Brevet FR2734370A1 — publié le 19961122

Dispositif de poursuite angulaire radar. L'invention concerne les dispositifs de poursuite angulaire radar. Ces dispositifs sont embarqués sur des mobiles, ou bien prévus dans des stations au sol, notamment pour la conduite de tir. Un tel dispositif est muni d'un radar dont l'antenne doit pointer sur la cible, avec une erreur aussi faible que possible. A ce radar sont associés des moyens de traitement qui fournissent les ordres de pointage de son antenne, ou de pointage pour la conduite de tir. Certaines cibles, en particulier les avions, produisent des échos complexes, résultant de la composition des contributions de différents points brillants appartenant à la cible. I1 en résulte que, vue du radar du mobile, la cible se voit associer un plan équiphase dont la normale est sujette à de petites variations angulaires, assimilables à un bruit de visée angulaire qui vient se superposer au bruit thermique. Le bruit d'angle ainsi perçu par le radar se traduit par une scintillation de cible, que les spécialistes désignent le plus souvent par le terme anglais "glint". I1 a été observé que le bruit de visée angulaire produit par les cibles complexes est fondamentalement un bruit de position. Il ne devient un bruit angulaire que lorsqu'on le rapporte à la distance entre le radar et sa cible. En conséquence, à grande distance, c'est le bruit thermique qui domine, mais lorsque le radar se rapproche de sa cible, le bruit de scintillation (glint) augmente pour devenir égal au bruit thermique, puis dominer franchement celui-ci. Lorsque le bruit de scintillation est important, le mobile peut passer à une distance excessive de la cible, par rapport à sa puissance destructrice, à laquelle on associe généralement une distance dite "de létalité". Enfin, la taille des mobiles embarqués tend maintenant à décroître; la charge qu'ils peuvent emporter diminue donc, et par la même leur distance de létalité. Les problèmes dus au bruit de scintillation en sont accrus d'autant. La présente invention a précisément pour but de faciliter grandement la solution de ces problèmes de bruit de scintillation de cible. A cet effet, l'invention part d'un dispositif de poursuite angulaire radar qui est du type comprenant une antenne et des moyens associés à celle-ci pour fournir un signal somme et un signal différence, relatifs à une cible, des moyens de traitement avec changement de fréquence pour fournir un signal de produit scalaire des signaux somme et différence, ainsi qu'un signal de carré scalaire du signal somme, et pour élaborer, avec constante de temps passe-bas, un signal d'écartométrie défini comme le quotient du produit scalaire par le carré scalaire, et permettant le pointage de l'antenne, après intégration, le cas échéant l'élaboration des ordres de guidage d'un mobile. Selon une caractéristique générale de l'invention, un filtrage passe-bas est réalisé au moins sur la voie de carré scalaire, et le reste du dispositif est agencé de manière que le signal d'écartométrie soit obtenu après un filtrage passe-bas effectué séparément sur le signal de produit scalaire et le signal de carré scalaire, qui lui donnent naissance par division. Ceci peut être réalisé de différentes manières. Dans un premier mode de réalisation, deux filtrages passebas sont réalisés respectivement sur le signal de produit scalaire et sur le signal de carré scalaire. Ceci peut suffire à procurer le filtrage passe-bas global (selon la technique antérieure) du signal d'écartométrie, obtenu ensuite par division des signaux filtrés de produit scalaire et de carré scalaire. Dans une variante préférentielle de réalisation, le filtrage passe-bas du signal d'écartométrie est maintenu, mais effectué avec une constante de temps ajustable, déduite du filtrage passe-bas à constante de temps fixe que subit le signal de carré scalaire. Très avantageusement, la constante de temps appliquée au signal d'écartométrie est ajustée à proportion du rapport entre le signal de carré scalaire filtré et ce même signal brut. Dans des modes de réalisation particuliers, l'un au moins des filtrages passe-bas est réalisé par un filtre numérique récursif, mis en oeuvre récurrence par récurrence, (le radar opérant par impulsions), ou opérant au rythme d'échantillonnage de filtres Doppler à bande étroite disposés sur les voies Somme et Différence. Bien entendu, pour la plupart des applications, un dispositif selon l'invention comportera deux boucles de poursuite angulaire, dans les deux directions angulaires nécessaires à un mobile pour poursuivre une cible. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à l'examen de la description détaillée ci-après, et des dessins annexés, sur lesquels - la figure 1 est le schéma fonctionnel d'un dispositif de guidage d'un mobile en poursuite angulaire radar de type connu; - la figure 2 est un schéma correspondant à une partie de la figure 1, faisant apparaître un premier mode de réalisation de l'invention; et - la figure 3 est un schéma correspondant à la figure 2, mais faisant apparaître une variante préférentielle de l'invention. L'invention sera décrite ci-après dans le cas d'un mobile qui poursuit une cible, en principe mobile elle aussi. La cible, qui est par exemple un aéronef, est supposée contenir une pluralité de points brillants, qui sont alors la cause d'un phénomène de scintillation ou glint, comme précédemment indiqué. La poursuite angulaire qu'effectue le mobile par rapport à la cible fait intervenir deux mesures d'angle, dans deux directions différentes, qui sont en pratique perpendiculaires. Pour simplifier, on se limitera dans la présente description détaillée à une seule direction angulaire, le dispositif étant exactement le même pour la seconde direction. Sur la figure 1, le mobile comporte une antenne A, associée à des organes radar 2. Ces organes radar 2 sont ici de définition très large, car ils doivent pouvoir - assurer l'émission d'impulsions radar par l'antenne A; - assurer la reception d'échos et le prétraitement de ceux ci, en distinguant, pour chaque direction angulaire de mesure, un signal hyperfréquence somme noté SH, et un signal hyperfréquence de différence noté DH. - Disposer de moyens pour pointer physiquement ou électroniquement l'antenne A en direction de la cible, à partir d'un signal d'erreur représentatif de l'écart angulaire entre l'axe de visée de l'antenne A et l'axe qui joint le mobile à la cible. Ces directions sont normalement rapportées à une centrale inertielle de bord que comporte le mobile, et par rapport à laquelle sont également définis les paramètres de mouvement de ce mobile, de manière connue. Les signaux hyperfréquence SH et DH sont supposés ici être fournis en phase par les organes radar 2. Certains matériels les fournissent en quadrature, ce qui nécessiterait l'addition d'un déphaseur sur l'une des voies. Ces signaux SH et DH sont soumis à un premier changement de fréquence à l'aide d'un premier oscillateur local 40, ou OL1, et de mélangeurs respectifs 41 et 42, suivis d'amplificateurs 43 et 44. Les signaux de sortie de ces amplificateurs sont notés S et D. Ils sont de nature vectorielle, ou complexe, c'està-dire qu'ils possèdent une partie réelle et une partie imaginaire ou en quadrature. Ce fait est rappelé sur les dessins par une flèche qui surmonte de tels signaux vectoriels ou complexes. Ces signaux S et D sont appliqués à deux organes 51 et 52, qui reçoivent le signal d'un second oscillateur local 50, ou OL2. De manière connue, l'organe 51 fournit les deux composantes SX et SY du signal vectoriel ou complexe S. De même, l'organe 52 fournit les deux composantes DX et DY du signal vectoriel ou complexe D. Un organe 6 fournit d'une part un signal de produit scalaire des signaux somme et différence, noté S.D (avec flèche sur les dessins), d'autre part un signal de carré scalaire du signal somme, noté 1s12. Un diviseur 7 fournit maintenant le quotient du signal de produit scalaire par le signal de carré scalaire, la sortie étant donc un signal d'écartométrie brute. Ce signal est tout d'abord soumis à un filtrage passebas dans un circuit 8, dont la fonction de transfert peut être écrite 1/1 + T.p, suivant la convention bien connue de la transformée de Laplace. Le signal d'écartométrie E, ainsi filtré avec la constante de temps T, est alors amplifié dans un amplificateur 9, dont la sortie définit l'ordre de guidage OG pour le mobile. Une boucle, qui part de la sortie de l'organe 9, et comprend un intégrateur 90 (transformée de Laplace l/p) vient alors agir sur les organes radar 2 pour corriger le pointage de l'antenne A en direction de la cible. Cette boucle peut être plus élaborée pour certaines applications. La disposition connue de la figure 1 est sujette au problème déjà relevé : lorsque le mobile s'approche de la cible, le bruit de scintillation de la cible devient dominant, ce qui peut se traduire par une distance de passage excessive du mobile vis-à-vis de la cible. Le filtrage Doppler auquel il est habituellement procédé dans les organes 51 et 52 correspond à une vitesse radiale de l'ordre de 1 m/s. Cette discrimination de vitesse radiale est insuffisante pour permettre la discrimination des différents points brillants qui composent une cible complexe. C'est la raison pour laquelle un dispositif du genre illustré sur la figure 1 est sujet à scintillement ou glint. Par contre, une discrimination Doppler plus fine, descendant jusqu'à des vitesses de 10 cm/s, permettrait de séparer ces points brillants. Mais il est difficile d'obtenir une telle discrimination Doppler dans le dispositif de la figure 1, car il faut alors prévoir une série de filtres Doppler étroits dans les organes 51 et 52, ou entre ceux-ci et l'organe 6, et des moyens d'exploitation des différentes informations Doppler, jusqu'à la recombinaison pondérée de celles-ci, en aval du diviseur 7, pour la reconstitution de l'allure générale de la cible. On risque de surcroît, dans certains cas, de compromettre la stabilité de la boucle de réaction qui passe par l'intégrateur 90. En d'autres termes, il faudrait, pour obtenir cette discrimination Doppler, effectuer une transformation de Fourier, jusqu'au signal E disponible à la sortie du diviseur 7. Même avec les moyens de transformation de Fourier rapide, la réalisation d'un tel dispositif est génératrice de difficultés considérables. La Demanderesse a trouvé une solution beaucoup plus simple. Cette solution repose sur le fait que les signaux SX, SY fournis par le circuit 51, de même que les signaux DX et DY fournis par le circuit 52, peuvent être à chaque fois obtenus sous la forme d'une suite d'échantillons numériques temporels (sx)i , (sy)i d'une part, (dx)i et (dy)i d'autre part. On note N le nombre d'échantillons retenus pour effectuer un traitement sur la cible poursuivie. Ces signaux sont les signaux d'entrée du schéma de la figure 2, les circuits amont pouvant rester inchangés, hormis bien sûr le passage des organes 51 et 52 à une réalisation numérique. Le circuit 60 est donc agencé de manière à fournir, d'une part des échantillons temporels successifs du signal de produit scalaire, échantillons qui sont notés (s.d)i surmontés de flèches sur le dessin, d'autre part des échantillons temporels successifs du signal de carré scalaire, qui sont notés 1s2li. Les échantillons temporels de produit scalaire et de carré scalaire ainsi obtenus sont respectivement appliqués à des filtres passe-bas 81 et 82, qui peuvent être des filtres numériques glissants opérant avec la constante de temps T. On obtient ainsi le rapport entre la somme des N derniers échantillons temporels du produit scalaire (s.d)i et la somme des N derniers échantillons temporels du carré scalaire ls21jl comme exprimé par la relation I annexée, où q désigne l'indice de l'échantillon présent. La Demanderesse a observé que ceci donne le même résultat qu'un traitement séparé de N échantillons fréquentiels, qui seraient disponibles en aval des organes 51 et 52 (fig.l), après filtrage Doppler ou transformation de Fourier, puis soumis dans chaque bande de filtrage Doppler à une division de la forme (s.d)j/lsjl2 où l'indice j est maintenant relatif aux filtres Doppler, et enfin soumis à une recombinaison pondérée selon l'énergie Isjl2 contenue dans chaque échantillon. Même s'il est plus simple qu'un tel traitement Doppler, l'usage de filtres numériques glissants demeure assez gourmand en mémoires. C'est pourquoi la Demanderesse préfère utiliser pour les organes 81 et 82 des filtres numériques récursifs, comme décrit ci-après. On note respectivement ps, le signal de produit scalaire fourni par le filtre 81 et csn le signal de carré scalaire fourni par le filtre 82, au moment présent. Ces deux signaux obéissent aux relations II (données en annexe). Le spécialiste comprendra que la capacité de mémoire requise est bien inférieure au cas précédent. La dernière relation II montre comment l'on peut associer au facteur de pondération a la constante de temps T, par la troisième relation, où t est l'intervalle de temps qui sépare deux échantillons successifs. Les signaux filtrés ainsi obtenus, (Ps)n et (cs)n sont appliqués à un diviseur 70, suivi comme précédemment de l'amplificateur 9 de gain K, le reste de la boucle étant le même que sur la figure 1, c'est-à-dire qu'un intégrateur 90, de préférence numérique, renvoie le signal pour l'asservissement de pointage d'antenne vers les organes radar 2. I1 a été observé que le dispositif agencé selon la figure 2 fournit un excellent filtrage de fluctuations d'angles dues à la scintillation de cible ou glint. Ce filtrage correspond sensiblement à une amélioration d'un facteur 10 de la résolution Doppler obtenue dans le cas de la figure 1 mais, bien entendu sans la complication de moyens qui en résulterait, puisqu'on évite en particulier le passage par une transformation de Fourier, les filtrages effectués intéressant uniquement le domaine temporel. Dans des applications particulières, il est apparu que le dispositif selon l'invention donnait satisfaction pour des constantes de temps T supérieures à une vingtaine de millisecondes environ, ce qui correspond au cas des aéronefs. Bien qu'on puisse aussi utiliser un tel dispositif pour des constantes de temps plus faibles, ou des cibles sujettes à un moindre effet de scintillation, il semble actuellement que le dispositif selon l'invention fournisse alors de moins bons résultats. Par ailleurs, on sait que le traitement de signaux perturbateurs (brouillage) nécessite de disposer d'un signal d'écartométrie instantané. I1 faudrait l'élaborer séparément, dans le dispositif de la figure 2. La variante préférentielle de la figure 3 permet de l'obtenir plus simplement, et sans discontinuité de fonctionnement. Cette variante fait usage d'un organe 60 comme la figure 2. Toutefois, les échantillons (s.t)i et ls21i sont maintenant appliqués directement à un diviseur 170, suivi d'un filtre numérique récursif ajustable 180, de type passe-bas, auquel on va donc associer une constante de temps V ajustable. Par ailleurs, le signal Is2li est appliqué à un filtre numérique récursif 185, également passe-bas, auquel on associe une constante de temps fixe U. La sortie de ce filtre 185 est appliquée à un circuit 186 qui commande la constante de temps V du filtre ajustable 180. Pour le reste, la sortie du filtre 180 définit comme précédemment l'ordre de guidage OG, ainsi que, à travers l'inté- grateur numérique 90, le signal de commande pour le pointage de l'antenne A du mobile. On note ei le signal de sortie du diviseur 170, et En celui du filtre 180. Comme précédemment, on note (cs)n la sortie du filtre numérique 185, qui va jouer le même rôle que le filtre 82 de la figure 2. Le circuit 186 est agencé pour fournir le rapport du signal d'entrée du filtre 485 à son signal de sortie. Ce même circuit 186 fournit alors un facteur de commande k, qui va permettre de corriger proportionnellement la constante de temps ajustable du filtre 180. Plus précisément, le comportement du système est régi par les relations III données en annexe. L'examen de la première des relations III montre que le filtre 180 opère avec un facteur de pondération b.k, auquel on peut associer la constante de temps V par la relation III. La seconde des relations III régit le fonctionnement du filtre numérique 185. A son facteur de pondération b, on peut associer la constante de temps U par la relation IV. Enfin, en comparant la troisième des relations III avec les relations IV et V, il apparaît que le facteur de proportionnalité k, qui fait la différence entre les constantes de temps V et U, est bien proportionnel au rapport entre le signal d'entrée et le signal de sortie du filtre 185. Dans la pratique, on aura le plus souvent intérêt à donner à b la même valeur qu'à a précédemment, c'est-à-dire que la constante de temps U est la même que la constante de temps T. Au lieu d'échantillons temporels, sommés sur N périodes de récurrence du radar à impulsions, l'invention peut aussi être appliquée sur des échantillons délivrés séquentiellement par des filtres Doppler disposés alors sur les voies somme et différence (et non sur les voies de produit scalaire et de carré scalaire). Bien entendu, la présente invention n'est pas limitée au mode de réalisation décrit, mais s'étend au contraire à toute variante incluse dans le cadre des revendications ci-après. Elle s'applique aussi aux poursuites angulaires des radars de conduite de tir, qui ont le même problème à résoudre. Les "ordres de guidage" deviennent alors les signaux d'entrée d'une boucle semblable à celle qui pointe l'antenne, mais plus élaborée, éventuellement. ANNEXE - Formules (ps)n = (1 - a)(ps)n-1 + a (s.d)n (cs)n = (1 - a)(cs)n-1 + a |s|n II avec a = 1 - exp(t/T) En = En-1 (1 - b.k) + en.b.k (cs)n = (1 - b) (cs)n-1 + b |s|n III k k = |s|n/(cs)n b.k = 1 - exp(t/V) IV b = 1 - exp(t/U) V Revendications 1.- Dispositif de poursuite angulaire radar, du type comprenant une antenne (A) et des moyens (2) associés à celle-ci pour fournir un signal somme et un signal différence relatifs à une cible, des moyens de traitement avec changement de fréquence (40-44,50-52,6) pour fournir un signal de produit scalaire des signaux somme et différence, ainsi qu'un signal de carré scalaire du signal somme, et avec constante de temps passe-bas (8) pour élaborer un signal d'écartométrie (E) défini comme le quotient du produit scalaire par le carré scalaire, et permettant le pointage de l'antenne (A) après intégration (90), le cas échéant l'élaboration d'ordres de guidage (OG) d'un mobile, caractérisé en ce qu'un filtrage passe-bas (82;;185) est réalisé au moins sur la voie de carré scalaire et que le reste du dispositif est agencé de manière que le signal d'écartométrie soit obtenu après filtrage passe-bas séparé sur le signal de produit scalaire et le signal de carré scalaire qui lui donnent naissance par division. 2.- Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que deux filtrages passe-bas (81,82) sont réalisés respectivement sur le signal de produit scalaire et sur le signal de carré scalaire, ce qui peut suffire à procurer le filtrage passe-bas du signal d'écartométrie obtenu ensuite par division des signaux filtrés de produit scalaire et de carré scalaire. 3.- Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que le filtrage passe-bas (180) du signal d'écartométrie est effectué avec une constante de temps ajustable, déduite du filtrage passe-bas (185) à constante de temps fixe du signal de carré scalaire. 4.- Dispositif selon la revendication 3, caractérisé en ce que la constante de temps (V) appliquée au signal d'écartométrie est ajustée à proportion du rapport entre le signal de carré scalaire filtré et ce même signal brut. 5.- Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que l'un au moins des filtrages passebas (81,82;180,185) est réalisé par un filtre numérique glissant. 6.- Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que l'un au moins des filtrages passebas (81,82;180,185) est réalisé par un filtre numérique récursif. 7.- Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il comporte deux jeux de moyens de traitement, opérant sur des signaux somme et différence relatifs à des directions orthogonales.