Brevet FR2714483A1 — publié le 19950630

PROCEDE ET DISPOSITIF DE REDUCTION DE LA PUISSANCE DES SIGNAUX DE BROUILLAGE RECUS PAR LES LOBES SECONDAIRES D'UNE ANTENNE DE RADAR A FREOUENCE ALEATOIRE La présente invention concerne un procédé et un dispositif de réduction de la puissance des signaux de brouillage reçus par les lobes secondaires d'une antenne de radar à fréquence aléatoire. Ces signaux sont en général des signaux de brouillage actif, continus ou découpés, émis par plusieurs brouilleurs indépendants. Ils sont reçus par les lobes secondaires de l'antenne du radar et leur niveau est tel qu'ils sont considérés comme des signaux réels provenant de cibles, perturbant ainsi complètement le fonction- nement du radar. Dans un radar à fréquence fixe, pour se prémunir contre un brouillage actif de cette nature, on a proposé la technique de contre-mesure appelée OLS, pour "opposition de lobes secondaires" (en anglais SLC) dont une description schématique peut être trouvée dans un article de M.A. JOHNSON et D.C. STONER "ECCM from the radar designer's view point" paru dans la revue Microwave Journal de mars 1978, pages 59 et 60 (contre-contre-mesures électronique du point de vue du concepteur radar). Suivant cette technique on utilise en plus de l'antenne du radar et de sa voie de traitement correspondante, un nombre N d'antennes auxiliaires associées à N voies de réception. On effectue une combinaison linéaire pondérée des N signaux complexes délivrés par les N voies auxiliaires que l'on soustrait au signal de la voie principale, les coefficients de pondération étant déterminés à partir des signaux reçus sur les voies auxiliaires et sur la voie principale, de manière à réduire la puissance de brouillage résultante sur la voie principale. Cependant l'efficacité du procédé tel que résumé ci-dessus et qui peut être appliqué à un radar à fréquence aléatoire, apparaît fondée sur la détermination des gains relatifs aux signaux de brouillage pour chacune des voies auxiliaires par rapport au gain de la voie principale. On remarque alors dans ces conditions que tout signal autre que les signaux de brouillage proprement dits, c'est-à- dire le bruit thermique, les échos de fouillis, les échos utiles, doit être considéré comme un signal parasite venant perturber la déter- mination exacte des coefficients de pondération et nuire de ce fait à la qualité de l'élimination du brouillage. Dans les dispositifs relevant de l'art antérieur en conséquence, la mesure des coefficients de pondération est ainsi faite qu'il n'est pas tenu compte de l'existence dans les tranches distance ou cases distance découpées dans les périodes de répétition du radar, d'une part de la présence effective du brouillage et d'autre part de celle des signaux parasites qui ont été définis. Les coefficients de pondération sont donc calculés de façon peu précise. Un premier moyen de lutte contre le brouillage consiste à utiliser une émission de signaux en fréquence aléatoire, le chan- gement de fréquence se faisant au rythme /lAt qui est tel que la durée des trains de récurrences à fréquence fixe soit au plus égale à la stationnarité des gains correspondant aux signaux de brouillage reçus. Le but de la présente invention est de définir pour un radar à émission de fréquence aléatoire, un procédé et un dispositif de réduction de la puissance des signaux de brouillage actif relevant de la technique de l'opposition des lobes secondaires dans lequel on remédie aux inconvénients précités. Selon l'invention, le procédé de réduction de la puissance des signaux de brouillage reçus par les lobes secondaires d'une antenne principale de radar à fréquence aléatoire fE (n), à laquelle sont associées une pluralité N d'antennes secondaires et les voies de traitement principale et secondaires correspondantes, suivant lequel, la durée A t des trains de récurrences à fréquence fixe fE (n) étant au plus égale à la stationnarité des gains correspondant aux signaux de brouillage reçus, on effectue une combinaison linéaire pondérée des signaux complexes constitués par les échos des diffé- rentes cases distance et délivrés par les voies de traitement principale et secondaires, les coefficients de pondération étant déterminés de façon à réduire la puissance résultante du brouillage, est caractérisé en ce que les coefficients de pondération relatifs à la fréquence d'émission fE(n+l) du train de récurrences suivant sont calculés à partir des signaux reçus par les antennes principale et secondaires et traités à ladite fréquence d'émission fE (n+l) pendant la période de réception des signaux radar à la fréquence d'émission fE (n) du train de récurrences précédent. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaI- tront au cours de la description du procédé et du dispositif de mise en oeuvre donné à titre d'exemple non limitatif, avec références aux figures ci-annexées qui représentent: - la figure 1, le diagramme schématique d'un dispositif con- forme à l'invention; - la figure 2 un mode de réalisation détaillé d'une partie du dispositif selon l'invention; et - la figure 3 un mode de réalisation détaillé du circuit de sélection des cases distance brouillées utilisées pour le calcul des coefficients de pondération. Le principe du dispositif selon l'invention est décrit ci-après avec référence à la figure 1. On suppose que le radar est à fréquence aléatoire. Le radar comprend une antenne principale AP et N antennes secondaires AS1 à ASN. A chaque antenne principale AP et secondaire, AS1...ASN respectivement, est associée une voie directe de traitement des signaux reçus, désignée dans la figure I par VPD et ASDI...ASDN respectivement. On constate que dans le procédé de réduction du brouillage actif par la technique dite OLS (opposition de lobes secondaires), le calcul des coefficients de pondération à utiliser pour réaliser la combinaison linéaire des signaux provenant des N voies secondaires dans le but ensuite de soustraire le signal résultant du signal reçu dans la voie principale, n'était pas très précis, car la mesure est faussée par l'existence des signaux perturbateurs, autres que les signaux de brouillage actif dont il faut réduire la puissance; ces signaux perturbateurs, en l'occurrence, sont le bruit thermique, les échos de fouillis (clutter dans la terminologie anglo-saxonne) et les échos utiles qui dans ce cas peuvent être considérés comme pertur- bateurs, principalement des échos utiles de grande puissance situés au début d'une récurrence, c'est-à-dire à faible distance du radar. Suivant l'invention, on veut dans le calcul des coefficients de pondération éliminer l'influence des signaux perturbateurs appelés aussi signaux parasites pour avoir des coefficients déterminés de façon plus précise, qui conféreront une meilleure précision à la phase finale du procédé utilisé, ce qui permettra d'obtenir un signal utile dans lequel le brouillage sera fortement diminué sinon éliminé. Dans la suite de la description, on désigne par fE (n) la fréquence d'émission du radar après le (n-l)ième changement de fréquence, cette fréquence étant considérée comme fixe pendant le temps 3t. On désigne également par fn la fréquence de l'oscillateur local qui, à la réception, assure la transposition à la fréquence intermédiaire des signaux reçus correspondant à la fréquence d'émission fE (n). Ces coefficients de pondération sont calculés relativement à la fréquence d'émission fE (n+l) correspondant au train de récur- rences suivant. La solution proposée consiste à placer en parallèle sur la voie de réception principale VPD du signal reçu par l'antenne principale AP et sur chacune des N voies de réception secondaires ASDI... ASDN (correspondant aux antennes secondaires ASI...ASN) qui travaillent sur la fréquence actuelle d'émission fE (n), des voies dites de réception auxiliaires VPA et ASAI...ASAN respectivement, travaillant sur la future fréquence d'émission fE (n+l). Dans ces conditions les signaux parasites correspondant aux divers échos radar, renvoyés par la ou les cibles, le sol, les nuages par exemple, ne peuvent être reçus puisqu'ils sont à la fréquence fE (n) qui est différente par définition de fE (n+l). Aucun filtre éliminateur d'échos fixes ou à faible vitesse n'est nécessaire. Les coefficients de pondération sont calculés à partir des signaux reçus sur les voies auxiliaires, qui sont par conséquent des signaux de brouillage autres que les signaux de fouillis et les signaux utiles. Les signaux reçus dans les voies auxiliaires VPA et ASA1... ASAN sont également soumis dans un circuit 15 à un traitement consistant à déterminer les cases distances (ou tranches distances) définies dans chaque récurrence, qui sont effectivement brouillées par les lobes secondaires de l'antenne principale et ce en comparant pour chaque case distance l'intensité du signal reçu dans la voie principale VPA à l'intensité des signaux reçus respectivement dans les différentes voies auxiliaires ASAI...ASAN. Une case est alors réputée brouillée par les lobes secondaires de l'antenne principale si la puissance du signal correspondant reçu dans une voie auxiliaire ASAI...ASAN est supérieure à la puissance du signal correspondant reçu dans la voie principale auxiliaire VPA. Les informations cases brouillées ainsi déterminées sont vali- dées pour tenir compte du bruit thermique, la validation consistant à comparer le niveau de l'information case brouillée à un seuil déterminé en fonction du niveau du bruit thermique. Les informations cases brouillées après qu'elles aient été validées sont sélectionnées pour le calcul des coefficients de pon- dération Wi, i = 1...N réalisé dans le circuit 10. Les coefficients de pondération ainsi calculés de façon plus précise que dans l'art antérieur, sont utilisés pour réaliser la combinaison linéaire des signaux issus des voies secondaires directes ASDI... ASDN, après avoir été mis en mémoire afin de retarder d'un changement de fréquence leur application au circuit réalisant la combinaison linéaire. Le signal résultant de la combinaison linéaire est ensuite retranché du signal fourni par la voie directe VPD de la voie principale afin de produire un signal utile pour lequel la puissance du brouillage est fortement réduite sinon éliminée. La combinaison linéaire et sa soustraction au signal de la voie prin- cipale directe sont réalisées par le circuit 13 dont le signal de sortie est traité par le circuit réception conventionnel du radar, non représenté dans les figures. Un mode de réalisation détaillé d'une partie du schéma de la figure 1 est représenté sur la figure 2. Il n'a été représenté, à titre d'exemple non limitatif et pour ne pas trop compliquer la figure, que 3 antennes secondaires ASI, AS2, AS3 (N = 3), chacune étant associée à une voie de traitement directe des signaux reçus et à une voie auxiliaire. La voie principale comprend un duplexeur 3 commuté à un émetteur E dont la fréquence fE (n) d'émission est commandée par un circuit de contrôle 20 capable également de commander la fréquence f d'un premier oscillateur local I à grande stabilité de n phase et la fréquence fn+l d'un deuxième oscillateur local 2, la fréquence fn+l correspondant à la fréquence d'émission fE (n+l) du train de récurrences suivant que le circuit de contrôle 20 est capable de déterminer à l'avance. Ce deuxième oscillateur 2 n'a pas à posséder les caractéristiques de grande stabilité de phase d'un oscillateur classique tel que celui utilisé comme premier oscillateur local 1. Le dispositif selon l'invention comprend un premier ensem- ble d'amplification 4 qui se compose d'un amplificateur 40 alimenté par le signal de sortie du duplexeur 3 et, pour chacune des trois voies secondaires, d'un amplificateur 41, 42, 43 respectivement, alimenté par le signal reçu par l'antenne secondaire ASI, AS2, AS3 respectivement. Chacune des voies principale et secondaires (res- pectivement alimentées par les signaux reçus par les antennes AP, ASI, AS2, AS3) se compose respectivement de deux voies parallèles de traitement, alimentées, pour la premiere dite voie directe, par un signal MDO, MD1, MD2, MD3 en sortie de l'amplificateur.40, 41, 42, 43 respectivement, et pour le deuxième ou voie auxiliaire, par le signal MAO, MA1, MA2, MA3 prélevé par un coupleur 500, 510, 520, 530 en sortie de l'amplificateur 40, 41, 42, 43 respectivement. La voie directe, respectivement auxiliaire, des voies principale et secondaires se compose, de façon identique d'un premier mélan- geur 6, respectivement 5, permettant la transposition à une pre- mière fréquence intermédiaire, d'un ensemble conventionnel (non représenté) de mélangeurs et d'amplificateurs à d'autres fréquences intermédiaires, d'un amplificateur vidéo 9, respectivement 7, et d'un circuit de codage analogique/numérique 11, respectivement 8. Les circuits mélangeurs 60, 61, 62, 63 de la voie directe des voies principale et secondaires, regroupés dans le sous-ensemble 6 sont comme déjà mentionné alimentés par le signal reçu amplifié, MDo, MD1, MD2, MD3 respectivement, et reçoivent d'autre part le signal fourni par le premier oscillateur local 1 à la fréquence d'émission fn. Le signal vidéo reçu RDO, RD1, RD2, RD3 respectivement est appliqué à l'entrée d'un circuit de codage analogique-numérique 110, 111, 112, 113 respectivement (formant le premier sous-ensemble de codage 11), par l'intermédiaire d'un amplificateur 90, 91, 92, 93 respectivement (formant le sous-ensemble d'amplification 9). Les signaux codés, en sortie de la voie directe, sont respec- tivement désignés par DO, D1, D2) D3 pour les voies principales et secondaires. De la même façon les circuits mélangeurs 50, 51, 52, 53 alimentés par les signaux MAO, MA1, MA2, MA3 prélevés par les coupleurs 500, 510, 520, 530 respectivement, avec lesquels ils cons- tituent le sous-ensemble 5, reçoivent respectivement sur leurs deuxième entrée le signal fourni par le deuxième oscillateur local 2 à la fréquence fn+l Le signal vidéo RAo, RAI, RA2, RA3 en sortie de l'ensemble de circuits mélangeurs et amplificateurs à différentes fréquences intermédiaires (non représenté) est appliqué à l'entrée d'un circuit de codage analogique-numérique 80, 81, 82, 83 respectivement (formant le deuxième sous-ensemble de codage 8) par l'intermédiaire d'un amplificateur vidéo 70, 71, 72, 73 respectivement (les amplifi- cateurs 70, 71, 72, 73 formant le deuxième sous-ensemble d'ampli- fication 7). Les signaux de sortie codés respectivement désignés par VO, V1, V2, V3 pour la voie auxiliaire des voies principale et secondaires respectivement, sont appliqués à la fois à l'entrée d'un circuit de sélection 15 des échantillons et à l'entrée du circuit 10 de calcul des coefficients Wi commandé par le circuit 15 de sélection. Les coefficients Wi, i = 1 à N (avec ici N = 3) correspondent à la fréquence d'émission anticipée fE (n+l) comme on l'a déjà mention- né. Une fois calculés ils sont stockés dans une mémoire 12 jusqu'au train de récurrences correspondant à la fréquence d'émission fE (n+l). Cette mémoire 12 peut être par exemple un registre à deux étages et retarde d'un changement de fréquence l'application des coefficients de pondération Wl, W2, W3 au circuit 131 qui est lui même alimenté d'autre part par les signaux DI, D2, D3 en sortie de la voie directe des voies secondaires. Le circuit 131 calcul la somme N=3 pondérée Wi Di = W1 D1 + W2 D2 + W3 D3 qui est ensuite appliquée sur l'entrée négative d'un circuit additionneur 132, la deuxième entrée positive recevant le signal codé Do en sortie de la voie directe de la voie principale. Un mode de réalisation détaillé du circuit 15 est représenté par la figure 3 à titre d'exemple. Les circuits qui composent le sous-ensemble 15 sont connus en eux-mêmes et ne sont pas décrits de façon détaillée dans la présente demande. Des opérateurs 150, 151, 152, 153 recevant respectivement les signaux de sorties VO, V1, V2, V3 des circuits de codage 80, 81, 82, 83 en déterminent le module MO, M1, M2, M3 respectivement, utilisé pour détecter la présence du brouillage reçu par les lobes secondaires de l'antenne principale. Cette détection est réalisée par le sous- ensemble 15 qui détermine les cases distance -brouillées, appelées aussi tranches distance ou échantillons, en comparant le module Mo du signal principal au module M1, M2, M3 des signaux secondaires dans les circuits de comparaison 351, 352, 353 respec- tivement dont les sorties sont appliquées à l'entrée d'un circuit porte NON-ET 35. Les comparateurs fonctionnent en logique positive, de la façon suivante Niveau de sortie = I logique, si Mi MO avec i = 1, 2 ou 3 L'état logique O en sortie correspond à la présence d'un brouillage pour le couple voie principale/voie secondaire i, dans la case considérée. Des circuits à seuil, respectivement 250, 251, 252, 253 reçoi- vent sur une premiere entrée le module Mo0, Mi, M2, M3 respecti- vement et sur une deuxième entrée une valeur de seuil, fonction du niveau du bruit thermique, déterminé par la résistance Ro 360. Un circuit porte OU 25 est alimenté par le signal de sortie des circuits à seuil 250, 251, 252, 253 dont le niveau logique de sortie (logique positive) est égal à: I logique si Mi >Ro O logique si Mi(Ro, avec i = 0,1,2 ou 3. Le signal de sortie des circuits à seuil 250, 251, 252, 253 est appliqué à l'entrée du circuit porte OU 25 dont la sortie est raccordée à la première entrée d'un circuit porte ET 45. La deuxième entrée du circuit porte ET 45 est alimentée par la sortie du circuit porte NON-ET 35 et sa sortie délivre l'infor- mation de case brouillée qui a été validée par les circuits seuil 250, 251, 252, 253. Cette information est appliquée à la première entrée d'un circuit porte ET 26 dont la deuxième entrée reçoit le signal horloge délivré par le circuit 260 et fournissant les informations cases distance. La sortie du circuit porte ET 26 est raccordée à l'entrée d'un compteur 27 et commande également le circuit mémoire 16. Le circuit mémoire 16 est constitué de quatre ensembles 160, 161, 162, 163 de registres à décalage, dans le mode de réalisation des figures 2 et 3 avec N = 3, comprenant un certain nombre d'éléments R correspondant au nombre optimal de cases brouillées à considérer pour le calcul des coefficients de pondération. Ce nombre établit ainsi déjà une certaine sélection. Les registres sont alimentés respectivement par les informations délivrées par les voies prin- cipale et secondaires soit VOY, V1, V2 et V3, l'information de la case distance d'ordre k étant désignée respectivement par v0 (k), v1 (k), V2 (k), v3 (k) pour les voies principale et secondaires respec- tivement. L'ensemble mémoire 16 fonctionne suivant le principe des registres à décalage avec la particularité toutefois qu'il se remplit à partir des éléments de sortie et que seules certaines informations y sont enregistrées, en l'occurrence celles correspondant aux cases effectivement brouillées. La mise en mémoire des informations se fait ainsi sous le contrôle des informations indiquant les cases brouillées délivrées par le circuit porte ET 45, par l'intermédiaire du circuit porte ET 26. Il est ainsi clair que la mémoire 16 ne pourra enregistrer un nombre d'informations cases brouillées supérieur à R. Dans le cas ou le nombre d'informations cases brouillées serait supérieur à ce nombre R, la mémoire n'en enregistrerait que les R dernières. Le calcul des coefficients de pondération Wi est effectué, sur les R échantillons ainsi choisis, dans le circuit 10 auquel est raccordé le circuit mémoire 16. Dans le cas o le nombre, R' par exemple, des cases brouillées est inférieur au nombre R optimal des cases pouvant être mises en mémoire, le calcul des coefficients de pondération se fait avec ces R' échantillons, cette information étant transmise au dispositif de calcul 10 par le compteur 27. Ce compteur 27 compte le nombre de cases distance mises en mémoire dans la mémoire 16 et en fin de récurrence communique ce nombre au dispositif de calcul 10. Les coefficients Wi, i = I à N = 3, sont mis en mémoire dans un circuit 12 afin de retarder d'un changement de fréquence leur N=3 application au circuit 131 réalisant la combinaison linéaire -Wi i=l Di, les signaux Di des voies secondaires directes étant fournis par le circuit de codage 11 de la figure 2. L'application des coefficients Wi stockés dans la mémoire 12 vers le circuit de sommation pondérée 131 peut être commandée par le circuit 20 de la figure 2 contrôlant les changements de fréquence des oscillateurs locaux 1 et 2 de la N=3 figure 2. La somme pondérée 'Wi Di est alors appliquée sur i=1 l'entrée négative d'un circuit sommateur 132 recevant sur son entrée positive le signal codé Do de la voie principale directe VPD), fourni par le circuit 110 du sous-ensemble 11. N=3 La différence Do - E Wi Di est ensuite traitée par le i=l récepteur radar conventionnel connu de l'Homme de l'Art. Le circuit 10 de calcul des coefficients Wi est en général un opérateur programmable qui peut utiliser la méthode de calcul décrite ci-après, basée sur l'algorithme de Widrow. Soient v0 (k), vI (k), v2 (k), v3 (k) les signaux complexes issus des voies auxiliaires principale et secondaires correspondant à l'échantillon brouillé d'ordre k sélectionné. On calcul d'une part les fonction de covarianceÉj des signaux secondaires entre eux. Y Zijvi (k) vj(k) ik i pour i conjugué de la valeur qu'il affecte. On calcule d'autre part les fonctions d'intercorrélation C. entre le signal principal et les signaux auxiliaires: C - v0 (k), vi (k), i = 1.. . N=3 Ci=k On obtient alors les neuf quantités suivantes: 11, 22, Y33, (12, Y13, Y23, C1, C2, C3 On détermine les grandeurs: m221 il 22 33 - 23 m22 =1l 33- |131 2 m33- 1 22 1I2r 2 m21 = 13 23 12 33 m31 = 2 1223 - '13 22 m32 13 12 Il 23 puis l'expression L = ml Y 11 - m21 y 12 + m31 '13 On calcule ensuite les coefficients: mnll m22 m33 nl, à Z n22 /8 n33 = T nm21 m3l m32 n21 - n31 = n32 = -l- et on obtient finalement les coefficients de pondération désirés: W1 =nil1 CI +n21 C2+n31 C3 W2 = nn' C1 + n22 C2 + n32 C3 W3= n1 C1 + n3 C3 + n33 C3 On notera que le nombre d'échantillons sur lequel ont été calculées les fonctions de covariance et d'intercorrélation est un paramètre variable qui peut être adapté en fonction de la recherche d'un compromis entre la réduction de brouillage et la simplicité des opérations. Le dispositif selon l'invention, tel que décrit dans la présente demande, présente le grand avantage d'utiliser pour le traitement à la fréquence d'émission anticipée un deuxième oscillateur local n'exigeant pas la grande stabilité de phase de l'oscillateur local utilisé à la réception des signaux radar correspondant à la fréquence réelle d'émission. De plus aucun traitement d'échos fixes n'est nécessaire. On a ainsi décrit un procédé et un dispositif de réduction de la puissance des signaux de brouillage reçus par les lobes secondaires d'une antenne de radar à fréquence aléatoire. REVENDICATIONS 1. Procédé de réduction de la puissance des signaux de brouillage reçus par les lobes secondaires d'une antenne principale de radar à fréquence aléatoire fE (n), à laquelle sont associées une pluralité N d'antennes secondaires et les voies de traitement prin- cipale et secondaires correspondantes, suivant lequel, la durée At des trains de récurrences à fréquence fixe fE (n) étant au plus égale à la stationnarité des signaux de brouillage reçus, on effectue une combinaison linéaire pondérée des signaux complexes constitués par les échos des différences cases distance et délivrés par les voies de traitement principale et secondaires, les coefficients de pondération étant déterminés de façon à réduire la puissance résultante du brouillage, caractérisé en ce que les coefficients de pondération relatifs à la fréquence d'émission fE (n+l) du train de récurrences suivant sont calculés à partir des signaux reçus par les antennes principale et secondaires et traités à ladite fréquence d'émission fE (n+ l) pendant la période de réception des signaux radar à la fréquence d'émission fE (n) du train de récurrences précédent. 2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que les coefficients de pondération sont calculés uniquement à partir des échos de cases distance brouillées, pour lesquelles le signal reçu dans la voie principale est supérieur au signal reçu dans les voies secondaires, et validées par rapport au bruit thermique. 3. Procédé selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce qu'il est appliqué à chaque train de récurrences à fréquence fixe. 4. Dispositif de mise en oeuvre du procédé selon l'une des revendications I à 3, comprenant une antenne principale (AP) et N antennes secondaires (ASI à ASN) avec leur voie de traitement directe associée (VPD et ASDI à ASDN respectivement), soumises à des signaux de brouillage de forte puissance reçus par les lobes secondaires de l'antenne principale et un dispositif de soustraction (132) du signal résultant de la combinaison linéaire pondérée des signaux (D1 à DN) issus des voies secondaires (ASD1, ASDN) de traitement au signal Do issu de la voie principale de traitement (VPD) caractérisée en ce que, le radar fonctionnant à fréquence aléatoire fE (n) générée par un circuit de commande (20) capable également de prédéterminer la fréquence d'émission fE (n+l) du train de récurrences suivant et de commander les fréquences d'oscillateur local fn et fn+l correspondant aux fréquences d'émis- sion permettant la réception des signaux radar fE (n) et anticipée fE (n+ l), il comprend en outre: - en parallèle sur chacune des voies directes de traitement (VPD, ASDI à ASDN) à la fréquence d'oscillateur local fn une voie auxiliaire (VPA, ASAI à ASAN) de traitement, à la fréquence d'oscillateur local fn+ 1, des signaux reçus et délivrant respecti- vement le signal VO, V1 à VN; - un circuit (15) de sélection des cases distance effectivement brouillées, alimenté par les signaux VO, V1 à VN en sortie des voies auxilaires; - un premier circuit de calcul (10) recevant lesdits signaux V , V1 à VN en sortie des voies auxiliaires et calculant, pour les cases distance sélectionnées, les coefficients de pondération W1 à WN; et - un deuxième circuit (13) de calcul du signal utile égal à N Do -L Wi Di, Do et D1 à DN étant les signaux délivrés par les i:l voies de traitement directes (VPD et ASDI à ASDN respectivement) et présentant une faible puissance de brouillage. 5. Dispositif selon la revendication 4, caractérisé en ce que le signal reçu par chacune des antennes principale et secondaires (AP et ASI à ASN) est d'abord amplifié dans un premier sous-ensemble d'amplification (4) avant d'être appliqué à l'entrée des voies directe et auxiliaire associées à chaque antenne par l'intermédiaire d'un coupleur (500, 501 à SON) 6. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 4 et 5, caractérisé en ce que chaque voie directe, respectivement auxi- liaire, comprend: - un mélangeur alimenté par le signal d'entrée de la voie et par le signal de transposition de fréquence fn, respectivement fn+lî fourni par un premier, respectivement deuxième, oscillateur local, un ensemble d'amplificateurs et de mélangeurs à diverses fréquences intermédiaires; - un amplificateur vidéo (9, respectivement 7); et - un circuit de codage analogique/numérique (11, respec- tivement 8) délivrant le signal codé, DOw D1 à DN' respectivement VOl VI à VN. 7. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 4 à 6, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un circuit mémoire (12) stockant les coefficients (W1 à WN) de pondération, calculés par le circuit (10) de calcul, jusqu'au changement de la fréquence d'émis- sion fE (n) en la fréquence fE (n+l) prédéterminée par le circuit de commande (20). 8. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 4 à 7, caractérisé en ce que le circuit (15) de détection et sélection des cases distance brouillées, parmi les cases distance déterminées par un circuit horloge (260), comprend: - un troisième ensemble de circuits (150, 151 à I5N) de calcul du module (Mo, M1 à MN) du signal de sortie (Vo, V1 à VN) des voies auxiliaires de traitement principale et secondaires. - un premier ensemble de circuits comparateurs (351 à 35N), alimentés respectivement sur une première entrée par le module (M1 à MN) du signal de sortie de chaque voie secondaire auxiliaire, fourni par le troisième ensemble de circuit de calcul et sur une deuxième entrée par le module Mo du signal de sortie-de la voie principale auxiliaire, et déterminant les cases distance brouillées pour lesquelles le signal sur la première entrée est supérieur à celui de la deuxième entrée. - un deuxième ensemble de circuits comparateurs (250, 251 à N) comparant le module (MoI M1 à MN) du signal de sortie de chaque voie auxiliaire principale et secondaire, calculé par les circuits de calcul (150, 151, 152, 153) du troisième ensemble, à un seuil correspondant au bruit thermique; et - un ensemble de circuits logiques (25, 35, 45) délivrant les informations de cases brouillées, validées vis-à-vis du seuil de bruit thermique. 9. Dispositif selon la revendication 8, caractérisé en ce que le seuil validant les informations de cases distance brouillées vis-à-vis du bruit thermique est établi par une résistance (360). 10. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 8 et 9, caractérisé en ce que le circuit (15) de détection et de sélection des cases distance brouillées comprend également: - un deuxième circuit mémoire 16 constitués par (N+1) regis- tres à décalage (160, 161 à 16N) à R éléments, destinés à stocker respectivement le signal numérique (Vo, V1 à VN) de sortie de chaque voie auxiliaire (VPA, ASAI à ASAN), la mise en mémoire étant commandée par un circuit porte ET (26), alimenté parl'horloge (260) fournissant les informations cases distance et par les infor- mations cases distance brouillées fournies par l'ensemble de circuits logiques (25, 35, 45). Il. Dispositif selon la revendication 10, caractérisé en ce que le nombre R d'éléments (N+1) des registres à décalage (160, 161 à 16N) du deuxième circuit mémoire (16) correspond au nombre optimal de cases brouillées possibles, un compteur (27) indiquant le nombre des informations cases brouillées à utiliser par le premier circuit de calcul (10) des coefficients de pondération. 12. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 4 à 11, caractérisé en ce que le premier circuit (10) calculant les coeffi- cients de pondération utilise l'algorithme de Widrow.' 13. Dispositif selon l'une quelconque des revendications4 à 12, caractérisé en ce que le premier circuit 10 est un opérateur programmable. 14. Dispositif selon la revendication 4, caractérisé en ce que le deuxième circuit de calcul (13) se compose de, connectés en série: - un premier sous-ensemble (131) qui, recevant du premier circuit de calcul (10) les coefficients de pondération W1 à WN et des voies secondaires directes (ASDI à ASDN) les signaux D1 à DN N délivre la somme pondérée K Wi Di; et i=l - un circuit additionneur (132) recevant sur une première entrée positive le signal Do en sortie de la voie principale directe (VPD) et, sur une deuxième entrée négative la somme pondérée N m Wi Di calculée par le premier sous-ensemble de calcul (131). i=l 15. Installation radar comportant un dispositif de réduction de la puissance des signaux de brouillage reçus par les lobes secondaires de l'antenne suivant les revendications 4 à 12 fonctionnant suivant le procédé des revendications I à 3.