Brevet FR2734433A1 — publié le 19961122

PROCEDE ET EGALISEUR ADAPTATIF POUR EGALISER UN SIGNAL NUMERIQUE TRANSMIS PAR LIAISON HERTZIENNE. La présente invention concerne un prodédé pour égaliser un signal numérique transmis par liaison hertzienne tant en vue directe qu'en propagation troposphérique, c'est-à-dire par des liaisons présentant des chemins de propagation multiples et utilisant éventuellement des moyens en diversité. Elle a trait également à un égaliseur adaptatif dans une station hertzienne de réception pour la mise en oeuvre de ce procédé. Dans une liaison hertzienne, les affaiblissements et évanouissements du signal reçu sont dus principalement aux trajets multiples. Ceci introduit d'une part des variations importantes du niveau du signal reçu en fonction du temps et d'autre part, une sélectivité en fréquence, également variable en fonction du temps, qui se traduit par des distorsions d'amplitude et de phase dans le signal reçu. Ces variations en fonction du temps sont très lentes vis-à-vis du débit du signal numérique transmis. Dans le cas de liaisons hertziennes en vue directe ces phénomènes sont occasionnels et d'amplitude plus ou moins grande. Dans le cas de liaisons hertziennes en propagation troposphérique ces phénomènes sont quasi-permanents et de grande amplitude. Compte tenu de ces fluctuations, la nature des erreurs affectant les caractéristiques du signal numérique reçu relève essentiellement du bruit thermique et de l'interférence intersymbole. I1 est donc nécessaire de prévoir des moyens pour réduire ces erreurs avant les décisions en niveau dans les moyens de régénération de la station hertzienne de réception. Dans le cas des liaisons hertziennes en propagation troposphérique, les erreurs dues au bruit thermique sont réduites grâce à l'utilisation de plusieurs récepteurs en diversité dont les signaux de sortie sont combinés entre eux. Cette méthode contribue en partie à accroître le débit numérique transmis par une combinaison linéaire des différents canaux de transmission. Les systèmes d'égalisation adaptative décrits notamment dans le brevet américain US-A-3.879.664 diminuent les erreurs dues à l'interférence intersymbole afin d'obtenir un diagramme de l'oeil relativement large propre à la décision convenable ultérieure entre les niveaux. Deux filtres transversaux, l'un en série avant le combineur en diversité, et l'autre en parallèle en bande de base après le démodulateur à fréquence intermédiaire sont prévus dans la station hertzienne de réception. Le signal d'erreur pour calculer les coefficients de prise des filtres transversaux fait appel à un algorithme de prédiction en fonction des symboles précédemment reçus, le calcul étant réitéré à la réception de chaque symbole. Etant donné que les caractéristiques du milieu de transmission évoluent dans le temps nettement moins rapidement que le signal transmis, il n'est pas nécessaire de répéter le calcul des coefficients de prise à la réception de chaque symbole du signal reçu, ce qui, selon les systèmes connus, limitent la rapidité de transmission. L'invention a pour but de fournir un procédé d'égalisation adaptative évitant une telle réitération rapide du calcul des coefficients de prise et donc permettant une augmentation de la capacité du canal de transmission. A cette fin, le procédé pour égaliser un signal numérique transmis par une liaison hertzienne est caractérisé en ce qu'un mot de verrouillage de trame est présent à des instants prédéterminés dans le signal émis et en ce qu'à la réception, chaque fois qu'une corrélation apparait entre le mot de verrouillage initialement émis et mémorisé et le signal reçu, cette corrélation est utilisée pour initialiser le calcul, selon un algorithme prédéterminé, des coefficients de prise pour le filtrage transversal adaptatif du signal reçu. Les distorsions d'amplitude et de phase engendrées par le milieu de transmission affectent l'ensemble du signal transmis et notamment le mot de verrouillage qui est de préférence présent périodiquement dans le signal émis et qui peut être soit le mot-de verrouillage de trame du signal multiplex reçu, soit le mot de synchronisation de la trame dite hertzienne. Physiquement, ces distorsions caractérisent le milieu à un instant donné ou, en d'autres termes, les variations des caractéristiques du mot de verrouillage reçu sont une image de celles du milieu de transmission. Une mesure de la corrélation du mot de verrouillage reçu avec le mot de verrouillage initialement émis -qui est mémorisé dans la station de réception selon l'invention - fournit une connaissance précise du milieu de transmission et donc les moyens pour corriger en conséquence les bits d'information dans les trames. En effet, l'évolution des caractéristiques du milieu de transmission relativement lente est traduite en modification des caractéristiques du mot de verrouillage . La connaissance de cette modification sert alors de base à une correction du signal reçu qui compense les distorsions apportées par le milieu de transmission. L'égaliseur adaptatif dans une station hertzienne selon l'invention comprend un premier filtre transversal adaptatif et des moyens pour calculer les coefficients de prise du premier filtre. I1 est caractérisé en ce que les moyens de calcul comprennent des moyens pour mémoriser le mot de verrouillage, des moyens recevant par une première entrée le signal délivré par la sortie du premier filtre et par une seconde entrée le mot de verrouillage de trame mémorisé pour calculer la fonction de corrélation entre le mot de verrouillage mémorisé et un mot ayant le même nombre de bit dans le signal reçu en vue de détecter le mot de verrouillage D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante de plusieurs modes de réalisation préférés en référence aux dessins annexés correspondants, dans lesquels - la Fig. 1 est un bloc-diagramme d'une station hertzienne réceptrice en diversité comprenant un égaliseur adaptatif en bande de base selon un premier mode de réalisation; - la Fig. 2 est un bloc-diagramme d'une station hertzienne réceptrice en diversité comprenant un égaliseur adaptatif en bande de base selon un second mode de réalisation; - la Fig. 3 est un bloc-diagramme d'une station hertzienne réceptrice en diversité comprenant un égaliseur adaptatif en fréquence intermédiaire et en bande de base selon un troisième mode de réalisation; et - la Fig. 4 est un bloc-diagramme détaillé du corrélateur de l'égaliseur selon un mode préféré de réalisation. Selon le mode de réalisation illustré à la Fig. 1 relatif à une liaison hertzienne troposphérique, on retrouve la partie de réception connue à l'entrée d'une station de réception de la liaison. La partie de réception 1 comprend une pluralité de récepteurs 101 à 10N qui correspondent à N différents canaux de transmission pour le signal reçu par la station hertzienne de réception à travers le milieu troposphérique de transmission, selon le principe de diversité. Le signal numérique émis à un débit initial de 2, 8 ou 13 Mbit/s par exemple, peut être modulé à la fréquence intermédiaire suivant une modulation à quatre états de phase par exemple. Le signal émis est partagé en trames comprenant chacune au plus un millier de bits environ par exemple. Chaque trame commence par un mot de verrouillage de trame ayant une configuration prédéterminée et comprenant par exemple 10 bits, lequel est suivi de bits notamment d'informations utiles. En général, le mot de verrouillage de trame est périodique et peut être celui des trames du multiplex numérique ou bien celui de la trame hertzienne dans laquelle sont multiplexées les informations utiles avec les informations de voies de service et/ou de télésurveillance et de télécommande de certains dispositifs inclus dans les stations hertziennes. Cependant le mot de verrouillage de trame peut être présent dans le signal émis à des instants prédéterminés non périodiques, lorsque le signal numérique transmet par exemple des paquets dont l'en-tête comprend un mot particulier. Chaque récepteur 101 à 10 comprend une antenne recevant 1 N l'un des signaux suivant l'un des chemins en diversité et un circuit de transposition en fréquence et d'amplification pour transposer la fréquence porteuse correspondante à la fréquence intermédiaire. Le signal à fréquence intermédiaire délivrée par le récepteur 101 à 10N est démodulé dans un démodulateur 111 à 11N qui applique le signal correspondant en bande de base à l'entrée correspondante 121 à 12N d'un combineur en diversité connu 13. Le combineur combine linéairement les signaux démodulés par les démodulateurs 111 à 11N afin d'optimiser le rapport signal à bruit. Le signal démodulé et combiné en bande de base est délivré par la sortie 14 du combineur 13 à l'entrée 20 d'un égaliseur adaptatif 2 selon l'invention. La sortie de l'égaliseur 2 applique le signal égalisé à l'entrée 30 du circuit de régénération classique 3 de la station hertzienne de réception. Dans l'égaliseur 2 de la Fig. 1, l'entrée 20 est celle d'un filtre transversal adaptatif 21 inséré en série. I1 comprend classiquement des circuits de retard en série 210, des multiplicateurs numériques 211 et un circuit d'addition 212. Le nombre de circuits de retard 210 est de préférence inférieur ou égal au nombre de bits du mot de verrouillage de trame VT et supérieur ou égal à trois. Chaque circuit de retard 210 confère un retard T égal à l'intervalle entre deux symboles ou bits consécutifs du signal numérique. L'entrée de chaque circuit de retard 210 est reliée à une première entrée d'un multiplicateur respectif 211 dont la seconde entrée est portée à une tension représentative du coefficient (ou gain) de prise (ou de pondération) correspondant du filtre transversal 21.Les sorties des multiplicateurs 211, tels que des potentiomètres, sont reliés aux entrées du circuit d'addition 212 dont la sortie 213 délivre le produit de convolution du signal numérique par les coefficients de prise. L'égaliseur 2 comprend également une boucle de contreréaction pour calculer les coefficients de prise du filtre transversal 21. Cette boucle est composée principalement par un corrélateur 22 et une unité arithmétique 23. Une première entrée du corrélateur 22 est reliée à la sortie 213 du filtre transversal 21, elle-même reliée à l'entrée 30 du circuit de régénération 3. Une seconde entrée 221 du corrélateur 22 est reliée à travers un bus à la sortie 240 d'une mémoire morte 24 qui contient le mot de verrouillage émis VT. Un mode,de réalisation préféré du corrélateur 22 est illustré à la Fig. 4. I1 comprend à ses deux entrées des moyens de filtrage passe-haut pour éliminer la composante continue. Le bus d'entrée 221 applique à une batterie de filtres passe-haut222, les bits du mot VT(t) mémorisé dans la mémoire 24. L'entrée 220 applique successivement les bits du signal filtré à un filtre passe-haut 223. La sortie du filtre 223 est reliée à une série de circuits de retard 224 imposant chacun le retard T égal à l'intervalle entre symboles. Le corrélateur comprend également un nombre de multiplicateurs bit à bit 225 qui est égal au nombre de bits du mot de ver rouillage de trame VT. Une première entrée de chaque multipli cateur 225 est reliée à la sortie d'un filtre passe-haut res pectif 222 et une seconde entrée du multiplicateur est reliée à la sortie d'un circuit de retard 224, à l'exception du premier multiplicateur dont la sortie est reliée directement à la sortie du filtre passe-haut 223. Les sorties des multiplicateurs 225 transmettent en parallèle les produits bit à bit à un circuit d'addition 226 dont le signal en sortie 2260 est représentatif de la corrélation du mot de verrouillage mémorisé VT et d'un mot du signal reçu ayant un même nombre de bit . Le signal de corrélation sortant du circuit d'addition 226 est appliqué à un comparateur 227 dont l'autre entrée est portée à une tension de seuil S.Le comparateur 227 détecte le pic de la fonction de corrélation, c'est-à-dire l'instant où est reçu le mot de verrouillage de trame. Cet instant sert de repère temporel et est délivré sous la forme d'un signal logique par la sortie 228 du comparateur 227 d'une part vers l'unité arith métique 23 afin de réinitialiser celle-ci et d'autre part à l'entrée de commande d'un interrupteur 229 qui est alors fermé pour transmettre en série les bits du mot de verrouillage de trame détecté, de la sortie du dernier circuit de retard 224 vers une entrée 230 de l'unité arithmétique 23.Cette dernière calcule alors suivant un algorithme prédéterminé les coeffi cients de prise du filtre transversal 210 suite à une initialisatic commandée par la /corrélation du mot de verrouillage précédemment détecté et délivré à l'entrée 230, et du mot de verrouillage mémorisé et délivré par le bus de sortie 240 de la mémoire 24 à une seconde entrée 231 de l'unité 23. Ces coefficients de prise ainsi calculés sont délivrés par le bus de sortie 232 de l'unité 23 respectivement aux secondes entrées des multiplicateurs 211 du filtre transversal 21. Suivant les applications, en fonction de la vitesse de variation du milieu de transmission, ces calculs sont effectués ou bien à chaque détection du mot de verrouillage ou bien après plusieurs détections consécutives de celui-ci. La structure du corrélateur 22 est fondée sur les principes suivants Chaque fois qu'à l'entrée 220 est reçu un bit, le corrélateur 22 calcule le coefficient de corrélation des dix derniers bits reçus avec les bits du mot de verrouillage de trame VT lu dans la mémoire morte 24. Si le signal reçu à l'entrée 220 et le mot de verrouillage sont appelés Y(t) et VT(t) à l'instant t, le coefficient de corrélation P est donné par la formule E r Y(t) . VT (t) J- E rY(t)2- E [VT(t)l P = aVT Le symbole E r z représente l'espérance mathématique (ou moyenne) et a l'écart type. Les composantes continues des signaux Y(t) et VT(t) sont éliminées à l'aide des moyens de filtrage passe-haut 222,223 de sorte que E [y(t) i = O et E [VT(t) =O D'autre part l'écart type a VT du signal VT(t) est constant, et l'écart type a du signal Y(t) est lui aussi constant en moyenne. Le coefficient de corrélation p devient donc E flY(t) . VT(t) P = ~ K où K est une constante proportionnelle au produit des écarts types. Il suffit alors de calculer la somme des produits bit à bit entre les dix bits du mot de trame VT(t) stockée en mémoire 24 et les dix derniers bits du signal Y(t) reçu et de comparer ce résultat à un seuil défini S, fonctions réalisées par las cmuits 225, 226 et 227. Quand la corrélation dépasse ce seuil, ce qui correspond à un pic de corrélation, la sortie 228 du comparateur 227 change d'état, ce qui permet d'initialiser les traitements effectués dans l'unité arithmétique 23. La connaissance du mot de verrouillage de trame reçu permet à l'unité arithmétique 23 de caractériser la réponse impulsionnelle-globale h(t) du milieu de transmission et du filtre adaptatif 21 en vue d'en déduire les coefficients de prise. Soient: - h(k) la valeur de cette réponse impulsionnelle glo bale, échantillonnée aux instants kT, - x(j) le signal modulant à l'émission aux instants jT,et - y(j) le signal disponible à l'entrée 220 du corréla teur 22 aux instants jT. On a alors la relation où h(O) est la réponse impulsionnelle à l'instant zéro. Cette relation peut s'écrire sous forme vectorielle et matricielle pour tous les j d'où Cette dernière relation permet donc de calculer t si la matrice Il xi est connue, ce qui est le cas dès que le mot de verrouillage de trame est reconnu. A partir de la connaissance de t les coefficients de prise du filtre adaptatif 21 sont calculés pour que la forme de la réponse globale h(t) tende vers celle de l'impulsion idéale. Cependant, l'unité arithmétique 23 peut faire appel à d'autres algorithmes pour le calcul des coefficients de prise qui sont fonds sur des méthodes d'égalisation connues, telles que - minimisation de la distorsion maximale (ou zéro forcé zf); - minimisation de la somme des modules des signaux d'erreur formés par la différence entre les bits de mêmes rangs du signal reçu à l'entrée 220 du corrélateur et du mot de verrouillage de trame mémorisé (critère MME); - minimisation de l'erreur quadratique moyenne entre les bits de mêmes rangs du signal reçu à l'entrée 22 du corrélateur et du mot de verrouillage de trame mémorisé (critère MSE ou LMS) par résolution de l'équation de Wiener-Hopf ou par ses formes simplifiées consistant à utiliser des algorithmes convergents;; - utilisation des transformées de Fourrier rapides directe et inverse de la fonction d'autocorrélation du signal reçu. Selon le mode de réalisation précédent, chaque bit du signal émis est corrigé par un filtre transversal direct. Le second mode de réalisation illustré à la Fig. 2 utilise pour la correction de chaque bit deux filtres transversaux, l'un direct et l'autre récursif. Comme montré à la Fig. 2, l'égaliseur 2a comprend, comme celui 2 montré à la Fig. 1, un premier filtre transversal adaptatif direct 21 dont les circuits de retard 210 sont reliés en série à la sortie 14 du combineur en diversité 13, un corrélateur 22 dont les entrées 220 et 221 sont reliées respectivement à l'entrée 30 du circuit de régénération 3 et à la sortie 240 de la mémoire du mot de verrouillage de trame 24 et une unité arithmétique 23 dont les entrées sont reliées comme précédemment au corrélateur 22 et à la mémoire 24 et dont le bus de sortie 232 est relié aux secondes entrées des multiplicateurs 211 du filtre 21. L'égaliseur 2a comprend en plus un sommateur 25 et un second filtre transversal adaptatif récursif 26 inséré en parallèle. Le filtre 26 est analogue au filtre 25 et comprend également plusieurs circuits de retard 260 en série conférant chacun un retard T égal à l'intervalle entre deux symboles consécutifs, des multiplicateurs associés 261 et un circuit d'addition 262 en sortie. Une première entrée du sommateur 25 est reliée à la sortie 213 du circuit d'addition 212 du premier filtre 21. La seconde entrée du sommateur 25 est reliée à la sortie 263 du circuit d'addition 262 du second filtre 26. La sortie 250 du sommateur 25 est reliée à l'entrée 30 du circuit de régénération 3, à l'entrée 220 du corrélateur 22 et à l'entrée du second filtre 26 àlaquellescntconnectés en série les circuits de retard 260. Les secondes entrées des multiplicateurs 261 sont reliées au bus de sortie 232 de l'unité arithmétique 23. Selon la Fig. 2, le signal numérique filtré par le premier filtre 21 est sommé avec le signal numérique filtré dans le second filtre 26 qui est prélevé à la sortie 250 du sommateur 25. Les différents coefficients de prise des filtres 21 et 26 sont obtenus comme précédemment, dans l'unité 23. Le même procédé d'égalisation peut être également mis en oeuvre pour un traitement du signal numérique à fréquence intermédiaire. La Fig. 3 représente un égaliseur 2b pour ce traitement. L'égaliseur 2b est organisé sensiblement comme l'égaliseur 2a de la Fig. 2. I1 comprend les circuits 22 à 26 qui sont reliés entre eux comme selon la Fig. 2. Le bus de sortie 232 de l'unité arithmétique 23 est relié aux secondes entrées des multiplicateurs 261 du filtre transversal adaptatif 26 ainsi qu'à un circuit de modulation à la fréquence intermédiaire 27. Selon la Fig. 3 dans la partie de réception lb, en lieu et place des démodulateurs 111 à 11N sont prévus des filtres transversaux adaptatifs 15 à 15N Chaque filtre 15 à 15N est analogue au filtre 21 et joue le même rôle, mais traite le signal à la fréquence intermédiaire avant démodulation et non en bande de base. Dans un filtre 151 à 15N, ses circuits de retard 150 sont reliés en série à la sortie du récepteur respectif 101 à 1ON, la sortie 153 de son circuit d'addition 152 est reliée à l'entrée respective 121 à 12N du combineur en diversité 13, et les secondes entrées de ses multiplicateurs 151 sont reliées au bus de sortie 232 de l'unité arithmétique 23 à travers le circuit de modulation 27. Le signal combiné en fréquence intermédiaire délivré par la sortie 14 du combineur 13 est démodulé dans un démodulateur 28-qui est au même lieu et place que le filtre transversal 21 de la Fig. 2-dont la sortie 283 applique le signal filtré, corribiné et démodulé en bande de base à la première entrée du sommateur 25. Le traitement du signal est effectué comme dans la Fig. 2, à l'exception que le premier filtrage dans les filtres trans versaux 151 à 15 S s'effectueà la fréquence intermédiaire et N que, dans ce but, les coefficients de prise des filtres 151 à 15N ou tensions représentatives de ceux-ci délivrés par le bus de sortie 232 de l'unité 23 modulent un signal à la fréquence intermédiaire dans le circuit de modulation 27. Les stations hertziennes décrites précédemment sont relatives à une réception en diversité. Les mêmes égaliseurs peuvent être utilisés pour une liaison hertzienne en vue directe. Dans ce cas, les moyens de réception 1 ou lb ne contiennent plus de combineur 13 et ne comprennent qu'un seul ensemble composé d'un récepteur 10 et d'un démodulateur 11 ou d'un récepteur 10 et d'un filtre transversal adaptatif 15. Selon la Fig. 1 ou 2, la sortie du démodulateur 11 est reliée directement à l'entrée du filtre transversal adaptatif 21. Selon la Fig. 3, la sortie du filtre 15 est reliée directement à l'entrée du démodulateur 28. Revendications. 1 - Procédé pour égaliser un signal numérique transmis par une liaison hertzienne, caractérisé en ce qu'un mot de verrouillage de trame est présent à des instants prédéterminés dans le signal émis et en ce qu'à la réception, chaque fois qu'une corrélation apparait entre le mot de verrouillage initialement émis et mémorisé et le signal reçu, cette corrélation est utilisée pour initialiser le calcul, selon un algorithme prédéterminé, des coefficients de prise pour le filtrage transversal adaptatif du signal reçu. 2 - Procédé conforme à la revendication 1, caractérisé en ce que le mot de verrouillage est périodique et est de préférence soit le mot de verrouillage de trame du signal multiplex reçu, soit le mot de synchronisation de la trame dite hertzienne. 3 - Egaliseur adaptatif (2) dans une station hertzienne de réception pour la mise en oeuvre du procédé conforme la revendication 1, comprenant un premier filtre transversal adaptatif(21) et des moyens (22, 23) pour calculer les coefficients de prise du premier filtre (21), caractérisé en ce que les moyens de calcul comprennent des moyens (24) pour mémoriser le mot de verrouillage (VT), des moyens (22) recevant par une première entrée (220) le signal délivré par la sortie (213) du premier filtre (21) et par une seconde entrée (221) le mot de verrouillage de trame mémorisé pour calculer la fonction de corrélation entre le mot de verrouillage mémorisé et un mot ayant le même nombre de bit dans le signal reçu en vue de détecter le mot de verrouillage dans le signal reçu lorsque la fonction de corrélation est supérieure à un seuil prédéterminé (S), et des moyens arithmétiques (23) pour déduire des mots de verrouillage détecté et mémorisé selon ledit algorithme prédéterminé, les coefficients de prise du premier filtre (21)qui sont appliqués aux éléments variables (211) du premier filtre (21). 4 - Egaliseur adaptatif conforme à la revendication 3, caractérisé en ce que les moyens de calcul de la fonction de corrélation (22) comprennent des moyens (224, 225, 226) pour calculer la somme des produits bit à bit des bits du mot de verrouillage mémorisé et de chaque mot ayant le même nombre de bit dans le signal reçu à chaque réception d'un bit du signal reçu et des moyens(227, 229) pour comparer ladite somme (2260) au seuil prédéterminé (S) afin de transmettre le mot de verrouillage dans le signal reçu aux moyens arithmétiques (23) lorsque ladite somme est supérieure au seuil prédéterminé (S). 5 - Egaliseur adaptatif conforme à la revendication 4, caractérisé en ce que les moyens de calcul de la somme (224, 225, 226) reçoivent le mot de verrouillage mémorisé et le signal reçu à travers des moyens de filtrage passe-haut (222,223). 6 - Egaliseur adaptatif (2a) conforme à l'une des revendications 3 à 5, caractérisé en ce qu'il comprend un second filtre transversal adaptatif (26) dont les éléments variables (261) reçoivent les coefficients de prise des moyens arithmétiques (23), et des moyens (25) pour sommer les signaux sortants (213, 263) des premier et second filtres (21, 26) en un signal (250) qui est transmis au second filtre (26) et à la première entrée (220) des moyens de calcul de la fonction de corrélation (22). 7 - Egaliseur adaptatif (Fig. 1 ou 2) pour liaison hertzienne troposphérique conforme à l'une des revendications 3 à 6, caractérisé en ce que l'entrée (20) du premier filtre (21) est reliée à la sortie (14) des moyens de combinaison en diversité (13) de la station hertzienne et en ce que la première entrée (220) des moyens de calcul de la fonction de corrélation (22) est reliée à l'entrée (30) des moyens de régénération (3) de la station hertzienne. 8 - Egaliseur adaptatif pour liaison hertzienne en vue directe conforme à l'une des vendïoetions 3 à 6, caractérisé en ce que l'entrée (20) du premier filtre (21) est reliée à la sortie des moyens de démodulation à fréquence intermédiaire (11) de la station hertzienne et en ce que la première entrée (220) des moyens de calcul de la fonction de corrélation (22) est reliée à l'entrée (30) des moyens de régénération (3) de la station hertzienne. 9 - Egaliseur adaptatif (2b) conforme à la revendication 6 et à la revendication 7 ou 8, caractérisé en ce que le premier filtre (21) est remplacé par des moyens de démodulation à fréquence intermédiaire (28) et en ce qu'il comprend des moyens de filtrage transversal adaptatif (15) nterconnectés entre les moyens de réception (10) de la station de réception et les moyens de combinaison en diversité (13) et/ou les moyens de démodulation (28), et des moyens (27) reliés à la sortie (232) des moyens arithmétiques (23) pour moduler la fréquence intermédiaire par les coefficients de prise et les appliquer aux éléments variables (151) des moyens de filtrage transversal adaptatif (15).