Brevet FR2719382A1 — publié le 19951103

La présente invention se rapporte à un procédé de détection radar discrète ainsi qu'à un système de mise en oeuvre de ce procédé. Les systèmes radar multistatiques présentent de nombreux avantages, notamment en ce qui concerne: - la discrétion des stations de réception, qui sont entièrement passives, et donc pratiquement invulnérables aux moyens de guerre électronique; - la possibilité de détection des cibles qui, du fait qu'elles sont vues sous des présentations différentes de celles qu'elles présentent pour des radars monostatiques classiques, ont des difficultés à assurer leur discrétion. -la capacité de fonctionnement en environnement de fouillis et la possibilité de mise en oeuvre de formes d'ondes à haute fréquence de répétition. Toutefois, ces systèmes nécessitent l'implantation d'un réseau de stations, ce qui les rend onéreux. On a donc été amené à essayer d'utiliser des stations déjà implantées et normalement prévues pour une autre utilisation, mais pouvant être facilement adaptées à une utilisation en radar. Il a ainsi été proposé (H.D. GRIFFITHS, N.R.W LONG, "Television based bistatic radar", IEE proceedings, vol 133, n 7, Dec. 1986), d'utiliser des stations de diffusion de signaux de télévision analogiques de type PAL, SECAM ou NTSC pour détecter des cibles aériennes, ce qui s'est révélé difficile à mettre en oeuvre. Les auteurs de l'article précité ont alors proposé l'utilisation de formes d'ondes inspirées des émissions impulsionnelles classiques des radars. Cependant, cette approche est limitée par les contraintes de fonctionnement des émetteurs de télédiffusion, qui ne sont pas compatibles avec des signaux impulsionnels tels que ceux des radars classiques. La présente invention a pour objet un procédé et un système de détection radar discrète utilisant de préférence un réseau existant de stations d'émission et de réception, ce réseau étant suffisamment dense pour assurer une couverture radar satisfaisante de la zone géographique surveillée compte tenu de la puissance d'émission en utilisation radar que peuvent assurer les stations d'émission, les modifications apportées au réseau existant étant le plus simples possible à mettre en oeuvre, tout en permettant de réaliser un système multistatique présentant des performances similaires à celles des systèmes multistatiques classiques. Dans le cas o l'on crée un réseau, celui-ci doit être le moins onéreux possible, tout en offrant une bonne couverture radar de la zone à surveiller et une bonne discrétion. Dans le cas de l'application à un radar monostatique, celui-ci doit pouvoir assurer une détection radar aussi bonne qu'un radar classique, avec une discrétion améliorée. Le procédé conforme à l'invention consiste à produire à l'émission une forme d'onde codée à partir d'un signal multiporteuses répété sur au io moins N périodes, et à la réception à effectuer un filtrage adapté sur un temps d'intégration de N périodes, N étant de préférence supérieur à dix, et pouvant être égal à 1 pour un radar monostatique. N détermine la sélectivité Doppler. Le système de détection radar conforme à l'invention comporte au i5 moins un émetteur et au moins un récepteur, I'émetteur comportant un générateur d'onde codée multiporteuses, le récepteur comportant au moins un étage de traitement de cases distances, avantageusement complété d'un étage de traitement de cases Doppler. L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description détaillée d'un mode de réalisation, pris à titre d'exemple non limitatif et illustré par le dessin annexé, sur lequel: - La figure 1 est un exemple de schéma de propagation de signal entre émetteur et récepteur du système conforme à l'invention; - La figure 2 est un exemple simplifié de forme d'onde dans le domaine fréquentiel produite par les émetteurs du système conforme à l'invention; - La figure 3 est un schéma simplifié de la partie traitement en distance et Doppler d'un récepteur conforme à l'invention; La figure 4 est un schéma simplifié des circuits de pré-traitement de synchronisation d'un récepteur conforme à l'invention; - La figure 5 est un bloc-diagramme de la voie de synchronisation d'un récepteur conforme à l'invention; - La figure 6 est un bloc-diagramme des circuits d'avertissement numérique des oscillateurs locaux d'un récepteur conforme à l'invention; les dispositifs représentés aux figures 4 à 6 ne concernant que le cas d'un système multistatique. - La figure 7 est un bloc-diagramme de l'ensemble des circuits principaux de traitement d'un récepteur conforme à l'invention; L'invention est décrite ci-dessous en référence à l'utilisation d'un réseau existant de diffusion de signaux de télévision, mais il est bien entendu qu'elle n'est pas limitée à cette seule utilisation. Elle s'étend également à l'utilisation d'un réseau existant (faisceaux hertziens par exemple) au moins partiellement compatible avec l'émission et la réception de signaux de type télévision numérique, tels que décrits ci-dessous, ainsi qu'à l'utilisation combinée d'un réseau existant et d'émetteurs et/ou récepteurs additionnels, au cas o le réseau existant ne serait pas assez dense, et même à la réalisation d'un réseau spécifique multistatique ou d'un radar monostatique. Dans la description qui suit, on emploie le terme bistatique pour des exemples, mais il est bien entendu que ces exemples peuvent être étendus à un système multistatique. Des études récentes dans le domaine des transmissions numériques par voie hertzienne ont mis en évidence tout l'intérêt des modulations multiporteuses dans des situations de trajets multiples (échos). Dans l'approche classique monoporteuse, chaque information élémentaire transmise occupe l'ensemble de la bande spectrale disponible, sur un intervalle de temps minimal. A l'opposé, I'approche multiporteuse OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) alloue à chaque information élémentaire une petite partie de la bande de fréquence utile sur un intervalle de temps plus important. En présence d'un canal sélectif en fréquence - comme c'est le cas dans une situation de trajets multiples - cette dernière solution autorise une identification et une compensation de la réponse du canal (en d'autres termes des échos) plus performantes et faciles de mise en oeuvre par transformée de Fourier rapide (FFT). Or c'est précisément les échos issus d'éventuelles cibles que le récepteur radar doit détecter. On comprend dès lors l'intérêt potentiel d'une telle forme d'onde. Un autre avantage de cette solution est de pouvoir faire fonctionner les émetteurs en continu, c'est à dire avec des rendements en puissance bien meilleurs que dans le cas des radars impulsionnels. La forme d'onde utilisée est définie à partir de la somme pondérée de M porteuses orthogonales (séparées fréquentiellement de A f): Af-I V -1 2; rj kAf t s(t)= ck.e J k=0 Les coefficients de pondération ck sont des nombres complexes. Contrairement au cas de la transmission numérique o ces coefficients portent l'information à transmettre sur des durées Tm = 1/A f, ils sont choisis fixes sur N périodes Tm successives, conformément à l'invention, de manière o à conférer au signal résultant de bonnes propriétés radar. L'utilisation des coefficients ck invariants d'un paquet (c'est l'ensemble des M porteuses produites pendant une période) à l'autre permet d'assurer la stationnarité du signal émis qui devient périodique de période Tm, ce qui permet d'envisager en réception un traitement classique par filtrage adapté sur un temps d'intégration de N périodes. Dans une configuration bistatique, un tel filtrage adapté permet l'estimation de la distance différentielle D (différence entre la somme des distances émetteur-cible et récepteur-cible et la distance émetteur-récepteur), ainsi que la vitesse apparente bistatique v (somme algébrique des vitesses radiales cible vers émetteur et cible vers récepteur). Dans une configuration monostatique, on obtient les valeurs de distance et de vitesse radiales de façon analogue à celle mise en oeuvre dans des radars classiques. L'intégration cohérente sur N périodes du signal reçu est nécessaire d'une part afin d'augmenter le bilan énergétique, d'autre part pour obtenir la discrimination souhaitée sur l'axe Doppler. Cette durée d'intégration est toutefois limitée par les caractéristiques de fluctuation temporelle de la SER (Surface Equivalente Radar) des cibles, et par leur vitesse maximale. Cette dernière contrainte équivaut a une hypothèse de bande étroite du signal reçu, ce qui revient à considérer que le Doppler affecte de la même manière chacune des sous-porteuses, ou, en d'autres termes, que la variation de distance de la cible pendant la durée d'intégration reste petite vis à vis de la résolution en distance du récepteur. Elle se traduit par: N de la cible. Après modulation par la porteuse HF de fréquence fo, le signal émis s'écrit: e(t) = Re( ao. s(t).e2 rjfo t) o ao est un réel positif déterminant la puissance moyenne Pe émise: ao2 = Pe / M Le signal reçu au niveau du récepteur est constitué de la somme de diverses contributions résumées figure 1, à savoir: - cibles mobiles (C1, C2) - trajet direct (en fait, trajet stationnaire minimal) - échos fixes (réflexions sur structures fixes du relief) - fouillis de sol - bruit d'antenne + bruit propre du récepteur ramené à l'entrée. Sous la condition bande étroite exprimée plus haut, le signal reçu d'une cible sur une durée N. Tm s'exprime, après démodulation par la porteuse fo, sous la forme: -)a.s( -t0 - r).e2iJfo(r+to) 2zJfo(t-to) (t-to-r) z(t) = a.s(t - tm - r).e-.e. I %5r o rl,\T (t) est la fonction caractéristique de l'intervalle [O, NTm] et to est un paramètre inconnu mais constant quel que soit le trajet (cible, trajet direct, écho fixe...) traduisant simplement la délocalisation entre émetteur et récepteur. En monostatique, to est nul. fd et r représentent les caractéristiques de la cible, respectivement son Doppler apparent et son retard différentiel: fd = fo v/c et r=D/c. Sous l'hypothèse de bruit blanc gaussien, le récepteur optimal (c'est-àdire celui qui maximise le rapport signal à bruit à sa sortie) est celui qui effectue la corrélation (sur N Tm) du signal reçu échantillonné à la fréquence fe =M. Af avec: Ukm(t) = s(t - rk). e pour des couples (rk fm) échantillonnant l'espace distance-Doppler; prend ensuite le module du résultat et recherche les io maxima obtenus après CFAR, ces maxima traduisant la présence d'une ou plusieurs cibles. Les valeurs des ambiguïtés de réception s'en déduisent immédiatement: Distance ambigue: Da CTm = c/A f - Vitesse ambigue: Va = cA f fo De même, un échantillonnage régulier de l'espace distance/Doppler compatible avec les précisions d'estimation atteignables peut être choisi selon: - Largeur de la case distance: D, = cTm I M (soit M cases distance) - Largeur de la case Doppler: À ' = cA f / Nfo (soit N cases Doppler) Les couples (rk fm,,) sont donc donnés par: - rk = k. Tm IM, k variant de 0 à M-1 - fm = m.A f / N, m variant de 0 à N-1 Les coefficients ck doivent quant à eux être choisis de façon à optimiser le compromis entre la largeur du lobe principal et les niveaux des lobes secondaires de la fonction d'ambiguïté. On montre alors, moyennant une hypothèse sur le Doppler des cibles. fd " A f, que le récepteur optimal doit calculer (hors normalisation): If f- 1 2, fjkAf -12j 1 3'V- 1zmI c(k,m)= 2r j kp. C E ee - ZIjn e mn p=O 1=0 n=0 pour k variant de 0 à M-1 (indice distance) et m de 0 à N-1 (indice Doppler),o In =:((/+tL) Te) est un échantillonnage du signal reçu. L'hypothèse fad ((A f est relativement contraignante. Lorsqu'elle n'est pas vraiment vérifiée (cibles à grande vitesse), on voit apparaître un couplage distance/Doppler et une remontée des lobes secondaires d'ambiguïté. On a représenté en figure 2 une forme d'onde pouvant être utilisée par le système de l'invention dans le domaine fréquentiel. Cette forme d'onde comprend M (par exemple M=512) porteuses régulièrement espacées entre elles, ces M porteuses étant orthogonales. On a représenté en figure 3 la partie traitement des cases i5 distances et Doppler d'un récepteur conforme à l'invention. Le signal reçu par le récepteur est échantillonné de façon connue en soi par des circuits non représentés. Cet échantillonnage se fait avec une période de Te = T, / M avec des intervalles de durée NTm (puisque l'on a NM échantillons pour N périodes d'un signal comprenant M échantillons). On regroupe les échantillons obtenus par indices de rang dans la forme d'onde, c'est-à-dire par cases distances. On obtient ainsi M groupes de N échantillons chacun. Chacun de ces M groupes est envoyé à un circuit correspondant de FFT d'un premier étage 1 qui comporte M tels circuits de FFT fonctionnant en parallèle. La FFT est réalisée sur N points dans chacun de ces circuits, et effectue un traitement Doppler. On regroupe les échantillons de sortie de l'étage 1 selon leur appartenance à l'une des N cases Doppler. On obtient ainsi N groupes de M échantillons. Chacun de ces N groupes est envoyé à un circuit correspondant de FFT de l'étage de traitement 2 suivant. Les N circuits de I'étage 2 réalisent chacun une FFT sur M points. Les différentes sorties de chacun des circuits de l'étage 2 sont multipliées par c (k allant de 0 à M-1), les coefficients c étant ceux définis ci-dessus. Les sorties ainsi pondérées des circuits de l'étage 2 sont envoyées en parallèle à des circuits de FFT inverse d'un étage 3. Ces circuits de l'étage 3 réalisent chacun une FFT inverse sur M points pour chacun des N paquets issus de l'étage 2. On effectue ainsi un traitement de distance. Les sorties des N circuits de l'étage 3 sont reliées à un étage 4 de détermination de module et de régulation de fausses alarmes (CFAR) lui- même relié à un étage 5 de recherche de maxima (pic le plus puissant après corrélation des différentes cases Doppler). A titre d'exemple, pour 512 porteuses, une intégration sur 512 paquets, une bande totale de 1,5 MHz et une porteuse HF à 600 MHz, les caractéristiques du récepteur deviennent: Da = 100 km Dp=200m Va = 1500 m/s Vp = 3 m/s Dans ces conditions, une cible de SER unité située à 20 km de l'émetteur et du récepteur peut être détectée avec un rapport signal à bruit en sortie de traitement de l'ordre de 15 dB pour une puissance d'émission de 50 W seulement (en supposant une température totale de bruit de i 700 K). Ce récepteur nécessite auparavant une synchronisation. En bistatique, elle s'effectue sur le train binaire reçu sur le trajet direct (entre I'émetteur et le récepteur), afin de procéder ensuite à un traitement en retard différentiel, comme décrit ci-dessous. En monostatique, cette synchronisation s'obtient naturellement grâce aux circuits internes du radar. Le défaut de la forme d'onde multiporteuse décrite ci-dessus est que, si l'on maîtrise parfaitement son spectre, sa dynamique est par contre importante. Afin d'éviter toute distorsion d'intermodulation entre porteuses voisines en sortie d'émetteur (écrêtage au niveau de l'amplification), il est donc nécessaire de placer son point de fonctionnement en recul (backoff) par rapport à sa puissance nominale dans un rapport égal au rapport de la puissance crête à la puissance moyenne du signal OFDM. Ce backoff se traduit par une réduction de la puissance moyenne émise. La valeur de ce backoff peut être limitée par un choix judicieux des coefficients ck. Typiquement, dans le cas de coefficients de module unité et à phases indépendantes uniformément distribuées sur [-Ir, + Tr], un backoff de l'ordre de 8 dB est généralement nécessaire. Le récepteur décrit précédemment permet la mesure de retards sans référence absolue étant donné l'absence de synchronisation entre émetteur et récepteur. Ceci se traduit par un retard supplémentaire t0 inconnu mais constant sur chacune des contributions du signal reçu (trajet direct et trajets cibles). Afin d'obtenir une référence absolue en bistatique ou en multistatique, il est donc nécessaire d'inclure avant le récepteur proprement dit (figure 3) un module de synchronisation sur le trajet direct, c'est-à-dire de recaler le train binaire par rapport au retard inconnu to. Le récepteur mesure alors des retards différentiels par rapport au retard du trajet direct, supposé connu (par calibration). Cette synchronisation peut être obtenue simplement en supposant que le trajet direct correspond au pic ayant le plus de puissance après corrélation dans la case à Doppler nul. Elle peut alors être effectuée à I'aide de circuits numériques comme représenté sur le schéma de la figure 4. Il faut noter que cette étape de synchronisation n'a pas besoin d'être effectuée avant chaque traitement de N paquets (ce qui réduit la charge de calcul du récepteur). Dans la suite, on appellera voie réception le traitement de la figure 3 et voie synchronisation le traitement de la figure 4 (dans le schéma global de réception, ces deux traitements se séparent en effet sur deux voies distinctes). Le dispositif de la figure 4 reçoit à son entrée les N groupes de M échantillons avant traitement et regroupement. Tous ces groupes sont rassemblés dans un circuit 6 de sommation qui ne laisse passer que la composante à Doppler nul sur tous les échantillons, et qui est relié à un circuit 7 opérant une FFT sur M points. Les différentes sorties du circuit 7 sont multipliées en 8 par les coefficients c. correspondants (k allant de 0 à M-1), puis soumises à une FFT inverse sur M points en 9. Un circuit 10 effectue l'extraction du module des sorties du circuit 9 et la recherche du pic de puissance maximale après corrélation dans la case à Doppler nul, comme précisé ci-dessus. On obtient ainsi la valeur de l'indice k de ce pic (k pouvant aller de 0 à M-1, comme précisé cidessus).On en déduit le signal de synchronisation des paquets reçus. Une seconde contrainte d'implantation est liée à la dynamique des signaux à traiter. En effet, les traitements décrits précédemment se font en numérique; ils supposent donc un échantillonnage et une conversion analogique/numérique préalables des signaux reçus après démodulation HF. Se pose donc le problème de la dynamique de conversion. Le récepteur doit en effet être capable de traiter aussi bien le trajet direct (en bistatique, ou la "fuite d'émission", c'est-à- dire la liaison parasite directe entre émetteur et récepteur d'une station monostatique, sans sortir de la station émettrice-réceptrice) que le signal rétrodiffusé par io une cible (voie réception). Or, une différence de puissance de 95 dB peut exister entre ces deux signaux, nécessitant donc a priori une dynamique de conversion numérique d'au moins 16 bits. Par ailleurs (sur la voie réception), afin d'éviter que le trajet direct ou la fuite d'émission ne viennent créer des fausses alarmes en sortie des filtres Doppler à vitesses non nulles (du fait de sa puissance très élevée), il est nécessaire de les ramener d'abord par filtrage à un niveau comparable à celui des signaux issus des cibles. Une solution simple consiste alors à retirer aux échantillons reçus la valeur moyenne obtenue en sortie du traitement Doppler à vitesse nulle. Il est nécessaire d'effectuer cette soustraction en analogique afin de réduire la dynamique de conversion sur la voie réception. La figure 5 représente une solution possible pour la réalisation de ce module amont de synchronisation et filtrage de trajet direct, qui permet de réduire la dynamique de la voie réception (traitement des signaux cibles) à une valeur convenable de 8 ou 12 bits. Le filtre H(z) effectue une moyenne glissante qui permet de ne conserver que le trajet direct en éliminant les cibles à Doppler non nul. Cette solution a d'autre part l'avantage de bien séparer en bistatique ou en multistatique la voie synchronisation (travaillant uniquement sur le trajet direct) de la voie de traitement (voie réception). Cette voie synchronisation est par ailleurs utilisée pour asservir numériquement l'oscillateur local du récepteur sur celui de l'émetteur. La figure 5 donne le synoptique global de la voie synchronisation (hors dispositif d'asservissement de l'oscillateur, qui n'est pas représenté). On retrouve sur cette figure la partie synchronisation de la réalisation bistatique, correspondant à la figure 4 (FFT M points, multiplication par les coefficients ck, FFT inverse). La seule différence pour cette partie synchronisation réside dans le calcul de la moyenne glissante sur la figure , via les filtres H(z). Le bloc-diagramme de la figure 5 représente des circuits d'une partie d'un récepteur conforme à l'invention. L'entrée 11 de ces circuits reçoit des signaux analogiques après démodulation HF dans le récepteur dans lequel ils sont implantés. Cette entrée 11 est reliée par un convertisseur analogique-numérique 12 à un circuit 13 de calcul de moyenne glissante, qui est suivi d'un circuit 14 de prétraitement de o synchronisation qui est celui de la figure 4. Le circuit 13 est réalisé de façon connue en soi en reliant à chacune des sorties du circuit 12 un filtre H(z). Les sorties des différents filtres H(z) sont reliées à un convertisseur parallèle-série 15 suivi d'un convertisseur numérique-analogique 16 dont la sortie est reliée à une entrée d'un additionneur 17 dont l'autre entrée est i5 reliée à l'entrée 11. La sortie de l'additionneur 17 est reliée à un convertisseur analogique-numérique 18, qui est suivi d'un circuit de traitement 19, qui est le circuit de la figure 3. Un oscillateur local 20 est relié aux différents convertisseurs 12,16 et 18. Pour réaliser en bistatique l'asservissement numérique de lI'oscillateur local du récepteur, on se place toujours dans une configuration à un émetteur et un récepteur. La délocalisation entre émission et réception transparaît aussi au niveau de la génération des fréquences de pilotage du récepteur (oscillateurs de démodulation HF et d'échantillonnage), qu'il faut asservir sur l'émission pour conserver un traitement cohérent. Comme expliqué ci-dessous, une récupération numérique des horloges d'émission peut être mise en place par un traitement complémentaire sur la voie synchronisation. En effet, en supposant des générations locales (à l'émission et à la réception) les fréquences de démodulation fo et d'échantillonnage fe en réception sont différentes et ne dérivent pas de la même manière que celles de l'émission, fo et fe C'est cet écart que l'on doit chercher à compenser (Récupération de rythme), en asservissant les oscillateurs locaux du récepteur sur ceux de l'émetteur. L'approche adoptée est une récupération numérique du rythme des horloges à partir signal reçu du trajet direct sur la voie synchronisation. Soient, A f0 = fo -fo et A fe ='e f e - Il faut chercher à estimer Afo et Aie qui rendent compte du mauvais calage des fréquences du récepteur, de façon à générer les commandes adéquates des oscillateurs locaux. On peut alors montrer (les calculs simples mais relativement fastidieux ne sont pas reproduits ici) que la variation au cours du temps de la phase des coefficients dk obtenus en sortie de la FFT de la voie synchronisation (FFT M points des figures 4 ou 5, avant multiplication par les coefficients ck) est une fonction linéaire des écarts Aie et Afo io (moyennant l'hypothèse que les écarts sont faibles). En d'autres termes, en notant: AD(k) = variation de phase du coefficient dk entre les FFT d'instants n et n+1. on montre que: AD(k)=a.k+b. A fe +c.A fo les coefficients a, b et c étant des constantes connues. Dans ces conditions, un algorithme des moindres carrés appliqué sur ces différences de phase (pour k variant de 0 à M-1) permet d'estimer les écarts inconnus Afo et Afe. Cette procédure d'asservissement des fréquences de pilotage en bistatique est résumée sur la figure 6. Il faut noter que Afo peut soit servir à commander l'oscillateur de génération de la fréquence de démodulation, soit être utilisée pour alimenter un multiplieur complexe sur le signal temporel avant traitement de réception (traitement distance et Doppler), l'oscillateur de démodulation étant alors laissé libre. Sur la figure 6, on a représenté la voie de synchronisation de la figure 5, à savoir les circuits 12, 13 et 14. Les sorties du circuit de FFT du circuit 14 sont reliées à un circuit 21 de calcul de la phase des différents échantillons, suivi d'un étage 22 d'addition de la phase précédente et d'un étage 23 de calcul des moindres carrés dont la sortie commande l'oscillateur local (20 sur la figure 5). Le système décrit précédemment doit in fine conduire à une localisation absolue des cibles, ce qui nécessite de pouvoir traiter, et donc discriminer au niveau d'un récepteur les signaux en provenance d'émetteurs différents. Une bonne discrimination peut être obtenue en utilisant des jeux de coefficients ck orthogonaux d'un émetteur à l'autre. Par exemple, en choisissant des coefficients ck de module unité, dont la phase est tirée aléatoirement et de façon indépendante d'un émetteur à l'autre, on atteint en réception, en l'absence de bruit, une réjection de 10 Log10(M) dB de l'émetteur indésirable, soit 27 dB pour 512 porteuses. Cette réjection est largement suffisante dans la mesure o un niveau de bruit de 19 dB en sortie de traitement suffit pour obtenir une probabilité de détection de 0,85 pour une probabilité de fausse alarme de 10-6. De manière similaire, cette discrimination des coefficients ck d'émetteurs différents permet de focaliser les opérations de synchronisation et d'asservissement des oscillateurs locaux sur un émetteur particulier. Dans le cas de l'utilisation d'un réseau existant d'émetteurs et de récepteurs (par exemple un réseau de télévision), le système radar multistatique obtenu est particulièrement adapté à la surveillance basse altitude d'engins volants, du fait de l'orientation des antennes d'un tel réseau. Pour améliorer les performances du système radar de l'invention, on peut avantageusement faire varier au cours du temps les coefficients ck après un nombre entier de fois N périodes du signal émis. On peut ainsi s'affranchir des effets néfastes des différents parasites (fouillis, échos parasites, brouillage,...). De façon à rendre le système encore plus discret, on peut choisir les coefficients ck de façon que le signal émis ressemble à une image de télévision fixe ou mobile (une mire par exemple). On a représenté en figure 7 le bloc-diagramme de la partie traitement de signaux OFDM du récepteur de l'invention. Ce bloc-diagramme comprend les sous-ensembles représentés sur les figures 3, 4, 5 et 6. Les éléments utilisés seulement pour une station monostatique sont entourés d'un cadre en trait interrompu. REVENDICATIONS 1. Procédé de détection radar discrète, caractérisé par le fait qu'il consiste à produire à l'émission une forme d'onde codée à partir d'un signal multiporteuse répété sur au moins N périodes, N étant supérieur ou égal à 1, et qu'à la réception on effectue un filtrage adapté. 2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé par le fait qu'à la réception on effectue un traitement Doppler et un traitement distance des signaux reçus. 3. procédé selon la revendication 1 ou 2, caractérisé par le fait que le signal multiporteuse est du type OFDM, à porteuses orthogonales. 4. procédé selon la revendication 3, caractérisé par le fait que les coefficients de pondération des porteuses sont des nombres complexes, fixes sur N périodes successives du signal émis. 5. Procédé selon l'une des revendications précédentes pour un système bi ou multistatique, caractérisé par le fait que les trains de signaux reçus sont synchronisés sur le trajet direct entre l'émetteur et le récepteur. 6. Procédé selon l'une des revendications 3 à 5, caractérisé par le fait que le point de fonctionnement de l'émetteur est placé en recul par rapport à sa puissance nominale dans un rapport égal au rapport de la puissance crête à la puissance moyenne du signal OFDM. 7. Procédé selon l'une des revendications 4 à 6, caractérisé par le fait que l'on fait varier au cours du temps les coefficients de pondération après un nombre entier de fois N périodes du signal émis. 8. procédé selon l'une des revendications 4 à 6, caractérisé par le fait que les coefficients de pondération sont choisis de façon que le signal émis ressemble à une image de télévision fixe ou mobile. 9. Système de détection radar discret, caractérisé par le fait qu'il comporte au moins un émetteur et un récepteur, I'émetteur comportant un générateur d'onde codée multiporteuse, le récepteur comportant au moins un étage de traitement de cases distances (2). 10. Système de détection selon la revendication 9, caractérisé par le fait que le récepteur comporte en outre un étage de traitement de cases Doppler (2). o10 11. Système de détection selon la revendication 9 ou 10, pour une onde codée à M porteuses, pour un temps d'intégration de N périodes pendant lesquelles l'onde codée est invariante, caractérisé par le fait que l'étage de traitement de cases distances du récepteur comporte N circuits de FFT sur M points, que les sorties de ces circuits sont multipliées chacune par un coefficient de pondération, et que cet étage est suivi d'un étage de N circuits de FFT inverse sur M points (3). 12. Système de détection selon la revendication 11, caractérisé par le fait que l'étage de traitement de cases distances du récepteur est précédé d'un étage de traitement Doppler (1) comportant M circuits de FFT sur N points. 13. Système selon l'une des revendications 9 à 12, caractérisé par le fait que son récepteur comporte une voie de synchronisation (7 à 10) précédée d'un circuit (6) ne laissant passer que la composante à Doppler nul, cette voie de synchronisation comportant un circuit (7) de FFT, un circuit (8) de multiplication par des coefficients de pondération, un circuit (9) de FFT inverse et un circuit (10) d'extraction de module et de recherche de pic de puissance maximale. 14. Système de détection selon l'une des revendications 9 à 13, caractérisé par le fait que son récepteur comporte un circuit analogique de réduction de dynamique (12 à 18) relié entre la sortie du démodulateur HF et l'entrée des circuits de traitement de cases distances et/ou Doppler. 15. Système de détection selon la revendication 14, caractérisé par le fait que le circuit de réduction de dynamique comporte un convertisseur analogique-numérique (12), un circuit (13) de calcul de moyenne glissante, un circuit de prétraitement de synchronisation (14), un5 convertisseur parallèle-série (15) et un convertisseur numérique- analogique (16).