Brevet FR2739519A1 — publié le 19970404

DISPOSITIF DE CORRECTION DE TEINTE D'UN SIGNAL DE TÉLEVISION SELON LA NORME NTSC La présente invention concerne la correction apportée à l'information de chrominance relative à des teintes proches de la teinte chair et contenue dans un signal de télévision couleur codé selon la norme NTSC. Dans un signal de télévision couleur codé selon la norme NTSC, l'information de chrominance est transmise en modulation quadratique de phase. L'amplitude de la modulation contient l'information de luminance Y. La phase et l'amplitude de la sous-porteuse contiennent l'information de chrominance de la ligne considérée. La fréquence de la porteuse est généralement soit 4,43 MHz, soit 3,58 MHz en fonction de la norme. L'information de chrominance comporte deux paramètres communément désignés B-Y et R-Y qui, une fois extraits de la sous-porteuse de chrominance par démodulation, permettent au récepteur de retrouver, à l'aide du signal de luminance Y, la proportion des trois couleurs de base du signal, à savoir rouge, vert, bleu. La phase ç de la sous-porteuse de chrominance indique la couleur qui doit être restituée. Le paramètre B-Y est transmis par une sous-porteuse non déphasée par rapport à la porteuse, soit par une sous-porteuse ayant une phase de 00. Le paramètre R-Y est transmis par une sous-porteuse ayant une phase de 90". Le paramètre Y est transmis en bande de base. Les couleurs rouge et bleue ont des positions de phases ç précises, par exemple, respectivement de 1040 et 00. Toutes les autres couleurs sont définies par une combinaison des composantes rouge et bleue. Par exemple, le vert est à 2250 et la teinte chair est à 1180. La figure 1 représente la position des couleurs fondamentales (rouge, vert, bleu) et de la teinte chair sur un diagramme de phase selon la norme NTSC. Pour améliorer le rendu des couleurs, on effectue généralement une correction des couleurs en décalant certaines phases ç des vecteurs de démodulation de chrominance du signal de télévision. Cette correction est faite dans le demi-plan de phases centré sur la teinte chair, c'est-à-dire entre 280 et 2080. Les couleurs fondamentales bleues (00) et vertes (2250) restent donc inchangées ce qui évite de modifier les couleurs du ciel et de l'herbe. La correction la plus importante est classiquement effectuée à 1180 +/- 450, c'est-à-dire à 730 et 1630 pour corriger les teintes jaunes-vertes et rouges-violettes.La correction maximale est typiquement de 200, ce qui revient à démoduler une sous-porteuse de chrominance CHR ayant une phase ç de 730 comme si elle avait une phase de 930 et une sous-porteuse CHR ayant une phase ç de 1630 comme si elle avait une phase de 1430. Pour les teintes jaunes-vertes et rouges-violettes, cela correspond à rendre ces teintes plus rouges, pour atténuer les défauts de rendu de couleur des visages qui donneraient autrement des visages trop verts ou trop bleus. La teinte chair ( = 1180) n'est pas modifiée. La démodulation d'un signal de télévision selon la norme NTSC est effectuée en multipliant la sous-porteuse de chrominance CHR, dont la phase ç est variable en fonction de la couleur à restituer, par deux vecteurs, respectivement à 0 et à 900 (ou 1040). Les paramètres démodulés B-Y et R-Y qui sont obtenus pour une phase ç donnée sont donc B-Y = Acos((p) et R-Y = Acos((p - 90), où A représente l'amplitude de modulation de la sous-porteuse de chrominance CHR. Dans le cas d'une démodulation par un vecteur à 1040, R-Y = Acon( - 104). La correction de teinte s'effectue généralement en modifiant la phase des deux vecteurs de démodulation d'un même angle O correspondant à la correction à apporter à la phase ç de la sous-porteuse de chrominance CHR. La sous-porteuse de chrominance CHR est donc démodulée en la multipliant par des vecteurs, respectivement à O et à 0+90. Les paramètres R-Y et B-Y deviennent donc R-Y = Acon(( - 0) - 90) et B-Y = Acon( - O). La figure 2 représente un exemple de schéma classique d'un démodulateur de l'information de chrominance d'un signal de télévision selon la norme NTSC. La sous-porteuse de chrominance CHR, à phase ç variable en fonction de la teinte, est envoyée à un démodulateur (DEMOD) 1 chargé de restituer les paramètres B-Y et R-Y. Le démodulateur 1 reçoit, en tant que vecteur de démodulation, deux signaux fB et fR qui, en l'absence de correction présentent une phase, respectivement de 0 et de 90" (ou 1040). Les signaux fB et fR sont générés au moyen d'une boucle à verrouillage de phase comportant un oscillateur commandé en tension (VCO) 2, un réseau résistif et capacitif, ou réseau RC 3 et un comparateur de phase (COMP) 4.Le VCO 2 reçoit une fréquence de référence fref d'un quartz 5 et un signal d'erreur de phase e délivré par le comparateur 4. Le signal Svco, délivré par le VCO 2, est envoyé sur un déphaseur constant (HUE) 6 commandé par un signal E6. Le rôle du déphaseur 6 sera mieux compris par la suite. La sortie S6 du déphaseur 6 est envoyée, par l'intermédiaire d'un additionneur 7 dont le rôle sera décrit par la suite, sur le réseau RC 3 qui délivre deux signaux de sortie, respectivement fB et f'R. Le signal fB constitue le premier vecteur de démodulation de la sous-porteuse CHR. Le signal f'R est envoyé sur le comparateur de phase 4 qui reçoit également la sous-porteuse CHR. Le signal f'R constitue également le deuxième vecteur fR de démodulation de la sous-porteuse CHR lorsque la couleur rouge est à 900. Lorsque la démodulation est à 1040, le signal f 'R traverse un déphaseur 8 de 140 qui délivre le vecteur Un Un commutateur 9 est généralement prévu pour sélectionner le signal fR entre le signal de sortie du réseau RC 3 et le signal de sortie du déphaseur 8.Le commutateur 9 est commandé par un signal Eg délivré par des moyens (non représentés) en fonction d'une détection du vecteur de démodulation (900 ou 1040) du paramètre R-Y. Au début de chaque ligne de balayage, la boucle à verrouillage de phase est synchronisée pendant une plage temporelle d'une salve de référence. Le déphaseur 6, l'additionneur 7 et le comparateur de phase 4 sont commandés par un signal binaire BG indicateur de la présence d'une plage temporelle d'une salve de référence du balayage ligne pendant laquelle la phase de la sous-porteuse CHR est à 1800. Cette plage temporelle est communément appelée un portier BG, ou "Burst Gate" dans son appellation anglo-saxonne. Pendant le portier BG, le déphaseur 6 et l'additionneur 7 sont inactivés de sorte que le signal S7 en sortie de l'additionneur 7 correspond au signal Svco. Par contre, le comparateur de phase 4 est au contraire activé pendant le portier BG.Ainsi, le VCO 2 est asservi quand la phase du signal f 'R sortant du réseau RC 3 est de 900 par rapport à la sous-porteuse CHR. Lorsque la boucle est verrouillée, le signal Svco en sortie du VCO 2 présente, par exemple, une phase de 1180. En pratique, le comparateur 4 est activé par le signal BG et le déphaseur 6 et l'additionneur 7 sont activés par l'inverse BG de ce signal. A la fin du portier BG, le comparateur de phase 4 est désactivé et le déphaseur 6 ainsi que l'additionneur 7 sont activés. Le rôle du déphaseur 6 est d'apporter, hors des salves de référence, un déphasage constant choisi, généralement, entre +300 et -300, pour compenser un écart de phase qui est souvent présent entre la salve de référence et la sous-porteuse codant les couleurs à l'émission. Cet écart de phase est constant pour un canal donné et le déphaseur 6 est désactivé pendant le portier BG pour ne pas changer le verrouillage de la phase. Le rôle de l'additionneur 7 est d'ajouter, au signal Svco forcé à 1180 et lorsque la phase de la sous-porteuse est comprise entre 280 et 2080, une portion de la sous-porteuse de chrominance CHR. L'amplitude du signal S7 est maximale pour une sous-porteuse CHR dont la phase est de 1180 et le déphasage entre les signaux S6 et S7 est maximal pour une sous-porteuse CHR dont la phase est de 730 ou de 1630. Par rapport au signal Svco, le signal S7 envoyé au réseau RC 3 a donc un écart de phase réduit par rapport à celui de la sous-porteuse CHR lorsque la phase de cette dernière est comprise entre 280 et 2080. Les phases des signaux fB et suivent la rotation de phase du signal S7 par rapport au signal Svco. La sous-porteuse CHR est donc démodulée comme si la différence de phase avec 1180 était réduite. Les teintes proches de la teinte chair sont ainsi ramenées sur celle-ci. La boucle à verrouillage de phase maintient les phases de sortie du réseau RC à 0 et 900. Pour une fréquence donnée, par exemple 3,58 Mhz, le dimensionnement du réseau RC 3 permet de bloquer la phase incidente à 1180 pendant la durée du portier BG. Le réseau RC 3 est donc dimensionné pour une norme NTSC (3,58 Mhz ou 4,43 Mhz) donnée. Un inconvénient d'un circuit classique tel que représenté à la figure 2 est que, comme la sous-porteuse CHR est modulée en amplitude, la correction de phase obtenue par addition de vecteurs ne dépend pas uniquement de l'information de phase mais également de l'information de luminance. Ainsi, la correction de teinte peut varier sur un dégradé de luminance. On peut chercher à pallier cet inconvénient en limitant (saturant) l'amplitude de la sous-porteuse de chrominance CHR, mais cela a alors pour effet de déformer la forme sinusoïdale du signal CHR. L'addition avec le signal S6 fournit alors un résultat moins précis et le signal S7 se trouve distordu par l'addition de deux signaux qui ne sont pas, tous deux, sinusoïdaux. La distorsion du signal envoyé sur le réseau RC 3 a pour conséquence que les signaux R-Y et B-Y ne correspondent pas toujours à un écart de phase précis de 900 dans la mesure où l'obtention d'un écart de phase de 900 en sortie de réseau RC 3 requiert un signal d'entrée sinusoïdal. Un autre problème provient des tolérances de fabrication du réseau RC 3. En effet, la précision relative d'un tel réseau est généralement de l'ordre de +/- 15%. Les tolérances de fabrication du réseau RC entraînent un décalage de la référence de phase de 1180 qui conduit à ce que les effets de la correction de teinte peuvent parfois être pires que la divergence de teinte à corriger. La présente invention vise à pallier les inconvénients des dispositifs de correction de teinte classiques en proposant un dispositif qui permette l'obtention de références de phase qui soient moins sensibles aux tolérances de fabrication du réseau RC. L'invention vise également à rendre la correction de teinte indépendante de la saturation en amplitude de la sousporteuse de chrominance. Pour atteindre ces objets, la présente invention prévoit un dispositif de correction de paramètres de chrominance, transmis par une sous-porteuse de chrominance d'un signal de télévision, par un décalage de la phase de deux signaux de démodulation d'un même angle fonction de la phase de la sousporteuse de chrominance, lesdits signaux de démodulation étant obtenus à partir d'une boucle à verrouillage de phase pourvue d'un réseau résistif et capacitif à deux sorties déphasées de 900 l'une par rapport à l'autre, le dispositif comportant des moyens pour décaler individuellement la phase de chaque signal délivré par ledit réseau RC en lui ajoutant une fraction de l'autre signal délivré par ce réseau RC, les coefficients fractionnels étant opposés l'un par rapport à l'autre et étant fonction de la phase de la sous-porteuse de chrominance. Selon un mode de réalisation de la présente invention, lesdits moyens de décalage comportent deux additionneurs rece vant chacun, sur une première entrée, un desdits signaux délivrés par le réseau RC et, sur une seconde entrée, un signal délivré par une entité de multiplication auquel l'additionneur est associé et représentant ladite fraction de l'autre signal délivré par le réseau RC, chaque additionneur délivrant un desdits signaux de démodulation. Selon un mode de réalisation de la présente invention, lesdites entités de multiplication sont commandées par une entité délivrant, en fonction de la phase de la sous-porteuse de chrominance, au moins une consigne représentative desdits coefficients fractionnels. Selon un mode de réalisation de la présente invention, chaque entité de multiplication est constituée d'un inverseur du signal délivré par le réseau RC et dont elle doit délivrer une fraction et, d'un multiplieur du signal de sortie dudit inverseur, ledit inverseur et ledit multiplieur étant commandés par des signaux représentatifs dudit coefficient fractionnel à appliquer et délivrés par ladite entité de commande. Selon un mode de réalisation de la présente invention, ladite entité de commande comporte deux multiplieurs de la sousporteuse de chrominance, respectivement, par une référence de phase correspondant à une phase centrale d'une plage angulaire de correction et par une référence de phase correspondant à une phase extrême de ladite plage angulaire la plus proche de 00. Selon un mode de réalisation de la présente invention, ledit multiplieur par ladite référence de phase centrale délivre ledit signal de commande desdits inverseurs, ledit multiplieur par ladite référence de phase extrême délivrant ledit signal de commande desdits multiplieurs des entités de multiplication. Selon un mode de réalisation de la présente invention, ladite entité de commande comporte des moyens pour générer, à partir des signaux délivrés par ledit réseau RC, lesdites références de phase. Selon un mode de réalisation de la présente invention, ledit réseau RC reçoit un signal dont la phase est fixe. Selon un mode de réalisation de la présente invention, ledit signal envoyé sur le réseau RC est délivré par un oscillateur commandé en tension de ladite boucle à verrouillage de phase qui est activée pendant une plage temporelle du signal de télévision durant laquelle la phase de la sous-porteuse de chrominance est nulle. Selon un mode de réalisation de la présente invention, les signaux de sorties dudit réseau RC sont limités en amplitude et filtrés. Ces objets, caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres de la présente invention seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non-limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles les figures 1 et 2 qui ont été décrites précédemment sont destinées à exposer l'état de la technique et le problème posé la figure 3 représente, sous forme de schéma-blocs, un mode de réalisation d'un dispositif de correction de teinte selon la présente invention la figure 4 représente un mode de réalisation d'entités de commande et de multiplication d'un dispositif de correction selon l'invention les figures 5A et 5B représentent les caractéristiques de phase des signaux de démodulation en fonction de la phase de la sous-porteuse de chrominance dans un dispositif selon l'invention tel que représenté à la figure 3 ; et les figures 6A et 6B illustrent, sous forme de diagrammes de phase, l'effet de la correction opérée par un dispositif selon l'invention tel que représenté à la figure 3. Pour des raisons de clarté, les mêmes éléments ont été désignés par les mêmes références aux différentes figures. La figure 3 représente un mode de réalisation d'un dispositif de correction de teinte selon l'invention. Comme précédemment, le dispositif de correction comporte un démodulateur 1 recevant deux vecteurs de démodulations fg et fR déphasés de 900 (ou 1040) l'un par rapport à l'autre. Le choix entre une différence de phase de 900 ou de 1040 est effectué, classiquement, au moyen d'un commutateur 9 et d'un déphaseur 8 de 140. Le dispositif de correction comporte un oscillateur commandé en tension 2 associé à un déphaseur de valeur constante (HUE) 6, à un réseau RC 3 et à un quartz 5 fournissant une fréquence d'échantillonnage fref d'un signal d'erreur g délivré par un comparateur de phase 4. Le fonctionnement du comparateur de phase 4 est similaire à celui exposé en relation avec la figure 2. En d'autres termes, le comparateur de phase 4 est activé pendant le portier BG de la salve de réfé rence du signal de télévision et reçoit le signal f 'R à 900 délivré par le réseau RC 3.Le signal Svco présente donc, comme précédemment, une phase déterminée par le dimensionnement du réseau RC 3, par exemple, une phase de 450. Une caractéristique de la présente invention est que la phase du signal Svco n'est pas modifiée hors du portier BG. En d'autres termes, le réseau RC 3 est dimensionné pour que la phase du signal Svco soit, par exemple, de 450 ou de 1350 hors du portier BG, c'est-à-dire lorsque le déphaseur 6 est désactivé. La correction s'effectue toujours par une rotation de phase des vecteurs de démodulation fB et fR mais cette rotation est, selon l'invention, effectuée en aval du réseau RC 3. Au lieu de forcer la fréquence délivrée par le VCO 2 sur une phase de 1180, on force directement les phases des vecteurs de démodulation fB et Pour ce faire, les sorties, respectivement Sg et S90, du réseau RC 3 sont envoyées sur une première entrée d'un additionneur, respectivement 20 ou 21.Une deuxième entrée de chaque additionneur, respectivement 20 ou 21, reçoit l'autre sortie, respectivement S90 ou Sg, du réseau RC 3 affectée d'un coefficient fractionnel, respectivement a ou son opposé -g. Le signal S90 est envoyé sur une entité de multiplication 22 qui reçoit le coefficient fractionnel ss et qui délivre un signal aSg0 à l'additionneur 20. Le signal Sg est envoyé sur une entité de multiplication 23 qui reçoit l'opposé -d du coefficient fractionnel a, positif ou négatif, et qui délivre un signal -aS0 à l'additionneur 21.Les signaux de commande a et -a des entités de multiplication, respectivement 22 et 23, sont délivrés par une entité 24 de commande du dispositif de correction selon l'invention. L'entité de commande 24 a pour rôle de calculer les coefficients a et -a adaptés en fonction de la phase ç de la sous-porteuse de chrominance CHR. Elle utilise pour cela des références de phase à 280 et à 1180 (non représentées à la figure 3) qu'elle génère elle-même à partir des signaux Sg et S90, comme on le verra par la suite en relation avec la figure 4. Les sorties des additionneurs 20 et 21 délivrent les signaux de démodulation, respectivement fB et f'R, déphasés de 900 l'un par rapport à l'autre. Le rôle des additionneurs 20 et 21 est, selon l'invention, d'ajouter à chaque signal Sg et S90 issu du réseau RC 3 avec une phase, respectivement de 0 ou de 900, une fraction positive ou négative de l'autre signal.En supposant que les vecteurs de 0 et 900 ont la même amplitude, cela a pour effet de décaler les phases des signaux Sg et S90 d'un même angle 0. La valeur de l'angle O dépend des coefficients fractionnels a et -a compris entre -1 et 1 et appliqués aux signaux ajoutés. En effet, le vecteur d'angle O correspond à la somme du vecteur d'angle 0 et du produit de la tangente d de l'angle O par le vecteur d'angle 900. Le vecteur d'angle 0+900 correspond à la différence entre le vecteur d'angle 900 et le produit du vecteur d'angle 00 par la tangente a de l'angle 0, soit à la somme du vecteur d'angle 900 et du produit de l'opposé -a de la tangente a de l'angle O par le vecteur d'angle 00. Par exemple, pour effectuer une rotation de phase O de 200 et en supposant que les signaux Sg et S90 ont la même amplitude, il faut ajouter à chacun de ces signaux l'autre signal, respectivement S90 ou Sg, affecté d'un coefficient d'environ, respectivement 0,36 et -0,36. Pour effectuer une rotation de phase 0, par exemple de -200, il faut ajouter à chacun des signaux, respectivement Sg et S90, l'autre signal, respectivement S90 ou Sg, affecté d'un coefficient d'environ, respectivement -0,36 et 0,36. La variation d'amplitude entraînée par les additionneurs 20 et 21 n'est pas gênante dans la mesure où l'amplitude des vecteurs de démodulation fB et fR est par la suite limitée au sein du démodulateur 1. Le signal Svco doit être verrouillé, par exemple sur une phase de 450, pendant le portier BG. Pour ce faire, la sortie de l'additionneur 21 est donc envoyée sur le comparateur de phase 4. L'additionneur 21 est activé au moyen de l'inverse BG du portier BG de manière à être inactivé pendant le portier BG. I1 en est de même pour l'additionneur 20 dans la mesure où la plage temporelle de la salve de référence du balayage ligne pendant laquelle la phase ç de la sous-porteuse CHR est à 1800 est utilisée par d'autres circuits du récepteur de télévision, par exemple, des circuits d'identification de la norme (PAL ou NTSC) basés sur la phase de la salve de référence. Comme l'amplitude relative des signaux Sg et S90 l'un par rapport à l'autre est susceptible de varier en raison des tolérances de fabrication du réseau RC 3, on prévoit que chaque signal de sortie Sg et S90 du réseau RC 3 traverse un limiteur (non représenté) suivi de deux filtres du premier ordre (non représentés). La limitation de l'amplitude des signaux Sg et S90 et leur filtrage sont ici possibles dans la mesure où ces signaux présentent toujours la même phase nominale (respectivement 0 et 900). Le premier des deux filtres est, par exemple, un filtre RC et le second filtre est, par exemple, un filtre à miroir de courant. On réduit ainsi la variation d'amplitude relative entre les deux signaux à environ 4%. La distorsion résiduelle de 4% permet de considérer les signaux comme suffisamment sinusoïdaux pour faire des additions de vecteurs par la suite. La figure 4 représente un mode de réalisation d'une entité de commande 24 et d'entités de multiplication 22 et 23. A la figure 4, seuls le réseau RC 3, les additionneurs 20 et 21 et les entités de multiplication 22 et 23 et de commande 24 ont été représentés. Les autres constituants du dispositif de correction sont identiques à ceux exposés en relation avec la figure 3. La fraction -aS0 ou aSg0 de chaque signal Sg ou S90 à ajouter au signal, respectivement S90 ou S0, est obtenue au moyen d'un inverseur (multiplieur), respectivement 30 ou 31, et d'un multiplieur respectivement 32 ou 33. L'inverseur 30 ou 31 sert à inverser le signal, respectivement S90 ou S0. Le multiplieur 32 ou 33 sert à atténuer l'amplitude du signal, respectivement S'90 ou S'0, délivré par l'inverseur, respectivement 30 ou 31, en multipliant ce signal par le coefficient d. Les inverseurs 30 et 31 et les multiplieurs 32 et 33 sont commandés au moyen de l'entité 24 délivrant, en fonction de la phase de la sous-porteuse de chrominance CHR, un signal INV validant ou non l'inversion des signaux Sg et S90. L'entité 24 délivre également un signal MUL représentatif du coefficient fractionnel a. En d'autres termes, le signal INV annule, en fonction de son signe, l'inversion des signaux Sg et S90 et le signal MUL atténue, par un coefficient toujours positif dans la plage de correction de 1180 +/- 900, les signaux S'0 et S'90. Selon le mode de réalisation de l'entité 24 tel que représenté à la figure 4, les inverseurs 30 et 31 sont en fait des multiplieurs-inverseurs. Le signal de commande INV correspond à un coefficient de multiplication fractionnelle compris entre -1 et +1. Le signal MUL correspond un coefficient de multiplication fractionnelle compris entre 0 et +1. Le produit des signaux INV et MUL correspond à l'opposé -a du coefficient a. Selon ce mode de réalisation, les signaux INV et MUL sont chacun délivrés par un multiplieur, respectivement 34 ou 35, de la sous-porteuse de chrominance CHR par une référence de phase, respectivement, R28 à 280 ou R118 à 1180. Le résultat de la multiplication, au sein du multiplieur 34, du signal R28 par le signal CHR est le cosinus de la différence entre la phase ç du signal CHR et 280 (ou encore le sinus de la différence entre 1180 et la phase ç du signal CHR). Ainsi, pour des phases ç du signal CHR comprises entre 1180 et 2980, soit 2080 +/- 900, le signal INV est négatif (compris entre -1 et 0). Pour des phases ç inférieures à 1180 ou supérieures à 2980, soit 280 +/- 900, le signal INV est positif (compris entre 0 et 1). Le résultat de la multiplication, au sein du multiplieur 35, du signal R118 par le signal CHR est le cosinus de la différence entre la phase ç du signal CHR et 1180 (ou encore le sinus de la différence entre la phase ç du signal CHR et 280). Ainsi, pour des phases ç du signal CHR comprises entre 280 et 2080, soit 1180 +/- 900, le signal MUL est positif (compris entre 0 et 1). Pour des phases ç inférieures à 280 ou supérieures à 2080, soit, comprises dans la plage angulaire de 2980 +/- 900, le résultat de la multiplication est négatif (compris entre -1 et 0). Pour ne pas corriger les teintes hors de la plage angulaire de 1180 +/- 900, le multiplieur 35 est pourvu d'un seuil minimal de son signal de sortie MUL en deçà duquel ce signal est nul. Ce seuil (offset) permet de supprimer toute rotation de phase si la phase ç de la sous-porteuse de chrominance CHR est comprise hors de la plage angulaire de 1180 +/900.En effet, un signal MUL nul a pour effet d'annuler les signaux de sortie des inverseurs 30 et 31. I1 en résulte qu'aucune fraction des signaux, respectivement S90 et Sg, n'est ajoutée aux signaux, respectivement Sg et S90. On notera que le seuil du signal de sortie MUL du multiplieur 35 est particulièrement simple à fixer, pour une plage angulaire de +/- 900, dans la mesure où il est alors égal à zéro. En effet, il suffit de ne transmettre aux multiplieurs 32 et 33 que les signaux MUL positifs pour prendre en compte uniquement les phases ç de la sous-porteuse de chrominance CHR comprises dans la plage angulaire 1180 +/- 900.Ainsi, pour des phases ç du signal CHR comprises dans la plage angulaire 2980 +/- 900 où le résultat de la multiplication par la référence R118 est négatif, le signal MUL est nul. Le signal de chrominance CHR est limité en amplitude dans les deux multiplieurs 34 et 35. On élimine ainsi les variations des signaux INV et MUL avec l'amplitude du signal CHR. La distorsion générée par une telle limitation d'amplitude n'a cependant aucun effet car on utilise la composante continue des résultats des multiplications. I1 ne s'agit donc plus d'additions de vecteurs. La sortie de chaque multiplieur 34 ou 35 est, de préférence, filtrée pour éliminer le signal qui présente une fréquence double de celle de la sous-porteuse et qui constitue un résidu de la multiplication. De préférence, chaque additionneur 20 ou 21 comporte un étage d'entrée constitué d'un amplificateur à gain fixe (non représenté). Le rôle de cet amplificateur est de permettre un réglage de l'amplitude du décalage de phase en amplifiant (ou atténuant) le coefficient a. De préférence, les amplificateurs respectifs des additionneurs ont un gain identique. Par exemple, le gain des amplificateurs d'entrée des additionneurs 20 et 21 est ajusté pour obtenir une amplitude du décalage de phase de +/- 200. De même, la plage de correction de +/- 900 autour de 1180 peut, selon l'invention, être ajustée en modifiant le seuil (offset) du multiplieur 35. Par exemple, la plage de correction peut être fixée à +/- 600 autour de 1180. On notera que les amplificateurs à gain fixe d'ajustement de l'amplitude du décalage de phase peuvent, en variante, être constitués par des amplificateurs d'entrées des inverseurs, respectivement 30 et 31. Les figures 5A et 5B représentent les caractéristiques de la phase des signaux fB et f'R en fonction de la phase ç de la sous-porteuse de chrominance CHR. Pour des raisons de clarté, ces caractéristiques ne sont pas à l'échelle. On suppose que la plage de correction est fixée à +/- 900 et que l'amplitude du décalage de phase est fixé à +/- 200. Pour un signal CHR avec une phase ç de 1180 (teinte chair), le signal INV est nul et le signal MUL est maximal (égal à 1). Les inverseurs 30 et 31 annulent donc les signaux, respectivement S90 et Sg, qu'ils reçoivent. Ainsi, aucun déphasage n'est introduit sur les signaux, respectivement Sg et S90, et aucune correction de teinte n'est effectuée. Pour un signal CHR avec une phase ç de 730, les signaux INV et MUL sont tous deux d'environ 0,71. Comme les signaux S'90 et S'0 délivrés par les inverseurs, respectivement 30 et 31, correspondent à l'inverse des signaux, respectivement S90 et S0, multipliés par le signal INV, les entités de multiplication 22 et 23 réalisent en fait une multiplication des signaux, respectivement S90 et Sg, par un coefficient a d'environ -0,50. En raison de la présence des amplificateurs à gain fixe, cela revient à une multiplication par un coefficient d'environ -0,36.Les signaux Sg et S90 sont donc déphasés d'environ -200 par rapport à, respectivement, 0 et 900. Le signal CHR est alors démodulé comme s'il présentait une phase d'environ 930. Pour un signal CHR avec une phase ç de 1630, les signaux INV et MUL sont, respectivement, d'environ -0,71 et 0,71. En raison de l'inversion réalisée par les inverseurs 30 et 31, les entités de multiplication 22 et 23 réalisent en fait une multiplication des signaux, respectivement S90 et Sg, par un coefficient a d'environ 0,50. En raison de l'ajustement réalisé par les amplificateurs à gain fixe, cela revient à une multiplication par un coefficient d'environ 0,36. Ainsi, les signaux Sg et S90 sont déphasés d'environ 200 par rapport à, respectivement, 0 et 900. Le signal CHR est alors démodulé comme s'il présentait une phase d'environ 1430. Pour un signal CHR avec une phase ç de 2080, le signal INV est minimal (égal à -1) et le signal MUL est nul. Les multi plieurs 32 et 33 annulent donc les signaux de sortie des inverseurs (multiplieurs) 30 et 31. Ainsi, aucun déphasage n'est introduit sur les signaux, respectivement Sg et S90, et aucune correction de teinte n'est effectuée. Le résultat est le même pour un signal CHR avec une phase ç de 280, le signal MUL étant nul et le signal INV étant maximal (égal à 1). Un signal CHR dont la phase ç est inférieure à 280 ou supérieure à 2080 n'est pas corrigé dans la mesure où le signal MUL est nul. Les références de phase R28 à 280 et R118 à 1180 sont, selon l'invention, obtenues à partir des signaux Sg et S90. Pour ce faire, l'entité 24 comporte un double additionneur 36 chargé d'additionner les signaux, respectivement Sg et S90, affectés de coefficients multiplicateurs, respectivement, sin(ll80) et cos(1l80) pour la référence R28 et cos(l180) et -sin(l180) pour la référence R118. Les figures 6A et 6B illustrent, à titre d'exemple, les variations des paramètres R-Y et B-Y obtenus par démodulation, respectivement avec ou sans correction de teinte, pour une sous-porteuse de chrominance CHR ayant une phase ç de 1630. On suppose que la démodulation se fait à 900, c'est-à-dire que le signal fR correspond au signal f'R. On notera A l'amplitude de la sous-porteuse de chrominance CHR et D l'amplitude des signaux de démodulation fB et En l'absence de correction de teinte (figure 6A), le résultat de la démodulation opérée par le démodulateur 1 donne les paramètres B-Y et R-Y suivants B-Y = ADcos(1630) = -0,96AD ; et R-Y = ADcos(1630 - 900) = 0,29AD. Lorsque la teinte est corrigée au moyen du dispositif selon l'invention, les phases des signaux fB et fR sont, respectivement, d'environ 200 et 1100. On obtient ainsi B-Y = ADcos(1630 - 20) = -0,80AD ; et R-Y = ADcos(1630 - 110) = 0,60AD. La démodulation de la teinte chair à 1180 qui n'est pas corrigée donne B-Y = ADcos(118 ) = -0,47AD ; et R-Y = ADcos(1180 - 900) = 0,88AD. On constate donc que les paramètres B-Y et R-Y sont plus proches de ceux de la teinte chair lorsque la teinte vertjaune est corrigée. On notera que, selon l'invention, toutes les opérations effectuées sur le signal CHR sont effectuées à partir de signaux qui ont tous pour origine, uniquement, les signaux Sg et S90 délivrés par le réseau RC 3. Bien entendu, la présente invention est susceptible de diverses variantes et modifications qui apparaîtront à l'homme de l'art. En particulier, chacun des composants décrits pourra être remplacé par un ou plusieurs éléments remplissant la même fonction. De plus, bien qu'il ait été fait référence dans la description qui précède à une correction dans une plage angulaire de +/- 900 autour de 1180, l'invention s'applique quelle que soit la phase sur laquelle est centré le demi-plan de phases de correction. L'adaptation à un autre demi-plan de phases est en outre particulièrement simple. En effet, il suffit de modifier, au sein du double additionneur 36 servant à générer les phases de référence, les coefficients multiplicateurs (cos(118 ), sin (1180) et -sin(118 )) des signaux qu'il reçoit en fonction de la phase sur laquelle est centré le demi-plan de phases choisi. La référence de phase utilisée par le multiplieur 35 correspond à la phase centrale du demi-plan de phases de correction souhaité. La référence de phase utilisée par le multiplieur 34 correspond à la phase extrême du demi-plan de phases la plus proche de 00. De même, la plage de correction et l'amplitude du décalage de phase peuvent être modifiées en fonction des caractéristiques souhaitées pour le dispositif de correction. En outre, bien qu'il ait été fait référence dans la description qui précède à une position de 0 pour la couleur bleue afin de rendre plus clair l'exposé de la présente invention, le bleu est généralement à une position de phase négative de -170. Cela ne modifie pas la mise en oeuvre du dispositif selon la présente invention. REVENDICATIONS 1. Dispositif de correction de paramètres de chrominance (B-Y, R-Y), transmis par une sous-porteuse de chrominance (CHR) d'un signal de télévision, par un décalage de la phase de deux signaux (fB, fR) de démodulation d'un même angle (o) fonction de la phase (cp) de la sous-porteuse de chrominance (CHR), lesdits signaux de démodulation (fB, fR) étant obtenus à partir d'une boucle à verrouillage de phase pourvue d'un réseau résistif et capacitif (RC) à deux sorties (Sg, S90) déphasées de 900 l'une par rapport à l'autre, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens pour décaler individuellement la phase de chaque signal (Sg, S90) délivré par ledit réseau RC (3) en lui ajoutant une fraction (aSg0, -aS0) de l'autre signal (S90, Sg) délivré par ce réseau RC (3), les coefficients fractionnels (, -a) étant opposés l'un par rapport à l'autre et étant fonction de la phase (ç) de la sous-porteuse de chrominance (CHR). 2. Dispositif de correction selon la revendication 1, caractérisé en ce que lesdits moyens de décalage comportent deux additionneurs (20, 21) recevant chacun, sur une première entrée, un desdits signaux (Sg, S90) délivrés par le réseau RC (3) et, sur une seconde entrée, un signal (aSg0, -aS0) délivré par une entité de multiplication (22, 23) auquel l'additionneur (20, 21) est associé et représentant ladite fraction de l'autre signal (S90, Sg) délivré par le réseau RC (3), chaque additionneur (20, 21) délivrant un desdits signaux de démodulation (fB, fR). 3. Dispositif de correction selon la revendication 2, caractérisé en ce que lesdites entités de multiplication (22, 23) sont commandées par une entité (24) délivrant, en fonction de la phase (ç) de la sous-porteuse de chrominance (CHR), au moins une consigne représentative desdits coefficients fractionnels (a, -a). 4. Dispositif de correction selon la revendication 3, caractérisé en ce que chaque entité de multiplication (22, 23) est constituée d'un inverseur (30, 31) du signal (Sgo, So) délivré par le réseau RC (3) et dont elle doit délivrer une fraction (aSg0, -aSg) et, d'un multiplieur (32, 33) du signal de sortie (S'go, S'o) dudit inverseur (30, 31), ledit inverseur (30, 31) et ledit multiplieur (32, 33) étant commandés par des signaux (INV, MUL) représentatifs dudit coefficient fractionnel (a, -a) à appliquer et délivrés par ladite entité de commande (24). 5. Dispositif de correction selon la revendication 3 ou 4, caractérisé en ce que ladite entité de commande (24) comporte deux multiplieurs (35, 34) de la sous-porteuse de chrominance (CHR), respectivement, par une référence de phase (R118) correspondant à une phase centrale d'une plage angulaire de correction et par une référence de phase (R28) correspondant à une phase extrême de ladite plage angulaire la plus proche de 00. 6. Dispositif de correction selon la revendication 5, caractérisé en ce que ledit multiplieur (35) par ladite référence de phase centrale (R118) délivre ledit signal de commande (INV) desdits inverseurs (30, 31), ledit multiplieur (34) par ladite référence de phase extrême (R28) délivrant ledit signal de commande desdits multiplieurs (32, 33) des entités de multiplication (22, 23). 7. Dispositif de correction selon la revendication 5 ou 6, caractérisé en ce que ladite entité de commande (24) comporte des moyens (36) pour générer, à partir des signaux (So, Sg0) délivrés par ledit réseau RC (3), lesdites références de phase (R28 R118). 8. Dispositif de correction selon l'une quelconque des revendications 1 à 7, caractérisé en ce que ledit réseau RC (3) reçoit un signal (Svco) dont la phase est fixe. 9. Dispositif de correction selon la revendication 8, caractérisé en ce que ledit signal (Svco) envoyé sur le réseau RC (3) est délivré par un oscillateur commandé en tension (2) de ladite boucle à verrouillage de phase qui est activée pendant une plage temporelle (BG) du signal de télévision durant laquelle la phase (#) de la sous-porteuse de chrominance (CHR) est nulle. 10. Dispositif de correction selon l'une quelconque des revendications 1 à 9, caractérisé en ce que les signaux de sorties (Sg, S90) dudit réseau RC (3) sont limités en amplitude et filtrés.