Brevet FR2727266A1 — publié le 19960524

Dispositif amplificateur analogique à gain commandé, et procède d 'amplification correspondant. L'invention concerne l'amplification de signaux analogiques et le contrôle automatique du gain d'un tel amplificateur analogique. Dans la majorité des systèmes de traitement du signal, il est indispensable d'amplifier le signal utile pour faciliter son exploitation par les différents moyens de mesure disposés en aval de l'amplificateur. Or, dans certaines applications, la valeur minimale et la valeur maximale de l'amplitude du signal utile peuvent se situer dans un rapport de 100 000. Aussi, pour permettre l'exploitation du signal utile par les moyens de mesure, il est nécessaire que l'amplificateur adapte son niveau d'amplification, donc son gain, à la valeur de l'amplitude du signal, de façon à ne pas saturer l'information contenue et, donc, à ne pas la rendre indiscernable d'une autre infonnation. Cette adaptation du gain de l'amplificateur peut être réalisée de façon numérique, à partir de la détection de l'amplitude crête du signal. A partir de cette détection, une série d'interrupteurs est actionnée pour augmenter ou diminuer la valeur du gain en modifiant le paramètre, généralement le courant, contrôlant la valeur du gain de l'amplificateur. L'inconvénient majeur d'une telle adaptation de gain est d'avoir une discontinuité dans la fixation des niveaux d'amplification en raison du caractère numérique du traitement. En effet, l'erreur d'amplification sera d'autant plus grande que le nombre de détecteurs de l'amplitude crête sera petit. En outre, bien qu'une telle adaptation numérique soit théoriquement simple, elle est lourde à mettre en oeuvre dans la pratique. On connaît également une adaptation du niveau d'amplification basée sur un contrôle continu, c'est-à-dire analogique, et quasi-instantané du niveau d'amplification. Par exemple, une boucle tension-courant, ou tension-tension, permet de modifier la valeur du gain de l'amplificateur sans aucune discontinuité, en raison du caractère analogique du traitement. L'avantage d'une telle adaptation analogique est d'obtenir une continuité parfaite dans la fixation des niveaux d'amplification sans avoir recours à une détection par paliers. En outre, une telle adaptation peut être facilement mise en oeuvre. L'approche analogique est donc la L plus propice à l'amplification d'un signal utile. Cependant, le contrôle de gain sera d'autant plus performant si la fréquence de coupure du bloc amplificateur proprement dit ne varie pas avec le gain, ce qui permet alors d'avoir les mêmes performances d'amplification à toutes les fréquences utiles indépendarnment du gain, et donc du niveau d'amplification. Or, dans un amplificateur classique, le produit gain-bande passante (ou fréquence de coupure) est une constante. En d'autres tennes, si le gain augmente la fréquence de coupure diminue et inversement. L'un des buts de l'invention est donc de proposer un dispositif amplificateur analogique à gain commandé, et à fréquence de coupure constante quelle que soit la valeur du gain. Par ailleurs, le contrôle automatique du gain d'un tel amplificateur permettra d'obtenir en sortie de celui-ci, après adaptation du gain, un niveau constant pour le signal de sortie, quelle que soit l'amplitude du signal en entrée, dans la limite, bien entendu, de l'amplification du dispositif amplificateur. Un autre but de l'invention est d'obtenir un facteur de bruit inversement proportionnel à la racine carrée du gain du dispositif amplificateur. L'invention a également pour but de prévoir, au sein du dispositif amplificateur, un filtrage permettant de sélectionner les composantes fréquentielles appropriées des signaux à prendre en compte pour ajuster la valeur du gain. On évite ainsi de réaliser cette opération de filtrage à l'aide de blocs analogiques externes au dispositif. L'invention propose donc un dispositif amplificateur analogique à fréquence de coupure constante, comprenant des moyens d'amplification à gain commandé et des moyens de commande du gain. Les moyens d'amplification comportent deux étages transconducteurs connectés en série, dont l'un présente une valeur de transconductance variable et commandable, tandis que la valeur de transconductance de l'autre étage transconducteur, associé à une capacité de charge, est fixée à une valeur constante choisie. Les moyens de commande du gain, connectés entre la sortie et l'entrée des moyens d'amplification, définissent intrinsèquement une valeur de seuil prédéterminée et constante pour l'amplitude du signal de sortie des moyens d'amplification, et délivrent, à l'entrée de commande de l'étage transconducteur correspondant, un signal de commande dont l'amplitude est inversement proportionnelle à l'amplitude du signal de sortie, modifiant sa valeur de transconductance de façon à minimiser l'écart entre l'amplitude du signal de sortie et ladite valeur de seuil. Ainsi, selon l'invention, la fréquence de coupure du dispositif, qui est définie à partir de ladite valeur de transconductance constante choisie et de la valeur de la capacité de charge, est constante quelle que soit la valeur du gain. Et la valeur de ce dernier, définie par le rapport des deux valeurs de transconductance, est variable en réponse à la variation commandée de la valeur de transconductance de l'étage transconducteur correspondant. Par ailleurs, au sens de la présente invention, l'expression "inversement proportionnelle" doit être interprétée d'une façon très large, signifiant que plus l'amplitude du signal de sortie des moyens d'amplification est grande, plus l'amplitude du signal de commande est faible, et inversement. Enfin, bien entendu, si l'amplitude du signal d'entrée est très faible compte tenu de la valeur maximale du gain que peut conférer les moyens d'amplification, l'amplitude de sortie d'un tel signal, bien qu'augmentée dans le sens d'une réduction de l'écart entre cette amplitude et ladite valeur de seuil, restera inférieure à la valeur de seuil. C'est ainsi que, selon l'invention, seuls les signaux d'entrée, dont l'amplitude est suffisamment grande compte tenu de la valeur de seuil et du gain maximum des moyens d'amplification, c'est-à-dire dont l'amplitude est supérieure à une valeur minimale prédéterminée, notamment compatible avec la valeur maximale intrinsèque du gain des moyens d'amplification, conduiront à des signaux de sortie amplifiés dont l'amplitude sera égale à ladite valeur de seuil.Pour de tels signaux, la minimisation dudit écart, est alors équivalente à l'obtention d'un écart théoriquement nul. Les deux étages transconducteurs ont avantageusement une structure transconductrice similaire, permettant ainsi d'obtenir un très bon appareillement ("matching" en langue anglaise) des composants du dispositif dans une réalisation sous forme de circuit intégré, ce qui est particulièrement avantageux dans une application de filtrage analogique, ou filtrage continu. Selon un mode de réalisation de l'invention, le deuxième étage transconducteur à la sortie duquel est connectée ladite capacité de charge, est rebouclé sur lui-même en réaction positive et connecté en série à la sortie du premier étage transconducteur dont la valeur de transconductance est modifiable en réponse audit signal de commande. Ce deuxième étage transconducteur forme ainsi une charge active, permettant de fixer sa valeur de transconductance à une valeur constante, et d'obtenir un amplificateur en boucle fermée. Selon un mode de réalisation de l'invention, les moyens de commande du gain comprennent une capacité de découplage comportant une paire de capacités formant un diviseur de tension, ainsi qu'une source principale de courant commandée en tension par ledit signal de sortie et comportant des premier et deuxième transistors principaux à effet de champ à grille isolée, réalisés en technologie silicium, associés à une résistance, les dimensions caractéristiques des deux transistors principaux définissant, avec le rapport des deux capacités de ladite paire, ladite valeur de seuil pour l'amplitude du signal de sortie. En fait, d'une façon très générale, toute source de courant permettant d'obtenir une loi exponentielle entre le courant délivré et la tension de commande, tout en évitant, au moins théoriquement, toute fuite de courant au niveau de la borne de commande de cette source, convient pour la mise en oeuvre de l'invention. En pratique, un transistor à effet de champ à grille isolée, réalisé en technologie silicium, c'est à dire un transistor MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor, en langue anglaise) est actuellement le composant le plus adapté à la réalisation de la source de courant de l'invention, puisqu'il peut fonctionner en zone dite "de faible inversion", ou "exponentielle", tout en offrant un courant de grille (commande) nul. Les moyens de commande du gain comportent avantageusement un premier filtre passe-bas ayant une fréquence de coupure sensiblement égale à la fréquence de coupure du dispositif amplificateur, de façon à réduire la bande de fréquences du signal d'entrée des moyens de commande de gain, ainsi qu'un deuxième filtre passe-bas ayant une fréquence de coupure très inférieure à la fréquence de coupure du dispositif amplificateur de façon à extraire la valeur moyenne de l'amplitude du signal délivré par le transistor amont (premier) de la source et filtré par le premier filtre passe-bas. Le transistor amont de la source de courant, fonctionnant en zone de faible inversion, occasionne une distorsion dissymétrique du signal délivré à son drain. En fait cette distorsion est plus importante "vers le bas" c'est-à-dire "vers la masse" que "vers le haut" c'est-à-dire "vers la tension d'alimentation". Ainsi plus l'amplitude du signal en entrée de la source de courant est importante, plus le signal délivré par le drain du premier transistor de la source contiendra d'harmoniques élevées distordues vers le bas, plus la valeur moyenne de ce signal, extraite par le deuxième filtre passe-bas, sera faible, et plus le courant de commande réinjecté dans les moyens d'amplification sera faible. Inversement, plus le signal d'entrée de la source de courant sera faible en amplitude, moins il sera distordu par le transistor amont, plus grande sera la valeur moyenne et donc plus important sera le courant de commande réinjecté dans les moyens d'amplification. On retrouve donc ici la relation de "proportionnalité inverse" entre l'amplitude du signal de sortie des moyens d'amplification et l'amplitude du signal de commande du gain. Par ailleurs, il est préférable que les moyens de commande du gain comprennent en outre un filtre passe-haut connecté en amont de la source de courant. Un tel filtre permet d'effectuer une sélection, en fonction de l'environnement dans lequel est placé le dispositif amplificateur, des composantes fréquentielles du signal d'entrée capables d'affecter la régulation en courant, et donc la valeur du gain des moyens d'amplification. Selon un mode de réalisation de l'invention, la grille du premier transistor principal de la source principale de courant (transistor amont) est reliée au point milieu du diviseur de tension, et au drain de ce premier transistor principal par l'intermédiaire d'un premier transistor auxiliaire à effet de champ à grille isolée, réalisé en technologie silicium. Le drain de ce premier transistor principal est également relié à la grille du deuxième transistor principal de la source principale de courant (transistor aval) par l'intermédiaire d'un deuxième transistor auxiliaire à effet de champ à grille isolée, réalisé en technologie silicium.Le premier filtre passe-bas est alors formé par le premier transistor auxiliaire et une première capacité de filtrage connectée entre le drain du premier transistor principal et la masse, tandis que le deuxième filtre passe-bas est formé par le deuxième transistor auxiliaire et une deuxième capacité de filtrage connectée entre la grille du deuxième transistor principal et la masse. Le filtre passe-haut est formé par le premier transistor auxiliaire et celle des capacités du diviseur de tension qui est connectée à la borne d'entrée des moyens de commande de gain. Par ailleurs, les moyens d'amplification peuvent comporter des moyens de régulation de mode commun, ce qui permet de connecter mutuellement en série plusieurs moyens d'amplification, et donc plusieurs dispositifs amplificateurs, sans se soucier de la valeur moyenne continue de la tension en sortie de chaque dispositif. Selon un mode de réalisation de l'invention, le premier étage transconducteur comprend un premier élément transconducteur comportant une première paire différentielle de transistors principaux à effet de champ, dont les drains respectifs, définissant les bornes de sortie différentielles des moyens d'amplification, sont reliés à la masse par une charge passive, dont les grilles respectives définissent les bornes d'entrée différentielles du dispositif, et dont les sources respectives sont reliées à la borne de sortie des moyens de commande de gain. Le deuxième étage transconducteur comprend, par exemple, un deuxième élément transconducteur comportant une deuxième paire différentielle de transistors principaux à effet de champ, dont les drains respectifs sont connectés aux grilles de ces transistors ainsi qu'aux drains des transistors de la première paire différentielle, et dont les sources respectives sont reliées à une source de courant additionnelle commandée par une tension de commande choisie, de façon à maintenir constante la valeur de transconductance de ce deuxième étage transconducteur. Enfin, chaque étage transconducteur comporte de préférence une paire additionnelle de transistors à effet de champ, connectés entre les sources respectives des transistors principaux correspondants, les grilles des transistors de la paire additionnelle du deuxième étage transconducteur étant reliées à la sortie des moyens d'amplification tandis que les grilles des transistors de la paire additionnelle du premier étage transconducteur sont reliées à la masse analogique. Une telle disposition permet d'améliorer la distorsion du signal de sortie du dispositif. L'invention a également pour objet un procédé d'amplification analogique de signaux à gain commandé, dans lequel - on amplifie l'amplitude du signal d'entrée par deux étages transconducteurs connectés en série, dont l'un a une valeur de transconductance variable et commandable, tandis que l'on fixe la valeur de transconductance de l'autre étage transconducteur, qui est associé à une capacité de charge, à une valeur constante choisie, - on définit une valeur de seuil prédéterminée et constante pour l'amplitude du signal de sortie amplifié, et - on modifie ladite valeur de transconductance variable et commandable à partir d'un signal de commande dont le niveau est inversement proportionnel à l'amplitude du signal de sortie amplifié, de façon à réguler la valeur du gain pour minimiser l'écart entre l'amplitude du signal de sortie amplifié et ladite valeur de seuil (quelle que soit l'amplitude du signal d'entrée comme expliqué ciavant). Selon un mode de mise en oeuvre de l'invention, on définit ladite valeur de seuil à partir des caractéristiques intrinsèques d'une source de courant comportant deux transistors à effet de champ à grille isolée, réalisés en technologie silicium, et on commande le transistor amont de ladite source de courant à partir de la tension du signal de sortie amplifié et le transistor aval de la source de courant à partir de la valeur moyenne de la tension délivrée par le transistor amont, de façon à délivrer un courant de régulation agissant en tant que signal de commande. On peut également commander le transistor amont de la source de courant à partir du signal de sortie amplifié et filtré par un premier filtre passe-bas dont la fréquence de coupure est sensiblement égale à la fréquence de coupure obtenue à partir de ladite valeur de transconductance constante choisie, et de la valeur de la capacité de charge. On peut en outre commander le transistor amont de la source de courant à partir du signal de sortie amplifié et filtré par un filtre passe-haut. D'autres avantages et caractéristiques de l'invention apparaîtront à l'examen de la description détaillée d'un mode de réalisation nullement limitatif, et des dessins annexés, sur lesquels: - la figure 1 est un synoptique schématique d'un dispositif amplificateur selon l'invention, - la figure 2 illustre schématiquement plus en détail les moyens d'amplification du dispositif de la figure 1, - la figure 3 est une représentation schématique générale d'un élément transconducteur, - la figure 4 illustre schématiquement plus en détail les moyens d'amplification du dispositif de la figure 1, - la figure 5 illustre plus en détail les moyens de commande du gain du dispositif de la figure 1, et - la figure 6 illustre une relation mathématique entre la valeur de seuil du signal de sortie amplifié et les caractéristiques intrinsèques d'une source de courant particulière. Bien que l'invention n'y soit nullement limitée, les figures 1 et suivantes illustrent une réalisation de l'invention en mode différentiel. Sur la figure 1, le dispositif amplificateur 1 comporte des moyens d'amplification 2, à la sortie desquels est connectée une capacité de charge matérialisée, dans ce mode différentiel, par deux capacités 4 et 5 respectivement connectées entre la borne de sortie BSB(-) et la masse, et la borne de sortie BSA(+) et la masse. Ces moyens d'amplification 2 sont rebouclés par des moyens de commande de gain 3. Plus précisément, dans ce mode de réalisation, la borne de sortie BSA est reliée à la borne d'entrée BEC de ces moyens de commande 3, tandis que la borne de sortie BSC de ces moyens de commande est reliée à une borne BIC dont on détaillera les caractéristiques ci-après. Les moyens d'amplification 2 comportent par ailleurs, outre les deux bornes d'entrée du signal, référencées BIA(+) et BIB(-), deux autres bornes BN i et BP2 destinées à recevoir des tensions dont on reviendra plus en détail ci-après sur la signification. Tels qu'illustrés sur la figure 2, les moyens d'amplification 2 comportent essentiellement deux étages transconducteurs 20 et 21 connectés en série. Le deuxième étage transconducteur 21 est rebouclé sur lui-même en réaction positive et connecté à la sortie du premier étage transconducteur 20. En d'autres termes, la borne de sortie D10(-) de ce deuxième étage transconducteur 21 est reliée à l'entrée G10(+) de cet étage ainsi qu'à la sortie D2(-) du premier étage transconducteur 20. De même, la borne de sortie Dl i (+) de ce deuxième étage transconducteur 21 est reliée à la borne d'entrée G11(-) de cet étage ainsi qu'à la borne de sortie D1(+) du premier étage transconducteur 20. Ainsi, bien que la borne de sortie BSB du dispositif d'amplificateur ait été représentée séparément, celle est en fait constituée par la borne de sortie D2 de l'étage 20 et par la borne d'entrée G10 de l'étage 21. De même, la borne de sortie BSA du dispositif est formée par la borne de sortie D1 de l'étage 20 et par la borne d'entrée G11 de l'étage 21. L'homme du métier sait qu'un étage transconducteur TC (figure 3) est, d'une façon générale, une source de courant SC commandée en tension. Si Gm désigne la valeur de transconductance de l'étage TC, le courant de sortie Iin est égal, si l'on néglige la conductance de sortie de cet étage, au produit (Gm.Vin), ou Vin désigne la tension d'entrée. D'une façon générale, selon l'invention, le gain des moyens d'amplification 2, et donc du dispositif d'amplificateur 1, est défini par le rapport Gm/Gmf, dans lequel Gm désigne la valeur de transconductance de l'étage 20 et Gmf la valeur de transconductance de l'étage 21. Par ailleurs, si C désigne la valeur de capacité de charge connectée à ces moyens d'amplification, la fréquence de coupure fc du dispositif amplificateur selon l'invention est égale à Gmf/(2.R.C). Si la valeur de transconductance Gmf est constante, la fréquence de coupure du dispositif demeure donc constante quelle que soit la valeur du gain. Par ailleurs, ce dernier peut être modifié par la variation de la valeur de transconductance Gm en réponse à un signal de commande émis par des moyens de commande du gain 3. Dans le mode de réalisation illustré sur la figure 4, l'étage de transconducteur 20 s'articule autour d'un élément transconducteur principal formé ici essentiellement de deux transistors à effet de champ à grille isolée, référencés M1 et M2, et présentant une valeur de transconductance égale à Gml. Les grilles respectives de ces transistors M1 et M2 forment les bornes d'entrée BIA et BIB du dispositif. Les sources respectives S1 et S2 de ces transistors M1 et M2 sont reliées à la borne BIC par l'intermédiaire d'une source de courant formée de deux transistors M4 et M5, et d'un miroir de courant formé par un transistor M4A. Plus précisémment, les sources des deux transistors à effet de champ à grille isolée M4 et M5, ainsi que la source du transistor M4A sont reliées à la tension d'alimentation Vcc du dispositif. Les grilles des trois transistors M4, M5 et M4A sont reliées ensemble à la borne BIC et les drains respectifs des transistors M4 et M5 sont reliés aux sources S1 et S2 des transistors M1 et M2. Les drains D1 et D2 des transistors M1 et M2 forment respectivement les deux bornes de sortie de l'étage transconducteur 20. Par ailleurs, les drains D1 et D2 de ces transistors M1 et M2 sont reliés à la masse par l'intermédiaire d'une charge passive formée ici d'une paire de transistors à effet de champ à grille isolée, référencée M6 et M7, dont les sources sont reliées ensemble et dont les grilles sont reliées ensemble à la borne BN1.Cette borne BN1 est donc en fait destinée à recevoir une tension de polarisation permettant de polariser correctement les transistors M6 et M7 de façon à ajuster la valeur de la charge passive pour capter correctement le courant aux drains D1 et D2 des transistors M1 et M2 Bien que celle ne soit pas indispensable, il est avantageusement prévu de connecter, entre les sources S1 et S2 des transistors M1 et M2, une paire additionnelle de transistors à effet de champ à grille isolée référencés M3A et M3B.Les grilles de ces transistors M3A et M3B sont reliées ensemble à la masse analogique AGND du dispositif, tandis que la source du transistor M3B et le drain du transistor M3A sont reliés ensemble à la source S1 du transistor M1, et que le drain du transistor M3A et la source du transistor M3B sont reliés ensemble à la source S2 du transistor M2. Si Gds3 désigne la valeur de conductance des transistors M3A et M3B, la valeur de transconductance Gm de l'étage 20 est donnée par la formule suivante: Gm = (Gml * Gds3)/(Gml + Gds3). Ces deux transistors M3A et M3B fonctionnent dans leur zone linéaire puisque la tension à leurs bornes est nulle. Cette paire additionnelle de transistors M3A et M3B a ainsi pour avantage d'améliorer la distorsion du signal de sortie du dispositif. Sur la partie droite de la figure 4, le deuxième étage transconducteur 21 présente une structure transconductrice similaire à celle de l'étage 20 ce qui permet, dans le cas d'une réalisation du dispositif selon l'invention sous forme d'un circuit intégré, d'obtenir un très bon appareillement des composants du dispositif. Plus précisément, ce deuxième étage transconducteur 21 s'articule essentiellement autour d'un élément transconducteur principal formé d'une paire différentielle de transistors à effet de champ à grille isolée, référencés M10 et M11. Les grilles G10 et G11 de ces transistors forment les bornes d'entrée de cet étage 21 et sont reliées respectivement, d'une part aux drains D10 et D11 de ces mêmes transistors (qui forment les bornes de sortie de cet étage), et d'autre part, aux drains D1 et D2 des transistors M1 et M2 du premier étage transconducteur 20. Les sources respectives S10 et S11 de ces transistors M10 et M11 sont reliées à la borne d'entrée BP2 par l'intermédiaire des drains de deux transistors à effet de champ à grille isolée, référencés M13 et M14, qui forment une source de courant commandée par la tension présente à la borne BP2. Les sources des transistors M13 et M14 sont également reliées à la tension d'alimentation Vcc. D'une façon analogue au premier étage transconducteur, il est prévu, bien qu'elle ne soit indispensable, une paire additionnelle de transistors M12A et M12B connectés entre les sources S10 et S11 des transistors M10 et M11. Les grilles de ces transistors M12A et M12B sont respectivement reliées aux drains D10 et D11 des transistors M10 et M11. Cette paire additionnelle de transistors M12A et M12B procure pour l'élément transconducteur M10 et M11, le même avantage que procure la paire additionnelle M3A et M3B pour l'élément transconducteur M1 et M2. La valeur de transconductance Gmf de ce deuxième étage transconducteur est définie intrinsèquement à partir des caractéristiques des transistors M10, Mli, M12A et M12B. Elle est définie par la formule: Gmf= (GmlO * Gdsl2)/(GmlO + Gdsi2), dans laquelle GmlO représente la valeur de transconductance des transistors M10 et Mli et Gdsl2 la valeur de conductance des transistors M12A et M12B. Si la valeur de la tension présente à la borne BP2, et donc sur les grilles des transistors M13 et M14, est constante, le courant injecté aux sources S10 et S11 des transistors M10 et Mli, par la source de courant M13 et M14, est constant. En conséquence, la valeur de la transconductance Gmf est maintenue constante quelle que soit la valeur du gain du dispositif amplificateur. Bien entendu, si l'on modifie la valeur de la tension à la borne BP2, on modifie la valeur de transconductance de ce deuxième étage transconducteur et par conséquence la valeur de la fréquence de coupure du dispositif amplificateur. La source de courant M13, M14 forme donc ici des moyens de maintien et de réglage éventuel de la valeur de transconductance de ce deuxième étage transconducteur. Afin de s'affranchir des dispersions technologiques des composants, qui peuvent également influer sur les valeurs réelles de transconductance, on peut avantageusement prévoir que les moyens de maintien et de réglage éventuel de la valeur de transconductance incorporent aussi la paire additionnelle de transistors M12A et M12B, dont les grilles seraient alors directement connectées à une boucle d'asservissement de phase. n est par ailleurs avantageusement prévu que les moyens d'amplification qui viennent d'être décrits comportent des moyens de régulation de mode commun. En effet, les niveaux continus en entrée et en sortie du dispositif amplificateur doivent être analogues pour permettre la connexion de plusieurs dispositifs amplificateurs successifs. Cet asservissement de la tension continue en sortie est communément appelé par l'homme du métier "régulation du mode commun". Dans le mode de réalisation décrit ici, ces moyens de régulation du mode commun comportent une paire de transistors à effet de champ à grille isolée M 8 et M9, dont les drains sont respectivement connectés aux sources des transistors M6 et M7 du premier étage transconducteur, dont les sources sont reliées à la masse, et dont les grilles sont respectivement reliées aux bornes de sortie BSB et BSA du dispositif. Bien que les moyens d'amplification aient été réalisés avec des transistors MOSFET, et en particulier des transistors à canal P pour les éléments de la partie haute de la figure 4, et à canal N pour les éléments de la partie basse de cette figure 4, et ce parce que les transistors PMOS possèdent un bruit plus faible que celui des transistors NMOS, on aurait pu réaliser ces moyens d'amplification à partir de transistors bipolaires. La figure 5 illustre plus en détail l'architecture interne des moyens de commande du gain, ou régulateur, du dispositif amplificateur selon l'invention. Le coeur de ce régulateur est, dans le mode de réalisation décrit ici une source de courant "proportionnelle à la température absolue", communément appelée par l'homme du métier "source PTAT" ("Proportional To Absolute Temperature" en langue anglaise). Cette source de courant s'articule ici autour de deux transistors à effet de champ à grille isolée, réalisés en technologie silicium (transistors MOSFET), référencés M100 et M200, et d'une résistance R1. Plus précisémment, selon l'architecture générale d'une telle source de courant, la grille GlOO du premier transistor M100 (transistor amont) de cette source de courant, est reliée au drain D100 de ce même transistor, lui-même relié à la grille G200 du deuxième transistor M200 (transistor aval) de cette source de coursant. Par ailleurs, la source S100 du transistor M100 est reliée à la masse tandis que la source S200 du transistor M200 est reliée à la masse par l'intermédiaire de la résistance R1. Alors que la grille G100 du transistor M100 est reliée à la borne d'entrée BEC du régulateur par l'intermédiaire d'une capacité de découplage constituée ici de deux capacités C1 et C2 formant un diviseur de tension, le drain D200 du transistor M200, formant la sortie de cette source de courant, est relié à la borne de sortie BSC du régulateur par un ensemble formant miroir de courant et constitué des transistors à effet de champ à grille isolée M70, M80, M90, M110, d'une part, et M120 et M130, d'autre part. La valeur Io du courant au repos dans le transistor M200 est donnée par la formule: Io = (K * T/ Q) * lnN / (k * R1), dans laquelle K est la constante de Boltzman, T la température en degrés Kelvin, Q la charge de l'électron, X une constante technologique définissant la pente de faible inversion pour un transistor MOSFET et N le rapport de dimensions des transistors M200 et M100. Alors que x a une valeur de 1,5 environ, N est donné par la formule N = (W/L)M2oo/(W/L)Ml dans laquelle W et L désignent respectivement la largeur et la longueur du canal du transistor correspondant. Entre le drain D100 et la grille G100 du transistor M100 est connecté un autre transistor MOSFET référencé M30 définissant avec la capacité C1, connectée entre le point milieu du diviseur de tension et la borne BEC, un filtre sélectif passe-haut en entrée de la source de coursant. Ce filtre sélectif passe-haut est suivi d'un premier filtre passe-bas formé par le transistor M30 et une capacité C3 connectée entre le drain D100 du transistor M100 et la masse. Par ailleurs, un autre transistor MOSFET, référencé M40, est connecté entre le drain D 100 du transistor M 100 et la grille G200 du transistor M200, de façon à former, avec une capacité C4 connectée entre la grille G200 et la masse, un deuxième filtre passe-bas. Ces transistors M30 et M40 forment en fait les résistances des différents filtres et ont leurs grilles polarisées par deux transistors MOSFET, dits de polarisation, référencés M50 et M60, et connectés en série entre la masse et le transistor M90 du miroir de courant. Les transistors M80, M90 et M110, du miroir de courant, permettent de réinjecter respectivement, au transistor M100 de la source de courant, aux transistors de polarisation M50 et M60, et enfin au miroir de courant M120 et M130 (permettant la réinjection dans les moyens d'amplification, du signal de commande résultant), le courant délivré au drain D200 du transistor M200. Alors qu'il convient de choisir des transistors MOSFET pour la réalisation de la source de courant afin d'obtenir une caractéristique exponentielle entre le courant de drain et la tension de grille, en combinaison avec un courant de grille nul, il convient également de choisir pour les transistors M30, M40, M50 et M60, des transistors MOSFET afin de ne pas créer de différence de tension entre la grille G100 et le drain D100 du transistor M100 d'une part, et le drain D100 du transistor M100 et la grille G200 du transistor M200 d'autre part, ce qui serait alors préjudiciable au bon fonctionnement de la source de courant. Le fait d'utiliser des transistors MOSFET à canal N, plutôt qu'à canal P, pour les transistors de la partie basse de ce régulateur, offre l'avantage de rendre plus aisée une réalisation sous faible tension d'alimentation (la tension de seuil d'un transistor PMOS est plus élevée que celle d'un transistor NMOS) et permet également un fonctionnement avec des signaux de fréquence plus élevée. Ceci étant, les autres transistors de ce régulateur (transistors M70, M80, M90 et MI 10 du miroir de courant) peuvent être des transistors bipolaires. D'une façon générale, ce régulateur présente la spécificité de diminuer le courant réinjecté dans les moyens d'amplification si l'amplitude du signal d'entrée (tension), c'est-à-dire l'amplitude du signal de sortie des moyens d'amplification, injecté à travers la capacité de découplage (C1, C2) augmente, et inversement. Au bout d'un temps de régulation extrêmement faible, qui est réglable de quelques microsecondes à quelques millisecondes, l'amplitude du signal de sortie des moyens d'amplification atteint une valeur de seuil prédéterminée et constante quelle que soit l'amplitude du signal en entrée des moyens d'amplification (dans la limite de l'amplification des moyens d'amplification). Cette valeur de seuil est définie par les caractéristiques intrinsèques du régulateur, plus précisément par les caractéristiques intrinsèques de la source de courant M100, M200 et par le rapport des valeurs des deux capacités de découplage C1 et C2. Ainsi, plus le rapport N de dimension des transistors M100 et M200 est grand, plus la valeur de seuil est importante. n existe en fait une relation exponentielle entre la valeur de seuil et le rapport N. Par ailleurs, plus le rapport des capacités C1/C2 est petit, plus la valeur de seuil est grande. La figure 6 illustre, pour une source de courant PTAT, la relation théorique exponentielle existant entre la valeur N et la valeur de seuil intrinsèque VO de l'amplitude du signal de sortie. Cette valeur de seuil intrinsèque est modulée par le rapport Cl/(Cl + C2) pour donner la valeur de seuil réelle. Ainsi si la valeur de seuil intrinsèque fournie par la courbe de la figure 6, est égale à 150mV pour N égal à 10 (k = 1,5 et Cl KT/Q = 26mV), et si le rapport C1 est égal à 1/3, la valeur de seuil de l'amplitude du signal oe sorue du dispositif sera égale à 450mV. Le filtre passe-haut formé en entrée de la source de courant du régulateur permet une sélectivité des composantes fréquentielles du signal d'entrée capables d'affecter la régulation en courant. La fréquence de coupure de ce filtre passe-haut est ajustée en fonction de l'environnement dans lequel est placé le dispositif amplificateur. Ainsi, si pour un signal utile de 32 kHz, il existe à 100 Hz une composante fréquentielle perturbatrice c'est-à-dire présentant un niveau relativement élevé par rapport au niveau de la composante fréquentielle de 32 kHz, il sera intéressant de prendre en compte cette composante fréquentielle perturbatrice pour le contrôle du gain et éviter ainsi une saturation du dispositif amplificateur. Dans ce cas donc, la fréquence de coupure du filtre passe-haut sera choisi inférieure à 100 Hz. Le premier filtre passe-bas est quant à lui utilisé pour réduire la bande de fréquences du signal présent aux bornes du transistor M100, de façon à ne pas le saturer. On élimine en fait ainsi des composantes fréquentiell es d'harmoniques supérieures. La fréquence de coupure de ce filtre passe-bas, qui doit être supérieure à la fréquence de coupure du filtre passe-haut est, d'une manière générale, choisie sensiblement égale à la fréquence de coupure du dispositif amplificateur.Dans la pratique, si l'on ne dispose pas de boucle d'asservissement en tension pour s'affranchir des dispersions technologiques des composants, on choisira une fréquence de coupure pour le dispositif amplificateur, et donc une fréquence de coupure pour le premier filtre passe-bas, au moins égale à 2 fois, de préférence 3 fois, la fréquence du signal d'entrée. Ainsi, dans le cas d'un signal d'entrée de 32 kHz, on choisira une fréquence de coupure pour le dispositif amplificateur et pour le filtre passe-bas, de l'ordre de 100 kHz. Enfin, le deuxième filtre passe-bas, formé par le transistor M40 et la capacité C4, a pour fonction d'extraire la valeur moyenne du niveau du signal délivré par le transistor M100 et filtré par le filtre passe-haut et le premier filtre passe-bas, afin de l'injecter à la grille G200 du transistor M200. Aussi, ce deuxième filtre passe-bas a une fréquence de coupure très faible par rapport à la fréquence de coupure du dispositif amplificateur, de préférence autour du centième de la fréquence de coupure de ce dipositif amplificateur. Dans l'hypothèse où le rapport des niveaux respectifs du signal de sortie et du signal d'entrée du dispositif est très supérieur à 1, et dans l'hypothèse où le bruit du signal d'entrée peut être négligé, le facteur de bruit du dispositif amplificateur qui vient d'être décrit, c'est-à-dire le quotient du rapport signallbruit en entrée et du rapport signal/bruit en sortie est inversement proportionnel à la racine carrée du gain. ll en est de même pour le rapport signal/bruit en sortie. Ainsi, plus le gain du dispositif amplificateur est grand, meilleur est le facteur de bruit. En d'autres termes, plus le signal d'entrée est faible, plus le gain est grand et meilleur est le facteur de bruit. REVENDICATIONS 1. Dispositif amplificateur analogique à fréquence de coupure constante, comprenant des moyens d'amplification à gain commandé (2) comportant deux étages transconducteurs (20, 21) connectés en série, dont l'un (20) présente une valeur de transconductance variable et commandable, tandis que la valeur de transconductance de l'autre étage transconducteur (21), associé à une capacité de charge (4, 5), est fixée à une valeur constante choisie, ainsi que des moyens de commande de gain (3), connectés entre la sortie et l'entrée des moyens d'amplification, définissant intrinsèquement une valeur de seuil prédéterminée et constante pour l'amplitude du signal de sortie des moyens d'amplification, et délivrant, à l'entrée de commandée (BIC) de l'étage transconducteur correspondant (20), un signal de commande dont l'amplitude est inversement proportionnelle à l'amplitude du signal de sortie, modifiant sa valeur de transconductance de façon à minimiser l'écart entre l'amplitude du signal de sortie et ladite valeur de seuil. 2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé par le fait que le deuxième étage transconducteur (21) à la sortie duquel est connectée ladite capacité de charge (4,5), est rebouclé sur lui-même en réaction positive et connecté en série à la sortie du premier étage transconducteur (20) dont la valeur de transconductance est modifiable en réponse audit signal de commande. 3. Dispositif selon la revendication 1 ou 2, caractérisé par le fait que le deuxième étage transconducteur (21) comporte des moyens de maintien de sa valeur de transconductance à ladite valeur constante choisie, et de réglage éventuel de cette valeur de transconductance à une valeur constante différente. 4. Dispositif selon la revendication 3, caractérisé par le fait que lesdits moyens de maintien et de réglage comportent une source de courant (M13, M14) commandée par une tension constante choisie. 5. Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé par le fait que les moyens de commande du gain comprennent une capacité de découplage comportant une paire de capacités (C1, C2) formant un diviseur de tension, ainsi qu'une source principale de courant commandée en tension par ledit signal de sortie et comportant des premier et deuxième transistors principaux à effet de champ à grille isolée (M100, M200), réalisés en technologie silicium, associés à une résistance (R1), les dimensions caractéristiques des deux transistors principaux définissant, avec le rapport des deux capacités de ladite paire, ladite valeur de seuil de l'amplitude du signal de sortie. 6. Dispositif selon la revendication 5, caractérisé par le fait que les moyens de commande du gain (3) comportent un premier filtre passe-bas (M30, C3) ayant une fréquence de coupure sensiblement égale à la fréquence de coupure du dispositif amplificateur, suivi d'un deuxième filtre passe-bas (M40, C4) ayant une fréquence de coupure très inférieure à la fréquence de coupure du dispositif amplificateur. 7. Dispositif selon la revendication 6, caractérisé par le fait que la fréquence de coupure du deuxième filtre passe-bas est l'ordre du centième de la fréquence de coupure du dispositif amplificateur. 8. Dispositif selon l'une des revendications 5 à 7, caractérisé par le fait que les moyens de commande du gain (3) comprennent en outre un filtre passe-haut (M30, C 1) connecté en amont de la source de courant principale. 9. Dispositif selon la revendication 6 ou 7 prise en combinaison avec la revendication 8, caractérisé par le fait que la grille (G100) du premier transistor principal de la source de courant principale est reliée au point milieu du diviseur de tension, et au drain de ce premier transistor principal (M100) par l'intermédiaire d'un premier transistor auxiliaire à effet de champ à grille isolée (M30), réalisé en technologie silicium, par le fait que le drain de ce premier transistor principal (M100) est relié à la grille du deuxième transistor principal (M200) de la source de courant par l'intermédiaire d'un deuxième transistor auxiliaire à effet de champ à grille isolée (M40), réalisé en technologie silicium, par le fait que le premier filtre passe-bas est formé par le premier transistor auxiliaire (M30) et une première capacité de filtrage (C3) connectée entre le drain du premier transistor principal et la masse, tandis que le deuxième filtre passe-bas est formé par le deuxième transistor auxiliaire (M40) et une deuxième capacité de filtrage (C4) connectée entre la grille du deuxième transistor principal et la masse, et par le fait que le filtre passe-haut est formé par le premier transistor auxiliaire (M30) et celle (C1) des capacités du diviseur de tension qui est connectée à la borne d'entrée des moyens de commande de gain. 10. Dispositif selon la revendication 9, caractérisé par le fait que les moyens de commande de gain comportent des moyens de polarisation des transistors auxiliaires, formés par des transistors de polarisation à effet de champ à grille isolée (M50; M60), réalisés en technologie silicium. 11. Dispositif selon la revendication 9 ou 10, caractérisé par le fait que la borne de sortie (BSC) des moyens de commande de gain est reliée au drain (D200) du deuxième transistor principal (M200) par un ensemble formant miroir de courant (M70, M80, M90, M110, M120, M130). 12. Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé par le fait que les moyens d'amplification comportent des moyens de régulation de mode commun (M8, M9). 13. Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé par le fait que l'étage transconducteur (20) commandé par ledit signal de commande comprend un premier élément transconducteur comportant une première paire différentielle de transistors principaux à effet de champ (M1, M2), dont les drains respectifs, définissant les bornes de sorties différentielles des moyens d'amplification, sont reliés à la masse par une charge passive, dont les grilles respectives définissent les bornes d'entrée différentielles du dispositif, et dont les sources respectives sont reliées à la borne de sortie des moyens de commande de gain. 14. Dispositif selon la revendication 3 ou 4 prise en combinaison avec la revendication 13, caractérisé par le fait que le deuxième étage transconducteur (21) comprend un deuxième élément transconducteur comportant une deuxième paire différentielle de transistors principaux à effet de champ (M10, M11), dont les drains respectifs sont connectés aux grilles de ces transistors ainsi qu'aux drains des transistors de la première paire différentielle, et dont les sources respectives sont reliées aux dits moyens de maintien et de réglage éventuel de la valeur de transconductance de ce deuxième étage transconducteur. 15. Dispositif selon la revendication 14, caractérisé par le fait que chaque étage transconducteur comporte une paire additionnelle de transistors à effet de champ (M3A, M3B; M12A, M12B), connectés entre les sources respectives des transistors principaux correspondants, et par le fait que les grilles des transistors (M12A, M12B) de la paire additionnelle du deuxième étage transconducteur sont reliées à la sortie des moyens d'amplification tandis que les grilles des transistors (M3A, M3B) de la paire additionnelle du premier étage transconducteur sont reliées à la masse analogique. 16. Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé par le fait qu'il est réalisé sous forme de circuit intégré, les deux étages transconducteurs (20, 21) ayant une structure transconductrice similaire. 17. Procédé d'amplification analogique de signaux à gain commandé, caractérisé par les étapes suivantes: - on amplifie le niveau du signal d'entrée par deux étages transconducteurs (20, 21) connectés en série, dont l'un à une valeur de transconductance variable et commandable, tandis que l'on fixe la valeur de transconductance de l'autre étage transconducteur, qui est associé à une capacité de charge, à une valeur constante choisie, - on définit une valeur de seuil prédéterminée et constante pour l'amplitude du signal de sortie amplifié, - on modifie ladite valeur de transconductance variable et commandable à partir d'un signal de commande dont l'amplitude est inversement proportionnelle à l'amplitude du signal de sortie amplifié, de façon à réguler la valeur du gain pour minimiser l'écart entre l'amplitude du signal de sortie amplifié et ladite valeur de seuil. 18. Procédé selon la revendication 17, caractérisé par le fait qu'on définit ladite valeur de seuil à partir des caractéristiques intrinsèques d'une source de courant comportant deux transistors à effet de champ à grille isolée (M100, M200), réalisés en technologie silicium, et par le fait que l'on commande le transistor amont (M100) de ladite source de courant à partir de la tension du signal de sortie amplifié et le transistor aval (M200) de la source de courant à partir de la valeur moyenne de la tension délivrée par le transistor amont (M100), de façon à délivrer un courant de régulation agissant en tant que signal de commande. 19. Procédé selon la revendication 18, caractérisé par le fait qu'on commande le transistor amont (M100) de la source de courant à partir du signal de sortie amplifié et filtré par un filtre passe-bas dont la fréquence de coupure est sensiblement égale à la fréquence de coupure obtenue à partir de ladite valeur de transconductance constante et choisie, et de la valeur de la capacité de charge. 20. Procédé selon la revendication 19, caractérisé par le fait qu'on commande le transistor amont (M100) de la source de courant à partir du signal de sortie amplifié et filtré par un filtre passe-hauL