Brevet FR2746984A1 — publié le 19971003

La présente invention concerne un circuit amplificateur à gain variable et à étages multiples pour des circuits d'amplification à haute fréquence, par exemple, d'un téléphone portable dans le mode CDMA (Accès Multiple par Code de Répartition). - Dans un téléphone portable dans le mode CDMA, des circuits d'amplification à gain variable (qu'on désigne ci-après par "circuits amplificateurs variables") capables de faire varier un gain de 80 dB ou plus sont normalement prévus aux circuits d'amplification à haute fréquence d'un ensemble émetteur et d'un ensemble récepteur, respectivement, dans le but de maintenir les communications pendant son mouvement. La figure 4 représente un étage à haute fréquence d'un téléphone portable dans les modes généraux CDMA et FM (modulation de fréquence). On donnera tout d'abord une description de la configuration d'un système de transmission. Un signal de transmission à fréquence intermédiaire modulé par un modem 101 est modulé en QPSK (modulation par déplacement de phase en quadrature) par un circuit de modulation QPSK, 102. Ensuite, le signal modulé est amplifié par un circuit amplificateur variable du côté transmission 103, qui est mélangé dans un signal oscillant local produit par un oscillateur local 121 par un mélangeur 104, o le signal mélangé est converti en signal de transmission à haute fréquence. Le signal de transmission à haute fréquence est transmis par l'intermédiaire d'un filtre passe-bande 105, d'un amplificateur de puissance 106, d'un duplexeur 107 et d'une antenne 108. On procèdera maintenant à une description de la configuration d'un système de réception. Un signal de réception à haute fréquence reçu par l'antenne 108 est appliqué à un mélangeur 111 par l'intermédiaire du duplexeur 107, d'un amplificateur à faible bruit 109 et d'un filtre passe-bande 110, o le signal est mélangé dans un signal oscillant local produit par l'oscillateur local 121 de manière à être converti en signal de réception à fréquence intermédiaire IF. Le signal de réception IF est appliqué à un filtre passe-bande CDMA 112 et à un filtre passe-bande FM 113, o un signal d'entrée choisi en fonction d'un mode établi et amplifié par un circuit amplificateur variable du côté réception 114. Ensuite, le signal amplifié est démodulé par un circuit de démodulation QPSK 115, ce qui est suivi par l'application au modem 101. L'intensité du signal reçu, qui a été détecté par un circuit 116 indicateur d'intensité de signal de réception (RSSI), prévu à l'intérieur du modem 101, est comparée à une donnée de référence d'intensité (DRI) par un comparateur 117. La différence d'intensité entre elles est appliquée à un circuit 118 de correction de tension CAG (contrôle automatique de gain) du côté réception et à un circuit 119 de correction de sortie de transmission. Le circuit 118 sort une sortie CAG de façon que la différence produite à partir du comparateur 117 devienne "0", c'est-à-dire que la sortie du circuit 116 indicateur d'intensité de signal de réception coïncide avec la donnée de référence d'intensité, d'o le contrôle du gain du circuit amplificateur variable 114 du côté réception. La différence produite par le comparateur 117 et la donnée de correction de la sortie de transmission déterminée selon les conditions des circuits entre un téléphone portable et une station de base sont appliquées au circuit 119 de correction de sortie de transmission du côté transmission. Un circuit de correction de tension CAG du côté transmission sort une tension CAG de sorte qu'un signal modulé est inversement proportionnel à la valeur du signal reçu, et selon la donnée de correction de sortie de transmission, d'o le contrôle du gain du circuit amplificateur variable 103 du côté transmission. Dans ce cas, il faut une linéarité excellente entre la tension CAG et le gain dans une gamme dynamique de 80 dB ou plus de manière à permettre le fonctionnement des circuits amplificateurs variables 3 2746984 103 et 114 des côtés transmission et réception en étant verrouillés l'un à l'autre. Etant donné que le téléphone portable est alimenté par une batterie, celle-ci est grandement gaspillée car sa consommation de courant augmente. Il en résulte qu'un problème est soulevé en ce que, par exemple, le temps d'attente et la durée d'un appel deviennent courts et que la batterie doit être remplacée par une autre à des intervalles fréquents. On désire ainsi que les circuits amplificateurs variables 103 et 114 fournissent également une consommation du courant aussi faible que possible. Quant aux circuits amplificateurs variables, on connaît des circuits dans le mode à courant constant et dans le mode à courant variable dont les amplificateurs différentiels sont respectivement connectés à des sources de courant constant. Etant donné que la gamme dans laquelle le gain peut être commandé linéairement, est normalement d'environ 20 dB à 30 dB dans un circuit amplificateur variable d'un étage, on a adopté un procédé de connexion en cascade de circuits amplificateurs variables du même type dans trois à quatre étages sur la base d'une haute fréquence et d'application en parallèle d'une tension CAG aux circuits amplificateurs variables respectifs afin de réaliser une gamme dynamique de 80 dB ou plus. Les figures 5 et 6 représentent respectivement des circuits amplificateurs variables dans le mode à courant constant et le mode à courant variable d'utilisation courante, chacun composé de transistors bipolaires. Les symboles EN, SOR, VCAG et Vcc représentent une entrée, une sortie, une tension CAG et une tension d'alimentation, respectivement. La figure 7 représente le gain PG en fonction de la tension CAG, VCAG, o g indique la caractéristique du circuit amplificateur variable dans le mode à courant constant et h indique la caractéristique du circuit amplificateur variable dans le mode à courant variable. Dans le mode à courant constant représenté en figure 5, des transistors à gain variable Q1, Q2, Q3 et Q4 et des transistors amplificateurs Q5 et Q6 constituent un amplificateur différentiel. En outre, des résistances Ri et R2 sont respectivement des résistances de charge pour les transistors Q1 et Q4, El est une alimentation ou source de polarisation, et CS1 une source de courant constant. Le gain PG [dB] du mode à courant constant qu'on a représenté en figure 5 est donné par l'expression suivante: PG - PGO + 20log (Il/IO0)... (1) dans laquelle PGO indique le gain à l'instant o Il est IO. En outre, la relation entre Il et IO (I/IO) est donnée par l'expression suivante: Il/IO - [1 + exp{-VCAG * q/(kT)}]... (2) dans laquelle q: charge unitaire d'un électron k: constante de Boltzmann, et T: température absolue. Le gain PG de la caractéristique g ne change pas linéairement et subit un petit changement dans la gamme dans laquelle la tension CAG est élevée. Dans le mode à courant constant, la quantité de la distorsion tertiaire provoquée par les ondes d'interférence ou de perturbation est maintenue constante quelle que soit la valeur du gain PG. En outre, la consommation en courant est également maintenue constante quelle que soit la valeur du gain PG. Dans le circuit amplificateur variable du type dans lequel le mode à courant constant représenté en figure 1 est connecté sous forme d'étages multiples, la relation entre les points d'interception d'entrée et la consommation du courant en fonction du gain PG est représentée par la caractéristique indiquée par a et b en figure 3. La caractéristique a du point d'interception d'entrée pour la gamme basse du gain PG est élevée mais la caractéristique b de la consommation en courant est constante. 2746984 Le mode à courant variable représenté en figure 6 comprend des transistors à gain variable Q7 et Q8, un transistor Q15 pour un circuit à courant constant, et des résistances de charge R3 et R4 pour les transistors Q7 et Q8. Le gain PG [dB] du mode à courant variable est donné par l'expression suivante: PG 20log (I2)... (3) En outre, I2 est représenté comme suit: 12 exp{VCAG * q/(kT)}]... (4) Si l'on porte l'expression (4) dans l'expression (3), on obtient: PG VCAG Comme cela est indiqué par la courbe h en figure 7, le gain PG change linéairement avec la tension VCAG. Dans le circuit amplificateur variable du type dans lequel le mode à courant variable est connecté sous la forme d'étages multiples, la relation entre- les points d'interception d'entrée et la consommation de courant par rapport au gain PG est représentée par la caractéristique indiquée par c et d en figure 3. Etant donné que le courant du collecteur est faible, une distorsion est à même d'apparaître. Cependant, le circuit amplificateur variable dans lequel le mode à courant constant qu'on a représenté en figure 5 est connecté sous la forme d'étages multiples, pose le problème que la consommation du courant est élevée par rapport au mode à courant variable qui est indiqué par b et d en figure 3. En outre, le circuit amplificateur variable dans lequel le mode à courant variable qu'on a représenté en figure 6 est connecté sous la forme d'étages multiples, pose le problème que, bien que la consommation du courant soit faible par rapport à celle du mode à courant constant, les points d'interception d'entrée sont détériorés dans la gamme basse du gain PG par rapport au mode à courant constant indiqué par a et c en figure 3. Il en résulte qu'un problème est soulevé en ce sens que, lorsque le champ électrique est intense, G 2746984 d'autres stations interféreront avec le circuit correspondant. Dans une configuration dans laquelle le mode à courant constant et le mode à courant variable sont connectés en série, le mode à courant constant est différent en ce qui concerne la tension VCAG du mode à courant variable. En outre, ils sont différents l'un de l'autre en ce qui concerne la caractéristique du gain PG par rapport à la tension VCAG. Par conséquent, le problème est que le gain PG est détérioré en matière de linéarité. Compte-tenu des problèmes exposés ci-dessus, un objet de la présente invention est de fournir un circuit amplificateur variable à étages multiples permettant de réduire la consommation du courant et d'améliorer les points d'interception d'entrée et la linéarité du gain. Dans le but d'atteindre l'objet ci-dessus, la présente invention a pour caractéristique qu'un circuit amplificateur à gain variable dans le mode à courant constant (qu'on désigne ci-après par "circuit amplificateur variable") est connecté comme pré-étage et qu'un circuit amplificateur variable dans le mode à courant variable est connecté comme étage suivant le circuit amplificateur variable, et la tension CAG est convertie en un courant variant exponentiellement, qui est à son tour appliqué comme courant d'attaque employé pour chaque circuit amplificateur variable, d'o le contrôle de chaque degré d'amplification. Selon la présente invention, la composante de distorsion tertiaire peut être réduite en disposant le circuit amplificateur dans le mode à courant constant dans le pré-étage. En outre, la consommation du courant et la composante de distorsion peuvent être réduites en prévoyant le circuit amplificateur variable dans le mode à courant variable dans l'étage suivant. Dans ce cas, chaque circuit amplificateur variable sert d'atténuateur lorsque le signal d'entrée est élevé. Dans le circuit 7 2746984 amplificateur variable dans le mode à courant variable de l'étage postérieur, le courant d'attaque est réduit et la composante de distorsion tertiaire est à même de croître. Cependant, un signal d'interférence correspondant à une source de génération de distorsion est atténué par le circuit amplificateur variable du mode à courant constant du pré-étage, ce qui est suivi par l'application au circuit amplificateur variable du mode à courant variable de l'étage postérieur, de sorte que la composante de distorsion tertiaire n'est pas accrue. Lorsque le signal d'entrée est faible, chaque circuit amplificateur variable sert d'amplificateur et le signal d'interférence est amplifié par le circuit amplificateur variable du mode à courant constant du pré-étage. Cependant, comme le courant d'attaque pour le circuit amplificateur variable du mode à courant variable de l'étage postérieur est élevé, la composante de distorsion tertiaire n'est pas augmentée. Etant donné que la tension CAG variant linéairement est convertie en courant variant exponentiellement, qui est à son tour appliqué au circuit amplificateur variable du mode à courant constant, ce dernier circuit devient identique en matière de caractéristique et d'amplification au circuit amplificateur variable du mode à courant variable. I1 en résulte que les degrés d'amplification des deux types de circuits amplificateurs sont modifiés pour être sensiblement proportionnels l'un à l'autre. Il est par conséquent possible de contrôler le gain linéairement. Un mode de réalisation préféré de la présente invention comprend un premier circuit amplificateur à gain variable constitué d'un amplificateur différentiel du type à sortie non équilibrée et attaqué par un courant d'attaque constant de manière à amplifier un signal qui lui est appliqué, un premier moyen de commande de degré d'amplification pour commander le degré d'amplification du premier circuit amplificateur à gain variable, un second circuit 8 2746984 amplificateur à gain variable constitué d'un amplificateur différentiel du type à sortie équilibrée et attaqué par un courant d'attaque variable de manière à amplifier encore le signal amplifié par le premier circuit amplificateur à gain variable, et un second moyen de commande de degré d'amplification pour commander le degré d'amplification du second circuit amplificateur à gain variable. Chacun des premier et second moyens de commande du degré d'amplification est caractérisé en ce qu'une tension CAG variant linéairement est convertie en un courant de commande variant exponentiellement et le courant de commande est fourni à chacun des premier et second circuits amplificateurs à gain variable comme courant d'attaque. En outre, l'amplificateur différentiel du type à sortie non équilibrée comporte au moins une paire de transistors dont les émetteurs sont connectés électriquement à une source de courant constant commune et reçoivent un signal par l'intermédiaire de leurs émetteurs, et est caractérisé en ce que la base de l'un des transistors reçoit une tension CAG, alors que la base de l'autre transistor est mise à la masse, et le collecteur de l'un ou de l'autre transistor sort un signal. Le premier moyen de commande de degré d'amplification comporte un transistor de conversion tension-courant pour transformer un changement de la tension CAG appliquée à la base de l'un des transistors ci- dessus en changement du courant du collecteur, et un circuit à courant rapport géométrique comprenant le transistor ci-dessus, et est caractérisé en ce qu'un courant correspondant au courant du collecteur est amené à circuler dans le collecteur du transistor ci-dessus. La présente invention sera bien comprise lors de la description suivante faite en liaison avec les dessins ci-joints, dans lesquels: La figure 1 est un schéma sous forme de blocs des grandes lignes d'un mode de réalisation d'un circuit amplificateur à gain variable et à étages multiples selon la présente invention; La figure 2 est un schéma-de circuit représentant en détail le circuit de la figure 1; La figure 3 est un schéma décrivant des comparaisons entre la caractéristique du point d'interception d'entrée et la consommation de courant par rapport au gain obtenu dans le circuit des figures 1 et 2 et de la technique antérieure; La figure 4 est un schéma sous forme de blocs d'un étage HF d'un téléphone portable général du mode CDMA auquel est appliqué le circuit amplificateur à gain variable et à étages multiples de la présente invention; La figure 5 est un schéma de circuit représentant un circuit amplificateur variable dans le mode à courant constant d'utilisation courante; La figure 6 est un schéma de circuit représentant un circuit amplificateur variable dans le mode à courant variable d'utilisation courante; et La figure 7 est un schéma pour expliquer la caractéristique de la tension de commande en fonction du gain des circuits amplificateurs variables des figures 5 et 6. On décrira ci-après un mode de réalisation préféré de la présente invention en liaison avec les dessins annexés. La figure 1 est un schéma sous forme de blocs des grandes lignes d'un mode de réalisation d'un circuit amplificateur variable à étages multiples selon la présente invention. La figure 2 est un schéma de circuit représentant en détail le circuit de la figure 1. La figure 3 est un schéma pour décrire des comparaisons entre la caractéristique du point d'interception d'entrée et la consommation de courant par rapport au gain obtenu dans le circuit de la figure 2 et dans celui de la technique antérieure. 2746984 En figure 1, une tension VCAG est appliquée en commun à un circuit amplificateur variable 1 dans le mode à courant constant et à des circuits amplificateurs variables 2 et 3 dans le mode à courant variable. Le circuit 1 amplifie un signal d'entrée EN sur la base de la tension VCAG. Le circuit 2 amplifie en outre le signal amplifié par le circuit 1. De plus, le circuit 3 amplifie en outre le signal amplifié par le circuit 2 et le sort sous forme d'un signal SOR. On décrira la structure détaillée en liaison avec la figure 2. Une source d'alimentation Vcc est tout d'abord appliquée aux émetteurs de transistors PNP, Q13 et Q12, à une extrémité d'une résistance de polarisation R1, aux collecteurs de transistors NPN, Q2 et Q3, et à une extrémité de résistances de polarisation Rl, R2, R3, R4, R5 et R6. La tension VCAG est appliquée en commun entre les bases et les émetteurs de transistors NPN, Q14, Q15 et Q16. Le signal d'entrée EN est appliqué entre les bases de transistors NPN, Q5 et Q6. Le signal de sortie SOR est prélevé à des condensateurs de couplage C5 et C6. On fera une nouvelle description du circuit amplificateur variable du mode à courant constant 1. Les bases des transistors Q12 et Q13 sont connectées électriquement aux collecteurs correspondants des transistors Q13 et Q14. Le collecteur du transistor Q12 est connecté électriquement au collecteur et à la base d'un transistor NPN, Qll, et aux bases de transistors NPN, Ql et Q4. L'autre extrémité de la résistance Rl est connectée électriquement au collecteur du transistor Ql. Les émetteurs (courants IO) des transistors Ql et Q2 sont connectés électriquement à une extrémité d'une inductance Ll et au collecteur du transistor Q5. L'autre extrémité (courant Il) de la résistance R2 est connectée électriquement au collecteur du transistor Q4. Les émetteurs des transistors Q3 et Q4 sont connectés électriquement à une extrémité d'une inductance L2 et au collecteur du transistor Q6. Les l 2746984 bases des transistors Q2 et Q3 sont mises à la masse via une source de polarisation El. Le point auquel les inductances Ll et L2 sont connectées l'une à l'autre est relié électriquement à l'émetteur du transistor Qll. Les émetteurs des transistors Q5 et Q6 sont mis à la masse via une source de courant constant CS1. On procèdera maintenant à la description du circuit amplificateur variable du mode à courant variable correspondant au second étage. L'autre extrémité de la résistance Rl est connectée électriquement à la base d'un transistor NPN, Q7, par l'intermédiaire d'un condensateur de couplage Cl et mise à la masse via une résistance de polarisation R7. L'autre extrémité de la résistance R2 est connectée électriquement à la base d'un transistor NPN, Q8, par l'intermédiaire d'un condensateur de couplage C2 et est mise à la masse via une résistance de polarisation R8. Les autres extrémités des résistances R3 et R4 sont connectées électriquement respectivement aux collecteurs des transistors Q7 et Q8. Les émetteurs des transistors Q7 et Q8 sont connectés électriquement au collecteur du transistor Q15. Le circuit amplificateur variable du mode à courant variable 3 qui correspond au troisième étage a la même configuration que ci- dessus. Plus précisément, l'autre extrémité de la résistance R3 est également connectée électriquement à la base d'un transistor NPN, Q9, par l'intermédiaire d'un condensateur de couplage C3 et est mise à la masse via une résistance de couplage R9. L'autre extrémité de la résistance R4 est également connectée électriquement à la base d'un transistor NPN, QlO, par l'intermédiaire d'un condensateur de couplage C4 et est mise à la masse via une résistance de polarisation RlO. Les autres extrémités des résistances R5 et R6 sont respectivement connectées électriquement aux collecteurs des transistors Q9 et Q10 et aux condensateurs de couplage C5 et C6. Les émetteurs des 12 2746984 transistors-Q9 et QlO sont connectés électriquement au collecteur du transistor Q16. Dans le circuit amplificateur variable du mode à courant constant 1, les transistors Q1 à Q4 sont utilisés pour faire varier le gain, et les transistors Q5 et Q6 sont employés pour l'amplification. Le transistor Qll constitue un circuit à courant en rapport géométrique d'une manière similaire à celle des transistors Q1 et Q4. La taille de cellule du transistor Qll est établie à 1/50 de celle de chacun des transistors Q1 et Q4 de sorte que le courant traversant le transistor Qll n'abaisse pas la gamme dynamique de chacun des transistors Q1 à Q4. D'une façon similaire, les transistors Q12 et Q13 constituent aussi un circuit à courant en rapport géométrique. Les inductances L1 et L2 sont utilisées pour le blocage de la fréquence RF et peuvent être des résistances qui les remplacent. Etant donné que les impédances d'entrée des transistors Q1 à Q4 sont faibles, les valeurs de leur résistance peuvent être petites. Les transistors Q7 et Q8 employés dans le circuit 2 correspondant au second étage et les transistors Q9 et QlO utilisés dans le circuit 3 correspondant au troisième étage sont des transistors à haute fréquence. En outre, le transistor Q15 employé dans le second étage et le transistor Q16 utilisé dans le troisième étage sont respectivement employés pour limiter les courants traversant les transistors Q7, Q8 et Q9, Q10o. Dans ce cas, la taille de cellule de chacun des transistors Q15 et Q16 est établie à 100 fois celle du transistor Q14 de sorte que les courants traversant les transistors Q7, Q8, Q9, QlO, Q1 et Q4 sont égaux les uns aux autres. On décrira maintenant le fonctionnement du mode de réalisation venant d'être décrit. Dans le circuit amplificateur variable du mode à courant constant 1, le courant qui traverse le transistor Q14 change d'abord exponentiellement par rapport à la 13 2746984 tension VCAG. Comme le transistor Q13 sert de charge pour le transistor Q14, le même courant que dans le transistor Q14 circule dans le transistor Q13. Comme les transistors Q12 et Q13 constituent dans ce cas, le circuit à courant à rapport géométrique, le même courant que dans le transistor Q13 circule dans le transistor Q12. Etant donné que le transistor Qll sert de charge pour le collecteur du transistor Q12, le même courant que pour le transistor Q12 circule dans le transistor Qll. En outre, étant donné que les transistors Q1 et Q4 constituent le circuit à courant à rapport géométrique d'une manière similaire à celle du transistor Qll, le même courant que pour le transistor Qll circule dans les transistors Ql et Q4. En conséquence, un courant de collecteur proportionnel au courant de collecteur du transistor Q14 auquel la tension VCAG est appliquée, circule dans chacun des transistors Ql et Q4. Le courant de collecteur change exponentiellement par rapport à la tension VCAG. Il en résulte que le gain PG [dB] du circuit amplificateur variable dans le mode à courant constant 1 change linéairement par rapport à la tension VCAG. D'une manière similaire, même dans le cas du transistor Q15 employé dans le second étage et du transistor Q16 utilisé dans le troisième étage, le courant du collecteur change exponentiellement par rapport à la tension VCAG. Il en résulte que le gain PG varie linéairement avec la tension VCAG dans les premier à troisième étages. En figure 3, l'abscisse indique le gain PG [dB], l'ordonnée du côté gauche un point d'interception d'entrée, et l'ordonnée du côté droit la consommation en courant. La caractéristique e du point d'interception d'entrée, obtenue dans le mode de réalisation décrit ci- dessus, est sensiblement identique à la caractéristique a dans le mode à courant constant et est plus grande que la caractéristique c dans le mode à courant variable. En 14 2746984 outre, la caractéristique f de la consommation en courant est plus grande que la caractéristique d du mode à courant variable mais peut être réduite par rapport à la caractéristique b du mode à courant constant. Lorsque le niveau du signal d'entrée EN est grand (c'est-à-dire, lorsque le gain PG est-faible), les circuits individuels 1 à 3 servent d'atténuateurs. En outre, les circuits 2 et 3 fournissent un courant d'attaque moins élevé et sont à même d'augmenter les composantes de distorsion tertiaires produites. Cependant, selon le mode de réalisation décrit ci- dessus, un signal d'interférence, qui est une source génératrice de distorsion, est atténué par le circuit 1, ce qui est suivi par l'entrée dans les circuits 2 et 3. Il est par conséquent possible de réduire les composantes de distorsion tertiaires produites dans les circuits 2 et 3. D'autre part, lorsque le niveau du signal d'entrée EN est faible (c'està-dire lorsque le gain PG est élevé), les circuits respectifs 1 à 3 servent d'amplificateurs. En outre, un signal d'interférence correspondant à une source génératrice de distorsion est amplifié par le circuit 1, ce qui est suivi par l'application aux circuits 2 et 3. Cependant, selon le mode de réalisation décrit ci-dessus, étant donné que les courants opérationnels des circuits 2 et 3 sont élevés à ce moment là, les composantes de distorsion tertiaires qui y sont produites sont petites. Bien que le degré d'amplification du circuit 1 change en fonction de la valeur du niveau du signal d'entrée EN, l'amplitude des composantes de distorsion tertiaires produites est constante car le courant d'attaque est constant. Selon la présente invention, comme on l'a décrit ci-dessus, un circuit amplificateur variable à mode à courant constant est connecté comme pré- étage et un circuit amplificateur variable à mode à courant variable est monté comme étage postérieur. En outre, une 2746984 tension CAG variant linéairement est convertie en courant variant exponentiellement, lequel est à son tour appliqué comme courant d'attaque employé pour chaque circuit amplificateur variable de manière à commander chaque degré d'amplification. Par conséquent, la consommation en courant peut être réduite, et les points d'interception d'entrée et la linéarité du gain peuvent être améliorés. La présente invention n'est pas limitée aux exemples de réalisation qui viennent d'être décrits, elle est au contraire susceptible demodifications et de variantes qui apparaîtront à l'homme de l'art. 16 2746984 REVENDICATIONS 1 - Circuit amplificateur à gain variable et à étages multiples, caractérisé en ce qu'il comprend: - un premier circuit amplificateur à gain variable (1) constitué d'un amplificateur différentiel du type à sortie non équilibrée et attaqué par un courant d'attaque constant de manière à amplifier un signal (EN) qui lui est appliqué; - un premier moyen de commande du degré d'amplification pour commander le degré d'amplification du premier circuit amplificateur à gain variable (1); - un second circuit amplificateur à gain variable (2) constitué d'un amplificateur différentiel du type à sortie équilibrée et attaqué par un courant d'attaque variable de manière à amplifier encore le signal amplifié par le premier circuit amplificateur à gain variable (1); et - un second moyen de commande de degré d'amplification pour commander le degré d'amplification du second circuit amplificateur à gain variable (2). 2 - Circuit amplificateur selon la revendication 1, caractérisé en ce chaque moyen de commande du degré d'amplification convertit une tension de commande automatique du gain (CAG) variant linéairement en un courant de commande variant exponentiellement et fournit le courant de commande à chacun des circuits d'amplificateur à gain variable comme courant d'attaque. 3 - Circuit amplificateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'amplificateur différentiel du type à sortie non équilibrée comporte au moins une paire de transistors dont les émetteurs sont connectés électriquement à une source commune de courant constant et reçoivent un signal par l'intermédiaire de leurs émetteurs, l'un des transistors ayant une base recevant une tension de commande automatique du gain (CAG), l'autre transistor ayant une base connectée 17 2746984 électriquement à la masse, et l'un ou de l'autre des transistors ayant un collecteur pour sortir un signal. 4 - Circuit amplificateur selon la revendication 3, caractérisé en ce que le premier moyen de commande du degré d'amplification comprend un transistor de conversion tension-courant pour transformer une variation de la tension de commande automatique du gain (CAG) appliquée à la base du premier transistor en un changement du courant du collecteur, et un circuit à courant en rapport géométrique comportant le transistor, ledit circuit à courant en rapport géométrique permettant à un courant correspondant au courant du collecteur de circuler dans le collecteur du premier transistor. 5 - Circuit amplificateur selon la revendication 2, caractérisé en ce que l'amplificateur différentiel du type à sortie non équilibrée comporte au moins une paire de transistors dont les émetteurs sont connectés électriquement à une source commune de courant constant et reçoivent un signal par l'intermédiaire de leurs émetteurs, le premier transistor ayant une base recevant une tension de commande automatique du gain (CAG), l'autre transistor ayant une base reliée électriquement à la masse, et le premier ou le second transistor ayant un collecteur pour sortir un signal. 6 - Circuit amplificateur selon la revendication 5, caractérisé en ce que le premier moyen de commande du degré d'amplification comporte un transistor de conversion tension-courant pour transformer une variation de la tension de commande automatique du gain (CAG) appliquée à la base du premier transistor en un changement du courant du collecteur, et un circuit à courant en rapport géométrique comprenant le premier transistor, le circuit à courant en rapport géométrique permettant à un courant correspondant au courant du collecteur de circuler dans le collecteur du premier transistor.