Brevet FR2723206A1 — publié le 19960202

Récepteur de signaux électromagnétiques, avec identification et localisation de ces signaux. L'invention concerne la détection passive de sources émettant des signaux électromagnétiques, ainsi que la localisation de telles sources. Plus particulièrement, il est souhaitable de détecter des émissions radar et de les localiser avec une bonne sensibilité, une probabilité d'interception maximale (100%) pour les signaux inclus dans la bande de réception, une bonne pré- cision de fréquence et une bonne précision angulaire. Il s'y ajoute l'impératif habituel de réaliser ces fonctions à l'aide d'un appareillage dont le coût et le volume soient aussi réduits que possible, compte tenu notamment des applications embarquées. Les solutions actuellement connues utilisent soit des récepteurs dits "cristal vidéo", soit des récepteurs super-hétérodyne. Avec un récepteur cristal vidéo, on effectue une détection (le cristal) qui fait perdre l'information de phase, suivie d'une visualisation (vidéo) des signaux reçus, en fréquence et en angle. Si la probabilité d'interception est grande, par contre la sensibilité et la précision de fréquence sont moyennes, tandis que la précision angulaire est faible. Ce type de récepteur ne donne donc pas entière satisfaction. Avec un récepteur super-hétérodyne, on produit un signal local à balayage qui permet d'explorer temporellement la bande de réception. La sensibilité est bonne, de même que la précision des mesures de fréquence et d'angle, car l'information de phase du signal reçu est conservée. Par contre, le temps nécessaire au balayage fait que des signaux incidents ne vont pas être perçus. La probabilité d'interception est donc faible. I1 en résulte que les récepteurs super-hétérodyne ne donnent pas, non plus, entière satisfaction. Selon la présente invention, l'information de phase est conservée, sans qu'il soit nécessaire de procéder à un balayage de fréquence sur le signal local. Ainsi, l'invention s'applique en particulier à un récepteur de signaux électromagnétiques, comprenant des moyens de réception radio-fréquence à au moins deux voies associés à au moins une antenne, des moyens pour mélanger les signaux de sortie de ces moyens de réception radio-fréquence avec un signal local, des moyens d'amplification à fréquence intermédiaire reliés à la sortie de ces moyens de mélange, et des moyens de traitement en phase des signaux issus des deux voies des moyens d'amplification à fréquence intermédiaire. Très généralement, l'objet de l'invention réside en ce que le signal local est engendré à partir des signaux reçus, de telle manière qu'après le mélange, on dispose de signaux en fréquence intermédiaire à bande étroite, dans lesquels la phase des signaux reçus est conservée. A cet effet, le récepteur selon l'invention comprend des moyens pour engendrer le signal local par une double transposition de fréquence effectuée sur les signaux reçus, à l'aide de deux oscillateurs locaux de fréquence fixe. I1 est vivement souhaitable qu'à chaque transposition, les battements non désirés soient fortement rejetés, de préférence à mieux que 50 dB. I1 est,également, très avantageux que le signal local soit engendré à un niveau constant prédéterminé, quels que soient le niveau et la fréquence du ou des signaux radio-électriques reçus. Dans un mode de réalisation préférentiel, les moyens pour engendrer le signal local comprennent - un premier étage de filtrage passe-bande couvrant une bande de signaux électromagnétiques à recevoir; - un premier mélangeur associé à un premier oscillateur local de fréquence fixe; - un second étage de filtrage passe-bande; - un second mélangeur associé à un second oscillateur local de fréquence fixe; et - un troisième étage de filtrage passe-bande dont la sortie définit le signal local. Le premier étage de filtrage passe-bande est alors suivi, en principe, d'un limiteur à très large bande et de grande dynamique, les mélangeurs étant eux aussi à très large bande. Le limiteur est de préférence suivi d'un filtre semblable au premier étage de filtrage. Enfin, des moyens de mesure de fréquence peuvent être connectés aux moyens pour engendrer le signal local. L'invention s'applique en particulier au cas où les moyens de réception comprennent plusieurs voies séparées associées respectivement à des antennes définissant une base d'interférométrie, et suivies de voies respectives de mélange et de fréquence intermédiaire qui sont indépendantes jusqu'au traitement. Le signal local est alors engendré à partir de l'une des voies de réception, associée à l'une des antennes, et il est appliqué à tous les mélangeurs des différentes voies, dont les sorties de fréquence intermédiaire sont traitées en phase. Dans la même application, le récepteur peut comprendre également une voie de réception associée à une antenne omnidirectionnelle, en particulier pour la suppression des lobes secondaires des antennes d'interférométrie. En pareil cas, les mélangeurs des circuits à fréquence intermédiaire associés reçoivent également ledit signal local. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à l'examen de la description détaillée ci-après, et des dessins annexés, sur lesquels - la figure 1 est le schéma de principe d'un récepteur de la technique antérieure, du genre super-hétérodyne; - la figure 2 est le schéma de principe d'un récepteur selon l'invention; - la figure 3 est le schéma détaillé du générateur de signal local 10 du récepteur de la figure 2; - la figure 4 est le schéma général d'un mode de réalisation détaillé de l'invention; - la figure 5 est le schéma détaillé du générateur de signal local 10 de la figure 4; et - la figure 6 est un schéma partiellement détaillé des organes de traitement référencés UTV sur la figure 4. La figure 1 fait apparaître un récepteur de signaux élec tromagnétiques du type super-hétérodyne. Un dispositif d'antenne A (antenne à plusieurs voies, ou plusieurs antennes) est relié à des étages radio-fréquence ERF, suivis de mélangeurs, qui reçoivent par ailleurs un signal local. Dans l'exemple illustré, qui a deux voies, on prévoit deux mélangeurs MP1 et MP2. Selon la technique antérieure, le signal local est défini par un oscillateur local réalisé sous la forme connue sous le nom de VCO. Il s'agit d'un oscillateur de fréquence variable, agencé pour balayer, compte tenu du changement de fréquence, toute la gamme des signaux électromagnétiques que l'on désire être en mesure de capter. Les sorties des mélangeurs MP sont reliées à des étages de fréquence intermédiaire EFI. Ceux-ci sont suivis d'un organe de traitement en phase TP (phase différentielle entre les deux voies) lequel alimente par exemple un organe de visualisation VI. Bien évidemment, en pratique, après le traitement en phase, on pourra non seulement informer l'opérateur par une visualisation, mais aussi prendre les mesures qui peuvent s'imposer du fait de l'identification et de la localisation de signaux radio-électriques reçus. La réaction consistera le plus souvent en une contre-mesure, telle qu'un brouillage approprié, compte tenu des caractéristiques, maintenant connues, du signal radio-électrique gênant. A titre purement comparatif, la figure 2 illustre le schéma de principe d'un récepteur selon la présente invention. La différence essentielle entre la figure 1 et la figure 2, qui apparaît clairement, réside en ce que le signal local est maintenant produit par un générateur de signal local 10, connecté aux étages radio-fréquence ERF. La fréquence d'entrée f e du générateur 10 est la fréquence du signal reçu, ou tel que disponible en sortie des étages radio-fréquence ERF. Pour chaque valeur du signal d'entrée fe correspondant à un signal radio-électrique perçu, le générateur 10 va produire une valeur correspondante de fréquence de sortie fs, d'un niveau prédéterminé et constant, et décalée d'une manière prédéterminée par rapport à la fréquence d'entrée f e Ceci peut être obtenu de différentes manières. Préférentiellement, l'invention prévoit que l'on utilise le schéma illustré sur la figure 3. Les signaux d'entrée fe prélevés dans les étages radio-fréquence, sont d'abord appliqués à un filtre passe-bande 11. La bande passante de ce filtre est choisie pour couvrir toute la gamme des signaux à recevoir. Le filtre passe-bande 11 est suivi d'un étage limiteur 12, à très large bande et de grande dynamique. Le limiteur 12 est à son tour suivi d'un étage de filtrage 13, dont la bande est la même que celle du filtre 11. L'étage de filtrage 13 a essentiellement pour fonction de réjecter les distorsions harmoniques ou autres que pourrait produire le limiteur 12. La sortie du filtre 13 est appliquée à un premier mélangeur 14, qui reçoit un premier signal local d'un premier oscillateur local référencé 15. La sortie du premier mélangeur 14 est appliquée à un filtre passe-bande 16, dont la bande passante est choisie, compte tenu du changement de fréquence, pour rejeter fortement, à mieux que 50 dB, le battement du signe non désiré. La sortie du filtre 16 est appliquée à un second mélangeur 17, qui reçoit un second signal local d'un second oscillateur local référencé 18. La sortie du second mélangeur 17 est appliquée à un filtre passe-bande 19, qui, comme le filtre 16, est agencé pour rejeter fortement le battement non désiré, c'est-à-dire à mieux que 50 dB. On obtient alors un signal de sortie f5, décalé en fréquence d'une manière prédéterminée par rapport au signal d'entrée f . Le signal f est également engendré à un niveau constant e s prédéterminé, quels que soient le niveau et la fréquence du ou des signaux radio-électriques reçus. Des coupleurs peuvent être branchés en 42, 41 ou 43, afin de mesurer la fréquence des signaux reçus. Si on note respectivement F1 et F2 les fréquences des oscillateurs locaux 15 et 18, la relation entre chacune des fréquences d'entrée f e et chacune des fréquences de sortie fs s'écrit fs = | F2 # F1 | # fe = fe # FI où FI désigne la valeur de la fréquence intermédiaire à laquelle vont opérer les étages EFI de la figure 2. Il est bien entendu nécessaire que les changements de fréquence soient réalisés de manière à respecter la condition suivante : FI = |F1 - F2| On donnera plus loin un exemple particulier de réalisation de l'invention. La figure 4 fait apparaître une application préférentielle de l'invention. Trois antennes, directionnelles, référen cées A1, A2 et A3, forment entre elles une base d'interferométrie. Elles sont convenablement disposées à cet effet, par exemple sur un navire ou sur un aéronef. A chaque antenne est associé un étage radio-fréquence respectif ERF1 à ERF3, chaque étage radio-fréquence possédant deux sorties. L'une des sorties de l'étage radio-fréquence ERF1 est connectée à un mélangeur MP1, suivi d'un amplificateur à fréquence intermédiaire AI10, d'un filtre de fréquence intermédiaire FI11, d'un autre amplificateur AI12, d'un amplificateur-limiteur AL13, ainsi que d'un coupleur D14. De même, l'une des sorties de l'étage ER2 est reliée à un mélangeur MP2 suivi d'un amplificateur AI20, d'un filtre FI21, d'un autre amplificateur AI22, d'un limiteur AL23, et d'un coupleur D24. Toujours de la même manière, l'une des sorties des étages radio-fréquence ERF3 est reliée à un mélangeur MP3 suivi d'un amplificateur AI30, d'un filtre FI31, d'un amplificateur AI32, d'un limiteur AL33, et d'un coupleur D34. Les coupleurs D14, D24 et D34 ont également deux sorties. La seconde sortie des étages radio-fréquence ERF1 est reliée à la masse par une résistance. La seconde sortie des étages radio-fréquence ERF2 est reliée au générateur de signal local 10, dont un mode de réalisation détaillé sera décrit plus loin en référence à la figure 5. La seconde sortie des étages radio-fréquence ERF3 est reliée à un mélangeur MP4, suivi d'un amplificateur à fréquence intermédiaire AI40, d'un filtre de fréquence intermédiaire FI41, d'un autre amplificateur AI42, et enfin d'un amplificateur non linéaire 43, de préférence d'un type logarithmique. Le dispositif comprend également une antenne omnidirectionnelle AO, dont la sortie radio-fréquence est reliée à un mélangeur MP5, suivi d'un amplificateur à fréquence intermédiaire AI50, d'un filtre FI51, d'un autre amplificateur AI52, et enfin d'un amplificateur logarithmique ANL53. Une sortie du coupleur D14 est combinée à une sortie du coupleur D24 dans un détecteur de phase et numériseur (ou convertisseur analogique numérique) référencé PD1 2. La sortie numérique de cet organe est représentative de l'écart de phase mesuré entre les voies relatives des antennes A1 et A2, à un instant donné. L'autre sortie du coupleur D14 et une sortie du coupleur D34 sont combinées dans un autre détecteur de phase et numériseur noté Pu1 3. La sortie numérique de cet organe est représentative, au même instant que précédemment, de l'écart de phase observé entre les signaux reçus sur l'antenne A1 et l'antenne A3. L'homme de l'art comprendra que les informations de phase numérique ainsi obtenues permettent une écartométrie (avec lever d'ambiguité) dans le cadre d'une interférométrie dont la base est définie par les trois antennes A1, A2 et A3. La sortie de l'amplificateur ANL43 est connectée à un convertisseur analogique-numérique 48 propre à délivrer sous forme numérique une indication de niveau reçu. La sortie du même amplificateur est encore reliée à un circuit R45, qui reçoit également la sortie d'un amplificateur ANL53, en provenance de l'antenne omnidirectionnelle AO. Le circuit R45 est propre à effectuer une réjection des lobes secondaires. En bref, les antennes A1, A2 et A3 qui forment la base d'in terférométrie sont directionnelles, par exemple sur + 600. En dehors de leur lobe principal qui présente cette directionalité, elles présentent des lobes secondaires. La comparaison des signaux reçus par l'antenne A3 avec les signaux reçus par l'antenne omnidirectionnelle AO permet d'identifier ces lobes secondaires, et par conséquent de les rejeter. Le circuit R45 permet aussi de définir des informations séquentielles relatives aux instants de réception de signaux utiles. Utilisées dans un organe S46, formant séquenceur, ces informations sont transmises aux différents numériseurs que comportent les détecteurs de phase Pu1 2 ainsi que PD1-3, le convertisseur CAN48, et un organe MFI170 dont il sera question ci-après. Enfin, les sorties numériques des organes Pu1~2, PD CAN48, R45 ainsi que MFI170 sont appliquées à un ensemble de traitement numérique UTV, dont le schéma détaillé est illustré sur la figure 6. Il est maintenant fait référence à la figure 5, qui illustre un mode de réalisation préférentiel du générateur de signal local 10 de la figure 4 dans l'hypothèse d'une réception de signaux situés dans la bande de fréquence 6-18GHz. La seconde sortie des étages radio-fréquence ERF2 est appliquée à un circuit distributeur 100, à deux sorties. L'une de ces sorties va vers un filtre passe-bande 111, dont la bande passante va de 6 à 10 GHz. Comme précédemment, ce filtre passe-bande est suivi d'un limiteur 112, puis, de préférence, d'un autre filtre passe-bande 113 centré également sur la bande de 6 à 10 GHz. La sortie du limiteur 112 et du filtre 113 est connectée au premier mélangeur 114 qui reçoit le signal d'un premier oscillateur local référencé 115. La sortie du mélangeur 114 est reliée à un filtre passe-bande 116, qui opère sur la bande allant de 11, 8 à 16,2 GHz. La sortie du filtre 116 est reliée à un second mélangeur 117 qui reçoit le signal local fixe en fréquence provenant d'un second oscillateur local référencé 118. Enfin, la sortie du second mélangeur 117 est appliquée à un filtre passe-bande 119 qui opère de 6,4 à 10,4 GHz. L'autre sortie du distributeur 100 est appliquée à un filtre passe-bande 121 qui opère de 10 à 18 GHz. Sa sortie est appliquée à un limiteur 122, suivi d'un autre filtre 123 opérant également de 10 à 18 GHz. Un premier mélangeur 124 reçoit le signal d'un troisième oscillateur local référencé 125. La sortie du mélangeur 104 est appliquée à un filtre passe-bande 126 opérant de 0,8 à 8 GHz. La sortie de ce filtre est appliquée à un quatrième mélangeur 127 recevant un quatrième signal local d'un quatrième oscillateur local référencé 128. Et la sortie du mélangeur 127 est appliquée à un filtre passe-bande 129 opérant de 10,4 à 18,4 GHz. Il est observé que les bandes passantes des filtres 111 et 121 sont adjacentes. De même, les bandes passantes des filtres 119 et 129 sont adjacentes. Les sorties des filtres 119 et 129 sont recombinées dans un organe 130 pour constituer le signal local qui va être ultérieurement distribué aux différents mélangeurs MP1 à MP Avant cela, le signal local est appliqué à un amplificateur A180, ainsi qu'à un circuit répartiteur D190, qui alimente respectivement les mélangeurs MP1 à MP5 par des signaux locaux 5L1 à 5L5 essentiellement identiques. Comme précédemment indiqué, une mesure de fréquence peut être effectuée dans chacune des voies du générateur de signal local. Ici, la mesure de fréquence est effectuée d'une façon particulière - dans la bande de 10 à 18 GHz, la mesure de fréquence est effectuée à partir d'un coupleur 142 placé entre le filtre 123 et le mélangeur 124. - Dans la bande de 6 à 10 GHz, la mesure de fréquence est effectuée à l'aide d'un coupleur 141 placé entre le filtre 116 et le mélangeur 117. Il est ici prévu une commutation qui permet cue la mesure de fréquence s'effectue séquentiellement. Cette commutation est réalisée à l'aide de l'organe 148. Plus exactement, la mesure de fréquence s'effectue en principe dans la bande de 10 à 18 GHz. Lorsqu'un signal est présent dans l'autre bande, il est perçu par un détecteurredresseur 146, qui commande le basculenent du commutateur 148. Le même signal, après avoir traversé une ligne à retard 147 (qui laisse au commutateur 148 le temps de changer d'état), se retrouvera donc sur la ligne 150. En finale, il apparaît bien que la ligne 150 véhicule la fréquence du signal reçu soit sur la voie inférieure, soit sur la voie supérieure de la figure 5. Ce signal présent sur la ligne 150 est appliqué à l'organe MFI170 de la figure 4, qui réalise une mesure de fréquence instantanée. Après numérisation, la fréquence ainsi mesurée est transmise à l'organe de traitement UTV. Revenant à la figure 5, les changements de fréquence sont par exemple les suivants - le premier mélangeur 114 opère un changement de fréquence du type additif avec un signal local de 6 GHz; - le second mélangeur 117 opère un changement de fréquence soustractif à partir d'un signal local de 5,6 GHz; - le troisième mélangeur 124 opère un changement de fréquence soustractif à partir d'un signal local de 9,6 GHz; et - le quatrième mélangeur 127 opère un changement de fréquence additif à partir d'un signal local de 10 GHz. On observe bien qu'en finale, le signal local tiré de chaque signal reçu sera décalé de 400 MHz par rapport à celui-ci. Il ne reste plus alors, en sortie de chacun des mélangeurs MP1 à MP5, qu'à prévoir des étages de fréquence intermédiaire fonctionnant en bande étroite à 400 MHz, jusqu'aux détecteurs de phase Pu1~2 et PD Il est maintenant fait référence à la figure 6. Les détecteurs de phase PD 1-2 et PD 3 fournissent chacun deux informations numériques représentatives l'une d'un cosinus et l'autre d'un sinus. Plus précisément, les informations cos 91 et sin 1 tirées du détecteur Pu1,2 sont appliquées à des piles numériques respectives 210-C et 210-S. Ces piles sont du type "premier entré premier sorti" (FIFO). Leurs sorties respectives sont appliquées à une mémoire morte 211, propre à en tirer l'information de phase 1. A partir du détecteur Pu1~3, on fait de même par des piles 220-C et 220-S reliées à une mémoire morte 221, laquelle fournit l'information de phase 2. Les deux informations de phase 1 et 2 sont appliquées à un bus 260 qui alimente notamment un processeur d'écartométrie 310, propre à déduire des deux informations de phase la position angulaire de la source du signal électromagnétique concerné. Les informations de niveau issues du numériseur CAN48 sont appliquées à deux piles 231 et 232, dont l'une alimente un processeur de tri 320, lequel reçoit par ailleurs la sortie d'une pile "premier entré premier sorti" 315 alimentée par le bus 260. La sortie de l'organe R45 (figure 4) est appliquée à un circuit 240 qui produit deux informations numériques de temps notées T et ta, et possédant les significations suivantes = . = durée de l'impulsion reçue - t = date d'arrivée de l'impulsion reçue. L'information T est appliquée à deux piles du même type que précédemment, référencées 241 et 242. L'information t a est appliquée à une pile 243 dont la sortie est combinée à celle de la pile 242. Enfin, l'organe de mesure de fréquence MFI170 a une sortie numérique qui est à son tour appliquée à deux piles 251 et 252, toujours du même type que précédemment. La sortie de la pile 251 est appliquée à une mémoire morte de conversion de fréquence 255, avant de rejoindre le bus 260 pour alimenter le processeur d' écartométrie 310. Le bus 260 ainsi complété alimente également une autre pile 325, propre à en tirer une information c'angle e, pour chaque fréquence. Les sorties combinées des deux piles 242 et 243 vont, avec la sortie de la pile 251, compléter un bus 261, en liaison avec la sortie de la pile 231, aux fins d'alimenter le processeur de tri. Enfin, le processeur de tri 320 possède une sortie numérique 265, qui va vers une unité centrale 330, formant interface vers des organes de visualisation, d'enregistrement, ainsi que vers des brouilleurs. Cet organe 330 reçoit par ailleurs la sortie de la pile 325, combinée aux sorties des piles 232 et 241, ainsi que 252. Sont ainsi disponibles pour l'organe 330 l'information ; l'information de niveau délivrée par l'organe CAs48, l'infor mation angulaire 8 délivrée par la pile 325, et l'information de fréquence F provenant de la pile 252. L'homme de l'art comprendra qu'un traitement convenable permet alors une visualisation pour l'opérateur, un enregistrement des informations obtenues, ainsi que l'actionnement automatique de brouilleurs en réponse aux signaux électromagnétiques perçus, et localisés, du moins lorsque ceux-ci sont relatifs à des menaces. Revendications. 1. Récepteur de signaux électromagnétiques, du type comprenant - des moyens de réception radio-fréquence (ERF) à au moins deux voies associés à au moins une antenne (A), - des moyens pour mélanger (MP) les signaux de sortie des moyens de réception radio-fréquence à un signal local (OL), - des moyens d'amplification à fréquence intermédiaire (EFI) reliés à la sortie de ces moyens de mélange, et - des moyens de traitement en phase (TP) des signaux issus des deux voies des moyens d'amplification à fréquence intermédiaire, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens (10) pour engendrer le signal local par une double transposition de fréquence (14,17) effectuée sur les signaux reçus (ERF), à l'aide de deux oscillateurs locaux de fréquence fixe (15,18). 2. Récepteur selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'à chaque transposition le battement non désiré est fortement rejeté, de préférence à mieux que 50 dB. 3. Récepteur selon l'une des revendications 1 et 2, caractérisé en ce que le signal local est engendré à un niveau constant prédéterminé, quels que soient le niveau et la fréquence du ou des signaux radio-électriques reçus. 4. Récepteur selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que les moyens (10) pour engendrer le signal local comprennent -un premier étage de filtrage passe-bande (11) couvrant une bande de signaux électromagnétiques à recevoir - un premier mélangeur (14) associé à un premier oscillateur local (15) de fréquence fixe; - un second étage de filtrage passe-bande (16); - un second mélangeur (17) associé à un second oscillateur local (18) de fréquence fixe; et - un troisième étage de filtrage passe-bande (19) dont la sortie définit le signal local. 5. Récepteur selon la revendication 4, caractérisé en ce que le premier étage de filtrage passe-bande (11) est suivi d'un limiteur à très large bande et de grande dynamique (12), les mélangeurs (14,17) étant eux aussi à très large bande. 6. Récepteur selon la revendication 5, caractérisé en ce que le limiteur (12) est suivi d'un filtre (13) semblable au premier étage de filtrage (11). 7. Récepteur selon l'une des revendications 1 à 6, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens de mesure de fréquence (41,42;141,142), connectés aux moyens (10) pour engendrer le signal local. 8. Récepteur selon la revendication 7, caractérisé en ce que les moyens de mesure de fréquence reçoivent le signal disponible entre les deux transpositions (42;142). 9. Récepteur selon l'une des revendications 1 à 8, caractérisé en ce que les moyens pour engendrer le signal local sont agencés en au moins deux voies (111-119;121,129) opérant sur des bandes adjacentes de fréquences d'entrée ainsi que de sortie, les sorties des deux voies étant recombinées (130) pour obtenir le signal local. 10. Récepteur selon la revendication 9, caractérisé en ce que les deux bandes adjacentes de fréquence d'entrée sont respectivement la bande 6-10 GHz et la bande 10-18 GHz. 11. Récepteur selon l'une des revendications 1 à 10, dans lequel les moyens de réception comprennent plusieurs voies séparées (ERF1 à ERF3) , associées respectivement à des antennes (A1 à A3) définissant une base d'interférométrie, et suivies de voies respectives de mélange (MP1 à MP3) et de fréquence intermédiaire (AI10 à AI30, etc.) qui sont indépendantes jusqu'au traitement, caractérisé en ce que le signal local est engendré à partir de l'une (ERF2) des voies de réception, associée à l'une des antennes (A2), et en ce qu'il est appliqué à tous les mélangeurs (MP1 à MP3) des différentes voies, dont les sorties de fréquence intermédiaire sont traitées en phase (D14, D24, D34,PD12, PD13). 12. Récepteur selon la revendication 11, comprenant également une voie de réception associée à une antenne omnidirectionnelle (Ao) en particulier pour la suppression des lobes secondaires des antennes d'interférométrie, caractérisé en ce que les mélangeurs des circuits à fréquence intermédiaire associés (MP4, MP5) reçoivent également ledit signal local.