Brevet FR2727265A1 — publié le 19960524

La présente invention concerne un régulateur de tension alternative, telle que la tension délivrée par un alternateur destiné à alimenter le circuit électrique d'une bicyclette. Les alternateurs comportent classiquement un aimant entraîné en rotation par un galet en contact avec le pneumatique de la bicyclette. La rotation des pôles de l'aimant par rapport à un bobinage, généralement en cuivre, provoque une variation du flux magnétique alternative dans le bobinage, et par la suite, une force électromotrice alternative. De par leur structure, les alternateurs modernes, à haut rendement, delivrent une tension alternative dont l'amplitude est proportionnelle à la vitesse de rotation du pneumatique. Il en résulte que lorsque la fréquence de la tension augmente, son amplitude augmente également. La tension délivrée par de tels alternateurs peut ainsi atteindre des valeurs efficaces de l'ordre d'au moins 50 V. Cependant, les ampoules d'éclairage qui équipent les bicyclettes fonctionnent classiquement au moyen d'une alimentation délivrant une tension nominale de 6 V et un courant nominal de 0,5 A. Par ailleurs, les réglementations en vigueur imposent des valeurs précises de la tension efficace délivrée par l'alternateur aux ampoules d'éclairage en fonction de la vitesse de la bicyclette. En effet, une tension efficace minimale de 3 V doit être délivrée aux ampoules à 5 km/h de sorte qu'elles soient allumées, et cette valeur doit être comprise entre 5,7 V et 7 V entre 15 km/h et 30 km/h, et entre 5,7 V et 7,5 V pour des vitesses supérieures à 30 km/h. Il est donc impératif de réguler la valeur efficace de la tension délivrée par de tels alternateurs afin de ne pas altérer ou détruire les circuits qu'ils sont destinés à alimenter, et de se conformer aux réglementations en vigueur. A ce jour, les régulateurs de tension, par exemple les régulateurs comportant des résistances non linéaires, ne permettent pas d'évacuer une puissance importante. Dès lors, s'ils étaient couplés à de tels alternateurs de bicyclette, ils ne pourraient pas limiter efficacement la valeur de la tension efficace fournie à vitesse élevée. De plus, de par leur structure, leur temps de réponse ne leur permet pas de délivrer une tension de sortie définie avec précision, ce qui peut se traduire par une disparition de l'éclairage lors d'une chute rapide de la vitesse de la bicyclette, par exemple lors d'un freinage. Les régulateurs de ce type occasionnent en outre des pertes importantes dans le cas où la valeur de la tension efficace de sortie de l'alternateur se situe dans une plage dans laquelle une régulation de tension n'est pas nécessaire. Ils sont par conséquent incompatibles avec les nouveaux alternateurs qui présentent un rendement élevé. La présente invention vise à pallier ces s inconvé- nients en proposant un régulateur de tension alternative d'amplitude variable en fonction de la fréquence présentant un rendement élevé, ayant un temps de réponse faible et délivrant une tension efficace de sortie précisément définie, tout en occasionnant de faibles chutes de tension dans le cas où la tension nominale ne doit pas être régulée. Un autre but de l'invention est de proposer un régulateur pouvant protéger un utilisateur ainsi que le circuit qu'il alimente contre des tensions excessives. A cet effet, la présente invention a pour objet un régulateur de tension efficace délivrée par une source de tension alternative d'amplitude variable en fonction de la fréquence, destinée à l'alimentation d'au moins une charge, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens pour engendrer un signal synchronisé avec la tension délivrée par la source, des moyens de mesure de la valeur efficace de la tension délivrée à la charge, des moyens pour délivrer un signal de régulation résultant de la comparaison entre ladite valeur efficace et une tension de référence représentative de la valeur efficace de la tension que la charge est autorisée à recevoir, des moyens assurant la comparaison entre le signal synchronisé avec la tension délivrée par la source et le signal de régulation pour délivrer un signal de commande déphasé par rapport à ladite tension délivrée par la source d'un angle correspondant à l'angle de phase à partir duquel la tension délivrée par la source est transmise à la charge, et des moyens reliant sélectivement la source à la charge en réponse au signal de commande. Certains aspects préférés mais non limitatifs du régulateurs selon l'invention sont les suivants, éventuellement pris en combinaison - les moyens pour engendrer le signal synchronisé avec la tension délivrée par la source comprennent un condensateur chargé par la source et un amplificateur adapté pour détecter les passages par zéro de ladite tension pour décharger le condensateur. - les moyens de mesure de la valeur efficace de la tension délivrée à la charge comprennent un circuit conformateur à diodes relié à la charge. - les moyens pour délivrer le signal de régulation comprennent un amplificateur opérationnel configuré en intégrateur additionneur pour asservir la valeur efficace de la tension délivrée à la charge à la tension de référence. - les moyens assurant la comparaison entre le signal synchronisé avec la tension délivrée par la source et le signal de régulation sont constitués d'un amplificateur opérationnel dont la sortie est au niveau haut lorsque la signal de régulation est supérieur au signal synchronisé avec la tension délivrée par la source. - les moyens reliant sélectivement la source à la charge comprennent deux transistors MOS constituant un interrupteur bidirectionnel fonctionnant en régime de commutation et commutant à l'ouverture à tension sensiblement nulle. - il comprend en outre un circuit d'interface recevant le signal de commande et relié aux grilles des transistors, ledit circuit d'interface comprenant des moyens d'élévation de tension pour fournir aux transistors une tension suffisante pour les saturer à faible tension. - il comporte un circuit de protection en courant relié à la source et comprenant des moyens formant interrupteur pour annuler sélectivement la tension de référence en cas de surintensité. - le circuit de protection en courant comporte un condensateur reliant les moyens formant interrupteur à la masse pour mémoriser l'accroissement de la valeur du courant. - il comprend un circuit redresseur alimenté par la source et comprenant des moyens de redressement monoalternance et des moyens de filtrage pour délivrer deux tensions continues de signes contraires en vue d'alimenter les composants du régulateur. - il comprend des moyens résistifs branchés en parallèle sur la charge pour limiter la tension délivrée par la source en cas de déconnexion de ladite charge. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention ressortiront de la description suivante, donnée à titre d'exemple et sans caractère limitatif, en regard des dessins annexés sur lesquels - la figure 1 représente un schéma général d'un régulateur de tension alternative délivrée par un alternateur de bicyclette - la figure 2 représente un schéma illustrant un étage de puissance fonctionnant en interrupteur, entrant dans la constitution du régulateur représenté sur la figure 1;; - la figure 3 représente un schéma d'un circuit de commande du régulateur représenté sur la figure 1 - la figure 4 représente un schéma d'un circuit d'interface du régulateur représenté sur la figure 1 - la figure 5 représente un schéma d'un circuit d'asservissement de tension du régulateur représenté sur la figure 1 - la figure 6 représente un schéma d'un circuit de mesure de tension efficace du régulateur représenté sur la figure 1 - la figure 7 représente un schéma d'un circuit de protection en courant du régulateur représenté sur la figure 1 ; et - la figure 8 représente un schéma d'un circuit redresseur de tension du régulateur selon l'invention ; et - les figures 9, 10 et 11 sont des diagrammes en fonction du temps de tensions aux bornes de composants du circuit de la figure 3. Le dispositif représenté sur la figure 1 est un régulateur de tension efficace alternative. Il porte la référence générale 1. Il est destiné à réguler la tension délivrée à une charge 2 par une source 3 de tension alternative d'amplitude variable en fonction de la fréquence. Dans l'exemple de réalisation représenté, la source 3 de tension et la charge 2 sont constituées respectivement par un alternateur monophasé de bicyclette et par des lampes d'éclairage avant 2-1 et arrière 2-2. Comme cela est représenté sur la figure 1, une première borne 3-a de l'alternateur 3 est reliée à la charge 2, et l'autre borne 3-b est appliquée à la masse. Le régulateur 1 de tension comporte un étage de puissance 4 fonctionnant en interrupteur et reliant sélectivement la source 3 à la charge 2 pour limiter la tension qui est fournie à cette charge. L'étage de puissance 4 est relié, par l'intermédiaire d'un circuit 6 d'interface, à un circuit 5 de commande qui génère un signal S1 sensiblement triangulaire et synchronisé avec la tension délivrée par l'alternateur 3 et qui compare ce signal S1 avec un signal de régulation S2 pour délivrer un signal de commande S4 pour commander l'étage de puissance 4 (figure 3 et 5). De plus, le circuit 5 de commande est relié à un circuit 7 d'asservissement de tension adapté pour délivrer le signal de régulation S2 résultant de la comparaison entre la valeur efficace S6 de la tension disponible aux bornes de la charge 2 et d'une valeur de référence S8 représentative de la valeur efficace de la tension que la charge 2 est autorisée à recevoir. En outre, un circuit 8 de mesure est connecté à l'alternateur 3 et au circuit 5 de commande pour délivrer une mesure de la valeur efficace S6 de la tension, appliquée au circuit 7 d'asservissement de tension. Par ailleurs, le circuit 5 de commande et l'étage de puissance 4 fonctionant en interrupteur sont reliés à un circuit 9 de protection en courant adapté pour relier sélectivement une entrée du circuit 7 d'asservissement de tension à la masse pour annuler la valeur de référence S8 prise en compte par ce circuit 7 d'asservissement de tension. En outre, l'alternateur 3 est relié à un circuit 10 redresseur aux bornes duquel sont disponibles des tensions continues d'alimentation, dont les valeurs sont de préférence +8V et -8V. En se référant à la figure 2, sur laquelle les représentations de la charge 2 et de la source 3 ont été reprises pour améliorer la compréhension, l'étage de puissance 4 fonctionnant en interrupteur, alimenté par l'alternateur 3 et relié à la charge 2, est muni de moyens commandés par le circuit de commande 5 pour relier sélectivement la source 3 à la charge 2. Par exemple, et comme représenté, ces moyens sont constitués par l'association de deux transistors Q1 et Q2 de type MOS canal N, formant interrupteur bidirectionnel. De préférence, les transistors Q1 et Q2 fonctionnent au régime de commutation, et leur résistance à l'état passant est faible. Les grilles des deux transistors Q1 et Q2 sont reliées entre elles de façon à les commander simultanément et sont alimentées par un signal de grille S10 délivré par le circuit 6 d'interface. De plus, les sources des deux transistors Q1 et Q2 sont réunies. Un signal S12 est appliqué à ces deux sources. Comme cela sera mentionné par la suite en référence à la figure 4, le signal S12 est délivré par le circuit 6 d'interface. Avantageusement, un écrêteur bidirectionnel est branché en parallèle sur des transistors Q1 et Q2 pour écrêter les surtensions des commutations de ces transistors. Par exemple, et comme représenté sur cette figure 2, l'écrêter est constitué de deux diodes D1 et D2 disposées en série de telle sorte que les anodes soient reliées. Selon un autre mode de réalisation (non représenté), l'écrêteur est constitué par un écrêteur bidirectionnel à faible temps de réponse, connu en lui-meme. En se référant à la figure 3, le circuit 5 de commande comporte des moyens destinés à engendrer le signal S1 synchronisé avec la tension délivrée par la source 3. Tel que représenté et selon 1 invention, ces moyens comprennent un condensateur C1 et un amplificateur opérationnel U1. Une première borne de sortie de la source de tension alternative 3-a est connectée par l'intermédiaire d'une résistance R1 à la borne non-inverseuse de l'amplificateur opérationnel U1, Cette borne est également reliée à la masse par l'intermédiaire de deux diodes de protection D3 et D4 montées tête-bêche. Par ailleurs, la borne inverseuse de ce premier amplificateur opérationnel U1 est reliée à la masse. Cet amplificateur ainsi disposé permet de détecter les passages par zéro de la tension délivrée par la source 3. La sortie de l'amplificateur opérationnel U1 est reliée à la borne inverseuse d'un second amplificateur opérationnel U2 dont la borne non-inverseuse est reliée à la masse. La sortie de cet amplificateur opérationnel U2 est reliée à la base d'un premier transistor 03 par l'intermédiaire d'un condensateur C2. La base du transistor Q3 est par ailleurs reliée à la masse par une résistance R2. De plus, l'émetteur de ce transistor Q3 est relié à la masse, et son collecteur est relié au collecteur d'un second transistor 94. Les collecteurs des transistors Q3 et Q4, ainsi réunis, sont reliés à la masse par le condensateur C1. L'émetteur du transistor Q4 est par ailleurs relié à la masse, et sa base est reliée par un condensa teur C3 à l'entrée d'un second amplificateur opérationnel U2, et à la masse par une résistance R4. En outre, la borne 3-a de la source 3 est reliée à l'anode d'une diode D5 dont la cathode est connectée à la masse par un condensateur C4. Cette cathode est de plus reliée par une résistance R6 à la borne du condensateur C1 reliée aux deux transistors Q3 et 94. Le condensateur C1 est dès lors chargé sous une tension variable égale à la tension de crête de la source 3 disponible aux bornes du condensateur C4. De plus, l'amplificateur U1, par l'intermédiaire des transistors Q3 et Q4, décharge le condensateur C1 lors des passages par zéro de la tension délivrée par la source 3. On obtient ainsi aux bornes de ce condensateur C1 le signal S1 de forme sensiblement triangulaire et synchronisé avec la tension alternative délivrée par la source. Ce signal, dont la forme est représentée sur la figure 10, est appliqué à des moyens destinés à le comparer au signal de régulation S2, constitués par un troisième amplificateur opérationnel U3, La sortie de l'amplificateur opérationnel U3 constitue une première sortie du circuit 5 de commande délivrant le signal de commande S4. Comme cela sera indiqué plus précisément par la suite, la sortie S4 est appliquée en entrée du circuit 6 d'interface pour commander l'interrupteur constitué par l'étage de puissance 4. La sortie de l'amplificateur U3 est en outre appliquée à l'entrée inverseuse d'un amplificateur U4, dont la borne non inverseuse est reliée à la masse. Le signal de commande S4, ainsi inversé, fournit une seconde sortie S14 du circuit de commande 5, par l'intermédiaire d'une résistance R8. La sortie S14 est par ailleurs reliée à la sortie de l'amplificateur opérationnel U2 par une résistance R9. Le circuit d'interface 6 va maintenant être décrit en référence à la figure 4. Comme cela a été mentionné ci-dessus, le circuit 6 d'interface constitue un étage de liaison entre le circuit 5 de commande et l'étage de puissance 4. Il reçoit d'une part le signal S4 de sortie du circuit 5 de commande, et d'autre part, il fournit les signaux S10 et S12 d'entrée de l'interrupteur constitué par l'étage de puissance 4. En outre, et comme cela sera indiqué en référence à la figure 8, un signal S16 provenant du circuit redresseur 10 est appliqué en entrée du circuit 6 d'interface. Le signal S4 de sortie du circuit 5 de commande est appliqué par l'intermédiaire d'une résistance Rîl à la base d'un transistor 95, par exemple un transistor PNP. L'émetteur du transistor OS est relié à une tension d'alimentation continue V+ au moyen d'une diode D7. La base de ce transistor est reliée par une résistance R13 à un second transistor Q6. Par exemple, ce second transistor Q6 est un transistor NPN. De plus, la base et l'émetteur du transistor Q6 sont reliés par une résistance R14. En outre, son collecteur est relié à un amplificateur formé de deux amplificateurs 07 et Q8 montés en amplificateurs symétriques. Le collecteur du transistor Q7 est relié à l'émetteur du transistor Q6, et le collecteur du transistor Q8 est relié au collecteur du transistor 06 par l'intermédiaire d'une résistance R16. Les émetteurs communs aux transistors Q7 et Q8 fournissent le signal S10 appliqué en entrée de l'interrupteur constitué par l'étage de puissance 4. De plus, les collecteurs des transistors Q7 et Q8 formant l'amplificateur symétrique sont reliés par l'intermédiaire d'une diode D9 et d'un condensateur C6 branchés en parallèle. Le condensateur C6 constitue pour ce circuit d'interface 6 un réservoir d'énergie limité en tension par la diode D9. En outre, les collecteurs des transistors Q7 et Q8 fournissent le signal S12 d'alimentation de l'étage de puissance 4. Par ailleurs, le circuit redresseur 10, qui sera étudié en détail en référence à la figure 8, fournit un signal S16 appliqué au collecteur du transistor Q9 par l'intermédiaire d'une diode D10 et d'une résistance R17 montées en série. La mise en série de ce circuit redresseur avec l'ensemble constitué par la diode D10 et le condensateur C6 constitue un doubleur de tension qui permet au dispositif de régulation de fonctionner à faible vitesse. La structure du circuit 7 d'asservissement de tension va maintenant être décrite en référence à la figure 5. Le circuit 7 d'asservissement de tension comporte une diode Zener Dll et un condensateur C9 montés en parallèle. La cathode de la diode dol est reliée à une tension d'alimentation continue V+ par une résistance R19. La tension présentée aux bornes de la diode Dll constitue la tension de référence S8 représentative de la valeur efficace de la tension que la charge 2 est autorisée à recevoir. Le circuit 7 d'asservissement de tension comporte des moyens pour comparer la tension de référence S8 à la valeur efficace S6 de la tension délivrée à la charge 2. Selon le mode de réalisation représenté, ces moyens sont constitués par un amplificateur U6 opérationnel U6 configuré en intégrateur-additionneur. La cathode de la diode Dll est reliée par une résistance R20 à la borne inverseuse de l'amplificateur U6. Le signal de sortie S6 du circuit 8 de mesure est de plus appliqué à cette borne inverseuse par une résistance R21. La borne non-inverseuse de cet amplificateur est reliée à la masse. De plus, la sortie de l'amplificateur U6, rebouclée sur sa borne inverseuse par un condensateur C10, fournit la tension de régulation S2 prise en compte par le circuit 5 de commande. Comme cela a été indiqué précédemment, la tension disponible aux bornes de la diode Dll forme un signal S8 de référence auquel la valeur efficace de la tension alternative aux bornes de la charge 2 est asservie; Le circuit 8 de mesure de tension efficace, illustré sur la figure 6 comporte des moyens pour mesurer la valeur efficace de la tension délivrée à la charge 2, constitués par exemple par un circuit traditionnel conformateur à diodes à quatre segments alimentés par la borne 3-a de la source alternative 3. Un premier segment de ce circuit conformateur est constitué par l'association de deux diodes D12 et D13 et d'une résistance R23 montées en série et de telle sorte que les anodes des diodes D12 et D13 soient reliées à la résistance R23. Deux autres segments du circuit conformateur à diode sont identiques au premier segment. Ces segments sont constitués par l'association de deux diodes, respectivement D14,D15 et D16,D17, et d'une résistance, respectivement R24 et R25. Le quatrième segment du circuit conformateur à diode est constitué d'une résistance R26 placé en série sur deux diodes D18 et D19 branchées en parallèle. Comme cela a été précisé précédemment, l'entrée du circuit conformateur à diode est reliée à la borne de sortie 3-a de la source 3. La sortie du circuit conformateur est reliée d'une part à la masse par l'intermédiaire d'une diode D20 et au drain d'un transistor Q9 de type MOS. Le transistor Q9 est commandé par le signal S4 de commande qui est appliqué à sa grille par l'intermédiaire d'une résistance R28. De plus, la grille est reliée à la masse par une diode D21 et par un condensateur C12 en parallèle. Par ailleurs, la source du transistor 09 est reliée à la borne inverseuse d'un amplificateur opérationnel U8, dont la borne non inverseuse est reliée à la masse. La sortie de cet amplificateur U8 est rebouclée sur sa borne inverseuse par deux segment s montés en parallèle constitués chacun d'une diode respectivement D22 et D23 et d'une résistance, respectivement R29 et R30. De plus, la cathode de la diode D22 est reliée à la borne inverseuse d'un amplificateur opérationnel U9 par l'intermédiaire d'une résistance R31, et l'anode de la diode D23 est reliée à la borne non inverseuse de cet amplificateur U9. La sortie de l'amplificateur U9 est rebouclée sur sa borne inverseuse par une résistance R32. La sortie de l'amplificateur opérationnel U9 est appliquée en entre d'une filtre passe-bas constitué par une résistance R33 et un condensateur C14. Comme cela a été mentionné précédemment en référence à la figure 5, le signal S6 est appliqué en entrée du circuit 7 d'asservissement de tension. Le circuit 8 de mesure tel que représenté sur la figure 6 est alimenté par le signal 3-a délivré par la borne 3-a de la source 3 et par le signal de commande S4. Il délivre le signal S6 qui est proportionnel au carré de la valeur efficace de la tension aux bornes des ampoules 2-1 et 2-2. Pour ce faire, le signal de commande S4 pilote la conduction du transistor Q9 de sorte que le signal S6 représente le carré de la valeur efficace de la tension aux bornes des lampes et non le carré de la valeur efficace délivrée par la source 3. Le circuit 9 de protection en courant, représenté sur la figure 7, comporte un amplificateur opérationnel U10 monté en comparateur dont la borne non-inverseuse est reliée par une résistance R35 aux sources des transistors Ql et Q2 de l'étage de puissance 4. La borne inverseuse de l'amplificateur opérationnel U10 est reliée à un pont diviseur constitué par deux résistances R36 et R37 placées en série. Une diode D25 est placée en parallèle sur ce pont diviseur. De plus, le pont diviseur est relié par une résistance R38 à une borne d'alimentation continue V+. Par ailleurs, la borne non inverseuse de l'amplificateur opérationnel U10 est reliée au drain d'un transistor Q10 de type MOS, dont la source est reliée à la lasse, un condensateur C16 étant placé en parallèle sur ce transistor Q10. Comme cela a été mentionné précédemment en référence à la figure 3, le signal S14 délivré par le circuit 5 de commande est relié au circuit 9 de protection en courant au niveau de la grille du transistor 010. La sortie de l'amplificateur opérationnel U10 est reliée à la grille d'un transistor Q12 de type MOS par l'intermédiaire d'une diode D26 et d'une résistance R40, cette grille étant également reliée à la masse par un condensateur C18 et par une diode D27. En outre, la source du transistor MOS Q12 est reliée à la masse. Le drain du transistor Q12 est connecté à la diode Dll qui fournit le signal S8 de référence auquel la valeur efficace de la tension alternative aux bornes de la charge 2 est asservie. Le circuit 9 de protection tel que représenté sur cette figure 7 assure une protection en courant du dispositif de régulation. La structure du circuit 10 redresseur va maintenant être décrite en référence à la figure 8. Comme mentionné précédemment en référence à la figure 1, le circuit redresseur 10 est relié à la borne 3-a de sortie de la source de tension alternative 3. Le circuit 10 redresseur comprend de façon connue deux circuits montés en parallèle auquel est appliqué le signal délivré par la borne 3-a. Le premier circuit comprend une première diode D30 assurant la fonction de redresseur monoalternance. Un condensateur C20 de découplage relie la cathode de la diode D30 à la masse. Une résistance R42 et une diode Zener D31 sont placées parallèlement sur un condensateur C20. La base d'un transistor NPN Q13 est reliée à la cathode de la diode Zener D31 et son collecteur est relié à la diode D30, au condensateur C20 et à la résistance R42. L'émetteur de ce transistor Q13 est relié à la masse par un condensateur C21 qui constitue avec la diode D31 des moyens de filtrage. Ce premier circuit délivre ainsi une tension continue positive V+. Le second circuit est similaire au premier circuit, mais est adapté pour délivrer une tension continue négative V-. Sur cette figure les composants du second circuit identiques au premier circuit portent les mêmes numéros de référence auxquels la lettre Waw a été rajoutée. Par ailleurs, la borne commune entre la cathode de la diode D30 et le condensateur C20 fournit le signal S16. Comme cela a été précédemment mentionné en référence à la figure 4, le signal S16 est appliqué en entrée du circuit 6 d'interface. Pour compléter le dispositif, des moyens résistifs de protection contre les surtensions, constitués par une résistance R44 (figure 1), sont branchés en parallèle sur les ampoules 2-1 et 2-2 pour les protéger ou pour protéger le circuit régulateur ainsi que les circuits qui y sont reliés, en cas de dysfonctionnement d'une ou des deux ampoules 2-1 et 2-2. Le fonctionnement du régulateur 1 de la tension alternative délivrée par la source 3 est le suivant. Comme cela a été mentionné précédemment, 1'étage de puissance 4 fonctionant en interrupteur relie sélectivement la source 3 de tension alternative à la charge 2 au moyen des transistors Qî et Q2 montés en interrupteur bidirectionnel. La commutation des transistors Q1 et Q2 est réalisée par le circuit 5 de commande par l'intermédiaire du circuit 6 d'interface. En se référant à la figure 3, le circuit 5 de commande alimenté par la source 3 détecte les passages par zéro du signal fourni par l'alternateur dont la forme est représentée sur la figure 9. Lorsque le passage par zéro est réalisé par valeur croissante, le transistor Q4 décharge le condensateur C1 du circuit 5 de commande. Par ailleurs, lorsque le passage par zéro est réalisé par valeur décroissante, le transistor Q3 décharge le condensateur C1. Entre deux décharges consécutives, le condensateur C1 se charge au moyen du courant provenant de la source 3 et circulant dans la résistance R6. On obtient ainsi aux bornes de ce condensateur C1 le signal S1 dont la forme est représentée sur la figure 10. Le signal S1 présente approximativement la forme d'une "dent de scie" dont les fronts croissants varient selon une loi sensiblement exponentielle et sont synchronisés avec les passages à zéro de la tension délivrée par la source 3 de tension alternative. Lorsque la vitesse augmente, l'amplitude et la fréquence du signal délivré par l'alternateur 3 augmentent, l'amplitude de cette tension augmente également. Le circuit 7 d'asservissement de tension asservit alors le signal S6 représentant la valeur efficace de la tension présente aux bornes de la charge 2 à la valeur de référence S8 présente aux bornes de la diode Dll et délivre le signal de régulation S2 résultant de la comparaison entre ces deux signaux S6 et S8. Lorsque le signal S1 devient supérieur au signal S2, le signal S4 de commande destiné au circuit dtinter- face 6 bascule au niveau haut. On obtient alors le signal représenté sur la figure 11. Le signal S4 de commande est par conséquent un signal "carré" de fréquence double de celle de la tension délivrée par la source 3 et déphasé par rapport à cette tension d'un angle correspondant à l'angle de phase à partir duquel la tension délivrée par la source 3 est transmise à la charge 2. Le circuit d'interface 6 commande alors les transistors Q1 et Q2 en réponse au signal S4 de commande de façon à les bloquer pour ouvrir le circuit reliant la source 3 à la charge 2 (figure 1). De plus, le circuit 5 de commande détectant les passages par zéro de la tension délivrée par la source 3, la commutation à l'ouverture des transistors Q1 et Q2 est réalisée approximativement à courant nul. De surcroît, le circuit 5, en assurant le blocage des transistors sensiblement aux passages à zéro de la tension délivrée par la source 3, réduit les surtensions dues à l'inductance interne de cette source 3. De plus, par mesure de précaution, les diodes D1 et D2 de l'étage de puissance 4 écrêtent les surtensions à l'ouverture du circuit reliant la source 3 à la charge 2 dues à l'inductance interne de l'alternateur. Ainsi, lorsque la fréquence du signal délivré par l'alternateur 3 augmente, la valeur efficace présente aux bornes des ampoules 2-1 et 2-2 est limitée, ce qui évite de détruire les ampoules d'éclairage de la bicyclette et permet de se conformer au règlement en vigueur. En outre, pendant les phases de conduction des transistors Q1 et Q2, le signal S12 fournit une image du courant. Lorsque ce courant s'élève, par exemple en cas de court-circuit ou de charge excessive, le signal S12 augmente et la tension de sortie de l'amplificateur opérationnel U10 du circuit 9 de protection en courant s'élève ce qui a pour effet d'annuler la tension de référence prise en compte par le circuit 7 d'asservissement de tension. Dès lors, le signal de régulation S2 déconnecte la charge 2 de la source de tension 3. De plus, cette élévation de courant est perçue par le condensateur C18 de ce circuit 9 de protection en courant, qui se charge. Par suite cette surtension est mémorisée ce qui permet donc d'effectuer la détection du court-circuit. Ainsi, ce régulateur permet de limiter les tensions élevées fournies par l'alternateur de bicyclette, mais également de protéger le circuit alimenté par cet alternateur contre les surintensités. De plus, dans le cas où une ou les deux lampes serait détruite, la résistance R44, reliant les deux lampes 2-1 et 2-2, évite une élévation de la tension de sortie. D'autre part, comme cela a été mentionné précédemment en référence à la figure 4, lorsque la fréquence du signal délivré par l'alternateur 3 est faible, c'està-dire lorsque la tension de ce signal est trop faible pour alimenter les lampes, le circuit 6 d'interface élève la valeur de la tension aux bornes du condensateur C6 de façon à alimenter suffisamment les transistors Q1 et Q2 pour les saturer et ainsi permettre le fonctionnement du régulateur à faible vitesse. Par ailleurs, le circuit 10 redresseur alimenté par l'alternateur 3 par l'intermédiaire de la borne 3-1 fournit les tensions positives et négatives, respectivement V+ et V- nécessaires à l'alimentation des différents composants du circuit. De préférence, ces valeurs sont respectivement de +8V et de -8V. Par conséquent, ce régulateur de tension permet de réguler une tension alternative d'amplitude variable en fonction de la fréquence, en fournissant à faible fréquence une tension suffisante à la charge pour lui permettre de fonctionner, et à fréquence élevée en limitant cette tension pour protéger la charge. On comprendra ainsi que le signal disponible aux bornes des ampoules est par conséquent sensiblement indépendant de la fréquence du signal fourni par la source. Par ailleurs, ce régulateur de tension alternative permet de réguler une tension avec un rendement élevé et est donc particulièrement adapté à la régulation de la tension fournie par les nouveaux alternateurs de bicyclette qui présentent un rendement élevé. REVENDICATIONS 1. Régulateur de tension efficace délivrée par une source (3) de tension alternative d'amplitude variable en fonction de la fréquence, destinée à l'alimentation d'au moins une charge (2), caractérisé en ce qu'il comporte des moyens (5) pour engendrer un signal (S1) synchronisé avec la tension délivrée par la source (3), des moyens de mesure (8) de la valeur efficace (S6) de la tension délivrée à la charge (2), des moyens (7) pour délivrer un signal de régulation (S2) résultant de la comparaison entre ladite valeur efficace (S6) et une tension de référence (S8) représentative de la valeur efficace de la tension que la charge est autorisée à recevoir, des moyens (U3) assurant la comparaison entre le signal (S1) synchronisé avec la tension délivrée par la source (3) et le signal de régulation (S2) pour délivrer un signal de commande (S4) déphasé par rapport à ladite tension délivrée par la source d'un angle correspondant à l'angle de phase à partir duquel la tension délivrée par la source est transmise à la charge (2), et des moyens (4) reliant sélectivement la source à la charge (2) en réponse au signal de commande. 2. Régulateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens (5) pour engendrer le signal (S1) synchronisé avec la tension délivrée par la source (3) comprennent un condensateur (C1) chargé par la source (3), et un amplificateur (U1) adapté pour détecter les passages par zéro de ladite tension pour décharger le condensateur (C1). 3. Régulateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens de mesure (8) de la valeur efficace de la tension délivrée à la charge (2) comprennent un circuit conformateur à diodes relié à la charge (2). 4. Régulateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens (7) pour délivrer le signal de régulation (S2) comprennent un amplificateur opérationnel (U6) configuré en intégrateur additionneur pour asservir la valeur efficace de la tension délivrée à la charge (2) à la tension de référence (S8). 5. Régulateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens (U3) assurant la comparaison entre le signal (S1) synchronisé avec la tension délivrée par la source (3) et le signal de régulation (S2) sont constitués d'un amplificateur opérationnel dont la sortie est au niveau haut lorsque la signal de régulation (S2) est supérieur au signal (S1) synchronisé avec la tension délivrée par la source (3). 6. Régulateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens (4) reliant sélectivement la source (3) à la charge (2) comprennent deux transistors MOS (il,02) constituant un interrupteur bidirectionnel fonctionnant en régime de commutation et commutant à l'ouverture à tension sensiblement nulle. 7. Régulateur selon l'une quelconque des revendications 1 à 6, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un circuit d'interface (6) recevant le signal de commande (S4) et relié aux grilles des transistors (Q1,Q2), ledit circuit d'interface (6) comprenant des moyens (DlO,C6) d'élévation de tension pour fournir aux transistors (91,02) une tension suffisante pour les saturer à faible tension. 8. Régulateur selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comporte un circuit de protection en courant (9) relié à la source (3) et comprenant des moyens formant interrupteur (Q12) pour annuler sélectivement la tension de référence (S8) en cas de surintensité. 9. Régulateur selon la revendication 8, caractérisé en ce que le circuit de protection en courant (9) comporte un condensateur (C18) reliant les moyens formant interrupteur (Q12) à la masse pour mémoriser l'accrois8e- ment de la valeur du courant. 10. Régulateur selon l'une quelconque des revendications 1 à 9, caractérisé en ce qu'il comprend un circuit redresseur (10) alimenté par la source (3) et comprenant des moyens de redressement monoalternance (D30,D30a) et des moyens de filtrage (C21,D31,013, C21,D31a,Q13a) pour délivrer deux tensions continues de signes contraires (V+,V-) en vue d'alimenter les composants du régulateur. 11. Régulateur selon l'une quelconque des revendications 1 à 10, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens résistifs (R44) branchés en parallèle sur la charge (2) pour limiter la tension délivrée par la source (3) en cas de déconnexion de ladite charge (2).