Brevet FR2714481A1 — publié le 19950630

t PROCEDE DE DEMODULATION AMPLITUDE PHASE D'UN SIGNAL DE RECEPTION RADAR ET DISPOSITIF PERMETTANT DE METTRE EN OEUVRE UN TEL PROCEDE La présente invention concerne les dispositifs de démodulation amplitude phase d'un signal de réception radar cette démodulation se faisant généralement après transposition du signal UHF en fréquence intermédiaire. Classiquement les radars dans lesquels on effectue le filtrage Doppler ou la compression d'impulsions en technique numérique, nécessitent l'utilisation de récepteurs comportant un dispositif à détection cohérente. Ces dispositifs qui sont également appelés démodulateurs permettent de connaître l'amplitude et la phase des signaux reçus. Ces récepteurs radar à détection cohérente com- portent donc, à la suite d'un amplificateur à fréquence intermédiaire deux détecteurs amplitude phase qui coopèrent en quadrature pour effectuer une démodulation d'amplitude et de phase. Cette démodu- lation consiste à décaler l'ensemble du specre de la fréquence porteuse pour ramener l'un des deux spectres (spectre réel ou spectre image) en bande de base. Puis, on réalise un filtre passe-bas afin d'éliminer le spectre image. Ces détecteurs amplitude phase sont contr8ôlés par le signal de sortie d'un oscillateur local de référence à fréquence intermédiaire. Les signaux vidéo de sortie sont généralement appelés vidéo I et Q. Or les deux voies I et Q qui sont issues des deux détecteurs amplitude phase, sont suivies par deux dispositifs d'échantillonnage et de codage. Un défaut d'équilibrage entre ces deux voies I et Q au niveau de la détection amplitude phase peut apparaître, ce qui donne un léger déséquilibre d'amplitude sur ces deux voies et par ailleurs un défaut de quadrature, autrement dit un déphasage légèrement différent de 90 du signal FI de référence de l'oscillateur local donne également un déséquilibre de phase sur les deux voies I et Q. Ces défauts peuvent être compensés par des boucles de régulation associées à des algorithmes de calcul très performants mais ils restent malgré tout un élément de limitation des perfor- mances des dispositifs de traitement du signal radar. Ils entraînent notamment une remontée des lobes secondaires à la sortie des filtres Doppler ce qui est indésirable. De la même façon cette remontée des lobes secondaires apparaît également dans les dispo- sitifs de compression d'impulsion numérique alors qu'on désire réduire au maximum les lobes secondaires. Une autre solution permettant de résoudre ce problème d'équi- librage consiste à utiliser des dispositifs automatiques d'équilibrage du gain et de la quadrature des signaux vidéo I et Q. On peut trouver une description de cette solution dans les articles suivants: "Confé- rence Radar 82" IEE Conférence publication number 216 p.46. "Sacrifices in radar clutter suppression due No compromises in implementation of digital Doppler filter". I.W. TAYLOR; ou IEE Trans. AES 17 p. 131 "the correction of I and Q errors in a coherent- processor". Les dispositifs mis en oeuvre ne sont toutefois pas toujours simples et compliquent parfois la réalisation des dispositifs de traitement du signal. La présente invention a pour objet un procédé de démodulation amplitude phase d'un signal de réception radar consistant à échantil- lonner directement le signal de réception à fréquence intermédiaire fi à une fréquence fe inférieure à cette fréquence intermédiaire. En effet, une caractéristique du procédé consiste à échantil- lonner le signal fi à une fréquence fe égale à aB, B correspondant à la bande passante de réception et a étant un nombre positif supérieur ou égal à 2. Une autre caractéristique de l'invention consiste ensuite à effectuer un sous-échantillonnage à une fréquence f'e telle que f'e soit sensiblement égale à B, avant ou après avoir ramené le signal en bande de base par une démodulation. La présente invention a également pour objet un récepteur radar permettant de mettre en oeuvre le procédé, qui selon un premier mode de réalisation comporte un amplificateur à fréquence intermédiaire suivi d'un convertisseur analogique-numérique, ce con- vertisseur étant suivi d'un circuit de traitement numérique. La présente invention a également pour objet un récepteur radar permettant de mettre en oeuvre le procédé, qui selon un deuxième mode de réalisation comporte un amplificateur à fré- quence intermédiaire, un démodulateur qui ramène le signal à fréquence intermédiaire à une fréquence f'i, telle que f'. = fOL-f)el i fOL étant la fréquence de l'oscillateur local et f'e étant la fré- quence de sous-échantillonnage, ce démodulateur étant suivi d'un convertisseur analogique-numérique. D'autres particularités et avantages de la présente invention apparaîtront clairement à la lecture de la description suivante présentée à titre d'exemple non limitatif et faite en regard des figures du dessin annexé sur lequel: - la figure I représente le schéma général d'un premier mode de réalisation du dispositif selon l'invention; - la figure 2 représente le schéma général d'un deuxième mode de réalisation du dispositif selon l'invention; - la figure 3 représente le schéma de principe d'une premiere variante de réalisation du circuit de traitement numérique; - la figure 4 représente le schéma de principe d'une deuxième variante de réalisation du circuit de traitement numérique; - la figure 5 représente le schéma de principe d'une troisième variante de réalisation de ce même circuit; - la figure 5A représente un cas particulier relatif à la figure 5; - les figures 6 et 7 représentent les spectres du signal après échantillonnage suivant respectivement la première et la deuxième variante de réalisation; - la figure 8 représente une réalisation particulière du circuit de traitement numérique; - la figure 9 représente une suite d'échantillons à la fréquence fe et e à la fréquence f'e. Le procédé selon l'invention consiste à échantillonner le signal reçu et transposé en fréquence intermédiaire. La fréquence d'échan- tillonnage f est choisie égale à a fois la largeur de la bande e passante de réception B, a étant un nombre supérieur ou égal à 2. Le procédé consiste ensuite à effectuer un traitement numérique pour délivrer des signaux numériques représentant l'amplitude et la phase du signal de réception. Les éléments ayant la même fonction en vue du même résultat sont désignés par les mêmes références. Le schéma général du dispositif permettant de mettre en oeuvre, le procédé selon l'invention est représenté sur la figure 1. Il s'agit d'un premier mode de réalisation dans lequel le dispositif comporte un amplificateur à fréquence intermédiaire 1, un conver- tisseur analogique-numérique 2, et un circuit de traitement numé- rique 3. L'amplificateur I reçoit le signal radar Sr transposé en fréquence intermédiaire et l'amplifie. Le signal amplifié Sa est échantillonné par le convertisseur 2 à une fréquence fe égale à aB, le signal échantillonné étant ensuite traité par le circuit 3. Ce traitement consiste notamment à effectuer un sous-échantillonnage à une fréquence f' telle que f' est sensiblement égale à B. e e La figure 2 représente un deuxième mode de réalisation dans lequel le signal amplifié à fréquence intermédiaire est démodulé par un démodulateur 4 par un signal à fréquence intermédiaire f'. telle que f' est égale à fOL fe/4' fOL étant la fréquence de l'oscillateur local du récepteur. Le signal issu du démodulateur 4 est échantil- lonné à la fréquence fe fe = cB. Le signal échantillonné est traité par le circuit de traitement 3. Sur les figures 3, 4, 5 on a représenté le schéma de principe du circuit de traitement selon trois variantes de réalisation. Selon la première variante le circuit 3 comporte en premier lieu un démodulateur 5 qui permet de ramener le signal utile en bande de base c'est-à-dire à décaler le spectre du signal d'au moins plus ou moins fe/4 (+ fe/4). Ce circuit est suivi d'un filtre passe-bas 6 qui permet d'éliminer le spectre image conjugué. Le signal en bande de base est ensuite sous-échantillonné à la fréquence f'e qui e est sensiblement égale à B. Dans la deuxième et troisième variante représentées respecti- vement sur les figures 4 et 5 l'ordre dans lequel s'effectuent les opérations de démodulation et de filtrage est changé. Les solutions proposées dans ces deux variantes sont équivalentes à la premiere. En effet, sur la figure 4, un filtre passe-bande 8 filtre le signal de sortie du convertisseur 2. Le signal filtré est ensuite démodulé par le démodulateur 9 puis sous-échantillonné à la fréquence f' par le e circuit 10. Sur la figure 5, on a également un filtre passe-bande 11 à la suite du codeur 2, un sous-échantillonneur 12 qui sous-échantillonne à la fréquence f' le signal sortant du filtre Il. Le démodulateur 13 e démodule le signal de sortie du sous-échantillonneur. Le principe de l'invention consiste donc à échantillonner le signal sur porteuse. Pour cela il est nécessaire que la bande passante de la fréquence intermédiaire soit adaptée à la bande utile du signal pour ne pas détériorer le rapport signal à bruit. La fréquence d'échantillonnage choisie doit répondre au cri- tère de Shanonn Niquist et son rapport avec la fréquence inter- médiaire du signal doit permettre une séparation acceptable des deux bandes du signal (spectre réel et image). En choisissant une fréquence d'échantillonnage fe telle que f =aB e avec a >, 2 et une fréquence intermédiaire fi telle que: f = (k + 1) f 4 e k étant un entier, on répond aux deux conditions imposées. On constate par ailleurs que la deuxième condition assure non seulement la séparation des deux bandes mais également la symétrisation des écarts entre bande. Cet écart vaut donc: f -2B e Le choix entre + ou - correspond aux deux positions possibles des bandes vis-à-vis de l'origine. Le signal sur porteuse Sa (à la fréquence intermédiaire) s'exprime par une fonction du temps t soit y(t) cette fonction y(t) a pour transformée de Fourier Y(f) telle que: Y(f) = {X (f _ fi) + X (-fi f)} o X(f) représente le spectre et XN(f) représente le spectre image. Soit ST(t) la fonction d'échantillonnage: +oX (t) = ú 6 (t - n-r) T = 1/fe n= -/f Le signal échantillonné est donc égal à z(t), tel que: z(t) = y(t). T(t) soit: + -Co z(t) = E yn 6 (t- n-) n= -oo avec yn = y(nT) Le spectre du signal échantillonné z(t) s'exprime par sa trans- formée de Fourier qui est: + o Z(f) = fe E y(f - nfe) n= -o Dans le cas o on a choisi fi = (k - 1/4) fe on obtient le spectre représenté sur la figure 6 soit +Xe Z(f) = f E X(f - fe/4 - nfe) + XI (- f - fe/4 - nfe) n= - Le filtre passe-bas sera passant entre 0 et B/2 et atténué entre fe/2 - B/2 à fe/2 + B/2. Dans le cas o on a choisi fi = (k + l/4) fe on obtient le spectre représenté sur la figure 7 soit: +Co Z(f) = E {X'(-f + fe/4-nfe)+ X(+ f+fe/4 +nfe} f e Le filtre passe-bande sera passant entre fe/4 - B/2 à fe/4 + B/2 et atténué entre 3fe/4 - B/2 à 3fe/4 + B/2. Les deux solutions sont bien sûr équilaventes. Le traitement après échantillonnage consiste donc à restituer X(f) explicitement. Ce traitement consiste donc comme cela a été décrit précé- demment à ramener le signal utile en bande de base c'est-à-dire à décaler le spectre de+ fe/4 selon que fi = (k + 1) e' à éliminer par filtre passe-bas (ou passe-bande) le spectre image et à sous- échantillonner pour s'approcher d'une fréquence d'échantillonnage répondant au critère de Shanonn (f'e = B). Dans le cas o on réalise la démodulation avant le sous- échantillonnage comme représenté sur les figures 3 et 4, on réalise l'opération suivante sur chaque échantillon xn: f e + j2w n'r-I/ x' = x e-+ 24 n-T T = /f n n i/e soit: x' = Xne jn 2 xn xne 2 Cette démodulation consiste en fait à multiplier les échan- tillons modulo p, p 0, 1, 2, 3 par les états représentatifs de e - jn2, c'est-à-dire 1, -j, - 1, -j. Soient x0, xl, x2, x3 quatre premiers échantillons successifs, on multipliera respectivement ces échan- I tillons par 1, + j, - 1, - j si fi = (k + 1) fe ou par (1, - j, - 1, + j) si fi =(k -) f1 La réalisation pratique de cette opération est triviale pour l'homme de l'art car il s'agit d'effectuer des changements de signes et des croisements entre parties réelles et imaginaires. Bien entendu, lorsque le filtrage a lieu après la démodulation Xn est réel (figure 3) et lorsque le filtrage a lieu avant la démodulation xn est complexe (figure 4). Dans le cas o on réalise la démodulation après le sous- échantillonnage comme représenté sur la figure 5, on effectue l'opération suivante: f À e + j27m e v x' =x e -- 4- n n Dans le cas particulier o on choisi a = 4 la démodulation disparaît, le circuit 3 effectue le filtrage passe-bande et le sous- échantillonnage comme cela est représenté sur la figure 5A. Dans les autres cas on effectue l'opération: e + ia2 + 2 ifl x' =xe e n n Sur la figure 8, on a représenté une réalisation particulière du dispositif de traitement numérique 3 qui correspond au au cas ou a = 4 c'est-à-dire figure 5A. Dans ce cas la démodulation disparaît. De plus on diminue d'un facteur 4 la puissance de calcul à mettre en oeuvre car on ne calcule que les échantillons correspondant au sous- échantillonnage. Le circuit 3 comprend un circuit de traitement 20 qui permet de restituer la partie réelle du signal c'est-à- dire l'amplitude I. Il comprend également un circuit de traitement 40 qui permet de restituer la partie imaginaire du signal c'est-à-dire la phase Q. Chacun de ces deux circuits réalise le filtrage et le sous-échantil- lonnage. La démodulation disparaît comme cela a été dit précé- demment du fait du choix particulier de a. La suite d'échantillons Xn, n = 0, 1... N, est reçue à l'entrée de chacun des circuits 20 et 40. Ces deux circuits réalisent un filtrage numérique et le sous-échantillonnage. Soit Yn le signal à la sortie de ces circuits, l'opération de filtrage et de sous-échantillonnage sur les échantillons xn est obtenu en effectuant les opérations suivantes: n-l Yn =Z hu * X4n-u (1) u=O o h représente les coefficients complexes du filtre numérique u réalisé. On a représenté sur la figure 9, une première ligne corres- pondant à une suite d'échantillons xn, n = 0, I... N, et sur une deuxième ligne correspondant à la suite d'échantillons à la fréquence f'e. On remarque qu'à un échantillon Yn correspond l'échantillon x4n. L'opération de filtrage et d'échantillonnage représentée par l'équa- tion (1) peut se simplifier en constatant que si on considère u échantillons passés et u échantillons futurs, le coefficient complexe h à appliquer pour un échantillon donné parmi les u échantillons -n passés est égal au conjugué de h c'est-à-dire hX, à appliquer à n l'échantillon futur correspondant dans le temps. L'opération consiste donc en fait à réaliser la fonction suivante: u = + N/2 Yn = Z X4n-u hu u = - N/2 soit: 0 + N/2 Z N1 h + Z x n u =E 2 x4n-u *hu + = X4n+u u Avec: h u =hu Pour simplifier la compréhension on prend un exemple dans lequelu =0, 1,2,3;hu =au +jb eth =h d'o h =a jbu u u -u u -u u j Yn x4n-3 (au - j bu) + X4n+3 (au + j bu) soit: N/2 Yn Z (X4n-u + X4n+u) (au) + (x4n+u - X4n-u) (bu) 1 5 u = 0 nuX+) soit pour l'exemple précédent: a3 b3 () (X) Yn = (x4n-u +4Xn+u) ai + J (X4n+u X4n-u) bl aO bO Le circuit 21 permet de réaliser la fonction (x4nu + X4n+u) c'est-à-dire la sommation des échantillons considérés comme passés et des échantillons considérés comme futurs. Le circuit 41 permet de réaliser la fonction (x4n+u - x4nu) c'est-à-dire la différence de ces mêmes échantillons. Le circuit 22 permet de mémoriser les 2u éléments réels, c'est-à-dire qu'il va effectuer l'opération: + N/2 Z (x4n-u + X4n+u) (au) Le circuit 42 permet de mémoriser les 2u éléments imagi- naires, c'est-à-dire qu'il va effectuer l'opération +N/2 Z (x4n+u - X4nu) (bu) La sortie du circuit 22 délivre un signal numérique corres- pondant à l'amplitude du signal reçu et la sortie du circuit 42 délivre un signal numérique en quadrature correspondant à la phase du signal reçu. Le circuit 21 comprend avantageusement une pile FIFO 23 (premier entré, premier sorti) qui reçoit successivement les échan- tillons Xn, ces échantillons sont mémorisés dans une mémoire vive (RAM) 24 qui va constituer la mémoire contenant les échantillons futurs (+ u échantillons à un instant donné). Un circuit séquentiel 25 par exemple du type à réseau de logique programmable PAL permet d'adresser la mémoire. Ces échantillons sont mis dans un registre 26 qui les stocke pour les transmettre à une pile 27 du type premier entré-premier sorti (FIFO) d'une part et à un additionneur 28 d'autre part. La pile 27 introduit successivement les échantillons qui étaient dans la mémoire 24 pour les rentrer dans la mémoire 29. La mémoire 29 permet de mémoriser les échantillons "futurs" qui deviennent "passés". Un circuit séquentiel 30 permet d'adresser cette mémoire 29. Les données lues dans la mémoire 29 sont stockées dans un registre 31 qui les restitue à une entrée de l'additionneur 28 en même temps que le registre 26 restitue les données stockées à l'autre entrée de l'additionneur. L'additionneur 28 reçoit donc successivement à chaque entrée les échantillons futurs et passés (X4nu et X4n+u) pour les additionner et délivrer à la sortie successivement les échantillons résultant de la somme. Le circuit 22 comprend un circuit multiplieur accumulateur 31 (MAC). Ce circuit 31 comprend un multiplieur 32 qui reçoit le signal de sortie de l'additionneur 28 et les données stockées dans une mémoire morte programmable (PROM) 33 dans laquelle sont enre- gistrés les coefficients réels au du filtre. Cette mémoire 33 est commandée par un séquenceur PAL 34. La sortie du multiplieur 32 est appliquée à un additionneur 35. Cet additionneur est associé à un accumulateur 36 pour effectuer la somme de 2u éléments et délivrer un échantillon qui est stocké dans un registre 37. Le circuit 41 est constitué par les circuits référencés 43 à 50. Les circuits 43 à 47, 49 et 50 sont identiques aux circuits 23 à 27, 29 et 30 c'est-à-dire qu'ils assurent la même fonction en vue d'un même résultat. Seul le circuit 48 différe puisqu'il s'agit d'un soustracteur qui permet d'effectuer la différence entre les échantillons "futur" et les échantillons "passes". Le circuit 42 est constitué par les circuits référencés 51 à 57. Les circuits 51 à 57 sont identiques aux circuits 31 à 37, ils assurent la même fonction en vue du même résultat. Cependant la mémoire morte programmable 53 contient non pas les coefficients réels du filtre mais les coefficients complexes bu du filtre. Le registre 57 délivre des échantillons en quadrature avec les échantillons de sortie du registre 37. La présente invention permet d'effectuer une démodulation amplitude-phase d'un signal sur porteuse fi en utilisant une fré- quence d'échantillonnage fe qui peut être très inférieure à la fréquence porteuse puisque cette fréquence fe est égale à oB, a = 4 dans une réalisation préférentielle et B étant généralement très petit par rapport à fi (le rapport peut aller de I à 50 par exemple). REVENDICATIONS 1. Procédé de démodulation amplitude phase d'un signal de réception radar après transposition de ce signal en fréquence intermédiaire fi, caractérisé en ce qu'il consiste à échantillonner ce signal à fréquence intermédiaire fi à une fréquence d'échantil- lonnage fe telle que fe = aB ou B est la largeur de la bande passante de réception et a est un nombre supérieur ou égal à 2. 2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que le signal échantillonné à la fréquence fe est démodulé pour ramener le signal utile en bande de base, puis filtré pour éliminer le spectre 0 image conjugué et sous-échantillonné à une fréquence f'e telle que e f' sensiblement égale à B. e 3. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que le signal échantillonné à la fréquence f est filtré, puis démodulé, puis souséchantillonné à une fréquence f'e sensiblement égale à B. 4. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que le signal échantillonné à la fréquence fe est filtré puis sous- échantillonné, à une fréquence f'e sensiblement égale à B puis démodulé. 5. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que le signal en fréquence intermédiaire est issu d'une première transposition du signal hyperfréquence puis d'une démodulation ce signal à une fréquence fi telle que fi = fOL - fe/4 ou fOL est la fréquence de l'oscillateur local du récepteur. 6. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que a fréquence d'échantillonnage fe et la fréquence intermédiaire sont dans un rapport tel que fi = (k +1) fe k étant un nombre entier. 7. Procédé selon la revendication 2 ou 3, caractérisé en ce que la démodulation consiste à multiplier les échantillons modulo p, par respectivement p états représentatifs correspondants à (1, + j, - 1, - j) si on a pris fi (k + -f ou (1, - j, -1, +j) si on a pris 1 e fi = (k -)f 8. Procédé selon la revendication 4, caractérisé en ce que la démodulation consiste à effectuer l'opération suivante sur chaque f échantillon Xn, x'n = xne+ j2' n-4 T, ou T est égal à l/fe. 9. Procédé selon la revendication 8, caractérisé en ce que l'on prend o = 4, ce qui permet de supprimer l'opération de démodulation. 10. Dispositif de démodulation amplitude phase, caractérisé en ce qu'il comprend un amplificateur fi (1), un convertisseur analogique-numérique (2) et un circuit de traitement numérique (3). 11. Dispositif selon la revendication 10, caractérisé en ce que le circuit de traitement numérique (3), comprend un filtre (6, 8, 11), et un sous-échantillonneur (7, 10, 12). 12. Dispositif selon la revendication 10 ou 11, caractérisé en ce que le circuit de traitement numérique (3) comprend également un démodulateur (5, 9, 13). 13. Dispositif selon la revendication 12, caractérisé en ce que, lorsque la démodulation est effectuée avant le filtrage, le filtre est un filtre passe-bas (5), et lorsqu'elle a lieu après le filtrage, le filtre est un filtre passe-bande (8, 11). 14. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 10 à 13, caractérisé en ce que le démodulateur (13) est placé après le sous-échantillonneur (12). 15. Dispositif selon la revendication 11, dans lequel la fré- quence d'échantillonnage f est égale à 4B et fi = (k + -) fe' carac- e P fe cr- térisé en ce que le circuit de traitement numérique (31) est constitué par un premier circuit numérique (21) qui reçoit les échantillons xn, effectue l'addition des termes présentant le même coefficient de filtrage, un deuxième circuit numérique (22) qui effectue le filtrage numérique de ces échantillons et délivre un signal numérique I, à la cadence sous-échantillonnée 1/fe', corres- pondant à l'amplitude du signal de réception, un troisième circuit numérique (41) qui reçoit les échantillons xn effectue la soustraction des termes présentant le même coefficient de filtrageun quatrième circuit numérique (42) qui effectue le filtrage numérique de ces échantillons et délivre un signal numérique Q en quadrature avec le premier et à la même cadence 1/fe' e 16. Dispositif selon la revendication 14, caractérisé en ce que les premiers et troisième circuits (21) et (4 1) comprennent respecti- vement une première mémoire programmable (24) (44) contenant les échantillons "futurs", une deuxième mémoire programmable (29) (49) contenant les échantillons "passés", une pile FIFO (27) (47) pour introduire les échantillons de la première mémoire dans la deuxième mémoire des circuits séquenceurs (25, 30) (45, 50) permettant de séquencer les lectures-écritures des mémoires; des registres de sortie (26, 31) (46, 51) des mémoires; un additionneur (28) pour le premier circuit (21) et un soustracteur pour le troisième circuit (48). 17. Dispositif selon la revendication 15 ou 16, caractérisé en ce que le deuxième et quatrième circuit (22) (42) comprennent respectivement un circuit multiplieur-accumulateur (31) (51); une mémoire programmable (33), un séquenceur (34) permettant de séquencer les lectures de la mémoire.