Brevet FR2722005A1 — publié le 19960105

La présente invention concerne le domaine des systèmes radars Doppler à impulsions et, de manière plus particulière, l'élimination d'ambiguïtés en distance et d'ambiguités Doppler dans de tels systèmes radars. Les systèmes radars Doppler à impulsions souf- frent d'un sérieux manque de performance, mentionné en tant que dilemme inhérent au Doppler à impulsions, qui résulte de la relation existant entre la cadence de répé- tition des impulsions et la distance non-ambigue mesura- ble et la fréquence Doppler. Cette déficience limite la qualité des données relatives aux mesures de paramètres météorologiques, obtenues à l'aide de systèmes radars Doppler à impulsions. Comme bien connu, un système radar à impulsions détermine la distance le séparant d'une cible, laquelle correspond pour un système radar météorologique au volume atmosphérique, en mesurant le temps écoulé entre la transmission d'une impulsion radar et la réception subsé- quente du signal rétrodiffusé par la cible correspondant à cette impulsion, le temps écoulé étant t = (2R)/C, o R indique la distance à la cible et C est la vitesse de la lumière. Du fait que le récepteur ne peut effectuer de distinction entre le signal provenant d'une cible en re- tour de l'impulsion transmise la plus récente et le si- gnal provenant d'une autre cible en retour d'une impul- sion transmise précédemment, le temps non-ambigu maximum dont on dispose pour une réception non-ambigue au niveau du récepteur est égale au temps existant entre les trans- missions successives d'impulsions. Par conséquent, la distance nonambigue maximale est Rm = (CT)/2, T étant l'intervalle de transmission entre les impulsions. Comme bien connu, un système radar Doppler à impulsions déter- mine la vitesse relative d'une cible en mesurant le déca- lage Doppler d'une raie spectrale du spectre de fréquence de rayonnement du train d'impulsions rétrodiffusé reçu. Les raies spectrales dans de tels systèmes sont établies par la transmission d'un train d'impulsions au niveau d'une cadence de répétition donnée. L'espacement en fré- quence existant entre ces raies spectrales est égal à la cadence de répétition du train d'impulsions, qui est égale à (1/T). Lorsqu'une cible (produisant une rétrodif- fusion) se déplace dans une direction qui amène la dis- tance radiale existant entre la cible et l'émetteur à di- minuer (cible se rapprochant), la fréquence de la raie spectrale augmente de fDC = (2vc)/k, k étant la longueur d'onde de l'onde rayonnée. Inversement, lorsque la cible se déplace dans une direction qui amène la distance ra- diale existant entre la cible et l'émetteur à augmenter (cible s'éloignant), la fréquence de la raie spectrale diminue de fDO = (2V0)/k. Dans de tels systèmes radars Doppler à impulsions, la nième raie spectrale est choisie en tant que référence et le décalage de la fréquence Dop- pler de cette raie spectrale dans les bandes de fréquen- ces entre celle-ci et les deux raies spectrales adjacen- tes, n - 1 et n + 1, est mesuré pour obtenir la vitesse de la cible. Comme on va l'expliquer de manière plus dé- taillée ci-après, l'espacement 1/T des raies spectrales limite la mesure non-ambigue de la raie spectrale décalée Doppler fn à la bande fn 1/(2T). Par conséquent, la vi- tesse maximale non-amnbigue Vma^ qui peut être mesurée est égale à V^x^ = L/(4T) Ce résultat peut aussi être obtenu par applica- tion du théorème d'échantillonnage bien connu, qui énonce qu'un signal radar détecté de manière cohérente doit être mesuré au niveau d'intervalles d'échantillonnage infé- rieurs à 1/(2fD) pour mesurer fD de manière non-ambigue. Si fD est la fréquence Doppler maximale non-ambigue dé- tectable, il s'ensuit que la vitesse maximale non-ambigue mesurable de la cible Vm^^ qui peut être mesurée pour un intervalle entre impulsions, T = 1/fD, est égale à Vmx = X/(4T). Par conséquent, il apparaît que la distance non-ambigue maximale qui peut être mesurée en utilisant un système radar Doppler à impulsions augmente parallèle- ment à l'augmentation des intervalles existant entre les impulsions, tandis que la vitesse non-ambigue maximale qui peut être mesurée diminue parallèlement à l'augmenta- tion des intervalles existant entre les impulsions. Dans de nombreux cas, les vitesses non-ambigues à mesurer par un système radar Doppler à impulsions nécessitent des in- tervalles entre les impulsions qui sont trop brefs pour permettre la mesure voulue d'une distance non-ambigue maximale. En multipliant l'expression de la distance maximale Rmx par l'expression de la vitesse maximale Vmax, on obtient le "dilemme du Doppler à impulsions" bien connu. RmVm = (ck)/8 Ce dilemme est illustré sur la figure 1 pour un radar Doppler à impulsions travaillant à 3 GHz. Du fait que la distance d'une cible est déter- minée par le temps écoulé entre la transmission d'une im- pulsion et la réception de son écho, les échos d'impul- sions émises précédemment, renvoyées à partir de cibles situées à des distances supérieures à CT/2, apparaissent au niveau de positions en distance situées dans l'inter- valle de distance de la dernière impulsion transmise. Cette condition est connue en tant que "tassement en dis- tance" et est illustrée sur les figures 2 et 3. Un train d'impulsions ayant un intervalle de longueur suffisante entre les impulsions pour permettre des retours d'une impulsion transmise, vers le radar, à partir de cibles situées au niveau de toutes les distan- ces d'intérêt, avant la transmission de l'impulsion sui- vante, est représenté sur la figure 2. Comme représenté sur cette figure, les retours de cible Rsai, Rsl2 et Rs13 de l'impulsion transmise Tsi provenant de cibles situées au niveau de trois distances différentes sont reçus avant la transmission de l'impulsion suivante Ts2. De manière similaire, les retours Rs21, Rs22 et Rs23 et Rs31, Rs32 et Rs33 des transmissions d'impulsion Tsi et TS2, respective- ment, provenant des trois mêmes distances différentes sont aussi reçus avant la transmission de l'impulsion suivante. Par conséquent, la distance des trois cibles peut être déterminée de manière non-ambigue. Lorsque la cadence de répétition des impulsions est augmentée, comme représenté sur la figure 3, les dis- tances des cibles situées aux trois mêmes distances dif- férentes ne peuvent être déterminées sans ambiguité. Sur cette figure sont représentés les retours de signal (RFnl, RFn2, RFn3; n = 1, 2, 3, 4) provenant des cibles si- tuées au niveau des trois mêmes distances différentes, résultant de la transmission des impulsions TFn au niveau de la cadence accrue de répétition des impulsions. Après l'émission de TF1, un retour de signal est reçu en prove- nance de la cible située au niveau de la première dis- tance (RF1,) avant l'émission de la deuxième impulsion TF2. Les retours de signaux RF12 et RF13 ne sont pas, ce- pendant, reçus avant l'émission de l'impulsion TF2. Le retour de signal RF12 est reçu pendant l'intervalle exis- tant entre l'émission des impulsions TF2 et TF3, alors que le retour de signal RF13 est reçu pendant l'intervalle existant entre l'émission des impulsions TF3 et TF4. De manière similaire, le retour de signal RF21 est reçu pen- dant l'intervalle existant entre l'émission des impul- sions TF2 et TF3, alors que le retour de signal RF22 est reçu pendant l'intervalle existant entre l'émission des impulsions TF3 et TF4, alors que le retour de signal RF23 est reçu pendant l'intervalle existant entre l'émission des impulsions TF4 et TF5. Par conséquent, deux retours de signaux sont reçus pendant l'intervalle existant entre les émissions des impulsions TF2 et TF3 et trois retours de signaux sont reçus pendant l'intervalle existant entre TF3 et TF4 et pendant tous les autres intervalles existant entre impulsions. Bien que les retours provenant des trois cibles apparaissent pendant l'intervalle entre im- pulsions existant entre TF3 et TF4, et pendant tous les intervalles successifs existant entre impulsions, un seul retour est dû à l'émission de l'impulsion marquant le dé- but de l'intervalle et une seule distance non-ambigue est mesurée. Par exemple, le temps écoulé entre l'émission de l'impulsion TF3 et la réception du signal RF31 fournit la distance correcte de la cible à partir de laquelle l'im- pulsion a été réfléchie, alors que le temps écoulé mesuré entre l'émission de TF3 et la réception des signaux RF13 et RF22, qui ne sont pas des réflexions de l'impulsion émise TF3, fournit des distances qui sont ambigues. Des illustrations des décalages de fréquence Doppler de raies spectrales sont représentées sur les fi- gures 4A à 4C. Trois raies spectrales fn-1, fn et fn+i (fn+l = fn +1/T; fn-1 = fn - 1/T) sont représentées sur les figures, fn étant la référence. Les fréquences déca- lées par effet Doppler, associées à fn, engendrées par des cibles qui se rapprochent avec des vitesses v situées dans la bande comprise entre fn et fn - 1/(2T). La figure 4A illustre le décalage en fréquence par effet Doppler Afc des trois raies spectrales, dû à une cible dont la distance radiale diminue à une vitesse qui est inférieure à k/(2T) et le décalage en fréquence par effet Doppler Af0 des trois raies spectrales engendré par une cible dont la distance radiale augmente à une vitesse qui est aussi inférieure à k/(2T). Les raies spectrales déca- lées par effet Doppler (fn-1 + Afc) et (fn+1 + Afe) engen- drées par la cible qui se rapproche et les raies spectra- les décalées par effet Doppler (fn-1 -Af0) et (fn+1 -Af0) engendrées par la cible qui s'éloigne ne pénètrent pas dans la bande de fréquences fn 1/(2T), et la mesure du décalage de fréquence par effet Doppler est sans ambigui- té. La figure 4B illustre les raies spectrales dé- calées par effet Doppler engendrées par une cible se dé- plaçant radialement dans la direction de l'emplacement du radar à une vitesse qui est supérieure à X/(4T). Dans cette situation, la raie spectrale fn est décalée par ef- fet Doppler jusqu'à une fréquence de fn + Afc qui est si- tuée en dehors de la bande de fréquences fn + 1/(2T), tandis que la raie spectrale fn-1 est décalée par effet Doppler dans la bande de fréquences fn + 1/(2T). Du fait que les mesures de fréquence sont limitées à la bande fn + 1/(2T), le décalage de fréquence par effet Doppler fDC qui est mesuré est égal à -[1/T - Afc], ce qui aboutit à une indication erronée de vitesse d'éloignement de la distance radiale égale à [-k(1/T - Afc)/2] au lieu de la véritable vitesse de rapprochement kAfc/2. On admet que les vitesses de rapprochement sont considérées comme étant des vitesses positives et que les vitesses d'éloi- gnement sont négatives. La figure 4C illustre les raies spectrales dé- calées par effet Doppler engendrées par une cible se dé- plaçant radialement en s'éloignant de l'emplacement du radar à une vitesse qui est supérieure à X/(2T). Sous ces conditions, la raie spectrale fn est décalée par effet Doppler jusqu'à une fréquence fn -Af0, fréquence qui est située au-dehors de la bande de fréquences fn + 1/(2T), tandis que la raie spectrale fn+l est décalée vers le bas vers une fréquence égale à fn+l - Af0 qui est située dans la bande de fréquences fn Af0. Par conséquent, la me- sure du décalage Doppler de la raie spectrale fn à l'in- térieur de la bande de fréquences 1/(2T) fournit une fréquence Doppler fDO égale à 1/T - Afo au lieu du véri- table décalage en fréquence par effet Doppler Af0. Le dé- calage ambigu de fréquence Doppler représente une vitesse égale à k(1/T Afo)/2 au lieu de la véritable vitesse (-Xfo/2). La fréquence Doppler est déterminée à partir du déphasage du signal émis engendré par le déplacement de la cible engendrant la rétrodiffusion. La phase est une fonction de la fréquence et du temps et est donnée par l'expression 4 = 2nft. Par conséquent, le déphasage en- gendre par le déplacement de la cible pendant la période entre les impulsions de la figure 4B est 4DA = 2t(fn + fDA)T. La phase déterminée à partir du décalage Doppler apparent fDC est 4M = 27(fn -(1/T) + fDA)T = 2 27. Par conséquent, la phase réelle du signal au niveau de la fréquence décalée par effet Doppler est liée à la phase mesurée par IDA = M + 2t. Sur la figure 4A, on a supposé que le déplacement de la cible a décalé les raies spectrales d'une fréquence qui est inférieure à 1/T, de sorte que la raie spectrale décalée par effet Doppler fn-1 n'apparaît pas dans la bande de mesure 1/(2T) au- tour de fn. La vitesse de la cible, cependant, peut être telle qu'elle fait apparaître la raie spectrale décalée par effet Doppler fn-k dans la bande de mesure. En consé- quence, l'expression générale pour l'ambiguïté en phase est DA = M + 2kn Il doit être clair que, à moins que les vitesses des ci- bles soient connues comme engendrant des décalages Dop- pler des raies spectrales qui restent à l'intérieur de la bande fn 1/(2T), la détermination de phase fournie par un radar Doppler à impulsions est ambigue à de multiples égards. Pour surmonter les ambiguïtés en distance et en vitesse, un radar météorologique de la technique anté- rieure utilise un intervalle relativement long entre les impulsions, TR, pour mesurer la réflectivité des précipi- tations et un intervalle plus court entre les impulsions, Tv, pour mesurer la vitesse radiale. Pour placer les in- formations relatives à la vitesse et au spectre au niveau de l'emplacement correct en distance, ce système de la technique antérieure utilise un algorithme de développe- ment qui compare l'amplitude de tous les échos reçus à l'intérieur de l'intervalle en distance C/2Tv de la der- nière impulsion émise et choisit l'amplitude de l'écho qui dépasse un seuil prédéterminé en tant que retour dû à la dernière émission d'une impulsion. Si aucun des échos ne dépasse ce seuil, les informations relatives aux échos ne sont pas utilisées. En conséquence, des informations importantes sur la vitesse météorologique peuvent être écartées du fait que la distance des perturbations météo- rologiques ne peut être déterminée sans ambiguité. Selon la présente invention, les ambiguités en décalage Doppler dans les systèmes radars Doppler à im- pulsions peuvent être résolues en émettant un signal qui est modulé à l'aide d'une forme d'onde périodique ayant plusieurs impulsions à l'intérieur d'une période, les in- tervalles existant entre les impulsions au cours de cette période n'étant pas égaux. Les retours de la cible du radar sont corrélés automatiquement pour plusieurs re- tards, qui peuvent comporter des intervalles entre les impulsions, ainsi que des combinaisons linéaires de ces derniers. Les arguments calculés Oci de la fonction d'au- tocorrélation sont incrémentés en ajoutant 2kn, k = O, + 1, + 2,..., à la phase Oc, obtenue pour le retard le plus court T1, en déterminant un entier mk2 à partir de I (0c2 + 2mk27) - (T2/T1)Ocl 0c2 + 2mk2t. Les angles de phase 03, 04,..., 0m sont in- crémentés d'une manière analogue, l'entier mkij, cepen- dant, étant déterminé à partir de I (0Ci + 2mki) - (Ti/Ti-1)0clI quadratique moyenne de l'angle de phase décalé par rap- port à chaque droite est déterminée et la pente de la droite ayant l'erreur quadratique moyenne minimale est choisie comme étant le décalage de la fréquence, en ra- dians, par effet Doppler à partir duquel la vitesse de la cible est extraite. On va maintenant décrire la présente invention à titre d'exemple uniquement, en se reportant aux dessins annexés sur lesquels: - la figure 1 est une représentation du "dilemme du Doppler à impulsions" indiquant la fréquence Doppler et la distance non-ambiguë maximales qui peuvent être mesurées pour une cadence donnée de répétition des impulsions, - la figure 2 est une représentation dans le cas o la cadence de répétition des impulsions engendre une détermination non- ambigue de la distance, - la figure 3 est une représentation d'un cas dans lequel la cadence de répétition des impulsions en- gendre une détermination ambigue de la distance, - les figures 4A à 4C représentent les raies spectrales d'un train d'impulsions périodiques, pour ex- pliquer les ambiguités du décalage de fréquence par effet Doppler, - la figure 5 est un schéma fonctionnel d'un mode préféré de réalisation de la présente invention, - la figure 6 représente une période d'une mo- dulation périodique dans le cas du mode préféré de réali- sation de la figure 5, trois impulsions espacées de ma- nière inégale étant émises au cours de chaque période, - les figures 7A à 7G sont des représentations des émissions d'impulsions espacées de manière inégale au cours d'une période de la modulation périodique et de la position des retours de cible par rapport à ces émis- sions, qui sont utiles à l'explication du procédé d'auto- corrélation, - la figure 8 est un graphique représentant trois droites qui ont été tracées par la méthode des moindres carrés à partir des angles de phase d'autocorré- lation, pour expliquer la sélection de la droite expri- mant l'angle de phase en fonction du retard qui a une pente représentative du décalage de fréquence par effet Doppler, - la figure 9A représente une forme d'onde pé- riodique ayant une impulsion unique pendant chaque pé- riode, - la figure 9B représente deux droites expri- mant l'angle de phase en fonction du retard, utiles pour expliquer l'ambiguité sur l'angle de phase inhérent à la corrélation dans le cas d'une modulation par une onde pé- riodique ayant une impulsion unique pour chaque période, - la figure 10A représente des angles de phase ambigus obtenus par autocorrélation pour une multiplicité de retards, et - la figure 10B représente les relevés des an- gles de phase incrémentés de la figure 1OA dans un sys- téme de coordonnées exprimant la phase d'autocorrélation en fonction du retard d'autocorrélation. Un radar Doppler à impulsions, réalisé confor- mément à la présente invention, est représenté sur la fi- gure 5. Ce radar Doppler à impulsions comporte un émet- teur stabilisé 11 qui fournit un signal porteur modulé par impulsions ayant une fréquence qui est la somme de deux fréquences, fs + f, o f5 est la fréquence d'un os- cillateur stabilisé (STALO) et fc est la fréquence d'un oscillateur cohérent (COHO). Le signal porteur est modulé par une forme d'onde périodique délivrée par un généra- teur de forme d'onde 13. Chaque période de cette forme d'onde 15, représentée sur la figure 6, comporte trois impulsions P1, P2 et P3. Les intervalles entre les impul- sions ne sont pas égaux, TA étant l'intervalle entre P1 et P2, TB étant l'intervalle entre P2 et P3, et Tc étant l'intervalle entre P3 et PA de la période suivante. La période totale T est égale à TA + TB + Tc. Comme on va l'expliquer, cette forme d'onde, comportant trois impul- sions ayant des intervalles inégaux entre elles, est uti- lisée pour éliminer les ambiguités pendant la mesure du déphasage Doppler imposé sur les retours de signaux du radar. Les signaux modulés par impulsions, pour la transmission, sont couplés à une antenne 17 à partir de l'émetteur 11 via un duplexeur 19. Les signaux pulsés ré- trodiffusés par des cibles, tels que des diffuseurs mé- téorologiques, sont reçus par l'antenne 17 et sont cou- plés, via le duplexeur 19, à un mélangeur 21, qui reçoit aussi un signal au niveau de la fréquence STALO f, en provenance de l'émetteur 11 en tant que signal d'oscilla- teur local. Des signaux situés à la fréquence intermé- diaire (FI) délivrés par le mélangeur 21 sont amplifiés par un amplificateur FI 23 et sont couplés à un détecteur de phase 25, auquel un signal situé à la fréquence COHO fc est aussi couplé. Le détecteur de phase 25 peut être du type qui fournit deux signaux de sortie ayant la forme d'un train d'impulsions représentatif d'une phase, un premier signal indiqué par I étant en phase avec le si- gnal COHO et l'autre signal, indiqué par Q. étant en qua- drature avec le signal COHO. Les signaux ayant la forme d'un train d'impulsions, I et Q, sont couplés à un filtre anti-fouillis 27, qui peut être du type décrit par Rubin et autres dans la demande de brevet des Etats-Unis n 08/148 447, qui est cédée à la cessionnaire de la pré- sente invention et est incorporée ici à titre de réfé- rence, dans lequel des signaux ayant la forme d'un train d'impulsions I et Q. sont traités de manière séparée pour la suppression du fouillis. Ces signaux ayant la forme d'un train d'impulsions I et Q filtrés pour supprimer le fouillis, sont couplés à un processeur 29 dans lequel ceux-ci sont autocorrélés pour des retards TA, TB et Tc dans un corrélateur 31. On va maintenant se reporter aux figures 7A à 7G, sur lesquelles sont représentées les positions tempo- relles des impulsions reçues ri, i = 1, 2, 3, par rapport aux instants d'émission des impulsions respectives. Les intervalles Tj entre les impulsions ont été choisis pour l'élimination des retours (ambigus) situés au voisinage du deuxième instant, éliminant par conséquent les ambi- guités en distance et créant des ambiguïtés en fréquence décalée par effet Doppler. Pour une élimination efficace des ambiguïtés, décrites ultérieurement, les intervalles entre les impulsions sont choisis de telle sorte qu'un premier intervalle ne soit pas égal à la somme des deux autres et ne soit pas une harmonique de l'un ou l'autre de ces deux derniers. Comme on va l'expliquer ultérieure- ment, les ambiguités Doppler peuvent être résolues en utilisant les phases d'autocorrélation obtenues au niveau de trois retards TA, TB, TC. Du fait que les signaux I et Q sont obtenus à partir des impulsions reçues, ce relevé est aussi représentatif des positions temporelles, par rapport à l'émission des impulsions respectives, des si- gnaux ayant la forme d'un train d'impulsions I et Q des impulsions reçues. Sur la figure, ri, r2 et r3 sont les positions temporelles des signaux ayant la forme d'un train d'impulsions dus à la réception de signaux résul- tant des émissions P1, P2 et P3, respectivement. Le cor- rélateur 31 impose des retards temporels TA, TB, Tc aux signaux ayant la forme d'un train d'impulsions I et Q et établissent une corrélation entre chaque train retardé et le train non-retardé représenté sur la figure 7A. Dans le train constitué des signaux I et Q retardés de TA, repré- senté sur la figure 7B, le retour r1 de l'émission P1 est en corrélation avec le retour r2 de l'émission P2 du train constitué des signaux I et Q représenté sur la fi- gure 7A. Du fait que ces retours proviennent du même dif- fuseur, la corrélation de ces signaux est une autocorré- lation et fournit la fonction d'autocorrélation R(TA). On montre sur la figure 7C que la corrélation de r1 avec r2 est la seule corrélation qui se produit pendant la pé- riode TT = TA + TB + Tc. De manière similaire, le retour r2 de l'émission d'impulsion P2 pour le retard TB, repré- senté sur la figure 7D, est en corrélation avec le retour r3 de l'émission d'impulsion P3, représenté sur la figure 7A, fournissant la fonction d'autocorrélation R(TB), et le retour r3 de l'impulsion P3 pour le retard Tc repré- senté sur la figure 7F, est en corrélation avec le retour r'1 de l'émission d'impulsion P'1, représenté sur la fi- gure 7A, fournissant la fonction d'autocorrélation R(Tc). Les résultats en fonction du temps de ces corrélations sont respectivement représentés sur les figures 7E et 7G. Il doit apparaître maintenant que, pour les es- pacements entre les impulsions représentés sur la figure 7A, les retards TA, TB et Tc entraînent ce qui suit: Le retard TB induit une corrélation entre r1 et r2, r1' et r2', etc. Le retard TA induit une corrélation entre r2 et r3, r2' et r3', etc. Le retard Tc induit une corrélation entre r3 et r1', r3' et rl", etc. Des retards égaux à des combinaisons linéaires des espacements entre impulsions représentés sur la fi- gure 7A fournissent des corrélations différentes des si- gnaux renvoyés, tel que par exemple: un retard (TA + TB) induit une corrélation en- *tre r1 et r3, r1' et r3', etc. un retard (TA + Tc) induit une corrélation en- tre r3 et r2', r3' et r2', etc. Les retours détectés à partir de diffuseurs météorologi- ques peuvent être modélisés par un procédé Gaussien à l'aide d'une densité spectrale d'énergie Gaussienne ayant une fréquence moyenne fD liée à la vitesse radiale moyenne v des diffuseurs par rapport au radar éclairant, par la relation 2fD v=- o X est la longueur d'onde du signal émis. La fonction d'autocorrélation du train d'impul- sions renvoyé reçu par le radar peut s'écrire: R(T) = R(Tl)ej(T) =R()ejT o OD = 27TfD. Du fait que la densité spectrale d'énergie du signal reçu présente une forme Gaussienne, IR(t) I, qui est la transformée de Fourier inverse de la densité spec- trale d'énergie, présente aussi une forme Gaussienne. La valeur espérée de arg R(T)= 0(t) =)DT est une fonction li- néaire du retard T, o le signal rétrodiffusé se déplace radialement à une vitesse constante vers le récepteur radar. Par conséquent, si TA = TB = Tc = T, 0 (T) = OT, si aucun bruit n'est présent, et si la densité spectrale est très étroite, alors 0(2T) = 2 OT et 0(3T) = 3 (T = (3/2)0(2T). Si les intervalles entre les impulsions ne sont pas égaux et si 0(TA) = OA, alors, dans les mêmes conditions, 0 (TB) = 0B = (TB/TA)OA et 0(Tc) = Oc = (Tc/TB)OB. En conséquence, la courbe représentant arg R(t) = 0(t), c'est-à-dire l'angle de phase d'autocorrélation, en fonction de t, c'est-à-dire le retard d'autocorréla- tion, est une droite qui passe par l'origine. La pente de cette droite estla fréquence en radians D- Lorsque du bruit est présent et/ou lorsque la densité spectrale est étendue, la valeur de 0(t) tombe à proximité d'une droite dont la pente est égale à OD. D'après l'équation ci-dessus, il est évident que 0(t) est exprimé modulo 27 et doit être incrémenté à des niveaux de retards supérieurs pour supprimer l'incer- titude sur le modulo 2n avant que la droite la mieux adaptée et sa pente ne puissent être obtenues. D'après ce qui précède, lorsque le train d'im- pulsions est altéré par la présence de bruit ou lorsque la largeur spectrale du train d'impulsions est impor- tante, il s'ensuit que les relations mentionnées ci- dessus deviennent: 0(T) = 0T 0(2T) 20T 0(3T) > 30T - (3/2)02T Le bruit et la largeur spectrale, cependant, n'empêchent pas l'incrémentation (développement) de 0 (t), à condition que les fluctuations de 0 (t) soient beaucoup plus petites que a. Du fait que les fluctuations de 0(T) sont aléatoi- res et ne présentent généralement pas de composante con- tinue, le relevé des valeurs développées de 0(t) en fonc- tion du retard est réparti au voisinage d'une droite qui passe par l'origine et a une pente OD- Par conséquent, un procédé précis pour estimer OD consiste à (i) calculer 0(t) pour plusieurs retards, (ii) développer les valeurs successives de 0 (t) en commençant par le premier retard, et (iii) faire passer une droite à partir de l'origine (0(0) = 0) à travers les valeurs développées dans le sens des moindres carrés. La technique bien connue des paires d'impulsions pour estimer OD constitue un cas spécial de cette procédure. Cette technique estime l'angle de phase d'autocorrélation en effectuant une corrélation pour uni- quement un retard qui est égal à une période entre impul- sions. L'utilisation de plusieurs retards d'ordres supé- rieurs pour l'estimation de la vitesse fournit une esti- mation plus précise, mais nécessite que les valeurs de O(T) pour les retards d'ordre supérieur soient développés afin d'obtenir l'angle de phase d'autocorrélation vérita- ble au niveau de ces retards. Une procédure de développe- ment pour une détermination précise de la vitesse non- ambiguë est décrite par Rubin et autres dans une autre demande de brevet des Etats-Unis portant le n 08/65 971, qui est cédée à la présente cessionnaire et est incorpo- rée ici à titre de référence. Les composantes I et Q d'un train d'impulsions reçu sont envoyées du filtre anti-fouillis 27 vers le corrélateur 31 situé dans le processeur 29, dans lequel des autocorrélations sont effectuées avec les retards ap- propriés. Les composantes des fonctions d'autocorrélation sont envoyées à partir du corrélateur 31 vers un détermi- nateur d'argument (phase) 33 qui traite les composantes selon des procédés de corrélation bien connus pour obte- nir les angles de phase de la fonction d'autocorrélation. Des signaux représentatifs de ces angles de phase sont envoyés vers un incrémenteur d'angle de phase 35 o les angles de phase sont incrémentés comme on va l'expliquer. On se reporte maintenant à la figure 8. Comme établi précédemment, les angles de phase tels que déter- minés par le procédé de corrélation, sont exprimés modulo 2x, de sorte que l'angle de phase développé réel basé sur les données reçues Oi peut s'écrire: 01 = ODT1 = Oci + 2mE m = 0, 1, 2,....... o Oci est la valeur calculée basée sur les données re- çues. Les angles de phase calculés OCA, OcB et Occ pour les retards TA, TB et Tc sont envoyés vers le processeur d'incrémentation 35 dans lequel les angles de phase déve- loppés sont établis. Le procédé d'incrémentation commence avec l'hypothèse que l'angle de phase initial OCA = Oa n'est pas ambigu. Un entier d'incrémentation mB est éta- bli de telle sorte que TB OA - (0B + 2mOA7> Par conséquent, Oc = Occ + 2mck. Les signaux représentatifs des trois angles de phase incrémentés sont envoyés vers un processeur 37 d'ajustement par méthode des moindres carrés dans lequel un ajustement par méthode des moindres carrés est effec- tué sur une droite 49, représentant l'angle de phase en fonction du retard pour les angles de phase OA, OB et Oc. Le procédé d'incrémentation est répété pour 0A1 = OCA + 2n. De nouvelles valeurs de mB et mc sont choisies pour obtenir un nouvel ensemble de valeurs de phase: OA1, 0B1 et Oc,. Ce procédé peut être généralisé comme suit: posons OkA = OCA + 2kt, k = 0, _+ 1, _+ 2... Pour chaque valeur de k, on cherche des entiers d'incrémenta- tion mkB et mkC qui conduisent à l'ensemble de phases in- crémentées OkA, OkB et 0kc à partir des valeurs calculées 8CA, OCB et cc. Les droites 49, 51 et 53 sur la figure 8 sont les ajustements effectués par la méthode des moin- dres carrés des valeurs OkA, OkB et (kC sur une droite pour k = 0, 1 et 2, respectivement. On continue à faire référence aux figures 5 et 8. Des signaux représentatifs de chaque ligne droite d'erreur quadratique moyenne et des angles de phase à partir desquels les lignes ont été obtenues sont envoyés vers un évaluateur d'erreur quadratique moyenne 39 qui évalue l'ajustement d'erreur quadratique moyenne totale par rapport à chaque ligne. Ceci est effectué en détermi- nant les erreurs de décalage EkA, EkB et EkC, respective- ment, correspondant au décalage de OkA, OkB et 0kC par rapport à chacune des lignes construites conformément à ce qui a été mentionné ci- dessus. L'erreur quadratique moyenne totale k est donnée par: /2 2 2 k= EkA + EkB + úkc o k = 0, + 1, + 2. Les erreurs quadratiques moyennes ainsi déterminées sont envoyées vers un sélecteur de ligne 41 qui compare les erreurs quadratiques moyennes et choisit la ligne corres- pondant à la valeur k ayant l'erreur quadratique moyenne minimale comme étant la ligne représentative de la ligne droite exprimant l'angle de phase correct en fonction du retard pour les angles de phase d'autocorrélation calcu- lés modulo 2n. La fonction exprimant la ligne droite sé- lectionnée est envoyée vers un déterminateur de vitesse 43 dans lequel la pente, nk, de la ligne sélectionnée est déterminée et la vitesse nonambigue vu est établie à partir de l'expression: nkX vu -4 La vitesse du signal rétrodiffusé est envoyée à partir du déterminateur de vitesse 43 vers un appareil de cartogra- phie de la vitesse 45 qui fournit une carte de la vitesse en fonction de la distance. On va maintenant se reporter aux figures 9A et 9B. La figure 9A représente une forme d'onde 55 ayant des intervalles uniformes entre impulsions. On va montrer que l'application du procédé mentionné ci- dessus appliqué à un train d'impulsions uniforme TA = TB = Tc ne résout pas les ambiguïtés Doppler. Il doit être rappelé que l'argu- ment de R(0) est zéro. Les valeurs de 0(l) pour un inter- valle de répétition d'impulsions uniforme T dans un envi- ronnement exempt de bruit peuvent s'ecrire 0(2T) = 20(T) 0(3T) = 30(T) On peut facilement montrer que Ok(T), Ok(2T), et Ok(3T) tombent sur une droite ayant une pente qui est une fonc- tion de l'entier choisi k. La figure 9B représente une droite 57 pour k = O sur laquelle tombent O0o(T), 00(2T) et 0(3T) et une ligne 59 sur laquelle tombent 01(T), 01(2T) et 01(3T). Ceci est équivalent à énoncer que la valeur de k ne peut être déterminée sans ambiguité à par- tir des valeurs de 0(T), 0(2T) et 0(3T). Par conséquent, un train d'impulsions ayant une cadence de répétition d'impulsions uniforme est ambigu de manière inhérente lorsque la plage de vitesses radiales espérée de la cible radar réfléchissante est située à l'extérieur de l'inter- valle de Nyquist, c'est-à-dire lorsque 12v/kl > 1/(2T). L'incapacité d'une forme d'onde périodique à résoudre les ambiguités Doppler peut en outre être expli- quée en se reportant aux figures 4B et 4C, qui peuvent être transformées d'un domaine de fréquences en un do- maine de phases en multipliant chaque raie spectrale par 2nT. La différence d'angle de phase 27fn+lT - 2KfnT entre les raies spectrales fn et fn+l est égale à 27. En outre, la différence de phase entre 2 conséquent, en ajoutant 2kn aux angles de phase des auto- corrélations, qui sont les angles de phase des décalages de fréquence par effet Doppler, on ne fait que répéter la relation existant entre les décalages de phase des raies spectrales. Lorsque deux ou plus de deux répétitions d'im- pulsions sont utilisées, les déphasages dus à fd = (2v)/k tervalles de répétition d'impulsions alternés TA et TB O TA pose que l'intervalle de Nyquist correspondant à TA est ambigu mais que l'intervalle de Nyquist correspondant à (TB - TA) n'est pas ambigu pour la plage de vitesses es- pérées à mesurer. Si OA = Oc + 2kn, alors 0B = TB/TA( l'origine, par 0A et par OB, il n'existe qu'une seule va- leur de k pour laquelle ceci est possible, à condition que la ligne droite corresponde à une vitesse qui engen- dre un décalage Doppler qui est situé à l'intérieur de l'intervalle de Nyquist correspondant à (TB - TA). La présence de bruit et de fluctuations aléatoires amène la relation existant entre OA et OB à être à peu près vraie, c'est-à-dire OB z (TB/TA) On peut montrer que la fréquence Doppler non- ambigue maximale qui peut être obtenue est égale à fDM =+(T2 - T1) Par conséquent, la vitesse maximale qui peut être déter- minée est égale à k vm = 2(T2 - T1) Afin de minimiser les erreurs de déploiement engendrées par l'ajustement incorrect d'une ligne droite sur les données dans le sens des moindres carrés, on peut utiliser des intervalles de répétition d'impulsions addi- tionnels, pour TA respondent aux intervalles de Nyquist qui ne sont pas am- bigus pour la plage de vitesses espérées à mesurer. La nécessité que tous les 3 points tombent sur une ligne droite passant par l'origine dans le sens des moindres carrés réduit la probabilité d'une erreur lorsque du bruit et des fluctuations de traitement sont présents. Après que l'ajustement par la méthode des moin- dres carrés ait été effectué, il doit être évident que la ligne 51 possède l'erreur quadratique moyenne minimale parmi toutes les lignes passant par le point (0, O), que celle-ci représente la fonction exprimant l'argument en fonction du retard pour les données traitées, et que sa pente est la fréquence déphasée par effet Doppler à par- tir de laquelle la vitesse de la cible peut être détermi- née. Un exemple montrant comment les ambiguités de phase sont résolues, lorsque les phases pour tous les re- tards de la fonction d'autocorrélation sont ambigues, va être donné en référence aux figures 1OA et 10B. La fonc- tion d'autocorrélation est échantillonnée avec trois re- tards T1, T2 et T3. Comme représenté sur la figure 10A: l'angle de phase réel OA(T1) est supérieur à 7, de sorte que l'angle de phase calculé par le procédé d'autocorré- lation est un angle Oc(T1) qui est un angle négatif infé- rieur à K, la phase réelle OA(T2) est comprise entre 2t et 3x de sorte que l'angle de phase Oc(T2) calculé par le procédé d'autocorrélation est un angle positif inférieur à n; et l'angle de phase OA(T3) est compris entre 47 et 5n, de sorte que l'angle de phase calculé OA(T3) est un angle positif inférieur à r. En supposant un procédé exempt de bruit, les angles de phase calculés Oc(T1), OC(T2) et Oc(T3) et la phase incrémentée 01(T1), 01(T2), 01(T3) pour k = 1; 02(T1), 02(T2), 02(T3) pour k = 2; et 0(-) (T1), 0(-1) (T2), 0(-1) (T3) pour k = -1 sont représentés sur la figure 1OB. La phase 01(T1), 01(T2), 01(T3), et le point (O, O) tombent tous sur la ligne correspondant à k = 1, tandis qu'aucune ligne droite, passant par le point (0, 0), ne peut être tracée en recoupant les angles de phase des trois ensembles correspondant à k = 0, k = 2 et k = -1. En conséquence, OA(T1), OA(T2), OA(T3), respecti- vement, correspondent à 01(T1), 01(T2), 01(T3) et la pente de la ligne pour k = 1 est égale à OD. Bien que les explications données ci-dessus utilisent les arguments des autocorrélations pour trois retards, ceci ne constitue pas une limitation. Les argu- ments d'autocorrélations obtenus pour deux ou plus de deux retards peuvent être utilisés de la manière décrite pour la détermination des pentes des lignes qui établis- sent le décalage de fréquence par effet Doppler. Il est bien connu que la réflectivité des ré- trodiffuseurs peut être déterminée à partir de la fonc- tion d'autocorrélation de retard zéro, R(O). Les valeurs I et Q peuvent être couplées à un appareil de cartogra- phie de la réflectivité 47 qui fournit une carte de la réflectivité en fonction de la distance pour les rétro- diffuseurs, en utilisant les valeurs I et Q de la manière bien connue pour obtenir R(0). Bien que la présente invention ait été décrite dans le cas de modes préférés de réalisation, il doit être compris que les termes qui ont été utilisés sont des termes de description plutôt que de limitation et que des modifications peuvent être apportées dans les limites des revendications annexées sans s'écarter de la portée et de l'esprit véritable de la présente invention prise dans ses plus larges aspects. REVENDICATIONS 1. Radar Doppler du type ayant un émetteur sta- bilisé (11) pour émettre des signaux modulés par impul- sions et un récepteur pour recevoir les signaux renvoyés vers le radar, caractérisé en ce qu'il comporte en ou- tre: des moyens générateurs de forme d'onde (13) couplés audit émetteur pour fournir une forme d'onde de modulation périodique, chaque période comportant plu- sieurs impulsions positionnées selon des intervalles in- égaux entre elles, engendrant par conséquent des signaux émis modulés par impulsions périodiques, chaque période ayant plusieurs signaux émis modulés par impulsions ayant des intervalles inégaux entre eux, des moyens de corrélation (31) couplés audit récepteur pour effectuer des autocorrélations des signaux radars renvoyés, les retards utilisés pour lesdites auto- corrélations étant égaux auxdits intervalles inégaux existant entre lesdites plusieurs impulsions positionnées dans ladite période, et pour fournir des signaux repré- sentatifs desdites autocorrélations, lesdites autocorré- lations ayant une amplitude et une phase, et des moyens de décalage de fréquence par effet Doppler couplés pour recevoir lesdits signaux représenta- tifs des autocorrélations afin de fournir des signaux re- présentatifs des décalages de fréquence par effet Doppler desdits signaux radars renvoyés. 2. Radar Doppler selon la revendication 1, ca- ractérisé en ce que lesdits moyens de décalage de fré- quence par effet Doppler comportent: des moyens pour recevoir lesdits signaux repré- sentatifs des autocorrélations, destinés à fournir des signaux représentatifs desdits angles de phase desdites autocorrélations, et des moyens de décalage de fréquence couplés pour recevoir lesdits signaux représentatifs des angles de phase, destinés à fournir des signaux représentatifs desdits décalages de fréquence par effet Doppler. 3. Radar Doppler selon la revendication 2, ca- ractérisé en ce que lesdits moyens d'angle de phase com- portent: des moyens couplés pour recevoir lesdits si- gnaux représentatifs des angles de phase, destinés à choisir une valeur k et ajouter 2kn, k = 0, 1, 2, 3,..., à un premier angle de phase Oc(T1) pour obtenir un signal représentatif d'un premier angle de phase aug- menté, ledit premier angle de phase Oc(T1) étant ledit angle de phase d'une autocorrélation pour le retard T1, des moyens couplés auxdits moyens de corréla- tion pour recevoir au moins un des angles de phase d'au- tocorrélation Oc(Tj), respectivement obtenus pour les re- tards Tj, j É 1, destinés à déterminer un entier mkj pour chaque angle de phase Oc(Tj) o mkj est déterminé à partir de l'expression T-1 0'kC (Tj_1) - (OkC(Tj) + 2mkj7) ledit signal représentatif du premier angle de phase aug- menté et lesdits signaux représentatifs dudit au moins un des angles de phase augmentés pour déterminer un ajuste- ment par la méthode des moindres carrés dudit premier an- gle de phase augmenté et dudit au moins un des angles de phase augmentés sur une ligne droite passant par l'ori- gine d'un système de coordonnées constitué de l'angle de phase et du retard pour chaque valeur de k choisie, et pour fournir des signaux représentatifs desdites lignes droites correspondant respectivement auxdites valeurs k, des moyens d'évaluation (39) couplés pour rece- voir ledit signal représentatif du premier angle de phase augmenté, lesdits signaux représentatifs dudit au moins un des angles de phase augmentés, et lesdits signaux re- présentatifs des droites pour déterminer l'erreur quadra- tique moyenne (RMS) dudit premier angle de phase augmenté et dudit au moins un des angles de phase augmentés par rapport à chacune desdites droites et choisir celle desdites droites dont l'erreur quadratique moyenne est inférieure aux erreurs quadratiques moyennes de toutes les autres droites, fournissant ainsi une droite choisie ayant l'erreur quadratique moyenne minimale, ladite droite choisie ayant une pente représentative de la fré- quence décalée par effet Doppler due à la vitesse du dif- fuseur à partir duquel sont émis les signaux de retour radar, et pour fournir un signal représentatif de ladite droite choisie, et des moyens de pente couplés pour recevoir ledit signal représentatif de la droite choisie pour déterminer ladite pente et fournir un signal représentatif de celle- ci. 4. Radar Doppler selon la revendication 3, ca- ractérisée en ce qu'il comporte en outre des moyens cou- plés auxdits moyens de pente pour déterminer la vitesse dudit diffuseur à partir de ladite pente. 5. Procédé de détermination de la vitesse d'une cible mouvante, caractérisé en ce qu'il comporte les éta- pes consistant à: émettre un signal modulé par une forme d'onde périodique (15), chaque période de ladite forme d'onde périodique comportant plusieurs impulsions (Pl, P2, P3) positionnées en ayant des intervalles (TA, TB, Tc) in- égaux entre elles, établir une autocorrélation entre les retours rétrodiffusés reçus en provenance de ladite cible en uti- lisant des retards égaux auxdits intervalles inégaux (TA, TB, Tc) pour obtenir des autocorrélations desdits retours rétrodiffusés reçus pour des retards égaux auxdits inter- valles inégaux, chacune desdites autocorrélations ayant une amplitude et une phase, et utiliser lesdites autocorrélations pour déter- miner la vitesse de la cible. 6. Procédé selon la revendication 6, caractéri- sé en ce que ladite étape d'utilisation comporte les éta- pes consistant à: extraire ledit angle de phase à partir de cha- cune desdites autocorrélations pour obtenir des angles de phase extraits, et traiter lesdits angles de phase extraits pour obtenir ladite vitesse de la cible. 7. Procédé selon la revendication 6, caractéri- sé en ce que ladite étape de traitement comporte les éta- pes consistant à: ajouter 2kn, k = 0, 1, 2, 3,..., pour une valeur k choisie, à un premier angle de phase pour obtenir un premier angle de phase augmenté, ledit premier angle de phase étant ledit angle de phase d'une autocor- rélation pour le retard T1, déterminer un nombre entier mkj pour au moins un des angles de phase d'autocorrélation Oc(Tj), obtenus respectivement avec les retards Tj, j X 1, et fournir les signaux représentatifs d'au moins un des angles de phase augmentés Oc'(Tj) = Oc (Tj) + 2mkjn, o mkj est déterminé à partir de l'expression Ti Tjl 0'kC (Tj_1) - (OkC(Ti) + 2mkj7T) ligne droite passant par l'origine d'un système de coor- données constitué de l'angle de phase et du retard pour chaque valeur k choisie, pour obtenir par conséquent plu- sieurs droites correspondant respectivement auxdites va- leurs k, calculer une erreur quadratique moyenne (RMS) dudit premier angle de phase augmenté et dudit au moins un des angles de phase augmentés pour chaque valeur k correspondant à une droite, choisir la droite dont l'erreur quadratique moyenne est inférieure aux erreurs quadratiques moyennes des droites correspondant aux autres valeurs de k, pour obtenir par conséquent la droite choisie ayant l'erreur quadratique moyenne minimale, ladite droite choisie étant représentative d'un angle de phase d'autocorrélation ex- primé en fonction du retard et ayant une pente représen- tative du décalage en fréquence par effet Doppler dû à ladite vitesse de la cible, et déterminer ladite vitesse de la cible à partir dudit décalage Doppler.