Brevet FR2732129A1 — publié le 19960927

l La présente invention concerne les générateurs de courant de référence réalisés en technologie CMOS. La figure 1 des dessins annexés représente un exemple d'un tel générateur de courant de référence réalisé selon la technique antérieure. On peut en trouver une description dans un article de E. Vittoz et J. Felrath, paru dans la revue IEEE, Journal of Solid State Circuits, Vol. SC-12, pp. 224-231, Juin 1977, et intitulé "CMOS analog integrated circuits based on weak inversion operation" (Circuits CMOS intégrés analogiques basés sur un fonctionnement en faible inversion). Ce générateur connu comporte deux transistors canal P, MPA et MPB formant miroir de courant, deux transistors MNA et MNB qui sont des transistors de régulation et une résistance R qui forme l'élément sur lequel la référence de courant est basée. L'ensemble de ce montage est raccordé entre les tensions d'alimentation VDD et Vss, le courant de référence pouvant être prélevé sur la borne d'alimentation Vm, par exemple. Les transistors de régulation fonctionnent en faible inversion, ce qui signifie que leur tension de grille Vg est inférieure à leur tension de seuil VT et que le courant de drain ID décroît exponentiellement avec la tension de source VS, selon la formule: ID I DOWeP(7 (1) o IDo est un paramètre qui dépend de la tension grille substrat, W et L sont respectivement la longueur et la largeur du canal et UT est une tension proportionnelle à la température absolue, valant environ 26 mV à la température ambiante. Pour les transistors MNA et MNB de la figure 1, ayant même tension de grille et même longueur de canal, le rapport des courants est donné par: i, Sexpl (2) j2 W.0 UT Ce rapport étant fixé par le miroir de courant MPA-MPB, cette relation entraîne une valeur bien définie de la tension de source Vs1 du transistor MNA: V=2Ini2 WA résistance est faible. De plus, la reproductibilité de la résistance est souvent médiocre dans une technologie CMOS standard, ce qui est incompatible avec la précision que l'on demande en général à un générateur de courant de référence. L'invention a pour but de proposer un générateur de courant de référence exempt de résistance. L'invention a donc pour objet un générateur de courant de référence réalisé en technologie CMOS comprenant un premier miroir de courant qui forme deux branches de circuit destinées à être connectées entre des bornes d'alimentation de polarités opposées et comportant chacune un groupe de transistors connectés en série et de types de conductivité opposés, une première desdites branches comprenant, mis en série avec ses transistors, des moyens de stabilisation pour imposer au transistor qui lui est connecté dans cette première branche une tension de source fixe prédéterminée, ce générateur de courant de référence étant caractérisé en ce que il comprend également un second miroir de courant pour générer une image du courant circulant dans ladite première branche, lesdits moyens de stabilisation comprenant un composant actif formant une conductance variable montée en série dans ladite première branche et commandée de telle manière que sa valeur varie non linéairement avec ladite image de courant, cette conductance étant ainsi parcourue par un courant dont l'intensité dépend uniquement des caractéristiques technologiques dudit composant actif. Grâce à ces caractéristiques et en particulier aux moyens de stabilisation tels que définis ci-dessus, le générateur selon l'invention est formé exclusivement de composants actifs qui peuvent être intégrés facilement avec une bonne reproductibilité et qui ne prennent sur la puce de circuit intégré que peu de place. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront au cours de la description qui va suivre, donnée uniquement à titre d'exemple et faite en se référant aux dessins annexés sur lesquels: - la figure 1 est un schéma d'un générateur de courant de référence selon la technique antérieure; - la figure 2 est un schéma de principe d'un générateur de courant de référence selon l'invention; - la figure 3 représente un schéma d'un générateur de courant de référence permettant de fournir un courant de référence à plusieurs utilisateurs; - la figure 4 montre un exemple d'un circuit de démarrage pour le générateur selon l'invention; - la figure 5 représente un schéma d'une réalisation pratique du générateur selon l'invention; - la figure 6 est un graphique illustrant le fonctionnement du générateur selon l'invention; - les figures 7, 8 et 9 montrent des variantes de réalisation du générateur selon l'invention. On va se référer tout d'abord à la figure 2 qui représente un schéma de principe du mode de réalisation préféré de l'invention. Les sources de deux transistors canal P, respectivement MP1 et MP2 sont reliées à une ligne d'alimentation VDD et leurs grilles sont connectées l'une à l'autre pour former un noeud 1. Les drains de ces transistors sont respectivement reliés aux drains de deux transistors canal N, MN1 et MN2. La connexion entre le drain du transistor MP1 et le transistor MN1 est également reliée au noeud 1. Les grilles des transistors MN1 et MN2 sont également connectées ensemble et forment un noeud 2 auquel est relié également le drain du transistor MN2. Deux transistors canal N. MN3 et MN4 sont connectés par leurs sources à une ligne d'alimentation Vss, leurs grilles étant reliées l'une à l'autre pour former un noeud 3 auquel est également connecté le drain du transistor MN3. Comme il apparaîtra par la suite, le transistor MN4 est un composant actif fonctionnant en tant que condcuctance commandée. La source du transistor MN1 est reliée au drain du transistor MN4 formant ainsi un noeud 4, et celle du transistor MN2 est reliée à la ligne d'alimentation Vss. Le drain du transistor MN3 est connecté au drain d'un transistor canal P, MP3 dont la source est reliée à la ligne d'alimentation VDD et dont la grille est connectée au noeud 1. Les transistors MN1 et MN2 de ce circuit fonctionnent en faible inversion, ce qui signifie que leur tension de grille est inférieure à leur tension de seuil VT et que le courant de drain ID est une fonction exponentielle décroissante de la tension de source Vs, selon la formule (1). Par ailleurs, les transistors MN3 et MN4 travaillent en forte inversion, autrement dit leur tension de grille est supérieure à leur tension de seuil VT. Enfin, la tension V est choisie suffisamment forte pour qu'à l'exception du transistor MN4, tous les transistors soient en saturation. On admet que les trois branches du circuit, formées par MP1-MN2-MN4, MP2-MN2 et MP3-MN3, sont parcourues respectivement par les courants il, i2 et i3. Si, par ailleurs, on définit pour chaque transistor de la figure 2 un rapport dimensionnel S=W/L, on appellera Sn,, Sn2, Sn3, Sn4, Spl, Sp2 et Sp3 ces rapports pour les sept transistors du circuit. Comme déjà indiqué ci-dessus, les transistors canal P sont en saturation de sorte qu'ils définissent des rapports de courant fixes comme suit: _ S2 i Sj, i2 - -Set i3 -= SP3 (5) il Sp, il SP,, La tension de source Vsl du transistor MN1, qui est aussi la tension de drain Vd.4 du transistor MN4, se stabilise à une valeur bien définie si, comme déjà indiqué ci-dessus, les transistors MN1 et MN2 sont en faible inversion, ce qui entraîne, par application de la relation (3), comme dans le circuit de l'art antérieur: Vs, = Vd.4 = Ur *In(KI) (6) avec: K- Sp2S. (7) Par ailleurs, Ur =kT/q est la tension thermodynamique, proportionnelle à la température absolue T, et vaut environ 26 mV à la température ambiante. Pour faciliter la compréhension du fonctionnement du générateur représenté sur la figure 2, on suppose qu'un courant il est envoyé dans la source du transistor MN1. Par l'effet du miroir de courant que constituent les transistors MP1 et MP2, un courant identique i2 est envoyé dans le transistor MN2 dont la tension de grille Vg2 s'ajuste pour faire passer ce courant. Cette tension de grille est appliquée aussi sur la grille du transistor MN1. Pour que ce transistor MN1 fournisse le courant il, sa tension de source Vsn1 doit prendre une valeur positive, vu que ce transistor est plus large que le transistor MN2. Si, comme déjà indiqué, les transistors MN1 et MN2 sont en faible inversion, donc si il est petit, cette tension de source Vs.1 est indépendante du courant il et prend la valeur donnée par l'équation (2). Par l'effet du miroir de courant formé par les transistors MP1 et MP3, un courant i3 est envoyé dans le transistor MN3 et ce courant prend la forme: i3 =!, (8) SIl Par ailleurs, les transistors MN3 et MN4 sont en forte inversion et le transistor MN3 est en saturation d'o: 3 = p3(vg3 -T) (9) Ce courant produit une tension Vg.3 sur la grille du transistor MN3 de la forme (n3 étant le facteur de gain du transistor): Vg,3 =t +Vr, (10) Le transistor MN4 a la même tension de grille, mais sa tension de drain Vd.4 = Vs.1 est inférieure à sa tension de saturation, donc (P4 étant le facteur de gain de ce transistor): l =4VS.1(Vg3, - v.Vs) (11.,) En combinant les équations (8), (10) et (11), on trouve le courant il' qui circule dans le transistor MN4: il'= P.4Vs", 1 -2Vs,1 (12) On obtient la même expression si on exprime l'effet du transistor MN4 par sa résistance équivalente: R= Vs, = _ (13) P4Vg3 - V2.,, Vs.1) Le courant il, exprimé à l'aide de cette relation (13) et de la relation (4) dépend encore de Vg93. En éliminant Vgn3 et i3 grâce aux équations (8) et (10), on retrouve l'expression (12). La figure 6 montre l'allure de ce courant i', , le graphe montrant en abscisses le courant il imposé par le miroir de courant et en ordonnées les courants théoriques déterminés selon les équations ci-dessus. On voit donc que le courant qui s'établit correspond à l'égalité (point d'intersection des courbes) entre le courant il envoyé dans la source du transistor MN1 et le courant il' produit dans le transistor MN4. Or, l'équation (12) montre que ce courant est une fonction parabolique de il, car le transistor MN3 est saturé, cependant que le transistor MN4 fonctionne en régime non saturé en raison de sa faible tension de drain. En réalité, il n'y a qu'une condition qui peut s'établir dans le circuit, c'est lorsque il'=il. Par conséquent, on trouve pour le courant réel iR dans la branche du circuit comprenant les transistors MN1 et MN4: 'R =.8.Vs4 [K2 -2 + K2 (K2 - 1)] (14) avec: K- = S3S (15) En substituant Vsnl (équation 6) dans l'équation (14), on trouve: R =:f. (16) dans laquelle: K VT des transistors utilisés. Il en résulte donc que le courant iR est un paramètre stable du circuit de sorte qu'il constitue une référence de courant. On notera que ce courant n'est déterminé que par le dimensionnement des transistors, autrement dit par la topographie du circuit qui peut être reproduite avec précision d'un circuit à l'autre. Par ailleurs, on sait que le facteur de gain d'un transistor dépend de la température absolue de la même manière que la mobilité, selon la loi (appliquée au transistor MN4): f(T) = C.( ") (U=, (18) T auT o 34o et UTo se rapportent à une température de référence To (température ambiante), et m est un exposant voisin de 2. En combinant les équations (16) et (18), le courant iR devient: i, = Kff fls"Uro2 ( T) (19) Les trois premiers termes de cette équation étant définis à une température fixe et si m est voisin de 2, on voit que le courant varie peu avec la température, ce qui constitue un autre avantage du circuit de l'invention. La référence de courant peut être prélevée sur la borne d'alimentation VDD, le courant servant de référence étant alors formé par la somme des courants i1 (iR), i2 et i3. On va maintenant se référer à la figure 3 qui montre comment le générateur de courant de référence peut produire plusieurs autres courants de référence. Le circuit de la figure 3 reprend le schéma de la figure 2 de sorte que l'on y trouve les mêmes transistors connectés de la même façon. Elle montre trois autres façons d'engendrer un courant de référence. La première consiste à utiliser un transistor canal P, MP4 supplémentaire dont la grille est connectée au noeud 1. S15 Sa source est connectée à la borne VDD, tandis que le courant de référence i4 peut être prélevé sur le drain de ce transistor. La deuxième possibilité consiste à utiliser un transistor canal N, MN5 dont la grille est connectée au drain du transistor MN3, dont la source est connectée à la borne Vss du montage et dont le drain va recevoir le courant de référence i5. La troisième possibilité consiste à utiliser également un transistor canal N, MN6 dont la grille est connectée au noeud 2 et qui, par ailleurs, est relié de la même façon que le transistor MN5. Il sera alimenté avec le courant de référence i6. Pour que les transistors MP4, MN5 et MN6 fournissent des courants proches des courants de référence désirés, ils doivent être en saturation, c'est-à-dire que leur tension drain-source doit, en valeur absolue, être supérieure à une limite Vdât. Cela implique que le circuit alimenté par le transistor MP4 soit connecté à un potentiel plus bas que la tension VDD, par exemple la tension V$s et que les circuits alimentés par les transistors MN5 et MN6 soient connectés à un potentiel plus élevé que la tension Vss, par exemple VD. Comme les grilles de ces transistors auxiliaires MP4, MN5 et MN6 ne chargent pas les noeuds auxquels elles sont connectées, on peut en multiplier le nombre et ainsi fournir des courants de référence en de nombreux points d'un circuit plus important dont le générateur de courant peut faire partie. La figure 4 montre plus particulièrement un exemple de circuit de démarrage pour le générateur de courant de référence suivant l'invention. En effet, un tel circuit est nécessaire pour éviter que le générateur reste initialement bloqué. Dans l'exemple représenté, le circuit de démarrage comprend un transistor canal N, MN7 dont la source est connectée à la borne Vss et dont le drain est relié au noeud 1. Le circuit comprend en outre un deuxième transistor canal N, MN8 dont la grille est connectée au noeud 2, dont la source est connectée à la borne Vss et dont le drain est connecté à la fois à la grille du transistor MN7 et à un condensateur C qui est relié par ailleurs à la borne Vo. Le condensateur C est déchargé au démarrage ce qui fait conduire le transistor MN7 et circuler un courant initial dans les transistors MP1 à MP3. Lorsque le circuit est parcouru par un courant suffisant, le transistor MN8 charge le condensateur C, ce qui bloque le transistor MN7. Le générateur fonctionne alors à son régime normal. La figure 5 montre schématiquement une façon avantageuse de réaliser le générateur suivant l'invention. Ce schéma comprend à la fois les transistors pour engendrer un courant de référence et ceux permettant de démarrer le circuit. Pour réaliser la topographie du générateur, il est avantageux de répartir les transistors selon la nature de leurs conditions de fonctionnement. Ainsi, appartiennent de préférence à un premier groupe MP tous les transistors canal P à forte inversion, à un second groupe MNA les transistors canal N à faible inversion, tandis qu'un troisième groupe comprend les transistors canal N à forte inversion. Pour obtenir un appariement précis, il est avantageux de définir dans chaque groupe un transistor unitaire et de réaliser les diverses fonctionnalités des transistors en mettant en série ou en parallèle le nombre de transistors unitaires souhaité pour un bon rapport dimensionnel. Par exemple, le transistor MN1 de la figure 2 peut en réalité être formé de six transistors unitaires disposés en parallèle Pour obtenir une forte inversion, il est souhaitable de respecter la relation suivante: i ->5E-3V2 (20) Pour réaliser une faible inversion la relation suivante sera de préférence respectée: VT* 0,6 -0,6 j pour W=L** 65 24 * en Volts; ** en; I4/V2 Les valeurs des courants peuvent être choisies comme suit: il=2OnA, i2=20nA, i3=60nA, i4=40nA et i5=l2OnA. Comme déjà indiqué, il est avantageux de concevoir le générateur à l'aide de trois groupes de transistors. Dans ces conditions, tous les transistors dans chaque groupe peuvent être identiques et avoir par exemple les dimensions suivantes: Groupe MP Groupe MNA Groupe MNB W* 6 50 6 L* 50 6 207 6,67E 3,7E-5 3E-2 2,88 542 1,88 * en -m; ** en M/IV2 On voit d'après cet exemple que le générateur suivant l'invention est bien adapté pour fournir des courants de référence inférieurs à 1. Sa taille est réduite, tandis que sa consommation propre peut être de l'ordre de 5i, seulement. Les figures 7, 8 et 9 montrent trois variantes du générateur de courant de référence suivant l'invention. Dans le mode de réalisation du générateur que l'on vient de décrire (figures 3, 4 et 5), les transistors en saturation peuvent, pour une tension de grille donnée et surtout si la longueur de leur canal est petite, présenter une légère variation de courant de drain en fonction de la tension de drain. Ainsi, le courant de référence peut subir une certaine dépendance de la tension d'alimentation (quelques % par Volt). Dans le circuit représenté, ce sont surtout les transistors MN1 et MN2 qui sont responsables de cet effet. Si la précision du courant de référence ne tolère pas cette dépendance, il est alors souhaitable d'utiliser le circuit représenté sur la figure 7. Dans ce circuit, deux transistors auxiliaires MNll et MN12 (dits transistors cascodes") sont respectivement insérés en série avec les transistors MN1 et MN2. Les grilles de ces transistors sont reliées en commun à la jonction entre le transistor MN12 et le transistor MP2. Il en résulte que les tensions de drain des transistors MN1 et MN2 sont sensiblement égales et indépendantes des variations de la tension Vm. La figure 8 montre une variante offrant la possibilité d'ajuster le courant de référence à partir de l'extérieur du circuit. Pour obtenir ce résultat, le transistor MP3 est décomposé en plusieurs transistors unitaires MP3a, MP3b, MP3c.... qui sont respectivement montés en série avec autant de transistors de commutation canal P Sa, Sb, Sc.... La grille du premier transistor Sa est directement reliée à la borne V=. Il est donc conducteur en permanence. Les grilles des autres transistors Sb Sc...sont raccordées à un circuit logique de commande CL permettant de rendre ces transistors sélectivement conducteurs. Ainsi, on peut régler de l'extérieur la largeur effective du transistor MP3, c'est-à- dire son paramètre K2 (équation 15). Il en résulte une variation correspondante du paramètre Kff (équation 16) et donc du courant il (équation 20). Ce circuit est surtout souhaitable, si au cours de la fabrication, la dispersion en courant d'un lot de circuits à l'autre est importante. La figure 9 montre une troisième variante du générateur selon l'invention dans lequel, toutes choses égales par ailleurs en considérant la figure 2, la source du transistor MN3 est connectée au drain d'un transistor MN4' et à la source du transistor MN1. Dans ce cas, le transistor MN4' est donc parcouru par la somme des courants il et i3. On obtient alors à peu près le même fonctionnement que celui du circuit de la figure 2, en dimensionnant le transistor MN4' de telle façon qu'il présente la même tension de drain que le transistor MN4, mais pour un courant il+i3 au lieu de il, donc K2+1 fois plus grand. L'invention n'est pas limitée aux modes de réalisation qui viennent d'être décrits et qui ont été représentés aux dessins. Par exemple, des modes de réalisation comportant des circuits ayant les mêmes fonctionnalités, mais réalisés à l'aide de transistors de types de conductivité opposés appartiennent également à la présente invention. REVENDICATIONS 1. Générateur de courant de référence réalisé en technologie CMOS comprenant un premier miroir de courant qui forme deux branches de circuit destinées à être connectées entre des bornes d'alimentation (VDD, Vss) de polarités opposées et comportant chacune un groupe de transistors (MP1, MN1; MP2, MN2) connectés en série et de types de conductivité opposés, une première desdites branches comprenant, mis en série avec ses transistors, des moyens de stabilisation pour imposer au transistor (MN1) qui lui est connecté dans cette première branche une tension de source fixe prédéterminée (vs.1), ce générateur de courant de référence étant caractérisé en ce que il comprend également un second miroir de courant (MP3, MN3) pour générer une image (i3) du courant (il) circulant dans ladite première branche, et en ce que lesdits moyens de stabilisation comprennent un composant actif (MN4, MN4') formant une conductance variable montée en série dans ladite première branche et commandée de telle manière que sa valeur varie non linéairement avec ladite image de courant (i3), cette conductance étant ainsi parcourue par un courant dont l'intensité dépend uniquement des caractéristiques technologiques dudit composant actif. 2. Générateur de courant de référence suivant la revendication 1, caractérisé en ce que ledit composant actif est un transistor (MN4, MN4') fonctionnant en régime non saturé et en forte inversion. 3. Générateur de courant de référence suivant l'une quelconque des revendications 1 et 2, caractérisé en ce que ledit second miroir de courant constitue une troisième branche de circuit comprenant, reliés en série, deux transistors (MP3, MN3), respectivement de types de conductivité opposés et sur le noeud commun desquels est prelevée ladite tension de commande (Vgn3). 4. Générateur de courant de référence suivant l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'à l'exception dudit composant actif (MN4, MN4'), tous ses transistors fonctionnent en régime saturé. 5. Générateur de courant de référence suivant l'une quelconque des revendications 3 et 4, caractérisé en ce que chacune desdites branches comporte un transistor canal P (resp. MP1, MP2, MP3) et au moins un transistor canal N (resp. MNl, MN2, MN3) et en ce que ledit transistor fonctionnant en régime non saturé est un transistor canal N (MN4; MN4 '). 6. Générateur de courant de référence suivant la revendication 5, caractérisé en ce que ledit transistor fonctionnant en régime non saturé (MN4) est monté en série dans ladite première branche. 7. Générateur de courant de référence suivant la revendication 5, caractérisé en ce que ledit transistor fonctionnant en régime non saturé (MN4') est monté en série à la fois dans ladite première branche et ladite troisième branche. 8. Générateur de courant de référence suivant l'une quelconque des revendications 3 à 7, caractérisé en ce qu'il comprend au moins un transistor supplémentaire (MP4, MN5, MN6) de prélèvement d'un courant de référence (i4,1 i5, i6) connecté de manière à être commandé par la tension régnant sur le noeud (resp. 1, 2, 3) entre les transistors de types de conductivité opposés dans l'une respective desdites branches. 9. Générateur de courant de référence suivant l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que lesdites première et seconde branches comportent au moins un transistor supplémentaire (MN11, MN12) en série. 10. Générateur de courant de référence suivant l'une quelconque des revendications 3 à 9, caractérisé en ce que les transistors de même type de conductivité et/ou de même type d'inversion sont montés respectivement en des groupes distincts (MP, MNA, MNB) et en ce qu'au moins l'un des transistors dans chaque groupe est formé par un nombre prédéterminé de transistors unitaires ayant les mêmes caractéristiques dimensionnelles et formant ensemble ledit transistor. 11. Générateur de courant de référence suivant la revendication 10, caractérisé en ce que les transistors unitaires d'au moins l'un desdits groupes de transistors (MP) sont mis en série avec un transistor de commutation (Sa, Sb, Sc) permettant de sélectionner ledit transistor unitaire, et en ce qu'il comprend en outre un circuit logique (CL) pour permettre la commande sélective desdits transistors de commutation.