Brevet FR2730066A1 — publié le 19960802

La présente invention se rapporte à une antenne VHF monopulse à élisination de brouillage et à tres large bande. Les antennes équipant les radars fonctionnant en VHF présentent des diagrammes de rayonnement tres larges, ce qui pose, d'une part, un probleme de localisation des cibles et, d'autre part, un probleme de lutte contre les brouilleurs. Ainsi, pour lutter contre un brouilleur, il n'est plus possible, comme dans les radars fonctionnant a fréquence élevée, de se protéger de celui-ci en utilisant une antenne a faibles lobes secondaires puisque ce brouilleur a de fortes chances de se trouver dans le lobe principal étant donné la largeur de celui-ci. D'autre part, étant donné l'importance de la longueur de l'onde se, il n'est pas possible dans le cadre d'antennes a plusieurs sources d'utiliser un grand nombre d'éléments rayonnants a cause des contraintes d'encombrement. Par suite, pour améliorer la précision de la localisation de 11 objectif, on est amené a utiliser une antenne VHF monopulse colportant deux faisceau: et, pour lutter contre les brouilleurs éventuels, on est conduit a utiliser un système comportant en outre au moins autant d'antennes auxiliaires qu'il y a de brouilleurs a éliminer. Dans les radars monopulse, l'un des problèmes les plus importants a résoudre consiste a obtenir un déphasage nul ou constant entre les voies somme et différence dans toute la ganme utile des valeurs de l'angle de rayonnement, cet angle étant mesure par rapport l'axe de l'aerien. Cette caracteristique de déphasage entre les voies limite la gaine de mesure et la précision des mesures par écartooetrie. Or, les coibinaisons de signaux réalisées pour éliminer un brouilleur reviennent a former des diagrammes dissymétriques qui rendent difficile la localisation précise des objectifs en introduisant des erreurs d'amplitude et de phase entre les voies somme et différence. Des antennes monopulse a élimination de brouillage ont déjà été décrites, mais il s'agissait d'antennes réseaux possédant un grand nombre d'éléments, et donc complexes et coûteuses, délivrant de plus des faisceau: étroits et présentant de ce fait de faibles erreurs de localisation. Une antenne comportant seulement quatre éléments rayonnants en gisement a eté décrite dans la demande de brevet français n 82 01849 déposée le 5 février 1982 par la demanderesse et intitulée "Antenne VHF monopulse a élimination de brouillage". Dans cette demande de brevet, il s'agit, par 1'intermédiaire de déphaseurs commandes, d'introduire des déphasages -3*, -#, +# et +3. On obtient ainsi les signaux d'antenne déphasés a(#) E# e-3j(&alpha;-#), a(#) E# e-j(&alpha;-#), a(#) E# ej(&alpha;;-#) et a(#) E# e3j(&alpha;-#). Ces signaux sont alors fournis à deux jonctions hybrides pour former, a l'aide de quatre récepteurs, deux signaux somme 2 a(B) E cos 3(&alpha;-#) et 2 a(B) E cos(&alpha;-#) ainsi que deux signaux différence 2j a(e) E sin 3(&alpha;-#) et 2j a(e) E sin(a-*). Ces quatre signaux sont ensuite combinés pour former le diagramme composite somne et le diagramme composite différence suivants @ @ e#(#) = 2 a(#) E cos(&alpha;;b-#) - cos 3(&alpha;b-#) sin 3(&alpha;-#) sin(&alpha;b-#) - sin(&alpha;-#) sin 3(&alpha;b-#) e#(#) = 2j a (#) E sin(&alpha;b-#) - sin 3(&alpha;b-#) dans ces expressions, e est la direction de rayonnement par rapport la normale au réseau et &alpha; = # d/# sin # est le déphasage de propagation "unitaire" défini précédemment et associé à cette direction. &alpha; = # d/# sin #b est le déphasage de propagation "unitaire" dans la direction #b du brouilleur. Par des déphaseurs d'antenne, on a donc introduit un déphasage supplémentaire + permettant d'effectuer un decalage électronique du faisceau. Ce décalage conserve la position des premiers zéros des diagrammes sonne et difference dans la direction #b du brouilleur et permet de modifier la position #'b b des deuxièmes zéros de ces diagrammes somme et différence. Ce déphasage # s'écrit : d # = # (sin #b + sin 2# où X est la longueur d'onde dans l'espace libre.C'est le choix de cette valeur #'b du deuxième zéro, fixant la valeur du déphasage supplémentaire #, qui permet d'optimiser la détection de la cible en évitant une trop grande remontée des lobes secondaires dans le cas d'un brouilleur de direction proche de celle de la cible. Dans le cas ou la direction #@ du brouilleur est proche de la direction de la cible (|#-#b| 30 ), un dépointage du faisceau, obtenu en introduisant le déphasage supplémentaire +, est nécessaire pour eviter une trop grande remontée des lobes secondaires. Dans le cas où la direction du brouilleur est éloignée de plus de trente degrés de celle de la cible, ce dépointage du faisceau n'est plus nécessaire et on pourra choisir un deuxieme zéro #'b, des diagrammes somme et différence, symétrique du premier zéro. Dans ce cas, le déphasage supplémentaire # sera donc nul. Dans un systeme tel que celui décrit, l'adaptabilité totale se traduit par un volume de calcul important. Or, il a été constaté que, sur certaines plages de la position du brouilleur, la position des zéros des voies sc-e et différence n'était pas critique ; il suffit que l'atténuation soit suffisante. Il en est donc aussi de même de la position du deuxième zéro qui fixe la largeur du lobe principal dans le cas des algorithmes non symétriques pour lesquels on introduit ce déphasage supplémentaire +. D'autre part, les couplages entre éléments rayonnants introduisent des dissymétries qui nuisent a la précision des mesures et qu'il serait nécessaire de compenser avant de rechercher des méthodes de calcul permettant de supprimer des erreurs par ailleurs moins importantes. Enfin, l'utilisation de déphaseurs commandés est difficile a mettre en oeuvre et conduit a une désadaptation de l'antenne et a des perturbations des algorithmes, en présence de couplages mutuels. De plus, ces déphaseurs peuvent introduire des atténuations dues a leurs qualités intrinseques. Ainsi, la présente invention a pour objet de fournir un procédé d'élimination de brouillage permettant d'obtenir un signal de détection, ez ou ê, et un signal de localisation de cibles, partir d'une antenne réseau a large bande a quatre éléments rayonnants équidistants en gisement, d'une première jonction hybride recevant les signaux fournis par les élements rayonnants intérieurs et d'une deuxième jonction hybride recevant les signaux fournis par les éléments rayonnants extérieurs.Deux récepteurs sont associés à la premiere jonction hybride et fournissent respectivement les signaux composites somme F1 (#, #b) = f1 (#) + V f1 (#b) et différence F3 (#, #b) = f3 (#) + V f3 (#b), et deux recepteurs sont associés a la deuxieme jonction hybride fournissant respectivement les signaux composites somme F2 (#, #b) = f2 (#) + V f2 (#b) et différence F4 (#, #b) = f4 (#) + V F4 (#b). Le procédé selon la présente invention consiste, pour les directions de brouillage #b supérieures à un angle #b0, à former un diagramme symétrique sone e# (#) et un diagramme symétrique différence e# (#) de la forme #e# (#) = f1 (#) + k# f2 (#) e# (#) = f3 (#) + k# f4 (#) f1 (##) f3 (##) avec k# = - et k# = - , où les zéros ## et ## de ces f2 (##) f4 (##) diagrammes sont choisis suivant la direction #b du brouilleur a éliminer. Pour les directions de brouillage #b inférieures à cet angle #b0, le procédé consiste a former un diagramme somme décalé ê# (#) et un diagramme différence décalé ê# (#) de la forme ê# (#) = e# (#) + C e# (#) ê# (#) = #1 (#) + T #2 (#) e# (#b) #1 (#b) avec C = - et T = - , où les zéros ## et ## des e# (#b) #2 (#b) diagrammes symétriques ez et e# utilisés ont été définitivement déterminés et où les voies intermédiaires décalées g1(e) et g2(9) sont centrées sur le maximum e de la voie somme décalée e(e) et s'écrivent:: S #1 (#) = f1 (#) + S1 f3 (#) #2 (#) = f2 (#) + S2 f4 (#) f1 (#m) f2 (#m) avec S1 = - et S2 = f3 (#@) f4 (#@) la direction du brouilleur #b et les constantes kz > k#, C, T, étant calculées a partir des signaux de brouillage f1 (#b), f2 (#b), f3 (#b) et fg(8b) fournis par les récepteurs a la fin de chaque période de récurrence. L'invention sera mieux comprise et d'autres caractéristiques apparaitront a l'aide de la description ci-après et des dessins joints où: - la figure 1 représente l'antenne monopulse à élimination de brouillage selon la présente invention; - la figure 2 représente les circuits de calcul complémentaires ainsi que les mémoires nécessaires au fonctionnement de l'antenne monopulse a élimination de brouillage selon la présente invention; - la figure 3 représente un diagramme montrant les différents types d'algorithmes d'élimination de brouillage réalisés suivant les diffe rentes directions de brouillage; - la figure 4 représente le diagramme temporel d'émission-réception d'un radar à impulsions ; et - la figure 5 représente les diverses voies d'écartométrie obtenues à l'aide de l'antenne selon la présente invention. L'antenne VHF monopulse a élimination de brouillage et a tres large bande selon la présente invention est représentée sur la figure 1. Elle comporte un réseau linéaire A, constitué de quatre sources rayonnantes A-2, 91, A1 et A2 et un dispositif d'élimination de brouillage de détection et de localisation de cibles. Les distances entre chaque source sont identiques et égales à d. Le centre n du réseau est donc situé à une distance 2 des éléments rayonnants intérieurs A-1 et A1 et 3d à une distance des éléments rayonnants extérieurs A-2 et 2 S'il existe une cible dans une porte en distance donnée, la phase du champ En reçu au centre n du réseau étant prise a priori cosse origine des phases, le champ reçu par l'élément rayonnant A-2 peut s'écrire En e-3j&alpha;, le champ reçu par l'élément rayonnant A-1 peut s'écrire E#@ e-j&alpha;;, le champ reçu par l'élément rayonnant A1 peut s'écrire E# e@@ et le champ reçu par l'élément rayonnant A2 peut s'écrire E# e###. Dans ces expressions, l'angle &alpha; = # d/# sin # représente toujours le déphasage dû à la différence de marche entre l'onde reçue sur l'élément A1 et l'onde au centre n du réseau. Le dispositif permettant d'éliminer le brouilleur comporte une première jonction hybride Hl qui reçoit les signaux VHF E-1 et E1 issus des éléments rayonnants intérieurs A-1 et A1 et une deuxième jonction hybride H2 qui reçoit les signaux VHF E-2 et E2 issus des éléments rayonnants extérieurs A 2 et A2. Cependant, ce traitement aurait aussi bien pu être réalisé de façon numérique avec des récepteurs en tête.Si m est le coefficient de couplage entre deux éléments rayonnants distants de d, m' le coefficient de couplage entre deux éléments rayonnants distants de 2d et m" le coefficient de couplage entre deux élements rayonnants distants de 3d, et si on néglige les effets de bord et les modifications des impédances propres, on peut écrire ces signaux E2 = a(#) E##1 e3j&alpha; + m ej&alpha; + m' e-j&alpha; + m" e-3j&alpha;# E1 = a(#) E##m e3j&alpha; + l ej&alpha; + m e-j&alpha; + m' e-3j&alpha;# n e + e -ja E-1 = a(#) E##m' e3j&alpha; + m j&alpha; + l e-j&alpha; + m e-3j&alpha;# E-2 = a(#) E##m" e3j&alpha; + m' ej&alpha; + m e-j&alpha; + e-3j&alpha;#. La jonction hybride Hl fournit un signal somme H1 et un signal différence H1 et la jonction hybride H2 fournit un signal + somme H2 et un signal différence H2 . Ces signaux fournis peuvent s'écrire H1 = 2 a(e) En {(1+m) cos a + (m+m') cos 3a} H + 2 2 a(#) En {(m+m') cos a + (1+m") cos 3a} H1 n 2j a(e) En {(1-m) sin a + (m-m') sin 3a} (2) H2 = 2j a(e) En {(m-m') sin &alpha;; + (1-m") sin 3aJ Ces jonctions hybrides sont suivies par quatre récepteurs Rs1, R#2, Rd2 et R#1, comportant chacun en sortie un dispositif échantillonneur et fournissant respectivement les signaux complexes f1 (e), f2(#), f4(#) et f3(#) suivants f1 - 2 a(#) E {(1+m) cos a + (m+m') cos 3a} f2 = 2 a(#) E {(m+m') cos a + (1+m") cos 3a} f3 = 2j a(e) E {(1-m) sin a + (m-m') sin 3a} (3) f4 = 2j a(#) E {(m-m') sin &alpha; + (1-m") sin 3&alpha;;} où E est l'amplitude complexe du signal fourni, la phase de E étant égale a la différence entre la phase du signal au centre # du réseau et la phase de l'horloge de référence supposée commune pour les quatre voies. Dans le cadre d'un radar Doppler, apres élimination des échos fixes, cette différence de phase ne peut tourner qu'à une des frequences Doppler mesurables. Si un brouilleur est reçu dans la direction #b, le champ reçu par l'élément rayonnant A-2 peut s'écrire B n -3j&alpha; b, le champ reçu par l'élément rayonnant A1 1 peut s'écrire Bn e job, le champ reçu par l'élément rayonnant A1 peut s'écrire Bn ej&alpha;b b et le champ reçu par l'élément rayonnant A2 peut s'écrire Bn e3j&alpha;b. Dans ces expressions, l'angle &alpha;b = # d/# sin #b représente toujours le déphasage dû à la diffé- rence de marche entre l'onde reçue sur l'élément A1 et l'onde au centre n du réseau. B est l'amplitude complexe du signal de brouillage. Dans le cadre d'un radar Doppler, apres élimination des échos fixes, cette différence de phase ne peut tourner qu'd une des fréquences Doppler mesurables. Si les jonctions hybrides Hl et H2 et les récepteurs R#1, R#2, R#1 et n2 peuvent être considérés comme linéaires, les signaux composites formés en présence a la fois d'une cible et d'un brouilleur pourront s'écrire : F1(#, #b) = f1(#) + V f1(#b) F2(#, #b) = f2(#) + V f2(#b) (4) F3(#, #b) = f3(#) + V f3(#b) F4(#, #b) = f4(#) + V f4(#b) avec V = B/E . Les algorithmes symétriques en voie sone e#(#) et en voie différence e#(#) seront formés a partir de ces quatre signaux. Dans le cadre d'un systeme entierement adaptatif, on peut former des diagrammes symétriques somme et différence de la façon suivante. - Pour la voie somme, on forme E#(#, #b) = F1 (#, #b) + k# F2(#, #b) qui s'écrit E#(#, #b) = [f1(#) + k# f2(#)] + V[f1(#b) + k# f2(#b)] soit E#(#, #b) = e#(#) + V e#(#b) . fl(e ) Avec @# @@@@e que e#(#b) = #, s@@@ pour k#b - - , @@@@@ @@p@@ss@@@ f2(#b) se réduit à l'expression complexe E#(#, #b) = e#0(#) avec e#0(#) = f1 (#) + k#b f2(#) (5). Si on remplace les signaux f1 et f2 par les expressions données précé- demment, on obtient la forme suivante (@@m)(@@m) - (m+m) e#0(#) = 2 a(#) E# # (5') (1+m") cos 3&alpha;b + (m+m') cos &alpha;b (cos a cos 35 - cos ab cos 3a) ;; - Pour la voie différence, on forme E#(#, #b) = F3(#, #b) + k# F4(#, #b) qui s'écrit E#(#, #b) = [f3(#) + k# f4(#)] + V[f3(#b) + k# f4(#b)] soit E#(#, #b) = e#(#) + V e#(#b) . f3(#b) Avec k# telle que e#(#b) = 0, soit pour k#b = - , cette expression f4(#b) se réduit à l'expression complexe E#(#, #b) = e##(#) avec e#0(#) = f3(#) + k#b f4(#) (6). Si on remplace les signaux f3 et f4 par les expressions données précé- demment, on obtient la forme suivante (1-m")(1-m) - (m-m')2 e#0(#) = 2j a(#) E# # (6') (1-m") sin 3&alpha;b + (m-m') sin &alpha;b (sin a sin 3&alpha;b sin ab sin 3&alpha;) Pour simplifier les notations, on pourra ici poser P = (1+m) - (m+m')2 PO n (1+m") cos 3&alpha;b + (m+m') cos ab Q = (1-m") (1-m) - (m-m')2 Q0 = (1-m") sin 3&alpha;;b + (m-m') sin Avant chaque période de récurrence, il sera donc nécessaire de connaître la direction e b du brouilleur. A la fin de chaque période de récurrence, il existe un intervalle de temps où le signal utile reçu peut être considéré comme négligeable. Cet intervalle de temps ou le brouilleur seul est reçu peut être utilisé pour mesurer la direction #b de ce brouilleur.Cette mesure peut être effectuée par écartométrie en utilisant des diagrammes somme et différence e5 et eb obtenus en fixant arbitrairement les constantes complexes k# et k. Elle peut aussi être réalisée par mesure directe des signaux de brouillage f1(#b), f2(#b), f3(#b) et f4(#b) puis par calcul de la direction e b partir de ces mesures. Cette direction de brouillage pourrait aussi être fixe et connue d'avance~ Elle sera de toute façon mise en mémoire dans une mémoire no. Suivant le cas, cependant, le contenu de cette mémoire devra ou non être réinitialisé de façon régulière. Dans un système opérationnel adaptatif, du type RADAR par exemple, où la direction des faisceaux varie par rapport a la direction d'un brouilleur, il est difficile d'obtenir une réjection de ce brouilleur supérieure trente décibels. Ceci est dû aux temps de convergence des algorithmes, aux réflexions parasites sur l'environnement particulierement nombreuses avec une antenne a faisceaux larges, ou aux erreurs de phase et d'amplitude introduites par chacun des éléments de la chaîne de réception. Cependant, des résultats de mesure montrent qu'il n'y a pas de pertes d'atténuation importantes même si l'on maintient les zéros, des voies somme et différence, constants sur des intervalles de direction de brouillage même relativement grands. En conséquence, de façon a réduire le temps de reaction de l'antenne, il sera possible, tout en conservant une bonne élimination de brouillage, de conserver un zéro e5 de la voie somme qui soit fixe sur certains intervalles de direction de brouillage.Les nouvelles expressions des diagrammes somme et différence s'écriront f1(##) e#(#) = f1(#) + k# f2(#) avec k# = f2(##) f3(##) e#(#) = f3(#) + k# f4(#) avec k# = - f4(##) où ## ## et ## sont les zéros respectivement des diagrammes somme e5 et différence eA Les signaux sone et différence fournis s'écrivent alors: E#(#, #b) = e#(#) + V e#(#b) # E#(#, #b) = e#(#) + V e#(#b) avec V e#(#b) et V e#(#b) non nuls mais suffisamment atténués par rapport à e#(#) et e#(#). Le choix des intervalles dans lesquels les zéros des voies somme et différence seront fixes dépendra des caracte- ristiques de l'antenne et d'un compromis coût-performance. Il existera des valeurs limites, 8zN ou 6M, au-del desquelles il ne sera plus nécessaire de continuer a adapter les diagrammes a la direction #b du brouilleur (ces angles limites dépendent de la fréquence). En effet, a une fréquence donnée, au fur et a mesure que l'on élargit le lobe principal, c'est-à-dire que le zéro de la voie considérée s'éloigne de la direction de pointage, les amplitudes des lobes secondaires diminuent. il existera une valeur de ce zéro pour laquelle même l'amplitude du premier lobe secondaire sera suffisamment atténuée pour que l'effet d'un brouilleur sur ce lobe secondaire puisse être considéré comme négligeable par rapport au signal utile. Un Eloignenent supplémen- taire de ce zéro s'avérera alors inutile. Comme représenté sur la figure 3, on peut par exemple choisir les intervalles I1 = [30 , 50 [, I2 = [50 , 80 ,[, I3 = [80 , 180 ] ainsi que les intervalles symétriques notés I'1, I'2 et I'3. Sur les intervalles I1 et I'1, on peut conserver des algorithmes adaptatifs, c'est-à- dire poser ## n e b et ## = e #b sur tout l'intervalle. Sur les inter- valles I2 et I'2, on peut conserver un algorithme en voie difference qui soit adaptatif, c'est-à-dire poser en e #b, et fixer la position ## du zéro du diagramme somme. On posera par exemple e5 n 500.Sur les intervalles 13 et I'3, on peut poser par exemple ## n 500 et ## n 800. De tels diagrammes symétriques ne seront pas utilisables pour des directions de brouillage trop proches de la direction de la cible. En effet, si ce brouilleur est proche de la direction de la cible, il faudra, pour l'éliminer, mettre les zéros e5 et e dans la direction du brouilleur. Or, le lobe principal devenant alors anormalement étroit, on obtient une grande remontée des lobes secondaires et une perte de directivite, ce qui rend ces diagrammes inutilisables. Pour les directions de brouillage suffisamment éloignées de la direction de la cible pour que ces algorithmes symétriques soient utilisables, il sera nécessaire de calculer la valeur e#(#) D# (#) = . Il e#(#) D# est possible de prédéterminer les directivités D# et D# associées aux différentes positions des zéros et de les mettre en mémoire.Un calcu e#(#) lateur d'écart devra donc calculer les quotients qui s'écrivent : e#(#) e#(#) f2(##) f3(#) f4(##) - f4(#) f3(##) = # #. e#(#) f4(##) f1(#) f2(##) - f2(#) f1(##) Si on remplace les signaux f1, f2, f3 et f4 par leurs expressions, donnees précédemment, on obtient la forme suivante e#(#) Q P0 sin &alpha; sin 3&alpha;# - sin &alpha;# sin 3&alpha; = j # # e#(#) P Q0 cos &alpha; cos 3&alpha;# - cos &alpha;# cos 3&alpha; avec &alpha; = # d/@ sin # et &alpha; = # d/@ sin # (@e @@@tient est pul @@ur @ @ Pour les directions de brouillage les plus proches de la direction de la cible, c'est-à-dire pour les directions de brouillage #b comprises entre 100 et 300 ou entre -10 et -30 (d 200 MEz), et de façon a ne pas obtenir des lobes secondaires trop importants, on réalise une voie somme et une voie différence décalées par rapport a la direction de la cible.La voie somme décalée ê# est obtenue par combinaison linéaire d'une voie somme symétrique eZ et d'une voie différence antisymétrique e. La voie différence décalée ê# est obtenue par combi- naison linéaire de deux voies antisymétriques intermédiaires #1 et #2, décalées et centrees sur la position e du maximum de la voie somme décalée ê#. En ne considérant qu'un seul signal reçu, ces voies somme et différence décalées s'écrivent :: ê# = e# + C e# ê# = #1 + T #2. Les premiers zéros ## et ## des diagrammes symétriques e# et e# sont ici fixés. Ils sont choisis suffisamment éloignés de la direction de pointage pour que l'on obtienne des diagrammes symétriques e# et e# propres, c'est-à-dire à très faibles lobes secondaires. Les deux voies antisymétriques décalées 81 et #2 sont obtenues par combinaison linéair des signaux combinés f1, f2, f3 et f4 et s'écrivent : #1 = = f1 + S1 f3 #2 = f2 + S2 f4. Ce sont les coefficients C et T qui permettent d'ajuster la position des premiers zéros des diagrammes somme et différence décalés ê# et êb dans la direction #b du brouilleur. Ce sont les coefficients S1 et S2 qui permettent de centrer les deux voies antisymétriques 1 et 2 sur la position 6 du maximum. Ce sont les coefficients kZ et k# choisis qui fixent la position du deuxième zéro de la voie somme. A partir des signaux composites effectivement reçus F1(#, #b) = f1(#) + V f1(#b), F2(#, #b) = f2(#) + V f2(#b), F3(#, #b) = f3(#) + V f3(#b) et F4(#, #b) = f4(#) + V f4(#b), on peut décrire l'élimination des composantes de brouillage de la façon suivante. - Pour la voie sone décalée, un calculateur formera ##(#, #b) = ##(#, #b) + C E#(#, #b) avec E#(#, #b) = F1(#, #b) + k# F2(#, #b) # E#(#, #b) = F3(#, #b) # k# F4(#, #b) que l'on peut aussi écrire E#(#, #b) = e#(#) + V e#(#b) # E#(#, #b) = e#(#) + V e#(#b). En utilisant ces dernieres expressions, la voie somme décalée ## pourra de la même façon s'écrire : ##(#, #b) = ê#(#) + V il sera donc bien nécessaire de choisir une constante complexe C qui permette d'obtenir ê#(#b) = 0. - Pour la voie différence décalée, un calculateur formera ##(#, #b) = #1(#, #b) + T #2(#, #b) avec : #1(#, #b) = F1(#, #b) + S1 F3(#, #b) # #2(#, #b) = F2(#, #b) + S2 F4(#, #b) que l'on peut aussi écrire #1(#, #b) = #1(#) + V #1(#b) # #2(#, #b) = #2(#) + V #2(#b). En utilisant ces dernières expressions, la voie différence décalée E pourra de la même façon s'écrire ##(#, #b) = ê#(#) + V Il sera donc bien nécessaire de choisir une constante complexe T qui permette d'obtenir ê#(#b) n Ces deux voies décalées ê# et ê sont parfaitement définies si l'on connaît la valeur des constantes C et T qui permettent d'annuler les composantes de brouillage.Pour obtenir ces deux constantes, il existe deux méthodes, soit par calcul direct, en utilisant les expressions de C et T, soit en réalisant une boucle d'asservissement, ou une boucle de calcul, utilisant la propriété du radar de ne fournir, a la fin de chaque période de récurrence, que les composantes de brouillage. Cette boucle devrait alors ramener la valeur de ê(8b) a zéro et fournirait sur sa sortie la valeur de C permettant d'obtenir cette annulation. Cette méthode en boucle fermée, bien que précise, étant relativement lente, il est aussi possible pour aller plus vite de précal- culer ces valeurs de C et T et ensuite d'affiner le calcul en boucle fermée. Ces types de détermination sont connus. Ils ont été décrits dans la demande de brevet français n 78 24148 (2 433 759) déposée par la demanderesse le 18 août 1978 et intitulée "Dispositif d'élimination de brouillage radar".Les expressions des constantes complexes C et T qu'il est nécessaire d'obtenir s'écrivent e#(#b) #1(#b) C = - et T = e#(#b) #2(#b) soit : et @1(#b) @ @1 @3 (#b) T = f2(#b) + S2 f4(#b) Pour pouvoir calculer la constante T, il est nécessaire d'avoir déterminé au préalable les constantes S1 et S2. 2 Le calcul des constantes complexes C et T ne peut être réalisé qu'à partir des signaux de brouillage e#(#b) et e#(#b) ainsi que gl(8b) et #2(#b). Les signaux de brouillage e#(#b) = f1(#b) + k# f2(#b) et e#(#b) = f3(#b) + k# f4(#b) pourront être calculés à partir des signaux f1(#b), f2(#b), f3(#b) et f4(#b) fournis par les quatre récepteurs R#1, R#2, R#1, R#2 à la fin de chaque période de récurrence et f1(##) f3(##) pour une constante kZ - w ou ou = - w donnée. Les signaux # f2(##) # f4(##) de brouillage #1(#b) = f1(#b) + S1 f3(#b) et #2(#b) = f2(#b) + S2 f4(#b) pourront être calculés a partir de ces mêmes signaux f1(#b), f2(#b), f3(#b), f4(#b) fournis a la fin de chaque période de récurrence si l'on connaît les constantes S1 et S2. Ces constantes sont utilisées pour ajuster la position des voies antisymétriques décalées g1 et g2.Le décalage obtenu doit être identique a celui de la voie somme décalée ê#(#) de façon a obtenir un déphasage nul entre les voies somme et différence. Si #m est la position du maximum de la voie somme, on doit avoir #1(#m) = 0 et #2(#m) = 0. Les expressions des constantes et S2 s'écrivent alors S1 = -###### et S2 = - ###### et pour les calculer, il est nécessaire de connaître la position e du maKimus du diagramme somme. Cette position #m dépendra de la constante C choisie et donc de la position #b du brouilleur. Cette position #m du maximum de la voie somme pourra être soit mesurée soit calculée pour les différentes positions eb du brouilleur. Au niveau du calcul, il s'agira de déterminer la dérivée ê#' = e#' + C e' avec e5 et eb fonctions des signaux combinés f1, f2, f3, f4. Ces différentes positions e du maximum ou les valeurs f1(#m), f2(#m), f3(#m) et f4(#m) seront mises en mémoire.Il f1(#m) sera aussi possible de précalculer les rapports S1 = - et f2(#m) S2 = - et de les mémoriser directement dans une mémoire recevant f4(#m) la direction #b du brouilleur. Pour les algorithmes adaptatifs, les constantes k#b, kb, C, T ont la forme de rapports de deux signaux de brouillage f1(#b), f2(#b), f3(#b), f4(#b), e#(#b), e#(#b). Elles sont donc indépendantes de l'amplitude et de la phase de ce brouilleur. Les constantes S1 et sont de la même forme et ont donc aussi une phase et une amplitude fixes. L'élimination complete des coefficients de couplage entre éléments rayonnants ne peut être réalisée que directement sur les quatre signaux d'antenne ou sur les signaux combinés f1 a f4. Ce calcul nécessite d'effectuer quatre combinaisons linéaires de ces quatre signaux, ce qui représente un volume de calcul important. Cependant, de façon a améliorer la détection de l'objectif et sa localisation, il est possible d'éliminer de façon simple les effets des couplages mutuels entre sources. On élimine ainsi certaines dissymétries constatées sur le diagramme somme. Pour cela, on formera une voie somme décalée ê#m telle que : P @0 Q0 ê#m = e# + C e#. P Q Compte tenu des relations (5') et (6') donnant e5 et e, cette expression peut être mise sous la forme ê#m = 2 a(#) E {(cos &alpha; cos 3&alpha;# - cos &alpha;# cos 3&alpha;) + j C(sin &alpha; sin 3&alpha;# - sin &alpha;# sin 3&alpha;)} c'est-à-dire sous la forme d'une combinaison linéaire des signaux qui seraient fournis par les jonctions hybrides Hl et H2 s'il n'y avait pas de couplages mutuels n = A1 cos a + B1 cos 3a + j A2 sin a + j B2 sin 3a. Les coefficients P et Q ne dépendent que des dimensions en longueur d'onde de l'antenne et sont définis pour une fréquence donnée. Les coefficients Po et Q0 dépendent de la fréquence, mais aussi des positions ## et ## choisies respectivement pour les voies somme e# et différence e# symétriques. Ces coefficients P, PO, Q et QO peuvent donc être mis en mémoire dans une mémoire adressée en fréquence. Le dispositif d'élimination de brouillage de détection et de localisation des cibles selon la présente invention est représenté sur la figure I et les circuits de calcul complémentaires, ainsi que les mémoires nécessaires a son fonctionnement, sont représentés sur la figure 2. Cette élimination de brouillage, cette détection et cette localisation selon le procédé qui vient d'etre décrit sont réalisées a l'aide de six calculateurs, ou combinateurs linéaires, C1 a C6 d'un calculateur d'écart CE et d'une mémoire MD mémorisant les directivités en voie somme et en voie différence.En outre, il est nécessaire d'adjoindre a ce dispositif quatre calculateurs de quotient CQl a CQ4 (figure 2), une mémoire MO de la direction 8b du brouilleur, six mémoires xi a M6 des coefficients h , k#, , S1, S2, C, T, chacune associée a un combinateur linéaire, une mémoire Mm fournissant pour les différentes directions de brouillage les valeurs de la position du maximum #m et un calculateur CB de direction de brouillage qui peut en fait être constitué par une mémoire morte adressée en ks et/ou en k. Pour chaque porte en distance, le combinateur linéaire C1 reçoit les signaux composites complexes F1 P1(8, #b) et F2(#, b) fournis par les récepteurs R#1 et R#2. Il reçoit d'une première mémoire Ml la f1(##) valeur de la constante k# = - . Il calcule les valeurs f2(##) e#(#) = f1(#, #b) + k# f2(#, #b) et les fournit au calculateur d'écart CE. Pour chaque porte en distance, le combinateur linéaire C2 reçoit les signaux composites complexes F3 4 e#(#) = F3(#, #b) + k# F4(#, #b) et les fournit au calculateur d'écart CE. A la fin de chaque période de recurrence Tn-1, Tn pendant le @-@ @ @ temps de calcul tcn-1, tcn (figure 4), le calculateur de quotient CQ1 reçoit les signaux de brouillage f1(#b) et f2(#b) et le calculateur de quotient CQ2 reçoit les signaux de brouillage f3(#b) et f4(#b). Ces calculateurs fournissent respectivement à la première mémoire M1 et à f1(#b) f3(#b) la deuxième mémoire M2 les valeurs - et - des cons f2(#b) f4(#b) tantes k#b et k#b. Ce temps de calcul tc est aussi mis à profit pour calculer, a partir de ces signaux de brouillage, la direction #b du brouilleur. C'est le calculateur CB qui fournit cette direction #b a partir de la constante k#b et/ou de la constante k#b fournies par les calculateurs de quotient CQl et CQ2. Cette direction de brouillage est mise en mémoire dans une mémoire MO. Les signaux de sortie e#(#) et e#(#) des combinateurs linéaires C1 et C2 sont fournis à un calculateur d'écart CE. Ce calculateur d'écart reçoit d'autre part, d'une mémoire MD, les coefficients de directivité D# et DA en voie somme et en voie différence associés aux positions des zéros e5 et ## des voies somme et différence et donc à la direction #b du brouilleur. Pour les directions de brouillage 6b telles que #b0 # #b, avec #b0 de l'ordre de trente degrés pour une fréquence d'émission de deux cents mégahertz, il n'est pas nécessaire de former des diagrammes somme et différence décalés. Le calculateur d'écart calculera et four nira alors la valeur e#(#) D#(##) = . Il fournira, d'autre part, la e#(#) D#(##) valeur e#(#) sur laquelle sera réalisée la détection des cibles. En fait, les directions de brouillage #b telles que ebo Pour les directions de brouillage #b telles que #b0 # #b f1(#b) mémoires M1 et M2 mémorisent les valeurs k#b = - et f2(#b) f3(#b) k#b = - . Ce sont ces valeurs qui seront fournies aux combinateurs f4(#b) linéaires C1 et C2. Pour les directions de brouillage #b telles f1(#b) que #b1 # #b f1(#b1) identiques k# = - . Pour les directions de brouillage #b telles f2(#b1) f1(#b1) que #b2 # #b f2(#b1) être chargée dans toutes les cases mémoire de la mémoire M1. Cependant, f1(#b) la valeur calculée k#b = - pourra éventuellement être utilisée f2(#b) pour le calcul de la direction de brouillage, mais ne sera pas mémorisée dans la mémoire M2. Toutes les cases mémoire de cette mémoire, associées à ces directions de brouillage, seront chargées à la valeur f3(#b2) k# = - . Pour les directions de brouillage #b telles que #b f4(#b2) il est nécessaire de former des diagrammes décales.La direction de brouillage #b étant fournie par la mémoire M0 aux mémoires M1 et M2, ces mémoires fourniront en sortie des constantes k5 et k# prédéterminées, identiques pour toutes ces directions de brouillage. Pour ces directions de brouillage, les calculateurs C3 à C6 sont rendus opérationnels et le calculateur d'écart CE fournira, sous la commande de son entrée recevant la direction de brouillage, un signal somme décalé ê#(#) et un signal d'écartométrie décalé (#). Pour chaque porte en distance, le combinateur linéaire C5 reçoit les signaux composites complexes E#(#, #b) et E#(#, #b), sans élimination de brouillage, issus respectivement des combinateurs linéaires C1 et C2. Il reçoit d'une cinquième mémoire M5 la valeur de la e#(#b) constante C = - . Il calcule les valeurs e#(#b) ê#(#) = E#(#, #b) + C E#(#, #b) et les fournit au calculateur d'écart CE. Par le diagramme sone décalé ê# fourni par ce cinquieme calculateur linéaire, à chaque direction de brouillage #b est associée une position e du maximum de ce diagramme. Cette direction de m brouillage #b mise en mémoire dans la mémoire MO est fournie à la mémoire M3 ainsi qu'à la mémoire M4. Ces mémoires contiennent les @1(@m) @2(@m) valeurs S1 = - et S2 = - précalculées à partir des f3(#m) f4(#m) expressions f1(#m), f2(#m), f3(#m) et f4(#m) elles-mêmes associées à la direction #b du brouilleur par la direction e du maximum de la voie somme décalée. Pour chaque porte en distance, le combinateur linéaire C3 reçoit des signaux composites complexes F1 F1(8, eb) et F3(#, #b),sans élimination de brouillage, issus respectivement des récepteurs 152 et I. Il reçoit de la troisième mémoire M3 la constante S1. il calcule les valeurs #1(#, #b) = F1(#, #b) + S1 F3(#, #b) et les fournit au sixième combinateur linéaire C6. Pour chaque porte en distance, le combinateur linéaire C4 reçoit des signaux composites complexes F2(#, #b) et F4(#, #b), sans élimination de brouillage, issus respectivement des récepteurs RZ1 et R#1. Il reçoit de la quatrième mémoire M4 la constante S2. 11 calcule les valeurs #2(#, #b) = F2(e, eb) + S2 F4(#, eb) et les fournit au sixième combinateur linéaire C6. C'est le combinateur linéaire C6 qui réalise, pour la voie différence décalée ê#, l'élimination du brouilleur. Pour chaque porte en distance, ce combinateur linéaire reçoit les signaux c= plexes #1(#, #b) et #2(#, #b), sans élimination de brouillage, fournis par le troisième combinateur linéaire C3 et le quatrième combinateur linéaire C4. Il reçoit de la sixième mémoire M6 la constante T. Il calcule les valeurs ê#(#) = #1(#, #b) + T #2(#, #b) et les fournit au calculateur d'écart CE. C'est le calculateur d'écart CE qui, a partir des diagrammes somme ê# et différence êA décalés, formera le signal d'écartométrie décalé ê# D# = . Les allures de deux signaux d'écartométrie décalés ê# D# sont représentées sur la figure 5 pour deux valeurs #b et #b' de la position du brouilleur. Ces signaux sont nuls pour la position # = #m et # = #m' respectivement. Ils peuvent être comparés au signal d'écartométrie représenté sur cette même figure et qui passe lui par l'origine des axes.Si, contrairement aux hypothèses faites jusqu'à maintenant, la cible ne se trouve pas exactement dans l'axe mécanique de l'antenne (6 = Pour éliminer de façon simple les effets les plus perturbateurs des coefficients de couplage entre sources, le combinateur linéaire C5 devra comporter sur sa première entrée, ou entrée de voie P0 somme, un multiplieur par le coefficient T et sur sa deuxième entrée, Q0 ou entrée de voie différence, un multiplieur par le coefficient . Ces Q multiplieurs sont chacun associés à une mémoire de ces coefficients, adressée en fréquence, dans le cas ou plusieurs fréquences d'émission peuvent etre utilisées. Bien entendu, l'exemple de réalisation décrit n'est nullement limitatif de l'invention. REVENDICATIONS 1. Procédé d'élimination de brouillage fournissant un signal de détection e ou ê~ et un signal de localisation de cibles ou a partir d'une antenne réseau à large bande (A) à quatre éléments rayonnants équidistants en gisement (A~2, A @, A1, A2), d'une première jonction hybride (Hi) recevant les signaux fournis par des éléments rayonnants intérieurs (A 1 A1), d'une seconde jonction hybride (H2) recevant les signaux fournis par les éléments rayonnants extérieurs (A~2, A2) et dé quatre récepteurs (R#1, R#1, R#2, R#2), les deux récepteurs (R#1, R#1) associés à la première jonction hybride (H1) fournissant respectivement les signaux composites somme F1(#, #b) = f1(#) + V f1(#b) et différence F3(#, #b) = f3(#) + V f3(#b) et les deux récepteurs (R#2, R#2) associés a la seconde jonction hybride (H2) fournissant respectivement les signaux composites somme F2(#, #b) = f2(#) + V f2(#b) et différence F4(#, #b) = f4(#) + V f4(#b), caractérisé en ce qu'il consiste, pour les directions de brouillage supérieures à un angle #b0, à former un diagramme symétrique somme e#(#) et un diagramme symétrique différence e#(#) de la forme :: e#(#) = f1(#) + k# f2(#) (1) # e#(#) = f3(#) + k# f4(#) (2) avec k# = - ###### et k# = - ###### , où les zéros ## et ## de ces diagrammes sont choisis suivant la direction #b du brouilleur à éliminer, et en ce qu'il consiste, pour les directions de brouillage inférieures a cet angle #b0, à former un diagramme somme décalé ê# (#) et un diagramme différence decale ê#(#) de la forme ê#(#) = e#(#) + C e#(#) (3) # ê#(#) = #1(#) + T #2(#) (4) e#(#b) #1(#b) avec C = - et T = - , où les zéros ## et ## des diagrammes e#(#b) #2(#b) symétriques e# et e# ont été définitivement déterminés et où les voies intermédiaires décalées #1(#) et #2(#) sont centrées sur le maximum #m de la voie somme décalée ê#(#) et s'écrivent #1(#) = f1(#) + S1 f3(#) #2(#) = f2(#) + S2 f4(#) f1(#m) f2(#m) avec S1 = - et S2 = f3(#m) f4(#m) la direction de la cible e b et les constantes k#, k, C, T étant calculées à partir des signaux de brouillage f1(#b), f2(#b), f3(#b) et f4(#b), fournis par les récepteurs à la fin de chaque période de récurrence. 2. Procédé d'élimination de brouillage selon la revendication 1, caractérisé en ce que, pour les directions de brouillage #b telles que obO 4 #b #b1, les diagrammes symétriques somme et différence restent adaptatif s, en ce que pour les directions de brouillage #b telles que #b1 # #b #b2, le diagramme symétrique somme est fixe et le diagramme symétrique difference reste adaptatif, et en ce que, pour les directions de brouillage #b telles que #b2 somme et différence sont fixes. 3. Procédé d'élimination de brouillage selon l'une des revendications I ou 2, caractérisé en ce qu'il est réalisé sur la voie somme décalée une compensation des effets des couplages mutuels entre sources, cette compensation pouvant être décrite par la nouvelle expression du diagramme somme décalé P0 Q0 ê#(#) = e#(#) + C e#(#) P Q P0 Q0 oû P et @/@ sont des coefficients introduits respectivement dans l'expression des diagrammes somme e#(#) et différence e#(#) par l'effet des couplages mutuels entre sources et qui sont des fonctions de la direction de brouillage #b et de la fréquence d'émission. 4. Dispositif d'élimination de brouillage selon le procédé de l'une quelconque des revendications 1 a 3, caractérisé en ce qu'il comporte : - un premier combinateur linéaire (C1) recevant, du premier récep teur (R#1), le signal composite F1(#, #b), du second récepteur (R#2), le signal composite F2 (O, #b) et, d'une première mémoire (M1), la constante k# et fournissant le signal sone symétrique es(e);; - un second combinateur linéaire (C2) recevant, du troisième récep teur (R#1), le signal composite F3(6, #b), du quatrième récep teur (R#2), le signal composite F4(#, Bb) et, d'une seconde mémoire (M2), la constante k et fournissant le signal diffe rence - un premier et un second calculateurs de quotient (CQ1, CQ2) recevant respectivement les signaux f1(#b), f2(#b) et f3(#b), f4(#b), fournis par les récepteurs (R#1, R52 et R#1, RA2) à la fin de chaque période de recurrence, et fournissant les valeurs des constantes k#b et - un calculateur (CB) de la direction Eb du brouilleur recevant les valeurs des constantes kzb et kAb fournies par les deux premiers calculateurs de quotient, en ce que, pour des directions de brouillage e b telles que #b #b0, les constantes kzb et k#b, associées à une fréquence d'émission, sont mémorisées à l'avance, respectivement dans la première et la deuxième mémoires (M1, M2), en ce que pour des directions de brouillage #b telles que eto # #b Ebl les valeurs des constantes k#b et kAb fournies respectivement par le premier calculateur (CQ1) et le second calculateur (CQ2) de quotient sont fournies respectivement à la première mémoire (M1) et à la seconde mémoire (M2), en ce que, pour des directions de brouillage #b telles que #b1 # #b #b2, la constante k# est mémorisee à l'avance dans la première mémoire (M1) et la constante iAb est fournie a la deuxième mémoire (M2) par le second calculateur de quotient (CQ2) et en ce que, pour des directions de brouillage #b telles que #b2 # et k# et k sont mémorisées a l'avance respectivement dans la première mémoire (M1) et la deuxième mémoire (M2). 5. Dispositif d'élimination de brouillage selon la revendication 4, caractérisé en ce qu'il comporte en outre - un troisième combinateur linéaire (C3) recevant, du premier récep- teur (R#1), le signal composite F1(#, #b), du troisième récep teur (R#1), le signal composite F3(8, #b) et, d'une troisième mémoire (M3), la constante S1 et fournissant le signal antisymétrique décalé #1(#, #b);; - un quatrième combinateur linéaire (C4) recevant, du second récep teur (R#2), le signal composite F2(#, #b), du quatrième récep teur (R#2), le signal composite F4(8, #b) et, d'une quatrième mémoire (M4), la constante S2 et fournissant le signal antisymétrique décalé #2(#, #b);; - un cinquième combinateur linéaire (C5) recevant, du premier combi- nateur linéaire (C1), le signal composite E5(O, #b), du second corbi- nateur linéaire (C2), le signal composite E#(#, #b) et d'une cinquième mémoire (M5), la constante C et fournissant le signal somme décalé ê# - un sixième combinateur linéaire (C6) recevant, du troisième combi nateur linéaire (C3), le signal composite c1 eb), du quatrième combinateur linéaire (C4), le signal composite G2(0, Eb) et, d'une sixième mémoire (N6), la constante T et fournissant le signal diffé rence décalé ê(o) ; et - un calculateur d'écart (CE) recevant les signaux somme e(o), diffé rence e#(#), somme décalé ê#(#) et différence décalé ê(e) fournis par les premier, second, cinquième et sixième calculateurs (C1, C2, C5, C6) et recevant d'une mémoire (MD) les coefficients de directi vité (D# et D) associés aux diagrammes formés pour les différentes directions 0b de brouillage et pour une fréquence d'émission donnée, la constante C étant calculée par un cinquième calculateur de quotient (CQ5) recevant du premier et du second combinateurs linéaires (C1, C2) respectivement les signaux e(0b) et e(6b) fournis à la fin de chaque période de récurrence et fournissant cette cons tante C a la cinquième mémoire (M5) et la constante T étant calculée par un sixième calculateur de quotient (CQ6) recevant du troisième et du quatrième combinateurs linéaires (C3, C4) respectivement les signaux #1(#b) et #2(#b) fournis à la fin de chaque période de récur rence et fournissant cette constante T à la sixième mémoire (M6). 6. Dispositif d'élimination de brouillage selon l'une des revendications 4 ou 5, caractérisé en ce que les constantes S1 et sont précalculées et mises en mémoire dans les troisième et quatrième mémoires (N3, M4) recevant la direction eb du brouilleur. 7. Dispositif d'élimination de brouillage selon l'une des revendications 5 ou 6, caractérisé en ce que le cinquième combinateur linéaire (C5) comporte sur sa première entrée, ou entre de voie soue, P0 un multiplieur par le coefficient T et sur sa deuxième entrée, ou entrée de voie différence, un multiplieur par le coefficient Q , ces multiplieurs étant chacun associés à une mémoire de ces coefficients. 8. Dispositif d'élimination de brouillage selon l'une quelconque des revendications 4 à 7, caractérisé en ce que les valeurs de D#, D#, k#, k#, S1, S2, associées à une directikon de brouillage et qui ont été prédéterminées et mises en mémoire de façon définitive, sont des fonctions de la fréquence d'émission.