Brevet FR2728971A1 — publié le 19960705

La présente invention concerne le domaine de la télémétrie, c'est- à-dire de la détermination de la distance d'un objet à une position de référence o se trouve la station de mesure. Cette détermination est une connaissance préalable à de nombreuses applications: communication, conduite de tir, photographie,.... L'invention s'applique plus particulièrement à l'acquisition de cibles mobiles, par la mesure de leur distance et de leur vitesse de déplacement relatif. Elle s'applique également à l'anémométrie, par l'acquisition de la vitesse de déplacement des masses d'air environnant i0 la station de référence. D'o le caractère multifonctionnel du télémètre selon l'invention. La plupart des dispositifs de télémétrie existants sont réalisés sur le principe de la mesure du temps de vol d'une impulsion, par exemple de source laser, émise par la station de référence et rétrodiffusée, par la cible, vers la position de référence o l'impulsion est détectée. On utilise habituellement une source laser solide YAG (Grenat d'argent et d'yttrium) émettant dans le proche infrarouge (par exemple à 1,06!m ou 1, 5 pm en association avec un oscillateur paramagnétique optique) et, à la réception, un détecteur qui ne nécessite pas de refroidissement au vu de la bande spectrale utilisée. Cependant, un inconvénient majeur de ce type de détection réside dans le fait qu'il emploie des impulsions lumineuses brèves (de l'ordre de 20 ns) qui sont aisément détectées par des dispositifs d'alerte laser (en abrégé DAL). Un DAL permet en effet de détecter dans son champ d'observation les points lumineux dont l'intensité varie rapidement en comparaison des variations temporelles habituellement détectées dans une scène. Pour remédier à ce problème, il est connu d'utiliser la technique de la détection hétérodyne d'un flux laser continu émis par la station de référence, rétrodiffusé par la cible et détecté en retour par la station dé référence, à travers un système optique adapté. La télémétrie à détection hétérodyne consiste à superposer, au niveau de la station de référence, un flux laser de référence au flux de mesure rétroréfléchi par la cible. Le flux de référence est un oscillateur local qui possède une fréquence identique à celle du flux émis. Les deux flux interfèrent par projection optique sur un détecteur, de type photodiode, qui délivre un signal de battement. L'analyse du signal obtenu permet de déduire à partir de la fréquence du battement, la distance cible-référence ainsi que sa vitesse radiale relative. Toutefois, ce principe de détection présente plusieurs inconvénients majeurs. Le premier est la forte sensibilité aux turbulences atmosphériques qui perturbent la détection du signal. Il devient alors difficile, voire impossible, de déduire une valeur de fréquence de battement à partir de l'analyse du signal obtenu. Pour réduire cette influence ainsi que celle des aberrations des éléments optiques utilisés, il est nécessaire de réduire o le diamètre de la pupille d'entrée du télémètre. Un autre inconvénient est la contrainte d'alignement entre la direction du flux de mesure provenant de la cible et la direction du flux oscillateur local. Cette contrainte résulte de la loi d'antenne qui limite la variation directionnelle à un champ angulaire d'ouverture 0 proportionnelle à A D, x étant la longueur d'onde du flux de mesure et D le diamètre de la pupille de réception. Pour augmenter l'ouverture du champ, il faut soit augmenter la valeur de longueur d'onde soit diminuer celle de la pupille de réception. Cela nécessite l'utilisation d'une source laser infrarouge de longueur d'onde, du type CO2 (qui émet à 10,6 Im) et d'un détecteur refroidi à basse température (généralement 77 K) pour que, dans un champ donné, la pupille soit maximale. De plus, I'albédo d'une cible peut être faible à ,6 am, en particulier lorsque la cible est mouillée. D'autre part, une diminution trop importante du diamètre D limite la détection des flux qui présentent des fronts d'ondes de profils variés, du fait de leur sensibilité aux turbulences. Un autre inconvénient provient du fait qu'une émission laser continue impose l'utilisation de voies d'émission et de réception séparées pour échapper aux réflexions parasites sur les éléments optiques et les aérosols. Cette contrainte limite le diamètre de la pupille de réception. La présente invention vise à résoudre les problèmes liés à la détection hétérodyne, en particulier la limitation du champ par la loi d'antenne et la sensibilité aux turbulences et aux aberrations optiques. Pour atteindre ces objectifs, la présente invention propose de réaliser l'oscillateur local par diffraction d'un flux de pompe sur un réseau d'indices créé dans un milieu non linéaire entre le flux de mesure rétrodiffusé par la cible et le flux de pompe. De cette façon, l'oscillateur reproduit, à la fréquence du flux de pompe, les variations du front rd'ondes du flux de mesure. Dans ces conditions, un repère fréquentiel introduit dans le flux de visée, par exemple sous la forme d'une rampe en fréquence, peut être détecté à la réception de façon précise dans le temps, par interférence entre le flux de mesure et l'oscillateur local, lorsque certaines conditions entre les fréquences des flux de mesure et de pompe sont remplies; une mesure fine de distance par chronométrie peut alors être réalisée. Plus précisément, l'invention a pour objet un télémètre discret o0 multifonctionnel, comprenant une source laser émettant en continu un faisceau à une fréquence fondamentale f0 pour réaliser un oscillateur local et un détecteur, caractérisé en ce que le faisceau émis est séparé pour former, d'une part, un faisceau de visée dirigé vers une cible située à une distance à déterminer et, d'autre part, un faisceau de pompe dirigé vers une i5 cellule à milieu non-linéaire présentant une constante de temps -, en ce que le faisceau de visée est modulée en fréquence par introduction à un instant donné, à l'aide d'un module acousto-optique, d'une composante additionnelle de fréquence périodique âf1.présentant une durée sensiblement inférieure à la constante de temps t et un temps de relaxation supérieur à la constante de temps t, le faisceau de visée étant rétrodiffusé par la cible et dirigé sous la forme d'un faisceau de mesure vers la cellule à milieu non-linéaire, en ce que les fréquences du faiceau de pompe et de visée sont réglées l'une relativement à l'autre par au moins un module acousto-optique de sorte qu'un réseau d'indice mobile est photo-induit dans le milieu non- linéaire, en ce que le faisceau de pompe diffracte sur ce réseau d'indice pour générer le faisceau oscillateur local qui interfère avec le faisceau de mesure sur le détecteur pour délivrer, à un instant séparé de l'instant d'émission de la composante de modulation par une durée proportionnelle à la distance de la cible, un signal de battement de fréquence fl-.égale à la fréquence de modulation. Le télémètre selon l'invention présente l'avantage d'être non seulement discret, du fait de l'utilisation d'une illumination laser continue, mais également de présenter une compensation dynamique des turbulences et un découplage du flux provenant de la cible et des flux parasites rétrodiffusés par les aérosols ou les éléments optiques du système de détection, du fait de l'identité des variations de fronts d'ondes entre l'oscillateur local et le faisceau de mesure reçu, quelle que soit la direction relative de ce faisceau par rapport à celle du faisceau de pompe signal ou la valeur du diamètre de la pupille de réception. Selon un mode de réalisation particulier, le faisceau de pompe est modulé en fréquence par introduction d'une composante de fréquence variable et de durée sensiblement inférieure au temps de réponse du cristal non- linéaire, par le modulateur de fréquence, par exemple un module o acousto-optique. Le réseau d'indice qui fournit l'information de distance et de vitesse est alors directement obtenu sans décalage de fréquences. Selon un autre mode de réalisation, une composante impulsionnelle périodique est introduite sur le faisceau de pompe à l'aide d'un amplificateur optique. Cette composante est séquencée de telle façon que la fréquence du faisceau de mesure se trouve nécessairement calée entre deux raies du spectre des harmoniques de la composante impulsionnelle. Le réseau d'indice qui fournit l'information de distance et de vitesse est là encore directement obtenu, avec une détection final de signal présentant un rapport signal/bruit particulièrement avantageux. Selon des caractéristiques particulières, la composante variable de la modulation du flux de visée se présente sous la forme d'une rampe linéaire périodiquement émise par un module acousto-optique, ou sous la forme d'une double rampe de pentes opposées. D'autre part le traitement du signal au sortir du détecteur peut être réalisé par compression à l'aide de lignes à retard dispersives puis post-intégration. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de la description qui suit, accompagnée des figures annexées qui représentent respectivement: - la figure 1, une vue schématique d'un exemple de réalisation d'un télémètre selon l'invention; - la figure 2, des diagrammes représentatifs d'une rampe en fréquence périodique pouvant être utilisée pour moduler le faisceau de visée émis par le télémètre selon l'invention, et du signal impulsionnel obtenu en sortie du détecteur; -la figure 3, un autre exemple de réalisation d'une partie du télémètre selon l'invention, illustrant un mode particulier de mise en oeuvre; - la figure 4, le diagramme d'une composante impulsionnelle de modulation du faisceau de pompe utilisée en liaison avec ce mode de réalisation particulier; - la figure 5, les transformées de Fourier du faisceau de pompe et du faisceau de mesure dans le cadre de ce mode de réalisation. Un exemple de réalisation d'un télémètre selon l'invention, tel i0 qu'illustré par la figure 1 comporte une source laser 1 de type Erbium (Er3+) qui émet en continu un faisceau E polarisé verticalement de fréquence ondamentale fo, correspondant à la longueur d'onde 1,54 p.m de sécurité oculaire. Les faisceaux lumineux sont représentés sur les figures par leur axe optique afin de ne pas les charger excessivement. Le faisceau E, de puissance P (par exemple égale à 50 mW) est séparé spatialement en deux faisceaux, E1 et E2, dits respectivement de visée et de pompe, de puissance P1 et P2 (respectivement égales à 40 mW et 10 mW dans l'exemple illustré), par transmission et réflexion sur une lame partiellement réfléchissante 2. Les faisceaux E1 et E2 traversent respectivement un module acousto-optique, 3 et 4, chaque module étant composé d'un couple de cellules acousto-optiques. Le module acousto- optique 3 peut translater la fréquence fondamentale f0 du faisceau de visée E1 dirigé vers la cible K dont on cherche à déterminer la distance, et le module acousto-optique 4 peut translater la fréquence fondamentale f0 du faisceau de pompe E2. Afin de séparer l'émission du faisceau de visée E1 vers la cible K de la réception de ce faisceau rétroréfléchi par la cible, le faisceau E1 peut traverser à l'émission, comme illustré à titre d'exemple sur la figure, un cube de polarisation 5 qui transmet la polarisation verticale et réfléchit la polarisation horizontale. Le faisceau transmis est ensuite transformé en polarisation circulaire, par exemple circulaire droite, par une lame quart d'onde 6 et collimaté par un élément optique représenté par la lentille 7. Le faisceau de visée E1 se propage alors dans l'espace libre, puis est diffusé par la cible K sous forme de différents faisceaux Ed formant un flux diffusé. Le flux ainsi diffusé par la cible est de polarisation circulaire inversée (circulaire gauche dans l'exemple de réalisation) et présente un décalage de fréquence Doppler, fD, si la cible K est mobile. Typiquement, si le flux lumineux est à la longueur d'onde 1,5.m, le décalage Doppler en fréquence vaut 1,34 MHz/m/s. La partie E'1 du flux Ed qui est diffusée en direction du télémètre, est collectée par la lentille 7 par retour inverse de la lumière. Le flux E'1 est dit rétrodiffusé vers le télémètre. Le faisceau E2, provenant directement de la source laser 1, et le flux E'1, rétroréfléchi par la cible K, sont dirigés vers une cellule 10 contenant un milieu non-linéaire optique pour y générer des réseaux d'interférences. Le flux rétrodiffusé E'1 est amené jusqu'à la cellule 10 par tout moyen optique adapté. Dans l'exemple de réalisation illustré, le flux E'1 est d'abord transformé en polarisation horizontale par traversée de la lame quart d'onde 6, pour pouvoir être réfléchi par le cube séparateur de polarisation 5 et être séparé du faisceau d'émission E1. Le flux E'1 est ensuite réfléchi sur un miroir orientable 8, avant de traverser, dans l'exemple illustré, un filtre interférentiel 9 centré sur la longueur d'onde d'émission de la source laser 10 (1,5 Itm dans l'exemple de réalisation). En sortie du filtre, le flux E'1 obtenu est un faisceau apte à servir de faisceau de mesure, et est appelé ainsi dans la suite du traitement. Il est alors focalisé par une lentille 1 1 sur le milieu non linéaire de la cellule 10, selon un angle d'incidence défini par l'orientation du miroir 8. La valeur de cette angle d'incidence est fonction du matériau non-linéaire utilisé, en particulier en fonction de sa constante de temps de réponse t. Comme matériau non linéaire, il est par exemple possible d'utiliser un cristal de Cd-Te (cadmium- tellure), de GaAs (arséniure de gallium), ou de BaTiO3 (titanate de barium). Le faisceau E2, qui sert de faisceau de pompe pour le milieu non- linéaire, et le faisceau de mesure E'1 génèrent alors des réseaux d'interférence qui se déplacent à des vitesses proportionnelles à la différence entre chacune des fréquences d'un faisceau et des fréquences de l'autre faisceau interférant. Les faisceaux sont réglés en fréquence par l'un et/ou l'autre des modules acousto-optiques 3 et 4 (selon des conditions définies ci-après) de sorte qu'un réseau d'interférence génère, dans le milieu non-linéaire, un réseau d'indices photo-induit dont la vitesse de déplacement est proportionnelle à la différence entre les fréquences interférantes. Si les conditions relatives aux fréquences sont remplies, la diffraction du faisceau de pompe E2 sur ce réseau d'indice génère un faisceau OL qui a même front d'onde que le faisceau de mesure E'1, puisque les déformations de front d'onde sont inscrits par construction dans le réseau d'indice. Le faisceau OL ainsi créé est un oscillateur local qui permet de réaliser une compensation dynamique des turbulences atmosphériques et des aberrations optiques subies par le faisceau de mesure de la cible au cours de son trajet aller-retour. Le faisceau oscillateur local OL et le faisceau de mesure E'1 sont o0 projetés sur un détecteur 12, de type photodiode, à l'aide d'une lentille 13. Si les conditions de réglage de fréquences sont remplies, le détecteur 12 délivre un signal de battement S de fréquence égale à la différence entre les fréquences des faisceaux OL et E'1 qui interfèrent sur ce détecteur. Avant de décrire le traitement qui peut être effectué sur le signal de battement S, examinons les conditions à respecter sur les fréquences des faisceaux interférants afin d'obtenir un signal de battement dont la fréquence varie selon un profil prédéterminé. Ce profil est celui de la fréquence fl périodiquement variable d'une composante de modulation ajoutée au faisceau de visée E1. Une telle composante est fournie par le module acousto-optique 3. Une composante continue en fréquence, respectivement Af1 et/ou Af2, est également ajoutée sur, respectivement, le faisceau de visée E1 et/ou le faisceau de pompe E2. Tous ces décalages sont mis en oeuvre par les modules acousto-optiques, respectivement 3 et 4, en addition à la fréquence fondamentale f0 des faisceaux de visée E1 et de pompe E2, telle que délivrée par la source laser 1. Par exemple, la fréquence de modulation 6f1 peut se présenter sous la forme d'une rampe périodiquement renouvelée, telle qu'illustrée en fonction du temps t à la figure 2. Chaque rampe possède une durée d'excursion T et un intervalle d'excursion en fréquence Mf centrée autour d'une fréquence fi; la modulation est globalement périodique, de période égale à T + TR, composée de la période d'excursion T et d'une période de relaxation égale à TR. La mise en oeuvre d'autres types de profil périodique pour la fréquence de modulation peut être effectuée par l'homme du métier, par exemple un profil de type "impulsionnel" correspondant à une rampe périodique horizontale (Af = 0). Dans ces conditions, les réseaux d'interférence générés dans le milieu non-linéaire de la cellule 10 par le faisceau E2, de fréquence fo + A f2, et le flux rétroréfléchi E'1, de fréquence f0 +Af,+6f + fD, fD étant le décalage en fréquence Doppler dû à la mobilité de la cible, se déplacent à des vitesses proportionnelles à la différence de ces fréquences, soit Afl-A f2+6f1l+fD. En choisissant les composantes continues (A f, et Af2) des fréquences de réglage des faisceaux E1 et E2, les périodes TR et T de la composante périodiquement variable âf1, et le temps de réponse X du matériau non-linéaire utilisé de sorte que les trois relations suivantes soient i0 satisfaites: AfIl-Af2 + fDI T TR > r (3) le réseau d'interférence ainsi réalisé génère dans le matériau non-linéaire un réseau d'indice photo- induit mobile. Ce réseau d'indice se déplace à une vitesse proportionnelle à A f. - A f2 + fD. Cette quantité est égale à la différence des fréquences des faisceaux interférants, sans faire intervenir la composante périodiquement variable Sf, puisque, selon la relation (2) précédente, la durée d'excursion T reste très inférieur à T. L'oscillateur local OL, crée par diffraction du faisceau de pompe E2, possède une fréquence égale à celle du faisceau de pompe E2, soit fo+ Af2, augmentée de la fréquence Doppler A f. + fD- A f2due à la mobilité du réseau d'indice. Finalement, il apparaît au niveau du détecteur 12 un signal de battement S modulé précisément à la fréquence variable de modulation 9fl; en effet, la fréquence du signal S est égale à la différence entre la fréquence du faisceau OL, soit f0+ Afl+fD, et la fréquence du faisceau E'1, soit f0+ A fl+fD+ 8 fi; la fréquence de battement a donc une durée T et une période égale à T+TR. L'impulsion électronique obtenue en réception au niveau du détecteur possède ainsi une fréquence de modulation variant linéairement dans le temps. Si TO est l'instant d'émission initial de la composante variable 6f1, celle-ci traverse le milieu non linéaire après rétroréflexion sur la cible, à l'instant TO ±, o c est la vitesse de la lumière et d la distance entre le c télémètre et la cible. Au sortir du détecteur, le signal de battement S, de fréquence égale à la composante variable fl, est traité de manière à fournir la valeur de la distance d. Dans l'exemple de réalisation tel qu'illustré à la figure 1, le signal S délivré par le détecteur 12 est comprimé par transmission à un module de compression 14, par exemple un module à lignes à retard dispersives. Ce type de module de compression est connu de l'homme de l'art. Il utilise la propagation sur un substrat (classiquement en LiNbO3) o d'ondes acoustiques de surface créées à partir du signal S par un système piézo-électrique. Ces ondes se réfléchissent alors sélectivement, en fonction de leur fréquence, sur un réseau semi-réfléchissant de pas variable, cette réflexion permettant de compenser les retards. Par exemple, dans le cas o la fréquence du signal de battement se présente sous la forme d'une rampe de pente positive, telle qu'illustrée par la figure 2, les composantes de fréquences plus élevées, reçues les premières, sont retardées de façon à sortir en même temps que les fréquences les plus basses, reçues ultérieurement. Pour ce faire, les réseaux ont un pas variable adapté, de sorte que la loi de compression du retard en fonction de la fréquence soit conjugué par rapport à la loi d'émission, la loi de compression étant linéaire de pente négative lorsque la loi d'émission est, comme dans le cas présent, linéaire et de pente positive. En détection hétérodyne classique, il apparaît une ambiguïté entre la détermination de la distance et celle de la vitesse de la cible, bien connue des spécialistes du radar. Cette ambiguïté est levée par l'utilisation de deux impulsions modulées accolées, et présentant des caractéristiques de pentes opposées. Les impulsions comprimées correspondantes s'écartent alors symétriquement en présence de l'effet Doppler, la vitesse pouvant alors se mesurer par l'écart entre les deux impulsions. Avec le télémètre selon l'invention, cette ambiguïté n'existe pas puisque l'oscillateur local est accordé en front d'onde et en fréquence au faisceau rétroréfléchi par la cible. La distance à la cible se déduit alors par simple chronométrie du temps d'arrivée de la composante impulsionnelle comprimée. Sur la figure 2, un diagramme fréquence/temps des composantes impulsionnelles comprimées, Ic, a été représenté au regard de la caractéristique d'émission de la composante variable âf1. L'écart temporel entre l'instant de fin d'émission de chaque rampe et l'instant d'apparition de 2d l'impulsion comprimée Ic est égal à -et permet donc de mesurer la c distance d. Afin d'augmenter le rapport signal/bruit, il est possible de monter en sortie du module de compression 14, une carte de traitement 15 pour réaliser une post-intégration des impulsions comprimées qui sont délivrées à la cadence.Un boîtier électronique 16, monté en sortie de la carte de TR+T post-intégration 15, reçoit alors le signal de battement, devenu S' après 0o compression puis S" après post-intégration, le compare à un seuil k, et effectue la chronométrie. Le résultat de cette chronométrie peut être transmis à un dispositif d'affichage 17. Dans la pratique, il y a détection lorsque la relation (1) est réalisée, c'est-à-dire lorsque les décalages fréquentiels des faisceaux E1 et E2 sont correctement ajustés au niveau des modules acousto-optiques, respectivement 3 et 4 (figure 1). Dans ces conditions, la valeur de la fréquence Doppler fD se déduit alors des valeurs de décalage fréquentiels A f. et A f2 à partir de la relation (1) précédente: fD = A f2 - A f a + près La vitesse de la cible s'en déduit aisément en sachant que, comme indiqué plus haut, le décalage en fréquence Doppler vaut approximativement 1,34 MHz/m/s pour un faisceau de longueur d'onde égal à 1,5 Im. Le réglage des composantes additionnelles peut être effectué au niveau des modules acousto-optiques 3 et 4 est effectué à l'aide d'un boîtier de commande 18, tel qu'illustré à la figure 1. En l'absence de détection de signal au niveau du détecteur 12, le signal électrique S est transmis au boîtier de commande 18 pour translater l'une et/ou l'autre des composantes constantes, A f. et/ou A f2, à l'aide de décalages en fréquences effectuées au niveau des modules acousto-optiques 3 et/ou 4. Si AV représente le domaine de vitesse de la cible, le domaine de recherche en fréquence AV Doppler s'étend sur une plage proportionnelle à È, X étant la longueur d'onde du faisceau incident. En utilisant la relation d'application pratique précédente, donnant la valeur du décalage en fréquence Doppler par unité de vitese de déplacement à la longueur d'onde d'illumination égale à 1,5 rom, cette plage s'étend sur approximativement 2 x AV MHz. Si, par exemple, les A modules acousto- optiques translatent les composantes constantes par pas i élémmrntaire égal à-, dans un sens positif ou négatif, le temps maximum de r recherche et d'accrochage de cible (donc de détection) Tmax peut alors être donné par une relation pratique du type suivant (en sachant que par io décalage élémentaire de fréquence, il s'écoule au moins le temps de création -r du réseau d'indice): Tma = r2 x 2 x- Par exemple, pour un faisceau incident de longueur d'onde 1,5 gm et une plage de vitesse de cible égale à 20 m/s, le temps Tmax vaut 26,7 s pour un matériau non linéaire de constante de temps - égal à 1 ms et vaut 0, 26 s pour un matériau non linéaire de constante de temps égale à 0,1 ms. Ces temps maximum de recherche et d'accrochage sont faibles. Une forme de réalisation plus particulière, ci-après décrite, permet d'obtenir directement, et donc encore plus rapidement, les informations de distance et de vitesse de cible recherchées. Selon cette forme de réalisation, une composante de fréquence âf2 rapidement variable au regard de la constante de temps -, est introduite par l'intermédiaire du module acousto- optique 4 (figure 1). Cette excursion en fréquence supplémentaire est réglée pour apparaître pendant la période de relaxation TR de la composante variable introduite sur le faisceau E1 par l'intermédiaire du module acousto- optique 3. Dans ces conditions, seul le réseau d'interférence créé lorsque la fréquence du faisceau de mesure E'1 appartient au domaine de fréquence balayé par le faisceau de pompe E2, à savoir f0 + A f2 f2, permet de photoinduire un réseau indice. L'introduction de cette composante supplémentaire de fréquence Sf2 permet donc de créer un seul réseau d'indice fixe à partir d'un des nombreux réseaux d'interférence, au lieu de la création d'un réseau d'indice mobile à partir d'un seul réseau d'interférence comme dans la forme de réalisation précédente. Dans ces conditions, la diffraction du réseau de pompe E2, après la période d'inscription TR, sur le réseau d'indice ainsi créé génère un faisceau diffracté OL à la fréquence f0 + A f2, puisque le réseau d'indice est fixe et que la fréquence Sf2 qui a, par hypothèse, une durée très inférieure à T, n'est pas inscrite dans le réseau. Il apparaît alors au niveau du détecteur un signal S modulé à la fréquence de battement A f - A f2 + fD+ gf,. En réalisant, comme évoqué précédemment, une modulation de fréquence Sf1 doublée, à pente positive puis à pente négative, le module de compression 14 délivre deux signaux comprimés. L'écart temporel séparant ces signaux donne accès à la valeur de la porteuse A f. - Af2 + fD. Cette quantité fournit la valeur de la vitesse de la cible, et la position temporelle moyenne entre les deux signaux fournit la distance de la cible. Dans ces conditions, le temps maximum Tmax de recherche est divisé par la largeur d'excursion en fréquence additionnelle Sf2. Par exemple si Sf2 vaut 100 kHz, le temps Tmax est divisé par 100. Un autre mode particulier de réalisation permet d'obtenir le même type d'effet avec l'insertion d'un amplificateur optique. La figure 3 illustre cette insertion en reprenant partiellement le schéma de la figure 1 o les références indiquées correspondent aux mêmes éléments que ceux de la figure 1. L'amplificateur 19, tel qu'une Cavité Amplificatrice Optique connue de l'homme de l'art, est intercalé entre le module acousto-optique 4 et la cellule de milieu non-linéaire 10. Cette cavité amplificatricepermet d'ajouter au faisceau de base E2, de fréquence f0 +A f2, une composante impulsionnelle en amplitude de puissance moyenne P. Le faisceau délivré est noté E3 sur la figure 3. Le diagramme illustré à la figure 4 montre l'allure de la puissance du faisceau E3 obtenu en sortie de la cavité amplificatrice, en fonction du temps t. L'amplification est créée pendant une durée TA, puis relaxé pendant un temps TR o seul le faisceau de pompe de base de puissance P2 existe. Pendant la durée TA, l'amplification est créée sous forme d'impulsions IA de durée TA. Les impulsions IA sont délivrées à la cadence fA- En termes de puissance, le faisceau E3 délivré par la cavité amplificatrice possède une puissance impulsionnelle crête égale à P xP2 +, et une puissance continue égale à P2. TAX fA Le faisceau de pompe E3 issu de l'amplificateur optique 19 et le flux rétroréfléchi E'1 génèrent des réseaux d'interférence dans le milieu non- linéaire de la cellule 10. Illustrées à la figure 5, les transformées de Fourier TF des faisceaux E3 et E'1 ( en unité de puissance) forment d'une part, pour le faisceau E3, un signal de fréquence fondamentale donnée par la fréquence f0 + A f2 de l'oscillateur de base E2 de puissance P + P2 et des harmoniques d'écart fréquentiel égal à fA, s'étalant sur une enveloppe IH de i largeur égal à _- et de puissance crête P. Du fait de la largeur du r1A domaine fréquentiel concerné (par exemple 2.105 harmoniques peuvent *'A être comprises dans le domaine fréquentiel - en utilisant des durées z-A impulsionnelles habituelles), la raie du faisceau E'1 de fréquence fo + A f. + fD, se trouve entre deux harmoniques du spectre de fréquence du faisceau E3. A condition que la cadence fA de la composante impulsionnelle i du faisceau E3 soit inférieure à - (t étant la constante de temps du milieu r non-linéaire utilisé), il existe alors une raie du spectre de fréquence du faisceau E3 dont l'interférence avec le flux E'1 créé un réseau se déplaçant à une vitesse proportionnelle à une valeur inférieure à -. Le réseau d'indice photo-induit par ce réseau d'interférence durant la période d'inscription de durée TA, diffracte la composante continue de fréquence fo + Af2 du faisceau amplifié E3 durant la période de relaxation de durée TR. Pour autant que la durée de relaxation TR reste sensiblement inférieure à la constante de temps t du milieu non linéaire, cette diffraction génère un faisceau oscillateur local OL, à la fréquence de base f0 + A f2 Comme précédemment, l'oscillateur local OL et le faisceau rétroréfléchi E'1 interfèrent sur le détecteur 12 pour fournir un signal de battement de fréquence égale à la différence de fréquence des signaux interférents, c'est-à-dire A fi - A f2 + fD. Ce signal de battement est modulé à la fréquence 5f1 puisque le faisceau photo-induit n'est pas modifié par inscription de la composante de fréquence âf1, le temps d'excursion T étant sensiblement inférieur au temps de réponse X du milieu non-linéaire utilisé (conformément à la relation (3)). La compression dans le module à lignes à retard fournit une impulsion dont l'instant de détection permet de mesurer la distance entre la cible et le télémètre. Si une ambiguïté de type distance- vitesse Doppler apparaît, il convient de réaliser une modulation à double rampe positive et négative, telle qu'évoquée précédemment. Ce mode de réalisation particulier permet d'augmenter la fiabilité des résultats obtenus 0o par augmentation sensible du rapport signal/bruit, du fait des rapports de puissance mis en jeu entre la raie du faisceau de mesure et celle de l'harmonique du spectre de fréquences du faisceau de pompe. L'invention n'est pas limitée aux exemples de réalisation décrits et représentés. Il est possible, par exemple, de remplacer la cavité d'amplification optique par un modulateur d'amplitude. D'autre part il est possible de réaliser, par balayage du faisceau de visée, une imagerie active pour visualiser en temps réel les paramètres de distances et de vitesses de cibles, ainsi que de réflectance du milieu environnant. La mesure de la réflectance permet de localiser les points brillants du fond environnant, ce qui permet de repérer en particulier les optiques pointées en direction de la station de référence. Une telle imagerie active peut également être obtenue en utilisant un détecteur matriciel à la place du détecteur hétérodyne mis en oeuvre. Une autre application concerne l'anémométrie. Le télémètre selon l'invention peut en effet permettre de mesurer la fréquence Doppler due au déplacement des masses d'air environnants la station. Cette mesure est une donnée critique pour la balistique en conduite de tir. REVENDICATIONS 1 - Télémètre discret multifonctionnel, comprenant une source laser (1) émettant en continu un faisceau (E) à une fréquence fondamentale fo pour réaliser un oscillateur local (OL) et un détecteur (12), caractérisé en ce que le faisceau émis (E) est séparé pour former, d'une part, un faisceau de visée (E1) dirigé vers une cible (K) située à une distance à déterminer et, d'autre part, un faisceau de pompe (E2) dirigé vers une cellule à milieu non- linéaire (10) présentant une constante de temps r, en ce que le faisceau de l0 visée (E1) est modulé en fréquence par introduction à un instant donné, à l'aide d'un module acousto-optique (3), d'une composante additionnelle de fréquence périodique 6f1 présentant une durée (T) sensiblement inférieure à la constante de temps r et un temps de relaxation (TR) supérieur à la constante de temps -r, le faisceau de visée (E1) étant rétrodiffusé par la cible i5 (K) et dirigé sous la forme d'un faisceau de mesure (E'1) vers la cellule à milieu non- linéaire (10), en ce que les fréquences du faiceau de pompe (E2) et de visée (E'1) sont réglées l'une relativement à l'autre par au moins un module acousto-optique (3, 4) de sorte qu'un réseau d'indice mobile est photo-induit dans le milieu non-linéaire (10), en ce que le faisceau de pompe (E2) diffracte sur ce réseau d'indice pour générer le faisceau oscillateur local (OL) qui interfère avec le faisceau de mesure (E'1) sur le détecteur (12) pour délivrer, à un instant séparé de l'instant d'émission de la composante de modulation par une durée proportionnelle à la distance de la cible, un signal de battement (S) de fréquence sensiblement égale à la fréquence de modulation 6fl. 2 - Télémètre selon la revendication 1, caractérisé en ce que la fréquence de modulation Sf1 varie sous forme d'une rampe linéaire sur une durée d'excursion (T) couvrant un intervalle de fréquence (Af) décrit autour d'une fréquence intermédiaire donnée (fi), cette rampe étant périodiquement renouvelée après une période de relaxation (TR) donnée. 3 - Télémètre selon la revendicaton 1 ou 2, caractérisé en ce que le signal de battement (S) est comprimé par un module de compression (14), puis post-intégré à l'aide d'une carte de traitement (15), et appliqué à un boîtier électronique pour effectuer une chronométrie. 4 - Télémètre selon la revendication 3, caractérisé en ce que le module de compression (14) comporte des lignes à retard dispersives formant un réseau semi-réfléchissant de pas variable. - Télémètre selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que les modules acousto-optiques (3,4) sont pilotés par un boîtier de commande (18) auquel est appliqué le signal (S) délivré par le détecteur (12). 6 - Télémètre selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que, le faisceau de mesure (E'1) présentant une o10 composante fréquentielle Doppler fD lorsque la cible (K) possède une vitesse relative, les réglages en fréquence effectués par les modules acousto-optiques (3,4) permettent d'ajouter sur les faisceaux de mesure et de pompe (E'1, E2) une composante continue Af1 et Af2 de sorte que I Af1-A f2+fD I reste inférieur à 1l-r, ce qui permet de déduire une valeur correcte de la fréquence Doppler et donc celle de la vitesse de déplacement de la cible. 7 - Télémètre selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'une composante de fréquence 8f2 rapidement varible au regard de la constante de temps -T est introduite sur le faisceau de pompe (E2) à l'aide du module acousto-optique (4) pendant la période de ralaxation (TR) de la composante variable 5f1 introduiote sur le faisceau de visée (E1), la valeur de cette composante variableétant choisie de sorte qu'un seul réseau d'interférence créé dans le milieu non-linéaire (10) génère un réseau d'indice fixe lorsque la fréquence du faisceau de mesure (E'1) appartient au domaine de fréquence balayé par le faisceau de pompe (E2). 8 - Télémètre selon la revendication 7, caractérisé en ce que la fréquence demodulation 8f1 du faisceau de visée (E1) est à double rampe périodiqueaccolée, de pentes respectivement positive et négative, de sorte que 2 signaux de battement apparaissent au niveau du détecteur (12) dont l'instant médian d'apparition et l'écart temporel donnent accès respectivement aux valeurs de la distance et de la vitesse de la cible. 9 - Télémètre selon la revendication 1, caractérisé en ce quun amplificateur optique (19) est inséré entre le module acousto-optique (4) et la cellule à milieu non-linéaire (10) pour former le faisceau de pompe (E3) par addition d'une composante d'amplification impulsionnelle en amplitude au faisceau de pompe de base (E2), cette composante additionnelle présentant une période (TA) pendant laquelle des impulsions (IA) sont émises à une cadence fA inférieure à liT/, de sorte que le faisceau oscillateur local (OL) créé par diffraction du faisceau de pompe (E3) sur un réseau d'indice photo-induit par une raie du faisceau de pompe (E3) et la faisceau de mesure (E'1) possè de une fréquence égale à celle du faisceau de pompe de base (E2). - Télémètre selon la revendication 9, caractérisé en ce que l'amplificateur optique (19) est une Cavité Amplificatrice Optique. 11 - Télémètre selon la revendication 9, caractérisé en ce que l0 l'amplificateur optique (19) est un modulateur d'amplitude. 12 - Télémètre selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que le faisceau de visée (E1) est balayé pour réaliser une imagerie active permettant de déterminer des valeurs, de distance, de vitesse et de réflectance du milieu environnant. 13 - Télémètre selon la revendication 13, caractérisé en ce que l'imagerie active est réalisée par l'utilisation d'un détecteur matriciel comme détecteur hétérodyne (12). 14 - Télémètre selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il est appliqué en anémotrie pour mesurer des déplacements des masses d'air environnants.