Brevet FR2744857A1 — publié le 19970814

CONVERTISSEUR D'ENERGIE ELECTRIQUE A INVERSEURS RESONANTS "DEMI-PERIODE" La présente invention concerne les convertisseurs d'énergie électrique à découpage haute fréquence, avec ou sans isolement galvanique, et plus particulièrement: - ceux qui doivent fonctionner avec un rapport entre tension d'entrée et tension de sortie variable dans une grande proportion, par exemple ceux qui reçoivent leur énergie du secteur alternatif redressé ou non et ceux qui doivent fournir en sortie une tension ajustable sur une grande gamme. - les générateurs de hautes tensions. - les générateurs d'impulsions de très haute tension. Dans la suite du document, certains termes spécifiques sont utilisés, leur signification est donnée ci-dessous. L'abréviation "C.U." est utilisée pour désigner un organe de commutation unidirectionnel. "Commutation" reflète l'existence de deux états essentiels: conducteur et isolant. "Unidirectionnel" signifie que le courant peut éventuellement passer dans un sens appelé sens direct, mais en aucun cas dans l'autre sens appelé sens inverse. Si le ou les composants de commutation utilisés pour une réalisation pratique nécessitent des composants annexes tels que diodes de protection, le terme C.U. désigne l'ensemble comprenant le ou les composants de commutation et ses composants annexes. Les C.U. sont supposés capables de supporter une tension inverse. L'abréviation "C.U.C." est utilisée pour désigner un C.U. commandable. Le terme "commandable" signifie que le passage de l'état isolant à l'état conducteur, ou vice-versa peut être contrôlé de l'extérieur du composant. Pour beaucoup de réalisations simples, il pourrait s'agir d'un thyristor, et c'est ce symbole qui est arbitrairement utilisé sur les figures, mais on utilisera aussi avantageusement des transistors bipolaires, des transistors MOS, des IGBT (transistors à électrode de commande isolée), des MCT (thyristors à électrode de commande isolée) ou des GTO (thyristors interruptibles). L'abréviation "C.U.N." est utilisée pour désigner un C.U. non commandable, présentant sous une polarité un état très conducteur, et sous l'autre polarité un état très isolant, une diode p;r exemple. Le terme "nonopolarité" est utilisé pour qualifier une différence de potentiel entre deux points définis, qui peut changer de grandeur mais non de sens. Les termes "anode, cathode," désignent les plots principaux d'un C.U. qui sont présentement nommés comme s'il s'agissait d'un thyristor ou d'une diode, mais la transposition devra être faite pour les autres types de composants. Le terme "potentiel positif d'anode" mentionne une différence de potentiel aux bornes d'un C.U. dans le sens direct. Le terme "potentiel négatif d'anode" mentionne une différence de potentiel aux bornes d'un C.U. dans le sens inverse. L'abréviation "Ud" désigne le potentiel positif d'anode présent sur un C.U.C. juste avant qu'il soit rendu conducteur. Uda, Udb, Udc .... désignent les potentiels positifs d'anode chronologiquement présents sur un C.U.C. qui va devenir conducteur, puis sur le suivant et ainsi de suite. Le terme "circuit primaire" désigne ensemble des éléments qui contribuent essentiellement à la fonction de découpage, il comprend habituellement le ou les organes de commutation et au moins un composant inductif. Le terme wflyback" est emprunté à la littérature anglo-saxonne. Le terme "période fondamentale" désigne le temps d'une période complète d'oscillation naturelle d'une boucle de circuit résonant LC (inductance condensateur), elle vaut ou 360 d'angle de phase. Le terme "opération à vide" désigne le fonctionnement pendant lequel le circuit primaire est le siège d'oscillations sans qu'il y ait extraction d'énergie de l'ensemble du convertisseur, ni sous forme électrique, ni thermique, ni autre; cela suppose notamment que tous les composants soient parfaits. Le terme "opération stabilisée en charge" désigne le fonctionnement pendant lequel les trois conditions ci-dessous sont remplies: - le circuit primaire est le siège d'oscillations, - il y a transfert d'énergie électrique, thermique, ou autre, du circuit primaire vers l'extérieur, - les paramètres principaux de fonctionnement du convertisseur (fréquence de découpage, amplitudes d'évolution du courant qt de la tension) sont stables. Le terme coxmutation dure" désigne le changement d'état d'un commutateur dans des conditions telles que le courant qui le traverse et la tension à laquelle il est soumis sont simultanément l'objet d'une variation importante et rapide. Le terme "transfert direct immédiat" désigne un cas de fonctionnement dans lequel de l'énergie électrique est transférée vers la sortie du convertisseur par la conduction d'un C.U.C et dès le début de cette conduction. Cette situation est générée par un type d'arrangement matériel du circuit, on la rencontre habituellement dans les convertisseurs push-pull. Le terme "transfert retardé" désigne un cas de fonctionnement dans lequel de l'énergie électrique stockée dans un composant inductif pendant la conduction d'un C.U., est transférée vers la sortie alors que le C.U. en jeu est déjà conducteur depuis un certain temps et qu'il n'y a pas d'intervention pour le rendre isolant. Le terme "transfert réparti" désigne un cas de fonctionnement dans lequel il y a transfert d'énergie du circuit primaire vers ce qui lui est extérieur (milieu ambiant ou bornes de sortie du dispositif par exemple), ce transfert ayant lieu pendant tout le temps de passage de courant dans au moins une partie du circuit primaire. Le moyen le plus répandu pour obtenir une grande souplesse du rapport de tension entrée/sortie est l'utilisation du flyback, mais il nécessite un contrôle du courant instantané, pose le problème du travail en commutation dure qui est une situation difficile pour les composants et présente un risque de surtensions difficiles à maîtriser. Dans les dispositifs flyback, les surtensions instantanées sont généralement limitées par des snubbers qui réduisent le rendement, et qui sont difficiles à adapter pour des régimes de fonctionnement variables. La présence de snubbers dans les dispositifs de l'art antérieur limite l'étendue des conditions de fonctionnement des convertisseurs flyback. Dans la plupart des convertisseurs actuellement prévus pour fonctionner à partir d'un secteur alternatif, l'arrivée alternative est d'abord redressée et filtrée dans des conditions telles que ce ne sont que les crêtes du secteur qui sont utilisées, ceci facilite la mise au point du convertisseur mais est défavorable au facteur de puissance. La présente invention a pour but de permettre le fonctionnement de convertisseurs offrant une grande excursion du rapport tension d'entrée/tension de sortie tout en gardant un bon rendement et une maîtrise aisée des maxima de courant et de tension. La présente invention concerne un procédé de découpage électronique destiné à la conversion d'énergie, qui consiste à mettre à profit le comportement en inverseurs de tension des circuits résonants LC série dans lesquels un élément unidirectionnel en courant, une diode par exemple, placé en série avec les éléments L, C, et une source de tension ne laisse se former que la moitié de la période fondamentale, deux inverseurs de la sorte étant couplés avec leur condensateur et éventuellement leur inductance en commun, ces deux inverseurs pouvant être alternativement connectés à chacun des plots d'une source de tension de telle sorte que le courant généré à travers le condensateur par l'un des circuits résonants soit en sens inverse du courant qui y est généré par le fonctionnement de l'autre, les connexions aux plots de la source de tension étant maintenues suffisamment longtemps pour laisser de préférence chaque demi-période se former complètement. Les conditions de fonctionnement visées ne pouvant être obtenues qu'avec certains arrangements matériels, une partie de la description qui suit porte sur des dispositifs. Les figures qui aideront à suivre la description sont les suivantes: fig. 1 - Schéma de base d'un dispositif standard permettant de mettre en oeuvre l'invention. fig. 2 - Schéma d'une variante du dispositif suivant fig. 1 avec couplage des inductances L1N et L1P fig. 3 - Schéma d'une variante du dispositif suivant fig. 1 avec addition d'une troisième inductance L1 et d'un condensateur C2 fig. 4 - Schéma d'une variante du dispositif suivant fig. 3 avec couplage des inductances L1N et L1P fig. 5 - Schéma d'une variante du dispositif suivant fig. 1 avec une seule inductance dans le circuit primaire, et sortie sur multiplicateur capacitif de tension. fig. 6 - Schéma du dispositif suivant fig. 1, avec le dédoublement du condensateur C1 en C1 et C3, la convention des sens de courants pourl Il courant dans C1, I2 courant dans L1No et I3 courant dans L1P, et des C.U.C faits de plusieurs composants. fig. 7 et fig. 8 - Boucles de courant typiques d'un dispositif suivant fig. 1, opérant à vide, sans recouvrement dans le temps de la conduction de chacun des C.U.C. fig. 9 - Courbes simplifiées d'évolution de tension et courant dans un dispositif suivant fig. 1 lorsque la boucle de courant représentée fig. 7 est établie et maintenue. fig. 10 - Courbes simplifiées d'évolution de tension et courant dans un dispositif suivant fig. 1 lorsque la boucle de courant représentée fig. 8 est établie et maintenue. fig. 11 - Schéma d'un dispositif suivant fig. 1 avec diodes pour transfert retardé d'énergie sur deux sorties Snlet Spt, sans isolement galvanique. fig. 12 - Schéma d'une variante du dispositif suivant fig. 11 avec isolement galvanique. fig. 13 - Courbes-types d'évolution des tension et courants d'un dispositif suivant fig. 1 opérant à vide. fig. 14 - Courbes-types d'évolution des tension et courants d'un dispositif suivant fig. 1 en opération stabilisée en charge avec transfert retardé. fig. 15 - Schéma d'un dispositif à un seul C.U.C. et un C.U.N. fig. 16 - Courbe-type d'évolution de tension du point M dans un dispositif à un seul C.U.C. opérant à vide. fig. 17 - Schéma d'un dispositif avec les inductances L1N et L1P couplées et formant primaire du transformateur de sortie. fig. 18 - Courbe typique d'évolution de tension au secondaire du transformateur d'un dispositif suivant fig. 17 opérant en mode interrompu, avec transfert d'énergie retardé. fig. 19 - Courbe typique d'évolution de tension au secondaire du transformateur d'un dispositif suivant fig. 17 opérant en mode interrompu, en opération stabilisée en charge et transfert réparti. fig. 20 - Schéma d'un dispositif suivant fig. 3 pour transfert direct immédiat d'énergie à travers un transformateur d'isolement dont le primaire est l'inductance L1. fig. 21 - Schéma d'une variante du dispositif standard acceptant une alimentation alternative. Un dispositif qu'on appellera "dispositif standard" permettant de mettre en application la présente invention, est décrit ciaprès à titre indicatif. Une représentation très dépouillée ne pouvant recevoir qu'une tension monopolarité en est donnée fig. 1, et comporte dans son circuit primaire: - deux pôles d'entrée, N pour le négatif, P pour le positif, - un condensateur C1 connecté entre deux points appelés O et M, - un C.U.C. QN1 dont la cathode est connectée à N, - un composant inductif L1N (inductance ou primaire de transformateur) dont un pôle est connecté à l'anode de QN1 en un point LN, - un composant inductif L1P (inductance ou primaire de transformateur) dont un pôle est connecté au pôle libre de L1N en un point appelé M1, - un C.U.C.QP1 dont la cathode est connectée au pôle libre de L1P en un point appelé LP, et l'anode à P, - une connexion galvanique entre les points M et M1, - une connexion galvanique entre les points O et N, Dans l'ensemble du présent document, sauf mention locale autre, on considère une situation standard obéissant aux quatre règles suivantes: - Les deux C.U.C. ne sont pas conducteurs en même temps. - Les composants en action sont parfaits. - Les dispositifs décrits sont supposés être alimentés en énergie électrique par une source, "S" fournissant une tension Upn qui présente des variations d'amplitude à une fréquence très inférieure à la fréquence de découpage. La source S peut fournir une tension alternative, mais par simplification, l'essentiel du document s'appuiera sur des dispositifs monopolarité en entrée. Le fonctionnement sur une source réellement alternative sera traité ultérieurement comme une extension du fonctionnement sur une source monopolarité. - Les composants inductifs sont tous désignés comme des inductances, et s'il s'agit de transformateurs les paramètres de courant et tension seront considérés comme s'ils étaient vus depuis le primaire. Dans ces conditions, lorsqu'un C.U.C. est conducteur il se forme l'une des deux boucles résonantes composées de C1, L1P, QP1, S, (fig. 7) ou de C1, L1N, QN1 (fig. 8). Pour décomposer les instants particuliers de fonctionnement, il est intéressant de considérer un état stable qu'on appellera temps ou situation "de repos" défini comme le moment pendant lequel il ne passe de courant dans aucune inductance du circuit. Il s'en suit que: - les points M, M1, LN, et LP sont au même potentiel, - il n'y a pas d'énergie stockée dans les inductances, - il ne passe de courant ni dans QP1 ni dans QN1. Selon l'invention, différents modes de fonctionnement d'un convertisseur sont possibles. Le premier, qu'on appellera "node interroMpu", consiste à faire succéder des cycles de fonctionnement comprenant les temps suivants: repos, conduction de QP1 jusqu'à annulation naturelle du courant dans L1P, repos, conduction de QN1 jusqu'à annulation naturelle du courant dans L1N et ainsi de suite. Le deuxième mode de fonctionnement qu'on appellera "node synchrone" est obtenu lorsque l'un des C.U.C. est rendu conducteur à l'instant où le courant traversant l'autre s'annule naturellement. Pour ne pas perturber la forme d'onde naturellement produite, le signal qui rend un C.U.C. conducteur devra être interrompu entre l'annulation naturelle du courant qui le traverse, instants t4, t8 (fig. 13 qui réfère au mode interrompu et non au mode synchrone), et la réapparition d'un potentiel positif d'anode t6, t10 (fig. 13). Dans ce mode de fonctionnement, les temps t4 et t5 sont confondus, ainsi que t8 et t9. La règle ci-dessus relative à l'interruption du signal qui rend un C.U.C. conducteur est décrite pour les C.U.C. de la famille des transistors, alors qu'avec des composants à réaction positive, (thyristors, GTO ou MCT) la règle serait modifiée. Le troisième mode de fonctionnement qu'on appellera mode forcé sans recouvrerent" est obtenu lorsque l'état des deux C.U.C est permuté simultanément alors que le dernier C.U.C. rendu conducteur est encore traversé par du courant. Ce mode de fonctionnement est facile à obtenir si les deux inductances sont couplées. La conduction de chaque C.U.C. est établie pendant moins de 180 d'une période fondamentale. Plus cet angle diminue, plus les excursions en tension des points caractéristiques d'un dispositif suivant l'invention diminuent, ce qui tend à éloigner les performances de celles qui sont recherchées.De nombreux dispositifs fonctionnant dans ce mode existent déjà avec des valeurs de composants et des chronogrammes de fonctionnement tels que la tension de M soit presque constante, ce qui correspond à un angle de conduction très faible, généralement inférieur à 10 . Une telle utilisation de tels dispositifs avec un angle de conduction très faible fait partie de l'art antérieur, alors que la présente invention vise le fonctionnement avec un angle de conduction supérieur à 30'. Les dispositifs de l'art ancien ont généralement des organes de commutation ne supportant pas de tension inverse. Le quatrième mode qu'on appellera "mode forcé avec recouvrement est obtenu lorsque l'un des C.U.C. est rendu conducteur alors que l'autre est encore traversé par du courant, les commandes de conduction étant établies de telle sorte que: - se succèdent les temps suivants: conduction de QN1 uniquement, conduction de QN1 et QP1, conduction de QP1 uniquement, conduction de QP1 et-QN1, et ainsi de suite. - les temps de conduction d'un seul C.U.C. soient maintenus suffisamment longtemps pour qu'il y ait annulation naturelle du courant dans chaque C.U.C. une fois pendant chaque période. En cas d'opération à vide en mode interrompu du dispositif standard, les lois fondamentales des circuits LC montrent que la mise en conduction de chacun des C.U.C. génère une évolution du courant et de la tension suivant une loi sinusoïdale du temps, telle que l'excursion en tension du point M est centrée sur P lorsque QP1 est conducteur (fig. 9), ou centrée sur N lorsque QN1 est conducteur (fig. 10 et fig. 13). Dans le cas présent d'opération à vide, les inductances ne sont connectées que par deux points, il s'en suit que le courant qui traverse un C.U.C. est le même que le courant qui traverse l'inductance qui lui est connectée. Après l'annulation du courant dans le C.U.C. conducteur, il n'y a pas poursuite du phénomène oscillatoire du fait de la caractéristique unidirectionnelle du C.U.C. .Chaque conduction d'un C.U.C. est capable de génèrer une demi-période fondamentale, soit 180 d'angle de phase, en un temps lorsque c'est QP1 qui conduit, ou lorsque c'est QN1 qui conduit. L'analyse détaillée d'une de ces demi-périodes, par exemple celle qui démarre à tl (fig. 13) par la mise en conduction de QP1 révèle les points caractéristiques suivants: 1. immédiatement avant tl, (fig. 13) le dispositif est en situation de repos, et les deux C.U.C. sont le siège d'un potentiel positif d'anode. Dans ce cas particulier, n'importe lequel des deux C.U.C. pourrait être mis en conduction, mais comme l'exemple repose sur la mise en conduction de QP1, on désignera par "Uda" le potentiel d'anode de QP1. 2. au début d'un temps de conduction, soit à l'angle de phase 0", tl (t5, t9 pour les demi-périodes suivantes) fig. 13 le C.U.C. sollicité (présentement QP1) passe d'un potentiel positif d'anode Uda à une tension nulle, le courant I3 qui le traverse étant d'abord nul et soumis à évolution progressive (fig. 9, fig. 10 et fig. 13). L'énergie Wa stockéedans C1 est à considérer sous la forme (C1 x Uda) / 2. 3. avant le milieu d'un temps de conduction, t2 (t6, t10 pour les demi-périodes suivantes) le C.U.C. qui n'a pas été rendu conducteur retrouve un potentiel positif d'anode. Cette situation ne se présente pas si l'on a Uda 4. au milieu d'un temps de conduction, soit 90 d'angle de phase, t3 (t7, tll pour les demi-périodes suivantes) fig. 13, l'inductance sollicitée, le C.U.C. conducteur, et C1 sont parcourus par un courant maximum égal à l'énergie instantanée stockée dans l'inductance est donc à un maximum Wma et égale Wa. A cet instant aussi, le potentiel des points M, M1, LN et LP est identique; il est égal au potentiel de P car c'est présentement QPl qui conduit, il serait égal au potentiel de N si c'était QN1 qui conduisait. L'intervalle de temps tl à t3 (t5 à t7, t9 à tll pour les demi-périodes suivantes) est le temps de magnétisation. 5. à la fin d'un temps de conduction, soit 180 d'angle de phase, t4 (t8 t12 pour les demi-périodes suivantes) fig. i3, le courant dans le C.U.C conducteur décroît jusqu'à s'annuler ce qui entraîne l'annulation de la tension aux bornes de l'inductance qui travaillait (L1P) et l'apparition subite d'un potentiel négatif d'anode -Vda aux bornes du C.U.C qui était conducteur. Si l'on s'est bien fixé de respecter la formation d'une demi-période, ce n'est qu'après ce moment qu'il est permis d'interrompre les conditions qui rendaient le C.U.C. conducteur; mais l'interruption de ces conditions n'a pas besoin d'une grande précision de synchronisation avec la fin de la demi-sinusoïde, il suffit que la commande de conduction soit interrompue entre l'annulation naturelle du courant et la réapparition d'un potentiel positif sur l'anode du C.U.C. considéré, t6 (tlO pour la demi-période suivante). L'intervalle de temps t3 à t4 (t7 à t8, tll à t12 pour les demi-périodes suivantes) est le temps de démagnétisation pendant lequel l'inductance en action transmet son énergie Wa condensateur C1. 6. Immédiatement après t4 (t8, t12 pour les demi-périodes suivantes) fig. 13 le circuit primaire se trouve en situation de repos. Pendant le repos, le stockage d'énergie étant capacitif, cette situation peut être maintenue longtemps en générant peu de pertes. Ceci permet d'interrompre facilement le fonctionnement du convertisseur lorsqu'un paramètre (courant, tension ou puissance) est atteint. Si cette interruption se fait après le retour à zéro du courant, elle ne génère aucune pointe de tension. Pour assurer l'application de cette condition, le moyen préféré pour interrompre le fonctionnement d'un convertisseur suivant l'invention, opérant en mode interrompu ou synchrone, sera de bloquer l'état des commandes de conduction des C.U.C. pour leur interdire tout changement pendant qu'un ordre d'interruption de fonctionnement est en vigueur. Après la demi-période détaillée ci dessus, l'autre C.U.C, celui qui peut maintenant devenir conducteur (QN1 présentement), dispose alors d'un potentiel positif d'anode Udb = Uda + Upn et voit l'énergie stockée dans C1 comme étant égale à C1 x Udb2 / 2 = C1 x (Uda + Upn) / 2, et c'est cette nouvelle énergie qu'il transférera à l'inductance en action. Après deux demi-périodes, le C.U.C. initialement sollicité connaîtra une tension d'anode Udc = Uda + (2 x Upn). Il y a donc toutes les deux demi-périodes de fonctionnement à vide en mode interrompu un accroissement des excursions en tension de deux fois la tension d'alimentation Upn. Il s'agit d'une caractéristique fondamentale de l'invention; on est en présence d'un élévateur illimité de tension, l'évolution de cette tension s'opérant par des paliers prédéterminés par la tension d'alimentation du dispositif. Pour mémoire, c'est le fonctionnement à vide qui est présentement considéré. Si la conduction d'un C.U.C; est établie et maintenue indéfiniment, le dispositif effectue une demi-sinusoïde et passe en situation de repos, il n'y a pas augmentation dangereuse du courant. Si l'on s'écarte de la situation standard, l'évolution sinusoïdale de la tension et du courant aux différents points critiques du présent convertisseur est modifiée, mais la tendance de la tension à évoluer symétriquement par rapport à N ou P reste vraie. L'onde réellement produite sera surtout déformée à son début si une extraction d'énergie est faite par transfert direct immédiat, elle sera surtout déformée vers la fin si une extraction d'énergie est faite par transfert retardé, elle aura une déformation répartie sur toute sa durée en cas de transfert d'énergie réparti pendant toute la durée de l'onde, ce qui est notamment le cas avec les pertes passives. En ce qui concerne la règle du courant nul en début de conduction d'un C.U.C., un facteur peut la modifier dans de grandes proportions c'est l'éventuel transfert direct immédiat d'énergie électrique vers un récepteur d'impédance d'entrée faible. Si cette situation est rencontrée, il faudra adjoindre une inductance de lissage. Pour la suite de la description, la situation standard est censée être rétablie. A partir des décompositions faites précédemment, il découle que pendant chaque situation de repos les valeurs de tensions présentes dans le circuit permettent de prévoir avec certitude les valeurs maximum de tensions qui peuvent être générées par le fonctionnement d'un C.U.C. . Cette prévision peut notamment porter sur la tension à laquelle vont être soumis les C.U.C. qui seront souvent les éléments les plus vulnérables. Un circuit actif de suppression de surtensions peut donc être établi pour interdire le fonctionnement lorsqu'il y a danger. Un tel circuit pourra opérer de la façon suivante: - rechercher la plus grande des valeurs entre, d'une part iUmini et d'autre part, IUmlpl - ajouter à la plus grande de ces deux valeurs la tension JUpnJ - comparer ce résultat à la tension acceptable sur les C.U.C. et interdire momentanément le fonctionnement du dispositif s'il y a danger. Si l'on souhaite extraire d'un tel dispositif de l'énergie électrique monopolarité, le procédé préféré consiste à laisser chacune des inductances emmagasiner de l'énergie en se magnétisant sans transfert énergétique vers l'extérieur, intervalles tl à t3, t5 à t7, t9 à tll (fig. 14), et extraire une partie de cette énergie au cours de la démagnétisation. Le dispositif préféré pour remplir cette fonction consiste à placer une diode DN ayant son anode en LN, et une autre diode DP ayant sa cathode en LP (fig. 11). Si l'on considère momentanément M comme point de référence de potentiel de la sortie, on dispose sur la cathode de DN d'une tension de sortie Usn positive par rapport à M, et sur l'anode de DP, d'une tension de sortie Usp négative par rapport à M.Cette disposition avec M comme potentiel de référence de sortie n'étant pas pratique, on pourra avoir recours à deux transformateurs TRN et TRP dont les inductances initiales (L1N) et (L1P) sont les primaires (fig. 12), ces deux transformateurs ayant généralement le même rapport de transformation s'ils concourent à la production d'une même tension de sortie. La démagnétisation de chacune des inductances s'effectue en deux temps: 1. intervalles t3 à t4a, t7 à t8a, tll à tl2a, (fig. 14) l'inductance en action présente une tension inférieure à la tension de sortie (au signe près), elle libère une partie de son énergie dans C1. L'évolution des grandeurs de tension et de courant est une fonction sinusoïdale du temps. 2. intervalles t4a à t4b, t8a à t8b, tl2a à tl2b, (fig. 14) l'inductance en action a atteint la tension de sortie (au signe près), elle libère son énergie dans l'une des sorties. Si la sortie se comporte comme une tension constante, le courant évolue linéairement par rapport au temps, jusqu'à son annulation. Ce mode de transfert d'énergie s'apparente au flyback car il opère après inversion de tension dans une inductance et la tension fournie est indépendante de la tension d'entrée, mais il en diffère car l'inversion de tension s'effectue à vitesse contrôlée, et par conséquent le transfert d'énergie vers la sortie du dispositif n'intervient pas immédiatement après l'inversion. En raison de ce retard, il est appelé "transfert retardé". Une autre différence réside dans le fait que chaque inductance ne restitue à la sortie qu'une partie de l'énergie qu'elle a emmagasinée, l'autre partie reste dans C1 pour être utilisée pendant la demi-période suivante.L'indépendance entre la tension d'entrée et la tension de sortie permet notamment de faire travailler un tel convertisseur en l'alimentant par une tension variable, par exemple le secteur alternatif redressé mais non filtré, et dans ce cas, les crêtes et les creux de la tension d'entrée pourront être utilisés pour la conversion d'énergie. Cette caractéristique permet un fonctionnement avec une bonne similitude des courbes de courant et de tension en entrée, donc un bon facteur de puissance. Pour optimiser l'utilisation des composants magnétiques, on cherche généralement à les faire travailler pendant la plus grande partie possible d'une période fondamentale, tout en les laissant se démagnétiser totalement pour éviter une surcharge et un risque de saturation. Dans le dispositif standard ces conditions seront remplies si la mise en conduction d'un C.U.C. est établie lorsque: - d'une part, il ne passe plus de courant dans C1 - d'autre part, il ne passe plus de courant dans l'inductance liée au C.U.C. qu'on envisage de rendre conducteur. La mise hors conduction devra de préférence se faire par annulation naturelle du courant. Ce mode de gestion de la conduction des C.U.C. s'applique au fonctionnement à vide ou en charge. Dans la première situation, il génère un mode synchrone. Jusqu'à présent, il a été considéré par simplification que le circuit primaire d'un convertisseur visant à mettre en application l'invention était alimenté en tension monopolarité avec le négatif sur N et le positif sur P. En fait les C.U.C. ayant été définis comme capables de supporter une tension inverse, on peut inverser la polarité d'alimentation, mais un fonctionnement dans cette situation renverrait l'énergie électrique du circuit primaire à la source. Par rapport au dispositif standard, on peut ajouter deux C.U.C., QP2 connecté avec son anode en N et sa cathode en LP, et QN2 connecté avec sa cathode en P et son anode en LN (fig. 21). Avec un tel dispositif, et toujours dans le but de transmettre de l'énergie de la source à la sortie, QN1 et QP1 opéreront en fonction des règles énoncées précédemment alors que QN2 et QP2 opéreront lorsque la source fournit une tension avec son positif en N et son négatif en P. Ceci permet d'utiliser un convertisseur suivant l'invention directement sur un réseau alternatif sans redressement préalable. Parmi les dispositifs permettant de mettre en oeuvre l'invention, on peut imaginer des variantes qui sont décrites ci-après avec leurs avantages et inconvénients. Sur la plupart des schémas de dispositifs, le condensateur C1 a été arbitrairement disposé avec une borne reliée à N, mais il peut aussi être relié à P, ou même être composé de deux condensateurs élémentaires, C1 et C3 ayant leur point commun connecté en M et leur autre borne respectivement aux points N et P (fig. 6). Dans ce dernier cas, et compte tenu de l'évolution de tension nulle ou lente entre les points N et P, la valeur capacitive résultante sera considérée comme égale à la somme des deux valeurs capacitives élémentaires. Dans chaque branche comprenant un composant inductif et un C.U.C. , ces deux éléments peuvent être permutés. La connexion galvanique entre O et N peut être remplacée par une source de tension fixe. Dans le dispositif standard à deux inductances L1N et L1P non couplées (fig. 1), la seule évolution de potentiel d'anode dans le sens positif à laquelle soit soumis un C.U.C. se produit pendant la conduction de l'autre C.U.C. et à vitesse contrôlée, sans front raide. Cette caractéristique facilite les conditions de travail des C.U.C. Par rapport au dispositif standard, on peut coupler magnétiquement totalement ou partiellement les inductances L1N et L1P (fig. 2). Dans ce cas, aux instants de mise en conduction d'un C.U.C., l'autre C.U.C. est le siège d'un fronts raide de potentiel négatif d'anode qui facilitera sa mise hors conduction même pendant un travail en mode forcé sans recouvrement, mais, si le couplage est total, les C.U.C. sont soumis à des tensions environ deux fois plus élevées que dans un dispositif à inductances non couplées. Pour ces raisons, l'utilisation conjointe d'inductances couplées et de C.U.C appartenant à la famille des thyristors donne de bons résultats. La forme générale, et le signe des évolutions de tension dans les inductances sont les mêmes (fig. 18 et fig. 19), que ce soit un C.U.C ou l'autre qui entre en conduction; cette caractéristique facilite l'extraction d'énergie. En effet, si les deux inductances L1N et L1P une fois couplées forment le primaire d'un transformateur TR1 (fig. 17), une seule diode permet alors l'extraction d'énergie électrique monopolarité suivant un type de transfert et un seul, qui dépend du sens de la diode. Dans le cas du transfert retardé, et en fonctionnement stabilisé en charge, la tension disponible Usp-sn au secondaire du transformateur est représentée fig. 18. On pourra aussi utiliser le dispositif voisin de celui représenté fig. 17 mais sans la diode de sortie DN2 pour générer des impulsions, par exemple impulsions de T.H.T. pour la production d'étincelles. Dans ce cas, le stockage capacitif d'énergie pendant les temps de repos améliorera le rendement du dispositif, et l'énergie véhiculée par chaque impulsion pourra être régulée en permanence par ajustage de la tension d'alimentation Upn. L'évolution de tension aux bornes du secondaire du transformateur d'un tel dispositif est représentée fig. 19. Les deux inductances, L1N et L1P peuvent être remplacées par une seule inductance L1 (fig. 5). Dans ce cas, par rapport au dispositif standard, les points LN, LP et M1 sont reliés et la nouvelle inductance est placée entre M et M1. La simplicité de construction est évidente, mais aux instants de mise en conduction d'un C.U.C., l'autre C.U.C. est soumis à une évolution de potentiel positif d'anode à front raide qui nécessite des précautions dans le choix et la mise en place des C.U.C. . Par ailleurs la mise en conduction de QN1 génère dans L1 un front raide de tension en sens inverse de celui qui est généré par la mise en conduction de QP1; ceci peut être gênant pour le transfert de l'énergie électrique. Ce dispositif convient très bien au pilotage d'un multiplicateur capacitif de tension, (fig. 5). Afin de tirer le meilleur parti possible des caractéristiques des trois types de dispositifs ci-dessus, on peut les mixer pour aboutir au dispositif à trois inductances, (fig. 3, fig. 20 et fig. 4) qui peuvent être partiellement ou totalement couplées magnétiquement deux à deux. Dans le cas de trois inductances, on retrouvera L1N et L1P placées comme dans le dispositif standard, plus L1 placée entre M et M1, et éventuellement un condensateur C2 connecté entre N et M1. Dans une réalisation avec deux inductances L1N et L1P non couplées (fig. 1) il peut être intéressant de prévoir des valeurs inductives différentes pour L1N et L1P. Si L1N a une valeur inductive inférieure à L1P, la forme d'onde résultante sera modifiée car les deux fréquences fondamentales sont différentes. Une autre conséquence de cette dissymétrie sera qu'un courant plus important circulera dans le circuit primaire lorsque c'est QN1 qui est conducteur, au lieu de QP1. Cette caractéristique de différence de courants pourra être exploitée pour améliorer les conditions dans lesquelles l'énergie électrique circule des points d'entrée N et P aux points de sortie.En effet, si C1 est fait d'un seul condensateur connecté entre M et N, le fonctionnement de QN1, crée une boucle de courant fermée sur elle-même dans le circuit primaire du convertisseur. Si c'est bien L1N qui est plus faible que L1P, et que le transfert d'énergie vers la sortie ne se fait que pendant le passage de courant dans L1P, on peut alors, pendant une partie mineure de la période avoir un courant important qui ne circule que dans le circuit primaire, et pendant une partie majeure de la période avoir la circulation d'un courant moins important aux points d'entrée et de sortie. En ce qui concerne les liaisons électriques entre le convertisseur et l'extérieur, il y aura alors rapprochement entre les courants crête et les courants moyens; cette condition étant favorable à l'amélioration du rendement général d'une installation, et à la réduction d'émission de parasites. Dans un tel dispositif, compte tenu de la différence des courants respectifs auxquels sont soumis les deux C.U.C. et de la différence de fréquence fondamentale dans les deux branches de circuit, il peut être intéressant de prévoir un composant de la famille des transistors (MOS ou bipolaire) pour le C.U.C. situé dans la même branche que l'inductance de valeur la plus élevée, et un thyristor ou autre composant à réaction positive pour l'autre branche. On peut aussi concevoir un dispositif à un seul C.U.C et un C.U.N (fig. 15) qui offre un avantage évident de simplification (un seul C.U.C. et un seul circuit de commande au lieu de deux). Cet avantage est encore renforcé si c'est un thyristor qui remplit le rôle de C.U.C. car son circuit de commande est simple. Un dispositif à un seul C.U.C. fonctionne obligatoirement en mode forcé avec recouvrement si l'on considère la succession de: - conduction du C.U.C, puis - conduction du C.U.N. mais pour la succession de: - conduction du C.U.N, puis - conduction du C.U.C. il peut fonctionner en mode interrompu, synchrone, ou forcé avec recouvrement. Le fait que le mode interrompu soit possible laisse la faculté d'interrompre le fonctionnement de l'oscillateur sans pointe de tension à la coupure, mais seulement une fois par période. De ce fait, la surveillance préalable des risques de surtensions devra être faite avec plus de prudence. Tous les dispositifs permettant de mettre l'invention en application ont été décrits avec deux boucles résonantes, mais on peut en réaliser avec un plus grand nombre de boucles pour tirer parti de sources d'alimentation à tensions multiples. Dans tous les dispositifs décrits, la ou les irtductances peuvent être le primaire d'un transformateur pour le transfert d'énergie électrique avec isolement ; exemples de réalisations suivant fig. 12, fig. 17 et fig. 20. Pour réduire la taille d'un convertisseur, on sait qu'il faut augmenter sa fréquence de travail, et que pour améliorer son rendement, il faut réduire les chutes de tension dans les composants de commutation. Lorsque le circuit primaire est le siège de tensions importantes, l'utilisation de transistors MOS ou bipolaires perd de son efficacité car, dans ces composants, ceux qui supportent des tensions élevées perdent des qualités de conduction pour les courants élevés. Pour contourner cette difficulté, il est intéressant d'utiliser des IGBT qui présentent une chute de tension presque constante même sous des courants élevés, mais ils ont l'inconvénient de présenter un délai de mise en conduction gênant en cas de fréquence de découpage élevée.Comme cet inconvénient intervient au tout début d'un temps de conduction, à un moment où dans la plupart des cas de fonctionnement d'un convertisseur suivant l'invention, le courant est encore relativement faible, on peut mettre en parallèle un transistor MOS dont le fonctionnement sera bon au début d'un temps de conduction, et un IGBT dont le fonctionnement sera bon un instant plus tard, pendant le passage du courant le plus fort. Le même genre de dispositif, avec deux composants de commutation de types différents en parallèle pourra être appliqué avec un thyristor et un transistor MOS. Dans ce cas, le transistor MOS interviendra utilement à la fin d'un temps de conduction, lorsque le courant décroît à un seuil inférieur au courant de maintien du thyristor. L'association en parallèle de deux composants de commutation, s'ils sont bien choisis, permet d'aboutir à un ensemble présentant de bonnes qualités de conduction même à des fréquences élevées. Un convertisseur suivant l'invention possède l'avantage principal du flyback, puisque l'évolution de sa tension de sortie n'est pas déterminée par les paramètres d'un transformateur, mais il ne présente pas les dangers de surtensions et de pointes de courant de beaucoup d'autres dispositifs et'procédés car à chaque mise en conduction d'un C.U.C. les valeurs crêtes de courant et de tension sont prédéterminées pour chaque période de fonctionnement, elles évoluent d'une période à l'autre. Un convertisseur suivant l'invention peut fonctionner à vide, au moins pour quelques périodes, alors que la même situation est dangereuse dés la première période pour un flyback. D'une façon générale, l'absence de commutation dure permet d'augmenter les fréquences de travail des C.U.C., et il est généralement possible de supprimer totalement les snubbers ce, qui facilite aussi l'extension du rapport entre la tension d'entrée et la tension de sortie. Compte tenu des performances, un convertisseur d'énergie électrique selon l'invention s'appliquera bien aux cas suivants: - Transformation d'une tension monopolarité variable ou alternative en une tension continue fixe ou variable. Dans le cas où un convertisseur suivant l'invention tire son énergie du secteur alternatif, le transfert peut alors s'effectuer avec un facteur de puissance favorable. - Transformation d'une tension éventuellement variable en une tension grandement variable, par exemple charge de condensateurs pour flashes électroniques ou excitateurs de lasers solides. - Génération de pointes de tension de montée rapide, contrôlées en amplitude et répétées à cadence élevée, par exemple allumage de moteur à explosion, allumage ou fourniture d'énergie à des tubes éclairs stroboscopiques haute fréquence. REVENDICATIONS 1 Procédé de découpage électronique, déstiné à la conversion d'énergie électrique issue d'une source monopolarité, par un double circuit résonant LC (inductance, condensateur), composé de deux boucles élémentaires entrelacées, l'ensemble comprenant - un élément condensateur C1 commun aux deux boucles, - soit une inductance LI' commune aux deux boucles, soit > deux inductances L1N et L1P, une pour chaque boucle, couplées ou non couplées magnétiquement, soit toute association de ces trois solutions, - deux commutateurs, unidirectionnels en courant dont l'un au moins est commandable (transistor par exemple), l'autre pouvant éventuellement être une simple diode, chacun des commutateurs unidirectionnels étant placé dans une des boucles et disposé de telle façon que sa mise en conduction génère dans l'élément condensateur un courant de sens opposé au courant qui y serait généré par la mise en conduction de l'autre commutateur, - une source de tension S disposée dans l'une des boucles dans un sens tel que lors d'une mise en conduction du commutateur de cette boucle, pendant un instant où le condensateur est à tension nulle, la source fournisse du courant, cet ensemble fonctionnant par conduction alternée de chacun des commutateurs, les temps de conduction pouvant se recouper partiellement dans le temps, ou alterner exactement en mode synchrone, ou être séparés par un temps de non conduction, caractérisé enceque la conduction de chacun des commutateurs est maintenue pendant la génération d'au moins 30 d'angle de phase de la période fondamentale du circuit LC en action. 2 Procédé suivant revendication 1 caractérisé en ce que tout ou partie de l'extraction d'énergie électrique se fait pendant la démagnétisation de l'inductance, ou d'une ou plusieurs d'entre elles lorsqu'il y en a plus d'une. 3 Procédé de découpage électronique suivant l'une quelconque des revendications 1 ou 2, caractérisé en ce que la régulation d'amplitude des signaux électriques dans le circuit primaire se fait par ajustage de la tension de la source S. 4 Dispositif pour la mise en oeuvre d'un convertisseur fonctionnant suivant le procédé de l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que chacun des commutateurs unidirectionnels comporte plusieurs organes élémentaires de commutation de types - différents associés en parallèle. 5 Dispositif de génération d'impulsions électriques à front raide fonctionnant suivant le procédé de l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que les inductances L1N et L1P forment le primaire d'un transformateur dont le secondaire est l'enroulement de sortie du dispositif.