Brevet FR2715523A1 — publié le 19950728

La présente invention concerne de façon générale des techniques de télécommunications utilisant l'Accès Multiple par Répartition par Code (AMRC) dans des systèmes de télécommunications radiotéléphoniques, et elle concerne plus particulièrement la démodulation de signaux AMRC. Les télécommunications AMRC et à spectre étalé ont été envisagées depuis la Seconde Guerre Mondiale. Les premières applications étaient orientées de façon prédomi- nante vers le domaine militaire. Cependant, il y a aujour- d'hui un intérêt croissant à l'utilisation de systèmes à spectre étalé dans des applications civiles, comprenant des réseaux de communication cellulaire numérique, de radiocommunication mobile terrestre et de communication personnelle à l'intérieur et à l'extérieur. L'industrie de la téléphonie cellulaire a fait d'immenses progrès dans l'exploitation commerciale aux Etats-Unis ainsi que dans le reste du monde. La croissance dans les grandes zones métropolitaines a dépassé de loin les prévisions et elle est en train de surpasser la capacité des systèmes. Si cette tendance se poursuit, les effets de la croissance rapide atteindront rapidement même les plus petits marchés. Des solutions innovantes sont nécessaires pour satisfaire ces besoins de capacité croissants, ainsi que pour maintenir un service de qualité élevée et pour éviter une augmentation des coûts. Dans le monde entier, une étape importante dans des systèmes cellulaires consiste à passer de la transmis- sion analogique à la transmission numérique. Tout aussi important est le choix d'une technique de transmission numérique efficace pour mettre en oeuvre la technologie cellulaire de la prochaine génération. En outre, selon une opinion largement répandue, la première génération de Réseaux de Communication Personnelle employant des télé- phones sans fil, de poche, peu coûteux, qui peuvent être transportés commodément et utilisés pour émettre ou recevoir des appels chez soi, au bureau, dans la rue, en voiture, etc., sera mise en oeuvre par des exploitants de systèmes cellulaires utilisant la prochaine génération d'infrastructure de systèmes cellulaires numériques. La caractéristique primordiale qui est exigée dans ces nouveaux systèmes est une capacité de trafic accrue. A l'heure actuelle, l'accès aux canaux est réalisé en utilisant les procédés d'Accès Multiple par Répartition en Fréquence (AMRF) et d'Accès Multiple par Répartition dans le Temps (AMRT). En AMRF, un canal de communication est une seule bande radiofréquence dans laquelle la puissance d'émission d'un signal est concen- trée. La capacité d'un système est limitée par les fréquences disponibles ainsi que par des limitations imposées à la réutilisation de canaux. Dans des systèmes AMRT, un canal consiste en un créneau temporel dans un train périodique d'intervalles de temps sur la même fréquence. La capacité d'un système est limitée par les créneaux temporels disponibles, ainsi que par des limita- tions imposées à la réutilisation de canaux. Avec des systèmes AMRF ou AMRT, ou des systèmes hybrides AMRF/AMRT, le but est de faire en sorte que deux signaux qui sont susceptibles de se brouiller n'occupent pas la même fréquence au même instant. Au contraire, l'Accès Multiple par Répartition par Code (AMRC) permet à des signaux de se chevaucher à la fois en temps et en fréquence. Par conséquent, tous les signaux AMRC se partagent le même spectre de fréquence. Dans le domaine des temps ou des fréquences, les signaux d'accès multiple apparaissent en chevauchement mutuel. Un certain nombre d'avantages sont associés à des techniques de télécommunication AMRC. Les limites de capacité de systèmes cellulaires basés sur l'AMRC sont repoussées de façon à être jusqu'à vingt fois supérieures à celle de la technologie analogique existante, du fait des propriétés d'un système AMRC à large bande, comme un gain de codage/densité de modulation amélioré, la commande par l'activité vocale, la sectorisation et la réutilisation du même spectre dans chaque cellule. La transmission de la parole en mode AMRC par un décodeur à débit binaire élevé garantit une qualité vocale supérieure, réaliste. L'AMRC permet également d'avoir des débits de données variables, ce qui permet d'offrir différents niveaux de qualité vocale. Le format de signal embrouillé de l'AMRC élimine complètement la diaphonie et rend très difficiles et coûteuses les opérations d'écoute indiscrète ou d'utilisa- tion frauduleuse d'appels de tiers, ce qui garantit une plus gsnrdeconfidentialité pour des interlocuteurs et une plus grande immunité vis-à-vis de l'utilisation fraudu- leuse du temps de communication. Dans un système AMRC à séquence directe "tradi- tionnelle", le train de données d'information à émettre est appliqué sur un train de données à débit beaucoup plus élevé, que l'on appelle une séquence de signature, pour générer une séquence émise. Le train de données d'informa- tion et le train de séquence de signature à débit binaire élevé sont combinés en multipliant effectivement les deux trains de bits ensemble, en supposant que les valeurs binaires des deux trains de bits sont représentées par +1 ou -1. Le train de données d'information peut consister en valeurs de symboles complexes à M niveaux, au lieu de valeurs binaires +1 ou -1. Cette combinaison du signal à débit binaire supérieur avec le train de données à débit binaire inférieur est appelée codage ou étalement du signal de train de données d'information. Une séquence de signature spécifique est attribuée à chaque train de données ou canal d'information. De façon caractéristique, les données de séquen- ce de signature sont binaires, ce qui donne un train de bits constituant ce que l'on appelle des "bribes". Une manière de générer cette séquence de signature consiste à utiliser un processus faisant appel à un pseudo-bruit qui apparaît aléatoire, mais qui peut être reproduit par un récepteur autorisé. Il est courant que la période de la séquence de signature occupe une période de symbole de données, de façon que chaque symbole de données soit étalé par la même séquence de signature à Nc bribes. De façon générale, on peut représenter cette séquence de signature par des nombres réels et imaginaires, correspondant à l'émission d'une valeur de bribe sur la fréquence porteuse (canal I) ou sur une version de la fréquence porteuse qui est déphasée de 90 (canal Q). De plus, la séquence de signature peut être une combinaison de deux séquences, dans laquelle l'une de ces séquences est un mot de code de Walsh-Hadamard. De façon caractéristique, les symboles de don- nées sont binaires. Par conséquent, l'émission de la séquence de signature ou de son inverse représente un bit d'information. De façon générale, pour émettre un symbole d'information b en utilisant une séquence de signature s(n), on émet: t(n) = b s(n) (1) Le récepteur corrèle le signal reçu avec la séquence de signature connue pour produire une information statistique de détection, qui est utilisée pour détecter b. Pour des symboles d'information binaires, lorsqu'une corrélation positive élevée est obtenue, un "0" est détecté; lors- qu'une corrélation négative élevée est obtenue, un "1" est détecté. Un ensemble de signaux d'information codés modulent une porteuse radiofréquence, par exemple par modulation par saut de phase (ou PSK), et ils sont reçus conjointement sous la forme d'un signal composite dans le récepteur. Chacun des signaux étalés chevauche tous les autres signaux étalés, ainsi que des signaux liés à du bruit, aussi bien en fréquence que dans le temps. Si le récepteur est autorisé, alors le signal composite est corrélé avec l'une des séquences de signature spécifiques, et le signal d'information correspondant peut être isolé et décodé. Dans l'exemple ci-dessus, un symbole de données b module directement une séquence de signature s(n), ce qui constitue ce que l'on appelle communément une modula- tion cohérente. Le symbole de données peut être binaire (+1 ou -1), quaternaire (+1, +j, -1, -j) ou, de façon générale, M-aire, c'est-à-dire qu'il peut prendre l'une quelconque de M valeurs possibles. Ceci permet de repré- senter log2(M) bits d'information par un symbole d'infor- mation b. Dans une autre technique de modulation AMRC traditionnelle, l'information est contenue dans le nombre b de changements d'un symbole au suivant, ceci constituant ce que l'on appelle une modulation cohérente différentiel- le. Dans ce cas, l'information vraie est habituellement donnée par b(t)b*(t-Ts), avec les notation suivantes: * désigne le conjugué complexe, t est un index de temps et Ts est la période de symbole d'information. Dans encore une autre technique de modulation AMRC traditionnelle, que l'on appelle quelquefois modulation non cohérente, un symbole d'information M-aire est acheminé en émettant l'une de m séquences de signature différentes. Une autre technique AMRC, appelée "AMRC amélio- ré", permet également à chaque séquence émise de repré- senter plus d'un bit d'information. Un ensemble de mots de code, de façon caractéristique des mots de code orthogo- naux ou des mots de code bi-orthogonaux, est utilisé pour coder un groupe de bits d'information pour donner une séquence de code ou un symbole de code beaucoup plus long. On utilise une séquence de signature pour embrouiller la séquence de code binaire avant l'émission. On peut effectuer ceci par addition modulo 2 des deux séquences binaires. Dans le récepteur, le masque d'embrouillage connu est utilisé pour désembrouiller le signal reçu, qui est ensuite corrélé avec tous les mots de code possibles. Le mot de code ayant la valeur de corrélation la plus élevée indique le mot de code qui a été le plus probable- ment émis, et celui-ci indique les bits d'information qui ont été le plus probablement émis. Le code de Walsh- Hadamard (WH) est un code orthogonal courant. On peut considérer l'AMRC amélioré comme un cas spécial de modula- tion non cohérente. Dans l'AMRC traditionnel comme dans l'AMRC amélioré, les "bits d'information" ou "symboles d'infor- mation" mentionnés ci-dessus peuvent également être des bits ou des symboles codés, le code utilisé étant un code en blocs ou convolutif. Un ou plusieurs bits d'information peuvent former un symbole de données. De plus, la séquence de signature ou le masque d'embrouillage peut être beaucoup plus long qu'une seule séquence de code, auquel cas une sous-séquence de la séquence de signature ou du masque d'embrouillage est ajoutée à la séquence de code. Dans de nombreux systèmes de radiocommunication, le signal reçu comprend deux composantes: une composante I (en phase) et une composante Q (en quadrature). Ceci provient du fait que le signal émis a deux composantes, et/ou du fait que le canal intermédiaire ou l'absence de référence de porteuse oohérent conduit à diviser le signal émis en composantes I et Q. Dans un récepteur caractéris- tique utilisant un traitement de signal numérique, les signaux de composantes I et Q reçus sont échantillonnés toutes les Tc secondes, en désignant par Tc la durée d'une bribe, et ils sont enregistrés. Dans des systèmes de communication mobiles, des signaux qui sont transmis entre des stations de base et mobiles sont affectés de façon caractéristique par une distorsion d'écho ou une dispersion temporelle, qui sont occasionnées par des réflexions de signal sur de grandes constructions ou des chaines de montagnes proches. Une dispersion par chemins multiples se produit lorsqu'un signal se propage vers le récepteur en suivant non pas un mais plusieurs chemins, ce qui fait que le récepteur reçoit de nombreux échos ayant des retards et des ampli- tudes différents et variant de façon aléatoire. Par conse- quent, lorsqu'une dispersion temporelle par chemins multiples est présente dans un système AMRC, le récepteur reçoit un signal composite formé par de multiples versions du symbole émis qui se sont propagées en suivant diffé- rents chemins (que l'on appelle des "rayons") ayant habituellement des retards relatifs inférieurs à une période de symbole. Chaque rayon que l'on peut distinguer a un certain instant d'arrivée de kTc secondes, par rapport à l'arrivée du premier rayon. Si t(n) désigne les échantillons de bribes émis et r(n) désigne les échantil- lons de bribes reçus, en désignant par t l'index de temps discret, alors on peut modéliser la dispersion temporelle par chemins multiples de la façon suivante: Nr-1 r(n) = ú ck) tn -k) (2) k-O en désignant par Nr le nombre de rayons qui sont produits par la dispersion par chemins multiples. Du fait de la dispersion temporelle par chemins multiples, le corrélateur émet plusieurs impulsions plus petites, au lieu d'une grande impulsion. Pour détecter les symboles émis (et récupérer les bits de données), les impulsions reçues sont combinées d'une certaine manière. Ceci est effectué de façon caractéristique par un récep- teur appelé RAKE ("râteau'), qui est ainsi appelé du fait qu'il "ratisse" ou rassemble toutes les contributions de chemins multiples, en utilisant une somme pondérée. Un récepteur RAKE utilise une forme de combi- naison par diversité pour collecter l'énergie de signal provenant des divers chemins de signal reçus, c'est-à-dire des divers rayons de signal. La diversité procure des canaux de communication redondants, de façon que lorsqu'un canal est affecté par l'évanouissement, la communication soit toujours possible sur des canaux qui ne sont pas affectés par l'évanouissement. Un récepteur RAKE AMRC cohérent combat l'évanouissement en détectant les signaux d'écho de façon individuelle, par l'utilisation d'un procédé de corrélation, et en les additionnant ensemble algébriquement (avec le même signe). Dans une forme du récepteur RAKE, des valeurs de corrélation de la séquence de signature avec les signaux reçus à différents retards, sont transmises à travers une ligne à retard à prises. Les valeurs enregistrées dans la ligne à retard sont pondérées et sont ensuite sommées pour former le signal de sortie du dispositif de combinaison. Lorsque la corrélation du rayon qui est arrivé le plus tôt est à une extrémité de la ligne à retard à prises, et la corrélation du rayon qui est arrivé le plus récemment est à l'autre extrémité de la ligne à retard à prises, la somme pondérée est sélectionnée pour donner la valeur de signal combinée pour une période de symbole d'information particulière. Ceci échantillonne effectivement la sortie d'un filtre à réponse impulsionnelle finie (ou FIR) complexe, dont les coefficients sont les poids que l'on appelle les coefficients de prises RAKE. Habituellement, seule la partie réelle de la valeur filtrée est utilisée. De plus, dans certaines formes de réalisation, seul le signal de sortie de filtre sélectionné est réellement calculé. La figure 1 montre un schéma d'un récepteur RAKE classique utilisant une combinaison cohérente de diffé- rents rayons au moyen d'un post-corrélateur. Un signal radiofréquence reçu est transposé en bande de base et échantillonné, par exemple par mélange de ce signal avec des formes d'onde en cosinus et en sinus et filtrage du signal dans un récepteur RF 100, pour donner des échantil- lons de bribes I et Q. Ces échantillons de bribes sont corrélés avec la séquence de signature connue dans le corrélateur 101. Des valeurs de corrélation sont ensuite filtrées par un filtre à réponse impulsionnelle finie (ou FIR) 102, qui combine ensemble des valeurs de corrélation, en utilisant des poids complexes correspondant aux coeffi- cients de prises de canal. Quelquefois, seule la partie réelle des valeurs pondérées est nécessaire. Par exemple, si on utilise une modulation cohérente binaire, alors le signe de la partie réelle de la valeur sélectionnée indique si un "+1" ou "-1" a été émis. A l'instant appro- prié, sur la base d'une information de synchronisation de symbole, le signal de sortie du filtre FIR est sélectionné par le sélecteur 103, dont le signal de sortie est appli- qué à un dispositif à seuil 104, qui utilise la valeur sélectionnée pour déterminer le symbole d'information. Une unité de suivi de canal 105 est utilisée pour estimer les coefficients de prises de canal pour le filtre FIR 102. Mathématiquement, on suppose que r(n)= I(n) + jQ(n) sont les échantillons de bribes reçus, en désignant par I(n) les échantillons de composante I, par Q(n) les échantillons de composante Q et par n l'index d'échantil- lon (index de temps discret). Le corrélateur corrèle ces données avec la séquence de signature connue, s(n), pour produire C-1 k) = E s*(n) r(n+k) (3) D-o le symbole * désignant la formation du conjugué complexe, qui n'est nécessaire que si la séquence de signature est complexe. Le dispositif de combinaison RAKE est alors un filtre FIR qui filtre les corrélations pour produire une information statistique de détection z pour le symbole émis b, M-1 z E a (k)xk) (4) k-0 les coefficients de filtre a(k) étant choisis pour les coefficients de prises de canal: a(k) = c(k) (5) En pratique, ceux-ci seraient des estimations de coeffi- cients de prises de canal. Dans le cas de la modulation binaire, seule la partie réelle de z est utilisée. De façon caractéristique, le récepteur RAKE a un nombre limité de prises, ce qui lui permet de traiter un nombre limité de rayons. Il n'est pas nécessaire que les prises soient placées de façon mutuellement adjacente (par exemple, si c(0), c(2) et c(5) sont différents de zéro, ces rayons peuvent être traités par un récepteur RAKE à 3 prises). Cependant, dans l'explication du fonctionnement du récepteur RAKE, il est commode de supposer que les positions de prises sont contiguës. Le cas de prises non contiguës est un cas spécial du cas des prises contiguës, dans lequel certaines prises intermédiaires ont des coefficients de prises RAKE égaux à zéro. Par exemple, un récepteur RAKE à 3 prises qui collecte des rayons k = 0, 2 et 5 est un cas spécial d'un récepteur RAKE à 6 prises qui collecte des rayons de k = 0 à 5, mais avec des coeffi- cients de prises RAKE de valeur zéro pour les rayons k = 1, k = 3 et k = 4. Les valeurs de coefficients de prises RAKE qui sont données par l'équation (5) sont basées sur l'hypo- thèse selon laquelle le signal à spectre étalé est reçu en présence de bruit blanc. Du bruit blanc donne des échan- tillons de bruit (échantillons de bribes) qui sont mutuellement non corrélés. Dans de nombreux systèmes, tels que des systèmes cellulaires, le récepteur subit un brouillage de la part de multiples émetteurs, comprenant l'émetteur qui émet le signal désiré. De plus, du bruit provenant de l'environne- ment affecte les performances du récepteur. Ainsi, de façon générale, il y a deux sources de bruit dans le récepteur: a) le bruit de pré-canal, tel que des signaux brouilleurs provenant du même émetteur que le signal, et b) le bruit de post- canal, comprenant à la fois le bruit thermique et du brouillage provenant d'autres émetteurs. Le bruit de pré-canal à l'émetteur et le bruit de post- canal au récepteur peuvent souvent être modélisés sous la forme de processus de bruit blanc. On considérera en premier le bruit de pré-canal. Dans la plupart des applications AMRC hertziennes, comme dans les communications cellulaires, on utilise un réseau en étoile dans lequel des mobiles communiquent avec une structure centrale que l'on appelle une station de base. Dans la liaison descendante, encore appelée "voie aller", la station de base communique avec les mobiles en émettant simultanément tous les signaux. Par conséquent, dans un récepteur de mobile particulier, le signal désiré et les signaux brouilleurs provenant de cette station de base passent par le même canal. Si l'on suppose que le brouil- lage peut être modélisé sous la forme de bruit blanc dans l'émetteur, ce brouillage est ensuite coloré par le canal, ce qui fait apparaître du bruit coloré dans le récepteur. Par conséquent, une partie du bruit du récepteur est colorée. Dans des systèmes cellulaires, cette partie représente une fraction importante du bruit total. Le filtre RAKE classique a été conçu dans l'hypothèse d'un bruit blanc et il ne fonctionne pas bien lorsque le bruit est coloré. Par conséquent, le filtre RAKE classique n'est pas une solution optimale pour un récepteur de mobile. Il existe donc un besoin portant sur un meilleur récepteur de liaison descendante pour des unités mobiles dans des systèmes de radiocommunication. La présente invention élimine ces inconvénients et difficultés de systèmes classiques, ainsi que d'autres. Des modes de réalisation de la présente invention, donnés à titre d'exemples, détectent des signaux AMRC en présence de bruit coloré. Ceci est accompli en remplaçant le filtre de combinaison FIR RAKE par un filtre plus général, par exemple un filtre IIR (filtre à réponse impulsionnelle infinie) ou FIR. Ensuite, le filtre général comporte des positions de prises et des coefficients de prises qui sont optimaux pour le cas de la liaison descendante AMRC. Ces paramètres de filtre peuvent être déterminés en fonction de certains paramètres de liaison de communication. Selon une variante, les paramètres de filtre peuvent être déter- minés directement en utilisant une technique de filtrage adaptatif, ce qui élimine la nécessité d'estimer directe- ment les paramètres de la liaison. Le fait d'améliorer ainsi les performances du récepteur permet au système AMRC d'offrir une meilleure qualité et/ou d'augmenter la capacité. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention seront mieux compris à la lecture de la description qui va suivre de modes de réalisation, donnés à titre d'exemples non limitatifs. La suite de la descrip- tion se réfère aux dessins annexés, sur lesquels: la figure 1 illustre un récepteur RAKE classi- que; la figure 2 est un schéma synoptique d'un récep- teur comprenant un filtre IIR conforme à un mode de réali- sation de la présente invention, donné à titre d'exemple; la figure 3 est un schéma synoptique d'un récep- teur comprenant un filtre IIR adaptatif conforme à un autre mode de réalisation de la présente invention, donné à titre d'exemple; la figure 4 est un schéma synoptique d'un récep- teur comprenant un filtre FIR conforme à un autre mode de réalisation de la présente invention, donné à titre d'exemple; la figure 5 est une représentation graphique illustrant des pertes de rapport signal à bruit pour différentes positions de prises, pour un canal à deux rayons; la figure 6(a) est une illustration de signaux de sortie de corrélateur qui sont appliqués à des prises d'un récepteur RAKE classique; la figure 6(b) est une illustration de signaux de sortie de corrélateur qui sont appliqués à des prises d'un récepteur RAKE modifié; la figure 7 est une représentation graphique de pertes d'un filtre RAKE et d'un filtre RAKE modifié, pour un canal à deux prises avec seulement du brouillage de la même cellule; la figure 8 est une représentation graphique des performances d'un filtre de réception pour un canal avec évanouissement,sans brouillage de la même cellule; la figure 9 est une représentation graphique des performances d'un filtre de réception dans un canal avec évanouissement, avec seulement du brouillage de la même cellule; et la figure 10 est un schéma synoptique d'un récepteur comprenant un filtre FIR adaptatif conforme à encore un autre mode de réalisation de la présente inven- tion, donné à titre d'exemple. Conformément à des modes de réalisation de la présente invention qui sont donnés à titre d'exemples, le fonctionnement d'un filtre qui suit le processus de corré- lation dans un récepteur AMRC à séquence directe, pour une liaison descendante, est optimisé de façon à maximiser la probabilité que des symboles d'information détectés soient les mêmes que les symboles d'information émis. En d'autres termes, la probabilité de détecter de façon incorrecte l'information émise est minimisée. L'optimisation est basée sur la maximisation du rapport signal sur bruit (SNR) de l'information statistique de détection, en tenant compte du fait que le bruit de pré-canal est coloré par un canal qui est le même que le canal de signal. Conformément à un mode de réalisation de la présente invention qui est donné à titre d'exemple, le filtre de combinaison FIR RAKE est remplacé par un filtre à réponse impulsionnelle infinie (IIR), avec une fonction de transfert H(z). Pour maximiser le rapport signal sur bruit, la fonction H(z) du filtre IRR est donnée par la relation: H(z) = K C'(z) C *(z -')C(z)X+N (m dans laquelle C(z) = c(O) + c(1) z" + c(2) z2 +... ca) C*(rZ') = c'(O) + c(1) z' + c(2) z2 +... (7b) X est la puissance de bruit de pré-canal, N est la puissance de bruit de post-canal et K est un facteur d'échelle arbitraire. Par conséquent, C(z) est la trans- formée en z des coefficients de canal c(k). Le filtre IIR comporte une partie de filtre de sens avant, A(z), et une partie de filtre de sens arrière B(z), de façon que l'on ait H(z) = A(z)/B(z). D'après la relation (6), on voit que ces parties sont données par les relations: A(z) = C(z') (Sa) B(z) = C'(r') C(z) X + N (8b) En pratique, on estimera c(k), ainsi que X et N. De plus, on peut remplacer X et N par des valeurs liées, comme X/(N+X) et N/(N+X). Les coefficients de filtre IIR a(k) et b(k) sont liés à leurs transformées en z par la relation: A(z) = Ea(k)z B(Z) = b(k)Z (8c) k k(8c) en faisant l'hypothèse selon laquelle le signal de sortie du filtre IIR, y(n), est lié au signal d'entrée du filtre IIR, x(n) par la relation: ú bk)y(n-k) =a(k)Xn-k) (8d) k k On peut réaliser le filtre IIR d'un certain nombre de manières, comme il est envisagé par exemple dans l'ouvrage de A.V. Oppenheim et R.W. Schafer, Digital Signal Proces- sing, Englewood Cliffs, NJ: Prentice-Hall, 1975. On note que s'il n'y a pas de bruit de pré-canal (c'est-à-dire x = 0), alors le filtre se comporte comme un dispositif de combinaison RAKE, du fait que B(z) est une constante et A(z) est égal à c*(0) + c*(l)z +... etc. A l'autre extrême, lorsque N est égal à zéro, des termes s'annulent, ce qui fait que A(z) est une constante et B(z) = C(z). Ceci inverse l'action du canal, qui peut être considéré comme un simple égaliseur linéaire. Par consé- quent, l'application de la présente invention donne une opération de filtrage qui procure un continuum entre ces deux extrêmes. On peut étendre cette approche pour modéliser les effets des canaux à partir de stations de base diffé- -1 rentes. Fondamentalement, le terme C*(z)C(z) X est remplacé par une somme de tels termes, à raison d'un pour chaque station de basebrouilleuse qui est modélisée. On peut également étendre cette approche au cas dans lequel de multiples stations de base émettent la même séquence d'information, ce qui est fait dans le but de procurer une macro-diversité ou un transfert progressif. De façon géné- rale, il y a un C(z) et un X pour chaque station de base, que l'on désigne par Cb(z) et Xb. L'expression dans la relation (6) devient alors: H(z) = Kr C (-z) N + C; -(Z (z)X b le terme Ceff(z) représentant le canal effectif que voit le signal, donné par la somme des valeurs de Cb(z) qui correspondent aux stations de base émettant le signal désiré. Au dénominateur, la sommation peut inclure des stations de base qui n'émettent pas le signal désiré, mais qui apportent une contribution de brouillage de niveau notable. La figure 2 montre un schéma synoptique d'un récepteur conforme à ce mode de réalisation, donné à titre d'exemple. Un signal hertzien reçu fait l'objet d'une transposition descendante vers la bande de base et il est échantillonné, par exemple par mélange avec des formes d'onde en cosinus et en sinus et filtrage du signal, dans un récepteur RF, 200, ce qui donne des échantillons de bribes complexes. L'homme de l'art appréciera aisément que, pour tous les modes de réalisation présentés ici à titre d'exemples, le signal hertzien entrant pourrait être numérisé d'une manière cartésienne classique, ou bien, selon une variante, il pourrait être traité d'une manière log-polaire, conformément au brevet des E.U.A. n 5 048 059, délivré à Paul W. Dent intitulé "Log-Polar Signed Processing", auquel on pourra se référer. Les échantillons de bribes complexes peuvent être traités sous forme log- polaire ou convertis en valeurs I et Q classiques. Ces échantillons de bribes sont corrélés avec la séquence de signature connue dans le corrélateur 201. Les valeurs de corrélation sont ensuite filtrées par un filtre IIR 202. Au moment approprié, sur la base d'une informa- tion de synchronisation de symboles, le signal de sortie du filtre IIR est sélectionné par le sélecteur 203, qui applique le signal de sortie sélectionné à un dispositif de décision 204, lequel utilise le signal de sortie du filtre IIR pour déterminer le symbole d'information qui est détecté. Une unité de calculateur de coefficients 205 est utilisée pour déterminer les coefficients de prises à utiliser dans le filtre IIR 202. Cette opération comprend l'estimation des prises de canal et des puissances de bruit, ou de quantités liées. L'homme de l'art appréciera aisément que, pour tous les modes de réalisation exposés ici à titre d'exem- ples, le corrélateur peut prendre diverses formes. Par exemple, avec une rétroaction à partir du calculateur de coefficients, ce qui n'est pas représenté dans les figures, le corrélateur peut être limité à calculer seulement les corrélations qui sont nécessaires à l'opéra- tion de filtrage suivante, ainsi que les corrélations qui sont nécessaires pour déterminer de façon adaptative des positions et des niveaux de prises de canal, que l'on appelle quelquefois des prises de recherche. Selon une autre possibilité, le corrélateur peut consister en un groupe de M multiplieurs qui multiplient le signal reçu par diverses versions retardées de la séquence de signa- ture. Chaque multiplieur est suivi par une certaine forme d'intégrateur, qui accumule effectivement le produit des échantillons de bribes reçus et des échantillons de bribes de la séquence de signature. Les signaux de sortie de l'intégrateur sont périodiquement remis à zéro. Ceci donne M valeurs de corrélation par période de symbole. On peut faire fonctionner toutes les formes dans le cas o la séquence de signature est beaucoup plus longue que la période de symbole d'information, auquel cas la séquence de signature effective, comprenant Nc bribes, est une sous-séquence de la séquence plus longue. Enfin, pour réduire le brouillage intersymbole (ou ISI), il peut être avantageux de corréler les données avec une partie seule- ment de la séquence de signature. Par exemple, s'il y a seulement deux prises de canal adjacentes et si la séquen- ce de signature est S(0)... S(Nc-1), alors on évite le brouillage intersymbole en effectuant la corrélation avec S(1)... S(Nc-2). De plus, l'homme de l'art appréciera aisément que, pour tous les modes de réalisation exposés ici à titre d'exemples, la forme du dispositif de décision dépendra de la modulation utilisée. Pour 1'AMRC tradition- nel et une modulation cohérente M-aire, le dispositif de décision détermine le symbole d'information possible duquel l'information statistique de détection est la plus proche, en supposant que les symboles d'information sont équiprobables. Par exemple, pour une modulation cohérente binaire, le signe de la partie réelle de l'information statistique de détection indique si un +1 ou un -1 a été émis. Pour la modulation cohérente différentielle M-aire, deux procédés de détection sont possibles. Dans le premier, que l'on appelle démodulation cohérente, chaque information statistique de détection est démodulée comme s'il s'agissait d'une modulation cohérente M-aire. Ensuite, le résultat démodulé est comparé avec le résultat démodulé précédemment, pour déterminer le symbole d'infor- mation. Dans le second procédé, que l'on appelle détection différentielle, l'information statistique de détection est multipliée par le conjugué de l'information statistique de détection précédente, et le résultat est utilisé pour déterminer le symbole différentiel duquel il est le plus proche. Pour une modulation non cohérente, comprenant 1'AMRC amélioré, il y aurait un corrélateur, un filtre et un dispositif de sélection pour chaque séquence émise possible. Par conséquent, M informations statistiques de détection seraient présentées au dispositif de décision, c'est-à-dire une pour chaque séquence émise possible. L'information statistique qui est la plus grande, en un certain sens, indiquerait la séquence qui est détectée, et donc les bits d'information. Par exemple, l'information statistique de détection qui a la partie réelle la plus positive indiquerait la séquence qui est détectée. Pour le cas spécial de l'AMRC amélioré, utilisant un masque d'embrouillage commun et des mots de code de Walsh- Hadamard, le corrélateur peut être simplifié davantage. Premièrement, les données échantillonnées seraient désem- brouillées avec le masque de désembrouillage commun. Ensuite, une transformation de Walsh rapide serait effec- tuée, pour donner l'ensemble des M corrélations en paral- lèle, d'une manière efficace. Ce processus serait effectué pour chaque décalage des données à utiliser par le filtra- ge suivant. Chacun des M trains de corrélation serait filtré et sélectionné séparément. Tous les modes de réalisation de la présente invention donnés à titre d'exemples peuvent prendre ces diverses formes, en fonction de la modulation qui est utilisée. Uniquement à titre d'illustration, l'explication des modes de réalisation restants portera principalement sur le cas de la modulation cohérente M-aire. On peut également utiliser une forme adaptative du récepteur de la figure 2. Au lieu de déterminer les coefficients de filtre à partir des équations 8(a) et 8(b), on peut utiliser un algorithme adaptatif pour estimer et suivre a(k) et b(k). On peut utiliser l'un quelconque d'un certain nombre d'algorithmes adaptatifs pour des filtres IIR adaptatifs, et on peut par exemple se référer à l'ouvrage de S. Haykin, Adaptive Filter Theory, 2ième édition, Englewood Cliffs, NJ: Prentice-Hall, 1991. La figure 3 montre un schéma synoptique d'un exemple de récepteur comprenant un filtre IIR adaptatif. Un signal hertzien reçu est transposé vers le bas jusqu'en bande de base et il est échantillonné, par exemple par mélange avec des formes d'onde en cosinus et en sinus et filtrage du signal dans un récepteur RF 300, pour donner des échantillons de bribes complexes. Ces échantillons de bribes sont corrélés dans le corrélateur 301 avec la séquence de signature connue. Les valeurs de corrélation sont ensuite filtrées par un filtre IIR adaptatif 302. A l'instant approprié, sur la base d'une information de synchronisation de symbole, le sélecteur 303 sélectionne le signal de sortie du filtre (une information statistique de détection) pour la détection par le dispositif de décision 304, qui utilise la valeur sélectionnée pour déterminer le symbole d'information qui est détecté. L'unité de calcul de différence 305 calcule la différence entre les signaux de sortie du dispositif de décision 304 et du dispositif de sélection 303, pour former un signal d'erreur. Le signal d'erreur provenant de l'unité de calcul de différence 305, ainsi que des corrélations provenant du bloc 301, sont émis vers un calculateur d'actualisation de filtre adaptatif 306, qui actualise de façon adaptative les coefficients de filtre IIR. Un autre mode de réalisation de la présente invention, donné à titre d'exemple, procure un filtre post-corrélateur FIR, qui constitue une approximation, au sens des moindres carrés, du filtre IIR optimal pour un récepteur de liaison descendante AMRC. Cette forme est appelée ici le filtre RAKE modifié, mais il y a au moins deux différences entre le filtre RAKE modifié de l'inven- tion et le filtre RAKE classique: 1) les prises du filtre RAKE modifié ne sont pas nécessairement placées o seraient placées des prises du filtre RAKE (c'est-à-dire les positions auxquelles des rayons de signal apparais- sent), et 2) les coefficients de prises du filtre RAKE modifié, qui sont utilisés pour pondérer les valeurs de corrélation, sont calculés d'une manière très différente de celle des coefficients du filtre RAKE. On va maintenant décrire ces caractéristiques en détail. Comme indiqué ci-dessus, la première différence entre le filtre RAKE modifié et le filtre RAKE classique consiste en ce que des prises ne sont pas nécessairement placées dans les mêmes positions. Comme on l'a envisagé précédemment, il est commode de supposer que le canal consiste en un ensemble de rayons contigus arrivant à des instants discrets 0 à Nr-1. En général, dans le filtre RAKE modifié, des prises sont placées à des instants k = kmin à k = kmax. Par conséquent, le filtre RAKE modifié traite les valeurs de corrélation de la façon suivante: z = a'(k) x(k) kDû On peut considérer que les positions des prises du filtre RAKE constituent un cas spécial dans lequel kmin = -(Nr-1) et kmax = 0. En pratique, il n'est pas obligatoire que les positions de prises soient contiguës. Une seconde différence entre le filtre RAKE modifié et le filtre RAKE classique concerne les valeurs utilisées pour les coefficients de prises RAKE. Le filtre RAKE classique utilise des estimations des prises de canal pour les coefficients de prises RAKE, comme indiqué par la relation (5). Ces coefficients ne sont pas optimaux lors- qu'il y a du bruit de pré-canal, comme c'est le cas dans la liaison descendante AMRC. Les positions et les coefficients de prises optimaux pour une liaison descendante AMRC sont établis dans le document suivant: G.E. Bottomley, "Optimizing the RAKE receiver from the CDMA downlink, 43rd IEEE Vehicular Technology Conference, Secaucus, NJ, pages 742-745, 18-20 mai 1993, auquel on pourra se référer. Pour une valeur kmax (c'est-à- dire une position de prise) particulière, ils sont donnés par: a.dRA = [X CSSHCH + N S'S']' CSs (10) avec c(Nr-1) c(Nr-2)... c(O) 0. O C O c(Nr-1).. c(1) c(O) O O o c(Nr-1) O) (a) s(O) s(1)s(Nc-1)O O O s'(0)..s'(Nc-2) s'(Nc- 1) O.. O O O s'(O)... S'(Nc-l).(11b) s'(O) s'*(1)... s*(Nc-l) O 0O S 0 s'(0)... s'(Nc-2) s'*(Nc-1) O.O..DTD: ........ _.. _..DTD: O..... 0 s'(0) s'(Nc-1) (1 c) s = [s(-knax-(Nr-1)... s(Nr-1)... s(-kmin)... s(-knin+Nc-] T (lld) a.d.An = [a(kmaxn)... a(nkmin)]T (l1e) et X est la puissance dans le bruit de pré-canal (brouil- lage provenant de la station de base propre), N est la puissance dans le bruit de post-canal (brouillage prove- nant d'autres stations de base et bruit thermique), C est une matrice ayant Nt lignes et Nt+Nr-1 colonnes, S est une matrice ayant Nt+Nr- 1 lignes et Nt+Nr+Nc-2 colonnes, S' est une matrice ayant Nt lignes et Nt+Nc-1 colonnes, et Nt * est le nombre de prises RAKE modifiées (Nt = kmax-kmin+1). On note qu'en fonction des choix dekmin et kmax, certaines valeurs dans le vecteur s peuvent être égales à zéro, du fait que les seules valeurs différentes de zéro sont s(0) à s(Nc-1). Pour un ensemble particulier de positions de prises, le rapport signal à bruit, qui est un facteur de mérite que l'on cherche à maximiser, est donné par: SNR(max) = sHSHCH [X CSSHCH + N S'S'i-" CSs (12) On peut donc considérer différentes valeurs kmax dans la plage [-(Nr-1), (Nr-1)] et trouver celle qui maximise le rapport signal à bruit, SNR. Pour cette valeur kmax, on détermine ensuite les coefficients de prises d'après l'équation (10). La matrice C contient les valeurs de prises de canal. En pratique, celles-ci seraient des estimations des valeurs de prises de canal. Les valeurs X et N seraient respectivement des estimations des puissances de bruit de pré-canal et de post-canal. De plus, les matrices S et S' contiennent des éléments de la séquence de signature s(0), s(1),... s(Nc1). Habituellement, cette séquence consiste en nombres réels (valeurs +1), ce qui fait que la forma- tion du conjugué n'a aucun effet. Ici encore, il est possible d'étendre cette approche pour modéliser les effets des canaux à partir de différentes stations de base. Fondamentalement, le terme XCSH est remplacé par une somme de tels termes, à raison d'un pour chaque station de base brouilleuse qui est modélisée. De plus, on peut étendre l'approche au cas dans lequel de multiples stations de base émettent la même séquence d'information, ce qui est fait pour procurer une macro-diversité ou un transfert progressif. Dans ces cas, il y a une matrice C et X pour chaque station de base, que l'on désigne par Cb et Xb. L'expression donnée en (10) devient: a"d AO = iN SS+ X CbSSC CSS b en désignant par Ceff la somme des valeurs de Cb qui correspondent aux stations de base émettant le signal désiré. Dans le terme d'inverse de matrice, la sommation peut comprendre des stations de base qui n'émettent pas le signal désiré, mais qui apportent une contribution de brouillage notable. On peut employer un autre calcul du vecteur a. On utilise couramment des séquences de pseudo-bruit à titre de séquences de signature. Elles ont la propriété statistique qui consiste en ce que la corrélation de la séquence avec une version de la séquence décalée dans le temps est faible, par rapport à la corrélation en l'absen- ce de décalage. La corrélation en l'absence de décalage d'une séquence de +1 donne la valeur Nc, en désignant par Nc la longueur de la séquence. Il en résulte que les approximations suivantes sont valides: SSH = Nc I (13a) S'S'IH = Nc I (13b) CSs = Nc S b (13c) avec les notations suivantes-: b = [c(-kmax)... c(-kmin)]T, (13d) S est la puissance de signal, et c(k) est défini comme étant égal à 0 lorsque k 0 ou k> Nr-1. La substitution des relations (13a) - (13d) dans les relations (10) et (12) donne les expressions simpli- fiées suivantes: a(kmax) = [ CCH + -I] b (13e) SNR(kmax) = Nc bH[-CC + I] b (13f) En pratique, on peut remplacer les termes X/S et N/S par un ensemble de termes associés. Un ensemble serait X/(N+ X), c'est-à-dire la fraction du bruit qui est due au bruit de pré-canal, et N/(N+X), c'est-à-dire la fraction du bruit total qui est due au bruit de post-canal. Comme on peut le voir d'après l'explication précédente, les coefficients de prises de filtre RAKE modifié différeront des coefficients de prises de filtre RAKE. Même si les prises sont placées aux mêmes endroits que les prises de filtre RAKE, les coefficients seront différents, du fait que X/S est de façon caractéristique différent de zéro. La figure 4 montre un schéma synoptique d'un exemple de récepteur conforme aux principes décrits ci- dessus. Un signal hertzien reçu est transposé vers le bas jusqu'à la bande de base et échantillonné, par exemple par mélange avec des formes d'onde en cosinus et en sinus et filtrage du signal dans un récepteur RF 400, ce qui donne des échantillons de bribes complexes. Ces échantillons de bribes sont corrélés dans le corrélateur 401 avec la séquence de signature connue. Les valeurs de corrélation sont ensuite filtrées par un filtre FIR 402. A l'instant approprié, sur la base d'une information de synchronisa- tion de symbole, un sélecteur 403 applique le signal de sortie filtré à un dispositif de décision 404, qui utilise le signal de sortie du filtre FIR pour déterminer le symbole d'information qui est détecté. Une unité de calcu- lateur de coefficients 405 est nécessaire pour déterminer les coefficients de prises, comme décrit ci-dessus, pour l'utilisation dans le filtre FIR 402. Ceci comprend l'estimation des prises de canal et des puissances de bruit, ou de quantités associées. On va maintenant comparer les performances du récepteur RAKE classique et du récepteur RAKE modifé, laftis pour un canal statique à deux rayons et pour un canal avec évanouissement et rayons multiples. Premièrement, on compare les rapports signal sur bruit (SNR) de sortie du filtre RAKE classique et du filtre RAKE modifié, pour le canal statique à deux rayons. Ces rapports signal sur bruit sont normalisés en utilisant le rapport signal sur bruit du filtre adapté, ce qui fait apparaître une perte par rapport au filtre adapté. On suppose qu'au moins Nr prises de filtre sont disponibles aussi bien pour le filtre RAKE classique que pour le filtre RAKE modifié (c'est-à-dire Nt > Nr). On suppose que le gain du canal est égal à l'unité. Lorsqu'une seule des prises de canal est diffé- rente de zéro, le filtre adapté, le filtre RAKE classique et les filtres RAKE modifiés ont les mêmes performances. De plus, lorsque le brouillage d'autres cellules est prédominant (c'està-dire X = 0), les trois filtres sont tous équivalents. Cependant, lorsque X est différent de zéro, le filtre RAKE modifié et le filtre RAKE classique subissent des pertes. On considère ci-dessous le cas dans lequel le brouillage de la même cellule est prédominant (X ">N, ou N = 0). Pour un canal à deux rayons avec un gain de canal égal à l'unité, la perte pour le filtre RAKE classi- que et le filtre RAKE modifié peut s'exprimer en fonction de Ic(0)2. Dans ce cas, la perte du filtre RAKE modifié à 2 prises avec kmax fixé est représentée sur la figure 5. La perte globale du filtre RAKE modifié à 2 prises est donnée par le minimum des trois courbes. On note que ceci conduit à la courbe kmax = - 1 (prises à -1 et -2) lorsque Ic(0)2 est inférieur à 0,5, et à la courbe kmax = 1 (prises à 1 et 0) lorsque Ic(0)l2 est supérieur à 0,5. Au contraire, le filtre RAKE classique utilise un kmax égal à 0, correspondant à une prise RAKE à 0, qui collecte de l'énergie à partir du rayon c(0), et une prise à -1 qui collecte de l'énergie à partir du rayon c(1). Cette caractéristique du filtre RAKE classique est illus- trée graphiquement sur la figure 6(a) pour le cas dans lequel Ic(0)1> lc(1)I. Sur cette figure, le graphique à barres indique le signal de sortie du corrélateur en fonction du temps, montrant le rayon de niveau le plus élevé (avec l'amplitude Ic(0)1) à l'instant 0 et le rayon de niveau immédiatement inférieur (avec l'amplitude Ic(1)1) à l'instant 1. Immédiatement au-dessous de ce graphique à barres, on voit un schéma synoptique qui indi- que comment le récepteur RAKE classique filtrerait ces corrélations, c'est-à-dire en multipliant la corrélation à l'instant 0 par c*(0) et en l'additionnant au produit de la corrélation à l'instant 1 avec c*(1). Cependant, dans le filtre RAKE modifié, une priseestplacée à l'endroit o le rayon le plus fort appa- raît, mais la seconde prise est placée du côté opposé à l'endroit auquel le rayon de niveau immédiatement infé- rieur apparaît. La figure 6(b) montre un exemple graphique de ce fonctionnement pour le cas qui est illustré sur la figure 6(a). On note que le même graphique à barres, ayant les mêmes signaux de sortie de corrélation que celui de la figure 6(a), est également représenté sur cette figure. Ici encore, un schéma synoptique au-dessous du graphique à barres indique comment le récepteur RAKE modifié filtre- rait ces corrélations. Il faut cependant noter que le filtre RAKE modifié multiplie la corrélation à l'instant 0 par a*(0), qui n'est pas nécessairement égal à c*(0), et il additionne à ce produit le produit de la corrélation à l'instant -1 avec a*(1). On comprendra mieux le raisonnement qui conduit au placement des prises dans le récepteur RAKE modifié dans ce mode de réalisation de la présente invention, donné à titre d'exemple, en examinant la réponse du canal inverse. Pour un canal à deux prises, la réponse du canal est donnée par: H(z) = h(0) + H(1)z = c(0) + c(1)z (14) En calculant la réponse impulsionnelle de 1/H(z) = G(z), en utilisant la stabilité à titre de critère pour sélec- tionner la région de convergence pour la transformée inverse, on obtient: i 1 _ c") k > 0 |(. c(O)) k c- 0 k 0 k > 0 On note que ceci suppose que g(k) et non g*(k) filtrent les données. Lorsque c(0) est le rayon ayant le niveau le plus élevé, des prises pour le filtre de canal inverse se trouvent à 0, 1, 2,...; lorsque c(1) est le rayon de niveau le plus élevé, des prises pour le filtre de canal inverse se trouvent à -1, -2.... Du fait que la partie de combinaison du filtre RAKE modifié est une approxima- tion du filtre inverse de canal, par les moindres carrés, il n'est pas surprenant que le filtre de combinaison RAKE modifié avec deux prises de filtre utilise des placements de prises de 0 et 1 lorsque c(0) est le rayon de niveau le plus élevé, et -1 et -2 lorsque c(1) est le rayon de niveau le plus élevé. Ceci est en accord avec la tentative d'obtenir la correspondance avec la réponse stable g(k), c'est-à-dire la tentative de produire une action inverse de celle du canal. Dans cet exemple, le filtre RAKE modifié utilise une prise pour collecter l'énergie de signal provenant du rayon le plus fort. Le filtre RAKE modifié utilise la seconde prise pour annuler le brouillage. On peut voir cette caractéristique en considérant que le filtre de combinaison RAKE précède le filtre de corrélation. A titre d'exemple, on suppose que x(n) est émis et que y(n) = c(0) x(n) + C(1) x(n-1) est reçu, avec Ic(0)I > Ic(1)1. Le filtre de combinaison RAKE à prises multiples classique forme: z(n)=c*(0)y(n)+c*(1)y(n+1)=Gx(n)+c*(0)c(1)x(n-l)+ c(0)c*(1)x(n+1), en désignant par G = Ic(0)2 + oc(1)12 le gain du canal. Si l'on suppose des séquences de signature aléatoires, ceci donne une puissance de signal GS et une puissance de brouillage (G+2 Ic(0) 2Ic(1)I)X,avant la corrélation et la prise de décision. Un gain plus élevé est donné au brouillage, X, du fait que le filtre RAKE combine le brouillage de façon cohérente et il introduit également des termes de brouillage inter-bribes supplémentaires. Au contraire, le filtre RAKE modifié à prises multiples forme: z(n) = (l/c(O)) y(n) - (c(1)/c2(0)) y(n-l) +... = x(n) + (c(1)/c(O)) x(n1) - (c(1)/c(O)) x(n-1) - (c(1)/c(O)) x(n-2) +... = x(n). On observera que les contributions inter-bribes sont annulées. Ici encore, en supposant des séquences de signa- ture aléatoires, ceci donne une puissance de signal de S et une puissance de brouillage X, avant le corrélateur, ce qui donne un meilleur rapport signal sur bruit qu'avec le filtre RAKE classique. Comme on l'a signalé précédemment, le filtre RAKE modifié peut procurer de meilleures performances en utilisant plus de Nr prises, tandis que le filtre RAKE ne le peut pas. La perte globale du filtre RAKE modifié pour 2 et 3 prises et la perte du filtre RAKE pour plusieurs prises (c'est-à-dire 2 ou un nombre supérieur quelconque) sont tracées sur la figure 7. Lorsque c(0) ou c(1) est égal à zéro, il n'y a qu'une seule prise de canal, et les deux filtres équivalent à un filtre adapté. Lorsque Ic(0)I = Ic(1)I, la perte est maximisée pour les deux filtres, ce qui donne la même perte que lorsque les deux filtres utilisent deux prises. Dans les autres cas, le filtre RAKE modifié donne une perte inférieure à celle du filtre RAKE. Des prises supplémentaires ne bénéficient pas au filtre RAKE, mais il est clair qu'elles procurent un meilleur rapport signal sur bruit pour le filtre RAKE modifié, en introduisant une annulation supplémentaire du brouillage. On compare ensuite les performances du filtre RAKE modifié et du filtre RAKE pour un canal avec évanouissement, à rayons multiples, avec un gain de canal moyen égal à l'unité et un gain de rayon moyen E {jc(i) 2} de 1/Nr (c'est-à-dire des rayons ayant une énergie moyenne égale). Cette comparaison est effectuée par simulation de Monte-Carlo des valeurs de rayons de canal c(i), de façon que Re{c(i)} et Im{c(i)} soient des variables aléatoires gaussiennes indépendantes à moyenne nulle, avec une variance de 1/(2 Nr). Ceci donne à Ic(i)j une distribution de Rayleigh avec une valeur quadratique moyenne de 1/Nr. On a supposé que le niveau d'évanouissement était constant pour la durée du symbole émis. On a déterminé la perte de rapport signal sur bruit pour le filtre RAKE modifié et le filtre RAKE en normalisant les rapports signal sur bruit en prenant pour référence le rapport signal sur bruit d'un filtre adapté. Le nombre de prises Nt utilisées par les filtres a été fixé égal à Nr, c'est-à-dire le nombre de rayons de signal. Les performances pour une modulation cohérente binaire sont exprimées en termes de taux d'erreurs de bit (ou BER) en fonction de Eb/No ou Eb/Xo, en désignant par Eb l'énergie par bit, et par No et Xo les densités spectrales de bruit de post-canal et de pré-canal dans la bande intéressante. Premièrement, pour le cas dans lequel il y a seulement du bruit de postcanal (X/S=0, Xo=0), les trois filtres sont tous équivalents. La figure 8 montre des courbes de taux d'erreurs de bit (BER) pour différents nombres de rayons. Secondement, la figure 9 montre des résultats pour le cas dans lequel il y a seulement du bruit de pré-canal (N/S=0, No=O). Dans ce cas, le signal et le bruit s'avanouissent ensemble, ce qui fait que les performances du filtre adapté sont indépendantes du nombre de rayons, ce qui équivaut au cas du canal statique avec un gain de canal égal à l'unité. Pour un canal à un seul rayon, le filtre RAKE et le filtre RAKE modifié équivalent au filtre adapté. Pour plus d'un rayon, il y a une perte de performances qui augmente avec le nombre de rayons. Ainsi, pour un taux d'erreurs de bit donné, le filtre RAKE et le filtre RAKE modifié exigent un supplément de Eb/Xo (que l'on peut exprimer sous la forme d'un supplément de rapport signal sur bruit) pour obtenir les mêmesperformances. On peut utiliser ceci pour définir une perte de performances. Pour un BER de 1% et deux rayons, les pertes de Eb/Xo pour le filtre RAKE modifié et le filtre RAKE sont respectivement de 0,6 dB et 1,3 dB. Pour quatre rayons, les pertes sont respectivement de 0,9 dB et 2,1 dB. Par conséquent, lorsque N est faible par rapport à X, les performances du filtre RAKE modifié sont notablement meilleures que les performances du filtre RAKE. On peut améliorer encore davantage les performances du filtre RAKE modifié, en réduisant la perte à une valeur arbitrairement proche de 0 dB, en ajoutant des prises supplémentaires, ce qui n'est pas vrai pour le filtre RAKE. Comme dans les modes de réalisation de filtre IIR donnés à titre d'exemples, le mode de réalisation de filtre FIR peut être produit sous une forme adaptative. On peut utiliser l'un quelconque d'un certain nombre d'algo- rithmes adaptatifs pour des filtres FIR adaptatifs; on se référera par exemple à l'ouvrage de S. Haykin, Adaptive Filter Theory, 2ième éd., Englewood Cliffs, NJ: Prentice- Hall, 1991. La figure 10 montre un schéma synoptique d'un exemple de récepteur utilisant un filtre FIR adaptatif. Un signal hertzien reçu est transposé vers le bas jusqu'en bande de base et échantillonné, par exemple par mélange avec des formes d'onde en cosinus et en sinus et filtrage du signal dans un récepteur RF 1000, ce qui donne des échantillons de bribes complexes. Ces échantillons de bribes sont corrélés dans le corrélateur 1001 avec la séquence de signature connue. Les valeurs de corrélation sont ensuite filtrées par un filtre FIR adaptatif 1002. A l'instant approprié, sur la base d'une information de synchronisation de symbole, un sélecteur 1003 applique le signal de sortie filtré à un dispositif de décision 1004, qui utilise le signal de sortie du filtre FIR pour déter- miner le symbole d'information qui est détecté. L'unité de calcul de différence 1005 calcule la différence entre les signaux de sortie du dispositif de décision 1004 et du dispositif de sélection 1003, pour former un signal d'erreur. Le signal d'erreur provenant de l'unité de calcul de différence 1005, ainsi que des corrélations provenant du bloc 1001, sont émis vers un calculateur d'actualisation de filtre adaptatif 1006, qui actualise de façon adaptative les coefficients du filtre FIR. Bien que les modes de réalisation précédents, donnés à titre d'exemples, présentent le traitement de signal dans un certain ordre, l'homme de l'art notera que les étapes de traitement peuvent être réordonnées, de façon que l'étape de corrélation suive l'étape de filtrage IIR ou FIR, au lieu de la précéder. En outre, les parties réelle et imaginaire des coefficients de prises de filtre peuvent être restreintes à des valeurs de +1, +1/2, +1/4 et 0, comme il est envisagé dans la demande de brevet des E.U.A. n 08/054028, intitulée "Quantized Coherent Rake Receiver" et déposée le 29 avril 1993, à laquelle on pourra se référer. De plus, lorsque la partie réelle ou la partie imaginaire du coefficient de prise est égale à zéro, il n'est pas nécessaire d'effectuer la corrélation correspondante. Une manière efficace d'effectuer seulement les corrélations qui sont nécessaires est envisagée dans le brevet des E.U.A. n 5 237 586, délivré à Gregory E. Bottomley et intitulé "RAKE Receiver with Selective Ray Combining", auquel on pourra se référer. Enfin, dans tous les modes de réalisation présentés ici à titre d'exemples, les opérations de filtrage et de sélection peuvent être combinées en une seule opération de filtrage par période de symbole d'information. On peut également utiliser la présente invention dans un système AMRC amélioré dans lequel on utilise un codage pour étaler la séquence de symboles de données, pour former une séquence de symboles de code. De façon caractéristique, un groupe de symboles de données, éven- tuellement déjà codés par un certain autre code, sont projetés dans l'un de plusieurs symboles de code possi- bles. Chaque symbole de code est habituellement représenté sous la forme d'une séquence de valeurs binaires, que l'on appelle des bribes. Ces symboles de code sont ensuite multipliés ou embrouillés avec une séquence de signature connue. On utilise couramment des codes bi- orthogonaux et des codes orthogonaux, comme les codes de Walsh-Hadamard, pour former l'ensemble de symboles de code. Un exemple d'un système AMRC amélioré, qui comporte également une démodulation soustractive, est présenté dans le brevet des E.U.A. n 5 218 619, délivré à Paul W. Dent et intitulé "CDMA Substractive Demodulation", auquel on pourra égale- ment se référer. On peut également appliquer la présente inven- tion lorsque le récepteur démodule plus d'un canal. Les canaux peuvent être démodulés en parallèle, avec des calculateurs de coefficients utilisés en commun ou des calculateurs d'actualisation de filtre adaptatif. Si les données reçues sont enregistrées, en tampon, alors une démodulation successive est possible, éventuellement en utilisant une forme de démodulation soustractive. S'il y a un signal pilote, on peut l'utiliser pour améliorer l'estimation du canal, l'estimation de la puissance de bruit, ainsi que le calcul des coefficients. Il va de soi que de nombreuses modifications peuvent être apportées au dispositif et au procédé décrits et représentés, sans sortir du cadre de l'invention. REVENDICATIONS 1. Récepteur, caractérisé en ce qu'il comprend: des moyens (200, 300, 400, 1000) pour recevoir un signal composite et pour produire des échantillons complexes du signal composite reçu; des moyens (201, 301, 401, 1001) pour corréler les échantillons complexes avec une séquence connue et pour générer des valeurs de corrélation; des moyens (202, 302, 402, 1002) pour filtrer sélectivement les valeurs de corrélation, en utilisant des coefficients de filtrage, pour produire des valeurs filtrées, à raison d'une pour chaque période de symbole, sur la base d'une information de synchronisation de symbole; des moyens (204, 304, 404, 1004) pour comparer les valeurs filtrées à des valeurs de symboles possibles, pour déterminer une séquence de données détectées; et des moyens (205, 306, 405, 1006) pour calculer les coefficients de filtrage des moyens de filtrage sélectif, afin de maximiser un rapport signal sur bruit des valeurs filtrées. 2. Récepteur selon la revendication 1, caracté- risé en ce que les moyens de calcul (205, 405) déterminent les coefficients de filtrage sur la base d'estimations de coefficients de prises de canal et de puissances de bruit. 3. Récepteur selon la revendication 1, caracté- risé en ce que les moyens de calcul (306, 1006) détermi- nent les coefficients de filtrage en utilisant un algorithme de filtre adaptatif. 4. Récepteur selon la revendication 1, caracté- risé en ce que les moyens de filtrage sélectif consistent en un filtre à réponse impulsionnelle infinie (202, 302). 5. Récepteur selon la revendication 1, caracté- risé en ce que les moyens de filtrage sélectif consistent en un filtre à réponse impulsionnelle finie (402, 1002). 6. Récepteur selon la revendication 1, caracté- risé en ce que les moyens de calcul (205, 306, 405, 1006) quantifient les coefficients de filtrage à un nombre limité de valeurs possibles. 7. Récepteur selon la revendication 1, caracté- risé en ce que les moyens de corrélation (201, 301, 401, 1001) corrèlent seulement des échantillons correspondant à un coefficient de filtrage non nul. 8. Récepteur selon la revendication 1, caracté- risé en ce qu'il comprend en outre: des moyens (305, 1005) pour retirer successivement un signal détecté du signal composite, afin de générer un signal composite résiduel pour l'utilisation dans la détection d'autres signaux. 9. Récepteur selon la revendication 1, caracté- risé en ce que les moyens de filtrage sélectif (202, 302, 402, 1002) comprennent: des moyens pour filtrer les valeurs de corrélation en utilisant des coefficients de filtrage, pour produire un ensemble de valeurs filtrées par période de symbole; et des moyens (203, 303, 403, 1003) pour sélectionner des valeurs filtrées, à raison d'une pour chaque période de symbole, sur la base d'une information de synchronisation de symbole. 10. Récepteur, caractérisé en ce qu'il comprend: des moyens (200, 300, 400, 1000) pour recevoir un signal composite et pour produire des échantillons complexes du signal composite reçu; des moyens (201, 301, 401, 1001) pour corréler les échantillons complexes avec un ensemble de séquences connues, et pour générer un ensemble de valeurs de corrélation pour chaque séquence connue; des moyens (202, 302, 402, 1002) pour filtrer sélectivement les valeurs de corrélation en utilisant des coefficients de filtrage, pour produire des valeurs filtrées, à raison d'une pour chaque période de symbole, pour chaque séquence connue, sur la base d'une information de synchronisation de symbole; des moyens (204, 304, 404, 1004) pour comparer les unes aux autres les valeurs filtrées, afin de déter- miner une séquence de données émises qui est destinée au récepteur; et des moyens (205, 306) pour calculer les coefficients de filtrage des moyens de filtrage sélectif, de façon à maximiser un rapport signal sur bruit des valeurs filtrées, lorsque ces valeurs filtrées correspon- dent à la séquence émise, en tenant compte du brouillage coloré. 11. Récepteur selon la revendication 10, caracté- risé en ce que l'ensemble de séquences connues est un ensemble de code orthogonal. 12. Récepteur selon la revendication 10, caracté- risé en ce que l'ensemble de séquences connues est un ensemble de code bi-orthogonal. 13. Récepteur selon la revendication 10, caracté- risé en ce que les moyens de corrélation (201, 301, 401, 1001) comprennent en outre: des moyens pour désembrouil- ler les échantillons complexes, afin de produire des valeurs désembrouillées; et des moyens de Transformation de Walsh Rapide pour corréler les valeurs désembrouillées avec des mots de code de Walsh-Hadamard possibles. 14. Récepteur selon la revendication 10, caracté- risé en ce que les moyens de filtrage sélectif (202, 302, 402, 1002) comprennent: des moyens pour filtrer les valeurs de corrélation en utilisant des coefficients de filtrage, pour produire un ensemble de valeurs filtrées par période de symbole et par séquence; et des moyens (203, 303, 403, 1003) pour sélectionner des valeurs filtrées, à raison d'une pour chaque période de symbole, pour chaque séquence, sur la base de l'information de synchronisation de symbole. 15. Procédé pour recevoir des signaux AMRC, caractérisé en ce qu'il comprend les étapes suivantes: on reçoit un signal composite et on produit des échantillons complexes du signal composite reçu; on corrèle ces échan- tillons avec une séquence connue et on génère des valeurs de corrélation; on filtre sélectivement les valeurs de corrélation en utilisant des coefficients de filtrage pour produire des valeurs filtrées, à raison d'une pour chaque période de symbole, sur la base d'une information de synchronisation de symbole; on compare les valeurs filtrées avec des valeurs de symboles possibles, pour déterminer une séquence de données émise qui est destinée au récepteur; et on calcule les coefficients de filtrage des moyens de filtrage sélectif, pour maximiser un rapport signal sur bruit des valeurs filtrées, en tenant compte du brouillage coloré. 16. Procédé selon la revendication 15, caracté- risé en ce qu'il comprend en outre l'étape qui consiste à retirer successivement un signal détecté du signal compo- site, pour générer un signal composite résiduel, pour l'utilisation dans la détection d'autres signaux. 17. Récepteur, caractérisé en ce qu'il comprend: des moyens (200, 300, 400, 1000) pour recevoir un signal composite et pour produire des échantillons complexes du signal composite reçu; des moyens pour filtrer ces échan- tillons en utilisant des coefficients de filtrage, pour produire des valeurs filtrées; des moyens pour corréler sélectivement les valeurs filtrées avec une séquence connue et pour générer des valeurs de corrélation, à raison d'une pour chaque période de symbole, sur la base d'une information de synchronisation de symbole; des moyens pour comparer les valeurs de corrélation avec des valeurs de symboles possibles, pour déterminer une séquen- ce de données émise qui est destinée au récepteur; et des moyens pour calculer les coefficients de filtrage des moyens de filtrage, de façon à maximiser un rapport signal sur bruit des valeurs de corrélation, en tenant compte du brouillage coloré. 18. Récepteur, caractérisé en ce qu'il comprend: des moyens pour recevoir un signal de façon à produire des échantillons de composantes complexes du signal reçu; des moyens pour filtrer ces échantillons en utilisant des coefficients de filtrage, pour produire des valeurs filtrées; des moyens pour corréler sélectivement les valeurs filtrées avec un ensemble de séquences connues, et pour générer un ensemble de valeurs de corrélation pour chaque séquence connue, à raison d'une pour chaque période de symbole, sur la base d'une information de synchronisa- tion de symbole; des moyens pour comparer les unes aux autres les valeurs de corrélation, pour déterminer une séquence de données émise qui est destinée au récepteur; et des moyens pour calculer les coefficients de filtrage des moyens de filtrage, de façon à maximiser un rapport signal sur bruit des valeurs de corrélation, en tenant compte du brouillage coloré, lorsque les valeurs de corré- lation correspondent à la séquence émise. 19. Récepteur, incorporé dans une liaison descendante d'un système AMRC, dans lequel au moins une station de base émet au moins une séquence de données, caractérisé en ce qu'il comprend: des moyens (200, 300, 400, 1000) pour recevoir un signal de façon à produire des échantillons complexes du signal reçu; des moyens (201, 301, 401, 1001) pour corréler ces échantillons avec une séquence connue et pour générer des valeurs de corréla- tion; des moyens (202, 302, 402, 1002) pour filtrer sélec- tivement les valeurs de corrélation, en utilisant des coefficients de filtrage pour produire des valeurs filtrées, à raison d'une pour chaque période de symbole, sur la base d'une information de synchronisation de symbole; des moyens (204, 304, 404, 1004) pour comparer les valeurs filtrées avec des valeurs de symboles possi- bles pour déterminer une séquence de données détectée; et des moyens (205, 306, 405, 1006) pour calculer les coeffi- cients de filtrage des moyens de filtrage sélectif, de façon à maximiser une probabilité que la séquence de données détectée soit égale à la ou aux séquences de données émises. 20. Récepteur selon la revendication 19, carac- térisé en ce que les moyens de calcul (205, 405) détermi- nent les coefficients de filtrage sur la base d'estima- tions de coefficients de prises de canal pour un ensemble de stations de base et une information de puissance de bruit. 21. Récepteur incorporé dans une liaison descen- dante d'un système AMRC, dans lequel un ensemble de stations de base émettent au moins une séquence de données qui est destinée au même récepteur, caractérisé en ce qu'il comprend: des moyens (200, 300, 400, 1000) pour recevoir un signal de façon à produire des échantillons complexes du signal reçu; des moyens (201, 301, 401, 1001) pour corréler ces échantillons avec une séquence connue et pour générer des valeurs de corrélation; des moyens (202, 302, 402, 1002) pour filtrer sélectivement les valeurs de corrélation en utilisant des coefficients de filtrage pour produire des valeurs filtrées, à raison d'une pour chaque période de symbole, sur la base d'une information de synchronisation de symbole; des moyens (204, 304, 404, 1004) pour comparer les valeurs filtrées avec des valeurs de symboles possibles, pour déterminer une séquence de données détectée; et des moyens (205, 306, 405, 1006) pour calculer les coefficients de filtrage des moyens de filtrage sélectif, de façon à maximiser la probabilité que la séquence de données détectée soit égale à l'une des séquences de données émises.