Brevet FR2720850A1 — publié le 19951208

PROCEDE DE CODAGE DE PAROLE A PREDICTION LINEAIRE La présente invention concerne un procédé de codage de parole à prédiction linéaire, dans lequel un signal de parole numérisé en trames successives est soumis à une analyse par synthèse pour obtenir, pour chaque trame, des valeurs de quantification de paramètres de synthèse permettant de reconstituer une estimation du signal de parole, l'analyse par synthèse comprenant une prédiction linéaire à court terme du signal de parole pour déterminer les coefficients d'un filtre de synthèse à court terme. Les codeurs de parole à bas débit (typiquement 5 kbit/s pour une fréquence d'échantillonnage de 8 kHz) actuels donnent leur meilleure performance sur des signaux présentant un spectre "téléphonique", c'est- à-dire dans la bande 300-3400 Hz et avec une préaccentuation dans les fréquences élevées. Ces caractéristiques spectrales correspondent au gabarit iRS (Intermediate Reference System) défini par le CCITT dans la Recommandation P48. Ce gabarit a été défini pour les combinés téléphoniques, aussi bien en entrée (microphone) qu'en sortie (écouteurs). Cependant, il arrive de plus en plus fréquemment que le signal d'entrée d'un codeur de parole présente un spectre plus "plat", par exemple lorsqu'une installation mains libres est utilisée, employant un microphone à réponse en fréquence linéaire. Les vocodeurs habituels sont conçus pour être indépendants de l'entrée avec laquelle ils fonc- tionnent, et ils ne sont d'ailleurs pas informés des carac- téristiques de cette entrée. Si des microphones de carac- téristiques différentes sont susceptibles d'être raccordés au vocodeur, ou plus généralement si le vocodeur est susceptible de recevoir des signaux acoustiques présentant des caractéristiques spectrales différentes, il y a alors des cas o le vocodeur est utilisé de façon sous-optimale. Dans ce contexte, un but principal de la présente invention est d'améliorer les performances d'un vocodeur en les rendant moins dépendantes des caractéristiques spectrales du signal qui lui est destiné. L'invention propose un procédé de codage de parole du type indiqué au début, dans lequel on détermine un état spectral du signal de parole parmi des premier et second états tels que le signal contienne proportionnellement moins d'énergie aux basses fréquences dans le premier état que dans le second état, et on applique l'un ou l'autre de deux modes de quantification pour obtenir les valeurs de quanti- fication des coefficients du filtre de synthèse à court terme suivant l'état spectral déterminé du signal de parole. Ainsi, la détection de l'état spectral permet d'adapter le codeur aux caractéristiques du signal d'entrée. Les performances du codeur peuvent être améliorées ou, à performances identiques, on peut réduire le nombre de bits nécessaires au codage. De préférence, les coefficients du filtre de synthèse à court terme sont représentés par un ensemble de p paramètres fréquentiels de lignes spectrales ordonnés, dits paramètres LSP", p étant l'ordre de la prédiction linéaire. La distribution de ces p paramètres LSP peut être analysée pour renseigner sur l'état spectral du signal et contribuer à la détection de cet état. Les paramètres LSP peuvent faire l'objet d'une quantification scalaire ou vectorielle. Dans le cas d'une quantification scalaire, on quantifie le i-ième paramètre LSP en subdivisant un intervalle de variation inclus dans un intervalle de référence respectif en 2Ni segments, Ni étant le nombre de bits de codage consacré à la quantification de ce paramètre. Une première possibilité est d'utiliser au moins pour les premiers paramètres LSP ordonnés, des intervalles de référence choisis chacun parmi deux intervalles distincts suivant l'état spectral déterminé du signal de parole. Une possibilité supplémentaire est de donner à certains au moins des nombres de bits de codage Ni l'une ou l'autre de deux valeurs distinctes suivant l'état spectral déterminé du signal de parole, pour effectuer une allocation dynamique de bits. Dans le cas d'une quantification vectorielle directe, on subdivise l'ensemble des p paramètres LSP ordon- nés en m groupes de paramètres consécutifs, et on peut quan- tifier au moins le premier groupe en sélectionnant dans une table de quantification un vecteur présentant une distance minimale avec les paramètres LSP dudit groupe, cette table étant choisie parmi deux tables de quantification distinctes suivant l'état spectral déterminé du signal de parole. Dans le cas d'une quantification vectorielle différentielle, on subdivise l'ensemble des p paramètres LSP ordonnés en m groupes de paramètres consécutifs, et, au moins pour le premier groupe, on peut effectuer une quantification différentielle par rapport à un vecteur moyenne choisi parmi deux vecteurs distincts suivant l'état spectral déterminé du signal de parole. D'autres particularités et avantages de la présente invention apparaîtront dans la description ci-après d'exemples de réalisation préférés mais non limitatifs, en référence aux dessins annexés, dans lesquels: - les figures 1A et lB sont des schémas synoptiques respectivement d'un codeur de parole à analyse par synthèse pour la mise en oeuvre de l'invention et d'un décodeur associé; - la figure 2 est un schéma synoptique d'une unité de prédiction linéaire utilisable dans le codeur de la figure 1A; - la figure 3 est un diagramme illustrant les caractéristiques d'un signal acoustique de type IRS et d'un signal de type linéaire; - la figure 4 est un schéma d'un dispositif de détection de l'état spectral du signal, utilisable avec le codeur de la figure 1A; et - la figure 5 montre des chronogrammes illustrant le mode de détection de l'état du signal par le dispositif de la figure 4. Le codeur de parole illustré sur la figure 1A repose sur le principe de l'analyse par synthèse. Son organisation générale est classique sauf en ce qui concerne l'unité 8 de prédiction à court terme et l'unité 20 de détection de l'état spectral du signal. Le codeur de parole traite le signal de sortie amplifié d'un microphone 5. Un filtre passe-bas 6 élimine les composantes fréquentielles de ce signal au-dessus de la limite supérieure (par exemple 4000 Hz) de la bande passante traitée par le codeur. Le signal est ensuite numérisé par le convertisseur analogique-numérique 7 qui délivre le signal d'entrée SI sous la forme de trames successives de 10 à 30 ms constituées d'échantillons prélevés à un cadence de 8000 Hz par exemple. L'analyse par synthèse repose sur une modéli- sation du conduit vocal du locuteur par un filtre purement récursif de fonction de transfert H(z) = l/A(z) o P pu A(z)=l-r aiz- i=11 Les coefficients ai de ce filtre (1 des valeurs de quantification q(ai). Chaque trame de signal d'entrée SI est d'abord sou- mise au filtre inverse 9 de fonction de transfert A(z), puis à un filtre 10 de fonction de transfert l/A(z/y) o Y désigne un facteur prédéfini, généralement compris entre 0,8 et 0,9. Le filtre combiné ainsi constitué, de fonction de transfert W(z) = A(z)/A(z/y), est un filtre de pondération perceptuelle de l'erreur résiduelle du codeur. Les coefficients utilisés dans les filtres 9 et 10 sont les estimations âjai délivrées par l'unité 8 de prédiction à court terme. La sortie RI du filtre inverse 9 possède une périodicité à long terme, correspondant à la hauteur tonale (pitch) de la parole. Dans l'exemple considéré, on modélise le filtre correspondant par une fonction de transfert de la forme l/B(z) avec B(z) = 1 - bz-T. Le signal RI est soumis à un filtre inverse 11 de fonction de transfert B(z) dont la sortie R2 est fournie à l'entrée du filtre 10. La sortie Sw du filtre 10 correspond ainsi au signal d'entrée SI débar- rassé de sa corrélation à long terme par le filtre 11 de fonction de transfert B(z), et pondéré perceptuellement par les filtres 9, 10 de fonction de transfert combinée W(z). Le filtre 11 comprend un soustracteur dont l'entrée positive reçoit le signal RI et dont l'entrée négative reçoit une estimation à long terme obtenue en retardant le signal R1 de T échantillons et en l'amplifiant. Le signal Rl ainsi que l'estimation à long terme sont fournis à une unité 13 qui maximise la corrélation entre ces deux signaux pour déterminer le retard T et le gain b optimaux. L'unité 13 explore toutes les valeurs entières et/ou fractionnaires du retard T entre deux bornes pour sélectionner celui qui maximise la corrélation normalisée. Le gain b se déduit de la valeur de T, et est quantifié par discrétisation, ce qui conduit à une valeur de quantification q(b); la valeur quantifiée b correspondant à cette valeur de quantification q(b) est celle fournie comme gain de l'amplificateur du filtre 11. La synthèse de parole dans le codeur s'effectue dans une boucle fermée comprenant un générateur d'excitation 12, un filtre 14 ayant la même fonction de transfert que le filtre 10, un corrélateur 15, et une unité 19 de maximisa- tion de la corrélation normalisée. La nature du générateur d'excitation 12 permet de distinguer entre différents types de codeur à analyse par synthèse, suivant la forme de l'excitation. On distingue ainsi les procédés de codage à analyse par prédiction linéaire et excitation multi-impulsionnelle (MPLPC), dont un exemple est donné dans le document EP-A-0 195 487, et les procédés de codage à analyse par prédiction linéaire et excitation vectorielle (CELP), réputés avoir de bonnes performances lorsqu'un faible débit binaire est requis, dont un exemple est donné dans l'article de Schroeder et Atal "Code Excited Linear Prediction (CELP): High Quality Speech At Very Low Bits Rates", Proc. ICASSP, Mars 1985, pp. 937- 940. Ces différentes façons de modéliser l'excitation sont utilisables dans le cadre de la présente invention. La demanderesse a utilisé une excitation par séquences d'impul- sions régulières, ou RPCELP, telle que décrite dans sa demande de brevet européen N' O 347 307. S'agissant d'un codeur de type CELP, l'excitation est représentée par une adresse d'entrée k dans un dictionnaire de vecteurs d'excitation, et par un gain associé G. Le vecteur d'excitation sélectionné et amplifié est soumis au filtre 14 de fonction de transfert 1/A(z/y), dont les coefficients âi(1 Le vecteur d'excitation sélectionné dans le diction- naire du générateur 12, le gain G associé, les paramètres b et T du filtre à long terme 13, et les coefficients ai du filtre de prédiction à court terme, auxquels s'ajoute un bit d'état Y qui sera décrit plus loin, constituent les paramè- tres de synthèse dont les valeurs de quantification k, q(G), q(b), T, q(a1), Y sont émises vers le récepteur pour permet- tre de reconstituer une estimation du signal de parole SI. Ces valeurs de quantification sont réunies sur un même canal par le multiplexeur 21 en vue de l'émission. Le décodeur associé illustré sur la figure lB com- prend une unité 50 qui restitue les valeurs quantifiées k, G, T, À, âi sur la base des valeurs de quantification reçues. Un générateur d'excitation 52 identique au généra- teur 12 du codeur reçoit les valeurs quantifiées des para- mètres k et G. La sortie R2 du générateur 52 (qui est une estimation de R2) est soumise au filtre de prédiction à long terme 53 de fonction de transfert 1/B(z) dont les coeffi- cients sont les valeurs quantifiées des paramètres T et b. La sortie Rl du filtre 53 (qui est une estimation de R1) est soumise au filtre de prédiction à court terme 54 de fonction de transfert 1/A(z) dont les coefficients sont les valeurs quantifiées des paramètres ai. Le signal résultant S est l'estimation du signal d'e.ntrée SI du codeur. La figure 2 montre une exemple de constitution de l'unité 8 de prédiction à court terme du codeur. Les coeffi- cients de modélisation ai sont calculés pour chaque trame, par exemple pour la méthode des autocorrélations. Le bloc 40 calcule les autocorrelations L-j R (j) =E Si (n)x Si (n+j) n=l pour 0 j récursif des coefficients ai optimaux au moyen de l'algo- rithme de Levinson-Durbin (voir J. Makhoul: Linear Prediction: A Tutorial Review", Proc. IEEE, Vol. 63, N'4, Avril 1975 pp. 561-580), qui peut s'exprimer de la façon suivante: E(0) = R(0) Pour i = 1 à p faire: ki =R(i) iR(-j) /E(i-1) ai= ki E(i)= (1 -k) E(i-1) a(i) = a)-ka pour 1 3 j 1-1 La solution finale obtenue par le bloc 41 est donnée par: ai = ai(P) pour 1 dessus, la quantité E(p) est l'erreur résiduelle de la prédiction linéaire, et les quantités ki, comprises entre -1 et +1 sont appelées coefficients de réflexion. En vue de la transmission des coefficients obtenus, on peut les représenter par différents paramètres à quantifier: les coefficients de prédiction eux-mêmes ai, les coefficients de réflexion ki, ou encore les rapports logarithmiques LAR donnés par: LARi = log0 (1 +ki) /(lk k)] Les paramètres de représentation ainsi obtenus sont quantifiés pour réduire le nombre de bits nécessaires à leur identification. L'invention propose de déterminer l'état spectral du signal de parole parmi un premier état YA (Y = O, type IRS) et un second état YB (Y = 1, type linéaire) tels que le signal contienne proportionnellement moins d'énergie de basses fréquences dans l'état YA que dans l'état YB' et à appliquer l'un ou l'autre de deux modes de quantification distincts pour obtenir les valeurs de quantification des coefficients du filtre de synthèse à court terme suivant l'état spectral déterminé. Sur la figure 3, les deux lignes en traits pleins correspondent à l'encadrement du gabarit IRS, défini pour des microphones dans la Recommandation P48 du CCITT. On voit qu'un signal de microphone de type IRS présente une forte atténuation dans la partie basse du spectre (entre O et 300 Hz) et une relative accentuation dans les hautes fréquences. En comparaison, un signal de type linéaire, fourni par exemple par le microphone d'une installation mains libres présente un spectre plus plat, n'ayant notamment pas la forte atténuation aux basses fréquences (un exemple typique d'un tel signal de type linéaire est illustré par une ligne en tirets sur le diagramme de la figure 3). On tire parti de ces propriétés spectrales dans le dispositif de détection 20, représenté sur la figure 1A et détaillé sur la figure 4, qui délivre trame par trame le bit d'état Y. Le dispositif de détection 20 comprend un filtre passe-haut 16 recevant le signal acoustique d'entrée SI et délivrant un signal filtré SI'. Le filtre 16 est typiquement un filtre numérique de type bi-quad ayant une coupure abrupte à 400 Hz. Les énergies El et E2 contenues dans chaque trame du signal acoustique d'entrée SI et du signal filtré SI sont calculées par deux unités 17, 18 effectuant chacune la somme des carrés des échantillons de chaque trame qu'elle reçoit. L'énergie El de chaque trame du signal d'entrée SI est adressée à l'entrée d'un comparateur à seuil 25 qui délivre un bit Z de valeur O lorsque l'énergie El est inférieure à un seuil d'énergie prédéterminé, et de valeur 1 lorsque l'énergie El est supérieure au seuil. Le seuil d'énergie est typiquement de l'ordre de -38 dB par rapport à l'énergie de saturation du signal. Le comparateur 25 sert à inhiber la détermination de l'état du signal lorsque celui-ci contient trop peu d'énergie pour être représentatif des caractéristiques de la source. Dans ce cas, l'état déterminé du signal reste inchangé. Les énergies El et E2 sont adressées à un diviseur numérique 26 qui calcule le rapport E2/E1 pour chaque trame. Ce rapport E2/E1 est adressé à un autre comparateur à seuil 27 qui délivre un bit X de valeur 0 lorsque le rapport E2/E1 est supérieur à un seuil prédéterminé, et de valeur 1 lorsque le rapport E2/E1 est inférieur au seuil. Ce seuil sur le rapport E2/E1 est typiquement de l'ordre de 0,93. Le bit X est représentatif d'une condition du signal sur chaque trame. La condition X = O correspond aux caractéristiques IRS du signal d'entrée (état YA), et la condition X = 1 correspond aux caractéristiques linéaires (état YB). Pour éviter des changements d'état répétés et intempestifs à l'occasion des variations à court terme de l'excitation vocale, le bit d'état Y n'est pas pris directement égal au bit de condition X, mais il résulte d'un traitement des bits de condition successifs X par un circuit 29 de détermination d'état, qui permet de ne modifier l'état déterminé Y qu'après que plusieurs trames successives montrent une condition de signal X différente de celle correspondant à l'état précédemment déterminé. Le fonctionnement du circuit 29 de détermination d'état est illustré sur la figure 5, o le chronogramme supérieur illustre un exemple d'évolution du bit X fourni par le comparateur 27. Le bit d'état Y (chronogramme inférieur) est initialisé à 0, car les caractéristiques IRS sont le plus fréquemment rencontrées. On calcule trame après trame une variable de comptage V initialement mise à 0. La variable V est incrémentée d'une unité chaque fois que la condition X du signal sur une trame diffère de celle correspondant à l'état déterminé Y (X = 1 et Y = 0, ou X = O et Y = 1). Dans le cas contraire (X = Y = O ou 1) la variable V est décrémentée de deux unités si elle est différente de O et de 1, décrémentée d'une unité si elle est égale à 1, et maintenue inchangée si elle est égale à 0. Dès que la variable V atteint un seuil prédéterminé (8 dans l'exemple considéré), on la remet à O et on change la valeur du bit Y, de sorte qu'on détermine que le signal a changé d'état. Ainsi, dans l'exemple représenté sur la figure 5, le signal est dans l'état YA jusqu'à la trame M, dans l'étant YB entre les trames M et N (changement de la source de signal), puis de nouveau dans l'état YA à partir de la trame N. Bien entendu, d'autres modes d'incrémentation et de décrémentation et d'autres valeurs de seuil seraient utilisables. Le mode de comptage ci-dessus peut par exemple être obtenu par le circuit 29 représenté sur la figure 4. Ce circuit comprend un compteur 32 sur quatre bits, dont le bit de poids fort correspond au bit d'état Y, et dont les trois bits de poids faible représentent la variable de comptage V. Les bits X et Y sont fournis à l'entrée d'une porte OU EXCLUSIF 33 dont la sortie est adressée à l'entrée d'incrémentation du compteur 32 par l'intermédiaire d'une porte ET 34 dont l'autre entrée reçoit le bit Z fourni par le comparateur à seuil 25. Ainsi, la variable V est incrémentée lorsque X É Y et Z = 1. La sortie inversée de la porte 33 est fournie à une entrée de décrémentation du compteur 32 par l'intermédiaire d'une autre porte ET 35 dont les deux autres entrées reçoivent respectivement le bit Z fourni par le comparateur 25, et la sortie d'une porte OU à trois entrées 36 recevant les trois bits de poids faible du compteur 32. Le compteur 32 est agencé pour dédoubler les impulsions reçues sur son entrée de décrémentation lorsque son bit de poids le plus faible vaut O ou lorsque l'un au moins des deux bits suivants vaut 1, comme schématisé par la porte OU 37 sur la figure 3. Ainsi, le compteur 32 est décrémenté (d'une unité si V = 1 et de deux unités si V > 1) lorsque X = Y et Z = 1 et V É 0. Lorsque l'énergie du signal d'entrée est insuffisante, on a Z = 0 et le circuit de détermination 29 n'est pas activé car les portes ET 34, 35 empêchent de modifier la valeur du compteur 32. Le bit d'état Y ainsi déterminé est fourni à l'unité 8 de prédiction linéaire à court terme pour choisir le mode de quantification des coefficients du filtre de synthèse à court terme. Dans l'exemple préféré illustré sur la figure 2, les paramètres utilisés pour représenter les coefficients ai du filtre de synthèse à court terme sont les fréquences de lignes spectrales (LSF), ou paires de lignes spectrales (LSP). Ces paramètres sont connus comme ayant de bonnes propriétés statistiques et comme assurant aisément la stabilité du filtre synthétisé (voir N. Sugamura et F. Itakura: "Speech Analysis And Synthesis Method Developed At ECL In NTT: From LPC to LSP", Speech Communication, North Holland, Vol. 5, N' 2, 1986, pp. 199-215). Les paramètres LSP sont obtenus à partir des polynômes Q(z) et Q*(z) définis ci-dessous: Q(z) = A(z) + z-(p+I) x A(z-1) Q (z) = A(z) - z (p+ l) x A(z-1) On démontre que les racines complexes de ces deux polynômes sont sur le cercle unité et que, lorsqu'on parcourt le cercle unité, les racines de Q(z) alternent avec celles de Q*(z). Les p racines autres que z = +1 et z = -1 s'écrivent e2KlJfi avec j2 = -1, les p fréquences fi étant définies comme les fréquences de lignes spectrales normalisées relativement à la fréquence d'échantillonnage. Les fréquences normalisées fi sont comprises entre 0 et 0,5 et sont ordonnées de façon que chaque paire de fréquences consécutives comprenne une fréquence correspondant à une racine de Q(z) et une fréquence correspondant à une racine de Q*(z). Dans cette modélisation, les lignes spectrales d'une paire encadrent un formant du signal de parole, et leur distance est inversement proportionnelle à l'amplitude de la résonance de ce formant. Les paramètres LSP sont calculés par le bloc 42 à partir des coefficients de prédiction ai obtenus par le bloc 41 au moyen des polynômes de Chebyshev (voir P. Kabal et R.P. Ramachandran:"The Computation Of Line Spectral Frequencies Using Chebyshev Polynomials', IEEE Trans. ASSP, Vol. 34, N'6, 1986 pp. 1419-1426). Ils peuvent également être obtenus directement à partir des autocorrélations du signal, par l'algorithme de Levinson éclaté (voir P. Delsarte et Y. Genin: "The Split Levinson Algorithm", IEEE Trans. ASSP, Vol. 34, N'3, 1986). Le bloc 43 effectue la quantification des fréquences LSF, ou plus précisément des valeurs cos2tfi, ci-après appelées paramètres LSP, comprises entre -1 et +1, ce qui simplifie les problèmes de dynamique. La méthode de calcul des fréquences LSF permet de les obtenir dans l'ordre des fréquences croissantes, c'est-à-dire des cosinus décroissants. Il existe pour ces paramètres LSP deux grandes familles de méthodes de quantification: la quantification scalaire o chaque paramètre est représenté séparément par la valeur quantifiée la plus proche; et la quantification vectorielle, qui s'effectue sur un ou plusieurs groupes de paramètres, pour chacun desquels on cherche dans un dictionnaire multidimensionnel le vecteur le plus approchant. Dans le cas d'une quantification vectorielle pour une analyse LPC d'ordre p=10, on effectue par exemple m = 3 quantifications vectorielles indépendantes, de dimensions respectives 3, 3 et 4, définissant les groupes LSP I(1,2,3), II(4,5,6) et III(7,8,9,10). Chaque groupe est quantifié en sélectionnant dans une table de quantification respective préenregistrée le vecteur présentant la distance euclidienne minimale avec les paramètres de ce groupe. Pour le groupe I, on définit deux tables de quantification TI,1 et TI,2 disjointes de tailles respectives nin 2nl et 2n2. Pour le groupe II, on définit deux tables de quantification TII,1 et TII,2 de tailles respectives 2p1 et 2p2 ayant une partie commune pour réduire l'espace mémoire nécessaire. Pour le groupe III, on définit une table de quantification unique TIII de taille 2q. Les adresses ADI, ADII, ADIII des trois vecteurs issus de trois tables de quantification relatives aux trois groupes constituent les valeurs de quantification q(ai) des coefficients du filtre de synthèse à court terme, qui sont adressées au multiplexeur 21. Le bloc 43, qui opère la quantification des paramètres LSP, sélectionne les tables TI,1 et TII,1 pour rechercher les vecteurs de quantification des groupes I et II lorsque Y = O (signal de type IRS). En conséquence, on construit les échantillons des tables TI,1 et TIi,1 de façon que leurs statistiques soient optimisées pour la quantification d'un signal de type de IRS. Lorsque Y = 1 (état linéaire), le bloc 43 sélectionne les tables Ti, 2 et TII,2,# dont la statistique est établie pour être représentative d'un signal d'entrée de type linéaire. Pour le groupe III, la table TIII est utilisée dans tous les cas, car la partie haute du spectre est moins sensible aux différences entre les caractéristiques IRS et linéaire. Le bit d'état Y est également fourni au multiplexeur 21. Une unité 45 calcule les estimations âi à partir des valeurs discrétisées des paramètres LSP données par les trois vecteurs retenus. Les paramètres LSP cos2Kfi permettent aisément de déterminer les coefficients du filtre de synthèse à court terme étant donné que Q(z) =(1+z-1) i (1-2cos(2ifi) z-l+z-2) i=i,3.....p-i Q (z) =(1-z-Z) I (1-2cos(2fi) z-l+z-2) i.2,4,...p et A(z) = [Q(z) +Q(z)]/2 Les estimations âi ainsi obtenues sont fournies par l'unité 45 aux filtres à court terme 9, 10 et 14 du codeur. Dans le décodeur, le même calcul est effectué par l'unité de restitution 50, les vecteurs de cosinus quantifiés étant retrouvés à partir des adresses de quantification ADI, ADII et ADIII. Le décodeur contient les mêmes tables de quantification que le codeur, et leur sélection s'effectue en fonction du bit d'état Y reçu. Outre l'optimisation des performances du codeur, l'utilisation de deux familles de tables de quantification sélectionnées suivant l'état spectral Y a l'avantage de procurer une meilleure efficacité en termes de nombre de bits de codage requis. En effet, le nombre total de bits utilisés, à performance égale, pour la quantification des paramètres LSP dans chacun des cas est inférieur au nombre de bits nécessaires lorsqu'une seule famille de tables est utilisée indépendamment d'une détection de l'état spectral. Dans le cas typique o nl = 8, n2 = 7, pl = 9, p2 = 10 et q = 8, le nombre de bits nécessaires au codage des paramètres LSP vaut nIl + pl + q + 1 = 26 lorsque Y = 0, et n2 + p2 + q + 1 = 26 lorsque Y = 1 (ce qui assure le même débit global), tandis que, pour obtenir une statistique aussi riche sans faire appel à l'état Y, il faudrait au moins n + p + q = 10 + 11 + 8 = 29 bits d'adressage. En variante, le bloc 43 peut être agencé pour effectuer une quantification vectorielle différentielle. Chaque groupe de paramètres I, II, III est alors quantifié différentiellement par rapport à un vecteur moyenne. Pour le groupe I, on définit deux vecteurs moyenne distincts VI,1 et VI,2 et une table de quantification des différences TDI. Pour le groupe II, on définit deux vecteurs moyenne distincts VII,1 et VII,2 et une table de quantification des différences TDII. Pour le groupe III, on définit un unique vecteur moyenne VIII et une table de quantification des différences TDIII. Les vecteurs moyenne Vi,1 et V1,1 sont établis pour être représentatifs d'une statistique de signaux de type IRS, tandis que les vecteurs moyenne Vi,2 et VII,2 sont établis pour être représentatifs d'une statistique de signaux de type linéaire. Le bloc 43 opère la quantification différentielle des groupes I et II par rapport aux vecteurs Vi,1 et VIi 1 lorsque Y = O (état IRS) et par rapport aux vecteurs VI,2 et VII,2 lorsque Y = 1 (état linéaire). L'avantage de cette quantification différentielle est qu'elle permet de ne stocker, dans le codeur et dans le décodeur, qu'une seule table de quantification par groupe. Les valeurs de quantification q(ai) sont les adresses des trois vecteursdifférence optimaux dans les trois tables, auxquelles s'ajoute le bit Y déterminant quels sont les vecteurs moyenne à ajouter à ces vecteursdifférence pour restituer les paramètres LSP quantifiés. Lorsqu'on procède à une quantification scalaire, chaque paramètre est représenté séparément par la valeur quantifiée la plus proche. On définit pour chaque paramètre LSP cos2nfi une borne supérieure Mi et une borne inférieure mi, telles que, sur un grand nombre d'échantillons de parole, environ 90% des valeurs rencontrées de cos2nfi soient comprises entre mi et Mi. L'intervalle de référence entre les deux bornes est divisé en 2Ni segments égaux, o Ni est le nombre de bits de codage consacré à la quantification du paramètre cos2nfi. Après avoir quantifié le premier paramètre LSP cos2nf1, on utilise la propriété d'ordonnancement des fréquences fi pour remplacer dans certains cas la borne supérieure Mi par la valeur quantifiée du cosinus précédent eos2Kfi 1. En d'autres termes, pour 1 cos2nfi La détection de l'état spectral du signal permet de définir deux familles d'intervalles de référence [mi,,Mi,1] et [mi,2,Mi,2] pour les r premiers paramètres (1 déterminer quel est l'état spectral Y du signal d'entrée. Ceci est illustré par le bloc 44 sur la figure 2. En effet, les lignes spectrales de chaque paire encadrent un formant du signal de parole, et leur distance est inversement proportionnelle à l'amplitude de la résonance. On voit qu'ainsi les paramètres LSP peuvent donner directement une idée assez précise de l'enveloppe spectrale du signal de parole. Dans le cas d'un signal de type IRS, l'amplitude des résonances situées dans la partie basse du spectre est plus faible que dans le cas linéaire. Ainsi, en analysant les écarts entre les premières fréquences LSF consécutives, on peut déterminer si le signal d'entrée est plutôt de type IRS (écarts grands) ou linéaire (écarts plus petits). Cette détermination peut s'effectuer pour chaque trame de signal pour obtenir le bit de condition X qu'on traite ensuite par un circuit de détermination d'état semblable au circuit 29 de la figure 4 pour obtenir le bit d'état Y utilisé par le bloc de quantification 43. REVENDICATIONS 1. Procédé de codage de parole à prédiction linéaire, dans lequel un signal de parole (SI) numérisé en trames successives est soumis à une analyse par synthèse pour obtenir, pour chaque trame, des valeurs de quantification de paramètres de synthèse (ai,b,T,k,G) permettant de reconstituer une estimation (S) du signal de parole, et on émet lesdites valeurs de quantification, l'analyse par synthèse comprenant une prédiction linéaire à court terme du signal de parole pour déterminer les valeurs de quantification des coefficients d'un filtre de synthèse à court terme, caractérisé en ce qu'on détermine un état spectral (Y) du signal de parole parmi des premier et second états (YAYB) tels que le signal contienne proportionnellement moins d'énergie aux basses fréquences dans le premier état que dans le second état, et on applique l'un ou l'autre de deux modes de quantification pour obtenir les valeurs de quantification des coefficients du filtre de synthèse à court terme suivant l'état spectral déterminé (Y) du signal de parole. 2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'on ne modifie pas l'état déterminé (Y) du signal de parole lorsqu'il a une énergie inférieure à un seuil prédétermine. 3. Procédé selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce qu'on détecte trame par trame si le signal est dans une première condition correspondant au premier état (YA) ou dans une seconde condition correspondant au second état (YB), et on détermine l'état (Y) du signal sur la base des conditions trame par trame (X), en ne modifiant l'état déterminé qu'après que plusieurs trames successives montrent une condition de signal différente de celle correspondant à l'état précédemment déterminé. 4. Procédé selon la revendication 3, caractérisé en ce qu'on incrémente une variable de comptage (V) lorsque la condition (X) du signal sur une trame diffère de celle correspondant à l'état déterminé (Y) du signal, en ce qu'on décrémente cette variable de comptage (V) lorsque la condition du signal sur une trame est celle correspondant à l'état déterminé du signal sauf si cette variable vaut zéro, et en ce que, lorsque la variable de comptage (V) atteint un seuil prédéterminé, on la remet à zéro et on détermine que le signal a changé d'état. 5. Procédé selon la revendication 3 ou 4, caractérisé en ce qu'on soumet le signal de parole (SI) à un filtrage passe-haut, on compare l'énergie (E2) du signal filtré passe-haut (ST') à celle (El) du signal non filtré pour déterminer trame par trame si le signal parmi est dans la première condition, pour laquelle l'énergie du signal filtré passe-haut est supérieure à une fraction prédéterminée de l'énergie du signal non filtré, ou dans la seconde condition, pour laquelle l'énergie du signal filtré passe-haut est inférieure à la fraction prédéterminée de l'énergie du signal non filtré. 6. Procédé selon la revendication 3 ou 4, caractérisé en ce que les coefficients (ai) du filtre de synthèse à court terme sont représentés par un ensemble de fréquences de lignes spectrales (fi), et en ce qu'on analyse la distribution des fréquences de lignes spectrales dans chaque trame du signal de parole (SI) pour détecter si le signal est dans la première ou la seconde condition. 7. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 6, caractérisé en ce que les coefficients (ai) du filtre de synthèse à court terme sont représentés par un ensemble de p paramètres fréquentiels de lignes spectrales ordonnés (cos2nfi), subdivisé en m groupes de paramètres fréquentiels consécutifs, p étant l'ordre de la prédiction linéaire à court terme et m étant un nombre entier supérieur ou égal à 1, et en ce qu'au moins le premier groupe est quantifié différentiellement par rapport à un vecteur moyenne choisi parmi deux vecteurs distincts (VI,1,VI,2) suivant l'état spectral déterminé (Y) du signal de parole. 8. Procédé selon la revendication 7, caractérisé en ce que le nombre m est égal à 3, et en ce que chacun des deux premiers groupes de paramètres fréquentiels consécutifs est quantifié différentiellement par rapport à un vecteur moyenne respectif choisi parmi deux vecteurs distincts respectifs suivant l'état spectral déterminé (Y) du signal de parole. 9. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 6, caractérisé en ce que les coefficients (ai) du filtre de synthèse à court terme sont représentés par un ensemble de p paramètres fréquentiels de lignes spectrales ordonnés (cos2nf i), subdivisé en m groupes de paramètres fréquentiels consécutifs, p étant l'ordre de la prédiction linéaire à court terme et m étant un nombre entier supérieur ou égal à 1, et en ce qu'au moins le premier groupe est quantifié en sélectionnant dans une table de quantification un vecteur présentant une distance minimale avec les paramètres fréquentiels dudit groupe, cette table de quantification étant choisie parmi deux tables distinctes (TI,1, TI,2) suivant l'état spectral déterminé (Y) du signal de parole. 10. Procédé selon la revendication 9, caractérisé en ce que le nombre m est égal à 3, et en ce que chacun des deux premiers groupes de paramètres fréquentiels consécutifs est quantifié en sélectionnant dans une table de quantification respective un vecteur présentant une distance minimale avec les paramètres fréquentiels dudit groupe, chacune des deux tables de quantification relatives aux deux premiers groupes étant choisie parmi deux tables distinctes respectives suivant l'état spectral déterminé (Y) du signal de parole. 11. Procédé selon la revendication 10, caractérisé en ce que les deux tables de quantification distinctes (TI,1, TI,2) relatives au premier groupe sont disjointes, et en ce que les deux tables de quantification distinctes (TIi,1, TII,2) relatives au second groupe présentent une partie commune. 12. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 6, caractérisé en ce que les coefficients (ai) du filtre de synthèse à court terme sont représentés par un ensemble de p paramètres fréquentiels de lignes spectrales ordonnés (cos2tfi), p étant l'ordre de la prédiction linéaire à court terme, en ce qu'on quantifie chacun de ces p paramètres en subdivisant un intervalle de variation ([mi,min{Mi,eos2nfi_1}]) inclus dans un intervalle de référence respectif ([mi,Mi]) en 2Ni segments, Ni étant le nombre de bits de codage consacré à la quantification de ce paramètre, et en ce qu'on utilise, au moins pour les premiers paramètres ordonnés, des intervalles de référence choisis chacun parmi deux intervalles distincts ([mi,,Mi,1], [mi,2,Mi,2]) suivant l'état spectral déterminé (Y) du signal de parole. 13. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 6 ou la revendication 12, caractérisé en ce que les coefficients (ai) du filtre de synthèse à court terme sont représentés par un ensemble de p paramètres fréquentiels de lignes spectrales ordonnés (cos2nfi), p étant l'ordre de la prédiction linéaire à court terme, en ce qu'on quantifie chacun de ces p paramètres en subdivisant un intervalle de variation ([mi,min{Mi,êos2nfi_1}]) inclus dans un intervalle de référence respectif ([mi,Mi]) en 2Ni segments, Ni étant le nombre de bits de codage consacré à la quantification de ce paramètre, et en ce qu'on donne à certains au moins des nombres de bits de codage Ni l'une ou l'autre de deux valeurs distinctes suivant l'état spectral déterminé (Y) du signal de parole.