Brevet FR2731799A1 — publié le 19960920

PROCEDE ET DISPOSITIF D'ANALYSE DES SIGNAUX DE RADIONAVIGATION. La présente invention concerne un procédé et un dispositif permettant d'effectuer l'analyse des signaux rayonnés par des stations de radionavigation de type "ILS" et "VOR" en fournissant les valeurs caractéristiques des signaux élémentaires composants les signaux d'informations de guidages transmis par lesdites stations. ARRIÈRE PLAN DE L'INVENTION Les stations de type "ILS" sont composées de trois sous stations: - la station "Localiser" ou radio alignement de piste fournie l'information d'écart angulaire par rapport à l'axe de piste. - la station "Glide Path" ou radio alignement de descente fournie l'information d'écart angulaire par rapport à un plan de descente. - les stations "markers" ou radio bornes fournissent l'information de distance par rapport au seuil de piste. Les informations d'écart angulaire sont mesurées à partir de la différence des taux de modulation, "DDM", de deux fréquences à 90 et 150 Hz. Les balises 'VO R" de type classique ou Doppler fournissent des informations d'écart angulaire par rapport à une référence calée au Nord magnétique. Les informations d'écart angulaire sont mesurées à partir de la différence de phase entre un signal 30 Hz référence et un signal 30 Hz variable. Les balises ILS et VOR répondent à des normes et des spécifications internationales publiées par l'Organisation Internationale de l'Aviation Civile O.A.C.I. et ce notamment dans les documents annexe 10 et annexe 8071 volumes 1 et 2. Le vocable balise ou station est employé indifféremment par la suite. Les balises de radionavigation sont constituées de plusieurs blocs fonctionnels. Ces blocs, une fois associés et parfaitement adaptés les uns aux autres, fournissent les signaux de guidage aux aéronefs. Les constituants peuvent être référencés comme suit: - un bloc "énergie" délivrant l'ensemble des tensions d'alimentation nécessaire aux autres blocs. - un bloc "génération de signaux" délivrant des signaux basses fréquences dit signaux information et des signaux radio fréquences dit signaux porteurs. Ces signaux B.F. et R.F. ont des formes d'onde sinusoïdale pure. - un bloc "distribution" assurant la répartition et le mélange des signaux en provenance du bloc génération vers la ou les antennes émission. - un bloc "rayonnement" constitué d'une ou plusieurs antennes. Ces derniéres pouvant être alimentées par un ou plusieurs des types de signaux générés par le bloc génération. - un bloc "capteur" constitué d'antennes juxtaposées ou à distance des antennes émission. Ils sont dénommés coupleur, capteur proche nearfield ou capteur lointain farfield. Ces capteurs sont associés à un circuit de "recombinaison" - un bloc "contrôle" ou moniteur assurant les mesures des paramètres rayonnés par les blocs génération, distribution et rayonnement et ce pour un nombre x de voies. - un bloc "décision" assurant la synthèse des x voies du bloc contrôle pour décider de l'arrêt de la station ou le basculement sur un émetteur de secours. Les blocs capteur, contrôle et décision assurent la fonction de contrôle de l'intégrité des signaux transmis, fonction communément dénommée monitoring ou moniteur. La complexité d'un tel systéme nécessite une haute technicité et une grande connaissance de la part des personnels ayant en charge leur mise en service et leur maintenance. Ces personnels doivent de plus utiliser de nombreux instruments de mesure. Les paramètres permettant de diagnostiquer une panne ou une variation des informations émises par les stations sont de plus non accessibles pour certains d'entre eux. Par exemple: la phase et l'amplitude des signaux BLS, L'écart en fréquence et en niveau des divers émetteurs formant partie de la balise. Les opérateurs doivent intervenir physiquement sur les connections entre les blocs fonctionnels et par la même interrompre l'utilisation de la balise par les aéronefs, ce qui réduit la disponibilité de la balise. Les signaux transmis par les balises sur un canal sont composés de plusieurs sources dénommées P+BL, porteuse plus bande latérales, et BLS, bandes latérales seules. Ces sources radiofréquences peuvent être calées sur plusieurs fréquences à l'intérieur d'un même canal. Communément les balises sont mono- ou bi-fréquences suivant le nombre de radiofréquences qu'elles émettent. Les signaux P+BL et BLS sont générés par le produit de signaux radiofréquences avec des signaux basses fréquences et une composante continu, ce qui constitue une modulation d'amplitude. Les équations caractéristiques des signaux de guidage rayonnés x(t) sont exprimées ci-dessous: x(t)= A*cos(2#*FO*t+phi~PBL0)*[1+m1 sin(2#*f1*t)+ m2sin (2#*f2*t+phi2)+m3sin(2#*f3*t)+m4sin(2#*f4*t)] +B*cos(2#*FO*t+phi~b@s0)*[m1'sin(2#*f1*t)+m2'sin(2 #*f2*t+phi2)] +C*cos(2#*F1*t+phi~PBL1)*[1+m1"sin(2#*f1*t)+m2" sin(2#*f2*t+phi2)+m3"sin(2#*f3*t)+m4"sin(2#*f4*t)] +D*cos(2#*F1*t+ phi~b@s1)*[m1'''sin(2#*f1*t)+ m2'''sin( 2#*f2*t+phi2)] Cette représentation non exhaustive décrit à titre d'exemple les signaux transmis par une balise de type ILS. A représente l'amplitude du signal P+BL de fréquence radio F0 ayant une phase phi~PBL0 B représente l'amplitude du signal BLS de fréquence radio F0 ayant une phase phi~bis0 C représente l'amplitude du signal P+BL de fréquence radio F1 ayant une phase phi~PBL1 D représente l'amplitude du signal BLS de fréquence radio F1 ayant une phase phi~bls1 F0 et F1 représentent les fréquences des signaux radio fréquence. Par la suite, on utilisera Fn pour désigner un signal radio fréquence de fréquence quelconque. f1, f2, f3, f4 représentent les fréquences des signaux basse fréquence modulant les signaux radio fréquence F0, F1 et Fn. Par la suite, on utilisera fn pour désigner un signal basse fréquence de fréquence quelconque. m1, m1', m1", m1''' représentent le taux de modulation de la basse fréquence fl, généralement fl = 90 Hz en ILS et 30 Hz en VOR m2, m2', m2", m2 "' représentent le taux de modulation de la basse fréquence f2, généralement f2 = 150 Hz en ILS et 9960 Hz en VOR. II est à noter que dans le cas du VOR le signal de fréquence f2 est modulé en fréquence et possédera donc une équation légèrement différente. m3, m3', m3", m3"' représentent le taux de modulation de la basse fréquence f3, généralement f3 = 1020 Hz en ILS et en VOR m4, m4', m4", m4"' représentent le taux de modulation d'un signal phonie dans la bande 300 à 3000 Hz phi2 représente l'écart en phase des signaux BF de fréquence fl= 90 et f2=150 Hz La difficulté d'analyse des signaux provient du faite que: - les signaux P+BL et BLS sont sur des fréquences radio identiques. A et B sont à la fréquence F0, C et D sont à la fréquence F1 etc., pour les autres porteuses. - les signaux BF modulants les voies P+BL et BLS peuvent eux aussi être des fréquences identiques : fi f2, fn, les taux de modulation en étant différents. Le récepteur voit alors un taux de modulation global qui ne lui permet pas de distinguer la part d'un émetteur défaillant. - dans le cas de plusieurs porteuses à l'intérieur d'un même canal, la différence des fréquences est volontairement limitée à quelques kilo Hertz pour profiter de l'effet de capture sur les récepteurs ILS. Cet effet de capture empêche avec les matériels actuels d'identifier l'émetteur à l'origine d'un défaut éventuel. Toutes ces raisons font que les modes de démodulation utilisés s'avèrent inadaptés pour observer les composantes de bases des signaux et ce à l'intérieur des stations ou à l'extérieur lorsqu'ils sont rayonnés par les antennes. Les procédés mis en oeuvre actuellement utilisent des canaux de mesure ayant comme caractéristique une démodulation du type quadratique. Le taux de modulation global mesuré ne permet pas d'identifier la part, dans ce taux, d'un émetteur particulier et donc dans ce cas d'identifier celui-ci en cas de défaillance, c'est à dire la partie provenant du signal P+BL et la partie provenant du signal BLS. De plus, ils ne permettent pas d'extraire l'information de phase BLS par rapport à P+BL. Hors démodulation quadratique, une alternative est employée par certains équipements pour extraire les informations de phase et de niveaux des signaux BLS par rapport aux signaux P+BL. Ces systèmes opèrent en prélevant un signal dit de référence sur un des émetteurs de la station et en l'additionnant avec le signal à analyser après lui avoir fait subir plusieurs déphasages connues. Ce principe a au moins deux inconvénients majeurs: - il nécessite par définition l'utilisation du signal de référence station généré à l'intérieur de l'émetteur et non transmis. Par ce fait, il interdit l'utilisation du procédé à une distance quelconque de la station comme c'est le cas pour les récepteurs embarqués. - il nécessite la commutation de plusieurs pas d'un phaseur et ce pour toutes les voies à observer ce qui interdit le fonctionnement en continu dit "temps réel" car il y a des pertes d'informations entre chaque commutation et entre chaque scrutation d'une voie par rapport aux autres. Dans le cas de plusieurs porteuses radio, par exemple les stations bifréquences, il n'est pas fait de différence entre les informations propres à chacune des porteuses. le signal résultant est proportionnel au niveau de champ relatif des porteuses radio. Cette caractéristique des démodulateurs quadratique est utilisée sous le nom d'effet de capture. Elle permet de rayonner des signaux propres à plusieurs secteurs angulaires aux alentours des stations. Cependant si un signal brouilleur se situe dans le canal sélectionné pour la balise, le signal angulaire de position sera dégradé par la présence du brouilleur. Le signal brouilleur peut avoir plusieurs origines soit un émetteur indépendant de la balise, par exemple une station de radiodiffusion FM, soit la balise elle même, ce phénomène est connu sous le nom de multi-trajets. Dans le cas des multi-trajets, le récepteur reçoit un signal composé pour une part d'un signal provenant du "trajet direct" entre lui et la balise et d'autre part de signaux réfléchis par des obstacles signaux dit "trajet réfléchi" Les procédés actuels ne permettent pas d'identifier les composants signal direct et signal réfléchi. Toutes ces limitations des équipements actuels restreignent l'efficacité des moyens utilisés pour assurer la maintenance des balises. En outre ces limitations se retrouvent dans les dispositifs de contrôle de l'intégrité des signaux rayonnés, "les moniteurs ", et dans les récepteurs embarqués des systèmes de navigation et en amoindrissent les performances. BUTS DE L'INVENTION La présente invention a donc pour but de fournir un procédé et un dispositif d'analyse de signaux de radionavigation qui ne présente pas les limitations des procédés et dispositifs connus et qui en particulier permettent de fournir aux utilisateurs: - la totalité des paramétres à mesurer sans affecter le fonctionnement des balises en interrompant les signaux radioélectrique transmis aux aéronefs. - de localiser le ou les défauts , le ou les variations ayant amener ou pouvant provoquer ultérieurement une dégradation des informations transmises aux utilisateurs sans avoir à exécuter une méthodologie de mesure complexe. - d'enregistrer en temps réel les composantes des signaux transmis et de fournir des informations d'alarmes en cas de dépassement des seuils fixés par les normes O.A.C.I. et les utilisateurs, de manière à satisfaire non seulement à ces normes mais également aux recommandations des organismes normalisateurs. - de détecter la présence de brouilleurs, de diminuer la susceptibilité à ces brouilleurs, en réduisant ainsi le taux d'erreur des signaux de guidage et en informant les utilisateurs de la présence de ces perturbateurs, les brouilleurs étant indépendants de la balise ou multi trajets. La présente invention a aussi pour but de fournir un tel procédé et un tel dispositif mis en oeuvre dans les aéronefs pour la radionavigation proprement dit, et non seulement pour la maintenance et le contrôle de l'intégrité des stations au sol. On atteint ces buts de l'invention avec un procédé d'analyse de l'émission d'une balise de radionavigation, cette émission étant composée d'au moins une porteuse (P+BL) comprenant des bandes latérales (BL) et d'un signal (BLS) à bandes latérales seules, cette porteuse et ce signal ayant des relations de phase quelconques caractérisé en ce que - on démodule la somme de la porteuse (P+BL) et du signal (BLS) par multiplication d'une part avec une fréquence (F) et, d'autre part, avec cette même fréquence en quadrature, - on extrait de ces produits les composantes continue représentatives de la composantes (P) de la porteuse (P+BL) et les composantes aux fréquences basses de la balise représentatives des composantes BL de (P+BL) et BLS, - on calcule le module et la phase de la composante P de la porteuse P+BL), et - on déduit des composantes aux fréquences basses l'amplitude des bandes latérales (BL) et l'amplitude et la phase du signal(BLS). Grâce à la démodulation à quadrature de phase multi-fréquence opérée suivant la présente invention, on tire des signaux de radionavigation une information enrichie du fait d'une connaissance approfondie des caractéristiques des composantes de base des signaux de radionavigation, cette information enrichie permettant, suivant l'application envisagée, d'améliorer, soit la maintenance, soit le contrôle de l'intégrité des rayonnements de la balise, soit le guidage des aéronefs. Pour la mise en oeuvre de ce procédé l'invention fournit un dispositif du type qui comprend - un filtre de bande centré sur la bande de réception de la balise, - un mélangeur pour la transposition vers une fréquence intermédiaire, - un synthétiseur ou oscillateur local pour la sélection du canal à recevoir, - un amplificateur contrôlé à gain variable, caractérisé en ce qu'il comprend - n démodulateurs à quadrature de phase, - un circuit d'adaptation et de division entre la sortie de l'amplificateur à gain variable et les n démodulateurs à quadrature de phase - un calculateur pour effectuer le calcul du module et la phase de la composante P de la porteuse (P+BL), de l'amplitude et de la phase des bandes latérales (BL) et de l'amplitude et de la phase du signal (BLS) DESCRIPTION DES DESSINS D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention apparaîtront à la lecture de la description qui va suivre et à l'examen des dessins annexés dans lesquels: - la figure 1 est un schéma fonctionnel illustrant le procédé de démodulation à quadrature de phase mise en oeuvre dans la présente invention. - la figure 2 regroupe plusieurs représentations vectorielles des composantes de base des signaux P+BL et BLS, utiles à la description du procédé suivant l'invention. - la figure 3 est un schéma fonctionnel décrivant un mode de réalisation d'un dispositif d'analyse suivant l'invention. - la figure 4 est un schéma fonctionnel décrivant un mode de réalisation d'un récepteur de radionavigation suivant l'invention. - la figure 5 est un schéma fonctionnel décrivant un mode de réalisation d'un dispositif de maintenance suivant l'invention, ce schéma s'appliquant également à un mode de réalisation d'un dispositif de surveillance des balises, "monitoring" - la figure 6 est un schéma fonctionnel d'un mode de réalisation d'un coupleur multi-voies suivant l'invention, ce coupleur permettant la mesure des signaux en divers points de la balise. Les éléments identiques dans les différentes figures qui assurent les mêmes fonctions portent les mêmes références et ne seront pas décrits deux fois. DESCRIPTION DE L'INVENTION La présente invention réalise une double démodulation c'est à dire une démodulation sur une voie en cosinus et une démodulation sur une voie sinus. Cette démodulation est réalisée sur autant de fréquence radio qu'il en existe à l'intérieur d'un canal et sur autant de point qu'il est nécessaire pour établir une localisation de l'origine d'un défaut dans une station. La description est initialement faite pour un dispositif mono-voie et bifréquence tel qu'il serait implanter dans un récepteur de radionavigation. Elle sera ensuite étendue à un dispositif multi-voies. Le procédé suivant l'invention permet d'analyser directement les signaux des balises ou après que ces signaux aient subi une ou plusieurs transformations. Ces transformations ayant pour but d'adapter les grandeurs physiques du signal analysé avec la technologie mise en oeuvre dans les dispositifs mettant en oeuvre le procédé suivant l'invention. Ces transformation des signaux rayonnés sont par exemple, une amplification, un mélange avec une fréquence en vue de transposer le signal analysé en une fréquence intermédiaire "Fl" Nous emploierons donc par la suite dans la description indifféremment le vocable signal de la balise ou signal analysé comme étant le signal rayonné directement par la balise ou comme le signal transformé. On se réfère à la figure 1 du dessin en annexe ou l'on représente schématiquement le principe qui est à la base du procédé suivant l'invention. Le signal à analyser du type x(t), dont l'équation est donnée dans le préambule de la présente description, et présent à l'entrée 1, est injecté sur une des deux entrées de chacun des mélangeurs 2.1 et 2.2 Sur leur deuxième entrée, les mélangeurs reçoivent les signaux en provenance d'un synthétiseur 9. Ce synthétiseur sera par exemple un circuit de synthèse digitale directe "DDS", tout autre dispositif pilotable en fréquence pouvant être utilisé. le signal sur la sortie cosinus 10 sera de fréquence F identique au signal x(t) et le signal sur la sortie sinus 11 sera de fréquence F mais en quadrature de phase par rapport au signal 10. Les sorties des mélangeurs sont injectées dans des filtres passe-bas F 3.1 et 3.2. Les filtres passes bas alimentent des convertisseurs analogiquenumérique, CAN, 4.1 et 4.2 . Traditionnellement, dans les dispositifs connus, les bandes passantes des filtres de fréquence intermédiaire FI sont de plusieurs kHz pour permettre l'utilisation des stations bi-fréquence et assurer l'effet de capture. Cette largeur de bande entraîne une grande susceptibilité des récepteurs de radionavigation face aux brouilleurs se trouvant sur les mêmes fréquences. En réduisant les bandes passantes des filtres pase-bas 3.1 et 3.2 au strict nécessaire à savoir la basse fréquence BF maximum parmi fl, f2, f3 ou fn, on limitera d'autant le risque de brouillage. Sur le plan radioélectrique, le rapport signal sur bruit sera également amélioré puisqu'il varie suivant la formule 10 Log ( B2 / B1), B2 étant la nouvelle bande passante et B1 I'ancienne. A titre d'exemple pour le Glide Path, la différence de fréquence des émetteurs peut atteindre 30 kHz donc B1 aura au minimum cette valeur. Les fréquences BF maximum à analyser correspondent à 150 Hz. On prendra volontairement un peu de marge sur la fréquence de coupure du filtre 21 afin de ne pas altérer les mesures sur le signal à 150 Hz, soit une amélioration du gain de 10 * Log ( 300130 000) soit 20 dB. Les données échantillonnées à une fréquence d'échantillonnage, FreQ~ech, en sorties des convertisseurs et représentatives du signal x(t) sont transmises à un calculateur numérique 7 par un bus numérique 6. Les données en provenance de la branche du multiplicateur alimenté par la sortie cosinus sont arbitrairement dénommées composantes cosinus ou voie cosinus. De même les données de la branche alimentée par la sortie sinus sont dénommées composantes sinus ou voie sinus. La fonction réalisée suivant le principe de l'invention par le bloc 5 constitué par les multiplicateurs, le synthétiseur, les filtres passe bas et les convertisseurs analogique numérique est dénommée démodulation à quadrature de phase. Dans le cas ou plusieurs blocs 5 sont connectés en parallèle sur une entrée 1, la fonction est dénommée démodulation multifréquences à quadrature de phase. le calculateur pilote le synthétiseur 9 par l'intermédiaire du bus de contrôle 8. On effectue alors l'ensemble des traitements nécessaires à l'analyse des composantes de base du signal avec le calculateur en plusieurs étapes: - recherche des porteuses présentes dans le signal - filtrage de la composante continue et des composantes basse fréquence f1 àfn - caractérisation des composantes élémentaires du signal en niveau, phase, fréquence - calculs des écarts en fréquence et en niveau des porteuses - asservissement des porteuses - calculs spécifiques au guidage On supposera dans un premier temps pour plus de clarté les fréquences du ou des synthétiseurs calées sur les fréquences du signal à analyser, L'étape recherche des porteuses sera décrite ultérieurement. Filtrage de la composante continu et des composantes basse fréquence fl àfn: Le procédé d'analyse suivant l'invention peut être exécuté par un traitement analogique ou numérique des signaux en cause. On décrira dans la suite, à titre d'exemple, une mise ne oeuvre numérique de ce procédé. Pour un traitement analogique, la fonction de filtrage peut être réalisée à l'aide filtre passe bas pour la composante continue et de plusieurs filtres passe-bande centrés sur les fréquences fl à fn puis la sortie de ces filtres est redressée pour fournir un niveau proportionnel aux fréquences filtrées. Chacune des composantes filtrée et redressée est alors échantillonnée et transmise au calculateur qui effectuera alors l'ensemble des étapes nécessaires à l'analyse. Pour un traitement numérique, plusieurs techniques de filtrage numérique peuvent être employées pour extraire les amplitudes de la composante continue et de chacune des basses fréquences fl à fn qui nous intéresse. Nous utiliserons et ce de manière non restrictive une transformée de Fourier rapide "FFT" On stocke une suite n d'échantillon du signal x(t), on multiplie le bloc de n points par une fonction de pondération et on calcule la transformée de Fourrier rapide par les algorithmes connus du domaine. En sortie de ce calcul de FFT, nous sommes alors en présence d'une table de longueur n dont chaque élément représente l'amplitude et l'indice de la table représente la fréquence suivant la relation Fréquence = indice * Freq~ech / n. On choisira judicieusement la fréquence d'échantillonnage, Freq~ech, et le nombre n de points comme un sous-multiple des fréquences à analyser soit par exemple 30 Hz. La fréquence d'analyse maximum de ce bloc étant Freq~ech /2 suivant le théorème de Shannon. Pour analyser la totalité d'un canal, il faudra soit utiliser une fréquence d'échantillonnage élevée soit procéder en plusieurs étapes. C'est ce dernier critère qui sera le plus souvent retenu pour minimiser les temps de calculs et profiter des effets de filtrages des filtres passe-bas. Les valeurs d'amplitude fournies pour chacune des raies fréquentielles sont entachées d'une erreur sur l'amplitude et sur la fréquence, on effectue alors des calculs d'interpolation sur les résultats de la FFT. Les calculs d'interpolations sont effectués sur la composante continue et sur chacune des fréquences BF analysées pour prendre en compte le fait qu'elles ne sont pas synchrones de la fréquence d'échantillonnage et que leur fréquence propre peut varier dans ou hors des limites fixées par les normes et les recommandations. Ces variations de fréquence théoriques entraînent des erreurs de mesure et affectent grandement la précision du procédé mise en oeuvre si elles ne sont pas prise en compte. Pour effectuer le calcul d'interpolation, on propose, suivant l'invention, la procédure suivante: - i, on calcule A~f de base comme A~f = Freech 1(2 * n), - 2, on prélève trois échantillons encadrant la fréquence fn à mesurer dans la table des données issues du filtrage. les échantillons sont d'indice n-l, n et n+l. n étant l'échantillon de fréquence la plus proche de la fréquence de la composante fn recherchée, - 3, on détermine si la fréquence réelle est supérieure ou inférieure à l'échantillon d'indice central n en comparant l'indice n-l et n+1, si n+1 est supérieur à n-l alors la fréquence réelle est supérieure à l'indice n sinon elle est inférieure, - 4, on additionne ou on soustrait à la fréquence d'indice n, A~f suivant la condition précédente, - 5, connaissant l'équation de la fonction de pondération, on recalcule alors le niveau théorique du signal à partir du niveau de rang n et l'écart en fréquence entre le rang n et le rang n+/- A~f - 6, de ce niveau théorique, on calcul la valeur pour l'échantillon de rang n+l ou n-l suivant la position de fn, - 7 si l'écart entre la valeur calculée et la valeur mesurée d'indice n-l ou n+l est inférieur on calcul un nouveau AJ = ( A~f I 2 ) ± A~f - 8, on recommence le cycle à l'étape 4 de 6 à 10 fois suivant la précision recherchée. Ce procédé de recherche par interpolation des maximums permet de trouver les amplitudes et les fréquences réelles des signaux mesurés même si ils ne sont pas synchrones de la fréquence d'échantillonnage pour les raisons précitées. Caractérisation des composantes élémentaires du signal en niveau, phase, fréquence: On se réfère aux figures 2A à 2D qui regroupent plusieurs représentations vectorielles des composantes de base des signaux P+BL et BLS, utiles à la description du procédé suivant l'invention. Un signal P+BL composé de P 1 et BL 2 de phase phi~PBL 13 est additionné avec un signal BLS 3 de phase phi bus 14 pour formé un signal de type x(t). Le nombre de signaux BL, BLS et porteuse P est volontairement limité pour augmenter la clarté du dessin, le principe pouvant être largement étendue à toutes les fréquences contenues dans le canal sélectionné. La multiplication du signal x(t) par un signal de fréquence F' produit deux signaux d'équation x(t), I'un transposé à la fréquence F-F' et l'autre transposé à la fréquence F+F'. La composante de fréquence F+F' est éliminée par l'utilisation des filtres passe-bas. Si on admets F et F' de fréquence identique, I'amplitude du signal x(t) sera alors proportionnelle au cosinus du déphasage entre le signal analysé x(t) à F et le signal mélangeur à F'. On peut voir sur la figure 2A que cette opération a pour effet de projeter les composantes P, BL, et BLS sur l'axe cosinus 5. les signaux ont alors respectivement pour amplitude cos~P 16 cos BL 17 et cos BLS 15. De même, sur la figure 2B, le produit d'un signal x(t) à fréquence F avec un signal mélangeur de fréquence F' en quadrature du précédent F' entraînera une projection des composante P, BL, BLS sur l'axe sinus 4 respectivement en sin~P 6, sin~BL 7 et sin~BLS 8. Les amplitudes des composantes BF fl à fn issus du filtrage de la voie cosinus correspondent à des signaux transposés sur l'axe cosinus 5 des schémas vectoriel figures 2A à 2D. Les amplitudes des composantes BF fl à fn issus du filtrage de la voie sinus correspondent à des signaux transposés sur l'axe sinus 4 des schémas vectoriel figures 2A à 2D. L'amplitude, c'est à dire le module, et la phase des composantes sont alors déterminées pour chacune d'entre elles par les formules: Module = et Phase = Arc tangente ( sin / cos) Ces calculs sont appliqués pour l'ensemble des composantes BF et RF de la balise analysée, à savoir sur l'ensemble des sorties provenant des différents démodulateurs à quadrature de phase. Dans le cas particulier des balises ILS, les signaux BL et BLS peuvent être de fréquences BF identiques. Ils forment alors un seul et même signal somme et ce pour chaque couple BL BLS de même fréquence fn. Les projections sur les axes sinus et cosinus du vecteur somme BL + BLS 20, figures 2C et 2D sont respectivement sin~somme 18 figure 2D et cos~somme 19 figure 2C. Un des but de l'invention est de déterminer la part de chacune des composantes BL et BLS dans un tel signal somme, le calcul pour déterminer respectivement les amplitudes et phases des signaux BL et BLS est alors effectuer à partir des caractéristiques du signal BL. Par nature, BL est de phase identique à P. Si aucun point de mesure particulier n'est disponible par défaut on affectera un module égal à 0.2 fois P en localiser et 0.4 fois P en Glide, cette valeur sera appelée BL Ref. Dans le cas d'un dispositif inséré dans une balise, on utilisera une des entrées du dispositif judicieusement placée à un endroit ou le signal P+BL n'est pas sommé avec un signal BLS. On affectera le résultat des opérations de calculs de cette voie à BL Ref. Dans le cas d'un dispositif inséré dans un récepteur embarqué, on utilisera une des caractéristiques du signal transmis pour calculer le signal BL Ref. En effet, le signal d'entrée d'un récepteur est la somme des signaux transmis par un ensemble d'antennes. Par définition du système ILS, pour l'axe privilégié de la station "Localiser" à zéro degré d'azimut, lieu des points de DDM = 0 et pour l'axe privilégié de la station Glide à savoir son plan de descente, lieu des points de DDM = 0, le signal est supposé n'avoir aucune composante BLS. Pendant les phases d'utilisation des ILS, les aéronefs se déplacent continuellement entre des secteurs angulaires ou il y a présence de BLS et les axes privilégiés ou il n'y a pas de BLS mais seulement des BL. On détecte alors les moments de passage à 0 de la phase résultante pour stocker la valeur de BL Ref. Toutefois, les constituants des balises étant imparfaits, par exemple les demi-réseaux gauche et droit ne sont pas équilibrés en amplitude ou le coefficient de réflection du sol est différent de l'unité, il existe alors dans ces cas des composantes résiduelles de signaux BLS sur les axes privilégiés. La caractéristiques essentielle de ces imperfections est que la phase de ces résiduelles est obligatoirement en quadrature par rapport à la phase observée en dehors de ces axes privilégiés à savoir les secteurs angulaires. De plus, les BLS issues de la fréquence 90 Hz sont opposées en phase, 1800, par rapport aux BLS issues de la fréquence 150 Hz. On utilise donc l'instant de variation de phase relative de ±90 comme instant de décision pour stocker la valeur de BL Ref. La variation effective sera de 90" à + Après avoir déterminer la valeur BL Ref en phase, identique à P, et en amplitude on détermine ses projections cos~ref = module BL Ref * cos( Phi BL~ref) sin~ref = module BL Ref * sin ( Phi BLref) Les valeurs du signal BLS sont alors déterminées avec les calculs suivant: cos bls = cos somme - cos ref six bus := sin~somme - sin~ref Module Phase BLS = Arc tangente ( sin~bls / cos bls) On détermine enfin la différence de phase entre les porteuses et les signaux BLS: Amphi = Phi~BLS - Phi~P Ces calculs sont effectués pour la totalité des signaux de base générés par la station analysée.A ce titre on pourra effectuer les traitements pour les harmoniques des signaux de base pour déterminer de quel émetteur ils sont issus. Recherche des porteuses présentes dans le signal et asservissement des porteuses: Les fréquences des synthétiseurs sont accordées sur les différentes porteuses contenues dans les signaux x(t). Cet accord est un accord en fréquence, le procédé suivant l'invention ne nécessite pas un accord en phase. Cet accord sera obtenu aisément par l'analyse du calculateur, on pourrait de même utiliser un système analogique avec des boucles à verrouillage de phase accordées sur chacune des porteuses contenues dans x(t). On recherche la valeur de fréquence ayant le maximum de niveau dans un bloc de données issu de la fonction filtrage. On recherche de part et d'autre de cette fréquence F la présence d'une ou plusieurs BL ou BLS à (F- fn) et (F+fn), si on obtient au moins une des fréquence BL ou BLS recherchées, on mémorise l'amplitude et la fréquence F et l'amplitude de la BL. On décale la fréquence du synthétiseur d'une valeur égale au double de la largeur des filtres passe bas, et on recommence la séquence jusqu'à ce que le nombre de bandes analysées correspondent à la largeur du canal de la balise. Une fois la recherche des porteuses terminée, on sélectionne les deux porteuses ayant le niveau le plus fort et on cale les synthétiseurs sur ces fréquences. Les séquences de calcul des composantes P, BL, BLS sont alors effectuées en permanences. Bien entendu, de nombreuses variantes sont à la portée de l'homme de l'art, par exemple, on pourra effectuer cette étape de recherche des porteuses en permanence par un démodulateur dédié à cet effet. De même on effectuera cette séquence de recherche à la mise en route du dispositif utilisant le procédé puis on utilisera les écarts en fréquence constatés lors des calculs d'interpolation pour recaler les synthétiseurs, étape que l'on dénomme asservissement des porteuses. A ce stade des opérations, L'équation du signal x(t) est donc connue pour toutes ces composantes de base. C'est à dire, chaque composante P, BL, BLS est décrite par son amplitude, sa phase, sa fréquence BF ou RF. Des calculs complémentaires seront alors effectués par les dispositifs mettant en oeuvre le procédé suivant la présente invention en prenant comme base les valeurs caractéristiques des signaux de bases tel qu'ils ont été analysés jusqu'à ce point. Si on utilise un seul démodulateur, on effectue alternativement le calage sur chaque porteuse présente dans le canal de la balise. De ce fait, on perd la notion de temps réel correspondant à l'analyse en continu des différentes porteuses présentes dans le canal. calculs spécifiques au guidage On détermine les informations de navigation, d'écart angulaire, à partir des composantes élémentaires analysées précédemment suivant deux méthodes. La première méthode consiste à fournir une information telle qu'elle serait issue d'un système ou procédé connu à base d'un démodulateur quadratique. "DDM" représente la différence des modulations, et "SDM" la somme des moduations. Les informations DDM et SDM sont connues du domaine. Pour ce faire, on détermine dans le cas d'une balise ILS pour chaque fréquence radio Fn un taux de modulation - M90 = ( BL 90 + BLS 90 * cos( ophi90))/ P - M150 = ( BL 150 + BLS 150 * cos ( A~phi150)) / P -DDM Fn=M90-M150 -SDM~Fn=M90+M150 A~phi90 et Phi150 représentant la différence de phase entre les signaux BLS et P+BL respectivement générés par les signaux f1 = 90 Hz et f2 = 150 Hz. Ces angles de phase sont les valeurs instantanées issues de chacun des blocs de données en sortie du calcul de la FFT. et ce pour les deux porteuses de niveau le plus fort dans le canal analysé F0 et F1, - ensuite on calcul le rapport K = amplitude de F1 / amplitude de F0 - puis les informations de guidage proprement dit résultant de l'effet de capture: DDM guidage = ( DDM~F0 + DDM F1 * K) 1 + K2) SDM guidage = ( SDM~F0 + SDM F1 * K) 1 + K2) Ces informations de guidage sont qualifiées de "standard" On réalise ensuite la deuxième méthode qui permet de fournir à l'utilisateur des informations de guidage enrichies des caractéristiques suivant le procédé de l'invention. On calcul de manière classique les taux de modulation M90 et M150 en prenant cette fois-ci les angles phi90 et Ophi150 non pas comme les valeurs instantanées après un filtrage de type FFT mais comme la moyenne sur une suite de N filtrage. Pour le calcul de la moyenne on complémente les angles amphi de +90 ou -90" si les acquisitions correspondent à des points physique de 0 de DDM. Une autre solution consiste à ne pas les prendre en compte. Le fait d'opéré un filtrage, dans notre cas par moyenne, toute autre technique pouvant convenir, sur les déphasages successifs des signaux BLS par rapport à P permet de diminuer considérablement les erreurs de guidage amenées par les signaux "multi-trajets", erreur connue sous le nom de scalloping. On calcul ensuite l'effet de capture en incorporant une fonction de test. Cette fonction de test correspond à un seuil sur l'information de DDM de la raie porteuse de champ le plus fort. Si la DDM de champ le plus fort est inférieure en valeur absolu au seuil déterminé - alors DDM guidage = DDM de la raie de champ le plus fort SDM guidage = SDM de la raie de champ le plus fort - sinon: on effectue le calcul d'effet de capture "standard" Cette méthode permet d'éliminer les erreurs de guidage amenées par les signaux multi-trajets de type bi-fréquence connues du domaine comme entraînant au moins une erreur d'offset de la DDM guidage Pour les signaux de guidage de type VOR, on effectue les calculs connus du domaine consistant à mesurer l'écart de phase entre le signal BF 30 Hz VAR et le signal 30 Hz Ref issu de la démodulation en fréquence des bandes latérales 9960 Hz. On se réfère à la figure 3 en annexe ou l'on a représenté un mode de réalisation d'un dispositif suivant l'invention, dispositif numérique de démodulation à quadrature de phase suivant l'invention. Le dispositif comprends une filtre anti-repliement 12, un convertisseur analogique numérique 4, deux mélangeurs numériques 2.1 et 2.2, deux filtres numériques 3.1 et 3.4, un calculateur 7, un oscillateur commandé numériquement 9, deux bus numériques 6 et 8. On injecte le signal x(t) dans l'entrée 1, On filtre à l'aide d'un filtre passe bas 12 le signal x(t). Ce filtre sert de filtre anti-repliement. On échantillonne le signal x(t) avec le convertisseur analogique numérique 4. La suite des échantillons numériques représentant le signal x(t) est alors multipliée sur une voie cosinus par un multiplieur 2.2 et sur une voie sinus par un multiplieur 2.1. On aliment les entrées des multiplieurs 2.2 et 2.1 suivant le procédé de l'invention par des signaux de fréquence F en quadrature. Les signaux F sont issus d'un oscillateur commandé numériquement NC0 9. On filtre les voies sinus et cosinus à l'aide de filtres numériques passe bas à sous échantillonnage 3.1 et 3.2. On transmet le signal au calculateur 7 par le bus numérique 6. Le flot des données arrivant au calculateur est dans un rapport N comparé au flot des données disponible en sortie du convertisseur. le rapport N étant fixé au niveau des filtres passe numérique en fonction des capacités de traitement disponibles sur le calculateur sélectionné. On réalise l'analyse des signaux de base suivant le procédé selon l'invention. On pilote le NCO à l'aide du bus de commande 8 depuis le calculateur 7. Le démodulateur numérique à quadrature de phase 5 est composé du filtre anti-repliement, du convertisseur analogique numérique, de deux multiplieurs, des deux filtres numérique passe bas et du NCO. On pourra judicieusement réaliser l'ensemble des fonctions démodulation numérique et d'analyse suivant le procédé de l'invention directement par traitement logiciel à l'intérieur du calculateur 7 pour peu que celuici est une puissance de traitement suffisante. la partie matérielle étant alors limité au filtre anti-repliement, au convertisseur analogique-numérique et au calculateur. On se réfère à la figure 4 en annexe décrivant un schéma fonctionnel d'un mode de réalisation du dispositif suivant l'invention conçu pour constituer un récepteur de radionavigation. Le récepteur comprends une pluralité de canaux de réception 14.1 à 14.n. d'une manière classique chaque canal comprend un filtre de bande 2, un mélangeur 3, un synthétiseur de canaux 10. Ce synthétiseur pouvant être remplacé par un simple oscillateur si le récepteur est utilisé sur un seul canal, un circuit d'interface vers le système de pilotage 16, un circuit de commande 9 des différents modules et d'une manière spécifique au dispositif suivant le procédé de l'invention: - une pluralité de démodulateur à quadrature de phase 5.1 à 5.n, - un circuit d'adaptation et division 15 - un calculateur numérique. On injecte le signal x(t) en provenance des balises localiser et VOR dans l'entrée 1.1 du canal VHF 14.1 On injecte le signal x(t) en provenance des balises Glide dans l'entrée 1.2 du canal UHF 14.2 A l'intérieur des canaux 14.1 et 14.2 - on filtre le signal x(t) à l'aide d'un filtre passe bande 2, - on transpose en une fréquence intermédiaire le signal x(t) à l'aide du mélangeur 3 et du synthétiseur de canal 10, - on amplifie le signal x(t) transposé par un circuit à gain variable 4 - on divise le signal issu de l'amplificateur à l'aide du circuit diviseur 15 en un nombre n de voies 16.1 à 16.n Les n voies correspondant à chaque porteuse F contenue dans le signal y compris d'éventuels signaux brouilleurs, - on démodule les n voies à l'aide de démodulateur numérique à quadrature de phase suivant l'invention, - on transmet les n voies démodulées au calculateur 7 part le bus numérique 6, - on transmet les commandes de consignes depuis le calculateur à l'unité de commande 9 par le bus numérique de commande 8. Les bus 6 et 8 peuvent être un seul et même bus - on transmet les commandes depuis l'unité 9 au synthétiseur de canal par le bus 12.1, à l'amplificateur à gain variable par le bus 13.1 au NC0 des démodulateurs 5 par le bus 17. - on exécute les séquences de calculs suivant l'invention pour les canaux 14.1 et 14.2 - on transmet au système de pilotage les indications de guidage 18,19,20 et 21 par le circuit d'interface 16, elle même pilotée par le calculateur. L'interface de pilotage sera composée par exemple de convertisseurs numérique analogique avec leur circuits associés pour alimenter les entrées standard des indicateurs et systèmes de pilotage entre autre les indicateurs d'écart azimut 18 et site 17 et les indicateurs de défaut Flag azimut 20 et Flag site 21, - on utilise les valeurs des composantes de base de l'équation du signal x(t) ,c'est à dire, chaque composante P, BL, BLS décrite par son amplitude, sa phase, sa fréquence BF ou RF issue des traitements suivant l'invention pour effectuer en plus des calculs spécifiques de guidage les calculs propres au récepteur à savoir:: - on calcul l'écart en fréquence des porteuses sélectionnées, celles-ci sont stockées dans la table des fréquence recherchées, on compare l'écart en fréquence est conforme aux normes en vigueurs, on déclenche une alarme Flag si les seuils d'alarmes sont dépassés. - on calcul l'écart en niveau des porteuses sélectionnées, celles-ci sont stockées dans la table des fréquence recherchées , on compare l'écart en niveau est conforme aux normes en vigueurs, on déclenche une alarme Flag si les seuils d'alarmes sont dépassés. - on détermine si le nombre des porteuses présente dans le canal est supérieur au nombre attendu et dans ce cas on affiche une alarme Flag - on ajuste la largeur des filtres passe bas des démodulateurs au plus juste des bandes passantes nécessaire pour améliorer le rapport signal à bruit. - on effectue de manière calssique les traitements connus du domaine. La présente invention permet aussi de réaliser un dispositif de maintenance de balise propre à contrôler l'intégrité des signaux émis par la balise. Ce dispositif reprend pour l'essentiel la structure de récepteur de navigation décrit en liaison avec la figure 4. Ce dispositif comprends cependant en outre une pluralité de coupleurs multi-voies connectés entre les différents blocs fonctionnels des stations pour localiser d'éventuels défauts. La figure 6 représente en détail un coup leur multi-voies intégré au dispositif de maintenance de la figure 5. On se réfère à la figure 5 en annexe décrivant un schéma fonctionnel d'un mode de réalisation du dispositif suivant l'invention, conçu pour constituer un dispositif de maintenance, ce schéma s'appliquant également à un mode de réalisation d'un dispositif de contrôle de l'intégrité des signaux rayonnés par les balises. Le dispositif comprend: - des canaux de réceptions 14.1 à 14.N tel que décrit en référence à la figure 4 - une pluralité de coupleurs multi-voies 25.1 à 25.n - une pluralité de démodulateur à quadrature de phase 5.1 à 5.n - un synthétiseur pour la sélection du canal de la balise 22 - un circuit diviseur 23 - un calculateur 7 - les différents bus numérique de commande 8, 17.1 à 17.n et liaison 6, 27.1 à 27.n. On cale le synthétiseur 22 sur le canal de la balise. On divise le signal issu du synthétiseur, à la l'aide du divisuer 23, en nombre de sorties identique au nombre de coupleurs multi-voies nécessaires à localiser un éventuel défaut dans la balise. On prélève les signaux transposés à l'intérieur des coupleurs multi-voies 25 et on les injecte dans des démodulateurs à quadrature de phase 5.1 à 5.n. pour plus de clarté, on a représenté un seul démodulateur à quadrature de phase 5 par voie de mesure 27. On placera autant de démodulateurs par voie, qu'il est nécessaire en fonction de la balise. De manière générale, 2 démodyulateurs sont installés par voie pour les balises bi-fréquences. On pourra remplacer le circuit diviseur par un circuit commutateur à une entrée et autant de sorties que de coupleurs. Cette possibilité permet de diminuer la puissance nécessaire en sortie du synthétiseur de canal. On pourra intercaler des circuits multiplexeur entre les sorties des couleurs multi-voies et les entrées des démodulateurs pour réduire le nombre de ces derniers. A chaque fois que l'on insère un circuit de commutation ou de multiplexage, on perdra la notion de temps réel relative à l'analyse sans perte d'information des différents signaux analysés. On effectue à l'aide du calculateur 7 les traitements conforme au principe suivant l'invention. Les signaux seront prélevés en amont et en aval de chacun des blocs fonctionnels composants les stations avec des coupleurs multi-voies ce qui permet de localiser les éventuels défauts ou dérives. Pour ce faire, on compare les valeurs calculées à partir des nouveaux échantillons avec des valeurs de calculs précédemment mémorisées ou à des valeurs de consignes fixées par l'utilisateur. Si des écarts sont constatés on affecte l'origine du défaut au bloc considéré. On se réfère à la figure 6 en annexe décrivant un schéma fonctionnel d'un mode de réalisation du dispositif suivant l'invention, conçu pour constituer un coupleur multi-voies. Les coupleurs multi-voies décrits par la figure 6 sont composes: - d'un circuit diviseur 28 et pour chaque branche mesure 29.1 à 29.n connectée aux sorties du diviseur d'un multiplicateur 30, d'un coupleur 31, d'un filtre passe-bas 32. On divise l'entrée oscillateur local, signal "OL" en un nombre de branches 29 correspondant au nombre de voies à analyser. Les voies sont généralement au nombre de 2,3 ou 4 sans limitation pour le maximum utilisable. - on prélève une partie du signal de la voie mesure 33 avec un coupleur 31, - on mélange le signal prélevé avec le signal 29 issu du diviseur 28 placé sur l'entrée "OL" 26 - on élimine à l'aide du filtre passe-bas 32 la composante de fréquence égale à F OL + F signal. Les signaux analysés sont donc transposés sur une fréquence intermédiaire Fl plus faible que la fréquence station. Cette transposition présente l'avantage de ne pas affecter les phase relatives entre les voies de mesure d'une erreur due aux différences de longueur relatives des câbles de liaison entre les coupleurs multi-voies et les démodulateurs à quadrature de phase. De plus, ce changement de fréquence permet de se prémunir contre des couplages parasites entre les points de mesure et les démodulateurs par les rayonnements de la station, ce qui affecterait la précision du dispositif. REVENDICATIONS: 1) Procédé d'analyse de l'émission d'une balise de radionavigation, cette émission étant composée d'au moins une porteuse (P+BL) comprenant des bandes latérales (BL) et d'un signal (BLS) à bandes latérales seules, cette porteuse et ce signal ayant des relations de phase quelconques caractérisé en ce que:: - on démodule la somme de la porteuse (P+BL) et du signal (BLS) par multiplication d'une part avec une fréquence (F) et, d'autre part, avec cette même fréquence en quadrature, - on extrait de ces produits les composantes continue représentatives de la composantes (P) de la porteuse (P+BL) et les composantes aux fréquences basses de la balise représentatives des composantes BL de (P+BL) et BLS, - on calcule le module et la phase de la composante P de la porteuse P+BL), et - on déduit des composantes aux fréquences basses l'amplitude des bandes latérales (BL) et l'amplitude et la phase du signal(BLS). 2) procédé suivant la revendication 1 caractérisé en ce que l'on détermine l'amplitude et la phase des signaux BL et BLS de même basse fréquence BF en utilisant une des caractéristiques des signaux émis par la balise, cette caractéristique étant la variation de ± 90" de la phase du signal BLS par rapport à la phase du signal (P+BL). 3) procédé appliqué au guidage d'un aéronef par exploitation des signaux DDM et SDM tirés d'un traitement des signaux émis par la balise suivant la revendication 1, caractérisé en ce que l'on quantifie ces signaux en appliquant un seuil sur l'information DDM tirée de la porteuse de champ le plus fort pour calculer l'information DDM de guidage. 4) procédé appliqué au guidage d'un aéronef par exploitation des signaux DDM et SDM tirés d'un traitement des signaux émis par la balise suivant la revendication 1, caractérisé en ce que l'on détermine l'information de DDM et SDM en appliquant un filtrage sur la phase entre les signaux BLS et P+BL pour calculer l'information DDM et SDM 5) procédé suivant l'une quelconque des revendications 1 à 4 caractérisé en ce que l'on détermine le nombre de porteuses contenant des informations BL ou BLS à l'intérieur d'un canal de balise, pour déterminer la présence d'un signal brouilleur 6) Dispositif pour la mise en oeuvre du procédé conforme à l'une quelconque des revendications 1 à 5 du type qui comprend - un filtre de bande centré sur la bande de réception de la balise, - un mélangeur pour la transposition vers une fréquence intermédiaire, - un synthétiseur ou oscillateur local pour la sélection du canal à recevoir, - un amplificateur contrôlé à gain variable, caractérisé en ce qu'il comprend - n démodulateurs à quadrature de phase, - un circuit d'adaptation et de division entre la sortie de l'amplificateur à gain variable et les n démodulateurs à quadrature de phase - un calculateur pour effectuer le calcul du module et la phase de la composante P de la porteuse (P+BL), de l'amplitude et de la phase des bandes latérales (BL) et de l'amplitude et de la phase du signal (BLS) 7) Dispositif conforme à la revendication 6, pour la maintenance et le contrôle de d'une balise de radionavigation caractérisé en ce qu'il comprend une pluralité de coupleurs multi-voies pour localiser la présence d'éventuels défauts de fonctionnement dans la balise. 8) Dispositif conforme à la revendication 7, caractérisé en ce qu'il est incorporé à une balise.