Brevet FR2732173A1 — publié le 19960927

SYSTEME DE COMMUNICATIONS EN DIVERSITE DE TEMPS A SPECTRE DISPERSE DESCRIPTION Domaine de l'invention La présente invention concerne des systèmes de radiocommunications en diversité pour des canaux multivoie à évanouissement, utilisant une technique de multiplexage de spectre dispersé. Description de l'état de la technique Dans les systèmes de radiocommunications où un évanouissement multivoie sélectif en fréquence survient, la forme d'onde des symboles émis est affectée par l'effet de dispersion temporel du canal à évanouissement. Des techniques de réception en diversité et d'égalisation adaptative sont normalement employées pour combattre ce problème. Une des techniques connues est la réception en diversité en fréquence et temps dans laquelle un signal de support d'information modulé en fréquence intermédiaire et une réplique retardée de ce signal sont convertis en élévation en deux signaux radio de fréquences différentes et émis à partir d'une antenne unique.A un site de réception, les signaux émis sont démultiplexés sur des branches de diversité séparées où ils sont amplifiés à faible niveau de bruit et convertis en diminution en signaux de fréquence intermédiaire à partir desquels des signaux de bande de base sont récupérés. Un des signaux de bande de base est retardé afin qu'ils coïncident en temps l'un avec l'autre et sont ensuite comparés l'un à l'autre. Un des signaux qui est le moins déformé est choisi comme entrée vers un égaliseur adaptatif où l'interférence intersymbole liée à l'évanouissement multivoie est annulée. Alternativement, les signaux alignés temporellement sont modifiés à la fois en phase et en amplitude afin qu'ils soient combinés à un rapport maximal pour produire une entrée vers l'égaliseur adaptatif. Cependant, du fait de l'utilisation de deux fréquences radio, le coût des émetteurs à grande puissance et des récepteurs à faible niveau de bruit est considérable si le nombre de branches de diversité augmente. Une autre approche de l'art antérieur concerne la technique de réception en diversité spatio-temporelle. Comme décrit dans la Publication de Brevet Japonais provisoire Sho-63-286027, un signal modulé de radio fréquence et une réplique retardée de ce signal sont émis à partir d'antennes respectives qui sont espacées afin que les signaux émis se propagent à travers des canaux à évanouissement du type Rayleigh multivoie, séparés, et soient reçus par une antenne unique à un site de réception, où les signaux reçus sont convertis en diminution en signaux de bande de base avec un retard différentiel entre eux. Ces signaux sont combinés en diversité dans un égaliseur de type RAKE. Tandis que le coût du site de réception est réduit par l'utilisation d'une antenne unique, l'utilisation de deux antennes au site d'émission ajouterait un coût supplémentaire si le système devait être utilisé dans des communications par ondes ultracourtes où des antennes de grande ouverture sont nécessaires. Exposé de l'invention C'est donc un objet de l'invention d'utiliser des techniques de multiplexage de spectre dispersé et de réception en diversité en radiocommunication pour minimiser le coût et la taille des équipements. Selon un premier aspect de la présente invention, il est prévu un système de radiocommunications qui comprend un circuit multiplexeur pour produire une pluralité de signaux de support d'information à spectre dispersé modulé en quadrature de phase utilisant des porteuses en quadrature de fréquence unique et une pluralité de codes de dispersion, et combinant les signaux de support d'information à spectre dispersé modulés en quadrature pour produire un signal multiplex de répartition codée, en ayant un retard intersignal prédéterminé entre les signaux de support d'information à spectre dispersé modulés en quadrature. Le signal multiplex de répartition codé est converti en élévation en signal de radio fréquence et émis. A un site de réception, le signal émis est reçu par une antenne et converti en diminution pour récupérer le signal multiplex de répartition codée.Un circuit démultiplexeur est prévu pour convertir une pluralité de signaux de composantes modulées en quadrature contenus dans le signal multiplex récupéré en une pluralité de signaux de support d'information en utilisant les porteuses en quadrature de la fréquence unique et une pluralité de codes de non-dispersion respectivement identiques aux codes de dispersion afin que la pluralité de signaux de support d'information coïncident en temps les uns avec les autres. Les signaux de support d'information provenant du circuit multiplexeur sont respectivement multipliés par une pluralité de facteurs de pondération complexes et combinés les uns aux autres pour produire un signal de support d'information combiné. Un amplificateur à commande automatique de gain (AGC) est prévu pour amplifier le signal de support d'information combiné. Les facteurs de pondération complexes sont déduits des corrélations entre la sortie de l'amplificateur AGC et les signaux de support d'information provenant du circuit démultiplexeur. Selon un second aspect de la présente invention, le site de réception comprend un circuit démultiplexeur pour convertir une pluralité de signaux de composantes modulés en quadrature contenus dans le signal multiplex récupéré en une pluralité de signaux de support d'information en utilisant les porteuses en quadrature de la fréquence unique et une pluralité de codes de non-dispersion respectivement identiques aux codes de dispersion et un premier multiplexeur pour combiner la pluralité de signaux de support d'information en un signal de support d'information combiné.Un filtre adapté RAKE adaptatif est prévu (le terme anglosaxon RAKE signifiant râteau en français), qui comprend une ligne à retard ayant une pluralité de prises successives pour recevoir le signal de support d'information combiné, le temps de retard entre les prises successives correspondant au temps de retard prédéterminé entre les signaux, une pluralité de multiplieurs complexes pour pondérer respectivement les signaux captés provenant des prises de la ligne à retard par des facteurs de pondération complexes, un second multiplexeur pour combiner les signaux captés pondérés pour produire un signal pondéré combiné pour couplage à un égaliseur adaptatif et une pluralité de détecteurs de corrélation pour déduire respectivement les facteurs de pondération complexes à partir des corrélations entre une sortie de décision provenant de l'égaliseur adaptatif et une pluralité de versions retardées de signaux captés aux prises de la ligne à retard, une des versions retardée coïncidant avec la sortie de décision. Brève description des figures La présente invention va être décrite plus en détail en référence aux dessins annexés, sur lesquels Les figures 1A et 1B sont des schémas fonctionnels, respectivement, d'un appareil d'émission et d'un appareil de réception d'un système de radiocommunication en diversité selon un premier mode de réalisation de la présente invention la figure 2 montre des vecteurs de signaux apparaissant dans l'appareil de réception de la figure 1B lorsqu'un évanouissement profond survient dans un signal reçu les figures 3A et 3B sont des schémas fonctionnels d'une forme généralisée d'un site d'émission et d'un site de réception du système la figure 4 est un schéma fonctionnel d'un appareil de réception modifié de la présente invention ; et la figure 5 montre les caractéristiques de réponse à une impulsion d'un filtre adapté RAKE adaptatif utilisé dans l'appareil de réception modifié de la figure 4. Description détaillée de l'invention Se référant maintenant à. la figure 1A, un appareil d'émission d'un système de radiocommunications en diversité temporelle est montré, conformément à un premier mode de réalisation de l'invention. L'appareil d'émission du système comprend principalement un circuit multiplexeur connecté à une source de signaux 100 qui génère une série de symboles an de support d'information émis. Le multiplexeur comprend des première et seconde branches de diversité TA et TB. La première branche TA comprend un modulateur en quadrature 102A, tel que les modulateurs PSK (par déplacement de phase) ou QAM (modulation d'amplitude en quadrature de phase), connecté à la source de signaux 100.Dans le modulateur 102A, le signal d'entrée est associé à un ensemble de signaux complexes (valeurs de sinus et de cosinus) qui sont modulés respectivement sur des porteuses en quadrature de fréquence intermédiaire au moyen d'un mélangeur en phase et d'un mélangeur en quadrature-et combinés les uns aux autres par un additionneur pour produire une donnée de symbole de support d'information modulée en quadrature (PSK ou QAM). La sortie du modulateur 102A est fournie à un dispositif de cryptage 103A où elle est dispersée avec un code de dispersion A de séquence pseudo-aléatoire pour produire un premier signal de composantes de répartition codée. La seconde branche TB est similaire à la branche TA à l'exception qu'elle comprend un élément de retard 101 pour fournir une quantité prédéterminée de retard T à la donnée de symbole. Le temps de retard T est supérieur aux intervalles auxquels les symboles de support d'information surviennent. Le symbole retardé est modulé sur les porteuses en quadrature de fréquence intermédiaire par un modulateur 102B et est dispersé avec un code de dispersion B dans un dispositif de cryptage 103B pour produire un second signal de composantes de répartition codée. I1 faut noter que, dans chaque branche de diversité, les positions du modulateur 102 et du dispositif de cryptage 103 peuvent être interchangées sans aucun effet, dans l'ensemble, sur les performances du système. Les sorties des dispositifs de cryptage 103A et 103B sont combinées les unes aux autres dans un multiplexeur 104 pour produire un signal multiplex de répartition codée. Ce signal est converti en élévation en un signal de radio fréquence et amplifié en puissance dans un émetteur 105 et émis à partir d'une antenne 106. A un site de réception du système de communication en diversité, montré sur la figure 1B, le signal émis est reçu par une antenne 107 et, ensuite, amplifié à faible niveau de bruit et converti en diminution par un récepteur 108 en utilisant les mêmes porteuses de radiofréquence en quadrature que celles utilisées au site d'émission. La sortie du récepteur 108 est appliquée aux première et seconde branches de diversité RA et RB. La branche de diversité RA comprend un dispositif de décryptage 109 pour non-disperser la sortie du récepteur 108 avec un premier code de non-dispersion identique au premier code de dispersion A pour produire une réplique du signal de sortie du modulateur 102A.Ce signal est appliqué à un démodulateur en quadrature (PSK ou QAM) llOA où il est démodulé par une porteuse de la même fréquence intermédiaire que celle utilisée dans le site d'émission. La sortie du démodulateur llOA est retardée par un élément de retard 111 de la même quantité T que celle introduite à la branche de diversité TB de l'émetteur au site d'émission, produisant un signal de sortie de la première branche de diversité RA. La branche de diversité RB du récepteur comprend également un dispositif de décryptage 109B pour non-disperser la sortie du récepteur 108 avec un second code de non-dispersion B identique au second code de dispersion B pour produire une réplique du signal de sortie du modulateur 102B.Ce signal est appliqué à un démodulateur en quadrature llOB où il est démodulé en quadrature par des porteuses à la même fréquence intermédiaire que celles utilisées dans le site d'émission, produisant un signal de sortie de la branche de diversité RB du récepteur. Les sorties des branches de diversité RA et RB du récepteur sont respectivement fournies comme signaux Sl et S2 aux multiplieurs complexes 112A et 112B où elles sont multipliées avec les premier et second signaux pondérés captés W1 et W2 de valeur complexe respectivement fournis à partir des détecteurs de corrélation 113A et 113B. Les sorties des multiplieurs complexes 112A et 112B sont combinées à un facteur maximal dans un multiplexeur de diversité 114 pour produire une réplique de la donnée de symbole originale bien qu'elle puisse avoir été altérée pendant la transmission. La sortie du multiplexeur de diversité 114 est fournie à un égaliseur adaptatif 116, tel qu'un égaliseur de réinjection de décision pour annuler l'interférence intersymbole (ISI) liée à l'évanouissement multivoie et un symbole An de sortie de décision est produit.La sortie du multiplexeur de diversité 114 est de plus utilisée comme signal de rétroaction par un amplificateur à commande automatique de gain 115 où l'amplitude (enveloppe) du signal est détectée. L'amplitude détectée est appliquée comme signal de référence R aux détecteurs de corrélation 113A et 113B qui déduisent les coefficients pondérés captés complexes Wl et W2 à partir des corrélations entre le signal de référence et les signaux de sortie S1 et S2 des branches de diversité RA et RB. On suppose que le niveau de réception du signal entrant varie dans le temps, comme indiqué par une courbe 201 sur la figure 2 où le signal chute de manière significative au temps to du fait d'un évanouissement profond et les signaux de sortie de branches de diversité S1 et S2 sont respectivement indiqués par les vecteurs 202 et 203 ayant des angles de déphasage différents. Le signal reçu au temps to par la branche de diversité RA est un produit de la multiplication du symbole émis " an " par un coefficient de transfert complexe h(to) du canal de communication. Le même symbole " an " est reçu de nouveau à to + T par la branche de diversité RB comme produit de la multiplication de an par un coefficient de transfert complexe h(to + ) du canal de communication.Du fait de l'élément de retard 111, les signaux d'entrée S1 et S2 des multiplieurs complexes 112A et 112B coïncident temporellement l'un avec l'autre et sont, par conséquent, donnés par S1 = h(to) . an (1) = = h(to + x) . an (2) Le signal de sortie " y " du multiplexeur de diversité 114 est donné sous la forme y = {Wi . h(to) + W2 . h(to + I)} . a, (3) Etant donné que le signal de référence R provenant de l'amplificateur AGC 115 peut être considéré comme ayant une amplitude normalisée, il peut être représenté comme R = 1 . an (4) La valeur pondérée captée W1 détectée par le corrélateur 113A est le résultat de la multiplication des conjugués complexes du signal d'entrée S1 par le signal de référence R et de l'établissement de la moyenne temporelle du produit en utilisant un filtre passe-bas à réseau RC (résistance-capacité) dans le cas de circuits analogiques ou de traitements de mise à jour successifs dans le cas de circuits numériques.De même, la valeur pondérée captée W2 détectée par le corrélateur 113B est le résultat de la multiplication des conjugués complexes du signal d'entrée S2 par le signal de référence R et de l'établissement de la moyenne temporelle du produit. Donc, les valeurs pondérées captées W1 et W2 sont représentées par W1 = E[S1* . an] = E[{h(t0)an}* . = E[h*(to)] . E[an* . an] (5) W2 = E[S2* . an] = E[(h(t0 + T)an}* . an] = E[h*(to + T)] -E(an* . an] (6) où E[] représente le traitement destiné à établir la moyenne temporelle et où l'autocorrélation E[ai* . aj] des symboles de données peut être représentée par le delta de Kronecker #ij = i(si i = j) ou O (si i w j). L'intervalle de temps dans lequel le traitement destiné à établir la moyenne temporelle est exécuté est suffisamment plus long que l'intervalle des symboles, mais suffisamment plus court que l'intervalle auquel l'évanouissement a une chance de se produire. Donc, les variations d'évanouissement ne sont pas moyennées et, en conséquence, elles ne contribuent pas à la corrélation. Les équations (5) et (6) peuvent donc être réécrites comme W1 = h*(to) (7) W2 = h*(to + x) (8) En conséquence, les signaux de sortie des multiplieurs complexes 112A et 112B sont donnés par les relations suivantes W1 . S1 = h*(to) . h(to) . an (9) W2 .S2 = hf(t0 + T) . h(to + T) . an (10) Les équations (9) et (10) indiquent que les coefficients de transfert sont transformés en nombres réels dans la dimension de puissance. Sur la figure 2, les sorties des multiplieurs complexes 112A et 112B sont alignées en phase avec l'axe réel et amplifiées par une valeur au carré du coefficient de transfert comme indiqué par les vecteurs 204 et 205. Donc, les signaux de sortie des multiplieurs complexes 112A et 112B sont combinés à un facteur maximal par le multiplexeur de diversité 114 pour produire un signal de sortie " y " qui est indiqué par un vecteur 206 sous la forme y = (h* (t0) . h(to) + h*(to + T) . h(to + r)).a, (11) Etant donné que les termes h(to) et h(to + T) varient avec l'évanouissement de Rayleigh, les variations des sorties S1 et S1 des branches de diversité ne sont pas corrélées l'une avec l'autre.Par le traitement de combinaison à un facteur maximal des signaux de sortie de branches, le système de communication de la présente invention fonctionne dans un mode de diversité temporelle. Si un évanouissement profond survenait au temps to + T ainsi qu'au temps to, une interruption de signal surviendrait inévitablement. Pour se garantir contre de telles interruptions, il est préférable de prévoir autant de branches de diversité que possible. Une forme généralisée du système de radiocommunications en diversité temporelle est montrée sur les figures 3A et 3B. Sur la figure 3A, le site d'émission comprend (n+1) branches de diversité avec une différence de temps de retard T entre les branches contiguës. Des éléments de retard 101-1 à 101-n de temps de retard T, 2n, ..., nT sont prévus dans les branches de diversité, respectivement, de la seconde à la (n+l)ème. Des modulateurs en quadrature 102-0 à 102-n sont prévus dans les branches de diversité, respectivement, de la première à la (n+l)ème et des dispositifs de cryptage 103-0 à 103-n sont connectés aux modulateurs en quadrature correspondants.En utilisant (n+1) codes de dispersion différents, les dispositifs de cryptage 103-0 à 103-n fournissent leurs signaux de composantes de spectre dispersé au multiplexeur 104 pour produire un signal multiplex de répartition codée. Sur la figure 3B, le site de réception comprend (n+1) branches de diversité correspondant en nombre aux branches de diversité du site d'émission. De même que pour le site d'émission, une différence de temps de retard T est établie entre les branches contiguës par des éléments de retard 111-1, 111-2, ..., 111-n ayant, respectivement, des temps de retard T, 2T, . ..., . t nT. Les éléments de retard 111-1 à lll-n sont, respectivement, connectés à la sortie des démodulateurs en quadrature 110-1 à 110-n des branches de diversité de la seconde à la (n+l)ème. Des dispositifs de décryptage 109-0 à 109-n, connectés au récepteur 108, utilisent (n+1) codes de non-dispersion identiques aux (n+1) codes de dispersion pour non-disperser la sortie du récepteur et fournir leurs sorties aux démodulateurs correspondants. Des corrélateurs 113-0 à 113-n sont connectés à la sortie de l'amplificateur AGC 115 pour détecter les corrélations entre le signal de référence R et les signaux de sortie So à Sn provenant des branches de diversité correspondantes. Avec l'utilisation d'un nombre croissant de branches de diversité de temps de retard différents, il y a moins de probabilité de rencontrer des évanouissements profonds à des instants successifs. Selon un second mode de réalisation de la présente invention, le site de réception de la figure 1B est modifié comme montré sur la figure 4. Ce mode de réalisation caractérisé par l'utilisation d'un filtre adapté RAKE adaptatif (où le terme " RAKE " implique qu'il recueille l'énergie des signaux de tous les chemins de signaux qui se trouvent à la portée de sa ligne à retard et supportent la même information et, donc, son action est analogue à celle d'un râteau de jardin). De même que pour la figure 1B, le site de réception comprend un récepteur 308 pour recevoir les signaux détectés par l'antenne 307.Des branches de diversité RA et RB de la même configuration sont connectées à la sortie du récepteur 308 pour non-disperser le signal multiplex de répartition codée récupéré dans les dispositifs de décryptage 309A, 309B, en utilisant respectivement les codes de non-dispersion " A " et " B " pour produire des répliques des signaux modulés non-retardés et retardés de T qui apparaissent aux sorties des modulateurs en quadrature 102A, 102B (figure 1A). Ces signaux sont démodulés en quadrature dans des démodulateurs 310A, 310B pour produire des répliques des signaux de bande de base non-retardés et retardés de T qui apparaissent aux sorties des modulateurs en quadrature 102A, 102B. Au contraire du premier mode de réalisation, l'alignement temporel n'est pas prévu entre les branches de diversité. Les sorties des branches de diversité sont sommées les unes avec les autres dans un multiplexeur 311. Le filtre adapté 312 comprend une première ligne à retard à prises formée par un élément de retard 313 pour recevoir la sortie du multiplexeur 311 pour produire des signaux captés à l'entrée et à la sortie de l'élément de retard. Ces prises de la première ligne de retard sont respectivement connectées à des multiplieurs complexes pondérés captés 314 et 315, pour pondérer les signaux captés par des coefficients de pondération W1 et W2 respectivement fournis à partir de corrélateurs 319 et 320. Les sorties des multiplieurs 314 et 315 sont combinées les unes aux autres dans un additionneur 316 et fournies à un égaliseur adaptatif 321 pour produire un symbole An de sortie de décision. Une seconde ligne à retard à prises est formée par des éléments de retard 317 et 318 pour introduire successivement les temps de retard TI et T à la sortie du multiplexeur 311. Les premières sorties des corrélateurs 319 et 320 sont respectivement connectées à l'entrée et à la sortie de l'élément de retard 318 et leurs secondes entrées sont connectées les unes avec les autres à la sortie de l'égalisateur adaptatif 321 pour annulation ISI.Le temps de retard TI introduit par l'élément de retard 317 correspond à la quantité de temps nécessaire à un symbole de donnée pour aller du point d'entrée du filtre adapté 312 au point de sortie de l'égalisateur adaptatif 321, de telle manière que chaque symbole de donnée apparaissant à la prise respective de la seconde ligne à retard coïncide au symbole de décision An. Avec cet alignement temporel, les corrélateurs 319 et 320 déduisent respectivement les premier et second signaux de corrélation complexes W1 et W2 à partir d'une première corrélation entre un symbole de décision An + M et un symbole de donnée retardé de rl, rn+M" et d'une seconde corrélation entre un symbole de décision An antérieur et le symbole de donnée rn antérieur retardé de (r'+T) . Comme dans le mode de réalisation précédent, les détecteurs de corrélation 319 et 320 fournissent la moyenne temporelle des produits de leur signal d'entrée et de leur signal de sortie pour une durée qui est suffisamment plus longue que l'intervalle des symboles mais suffisamment plus courte que l'intervalle auquel un évanouissement profond a des chances de se produire. Les sorties des démodulateurs 310A et 310B sont combinées à un rapport maximal dans le filtre adapté 312 comme cela sera compris par la description qui suit. La réponse impulsionnelle de la sortie du multiplexeur 311 est donnée sous la forme H(t) = h(to) . 6(to) + h(to + T) . 6(to + T) (12) où 6(4) = 1 si 5 = to ou to + T, et O si 5 # to ou to + T. Le symbole de donnée rn à l'entrée du filtre adapté 312 est représenté par l'intégration de convolution de la réponse impulsionnelle H(t) par le symbole transmis an comme suit où Hn représente le nème échantillon de réponse impulsionnelle H quand cette dernière est échantillonnée à la vitesse des symboles. Etant donné que la réponse impulsionnelle H n'est valide qu'aux temps to et to + T, le symbole rn produit en réponse au symbole transmis an à la sortie de l'élément de retard 313 est donné sous la forme rn = h(to) . a, + h(to + T) . an-M (14) où M est le nombre de symboles présents dans le temps de retard T. Le premier terme de l'équation (13) représente la composante principale causée par le symbole transmis an et le second terme est la composante ISI causée par un symbole transmis anM antérieur. Donc, le symbole arrivant en dernier r à l'entrée de l'élément de retard 131 est exprimé par rn+m = h(to) . an+M + h(to + T) . an (15) A partir de la seconde ligne à retard à prises, les versions retardées de # de ces symboles rn+M et rn sont respectivement fournies aux corrélateurs 319 et 320. En coïncidence temporelle, un symbole an de sortie de décision est fourni aux corrélateurs 319 et 320 pour produire respectivement les signaux pondérés captés W1 et W2.Le signal pondéré capté W2 est obtenu en résolvant l'équation suivante W2 = E[rn* . An] = E[{h(to) . an + h(to + T) . an-M}* . An] = h*(to)E[an* . An] + h*(to + #)]E[an-M* .An] (16) Etant donné que le symbole de décision An est sensiblement égal au symbole transmis an, l'autocorrélation des symboles E[ai* . aj] peut être représentée par le delta de Kronecker #ij = i(si i = j) ou 0 (si i # j), et l'équation (16) peut être réécrite comme W2 = h*(to)E[an* . an] = h*(to)] (17) D'une manière similaire, le signal W1 pondéré capté est obtenu en résolvant l'équation suivante W1 = E[rn+M* . An] = E[th(to) . an+M + h(to + T) . an}* . An] = h*(t0)E[an+M* . An] + h*(to + T)]Ean* .An] = h*(to+ T)E[an* . an] = h*(to + T) (18) La réponse impulsionnelle du filtre adapté 312 est donc donnée par H* (-t) = h*(to+ T) . 6(to) + h*(to) . 6(to + T) (19) L'équation (19) est une estimation de la réponse impulsionnelle du canal, qui est un conjugué complexe inverse temporel de la réponse impulsionnelle du canal. En utilisant les valeurs W1 et W2 pondérées captées données par les équations (17) et (18), les signaux captés sur la première ligne à retard à prises sont pondérés, produisant une réponse de filtre de convolution Y à la sortie du filtre adapté 312 comme suit y = rn+M . W1 + r,. W2 = h*(to + T) . h(t0) . an+M + {h*(to)h(to) + h*(to + T)h(to + T) }an + h*(to)h(to + T). an-M (20) Le second terme de l'équation (20) représente la sortie combinée à un facteur maximal des signaux des branches de diversité temporelle RA et RB et le coefficient h*(to)h(to) + h*(to + T) h(to + T) est la réponse impulsionnelle de convolution principale du filtre adapté 312 (voir figure 5). Les premier et troisième termes de l'équation sont les interférences intersymbole des symboles an+M et anM, respectivement, et leurs coefficients h*(to + T) h(to) et h*(to)h(to+ T) sont les réponses impulsionnelles de convolution précurseur et postcurseur du filtre adapté ayant une phase et une amplitude aléatoires liées à un évanouissement de Rayleigh. Donc, le niveau de puissance des premier et troisième termes est considérablement plus faible que la composante combinée à un rapport maximal, tel qu'illustré sur la figure 5. REVENDICATIONS 1. Système de radiocommunication comprenant un circuit multiplexeur pour produire une pluralité de signaux de support d'information à spectre dispersé modulés en quadrature en utilisant des porteuses en quadrature de fréquence unique et une pluralité de codes de dispersion et en combinant les signaux de support d'information à spectre dispersé modulés en quadrature pour produire un signal multiplex de répartition codée, avec un retard de temps intersignal prédéterminé entre les signaux de support d'information à spectre dispersé modulés en quadrature un émetteur (105) -pour convertir en élevant le signal multiplex de répartition codée en un signal de radio fréquence ; une antenne (106) d'émission pour émettre le signal de radio fréquence ; une antenne (107) de réception pour recevoir le signal émis ;; un récepteur (108) pour convertir en abaissant le signal de radio fréquence reçu pour récupérer ledit signal multiplex de répartition codée un circuit démultiplexeur pour convertir une pluralité de signaux de composantes modulées en quadrature contenus dans le signal multiplex récupéré en une pluralité de signaux de support d'information en utilisant les porteuses en quadrature de ladite fréquence unique et une pluralité de codes de non-dispersion respectivement identiques aux codes de dispersion afin que la pluralité de signaux de support d'information coïncident les uns avec les autres une pluralité de multiplieurs complexes (112A, 112B; 314, 315) pour multiplier la pluralité de signaux de support d'information provenant du circuit multiplexeur par une pluralité de facteurs de pondération complexes, respectivement ; un multiplexeur (104) pour combiner les signaux de sortie des multiplieurs complexes pour produire un signal de support d'information combiné ; un amplificateur (115) à commande automatique de gain (AGC) pour amplifier le signal de support d'information combiné ; et une pluralité de détecteurs de corrélation (113A, 113B; 319, 320) pour déduire respectivement ladite pluralité de facteurs de pondération complexes à partir de corrélations entre la sortie de l'amplificateur AGC et la pluralité de signaux de support d'information provenant du circuit démultiplexeur. 2. Système de radiocommunication selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit retard de temps intersignal prédéterminé est plus grand que l'intervalle des symboles des signaux de support d'information. 3. Système de radiocommunication selon la revendication 1, caractérisé en ce que chacun desdits détecteurs de corrélation (113A, 113B; 319, 320) multiplie la sortie de décision par une des versions retardées des signaux captés pour produire des produits complexes et établit la moyenne des produits complexes pendant un intervalle de temps plus long que l'intervalle des symboles des signaux captés mais plus court que les intervalles auxquels l'évanouissement à des chances de se produire. 4. Système de radiocommunication comprenant un circuit multiplexeur pour produire une pluralité de signaux de support d'information à spectre dispersé modulés en quadrature en utilisant les porteuses en quadrature de fréquence unique et une pluralité de codes de dispersion et pour combiner les signaux de support d'information à spectre dispersé modulés en quadrature pour produire un signal multiplex à répartition codée, avec un retard de temps intersignal prédéterminé entre les signaux de support d'information à spectre dispersé modulés en quadrature ; un émetteur (105) pour convertir en élevant le signal multiplex de répartition codée en un signal de radio fréquence une antenne (106) d'émission pour émettre le signal de radio fréquence une antenne (107) de réception pour recevoir le signal émis ;; un récepteur (108) pour convertir en abaissant le signal reçu pour récupérer ledit signal multiplex de répartition codée un circuit démultiplexeur pour convertir une pluralité de signaux de composantes modulées en quadrature contenus dans le signal multiplex récupéré en une pluralité de signaux de support d'information en utilisant les porteuses en quadrature de ladite fréquence unique et une pluralité de codes de non-dispersion respectivement identiques aux codes de dispersion ;; un premier multiplexeur pour combiner ladite pluralité de signaux de support d'information en un signal de support d'information combiné une ligne à retard ayant une pluralité de prises successives pour recevoir le signal de support d'information combiné, le temps de retard entre les prises successives correspondant audit retard de temps intersignal prédéterminé une pluralité de multiplieurs complexes (112A, 112B; 314, 315) pour pondérer respectivement les signaux captés provenant des prises de la ligne à retard par des facteurs de pondération complexes un second multiplexeur pour combiner les signaux captés pondérés pour produire un signal pondéré combiné ; un égaliseur adaptatif (116, 321) pour produire une sortie de décision à partir du signal pondéré combiné ; et une pluralité de détecteurs de corrélation (113A, 113B; 319, 320) pour -déduire respectivement ladite pluralité de facteurs de pondération complexes à partir de corrélations entre la sortie de décision de l'égaliseur adaptatif (116, 321) et une pluralité de versions retardées de signaux captés aux prises de la ligne à retard, une des versions retardées coïncidant avec ladite sortie de décision. 5. Système de radiocommunication selon la revendication 4, caractérisé en ce que ledit retard de temps intersignal prédéterminé est plus grand que l'intervalle des symboles des signaux de support d' information. 6. Système de radiocommunication selon la revendication 4, caractérisé en ce que chacun desdits détecteurs de corrélation (113A, 113B; 319, 320) multiplie la sortie de décision par une des versions retardées des signaux captés pour produire des produits complexes et établit une moyenne des produits complexes pendant un intervalle de temps plus long que l'intervalle des symboles des signaux captés mais plus court que les intervalles auxquels l'évanouissement à une chance de se produire. 7. Appareil de réception destiné à un système de radiocommunication, caractérisé en ce qu'une pluralité de signaux de support d'information à spectre dispersé modulés en quadrature sont produits en utilisant des porteuses en quadrature de fréquence unique et une pluralité de codes de dispersion et en ce que les signaux de support d'information à spectre dispersé modulés en quadrature sont combinés en un signal multiplex de répartition codée qui est converti en un signal de radio fréquence et émis, avec un retard de temps intersignal prédéterminé entre lesdits signaux de support d'information à spectre dispersé modulés en quadrature, l'appareil comprenant une antenne (107) pour recevoir le signal de radio fréquence émis ; ; un récepteur (108) pour convertir le signal de radio fréquence reçu pour récupérer ledit signal multiplex de répartition codée un circuit démultiplexeur pour convertir une pluralité de signaux de composantes modulées en quadrature contenus dans le signal multiplex récupéré en une pluralité de signaux de support d'information en utilisant les porteuses en quadrature de ladite fréquence unique et une pluralité de codes de non-dispersion respectivement identiques aux codes de dispersion afin que la pluralité de signaux de support d'information coïncident temporellement les uns avec les autres ; une pluralité de multiplieurs complexes (112A, 112B; 314, 315) pour multiplier la pluralité de signaux de support d'information provenant du circuit multiplexeur par une pluralité de facteurs de pondération complexes, respectivement un multiplexeur (104) pour combiner les signaux de sortie des multiplieurs complexes pour produire un signal de support d'information combiné un amplificateur (115) à commande automatique de gain (AGC) pour amplifier le signal de support d'information combiné ; et une pluralité de détecteurs de corrélation (113A, 113B; 319, 320) pour déduire respectivement ladite pluralité de facteurs de pondération complexes à partir de corrélations entre la sortie de l'amplificateur AGC et les signaux de support d'information coïncidents temporellement en provenance du circuit démultiplexeur. 8. Appareil de réception selon la revendication 7, caractérisé en ce que chacun desdits détecteurs de corrélation (113A, 113B; 319, 320) multiplie la sortie de décision par une des versions retardées des signaux captés pour produire des produits complexes et établit une moyenne des produits complexes pendant un intervalle de temps plus long que l'intervalle des symboles des signaux captés mais plus court que les intervalles auxquels l'évanouissement à une chance de se produire. 9. Appareil de réception destiné à un système de radiocommunication, caractérisé en ce qu'une pluralité de signaux de support d'information à spectre dispersé modulés en quadrature sont produits en utilisant des porteuses en quadrature de fréquence unique et une pluralité de codes de dispersion et en ce que les signaux de support d'information à spectre dispersé modulés en quadrature sont combinés en un signal multiplex de répartition codée qui est converti en élévation en un signal de radio fréquence et émis, avec un retard de temps intersignal prédéterminé entre lesdits signaux de support d'information à spectre dispersé modulés en quadrature, l'appareil comprenant une antenne (107) pour recevoir le signal de radio fréquence émis ;; un récepteur (108) pour convertir en abaissant le signal de radio fréquence reçu pour récupérer ledit signal multiplex de répartition codée un circuit démultiplexeur pour convertir une pluralité de signaux de composantes modulées en quadrature contenus dans le signal multiplex récupéré en une pluralité de signaux de support d'information en utilisant les porteuses en quadrature de ladite fréquence unique et une pluralité de codes de non-dispersion respectivement identiques aux codes de dispersion ; un premier multip-lexeur pour combiner ladite pluralité de signaux de support d'information en un signal de support d'information combiné une ligne à retard ayant une pluralité de prises successives pour recevoir le signal de support d'information combiné, le temps de retard entre les prises successives correspondant audit retard de temps intersignal prédéterminé ;; une pluralité de multiplieurs complexes (112A, 112B; 314, 315) pour pondérer respectivement les signaux captés provenant des prises de la ligne à retard par des facteurs de pondération complexes ; un second multiplexeur pour combiner les signaux captés pondérés pour produire un signal pondéré combiné ; un égaliseur adaptatif (116, 321) pour produire une sortie de décision à partir du signal pondéré combiné ; et une pluralité de détecteurs de corrélation (113A, 113B; 319, 320) pour déduire respectivement ladite pluralité de facteurs de pondération complexes à partir de corrélations entre la sortie de décision de l'égaliseur adaptatif (116, 321) et une pluralité de versions retardées de signaux captés aux prises de la ligne à retard, une des versions retardées coïncidant avec ladite sortie de décision. 10. Appareil de réception selon la revendication 9, caractérisé en ce que chacun desdits détecteurs de corrélation (113A, 113B; 319, 320) multiplie la sortie de décision par une version correspondante parmi les versions retardées des signaux captés pour produire des produits complexes et établit une moyenne des produits complexes pendant un intervalle de temps plus long que l'intervalle des symboles des signaux captés mais plus court que les intervalles auxquels l'évanouissement à une chance de se produire. 11. Procédé de communication comprenant les étapes a) de conversion d'un signal de support d'information en une pluralité de signaux à spectre dispersé modulés en quadrature en utilisant des porteuses en quadrature de fréquence unique et une pluralité de codes de dispersion et de multiplexage des signaux à spectre dispersé modulés en quadrature en un signal multiplex de répartition codée, avec un retard de temps intersignal prédéterminé entre les signaux à spectre dispersé modulés en quadrature b) de conversion en élévation du signal multiplex de répartition codée en un signal de radio fréquence et d'émission du signal de radio fréquence ;; c) de réception du signal de radio fréquence et de conversion en diminution du signal de radio fréquence reçu pour récupérer ledit signal multiplex de répartition codée d) de conversion d'une pluralité de signaux à spectre dispersé modulés en quadrature contenus dans le signal multiplex de répartition codée en une pluralité de signaux de support d'information qui coïncident les uns avec les autres, en utilisant les porteuses en quadrature de ladite fréquence unique et une pluralité de codes de non-dispersion respectivement identiques aux codes de dispersion e) de multiplication de ladite pluralité de signaux de support d'information avec une pluralité de facteurs de pondération complexes, respectivement f) de combinaison des signaux de support d'information multipliés afin de produire un signal de support d'information combiné g) de détection d'une amplitude du signal de support d'information combiné ; et h) de déduction de ladite pluralité de facteurs de pondération complexes à partir de corrélations entre l'amplitude détectée et ladite pluralité de signaux de support d'information convertis par l'étape (d), respectivement. 12. Procédé selon la revendication 11, l'étape (h) comprenant les étapes hl) de multiplication de la sortie de décision par chacune des versions retardées des signaux captés pour produire une pluralité de séries de produits complexes ; et h2) de moyennage des produits complexes de chaque série pendant un intervalle de temps plus long que l'intervalle des symboles des signaux captés mais plus court que les intervalles auxquels l'évanouissement a une chance de se produire. 13. Procédé de communication comprenant les étapes a) de conversion d'un signal de support d'information en une pluralité de signaux à spectre dispersé modulés en quadrature en utilisant les porteuses en quadrature de fréquence unique et une pluralité de codes de dispersion, avec un retard de temps intersignal prédéterminé entre les signaux à spectre dispersé modulés en quadrature, et de multiplexage des signaux à spectre dispersé modulés en quadrature en un signal multiplex de répartition codée; b) de conversion en élévation du signal multiplex de répartition codée en un signal de radio fréquence et d'émission du signal de radio fréquence ; c) de réception du signal de radio fréquence et de conversion en diminution du signal de radio fréquence reçu pour récupérer ledit signal multiplex de répartition codée ;; d) de conversion d'une pluralité de signaux à spectre dispersé modulés en quadrature contenus dans le signal multiplex de répartition codée en une pluralité de signaux de support d'information en utilisant les porteuses en quadrature de ladite fréquence unique et une pluralité de codes de non-dispersion respectivement identiques aux codes de dispersion ; ; e) de combinaison de ladite pluralité de signaux de support d'information en un signal de support d'information combiné f) de fourniture du signal de support d'information combiné à une ligne à retard à prises pour produire une série de signaux successivement captés retardés, pondérant, respectivement, les signaux captés à partir de la ligne à retard à prises par une pluralité de facteurs de pondération complexes, et de combinaison des signaux captés pondérés pour produire un signal capté pondéré combiné g) de production d'une sortie de décision à partir du signal capté pondéré combiné ; et h) de prévision d'un retard pour les signaux captés à partir de la ligne à retard à prises pour produire une pluralité de versions retardées des signaux captés afin qu'une des versions retardées coïncide temporellement avec ladite sortie de décision et de déduction de ladite pluralité de facteurs de pondération complexes à partir de corrélations entre la sortie de décision et les versions retardées des signaux captés. 14. Procédé selon la revendication 13, l'étape (h) comprenant les étapes hl) de multiplication de la sortie de décision par chacune des versions retardées des signaux captés pour produire une pluralité de séries de produits complexes ; et h2) de moyennage des produits complexes de chaque série pendant un intervalle de temps plus long que l'intervalle des symboles des signaux captés mais plus court que les intervalles auxquels l'évanouissement a une chance de se produire.