Brevet FR2726137A1 — publié le 19960426

CIRCUIT ELECTRONIQUE COMPRENANT UN MIROIR DE COURANT INTEGRE DE GAIN VARIABLE ET PROCEDE DE CONTROLE DU GAIN D'UN MIROIR DE COURANT L'invention concerne un circuit électronique comprenant au moins une paire de transistors bipolaires de même polarité appariés sur un même substrat de circuit intégré et montés en miroir de courant de gain I2/I1 qui dépend du rapport des surfaces des jonctions, notamment des jonctions émetteur/base, constituant les transistors. Les circuits intégrés formant miroirs de courant sont connus ("Bipolar and MOS analog integrated circuit design" Alan B. Grebene, Editions John Wiley & BR Sons, 1984, pages 170-187). Les miroirs de courant sont surtout utilisés dans les circuits analogiques, mais aussi dans certains circuits numériques ou en commutation (conversion ou transfert d'énergie). Le gain d'un miroir de courant représenté par le rapport I2/I1 des courants de collecteurs des transistors dépend d'une caractéristique physique figée (rapport des surfaces des jonctions) du circuit intégré incorporant les transistors, et est donc a priori invariable. L'inventeur a cependant déterminé qu'un miroir de courant intégré de gain variable présenterait de multiples avantages. L'invention se pose donc le problème général de proposer un circuit électronique comprenant au moins un miroir de courant intégré, mais dont le gain peut être modifié et contrôlé dans une plage continue de valeurs, ainsi qu'un procédé de contrôle du gain d'un miroir de courant intégré. L'invention vise plus particulièrement à proposer un circuit électronique comprenant un miroir de courant intégré dont le gain peut être contrôlé continûment en fonctionnement à partir d'au moins un signal électrique de commande, notamment une tension, une différence de tensions, l'intensité d'un courant ou un rapport d'intensités de courants. L'invention vise ainsi à proposer un circuit électronique comprenant un miroir de courant intégré apte à effectuer, de façon simple et fiable, des fonctions électriques complexes réalisées jusqu'alors par des montages plus complexes. L'invention vise en particulier à proposer un multiplieur analogique, un modulateur, un circuit extracteur de racine carrée, un amplificateur opérationnel dont la bande passante peut varier continûment dans une plage continue de valeurs, comprenant un miroir de courant intégré de gain continûment variable en fonctionnement. Pour ce faire, l'invention concerne un circuit électronique comprenant au moins une paire de transistors bipolaires de même polarité appariés sur un même substrat de circuit intégré et montés en miroir de courant de gain I2/I1 qui dépend du rapport des surfaces des jonctions constituant les transistors, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens aptes à appliquer entre les émetteurs des transistors une différence de potentiel dont la valeur varie en fonction de celle prise par au moins un signal électrique de commande, de sorte que le gain I2/I1 varie en fonction du signal de commande. Plus particulièrement, l'invention concerne un circuit électronique comprenant au moins une paire de transistors montés en miroir de courant et de même polarité, appariés sur un même substrat de circuit intégré, reliés par leurs bases et dont les émetteurs sont orientés vers une source de tension commune, le premier transistor étant monté en diode avec son collecteur relié à sa base, de sorte que le courant I2 au collecteur du second transistor varie comme le courant I1 au collecteur du premier transistor avec un gain I2/I1 qui dépend du rapport des surfaces des jonctions constituant les transistors du miroir de courant, caractérisé en ce qu'il comprend, entre l'émetteur de chaque transistor du miroir de courant et ladite source de tension, un transistor de modulation dont l'émetteur est relié à celui du transistor du miroir de courant et dont le collecteur est relié à ladite source de tension, en ce que les deux transistors de modulation sont de même polarité opposée à celle des transistors du miroir de courant, ont un rapport des surfaces des jonctions qui est identique à celui des transistors du miroir de courant, et sont appariés sur un même substrat de circuit intégré, et en ce qu'il comporte des moyens adaptés pour appliquer entre les bases des deux transistors de modulation, une différence de potentiel dont la valeur est une fonction de la valeur d'au moins un signal électrique de commande de sorte que le gain I2/I1 du miroir de courant, varie en fonction du signal de commande. Le signal de commande peut être une tension variable appliquée à la base de l'un des transistors de modulation (la base de l'autre transistor étant maintenue à un potentiel fixe) ou deux tensions variables V3, V4 appliquées respectivement à la base de chacun des transistors de modulation. Dans ce dernier cas, le signal de commande est la différence de ces tensions V3 - V4. Le signal électrique de commande peut être élaboré par une partie du même circuit électronique, ou être fourni de l'extérieur du circuit. Le circuit électronique peut comprendre un dispositif apte à transformer ce signal de commande en une différence de potentiel V3 - V4 de caractéristiques appropriées à la commande des transistors de modulation. En particulier, le signal de commande peut être une intensité variable ou un rapport d'intensités variable. Le circuit électrique selon l'invention comporte alors un dispositif convertisseur apte à transformer ce signal de commande en une différence de potentiel entre les bases des transistors de modulation. En outre, avantageusement, le circuit selon l'invention comprend des moyens adaptés pour rendre polynomiale ou linéaire la relation entre le gain du miroir de courant et le signal de commande.Ces moyens peuvent être constitués par le dispositif convertisseur. Le dispositif convertisseur comporte avantageusement des moyens de recalibrage et/ou de décalage d'amplitude supprimant les modes communs, par exemple sous forme d'un étage différentiel adapté pour réduire les tensions de déchet sur les collecteurs des transistors montés en miroir de courant. Il est à noter qu'un circuit électronique selon l'invention peut se présenter sous la forme d'un circuit intégré ou d'une association de circuits intégrés. Ainsi, le circuit intégré des transistors de modulation peut être le même circuit intégré que celui des transistors montés en miroir de courant, ou un circuit intégré distinct. Le circuit électronique selon l'invention peut être combiné avec les aménagements et variantes connus des miroirs de courant, et notamment avec l'aménagement visant à diminuer l'influence des courants dans les bases des transistors (incorporation d'un transistor entre le collecteur et la base du transistor d'entrée du miroir de courant monté en diode), ou avec l'aménagement visant à augmenter l'impédance de sortie (utilisation de plusieurs paires de transistors en cascade). L'invention concerne aussi un procédé de contrôle du gain d'un circuit électronique comprenant au moins une paire de transistors bipolaires de même polarité, appariés sur un même substrat de circuit intégré et montés en miroir de courant de gain I2/I1 qui dépend du rapport des surfaces des jonctions constituant les transistors, dans lequel on applique entre les émetteurs des transistors une différence de potentiel dont la valeur varie en fonction de celle prise par au moins un signal électrique de commande de sorte que le gain I2/I1 varie en fonction du signal de commande. Selon l'invention, on choisit les transistors du miroir de courant de telle sorte que, lorsque la différence de potentiel est nulle, la valeur prise par le gain 12/11, et qui correspond au rapport des surfaces des jonctions des transistors, est au moins sensiblement une valeur médiane de l'intervalle dans lequel le gain I2/I1 doit varier. Selon 1 invention, pour appliquer une différence de potentiel variable entre les émetteurs des transistors du miroir de courant, on applique une différence de potentiel variable en fonction du signal de commande entre les bases de deux transistors de modulation bipolaires de polarité opposée à celle des transistors du miroir de courant, appariés sur un même substrat de circuit intégré, et montés en série entre les émetteurs et ladite source de tension. On choisit les transistors de modulation pour que le rapport des surfaces des jonctions formées par ces transistors de modulation soit le même que celui des transistors du miroir de courant. L'invention concerne aussi un circuit électronique et un procédé comprenant en combinaison tout ou partie des caractéristiques mentionnées ci-dessus ou ciaprès. D'autres avantages et caractéristiques de l'invention apparaîtront à la lecture de la description suivante de ses modes de réalisation représentés sur les figures, dans lesquelles - la figure 1 est un schéma d'un circuit électronique selon un premier mode de réalisation de 1' invention, - la figure 2 est un schéma d'un circuit électronique selon un deuxième mode de réalisation de 1' invention, - les figures 3 et 4 sont des schémas illustrant respectivement deux variantes de réalisation du circuit électronique selon le premier mode de réalisation de l'invention, - les figures 5a et 5b sont des schémas illustrant respectivement deux variantes de réalisation d'un circuit électronique selon un troisième mode de réalisation de l'invention, - les figures 6a et 6b sont des schémas illustrant respectivement deux variantes de réalisation d'un dispositif convertisseur d'un signal de commande en intensité d'un circuit électronique selon l'invention, - la figure 7 est un schéma d'un amplificateur opérationnel intégré conforme à l'invention, - la figure 8 est un schéma de détail d'un sous-ensemble du circuit de la figure 7. Le circuit de la figure 1 comprend deux transistors T1, T2 bipolaires npn montés en miroir de courant, à savoir un premier transistor T1 dit transistor d'entrée et un second transistor T2 dit transistor de sortie. Les bases B1, B2 sont reliées entre elles. Le transistor d'entrée T1 est monté en diode avec son collecteur C1 relié à la base B1. Les émetteurs El et E2 de chaque transistor T1, T2 sont reliés à une source 10 de tension basse (telle que l'alimentation en tension basse VSS du circuit) par l'intermédiaire d'un transistor pnp T3, respectivement T4 monté en série, et dont l'émetteur E3, respectivement E4, est relié à l'émetteur El, respectivement E2, et dont le collecteur C3, respectivement C4, est relié à la source 10 de tension basse. Le circuit comporte des moyens lia, iib adaptés pour appliquer entre les bases B3, B4 des deux transistors de modulation T3, T4 une différence de potentiel V3 - V4 dont la valeur est une fonction de la valeur d'au moins un signal électrique de commande S de sorte que le gain I2/I1 varie en fonction du signal électrique de commande S. Sur la figure 1, le signal électrique de commande S est une tension variable et les moyens adaptés pour appliquer la différence de potentiel V3 - V4 comprennent au moins une source de tension lia, iib reliée entre la base B3, B4 d'un transistor de modulation T3, T4 et une tension de référence 19, pour appliquer à cette base B3, B4 une tension V3, V4 qui dépend linéairement du signal électrique de commande S, de sorte que le gain I2/I1 varie comme une fonction exponentielle du signal électrique de commande S. Dans toute la présente demande, les termes "source de tension" et "source de courant" sont utilisés selon leur acception usuelle (telle que définie par exemple dans le document "Techniques de l'Ingénieur, traité Génie électrique" D-3-152, pages 7 à 13). Dans le mode de réalisation représenté, le circuit comporte deux sources de tension lia, llb appliquant respectivement une tension V3, V4 sur chaque base B3, B4 des transistors de modulation. L'une au moins est une source de tension pilotée par le signal S. Par exemple, les deux sources de tension lia, llb reçoivent le signal S et sont à fonctionnement symétrique, de sorte que V3 - V4 est une fonction déterminée linéaire, notamment proportionnelle, de S. Les deux sources lia, llb sont reliées à la même tension de référence 19 qui est la masse ou, en variante, la tension basse VSS de la source 10 de tension basse alimentant le circuit. Dans le circuit de la figure 1, on peut écrire Il Il V1 = V3 + VT.ln ( ) + VT.ln A3.ISp A1.ISn I2 I2 V2 = V4 + VT.ln ( ) + VT.ln A4.ISp A2.ISn V1 = V2 où Vi est la tension à la base B1 du transistor T1, V2 est la tension à la base B2 du transistor T2, VT est la tension thermique (kT/q x 26 mV à température ambiante), ISn est le courant de saturation inverse de collecteur des transistors npn T1, T2, par unité d' aire de la jonction émetteur-base, ISp est le courant de saturation inverse de collecteur des transistors pnp T3, T4, par unité d'aire de la jonction émetteur-base, Al est l'aire de la jonction émetteur-base du transistor T1, A2 est l'aire de la jonction émetteur-base du transistor T2, A3 est l'aire de la jonction émetteur-base du transistor T3, A4 est l'aire de la jonction émetteur-base du transistor T4. Si A2/A1 = A4/A3 = A, on a I2 ( V3 - V4 ln ( ) = ~~~~~~~~~~ I1.A 2VT soit I2 V3 - V4 = - A . exp ( ) (I) Il 2VT Le courant I2 au collecteur C2 du transistor de sortie T2 du miroir de courant est donc l'image du courant I1 au collecteur C1 du transistor d'entrée T1 du miroir de courant selon un gain I2/I1 donné par la formule (I). Le gain I2/I1 dépend du rapport A des surfaces des jonctions des transistors T1 et T2 (et respectivement des transistors T3 et T4) fixé à la fabrication sur le (les) circuit(s) intégré(s) selon le nombre de transistors élémentaires constituant chaque transistor T1, T2, T3, T4.Le gain I2/I1 dépend également de la valeur V3 - V4 de la différence de potentiel entre les bases B3 et B4 des transistors de modulation T3 et T4. Il est à noter que les deux transistors T1 et T2 du miroir de courant sont de même polarité et appariés sur un même substrat de circuit intégré de telle sorte qu'ils présentent la même densité de courant de saturation inverse de collecteur ISn. Il en va de même des transistors de modulation T3 et T4 qui sont tous deux de même polarité et appariés sur un même substrat de circuit intégré, de façon à présenter la même densité de courant de saturation inverse ISp. Le circuit électronique selon l'invention peut ainsi être constitué d'un seul et même circuit intégré semi-conducteur, c'est-à-dire d'une seule puce. Néanmoins, il pourrait aussi être constitué de plusieurs circuits intégrés (plusieurs puces) reliés les uns aux autres. Sur la figure 2, on a représenté une variante de réalisation dans laquelle la polarité des transistors est inversée par rapport à celle de la variante de la figure 1. Les deux transistors T1', T2' du miroir de courant sont des transistors bipolaires pnp, et les deux transistors T3', T4' de modulation sont des transistors npn. La formule donnant la valeur du gain représenté par le rapport des courants I2/I1 des collecteurs des transistors T1', T2' du miroir de courant devient I2 V3 - V4 = A / exp ( ) I1 2VT I2/I1 dépend donc encore de la différence de potentiel V3 - V4 entre les bases des transistors T3', T4' de modulation. Dans la variante de la figure 2, une source de tension 13 est interposée entre la base du transistor T3' de modulation et la source de tension haute 12 qui est par exemple constituée de l'alimentation en tension haute VDD du circuit. La source de tension 13 fournit une tension V3 qui dépend directement, et notamment selon une fonction linéaire, de la valeur du signal de commande S qu'elle reçoit. La base du transistor T4' est reliée à la source de tension haute 12 par l'intermédiaire d'une source de tension 14 de valeur fixe, pouvant d'ailleurs être nulle. Ainsi, dans cette variante, pour faire varier le gain I2/I1 et donc la différence de potentiel V3 - V4, on ne fait varier que la tension V3 à la base de l'un des transistors T3', T4' de modulation. La figure 3 représente un aménagement du circuit de la figure 1 dans lequel on a ajouté entre le collecteur C1 du transistor d'entrée T1 du miroir de courant et sa base B1, un transistor T5 permettant de minimiser l'influence du facteur ss des transistors sur la précision du gain I2/I1. En effet, la formule (I) donnée ci-dessus n est valable qu'à condition de négliger la valeur des courants de base des transistors T1, T2. L'adjonction d'un transistor tel que T5 comme représenté à la figure 3 dans un miroir de courant permet de minimiser l'influence des courants de base. La formule (I) reste applicable à ce circuit. Il en va de même de l'aménagement représenté à la figure 4 permettant d'augmenter l'impédance de sortie du circuit. Dans cet aménagement, on a doublé le miroir de courant en ajoutant deux transistors T6, T7 appariés aussi en miroir de courant. La encore, la formule (I) reste valable et le gain I2/I1 est une fonction exponentielle de la différence de potentiel V3 - V4 aux bases des transistors de modulation T3, T4. Sur les figures 3 et 4 on a représenté aussi une variante de réalisation dans laquelle la base B4 est directement reliée à la source 10 de tension basse VSS, tandis que le signal de commande S, qui est un signal de tension variable fourni de l'extérieur est directement appliqué à la base B3 du transistor de modulation T3. Le signal de commande S est élaboré à l'extérieur du circuit. Par exemple, il peut s'agir d'une tension dont la valeur peut être ajustée manuellement par un utilisateur en vue de régler le gain I2/I1 du miroir de courant. Il peut aussi s'agir d'une tension élaborée automatiquement en fonction des paramètres de l'application. Les figures 5a à 6b représentent d'autres modes de réalisation de l'invention dans lesquels le signal de commande est un signal d'intensité variable ou un rapport d'intensités variable. En outre, les circuits représentés sur ces figures comportent des moyens adaptés pour rendre polynomiale ou linéaire la relation entre les courants de commande IP1, IP2 et le gain I2/I1. En effet, dans les variantes précédentes, I2/I1 est une fonction exponentielle du signal électrique de commande S en tension (formule (I)). Or, il peut être utile, dans certaines applications, de lier le gain au signal S par une relation linéaire, notamment proportionnelle. Cela peut être obtenu lorsque le signal S est un signal en intensité ou un rapport d'intensités. Le circuit selon l'invention comporte aussi un dispositif convertisseur apte à transformer le signal de commande en une différence de potentiel appliquée entre les bases B3 et B4 des transistors de modulation T3, T4. Le dispositif convertisseur pourrait être constitué de résistances interposées respectivement entre les bases B3, B4 et les collecteurs de transistors de modulation. Néanmoins, sur les figures 5a à 6b, le dispositif convertisseur présente la double fonction de convertir le signal S en intensité ou rapport d'intensités en une tension ou en une différence de potentiel V3 - V4, et de linéariser la relation entre le gain I2/I1 et S. Pour obtenir cette relation linéaire, il suffit en fait que le dispositif convertisseur soit adapté pour appliquer une différence de potentiel V3 - V4 qui est une fonction logarithmique du signal électrique de commande S, de sorte que le gain I2/I1 est une fonction linéaire du signal électrique de commande S.Cela peut être obtenu par des diodes D8 à D11 ou des transistors T8 à T11 montés en diodes. Sur la figure 5a, la base B3 du transistor T3 de modulation est reliée à la source de tension basse 10 par l'intermédiaire d'au moins une diode série, à savoir deux diodes D8, D9. Une source de courant 15 fournit une intensité IP1 à la base B3 du transistor T3 de modulation, c'est-à-dire au noeud de jonction de cette base B3 et des diodes D8, D9. De même, la base B4 est reliée à la source de tension basse 10 par l'intermédiaire d'au moins une diode série, à savoir deux diodes séries D10, D11. Une source de courant 16 applique un courant IP2 à cette base B4. Dans ce circuit, on peut écrire IPi IPi V3 = VT.ln ( IP1 ) + VT.ln ( ) + VSS A8.IS8 A9.IS9 IP2 1P2 V4 = VT.ln ( IP2 ) + VT.ln ( IP2 ) + VSS A10.IS10 A11.IS11 où IS8, IS9, IS10 et IS11 sont les courants de saturation inverse par unité d'aire des diodes D8, D9, D10 et D11, et A8, A9, AlO, Ail, les aires des jonctions formant les diodes D8, D9, D10, D11. si A8.IS8 . A9.IS9 = A10.IS10 . A11.IS11, on a IP1 V3 - V4 = 2 VT.ln IP2 Cette dernière relation est vérifiée en particulier si les deux diodes D8 et D10 sont appariées et les deux diodes D9 et D11 sont appariées ou encore si toutes les diodes ont la même densité de courant de saturation inverse et les mêmes surfaces (par exemple, si elles sont identiques). En remplaçant la valeur V3 - V4 dans la formule (I), on obtient I2 IP1 = A . (11) Il IP2 Ainsi, le gain I2/I1 ne dépend que du rapport des courants IP1/IP2 et du facteur géométrique fixe A. En particulier, cette relation ne dépend pas du terme VT et le circuit est donc thermiquement compensé au premier ordre, si 1 on néglige les dérives des coefficients B des transistors. De plus, il est à noter que le gain I2/I1 est une fonction linéaire de IP1 ou du rapport IPî/1P2. Ainsi, si la source de courant 16 délivre un courant IP2 constant, le signal de commande S peut être constitué du signal en intensité IP1, délivré par la source de courant 15. Le circuit électronique de la figure 5a peut servir, par exemple, de multiplieur analogique. En effet, on peut écrire, avec A = 1 : IP1 I2 = ( ) . Il IP2 Si I1 et IP1 (ou IP1/IP2) sont des variables, on voit que la valeur I2 du courant au collecteur du transistor de sortie est le produit de ces deux variables. Dans une variante non représentée du circuit de la figure 5a, une seule diode D8, D10 peut être incorporée entre les bases B3, B4 des transistors T3, T4 de modulation et la source de tension basse 10. Dans ce cas, le gain I2/I1 est donné Cette variante peut servir de circuit d'extraction de racines carrées. La figure 5b illustre une variante de réalisation de la figure 5a dans laquelle chaque diode D8, D9, D10, D11 est constituée d'un transistor T8, T9, T10, T11 bipolaire monté en diode, c'est-à-dire avec son collecteur relié au même potentiel que sa base. L'inconvénient des circuits représentés aux figures 5a, 5b est d'augmenter la valeur de la tension de déchets puisque la tension minimum nécessaire à appliquer au collecteur des transistors T1, T2 du miroir de courant est égal à 4 fois la tension de seuil des diodes, qui est classiquement de 0,7 volts, soit 2,8 volts. Les figures 6a, 6b illustrent donc des étages différentiels adaptés pour que la tension électrique minimum sur les collecteurs des transistors T1, T2 du miroir de courant puisse descendre jusqu'à une valeur égale à deux tensions de seuil de diode au-dessus de la tension VSS de la source de tension basse 10 alimentant le circuit. En variante non représentée, les mêmes étages différentiels peuvent être prévus en combinaison avec la variante de la figure 2, pour que la tension électrique maximum sur les collecteurs des transistors T1', T2' du miroir de courant puisse monter jusqu'à une valeur égale à deux tensions de seuil de diode au-dessous de la tension VDD de la source 12 de tension haute alimentant le circuit. Sur la figure 6a, l'étage différentiel 17 comporte une source de courant 18 de type PTAT, c'est-àdire fournissant un courant d'intensité proportionnel à la température absolue. Cette source de courant 18 fournit une intensité de valeur 21 entre deux résistances identiques 19, 20 de même valeur r reliées respectivement aux émetteurs de deux transistors T12, T13 pnp appariés. Les collecteurs de ces transistors sont reliés par des résistances identiques 21, 22 de valeur R à la source 10 de tension basse du circuit. Les bases des transistors T12, T13 sont reliées aux points de jonction entre les diodes D8, D9 D10, D11 et les sources de courant 15, 16. Les diodes D8, D9 ; D10, D11 sont montées en série entre la source de tension haute 12 et la source de courant correspondante 15, 16. L'étage différentiel 17 fournit des tensions V3, V4 aux collecteurs des transistors T12, T13, tensions qui sont appliquées comme indiqué précédemment (figure 5a) aux bases B3, B4 des transistors T3, T4 de modulation. Dans le circuit de la figure 6a, on a Ra V3 - V4 = (VE3 - VE4) VT I où a = 1 - , ss étant le coefficient d'amplification B de courant (collecteur sur base) des transistors T12, T13. Ainsi, pour conserver la formule (II) ou (III), il suffit que Ra = r + VT/I. L'étage différentiel 17 de gain unité extrait donc la valeur utile VE3 - VE4 = V3 - V4 en supprimant l'influence des tensions de seuil des diodes D8 à D11. Cet étage différentiel 17 dépendant des valeurs de r et I, il peut être utile d'améliorer la linéarité du circuit en utilisant la variante représentée à la figure 6b. Dans la variante de la figure 6b, on retrouve les deux transistors T12, T13 de l'étage 17, deux sources de courant délivrant l'intensité I équivalentes à la source 18, une résistance de valeur 2r, et les résistances 21, 22 de valeur R. Un étage dit cascode, avec deux transistors T14, T15 ayant leur base à la masse, est ajouté entre les collecteurs des transistors T12, T13 et les résistances 21, 22. La tension différentielle apparaissant sur les émetteurs de cet étage cascode sert à engendrer un courant de correction de linéarité, à travers un second étage différentiel T16, T17 alimenté par les générateurs de courant aI (avec a La figure 7 illustre un exemple d'application de l'invention à un amplificateur opérationnel de gain unité. Cet amplificateur opérationnel selon l'invention comporte deux circuits intégrés formant chacun un miroir de courant M1, M2. Le circuit intégré M7 comporte des transistors pnp montés en miroir de courant conformément au circuit représenté à la figure 2. Le circuit intégré M2 comporte des transistors npn montés en miroir de courant conformément au circuit de la figure 1. Les variantes et aménagements des figures 3 à 6b peuvent être utilisées dans les circuits intégrés M1, M2. L'amplificateur opérationnel de la figure 7 comporte des circuits suiveurs 25 dont le schéma de principe est représenté sur la figure 8, une résistance 26 et un condensateur 27. La sortie 28 de l'amplificateur opérationnel ainsi réalisé est reliée à l'entrée négative 29 pour un montage en gain unité entre l'entrée positive 30 et la sortie 28. Si K est le gain des circuits intégrés formant miroirs de courant M1, M2, la bande passante de cet amplificateur opérationnel est égale à K/2 X rC, où r est la valeur de la résistance 26 et C, la valeur de la capacité 27. En ajustant la valeur du signal de commande S, on peut faire varier le gain K des miroirs de courant M1, M2 et donc directement la bande passante de 1 'amplificateur opérationnel. L'invention fournit aussi un procédé de contrôle du gain d'un circuit électronique comprenant au moins une paire de transistors T1, T2, T1', T2' de même polarité appariés sur un même substrat de circuit intégré et montés en miroir de courant de gain I2/I1 qui dépend du rapport des surfaces des jonctions constituant ces transistors. Dans un procédé selon l'invention, on applique entre les bornes émettrices El, E2 des transistors une différence de potentiel dont la valeur varie en fonction de celle prise par un signal de commande S, de sorte que le gain I2/I1 varie en fonction de ce signal de commande. Avantageusement et selon l'invention, on choisit les transistors T1, T2 ou T1', T2' du miroir de courant de telle sorte que, lorsque cette différence de potentiel est nulle, la valeur prise par le gain I2/I1 correspondant au rapport des surfaces des jonctions des transistors, est au moins sensiblement une valeur médiane de l'intervalle dans lequel ce gain I2/I1 doit varier. Dans le procédé selon l'invention mis en oeuvre dans les circuits représentés sur les figures, la différence de potentiel appliquée entre les émetteurs des transistors du miroir de courant est obtenue par l'intermédiaire de transistors de modulation montés en série entre les émetteurs de ces transistors du miroir de courant et une source de tension commune, et dont les bases B3, B4 sont soumises à une différence de potentiel V3 - V4 variable en fonction d'un signal de commande S. L'invention fournit ainsi un procédé et des montages extrêmement simples, fiables et précis permettant de faire varier, de régler et de contrôler les variations du gain d'un miroir de courant incorporé à un circuit intégré. L'invention trouve ses applications principales dans les circuits intégrés analogiques, mais est aussi applicable avec des circuits intégrés numériques ou de commutation en technologie bipolaire. REVENDICATIONS 1/ - Circuit électronique comprenant au moins une paire de transistors (T1, T2, T1', T2') bipolaires de même polarité appariés sur un même substrat de circuit intégré et montés en miroir de courant de gain I2/I1 qui dépend du rapport des surfaces des jonctions constituant les transistors, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens (T3, T4, T3', T4', lia, lib, 13, 14) aptes à appliquer entre les émetteurs (El, E2) des transistors (T1, T2, T1', T2') une différence de potentiel dont la valeur varie en fonction de celle prise par au moins un signal électrique de commande (S), de sorte que le gain I2/I1 varie en fonction du signal électrique de commande (S). 2/ - Circuit électronique selon la revendication 1, comprenant au moins une paire de transistors (T1, T2, T1', T2') montés en miroir de courant, de même polarité appariés sur un même substrat de circuit intégré, reliés par leur base (B1, B2) et dont les émetteurs (El, E2) sont orientés vers une source de tension commune (10, 12), le premier transistor (T1, T1') étant monté en diode avec son collecteur (C1) relié à sa borne base (B1), de sorte que le courant I2 au collecteur (C2) du second transistor (T2, T2') varie comme le courant I1 au collecteur (C1) du premier transistor (T1, T1') avec un gain I2/I1 qui dépend du rapport des surfaces des jonctions constituant les transistors montés en miroir de courant, caractérisé en ce qu'il comprend, entre l'émetteur (El, E2) de chaque transistor du miroir de courant et ladite source de tension (10, 12), un transistor de modulation (T3, T4, T3', T4') dont l'émetteur (E3, E4) est relié à celui (El, E2) du transistor correspondant du miroir de courant, et dont le collecteur (C3, C4) est relié à ladite source de tension (10, 12), en ce que les deux transistors de modulation (T3, T4, T3', T4') sont de même polarité opposée à celle des transistors (T1, T2, T1', T2') du miroir de courant, ont un rapport des surfaces des jonctions qui est identique à celui des transistors du miroir de courant, et sont tous les deux appariés sur un même substrat de circuit intégré, et en ce qu'il comporte des moyens (lia, lib, 13, 14) adaptés pour appliquer entre les bases (B3, B4) des deux transistors de modulation (T3, T4, T3', T4'), une différence de potentiel V3 - V4 dont la valeur est une fonction de la valeur d'au moins un signal électrique de commande (S) de sorte que le gain I2/I1 varie en fonction du signal électrique de commande (S). 3/ - Circuit électronique selon la revendication 2, caractérisé en ce que le signal électrique de commande (S) est une tension variable et en ce que les moyens adaptés pour appliquer la différence de potentiel (V3 - V 4) comprennent au moins une source de tension (lia, 11b) reliée entre la base (B3, B4) d'un transistor de modulation (T3, T4) et une tension de référence (19), pour appliquer à cette base (B3, B4) une tension V3, V4 qui dépend linéairement du signal électrique de commande (S), de sorte que le gain I2/I1 varie comme une fonction exponentielle du signal électrique de commande (S). 4/ - Circuit selon la revendication 2, caractérisé en ce que le signal électrique de commande (S) est une intensité variable ou un rapport d'intensités variable et en ce qu'il comporte des moyens (D8 à Dfl, T8 à T11) adaptés pour rendre polynomiale ou linéaire la relation entre le gain I2/I1 du miroir de courant et le signal électrique de commande (S). 5/ - Circuit selon l'une des revendications 2 ou 4, caractérisé en ce que le signal électrique de commande (S) est une intensité variable ou un rapport d'intensités variable et en ce qu'il comporte un dispositif convertisseur (15, 16, D8 à D11, T8 à T11) apte à transformer ce signal électrique de commande (S) en une tension ou une différence de potentiel V3 - V4 entre les bases (B3, B4) des transistors de modulation (T3, T4, T3', T4'). 6/ - Circuit selon les revendications 4 et 5, caractérisé en ce que le dispositif convertisseur (15, 16, D8 à D11, T8 à T11) est adapté pour appliquer une différence de potentiel V3 - V4 qui est une fonction logarithmique du signal électrique de commande (S), de sorte que le gain I2/I1 est une fonction polynomiale ou linéaire du signal électrique de commande (S). 7/ - Circuit selon la revendication 6, caractérisé en ce que le dispositif convertisseur (15, 16 D8 à D11, T8 à T11) comprend au moins une diode (D8 à D11) ou au moins un transistor (T8 à T11) monté en diode interposé en série entre la base (B3, B4) de chaque transistor de modulation (T3, T4, T3', T4') et une source de tension (10, 12), le signal électrique de commande (S) étant appliqué à l'une au moins de ces bases (B3, B4). 8/ - Circuit selon l'une des revendications 5 à 7, caractérisé en ce que le dispositif convertisseur comporte un étage différentiel (17) adapté pour réduire les tensions de déchet sur les collecteurs (C1, C2) des transistors (T1, T2, T1', T2') du miroir de courant. 9/ - Procédé de contrôle d'un gain d'un circuit électronique comprenant au moins une paire de transistors (T1, T2, T1', T2') bipolaires de même polarité appariés sur un même substrat de circuit intégré et montés en miroir de courant de gain I2/I1 qui dépend du rapport des surfaces des jonctions constituant les transistors, dans lequel on applique entre les émetteurs (El, E2) des transistors (T1, T2, T1', T2') une différence de potentiel dont la valeur varie en fonction de celle prise par au moins un signal électrique de commande (S) de sorte que le gain I2/I1 varie en fonction du signal électrique de commande (S). 10/ - Procédé selon la revendication 9, caractérisé en ce qu'on choisit les transistors (T1, T2, T1', T2') du miroir de courant et les transistors de modulation (T3, T4, T3', T4') de telle sorte que, lorsque la différence de potentiel est nulle, la valeur prise par le gain I2/I1 correspondant au rapport des surfaces des jonctions des transistors (T1, T2, T1', T2' et T3, T4, T3', T4') est au moins sensiblement une valeur médiane de l'intervalle dans lequel le gain I2/I1 doit varier. 11/ - Procédé selon l'une des revendications 9 et 10, caractérisé en ce que pour appliquer une différence de potentiel variable entre les émetteurs (El, E2) des transistors (T1, T2, T1', T2') du miroir de courant, on applique une différence de potentiel V3 - V4 variable en fonction du signal électrique de commande (S) entre les bases (B3, B4) de deux transistors de modulation (T3, T4, T3', T4') dont la polarité est opposée à celle des transistors du miroir de courant, et qui sont appariés sur un même substrat de circuit intégré et montés en série entre les émetteurs (El, E2) et une source de tension (10, 12) commune.