Brevet FR2720567A1 — publié le 19951201

CONVERTISSEUR CONTINU CONTINU A RENDEMENT ELEVE La présente invention a pour objet un convertisseur continu- continu du type comprenant un transformateur avec deux enroulements primaires montés en opposition de part et d'autre d'un point milieu et au moins un enroulement secondaire relié à une charge présentant une capacité donnée, une source de tension de référence couplée au point milieu du transformateur à travers une self de façon à alimenter le transformateur par une source de courant, deux éléments de commutation montés chacun dans le retour de la tension de référence et en série avec un enroulement primaire respectif et un moyen de commande pour relier alternativement et périodiquement le retour de la tension de référence à l'un ou l'autre des enroulements primaires. Un tel convertisseur est connu d'une part de la demande de brevet français déposée par la Demanderesse le 20 février 1990 et publiée le 23 août 1991 sous le n FR 2 658 674. Dans celui-ci, il est prévu des moyens d'ajustement automatiques du temps mort pendant lequel les deux commutateurs sont tous deux à l'état ouvert. Ceci nécessite une opération de comparaison de tension de chacun des enroulements primaires à un potentiel de référence et la mise en oeuvre de moyens inhibiteurs pour empêcher, après l'ouverture de l'un des commutateurs, la fermeture de l'autre commutateur tant que la tension de l'enroulement primaire correspondant à ce dernier n'est pas devenue inférieure au potentiel de référence. En outre, les tensions aux bornes 11 et 11' de l'enroulement primaire présentent la forme de signaux trapézoïdaux qui n'est pas optimale pour le bilan énergétique global du convertisseur. Un tel convertisseur est d'autre part connu de la demande de brevet français déposée par la Demanderesse le 24 février 1988 et publiée le 25 août 1989 sous le n FR 2 627 644. Dans celui-ci, un condensateur C forme une maille résonnante avec une inductance série L lorsque les moyens d'interruption sont en position fermée. Le courant qui traverse l'interrupteur fermé a la forme d'une demi- sinusoïde. La tension aux bornes du condensateur décroît sinusoïdalement. Lorsque le courant précité retourne à zéro, une diode de passage passe à l'état bloqué et maintient le courant a une valeur nulle. L'interrupteur peut alors être ouvert sans perte de commutation Lorsque l'interrupteur est ouvert, la source de tension recharge le condensateur parallele d'entrée précité, la valeur élevée de l'inductance d'entrée précitée imitant le courant d'appel chargeant le condensateur de façon à assurer une charge à courant constant. Ceci permet d'assurer l'absence de perte de commutation tant à l'instant de coupure qu'à l'instant de fermeture. Cependant, étant donné que le courant est de forme pratiquement sinusoïdale, ceci a une influence directe sur le facteur de forme du courant et sur les pertes de conduction. En particulier, si l'on met en oeuvre des transistors à effet de champ MOS en tant qu'élément de commutation, ceux-ci, à l'état passant, sont équivalents à une résistance, laquelle est sensible à la valeur moyenne du courant. Le rendement d'un tel circuit n'est pas optimal en raison des pertes de commande ("driving losses"). La présente invention a pour objet un convertisseur continu-continu qui ne présente pas les inconvénients précités, et qui en particulier permet d'obtenir un rendement élevé en réduisant notablement les pertes de commande d'un convertisseur du type décrit dans la demande de brevet n FR 2 627 644 ou d'un type similaire. En général, tout convertisseur résonant a forme de courant pseudosinusoïdale. L'idée de base est de mettre en oeuvre un circuit de commande présentant un minimum de composants, étant essentiellement de caractère magnétique et présentant une isolation galvanique intrinsèque, et de générer sur la charge un signal sinusoïdal. Le convertisseur selon l'invention est ainsi caractérisé en ce que le moyen de commande est un oscillateur générant des signaux carrés et ayant deux sorties complémentaires qui sont connectées directement à une borne de commande d'un élément de commutation respectif, et en ce que l'oscillateur présente une fréquence sensiblement égale à la fréquence de résonance du circuit constitué par l'inductance du secondaire du transformateur et ladite capacité donnée de la charge. On notera qu'il est connu de l'article "A NOVEL LOSSLESS RESONANT MOSFET DRIVER" de SM. WEIrNBERG (IEEE 1992 - P 1003 - 1010) un convertisseur mettant en oeuvre non pas un mais deux circuits résonants séparés pour charger et décharger les grilles d'un transistor MOS du secondaire, le transistor MOS n'étant pas par ailleurs commandé par un signal sinusoïdal. Ce circuit comporte également des diodes générant des pertes supplémentaires n'apparaissant pas dans la présente ir,ention Selon l'inmention, les éléments de commutation peuvent être des transistors à effet de champ MOS. la capacité équivalente drain- source desdits transistors à effet de champ constituant une capacité de stockage de l'énergie dans la self d'entrée L1 pendant les instants de commutation. Les éléments de commutation peuvent être des transistors bipolaires ayant un condensateur connecté entre leur collecteur et leur émetteur, et constituant une capacité de stockage de l'énergie dans la self d'entrée LI pendant les instants de commutation. La capacité de stockage des éléments de commutation permet de maintenir une circulation de courant même lorsqu'ils sont en position d'ouverture, ce qui est favorable puisque le point milieu du transformateur est alimenté en courant par l'élément selfique. Avantageusement, la charge est capacitive et est par exemple la capacité grille-source d'un transistor MNIOSFET de puissance. Ladite charge peut comporter un condensateur de résonance en parallèle avec l'enroulement secondaire et, pour certaines applications de l'invention, un condensateur de sortie connecté aux bornes du condensateur de résonance à travers une diode en direct. L'invention concerne également un module convertisseur continu-continu comprenant un transformateur avec un enroulement primaire présentant une première et une deuxième bornes, et au moins un enroulement secondaire relié à une charge présentant une capacité donnée, une source de tension de référence dont une première borne est couplée à la première borne de l'enroulement primaire à travers une inductance L1 pour alimenter le transformateur par une source de courant, un élément de commutation monté en série entre une deuxième borne de la source de tension de référence et la deuxième borne de l'enroulement primaire et un moyen de commande pour relier périodiquement la deuxième borne de la source de tension de référence à la deuxième borne de l'enroulement primaire, caractérisé en ce que le moyen de commande est un oscillateur ayant une sortie générant des signaux carrés, ladite sortie étant connectée directement à une borne de commande de l'élément de commutation et en ce que l'oscillateur présente une fréquence sensiblement égale à la fréquence de résonance du circuit constitué par l'inductance de l'enroulement secondaire et ladite capacité donnée de la charge D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront mieux à la lecture de la description qui va suivre, donnée à titre d'exemple non limitatif, en liaison avec les dessins qui représentent - la figure 1, un convertisseur continu-continu selon la demande de brevet français n FR 2 658 674 précitee, - les figures 2a et 2b, respectivement un schéma et un chronogramme correspondant au convertisseur continu-continu selon la demande de brevet français n FR 2 627 644 précitée, - la figure 3, un mode de réalisation de l'invention, - la figure 4, une modélisation du circuit de la figure 3 pour un fonctionnement selon une demi-période, les figures 5a à 5f, des chronogrammes de l'invention correspondant respectivement à la tension Vct, au courant Il, au courant Ip, à la tension Vd, au courant Is et à la tension Vs tel qu'indiqué à la figure 4, - la figure 6, un convertisseur selon la demande de brevet français n FR 2 627 644 pour lequel l'invention est particulièrement bien adaptée à la commande des transistors, et - la figure 7, une variante de charge secondaire du transformateur du convertisseur de la figure 3 selon l'invention. Sur la figure 1, un convertisseur, selon la demande de brevet français n FR 2 658 674 comporte un transformateur avec, au primaire, deux enroulements 11, 11' montés en opposition de part et d'autre d'un point milieu 12, et au secondaire, un ou plusieurs enroulements permettant de recueillir la tension alternative produite. Dans l'exemple de la figure, le transformateur comporte deux enroulements secondaires 1 3, 15, débitant sur des moyens de redressement et de filtrage respectifs 14, 16 de manière à produire une tension de sortie respective VOUTI et VOUT2 Les enroulements primaires 11, I l' coopèrent chacun avec un organe de commutation respectif 20, 20' qui peut être, comme illustré sur la figure, un 3o transistor a effet de champ MOS En traits interrompus ont été représentées, en 17, une inductance de magnétisation du transformateur, et en 18 les capacités parasites entre spires de ce même transformateur, et en 21, 21' la capacité parasite entre drain et source des commutateurs 20, 20' que présentent ceux-ci lorsqu'ils sont à l'état ouvert. Le point milieu 12 est relié à une source de tension continue VIN d'alimentation du convertisseur, l'autre borne (borne distale) de chacun des enroulements primaires 11, 1 l', étant reliée sélectivement à la masse par l'intermédiaire du commutateur respectif 20, 20'. Les deux commutateurs 20, 20' sont pilotés par application sur leur grille de signaux de commande respectifs Vg, Vg' de manière à les faire fonctionner en push pull, c'est-à-dire que, pour pouvoir fermer l'un des commutateurs, l'autre doit être nécessairement ouvert. Pour réaliser ce fonctionnement en push-pull, il est prévu, de façon symétrique, pour chaque moitié du montage push-pull, une diode respective 30, 30' dont la cathode est reliée à la borne distale de l'enroulement 11, 1 l' correspondant, l'anode est reliée à un potentiel de référence Vref par l'intermédiaire d'un ensemble série de la résistance 31. 32, et 31', 32'. Le point commun de ces deux résistances est relié à l'une des entrées d'une porte NON OU respectivement 40, 40' sur laquelle est appliquée un signal A, A', l'autre entrée recevant un signal parmi deux signaux complémentaires Q, Q' produits par un diviseur de fréquence 50 recevant le signal d'horloge externe CK. Ce montage permet d'obtenir aux bornes 11 et 1 l' du primaire, la tension Vp de forme trapézoïdale pour la commande du transformateur. Ainsi qu'il a été dit ci-dessus, ce circuit ne permet pas un rendement optimal en raison de la consommation de puissance de ce circuit de commande. Si on se reporte maintenant à la figure 2a, laquelle correspond au convertisseur selon la demande de brevet français n FR 2 627 644 précitée, celui-ci comprend un transformateur d'isolation 30 dont le bobinage primaire et le bobinage secondaire présentent chacun un point milieu 31, 32 respectivement Une inductance d'entrée Lin débite dans le primaire au niveau du point milieu 31. A la sortie de l'inductance d'entrée Lin est connecté un condensateur parallele d'entrée Cin Ce condensateur Cin forme une maille résonnante avec 6 2720567 inductance série Lm lorsque les moyens d'interruption S sont en position fermée. Ces moyens d'interruption S sont interposés entre le condensateur d'entrée Cin et l'inductance série Lm et sont asservis à un circuit de commande d'interruption périodique. Lors de la fermeture d'un interrupteur, la capacité Cin se décharge dans la capacité Co du secondaire avec une forme d'onde sinusoïdale grâce au fait que la capacité Cin et l'inductance Lm forment un circuit résonant série. Dans le fonctionnement du type push-pull, les périodes 33, 34 (figure 2b) o les deux interrupteurs SI1, S2 sont en position ouverte, permettent le rechargement de la capacité parallèle d'entrée Cin par la source Vin, le transformateur 30 inversant sa polarité du fait de l'énergie accumulée dans l'inductance de magnétisation Lm. Cette inversion de tension est commandée par la résonance parallèle de l'inductance magnétique Lm et de la capacité de fuite Cs du transformateur 30. Ainsi qu'il a été dit ci-dessus, cette topologie présente un courant pseudo-sinusoïdal dans le commutateur (représenté à la figure 2b) ce qui a pour inconvénient de présenter des pertes de conduction importantes. Pour diminuer ces pertes de conduction, on peut mettre de gros transistors ou plusieurs en parallèle, mais alors le circuit de commande consomme une énergie non négligeable. On peut remédier à cela avec le circuit selon l'invention décrit ci-dessous utilisé pour la commande des transistors. Le circuit selon l'invention et représenté à la figure 3. On notera que ce circuit peut convenir pour une application en push-pull ou en demi- pont comporte un transformateur T1 dont le primaire Pl comporte deux enroulements LO10 et L20 montés en opposition de part et d'autre d'un point milieu CT, les extrémités 1 et 2 de ces deux enroulements en opposition étant connectées à des commutateurs respectivement S1 et S2 commandés sur leurs bornes B1 et B2 par un oscillateur OSC délivrant des signaux carrés et complémentaires Q et O. L'autre borne des commutateurs SI1 et S2 est reliée au pôle de mode commun (masse). Le point milieu CT est alimenté par une source de tension d'alimentation Vin, par exemple de 12 V à travers une self LI. Le secondaire du transformateur présente dans l'exemple représenté, deux enroulements SEI et SE2 commandant deux transistors à effet de champ SW1 et SW2, ces transistors étant des transistors MOS de puissance, par exemple IRF 150, qui comportent une capacité grille-source Cgs formant une charge capacitive. Les commutateurs SI1 et S2 peuvent être constitués par des petits transistors MOSFET, par exemple IRFI 10, dont les portes G constituent les bornes B1 et B2. Dans ce cas, les transistors présentent une capacité drain-source Cds constituant une capacité d'entrée des commutateurs. Dans le cas o les commutateurs ne sont pas des transistors à effet de champ présentant de telles capacités intrinsèques, on dispose en parallèle, avec les commutateurs, des condensateurs C1 et C2 de faible valeur (100 pF). Les oscillateurs commandent les commutateurs SI1 et S2 avec un rapport cyclique de 50% (signaux carrés). On peut utiliser à cet effet un multivibrateur CMOS 4047 en aval duquel est disposé un circuit interface du type CMOS 4049 ou 4050. La fréquence de commutation de l'oscillateur est celle qui est choisie pour le convertisseur dont les transistors SW1 et SW2 constituent les commutateurs. Les transistors SW1 et SW2 sont vus comme des condensateurs Cgs par le circuit de commande. Pour les transistors SW1 et SW2, la capacité grille-source Cgs est la capacité dominante. La capacité grille-drain Cgd, qui est également appelée capacité Miller, vient en parallèle avec celle-ci et présente une valeur beaucoup plus faible qui en général est de l'ordre de 10% de Cgs. Toutes ces capacités sont non linéaires par nature mais ceci n'a pas grande importance lorsqu'on les utilise dans un circuit résonant étant donné notamment que Cgs varie lentement avec la tension. Nous devons considérer que pour un transistor donné, les valeurs de ces capacités sont connues et bien fixées Le circuit de commande est un circuit résonant dans lequel la résonance est obtenue entre l'inductance magnétisante des enroulements du secondaire du transformateur TIl et les capacités des transistors de puissance SWI et SW2 vus en parallèle. Chaque capacité de chaque transistor à effet de champ MNIOS, SWI et SW2, est chargée et déchargée alternativement de manière résonante. Il en résulte une tension sinusoïdale sur la grille des transistors SWI et SW2. Ce circuit ne présente pas de perte étant donné que tout le courant circule toujours dans le secondaire du transformateur et que seul un faible courant est apporté par la self LI pour compenser les pertes d'amortissement de l'oscillateur constitué par la self Lm2 du transformateur et les Cgs des transistors SWI et SW2. L'amortissement est dû, entre autres, à la résistance série de l'enroulement d'inductance Lm2. Il n'y a pratiquement aucun courant qui circule dans les commutateurs S1 et S2 et de plus, ils sont commutés sous 0 V. Ils ne présentent donc pas de pertes de commutation. Les transistors de commutation SWI et SW2 sont vus comme deux capacités en parallèle. Etant donne qu'il n'y a pas de diode d'isolation, la tension sur ces capacités est toujours présente aux bornes du secondaire du transformateur Cette tension est vue par le primaire et est imposée a celui-ci Ceci est rendu possible par le fait que le transformateur n'est pas alimenté en tension mais en courant en raison de la présence de la self LI qui doit avoir à cet effet une valeur suffisamment élevée (par exemple L1 = 10 mH). L1 doit être de valeur suffisamment élevée pour transformer la source de tension en source de courant. Il en résulte que la tension, et par conséquent le courant magnétisant dans le transformateur est commandé par le secondaire et au même moment l'énergie magnétisant le transformateur peut seulement circuler dans la charge du secondaire étant donné que, sur le primaire, l'inductance L1 isole la source de tension. Il en résulte que l'ensemble fonctionne comme un résonateur qui est excité en générant la synchronisation correcte du transformateur grâce aux éléments de commutation S1 et S2. Les courants qui circulent dans le secondaire pour charger et décharger les capacités d'entrée des commutateurs SWI et SW2 peuvent être de plusieurs ordres de grandeur plus élevés que ceux-ci qui sont fournis à travers LI et à travers les éléments de commutation SI et S2. L'instant de commutation est toujours l'instant o l'énergie est maximale dans l'inductance magnétisante et l'instant o un état stationnaire est obtenu, c'est-à- dire l'instant o la tension aux bornes de capacités est égale à 0 à condition que la fréquence du secondaire et la fréquence de commutation soient sensiblement égales. Dans ce cas, la tension primaire sur les commutateurs SI et S2 est égale à 0 au moment de la commutation, et une commutation sans perte d'énergie est obtenue. Le convertisseur est ainsi un convertisseur du type à accumulation qui accumule de l'énergie magnétisante dans le primaire et la restitue sur le secondaire au moment de la commutation de SI et S2. Il présente sur les convertisseurs standards l'avantage que la tension de sortie est commandée. En effet, la forme d'onde sur le point milieu CT est une sinusoïde redressée qui reflète la sinusoïde aux bés du secondaire et son amplitude maximale est telle que son amplitude moyenne est égale à la tension d'entrée Vin en statique. Pour ajuster la tension sur le secondaire, on joue sur le rapport de transformation du transformateur Par exemple, pour une tension d'alimentation de 12 V, un rapport de transformation de 6/4 apporte une O30 tension crête de 13 V sur la grille des transistors SWI, SW2 et qui est tout a fait adequate'pour les commander On notera enfin que, par rapport au convertisseur selon la demande de brevet français n FR 2 658 674 precitée. le point milieu CT est, selon l'invention, alimenté en courant et non en tension, (grâce à la self LI), et en outre la forme d'onde, en ce point milieu CT, est une sinusoïde redressée (tension Vct figure 5a) alors que dans l'antériorité précitée cette tension se présente sous la forme d'une onde trapézoïdale. Le convertisseur selon l'invention se distingue également de la demande de brevet français n FR 2 627 644 précitée, par le fait que la tension Vd aux bornes de S 1 et S2 se présente sous la forme d'une demi- sinusoïde redressée (figure 5b), soit une forme d'onde très différente de celle représentée à la figure 2b. Le convertisseur selon la demande n FR 2 627 644 fonctionne en effet en quasi-résonance. Le circuit selon l'art antérieur présente une consommation importante dans le circuit de commande, cette consommation étant due à l'énergie qu'il faut mobiliser pour faire commuter les portes des transistors MOS. La figure 4 représente une modélisation de la figure 3 pour une demi- alternance, c'est-à-dire pour un module présentant un seul commutateur. Cds désigne la capacité drain-source du transistor S ou bien un condensateur additionnel C disposé en parallèle avec celui-ci et d'une valeur de 100 picofarad par exemple dans le cas o ce commutateur est un transistor bipolaire. Ip désigne le courant à travers l'élément de commutation S, et Vd désigne la tension aux bornes de celui-ci. Vct désigne la tension au point milieu CT. Il désigne le courant à travers la self LI, Is désigne le courant dans le secondaire et Vgs, la tension aux bornes de la capacité grille-source Cgs du transistor du secondaire. Lml, Lm2 et LI désignent des selfs équivalentes du transformateur T, le circuit résonant étant constitué par l'inductance magnétisante Lm2 du secondaire du transformateur et la capacité de la charge, essentiellement la capacité Cgs des transistors MOSFET SWI et SW2. Les chronogrammes de signaux, respectivement VTct, Il, Ip, Vd, Is et Vs sont représentés aux figures 5a à 5f On remarquera qu'en pratique, on observe qu'une petite quantité de courant secondaire revient au primaire au moment de la commutation. Ceci arrive lorsqu'il y a un léger recouvrement sur la commande des éléments de commutation o30 Sl et S2 et qu'à ce moment le primaire de Tl est court-circuité. Dans ce cas, toute l'énergie-magnétisante tend à recirculer dans le primaire là ou l'impédance est la plus faible à cet instant donné (court-circuit) Le courant est alors négatif dans un transistor et positif dans l'autre Ce courant est en tout état de cause limite au courant de magnétisation maximum qui circulait dans le résonateur du secondaire. (Le résonateur est formé de Lm2 du secondaire et des capacités Cgs en parallèle). Le résonateur, dans le secondaire du transformateur T1, recueille le courant magnétisant additionnel qui est accumulé dans le primaire durant un demi- cycle qui suit la commutation d'un élément de commutation à l'autre. C'est à cela qu'est dû le petit échelon dans le courant sinusoïdal Is du secondaire que l'on observe à la figure 5e. Etant donné que le transformateur TIl est alimenté en courant par la self L1, le primaire doit toujours présenter une branche de circulation pour ce courant même au moment de la commutation entre S1 et S2. Dans le cas de transistors de type MOS, la capacité parasite Cds de ces transistors fournit ce chemin de courant. Dans le cas d'utilisation de transistors bipolaires, on ajoutera une capacité en parallèle d'une valeur de l'ordre de 100 pF (C1 et C2). La figure 6 montre un convertisseur, selon la demande de brevet n FR 2 627 644, qui permet d'obtenir, à partir d'une entrée a faible tension (entre 3 et 5 V), une sortie à haute tension (de 50 à 100 V) avec un courant d'entrée pouvant atteindre 20 A à faible tension et pour lequel un circuit de commande selon l'invention (Fig 3) permet d'obtenir des pertes de commande minimales des transistors IRF 054. La chute de tension dans le commutateur d'entrée est d'importance capitale pour le rendement du convertisseur. Pour obtenir une faible chute de tension, on utilise un ou plusieurs transistors MOS en parallèle pour chaque commutateur SW1 et SW2, à savoir dans le cas d'espèce trois transistors MOS de type IRF 054 qui présentent une résistance série de 9 mr2 chacun. La fréquence de commutation est élevée (250 kHz), ce qui permet d'avoir un petit transformateur avec seulement un enroulement au primaire. Ceci minimise les pertes résistives dans le cuivre de l'enroulement du primaire. On arrive ainsi à obtenir une résistance de primaire de 1 milliohm pour chacun des deux enroulements en opposition. Sur le secondaire, avec un rapport de transformation de 15, on utilise un pont complet tel que représenté présentant quatre transistors de type MOS qui fonctionnent comme un redresseur synchrone. Dans l'application représentée, chaque transistor MOS de type tRF 150 représente une capacité d'entrée de 12 nF. La fiture 7 montre une variante de l'invention mettant a profit le fait que la tension sur le secondaire est toujours contrôlée Le secondaire du transformateur Il T présente un enroulement Lms chargé par un condensateur Ct, Lms et Ct formant le circuit résonant du secondaire, et l'énergie est transférée à un condensateur de sortie C' à travers une diode en direct D. Une charge CH est connectée aux bornes du condensateur de sortie C'. Ce schéma est en particulier appliquable aux convertisseurs de type indirect ("fly-back"). t 12 2720567 REVENDICATIONS 1. Convertisseur continu-continu du type comprenant un transformateur (TIl) avec deux enroulements primaires (L10, L20) montés en opposition de part et d'autre d'un point milieu (Ct) et au moins un enroulement secondaire (SE1, SE2) relié à une charge (SW1, SW2) présentant une capacité donnée, une source de tension de référence (Vin) couplée au point milieu (Ct) du transformateur (T1) à travers une self (L1) de façon à alimenter le transformateur par une source de courant, deux éléments de commutation (SI, S2) montés chacun dans le retour de la tension de réference (Vin) et en série avec un enroulement primaire respectif(L10, L20) et un moyen de commande pour relier alternativement et périodiquement le retour de la tension de référence (Vin) à l'un ou l'autre des enroulements primaires (L10, L20), caractérisé en ce le moyen de commande est un oscillateur (OSC) générant des signaux carrés et ayant deux sorties complémentaires (Q, Q) qui sont connectées directement à une borne de commande (B], B2) d'un élément de commutation respectif (S1, S2) et en ce que l'oscillateur (OSC) présente une fréquence sensiblement égale à la fréquence de résonance du circuit constitué par l'inductance (Lm2) du secondaire du transformateur (TI) et ladite capacité donnée de la charge. 2. Convertisseur selon la revendication 1, caractérisé en ce que les éléments de commutation sont des transistors à effet de champ MOS et en ce que la capacité équivalente drain-source desdits transistors à effet de champ constitue une capacité de stockage de l'énergie dans la self d'entrée (L1) pendant les instants de commutation. 3. Convertisseur selon la revendication 1 caractérisé en ce que les éléments de commutation sont des transistors bipolaires ayant un condensateur connecté entre leur collecteur et leur émetteur qui constitue une capacité de stockage de l'énergie dans la self d'entrée (LI) pendant les instants de commutation. 4. Convertisseur selon une des revendications 1 à 3 caractérisé en ce que la charge est capacitive et est par exemple la capacité grille- source d'un transistor MOSFET de puissance (SWI, SW2). 5. Convertisseur selon une des revendications précitées, caractérisé en ce que ladite charge comporte un condensateur de résonance (Ct) en parallèle avec l'enroulement secondaire (Lm) et, pour certaines applications de l'invention, un condensateur de sortie (C') connecté aux bornes du condensateur de résonance (Ct) à travers une diode en direct (D). 6. Module convertisseur continu-continu comprenant un transformateur avec un enroulement primaire présentant une première et une deuxième bornes, et au moins un enroulement secondaire relié à une charge présentant une capacité donnée, une source de tension de référence dont une première borne est couplée à la première borne de l'enroulement primaire à travers une inductance (LI) pour alimenter le transformateur par une source de courant, un élément de commutation monté en série entre une deuxième borne de la source de tension de référence et la deuxième borne de l'enroulement primaire et un moyen de commande pour relier périodiquement la deuxième borne de la source de tension de référence à la deuxième borne de l'enroulement primaire, caractérisé en ce que le moyen de commande est un oscillateur (OSC) ayant une sortie (Q) générant des signaux carrés, ladite sortie (Q) étant connectée directement à une borne de commande (BI) de l'élément de commutation (SI), et en ce que l'oscillateur (OSC) présente une fréquence sensiblement égale à la fréquence de résonance du circuit constitué par l'inductance (Lm) de l'enroulement secondaire et ladite capacité donnée (Cgs) de la charge.