Brevet FR2712095A1 — publié le 19950512

I 2712095 La présente invention concerne un procédé de mesures altimétriques aériennes ou spatiales, notamment destiné à l'altimétrie des océans. L'invention concerne également un dispositif mettant en oeuvre un tel procédé. Il est bien admis, et cette constatation a été faite notamment pendant le "Consultative Meeting on Imaging Altimeter Requirements and Techniques", tenu en juin 1990 au "Mullard Space Science Laboratory", que la possibilité de réaliser des mesures altimétriques océanographiques sur une zone d'exploration déterminée avec une grande résolution spatiale serait une source de progrès importants dans un grand nombre de domaines des sciences de la terre. De nombreuses méthodes permettant de réaliser des mesures d'altimé- trie océanographiques sont connues. Les trois principaux paramètres associés à ces méthodes et définissant leurs performances respectives sont les suivants: la préci- sion verticale, la résolution spatiale et l'étendue de la zone d'exploration. La plupart des méthodes classiques sont basées sur l'utilisation d'un radar émettant des signaux radioélectriques de longueur d'onde convenable, par exemple un radar aéroporté. Ces radars peuvent être à leur tour de différents types: système monoimpulsion, système interférométrique, etc.. Les altimètres de ce type effectuent des mesures pratiquement limitées au nadir, ce qui restreint le champ des possibilités. Parmi les méthodes de l'art connu, certaines utilisent des signaux radio- électriques préexistants en combinant dans un récepteur, aéroporté ou spatial, des signaux directs, c'est-à-dire provenant de l'émetteur, et des signaux réfléchis par l'océan ou, de façon plus générale, par la surface terrestre. Dans ce qui suit, on en- tend indifféremment par surface terrestre, soit la croûte terrestre proprement dite, soit la surface des étendues maritimes: océans, mers ou lacs, soit encore la surface des eaux gelées. Les deux documents suivants décrivent de telles méthodes 2 2712095 - L'article de Philipp HARTL et Hans Martin BRAUN: "A Bistatic Parasitical Radar (BIPAR) paru dans "INTERNATIONAL ARCHIVES OF PHO- TOGRAMMETRY AND REMOTE SENSING", vol 27, 1988, pages 45-53; et - le rapport technique "AIRCRAFT ALTITUDE DETERMINATION USING MULTIPATH INFORMATION IN AN ANGLE-MEASURING NAVI- GATION SATELLITE SYSTEM" de David KURJAN, Moore School Report No. 72-12 du 30 septembre 1971. Parmi les sources de signaux radioélectriques préexistants utilisables, connues sous le vocable anglo-saxon de "sources of opportunity" et que l'on peut appeler sources de signaux au hasard, on peut citer les satellites de communication ou de télévision et, par exemple, le système occidental de navigation par satellite bien connu "GPS" (de "Global Positioning Satellite") ou son équivalent russe GLONASS. L'invention, tout en conservant le concept rappelé ci-dessus (utilisation d'ondes radioélectriques préexistantes et combinaison d'ondes directes et réfléchies), se fixe pour but un procédé de mesures altimétriques de très grande précision, no- tamment appliqué à l'estimation de la hauteur des mers ou océans et des variations de cette hauteur. Elle vise aussi à conserver cette précision sur de grandes zones d'exploration, les mesures effectuées n'étant pas limitées au nadir. Pour ce faire, le procédé de l'invention, selon une de ses caractéristiques principales, met en ovre une corrélation multiple des signaux directs et réfléchis. Dans ce qui suit, dans un but de simplification et sans que cela soit limi- tatif, il sera considéré que les signaux proviennent des satellites du système "GPS" et que le récepteur est un dispositif embarqué à bord d'un satellite à orbite terrestre basse ou, selon le sigle anglo-saxon, un satellite du type "LEO" (de "Low Earth Orbit"). Le récepteur peut également être aéroporté sans sortir du cadre de l'inven- tion. Egalement pour des raisons de simplification, on ne considérera dans ce qui suit, sauf indication contraire, que le cas de la réflexion spéculaire. Cependant les signaux obtenus par une réflexion diffuse peuvent tout aussi bien être utilisés, notamment pour des applications concernant la cartographie des glaces maritimes. De façon plus précise, les mesures altimétriques sont réalisées en dé- terminant de façon précise les coordonnées du point de réflexion spéculaire, ce, par des mesures de délai et en utilisant un modèle géodésique de la terre. Un modèle utilisable est le modele WGS-84 (de "World Geodetic Sys- tem 1984"). La définition du modèle WGS-84 peut être trouvée dans ANON, 3 2712095 "Department of Defence World Geodetic 1984 - its definition and relationships with local geodetic systems", Defence Mapping Agency Technical Report, No. DMA TR 8350.2, seconde édition, 1988. Une description générale des systèmes géodésiques est donnée dans l'article de P.A. CROSS: "Position: Just What Does it Mean?", paru dans "Proceedings of NAV89 Conference, Royal Institute of Navigation, Londres. Enfin, si l'émetteur est l'un des satellites "GPS" ou une source de si- gnaux de ce type, ses coordonnées instantanées sont connues par ailleurs, avec pré- cision, ainsi que les caractéristiques des signaux émis. Jusqu'à présent, il a été supposé implicitement qu'une seule source de signaux était utilisée, par exemple l'émetteur d'un des satellites du système "GPS". On peut également, de façon avantageuse utiliser plusieurs sources spatialement distinctes. Dans ce cas, les mesures altimétriques précitées peuvent être réalisées sur plusieurs bandes dispersées de la zone explorée et dont les distances inter-bandes dépendent de l'altitude du récepteur. De façon parfaitement duale, on peut avoir recours à plusieurs récep- teurs, par exemple une pluralité de petits récepteurs satellites. Dans ce cas, on peut déterminer la distance inter-bande en ajustant les orbites des récepteurs. L'invention autorise également un traitement en temps réel des informations en utilisant les dispositifs de traitement de signaux embarqués, nécessaires à la mise en oeuvre du procédé, ce contrairement aux systèmes de l'Art Connu (par exemple utilisant des radars de type "SAR" définis ci-après) qui utilisent des installations au sol pour le dépouillement des données acquises. Cela entraîne des délais de disponibilité importants L'invention a donc pour objet un procédé de mesures altimétriques du type utilisant des sources de signaux radioélectriques préexistants émis par au moins un émetteur embarqué sur un engin placé sur une orbite terrestre aux carac- téristiques déterminées ou sur un avion; le procédé comprenant au moins une étape de réception et de combinaison, dans un récepteur embarqué sur un engin placé sur une orbite terrestre aux caractéristiques déterminées, de signaux reçus directement de la dite source émettrice et de signaux ayant subit une réflexion sur la surface du globe terrestre, caractérisé en ce qu'il comprend une étape de mesure des coordonnées du point de réflexion spéculaire des signaux émis sur la surface du globe terrestre. en ce que cette mesure est obtenue à partir de la mesure de délais de propagation des signaux réfléchis, en ce qu'il comprend une étape de comparaison avec un modèle théorique des propriétés géométriques du globe terrestre, de 4 2712095 manière à déterminer les variations d'altitude de ladite surface du globe par rapport à ce modèle, et en ce que ladite étape de combinaison, pour obtenir la forme d'onde d'écho, consiste en une corrélation multiple du signal réfléchi reçu avec un nombre déterminé de répliques retardées d'un délai constant du signal direct reçu, cette s forme d'onde présentant un palier de bruit en amont et une impulsion à amplitude de puissance entièrement réfléchie en aval, entourant un palier médian, représentant le délai associé audit point de réflexion spéculaire. L'invention a encore pour objet un dispositif de mesures altimétriques mettant en covre un tel procédé. L'invention sera mieux comprise et d'autres caractéristiques et avantages apparaîtront à la lecture de la description qui suit en référence aux figures annexées, et parmi lesquelles: - Les figures 1 et 2 sont des constructions géométriques utilisées pour le calcul de la position du point de réflexion spéculaire; - Les figures 3 et 4 sont des constructions géométriques utilisées pour le calcul des lignes iso-délais; - Les figures 5a et 5b illustrent schématiquement des lignes iso-délais particulières; - Les figures 6 et 7 sont des constructions géométriques utilisées pour le calcul des lignes iso- Doppler, - La figure 8 illustre schématiquement différents paramètres associés à l'équation du radar multistatique pour une cible distribuée; - La figure 9 est une construction géométrique utilisée pour le calcul du temps de cohérence et du nombre d'impulsions associé pour la détermination du "rapport signal sur bruit"; - Les figures 10a à lob illustre des étapes du procédé selon l'invention permettant de calculer les coordonnées du point de réflexion spéculaire à partir de la détermination de délais; - Les figures I la et I lb sont des constructions géométriques illustrant deux sources d'erreurs dans les mesures altimétriques; - Les figures 12 à 14 sont des constructions géométriques utilisées pour le calcul de la précision vertical de l'altimètre; - La figure 15 illustre schématiquement l'utilisation de plusieurs émet- teurs; ' 2712095 - La figure 16 illustre schématiquement un exemple dispositif mettant en oeuvre le procédé selon l'invention; - La figure 17 est un diagramme illustrant le fonctionnement du dispo- sitif de la figure 16; et - La figure 18 illustre des détails particuliers du circuit de la figure 16. Comme il a été indiqué, il sera tout d'abord considéré qu'il n'existe qu'une seule source de signaux préexistants, c'est-à-dire un seul émetteur référencé E dans les figures qui suivent et un seul récepteur, référencé R La figure I illustre cette situation. L'un des problèmes à résoudre est de déterminer avec précision les coordonnées du point de réflexion spéculaire Ps, sur la surface du globe terrestre T, d'une onde émise par la source E et captée par le récepteur R Dans un premier temps, le globe terrestre est assimilé à une sphère parfaite de rayon r et de centre O. On défminit un dièdre de référence xy, tel que le plan xOy contient l'émetteur E, le récepteur R et un point de réflexion P. Les coordonnées cartésien- nes de P peuvent être exprimées par la fonction P(x,y), celle de R par la fonction R(x,y) et celle de E par la fonction EF(x,y). Les coordonnées polaires de P sont l'angle 4 par rapport à l'axe Ox et r le rayon du globe terrestre. On peut effectuer un changement de coordonnées et choisir un nouveau dièdre de référence x'Oy' tel que l'axe Ox' soit confondu avec la bissectrice de l'an- gle RPE = 2 x e et le point d'origine le point P lui-même (translation d'amplitude r). Les relations existantes entre x'y' (coordonnées d'un point dans le nouveau réfé- rentiel) et xy (coordonnées d'un point dans le référentiel initial) sont données par l'équation suivante: [:]=[ icosX sin] =[] [r] LYJlSinD COS ÀJlY Les coordonnées respectives de l'émetteur E et du récepteur R, dans le nouveau système de référence obéissent aux relations suivantes: 3o -,'s i cos sin x, r LE J L SjnF COS+ LY.J L ] 6 2712095 Puisque la réflexion est du type spéculaire, la relation suivante est satis- faite: X', x', (4) y', y', En opérant des substitutions classiques et en effectuant le changement de variable suivant: t = tan- (5), on obtient l'expression de l'équation du point se réflexion spéculaire Ps (équation du miroir sphérique): c4t4 + C3I3 + C2t2 + Ct+co = 0 (6) avec: co = (xy, +yx,)-r(y, +y,) (7) c = -4(xx, -yy,)+ 2r(x, +x,) (8) qc = -6(xy, +y.x,) (9) C3 =4(xx, -yy,)+2r(x, +x,) (10) c4= (xy, +yx,)+r(y, +y,) (11) il est également nécessaire de déterminer la distance séparant le récep- teur R du point de réflexion spéculaire PS en fonction de l'angle de site de l'émet- teur E au-dessus de l'horizon local. On suppose arbitrairement que le récepteur R est localisé, comme illustré par la figure 2, sur l'axe Oy d'un trièdre orthonormé yOx, à une altitude égale à h au-dessus de la surface du globe terrestre T. Ses coor- données sont donc les suivantes: x, = 0 ety, = r +h (12) Les coordonnées de l'émetteur E peuvent être exprimées en terme d'an- gle de site 3 au-dessus de l'horizon local à l'emplacement du récepteur R en utilisant les relations suivantes, dérivées de la figure 2: sin(+() x,=r, cos(j3+Y);y, = r, sin(13+y)et 2 = () (13); 1r, r+ h relations dans lesquelles re est le rayon de l'orbite suivie par l'émetteur E et y l'angle RO. Des transformations classiques permettent d'obtenir les coordonnées recher- chées: x,=, cs(1dl (r+h): x,=rcos(p l-r. cos:2(3))- (r + h)sin(3)cos(3) (14) r, =rsin(fl- (r +) cos 2(3)) + (r + h)cos2 (3) (15) r,' 7 2712095 On appelle R: = RP, la distance entre le récepteur R et le point de ré- flexion spéculaire PS, et S la longueur de l'arc entre le point de projection PR du ré- cepteur R sur le globe terrestre T. S obéit à la relation suivante: s =( --))r (16) Pour fixer les idées, si l'émetteur E est un des satellites du système "GPS", le rayon de l'orbite est re = 26,5 106 m. On adopte la valeur r = 6,37 106 m pour le rayon du globe terrestre. A partir de ces valeurs, et en utilisant les formules précédentes, on calcule aisément la valeur de l'arc S et la distance R2 en fonction de l'angle de site 3 de l'émetteur E au-dessus de l'horizon local à la position du récep- teur R et de h. A titre d'exemple, on considère trois valeurs de l'altitude h, respective- ment: a/ h = 700 km (cas d'un satellite en orbite basse); b/ h = 10 kn (avion); et c/ h = 1 km (avion à basse altitude); On calcule les valeurs des arcs S et des distances R2 en fonction de va- riations de l'angle c comprises entre 0 et 90 . Les résultats de ces calculs sont ras- semblés dans les tableaux I à 3, placés en ANNEXE I à la présente demande de brevet. Il est nécessaire de définir un paramètre supplémentaire: les lignes iso- délais. Il s'agit d'un jeu de courbes pour lesquelles les délais de propagation des on- des directe et réfléchie sont identiques. En se reportant à la figure 3, on constate que la condition à remplir est la suivante: EP+P R-ER = K (17), relation dans laquelle E est le point émetteur, R le point récepteur et P le point de réflexion pour lequel la différence de marche est K (en mètres, si les au- tres distances sont exprimées dans cette unité). On a supposé que le temps de pro- pagation dépendait essentiellement de la distance parcourue et non du milieu. On peut également prendre comme hypothèse que les positions des ré- cepteur R et émetteur E sont connues de par des informations fournies par les si- gnaux transmis eux-mêmes et donc que la distance ER est une constante connue dans la relation précédente. On peut donc réécrire la relation comme suit EPP+PR= k (18), relation dans laquelle k est une constante égale à k = K+ER (19). 8 2712095 L'équation correspondante à la relation ci-dessus définit une ellipsoïde de foyers confondus avec les points émetteur E et récepteur R, comme illustré par la figure 3. L'intersection de cette ellipsoïde avec la surface du globe terrestre T définit une ligne iso-délais particulière lisoP. Lorsque k peut prendre plusieurs va- leurs, on génère une famille de lignes iso-délais liso. Le dispositif selon l'invention aura à mesurer la quantité k. De manière connue, un processeur de plages utilisera plusieurs valeurs de délais séparées par un segment de signal émis, connu sous la dénomination anglo-saxonne de "code chip" pour opérer une discrimination de plage. Les signaux émis par les satellites du type "GPS" ne sont pas en effet des signaux composés de mots binaires à structures ré- gulières, mais des séquences pseudo-aléatoires d'éléments binaires. Dans ce qui suit, on appellera "segment de signal" le signal particulier qui vient d'être défini. Pour trouver la largeur d'une bande correspondant à ce "segment de signal" sur la surface du globe, il est nécessaire de connaître le gradient de k en fonction du point de réflexion spéculaire PS. La relation reliant la sensibilité spatiale ks du dispositif de mesure en fonction du point PS s'énonce comme suit: k = ds (20), Vk a* relation dans la quelle s est la coordonnée (arc) mesurée le long d'une ligne de coordonnées orthogonale aux lignes iso-délais. En général, l'intersection des ellipsoïdes définies par la relation (18) ci- dessus et la surface du globe terrestre (représenté sous le modèle d'un ellipsoïde de révolution) aboutit à une courbe qui n'est pas plane. On va tout d'abord considérer le cas général pour lequel l'émetteur E se trouve dans une direction arbitraire. Ensuite, il sera considéré le cas particulier pour lequel l'émetteur E est au zénith du récepteur R. Pour cette configuration particu- lière, les lignes iso-délais et la sensibilité seront calculées. L'approximation pour la- quelle le globe terrestre est une sphère sera toujours conservée. La figure 4 illustre le cas général. Le référentiel est choisi centré de manière à ce que le récepteur R soit sur l'axe Ox et l'émetteur E dans le plan xOy. Les coordonnées des points E, R et P obéissent alors aux relations: E = (re, ye, 0); R = (xr, O, 0); P = (x, y. z) (21) L'ellipsoïde définie par la relation (18) peut être réécrite comme suit: (x-x):+O+(-y Y,): +: +(X -x,)2 +y:+ =k (22) et la relation définissant le globe terrestre 2 +.2 +: =. 2 (23) 9 2712095 Les lignes iso-delais liso sont définies par l'intersection des ellipsoïdes et de la sphère terrestre. Quand l'intersection est calculée, l'équation suivante décrit la projection des lignes iso-délais liso sur le plan xOy: cax2 + by2 + cxy + dx + ey +f = O (24) On peut calculer aisément les coefficients "a" à 'y' à partir des relations (21) à (23). On va maintenant considérer le cas particulier pour le quel l'émetteur E est situé au zénith du récepteur R, c'est à dire au cas pour lequel Ye = 0. La relation (24) peut être réécrite comme suit: Ax2 + Bx + C = 0 (25) avec: A = 4(xe - Xr)2 (26) B = -4(xe + Xr)[(xe - xr)2 - k2] (27) C = (xe + Xr)2(xe - Xr)2 -2k2(2r2 + Xe2 + xr2) + k4 (28) i5 On en déduit finalement l'équation des lignes iso-délais ljso: y2 + x2 = r2 - x2(k) (29), relation dans laquelle: x(k) (x,+x, r)[(X, - xr)2 - k2]+2kxxk2 -(x, -x,)2(xx, -r2) (29bis) 2(x, - x,)2 Les lignes iso- délais sont donc des cercles parallèles au plan yOz et centrés sur l'axe Oz, comme illustré par la figure Sa. La plage des valeurs de k s'étend d'une valeur minimale au point de projection du récepteur R sur la surface du globe terrestre T jusqu'à une valeur maximale au point de tangence à la sphère terrestre. Ces deux limites sont données par la relation suivante: (x,-x,)+2(x,-r) Pour calculer la sensibilité spatiale du dispositif de mesure selon l'in- vention, on peut réécrire la relation (28) ci-dessus comme suit: k4- 2Dk2 + E = 0 (31) avec: D = (xe-x)2 + (xr -x)2 + 2(r + x)(r - x) (31) et E = (xe-X)2 + (xr -x)2 (32) M On obtient finalement l'équation décrivant la sensibilité: k:(x) = (x, -x): +(x, - x): +2(r + x)(r - x) - x) + (r + x)(r - x)][(x, - x) + (r + x)(r - x)] (33) +2 X/ [(x. - x): + (r + x)(r x)][(x, - x): + (r + x)(r - x)] 2712095 La coordonnée x est relative à la longueur de l'arc s mesuré depuis le point de projection du récepteur R sur la surface du globe terrestre T le long de n'importe quel grand cercle. x obéit donc à la relation suivante: x = r cos (s/r) (34) L'équation (33) ci-dessus peut donc être réécrite de la façon suivante, en fonction de s: k2(s) = x,2 + x, +2r(x, +x,)cos S+ 2r2 r r, (35) +2 (x2 - 2xr cos(-s + r2)(x - 2x,r cos(s + r:) r r Les lignes de coordonnées de longueur sont orthogonales aux lignes iso- délais. Il s'ensuit que la sensibilité spatiale du dispositif de mesure est donnée par la relation suivante, après avoir effectué la dérivée de l'équation (35): k = ___s_ (36) "' Vk D(s) avec: N(s)= x2 + x,2 - 2r(x, + x,)cos 5 + 2r2 r (37), et s S +2 -(x, 2xrcoss-+r 2)(x,2 - 2x,rcos-+r) r r x. (x2 - 2x, cos+r2)+x, (x,2-2x, cos-+r) D(s)=sin (x,+x,)+ S S (38) r[ x|(x,2 -2xrcos +r2)(x,2 -2x,r coss+r2) La longueur s de l'arc s'étend du point de projection du récepteur E sur la surface du globe terrestre T jusqu'au point de tangence. Les limites de cette lon- gueur d'arc peuvent facilement être calculées par l'inégalité suivante: 0 10 62 18600 1860 6 1800 180 3,2 960 96 500 1,4 420 42 800 1,1 330 33 1100 0,9 270 27 3030 0,6 180 18 Ce tableau montre clairement que la sensibilité est meilleure pour les distances séparant le récepteur R de la cible les plus importantes. La meilleure sen- sibilité est obtenue pour le point de tangence, point pour lequel elle est sensible- ment égale à 0,6. Elle est très faible à la verticale du récepteur R ( k5 tend vers l'in- fmi). Pour des plages de longueurs d'arc s supérieures à 200 km environ, la sensi- bilité est meilleure que 3. On vient de considérer de façon détaillée le cas particulier pour lequel l'émetteur E était au zénith du récepteur R Le point de réflexion spéculaire Ps coïncide avec la projection sur le globe terrestre de l'émetteur E. Les lignes iso-dé- lais liso sont circulaires et concentriques au point de réflexion spéculaire PS. Quand l'émetteur E est sur un autre angle de site que le zénith, le point de réflexion spéculaire est situé sur la surface du globe terrestre, entre le récepteur R et l'émetteur. Dans ce cas, les lignes iso-délais lIs restent concentriques au point de réflexion spéculaire PS, mais ont la forme d'ellipses. La distance inter-ellipses décroît au fur à mesure que l'on s'éloigne du point PS. Cette configuration est illus- trée par la figure 5b. Le point PS s'éloigne du point de projection PR du récepteur R sur le globe terrestre, dans la direction de l'émetteur E (sur la droite de la figure dans l'exemple illustré). Un autre phénomène doit être pris en compte: l'effet Doppler. En effet, le récepteur R se déplace dans l'espace à une vitesse déterminée, ce qui entraîne ledit effet. On va pouvoir déterminer des lignes iso-Doppler, de manière analogue à la détermination qui vient d'être faite pour les lignes iso-délais. Cette détermination va s'effectuer en relation avec les figures 6 et 7. 12 2712095 A partir du diagramme vectoriel de la figure 6, on aboutit à la relation suivante pour la vitesse radiale relative du signal au travers du chemin direct: vI =(, -,).,. (40), relation dans laquelle: - v, est le module de la vitesse radiale entre l'émetteur E et le récepteur R, le long du chemin direct; -, est le vecteur vitesse de l'émetteur E; - v, est le vecteur vitesse du récepteur R; -,, est le vecteur unité pointant du récepteur R vers l'émetteur; et - le symbole (.) indique une multiplication scalaire. Le signe a été choisi de manière à indiquer une vitesse radiale positive, ce qui signifie que l'émetteur E et le récepteur R se rapprochent. De la même façon, la vitesse radiale relative du signal au travers du chemin "réfléchi" (indirect) obéit à la relation suivante: v, = (,-.) -,p + (fP-,). u.. (41), relation dans laquelle: - v2 est le module de la vitesse radiale entre l'émetteur E et le récepteur R le long du chemin "réfléchi" (indirect); - -, est le vecteur vitesse de la cible; -,p est le vecteur unité pointant du récepteur R vers la cible; - i., est le vecteur unité pointant de la cible vers l'émetteur E. La différence de vitesse radiale entre les chemins direct et "réfléchi" (indirect) est donnée par la relation: MD = V,- VI (42), d'o MD (vV.)Up+(vP-V.)'Up,-(Vó-v.)'u (43) On peut simplifier cette expression en supposant que la distance sépa- rant le récepteur R de la cible est bien inférieure à celles séparant l'émetteur E du récepteur R ou de la cible, de telle manière que l'on ait: r. t ûep, (44). Dans ce cas, la relation (43) ci-dessus devient: >/'D = (i, - Vp) '.t.p + (i;t. - i) '7. (45) Dans la partie droite de cette relation, le premier terme s'apparente à ce que l'on trouve dans le cas d'un radar de type usuel "SAR" ("Synthetic Aperture Radar": Radar à Ouverture Synthétique) à faisceau oblique, à l'exception d'un fac- teur 2 du à un mode d'opération monostatique. Le second terme dépend uniquement de la vitesse i*. de la cible. Comme la vitesse de la cible est due à la rotation de la 13 2712095 terre qui est la même pour toute la zone couverte par l'empreinte du faisceau émis, en première approximation, on peut considérer que le second terme est une cons- tante connue sur l'empreinte de l'antenne du récepteur R Si la rotation de la terre est négligée, c'est - à dire si v, = 0, la relation (45) ci-dessus devient: MD' =V, ', n -V, lé" (46) Comme le second terme de la partie droite est supposé constant, et de plus connu, les lignes iso-Doppler sont alors contenues dans la famille de cônes obéissant à la relation suivante: v,.,,p = kD (47), relation dans laquelle: kD = XfD + 9, ", (48) Les lignes iso- Doppler 1Dop sont obtenues par l'intersection de ces cônes et de la surface du globe terrestre. On peut confondre localement la surface du globe terrestre avec un plan. Dans ce cas, on obtient la famille bien connue de courbes hyperboliques, utilisées pour un radar classique "SAR' à faisceau oblique., comme illustré par la figure 7. Il faut cependant noter que, bien que l'allure des courbes soit la même, la valeur de la fréquence Doppler pour chaque courbe aura une différence constante par rapport au cas classique du radar de type "SAR". La conclusion est que, en première approximation, l'allure des courbes iso-Doppler IDop est la même que les courbes similaires obtenues pour le radar "SAR" à faisceau oblique. La faible différence de valeur s'explique par la dispersion radiale des vitesses au-dessus de la zone d'empreinte par rapport à l'émetteur. On peut estimer de l'ordre de grandeur à 50 km/s pour des points éloignés de 400 km. Une différence supplémentaire est constituée par le fait que, par rapport au cas d'un radar monostatique "SARH à faisceau oblique, les familles de courbes iso-délais et iso-Doppler peuvent être orientées de différentesmanières, en fonction essentiellement de la direction de l'émetteur E et de la vitesse du récepteur R Cet aspect est illustré par la figure 7 sur laquelle l'émetteur E est supposé être localisé sur l'axe Ox, alors que le récepteur R se déplace selon une direction formant un an- gle de 45 avec cet axe. Les lignes iso-Doppler apparaissent orientées vers l'émet- teur E alors que les lignes iso-Doppler sont orientées suivant la direction de dépla- cement du récepteur R. Enfin, un dernier paramètre est à prendre en compte: il s'agit du rapport "signal sur bruit" SNRo. Pour ce faire, on utilisera l'équation du radar multistatique pour une cible distribuée. Cette équation est bien connue de l'Homme de Métier, et 14 2712095 il est inutile de la détailler. En ce qui concerne la puissance de la source, on pren- dra, par exemple, celle d'un émetteur E embarqué sur un satellite du système "GPS". L'équation générale pour un radar multistatique monoimpulsion est la sui- vante: SNRo = 2(-T-')abA(---,-)(-,)( K-B) (49), 2 4 nJ 4zeR,4ir KTZB équation dans laquelle: - SNRo est le rapport signal sur bruit, pour une impulsion unique; - Pe est la puissance transmise (par le satellite "GPS" par exemple); - Ge est le gain de l'antenne de l'émetteur E; - RP. est la distance moyenne entre l'émetteur E ( le satellite NGPS") et l'empreinte de l'antenne du récepteur R sur la surface du globe terrestre; - cY est la section moyenne normalisée du radar bistatique sur ladite empreinte, évaluée aux directions des émetteurs E et récepteur R; - A est l'aire de ladite empreinte sur la surface du globe terrestre; - R2 est la distance moyenne du récepteur R à l'empreinte de l'émetteur E sur la surface du globe terrestre; - x est la longueur d'onde utilisée; - G,. est le gain de l'antenne du récepteur R; - K la constante de Boltzmann; - Ts est la température du système, y compris les bruits thermique de la scène et du récepteur R; et - B la bande passante du signal. Ces différents paramètres sont illustrés par la figure 8. La température du système Ts comprend la température Ta de l'antenne du récepteur R due au bruit thermique reçu de la scène observée et également la température équivalente Teqr due au bruit généré par le récepteur R lui-même. La température équivalente Teqr du récepteur R peut être exprimée en terme de figure de bruit F, tel que l'on ait la relation suivante: Teqr = (F-l)To (50) avec To = 290 K. Diverses approximations classiques peuvent &re effectuées, notamment en tenant compte des températures rencontrées usuellement dans ce genre d'appli- cation et du fait qu'il s'agit d'un système du type dit "à impulsions limitées" (de l'anglo-saxon "Pulse limited"). Les dimensions de l'empreinte correspondante sont très faibles par rapport aux distances séparant la cible de l'émetteur E ou du récep- 2712095 teur R. Dans ces conditions, la section normalisée du radar bistatique sur la section moyenne de l'empreinte du faisceau d'antenne du récepteur R est donnée par l'ex- pression suivante: a ab = -ao(0) (50 bis), a0y(O) étant égale à la section normalisée du radar monostatique aY à l'angle d'incidence 0 ; et le "rapport signal sur bruit" obéit à la relation simplifiée: S, /4Trcos0 a I _PG SNR =( 2KSi/nc)( o)() ()(F)avec S, = -G, (51) Selon un aspect de l'invention, le signal réfléchi est corrélé avec le si- gnal direct pour effectuer des mesures d'altimétrie. Chaque corrélation est effectuée pendant la durée de N "segments de signaux" ("code chips"). Comme le processus de corrélation est cohérent, on obtient un facteur d'amélioration par rapport au "rapport signal sur bruit" monoimpulsion. L'expression du "rapport signal sur bruit" devient donc: SNRN = SNRo x N (52), relation dans laquelle SNRo est le "rapport signal sur bruit" pour une impulsion et N le nombre d'impulsions. La figure 9 illustre le mouvement, à la vitesse v7, du récepteur R par rapport à la cible, celle-ci étant constituée par l'empreinte, d'aire a, d'impulsions limitées. En effectuant diverses approximations, également classiques, notam- ment en négligeant, dans l'application altimétrie des océans, la vitesse du mouve- ment de la surface de l'océan par rapport à l'émetteur, le nombre d'impulsions qui peuvent être ajoutées de façon cohérente est donné par l'expression suivante: LN =.e (53), 4vp. dans laquelle p. est la longueur de l'empreinte des impulsions limitées a selon l'axe de semi-miroir et R la distance du récepteur R à la cible. Le temps de cohérence est donné par l'expression suivante: IR, T=,(53bis) A titre d'exemple, on a rassemblé dans le 4 tableau, en ANNEXE 2 placée en fin de la présente demande de brevet, les résultats obtenus dans le cas d'un satellite du système "GPS", pour les codes émis en modes "C/A" et "P" par les émetteurs de ces satellites. Le récepteur R est un satellite en orbite basse ("LEO"): altitude 700 kim. La fréquence des "segments de signaux" ("chip rate") est de I 16 2712095 MHz pour les codes speudo-aleatoire de type "C/A" (acquisition grossière: "Coarse Acquisition") et de 10 MHz pour les codes de type "P" (code de précision). Les va- leurs rassemblées dans ce tableau ont pour seul but fixer les idées, et ne sauraient en aucun cas limiter la portée de l'invention. Après avoir rappelé les différentes données à déterminer dans le cadre de l'invention, on va maintenant décrire de facçon détaillée les caractéristiques plus spécifiques au procédé de l'invention. Comme il a été indiqué précédemment, les lignes iso-délais liso sont déterminées par l'intersection d'une ellipsoïde, dont les foyers sont le récepteur R et l'émetteur, avec l'ellipsoïde que forme le globe terrestre T. Dans le cadre de la pré- sente invention, on choisit un modèle pour représenter cette ellipsoïde. De façon préférentielle, on choisit le modèle WGS-84, référencé dans le préambule de la description. Dans un but de simplification, dans ce qui suit, seul ce modèle sera considéré. Il va de soit cependant que d'autres modèles peuvent être utilisés. Sur la figure 10a, on a représenté l'ellipsoïde WGS-84 et plusieurs lignes iso-délais: t = 0, Y, 2x, 3h. Si on considère un "segment de signal" particulier ("code chip"), le pre- mier écho de ce même "segment de signal" reçu après réflexion sur l'océan (et de façon plus générale sur la surface du globe terrestre) correspond au délai associé à l'ellipsoïde tangente à la surface du globe. Cela est dû à une propriété géométrique des ellipsoïdes telle que, quelle que soit une paire de droites, issues de n'importe quel point P de l'ellipsoïde et passant chacune par un des foyers (E et R), les angles 01 et 02 que forment ces droites avec la normale H en ce point P sont égaux: 01 = 02 = 0. On peut résumer cette propriété de la façon suivante: au point de réflexion spéculaire PS, les normales à l'ellipsoide iso-délai et à l'ellipsoïde représentant le globe terrestre sont confondues. Dans l'application préférée de l'invention, les mesures altimétriques océaniques, le premier écho de ce même "segment de signal" sera dû à une ré- flexion sur la crête des vagues. Si on augmente le délai, des surfaces de réflexion * plus nombreuses vont contribuer au signal reçu, jusqu'au point pour lequel le der- nier front de "segment de signal" atteint un creux de vague. Au-delà de ce point, l'aire illuminée par le "segment de signal" demeure à peu près identique, et l'ampli- tude va décroître seulement soit à cause de la forme du diagramme d'antenne, s'il est suffisamment étroit, soit à cause de la section du faisceau de radar avec l'angle d'incidence croissant. On tient compte ici du théorème du radar bistatique. La forme moyenne de l'onde résultante est obtenue par la convolution de la réponse au point cible du système, de la distribution en hauteurs de surface et 17 2712095 de la réponse impulsionnelle de la mer étale. L'empreinte d'antenne est générale- ment beaucoup plus large que l'empreinte des "impulsions limitées". Les aires illuminées pour différents "segments de signaux" ("code chips"), ainsi que la forme moyenne de l'onde reçue sont illustrées par les figures 10b et 10c. Sur la figure 10b, la courbe Me représente une mer agitée et la courbe Nmoy une mer étale (niveau moyen de la mer). La courbe lisox est une des lignes iso-délais de la figure 10a. Le sigle SWH, de l'anglo-saxon "Significant Wave Height level", signifie "niveau de Hauteur de Vague Significatif". On conçoit aisé- ment que lorsque la mer est étale, avant l'instant t = 0, le signal réfléchi est théori- quement nul et dans la réalité très faible, ce qu'illustre la figure 10c: courbe Co1. Ce n'est évidemment pas le cas pour une mer agitée (figure 10c: courbe Co2). En effet en fonction de la valeur de SWH, des signaux sont réfléchis avant l'instant t = 0: courbe Co2.Comme également illustré sur la figure O10c, le point milieu Mc des fronts de montée des courbes Co1 et Co2 des ondes reçues ne dépend pas de la va- leur de SWH, tout au contraire il est fortement déterminé par le niveau moyen du niveau de la mer Nmoy. Ce point, qui correspond au point de réflexion spéculaire PS, c'est-à dire à un point de la surface du globe. Le front de montée de la courbe Co 1 est très faible par rapport à T. Selon l'invention, les mesures d'altimétrie, notamment océanographi- ques, vont être effectuées en déduisant de la détermination des délais de propaga- tion des ondes, directes et réfléchies, les coordonnées du point de réflexion spécu- laire, par rapport à la position du récepteur R, sur l'ellipsoïide représentant le globe terrestre. Le système de coordonnées de référence est un système de coordonnées fixe et centré sur un modèle décrivant le globe terrestre, de façon plus particulière dans un mode de réalisation préférée le modèle WGS-84. Les vecteurs récepteur R- globe terrestre T résultant des mesures effectuées lorsque le récepteur R (par exemple un satellite en orbite basse) se déplace le long de son orbite permettent de construire une ligne rigide courbe qui, une fois que l'orbite du récepteur R a été dé- terminée avec précision dans le même système de référence (par exemple WGS- 84), servira l'acquisition de la hauteur de la surface de la mer (ou de façon plus gé- nérale du globe terrestre) par rapport à l'ellipsoïde de référence (WGS84). Il existe fondamentalement deux sources d'erreurs dans la détermination des coordonnées relatives entre le récepteur R et le point de réflexion spéculaire. La première. illustrée par la figure I la, est due à l'incertitude dT sur la mesure du délai correspondant au point de demie puissance du front montant de l'onde reçue (figure IOc). Il s'ensuit une gamme de valeurs possible d'altitude dh suivant la normale à 18 2712095 l'ellipsoiïde terrestre, entre deux ellipsoïdes iso-délais +dT/2 et - dt/2 pour le point de réflexion spéculaire Ps. La seconde source d'erreur, illustrée par la figure 1 lb, est due à ce qui est connue sous le concept de "déviation normale". La déviation normale en un point Ps de la surface réelle du globe terrestre T est la différence angulaire a entre la normale fi' à cette surface et la normale il à l'ellipsoïde de référence (WGS-84). A cause de cette différence, a priori non connue, il subsiste une incertitude ds sur la localisation du point de réflexion spéculaire PS. Cependant, comme il sera montré ci-après, la contribution de l'erreur verticale de la déviation normale est négligeable. A titre d'exemple non limitatif, le cas d'un satellite "GPS" est de nou- veau considéré. On a porté, dans le tableau 5 en ANNEXE 3 de la présente descrip- tion, les valeurs de dimensions d'empreintes d'impulsions limitées en fonction de l'angle de site 3 pour les deux types de codes précédemment évoqués s: "C/A" et "P", ainsi que les valeurs d'arcs. L'empreinte a une forme elliptique dont la dimension la plus large est orientée dans le plan d'incidence. Les dimensions ont été calculées pour le cas d'un récepteur R embarqué à bord d'un satellite en orbite basse ("LEO") altitude 700 kmn. Si on se reporte maintenant à la figure 12, on peut localiser le point de réflexion spéculaire PS sur la surface du globe terrestre par trois coordonnées: le délai relatif X entre le signal réfléchi et le signal direct et les deux angles a1 et a2 défminissant la déviation normale. Sur la figure 12, un seul angle a, celui compris dans le plan d'incidence, a été représenté, ce pour des raisons de simplicité. La première coordonnée X est mesurée à l'aide de l'altimètre et fixe une ellipsoïde liso dans l'espace. Les coordonnées a sont données par la topographie de la surface du globe terrestre, par exemple la surface de l'océan dans l'application envisagée. Ils définissent un point unique pour lequel l'ellipsoïde lso et la surface du globe sont tangents. C'est la caractéristique associée au point de réflexion spéculaire Ps. L'alti- tude de la surface du globe terrestre par rapport à l'ellipsoïide de référence (WGS- 84) au point de réflexion spéculaire peut donc être écrite comme une fonction de T, cta et Oa2: d h= di + h d 3, + ch da: (54) CT cai ea Dans ce qui suit, on admet que l'altimètre traite les signaux direct et ré- fléchi de telle manière que le délai correspond au point de réflexion spéculaire PS est mesuré avec la précision donnée par dr. Le point de réflexion spéculaire PS est un point du globe terrestre correspondant au niveau moyen de la surface de la mer 19 2712095 et dont le délai associé est déterminé par la demie puissance du front de montée du signal reçu (fig 1 Oc). Les angles a dépendent directement de la forme du globe terrestre comparée à l'ellipsoïde de référence (WGS-84). La valeur de la déviation normale au-dessus des océans est très faible, de l'ordre de da = 10- 5 radians ou moins. Pour cette raison, son effet sur la précision verticale peut être négligée. On va maintenant calculer les dérivées partielles de l'équation (54) ci- -cd'c dessus. Pour le calcul de d =-, on va se reporter à la figure 13. On peut 2cose écrire directement la relation suivante: 8h -c - = -c (55), relation dans laquelle 0 est l'angle d'incidence et c la vitesse de la lu- mière. 8lh 8h Pour le calcul de - et-, on peut faire référence à la figure 14. De cette figure, on déduit les relations suivantes: h = 2Rti (56), et "al cos0 8h oh = 2R:ac (57) oc2 En combinant les équations (55) à (57), on obtient la relation suivante: -cdx + +2 2 (58) 2cos cosO 2 (58) Comme les valeurs des angles a, élevées au carré, sont très petites, leur contribution peut être négligée et, finalement, la précision verticale est donnée par la formule: -cdt 2cos (59) Pour un calcul numérique des valeurs de cette équation, il est nécessaire de connaître la précision de la mesure des délais propre à l'altimètre. On peut, pour ce faire, extrapoler la précision obtenue par l'altimètre de la NASA pour le projet Topex/Poseidon. Cet altimètre est capable d'atteindre une précision de 4 cm par la mesure des délais en utilisant un signal pulsé en modulation de fréquence de bande passante 320 MHz. Si on utilise un émetteur du système "GPS", pour des codes du type "P" (précision) de bande passante 10 1-Iz, et compte tenu du rapport des bandes pas- santes, la précision qui peut être espérée est de: 2712095 Icd =-4 = 12s8 cm (60) A titre d'exemple, on peut calculer la précision verticale de l'altimètre pour un récepteur R embarqué sur un satellite sur orbite basse ("LEO"): altitude 700 Km en fonction de l'angle de site du satellite émetteur ("GPS"). Ces valeurs sont portées dans le tableau 6 de l'ANNEXE 3, en fin de la présente description. Comme il a été indiqué, plusieurs émetteurs de signaux E1 à En peuvent être utilisés. Dans ce cas, pour chaque émetteur, il existe un point de réflexion spé- culaire PS différent au-dessus de l'horizon local du récepteur R, comme illustré par la figure 15. En général, la puissance disponible des signaux émis est relativement faible. Il s'ensuit que l'antenne du récepteur R, dont le diagramme de réception est dirigé vers le sol, doit être dotée d'une bonne directivité pour assurer un "rapport si- gnal sur bruit" correct. La taille de l'antenne est critique et dépend directement du niveau de puissance des signaux utilisés. La section normalisée de radar monostatique a., ca, = cyo (0), au niveau de la surface du globe terrestre T (surface de l'océan), est importante au nadir mais décroît rapidement lorsque l'angle d'incidence croît. Le taux de variation de cette section dépend également du parametre SHW précédemment défini (hauteur signi- ficative des vagues) et de la vitesse du vent. Cependant, comme il a été déjà indi- qué, le dispositif fonctionne en mode impulsionnel limité pour lequel l'empreinte est si faible que les variations de la section radar avec l'angle d'incidence peuvent être négligées. En appliquant le théorème de la théorie du radar bistatique, il a été montré précédemment que la section normalisée du radar bistatique, dans le cas de la réflexion spéculaire, est identique à la section normalisée du radar monostatique au nadir: ah = ao (0). Cornmme illustré sur la figure 15, chaque empreinte de signal 2s impulsionnel limité, quel que soit les émetteurs El à En, présente une large section normalisée pour le récepteur R En fonction de la directivité de l'antenne du récepteur R, il peut arriver que l'empreinte du faisceau d'antenne n'englobe qu'une seule empreinte de signal impulsionnel limité et que le faisceau doive être dirigé à tour de rôle sur chaque point de réflexion spéculaire, comme le montre la figure 15. Dans ce cas, l'antenne du récepteur R sera avantageusement du type à "réseau à commande de phase" ("Phased Array" selon la terminologie anglo-saxonne) de manière à ce que le fais- ceau puisse balayer une aire de la surface de l'océan suffisante pour englober tous les points de réflexion spéculaires. A un instant particulier, le cône du faisceau in- tercepte une aire A de l'océan englobant l'aire a de l'empreinte d'un signal impul- sionnel limité. 21 2712095 Pour fixer les idées, dans le cas d'un récepteur R embarqué sur un sa- tellite sur orbite basse ("LEO"), altitude 700 Km, et pour les émetteurs des satellites du système "GPS", tous les points de réflexion spéculaires à un angle de site supé- rieur à 40 degrés correspondent à des angles hors nadir inférieurs à 40 degrés. Dans ce cas, l'antenne du récepteur R doit être construite de manière à ce que la direction du diagramme de réception, orienté vers le sol, puisse être commandée dans un cône de demi-angle égal à 40 degrés et d'axe parallèle au nadir. Le récepteur R doit également être pourvu d'une seconde antenne à diagramme de réception orienté vers le ciel de manière à capter les signaux en pro- venance directe du ou des émetteurs. Ces signaux sont utilisés comme signaux de référence pour le processus de traitement des signaux réfléchis. En réalité, ils pro- curent la réponse qui sera mesurée par l'antenne à orientation vers le sol et prove- nant du point cible. Pour cette raison, le traitement des signaux réfléchis est effec- tué en les corrélant avec le signal direct. Le dispositif d'altimétrie permettant de mettre en oeuvre le procédé se- Ion l'invention, et les caractéristiques plus spécifiques de ce procédé, vont mainte- nant être décrits par référence aux figures 16 à 18. La figure 16 illustre un dispositif de mesures altimétriques selon l'in- vention. Les signaux directs SD et réfléchis SR sont transmis aux entrées respecti- ves ED et ER. Le ou les émetteurs sont supposés, comme c'est effectivement le cas pour les émetteurs des satellites du système "GPS', émettre des signaux modulés avec un code speudo-aléatoire. Le dispositif selon l'invention comprend un proces- seur de signal 1 de type connu. Celui-ci est capable de calculer la fréquence Dop- pler prévisible du signal réfléchi, ce à partir des positions et vitesses du récepteur R et de l'émetteur E (ou d'un émetteur particulier, si plusieurs émetteurs sont utilisés, comme illustré à la figure 15) reçu à un instant déterminé. Ces derniers paramètres (positions et vitesses) sont supposés, soit connus, soit calculés de façon classique. De façon également connue, le signal direct SD est tout d'abord converti en un si- gnal de fréquence plus basse par un premier convertisseur de commande 10, à fré- quence fixe, sous la commande du processeur de signal 1 qui fournit une première fréquence fl. Ce signal converti est ensuite décalé en fréquence à l'aide de la fré- quence Doppler fD calculée par le processeur de signal 1 de manière à obtenir le même décalage en fréquence que celui subi par le signal réfléchi SR Ce dernier est également converti en fréquence par un convertisseur de fréquence 12 piloté par la fréquence fl précitée. Comme il a été indiqué, le processeur de signal I détermine également une valeur approximative du délai relatif entre le signal direct SD et le Ad 2712095 signal réfléchi SR provenant du point de réflexion spéculaire. Le signal direct SD, converti et décalé en fréquence est ensuite retardé par cette valeur de délai en 13, à l'exception d'un nombre de "segments de signaux" ("code chips") égal à n/2, n étant le nombre de segments définissant la variation de délai à l'intérieur de laquelle le niveau moyen de la mer est estimé. Cette estimation s'effectue par référence au mo- dèle de globe terrestre choisi, par exemple le modèle "WGS-84" dans la variante de réalisation préférée de l'invention. Cette réplique du signal direct est ensuite trans- mise, via une ligne à retards discrets 2, à n sorties, à une série de premières entrée d'un banc 3 de n corrélateurs 31 à 3n. Les secondes entrées reçoivent le signal réflé- chi, converti en fréquence par le convertisseur 12, sans autre traitement. Chaque élément 21 à 2n de la ligne à retards discrets 2 retarde le signal transmis d'une même quantité élémentaire t, ce qui fait que le signal en sortie du néme corrélateur 3n est retardé de nT. Chaque corrélateur 31 à 3n effectue la corrélation d'une répli- que retardée du signal direct avec le signal réfléchi non retardé. Le retard est compris entre T et rm, selon l'étage considéré de la ligne à retards discrets 2. Comme il existe n corrélateurs, connectés aux n sorties de la ligne à délai, une corrélation à n positions de temps différents est obtenue. La sortie de chaque corrélateur est fina- lement détectée par les détecteurs 41 à 4n des circuits de détection 4, pour générer des échantillons de la puissance de l'onde reçue, comme il a été illustré par la figure 10c. Chacun de ces échantillons peut être interprété comme une quantité de puis- sance réfléchie par la surface de l'océan à une plage de délai donnée par rapport au signal direct. Les échantillons réfléchis peuvent être perturbés par le bruit thermique ou les scintillations, ces dernières étant la source de bruit prépondérante si le sys- tème a été conçu correctement en ce qui concerne le "rapport signal sur bruit". Ce peut être dû à des vitesses variables dans la modification de la phase des composan- tes du signal réfléchi, correspondant à différentes portions de la surface de l'océan. En admettant une distribution aléatoire de la phase des différents composants et suivant le théorème de la limite centrale, les signaux de sortie de chaque corrélateur auront une distribution gaussienne en amplitude. La puissance des signaux de sortie aura une distribution exponentielle décroissante. La valeur moyenne de la puissance sera alors la même que sa déviation standard et une moyenne de temps sur plusieurs échantillons sera nécessaire pour améliorer l'estimation de la puissance moyenne. Une estimation grossière de la moyenne de temps nécessaire est de 10% de l'em- greinte d'impulsions limitées, ce qui conduit habituellement a un nombre d'échan- 23 2712095 tillon plus grand que 50, bien qu'un intervalle de temps plus important puisse être utilisé pour assurer une indépendance entre échantillons. Dans le scénario précédemment mentionné, consistant en un récepteur R embarqué sur un satellite sur orbite basse ("LEO"), à l'altitude de 700 Km et en un ou plusieurs émetteurs des satellites du système "GPS", 10% de l'empreinte correspond à 1,5 Km environ ou à 0,2 secondes à la vitesse atteinte sur cette orbite, ce qui représente 143 fois le temps de cohérence. En principe, de si nombreux échantillons indépendants pourraient faire l'objet d'une moyenne. Cependant, il est nécessaire de tenir compte des considérations ci-après. La déviation standard a, est donnée par la formule: -__2 BST =(61), formule dans laquelle B est la bande passante, M, le nombre d'échan- tillons de la moyenne et a, = 2/ B la précision de l'échantillon de temps. Si on re- cherche une précision de 128 cm, comme précédemment indiqué, un nombre mini- mum de 550 échantillons est requis, ce qui correspond à 0,77 secondes et à 5,8 Km sur l'océan ou à 38% de l'empreinte d'impulsions limitées. La figure 17 est un diagramme représentant, sur sa partie supérieure, la puissance reçue (signal réfléchi) en fonction des délais et, sur sa partie basse, l'amplitude des signaux en sortie des détecteurs 41 à 4n, également en fonction des délais. Connaissant la vitesse de propagation des ondes radioélectriques, les délais peuvent être exprimés directement en unités de longueur. La courbe de la partie haute est tout à fait analogue à la courbe représentée sur la figure 1 0c. La courbe de la partie basse présente l'intérêt de se présenter sous la forme de marches d'escalier correspondant aux signaux S 1 à Sn. On peut donc déterminer aisément discriminer la "marche" centrale à mi-puissance des autres marches" qui l'entourent: SI à S3 en "plancher" et S5 à S7 en "plafond". On détermine ainsi la position du point de réflexion spéculaire PS. En supplément des circuits qui viennent d'être décrits en relation avec la figure 16, dans une variante de réalisation préférée, deux boucles principales de ré- tro-action sont mises en ovre. La première sert à fixer la différence en puissance entre le bruit de la partie basse du signal reçu et sa partie haute linéaire, et l'autre pour maintenir la puissance reçue à la même position par rapport aux cellules de ré- solution en temps. La première boucle est réalisée en utilisant un échantillon N1 de l'entête du signal reçu qui véhicule très peu de puissance de signal utile, mais essentielle- ment du bruit, et divers échantillons Si-S7 répartis autour du point de demie puis- 24 2712095 sance du front montant du signal reçu. La seconde boucle est réalisée en utilisant les échantillons EcI et Ec2 autour de l'échantillon central EcC (demiepuissance). La figure 18 illustre de façon plus détaillée cet aspect. Les sorties s1 à s7 des étages du banc 3 de correlateurs sont reliées aux entrées e1 à e7 d'un premier sommateur 5. Celui-ci effectue en outre une pondération par sept. Les sorties s3 à s5 sont reliées aux entrées d'un second sommateur 6 formant les échantillons El, EC et E2 précités. Celui- ci effectue en outre une pondération par trois. Les sorties des sommateurs 5 et 6 sont reliées à des premières entrées de deux soustracteurs 7 et 8, respectivement. Ceux-ci reçoivent sur une seconde entrée, formant l'échantillon N1 précité, le signal de sortie s1. Comrnme il a été indiqué, ce signal est représente es- sentiellement la composante bruit. La sortie du soustracteur 8 représenté la demie puissance du signal reçu. Elle est reliée aux entrées inverseuses de deux amplifica- teurs opérationnels, respectivement 9 et 9'. L'entrée non inverseuse de l'amplifica- teur opérationnel 9' est reliée à un signal de référence constant. Le signal de sortie CAG de cet amplificateur 9' sert de signal de contre-réaction pour la première bou- cie de rétro-action et agit comme signal de commande automatique de gain. Pour sa part, l'amplificateur 9 reçoit, sur son entrée non inverseuse, la sortie du soustracteur 7. Le signal de sortie SEP, agissant en tant que signal d'erreur de poursuite, est transmis sur la seconde boucle de rétro-action. Le signal CAG commande un amplificateur à gain variable 14 agissant sur le signal réfléchi. Le signal SEP introduit un délai variable sur le signal direct, par l'intermédiaire du circuit à délai ajustable 13. En supplément des deux boucles de rétro-action, le dispositif comprend des circuits 15 de poursuite altimétrique classiques disposés dans le processeur de signal I qui ajustent le délai à appliquer (en agissant également, comme il a été in- diqué, sur les circuits 13) au signal direct avant d'effectuer la corrélation avec le si- gnal réfléchi, de manière à ce que l'échantillon médian soit obtenu avec la même puissance moyenne dans la plage entre le bruit et la partie supérieure plate des échantillons. L'ajustement du délai constitue la mesure de la valeur du niveau moyen de la mer alors que la précision de l'altimètre est donnée par le signal d'erreur de poursuite. Les mesures réalisées peuvent subir des traitements ultérieurs à bord de la plate-forme qui sortent du cadre précis de l'invention. .) Le nombre d'échantillons par signal dépend naturellement de la bande passante du système et aussi du débit de données des instruments. Pour fixer les 2712095 idées, à titre d'exemple non limitatif, si on reprend le scénario déjà décrit: émet- teurs constitués par des satellites "GPS" et récepteur R à bord d'un satellite sur or- bite basse ("LEO"), une onde peut contenir 7 échantillons et le débit de données est alors de 5000 échantillons par seconde pour l'émetteur. s L'invention n'est naturellement pas limitée aux seuls exemples de réali- sations précisément décrits notamment en relation avec les figures 10a à 18. En particulier, les mesures d'altimétrie ne sont pas limitées à la cartographie des éten- dues maritimes: mers ou océans. Comme il a été indiqué, on peut mettre en oIvre plusieurs récepteurs embarqués différents. En outre, l'utilisation du phénomène de réflexion spéculaire n'est pas la seule méthode possible. On peut également utiliser de façon analogue la réflexion diffuse, notamment pour effectuer l'altimétrie des glaces maritimes. 26 2712095 ANNEXE 1 TABLEAU 1 h = 700 km Angle de site 13 (deg)Longueur d'arc S (km) Distance R2 (kim) 0 1551 1774 936 1209 557 913 60 299 768 95 707 0 700 TABLEAU 2 h- 10 km Angle de site 3 (deg) Longueur d'arc S (km) Distance R2 (km) 0 204,8 205,2 26,9 28,7 40 11,8 15,5 5,7 11,5 1,7 10,1 O 10 TABLEAU 3 h =1 km Angle de site 3 (deg) Longueur d'arc S (an) Distance R2 (kmn) 0 65,052 65,064 2,746 2,923 40 1,197 1,56 0,577 1,155 0,182 1,016 O 27 2712095 TABLEAU 4 ANNEXE 2 Paramètres C/A P Remarques PeGe 28 dBw 25 dBw Minimum "GPS" + 3 dB Re 24x106 m 24x106 m 0 36 deg 36 deg Bord de la zone d'exploration K 1,38x10-23 w/kHz1, 38x1023w/kHz Ta 290 K 290 K B 2 MHz 20 MHz Bande passante radiofréquence o1mm _ _ _ x_ _0,19 m0,19 m F 2dB 2dB a 27x54 m2 8,5x17 m2 Angle de site "GPS" > 40 deg. Gr 37 dB 37 dB Antenne de 4x4 m A 43x53 Km2 43x53 Km2 Bord de la zone d'exploration Co(0) 12 dB 12 dB Altimètre ERS-1 SNRo -9 dB - 32 dB Impulsion unique P2 913 Km 913 Km Bord de la zone d'exploration Pa 27 Km 8,5 Km Angle de site "GPS" > 40 deg. v 7,5 Km/s 7,5 Km/s Altitude du satellite: 700 Km TC 428 Is 1,36 ms N 428 13600 SNRN 17,3 dB 9,3 dB N impulsions 28 2712095 TABLEAU 5 ANNEXE 3 Angle de site lB Arc jusqu'au point de Longueur de l'empreinte d'impulsion (deg.) réflexion spéculaire (km) C/A (kmn) P(km) 0 1551 42 1206 32 936 25 30 726 20 557 54 17 418 46 15 299 42 13 193 39 12 80 95 37 12 0 36 il TABLEAU 6 Angle de site Arc jusqu'au point de Précision verticale (deg.) réflexion spéculaire (km) (cm) 0 1551 231 1206 162 936 124 726 101 40 557 87 418 77 299 71 193 67 95 65 90 0 64 29 2712095 REVENDICATIONS 1. Procédé de mesures altimétriques du type utilisant des sources de si- gnaux radioélectriques préexistants émis par au moins un émetteur embarqué (E) sur un engin placé sur une orbite terrestre aux caractéristiques déterminées; le pro- cédé comprenant au moins une étape de réception et de combinaison, dans un récepteur (R) embarqué sur un engin placé sur une orbite terrestre aux caractéristi- ques déterminées ou sur un avion, de signaux (SD) reçus directement de la dite source émettrice (E) et de signaux (SR) ayant subit une réflexion sur la surface du globe terrestre (T), caractérisé en ce qu'il comprend une étape de mesure des coordonnées du point de réflexion spéculaire (Ps) des signaux émis sur la surface du globe terrestre (T), en ce que cette mesure est obtenue à partir de la mesure de délais de propagation des signaux réfléchis (SR), en ce qu'il comprend une étape de comparaison avec un modèle théorique (WGS-84) des propriétés géométriques du globe terrestre (T), de manière à déterminer les variations d'altitude de ladite surface du globe (T) par rapport à ce modèle (WGS-84), et en ce que ladite étape de combinaison, pour obtenir la forme d'onde d'écho, consiste en une corrélation multiple du signal réfléchi reçu (SR) avec un nombre déterminé de répliques retardées d'un délai constant (T) du signal réfléchi reçu (SD), cette forme d'onde présentant un palier de bruit en amont et une impulsion à amplitude de puissance entièrement réfléchie en aval, entourant un palier médian, représentant le délai associé audit point de réflexion spéculaire (PS). 2 Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite source de signaux préexistants émet des signaux se présentant sous la forme de séquences numériques pseudo-aléatoires comprenant un nombre limité d'impulsions. 3. Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce que la source de signaux préexistants est un émetteur embarqué sur les satellites du système de navi- gation par satellites "GPS". 4. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que le récepteur (R) est embarqué sur un satellite à orbite basse. 5. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que le nombre de corrélations est égal à sept. 6. Procédé selon la revendication l, caractérisé en ce que ledit modèle utilisé est le modèle "WGS-84" ("World Geodetic Sytem 1984"). 7 Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que, le dit émet- teur et ledit récepteur étant en mouvements relatifs entre eux et par rapport au globe 2712095 terrestre (T), il comprend en outre une étape consistant à opérer un décalage en fré- quence sur le signal direct reçu (SD) de manière à compenser l'effet Doppler subits par le signal réfléchi (SR). 8. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 7, caractérisé en ce que plusieurs émetteurs sont utilisés (El à En). 9. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 7, caractérisé en ce que plusieurs récepteurs sont utilisés. Procédé selon l'une quelconque des revendications I à 9, caractérisé en ce qu'il est appliqué à l'altimétrie des océans. 11. Dispositif de mesures altimétriques pour la mise en oeuvre du pro- cédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 10, caractérisé en ce qu'il com- prend au moins des premiers moyens commandant un organe à retard variable (13) pour appliquer un premier retard au signal direct reçu (SD), ce retard étant sélec- tionné dans une gamme de retards estimés par rapport à un modèle prédéfini, des deuxièmes moyens (2) pour générer un nombre déterminé (n) de répliques dudit si- gnal direct reçu (SD), des troisièmes moyens pour effectuer une corrélation multi- ple de chacun desdites répliques avec le signal réfléchi reçu (SR) et des quatrièmes moyens pour détecter les signaux de sortie des troisièmes moyens, de manière à obtenir une série d'échantillons de signaux décalés dans le temps en nombre égal audit nombre prédéterminé (n). 12 Dispositif selon la revendication 11, caractérisé en ce que lesdits premiers moyens sont constitués par un processeur de signal (1). 13. Dispositif selon la revendication 11, caractérisé en ce que lesdits deuxièmes moyens sont constitués par une ligne à retards discrets (3) comprenant un nombre d'étages (21 à 2n) égal audit nombre déterminé (n), chaque étage retar- dant le signal direct (SD) d'un retard identique (T). 14. Dispositif selon la revendication 12, caractérisé en ce qu'il com- prend en outre des moyens convertisseurs de fréquence (10,12), permettant d'abais- ser de façon identique la fréquence des signaux reçus directs (SD) et réfléchis (SR), des moyens de décalage en fréquence (11) des signaux directs reçus (SD) compen- sant l'effet Doppler subit par les signaux réfléchis, ces moyens étant sous la com- mande dudit processeur de signal (1). 15. Dispositif selon la revendication 1l1, caractérisé en ce qu'il com- prend en outre deux boucles de rétro-action, la première utilisant le premier desdits échantillons (N l) et des échantillons répartis (SI à S7) dans ladite série et agissant sur des moyens d'amplification variables (14) du signal réfléchi reçu (SR), et la se- 31 2712095 conde utilisant l'échantillon central et les deux échantillons qui l'entourent de ladite série d'échantillons et agissant sur ledit organe à retard variable (13).