Brevet FR2743229A1 — publié le 19970704

PROCÉDÉ ET DISPOSITIF DE DÉCODAGE D'UN SIGNAL CODÉ La présente invention concerne, de façon globale, les systèmes de communication non câblés et plus particulièrement, le décodage d'un signal codé, de façon normale, dans un système de communication non câblé. Les systèmes de communication peuvent prendre plusieurs formes. En général, le but d'un système de communication est de transmettre des signaux portant une information à partir d'une source située en un point vers une destination d'utilisateur située sur un autre point à une certaine distance. Un système de communication consiste en général en trois composants de base un émetteur, un canal et un récepteur. L'émetteur a pour fonction le traitement du signal de message dans une forme adaptée à la transmission sur le canal. Ce traitement du signal de message est référencé comme modulation. La fonction du canal est d'assurer une connexion physique entre la sortie d'émetteur et l'entrée de récepteur. La fonction du récepteur est de traiter le signal reçu de façon à produire une estimation du signal de message d'origine. Ce traitement du signal reçu est référencé comme démodulation. Deux types de canaux de communication à deux voix existent, en fait des canaux point à point et des canaux de point vers plusieurs points. Des exemples de canaux point à point comprennent les lignes câblées (par ex. une transmission téléphonique locale, des liaisons à microondes et les fibres optiques). A l'inverse, les canaux de point vers plusieurs points présentent une capacité selon laquelle plusieurs postes de réception peuvent être atteints en même temps à partir d'un seul émetteur (par ex. les systèmes de communication radiotéléphoniques cellulaires). Ces systèmes de point à plusieurs points sont appelés, de même, Systèmes à Adressage Multiple (MAS) . On utilise des procédés de transmission analogique et numérique d'un signal de message sur un canal de communication. L utilisation de procédés numériques présente plusieurs avantages de fonctionnement sur les procédés analogiques, comprenant sans y être limité : une immunité accrue aux bruits et interférence de canal, un fonctionnement flexible du système, un format commun pour la transmission de différents types de signaux de message, une sécurité améliorée de communication via l'utilisation du codage et une capacité accrue. On obtient ces avantages au prix d'une complexité accrue du système. Cependant, à l'aide d'une technologie VLSI, on a développé une façon peu coûteuse d'élaborer le matériel. Afin d'émettre un signal de message (soit analogique, soit numérique) sur un canal de communication passe-bande, le signal de message doit être manipulé sous une forme adaptée à une transmission efficace sur le canal. Une modification du signal de message est obtenue au moyen d'un processus appelé modulation. Ce processus implique la modification d'un certain paramètre d'une onde porteuse selon le signal de message de telle façon que le spectre de l'onde modulée corresponde à la largeur de bande du canal assigné. Ainsi, le récepteur doit récréer le signal de message d'origine à partir d'une version modifiée du signal émis après la propagation sur le canal. La recréation est effectuée à l'aide d'un procédé connu comme une démodulation qui est l'inverse du processus de modulation utilisé dans l'émetteur. En plus d'assurer une transmission efficace, il existe d'autres raisons pour effectuer une modulation. En particulier, l'utilisation de la modulation autorise un multiplexage, c'est-à-dire la transmission simultanée de signaux à partir de plusieurs sources de message sur un canal commun. De même, on peut utiliser une modulation pour convertir le signal de message dans une forme moins sensibles aux bruits et interférences. Pour des systèmes de communication à multiplexage, le système comprend, de façon usuelle, plusieurs unités à distance (c'est-à-dire des unités de souscripteur) nécessitant un service actif sur un canal de communication pour une partie courte ou discrète des ressources du canal de communication plutôt qu'une utilisation en continu des ressources sur un canal de communication. Par conséquent, les systèmes de communication sont conçus pour présenter les caractéristiques de communication avec plusieurs unités à distance pendant de brefs intervalles sur le même canal de communication. Un type de système de communication à plusieurs accès est le système à spectre de propagation. Dans un système à spectre de propagation, on utilise une technique de modulation selon laquelle un signal d'émetteur est réparti sur une large bande de fréquence dans le canal de communication. La bande de fréquences est bien plus large que la largeur de bande minimum requise pour émettre l'information envoyée. Un signal de voix peut être envoyé, par exemple, selon une modulation d'amplitude (AM) dans une largeur de bande de seulement deux fois celle de l'information elle-même. D'autres formes de modulation comme une modulation de fréquence (FM) à faible écart ou une modulation d'amplitude (AM) à bande secondaire unique, permettent, de même, la transmission d'une information dans une largeur de bande comparable à celle de l'information elle-même. Cependant, dans un système à spectre de propagation, le signal de bande de base de modulation (par ex. un canal de voix) avec une largeur de bande de seulement quelques Hz sera transformé en un signal occupant et étant émis sur une bande de fréquences pouvant avoir une largeur de plusieurs MHz. Cela est obtenu par modulation du signal à transmettre avec l'information à envoyer et avec un signal de codage de large bande. On connaît trois type généraux de techniques de communication à spectre de propagation comprenant La Séquence Directe La modulation d'une porteuse à l'aide d'une séquence de code numérique dont la cadence binaire est bien plus élevée que la largeur de bande du signal d'information. Un tel système est référencé comme système modulé par "séquence directe". Le Saut en Fréquence Le décalage en fréquence de porteuse par incréments discrets selon une configuration dictée par une séquence de codage. Ces systèmes sont appelés "systèmes à saut en fréquence". Les sauts d'émetteur de fréquence en fréquence ont lieu selon un certain ordre prédéterminé; l'ordre d'utilisation de fréquence est déterminé par une séquence de codage. De même, un "saut dans le temps" et un "saut en fréquence dans le temps" présentent des temps de transmission qui sont régulés par une séquence de codage. La Modulation par Impulsion Une modulation de fréquence (FM) à impulsion ou modulation "par impulsion" selon laquelle une porteuse est déplacée sur une large bande pendant un intervalle d'impulsion donné. Une information (c'est-à-dire le signal de message) peut être incorporée dans le signal à spectre de propagation selon plusieurs procédés. Un procédé consiste à ajouter l'information au code de propagation avant d'être utilisée pour le modulation de propagation. Cette technique peut être utilisée dans des systèmes à séquence directe et à saut en fréquence. On remarquera que 1' information envoyée peut prendre une forme numérique avant d'être ajoutée au code de propagation car la combinaison du code de propagation et de l'information, de façon usuelle un code binaire, implique une addition modulo 2. En option, l'information ou le signal de message peut être utilisée pour moduler une porteuse avant sa propagation. Alors, un système à spectre de propagation doit présenter deux propriétés 1) la largeur de bande transmise doit être bien plus grande que la largeur de bande ou la cadence de l'information envoyée; et 2) une certaine fonction différente de l'information envoyée est utilisée pour déterminer la largeur de bande de canal modulé résultante. Les systèmes de communication à spectre de propagation peuvent être des systèmes de communication à plusieurs accès. Un type de système à spectre de propagation à plusieurs accès est le système à multiple accès à division par code (CDM). Dans un système à multiple accès à division par code (CDMA), une communication entre deux unités de communication est effectuée par propagation de chaque signal transmis sur la bande de fréquences du canal de communication avec un seul code de propagation d'utilisateur. Par conséquent, les signaux transmis sont dans la même bande de fréquences du canal de communication et ne sont séparés que par les codes uniques de propagation d'utilisateur. Ces codes uniques de propagation d'utilisateur sont de préférence normaux de telle façon que la corrélation croisée entre les codes de propagation soit pratiquement nulle. Les systèmes à multiple accès à division par code (CDMA) peuvent utiliser des techniques de propagation à séquence directe ou à saut en fréquence. Des signaux particuliers transmis peuvent être extraits du canal de communication par regroupement d'une seule représentation de la somme des signaux dans le canal de communication à l'aide d'un code de propagation d'utilisateur lié au code particulier de propagation d'utilisateur de telle façon que seule le signal désiré d'utilisateur concernant le code particulier de propagation soit renforcé tandis que les autres signaux pour tous les autres utilisateurs ne sont pas renforcés. L'homme de l'art remarquera que de nombreux codes différents de propagation existent, pouvant être utilisés pour séparer des signaux de données l'un de l'autre dans un système de communication à multiple accès à division par code (CDMA). Ces codes de propagation comprennent sans y être limités les codes de pseudo-bruit (PN) et les codes de Walsh. Un code de Walsh correspond à une seule rangée ou colonne de la matrice de Badamard. Par exemple, dans un système à multiple accès à division par code (COMA) à spectre de propagation de 64 canaux, on peut sélectionner des codes de Walsh particuliers normaux à partir de l'ensemble des 64 codes de Walsh dans une matrice de Hadamard de 64 par 64. De même, un signal particulier de données peut être séparé des autres signaux de données à l'aide d'un code de Walsh particulier pour propager le signal particulier de données. De plus, l'homme de l'art remarquera que l'on peut utiliser des codes de propagation pour coder sur canal les signaux de données. Les signaux de données sont codés sur canal afin d'améliorer les performances du système de communication en permettant aux signaux transmis de mieux supporter les effets de diverses affectations du canal, comme le bruit, l'atténuation et le brouillage. De façon usuelle, le codage sur canal réduit la probabilité d'erreur binaire et/ou réduit l'énergie par bit par densité de bruit (Eb/No) afin de récupérer le signal au prix d'une expansion supplémentaire de la largeur de bande qui serait autrement requise pour transmettre le signal de données. Par exemple, on peut utiliser des codes de Walsh pour coder sur canal un signal de données avant la modulation du signal de données pour une transmission suivante. Une transmission usuelle à spectre de propagation comprend l'expansion de la largeur de bande d'un signal d'information, la transmission du signal expansé et le récupération du signal d'information désiré par remappage du spectre reçu de propagation en largeur de bande du signal d'information d'origine. La série de transformations de largeur de bande utilisées dans la transmission à spectre de propagation permet au système de communication de délivrer un signal relativement exempt d'erreur dans un environnement ou canal de communication sans bruit. La qualité de récupération du signal d'information transmis à partir du canal de communication est mesurée par la cadence d'erreur (c'està-dire le nombre d'erreurs dans la récupération du signal transmis sur un intervalle de temps particulier ou un intervalle binaire reçu) pour une certaine énergie par bit par densité de bruit (Eb/No) Tandis que le taux d'erreur augmente, la qualité du signal reçu par le récepteur diminue. Par conséquent, les systèmes de communication sont de façon usuelle conçues pour limiter le taux d'erreur à une limite supérieure ou maximum de façon à limiter la diminution de qualité du signal reçu. Dans les systèmes de communication à multiple accès à division par code (CDMA) à spectre de propagation, le taux d erreur est lié au niveau d interférence de bruit dans le canal de communication qui est directement lié au nombre d'utilisateur simultanés et divisés par code dans le canal de communication. Alors, de façon à limiter le taux maximum d'erreur, le nombre d'utilisateur simultané divisés par code dans le canal de communication est limité. Cependant, le taux d'erreur peut être réduit à l'aide d'un schéma de codage de canal. Par conséquent, à l'aide de schémas de codage de canal, le nombre d'utilisateurs simultanés dans un canal de communication peut être augmenté tout en maintenant la méme limite maximum de taux d'erreur. De façon fondamentale, pour obtenir les caractéristiques améliorées inhérentes à l'utilisation des codes normaux de propagation, que ce soit un code de Walsh ou un code de pseudo-bruit (PN), l'émetteur du système doit mapper les symboles entrelacés de données en codes correspondant de propagation. Le I,démappagef de ces signaux codés sera alors effectué par le récepteur de corrélation du système dont la sortie est une onde métrique de décision provisoire qui est alors fournie à un décodeur pour décodage. Alors, c'est la précision de cette onde métrique de décision provisoire qui détermine finalement la précision et la sensibilité du récepteur. Ces systèmes de l'art antérieur déterminent souvent une onde métrique de décision provisoire pour chaque bit codé sans prendre en considération les dépendances parmi ces ondes métriques. La Figure 1 illustre un tel système. De façon spécifique, la Figure 1 illustre un système de communication de l'art antérieur dans lequel un signal d'information numérique 110 est codé par permutation circulaire 112, entrelacé 116 et codé de façon normale 120. Dans, par exemple, un codage normal de rang 64, les symboles de données entrelacées 116 sont groupés en ensembles de six afin de sélectionner un code parmi les 64 codes normaux pour représenter l'ensemble des six symboles de données. Ces 64 codes normaux correspondent de préférence à des codes de Walsh dans une matrice de Hadamard de 64 par 64 dans laquelle un code de Walsh est une seule rangée ou colonne de la matrice. Le codeur orthogonal 120 génère une séquence de codes de Walsh 122 correspondant aux symboles de données entrelacées 116. La séquence de codes de Walsh 122 est convertie vers le haut 124 et transmise 128, 129. Ce signal à spectre de propagation codé de façon normale 130 est alors reçu sur l'antenne de réception 131 à une certaine distance. Un traitement de front avant est effectué en 132 sur le signal à spectre de propagation codé de façon normale 130 avant la démodulation 136 où le signal est cassé dans sa composante en phase 140A et sa composante en quadrature 138A d'échantillons numériques. Les deux composantes 138A, 140A des échantillons numériques sont alors groupées en groupes de longueur prédéterminée (par ex. des groupes de longueur de 64 échantillons) de signaux échantillonnés qui sont fournis, de façon indépendante, aux décodeurs normaux sous la forme de transformateurs rapides de Hadamard 142, 144, décodeur fournissant une pluralité de signaux de sortie de transformateur (par ex. lorsqu'on entre des groupes de longueur de 64 échantillons, alors 64 signaux de sortie de transformateur sont générés) . Les signaux de sortie sont élevés au carré 148, 158 et ajoutés 162A. De plus, chaque sortie de transformateur possède un symbole associé de données d'index indiquant à quel code normal particulier provenant d'un ensemble de codes normaux correspond le signal de sortie de transformateur (par ex. lorsque des groupes de longueur de 64 échantillons sont entrés, alors un symbole de données d'index de longueur de 6 bits peut être associé au signal de sortie de transformateur pour indiquer le code normal particulier de longueur de 64 bits auquel correspond le signal de sortie de transformateur). Ensuite, chaque signal de sortie de transformateur dans les groupes de signaux de sortie de transformateur 160 et 166 est élevé au carré par les mécanismes d'élévation au carré de sortie de transformateur 148 et 150 respectifs. Ensuite, un groupe de valeurs d'énergie 156A, ., 156N est généré (par ex. lorsque 64 signaux de sortie de transformateur sont générés) par le mécanisme d'addition 152 qui ajoute chaque paire de signaux de sortie de transformateur au carré 150, 154 (c'est-à-dire un parmi chacun des mécanismes d'élévation au carré de sortie de transformateur 148 et 158) ayant des symboles associés de données d'index indiquant que les signaux de sortie de transformateur correspondent au même code normal. Les valeurs d'énergie avec le même index dans chaque groupe du résultat résultant 156A à partir de chaque récepteur en peigne 156A, ., 156N seront alors ajoutées en 164 pour constituer un groupe de valeurs d'énergie ajoutées 166. La valeur d'énergie avec l'index i dans un groupe de valeurs d'énergie ajoutées 166 correspond à une mesure d'assurance que le groupe des signaux échantillonnés générant ce groupe de valeurs d'énergie ajoutées 166 correspond au iième symbole de Walsh. Le groupe de valeurs d'énergie ajoutées 166 avec les index associés sera alors envoyé dans un générateur métrique à double maximum 168 où une seule onde métrique pour chaque bit codé de données est ainsi déterminée produisant un seul ensemble de données de décision provisoire cumulées 170. Les données de décision provisoire cumulées 170 sont alors désentrelacées en 172 avant le décodage final de probabilité maximum 176. Comme établi ci-dessus, la détermination d'onde métrique de décision provisoire effectuée, dans ce cas, dans le générateur métrique à double maximum 168 joue un grand rôle dans la détermination de la sensibilité du récepteur. Afin d'apprécier pleinement les améliorations apportées à l'art antérieur, une description détaillée supplémentaire du processus de décodage et de façon spécifique, le processus de décision provisoire de l'art antérieur est garanti. Le générateur métrique à double maximum 168 reçoit un groupe de valeurs d'énergie ajoutées 166 avec les index associés de symbole du moyen de sommation 164. Tout d'abord, le générateur métrique à double maximum 168 recherche l'ensemble des données pour l'énergie de l'index de symbole ayant l'énergie maximum de tous les symboles ayant un "0" comme premier élément numérique de l'équivalent binaire de l'index de symbole. Ensuite, le générateur métrique à double maximum 168 recherchera l'ensemble des données pour l'énergie de l'index de symbole ayant l'énergie maximum de tous les symboles ayant un "1" comme premier élément numérique de l'équivalent binaire de l'index de symbole. Le générateur métrique à double maximum 168 prend alors la différence entre ces deux valeurs d'énergie, formant une valeur de différence quantifiée à signe qui est alors envoyée au moyen de désentrelacement comme données de décision provisoire cumulées 170. Par conséquent, le générateur métrique à double maximum 168 calcule une onde métrique de décision provisoire sur une base de bit codé à bit codé sans tenir compte de la dépendance des bits codés. Le générateur métrique à double maximum 168 répète alors ces opérations pour les autres éléments numériques de l'index de symbole, créant alors une valeur de décision provisoire pour chaque élément numérique de l'index de symbole. On peut obtenir des améliorations de la sensibilité de récepteur en redéfinissant le moyen selon lequel l'onde métrique de décision provisoire est déterminée en prenant en compte de telles interdépendances de bits. Alors, on recherche un décodeur améliorant le procédé d'estimation de canal pour obtenir une augmentation correspondante des capacités d'utilisateur des systèmes de communication. La Figure 1 illustre, de façon globale, un synoptique d'un système de communication de l'art antérieur utilisant des codes normaux de propagation et un décodage métrique à double maximum; la Figure 2 illustre, de façon globale, un synoptique d'un mode de mise en oeuvre préféré d'un système de communication utilisant des codes normaux de propagation et un décodage métrique à condition selon l'invention; la Figure 3 illustre, de façon globale, un décodeur de Probabilité Conditionnelle Maximum (MCL) selon l'invention; la Figure 4 illustre, de façon globale, une représentation d'une matrice dans laquelle sont stockées des valeurs désentrelacées de probabilité de cession; et la Figure 5 illustre, de façon globale, une arborescence d'onde métrique de décision provisoire conditionnelle selon l'invention. De façon globale, un décodeur mis en oeuvre dans un récepteur d'un système de communication non câblé utilise un procédé et un dispositif améliorés pour le décodage d'un signal codé. Le récepteur ajoute les valeurs d'énergie à partir d'une pluralité de doigts pour produire une valeur d'énergie ajoutée. A partir de la valeur d'énergie ajoutée, un ensemble de valeurs de probabilité de cession sont générées à l'aide d'un générateur de fonction non linéaire avant d'être désentrelacées par un moyen de désentrelacement. Les valeurs désentrelacées sont entrées dans le décodeur qui estime le signal d'origine en incorporant les historiques de circuit des bits dans l'estimation des bits attenants suivants. L'utilisation des historiques de circuit des bits améliore les estimations du signal d'origine, ce qui se traduit en une augmentation de la sensibilité du récepteur. De façon plus spécifique, un récepteur met en oeuvre un décodeur pour le décodage d'un signal codé, le signal codé ayant subi un entrelacement par un émetteur. Afin d'effectuer le décodage amélioré, le signal codé est tout d'abord reçu par le récepteur puis divisé dans ses composantes en phase et en quadrature. Alors, les valeurs d'énergie pour chacune des composantes en phase et en quadrature sont générées, élevées au carré et ajoutées pour produire une valeur d'énergie composite. Ensuite, la valeur d'énergie composite est ajoutée à une autre valeur d'énergie composite pour produire un groupe de valeurs d'énergie ajoutées et un ensemble de valeurs de probabilité de cession sont générées à partir du groupe des valeurs d'énergie ajoutées. L'ensemble des valeurs de probabilité de cession sont désentrelacées, un ensemble d'ondes métriques de décision provisoire de condition à partir de l'ensemble de valeur de probabilité de cession sont générées et une onde métrique binaire à partir de l'ensemble d'ondes métriques de décision provisoire de condition est générée sur la base d'une valeur fixe de symbole codée. Dans le mode de mise en oeuvre préféré, le récepteur est un récepteur en peigne qui est soit cohérent, non cohérent ou quasi-cohérent. La division du signal codé dans ses composantes en phase et en quadrature est effectuée à l'aide d'une Transformée Rapide de Hadamard (FHT) tandis que l'ensemble des valeurs de probabilité de cession sont générées par application d'une fonction non linéaire au groupe de valeurs d'énergie ajoutées. La fonction non linéaire est une fonction de Bessel modifiée d'ordre 0 pour un canal statique ou une fonction de nullité pour un canal d'atténuation de Rayleigh. La taille de l'ensemble des ondes métriques de décision provisoire de condition dépend de l'endroit où se trouve un bit particulier en question dans un index de symbole de Walsh. De même, dans le mode de mise en oeuvre préféré, le décodeur amélioré génère une onde métrique de dérivation à partir de l'onde métrique binaire, calcule une onde métrique de circuit à partir de l'onde métrique de dérivation et estime le signal à partir de l'onde métrique de circuit. Alors, le décodeur génère des données d'historique de décision de circuit à partir de l'onde métrique de circuit et génère une valeur de symbole codé en fixe à partir des données d'historique de décision de circuit. Dans le mode de mise en oeuvre préféré, l'onde métrique de circuit est constituée d'une onde métrique de dérivation restante à partir d'une pluralité d'ondes métriques de dérivation et la génération de la valeur de symbole codé en fixe est obtenue par codage par permutation circulaire des données d'historique de décision de circuit. Les valeurs de symbole codé en fixe sont alors utilisées pour constituer une représentation codée par permutation circulaire de l'historique de circuit, améliorant ainsi la probabilité selon laquelle le générateur d'onde métrique binaire sélectionnera une onde métrique binaire correcte à partir de l'ensemble des ondes métriques de décision provisoire de condition. La Figure 2 illustre, de façon globale, un synoptique d'un mode de mise en oeuvre préféré d'un système de communication utilisant des codes normaux de propagation et un décodage d'onde métrique de condition selon l'invention. On remarquera que ce mode de mise en oeuvre est conçu pour fonctionner dans le contexte de la liaison inverse définie par le Standard Provisoire (IS) 95. Pour plus d'information sur (IS) 95, voir TIA/EIA/IS95, Standard de Compatibilité de Poste Mobile avec Poste de Base pour Système - Cellulaire à Spectre de Propagation, Large bande et Double Sfode de Juillet 1993, incorporé dans notre cas en référence. Néanmoins, on envisage que l'invention revendiquée puisse être utilisée pour décoder tout signal codé, de façon numérique, comme ceux décrits dans les conditions de Poste Mobile Spécial de Groupe (systèmes européens de communication TDMA), des Standards de Système Personnel de Communication (PCS) et du Standard Provisoire 54 (systèmes de communication TDAH des U.S.). Sur la Figure 2, l'émetteur 118, le récepteur de partie avant 132, la démodulation 136 et le moyen de groupage orthogonal 162 du signal reçu sont similaires à ceux du système de communication de l'art antérieur illustré sur la Figure 1. La différence importante assurant la sensibilité accrue du récepteur réside dans la génération d'onde métrique de décision provisoire survenant dans le décodeur de probabilité maximum 180 après la sommation de tous les signaux à partir des dérivations individuelles du récepteur par le moyen de sommation 164. Dans le mode de mise en oeuvre préféré, le récepteur est un récepteur en peigne dont le fonctionnement global est bien connu dans le domaine de l'art. De façon spécifique, la Figure 2 illustre les groupes de valeurs d'énergie 156A, ..., 156N générées par les dents individuelles du récepteur en peigne alimentant un moyen de sommation 164. Le moyen de sommation 164 ajoute chacune des valeurs d'énergie 156A, ., 156N au même index pour produire un groupe de valeurs d'énergie ajoutées 166. Chacune des valeurs (par ex. la valeur d'index i) dans un groupe de valeurs d'énergie ajoutées 166 est transformée à l'aide d'un transformateur à fonction non linéaire 205 qui calcule la valeur de probabilité de cession du groupe des signaux échantillonnés correspondant à chacune des valeurs de symbole de Walsh (par ex. le iième symbole de Walsh). En général, la caractéristique du transformateur à fonction non linéaire 205 est une fonction non linéaire. Par exemple, pour un canal statique, c'est la fonction modifiée de Bessel d'ordre zéro Io(x). Cependant, lorsque le canal est un canal d'atténuation de Rayleigh, la valeur de probabilité de cession 207 est simplement la valeur d'énergie elle-même. Dans un tel cas, aucune transformation n'est requise. Le résultat de la transformation à fonction non linéaire 205 est un ensemble de valeurs de probabilité de cession 207. A l'aide d'un signal transmis sur la liaison inverse (poste mobile vers poste de base) comme défini par IS-95 comme exemple, le signal reçu par le poste de base est décodé pour chaque trame de données, chaque trame étant constituée de 96 ensembles de valeurs de probabilité de cession 207. Ces ensembles sont alors dirigés vers le moyen de désentrelacement 210. La fonction du moyen de désentrelacement 210 est de désentrelacer les ensembles de valeurs de probabilité de cession 207 pour le décodage des symboles de données qui ont été entrelacés lors du processus de codage. De façon spécifique, les 96 ensembles de valeurs de probabilité de cession 207 sont organisés sous la forme d'une matrice présentant 3 colonnes et 32 rangées, comme illustré sur la Figure 4. Chaque élément de la matrice est un groupe de valeurs de probabilité de cession 207. Les ensembles désentrelacés 213 des valeurs de probabilité de cession 207 sont alors envoyés dans le décodeur métrique de condition 215 selon l'invention. C'est dans le décodeur métrique de condition 215 que l'étape de génération d'onde métrique de décision provisoire survient, et sera mieux décrite en référence au synoptique de la Figure 3. La Figure 3 illustre, de façon globale, un décodeur de Probabilité de Condition Maximum (MCL) 215 selon l'invention. Comme établi ci-dessus, l'ensemble désentrelacé des ensembles désentrelacés 213 sont fournies au décodeur de Prob à partir de l'ensemble des valeurs de décision provisoire de condition 313 sur la base dune valeur de symbole codée en fixe 338 (qui sera décrite par la suite). L'onde métrique binaire 318 sélectionnée par le générateur métrique binaire 315 est dirigée vers un calculateur métrique de dérivation 320 qui génère une onde métrique de dérivation 323 à partir de l'onde métrique binaire 318. Dans le mode de mise en oeuvre préféré, l'onde métrique de dérivation 323 est constituée de trois onde métrique binaire 318. Par la suite, l'onde métrique de dérivation 323 est couplée à un calculateur métrique 325 qui maintient une valeur d'onde métrique de circuit pour chaque état de décodeur. Le calculateur métrique 325 utilise les ondes métriques de dérivation 323 pour générer des données de décision de circuit 327. Les données de décision de circuit 327 passent dans un calculateur en treillis 330 qui conserve un historique des données de décision de circuit pour chaque état de décodeur. A partir de cet historique, le calculateur en treillis 330 détermine un signal estimé de données d'origine 178 du signal d'information numérique 110. En référence à présent à la Figure 2, le moyen de désentrelacement 210 reçoit des groupes de valeurs de probabilité de cession 207 à partir du transformateur à fonction non linéaire 205 et les stocke dans une configuration de mémoire 400, comme illustré sur la Figure 4. Chaque groupe de valeurs de probabilité de cession 207 est reçu à partir du transformateur à fonction non linéaire 205 et est stocké dans un des éléments de configuration de mémoire Mi. Le premier groupe de valeurs de probabilité de cession 207 reçu pour une trame de données est stocké dans l'élément de configuration de mémoire M1l. Le groupe suivant est stocké dans l'élément de configuration de mémoire M12 et le troisième dans l'élément de configuration de mémoire M13. Lorsque le moyen de désentrelacement 210 reçoit le quatrième groupe de valeurs de probabilité de cession 207, un pointeur dans la configuration de mémoire 400 descend d'une rangée et stocke ce groupe dans l'élément de configuration de mémoire M2,1. Le moyen de désentrelacement 210 continue la réception des groupes de données et les stocke, de façon séquentielle, en colonnes et en rangées vers le bas jusqu'au remplissage de l'élément de configuration de mémoire M323 de la configuration de mémoire 400. A ce stade, tous les 96 éléments de la configuration de mémoire 400 sont remplis et le moyen de désentrelacement 210 commence, à présent, à fournir le matrice des données au décodeur MCL 215. Le processus de désentrelacement est décrit cidessous et de plus, dans une description ultérieure du processus de génération d'onde métrique binaire. Tout d'abord, le moyen de désentrelacement 210 extrait des données de la configuration de mémoire 400 comme requis par le décodeur MCL 215. Le moyen de désentrelacement 210 extrait, tout d'abord, l'ensemble des valeurs de probabilité de cession 213 dans l'élément de configuration de mémoire M1l de la configuration de mémoire 400 et fournit les valeurs de probabilité de cession 213 au générateur de données de décision provisoire de condition 310. L'élément suivant extrait est l'élément de configuration de mémoire M2.1 puis M31, en descendant la rangée jusqu'à ce que les valeurs de probabilité de cession contenues dans tous les éléments de la première colonne soient fournies au générateur de données de décision provisoire de condition 310. Chaque fois que le moyen de désentrelacement 210 fournit au générateur de données de décision provisoire de condition 310 un ensemble de valeurs de probabilité de cession 213, le générateur de données de décision provisoire de condition 310 calcule un ensemble de valeurs de décision provisoire de condition 313 pour un des bits dans l'index de symbole de Walsh de six bits. Le moyen de désentrelacement 210 fournit par conséquent la première colonne de données au générateur de données de décision provisoire de condition 310 six fois au total par élément, une fois pour chaque bit dans l'index de symbole de Walsh. Le moyen de désentrelacement 210 passe alors à la seconde colonne de la configuration de mémoire 400 et extrait l'ensemble des valeurs de probabilité de cession 213 contenues dans l'élément de configuration de mémoire M12, fournissant ces valeurs de probabilité de cession 213 au générateur de données de décision provisoire de condition 310. il envoie alors les valeurs de probabilité de cession 213 contenues dans l'élément de configuration de mémoire M22 puis M3,2, poursuivant vers le bas les rangées jusqu'à ce que tous les éléments de la seconde colonne de la configuration de mémoire 400 soient fournis au générateur de données de décision provisoire de condition 310. Comme pour la première colonne, le moyen de désentrelacement 210 répète cette opération pour la seconde colonne cinq autre fois par élément. Le moyen de désentrelacement 210 répète alors l'opération pour la troisième colonne, fournissant les données contenues dans la troisième colonne de la configuration de mémoire 400 six fois au total par élément au générateur de données de décision provisoire de condition 310. De façon à mieux décrire la génération des ondes métriques de décision provisoire de condition, on fait référence à la Figure 5. Pour le premier bit dans l'équivalent binaire de l'index de symbole de Walsh, deux éléments de configuration de mémoire Moo et Mlo sont générées, ce qui est similaire au résultat du générateur métrique à double maximum 168 décrit en référence à l'art antérieur de la Figure 1. Comme dans le générateur métrique à double maximum 168, le générateur de données de décision provisoire de condition 310 recherche la valeur de probabilité de cession 213 de l'index de symbole de Walsh présentant la valeur d'énergie maximum, désignée par mOO pour toutes les valeurs de probabilité de cession ayant un "0" comme premier bit de l'index de symbole. Ensuite, le générateur de données de décision provisoire de condition 310 recherchera la valeur de probabilité de cession 213 de l'index de symbole ayant la valeur d'énergie maximum désignée par m10 pour toutes les valeurs de probabilité de cession 213 ayant un "1" comme premier bit de l'index de symbole. Si l'énergie de Mo(O) > M(O), Ml(O) sera établi sur Ml(O) - Mo(O) tandis que Mb(O) sera à 0. La différence entre le générateur d'onde métrique de décision provisoire de condition et le générateur métrique à double maximum 168 est mise en valeur lors du calcul des ondes métriques associées aux second et bits suivants de 1' index de symbole de Walsh. Considérons ensuite le second bit dans l'équivalent binaire de l'index de symbole de Walsh. Dans ce cas, quatre 313 seront générées, en fait les ondes métriques de décision provisoire de condition du premier index de symbole de Walsh dont le premier bit et le second bit sont 00, 01, 10 et 1 désignés par M,(1), M2(1), M1 (1) et M3(1). Pour déterminer les éléments de configuration de mémoire M,3l et M21, le générateur de données de décision provisoire de condition 310 recherche tout d'abord l'énergie de l'index de symbole de Walsh ayant l'énergie maximum de toutes les valeurs de probabilité de cession 213 ayant 00 comme premier et second bits d'index. Ensuite, le générateur de données de décision provisoire de condition 310 recherchera l'énergie de l'index de symbole de Walsh ayant l'énergie maximum de toutes les valeurs de probabilité de cession 213 ayant 01 comme premier et second bit d'index. Si Mu(1) > M2(1), M2(1) est pris égal à M2(1 > - Mo(1), après quoi Mo(1) est mis à 0. Dans les autres cas, Mu(1) est pris égal à mu(1) - M2(1), après quoi M2(1) est mis à O. Les ondes métriques de décision provisoire de condition M1,1 et M3,1 sont déterminées de la même façon. Alors, pour le second bit de l'index de symbole de Walsh, on aura quatre ondes métriques de décision provisoire de condition, par opposition aux deux ondes métriques de décision provisoire générées par le générateur métrique à double maximum 168 de l'art antérieur. Ce même processus a lieu pour le reste des bits de l'index de symbole de Walsh où si c'est le iième des six bits de l'index de symbole de Walsh, il y aura 2i ondes métriques de décision provisoire de condition. Par conséquent, selon l'IS-95 où l'index de symbole de Walsh a une longueur de six bits, il y aura au total 126 ondes métriques de décision provisoire de condition générées. Cependant, comme la moitié de ces valeurs seront nulles, seules 63 ondes métriques de décision provisoire de condition qui sont toutes des nombres négatifs ont besoin d'être stockées. Le procédé préféré de réduction du nombre d'ondes métriques de décision provisoire de condition à stocker est le suivant. Tout d'abord, on soustrait l'énergie maximum de ces symboles de Walsh dont les index correspondent à celui de l'onde métrique de condition générée et dont le bit courant est un 1 pour l'énergie maximum des symboles de Walsh dont les index correspondent à celui de l'onde métrique de condition générée et dont le bit courant est un O (par ex. M,i à M2,1) . Le résultat est une valeur métrique de condition à un seul signe. A présent, pour générer la valeur métrique binaire 318 à partir de la valeur métrique de condition signée, une des valeurs de décision provisoire de condition 313 est tout d'abord choisie par le générateur métrique binaire 315. Si le bit attendu est un 1 pour l'état de décodeur en question, le calculateur métrique de dérivation 320 change le signe de la valeur métrique binaire 318 et dans les autres cas, la valeur métrique binaire 318 reste inchangée. Ensuite, le calculateur métrique de dérivation 320 initialise la valeur à O si la valeur est positive et la laisse inchangée si elle est négative. Trois de ces valeurs sont alors ajoutées pour obtenir la valeur métrique de dérivation 323 pour la transition de décodeur en question. Remarquons que cela est équivalent d'un point de vue mathématique à la génération de toutes les 126 ondes métriques de décision provisoire de condition comme décrit ci-dessus, et à la sommation de ces trois pour obtenir une onde métrique de dérivation 323. De plus, pour économiser la mémoire et réduire la complexité des calculs, seule la N supérieure des valeurs de probabilité de cession 213 a besoin d'être recherchée au lieu de toutes les valeurs d'un ensemble où N = 4 ou 8 dans le mode de mise en oeuvre préféré. Par conséquent, si seule la N supérieure des valeurs de probabilité de cession 213 est recherchée au plus seules les N valeurs métriques de décision provisoire de condition 313 non nulles ont besoin d'être stockées pour chaque bit dans l'index de symbole de Walsh. Considérons, à présent, la façon de déterminer l'onde métrique binaire 318 pour former l'onde métrique de dérivation 323 d'une transition particulière d'état de décodeur. Le décodeur de Probabilité de Condition Maximum (MCL) 215 commence par l'ensemble des valeurs de décision provisoire de condition 313 calculées pour le premier bit de l'index de Walsh. Cet ensemble particulier de valeurs de décision provisoire de condition 313 sont celles dérivées des valeurs de probabilité de cession 207 stockées dans l'élément gauche supérieur de la configuration de mémoire 400, désigné par Mil. En général, on remarquera l'élément situé sur la ième rangée et la j sème colonne de la configuration de mémoire 400 par Ml. Lors de la création d'une onde métrique binaire 318 pour le premier bit de l'index de symbole de Walsh, l'onde métrique binaire pour le bit à O ou à 1 est simplement égale à la valeur de décision provisoire de condition 313 pour ce premier bit. Après la génération de l'onde binaire pour le premier bit de l'index de symbole de Walsh à partir de l'ensemble de valeurs de décision provisoire de condition 313 dérivées du groupe de valeurs de probabilité de cession stockées dans l'élément ME1, le générateur métrique binaire 315 génère l'onde métrique binaire pour le premier bit de l'index de symbole de Walsh à partir de l'ensemble des valeurs de décision provisoire de condition 313 dérivées des valeurs de probabilité de cession dans Mz qui est une rangée en dessous de l'élément précédent de la configuration de mémoire 400. Ce processus se poursuit jusqu'à ce que toutes les ondes métriques binaires soient générées à partir des ensembles des valeurs de décision provisoire de condition 313 calculées pour le premier bit des index de symbole de Walsh. Ensuite, le générateur métrique binaire 315 génère l'onde métrique binaire pour le second bit des index de Walsh. il commence par l'élément de configuration de mémoire Mll. Pour le second bit de l'index, le décodeur doit extraire l'historique stocké du circuit de l'état duquel commence la dérivation puis il doit recoder les bits corrects de l'historique de circuit pour déterminer la valeur (O ou 1) du premier bit de l'index du symbole de Walsh. En considérant que la valeur du premier bit recodé est un O, les valeurs de décision provisoire de condition 313 de Mo(l) ou M2 (1) seront respectivement utilisées comme l'onde métrique binaire 318 pour le second bit à O ou à 1. Dans les autres cas, si le premier bit est à 1, les valeurs de décision provisoire de condition 313 de M1 (1) ou M3(1) seront utilisées. Ce processus se poursuit jusqu'à ce que les ondes métriques binaires soient générées pour le second bit de l'index de symbole de Walsh à partir de l'ensemble des valeurs de décision provisoire de condition 313 calculées à partir des valeurs de probabilité de cession contenues dans 1 'élément de configuration de mémoire Mn,l- Alors, le générateur métrique binaire 315 génère les ondes métriques binaires 318 pour le troisième bit de l'index de Walsh à partir de l'ensemble des valeurs de décision provisoire de condition 313 dérivées des valeurs de probabilité de cession stockées dans l'élément de configuration de mémoire M 11. Pour le troisième bit zen de 1'index de symbole de Walsh, huit valeurs métriques binaires sont possibles selon les premier et second bits recodés le long du circuit de retour et ainsi de suite pour la génération métrique binaire pour les quatrième, cinquième et sixième bits dans les indices de symbole de Walsh. La génération métrique binaire commence toujours par la première rangée et descend jusqu'à atteindre la 32ième rangée de la première colonne. Après la génération de toutes les ondes métriques binaires pour les six bits des 32 index de Walsh de la première colonne, le générateur métrique binaire 315 génère les ondes métriques binaires à partir des ensembles des valeurs de décision provisoire de condition 313 calculées à partir des valeurs de probabilité de cession stockées dans la seconde colonne de la configuration de mémoire 400. Comme pour la première colonne, le générateur métrique binaire 315 génère les ondes métriques binaires des premier bits dans les éléments de configuration de mémoire M12 à M322 puis le second bit, le troisième bit jusqu'au sixième bit dans ces éléments sont générés. La génération métrique binaire pour la troisième colonne des ondes métriques est la même que celle pour les deux premières colonnes en passant six fois par M 1,3 à M32,3. Considérons à présent le traitement de ces ondes métriques binaires par le décodeur MCL 215. Le décodeur MCL 215 utilise un groupe de valeurs métriques binaires 318 pour former un ensemble d'ondes métriques de dérivation 323 pour une utilisation dans chaque état particulier du décodeur MCL 215. Le nombre de valeurs métriques binaires 318 dans le groupe utilisé pour former chaque ensemble d'ondes métriques de dérivation 323 correspond au nombre de symboles de données 114 sur la sortie du codeur à permutation circulaire 112 générée à partir de chaque signal d'information numérique 110. Par exemple, lorsqu'on utilise un codeur à permutation circulaire 112 à 1/3 dans l'émetteur, trois symboles de données 114 sont générés à partir de chaque signal d'information numérique 110. Alors, le calculateur métrique de dérivation 320 utilise les groupes de trois valeurs métriques binaires 318 pour former des ondes métriques de dérivation 323 pour chaque état dans le temps du décodeur MCL 215. Le calculateur métrique de dérivation 320 produit une onde métrique de dérivation 323 pour chaque transition d'un état de décodeur à un autre. Chaque onde métrique de dérivation 323 est la somme des valeurs métriques binaires 318. Comme dans un décodeur de Viterbi usuel, le décodeur MCL 215 présente 2K-1 états où K est la longueur de contrainte du codeur à permutation circulaire 112. Le calculateur métrique 325 stocke 2K-1 ondes métriques de circuit, c'est-à-dire une onde métrique par état. Le calculateur métrique 325 reçoit une onde métrique de dérivation 323 à partir du calculateur métrique de dérivation 320 pour chacune des 2K transitions à partir d'un état courant de décodeur vers l'état suivant de décodeur. Pour chaque état de décodeur, on ajoute deux ondes métriques de dérivation à l'onde métrique du circuit pour cet état pour former un total de 2K ondes métriques cumulées. On trouvera deux telles ondes métriques cumulées incorporées dans chacun des 2R-1 états suivants de décodeur. La plus grande des deux ondes métriques cumulées survit et devient la nouvelle onde métrique de circuit de cet état tandis que la plus petite est détruite. Les données de décision de circuit 327 sont envoyées au calculateur en treillis 330 pour indiquer lequel de ces deux circuits dans l'état suivant de décodeur est le circuit existant. Le calculateur en treillis 330 reçoit les données de décision de circuit 327 à partir du calculateur métrique 325 et stocke cette information en mémoire. Le calculateur en treillis 330 maintient une configuration de mémoire de ces données de décision de circuit 327, chaque élément de la configuration contenant des données d'historique de décision de circuit pour son état respectif de décodeur. L'homme de l'art sait que le calculateur en treillis 330 peut conserver soit une configuration de données de transition de circuit, soit une configuration de données d'information correspondant à chaque circuit. Dans le mode de mise en oeuvre préféré, le calculateur en treillis 330 conserve une configuration de données d'information et ainsi, n'a pas besoin de remonter le circuit de façon à obtenir les données d'information correspondant à ce circuit. Comme le codeur à permutation circulaire 335 doit recoder les données d'information correspondant au circuit existant pour chaque état de décodeur, cette mise en oeuvre évite les opérations de retour prenant du temps. Les données de décision de circuit 327 sont constituées d'un seul bit d'information pour chaque transition dans l'état suivant de décodeur. Cette information est le bit le plus significatif de ltétat existant de décodeur où l'état existant est le plus fort des deux états possibles de décodeur pour passer dans l'état suivant de décodeur. Comme il y a 2K- 1 états de décodeur, le calculateur métrique 325 passe 2K-l de ces données de décision de circuit 327 au calculateur en treillis 330 à chaque étape de temps du décodeur. Le calculateur en treillis 330 reçoit les données de décision de circuit 327 à partir du calculateur métrique 325, fournissant alors au calculateur en treillis 330 une information sur lequel des deux états possibles de décodeur est le survivant. il extrait alors le treillis de l'état existant de décodeur et décale les données de treillis vers la gauche d'un bit (dans la direction du bit le moins significatif vers le bit le plus significatif). Comme les données sont décalées vers la gauche, un nouveau bit de données de décision d'information est décalé dans le bit le moins significatif du treillis. Ce bit est le même que celui indiquant l'état existant, en fait le bit données de décision de circuit 327. Le treillis décalé contient à présent un historique de circuit des données d'information. Le bit le moins significatif du treillis est la donnée décodée la plus récente pour l'état de décodeur et le bit le plus significatif est le plus ancien bit décodé pour l'état de décodeur. Le nouveau treillis calculé est alors écrit dans l'élément de configuration de treillis pour l'état suivant de décodeur en cours de calcul. Cela se produit jusqu'à la mise à jour du treillis pour tous les 2K-l états de décodeur par le calculateur en treillis 330. Le processus de détermination des données transmises est le même que celui d'un décodeur de Viterbi usuel. En fait, après un nombre suffisant pour transition dans le processus de décodage, le décodeur 215 sélectionne l'état de décodeur avec la plus grande onde métrique de circuit et extrait l'historique stocké des données de décision de circuit de cet état de décodeur pour prendre une décision sur le bit de données D instants en arrière. Dans un mode de mise en oeuvre en option, le décodeur conservera tous l'historique des données de décision de circuit jusqu'à la génération et le traitement de toutes les ondes métriques de circuit dans une trame. Le décodeur extraira alors l'historique des données de décision de circuit en commençant par l'état connu de fin qui est l'état 0 pour la transmission IS-95 afin de déterminer tous les bits de données sur ce circuit sur l'instant. Le calculateur en treillis 330 fournit les données d'historique de décision de circuit 332 au codeur à permutation circulaire 335. Ces données d'historique de décision de circuit 332 sont les données d'information correspondant au circuit existant qui se termine dans un des états de décodeur. Le codeur à permutation circulaire 335 code alors par permutation circulaire ces données d'historique de décision de circuit 332 de la même façon que les données d'information d'origine. Le codeur à permutation circulaire 335 code les parties adaptées des données d'historique de décision de circuit 332 pour obtenir les valeurs de symbole codé en fixe 338 correspondant aux bits d'index de Walsh qui étaient précédemment traités par le décodeur. Ces valeurs de symbole codé en fixe 338 représentent des bits précédents d'index de Walsh pour l'état en cours de décodeur et sont par conséquent utilisés par le générateur métrique binaire 315 pour sélectionner l'onde métrique binaire 318 à partir de l'ensemble des valeurs de décision provisoire de condition 313. Dans une description précédente du générateur métrique binaire 315, on a fait référence à une valeur de symbole codé en fixe 338 qui servait dans la génération de la valeur métrique binaire valeurs métriques binaires 318. La raison est que la valeur de symbole codé en fixe 338 représente l'historique de décision de circuit 332 recodées pour l'état en cours dans le temps. Ainsi, l'invention revendiquée n'effectue pas de détermination métrique de décision provisoire sur la seule base de l'énergie contenue dans un bit individuel de Walsh, comme décrit dans l'art antérieur, mais utilise plutôt un mécanisme de retour pour le recodage de l'historique de décision de circuit 332 en une valeur de symbole codé en fixe 338 représentant l'interdépendance entre les bits de symbole de Walsh. Par conséquent, la valeur métrique binaire pour un bit de Walsh courant dépend de l'état des bits précédents de Walsh dans un symbole de Walsh donné. Tandis que la description ci-dessus détaille le mode de mise en oeuvre préféré du décodeur MCL 215, le décodeur MCL 215 peut être appliqué, de même, dans de nombreuses autres applications où des données codées par permutation circulaire et entrelacées traversent un dispositif un canal de communication possédant une mémoire. Un exemple d'un dispositif avec une mémoire est un codeur orthogonal de Hadamard comme celui utilisé dans la liaison inverse IS-95, comme décrit dans le mode de mise en oeuvre préféré. Un autre exemple d'un canal de communication à mémoire est celui dans lequel le canal fournit plusieurs circuits pour le passage du signal de l'émetteur au récepteur. Par conséquent, les données reçues sont déformées à cause de l'interférence des symboles précédemment transmis avec la réception du symbole en cours. Comme les données reçues pour le symbole en cours dépendent des symboles précédemment transmis, le canal a introduit une mémoire dans la séquence reçue de symbole. Encore un autre exemple de mémoire dans un canal est la dépendance de phase entre les symboles reçus. La caractéristique de réponse au canal peut rester presque constante sur une période de temps pouvant couvrir plusieurs périodes de symbole. Dans ce type de canal, un récepteur usuel non cohérent peut être converti en un récepteur cohérent sur un nombre de donné de symboles par incorporation du décodeur MCL 215. En plus des exemples décrits, divers autres modes de mise en oeuvre du décodeur MCL 215 sont possibles; cependant, l'opération sous-jacente du décodage amélioré selon l'invention est commune. Tandis que l'invention a été illustrée et décrite, en particulier, en référence à un mode de mise en oeuvre particulier, l'homme de l'art comprendra que diverses variantes de formes et de détails peuvent être apportées sans sortir de l'esprit et du cadre de l'invention. Les structures, matériaux, cas et équivalents de tous les moyens ou étapes plus les éléments fonctionnels des revendications annexées sont prévus comme comprenant toutes structures, matériaux ou cas effectuant les fonctions en combinaison avec les autres éléments revendiqués de façon spécifique. REVENDICATIONS 1. Procédé de décodage d'un signal codé dans un récepteur, le signal codé étant entrelacé par un émetteur, procédé caractérisé par les étapes suivantes a) la réception du signal codé; b) le traitement du signal codé en une forme adaptée au désentrelacement; c) le désentrelacement de l'ensemble de valeurs de probabilité de cession; d) la génération d'un ensemble d'ondes métriques de décision provisoire de condition à partir de l'ensemble des valeurs de probabilité de cession; e) la génération d'ondes métriques binaires à partir de l'ensemble des ondes métriques de décision provisoire de condition sur la base d'une valeur de symbole codé fixe; et f) le décodage des ondes métriques binaires pour produire une estimation du signal avant codage. 2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'étape de génération d'un ensemble de valeurs de probabilité de cession est effectuée par application d'une fonction non linéaire au groupe de valeurs cumulées d'énergie, la fonction non linéaire étant soit une fonction de Bessel modifiée d'ordre 0 pour un canal statique, soit une fonction de nullité pour un canal d'atténuation de Rayleigh. 3. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'une taille de l'ensemble des ondes métriques de décision provisoire de condition dépend de l'endroit où se trouve un bit particulier en question dans un index de symbole. 4. Procédé selon la revendication 1, caractérisé, de plus, par les étapes suivantes g) la génération d'une pluralité d'ondes métriques de dérivation à partir des ondes métriques binaires; h) la sélection d'une onde métrique de dérivation survivante à partir de la pluralité d'ondes métriques de dérivation; i) la génération de données d'historique de décision de circuit sur la base d'un nombre prédéterminé de sélections d'ondes métriques survivantes de dérivation; j) l'estimation du signal avant le codage à partir de l'onde métrique survivante de dérivation et des données d'historique de décision de circuit; et k) la génération de la valeur de symbole codée en fixe à partir des données d'historique de décision de circuit. 5. Procédé selon la revendication 4, caractérisé en ce que l'étape de génération d'une valeur de symboles codée en fixe comprend, de plus, un codage par permutation circulaire des données d'historique de décision de circuit pour chaque état de décodeur. 6. Dispositif pour le codage d'un signal codé, le signal codé étant entrelacé par un émetteur, caractérisé par a) un récepteur pour la réception du signal codé et pour le traitement du signal codé en une forme adaptée au désentrelacement; b) un moyen de désentrelacement, couplé au récepteur, pour produire un ensemble de valeurs de probabilité de cession; c) un générateur d'ondes métriques de décision provisoire de condition pour la génération d'un ensemble d'ondes métriques de décision provisoire de condition à partir de l'ensemble des valeurs de probabilité de cession; d) un générateur d'ondes métriques binaires pour la génération d'ondes métriques binaires à partir de l'ensemble des ondes métriques de décision provisoire de condition sur la base d'une valeur de symbole codé fixe; et e) un moyen pour le décodage des ondes métriques binaires pour produire une estimation du signal avant codage. 7. Dispositif selon la revendication 6, caractérisé, de plus, par e) un générateur d'onde métrique de dérivation pour la génération d'une pluralité d'ondes métriques de dérivation à partir d'une série d'ondes métriques binaires; f) un calculateur métrique de circuit pour déterminer une onde métrique de circuit sur la base de la pluralité d'ondes métriques de dérivation; g) un calculateur en treillis pour estimer le signal à partir de l'onde métrique de circuit; et h) un codeur à permutation circulaire pour le codage d'un ensemble de données d'historique de décision de circuit en une valeur codée de symbole fixe fournie au générateur métrique binaire. 8. Dispositif selon la revendication 6, caractérisé en ce que les données codées de symbole fixe fournies par le codeur à permutation circulaire constituent l'historique de circuit codé pour la détermination d'une onde métrique la plus probable à partir de l'ensemble des ondes métriques de décision provisoire de condition. 9. Procédé de décodage d'un signal codé, le signal codé comprenant une pluralité de bits, caractérisé par les étapes suivantes a) la génération de deux ondes métriques binaires pour un premier bit en dehors de la pluralité de bits; b) la génération d'au moins quatre ondes métriques binaires pour un second bit en dehors de la pluralité de bits utilisant les ondes métriques binaires stockées pour le premier bit; et c) l'estimation du signal avant le codage sur la base des ondes métriques binaires générées. 10. Procédé selon la revendication 9, caractérisé en ce que les ondes métriques binaires pour le second bit représentent des valeurs de probabilité dépendant du premier bit.