Brevet FR2732490A1 — publié le 19961004

I X 6274 - RGS - LER/FRA La présente invention concerne un procédé et un dispositif pour sa mise en oeuvre, permettant d'améliorer la réception de messages transmis sur un support radioélectrique entre au moins un utilisateur mobile et une station de base fixe d'un réseau de communication. L'invention s'applique au domaine des radiocommunications, notamment à la transmission de données numériques entre au moins un terminal mobile et un serveur fixe. Le service MOBIPAC exploité par France Télécom Mobiles Data, permet une telle transmission. MOBIPAC est un service de transmission de données avec les mobiles, utilisant un support radioélectrique. Il permet un dialogue bidirectionnel, sous la forme d'échanges de paquets de données soit entre un terminal mobile et un serveur fixe, quel que soit l'initiateur du transfert, soit entre deux terminaux mobiles. On appelle terminal mobile un terminal relié au réseau par voie radioélectrique, sans préjuger de ses besoins en terme de mobilité, et on appelle terminal fixe un terminal relié au réseau par liaison filaire. L'accès au réseau par le mobile se fait à l'aide d'une station de base. Le partage des ressources radioélectriques, qui repose sur un protocole d'accès multiple, permet de gérer en même temps un grand nombre de mobiles, qui bénéficient de ce fait d'un accès rapide au réseau. Le réseau se compose de terminaux mobiles, de stations de base et d'une série de commutateurs de rattachement et de transit. Un centre de supervision assure les fonctions d'exploitation et de supervision des équipements du réseau, ainsi que la gestion des données techniques des abonnés. La liaison entre un terminal mobile et la station de base est bidirectionnelle et s'effectue à travers un canal. Le canal se compose d'une fréquence montante et d'une fréquence descendante, dans la bande 410-430 MHz. Les canaux sont espacés de 12,5 kHz. La transmission s'effectue sous formes de trames permettant le transfert des paquets de données. La modulation utilisée est une modulation GMSK, abréviation anglo-saxonne pour "Gaussian Minimum Shift Keying", d'indice 0,3 véhiculant un débit brut de 8 kbits/s. Au niveau physique, la trame est constituée d'un en-tête et de blocs de symboles, correspondant aux données codées. Chaque bloc comprend 30 octets provenant de 20 octets de la couche liaison, codés par un codage de Hamming. L'en-tête comprend 7 octets, dont trente-deux s symboles de synchronisation: seize symboles de synchronisation bit (identiques pour tous les messages) et seize symboles de synchronisation trame (spécifiques de l'opérateur). Le message minimal comprend un en-tête et un bloc, soit une taille minimale de message de 37 octets, soit 37 ms. Chaque transmission est précédée par un temps d'établissement et de stabilisation de la porteuse de 5 à 10 ms. L'accès au réseau par le mobile s'effectue de deux manières: - La première met en oeuvre un système d'accès aléatoire dans des tranches de temps définies par la station de base, appelées également "slots" en terminologie anglo-saxonne. Comme tous les mobiles effectuent leur accès sur la même fréquence, il est possible que deux, voire plusieurs mobiles essayent de transmettre un message dans le même intervalle de temps, d'o collision. La gestion des collisions est effectuée par la station de base qui renvoie un signal crd'acquittement lorsque la transmission du message envoyé par le mobile a été réussie. Ce système crd'accès aléatoire permet la transmission de paquets si leur taille est compatible de la durée du slot, sinon le mobile effectue une demande de transfert de plus longue durée. Le début du premier slot se situe 40 ms après la réception de la trame autorisant l'accès TDMA, abréviation anglo-saxonne pour "'Time Division Multiple Access". Un temps de garde de 3,1 ms est prévu pour la détermination par les mobiles des débuts de slots. La durée actuelle des slots est de 68 ms pour des messages d'une durée de 37 ms. - La deuxième met en oeuvre un système d'accès consécutif à une demande de transmission de paquets de taille importante par le mobile. Dans ce cas, la station émet une trame spécifique déclenchant l'émission par le mobile d'un paquet correspondant à la taille transmise dans la demande d'accès au réseau. Le mobile dispose de 20 ms pour effectuer le retournement d'altemat et envoyer son message autorisé par la trame spécifique. Les transmissions entre la station de base et le mobile utilisent un principe de correction automatique d'erreur. Ainsi le mobile ou la station peuvent demander un signal d'acquittement à l'envoi d'un message afin de gérer les collisions ou la perte de messages à cause des conditions de propagation. Dans le cas o l'émetteur ne reçoit pas ce signal d'acquittement, il effectue un nouvel essai. Les performances de cette transmission sont toutefois limitées pour les faibles puissances d'émission des mobiles et par le nombre important des collisions rencontrés sur un même "slot". L'invention a pour but de pallier les inconvénients précités. A cet effet, l'invention a pour objet un procédé permettant d'améliorer la réception multicapteur d'un système de radiocommunication échangeant des signaux entre au moins un mobile et au moins une station fixe de base assurant une réception multicapteur par l'intermédiaire d'un réseau de capteurs, et le traitement des signaux, caractérisé en ce qu'il consiste, d'une manière transparente vue de la station de base, à calculer un vecteur de pondération de formation de voies à la réception, le vecteur de pondération étant estimé par un algorithme adaptatif conduisant à une maximisation du rapport signal à bruit. Le procédé selon l'invention a pour avantage d'être transparent vis à vis de la station de base et permet: - principalement, l'amélioration de la réception des terminaux de faible puissance ou disposant d'un bilan de liaison défavorable, et - en second plan, la limitation des collisions lors de l'accès par un ou plusieurs mobiles d'un même "slot". D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description qui suit faite en regard des figures annexées qui représentent: - la figure 1, un schéma de principe d'une réception multicapteurs selon l'invention, - les figures 2 et 3, le temps de convergence de l'algorithme VPM respectivement pour v = 0,2 et v = 0,5 pour différentes valeurs du rapport Eb en entrée, No -la figure 4, une comparaison du temps de convergence de l'algorithme VPM pour les valeurs v = 0,2 et v = 0,5 pour le rapport Eb E =0dB, No -la figure 5, le temps de convergence de l'algorithme FVA pour Eb différentes valeurs du rapport E No -la figure 6, les courbes donnant les variations du TEB en Eb fonction du rapport b d'entrée pour la méthode VPM avec v = 0,2 et pour No une méthode monovoie, dans le cas monotrajet stationnaire, -la figure 7, les courbes donnant les variations du TEB en Eb fonction du rapport Eb d'entrée pour la méthode VPM avec v = 0,2 et pour No une méthode monovoie, dans le cas monotrajet de Rayleigh et bitrajet de Rayleigh, -la figure 8, les courbes donnant les variations du TEB en Eb fonction du rapport Eb d'entrée pour la méthode FVA (BT = 3) et pour une méthode monovoie, dans le cas monotrajet stationnaire, -la figure 9, les courbes donnant les variations du TEB en Eb fonction du rapport d'entrée pour la méthode FVA (BT = 3) et pour une No méthode monovoie, dans les cas monotrajet de Rayleigh et bitrajet de Rayleigh, - la figure 10, un tableau donnant les valeurs du rapport E- en E2 El sortie des traitements VPM et FVA, pour différentes valeurs du rapport E E2 en entrée, o E1 et E2 sont les puissances de deux émissions arrivant simultanément sur le réseau (sur une phase d'accès), et - la figure 11, un schéma fonctionnel d'un dispositif de réception multicapteur pour la mise en oeuvre du procédé selon l'invention. L'invention consiste à '"focaliser' la réception vers le signal le plus fort du canal de transmission, ce qui permet d'améliorer le réception des signaux de faible puissance. Comme il sera présenté à propos des performances, ce mode de fonctionnement permet également d'améliorer de manière sensible la réception pour deux signaux transmis dans le même canal. En effet, le principe utilisé permet une amélioration du rapport signal à bruit (SNR, ou signal à bruit+brouilleur SNIR en présence cd'une deuxième communication) de la communication la plus forte dans le canal. Le procédé selon l'invention, illustré schématiquement à la figure 1, est basé sur une réception multicapteur d'un signal émis par un mobile, comportant un réseau de N antennes omnidirectionnelles 1, couplé à une formation de voies 2. Le résultat de la réception est ensuite transmis à la station de base fixe. Le traitement de réception multicapteur est effectué en permanence sans prendre en compte la phase de fonctionnement de la station de base, en mode d'accès ou de trafic. Le principe de traitement est décrit ci-après. On suppose dans un premier temps que la liaison n'est pas brouillée. Le signal reçu par le réseau de capteurs peut donc s'écrire: X(t)=a.s(t).S+ B(t) o s(t) est le signal émis par le mobile a est l'amplitude sur un capteur déterminé choisi comme capteur de référence par exemple la capteur 1. S est le vecteur directeur du signal émis par le mobile, B (t) est le bruit. Le vecteur directeur S défini par rapport au capteur de référence s'exprime de la façon suivante: a2. eJP2 S= a3.ej %(1) aN.eJ.i o ak est la différence de gain entre le capteur k et le capteur 1 (due essentiellement aux problèmes de couplage entre capteurs) et la direction d'arrivée du signal utile. Après l'acquisition d'un vecteur X(n) correspondant au signal reçu X(t) par le réseau de capteurs I après échantillonnage à une fréquence déterminée, par exemple de Fe = 16 Khz, le procédé selon l'invention calcule 3 le vecteur de pondération W des voies de réception qui conduit à une maximisation du SNR en sortie du traitement. Le SNR s'exprime par la formule suivante, en supposant que le niveau de bruit est identique sur chaque capteur k = 1 à K: SNR=.I+ (2) o2W+W o rIs définit la puissance du signal utile reçu sur le capteur de référence et, o2 la puissance du bruit superposé au signal utile, et + en exposant, l'opération de transposition-conjugaison. La solution de ce problème est W= A=. S (X. complexe) Deux méthodes peuvent être utilisées pour calculer le vecteur W: - Une première meéthode estime le vecteur propre associé à la valeur propre maximale de la matrice de corrélation Rxx du signal X(t) reçu sur le réseau de capteurs, - Une deuxième méthode calcule la corrélation entre le signal reçu x1 sur un capteur de référence et les signaux reçus par les autres capteurs. La première méthode, dénommée dans la suite de la description par les initiales VPM pour Vecteur Propre Maximal, part du principe que le vecteur W recherché est le vecteur propre correspondant à la valeur propre maximale de la matrice de corrélation des signaux recçus sur le réseau de capteurs Rxx. Ce principe est démontré en calculant la matrice de corrélation des signaux reçus sur le réseau de capteurs: Rx= E [X(t). X+(t)] =I-s SS++ 2. (3) o E[X(t). X+(t)] définit I'espérance mathématique. En effectuant une décomposition en vecteurs propres et valeurs propres de cette matrice, on obtient une valeur propre égale à NIs, de vecteur propre S, et K-1 valeur propres égales à c2. Le vecteur de pondération W est donc solution du problème suivant: max P = W RxxW (4) W* w = 1 o P est un critère correspondant à la puissance du signal en sortie de l'antenne définie par W, et W+W = 1 est la contrainte de maximisation. Pour estimer le vecteur W de façon adaptative, le procédé selon l'invention utilise un algorithme du gradient en partant de la condition initiale suivante: (5) W (0) =C= 0 (5) l'algorithme VPM est alors défini comme suit: W(n) = W(n-1) + p. V Pw(n1) (6) {V PW (n-l) = Rxx. W (n - 1) o V Pw(n-1) correspond au gradient de la puissance P pris à W(n-1). Le pas Mi du calcul du gradient est un paramètre important: plus il est grand, plus la convergence est rapide, mais plus les erreurs de convergence sont importantes. Un compromis doit être trouvé. On rend adaptatif le paramètre, afin de limiter les pertes, en fonction du rapport signal à bruit. On choisit donc: v 11= X+(n). X (n) Enfin, pour respecter la contrainte W' W=1 (module=1), une normalisation est effectuée sur W (n): W (n) = W(n) (7) iv(n)i Rxx n'étant pas connu a priori, on remplace Rxx par une estimée instantanée: Rxx X X (n). X+(n) (8) L'algorithme VPM devient alors: W(O)=C (9) W (n)= W (n-1) +.p. X (n) X'(n). W (n -1) (10) W(n)= W(n) (11) I V(n)I La deuxième méthode dénommée dans la suite de la description par les initiales FVA pour algorithme de Formation de Voies en Aveugle, consiste à calculer le vecteur d'intercorrélation rXx1 entre le signal X reçu par les capteurs et le signal x1 reçu sur le capteur de référence, puis à normaliser par la puissance reçue sur le premier capteur pour obtenir le vecteur W. Le vecteur W s'exprime donc par la formule suivante: rX-", E [X (t). x1(t)] E [[a. s (t). S + B (t)]. [a. s (t) + b(t)]] E Ixl(t2 Elxl(t)e2 Elxl(te ns.S+ '2[.] = fls+ o(12) ns + o Lorsque la puissance de signal Is est suffisamment forte par rapport à la puissance de bruit a2, le vecteur W est proportionnel au vecteur S et permet donc d'effectuer une formation de voie conventionnelle dans la direction du signal utile. Autrement dit, le vecteur W conduit à la maximisation du rapport signal à bruit en sortie de traitement. Le calcul du vecteur W a été effectué ci-dessus en supposant connues les statistiques des signaux. Dans la pratique, ces statistiques sont inconnues. Dans cette méthode, le vecteur W est estimé par un algorithme adaptatif, utilisant un facteur d'oubli A de manière à poursuivre toutes les non-stationnarités (non-stationnarité du canal de propagation, ou arrivée d'un nouveau mobile). A chaque nouvel échantillon, le vecteur W utilisé s'exprime de la manière suivante: n E n-i. X (i).x(i W(n)=- = Ex (n) (13) I1 o * en exposant correspond à l'opérateur de conjugaison complexe. D'autre part, le capteur de référence, le capteur 1 dans les formules précédentes, pouvant être affecté d'un 'fading" momentané, la méthode utilise deux capteurs de référence par exemple le capteur 1 et le capteur 2, dont le choix est fait après évaluation de la puissance de signal reçue. A chaque nouvel échantillon, la méthode effectue le séquencement suivant: - calcul des puissances de signaux reçus sur les capteurs 1 et 2: Il1(n)et I2(n), -calcul et mise à jour des corrélations de référence rXx (n) et rXx2(n), - sélection du capteur ayant la puissance la plus importante et calcul du vecteur de pondération: W(n)= rxxk (n) Pk (n) - filtrage à l'aide du vecteur W précédent: y (n) = W(n)+X (n) (15) Afin d'éviter un changement de capteur de référence trop fréquent, un tel changement ne s'effectue que si la différence de puissance est supérieure à un seuil déterminé (par exemple 10 dB): abs (11l -]'2))10 dB (16) Deux types de remarques se dégagent pour ces deux méthodes: Pour effectuer l'une des deux méthodes, il n'est pas nécessaire d'avoir un modèle du front d'onde. En particulier, il n'est pas nécessaire de calibrer le réseau de capteurs (une telle calibration serait nécessaire si on voulait, à partir de l'estimation du vecteur S, estimer la direction d'arrivée du signal émis par le mobile, ce qui n'est pas le cas de l'invention). Dans le cas o le signal utile X(t) comporte plusieurs trajets de propagation, les deux méthodes précédentes sont encore valables. En effet, le signal X (t) reçu par les capteurs s'exprime de la façon suivante: p X(t)= ai.s(t- r1).Si +B(t) (17) I=1 il 2732490 o P est le nombre de trajets et Ti le temps de retard de propagation du trajet i. Tous les trajets arrivent sur le réseau de capteurs avec un temps S de retard très inférieur à la durée symbole qui est généralement de 125 ms. On peut donc écrire: s(t- rj)=s(t), V i (18) et on obtient: X(t)= s(t).[" a. Si]+B(t) (19) soit: X (t)= a'. s (t). S'+B (t) S' est un vecteur directeur composite faisant intervenir l'ensemble des trajets associés au signal utile, qui peut être estimé en calculant le vecteur W par l'une des deux méthodes. Une comparaison des deux méthodes est faite ci-après en termes de puissance de calcul et de performance. En terme de puissance de calcul, la méthode VPM est plus coûteuse que la méthode FVA, car elle comprend à chaque itération un calcul d'inverse et un calcul d'inverse de norme. En performances, les deux méthodes sont équivalentes sur des canaux monotrajet stationnaires ou de Rayleigh. Par contre, la méthode VPM est supérieure sur un canal comportant deux trajets de Rayleigh: elle tient compte de l'ensemble des capteurs pour estimer le vecteur S et n'est pas pénalisé par un '"fading" sur l'un des capteurs qui pourrait être celui de référence pour la méthode FVA Ce phénomène pourrait être également présent si un couplage important apparaît entre les capteurs. En conclusion, la méthode VPM est préférable si la puissance de calcul le permet. Les performances des deux méthodes, obtenues à partir d'un exemple de simulation non limitatif, sont données ci-après. Le modèle utilisé pour effectuer les simulations correspond à un modèle classiquement utilisé dans les systèmes de radiotéléphonie mobiles. Le signal X (t) reçu par le système est supposé être constitué d'une émission comportant un ou deux trajets et d'un bruit blanc gaussien. Ce signal s'exprime par: X (t)= a (t). s(t). S1 + a2(t). s(t). S2 + B (t) (20) o: a (t) représente la variation du canal qui est constant pour un canal stationnaire ou variable pour un "f'ading" de Rayleigh s(t), le signal modulant émis par le mobile (a2 (t) = 0 pour un canal monotrajet), S1 et S2, les vecteurs directeurs respectifs aux deux trajets de propagation, et B (t), le bruit reçu par la station. S représente le vecteur directeur, sans prendre en compte pour le moment le couplage entre les capteurs et s'exprime comme suit: S= I (21) Les simulations ont été effectuées pour les deux méthodes (FVA et VPM) dans les mêmes conditions, afin de comparer leur performances. Deux valeurs ont été testées pour le paramètre v du gradient selon la méthode VPM: 0,2 et 0,5, pour les vitesses de convergence. La valeur 0,2 a été retenue comme valeur optimale pour cet exemple. Le facteur d'oubli X de l'algorithme de la méthode FVA est pris égal à 11/12 = 0,917. Dans l'exemple d'un système fonctionnant par trames, dont la taille minimale est de 37 ms, avec émission d'une porteuse non modulée pendant 5 à 10 ms avant les données, la formation de voies atteint un gain optimal en moins de I ms après le début de l'émission de la porteuse, comme le présentent les simulations suivantes. On remarque également que ce temps de positionnement varie avec le rapport signal à bruit. Dans le cas de la méthode VPM, la rapidité de convergence de l'algorithme dépend de la valeur utilisée pour la constante v dans l'algorithme du gradient. Les trois figures suivantes 2, 3 et 4 sont relatives au temps de convergence de ralgorithme selon la méthode VPM. Elles représentent les courbes donnant la valeur du gain sur différentes valeurs sur le rapport No en sortie de traitement en fonction du temps de convergence. Les figures 2 et 3 présentent respectivement ces courbes pour Eb v = 0,2 et 0,5 et pour différentes valeurs du rapport en entrée. Le rapport No- Eb -b correspond au rapport signal à bruit en sortie du filtre adapté. Eb No correspond à l'énergie par bit transmis et No la densité spectrale de bruit Pour v = 0,5 (respectivement v = 0,2), la méthode VPM converge Eb en 0,5 ms (respectivement I ms) lorsque le rapport - d'entrée est supérieur à 5 dB. Le critère de convergence est à moins de I dB de la valeur obtenue en fin de convergence. D'autre part, la gain maximum théorique est de 7 dB (10 logK = 7 pour K = 5 capteurs). Pour v = 0,2, le gain une fois la convergence de ralgorithme établie (1 > 1,5 ms) est situé à moins de 0,5 dB de cette valeur Eb maximale lorsque le rapport en entrée est supérieur à 5 dB. No La figure 4 compare le temps de convergence de l'algorithme Eb VPM pour les valeurs v = 0,2 et 0,5, pour = 0 dB. On remarque la No rapidité de convergence pour v = 0,5, mais avec un gain et une stabilité plus faible par la suite. La figure 5 illustre le temps de convergence de l'algorithme selon la méthode FVA Dans le cas de la méthode FVA, le gain d'antenne est au Eb minimum de 6 dB dès 500 ms pour un Eb en entrée de 5 dB, et l'algorithme No converge en 750 ms dans le cas le plus défavorable ( Eb = 0 dB). No En conclusion, quelle que soit la méthode utilisée, le traitement est complètement transparent pour la station de base, et converge en moins de 1 ms. Le mode de fonctionnement en formation de voies selon la méthode FVA présente des performances élevées en ce qui concerne l'amélioration de la réception. Un avantage est donné à la méthode VPM qui ne prend pas un capteur comme référence arbitraire pour le traitement. La figure 6 représente les courbes du TEB en fonction du rapport Eb N (TEB désigne le Taux d'Erreurs Binaires obtenu en sortie du système de traitement), pour la méthode VPM (avec v = 0,2), et pour une méthode monovoie qui exploite directement le signal issu d'un capteur. Le canal utile est un canal monotrajet stationnaire. La méthode VPM permet un gain de 7 dB. Pour atteindre le point de fonctionnement à TEB = 10-2, le rapport Eb No Eb Eb doit valoir - = 6 dB. Pour une telle valeur du rapport N une méthode No N monovoie conduit à un TEB dix fois plus important. Même en présence de multitrajets, ce mode de fonctionnement permet un gain appréciable par rapport à la configuration monocapteur: dans une configuration monotrajet de Rayleigh, le gain pour un TEB égal à -2 est de 6,5 dB, alors qu'il est de 10 dB dans une configuration considérant deux trajets de Rayleigh de même puissance. Ces performances sont illustrées à la figure 7. Comme les résultats précédents le démontrent, la configuration multitrajet permet à une réception multicapteur mettant en oeuvre la méthode VPM, d'effectuer une diversité sur ses capteurs et par la suite d'améliorer la performance de manière encore plus importante. Cette diversité est due à la recombinaison des trajets: à un instant donné, le niveau de signal reçu par chacun des capteurs est différent et la méthode VPM permet de tenir compte de façon préférentielle des capteurs sur lesquels le niveau reçu est le plus fort. De la même manière que pour la méthode VPM, pour une Eb configuration avec cinq capteurs, le gain en Eb est de 7 dB avec la méthode No FVA Les performances de la méthode FVA dans cette configuration sont illustrées à la figure 8. Sur la figure 9, illustrant les performances de la méthode FVA dans la méme configuration, comparées aux méthodes monovoie en présence de multitrajets, on remarque pour la méthode FVA une résistance légbrement moins bonne que la méthode VPM à une configuration multitrajets, due à la présence de '"fading" sur le capteur de référence (performances comparables pour les valeurs de TEB supérieures à 10e et moins bonnes pour celles inférieures à 10-3). - Une réception multicapteur selon l'invention améliore la séparation de deux communications accédant dans la même slot. Ceci est démontré dans la suite de la description pour la méthode FVA. D'autre part, des simulations effectuées pour les deux méthodes démontrent leur efficacité à traiter ce problème. La méthode FVA permet d'améliorer le rapport signal/bruit du signal le plus fort. En supposant que le réseau recçoive deux émissions (1 et 2), le signal reçu par le réseau de capteurs s'exprime par la formule suivante: X(t) = al. s1(t). SI + a2. s2(t). S1 + B (t) (22) Asymptotiquement, le vecteur W tend vers la valeur suivante: rI,.Sl+rI2 S2 + O E IX (t). x;(t= (23) EJ | x(t2 rIl + rI2 + o2 Le vecteur W ainsi calculé est donc, lorsque les puissances I'1 et I2 relatives respectivement aux puissances des signaux sI et s2 sont des puissances suffisamment fortes par rapport à la puissance du bruit o2, la somme d'une formation de voie dans la direction du signal sI et d'une formation de voie dans la direction du signal s2. Cette somme est pondérée par les puissances respectives de deux émissions: le lobe formé dans la direction du signal le plus fort est d'autant plus grand que la puissance du signal est forte. Un calcul plus précis du rapport pl entre les puissances de sortie P2 du signal sI et s2 est donné ci-après: P2 2Iw+. S2 1211 *.S I S2+2 * S*2 +* 2 Soit p le coefficient de corrélation spatiale entre le signal sI et le signal s2: j(S1 51) (-S2 S2)(25) ":/=.)(S2. Sà) On suppose de plus que tous les capteurs reçoivent la même puissance de signal: S1. S1 = S2. S2 (26) (26) P1 = 1. IIii +p. 2 + 2 12 (27) P2 112|IrI2 +P*. ri, +a21î Lorsque les deux signaux sont parfaitement décorrélés spatialement (p=O), on obtient: P1 I'l ("12)(28) P2 112 ',2- Ainsi, le rapport entre les puissances crd'entrée des deux signaux est amplifié. Par exemple, si III = 10 dB en entrée (démodulation IH2 impossible du signal 1), on obtient p-= 30 dB en sortie de traitement (démodulation parfaite). s Lorsque les deux signaux sont parfaitement corrélés (p=l1), on obtient: P1 = 1i P2 I]2 et le rapport entre les puissances des deux signaux n'est pas modifié. La démonstration dans ce cas de la méthode VPM est plus complexe, les simulations démontrent également son bon fonctionnement, et même sa supériorité par rapport à la FVA Ainsi, dans le cas o deux mobiles communiquent dans le même canal, ce qui correspond à une situation de collision dans la phase d'accès, le procédé selon l'invention effectue une "capture" du signal le plus fort Il augmente le niveau relatif des deux signaux en privilégiant le plus fort. Suivant la méthode utilisée, le gain varie avec un avantage non négligeable pour la méthode VPM. Le tableau de la figure 10 présente les résultats d'une simulation effectuée dans le cas o deux mobiles 1 et 2 arrivent sur le réseau sur le même canal de fréquences. Les deux mobiles 1 et 2 ont des puissances d'émission respectives E1 et E2, et la simulation fait varier les azimuts des mobiles 1 et 2 entre 0 et 360 , ainsi que la valeur du rapport 1 en entrée E2 de traitement (0 dB, 3dB, 6 dB et 10 dB). Le tableau donne les niveaux E1 moyens pour le rapport El en sortie des traitements VPM et FVA, ainsi que E2 le pourcentage de cas o la rapport E1 de sortie est supérieur à une valeur E2 donnée. Par exemple, si le rapport El en entrée vaut 6 dB, un traitement monovoie ne pourra dmoduler aucune des deux 2missions. Par contre, monovoie ne pourra démoduler aucune des deux émissions. Par contre, avec le traitement VPM (respectivement FVA) dans 41% des cas (respectivement 44%), le rapport E1 sera supérieur à 15 dB etle traitement E2 monovoie placé en sortie du système multivoie pourra démoduler rémission la plus faible. En conséquence, le procédé peut être utilisé même pour les phases crd'accès, car il permet une démodulation du signal le plus fort, quand les deux mobiles sont séparés spatialement de manière adéquate. Un schéma fonctionnel d'un dispositif de réception multicapteur pour la mise en oeuvre du procédé selon l'invention est illustré à la figure 11. Le dispositif de réception multicapteur selon l'invention comporte: - un réseau de capteurs 4 comportant, par exemple, un nombre N d'antennes omnidirectionnelles, - des moyens 51 à 5N de réception analogique d'un nombre N déterminé de voies correspondant au nombre N de capteurs du réseau 4. Les moyens de réception analogique permettent la sélection du canal de communication et la transposition du signal reçu dans une bande déterminée vers une fréquence intermédiaire Fi compatible d'un échantillonnage. Une fonction de contrôle automatique de gain (CAG) peut y être implantée afin de disposer d'une dynamique de réception et d'améliorer a sensibilité. - des moyens 61 à 6N de numérisation et de passage en bande de base respectifs à chacune des voies. Les moyens de numérisation et de passage en bande de base 61 à 6N permettent d'échantillonner le signal sur un nombre de bits compatible de la dynamique du signal et de transposer ce signal vers la bande de base afin de fournir à la formation de voies 2 un signal complexe. - un processeur 7 de formation de voies numériques, délimité par une ligne fermée discontinue à l'intérieur de laquelle se retrouve le bloc diagramme 2 de la figure 1, mettant en oeuvre run ou l'autre des algorithmes précédemment décrits. Le processeur 7 de formation de voies fournit le signal de sortie sur une voie à partir des N signaux reçus. - un moyen 8 de discrimination de fréquence numérique effectuant la démodulation. Le moyen de discrimination de fréquence 8 effectue une démodulation de fréquence afin de disposer d'un signal dont la valeur correspond aux données modulées, et - un convertisseur numérique analogique 9. Le CNA 9 (convertisseur analogique numérique) transforme le signal numérique en un signal analogique compatible de l'interface d'entrée du démodulateur de la station de base non représentée. REVENDICATIONS 1. Procédé permettant d'améliorer la réception multicapteur d'un systèmrne de radiocommunication échangeant des signaux entre au moins un mobile et au moins une station de base fixe assurant une réception multicapteur (2) par rintermédiaire d'un réseau de capteurs, et le traitement des signaux, caractérisé en ce qu'il consiste, crd'une manière transparente vue de la station de base, à calculer (3) un vecteur de pondération (W) de formation de voies à la réception, le vecteur de pondération (W) étant estimé par un algorithme adaptatif conduisant à une maximisation du rapport signal à bruit. 2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que le vecteur de pondération (W) est le vecteur propre correspondant à la valeur propre maximale de la matrice de corrélation (Rxx) du signal reçu par le réseau de capteurs (1), et en ce que pour estimer le vecteur de pondération (VW), il consiste après acquisition du vecteur (X (n)) correspondant au signal reçu par le réseau de capteurs (1), après échantillonnage à une fréquence déterminée: - à estimer le vecteur de pondération (W) selon un algorithme du gradient rendu adaptatif par la mise à jour, à chaque nouvel échantillon, du pas (i) de calcul du gradient, le pas (il) étant déterminé pour limiter les pertes en fonction du rapport signal à bruit, - à normaliser le vecteur (W) estimé pour garantir un module égal à 1 selon le critère de maximisation, et - à filtrer les données à l'aide du vecteur de pondération (W). 3. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'au moins deux des capteurs du réseau (1) sont choisis comme capteurs de référence, et en ce qu'il consiste après acquisition du vecteur (X (n)) correspondant au signal reçu par le réseau de capteurs (1) à une fréquence d'échantillonnage déterminée: - à calculer les vecteurs d'intercorrélation du signal (X (n)) reçu par le réseau de capteurs (1) et le signal reçu respectivement pour les deux capteurs de référence, le calcul étant mis à jour à chaque nouvel échantillon, - à calculer les puissances du signal utile reçu respectivement pour les deux capteurs (1) de référence, le calcul étant mis à jour à chaque nouvel échantillon, - à sélectionner parmi les deux capteurs de référence celui qui possède la puissance la plus forte avec un écart supérieur à un seuil déterminé, - à calculer le vecteur de pondération (W(n)) en effectuant le rapport entre le vecteur d'intercorrélation correspondant au capteur sélectionné et la puissance du signal reçu par ce capteur, et - à filtrer les données à l'aide du vecteur de pondération (W). 4. Dispositif de réception pour la mise en oeuvre du procédé selon l'une quelconque des revendications I à 3, comportant un réseau (4) d'un nombre (N) déterminé de capteurs, des moyens (51 à 5N) de réception multivoie en analogique permettant la sélection d'un canal de communication et la transposition du signal recçu dans une bande déterminée vers une fréquence intermédiaire compatible d'un échantillonnage déterminé, des moyens (61 à 6N) de numérisation et de passage en bande de base, caractérisé en ce qu'il comporte en outre des moyens (7) de formation de voies numériques mettant en oeuvre l'algorithme adaptatif conduisant à une maximisation du rapport signal à bruit, un moyen (8) de discrimination de fréquence effectuant une démodulation en fréquence afin de disposer d'un signal dont la valeur correspond aux données modulées, et un convertisseur (9) numérique/analogique transformant le signal numérique en un signal analogique compatible de l'interface d'entrée de la station de base à laquelle est reliée le dispositif de réception, le dispositif de réception étant totalement transparent vis à vis de la station de base.