Brevet FR2729764A1 — publié le 19960726

RADAR A CHAMP ANGULAIRE INSTANTANE IMPORTANT ET HAUT POUVOIR INSTANTANE DE RESOLUTION ANGULAIRE. NOTAMMENT POUR AUTODIRECTEUIR DE MISSILE La présente invention concerne un radar à champ angulaire instantané important et haut pouvoir instantané de résolution angulaire. Elle concerne notamment une architecture de radar pour autodirecteur de missile présentant un certain nombre d'avantages techniques par rapport aux solutions actuelles connues, se traduisant sur le plan opérationnel par une plus grande efficacité pour un dimensionnement donné. Le domaine d'application s'étend à tous les types de missiles, habituellement lassés suivant la nature de la plate-forme de tir (installation au sol, sur navire, sur avion ou sur hélicoptère). Suivant le type de cible, tout ou partie de l'architecture proposée sera mise en oeuvre. On décrira plus spécialement le cas d'un missile lancé contre une cible aérienne à grande vitesse (avion ou missile adverse) volant à très basse altitude au-dessus du sol ou de la mer. n s'agit d'un cas très important du point de vue opérationnel et qui met en oeuvre les techniques radar les plus élaborées. L'architecture proposée est également applicable à certains types de radars (radars sol ou aéroportés) qui peuvent se contenter de portées relativement faibles, mais qui exigent un champ angulaire Instantané Important tout en conservant un pouvoir séparateur convenable. Par exemple: - radar millnmétrique d'hélicoptère pour la navigation près du sol et la surveillance de l'environnement; - radar de suivi de terrain pour avion d'armes avec surveillance simultanée de l'espace aérien en vue de l'auto-protection. On sait que, du point du vue du mode de guidage, les autodirecteurs radars de missile se classent en deux grandes catégories: A/ Les autodirecteurs semi-actifs, o le radar du missile ne fonctionne qu'en réception. Il traite les échos qu'il reçoit de la cible, elle-même éclairée par l'onde émise par un illuminateur placé sur la plate-forme de tir. En général, le missile a besoin de la connaissance de l'onde d'illumination qui lui est fournie grâce à une antenne auxiliaire disposée à l'arrière du missile et qui reçoit directement l'onde d'illumination, et en outre, certaines informations complémentaires destinées à lui faciliter la prise en charge de la cible. Dans la plupart des cas, le bilan énergétique global est suffisant pour que l'autodirecteur prenne en charge la cible désignée ('accroche') avant son lancement, alors que la distance missile-cible est relativement grande. B/ Les autodirecteurs actifs qui fonctionnent en mode radar normal émission-réception. Dans ce cas, le bilan énergétique est fortement diminué compte tenu du dimnensionnement admissible (puissance émise et diamètre d'antenne notamment). En général, la portée de l'autodIrecteur est très inférieure à la distance missile-cible au moment du tir. Le missile devra donc acquérir la cible au cours de son vol. Ici aussi, la transmission d'informations par une voie auxiliaire lui facilitera la tâche. La première phase de vol du missile, dite de préguidage, doit donc être réalisée avec d'autres moyens, tels que la navigation inertielle autonome ou un dispositif de télécommande à partir du sol, utilisant par exemple les informations de positions relatives du missile et de la eible mesurées par le radar du système d'armes. Les systèmes d'armes modernes doivent pouvoir traiter un grand nombre de cibles simultanément. Le radar d'un système d'armes au sol, par exemple, doit assurer simultanément la veille dans un large domaine angulaire, identifier les cibles menaçantes et en extraire les paramètres cinématiques. Le temps imparti à l'illumination de chaque cible est donc très faible (quelques dizaines de millisecondes) et la cadence de renouvellement des informations est également faible (de l'ordre de la seconde). Par ailleurs, plusieurs missiles peuvent être tirés simultanément contre des cibles différentes (ou éventuellement sur la même cible) et se trouvent donc en vol en même temps. Dans ces conditions, le guidage du type semi-actif est impraticable compte tenu de ses contraintes: afin d'assurer une précision de guidage suffisante, la cible et le missile doivent être illuminés en permanence (ou au moins dans la phase terminale de guidage), ce qui est incompatible d'un système d'armes multicible de complexité raisonnable. C'est pourquoi tous les systèmes modernes multicibles utilisent des autodirecteurs de missiles actifs qui, seuls, permettent le guidage autonome en phase terminale. Le préguidage est alors relativement imprécis et doit s'accomxnmoder d'informations discontinues et/ou de centrales inertielles & bord du missile peu onéreuses. Le système d'armes global (plate-forme de tir et missiles) doit être évidemmnent optimisé en rapport coût/efficacité. Un compromis doit être trouvé entre la complexité du système de lancement et celle du missile. Par exemple, pour un système d'armes au sol: - le radar sol pourra être relativement simple, ou plus 1.5 performant dans sa fonction propre de veille, si ses contraintes liées au missile sont faibles (informations envoyées au missile à faible cadence et peu précise), mais dans ce cas, le missile devra prendre en compte l'imprécision inévitable sur sa connaissance de la position et de la vitesse de la cible, entraînant une phase de recherche avant l'acquisition de la cible relativement longue. La portée intrinsèque nécessaire devient donc importante, compte tenu des grandes vitesses relatives missile-cible mises en jeu. La complexité du traitement est également maximum et c'est finalement le dimensionnement global et le coût du missile qui sont affectés; - la situation est inversée si le système au sol est capable d'élaborer des informations de qualité telle qu'elles soient capables d'assurer un préguidage suffisamment précis et de supprimer la phase de recherche de la cible par le missile. L'architecture proposée a pour but d'améliorer notablement ce compromis en résolvant certaines incompatibilités de principe liées aux solutions techniques classiques. La solution classique pour un autodirecteur de missile contre cibles aériennes volant à toutes altitudes consiste en un radar Doppler à haute fréquence de récurrence (HFR), sans ambiguïté de vitesse pour les cibles les plus rapides envisagées, mais très ambigu en distance. Il est disposé dans la pointe avant du missile. L'onde émise (voir figure 1) est constituée par un train d'impulsions cohérentes, de largeur T et de fréquence de récurrence f = 1/Tr. L'émetteur, fonctionnant en général en bande X ou Ku, est équipé soit d'un amplificateur de puissance à tube (T.O.P.), soit d'un dispositif état solide (groupement de diodes oscillatrices synchronisées ou transistors). L'antenne est en général une antenne plate à fentes rayonnantes articulée mécaniquement suivant deux axes orthogonaux. A titre d'exemple, on peut citer les valeurs typiques suivantes T = 1 Ps f = 250 kHz (T =4 [s) r r Puissance moyenne émise 50 W Puissance crête émise 200 W (facteur de forme 0. 25) Fréquence émise 14 GHz Diamètre d'antenne 15 cm Ouverture du faisceau de révolution O = 10 Débattement mécanique angulaire possible +* 60 conique Un ensemble de filtres Doppler, réalisé généralement en technique numérique, est associé à chacune des portes de distance, de largeur égale à la durée d'impulsion, et disposées dans l'intervalle de réception (Tr - T). Dans l'exemple cité, il y aurait trois portes de distance (voir figure 2). Un écho reçu occupe en général deux portes de distance. La répartition fréquentielle des signaux reçus associés à chaque porte de distance est conforme à la représentation classique rappelée dans la figure 3: les échos de sol parasites 2V occupent un domaine spectral compris entre -2V et +2V (VÀ vitesse missile, À longueur d'onde). La (V:vtes Wsie zone centrée sur 2VM cos a correspond aux échos de sol illuminés par le lobe principal de l'antenne (a: direction de visée de l'axe du faisceau par rapport au vecteur vitesse missile); le reste de la zone polluée correspond à l'illumination du sol par les lobes secondaires et le rayonnement diffus de l'antenne. La vitesse radiale relative 2V V de la cible correspondant à la fréquence Doppler 2Vr r À est, en général, toujours située dans la zone non polluée car seules les attaques en présentation avant présentent un Intérêt pratique (Vr > VM). Le signal radar étant échantillonné à la fréquence fr', la répartition spectrale se répète avec un intervalle fr. Pour que le signal de la cible reste en dehors r de la pollution due aux échos de sol, il est nécessaire que >2 fr >(Vr ' V) r ÀXr M c'est-à-dire que la fréquence de récurrence doit être supérieure à une valeur définie par la vitesse maximum du missile et la vitesse maxhimum des cibles attendues. Apres la phase (éventuelle) de préguidage, le fonctionnement d'un autodirecteur du type rappelé ci-dessus se décompose en trois phases successives la recherche, l'acquisition, la poursuite. A/ Recherche Cette phase conditionne en grande partie la complexité du radar du missile. Elle débute quand la distance missile- cible, estimée par d'autres moyens, est telle que le bilan énergétique du radar est devenu suffisamment favorable pour que la détection de la cible soit possible avec des conditions de probabilité et de fausses alarmes fixées à l'avance. La détection n'est, en outre, possible que si le missile se trouve dans le domaine de recherche du radar, dans les trois dimensions direction, distance, vitesse radiale. L'architecture du radar est telle que les trois dispositifs de recherche associés sont étroitement liés a) Recherche angulaire (voir figure 4) Le faisceau d'antenne balaye le domaine d'incertitude, soit de façon continue classique, soit de façon discrète en échelons successifs de direction fixe. Le cas le plus favorable pour le missile, mals le plus pénalisant pour la plate-forme de tir, est celui o la précision de la désignation d'objectifs angulaires est suffisante pour orienter l'axe du faisceau en permanence dans la direction de la cible (à + 1/2 largeur de faisceau, soit + 5 dans l'exemple cité). Inversement, un grand domaine d'incertitude angulaire augmente le temps de recherche proportionnellement. b) Recherche distance-vitesse Pendant le temps d'illumination Ti d'une cible éventuelle par la faisceau d'antenne, il est nécessaire de procéder à la recherche dans les domaines distance et vitesse (Ti est de l'ordre de 0,1 seconde). L'intervalle de réception T - T est divisé en T -T r portes de distance. L'analyse spectrale des T signaux échantillonnés par chaque porte est réalisée par une Transformée de Fourier, en général une Transformée de Fourier Discrète (T.F.D). Le pouvoir séparateur en fréquence est approximativement égal à 1/To, To étant le temps d'observation 'cohérente" de la cible (c'est-à-dire le temps o les paramètres du radar sont rigoureusement fixes). La durée T = NTr (N: nombre de récurrences traitées) définit un cycle de filtrage. Typiquement: T = 4.10-3 seconde o et: a f = 1/T = 250 Hz La durée Ti comprend un certain nombre de cycles de filtrage qui sont utilisés: - pour l'amélioration du rapport signal/bruit par intégration après détection; pour des mesures complémentaires, notamment la levée des ambiguïtés de distance par changement des paramètres radar (fréquence de récurrence ou fréquence émise par exemple). En outre, suivant la complexité admissible, l'analyse du domaine d'incertitude distance-vitesse est effectuée soit totalement en parallèle (autant de T. F. D. que de portes distance), soit en réalisant un compromis parallèle/séquentiel: par exemple, les signaux des portes distance sont appliqués successivement à un traitement par T.F.D. unique. Comme pour la recherche angulaire, le rôle de la désignation d'objectif est primordial: Le cas le plus favorable pour le missile est celui o la 1 Sprécision de désignation est telle qu'elle permet, par calcul de la fréquence de récurrence, de prévoir la porte de distance o apparaîtra la cible, ou au moins d'éviter que l'écho de la cible ne coïmcide avec les instants d'émission pendant lesquels le récepteur est fermé (phénomène d'éclipses). Ainsi, dans l'exemple déjà cité, il y aurait trois portes de distance de 150 m chacune. La précision requise pour la distance missile-cible devrait être meilleure que + 75 m pour prévoir le rang de la porte et + 225 m pour éviter les éclipses. De même, la précision de la vitesse radiale désignée Influe directement sur le nombre de voies de filtrage à examiner. Inversement, une désignation d'objectif très Imprécise oblige à un maximum de parallélisme dans le traitement afin d'éviter l'augmentation prohitive du temps d'illumination Ti, et finalement du temps de recherche global. Par exemple, si le domaine de recherche est de + 30 (conique) et si le faisceau a une ouverture de 10 , il faudra environ 40 faisceaux pour couvrir le domaine d'incertitude, le temps total d'exploration devenant 40 Ti (soit 4 secondes, si Ti = 0,1 s). B/ Acquisition Les conditions de détection étant réalisées, toute alarme doit être confirmée par les procédés habituels, comportant notamment des critères de vraisemblance, tels que mesure de la distance non ambigue et de la vitesse radiale, observation du caractère ponctuel (en distance radiale) de la cible, etc... Au cas o le faisceau d'antenne explore l'espace, cette 1 confirmation, obtenue après un temps d'illumination Ti suffisant, bloque l'antenne dans la direction de la cible et le processus d'inittalisation de la poursuite peut être engagé. C/ Poursuite Elle consiste à élaborer des mesures continues et précises de la direction, de la vitesse, et de la distance de la cible destinées au calcul des informations de guidage du missile. La cellule de résolution distance ambiguë-vitesse est asservie à la cible. Dans le cas d'une antenne monopulse à trois voies simultanées, les deux voies différence comportent le méme traitement que la voie somme et permettent d'élaborer l'écart angulaire cible-axe antenne pour l'asservissement de l'antenne sur la cible. il Ici encore, la mesure de la distance non mbiguê est nécessaire pour éviter le phénomène d'éclipses grâce à une commutation judieieuse de la fréquence de récurrence et par ailleurs, améliorer la loi de guidage. Les inconvénients et contraintes de la solution classique sont liés à la fois au principe même du radar HFR et au dimensionnement admissible du missile. En ce qui concerne la forme d'onde HFR, le phénomène d'éclipses provoque des disparitions fréquentes du signal reçu, l sauf si le système d'armes est capable de fournir la distance missile-cible avec une grande précision et si, en phase poursuite, le rapport signal/bruit est suffisant pour calculer la fréquence de récurrence adéquate; Le nombre important d'ambiguïtés distance, associé à une largeur de faisceau importante, réduit le pouvoir séparateur. Ainsi, en reprenant les valeurs typiques données ci-dessus, des cibles, espacées de 600 m, 1200 m, etc... volant à nmme vitesse, ne sont pas séparables, ce qui peut rendre le système d'armes totalement inefficace en cas d'attaque par formation de plusieurs avions. Même si le radar sol peut séparer les cibles, le missile en sera incapable (sauf éventuellement à très courte distance) car les cellules de résolution direction-dlstance- vitesse sont alors confondues. En ce qui concerne les dimensionnement et coût du missile, la précision de la désignation d'objectifs, essentiellement dans le domaine angulaire, joue un rôle fondamental dans le dimensionnement global de l'autodlrecteur et donc du missile, mals également dans l'efficacité opérationnelle du système d'armes. A titre d'exemple, on peut considérer un autodirecteur dont les caractéristiques correspondent aux valeurs typiques données ci-dessus. Supposons que la portée nécessaire du missile soit de 6 km sur une certaine cible, dans des conditions de désignation d'objectif les plus favorables et que la vitesse relative missile-cible soit de 1500 m/s (VM = 750 m/s, VC = 750 m/s). Si l'autodirecteur devait rechercher dans un domaine de + 30 conique, pendant un temps qui pourrait atteindre 4 secondes, sa portée devrait être augmentée de 4 x 1500 = 6000 mètres. Toutes choses égales par ailleurs, ce doublement de la portée devrait être obtenu par une multiplication par 16 de la puissance émise (soit 16x 50 = 800 W), ce qui est rréalste pour un missile de petites dimensions. En outre: - la distance maximum à laquelle la cible adverse pourrait détecter l'émission du missile et donc le brouiller ou le leurrer, augmenterait beaucoup plus vite que la portée de l'auto- directeur (elle serait multipliée par 4 dans l'exemple cité); - la limite courte du domaine d'efficacité du système d'armes serait augmentée de l'accroissement nécessaire de la portée du missile, ce qui rendrait le système d'armes inefficace pour certaines cible à très basse altitude se découvrant tardivement. nl est à remarquer que l'utilisation d'une antenne à balayage électronique du type classique supprimerait les problèmes liés à l'inertie de l'antenne, mals ne changerait pas fondamentalement la situation en cas de désignation d'objectif angulaire peu précise puisque l'exploration de l'espace serait encore effectuée séquentiellement. Une telle solution, sous sa forme la plus moderne (répartition de modules actifs émission- réception sur la surface rayonnante) serait d'ailleurs d'un coût très élevé. C'est pourquoi on préfère, en général, faire porter la complexité plutôt sur le système de lancement que sur le missile. On peut noter, en outre, que cette solution présente des Insuffisances opérationnelles graves dans un environnement hostile: - la liaison sol-wissile pour transmission des informations de désignation d'objectif peut être interrompue par le brouilleur adverse (ainsi que la liaison éventuelle missile-sol); - le radar sol lui-même peut être brouillé, ce qui peut entraîner la suppression de certaines informations ou la dégradation de leur qualité. La présente invention permet d'éviter les inconvénients énumérés ci-dessus. Suivant l'invention, un radar à champ angulaire instantané important et haut pouvoir Instantané de résolution angulaire, notamment pour autodirecteur de missile, est essentieement caractérisé en ce qu'il comporte: - une antenne d'émission de diagramme relativement large, émettant une onde quasi-continue; - une antenne de réception dotée d'une pluralité d'éléments rayonnants; - des moyens de formation de faisceaux associés à l'antenne de réception, pour réaliser une combinaison linéaire des signaux Issus des différents éléments rayonnants de l'antenne de réception, afin d'obtenir un ensemble de faisceaux de réception simultanés permettant l'exploration instantanée de l'espace couvert par le faisceau d'émission. D'autres objets et caractéristiques de la présente invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante d'exemples de réalisation, faite en relation avec les dessins ci-annexés dans lesquels, outre les figures 1 à 4 déjà décrites, relatives à l'art antérieur: - la figure 5 est un schéma de l'architecture générale d'un radar suivant l'invention - la figure 6 montre la forme d'onde utilisée dans un radar suivant l'invention; - la figure 7 est un diagramme destiné à illustrer l'opération de TFD temporelle réalisée dans un radar suivant l'invention; - la figure 8 est un schéma du module récepteur associé à chacun des éléments rayonnants de l'antenne de réception; - la figure 9 représente la répartition spectrale des signaux reus; - la figure 10 représente une première partie du traitement mis en oeuvre en réception; - la figure 11 représente une deuxième partie du traitement mis en oeuvre en réception; - la figure 12 est un diagramme illustrant l'affinage des mesures angulaires; - la figure 13 est un schéma de l'émetteur - la figure 14 est un schéma montrant les échantillons d'entrée et de sortie de l'opérateur wTFD temporelle" dans le cas o celui-ci précède l'opérateur "TFD spatiale"; - la figure 15 est un schéma montrant les échantillons d'entrée et de sortie de l'opérateur "TFD spatiale" dans le même cas que précédemment; - la figure 16 montre une disposition des éléments rayonnants dans l'antenne de réception; - la figure 17 montre le traitement effectué en réception lorsque l'antenne de réception est à faisceaux simultanés selon une dimension et à balayage électronique séquentiel selon une autre dimension. L'architecture générale d'un radar suivant l'invention, telle que représentée sur la figure 5 repose essentiellement sur les éléments suivants: - les antennes d'émission et de réception sont physiquement séparées et fixes à l'intérieur du missile. Aucun mouvement mécanique n'est nécessaire pour explorer l'espace. L'antenne d'émission, de très petite dimension, est située à l'extrémité du radnôme et possède un diagramme de rayonnement large (+ 45 par exemple). L'antenne de réception, dont la surface plane est sensiblement égale à la section droite du missile, est constituée de modules de réception indépendants et identiques. Les signaux de sortie des modules, à fréquence porteuse nulle de préférence, sont combinés linéairement afin de réaliser par caleul un ensemble de faisceaux de réception simultanés et adjacents; ceux-ci permettent l'exploration Instantanée de tout l'espace couvert par le faisceau d'émission au moyen de canaux parallèles. L'opérateur linéaire de calcul peut, par exemple, réaliser une transformée de Fourier discrète (T.F.D.) à partir des échantillons constitués par les signaux de sortie des modules, afin de réaliser un ensemble de faisceaux orthogonaux; - les fonctions émission et réception sont simultanées. Le découplage entre l'antenne d'émission et chacun des éléments rayonnants des modules est suffisant pour éviter la saturation du premier étage de réception par la fuite du signal émis (mélangeur hyperfréquence et premier étage d'amplification à fréquence intermédiaire). Un dispositif automatique de compensation, fonctionnant en fréquence Intermédiaire, permet, au niveau de chaque module, d'éliminer la plus grande partie de la fuite d'émission avant les étages d'amplification et de traitement afin de leur permettre d'opérer dans le cadre d'une dynamique raisonnable; - la forme d'onde émise est continue. La suppression de la commutation émission-réception autorise des formes d'ondes Irréalisables avec les radars classiques, et notamment des ondes plus simples d'o les caractéristiques d'ambiguïté liées à l'échantillonnage du signal ont disparu; - les modules de réception sont simples. Ils ne comportent pas de liaison physique hyperfréquence avec l'oscillateur local (O. L.): l'oscillateur local alimente une antenne de très petites dimensions, située au dos de l'antenne d'émission; elle éclaire l'ensemble des modules. L'élément rayonnant de chaque module capte donc à la fois le signal radar reçu et la référence de fréquence oscillateur local. Le mélangeur comporte une seule diode; - l'architecture proposée permet le fonctionnement en mode semi- actif dans la phase de préguidage. On décrit maintenant de façon plus détaillée le principe de fonctionnement d'un radar suivant l'invention. L'onde émise est constituée d'ondes élémentaires successives, régulièrement espacées, d'amplitudes constantes, comme représenté sur la figure 6. La durée de chaque onde élémentaire, dite également "cycle de filtrage" est T. La périodicité est T e La fréquence émise est constante et stable pendant la durée de chaque cycle de filtrage, mais peut varier d'un cycle à l'autre. L'ensemble de N cycles de filtrage successifs (C1, C2... CN) constitue une "séquence" dont on extraira des informations complémentaires plus ou moins élaborées par traitement des Informations primaires issues de chaque cycle. Les N cycles, numérotés de 1 à N en fonction du temps, sont associés aux fréquences correspondantes fil f2. *''' fN On pourra avoir les trois cas suivants - Séquence de type A: fl = f2 "' = fN La fréquence émise reste constante et stable. Les cycles successifs sont cohérents entre eux et résultent du découpage d'une onde de référence unique. - Séquence de type B: fl 1' f2 fN C'est le mode "agilité de fréquence'. Les cycles ont tous des fréquences différentes réparties dans un grand domaine A F ( AF de 10 à 300 MHz par exemple). Il n'y a pas de cohérence entre les cycles. - Séquence de type C Les fréquences sont régulièrement espacées de 6 f f =f +6f n n-1 6f 6 f est relativement faible; les N cycles sont cohérents entre eux, c'est-à-dire que les relations de phase entre les débuts des cycles sont connues et utilisées. Par exemple: 20 kHz On décrit maintenant le traitement associé à l'onde émise. A/ Traitement associé à chaque cycle élémentaire de filtrage: en désignant par T0 le retard du signal reçu, mesuré au début du signal correspondant au premier cycle émis, par d T la pente de variation du retard proportionnel à a =dt la vitesse radiale Vr de la cible, la phase du signal reçu s1 correspondant au cycle C1 est: P1= - 1 ' - Wl at' 1 ( 1 = 2Ifl) P1 est mesuré par rapport à la phase du signal émis q e = 1t t'e1 = t-To est le temps compté à partir de l'instant du début du signal reçu. Le terme WOa =2 2 - iLe terme wIa = 29 f. d-t est représentatif de 1 1 dt la fréquence Doppler (fd fl d) De manière analogue, au cycle de rang n, correspond un signal reçu s de phase: _ = - W [T + (n-l) 6T] -W at' (1) n n o o n n(1 avec 6 T: variation du retard entre deux cycles successifs, la o vitesse radiale étant supposée constante t'n: temps compté à partir du début du signal de rang n. Le signal reçu sn, apres détection synchrone avec le signal émis, est donc constitué d'une sinusoïde continue de durée T, débutant à l'instant, a priori inconnu: T = T + (n-l) o6Tde phase initiale -w T et de on o o n on 2fréquence a n = fdn également lnconnuea priori. Le signal est extrait au moyen d'un banc de filtres constitué par une T. F. D. qui échantillonne le signal à une cadence suffisante pour éviter les ambiguïtés dans le donaine des fréquences Doppler attendues. Si, par exemple, ce domaine est compris entre 0 et 100 kHz, la période d'échantillonnage ne devra pas être supérieure à 10 ps. Afin d'éviter les pollutions entre filtres, il est nécessaire de pondérer symétriquement le signal reçu. Son instant d'arrivée étant inconnu, on définit arbitrairement un signal de durée T' = T - ToM, débutant à T oM et se terminant à T, par rapport au début du signal émis. On se reporte pour cela à la figure 7. ToM définit un retard fixe correspondant au retard maximum estimé pour les signaux reçus (par exemple, TO = 100 gs). Ainsi, quel que soit le retard entre O et T oM, le signal appliqué à l'opérateur de T.F.D. pourra êtrepondéré symétriquement en amplitude sur la durée T - TM au prix d'une réduction modérée de la durée du signal, si ToM symétriquement autour de l'instant t"n = 0. n Le signal de sortie filtré Sn, issu de la T.F.D. a donc pour phase: n: -Wn [ T +. (T-ToM)] -Wn (n-l) 6T Pon n o 2 oM n 0 (3) Le rang du filtre de sortie définit donc sans ambiguïté la fréquence Doppler de la cible. B/ Traitement Incohérent sur les N cycles d'une séquence Seules les amplitudes | Sn[ sont utilisées. L'intégration des N amplitudes permet d'améliorer le rapport signal/bruit. En outre, le mode agilité de fréquence (séquences de type B) permet d'améliorer la détection des cibles fluctuantes et de renforcer la capacité de défense de l'audodlrecteur en présence de brouilleurs à bruit. C/ Traitement cohérent sur les N cycles d'une séquence a) Séquences à fréquence constante (type A) La phase cpon du signal Sn (expression 3) devient n on - l[To + 2 (T-TOM)] 1 (n) aT (avec 6 = aTe) mon = oq-(n-l) 21r fd T (4) 1 constante pour une vitesse radiale donnée fd fréquence Doppler de la cible Te période des cycles constitutifs de la séquence (Te très peu supérieur à T) L'écart de phase entre deux signaux successifs étant constant, un opérateur de T.F.D. appliqué aux N signaux permet: d'améliorer le rapport signal/bruit du facteur N, - d'améliorer le pouvoir séparateur en vitesse dans un rapport de l'ordre de N: la largeur des filtres réalisés par la T.F.D. est d'environ 1/NTe les mesures de NT' fréquence ne sont pas ambiguës dans un domaine égal à /Te (- 1/T) qui couvre approximativement la largeur du filtre Doppler des cycles élémentaires. b) Séquences à cycles constitutifs régulièrement espacés en fréquence. Ce mode de fonctionnement permet la mesure de la distance des cibles (en plus de leur vitesse). Il s'agit d'un traitement linéaire qui, contrairement aux procédés classiques de levée d'ambiguïté, bénéficie d'un pouvoir séparateur en distance utilisable au cas o plusieurs cibles de même vitesse sont détectées simultanément dans le domaine distance du radar. Il nécessite l'utilisation des information obtenues à partir de deux séquences successives: une séquence n 1 à fréquence f1 constante; une séquence n 2 à cycles de fréquence régulièrement espacés de 6w = 21r6f. 2 La vitesse de la cible est supposée constante pendant la durée de l'ensemble de ces deux séquences. On pose:T' T ( om) O O 2 (T- oM) Pour une vitesse radiale donnée (T- T) est une constante et 6T' = 6T O o La phase de la séquence n 1 est | oni =- T o' - (n-l) w 16To (5) (n = 1, 2,... N) La phase de la séquence n 2 est qon2 [I + (n-l)6w] T o2 - [w + (n-l) 6w](n-l)6T o =- AIl T'2 -(n-l) 6 o2 + 1 6 To] -(n-l)2 6w 6T () T '01 retard du signal (à une constante près) à l'instant du début du premier cycle de la séquence n 1. T'o2 retard du signal (à la même constante près) à l'instant du début du premier cycle de la séquence n 2. On supposera, pour l'instant, que le terme (n-1)2 ôw6To est négligeable. 1 5 L'opérateur de T.F.D. appliqué aux N signaux de la séquence n 1 permet de mesurer w ÈT à + près environ. Cette mesure est non ambigiie (voir a) ci-dessus). Ce même opérateur, appliqué à la séquence n 2 permet de mesurer la grandeur ( 6WTo2 + W16T) également à _* o2 +0 N près. La connaissance préalable du terme w 16T permet donc de calculer le terme 6wT'o2 donc le retard T'2 Le domaine non ambigu pour T '2 est 'o2 On notera par ailleurs que la composante a (T- Ta") est négllgeable vis-à-vis de 1/6f pour tous les cas pratiques, et on admettra: 6'o2 o2 (Par exemple, si Vr = 1500 m/s, T = 10-3 s, TM = 50 S, r ou on a = u,.i.u ps, correspondant à on a:A (TToM) = 0,5.10-2 PB, correspondant à une erreur de distance inférieure à 1 mètre). Exemples: 1/ Si 6f = 20 kHz et N = 16, le domaine distance non ambigu est de 7, 5 km, et le pouvoir séparateur en distance de = 470 m. 2/ Si ôf = 100 kHz et N = 16, le domaine non ambigu devient 1,5 km et le pouvoir séparateur de 90 mètres environ. 3/ Si 6f = 200 kHz et N = 32, le domaine non ambigu est de 750 m et le pouvoir séparateur de 372 = 23 m. Remarque: 1/ Les phases origine - T'ol et -mlT'o2 des deux séquences ne sont pas utilisées et sont sans influence sur le résultat. 2/ Si le terme (n-1)2 6a6T n'est pas négligeable, il devra o être compensé avant l'application des échantillons à l'opérateur de T.F.D. Il peut être calculé avec une approximation suffisante grâce à la connaissance de la fréquence Doppler issue du traitement de chaque cycle élémentaire. D/ Traitement cohérent sur un petit nombre de cycles successifs. L'utilisation des relations de phase entre un petit nombre de cycles successifs permet l'extraction de la distance d'une cible, mais sans bénéficier de pouvoir séparateur en distance. Exemple 1: On considère une séquence courte constituée de trois cycles successifs C1, C2, C3: C1 et C2 ont une même fréquence f1. La fréquence de C3 est fl + if. Les formules précédemment établies fournissent l'expression des phases des signaux correspondants traités w1 = - lT'o cP2 = 1'o -1o o o o 1 q>3 =-X1 T' - (&T o +2 S 1) (en négligeant le terme 2 6T 6w). o On en déduit immédiatement (P2 - T1 - w1 6o ( -21rfd Te) -13 - "2 = 6 + w16 T o) Les mesures de (9P2 -1) et de (3 2) permettent donc le calcul de 6(n, et donc la détermination o de Te. o La mesure de T' = T peut être affinée en moyennant les mesures issues de quelques séquences courtes de ce type. On mesures issues de quelques séquences courtes de ce type. On remarquera que les séquences courtes successives peuvent être émises à des fréquences porteuses très différentes, autorisant aisni le fonctionnement en agilité de fréquence à une cadence de trois cycles élémentaires. Exemple 2: On considère un couple de deux cycles successifs C1 et C2. L'onde du cycle C1 est constituée de deux signaux de même amplitude et simultanés de fréquence f1 et f2' espacés d'un écart Af (de l'ordre de 1 MHz à quelques dizaines de MHz). Deux voies de traitement parallèles identiques, et simultanées, permettent de mesurer, pour chaque cycle l'écart de phase entre les signaux de sortie simultanés - pour C1: A lp = 2r A f T01 Le cycle C2 est constitué de la même manière, mais avec une fréquence 2 légèrement différente de f2 f2 (f 2 =f2 + if). - pour C2 Ar2 = 2w(Af + f) (r' + 6To) et Ap2 - A = 2r(Af T'ol + Af 6To + 6f 6T) En négligeant le terme 2 nr6 f 6o: AP2 - A1 = 2 (6 f T'ol + Af dTo) Le terme Af 6 r est connu avec une bonne approximation o grâce à la connaissance de la fréquence Doppler. La mesure de A- - Aqî permet donc le caleul de 21r6 f T' O donc de la distance de la cible. Ici encore, le radar peut fonctionner en agilité de fréquence tous les deux cycles (toutes les deux millisecondes environ dans l'exemple choisi), chaque cycle étant lui-mime "bi- fréquence". E/ Utilisation des différents types de traitements. L'utilisation de tout ou partie de ces types de traitement, plus ou moins complexes, est fonction de l'environnement et notamment du nombre de cibles à traiter et des contre-mesures adverses. Par exemple, s'il n'y a pas plus d'une cible par faisceau de réception et par cellule de résolution vitesse, la mesure de distance des cibles peut être effectuée au moyen de séquences courtes (de 2 ou 3 cycles élémentaires) agiles en fréquence d'une séquence à la suivante. Au cas o dans un ou plusieurs faisceaux de réception il existe plusieurs cibles de même vitesse, il est nécessaire d'utiliser les séquences à cycles décalés régulièrement en fréquence pour pouvoir séparer les cibles en distance. Plusieurs groupes de deux séquences peuvent être nécessaires pour obtenir des mesures de distance de plus en plus précises et un pouvoir séparateur accru (au détriment du domaine d'ambiguïté). Ce mode de fonctionnement, plus complexe, sera de préférence appliqué aux cibles dont la direction et la vitesse ont été préalablement acquises. On décrit maintenant l'architecture des modules de réception. L'ensemble de l'antenne de réception est constitué de M modules, tous identiques et indépendants. L'architecture de principe du module "m" (m = 1, 2,... M) est schématisée sur la figure 8. Un élément rayonnant 1 m de petites dimensions constitue l'antenne de réception élémentaire, à diagramme très large (gain de l'ordre de 6 à 10 dB). Cette antenne reçoit - les signaux radar à fréquence f = fo + f (fd: fréquences Doppler de l'ensemble des signaux reçus de l'environnement: cibles utiles et échos de sol); - la référence oscillateur local à fréquence fo01 = fo - f1 (fi: fréquence intermédiaire); - le signal parasite à fréquence f0 provenant du rayonnement parasite de l'antenne d'émission (rayonnement arrière). L'ensemble de ces signaux hyperfréquence est appliqué à une diode mélangeuse 2 m (ou éventuellement un ensemble de plusieurs diodes en parallèle) qui constitue un mélangeur non équilibré. Le signal de sortie en fréquence Intermédiaire à fréquence fi fo - fo0 ou fi + fd (suivant qu'il s'agit du signal de fuite d'émission ou des signaux radar proprement dits) est appliqué à un préamplificateur 3 m à faible gain associé à un filtre 4 m de bande relativement étroite. (Par exemple: f = 10 1GHz fi = 50 MHz Afi = 1 MHz). La répartition spectrale des signaux reçus est représentée sur la figure 9. On remarquera que le "pic" du lobe principal habituel dans ce type de représentation n'existe pas compte tenu du caractère quasiomnidirectionnel du diagramme de chaque module. Le pic à la fréquence fi, dû à la fuite d'émission, est par contre très important vis-à-vis du niveau des cibles attendues. Il ne doit pas dépasser un niveau au-delà duquel des saturations du mélangeur et du préamplificateur associé provoqueraient des intermodulations entre ce signal et les échos de sol de fort niveau. L'ensemble des signaux couvre un domaine s'étendant de V M (Vu vitesse missile, Vma vitesse maximum des cibles désirées, À longueur d'onde). A titre d'exemple, si À = 3 cm (fo = 10 GHz), 0 Vmax = 1500 m/s, VM = 750 m/s, le domaine spectral s'étend de fi - 50 kHz à f1 + 100 kHz. La zone utile, correspondant au domaine des cibles en présentation avant, s'étend de + 2VM à À 2V + 2Vrax. soit de fi + 50 kHz à f. + 100 kHz damns l'exemple cité. Cette zone doit être sélectée le plus en amont possible dans la chaîne de réception afin d'éviter les non-linéarités dans les divers étages d'amplification ou de changement de fréquence. La suppression par filtrage des échos parasites de sol et de la fuite d'émission peut être réalisée de diverses façons. On peut envisager, à titre d'exemple, un filtrage en trois étapes successives a) un signal de compensation de fréquence fi, obtenu à partir de la transposition par le signal d'un oscillateur local de fréquence fo d'un échantillon de faible niveau du signal émis de fréquence fo prélevé sur l'émetteur, est appliqué en opposition de phase avec le signal de fuite d'émission au niveau du préamplificateur. Ce signal de compensation est appliqué après un ajustage de son amplitude Am et de sa phase Pm' respectivement au moyen de deux organes de réglage 6 m et 7 m. Ces deux paramètres sont caractéristiques du module de rang m, et ils sont en principe fixes (ou du moins lentement variables dans la pratique par suite d'effets de vieillissement ou de température) car la géométrie de l'ensemble émission- réception est rigide. L'efficacité de la compensation est relativement faible, entre 20 dB et 40 dB par exemple. Remarque: Compte tenu des trajets courts mis en jeu (et dont les différences peuvent être, si nécessaire, compensées), les bruits de fréquences associés aux raies centrales des oscillateurs de référence (émetteur, oscillateur local, référence de fréquence intermédiaire) sont très étroitement corrélés; la compensation obtenue à la fréquence de référence f1 est donc valable dans un très large domaine spectral (10 MHz au moins par exemple). La suppression de la raie parasite de fuite à fréquence fi entraîne donc automatiquement celle du bruit de fréquence associé dans tout le domaine utile, avec le même niveau de compensation. Il en est de même pour le bruit d'amplitude de l'émetteur. b) Cet étage de compensation partielle est suivi par un étage 8 de changement de fréquence afin d'amener les signaux à une fréquence porteuse relativement basse (quelques mégahertz) permettant la réalisation commode d'un filtre de bande 9 sélectant le domaine ( fi + 2VM, fi + 2Vrmax.) À 1 Les signaux dans le domaine utile sont ensuite amplifiés en fréquence intermédiaire, au moyen d'un amplificateur 10 m, avec un gain compatible avec le niveau résiduel parasite subsistant après les deux opérations précédentes. c) Deux détecteurs synchrones en quadrature, tels que 12 m, alimentés par une référence de fréquence f'i égale à fi -fi, (o fi, est founie par un générateur 11 ni également obtenue par prélèvement d'un échantillon de l'onde émise, fournissent les signaux à fréquence porteuse nulle, sous la forme de deux composantes vidéo Xm et Y. Le signal de fuite résiduel (et son bruit de fréquence associé) est à nouveau fortement atténué. Après cette troisième étape de filtrage, les signaux vidéo appartenant au domaine utile sont amplifiés et envoyés à l'ensemble de traitement, dont la première phase est constituée par le codage analogique- numérique. Apres formation des faisceaux par calcul, le traitement par T. F. D., constituant un banc de filtres à bande étroite, opérera une quatrième opération de filtrage. On décrit maintenant la formation des faisceaux de réception; on se reporte pour cela à la figure 10. Les signaux s', s'2,... sM de sortie des modules de réception 15 m obtenus sous forme numérique, après passage dans un codeur analogique- numérique 16 m, ont des phases relatives a priori quelconques, mais stables. Ces phases différentielles sont dues aux différences de chemin électrique entre les M ondes "oscillateur local', aux différences inévitables de réalisation des modules aux niveaux hyperfréquence et fréquence intermédiaire, aux Imperfections d'assemblage des modules, etc... Il est nécessaire de corriger ces écarts avant la formation des faisceaux de réception. Un moyen simple consiste, par exemple, à appliquer à l'ensemble de l'antenne une onde plane, à une fréquence fo + fd choisie dans le domaine utile, dont la direction de propagation est normale au plan de l'antenne. Les phases mesurées P ol' o2'...' oM (prises par rapport à une référence quelconque, et par exemple la phase de l'un des modules) doivent être toutes identiques. Il suffit donc d'appliquer les phases opposées - P1 o2 P m aux signaux s l} si2... s'M (à une phase constante arbitraire pros) au moyen de déphaseurs 17 m. Ces corrections, en principe fixes, pourront être réajustées par le mime procédé afin de paller des variations à long terme éventuelles. Les signaux sl, s2... sM obtenus après correction des phases origines des modules sont appliqués à un ensemble 18 de traitement formateur des faisceaux. Le cas le plus classique consiste à former M faisceaux en effectuant une transforme de * Fourier discrète (T.F.D.) à partir des M signaux d'entrée. La totalité ou une partie seulement de ces faisceaux sera utilisée par le radar. Les signaux de sortie E ' 2... E M correspondent aux cibles situées respectivement dans les directions 91, 2...M eM Pour ce qui est de la détection et de la mesure des paramètres en phase recherche, à chaque voie m du domaine m angulaire intéressant est associé un banc 19 de filtres Doppler E ml, m2... E mk qui permet la sélection des cibles dans la direction 0m et la mesure de leur vitesse radiale. (On m se réfère pour cela à la figure 11). Un traitement 20 plus ou moins complexe des signaux successifs permet ensuite la mesure de la distance. Des dispositifs classiques à seuil contrôlé permettent de désigner chaque voie Emk qui comporte une cible désirée. Le domaine des cibles désirées est ainsi examiné instantanément (ou quasi-instantanément si on mesure la distance). La mesure angulaire peut être affinée par interpolation en mettant à profit l'existence de faisceaux adjacents: - soit en cas de détection dans deux faisceaux adjacents (voir la figure 12): E m et E m+ si les réponses en amplitude sont voisines; - soit à l'intérieur d'un même faisceau E en réalisant un m second ensemble de faisceaux E ' décalé angulairement du premier d'une demi-largeur de faisceau élémentaire (par une combinaison linéaire du type 1 ( + E par 2 m M1 exemple). En cas de présence de plusieurs cibles, la sélection de l'une d'entre elles est effectuée suivant un critère opérationnel pré-établi faisant intervenir les paramètres mesurés (directions, distances, vitesses). Les poursuites vitesse et distance (éventuellement) relèvent des techniques classiques. La poursuite angulaire peut être réalisée on utilisant les techniques monopulses: - soit en utilisant des faisceaux fixes (liés à la géométrie du missile) et en effectuant l'opération du type à4= >m m+= m m+l Zm +Era+1 qui permet une mesure de l'écart angulaire A8 de la cible par rapport à la direction de recoupe de deux faisceaux adjacents; - soit, plus classiquement, en asservissant électroniquement la position des deux faisceaux adjacents pour que /O = 0; cet asservissement est commandé par l'introduction d'un écart de phase E visée et la normale au plan de l'antenne). Remarque: En présence de brouilleurs dépointés angulairement par rapport à la cible, les algorithmes usuels permettent de réaliser des "zéros" dans leurs directions, par traitement des N signaux complexes disponibles. Pour ce qui est du mode de fonctionnement en mode semi- actif, l'architecture proposée se prête aisément à ce mode de fonctionnement. L'illuminateur éclaire la cible avec une onde de même type que celle de l'émetteur de l'autodirecteur, soit une suite de cycles identiques à fréquence constante. En principe, seules la direction et la vitesse sont mesurées dans cette phase de preéguidage. L'illumination est, en général, discontinue (par exemple 20 à 50 millisecondes par seconde). Il est nécessaire, en pratique, d'asservir la fréquence de l'oscillateur local à la fréquence de l'illuminateur (à la fréquence fi pros) par une boucle de phase (ou de fréquence) fonctionnant à partir de l'onde d'illumination prélevée Far une antenne arrière disposée sur le missile. En outre, cette référence arrière permet de définir approximativement les instants origine de chaque cycle de traitement. Remarque Une transmission d'informations de la plate-forme de tir vers le missile est possible sans perturber la pureté spectrale de l'onde d'illumination. Les espaces de temps entre les cycles peuvent être mis à profit pour émettre des informations codées à débit relativement faible (par exemple distance estimée missile-cible, vitesse radiale estimée, nombre de cibles prévues dans le domaine angulaire de l'autodirecteur, ordre de sélection d'une cible, etc...) On décrit maintenant de manière plus détaillée l'architecture du radar. On décrit tout d'abord l'émetteur et l'oscillateur local, et on se reporte pour cela à la figure 13. Un oscillateur hyperfréquence de référence très stable constitue l'oscillateur local 21 (foj) L'émetteur 22 (fo) lui est asservi en phase par l'intermnédiaire d'un autre oscillateur stable 23, en fréquence intermédiaire fi (fo - fo0t = fi) au moyen d'une boucle d'asservissement comportant un détecteur synchrone 24, un amplificateur 25 et un filtre 26 de fonction de transfert H(p). La bande passante d'asservissement est suffisante (quelques MHz par exemple) pour réaliser la recopie en phase de l'onde O.L. malgré la découpe 1 liée aux cycles élémentaires d'émission de durée 1 miliseconde environ. L'émetteur alimente directement l'antenne d'émission 27. L'oscillateur local alimente également directement une autre antenne 28 à rayonnement dirigé vers la surface de réception. Comme représenté par ailleurs sur la figure 8, une petite fraction de l'onde d'émission est par ailleurs transposée en fréquence intermédiaire et sert de signal de référence à répartir entre les modules de réception avec les gains et phases convenables pour la compensation de la fuite émission. Les modules de réception, ne comportant pas de mélangeurs équilibrés, détectent le bruit d'amplitude de l'onde d'oscillateur local. En particulier, la puissance de bruit située dans la bande utile de réception centrée sur la fréquence intermédiaire, peut diminuer la sensibilité de réception. Cet inconvénient est supprimé grâce à l'insertion dans la sortie oscillateur local d'un filtre 29 de bande centré sur fO, de largeur A f autour de fo+fi (de 10 à 15 dB par exemple). En ce qui concerne maintenant l'antenne de réception, les éléments rayonnants (dipôles par exemple) sont disposés sur une surface plane, A contour en général circulaire. Ils sont espacés d'environ À /2 ( longueur d'onde d'émission). Leur nombre M est classiquement de quelques dizaines pour un missile de petites dimensions (M = 50 à 100 par exemple pour un missile de cm de diamètre environ). L'architecture des modules de réception a été décrite précédemment (figure 8). On peut ajouter que si les raies ou bruits de modulation d'amplitude associés à la fuite d'émission ou aux échos de sol proches sont assez faibles, la corréilation très étroite entre les phases instantanées des ondes oscillateur local et émetteur peut permettre de supprimer les circuits de compensation. Un filtre de sélection de la zone utile, au niveau fréquence intermédiaire, suffit. En effet, après transposition en fréquence intermédiaire, ces signaux parasites à retard quasi- nul (à l'échelle des périodes de modulation des bruits parasites) se présentent sous la forme de raies ou bruits très fortement atténués. Ce filtre doit être disposé directement à la sortie du préamplificateur à faible gain pour éviter la saturation des amplificateurs suivants. Par contre, si le dispositif de compensation est nécessaire, il est préférable de prévoir un réglage automatique de l'amplitude et de la phase du signal de compensation afin de suivre les variations lentes du signal de fuite dues à des causes diverses telles que variation de température, vieillissement de composants, contraites mécaniques, etc... Un asservissement à bande passante très étroite (quelques Hz par exemple) effectuera cette compensation automatique à partir de la comparaison permanente entre le signal de fuite F et le signal de compensation C qui peut être réalisée facilement: par exemple, le signal de compensation est appliqué un cycle sur deux, ce qui permet de mesurer séparément C+F et F en un point convenablement choisi dans la chaîne de réception, donc d'élaborer F et C, puis finalement leur différence de phase cg et leur différence d'amplitude a qui constituent les erreurs a d'asservissement, découplées entre elles qui, apres filtrage et amplification commandent A et sur les deux composantes en quadrature du signal. sur les deux composantes en quadrature du signal. Les signaux parasites ayant été éliminés au préalable en quasi-totalité, la dynamique au niveau du codage est relativement faible (40 à 50 dB par exemple). Exemple: Si Afd = 50 kHz, les échantillons complexes issus de chaque module seront prélevés toutes les 20 ps et codés à 8 bits. Un codeur classique complexe capable de coder à 8 bits à une cadence de 0,4 pis est donc capable d'échantillonner séquentiellement 20/0,4 = 50 voies de réception en parallèle. Suivant le nombre de modules, en général un ou deux codeurs conventionnels complexes seront suffisants pour assurer le débit d'informations numérisées correspondant à l'ensemble des modules, sous réserve des opérations de multiplexage entrée- sortie usuelles. En ce qui concerne maintenant le filtrage Doppler, celui-ci 1 est réalisé par une Transformée de Fourier Discrète (T.F.D.) opérant sur les K échantillons de chaque cycle prélevés aux instants tl, t2-.. tK, ceci pour chacun des modules (voir figure 14). Le module de rang m fournit les échantillons complexes successifs s'm(tl), S'm(t2)... sm(tK) espacés de K = T. Afd (m = 1, 2... M) A la sortie de l'opérateur de T.F.D, on obtient en parallèle K signaux de sortie constituant le banc de flitres de la zone utile associé à chaque module: sml' s m2 * 'ik ' S'mk (k = 1, 2...K) I Aid La largeur de bande de chaque filtre est 6fd T= K Le rang du filtre définit la fréquence Doppler fdk de la cible à + 1/2T prés environ. Exemple: Si Afd = 50 kHz et T = 10- 3 s, on a K = 50 et 6fd = 1 kHz A ce niveau du module élémentaire, le bilan énergétique est en général trop faible pour pouvoir identifier les filtres o existent éventuellement des signaux utiles. Une intégration linéaire des signaux homologues issus de tous les modules est nécessaire avant de procéder aux opérations usuelles de détection et de mesure des paramètres. C'est le but du traitement réalisant la formation des faisceaux par caleul. En ce qui concerne maintenant la formation par caleul des faisceaux de réception, les M signaux de sortie simultanés correspondant à la fréquence Doppler fdk sont appliqués à un 1 d opérateur de Transfornnmée de Fourier à deux donensions orthogonales X et Y, horizontale et verticale en général (voir figure 15); S'il y a M sources dans la direction X et M sources x y dans la direction Y: Mx x My = M. Les signaux de sortie E lk' E2k... mk Ek Z m '' ZMk permettent d'identifier les faisceaux o existent éventuellement des cibles de fréquence Doppler fdk'. A chaque voie de filtrage de rang k est donc associée une transformée de Fourier discrète à deux dimensions de M. points. S'il existe un signal dans la voie E Lk' ce signal provient donc d'unecible utile située dans la direction O et de fréquence Doppler f dk' L'espace vitesse radiale- direction est donc divisé en MN cellules de résolution, toutes issues du traitement d'un cycle de durée T. Dans le cas pratique o les signaux des modules sont pxélevés pnar UXm xha.xtfllloLeU imAlque rupide. lesu sluxnrux S'mk d'entrée de ia T.F.D. spatiale à deux dimensions ne sont plus rigoureusement simultanés. Si, entre deux échantillons de rang i et j, il existe un écart de temps ô Te, il est nécessalre de corriger au préalable l'écart de phase entre les échantillons S' A et S'!k dû à la fréquence Doppler considérée fdi: Ap!,j = 21 fdk STe Cet écart, connu a priori, est appliqué avec le signe convenable à l'entrée de la T.F.D. à deux dimensions. Si les M modules sont échantillonnés régulièrement dans l'ordre de leur rang avec une période Te, l'écart de phase à corriger est proportionnel au rang du module A'p (m, m-1) = 21 fdk Te (m =2, 3... M) Aqi (m,1) 211 (m-1) fdk STe Exemple: Si dTe 0,4 ps fdi = 50 kHz M = 100 T = I ms P(mm-1)= 211.5.104.0,4. 106 p (em-): 7'20 /P(M,1)= 99.7,20 = 7130 La fréquence Doppler de la cible est connue avec une précision de + 500 Hz environ (soit 7 environ pour l'écart de phase maximum Ap(M.1), ce qui est tout à fait tolérable. e: 1/ L'opérateur de la T.F.D. traite en général les signaux d'entrée après une pondération en amplitude et/ou phase destinée à minimiser les lobes secondaires. 2/ Tout autre opérateur linéaire ou adaptatif peut être appliqué aux signaux S'mk (m = 1, 2... M) afin d'optimiser les diagrammes de réception suivant les besoins. En ce qui concerne maintenant la détection et l'extraction des paramètres vitesse, direction, distance, la détection est effectuée à l'aide des moyens classiques à seuil fixe ou asservi (dispositifs à taux de fausses alarmes constant), soit à partir des KM cellules vitesse- direction associées à chaque cycle élémentaire, soit à partir de l'intégration cohérente ou Incohérente des signaux issus des traitements des cycles successifs, comme décrit précédemment. L'identification du rang (k,) de la cellule o a lieu la détection fournit la direction et la vitesse radiale. La distance, si nécessaire, est obtenue par traitement de cycles successifs, comme décrit précédemment. Les avantages du système proposé consistent d'une part en des avantages opérationnels, d'autre part en des avantages techniques et technologiques. Avantages opérationnels: - l'exploration instantanée d'un grand volume angulaire autorise une désignation d'objectif peu précise et une activation tardive de l'autodirecteur. Elle permet une appréciation permanente de l'environnement: dénombrement et direction des brouilleurs éventuels et des cibles, élaboration de critères de choix des cibles (en association avec les paramètres vitesse et distance); - accroissement des possibilités de lutte contre les brouilleurs a) possibilité de créer, par traitement, des 'zérosw dans la direction des sources de brouillage (théoriquement M modules de réception permettent la création de (M-1) zéros); b) faible détectabilité de l'autodirecteur du missile en émission, par rapport à une solution classique le gain de l'antenne d'émission est faible; à puissance moyenne donnée, l'utilisation d'une onde continue permet d'abaisser la puisance crête par rapport à une onde HFR classique dans un rapport de l'ordre de 3 à S; l'efficacité énergétique de l'ensemble émission-réception est considérablement améliorée: les pertes ohmiques hyperfréquences sont réduites, l'utilisation d'une onde continue supprime les pertes de traitement dues aux éclipses et à l'échantillonnage des impulsions reçues. Toutes choses égales par ailleurs, la puissance émise peut être abaissée. c) la puissance de brouillage reçue par chaque module est divisée approximativement par M, par rapport à celle qui serait reçue par une antenne à récepteur unique (antenne mécanique ou électronique passive). Toutes choses égales par ailleurs, la puissance de brouillage reçue globalement par l'antenne peut donc être multipliée par M avant d'atteindre le niveau de saturation des modules, ce qui signifie, en pratique, que le missile peut s'approcher d'une source émettrice de brouillage à une distance f-M fois plus petite avant que les dispositifs de traitement des brouilleurs ne deviennent inefficaces (poursuite sur cible porteuse d'un brouilleur, élimination de brouilleurs dépointés, etc...). - compatibilité entre plusieurs missiles en vol facile à assurer compte tenu de la très faible largeur spectrale instantanée émise (1000 Hz environ au lieu de quelques MHZ). Avantages techniques et technologiques: L'architecture proposée permet la réalisation d'un autodirecteur de missile très performant avec des procédés de fabrication, de réglage et de mise au point globale relativement peu coûteux. Ces avantages sont liés essentiellement à la simplicité de la forme d'onde émise et à la simplicité des modules de réception. Simplicité de la forme d'onde émise: a) l'émetteur est simple car il fournit une onde quasi- continue: la puissance crête et les tensions d'alimentation sont donc minimum. La tolérance admissible sur la raideur et la position des fronts de montée et de descente de chaque cycle est très grande, contrairement au cas des radars HFR ou MFR qui nécessitent une grande pureté spectrale de la forme d'onde de découpe; b) les pertes de traitement liées aux éclipses et à l'échantillonnage des radars classiques sont supprimées. On peut estimer à 5 dB environ le gain ainsi obtenu, par rapport à une onde EFR (facteur de forme de l'ordre de 0,5 à 0,25); c) l'oscillateur local peut être asservi à l'onde réellement émise (ou réciproquement), contrairement au cas des radars à Impulsions o il ne peut être asservi qu'à l'onde de référence d'émission avant modulation par le train d'impulsions de découpe. Les bruits de fréquence et les raies parasites sont donc identiques (du moins dans une large bande de fréquences) pour l'onde émise et l'onde oscillateur local. Après transposition en fréquence intermédiaire, les signaux dont le retard est nul ou faible présentent un bruit de fréquence associé nul ou fortement atténué. Cet avantage est particulièrement intéressant dans le cas des signaux parasites de très fort niveau constitués par la fuite émission (retard quasi-nul) et les échos de sol proches en cas de vol à très basse altitude. La pollution du domaine spectral utile par ces signaux forts peut ainsi être considérablement réduite. Exemple: on considère un écho de sol puissant dont le retard est T = 2 ps (d = 300m). o Si l'onde émise comporte une raie parasite située à fm = 10 kHz de la porteuse fo, d'amplitude relative Afe(Awe: indice de modulation), l'amplitude relative de la raie parasite associée au signal reçu sera APr 2A% sin l f T 4 -= smÂTo0 soitAà = 2Aqe sin l.104.2.10-6= 2A&e sin 22.10-2 e e Agr = 0,125 APe La raie parasite est donc atténuée de 18 dB (elle serait atténuée de 38 dB pour l'écho d'un objet réfléchissant à mètres). d) le domaine non ambigu en distance peut être beaucoup plus grand qu'avec un radar classique HFR. e) la forme d'onde proposée ne nécessite pas l'utilisation d'horloges très stables d'échantillonnage des signaux reçus (notamment en hyperfréquence et en fréquence intermédiaire). - simplicité des modules de réception: a) les pertes hyperfréquences sont très faibles absence de joints tournants à l'émission et à la réception; 10. la longueur de la ligne de transmission du signal reçu est quasi-nulle, le mélangeur étant associé directement à l'élément rayonnant; b) absence, quasi-totale, de composants hyperfréquences (déphaseurs et atténuateurs notamment), rendant le coût de réalisation relativement faible. Seule la diode mélangeuse subsiste. c) absence de liaisons hyperfréquences matérielles entre les oscillateurs de référence (onde émission et/ou oscillateur local) et les modules, ce qui rend la structure d'assemblage des modules beaucoup plus aisée que dans le cas d'une antenne active conventionnelle; d) absence de réglages individuels sur les modules afin de compenser des écarts de gain et de phase dus aux imperfections de réalisation et d'assemblage. Les réglages de gain et de phase relatifs avant formation des faisceaux sont appliqués seulement aux signaux de sortie des modules grâce à un test global (par exemple, éclairement de l'antenne complète par une source extérieure émettant une onde plane); e) malgré cette simplicité, toutes les possibilités des antennes à capteurs séparés sont conservées. L'architecture proposée est applicable à tous les types de radars. Elle est avantageuse chaque fois que le bilan énergétique n'est pas primordial et que la surveillance de l'espace doit être Instantanée et les mesures angulaires précises. Par exemple, outre les radars de missile: - radars aéroportés d'évitement d'obstacles ou de suivi de terrain; - radars sol (ou sur véhicules) à courte portée pour système d'armes à réaction très rapide; - en mode passif: localisation angulaire de sources extérieures dans la bande de fréquences de fonctionnement (autres radars, brouilleurs,...). La technique proposée paraît particulièrement intéressante dans le cas de radars en ondes millimétriques (autour de 100 GHz par exemple) o les architectures conventionnelles des antennes à balayage électronique du type passif ou actif nécessitent des composants et des circuits hyperfréquences onéreux, ainsi que des techniques d'assemblage difficiles à réaliser. L'architecture proposée peut être aisément simplifiée si les compromis cul résultent de cette simplification sont tolérables opérationnellement. Si on désire, soit réduire le nombre de modules indépendants, soit réduire la quantité de caleul (i nombre de modules indépendants donné), diverses solutions sont possibles. Quelques unes sont données à titre d'exemple: - l'antenne est à balayage mécanique classique dans un plan et à faisceaux de réception simultanés dans l'autre plan: Elle peut être constituée d'un assemblage classique de tronçons de guides à fentes rayonnantes, réalisant la directivité du faisceau dans la direction normale au plan des guides. A chaque guide est associé un circuit de réception, l'ensemble constituant un module. La forte diminution du nombre de modules indépendants et de la quantité de calcul (notamnent la T.F.D. spatiale est à une dimension) se traduit par une augmentation de la durée d'exploration de l'espace et une absence de souplesse dans le plan du balayage mécanique. Remarque: L'antenne à diagramme large rayonnant l'onde de référence O.L. devra être liée géométriquement à la surface rayonnante mobile. l'antenne est à balayage électronique séquentiel dans un plan et à faisceaux simultanés dans l'autre plan. L'architecture est explicitée sur les figures 16 et 17. Comme représenté sur la figure 16, l'antenne rectangulaire comporte M = P.Q modules disposés en une matrice de P lignes horizontales et Q colnnes verticales. Chaeun des modules est identifié par le couple (p,q). Il comprend l'élément rayonnant, le mélangeur, le pré-amplificateur et, éventuellement, le circuit de compensation de la fuite d'émission. Comme représenté sur la figure 17, les Q signaux en F.I, issus des modules 15pq d'une même ligne de rang p, sont Pq sommés dans un somnmateur 30 apres un réglage, au moyen de déphaseurs 31pq, compensant les écarts de phase relatifs entre modules et l'application de la loi de phase, linéaire avec le rang q, permettant l'orientation séquentielle du faisceau dans le plan horizontal. Le signal résultant subit ensuite le traitement analogique déjà décrit (filtrage des échos de sol, changement de fréquence, amplification, etc..). nI est ensuite codé et appliqué à l'opérateur de T.F.D. réalisant le filtrage Doppler. On dispose alors, pour chaque voie Doppler, de P signaux simultanés permettant le calcul de P faisceaux simultanés dans le plan vertical. A chaque cycle élémentaire, on ne dispose donc que de 1 5 P.K. cellules de résolution vitesse-dlrection. L'ensemble des M.K. cellules sera exploré au mieux en un temps correspondant à Q cycles élémentaires. Cet inconvénient est compensé par une simplification des modules élémentaires et une réduction importante de la quantité de calcul nécessaire. Cette architecture reste cependant relativement souple; elle permet notamment d'intervertir facilement les rôles des deux plans (balayage électronique séquentiel vertical et faisceaux simultanés dans un plan horizontal), si P et Q sont comparables, en organisant des groupements différents. RE VEND I C ATI ON S 1. Radar à champ angulaire instantané important et haut pouvoir instantané de résolution angulaire, notament pour autodIrecteur de missile, caractérisé en ce qu'il comporte: - une antenne d'émission de diagramme relativement large, émettant une onde quasi-continue; - une antenne de réception dotée d'une pluralité d'élénents rayonnants; - des moyens de formation de faisceaux associés à l'antenne de réception, pour réaliser une combinaison linéaire des signaux issus des différents éléments rayonnants de l'antenne de réception, afin d'obtenir un ensemble de faisceaux de réception simultanés permettant l'exploration Instantanée de l'espace couvert par le faisceau d'émission. 2. Radar selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'antenne de réception est un réseau bidimensionnel d'éléments rayonnants (1 m) et est à faisceaux de réception simultanés selon les deux dimensions. 3. Radar selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'antenne de réception est un réseau bidimensionnel d'éléments rayonnants (1 m) et est à faisceaux de réception simultanés selon une dimension, et à balayage électronique séquentiel selon l'autre dimension. 4. Radar selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens pour compenser les phases différentielles entre signaux Issus des différents éléments rayonnants de l'antenne de réception, avant formation des faisceaux de réception. 5. Radar selon l'une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce qu'il comporte en outre des moyens (19) pour réaliser un filtrage Doppler sur les signaux reçus. 6. Radar selon la revendication 5, caractérisé en ce que les moyens de filtrage Doppler (19) précédent les moyens (18) de formation de faisceaux de réception. 7. Radar selon la revendication 5, caractérisé en ce que les moyens (18) de formation de faisceaux de réception précédent les moyens de filtrage Doppler (19). 8. Radar selon l'une des revendicatiom 1 à 7, caractérisé en ce que les moyens (18) de formation de faisceaux de réception comportent un opérateur TFD réalisant une Transformée de Fourier Discrète spatiale sur les signaux issus des différents éléments rayonnants. 9. Radar selon l'une des revendications 5 à 8, caractérisé en ce que les moyens (19) de filtrage Doppler comportent un opérateur T. F.D. réalisant une Transformée de Fourier Discrète temporelle, opérant symétriquement sur les échantillons d'entrée d'un cycle de filtrage répartis symétriquement autour de l'instant t' = T, o t' désigne /I temps compté à partir du début du cycle de filtrage considéré, T désigne la durée du cycle de filtrage et oM définit un retard fixe correspondant au retard maximum estimé pour les signaux re,çus. 10. Radar selon la revendication 9, caractérisé en ce que la durée d'un cycle de filtrage est égale à la durée des imhnpulsions longues émises. 11. Radar selon l'une des revendicatiors 9 et 10, caractérisé en ce que la fréquence d'émission est constante d'un cycle de filtrage à l'autre. 12. Radar selon l'une des revendications 9 et 10, caractérisé en ce que la fréquoence d'émission est variable d'un cycle de filtrage à l'autre. 13. Radar selion l'une des revendications 9 et 10, caractérisé en ce que les cycles de filtrage sont régulièrement espacés en fréquence. 14. Radar selon l'une des revendications 5 à 13, caractérisé en ce qu'il comporte en outre des moyens (20) pour mesurer la distance des cibles. 15. Radar selon les revendications 11, 13 et 14, caractérisé en ce que les moyens (20) pour mesurer la distance des cibles comportent un opérateur TFD (Transformée de Fourier Discrete) auquel sont appliqués: - dans un premier temps les signaux obtenus en sortie de mme rang de l'opérateur TFD de filtrage Doppler, pour N cycles de filtrage successifs formant une première séquence de filtrage du type à fréquence constante d'un cycle de filtrage à l'autre; - dans un deuxième temps les signaux obtenus en sortie de même rang de l'opérateur TFD de filtrage Doppler, pour N cycles de filtrage successifs formant une deuxième séquence de filtrage du type à cycles de filtrage régulièrement espacés en fréquence. 16. Radar selon l'une des revendications 9 à 15, caractérisé en ce que les signaux obtenus en sortie de même rang de l'opérateur TFD de filtrage Doppler, pour N cycles de filtrage successifs, sont appliqués à un opérateur TFD, afin d'améliorer le pouvoir séparateur en vitesse. 17. Raaar selon l'une des revendications 9 à 15, caractérisé en ce qu'est effectuée une intégration de l'amplitude des signaux obtenus en sortie de même rang de l'opérateur TFD de filtrage Doppler, pour N cycles de filtrage successifs, afin d'améliorer le rapport signal/bruit. 18. Radar selon les revendications 11 et 14, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens de mesure de distance comportant eux- mêmes des moyens pour mesurer la différence de phase d'une part entre les signaux obtenus en sortie de même rang de l'opérateur TFD de filtrage Doppler, pour deux séquences de filtrage de même fréquence fl, d'autre part entre les signaux obtenus en sortie de même rang de l'opérateur TFD de filtrage Doppler, pour deux séquences de filtrage ayant l'une une fréquence fi, l'autre une fréquence fl * f. 19. Radar selon l'une des revendications 1 à 18, caractérisé en ce qu'il comporte un oscillateur local (21) qui alimente une antenne auxiliaire (28) de petites dimensions, située au dos de l'antenne d'émission (27), et éclairant l'ensemble des éléments rayonnants (1 m) de l'antenne de réception. 20. Radar selon la revendication 19, caractérisé en ce que l'étage de changement de fréquence du récepteur de ce radar comporte une diode mélangeuse (2 m) connectée à chacun des éléments rayonnants de l'antenne de réception. 21. Radar selon l'une des revendications 1 à 20, caractérisé en ce que le récepteur de ce radar comporte des moyens (6 m, 7 m) pour compenser les fuites de l'antenne d'émission vers l'antenne de réception.