Brevet FR2717030A1 — publié le 19950908

La présente invention concerne un codeur SECAM numérique simplifié ainsi qu'un procédé permettant de générer un signal vidéo composite SECAM analogique pour un jeu TV 12 couleurs. Puisqu'un jeu TV 12 couleurs classique est conçu dans le domaine NTSC, le signal vidéo de sortie du jeu se présente sous un format NTSC et ne peut pas être adapté au domaine SECAM. Afin d'adapter le jeu TV 12 couleurs NTSC au procédé SECAM, un codeur SECAM simple et de faible coût est nécessaire. Le procédé classique de génération d'un signal SECAM est mis en oeuvre au moyen d'un processus analogique, par exemple au moyen du codeur SECAM analogique fabriqué par Philips qui utilise deux circuits intégrés bipolaires de noms TDA2506 et TDA2507. Du fait des exigences haute fréquence précises quant au signal SECAM, le codeur SECAM analogique de Philips utilise trois boucles de verrouillage de phase et deux modulateurs de fréquence analogique pour générer un signal de chrominance FM SECAM. Par conséquent, le prix du codeur SECAM analogique est très élevé. Dans la présente invention, une technologie de traitement de signal numérique est utilisée pour générer le signal SECAM. Du fait des caractéristiques exemptes de tolérance du traitement numérique, aucune boucle à verrouillage de phase n'est utilisée et seulement un modulateur de fréquence numérique est utilisé. Le coût est notablement réduit. Selon un premier aspect de la présente invention, on propose un codeur SECAM numérique permettant de traiter les signaux provenant de la partie jeu d'un jeu TV 12 couleurs sans l'utilisation d'un filtre de pré-accentuation haute fréquence, ledit codeur étant caractérisé en ce qu'il comprend un convertisseur YUV sensible aux signaux de chrominance et de luminance provenant de ladite partie jeu pour générer un signal de différence de couleur en séquence de lignes pondéré numérique (U/V) et un signal de luminance (Y) ; un filtre de préaccentuation basse fréquence couplé audit convertisseur YUV pour générer un signal de pré-accentuation basse fréquence ; un processeur de limitation de décalage couplé audit filtre de préaccentuation basse fréquence pour générer un signal de limitation de décalage ; un modulateur de fréquence numérique couplé audit processeur de limitation de décalage pour générer un signal de chrominance modulé en fréquence à onde sinusoïdale (CHROMA) ; une ligne de retard couplée audit convertisseur YUV pour retarder ledit signal Y ; un filtre passe-bas couplé à ladite ligne de retard pour filtrer passe-bas ledit signal Y; un processeur de synchronisation couplé audit filtre passe-bas pour combiner ledit signal Y avec des signaux synchrones ; un processeur de sommation pour générer un signal composite en sommant ledit signal Y provenant dudit processeur de synchronisation et ledit signal CHROMA ; et un convertisseur numérique/analogique couplé audit processeur de sommation pour convertir ledit signal vidéo composite numérique en un signal vidéo composite analogique. Selon un second aspect de la présente invention, on propose un procédé de conversion des signaux de chrominance et de luminance provenant de la partie jeu d'un jeu TV 12 couleurs en un signal de différence de couleur en séquence de lignes pondéré numérique (U/V), caractérisé en ce qu'il comprend les étapes de (a) codage des composantes rouge (DR) et bleue (DB) desdits signaux de chrominance ; (b) pondération desdits signaux DR et DB ; (c) normalisation desdits signaux DR et DB pondérés ; (d) quantification desdits signaux DR et DB normalisés afin d'obtenir des signaux U et V ; (e) stockage desdits signaux U et V dans une mémoire morte (ROM) ; et (f) multiplexage desdits signaux U et V pour former ledit signal U/V. Une explication davantage détaillée de l'invention est produite au vu des descriptions qui suivent et des dessins annexés. La figure 1 représente le schéma fonctionnel du système d'un jeu TV 12 couleurs la figure 2 représente le schéma fonctionnel d'un codeur SECAM numérique pour un jeu TV 12 couleurs la figure 3 représente les étapes de conversion de CHR [0 : 3] en U [0 : 3] et V [0 : 3]; les figures 4A- 4E représentent la fonction transfert et les formes d'onde du filtre de pré-accentuation basse fréquence et du traitement de limitation de décalage la figure 5 représente le schéma fonctionnel du modulateur de fréquence numérique ; et les figures 6A - 6B représentent la fonction de transfert et les formes d'onde d'un filtre passe-bas de luminance. La figure 1 représente le schéma fonctionnel du système d'un jeu TV 12 couleurs. Une fente de connexion 11 est prévue pour recevoir différentes cartes de jeu. La commande centrale 12 du jeu comprend une unité centrale de traitement (CPU), une commande de mémoire vidéo et une commande audio élaborées selon un unique circuit intégré. Un cristal à 26,601712 MHz 16 génère l'horloge système pour le système de jeu. La mémoire d'image vidéo 13 est une mémoire vive statique (SRAM). La fente de connexion 11, la commande centrale 12 et la mémoire d'image vidéo 13 constituent la partie jeu du jeu TV. Le codeur vidéo composite TV 14 et le modulateur RF 15 sont la partie de codage de signal TV du jeu TV. Le modulateur RF 15 dans lequel les signaux vidéo et audio composites sont modulés sur un signal RF produit le signal TV modulé RF en un point 17. Le point 17 est couplé au connecteur de sortie RF de jeu TV. Dans le codeur vidéo composite TV 14, des signaux RGB ou YUV vidéo produits depuis la partie jeu sont codés pour former un signal vidéo composite NTSC, PAL ou SECAM. Le signal vidéo composite est émis en sortie en un point 18 couplé au connecteur de sortie vidéo composite de jeu TV. Dans le cas d'un codage SECAM, des procédés classiques utilisent la paire de circuits intégrés TDA2506 et TDA2507 qui sont des codeurs SECAM analogiques. Dans la présente invention, le codage SECAM est réalisé de façon numérique. II résulte de cela que le codeur 14 est fusionné avec la commande centrale 12, ce qui simplifie la configuration système et ce qui diminue les coûts. La figure 2 représente le codeur SECAM numérique simplifié de l'invention en détail. Les signaux d'entrée du codeur sont générés par la partie jeu et parmi ceux-ci CHR [O : 3] est un signal numérique 12 couleurs à 4 bits LUM [0 : 1] est un signal numérique de luminance à 2 bits SCLK est l'horloge système provenant de la partie jeu et sa fréquence est de 26,601712 MHz DCLK est l'horloge de pixels pour le signal 12 couleurs CHR [0: 3] et pour le signal de luminance LUM [O : 1] et la fréquence de DCLK vaut un cinquième de celle de SCLK, c'est-àdire 5,3203424 MHz HS est l'impulsion de synchronisation horizontale entrante positive à une fréquence de 15625 Hz VS est l'impulsion de synchronisation verticale entrante positive à une fréquence de 50 Hz HBLK est l'impulsion de suppression horizontale entrante positive ; et VBLK est l'impulsion de suppression verticale entrante positive. Le convertisseur YUV 21 comprend essentiellement une mémoire morte (ROM) et il convertit le signal 12 couleurs CHR [0: 3] et le signal de luminance LUM [0 : 2] en deux signaux de différence de couleur pondérés U [O : 3] et V [0 : 3] ainsi qu'en un signal de luminance à 8 niveaux de gris Y [0 : 2]. La conversion des signaux de différence de couleur pondérés numériques U et V est effectuée au moyen de 5 étapes. ETAPE 1 -- Les 12 couleurs du jeu TV 12 couleurs sont codées au moyen de 12 des 16 états du signal CHR[ O : 3]. Chacun des 12 codes de couleur nommés CHR1 à CHRC représente l'un des 12 rayons d'un cercle unitaire. Les 12 rayons divisent le cercle en 12 segments égaux dont chacun présente un angle de phase de 30 degrés. Le cercle unitaire est tracé dans le plan de sous-porteuse MTSC dans lequel les signaux de différence de couleur rouge et bleu DR et DB sont exprimés au moyen des équations (1) et (2) qui suivent DR = sin A (1) DB = cos A (2) Où A est un angle de 0, 30, 60, 90, 120, 150, 180, 210, 240, 270, 300 ou 330 degrés. ETAPE 2 -- Les signaux de chrominance pondérés DR' et DB' correspondant aux signaux de différence de couleur DR et DB sont gouvernés par les équations (3) et (4) suivantes ETAPE 2: DR' = -1,9 x 280 x DR (3) DB' = 1,5 x 230 x DB (4) Dans ces équations, les constantes -1,9 et 1,5 sont des facteurs de pondération et 280 ainsi que 230 sont des facteurs de déviation de fréquence. Tel que défini par le standard SECAM, le gain de deux modulateurs de fréquence, c'est-à-dire les facteurs de déviation de fréquence pour les chrominances pondérées DR' et DB' sont différents. Dans la présente invention, puisqu'un modulateur de fréquence numérique est utilisé, les facteurs de déviation de fréquence sont traités en tant que facteurs de pondération. ETAPE 3 -- II s'agit de l'étape de normalisation. Les deux membres droits des équations (3) et (4) sont divisés par le facteur 1,5 x 230 puis la relation entre DR' et DR ainsi qu'entre DB' et DB devient davantage simple, comme on peut le voir au niveau des équations (5) et (6) suivantes ETAPE 3 : DR' = -1,54 DR (5) DB'= DB (6) ETAPE 4 -- II s'agit de l'étape de quantification. Les signaux U et V sont définis en tant que signaux de différence de couleur pondérés numériques. Les équations (7) et (8) sont les conceptions optimum quant à la tentative pour obtenir une valeur de comptage présentant un nombre de bits minimum pour les signaux U et V numériques qui sont quantifiés à partir des signaux DR' et DB' analogiques tout en maintenant la nuance des 12 couleurs moyennant une distorsion minimum ETAPE 4 : V = INT [4 x DR'] (7) U = INT[4x DB'] (8) ETAPE 5 -- Substitution des équations (1) et (2) dans les équations (5) et (6) et substitution par ailleurs des nouvelles valeurs de DR' et DB' dans les équations (7) et (8). Les équations de conversion finales pour les signaux de différence de couleur pondérés numériques U et V sont exprimées au moyen des équations (9) et (10) ETAPE 5 : V = INT [4 x -1,54 x sin A] (9) U = INT [4 x cos A] (10) Les équations (9) et (10) sont adoptées dans la présente invention pour calculer le code de ROM pour la conversion de CHR [0 : 3] en U [O : 3] et V [0 : 3]. Ce procédé permet d'obtenir une valeur de comptage à nombre de bits minimum pour les signaux U et V moyennant une distorsion de nuance minimum. Tel qu'estimé à partir des équations (9) et (10), le signal U présente respectivement des valeurs maximum et minimum de +4 et -4 et le signal V présente respectivement des valeurs maximum et minimum de +6 et -6. Ainsi, les deux signaux U et V sont des signaux numériques à 4 bits. Dans le convertisseur YUV 21, lorsque U [0 : 3] et V [0 : 3] sont émis en sortie depuis la ROM, ils sont multiplexés par un signal de fréquence horizontale moitié 2H afin de produire un signal de différence de couleur numérique pondéré en séquence de lignes U/V [0 3] qui, après échantillonnage au moyen de l'horloge de pixels DCLK, est ensuite émis en sortie au niveau de la sortie du convertisseur YUV 21. La conversion des signaux CHR [0 : 3] et LUM [0: 1] en le signal à 8 niveaux de gris Y [0 : 2] est davantage simple. Le code de ROM est présenté dans le tableau 1. Tableau 1 LUM 0 :1 CHR [0 : 3] Y [O : 2] 0 0 2 O 1-C 1 O D-F O 1 O 7 1 1-C 6 1 D-F 5 2 0 4 2 1-C 2 2 D-F O 3 0 7 3 1-C 4 3 D-F 2 Le filtre de pré-accentuation basse fréquence (LFE) 22 est prévu pour recevoir un signal de stimulation d'entrée, c'est-àdire le signal de différence de couleur en séquence de lignes UN [0 : 3] tracé sur la figure 4A. Le signal V apparaît dans la période de V lignes moyennant une excursion d'amplitude maximum comprise entre -6 et +6. Le signal U apparaît dans la période de U lignes moyennant une excursion d'amplitude maximum de -4 à +4. Ces signaux sont ensuite passés au travers d'un filtre qui présente la fonction transfert représentée sur la figure 4B et qui est gouverné par l'équation (11), d'où un échantillonnage à l'aide de l'horloge de pixels DCLK. H(Z) = 4 x {(20/16) ZO + (16/16) Z1 - (4/16) z2 (4/16) Z3 - (3/16) Z4 - (3/16) Z5 - (2/16) Z6 - (2/16) Z7 - (1/16) z8 - (1/16) Z9} (11) L'effet de la pré-accentuation basse fréquence sur le signal U/V est destiné à provoquer des sur-oscillations importantes lors de toutes les transitions rapides. Le signal de pré-accentuation basse fréquence LFE [O : 7] est représenté sur la figure 4B. Dans le processeur de limitation de décalage (OSLIM) 23, le signal d'entrée LFE [0 : 7] est tout d'abord multiplié par un facteur de 1,5 puis il est commandé du point de vue de la séquence de lignes au moyen du signal de fréquence horizontale moitié 2H qui est représenté sur la figure 4C de manière à additionner le nombre décimal 678 dans la période de V lignes à son signal de composante V et de manière à additionner le nombre décimal 654 dans la période de U lignes à son signal de composante U. Le signal de décalage de niveau continu résultant OS [O : 9] est représenté sur la figure 4D. Ce signal est ensuite passé au travers d'un limiteur dont le seuil de limitation supérieure est de 732 et dont le seuil de limitation inférieure est de 600 afin de produire le signal à sur-oscillations limitées LIM [O : 9] qui est représenté sur la figure 4E. Cette forme d'onde est élaborée dans le but d'obtenir le signal de chrominance FM requis en utilisant seulement un seul modulateur FM numérique. Le modulateur de fréquence numérique 24 est constitué par un accumulateur à 12 bits et par une ROM de 8 x 5 sinus. L'accumulateur à 12 bits réalise la fonction de modulation de fréquence numérique telle que tracée sur la figure 5. L'accumulateur est un additionneur à 12 bits 51. L'une des entrées de l'additionneur nommée Nin qui est de fait le signal LIM [O : 9] comme mentionné ci-avant est un nombre numérique. La sortie de l'additionneur 51 nommée Nout est connectée à l'entrée des bascules de type D 52 qui sont toutes échantillonnées au moyen de l'horloge SCLK. Les sorties des bascules 52 sont connectées aux autres entrées de l'additionneur 51. Du fait que Nin est un nombre connu, la sortie Nout augmente à chaque horloge SCLK d'une valeur du nombre Nin. II résulte de cela que Nout forme une onde triangulaire numérique présentant une fréquence répétitive Fnout qui peut être calculée au moyen de l'équation (12) comme suit Fnout = (Nin/212) x Fsclk (12) La fréquence du signal Nout varie linéairement par rapport à l'entrée Nin et ainsi, I'accumulateur à 12 bits est un modulateur de fréquence linéaire qui produit une forme d'onde de sortie triangulaire. Le tableau 2 représente quatre fréquences spécifiques qui sont calculées au moyen de l'équation (12), les nombres d'entrée étant tels que représentés sur la figure 4E qui montre la forme d'onde du signal LIM [0 : 9]. Tableau 2 Nin 212 Fsclk Fnout LIMITE 732 4096 26,601712 4,7540 SUPERIEURE VZERO 678 4096 26,601712 4,4033 UZERO 654 4096 26,601712 4,2474 LIMITE 600 4096 26,601712 3,8967 INFERIEURE La ROM de 8 x 5 sinus convertit l'onde triangulaire Nout en une onde sinusoïdale à 5 bits puis celle-ci est supprimée par le signal de suppression de chrominance composite CCBLK qui ôte la sous-porteuse au voisinage de la période d'impulsion de synchronisation. Pour finir, le signal de chrominance FM à onde sinusoïdale pure CHROMA [O : 4] est émis en sortie. Le processus de pré-accentuation haute fréquence n'est pas utilisé dans la présente invention dans le but de réduire les coûts. L'autre raison est constituée par le fait que le problème d'interférence de bruit n'existe jamais du fait que le jeu TV produit toujours un signal RF intense pour le poste TV. La ligne de retard (DL) 26 pour le signal Y [0 : 2] est munie de bascules de type D qui sont échantillonnées par l'horloge DCLK. Le nombre d'éléments de retard utilisés est égal au retard du signal de chrominance dans le canal de chrominance. Le filtre passe-bas (FPB) 27 pour le signal de luminance DL [O : 2] est échantilionné à l'aide de l'horloge SCLK qui présente une fonction transfert gouvernée par l'équation (13) H(Z) = {(1/4)Z + (1/2) Z1 + (1/4) Z2}2 (13) Le schéma de cadencement de l'entrée DL [O . 2] et les formes d'onde LPF [O 2] de sortie sont respectivement tracés sur les figures 6A et 6B. Dans le processeur d'addition de synchronisation (SYNC) 28, I'impulsion de synchronisation composite est additionnée au signal de luminance filtré passe-bas LPF [O : 2] afin de former la luminance avec le signal de synchronisation YS 10 : 3]. Le signal YS combiné permet d'obtenir une amplitude de synchronisation de 40 IRE et une amplitude de crête du blanc ou blanc parfait de 75 IRE. Dans le processeur de sommation (SUM) 25, le signal FM de chrominance à 5 bits CHROMA [O : 4] est additionné à 4 fois la luminance moyennant le signal de synchronisation YS [0: 3] afin de produire le signal vidéo composite complet à 6 bits CVIDEO [O : 5]. Le convertisseur numérique/analogique à 6 bits (CNA) 20 est un CNA du type courant qui convertit le signal vidéo composite numérique CVIDEO [O : 5] en courant destiné à circuler à l'intérieur d'une résistance de 75 ohms 202 afin d'établir un signal vidéo composite analogique présentant une valeur crête à crête de 2 V au niveau d'un connecteur de sortie vidéo composite analogique 202. Lors d'une connexion à un câble de 75 ohms, L'entrée audio/vidéo (A/V) de la TV peut être pilotée directement. Le générateur de signal de commande (CTRL) 29 tamponne les horloges SCLK et DCLK. HS est divisé par 2 pour obtenir le signal de fréquence horizontale moitié 2H. HS et VS sont soumis à une logique OU-exclusif pour former l'impulsion de synchronisation composite CSYNC. HBLK et VBLK sont soumis à une logique OU afin de générer le signal de suppression de chrominance composite CCBLK. REVENDICATIONS 1. Codeur SECAM numérique permettant de traiter les signaux provenant de la partie jeu d'un jeu TV 12 couleurs sans l'utilisation d'un filtre de pré-accentuation haute fréquence, ledit codeur étant caractérisé en ce qu'il comprend un convertisseur YUV (21) sensible aux signaux de chrominance et de luminance provenant de ladite partie jeu pour générer un signal de différence de couleur en séquence de lignes pondéré numérique (U/V) et un signal de luminance (Y) un filtre de pré-accentuation basse fréquence (22) couplé audit convertisseur YUV pour générer un signal de préaccentuation basse fréquence un processeur de limitation de décalage (23) couplé audit filtre de pré-accentuation basse fréquence pour générer un signal de limitation de décalage un modulateur de fréquence numérique (24) couplé audit processeur de limitation de décalage pour générer un signal de chrominance modulé en fréquence à onde sinusoïdale (CHROMA) une ligne de retard (26) couplée audit convertisseur YUV pour retarder ledit signal Y ; un filtre passe-bas (27) couplé à ladite ligne de retard pour filtrer passe-bas ledit signal Y un processeur de synchronisation (28) couplé audit filtre passe-bas pour combiner ledit signal Y avec des signaux synchrones un processeur de sommation (29) pour générer un signal composite en sommant ledit signal Y provenant dudit processeur de synchronisation et ledit signal CHROMA ; et un convertisseur numérique/analogique (20) couplé audit processeur de sommation pour convertir ledit signal vidéo composite numérique en un signal vidéo composite analogique. 2. Procédé de conversion des signaux de chrominance et de luminance provenant de la partie jeu d'un jeu TV 12 couleurs en un signal de différence de couleur en séquence de lignes pondéré numérique (U/V), caractérisé en ce qu'il comprend les étapes de (a) codage des composantes rouge (DR) et bleue (DB) desdits signaux de chrominance (b) pondération desdits signaux DR et DB (c) normalisation desdits signaux DR et DB pondérés (d) quantification desdits signaux DR et DB normalisés afin d'obtenir des signaux U et V (e) stockage desdits signaux U et V dans une mémoire morte (ROM) ; et (f) multiplexage desdits signaux U et V pour former ledit signal U/V. 3. Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce que l'étape (a) est gouvernée par les équations suivantes DR = sin A ; et DB = cos A, où A est un angle de 0, 30, 60, 90, 120, 150, 180, 210, 240, 270, 300, 330 ou 360 degrés. 4. Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce que l'étape (b) est gouvernée par les équations suivantes DR' (DR pondéré) = -1,9 x 280 x DR ; et DB' (DB pondéré) = 1,5 x 230 x DB, où les constantes -1,9 et 1,5 sont les facteurs de pondération et 280 et 230 sont des facteurs de déviation de fréquence. 5. Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce que l'étape (c) est gouvernée par les équations suivantes DR' = -1,54 DR ; et DB' = DB. 6. Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce que l'étape (d) est gouvernée par les équations suivantes V = INT [4 x DR'] = INT [4 x -1,54 x sin A] ; et U = INT [4 x DB'] = INT [4 x cos A], où INT représente la partie entière d'un calcul. 7. Codeur SECAM numérique selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit convertisseur YUV comprend ladite ROM. 8. Codeur SECAM numérique selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit filtre de pré-accentuation basse fréquence présente la fonction transfert suivante H(Z) = 4 x ((20/16) Zo + (16/16) Z1 - (4/16) z2 (4/16) Z3 - (3/16) Z4 - (3/16) Z5 - (2/16)ZG (2/16) Z7 - (1/16) z8 - (1/16) Z9} . 9. Codeur SECAM numérique selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit processeur de limitation de décalage (23) additionne respectivement 678 et 654 aux composantes V et U d'un signal provenant dudit filtre de pré-accentuation basse fréquence (22), ledit signal ayant été multiplié par 1,5, et passe ledit signal au travers d'un limiteur présentant un seuil de limitation supérieure de 732 et un seuil de limitation inférieure de 600. 10. Codeur SECAM numérique selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit modulateur de fréquence numérique (24) comprend un accumulateur et une ROM de sinus pour convertir une onde triangulaire en ledit signal de chrominance CHROMA. 11. Codeur SECAM numérique selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit filtre passe-bas (27) présente la fonction transfert suivante H(Z) = ((1/4) ZO + (1/2) Z1 + (1/4) z2}2 12. Jeu TV 12 couleurs caractérisé en ce qu'il comprend un codeur SECAM numérique selon la revendication 1.