Brevet FR2742956A1 — publié le 19970627

CIRCUIT POUR REALISER UN FILTRAGE DE NYQUIST NUMERIQUE DE SIGNAUX A FREQUENCE INTERNEDIAIRE FI. L'invention est relative à un circuit pour réaliser un filtrage de Nyquist numérique de signaux à fréquence intermédiaire FI. L'invention concerne plus particulièrement le filtrage numérique de signaux de télévision à fréquence intermédiaire FI provenant d'un dispositif d'accord (tuner). Dans les récepteurs actuels de télévision, le filtre de Nyquist dans le circuit à fréquence intermédiaire FI représente une partie complexe de traitement du signal. Il est réalisé sous forme analogique à l'aide d'un dispositif SAW (filtre à ondes15 de surface), avec une caractéristique sélectionnant une bande étroite, ce filtre précédant l'étage de démodulation vidéo analogique. Bien que la relation coût/performance des filtres SAW puisse être considérée comme excellente, il ne peut y avoir intégration de tels20 filtres avec des circuits CMOS sur la même puce à des coûts raisonnables. En vue d'une solution avec système entièrement numérique, la technique analogique doit par conséquent être abandonnée en faveur d'une technique numérique.25 On a donc songé à une conception de filtre numérique à réponse impulsionnelle finie RIF offrant des performances équivalentes à celles des filtres SAW. En matière de traitement de signaux vidéo, une exigence primordiale est que le comportement pour la phase des signaux passant par un filtre soit le même pour toutes les fréquences. Un filtre RIF à phase linéaire pourrait permettre de réaliser un filtrage numérique répondant à cette exigence. Malheureusement, un tel filtre RIF nécessiterait un nombre très élevé de coefficients de l'ordre de 100 ou plus, conduisant à un coût prohibitif. L'invention a donc pour but, surtout, de fournir un circuit permettant un filtrage de Nyquist numérique de signaux à fréquence intermédiaire FI, en particulier de signaux vidéo, qui soit d'un coût économique acceptable, tout en assurant un comportement pour la phase des signaux qui soit le même ou sensiblement le même pour toutes les fréquences.10 L'invention a consisté à combiner au moins un filtre RIF simplifié, et donc moins coûteux, mais ne permettant pas à lui seul d'atteindre le résultat souhaité, avec deux filtres à réponse impulsionnelle infinie RII placés en cascade, l'un de ces filtres ayant15 un spectre conjugué de l'autre filtre RII. Un filtre RII est de réalisation moins coûteuse qu'un filtre RIF, mais ne permet pas de satisfaire à l'exigence de phase proportionnelle à la fréquence. La combinaison avec un filtre conjugué permet de s'approcher20 de l'exigence de phase proportionnelle à la fréquence; la combinaison avec le filtre RIF simplifié permet d'obtenir un résultat satisfaisant. Selon l'invention, un circuit pour réaliser un filtrage de Nyquist de signaux à fréquence intermédiaire FI, notamment de signaux vidéo, comprend un convertisseur A/D (analogique/numérique) et un filtre de Nyquist, et est caractérisé par le fait qu'il comporte un préfiltre analogique, propre à sélectionner le canal souhaité, placé en amont du convertisseur A/D; et que le filtre de30 Nyquist est réalisé sous forme d'un filtre numérique placé en aval du convertisseur A/D et est composé d'au moins deux filtres RII placés en cascade, l'un de ces filtres RII étant un filtre non-causal & spectre conjugué de l'autre filtre RII, et d'un filtre RIF en série propre35 à corriger le filtrage résultant des filtres RII et à fournir un signal de sortie dont la phase est proportionnelle à la fréquence. De préférence chaque filtre RII est un filtre demi-Nyquist ou sensiblement demi-Nyquist. Les filtres RII et RIF sont combinés de manière & réduire la dynamique de signal et à utiliser partout sensiblement la même dynamique. Avantageusement le filtre RII non-causal comprend des moyens d'échantillonnage du signal vidéo, des moyens pour découper le signal vidéo échantillonné en sections de longueur de temps prédéterminée LT, des moyens d'inversion dans le temps des échantillons des sections découpées avant filtrage, et des seconds moyens d'inversion dans le temps des échantillons filtrés. De préférence, chaque moyen d'inversion dans le temps des échantillons avant et après filtrage est constitué par une pile LIFO (dernier entré,15 premier sorti). De préférence, le filtre RII non-causal comporte deux voies en parallèle, chaque voie comportant un filtre numérique RII identique, et étant reliée, en amont, & un moyen d'aiguillage, fonctionnant à un rythme d'horloge20 égal à L fois la période d'échantillonnage T, prévu pour relier alternativement une voie et son filtre à la sortie de la LIFO située en amont et pour relier l'autre voie et son filtre à une source de zéros, tandis qu'un deuxième moyen d'aiguillage situé en aval des deux filtres RII25 parallèles est prévu pour relier alternativement la sortie du filtre qui reçoit les échantillons de la section découpée renversés dans le temps, à une cellule à retard introduisant un retard de 2LT, la sortie de cette cellule à retard étant reliée à une entrée d'un30 additionneur dont une autre entrée est reliée, par le deuxième moyen d'aiguillage, à la sortie du filtre qui reçoit les zéros, la sortie de l'additionneur étant reliée à une deuxième pile LIFO qui rétablit l'ordre dans le temps des échantillons filtrés.35 Le nombre L est choisi de telle sorte que la durée LT soit suffisante pour que l'amplitude du signal filtré & la fin du passage de la séquence de zéros soit négligeable. De préférence le filtre RIF et le filtre combiné RII (constitués de plusieurs filtres RII) sont décomposés en des cellules de filtrage de telle sorte que le polynôme de la fonction de transfert globale pour chaque filtre RIF et RII soit égal au produit de plusieurs polynômes d'ordre plus petit, la fonction de transfert globale du circuit étant formée par une fraction dont le10 numérateur est un polynôme correspondant au filtre RIF, tandis que le dénominateur est un polynôme correspondant au filtre RII. Avantageusement le filtre RIF est décomposé en cinq cellules ayant chacune une fonction de transfert d'ordre quatre, tandis que le filtre RII est décomposé en trois cellules de fonction de transfert d'ordre deux. Avantageusement, les coefficients des cellules du filtre RIF sont les suivants: 0(1)k = [377, 638, 1024, 638, 377] P(2)k = [94, 349, 512, 349, 94] (3)k = [71, 177, 256, 177,71] (4)k = [34, 159, 256, 159, 34] (5)k = [19, -155, 512, -155, 19], tandis que les coefficients des cellules du filtre RII sont les suivants: 1(l)k = [76, 128, 63] a(2)k = [128, 82, 114] î(3)k = [128, 62, 66]. L'invention consiste, mises à part les dispositions exposées ci-dessus, en un certain nombre d'autres dispositions dont il sera plus explicitement question ci-après à propos d'un exemple particulier décrit avec référence aux dessins ci-annexés, mais qui n'est nullement limitatif.35 La figure 1, de ces dessins, est un schéma d'un circuit de traitement de signaux vidéo à fréquence intermédiaire FI provenant d'un dispositif d'accord (tuner), comportant le circuit de filtrage conforme & l'invention. La figure 2 est un schéma du signal FI analogique & la sortie du préfiltre analogique. La figure 3A est un diagramme schématique représentant les signaux à l'entrée du convertisseur A/D. Les figures 3B et 3C illustrent les effets de l'échantillonnage sur le signal de la figure 3A. La figure 3D est un diagramme illustrant les signaux à la sortie du filtre de Nyquist. La figure 4A reprend le diagramme de la figure 3D. La figure 4B est un diagramme illustrant les seuls signaux fournis à la sortie du filtre de Nyquist. La figure 4C illustre la régénération de la porteuse image. La figure 4D est un diagramme illustrant les signaux après régénération de la porteuse image, avec le diagramme du filtre passe-bas. La figure 4E est un schéma des signaux à la sortie du filtre passe-bas. La figure 5 est un schéma illustrant la réalisation du filtre de Nyquist selon l'invention. La figure 6 est un schéma illustrant l'inversion dans le temps d'une suite d'échantillons par une pile LIFO. La figure 7 est un schéma illustrant la réalisation d'un filtre RII non-causal. La figure 8 est un ensemble de schémas simplifiés illustrant le traitement d'un signal par le filtre non- causal de la figure 7.30 La figure 9 est un ensemble de diagrammes temporels illustrant, sous une autre forme que la figure 8, le fonctionnement du filtre non-causal de la figure 7. La figure 10 est un schéma de l'ensemble de filtrage RII en cascade comprenant le filtre non-causal de la figure 7 et le filtre RII à spectre conjugué. La figure 11A est un diagramme illustrant les réponses en fréquence du filtre RIF et du filtre RII. La figure 11B illustre également les réponses en fréquence des filtres mais avec une échelle logarithmique en ordonnée, la somme des deux filtres étant en outre représentée sur ce schéma. La figure 12A illustre les réponses en fréquence de chacune des trois cellules individuelles du filtre RII. La figure 12B illustre la réponse en fréquence de chacune des cinq cellules du filtre RIF. Les figures 13A à 13C illustrent les réponses en fréquence de diverses combinaisons des cellules de filtre RII et de filtre RIF. Les figures 14A à 14C illustrent les réponses impulsionnelles de l'ensemble de filtrage à la fréquence caractéristique des trois cellules du filtre RII. La figure 15A donne le résultat de convolution des trois cellules de filtre RII. La figure 15B est un diagramme illustrant, avec une échelle en ordonnée multipliée par mille, la fin du signal résultat de convolution de la figure 15A. La figure 16 est un schéma du filtre de Nyquist numérique selon l'invention. La figure 17, est un schéma d'une variante de réalisation de filtre de Nyquist selon la figure 16. Les figures 18A, et 18B sont des schémas de cellules de filtre RII. Les figures 19A et 19B, enfin, sont des schémas de cellules de filtre RIF. En se reportant à la figure 1 des dessins, on peut voir un circuit pour le traitement de signaux vidéo à fréquence intermédiaire FI provenant d'un dispositif d'accord (tuner) non représenté. La partie de circuit de la figure 1 comprend un filtre de Nyquist N numérique dont le schéma d'ensemble est donné sur la figure 5 et dont la description détaillée sera donnée plus loin,35 après un rappel de la définition du filtre de Nyquist. L'analyse du fonctionnement du circuit FI montre une plage dynamique élevée pour le traitement des signaux analogiques FI. Pour réaliser la sélection du canal souhaité, parmi les signaux FI arrivant sur la ligne d'entrée 1, on dispose un préfiltre analogique 2 adaptable en largeur de bande. La sortie de ce préfiltre 2 est reliée à un convertisseur A/D (analogique/numérique) 3 qui travaille & une fréquence d'échantillonnage fS. Les signaux numériques issus du convertisseur 3 sont envoyés au filtre de Nyquist N et une partie du signal sortant du filtre N est envoyée dans un circuit 4 de régénération de la porteuse image dont la sortie est reliée à une entrée d'un circuit multiplicateur 5. Une autre entrée du circuit 5 reçoit directement le signal provenant du filtre N. Le signal sortant du circuit 5 est envoyé à un filtre passe-bas 615 dont la sortie fournit le signal de bande latérale vidéo composite (CVBS). La séparation entre la sélection de canal, réalisée par le préfiltre analogique 2, et le filtrage de Nyquist présente un avantage pour la commande automatique20 de fréquence (CAF) non montrée sur la figure 1 qui joue un rôle important pour la démodulation synchrone. Avec une position de la pente de Nyquist p sous commande numérique, une CAF peut beaucoup mieux fonctionner. Après la démodulation synchrone réalisée en aval du filtre N,25 et après le filtre passe-bas 6, le signal de bande latérale vidéo composite (CVBS) devient disponible. La fréquence d'échantillonnage fs, au niveau du convertisseur 3, est un paramètre important qui prédétermine la performance réalisable sous des30 conditions économiques. Son choix doit être effectué avec beaucoup de soin, comme il résulte des explications qui suivent, cette fréquence ne pouvant pas être délibérément choisie. Pour une meilleure compréhension, le spectre du signal FI analogique sortant du préfiltre 2 est montré sur la figure 2 l'amplitude étant portée en ordonnée, et la fréquence en abscisse. Contrairement & la représentation habituelle des spectres FI, son orientation est inversée, les composantes & fréquence habituellement plus élevée correspondant à la bande vidéo 7 autour de la fréquence porteuse image fpc apparaissent ici comme étant les composantes à fréquence plus faible, tandis que les composantes de la bande son 8, & fréquence habituellement plus faible, apparaissent ici comme étant plus élevées. L'orientation inversée du spectre FI représenté sur la figure 2 est due au pré-traitement10 analogique, et est sans importance pour le problème traité. L'examen du spectre FI obtenu suggère une certaine application d'une technique de sous- échantillonnage. Afin de tolérer dans une certaine mesure les imperfections du préfiltre analogique 2, concernant la suppression des canaux adjacents au canal désiré, la fréquence d'échantillonnage fs ne devrait pas être choisie trop petite. Un spectre de fréquences entièrement occupé dans lequel les spectres FI répétés, par suite de20 l'échantillonnage, ne laisseraient aucun intervalle de fréquence entre eux, devrait être évité. Des intervalles de fréquence espacés de manière égale entre les spectres répétés périodiquement seront obtenus si la fréquence d'échantillonnage fS satisfait à la condition25 fs = fFImax + (fFImax - 2BCH)/3 fs = (4fFImax - 2BcH)/3 avec fFImax:norme B/G = fPC:norme B/G + fVSB:norme B/G fPc = fréquence de la porteuse fPC:norme B/G = 38.9 MHZ, fVSB:norme B/G = 1.25 MHz, BCH:norme B/G = 7 MHz fFImax:norme B/G = 40.15 Mhz Il en résulte fs = 48.87 MHz. Les figures 3A à 3D donnent une illustration de la technique de souséchantillonnage proposée. Le signal d'entrée du convertisseur A/D 3 est représenté par le signal FI sélectionné 7, 8 sur la figure 3A avec une largeur de bande finale de BCH. On a représenté sous forme d'une ligne trapézoïdale en tirets, sur la figure 3A, la largeur de bande nécessaire d'un échantillonneur- bloqueur appartenant au convertisseur 3. Sur les figures 3A à 3D, comme sur la figure 2, on a porté en ordonnée l'amplitude du signal FI et en abscisse les fréquences. Lorsque la fréquence d'échantillonnage correspond à la fréquence FI maximale, soit fFImax, l'échantillonnage à15 cette fréquence donne pour résultat le spectre illustré sur la figure 3B avec des intervalles inégaux entre les spectres répétés FI. La figure 3B représente déjà un cas extrême dans lequel l'intervalle de fréquence autour de la fréquence zéro diminue.20 L'examen de l'intervalle de fréquence entre "la bande de base" et le premier spectre répété suggère que cet espace d'amplitude fFImax. - 2BCH doit être partagé par tiers autour de la fréquence zéro comme montré sur la figure 3C. Par conséquent, la fréquence d'échantillonnage25 doit être augmentée de (fFImax - 2BCH)/3 comme cela a été fait précédemment. La fréquence Nyquist à 6 dB de la porteuse image résultante peut maintenant être calculée: f6dB = fs - fPC inversée avec fPC inversée = fFImax - BCH + fVSB = 34.4 MHz cela devient f6dB = 48.87 MHz - 34.4 MHz = 14.47 MHz. Une forme possible de la caractéristique du filtre de Nyquist numérique est représentée en trait épais continu 10 sur la figure 3D. On rappelle que la pente p qui limite la bande passante ll du filtre de o10 Nyquist vers les fréquences plus élevées coupe la fréquence porteuse ou sa transposée 12 & mi-hauteur. Ceci permet, comme expliqué pour la figure 4D, après démodulation régénération de la porteuse image, d'éviter 5 une distorsion du signal. Afin de permettre une démodulation synchrone ultérieurement, le filtre de Nyquist devrait également posséder une caractéristique de suréchantillonnage qui supprime au moins le premier spectre répété FI.10 Les figures 4A à 4E illustrent le processus qui permet d'aboutir, à la figure 4E au signal vidéo démodulé du canal sélectionné. La figure 4A reprend la figure 3D et illustre le signal résultant après passage par le filtre de Nyquist dont le diagramme de réponse en fréquence est représenté par des traits épais comprenant des segments parallèles & l'axe des abscisses limités par des pentes p relativement raides coupant la porteuse à mi-hauteur. La figure 4B illustre le signal à la sortie du filtre de Nyquist, la20 bande vidéo 7 étant limitée par la pente de Nyquist p. La figure 4C illustre la porteuse image régénérée. La figure 4D illustre les signaux après démodulation, soumis à un filtrage passe-bas ayant une réponse en fréquence représentée par la courbe 13 en trait épais. On25 notera que les deux pentes de Nyquist p de bandes vidéo inversées autour de la fréquence zéro se coupent & mi- hauteur et permettent, par addition, d'obtenir un segment parallèle à l'axe des fréquences et d'éviter une distorsion.30 La figure 4E montre précisément le signal de bande latérale vidéo composite reconstruit, avec les signaux son modulés, à la sortie du filtre passe- bas. La figure 5 illustre schématiquement la réalisation du filtre de Nyquist selon l'invention. Le filtre N a été représenté à la première ligne de la figure 5. Une première indication sur la composition de ce filtre N est donnée par la deuxième ligne de la figure 1% o l'on voit que le filtre N comprend en série un filtre (ou ensemble de filtres) RII, à réponse impulsionnelle infinie et un filtre RIF à réponse impulsionnelle finie. La troisième ligne de la figure 5 montre que le filtre RII, considéré dans son ensemble, se décompose en deux filtres RII en cascade 15, 16. Le filtre RIF peut également se décomposer en deux filtres RIF 17, 18 en cascade. Toutefois, le filtre 18 destiné au sur- échantillonnage n'est pas indispensable. Un filtre RII offre, en général, pour les applications vidéo une caractéristique de retard de groupe inacceptable. Pour compenser la caractéristique de phase non linéaire du filtre RII 15, de fonction de15 transfert H(Z) ( avec Z = e), on prévoit un filtre 16 RII à spectre conjugué, en cascade, avec une fonctionnalité inversée dans le temps. Le filtre 16 doit donc être un filtre non-causal. On rappelle que la propriété de causalité traduit le fait que dans un filtre réel la sortie ne peut précéder l'entrée dans le temps. Le filtre 16 à spectre conjugué du filtre 15 doit présenter une propriété inverse de celle de causalité. La réalisation de ce filtre non causal va être expliquée un25 peu plus loin. Le filtre RIF 17 et éventuellement le filtre RIF 18 sont conçus pour apporter une correction de fréquence aux filtres RII 15, 16 en cascade. On considère maintenant l'ensemble de filtrage RII, avec le filtre non causal 16. La fonction de transfert Hres(Z) résultant des deux filtres 15, 16 en cascade peut s'exprimer de la manière suivante: Hres(Z) = H(Z) H(Z-1) = H(Z) H(Z)* = IH(Z)12 Cette fonction de transfert résultante correspondant à un nombre réel, la caractéristique de phase linéaire globale est alors assurée ce qui est une condition préalable absolument nécessaire pour les applications vidéo. Malheureusement, la fonction de transfert H(Z-1), ou fonction de transfert non-causale, ne peut pas être réalisée dans sa forme idéale. Selon l'invention, une approximation est rendue possible en utilisant une technique d'inversion de temps local et une méthode de convolution sectionnée en un seul passage. Pour réaliser l'inversion dans le temps des signaux numériques Xk(n) on prévoit, comme montré sur la figure 7, une pile LIFO (dernier entré, premier sorti) 19 qui permet donc d'inverser dans le temps les échantillons A1... AL d'une section de longueur, dans le temps, égale a LT, T étant la période d'échantillonnage dans le15 convertisseur A/D 3, lequel comporte les moyens d'échantillonnage du signal vidéo. Le nombre L d'échantillons pour une section sera précisé par la suite. Ainsi, comme l'illustre le schéma de la figure 6, les échantillons A1... AL de la section de signal Xk(n) entrant dans la pile 19, se retrouvent en ordre inversé dans le temps à la sortie de cette pile, comme montré sur la deuxième ligne de la figure 6 o le dernier échantillon entré AL est placé au début de la section sortante inversée; le segment (ou échantillon) A1 qui était au début de la section à l'entrée, se trouve, en sortie, placé à la fin de cette section. Il en est de même pour les échantillons des sections suivantes B1... BL, inversés en BL... B1 et pour C1... CL inversés en30 CL... C1. La figure 7 donne le schéma du filtre non-causal RII 16. Ce filtre comporte la pile LIFO 19 déjà évoquée qui peut stocker L échantillons. La sortie de la pile 19 est reliée à un moyen d'aiguillage 20, schématiquement représenté, qui comprend deux éléments commutateurs 21a, 21b prévus respectivement sur deux voies parallèles 22a, 22b. Une source 23 pour émettre des signaux zéro est en outre prévue. La sortie de la pile 19 est reliée, en parallèle, & une borne de chacun des commutateurs 21a, 21b, tandis que la source 23 de zéros est reliée & l'autre borne de ces commutateurs. Ces commutateurs 21a, 21b fonctionnent à un rythme d'horloge dont la période est égale L fois la période T d'échantillonnage dans le convertisseur A/D 3. Le moyen d'aiguillage 20 peut prendre deux configurations: la première, illustrée sur la figure 7, relie la sortie de la pile 19 à la voie 22a et à l'entrée d'un filtre RII 24a; dans cette configuration, l'autre commutateur 21b relie la source de zéros 23 à l'autre voie 22b qui est reliée & l'entrée d'un filtre RII 24b, avantageusement identique au filtre15 24a. Les moyens d'aiguillage 20 peuvent prendre une deuxième configuration dans laquelle le commutateur 21a relie la source 23 à la voie 22a alors que le commutateur 21b relie la sortie de la pile 19 à la voie 22b. La sortie du filtre 24a est reliée en parallèle à une borne d'un premier commutateur 25a et à une borne d'un deuxième commutateur 25b appartenant à un deuxième moyen d'aiguillage 26. La sortie du filtre 24b est reliée en parallèle aux deux autres bornes des commutateurs 25a, 25b. Le commutateur 25a est relié à l'entrée d'une cellule à retard 27 propre à introduire un retard de 2 L fois la période d'échantillonnage T du convertisseur 3 (soit 2 LT); la sortie de la cellule & retard 27 est reliée à une entrée d'un circuit additionneur 28. L'autre commutateur 25b est relié directement à une autre entrée30 du circuit additionneur 28. Le moyen d'aiguillage 26 fonctionne au même rythme d'horloge que le moyen d'aiguillage 20, les commutateurs 25a, 25b modifiant les connexions à ce rythme. Dans une première configuration du moyen d'aiguillage 26, illustrée sur la figure 7, le35 commutateur 25a relie la sortie du filtre 24a & l'entrée de la cellule à retard 27, tandis que le commutateur 25b relie la sortie du filtre 24b directement au circuit additionneur 28. Dans la deuxième configuration, les connexions sont inversées par le changement de position des commutateurs 25a, 25b. Les signaux Yk(-n) sortant du circuit additionneur 28 sont envoyés à l'entrée d'une deuxième pile LIFO 29, semblable à la pile 19, qui effectue une nouvelle inversion dans le temps des signaux et restitue, en sortie, des signaux Yk(n). La figure 8 est une succession de diagrammes illustrant schématiquement les traitements des signaux aux différents stades des circuits de la figure 7. A la première ligne de cette figure 8 on a représenté, pour simplifier, un signal FI 30 dont l'amplitude est croissante linéairement avec le temps. Le15 signal 30 est divisé en sections 31, 33, 35,... d'égale durée LT. Les échantillons A1... AL, B1... BL de ce signal, à la sortie du convertisseur 3 sont désignés dans l'ensemble par Xk(n). Le premier groupe 31 de L échantillons est inversé dans le temps par la pile 19 qui donne, en sortie, sur la voie 22a, le groupe 32 de la deuxième ligne de la figure 8, retardé de LT (L fois la période d'échantillonnage). A la fin de ce groupe 32, l'aiguillage 20 change de configuration, et le groupe suivant 33 de la première ligne de la figure 8 est envoyé sur la deuxième voie 22b, pour donner le groupe 34 (de la troisième ligne de la figure 8) tandis que, pendant ce temps, la première voie 22a reçoit des signaux zéro. Puis le troisième groupe 35 de la première ligne de la figure 8 est envoyé à nouveau sur la voie 22a pour former le groupe d'échantillons 36 inversés dans le temps, tandis que la voie 22b reçoit des signaux zéro. Sur la deuxième et la troisième lignes de la figure 8 on a représenté en traits épais l'allure des signaux à la sortie des filtres 24a, 24b. On remarquera, sur la deuxième ligne, que la série de zéros qui fait suite au groupe 32 pendant une durée LT, et qui est représentée par le segment 37, permet au signal de sortie 38 du filtre 24a, qui se maintient en diminuant après le dernier échantillon du groupe 32, d'atteindre une valeur très faible proche de zéro. Le- nombre L est choisi de telle sorte que la longueur LT du segment 37 soit suffisante pour que la "traînée" 38 du signal de sortie du filtre 24a ou 24b, après la dernière impulsion d'un groupe tel que 32, soit sensiblement nulle au bout de LT. La quatrième ligne de la figure 8 illustre le décalage dans le temps créé par la cellule 27 qui retarde de 2 LT les groupes d'échantillons filtrés 32, 34, 35... La cinquième ligne de la figure 8 illustre l'opération d'addition réalisée dans le circuit 28. La sortie retardée de 2 LT du filtre 24a, correspondant au groupe d'échantillons 32, est additionnée à la traînée du signal de sortie du filtre 24b, faisant suite au groupe d'échantillons 34. D'une manière analogue, la sortie d'un groupe d'échantillons filtrés par le filtre 24b sera additionnée à une traînée du filtre 24a. La cinquième20 ligne de la figure 8 illustre schématiquement les signaux Yk(-n) obtenus à la sortie de l'additionneur 28. La pile LIFO 29 en inversant dans le temps les signaux Yk(-n) redonne un signal filtré Yk(n) schématisé à la dernière ligne de la figure 8, chaque groupe étant retardé de LT par la pile 29. La figure 9 illustre, sous forme de diagrammes, les explications précédentes. On voit que les sections d'échantillons A1... AL; B1... BL; C1... CL sont d'abord inversées dans le temps comme illustré sur la30 deuxième ligne. Ensuite, les moyens d'aiguillage 20 envoient sur la ligne 22a les sections inversées AL... A1, CL... C1, avec interposition de sections constituées de L zéros, comme illustré sur la troisième ligne de cette figure 9.35 La quatrième ligne de la figure 9 correspond aux signaux filtrés FAL... FA1 à la sortie du filtre 24a. La cinquième et la sixième lignes de la figure 9 sont semblables à la troisième et à la quatrième lignes mais pour le cas des sections BL... B1, décalées dans le temps de LT par rapport aux sections AL...A1, CL...C1. La septième ligne de la figure 9 illustre le retard de 2 LT introduit par la cellule 27 sur les signaux filtrés. La huitième ligne de cette figure 9 illustre schématiquement l'addition réalisée dans le circuit 28 entre une section de signaux filtrés et une "traînée" de10 la sortie de l'autre filtre lors de la section de zéros envoyés à l'entrée. YAL.. .YA1 correspondent aux résultats de l'addition. La dernière ligne de la figure 9 illustre la nouvelle inversion dans le temps des sections d'échantillons YAL...YA1, exercée par la pile LIFO 29. Comme on le voit, la méthode de convolution sectionnée à un seul passage utilise la méthode d'addition-recouvrement (OVERLAP-ADD) prévoyant que la réponse impulsionnelle est au moins de durée finie LT (T20 = période d'échantillonnage du convertisseur 3), ce qui n'est que seulement approximativement vrai pour des filtres RII. Dans ce cas, le signal de sortie du filtre (inversé dans le temps) est donné par la formule yk(-n) = h(n) * xk(-n) + h(n) * xk+l(-n). avec { y(n), x(n) pour kL { 0 ailleurs. Selon la formule précédente la convolution de temps pour obtenir yk(- n) peut être interprétée comme deux sections de sortie consistant en une réponse menante (h(n) * xk(- n)) et une réponse de traînée (h(n) * xk+l(- n)). Ceci correspond à l'architecture décrite à propos de la figure 7 et dont le fonctionnement a été expliqué avec référence aux figures 8 et 9. Pour la convolution de temps directe du filtre causal 15, de fonction de transfert H(Z), on peut trouver par conséquent: yk(n) = h(n) * xk(n) + h(n) * Xk-l(n). La figure 10 montre l'architecture de filtre complète d'un ensemble de filtrage RII à phase linéaire selon l'invention. Le filtre non-causal 16, expliqué en détail précédemment, est en cascade avec le filtre causal 15 qui comprend une structure parallèle à deux voies 39a, 39b reliées respectivement à deux commutateurs d'un aiguillage 40 semblable aux aiguillages 20 et 26 et fonctionnant à la même fréquence. L'aiguillage 40 permet de relier alternativement les voies 39a, 39b & la sortie15 de la pile LIFO 29 et à une source de zéros. Chaque voie 39a, 39b comporte un filtre RII 41a, 41b identique dont la sortie est reliée à une entrée d'un circuit additionneur 42. Le filtre 15 ainsi constitué permet de réaliser la convolution de temps directe correspondant à20 l'équation précédente. Si le cycle limite ou si les oscillations de dépassement ne peuvent poser de problèmes, la convolution de temps directe peut même être simplifiée en utilisant un seul filtre RII, par exemple 41a, à la place de la25 structure parallèle illustrée sur la figure 10. En prenant en compte les formules qui précèdent, il apparaît que si l'on veut réaliser un filtre de Nyquist avec les deux filtres RII 15 et 16 en cascade, on doit satisfaire à la relation suivante, entre les30 fonctions de transfert H(Z) pour le filtre 15, et H(Z-1) pour le filtre 16, H(Z) H(Z-1) = Hnyquist(Z) Ceci entraîne H(Z) = Hdemi-nyquist(Z). L'expérience a montré qu'un filtre demi-Nyquist ne peut être entièrement réalisé sur la conception d'un filtre RII et qu'une partie de filtre à réponse impulsionnelle finie RIF doit être ajoutée comme schématisé sur la troisième ligne de la figure 5 avec le filtre 17 et le cas échéant le filtre 18. Il est apparu que même la partie de filtre RIF domine la partie RII en ce qui concerne l'ordre du filtre. La fonction de transfert pour le filtre demi- Nyquist de l'invention peut s'exprimer comme suit: Hdemi-nyquist(Z) = N(Z)/D(Z), formule dans laquelle N(Z) et D(Z) représentent des polynômes de numérateur et de dénominateur de la fonction de transfert du filtre demi-Nyquist. L'ordre minimum des15 polynômes du numérateur et du dénominateur pourrait s'élever à 10 et 6, respectivement. La figure 11A montre les réponses en fréquence résultantes de la partie de filtre RIF et RII. Alors que la partie de filtre RIF qui correspond à la courbe N(Z)20 montre une caractéristique passe-bas sur toute la région de la bande passante, la courbe D(Z) qui est la réponse de la partie de filtre RII, montre une forte atténuation dans la bande passante du filtre RIF, et quelques fréquences de résonance dans la région de la bande25 d'arrêt du filtre RIF. La représentation logarithmique, donnée sur la figure llB, des réponses en fréquence de la figure 11A permet de voir comment les deux parties de filtre N(Z) et D(Z) peuvent donner un filtre demi- Nyquist. La30 caractéristique de bande passante plate et l'échelon de transition demi-Nyquist sont principalement dus au comportement antagoniste des deux types de filtre. Les deux types de filtre participent sensiblement également au comportement d'ensemble.35 En examinant de plus près les caractéristiques de filtrage RII et RIF, on fait apparaître un problème sérieux associé à la réalisation matérielle de tels types de filtres. Comme montré sur la figure 11B, dans la région de la bande passante sur une largeur de bande d'environ 5 MHz, il existe une variation de gain d'environ 40 dB pour la partie de filtre RIF et d'environ 5 34 dB pour la partie RII. En tenant compte maintenant également de l'agencement de la figure 5, la plage dynamique du chemin de signal numérique après les deux filtres RII en cascade 15, 16, et avant le filtre RIF 17 suivant, doit être augmentée de 70 dB. On peut en10 conclure que, premièrement, l'agencement de filtre proposé sur la figure 5 n'est qu'un schéma simplifié et que, deuxièmement, les polynômes N(Z) et D(Z) de filtrage doivent être décomposés en cellules de filtrage plus petites.15 Des essais avec simulation sur ordinateur ont montré que l'on obtient des résultats satisfaisants avec: pour le filtre RIF: N(Z) = N1(Z) N2(Z) N3(Z) N4(Z) N5(Z) et pour le filtre RII: D(Z) = D1(Z) D2(Z) D3(Z). La décomposition des polynômes N(Z), D(Z) en polynômes d'ordre inférieur permet d'obtenir des résultats satisfaisants. En outre, pour les filtres RIF une représentation en partie de filtre causale et partie non-causale n'a plus de sens - du fait qu'elle exige deux fois le nombre de coefficients à réaliser - de sorte que la30 caractéristique de filtrage RIF résultante de la partie de filtre causale et non-causale peut être décrite par N(ZN(Z(Z-1) = N*i(Z) N*2(Z) N*3(Z) N*4(Z) N*5(Z) avec: N*1(Z) = N(Z) Nl(Z-1), N*2(Z) = N2(Z) N2(Z-1), N*3(Z) = N3(Z) N3(Z-1), N*4(Z) = N4(Z) N4(Z-1), N*3(Z) = N3(Z) N3(Z1), N*4 N *5(Z) = Ns(Z) N5(Z-1), o chaque N*i(Z) est d'ordre quatre et a des coefficients de la forme ( M (i)2, (i)1, P (i)0, 0 ( i), 0 (i)2). Par contre, chaque Di(Z) est d'ordre deux et est décrit par les coefficients ( a (i)0, (i)1, a (i) 2). Les coefficients des cellules de filtrage RIF sont donnés ci-après: (1)k = [377, 638, 1024, 638, 377] f (2)k = [94, 349, 512, 349, 94] (3)k = [71, 177, 256, 177,71] (4)k = [34, 159, 256, 159, 34] (5)k = [19, -155, 512, -155, 19]. Le facteur d'amplification correspondant pour le filtre RIF est VN = 12. Avec ces valeurs il apparaît que la fonction de transfert N1(Z) pour la première cellule de filtrage RIF s'exprime de la manière suivante:25 N1(Z) = 377 Z2 + 638 Z + 1024 + 638 Z-1 + 377 Z-2. On pourrait écrire de la même manière les autres polynômes N2(Z)... N5(Z) à l'aide des valeurs des coefficients donnés dans le tableau qui précède.30 Les coefficients des trois cellules de filtrage RII sont donnés par le tableau suivant a (1)k = [76, 128, 63] a (2)k = [128, 82, 114] a (3)k = [128, 62, 66]. Le facteur d'amplification correspondant VD du filtre RII est VD = 2348/4096. D'après les coefficients donnés dans ce tableau, le premier polynôme de la décomposition D1(Z) s'écrit: Di(Z) = 76 Z + 128 + 63 Z-1. Les autres polynômes s'obtiennent de la même manière, à l'aide des lignes suivantes. La figure 12A montre les réponses en fréquence des différentes cellules de dénominateur Di(Z), tandis que la figure 12B montre les réponses en fréquence des cellules de numérateur N*i(Z) (fréquence en abscisses, amplitude en ordonnées). Afin d'éviter une augmentation inacceptable de la plage dynamique dans le chemin de signal numérique, les fréquences de résonance de chaque cellule de dénominateur Di(Z) doivent être compensées par une cellule de15 numérateur précédente N*i(Z). Une simulation sur ordinateur a permis de montrer que les combinaisons suivantes donnaient l'augmentation minimale de la plage dynamique: N 4(Z) Di(Z), N*3(Z) D2(Z), N*2(Z) D3(Z). Les figures 13A, 13B et 13C montrent les réponses en fréquence de ces combinaisons dans la région de fréquences intéressante du signal FI. Le gain est porté en ordonnée et la fréquence en abscisse est exprimée par25 le rapport de la fréquence & la moitié de la fréquence d'échantillonnage (rapport f/(fs/2)). La variation de gain résultante dans chacune de ces trois combinaisons n'excède pas un facteur 2, c'est-à-dire 6 dB. L'architecture de filtre de Nyquist proposée est maintenant illustrée sur la figure 16 o l'on retrouve en cascade des filtres RII 15A et 16A d'architecture semblable à celle des filtres 15 et 16 déjà rencontrés. La cellule de filtrage dans chaque voie de la partie 16A est désignée par Hb(Z) tandis que dans la partie 15A la35 cellule de filtrage est désignée par Hc(Z). Une cellule de filtrage RIF désignée par Ha(Z) est prévue en amont de la pile LIFO 19 tandis qu'une autre cellule de filtrage RIF désignée par Hd(Z) est prévue en aval du circuit additionneur 42. Les cellules de filtrage, qui constituent des sous-filtres, ont les fonctions de transfert suivantes: Ha(Z) = N*4(Z) Hb(Z) = D1(Z) N 3(Z) D2(Z) N*2(Z) D3(Z) Hc(Z) = D1(Z) D2(Z) D3(Z) Hd(Z) = N*l(Z) N*5(Z). Le nombre L, déjà évoqué précédemment, qui définit la longueur de la section de signal échantillonné peut avoir une influence importante sur la complexité du matériel ainsi que sur son efficacité. Afin d'obtenir une15 première estimation de la longueur de section maximale nécessitée, les réponses impulsionnelles du filtre avec la caractéristique de fréquence de D1(Z), D2(Z) et D3(Z) ont été observées. Les figures 14A, 14B et 14C montrent les réponses impulsionnelles correspondantes.20 Les réponses d1(t) et d2(t) des figures 14A et 14B montrent tout à fait bien leur caractère oscillant en raison des fréquences de résonance dans les réponses en fréquence tandis que d3(t) sur la figure 14C, correspondant à la cellule D3(Z), diminue très25 rapidement. D'après ces résultats, il n'est pas surprenant que la réponse impulsionnelle globale de ces trois filtres est gouvernée par dl(t). La figure 15A donne le résultat de convolution de ces trois filtres avec30 d(t) = dl(t) * d2(t) * d3(t). Si une résolution dynamique de 10 bits du signal de sortie numérique doit être prise en compte, la longueur L de section nécessaire est obtenue lorsque35 l'amplitude de la réponse impulsionnelle tombe au- dessous de 1/1000 de l'amplitude en réponse impulsionnelle maximale. La figure 15B représente, avec agrandissement d'un facteur 1000 des valeurs en ordonnée, la réponse impulsionnelle d(t) pour des temps exprimés, en abscisse, par un multiple de la période d'échantillonnage. D'après la figure 15B il apparalt que la longueur de section 5 minimale L pour obtenir le résultat souhaité est d'environ 110 fois la période d'échantillonnage T. Cette valeur peut être prise beaucoup plus faible dans la pratique car le signal d'entrée du filtre de Nyquist ne sera jamais une impulsion delta et les10 composantes de fréquences potentielles qui donnent lieu aux oscillations dans les diagrammes dl(t) et d2(t) des figures 14A et 14B seront sensiblement atténuées par la caractéristique de filtre passe-bas précédente de N*4(Z) et N*3(Z). Un bref calcul permettra de vérifier15 l'argument final. Les maxima de ID1(Z) I (valeur absolue de DI(Z)) et ID2(Z) I peuvent être déduits de la figure 12A. Ils s'élèvent à environ 22 pour le maximum de la valeur absolue de D1(Z) et à environ 10 pour le maximum de la20 valeur absolue de D2(Z). Par application de N*4(Z) et N*3(Z) avant Dl(Z) et D2(Z), les maxima seront presque compensés. Un nombre L donnant une longueur de section raisonnable peut être de l'ordre de 50. Une architecture de filtre beaucoup plus simple peut être réalisée si la méthode d'addition-recouvrement pour le ou les filtres causals RII n'est pas nécessaire. Dans ce cas, l'architecture de filtre de Nyquist est donnée par la figure 17. L'architecture du filtre non- causal 16B reste la même, mais le filtre causal RII 15B30 est simplifié et ne comporte plus deux voies parallèles avec un circuit additionneur, mais simplement une cellule de filtrage désignée par sa fonction de transfert H3(Z). Les autres cellules de filtrage sont également désignées par leur fonction de transfert H1(Z) pour la cellule en35 amont de la pile LIFO 19 et H2(Z) pour les cellules du filtre non-causal 16B. Les fonctions de transfert des filtres sont données par les équations suivantes: H1(Z) = N*4(Z) D1(Z) N 3(Z) D2(Z) N 2(Z) D3(Z) H2(Z) = D1(Z) D2(Z) D3(Z) H3(Z) = N*1(Z) N*s(Z). Les figures 18A et 18B sont des schémas de réalisation de cellules de filtrage RII. Le schéma de la figure 18A correspond & une cellule de filtrage RII du second ordre. Le signal d'entrée x(n) arrive sur une entrée d'un circuit soustracteur 43. Le signal de sortie du circuit 43 est renvoyé sur une entrée de ce circuit par l'intermédiaire d'une première cellule à retard 44 qui introduit un retard At. La sortie de cette cellule est envoyée d'une15 part sur une entrée d'un circuit multiplicateur 45 et d'autre part sur l'entrée d'une autre cellule à retard 46 semblable à la cellule 44. Un coefficient de multiplication a1 est envoyé sur une autre entrée du circuit multiplicateur 45 dont la sortie est envoyée sur20 une entrée d'un circuit additionneur 47. La sortie de la cellule à retard 46 est envoyée sur une entrée d'un circuit multiplicateur 48 dont une autre entrée reçoit le coefficient de multiplication a2. La sortie du circuit multiplicateur 48 est envoyée sur25 une autre entrée du circuit additionneur 47. La sortie du circuit 47 est reliée à une entrée du circuit soustracteur 43. L'équation non quantifiée entre le signal d'entrée x(n) et le signal de sortie y(n) est donnée par: y(n) = x(n) - aly(n-1) - a2Y(n-2). La figure 18B est un schéma d'une cellule de filtrage RII de second ordre, du même type que celle de la figure 18A, mais adaptée pour un traitement de signal numérique avec une amplification par un facteur 2m du35 signal d'entrée x(n). On retrouve les différents circuits décrits à propos de la figure 18A et désignés par les mêmes références numériques. En outre, le circuit soustracteur 43 est précédé d'un circuit 49 permettant d'amplifier de 2m le signal x(n) de sorte que le signal entrant sur le circuit 43 est égal à 2mx(n). Les coefficients multiplicateurs envoyés sur les circuits 45 et 48 sont respectivement a1 et =2 avec: a1 = a1 2k1 et a2 = a2 2k2- Entre la sortie du circuit 45 et l'entrée du circuit 47 est prévu un circuit 50 recevant sur une entrée la valeur -k1; ce circuit 50 donne en sortie un signal égal au produit du signal d'entrée par 2-kl. Un circuit 51, analogue au circuit 50, est prévu entre la sortie du multiplicateur 48 et l'entrée de l'additionneur 47, ce circuit 51 recevant la valeur -k215 et multipliant le signal d'entrée par 2-k2. Enfin, un circuit 52 est prévu juste en aval de la sortie de la cellule de filtrage. Ce circuit 52, semblable aux circuits 49, 50 et 51 reçoit une valeur -m et donne en sortie le produit du signal d'entrée par 2-X.20 La cellule de filtrage de la figure 18B permet d'obtenir un signal de sortie sous forme quantifiée de bonne qualité. La figure 19A est un schéma d'une cellule de filtrage RIF du quatrième ordre. Le signal d'entrée x(n) est envoyé sur l'entrée d'une cellule à retard 53 qui est suivie en série par trois autres cellules 54, 55, 56 introduisant chacune un retard At. Le signal d'entrée x(n) est également envoyé sur une entrée d'un circuit additionneur 57 dont une autre entrée reçoit la sortie de la cellule 56. La sortie du circuit 57 est envoyée sur une entrée d'un circuit multiplicateur 58 dont une autre entrée reçoit un coefficient 1 2 de multiplication. La sortie du circuit multiplicateur 58 est envoyée sur une entrée d'un circuit35 additionneur 59. La sortie de la cellule- à retard 53 est envoyée sur une entrée d'un circuit additionneur 60 dont une autre entrée reçoit la sortie de la cellule 55. La sortie du circuit 60 est envoyée sur une entrée d'un circuit multiplicateur 61 dont une autre entrée reçoit un coefficient 0 1. La sortie du circuit 61 est envoyée sur une autre entrée du circuit additionneur 59. La sortie de la cellule à retard 54 est envoyée sur une entrée d'un circuit multiplicateur 62 dont une autre entrée reçoit un coefficient 0 0. La sortie du circuit 62 est envoyée sur une entrée d'un circuit10 additionneur 63 dont une autre entrée reçoit la sortie du circuit additionneur 59. La sortie du circuit 63 est envoyée sur un circuit 64 qui reçoit sur une autre entrée l'exposant - m; le circuit 64 multiplie le signal sortant du circuit 63 par 2-m. Le circuit 64 délivre le signal de15 sortie y(n). Les coefficients 0, 01 et 02 sont égaux au produit de 2m par les coefficients souhaités pour la cellule de filtrage RIF. La figure 19B est un schéma de la combinaison d'une cellule de filtrage RIF 65 semblable à celle de la figure 19A, avec une cellule de filtrage RII 66 semblable à celle de la figure 18B. La cellule RIF 65 se compose du même circuit que la cellule de la figure 19A. Toutefois, la sortie du circuit 58 est reliée directement à une entrée du circuit 63, alors que la sortie du circuit 62 est reliée à une entrée du circuit 59. La cellule RII comprend le circuit soustracteur 43 situé avant l'entrée de la cellule 65. Les signaux prélevés à la sortie des cellules à retard 53, 54, par des lignes 67, 68 sont renvoyés à une entrée du circuit soustracteur 43 comme montré schématiquement sur la figure 18B. L'invention permet de réaliser un filtrage de Nyquist de signaux FI vidéo numériques dans des conditions économiques. La combinaison de cellules de filtrage RIF et RII conduit à une réduction importante des coefficients de filtre qui doivent être effectivement réalisés. Comparée à une conception de filtre RIF direct pour laquelle il faudrait réaliser environ 50 coefficients, en exploitant la symétrie du filtre, pour l'exemple considéré la solution proposée ne nécessite que 22 coefficients. REVENDICATIONS 1. Circuit pour un filtrage numérique de signaux vidéo à fréquence intermédiaire FI comprenant un convertisseur A/D (analogique/numérique)(3) et un filtre de Nyquist, caractérisé par le fait que: - un préfiltre analogique (2), propre à sélectionner le canal souhaité, est placé en amont du convertisseur A/D (3); - et le filtre de Nyquist (N) est un filtre numérique placé en aval du convertisseur A/D (3), composé de deux filtres RII ( 15,16; 15A,16A; 15B,16B) placés en cascade, l'un( 16; 16A; 16B) de ces filtres RII étant réalisé sous forme non-causale et l'autre étant réalisé15 sous forme causale ( 15; 15A; 15B), et d'un filtre RIF (17) en série, pour corriger les filtres RII. 2. Circuit selon la revendication 1 caractérisé par le fait que chaque filtre RII (15,16; 15A,16A; 15B,16B) est un filtre demi-Nyquist. 3. Circuit selon la revendication 1 ou 2 caractérisé par le fait que les filtres RII et RIF sont combinés de manière à réduire la dynamique de signal, et à utiliser25 partout la même dynamique. 4. Circuit selon l'une des revendications 1 à 3 caractérisé par le fait que le filtre RII (16; 16A; 16B) réalisé de manière non-causale est le conjugué complexe30 du filtre RII causal (15; 15A; 15B) de sorte qu'après traitement par les deux filtres RII le signal vidéo reste sensiblement à phase linéaire. 5. Circuit selon l'une des revendications 1 à 4 caractérisé par le fait que. le filtre RII (16; 16A; 16B) réalisé de manière non-causale comprend des moyens d'échantillonnage (3) du signal vidéo, des moyens (20) pour découper le signal vidéo échantillons en sections de longueur de temps prédéterminée (LT), des moyens d'inversion dans le temps (19) des échantillons des sections découpées avant filtrage, et des seconds moyens d'inversion dans le temps (29) après filtrage. 6. Circuit selon la revendication 5 caractérisé par le fait que chaque moyen d'inversion dans le temps des échantillons avant et après filtrage est constitué par une pile LIFO (19, 29). 7. Circuit selon la revendication 6 caractérisé par le fait que le filtre non-causal (16; 16A; 16B) comporte deux voies (22a, 22b) branchées en parallèle à la sortie15 d'une première pile LIFO (19), chaque voie comportant un filtre numérique RII identique (24a, 24b), un moyen d'aiguillage (20) fonctionnant à un rythme d'horloge(LT) égal à L fois la période d'échantillonnage (T) étant prévu pour relier alternativement un filtre (24a, 24b) à la sortie de la pile LIFO (19) sur l'une des deux voies (22a, 22b) et pour relier l'autre filtre (24b, 24a) sur l'autre voie à une émission (23) de zéros de même durée que la section découpée, un deuxième moyen d'aiguillage (26) fonctionnant au même rythme d'horloge que le premier (20) étant prévu en aval.des.deux filtres parallèles (24a, 24b) pour relier alternativement la sortie du filtre (24a, 24b) qui reçoit les échantillons de la section découpée renversés dans le temps à une cellule à retard (27) introduisant un retard (2LT) égal & deux fois30 la durée d'une section, la sortie de cette cellule & retard (27) étant reliée à une entrée d'un additionneur (28) dont une autre entrée est reliée, par le deuxième moyen d'aiguillage (26), à la sortie du filtre (24b, 24a) qui reçoit la série de zéros, la sortie de l'additionneur35 (28) étant reliée à la deuxième pile LIFO (29) qui rétablit l'ordre dans le temps des échantillons filtrés. 8. Circuit selon la revendication 7 caractérisé par le fait que le nombre L est choisi de telle sorte que la durée (LT), égale au produit de L par la période d'échantillonnage, soit suffisante pour que la tralnée du signal filtré à la fin du passage de la séquence de zéros soit négligeable. 9. Circuit selon l'une des revendications précédentes caractérisé par le fait que le filtre RIF et le filtre combiné RII sont décomposés en de petites cellules de filtrage de telle sorte que le polynôme de la fonction de transfert globale pour chaque filtre soit égal au produit de plusieurs polynômes d'ordre plus petit, le RIF correspondant au polynôme (N(Z)) du numérateur, tandis que le RII correspond au polynôme (D(Z)) du dénominateur. 10. Circuit selon la revendication 9 caractérisé par le fait que le filtre RIF est décomposé en cinq cellules ayant chacune une fonction de transfert Ni(Z), N2(Z)20 N3(Z), N4(Z), N5(Z), d'ordre 4,au numérateur, tandis que le filtre RII, dont la fonction de transfert D(Z) est en dénominateur, est décomposé en trois cellules de fonction de transfert Di(Z), D2(Z), D3(Z), d'ordre 2. 11. Circuit selon la revendication 10 caractérisé par le fait que le filtre RIF résultant a une caractéristique décrite par la relation: N(Z) N(Z-1) = N*i(Z) N 2(Z) N 3(Z) N*4(Z) N*5(Z) avec: N*i(Z) = N1(Z) Nl(Z-1), N*2(Z) = N2(Z) N2(Z-1), N*3(Z) = N3(Z) N3(Z-1), N*4(Z) = N4(Z) N4(Z-1), N*5(Z) = N5(Z) N5(Z-1) 12. Circuit selon la revendication 10 ou 11 caractérisé par le fait que les coefficients des cellules de filtre RIF sont les suivants: (l)k = [377, 638, 1024, 638, 377] (2)k = [94, 349, 512, 349, 94] (3)k = [71, 177, 256, 177,71] (4)k = [34, 159, 256, 159, 34] (5)k = [19, -155, 512, - 155, 19] tandis que les coefficients du RII sont les suivants: a (1)k = [76, 128, 63] a(2)k = [128, 82, 114] a (3)k = [128, 62, 66]. 13. Circuit selon la revendication 11 ou 12 caractérisé par le fait qu'il se compose de sous-filtres (Fig.16) dont les fonctions de transfert sont les suivantes:20 Ha(Z) = N 4(Z) Hb(Z) = D1(Z) N 3(Z) D2(Z) N 2(Z) D3(Z) Hc(Z) = D1(Z) D2(Z) D3(Z) Hd(Z) = N *1(Z) N*5(Z). 14. Circuit selon la revendication 11 ou 12 caractérisé par le fait qu'il se compose de sous-filtres (Fig.17) dont les fonctions de transfert sont les suivantes: H1(Z) = N*4(Z) D1(Z) N 3(Z) D2(Z) N 2(Z) D3(Z) H2(Z) = D1(Z) D2(Z) D3(Z) H3(Z) = N* (Z) N*s(Z). 15. Circuit selon l'une des revendications précédentes caractérisé par le fait que la fréquence d'échantillonnage (fs) est égale, ou sensiblement égale,35 à: ( 4 fFImax 2 BCH)/ 3 avec fFImax égale à la fréquence FI maximale, et BCH égal à la largeur de bande finale. 16. Circuit selon la revendication 15 caractérisé par le fait que la fréquence d'échantillonnage (fs) est égale, ou sensiblement égale, à 48.87mhz.