = u1cos(#1 - 4#/3) (16) On retrouve les tensions de phase partant de l'expression vectorielle de cette tension donnée en (13) d'après: uA = Re(u1) (17) uB = Re(u1e-j2#/3 (18) uC = Re(u1e-j4#/3) (19) où Re désigne la partie réelle de la quantité complexe concernée. Dans ces conditions il est facile de démontrer que la puissance électrique absorbée s'écrit sous la forme: P@f. = uAiA + uBiB + uCiC= 3/2u1i1cos# (20) Le couple électromagnétique se calcule d'après: T=3/2pIolm(i1.i2) (21) oû Im désigne la partie imaginaire d'une quantité complexe et ' l'étoile *' signifie le conjugué d'un nombre complexe. Le couple électromagnétique est la dérivée partielle (à courant constant) par rapport à l'angle mécanique # de l'énergie magnétique W emmagasinée sous forme de champs magnétique dans l'entrefer. W est donc l'énergie du flux mutuel (flux principal) à l'intérieur de la machine. L'expression de cette énergie est W = 3/4Ioimim (22) où le courant magnétisant im est donné par im = i1+i2 (23) On obtient ainsi: En notant Wi = 3/4Io(i1 + i2) (25) on obtient Wo = Wi - W = -3/2IoRe(i1.i2) (26) L'expression du couple T ou de l'énergie électromagnétiques Wo en fonction des grandeurs mesurables s'obtient en effectuant les opérations énumérées dans les étapes suivantes: étape 1: on élimine le terme d121dt entre les équations (8) et (9). étape 2: on multiplie les deux membres de l'équation obtenue dans l'étape 1 par i, et séparons la partie réelle et la partie imaginaire de l'équation ainsi obtenue. On aboutit à un système de deux équations algébriques qui contiennent, outre les grandeurs mesurables de fonctionnement, des termes en Im(i2,i1) et Re(i2.i1). étape 3: on calcule Re(i2.i,) et Im(i2.i,) à l'aide des deux équations obtenues à l'étape 2. Compte tenu de (21) et (22), on obtient l'expression du couple et de l'énergie électromagnétiques en fonction des grandeurs mesurables de fonctionnement. Le résultat de ce calcul se résume comme suit: Soit la quantité complexe P, ayant les dimensions d'une puissance et définie par: Le couple T et l'énergie Wo se calculent d'après: 3pIo lm(Pc)+ ###2Re(Pc) T= (28) 2r2 1 + p##2 3lo p##2 Im(Pc) - Re(Pc) Wo = - (29) 2r2 1 + p##2 On a, de plus, la relation qui permet de calculer le courant rotorique, en régime général, en fonction des grandeurs mesurables; cette relation s'écrit: Pc/i1 i2 = (30) -r2 + jp#l2 Il faut remarquer que W définit aussi la valeur du flux de l'entrefer. En effet, la relation entre le module du flux principal par pôle et l'énergie magnétique de l'entrefer W s'obtient de la manière suivante: Soit Bmay l'induction moyenne dans l'entrefer. Le module de flux principal par pôle s'écrit: S# # = Bmay (31) 2p où S# représente l'aire de la surface latérale de l'entrefer. L'énergie magnétique W est donnée par: Bmay W = 1/2V# (32) o où Vs représente le volume de l'entrefer. On obtient ainsi l'une des grandeurs en fonction de l'autre. Calculant Im(Pc) et Re((Pc) à partir des équations (28) et (29) on obtient: #c = ####[(p##2T + pWo) + j(T - p##2Wo)] (33) Les équations (30) et (33) sont mises en oeuvre pour contrôler le couple et le flux du moteur asynchrone. On va maintenant décrire le procédé de contrôle de couple selon l'invention. On dispose d'un moteur asynchrone alimenté sous une tension réglable en fréquence et en amplitude dont la valeur maximale est U'. Il s'agit de commander le moteur pour que le couple et le flux du moteur suivent une loi déterminée que l'on peut écrire sous la forme: T = TRéf(#) (34) W = WRéf(#) (35) où o est la vitesse angulaire du moteur. Un cas particulier important dans la pratique est celui dans lequel on impose au couple et au flux un couple de valeurs de référence fixes: T=TRéf (36) W = WRéf (37) On connaît, par la mesure directe, les valeurs de courants et de tensions des phases. Les étapes successives du processus de contrôle se déroulent comme suit: --Connaissant il, on obtient une première valeur approchée de 4 tirée de l'équation (30) en y remplaçant par sa valeur approchée: Pc#[(1+#2)(u1-r1i1)-jp#loi1]i1 (38) En reportant les valeurs de i1 et 4 ainsi calculées dans les équations de base (8) et (9), on calculera une première estimation de la dérivée di1/dt .En reportant cette valeur dans l'équation (27) on obtient une estimation plus précise de la valeur de Pc, à partir de laquelle on obtient, à l'aide de l'équation(30) une deuxième estimation du courant 12. Ce processus itératif converge rapidement vers une valeur précise de i2 . --Le contrôle de couple se fait en choisissant, à chaque pas de calcul, les valeurs appropriées pour les dérivées des courant rotorique et statorique. Une fois ces dérivées calculées, on en déduit la tension requise durant l'intervalle de temps considéré. Soient: i1 = i1ej#1 (39) i2 = i2e#2 (40) di1/dt=(x1+jy1)ej#1 (41) di2/dt=(x2+jy2)ej#2 (42) Il faut noter que les pulsations rotorique et statorique se calculent d'après: #1=y1/i1 (43) #2=y2/i2 (44) En reportant ces valeurs dans l'équation (9) et en séparant la partie imaginaire et la partie réelle de l'équation ainsi formée, on obtient les deux équations suivantes:: I@cos(#1)x1+I2cos(#2)x2-I0sin(#1)y1-I2sin(#2)y2=Re(e2q-r2i2) (45) I0sin(#1)x1+I2sin(#2)x2+I0cos(#1)y1+I2cos(#2)y2=Im(e2q-r2i2) (46) Soit At l'intervalle de temps entre deux actions de commande durant lequel le couple et l'énergie doivent passer de leur valeurs actuelles T et W aux valeurs TRQ et WRef . Au bout de cet intervalle de temps, l'angle entre les deux vecteurs i1 et i2 varie de la quantité (#1-#2)#t. De même, les modules de ces deux courants varient respectivement des quantités x1#t et x2#t Ces variations doivent produire les variations désirées du couple et de l'énergie.Ainsi on obtient deux équations supplémentaires qui sont: L @ref-1 (x1i2+x2i1)sin(#1-#2)+(y1i2)cos(#1-#2)= (47) 3plo #t x1[i1+i2cos(#1-#2)]+x2[i2+i1cos(#1-#2)] 3 WRef-W -y1i2sin(#1-#2)+y2i1sin(#1-#2)= (48) 2l #t Les équations (45), (46), (47) et (48) permettent de calculer x1,x2,y1 et y2. La tension requise se calcule d'après l'équation (8) et s'écrit: u1=r1i1#l1(x1#jy1)ej#1+Io(x2#jy2)ej#2 (49) On va maintenant présenter le problème de la prise en compte de la saturation dans le cadre du procédé de contrôle selon l'invention, en considérant que ce problème est un problème général et n'est pas relié à la méthode de contrôle choisie.En réalité, l'inductance magnétisante te qui intervient dans les calculs n'est pas une constante; elle varie avec le régime de fonctionnement du moteur. Elle dépend essentiellement de la valeur de flux principal dans l'entrefer et aussi, dans certaine mesure, de la fréquence. Il en est de même pour les coefficients de dispersion a,a1eta2 qui se calculent en fonction de IO. La prise en compte de la saturation nécessite qu'on détermine au préalable la dépendance de te en fonction , en référence à la figure 4. Cette détermination est effectuée par des essais appropriés au régime permanent de fonctionnement. On doit, pour les besoins de calcul, effectuer l'approximation des variations de te en fonction à l'aide d'un polynôme de degré approprié. L'équation (50) ci-dessous représente une telle approximation à l'aide d'un polynôme de degré 4. Io=Imo[1+c1(#n-#)+c2(#n-#)+c3(#n-#) +c4(#n-#)4] (50) où c1, C2, c3 et c4 sont quatre constantes obtenues par des essais. et 11.0 sont respectivement le flux nominal et l'inductance magnétisante nominale du moteur. est choisie à chaque pas de calcul selon les équations (31) et (32) en prenant la valeur du flux Q > à l'instant considéré. Dans les conditions générales de fonctionnement, le bilan énergétique du moteur s'écrit à tout instant sous la forme: P@+PCm1+PCm2+Pméc+PFe+Pmax (51) où Pélec=uAiA+uBiB+uCiC représente la puissance électrique absorbée. 2plo# Pu=T#= Im(i1i2) représente la puissance utile du 3 moteur. PCm1=r1(iA2+iB+iC) représente les pertes cuivre au stator. PCm2=r2(ia+ib+ic) représente les pertes cuivre au rotor. Pméc=A1#+A2# représente les pertes mécaniques; A1 et A2 sont des constantes pour le moteur étudié. PFe=G(#1)u1 représente les pertes fer du moteur. G(#1) est la conductance des pertes fer; elle est fonction de la pulsation statorique. A titre d'exemple, le document "Contribution to Iron-Loss Evaluation in Electrical Machines", ETEP Eur. Trans. on Electr. Power Engng. Vol.5 no.5, PP.325-332 Sept/Oct. 1995, fournit des éléments pour la détermination de cette fonction. Pmax=dW/dt représente les variations de l'énergie magnétique dans l'entrefer par unité de temps. L'équation (51) permet de calculer # à chaque instant en fonction des grandeurs électriques mesurables aux bornes du moteur. Dans de nombreux cas pratiques pour lesquels la constante de temps mécanique de système entraîné est beaucoup plus grande que les constantes de temps électriques du moteur, l'équation (51) permet de calculer en ligne la valeur des résistances rotorique et statoriques qui dépendent, comme on le sait, de la température. Pour cela, à intervalles de temps réguliers mais suffisamment espacés pour que la température des conducteurs soit susceptible de changer, on impose au moteur trois valeurs successives d'énergie dans l'entrefer qu'on notera W(1),W(2),W(3). Le couple garde pendant ce temps une valeur constante. La durée totale de cette manoeuvre est donc 3T, ce qui est suffisamment courte pour que la vitesse du moteur reste inchangée. Aussi, les pertes mécaniques resteront inchangées. On note dans la suite les puissances absorbées par Pélec(1), Pélec(2), Pélec(3), les pertes cuivre au stator et au rotor par pCu1(1), PCu1(2), PCu1(3) et PCu2(1), PCu2(2), PCu2(3); les modules des vecteurs tensions statoriques sont notés u1(1), U1(2), U1(3). On obtient alors les deux équations suivantes: PCu1(1)-PCu1(2)+PCu2(1)-PCu2(2)= Pélec(1)-Pélec(2)-G[u1(1)-u1(2)]-[W(1)-W(2)]/#t PCu1(2)-PCu1(3)+PCu2(2)-PCu2(3)= Pélec(2)-Pélec(3)-G[u1(2)-u1(3)]-[W(2)-W(3)]/#t Les équations (52) et (53) permettent de réactualiser les valeurs des résistances retr2 On va maintenant décrire un exemple de réalisation d'un diagramme fonctionnel du procédé de contrôle direct selon l'invention, en référence à la figure 5. Tous les blocs fonctionnels décrits ci-dessous correspondent à des fonctions électroniques numériques. En fait, l'ensemble des calculs peut être effectué à l'aide d'un seul micro-contrôleur utilisant plusieurs processeurs fonctionnant en parallèle. Le bloc principal du diagramme de contrôle direct de couple est le bloc 13. Il s'agit d'un circuit numérique de calcul arithmétique et logique, par exemple un microcalculateur admettant à son entrée les valeurs de référence de couple T,,f et de l'énergie Wréf . Il reçoit par ailleurs les valeurs actuelles, mesurées ou calculées, du courant statorique il . Il calcule la valeur du courant rotorique i, selon la procédure exposée préalablement. Les courants iA, iB, iC des trois phases statoriques du moteur 2 sont mesurés à l'aide de trois sondes de courant 3A, 3B, 3C. Si les enroulements de phase sont connectés en étoile à neutre isolé, deux sondes suffisent, le troisième courant étant calculé à partir des deux autres. Les trois signaux analogiques de courant ainsi mesurés sont échantillonnés et transformés en signaux digitaux à l'aide d'un bloc 4 qui est un convertisseur analogiquenumérique A/D. Les signaux numériques digitaux des courants de phases arrivent en entrée d'un bloc de complexification 6. La fonction du circuit numérique constituant le bloc 6 consiste à transformer les trois courants réels de phase en en en son expression complexe i, obtenue selon l'équation 11. La vitesse angulaire &commat; du moteur peut être mesurée à l'aide d'un tachymètre 1. Le signal vitesse est numérisé à l'aide d'un convertisseur analogique-numérique 5. Toutefois, la solution souvent retenue consistera à faire fonctionner le moteur sans capteur de vitesse. la vitesse est alors calculée à partir des grandeurs électriques mesurées aux bornes du moteur. Les tensions uA,uB,uC aux bornes entrée du moteur peuvent être mesurées à l'aide de sondes de tensions 16A, 16B, 16C. Une solution plus économique consiste à mémoriser les séquences de commutation des interrupteurs appartenant à l'onduleur 7 et à mesurer la tension continue en entrée de l'onduleur à l'aide d'une seule sonde de tension. Les trois tensions uA,uB,uC sont préalablement échantillonnées et numérisées à l'aide d'un bloc convertisseur analogique-numérique 15. Ces tensions sont ensuite complexifiées, à l'aide d'un bloc de complexification 14. Le bloc de complexification 14 transforme les trois tensions réelles présentes à son entrée en une seule tension complexe selon l'équation 13. Un bloc soustracteur 11 compare le signal de tension de référence UlRy à celui de la tension mesurée :1' . Le résultat de cette comparaison est un signal d'erreur g disponible à la sortie du bloc 11. La tension d'erreur E est décomplexifiée par un bloc de décomplexification 12 selon le principe décrit par les équations (17), (18) et (19) précitées. On obtient à la sortie du bloc 12 les trois tensions d'erreur réelles #A,#B et #C. Ces trois tensions d'erreur attaquent les entrées respectives de trois régulateurs de type hystérésis 9A, 9B, 9C. La fréquence de fonctionnement des interrupteurs dépend du réglage des régulateurs ainsi que du niveau de la tension disponible. Pour les onduleurs à GTO, alimentant les grosses unités , il convient d'ajuster la tension du circuit intermédiaire en fonction de la vitesse du moteur. Les tensions de sortie de ces régulateurs agissent a l'entrée d'un générateur de signaux de commutation 8. Ces signaux de commutation commandent l'ouverture et la fermeture des interrupteurs de l'onduleur 7 et modifient les tensions de phases du moteur 2. Cette régulation est faite de manière à rendre nulles les tensions d'erreur #A,#B,#C. En d'autres termes, la tension complexe mesurée U, tend à rattraper à chaque instant la tension de référence uss. Quand la tension d'erreur s'annule, le couple T et l'énergie W ont atteint, respectivement, les valeurs TRef' et WRéf . Le diagramme fonctionnel inclut également un bloc 10 de limitation de courant. Il agit sur le bloc 8 de générateur des signaux de commutation pour réduire le niveau de la tension appliquée au moteur 2 dans le cas où la valeur de la résistance statorique à chaud indiquerait une élévation de température inacceptable. On va maintenant présenter des résultats de simulations du procédé de contrôle direct selon l'invention, en référence aux figures 6 à 10. Ces simulations concernent un moteur à cage 4-pôles, 1460 tr/mn, connexion étoile, P"=15kW Ufl =380V,f=50Hz cos(#)=0.93,rendement #=90.5% l#1=0.0023(H), l#2=0.0019(H), l#=0,0925(H)r1=0.257(#),r2=0.202(#). La tension continue du circuit intermédiaire s'élève à Ucc=600 V. La figure 6A montre l'évolution du couple et du flux en réponse à un échelon de consigne de couple égal à 75% du couple nominal, le moteur étant initialement à l'arrêt et le rotor bloqué. Les figures 6B et 6C représentent l'évolution correspondante respectivement de la tension aux bornes d'une phase et d'une courant dans cette phase. Les figures 7B et 7C représentent les formes d'onde respectives de la tension et du courant dans une phase lorsqu'un régime permanent est établi (figure 7A). On considère maintenant le cas où, le moteur fonctionnant en régime nominal, on lui demande de développer un surcouple égal à 250% du couple nominal (figure 8A). Le courant de phase subit naturellement une augmentation d'amplitude (figure 8B), la tension de phase restant d'amplitude sensiblement constante (figure 8C). Le facteur de puissance passe d'une valeur initiale d'environ 0,93 à environ 0,99 (figure 8D) tandis que le rendement baisse de 0,9 à 0,8 (figure 8E). Quand, le moteur fonctionnant en régime nominal, on lui demande de développer un couple de freinage égal à 250W du couple nominal (figure 9A), le courant voit naturellement son amplitude augmenter (figure 9B) tandis que l'amplitude de la tension de phase diminue (figure 9C). Le facteur de puissance passe d'une valeur voisine de 0,9 à une valeur négative voisine de -0,8 (figure 9D), tandis que le rendement baisse de 0,9 à 0,75 (figure 9E). Quand, le moteur fonctionnant en régime nominal, on procède au renversement du sens de rotation du moteur en lui appliquant un couple constant égal à -50k du couple nominal pendant une durée requise (figure 10A), les formes d'onde de courant et de tension présentent les évolutions représentées en figures 10B et 10C, tandis que la vitesse évolue de 100 rad/s à -70 rad/s (figure 10D). Le système de contrôle direct selon l'invention ne met pas en oeuvre un circuit d'intégration de la tension pour avoir accès à une estimation de la valeur du flux statorique. En outre, on réalise une estimation fine de la vitesse du rotor qui rend possible un fonctionnement sans capteur de vitesse du moteur pour une plus large gamme d'applications, ce qui est exclus avec des procédés actuels qui effectuent une estimation grossière de la vitesse du moteur partant des paramètres électriques du fonctionnement.Par ailleurs, le système de contrôle direct selon l'invention peut avantageusement inclure une correction en ligne de la valeur de la résistance rotorique, ce qui a une influence primordiale pour le contrôle précis du moteur. I1 permet le contrôle en ligne de la température des enroulements statoriques en calculant, à intervalle de temps régulier, la valeur de la résistance de ces enroulements. Bien sûr, l'invention n'est pas limitée aux exemples qui viennent d'être décrits et de nombreux aménagements peuvent être apportés à ces exemples sans sortir du cadre de l'invention. Ainsi, le procédé et le système de contrôle direct selon l'invention peuvent être appliqués à tout type de moteur asynchrone, quels que soient les nombres de phases et de pôles. Par ailleurs, la structure de l'onduleur de tension et les composants de puissance peuvent être quelconques. De plus, l'implémentation des différents blocs fonctionnels décrits peut être réalisés de façons multiples, avec un ou plusieurs microcontrôleurs. REVENDICATIONS 1. Procédé de contrôle direct du couple (T) d'un moteur asynchrone (2) alimenté par un onduleur de tension (18), pour commander ce moteur (2) selon une loi de couple déterminée, comprenant une mesure des courants et tensions d'au moins deux phases du moteur et une détermination d'un courant complexe statorique et d'une tension complexe statorique, caractérisé en ce qu'il comprend les étapes suivantes:: - on détermine une puissance complexe instantanée Pc en fonction notamment de la tension et du courant complexes statoriques et de paramètres caractéristiques du moteur, - on détermine par un processus itératif le courant complexe rotorique i2 en fonction notamment de la puissance complexe et du courant complexes statoriques et de paramètres caractéristiques du moteur, - on détermine le couple et l'énergie instantanés dans le moteur en fonction notamment de la puissance complexe et de paramètres caractéristiques du moteur, - on compare le couple et l'énergie instantanés ainsi déterminés à des valeurs respectives de couple et d'énergie de référence, pour déterminer des variations respectives de couple et d'énergie sur un intervalle de temps prédéterminé entre deux actions de commande, - on détermine une tension complexe statorique de référence pour cet intervalle de temps, en fonction notamment des variations de couple et d'énergie, - on compare cette tension complexe statorique de référence à la tension complexe statorique effective, pour déterminer une tension d'erreur complexe et - on traite cette tension d'erreur pour générer des signaux de commande des commutateurs de puissance de l'onduleur de tension, afin de minimiser ladite tension d'erreur. 2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que la puissance complexe instantanée est déterminée par: avec a2 .r1. /O, #,p, paramètres caractéristiques du moteur, et Ul : tension complexe statorique Ij : courant complexe statorique il conjugué du courant complexe statorique, 3. Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce que le courant complexe rotorique est déterminé par: P/i 12 = -r2+jp#l2 4.Procédé selon l'une des revendications précédentes, prenant en compte la saturation magnétique du moteur (2), caractérisé en ce qu'on détermine préalablement la dépendance de l'inductance magnétisante (lo) en fonction du flux dans l'entrefer du moteur (2). 5. Procédé selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il comprend en outre une estimation de la vitesse du moteur en fonction de grandeurs électriques mesurables aux bornes du moteur. 6. Procédé selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il comprend en outre une correction en ligne des valeur des résistances statorique et rotorique du moteur. 7. Système (S) de contrôle direct du couple d'un moteur asynchrone (2) alimenté par un onduleur de tension (18) pour délivrer des tensions d'amplitude et de fréquence réglables à appliquer aux phases du moteur (2), mettant en oeuvre le procédé selon l'une des revendications précédentes, comprenant:: - des moyens générateurs de modulation par largeur d'impulsion (17) pour générer des signaux de commande dudit onduleur de tension (18), - des moyens (3A, 3B, 3C) pour mesurer les courants des phases statoriques (A, B, C) du moteur (2) et fournir des signaux représentatifs de ces courants, et des moyens (5) pour transformer ces signaux en une expression complexe de courant statorique, - des moyens (12A, 12B, 12C) pour mesurer les tensions en sortie de l'onduleur de tension (18) et fournir des signaux représentatifs de ces tensions, et des moyens (11, 10) pour transformer ces signaux en une expression complexe de tension statorique, et - des moyens (1) pour estimer la vitesse angulaire du moteur, caractérisé en ce qu' il comprend en outre - des moyens (7) pour calculer une tension complexe de référence à partir, d'une part, de valeurs de référence de couple (Tref) et d'énergie(Wref), et d'autre part, des valeurs actuelles du courant statorique et de la vitesse angulaire du moteur (2), - des moyens (16) pour générer une tension complexe d'erreur par différence de la tension complexe de référence et de la tension complexe statorique, et - des moyens (15; 6A, 6B, 6C) pour traiter cette tension complexe d'erreur en vue de piloter des moyens générateurs de modulation de largeur d'impulsion (17). 8. Système (S) selon la revendication 7, caractérisé en ce que les moyens de traitement comprennent des moyens (15) pour décomplexifier la tension complexe d'erreur et fournir des signaux d'erreur (EA, Eg, correspondant à chaque phase d'alimentation. 9. Système (S) selon l'une des revendications 7 ou 8, caractérisé en ce qu'il comprend en outre des moyens de limitation de courant (19) recevant en entrée le courant complexe statorique et agissant sur les moyens générateurs de modulation de largeur d'impulsions (17).