Brevet FR2727521A1 — publié le 19960531

L'invention se rapporte à un procédé et à un dispositif permettant de déterminer, de façon adaptative, les coefficients d'un filtre transversal d'ordre n qui permet d'éliminer les signaux de fouillis dans un radar Doppler à impulsions. Les dispositifs radar actuels comportent déjà un dispositif d'élimination du bruit. Une premiere élimination des bruits à faible décalage en fréquence Doppler est tout d'abord effectuée par ce que lton appelle le filtre d'élimination des échos fixes. Les échos parasites, dont la fréquence tombe dans la bande passante de la chaîne de traitement du signal, sont ensuite éliminés par un filtre coupe-bande dont la fréquence centrale peut être adaptée aux conditions de fonctionnement grâce à une estimation de la fréquence de ces signaux parasites. Les échos de pluie ou de paillettes se distinguent des échos utiles par leur étendue gisement-distance beaucoup plus grande. Ainsi, il est généralement effectué une estimation de la vitesse moyenne des échos parasites sur une zone gisement-distance d'étendue sensiblement égale à celle perturbée par les échos de pluie. Or, le spectre en fréquence des signaux parasites ainsi examiné n'est pas constitué d'une seule fréquence, mais possède un certain nombre de fréquences d'énergie élevée, réparties sur un certain intervalle.Ainsi, une telle estimation ne peut conduire, dans le cas le plus favorable où il existe une fréquence dominante, qu'à l'élimination de cette seule fréquence dominante et, dans le cas le plus défavorable où l'on a deux fréquences d'égales énergies et où l'on estime une vitesse moyenne de bruit, qu'à l'élimination d'une étroite bande de fréquence, située entre ces deux pics principaux, dans laquelle les cibles utiles ne pourront pratiquement plus être détectées et en dehors de laquelle le bruit conservera toute S 2 dynamique. Dans un compte rendu du neuvième colloque sur le traitement du signal et ses applications (Nice du 16 au 20 mai 1983), intitulé "Elimination de bruit coloré en radar Doppler utilisant une modélisation autorégressive (AR)", J.L. Zolézio propose de remplacer ce filtrage, y compris le filtrage d'élimination des échos fixes, par un filtre numérique transversal d'ordre N et par un dispositif de calcul en temps réel de ces coefficients à partir d'une modélisation autorégressive de ces échos. La méthode proposée d'élimination des échos de fouillis, basée sur une modélisation en temps réel de ceux-ci, part de l'hypothèse que ces échos parasites ont les particularités suivantes - ils sont à spectre étroit; - ils sont spatialement étendus; - ils sont localement stationnaires tant spatialement que temporellement. La première caractéristique permet d'effectuer une modélisation autorégressive de ces échos et les deux dernières sont utilisées comme critère distinctif pour obtenir un signal qui ne soit représentatif que du fouillis et non d'éventuelles cibles. Il s'agit alors d'effectuer une remise en phase de tous les vecteurs signal correspondant à chacune des tranches en distance d'une zone polluée et à sommer terme à terme les composantes de ces vecteurs sur une zone d'étendue suffisante pour que ces sommes soient significatives des échos parasites, mais ne le soient pas des échos utiles. Les coefficients aj du filtre transversal utilisé sont alors calculés, à l'aide d'un algorithme d'analyse autorégressive, par un filtre en treillis tels ceux utilisés par les géophysiciens, pour effectuer une modélisation des ondes dans les milieux stratifiés. On peut se rapporter pour cela à "Algorithmes rapides pour le traitement des systèmes dynamiques linéaires", Colloque d'Aussois du 21 au 25 septembre 1981 édité et publié par L'INRIA, et en particulier la première conférence, par A. Benveniste, intitulée "Estimation et factorisation spectrale quelques points de vue féconds". Selon l'invention, il est donc prévu un procédé d'élimination de fouillis dans un radar Doppler à impulsions à deux voies de réception en quadrature émettant avec une largeur de faisceau correspondant à une rafale de E impulsions et dans lequel on effectue une intégration pseudocohérente du signal reçu, puis une modélisation autorégressive des signaux de fouillis et un filtrage du signal reçu retardé par un filtre transversal adapté, caractérisé en ce qu'il consiste - à choisir l'étendue d'une zone perturbée par un écho de fouillis important en choisissant les rafales perturbées, c'est-à-dire l'indice i de la première impulsion de la première rafale perturbée, ainsi que le nombre M de ces rafales, et, pour chacune de ces rafales, la première porte en distance correspondant à la distance dmin et la min dernière correspondant à la distance dmax, L étant le nombre de portes en distance entre lesdites première et dernière portes; - à effectuer sur les L suites de E composantes complexes reçues, dans chaque rafale, des diverses portes en distance comprises entre les distances dmin et dmax, une intégration pseudo-cohérente par remise en phase des composantes de ces suites avant de les sommer; - à envoyer le signal ainsi intégré à un filtre en treillis suivi d'un calculateur de coefficients pour calculer les coefficients d'un filtre transversal à partir des coefficients de réflexion du filtre en treillis ; et - à faire passer le signal reçu retardé à travers un filtre transversal utilisant les coefficients ainsi calculés. L'invention sera mieux comprise et d'autres caractéristiques apparaîtront à l'aide de la description ci-après et des dessins joints où - la figure 1 représente une chaîne de traitement du signal radar uti lisant le dispositif d'élimination de bruit selon l'invention; - la figure 2 représente une portion de l'espace, balayé par le radar, qui comporte une zone perturbée par du bruit; - la figure 3 représente le dispositif selon l'invention intercalé dans la chaîne de traitement du signal représentée sur la figure 1; - la figure 4 représente un intégrateur pseudo-cohérent faisant partie du dispositif selon l'invention; - la figure 5 représente une série de cinq graphes permettant de comprendre le fonctionnement de cet intégrateur;; - la figure 6 représente un filtre en treillis fournissant des coefficients de réflexion au calculateur des coefficients du filtre transversal utilisé dans le dispositif selon l'invention; - la figure 7 représente un calculateur de coefficient de réflexion utilisé dans le filtre en treillis représenté sur la figure 6; - la figure 8 représente le calculateur des coefficients du filtre transversal fournissant ces coefficients au filtre transversal utilisé dans le dispositif selon l'invention ; et - la figure 9 représente le filtre transversal utilisé dans le dispo sitif selon l'invention. Sur la figure 1, est représentée une chaîne de traitement du signal radar comportant un redistributeur des vecteurs reçus, constituée d'une mémoire tampon MT, d'un corrélateur COR, du dispositif d'élimination de bruits colorés EB selon la présente invention, d'un calculateur de module CM, suivi par un détecteur de seuil $ à seuil kg, ainsi que d'un estimateur de vitesse EV. Cette chaîne de traitement du signal reçoit les composantes aid et bid des échantillons du vecteur signal Xid, fournis par les codeurs CODI et COD2 respectivement de la voie en phase et de la voie en quadrature.Ces codeurs échantillonnent dans le temps les signaux de sortie des mélangeurs MELI et MEL2 recevant, d'une part, le signal moyenne fréquence Xj (t) e-j#t et, d'autre part, les signaux de référence et et (wt + ) par l'oscillateur local et ledephaseur D. référence ej#t et e@(#t+2) fournis Le fonctionnement du redistributeur MT va maintenant être expliqué en relation avec la figure 2 qui représente une partie de l'espace balayé par le radar. Dans le cadre d'un radar à compression d'impulsions, il est nécessaire, comme représenté sur la figure 1, de faire suivre ce redistributeur d'un correlateur. Ce corrélateur, comportant une voie en phase et une voie en quadrature, fournit alors, à la fin du traitement, une impulsion comprimée associée à chaque porte en distance. Cette impulsion comprimée se traitant comne une impulsion non comprimée de radar à impulsions simples, on se placera dans le cas d'un radar à impulsions simples ou non comprimées.C'est donc le redistributeur qui sera censé fournir directement ses signaux au dispositif d'élimination du bruit coloré EB selon la présente invention, sans qu'il soit fait mention du traitement effectué par le corrélateur. La figure 2 représente une portion de l'espace balayé par le radar avec en ordonnées les distances d comprises entre do et dM et en abscisses les indices d'impulsions. Pour le traitement, les impulsions émises sont regroupées en rafales de E impulsions. Chaque rafale correspond au nombre d'impulsions émises pendant le temps d'observation de la cible. Si l'on considère, pour simplifier, le cas d'un radar à une seule fréquence d'émission, ce temps d'observation est égal au temps de passage de l'antenne sur cette cible. On va maintenant considérer une zone perturbée s'étendant de la distance d = d . à la distance d = d min max et agissant pendant cinq rafales, c'est-à-dire de l'impulsion d'indice i à l'impulsion d'indice i+5E-1.Le traitement décrit ici dans le cadre d'une perturbation s'étendant sur cinq rafales (de m = 1 à m = 5) pourra être facilement généralisé au cas où l'on a M rafales, soit pour ME impulsions successives. Les échantillons du vecteur signal Xi(t), sont fournis par les codeurs COD1 et COD2 sous la forme Ils sont écrits ligne par ligne dans la mémoire MT tels que représentés sur le tableau qui suit. Sens d'écriture (ligne par ligne) XidO .............. Xidmin ............ Xid ............... Xidmax ............ XidM Xi+1dO............. Xi+1dmin ............ Xi+1d............. Xi+1dmax............ Xi+1dM rafale 1 # Xi+e1dO ............ Xi+e1dmin ............ Xi+e1d ............ Xi+e1dmax ............ Xi+e1dM Xi+E-1dO ........... Xi+E-1dmin........... Xi+E-1d........... Xi+E-1dmax ........... Xi+E-1dM Xi+EdO............. Xi+Edmin............ Xi+Ed............. Xi+Edmax............. Xi+EdM rafale 2 # Xi+E-1e2dO ........ Xi+E-1+e2dmin ........ Xi+E-1+e2d ........ Xi+E-1+e2dmax........ Xi+E-1+e2dM Xi+2E-1dO.......... Xi+2E-1dmin.......... Xi+2E-1d.......... Xi+2E-1dmax.......... Xi+2E-1dM Xi+(m-1)EdO........ Xi+(m-1)Edmin........ Xi+(m-1)Ed........ Xi+(m-1)Edmax........ Xi+(m-1)EdM rafale m # Xi+(m-1)E-1+emdO... Xi+(m-1)E-1+emdmin... Xi+(m-1)E-1+emd... Xi+(m-1)E-1+emdmax... Xi+(m-1)E-1+emdM Xi+mE-1dO.......... Xi+mE-1dmin.......... Xi+mE-1d.......... Xi+mE-1dmax.......... Xi+mE-1dM Xi+4EdO............ Xi+4Edmin............ Xi+4Ed............ Xi+4Edmax............ Xi+4EdM rafale 5 # Xi+4E-1+e5....... Xi+4E-1+e5dmin....... Xi+4E-1+e5d....... Xi+4E-1+e5dmax....... Xi+4E-1+e5dM Xi+5E-1dO.......... Xi+5E-1dmin.......... Xi+5E-1d.......... Xi+5E-1dmax.......... Xi+5E-1dM En fait, la mémoire MT est constituée de deux doubles mémoires (du type RAM). Une première double mémoire est affectée à l'écriture des échantillons relatifs à la deuxième rafale, d'indicem= 2, pendant que la seconde double mémoire est affectée à la rafale précédente, d'indice m = 1, et ainsi de suite. Ces mémoires sont doubles et comportent une première mémoire affectée à la mémorisation des composantes en phase ai+(m-1)E-1+ed et une seconde mémoire est affectée à la m d mémorisation des composantes en quadrature bi+(m-1)E-1+ed .Ces principes m et conditions de fonctionnement ayant ainsi été brièvement rappelés, il est maintenant possible d'expliquer le principe d'élimination des signaux de fouillis effectué par le dispositif selon la présente invention. Sur la figure 3, est représenté le dispositif d'élimination du fouillis selon l'invention et d'après les principes cités dans l'article "Elimination de bruit coloré en radar Doppler utilisant une modélisation autorégressive (AR)". il comporte un filtre transversal FNT ainsi qu'une mémoire retard MR pour retarder les vecteurs reçus du redistributeur MT. Les composantes complexes Xid+( 1)E 1+ des vecteurs V fournis par le redistributeur sont aussi fournies à un inté m grateur pseudo-cohérent IPC comportant un intégrateur de sortie I effectuant une somme, composante à composante, de tous les vecteurs perturbés fournis pendant une rafale.Le vecteur somme fourni Wi du W. du même ordre E que chacun des vecteurs à composantes complexes V fournis m à l'entrée, est fourni à un filtre en treillis FT qui calcule les coefficients de réflexion associés à ce vecteur somme. Ces coefficients de réflexion sont ensuite utilisés par un calculateur CC des coefficients du filtre transversal pour calculer ces coefficients qui sont ensuite directement fournis au filtre transversal FNT. Les principes de réalisation et de fonctionnement de la chaîne IPC, FT, CC de calcul des coefficients du filtre transversal vont maintenant être expliqués en relation avec la description des figures 4 à 9. Sur la figure 4, est représenté l'intégrateur pseudocohérent IPC utilisé dans le dispositif d'élimination de fouillis selon l'invention. Sur la figure 5, sont représentés cinq graphes a) à e) permettant de comprendre le fonctionnement de cet intégrateur pseudocohérent. Cet intégrateur dispose, à l'entrée, des données fournies par le redistributeur MT et qui ont été reportées sur le tableau. il reçoit d . d . +1 in min donc une première succession de L suites complexes Xi2+ m ml" Xi d i+e1, +e1 i+e SXi+e z SXi+e , e1 variant de 0 à E-1, constituant Xd+e1 Xd max d min max L vecteurs colonnes V1 à vlm de dimension E relatifs à la première rafale d'indice m = 1.Il reçoit ensuite une seconde sucession de L suites complexes |Xi+E lez1+E-l+e2 max d. d constituant L autres vecteurs colonnes #@min à v2max de dimension E relatifs à la seconde rafale, d'indice m = 2, ... et ainsi de suite jusqu'à la succession de données complexes relative à la rafale d'indice M = 5. On a supposé que parmi tous les vecteurs V , seuls les vecteurs d'indice d,tels que d # d # dmax, sont perturbés par un écho de fouillis et que les M = 5 rafales considérées ont été choisies parce que comportant une telle succession de vecteurs perturbés.Si on considère une cible à distance d parfaitement centrée sur la première rafale, par exemple, chacune des composantes complexes Xid à Xi+E-1d du vecteur colonne #1d peut être considérée comme un échantillon, dans le temps, du même évènement et ces composantes sont donc cohérentes, la vitesse de la cible powant être considérée comme constante pendant le temps d'observation qui correspond à la largeur de la rafale. Dans le cas de cellules de réso- lution ne contenant pas de cible mais perturbées par du fouillis, on peut considérer que chacune des composantes Xi+e1d du vecteur V1d s'écrit où # dépend du type de fouillis considéré et où l'on a négligé le bruit. D'autre part, l'amplitude A# correspond à une somme des effets de ces réflexions parasites sur la largeur d'un lobe d'antenne, si l'on a une rafale par lobe d'antenne. Cette composante Xi+e1d apparaît aussi comme la somme sur # de plusieurs signaux à pulsations ## différentes dans l'intervalle ##. Lorsque cet intervalle ## autour d'une valeur #O est petit, on peut approcher Xi+e1d par une sinusoïde à pulsation #O sans commettre d'erreur notable. On peut donc considérer que Xi+e1d est un signal autorégressif d'ordre 1.Cependant, chacune des composantes Xi+e1d à distance d différente n'a aucune raison d'être corrélée avec une autre et la phase ##(d) associée à chacune de ces distances pourra être considérée comme uniformément répartie. Ainsi, si l'on désire effectuer une estimation du spectre du signal de fouillis en utilisant le critère d'étendue en gisement-distance du bruit et en effectuant une sommation des composantes Xi+e1d sur une ou plusieurs rafales, il sera tout d'abord nécessaire de mettre tous ces signaux en phase avant de les sommer. C'est le but de l'intégrateur pseudo-cohérent IPC de la chaîne de calcul des coefficients du filtre transversal. D'autre part, les différentes composantes des vecteurs colonnes Vd considérés sont cohérentes entre m elles et il suffira donc d'avoir une mesure de la rotation à appliquer sur chacune des premières composantes pour les rendre cohérentes entre elles et d'appliquer ensuite aux autres composantes la même rotation qu'à la première.Si l'opérateur de rotation, qu'il est nécessaire d'appliquer à chacun des vecteurs #md pour que leurs composantes de même -i# indice soient cohérentes entre elles, s'écrit e j8d, où l'angle de rotation #d compense la rotation Q(d), l'intégrateur recevra les vecteurs pseudo-cohérents e-j#d #md et effectuera les sommations suivantes il fournira donc un vecteur colonne, noté W. @ de même dimension E i,L,M' que les vecteurs V reçus.On notera Etant donné l'approximation faite en assimilant chacun des vecteurs compris dans la zone perturbée à une succession d'échantillons d'un signal monofréquenciel, il ne sera pas nécessaire d'effectuer une mise en phase parfaite des premières composantes. Selon l'invention, toutes ces premières composantes seront ramenées dans le premier quadrant en leur appliquant un opérateur de rotation e j#d d tel que 9d ne prenne que l'une des valeurs 2 Tr ou - #/2. Le dispositif permettant d'effectuer une telle pseudo-remise en phase est décrit sur la figure 4 et son fonctionnement peut être décrit à l'aide de la figure 5.On propose d'effectuer un test sur l'élément binaire de signe de chacune des deux composantes en quadrature de la première composante complexe du signal reçu, ainsi qu'un test sur leur somme : soit a1 et b1 respectivement ces éléments binaires de signe. Pour un codage en complément à deux, on a a1 = b = 0 pour un signe "+" et a1 = b1 = 1 pour un signe"-". Les couples (a1, b1) relatifs à chacun des quadrants ont été reportés sur les diagrammes a) à d) de la figure 5 qui correspondent chacun à l'un des cas possibles. Sur le diagramme a) de la figure 5, on considère une composante complexe X située dans le premier quadrant, à un a angle e0 de l'origine. Au diagramme b) de la figure 5, on considère une composante complexe Xb située dans le second quadrant à un angle w-00 de l'origine. Sur le diagramme c) de la figure 5, on considère une composante complexe X située dans le troisième quadrant à un angle w+00 de l'origine. Et sur le diagramme d) de la figure 5, on considère une composante complexe Xd située dans le quatrième quadrant à un angle -eO de l'origine.On voit que la composante complexe X pourra être de 1 @@@g@ne. @n voit que @@ composante complexe @a p@@@@@ @@@@ conservée, que la composante complexe Xb devra subir une rotation de - #/2, que la composante complexe X devra subir une rotation de Tr et que la c composante complexe Xd devra subir une rotation de + 2. Les premier et troisième quadrants apparaissent comme les plus simples à traiter. On peut les caractériser par la valeur de la somme a1 + b1 qui est nulle alors que cette somme est égale à 1 pour les second et quatrième quadrants.On effectuera donc les trois opérations suivantes 1) on teste d'abord la somme a1 + b1 en ne tenant pas compte de l'élément binaire de retenue - si a1 + b1 = 0 on conserve partie réelle et partie imaginaire - si a1 + b1 = 1 on inverse partie réelle et partie imaginaire; 2) on teste ensuite le premier élément binaire de signe a : - si a1 = 0 le signe de la partie imaginaire est conservé - si a1 = 1 le signe de la partie imaginaire est inversé; 3) on teste ensuite aussi le second élément binaire de signe b1 - si b1 = 0 le signe de la partie réelle est conservé - si b1 = 1 le signe de la partie réelle est inversé. Pour le premier quadrant, on a a1 + b1 = 0 et on conserve la partie réelle et la partie imaginaire ainsi d'ailleurs que les signes puisque a1 = b1 = 0. On a donc X = X et on reste dans le premier quadrant. a a Pour le troisième quadrant, on a encore a1 + b1 = 0 et on conserve la partie réelle et la partie imaginaire. Cependant, on a ici a1 = b1 = 1 et les signes de la partie réelle et de la partie imaginaire sont changés. On a donc Pour le second quadrant, ainsi que pour le quatrième, on a a1 + b1 = 1. On inverse donc partie réelle et partie imaginaire, ce qui correspond à une symétrie par rapport à l'axe Z. Dans le second quadrant, on a aussi al = 1 et on change donc aussi le signe de la partie imaginaire pour obtenir une nouvelle composante qui se trouve dans le premier quadrant. Dans le quatrième quadrant, on a aussi b1 = 1 et on change donc aussi le signe de la partie réelle pour obtenir une nouvelle composante qui se trouve dans le premier quadrant.Sur le diagramme e) de la figure 5, sont représentés les premiers échantillons du vecteur colonne V1d avec l'échantillon Xid dans le second quadrant. Une rotation de #d = - #/2 permet de changer ces anciennes composantes en composantes nouvelles qui s'écrivent etc. Sur la figure 4, est représenté un intégrateur pseudo-cohérent fonctionnant selon ce principe. il comporte à l'entrée, sur la voie en phase, une première bascule B1 de type JK pour mémoriser l'élément binaire de signe a1 de la partie réelle de la première composante complexe du vecteur -+d considéré et un premier registre R1 pour mémoriser m cette partie réelle ainsi que les (E-1) parties réelles qui vont suivre. De la même façon, il comporte, sur la voie en quadrature, une seconde bascule B2 de type JK pour mémoriser l'élément binaire de signe b1 dela partie imaginaire de la première composante complexe du vecteur m considéré et un second registre R2 pour mémoriser cette partie imaginaire ainsi que les (E-l) parties imaginaires qui vont suivre. C'est la cellule d'addition binaire E1, du type à trois entrées et deux sorties par exemple, qui, à partir des éléments binaires de signe a1 et bu fournis par les deux premières bascules B1 et B2,élabore la somme s = a1 + b1 et commande les deux aiguilleurs AIl et AI2.Ces deux aiguilleurs reçoivent successivement les parties réelles et imaginaires des composantes complexes du vecteur Vd considéré et, suivant le test m effectué sur la somme a1 + b1 associée à la première composante complexe de ce vecteur, permutent ou ne permutent pas partie réelle et partie imaginaire. La sortie de chacun de ces aiguilleurs est ensuite fournie sur l'entrée B d'un additionneur-soustracteur, AD1 pour la voie en phase et AD2 pour la voie en quadrature, qui reçoit d'autre part sur son entrée A la valeur binaire 0. Suivant la valeur de l'élément binaire de signe de la première composante complexe, a1 ou b1, suivant la voie considérée, cet additionneur fournit en sortie une valeur A - B = -B ou une valeur A + B = +B. Ces informations sont ensuites transmises vers les registres de mémorisation, R3 ou R4.Tous les vecteurs Vmd, d = dmin à dmax et m = 1 à 5, sont successivement transmis à ce dispositif qui fournit en sortie, dans le même ordre les nouveaux vecteurs Vd. C'est m l'intégrateur I, constitué d'un premier et d'un second accumulateur AD3, MP3 et AD4, MP4, qui va sommer composante à composante tous les vecteurs V de la zone polluée considérée et fournira, associé à toute m cette zone, le vecteur somme Wi,L,M. C'est le diviseur programmable, D1 ou D2, qui effectue la division par LM ; il peut par exemple être constitué par un registre à décalage chargé à un instant t0 et recevant ensuite autant d'impulsions d'horloge qu'il est nécessaire pour effectuer une division par LM à condition que LM corresponde à un nombre entier de fois une puissance de 2.Les éléments binaires de plus faible poids sont alors éliminés et on ne conserve que les éléments binaires de plus fort poids. Les vecteurs obtenus après cette intégration pseudo-cohérente sont ensuite envoyés à un filtre en treillis FT. il existe un certain nombre de méthodes pour synthétiser un filtre. Certaines issues de la théorie de la synthèse des réseaux sont présentées dans une conférence prononcée par A. Benveniste "Estimation et factorisation spectrale quelques points de vue féconds" (colloque "Algorithmes rapides pour le traitement des systèmes dynamiques linéaires", Aussois, 21-25 septembre 1981, Tome 1). L'auteur y expose l'intérêt des filtres en cascade où l'ordre du filtre est considéré comme un paramètre et où l'augmentation de l'ordre ne modifie pas les paramètres déjà obtenus.Un filtre en treillis est caractérisé par un certain nombre de coefficients de réflexion K1 à Kn qu'on peut calculer, selon les méthodes indiquées dans cette conférence, à partir de formules telles que la structure de base du filtre en treillis étant une structure en cascade dont l'étage d'ordre A recevant sur une voie directe un signal et(n-l) et sur une voie dite retardée un signal ft(n-l), fournit sur ses deux sorties e t (n) = e t et(n-l) - K f (n-l)z ft(n) ft(n-l)z - Knet(n-l) où z est un opérateur retard. La figure 6 représente un tel filtre en treillis FT. il comprend un premier étage FT1 recevant sur ses deux entrées, directe et retardée, les composantes X. du vecteur obtenu par intégration pseudocohérente. Ces composantes sont envoyées à la mémoire MEl de la voie directe et à la mémoire MEl' de la voie retardée par l'intermédiaire d'un registre R5 assurant l'introduction du retard nécessaire.En fait, on peut introduire ce retard simplement en décalant les lectures des mémoires MEl et ME1'. Les composantes X. sont aussi envoyées, d'une part, directement et, d'autre part, retardées par le registre R5, à un calculateur de coefficient de réflexion CR1 qui calcule le coefficient K et un élément binaire de validation S1, comme on le verra en relation avec la figure 7.Les multiplieurs complexes X1 et X2, le calculateur de conjugué CO (changement du signe de la partie imaginaire du coefficient K1) et les soustracteurs AD5 et AD6 permettent le calcul des signaux d'entrée eut(1) et ft(l) du second étage de même structure comprenant le registre R6, les mémoires ME2 et ME2', le calculateur de coefficient de reflexion CR2, etc. et ainsi de suite jusqu'a l'ordre 4. Il est clair que, cette structure de filtre en treillis étant répétitive, on préférera dans la pratique utiliser une seule cellule dont on bouclera la sortie sur l'entrée par l'intermédiaire de multiplexeurs. La figure 7 représente le schéma de principe d'un calculateur CR1 de coefficient de réflexion. Les multiplicateurs X5 à X8 et les additionneurs-soustracteurs AD7 et AD8 suivis des accumulateurs AD11 et AD12 et des diviseurs D3 et D4 par une puissance de 2 effectuent le calcul du numérateur du coefficient K1, partie réelle et partie imaginaire. Les multiplieurs X9 à X12, les additionneurs-soustracteurs AD9, AD10 et AD13, l'accumulateur AD14 et le diviseur D5 permettent de calculer le dénominateur. Pour effectuer la division, on prévoit une mémoire morte programmable PROM qui, adressée par la valeur calculée du dénominateur, fournit son inverse. La division se ramène alors à une multiplication effectuée par les multiplieurs X13 et X14 qui fournissent respectivement les parties réelle et imaginaire du coefficient de réflexion K1. Pour ne pas effectuer de calculs inutiles et prendre en compte des valeurs de coefficient sans signification, il est prévu un circuit à seuil composé des multiplieurs X15, X1 de l'additionneur AD15 et du comparateur COMP. Ce circuit fournit un signal de validation S1 si le module du coefficient est supérieur à un seuil B1 appliqué au comparateur COMP. Si ce signal de validation S1 est nul, le coefficient K1 calculé est remplacé par la valeur zéro dans les circuits ultérieurs. Après avoir déterminé le filtre en treillis permettant de rendre blanc le spectre d'un signal Wi,L,M caractéristique du fouillis, il serait maintenant possible de reprendre tous les vecteurs signal Vm reçus et retardés par la mémoire retard MR et de les filtrer à travers ce filtre en treillis. Cependant, le temps de transit de ce filtre étant particulièrement long et le nombre de vecteurs Vd à traiter particuliè m rement grand, on obtiendrait ainsi un temps de calcul prohibitif pour une chaîne de traitement du signal radar. Aussi, il est proposé d'utiliser les coefficients K. de ce filtre en treillis pour calculer une fois pour toutes les coefficients a. d'un filtre transversal classique du même ordre que le filtre en treillis.On effectue ensuite un filtrage, successivement de tous les vecteurs signal Vmd, dans un filtre dont le temps de transfert est considérablement plus bref. Les coefficients aj calculés sont valables sur toute la zone i,L,M dans laquelle a été estimé le vecteur caractéristique Wi,L,M du signal de fouillis et seulement pour le tour d'antenne considéré. Ces coefficients sont donc, pour cette zone considérée, recalculés à chaque tour d'antenne. Le calcul des coefficients de filtrage a. va donc être réalisé à partir des coefficients de réflexion K., de la façon suivante. Comme pour le calcul d'un étage du filtre en treillis, on peut calculer l'élément de filtrage d'ordre n+1, sans recalculer (n+1) coefficients, en utilisant les coefficients a1... an calculés précédemment, ainsi que le nouveau coefficient de réflexion Kn+1 fourni par le filtre en treillis. On utilise pour cela un dispositif dont le principe de fonctionnement est donné par la formule de récurrence suivante correspondant à un filtrage limité à l'ordre n+1 où aj(n 1) constitue le jième coefficient de filtrage du filtre d'ordre n+1 (1 4 j # n+1), où Kn+1 constitue le (n+1)ieme coefficient de n+1 réflexion calculé par la (n+1)ième cellule du filtre en treillis et où le coefficient aj(n) constitue le jième coefficient de filtrage du filtre d'ordre n (1 # j # n). Ainsi, le calcul des quatre coefficients al, a2, a3 et a4 d'un filtre limité à l'ordre 4 s'effectuera de la façon suivante - à l'ordre 0, on aura a0(0) = -1 - à l'ordre 1, on aura soit - à l'ordre 2, on aura soit - à l'ordre 3, on aura soit - à l'ordre 4, on aura soit On affectera donc la valeur K1 au premier coefficient de filtrage a(1) du filtre du premier ordre. Cette valeur a1 (1) du premier coefficient du filtre du premier ordre est ensuite utilisée pour calculer le premier coefficient de filtrage a1(2) = a1(1) - K2 a1(1)* du filtre du second ordre. On affectera la valeur K2 au second coefficient de filtrage a2(2) du filtre du second ordre.Ces valeurs a1(2) et a2(2) des coefficients de filtrage du filtre du second ordre sont ensuite utilisées (3) le premier coefficient (3) ~ (2) - K3 a (2)' et le second pour calculer le premier coefficient a1(3) = a1(2) - K3 a2(2)* et le second coefficient a2 @ = a2 ) - K3 a1@ 1du filtre du troisième ordre. On affectera la valeur K3 au troisième coefficient de filtrage (3) de ce filtre. Ces trois valeurs de coefficients a1(3), a2(3) et a3(3) sont ensuite utilisées pour calculer le premier coefficient a1(4) = a1(3) - K4 a3(3)*, le deuxième coefficient a2(4) = a2(3) - K4 a2(3)* ainsi que le troisième coefficient a3(4) = a3(3) - K4 a1(3)* du filtre du quatrième ordre. On affectera la valeur K4 au quatrième coefficient de filtrage a4(4) de ce filtre. Le calcul de ces différents coefficients peut être réalisé par le dispositif représenté sur la figure 8. Ce dispositif comporte des registres d'entrée R9 et R10 destinés à recevoir respectivement les parties réelles et imaginaires des coefficients de réflexion K1 à K4 fournis par le filtre en treillis FT. Ce calculateur CC des coefficients de filtrage ne comporte qu'une cellule de calcul ainsi qu'un bouclage, entre sa sortie et son entrée, permettant d'utiliser autant de fois qu'il est nécessaire le même matériel suivant l'ordre du filtre que l'on veut réaliser. il serait aussi possible, pour un filtre d'ordre 4 par exemple, d'utiliser quatre cellules semblables en cascade. On doit remarquer que certains des coefficients de réflexion peuvent être nuls, mais qu'en prévoyant d'effectuer le calcul même dans ce cas, on obtient une durée globale d calcul constante pour chaque nouveau groupe de coefficients ce qui simplifie le contrôle temporel du dispositif. La cellule de la figure 8 comprend un premier multiplexeur MUX1, permettant de transmettre alternativement les parties réelles et imaginaires des grandeurs d'entrée, et un second multiplexeur MUX2 permettant d'appliquer à deux mémoires MK1 et MK2, soit les valeurs d'entrée, soit les valeurs de sortie de la cellule pour la reboucler.Chaque memoire MK1, MK2 est reliée à un registre d'entrée RX1, RX2 d'un multiplieur-accumulateur comprenant un multiplieur X17, un additionneur-soustracteur AD16 et un registre accumulateur ACC. Un multiplexeur MUX3 est intercalé entre la mémoire MK1 et le registre RX1 pour envoyer une valeur I au moment voulu comme multiplicateur. Les différents résultats peuvent être prélevés au moment où ils apparaissent à l'aide de registres de sortie RS1 à RS5 connectés en série et qui délivrent les parties réelles et imaginaires des coefficients a1(4) à a3(4) à une mémoire de sortie MS, le coefficient a4(4) étant comme on l'a vu précédemment égal au coefficient de réflexion K4 qui se présente en dernier à l'entrée du dispositif CC. La cellule de calcul effectue des calculs du type Pour les effectuer sans perte de temps, on a prévu deux mémoires identiques contenant à la fois les coefficients de réflexion déjà reçus et les coefficients a. ) déjà calculés. L'adressage des mémoires, la commutation du multiplexeur MUX3 et le fonctionnement de l'élément AD16 en additionneur ou en soustracteur sont commandés dans l'ordre nécessaire. (2) Ainsi, par exemple pour obtenir la partie réelle du coefficient a1 on lit d'abord le coefficient K2 (les indices r et i sont affectés aux parties réelle et imaginaire) dans la mémoire MK1, transmis au (i) registre RX1 par le multiplexeur MUX3, et le coefficient air dans la mémoire MK2, transmis au registre RX2. On effectue la multiplication dont le résultat est stocké dans l'accumulateur ACC. On lit ensuite le coefficient K2i dans la mémoire MK1 et le coefficient a(i) dans la mémoire MK2, on effectue la multiplication et on ajoute le résultat au résultat précédent stocké dans l'accumulateur.Enfin, on lit le coefficient air dans la mémoire MK2 et on commute le multiplexeur MUX3 pour effectuer le produit a1(1) x 1 et on lui retranche le résultat contenu dans l'accumulateur de façon à obtenir a ce résultat est alors inscrit dans les mémoires MK1 et MK2 par bouclage à l'aide du multiplexeur MUX2. Le calcul se poursuit de la même façon jusqu'au dernier ordre, ici l'ordre 4.A ce moment-là, on déclenche les registres de sortie RS1 à RS5 à chaque résultat rebouclé sur l'entrée, pour finalement fournir à la mémoire de sortie MS les coefficients de filtrage Le filtre à coefficients complexes al, a2, a3 et a4 représenté sur la figure 9 est un filtre transversal classique d'ordre 4 réalisant la transmittance complexe bien connue il comporte,à l'entrée, quatre registres-accumulateurs R12, R13, R14 et R15, en cascade, introduisant chacun des retards identiques et dont les effets cumulés permettent d'obtenir des retards que l'on modélise géné 2 3 4 ralement par les opérateurs retard z, z , z et z . Le premier de ces accumulateurs R12 reçoit sur son entrée les suites de composantes complexes Xi+(m-1)E-1+@d fournies par le redistributeur MT et retardées m par la mémoire retard MR de façon que le calcul des coefficients al à a4 du filtre ait eu le temps de s'effectuer. La mémoire de sortie MS du calculateur CC des coefficients de ce filtre a été subdivisée en quatre doubles cases mémoires MS1, MS2, MS3 et MS4 contenant respectivement en mémoire les coefficients complexes al à a4.Ce filtre comporte d'autre part quatre multiplieurs complexes X18, X19, X20 et X21 recevant respectivement, d'une part, les coefficients complexes al à a4 fournis par les doubles cases mémoires MS1 à MS4 et, d'autre part, les signaux retardés fournis par les registres d'entrée R12àR15. Les sorties de ces quatre multiplieurs X18 àX21 sont ensuite sommées deux à deux dans des additionneurs AD17 et AD18. Les deux résultats de ces sommes sont eux-mêmes sommés dans un troisième additionneur AD19 fournissant un signal complexe où t est un indice quelconque aléatoirement choisi, par exemple compris entre i et i+4E-1.C'est l'additionneur de sortie AD20 qui, recevant d'une part les échantillons complexes d'entrée #t et le signal complexe fourni par le troisième additionneur AD19, fournit le signal filtré #t* qui s 'écrit Le fonctionnement du dispositif d'élimination de fouillis EB va maintenant être expliqué en relation avec la figure 3 représentant ce dispositif complet. Les vecteurs V1 associés à la première rafale sont lus successivement dans le redistributeur. C'est la mémoire retard MR qui retardera les composantes de ces vecteurs d'un nombre suffisant d'impulsions pour que le calcul des coefficients du filtre puisse s'effectuer sur toute la zone perturbée.Ce retard peut, soit être programmable, soit être choisi tel qu'il corresponde à la plus grande zone possible. Lorsque les premiers vecteurs ... sont lus, ils ne doivent pas être filtrés puisqu'ils ne correspondent pas à une zone perturbée. Les coefficients calculés al à a4 devraient de toute façon être nuls. il est possible aussi d'utiliser les signaux de validation S1 à S4 fournis par le calculateur de coefficient de réflexion pour désactiver le filtre. De façon connue, selon l'ordre du filtre, une à quatre des premières composantes filtrées du vecteur retardé filtré V de sortie devront être considérées comme m non significatives. La description du procédé et du dispositif selon l'invention qui vient d'être faite permet de mettre en évidence les différences essentielles qui existent entre les procédés connus et celui de l'invention. En effet, dans les procédés connus, le filtrage est au maximum d'ordre 2 : on élimine une première bande de fréquence autour de la fréquence Doppler égale à zéro et on élimine ensuite une étroite bande de fréquence autour de la vitesse moyenne estimée des échos parasites. D'autre part, cette élimination est totale en ce sens que l'on rejette complètement les bandes de fréquence concernées, ce qui élimine les cibles utiles pouvant s'y trouver. Au contraire, selon l'invention, le dispositif détermine luimême son ordre selon le type de fouillis reçu, ceci grâce au circuit à seuil prévu dans le calculateur de coefficient de réflexion de la figure 7, qui permet de limiter le nombre de coefficients pris en considération. De plus, le dispositif calcule de manière adaptative les frequences à filtrer et également le taux de réjection à appliquer pour chacune de ces fréquences. Ceci est très important car cela permet de conserver une cible qui se trouve superposée à une fréquence de fouillis filtrée. Bien entendu, l'exemple de réalisation décrit n'est nullement limitatif de l'invention. REVENDICATIONS 1. Procédé d'élimination de fouillis dans un radar Doppler à impulsions à deux voies de réception en quadrature émettant avec une largeur de faisceau correspondant à une rafale de E impulsions et dans lequel on effectue une intégration pseudo-cohérente du signal reçu, puis une modélisation autorégressive des signaux de fouillis et un filtrage du signal reçu retardé par un filtre transversal adapté, caractérisé en ce qu'il consiste - à choisir l'étendue d'une zone perturbée par un écho de fouillis important en choisissant les rafales perturbées, c'est-à-dire l'indice i de la première impulsion de la première rafale perturbée ainsi que le nombre M de ces rafales, et, pour chacune de ces rafales, la première porte en distance correspondant à la distance dmin et la dernière correspondant à la distance dmaX, L étant le nombre de portes en distance entre lesdites première et dernière portes; - à effectuer sur les L suites de E composantes complexes reçues, dans chaque rafale, des diverses portes en distance comprises entre dmin et dmax' une intégration pseudo-cohérente par remise en phase des composantes de ces suites avant de les sommer; - à envoyer le signal ainsi intégré à un filtre en treillis (FT) suivi d'un calculateur de coefficients (CC) pour calculer les coefficients d'un filtre transversal à partir des coefficients de réflexion du filtre en treillis ; et - à faire passer le signal reçu retardé à travers un filtre trans versal (FNT) utilisant les coefficients ainsi calculés. 2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'intégration pseudo-cohérente consiste - à déterminer la rotation de phase à appliquer à chacune des premières composantes des ML suites pour les rendre cohérentes entre elles ; et - à appliquer la rotation de phase déterminée pour la première compo sante d'une suite à toutes les autres composantes de la suite. 3. Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce que la rotation de phase à appliquer à chaque première composante est déterminée de manière approximative en faisant tourner la phase d'une valeur 0, 2 Tr ou ~ 2 pour ramener la composante dans le premier 2' z OU 2 quadrant. 4. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que le calcul des coefficients du filtre transversal consiste à calculer successivement les coefficients de filtres d'ordre croissant selon la relation (n) représente le ; terme coefficient du filtre transversal d'ordre n et K +1 est le coefficient de réflexion d'ordre n+l du filtre en treillis. 5. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que le filtre en treillis (FT) est muni d'un circuit à seuil (X15, X16, AD15, COMP) pour commander l'annulation des coefficients de réflexion calculés, inférieurs audit seuil. 6. Dispositif d'élimination de fouillis mettant en oeuvre le procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 5 et comportant un ensemble d'intégration pseudo-cohérente (IPC) du signal reçu d'une zone perturbée, une mémoire retard (MR) pour conserver le signal reçu pendant le temps où s'effectuent les calculs des coefficients du filtre transversal, un filtre en treillis (FT), recevant les signaux de l'ensemble d'intégration pseudo-cohérente et suivi d'un calculateur (CC) de coefficients de filtre transversal, et un filtre transversal (FNT) recevant les coefficients calculés et filtrant le signal retardé par la mémoire retard, caractérisé en ce que l'ensemble d'intégration pseudocohérente (IPC, I) comprend des moyens (B1, B2, E1) pour tester l'élément de signe (al, b1) des parties reelles et imaginaires desdites premières composantes des suites, des moyens (AIl, AI2) pour intervertir lesdites parties réelles et imaginaires de toutes les composantes d'une suite quand lesdits signes des parties réelle et imaginaire de la première composante sont différents, des moyens (AD2, R4) pour inverser le signe des parties imaginaires obtenues si le signe de la partie réelle de la première composante etait négatif, des moyens (ADl, R3) pour inverser le signe des parties réelles obtenues si le signe de la partie imaginaire de la première composante était negatif, et des moyens à accumulateur (AD3, AD4, MP3, MP4, D1, D2) pour sommer terme à terme les suites obtenues.