Brevet FR2707053A1 — publié le 19941230

L'invention se rapporte à des convertisseurs de tensions continues en tensions alternatives du type "onduleur", pour l'alimentation de toutes charges électriques nécessitant un courant alternatif. L'invention s'applique notamment dans les onduleurs pour l'alimentation des tubes néon et fluorescents, particulièrement à électrodes froides, utilisés notamment dans des véhicules automobiles pour constituer par exemple des feux de stop surélevés, ou des feux multifonctions, ou des allumages plafonniers. Les montages d'onduleurs les plus simples et les moins coûteux, notamment pour l'alimentation des tubes fluorescents, sont en grande majorité des onduleurs à transistors bipolaires, du type par exemple résonant ou auto-oscillant La figure 1 montre le schéma de principe d'un onduleur classique auto-oscillant. Une source ST délivre une tension continue dont la polarité positive "+" est reliée à l'enroulement primaire 1 d'un transformateur 2. L'autre extrémité du primaire est reliée à la polarité négative "-" par l'intermédiaire d'un transistor I remplissant une fonction d'interrupteur. Une charge électrique constituée par un tube fluorescent FL est montée aux bornes de l'enroulement secondaire du transformateur 2. Le transistor I est du type bipolaire, sa base est reliée, d'une part via une résistance R1, à un enroulement spécial 4 du transformateur 2, et d'autre part à la polarité positive "+" par une autre résistance Ri. Quand le transistor I est conducteur, sa base est alimentée par l'enroulement spécial 4. Quand le transformateur sature, le courant dans la base du transistor I diminue très rapidement. La tension au primaire 1, et donc celle appliquée à la base du transistor I par l'enroulement spécial, deviennent négatives, et le transistor se bloque. Au fur et à mesure que le transformateur restitue à la charge l'énergie accumulée pendant la phase précédente, la tension aux bornes de 11 enroulement spécial 4 diminue en valeur absolue. Grâce à la résistance Ri reliant la polarité "+" positive à la base du transistor, la jonction baseémetteur de ce dernier finit par redevenir passante. Le transistor tend à redevenir conducteur, ce qui, à son tour, tend à faire augmenter son courant de base, et ainsi de suite, ceci formant une période de la fréquence de découpage suivant laquelle la tension délivrée par la source ST est découpée à l'aide du transistor interrupteur I. Ces convertisseurs présentent notamment les inconvénients suivants: - la fréquence de découpage est variable, elle dépend entre autres des variations de l'impédance de la charge et de la valeur de la tension d'alimentation; cette variation de fréquence a notamment pour effet d'interdire l'amélioration du filtrage par l'utilisation de filtres accordés; - la valeur de la fréquence de découpage est limitée par les pertes dans le transformateur (qui sature et désature à chaque période de fonctionnement). Il est à noter en outre que le transistor bipolaire en commutation "dure" limite également la fréquence de découpage. La faible valeur de la fréquence de découpage interdit une véritable miniaturisation du transformateur et des dispositifs de filtrage du courant de ligne, c'est à dire du courant qui circule dans la source ST. En outre, le caractère variable de la fréquence de découpage complique le filtrage et le blindage du dispositif. La présente invention a pour but d'éviter les inconvénients et défauts ci-dessus cités. Elle propose à cet effet un montage de convertisseur ou onduleur du type assimilable à un montage résonant, mais permettant, de manière simple, de fonctionner à une fréquence de découpage fixe, de valeur élevée, et pratiquement indépendante des fréquences propres des circuits formés par les éléments passifs du convertisseur. Le montage proposé par l'invention permet en outre de réduire les pertes lors des commutations, et de réaliser des onduleurs délivrant de très fortes tensions à vide qui sont particulièrement utiles dans le cas des tubes fluorescents. L'invention concerne donc un dispositif convertisseur d'une tension continue en une tension d'alimentation alternative appliquée à une charge électrique, comportant une inductance dont une première extrémité est reliée à une première borne d'une capacité, caractérisé en ce qu'il comporte une seconde inductance et en ce qu'il comporte en outre des moyens de commutation agissant de façon cyclique pour, d'une part durant une première phase, appliquer la tension continue à un circuit comportant la première inductance et la capacité disposée en série, et d'autre part durant une deuxième phase, connecter en parallèle la capacité et la seconde inductance. L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui suit de certains de ces modes de réalisation, description faite à titre d'exemple non limitatif en référence aux figures annexées parmi lesquelles: - la figure 1 déjà décrite représente un convertisseur classique; - la figure 2 est le schéma de base d'un convertisseur de tension conforme à l'invention; - les figure 3a et 3b sont des schémas équivalents du schéma de la figure 2 dans certaines phases du fonctionnement; - la figure 4 est un diagramme illustrant le fonctionnement "à vide" du convertisseur de I'invention - la figure 5 montre des courbes qui illustrent le fonctionnement quand le convertisseur est "chargé"; - la figure 6 montre le schéma d'une version préférée de l'invention utilisant un transformateur et un premier sens de couplage; - la figure 7 correspond au schéma de la figure 6 mais avec un second sens de couplage; - la figure 8 représente le schéma d'un circuit destiné à produire l'amorçage d'un thyristor; - la figure 9 représente une autre version du circuit de la figure 8; - la figure 10 montre un mode de réalisation d'un élément des figures 8 et 9. La figure 2 représente le schéma de base d'un convertisseur de tension CT suivant 1' invention. Le convertisseur CT comporte d'une part une première bobine de self-induction ou inductance L1 et une capacité C montée en série avec cette inductance, et il comporte d'autre part, une source de tension ST délivrant une tension continue E destinée à être appliquée aux bornes du circuit constitué par l'inductance L1 en série avec la capacité C. Suivant une caractéristique de 1' invention, le convertisseur CT comporte en outre une seconde bobine de self-induction ou seconde inductance L2 et, des moyens de commutation qui permettent successivement, d'appliquer la tension continue E aux bornes du circuit série L1-C formé par la première inductance L1 en série avec la capacité C, puis ensuite de connecter en parallèle la capacité C et la seconde inductance L2, après avoir (de préférence, mais non impérativement) déconnecté le circuit série L1-C de la tension continue E. Dans l'exemple non limitatif décrit, les moyens de commutation comportent un premier et un second élément de commutation K1,K2 commandés par un dispositif de commande DC. Les éléments de commutation K1, K2 remplissent une fonction d'interrupteur. Dans l'exemple représenté ils sont constitués par des thyristors, mais dans l'esprit de l'invention d'autres types d'interrupteurs à semi-conducteur peuvent être utilisés, par exemple des triacs ou des transistors bipolaires, munis éventuellement d'une commande appropriée à leur permettre de simuler le comportement des thyristors. Dans l'exemple non limitatif montré à la figure 1, la première inductance L1 est reliée, d'une part par sa première extrémité el à une première borne bl ou armature de la capacité C, le point de réunion de L1 et de C étant repéré P1; et d'autre part par sa seconde extrémité e2 elle est reliée à la polarité positive (+) de la tension continue E. La seconde inductance L2 est reliée d'une part, par une première extrémité el au point P1 c'est à dire au point commun à la première inductance L1 et à la capacité C, et d'autre part sa seconde extrémité e2 est reliée à l'anode d'un thyristor formant le premier élément de commutation ou premier interrupteur K1. La cathode du premier interrupteur K1 est reliée à la seconde borne b2 ou armature de la capacité C, cette réunion constitue un point commun repéré P2. Le point P2 commun à la capacité C et à la cathode de K1, est relié à l'anode d'un second thyristor qui constitue le second élément de commutation ou second interrupteur K2. La cathode du second interrupteur K2 est reliée à la polarité négative (-) de la tension continue E, polarité négative qui dans l'exemple non limitatif décrit est reliée à la masse du convertisseur. Les gâchettes respectivement G1,G2 des premier et second interrupteurs K1, K2 sont reliées au dispositif de commande DC, duquel elles reçoivent à des instants appropriés, des impulsions de commande de gâchette respectivement IG1, IG2. Dans ces conditions: - quand on ferme le second interrupteur K2 (par l'application d'une impulsion de gâchette IG2 à la seconde gâchette G2), on applique la tension continue E au circuit série L1-C: un courant il s'établit dans la branche formée par L1, C, K2, et une tension Vc est développée aux bornes de la capacité C. - quand ensuite le second interrupteur K2 s'ouvre (la tension continue E n'étant alors plus appliquée), et que l'on ferme le premier interrupteur K1 (à l'aide d'une impulsion de gâchette IG1 appliquée à la première gâchette G1): on relie (par K1) la seconde extrémité e2 de la seconde inductance L2 à la seconde borne b2 de la capacité C, c'est à dire que l'on tend à relier ces deux éléments en parallèle; un courant i2 s'établit dans la capacité C et dans la seconde inductance L2, courant qui est du à l'énergie emmagasinée durant la phase précédente par la capacité C. La tension Vc développée aux bornes de la capacité C est une tension alternative. Il est donc possible de l'utiliser directement pour alimenter une charge électrique telle qu'un tube fluorescent FL. Dans ce cas la charge FL a une extrémité connectée à la première borne bl de la capacité C, au point P1, et son autre extrémité est connectée à l'autre borne b2 de C au point P2. Cependant cette forme de réalisation n'est pas la version préférée de l'invention (pour des raisons expliquées plus loin), et pour mieux illustrer le fonctionnement à vide" (charge non connectée) du circuit de base de la figure 2, ce branchement de la charge FL est représenté sur la figure 2 en traits pointillés. Le fonctionnement à vide" du circuit de base du convertisseur CT montré à la figure 2 est illustré à l'aide des figures 3a et 3b La figure 3a est le schéma équivalent du circuit de la figure 2 dans une première phase PH1 du fonctionnement où le second interrupteur K2 est à l'état "fermé". On suppose qu'au départ, la tension alternative Vc=0; il=0; i2=0. Dans cette première phase, la représentation du circuit est limitée à la source de tension ST, à la première inductance L1, et à la capacité C aux bornes de laquelle se développe la tension alternative Vc. Cette phase débute lors de l'envoi d'une impulsion de gâchette IG2 au second interrupteur K2. E = Vc+L1. (dil/dt); et, C. (dVc/dt) = il; d'où L1.C (d2 il/dt2) + il = 0 ; d'où il = A. cos wt + B.sin wt, où w est la pulsation, w = 1/ LC; il(0) = 0 : et Vc(0) = 0 ; d'où A = 0, B.= E / Lw ; Vc = E (1-cos wt). La phase 1 prend fin spontanément à une date ou instant tl telle que wtl = ir; (Ir = pi). A cette date, le second interrupteur K2 se bloque (du fait du passage à la valeur 0 du courant il) c'est à dire passe à l'état "ouvert". La figure 3b représente le circuit équivalent du convertisseur CT dans une deuxième phase durant laquelle le premier interrupteur K1 est mis à l'état "passant", à partir de l'envoi d'une impulsion de gâchette IG1 à la première gâchette G1. Les éléments à considérer sont alors la capacité C et la seconde inductance L1 dans laquelle est établi un courant i2. Vc (0) = 2E (à la fin de la première phase PH1 qui a précédé). L2 (di2/dt) = Vc, et i2 = -C (dVc/dt), d'où i2 = A'cos wt + B'sin wt. i2 (0) = 0, d'où A'= 0, et d'où B'= Vc(0)/Lw = 2E/Lw. Vc = 2E. cos wt. La phase 2 prend fin lorsque le courant i2 s'annule. A cet instant le premier interrupteur se bloque, c'est à dire passe à l'état "ouvert". La durée de cette deuxième phase PH2 est s/w. Une troisième phase PH3 qui suit la deuxième phase ci-dessus expliquée correspond à la mise à l'état enfermé du second interrupteur K2. Elle est similaire à la première phase PH1, avec Vc(0) = -2E. il = (3E/Lw) sin wt. Vc = E - 3E cos wt. Une quatrième phase PH4 qui suit cette troisième phase correspond à la mise à l'état "fermé" du premier interrupteur K1. Elle est similaire à la seconde phase PH2, avec Vc(0) = 4E. i2 = (4E/Lw) sin wt. Vc = 4E cos wt. etc..Ainsi par exemple pour une nième phase k similaire à la première phase PH1: il = kE/Lw; et pour une phase similaire à la seconde phase PH2 de même rang k, Vc(0) = 2kE. Il est à noter qu'entre les phases, il est possible de ménager des temps morts Tm, durant lesquels les interrupteurs K1, K2 sont alors tous les deux bloqués. Ainsi on peut considérer qu'une période de fonctionnement comporte deux phases principales successives: la première phase PH1 dont correspond à la conduction du second interrupteur K2, et la seconde phase correspond à la conduction du premier interrupteur K1. La figure 4 contient des courbes qui illustrent l'aspect des courants et des tensions développés au cours des différentes phases ci- dessus citées. La première phase PH1 débute à l'instant tO, où débutent également, d'une part le premier courant il dans le circuit série L1-C (représenté par une courbe 8 en trait continu), et d'autre part la tension alternative Vc (représentée par une courbe 10) développée aux bornes de la capacité C. La fin de cette phase se produit à l'instant tl qui marque aussi la fin du courant il. A l'instant tl la tension alternative Vc a une valeur 2E (c'est à dire deux fois celle de la tension continue délivrée par la source ST). La deuxième phase PH2 débute ensuite à un instant t2 en même temps que le second courant i2 (représenté par une courbe 9 en traits pointillés). L'intervalle de temps entre tl et t2 représente un temps mort Tm précédemment cité, pendant lequel la tension alternative Vc conserve une même valeur. Après être passé par un maximum, le courant i2 repasse à une valeur 0 à un instant t3 qui marque la fin de la deuxième phase PH2. La tension alternative a une valeur -2E. La phase suivante PH3 débute à l'instant t4 en même temps que le premier courant il. L'intervalle de temps entre t3 et t4 représente un nouveau temps mort Tm, pendant lequel la tension alternative Vc conserve une même valeur. Après être passé par un maximum, le courant il repasse à 0 à un instant t5 qui marque la fin de cette phase PH3. La tension alternative a une valeur 4E. La phase PH4 qui suit débute à l'instant t6 en même temps que le second courant i2. L'intervalle de temps entre t5 et t6 représente un nouveau temps mort Tm, pendant lequel la tension alternative Vc conserve une même valeur. Après être passé par un maximum, le courant i2 repasse à 0 à un instant t7 qui marque la fin de la phase PH4. La tension alternative a une valeur -4E. La phase PH5 débute à l'instant t8 en même temps que le premier courant il. L'intervalle de temps entre t7 et t8 représente un nouveau temps mort Tm, pendant lequel la tension alternative Vc conserve une même valeur. Après être passé par un maximum, le courant il repasse à 0 à un instant t9 qui marque la fin de cette phase PH5. La tension alternative a une valeur 6E. La phase suivante PH6 débute ensuite à un instant t10 en même temps que le second courant i2. L'intervalle de temps entre t9 et t10 représente un temps mort Tm, pendant lequel la tension alternative Vc conserve une même valeur. Après être passé par un maximum, le second courant i2 repasse à une valeur 0 à un instant tll qui marque la fin de la phase PH6. La tension alternative a une valeur -6E. Le fonctionnement du circuit de base tel qu'illustré par les courbes de la figure 5 correspond à un régime non établi, et bien entendu la croissance de la tension alternative Vc qui est observée sur la figure 4 ne se produit pas dans le cas d'un fonctionnement en régime établi, et chargé. On peut noter par contre que les phases ou séquences de fonctionnement PH1 à PH6 et les suivantes (non représentées), correspondent chacune à une transition de la tension alternative Vc: de négatif vers positif pour les phases PH1,PH3,PH5, et de positif vers négatif pour les phases PH2,PH4, PH6, et que les différentes relations de phases entre les courants il,i2 et la tension alternative Vc qui apparaissent à la figure 4, se retrouvent en régime établi dans les différents modes de réalisation de l'invention. Le circuit de base montré à la figure 2 permet de produire des tensions très élevées (théoriquement infinies) par résonance, sans imposer de relations entre la fréquence de fonctionnement du circuit de commande et les fréquences propres des éléments passifs (L1, L2, C) du convertisseur CT: aucun accord n'est nécessaire. Dans les explications de fonctionnement données ci-dessus, les deux inductances L1, L2 sont supposées avoir des valeurs égales, mais le fonctionnement n'est pas compromis si ces inductances ont des valeurs différentes. Il est à noter enfin que les contraintes de commutation des thyristors n'imposent que la condition qui suit: (n/w) > > trr (trr est le temps de recouvrement inverse); ceci afin de ne pas avoir de conduction en inverse trop importante, car la conduction en inverse des thyristors K1, K2 tend à décharger la capacité C, la tension crête croît alors moins rapidement qu'en l'absence de conduction inverse. Le temps tq de désamorçage peut être respecté grâce aux temps morts. La figure 5 montre l'aspect des courants il,i2 et de la tension alternative Vc, dans le cas d'un fonctionnement du circuit de base avec une charge FL connectée en parallèle sur la capacité C comme indiqué à la figure 2. Les courbes sont repérées 8' pour le premier courant il, 9' pour le second courant i2 et 10' pour la tension alternative Vc. On observe qu'à l'exception d'une légère diminution pendant les temps morts Tm, la valeur crête de la tension alternative Vc est constante d'un cycle à l'autre. Dans la configuration du circuit de base de la figure 2, le convertisseur de l'invention permet d'obtenir un courant dans la charge FL se rapprochant - d'une sinusoïde, dans ce cas les temps morts Tm sont faibles, T=0, T étant le rapport cyclique. - d'un signal carré, alors T > > o/w), et T > > RU.C; où Ru est l'impédance de la charge FL, et C est la capacité. - ou encore par exemple de la forme d'un signal carré déformé par différentiation, et d'autres formes intermédiaires sont possibles. Dans le cas d'un courant se rapprochant d'un signal carré, la pulsation propre du circuit L-C ne conditionne que les fronts du pseudo signal carré et n'est contrainte que par la condition sur Trr mentionnée plus haut. Il est donc possible d'accepter une pulsation plus élevée que celle généralement rencontrée dans les convertisseurs à thyristors, ce qui permet un dimensionnement avantageux des inductances L1,L2 et de la capacité C. La forme de réalisation montrée à la figure 2 peut cependant présenter un inconvénient s'il est nécessaire d'atteindre des tensions élevées, car ces tensions étant présentes aux bornes du condensateur ou capacité C, ce composant risque d'être coûteux et volumineux. Il est possible aussi d'effectuer une connexion directe de la charge FL aux bornes de l'une ou de l'autre des deux inductances L1, L2. Mais ce montage n'est pas le plus intéressant, car la tension aux bornes de chacune de ces inductances est nulle pendant au moins la moitié de la période de fonctionnement. Par contre, si on place la charge FL aux bornes des deux inductances L1, L2 (cellesci étant connectées en série) et si, par une commande appropriée des interrupteurs K1, K2 on évite les temps morts Tm, on obtient aux bornes de cette charge une tension de nature à constituer une tension d'alimentation. Cette dernière disposition est illustrée en traits pointillés sur la figure 2, avec la charge (repérée FL') reliée à la seconde extrémité e2 de la première inductance L1 et à la seconde extrémité e2 de la seconde inductance L2. Toutefois, cette disposition peut elle aussi présenter l'inconvénient cité ci-dessus à propos des tensions élevées, car les tensions crêtes aux bornes de la charge et aux bornes de la capacité C restent voisines. La figure 6 représente le schéma d'une forme de réalisation préférée de l'invention, permettant de résoudre le problème posé par les tensions élevées, grâce à l'utilisation d'un transformateur TR. Le schéma du circuit de base est identique à celui montré à la figure 2, mais dans cette version de 1' invention, les deux inductances L1, L2 constituent deux enroulements primaires d'un même transformateur TR. La différence entre le schéma présenté à la figure 2 et celui de cette version préférée de l'invention, réside donc dans le fait que la charge FL est alimentée par l'intermédiaire du transformateur TR. Dans cette version préférée montrée à la figure 6, le sens de couplage magnétique (symbolisé sur la figure 6 par des cercles repérés Sm) des deux inductances L1, L2 ou enroulements primaires est le même pour ces deux enroulements. Le transformateur TR comporte donc un enroulement secondaire ES, aux bornes duquel est développée la tension alternative d'alimentation VA, et aux bornes duquel est connectée la charge FL. Il est ainsi possible d'obtenir une tension d'alimentation VA de valeur élevée, et grâce au rapport de transformation n2/nl du transformateur, de conserver à la tension alternative Vc aux bornes de la capacité C une valeur suffisamment faible pour autoriser l'utilisation d'un condensateur ordinaire (n2 étant le nombre de spires de l'enroulement secondaire ES, et nl le nombre de spires de chacun des enroulements primaires L1, L2). On peut indiquer à titre d'exemple non limitatif, que des résultats très satisfaisants ont été obtenus dans les conditions de fonctionnement suivantes: - tension continue E = 12 V; - L1, L2 = 2 mH ; C =0,1 mF; - n2/nl = 4 (L1 et L4 ont dans cet exemple un même nombre de spires); -la charge FL est un tube néon du type à électrodes froides, diamètre et longueur de l'ordre respectivement de 5 mm et 300mm, présentant une impédance équivalente de l'ordre de 45 kW; - fréquence de fonctionnement 22 kHz; - puissance délivrée au tube 3,8 W (les impulsions IG1, IG2 pour la commande des gâchettes G1, G2 étant délivrées de façon que les temps morts aient une durée faible, pratiquement négligeable). Dans cette configuration, le convertisseur CT délivre à sa charge FL une tension d'alimentation VA alternative à une fréquence de fonctionnement qui est double de la fréquence propre du circuit L1-C, L2-C. Le fonctionnement est pratiquement insensible à la mise en conduction simultanée des deux interrupteurs ou thyristors Kî, K2, et peut tolérer des temps morts Tm (plus ou moins longs selon la nature de la charge FL). En effet un avantage de cette configuration est d'une part, que lors de l'envoi d'une impulsion de gâchette IG1, IG2 à l'un des interrupteurs K1, K2 avant le blocage de l'autre interrupteur, cet interrupteur qui reçoit l'impulsion est polarisé de façon telle qu'il peut s'amorcer, et que d'autre part l'amorçage de cet interrupteur provoque le blocage de l'autre interrupteur; ce type de fonctionnement s'exerce aussi bien dans le cas de l'envoi d'une impulsion de gâchette au premier interrupteur K1 qu'au second interrupteur K2. Il est à noter cependant que la configuration montrée à la figure 6 peut dans certains cas présenter un inconvénient, qui réside dans la présence d'un certain contenu harmonique de la tension VA appliquée à la charge FL. La figure 7 montre le schéma d'une autre version de l'invention, différente de celle représentée à la figure 6 uniquement par les sens de couplage magnétique des deux inductances L1, L2, lesquelles inductances constituent deux enroulements primaires du transformateur TR. Dans l'exemple non limitatif décrit, le second sens de couplage des inductances L1, L2 dans cette version de l'invention, est symbolisé sur la figure 7 par le fait que des cercles repérés Sm, Sm' sont disposés à proximité des enroulements L1, L2, et que le cercle Sm' est disposé à proximité du second enroulement L2 d'une manière inverse par rapport à celle dont le cercle Sm est disposé sur le même second enroulement ou inductance L2 dans le cas de la figure 6; par suite, dans l'exemple de la figure 7, les enroulements L1, L2 sont connectés de façon à présenter des sens de couplages opposés. Par rapport à la configuration précédente montrée à la figure 6, la principale modification induite par le changement de sens de couplage réside dans la forme plus favorable du courant engendré dans la charge. En effet ce deuxième sens de couplage permet d'obtenir des signaux pratiquement sinusoïdaux c'est à dire une tension d'alimentation alternative pratiquement sinusoïdale, ce qui minimise la pollution électromagnétique engendrée par les harmoniques du courant circulant dans la charge. Il est à noter toutefois que dans cette variante du convertisseur de 1' invention, contrairement à l'exemple précédent décrit en référence à la figure 6, lorsque l'un des interrupteurs K1, K2 est conducteur, l'autre peut être amorcé sans que se produise un blocage du premier, de telle sorte que les deux interrupteurs ou thyristors peuvent conduire simultanément. Dans ces conditions, les deux enroulements primaires L1, L2 du transformateur TR connectés en série constituent un court-circuit; ceci revient à mettre la source de tension continue ST en court-circuit, et conduit notamment à la destruction des thyristors. Le dispositif de commande DC peut être constitué de différentes manières en elles-mêmes classiques, c'est pourquoi sur les figures 2, 6 et 7 il est représenté sous la forme d'un bloc fonctionnel. Il est connu que la commande de gâchette G1, G2 d'un thyristor tel que les interrupteurs K1, K2, consiste en l'application à la gâchette d'un signal de tension positif par rapport à la cathode du thyristor considéré. Ainsi le dispositif de commande DC pourrait comporter différents circuits (non représentés), tels que par exemple un circuit logique de commande délivrant des impulsions de gâchette IG1, IG2, à la fréquence appropriée, par l'intermédiaire d'un simple amplificateur d'impédance. Les impulsions de gâchette IG2 destinées à la commande du second interrupteur K2 peuvent par exemple être référencées à une masse, à laquelle dans l'exemple est également reliée la polarité négative (-) de la tension continue E et donc également la cathode de K2. Dans ce cas, la commande de la première gâchette G1 appartenant au premier interrupteur K1 est un peu moins simple à accomplir, car durant le fonctionnement, la cathode du premier interrupteur K1 est à un potentiel qui varie par rapport à la masse selon que le second interrupteur K2 est bloqué ou passant. La commande de gâchette G1 du premier interrupteur K1 peut cependant être réalisée sans difficulté, car de nombreux circuits sont connus qui permettent de commander un thyristor dont la cathode n'est pas référencée à la masse. Certain de ces circuits sont très simples et sont réalisés à l'aide d'un transformateur. Dans ce dernier cas, l'impulsion de commande de gâchette IG1 du premier thyristor ou interrupteur K1 serait délivrée par un enroulement secondaire de transformateur (non représenté) contenu dans le dispositif de commande DC, enroulement auquel le premier thyristor K1 serait relié par deux liaisons comme montré à la figure 2, la première liaison arrivant à la gâchette G1 dernier reste à commander par le dispositif de commande DC. La figure 8 représente un schéma du convertisseur de l'invention reproduisant exactement le schéma de la figure 6 à l'exception de la commande de gâchette G1 du premier thyristor K1. Dans le schéma de la figure 8, la commande de la gâchette G2 est obtenue à l'aide d'un circuit CCG dit de gâchette, qui peut soit être inclus dans le dispositif de commande DC, soit, de manière avantageuse, être disposé au plus près de K2 compte tenu du faible nombre de ses composants. Le circuit de gâchette CCG dans sa version la plus simple de la figure 8, comporte une résistance Rg et une diode Dg: une extrémité de la résistance Rg est reliée à la cathode du second thyristor K2 (et donc à la masse), et son autre extrémité est reliée à l'anode de la diode Dg; la cathode de la diode Dg est réunie à la grille G1 du premier thyristor K1. Dans cette configuration, le potentiel de la cathode du premier thyristor K1 étant négatif par rapport à la masse (et donc par rapport à la cathode de K2), à la fin d'une phase (première phase PH1) au cours de laquelle le second thyristor K2 était conducteur, un courant qui de ce fait circule dans la diode Dg, la résistance Rg et la gâchette G1, peu après le blocage du second thyristor K2, réalise l'amorçage du premier thyristor K1 et la mise en conduction de ce dernier au moment approprié. La diode Dg a pour fonction de protéger la jonction gâchettecathode de K1 contre des tensions inverses susceptibles d'apparaître dans la deuxième partie d'une phase (seconde phase PH2, après annulation de Vc) dans laquelle le premier interrupteur ou thyristor K1 est conducteur. La figure 9 représente une autre version du circuit de gâchette CCG, basée sur le fait que lorsque le second thyristor K2 est conducteur, le courant de gâchette du premier thyristor K1 est nul. Le potentiel de la cathode de ce dernier passe brutalement de 0 V. à une valeur négative lors du blocage du second thyristor K2. Une simple impulsion de courant étant nécessaire à la mise en conduction du premier thyristor K1, la gâchette G1 de ce dernier est reliée à la masse à l'aide d'un condensateur Cg, avec une résistance Rg en série avec le condensateur. En outre une diode Dg est reliée par sa cathode à la gâchette G1 de K1, et par son anode à l'anode de K2. La diode Dg permet au condensateur Cg de se décharger et limite les tensions inverses cathodegâchette supportées par K1. La valeur de la résistance Rg doit être choisie de façon à permettre la mise en conduction du premier thyristor K1 à la fin de la première période de fonctionnement (régime non établi); les valeurs de la tension alternative Vc étant alors les plus faibles, le courant de gâchette minimal indispensable à l'amorçage de K1 sera atteint pour toutes les périodes suivantes. La valeur du courant obtenu est en général relativement faible, si bien qu'en régime établi la valeur crête du courant de gâchette peut devenir excessive. Il est possible dans ce cas de remplacer cette résistance Rg par une pseudo source de courant. La figure 10 représente le schéma d'une pseudo source de courant Rg' pouvant remplacer la résistance Rg, aussi bien dans le montage de la figure 8 que dans celui de la figure 9. La pseudo source Rg' comporte une diode zener DZ et un transistor Q1 de type NPN dans l'exemple, dont le collecteur est relié à la masse. La cathode de la diode zener DZ est reliée à la base de Q1 et à une résistance de polarisation Rp dont l'autre extrémité est reliée à la masse. Une résistance Rc est reliée par une extrémité à l'émetteur de Q1, et par l'autre extrémité à l'anode de la zener DZ; le point de réunion de la diode zener DZ et de la résistance Rc est repéré P3 et ce point P3 représente la même extrémité de la résistance Rg que celle qui sur les figures 8 et 9 est également repérée P3. La valeur du courant fourni par le générateur ou pseudo source de courant Rg' est limitée à VZ/Rc ( où VZ est la tension aux bornes de la diode zener DZ); la résistance Rp sert à polariser la diode zener DZ. Bien entendu, la commande du premier thyristor K1 peut s'effectuer suivant l'un quelconque des modes de réalisation ci-dessus présentés, et peut s'appliquer aux différentes versions de l'invention montrées aux figures 2, 6 et 7. REVENDICATIONS 1) Dispositif convertisseur d'une tension continue (E) en une tension d'alimentation alternative (Vc,VA) appliquée à une charge électrique (FL), comportant une inductance (L1) dont une première extrémité (el) est reliée à une première borne (bl) d'une capacité (C), caractérisé en ce qu'il comporte une seconde inductance (L2) et en ce qu'il comporte en outre des moyens de commutation (DC, K1, K2) agissant de façon cyclique pour, d'une part durant une première phase (PH1), appliquer la tension continue (E) à un circuit comportant la première inductance (L1) et la capacité (C) disposées en série, et d'autre part durant une deuxième phase, connecter en parallèle la capacité (C) et la seconde inductance (L2). 2) Dispositif convertisseur suivant la revendication 1, caractérisé en ce que la charge électrique (FL) est un tube fluorescent. 3) Dispositif convertisseur suivant l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que les moyens de commutation (DC, K1, K2) comportent au moins deux éléments de commutation ou interrupteurs (K1, K2) et un dispositif de commande (DC) commandant de façon cyclique l'état "conducteur" d'au moins un des interrupteurs. 4) Dispositif convertisseur suivant la revendication 3, caractérisé en ce qu'au moins un des interrupteurs (K1, K2) est un thyristor. 5) Dispositif convertisseur suivant l'une quelconque des revendications 3 ou 4, caractérisé en ce qu'une première extrémité (el) de la seconde inductance (L2) est reliée au point de réunion (P1) de la capacité (C) et de la première inductance (L1), la seconde extrémité (e2) de la seconde inductance (L2) étant réunie à la seconde borne (b2) de la capacité (C) par l'intermédiaire d'un premier interrupteur (K1), ladite seconde borne (b2) étant d'autre part reliée à l'une (-) des polarités (+,-) de la tension continue (E) par l'intermédiaire d'un second interrupteur (K2), la seconde extrémité (e2) de la première inductance (L1) étant reliée à l'autre polarité (+) de la tension continue (E). 6) Dispositif convertisseur suivant l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que la charge électrique (FL) est connectée en parallèle avec la capacité (C). 7) Dispositif convertisseur suivant la revendication 5, caractérisé en ce que la première et la seconde extrémités de la charge (FL) sont connectées respectivement à la seconde extrémité (e2) de la première inductance (L1) et à la seconde extrémité (e2) de la seconde inductance (L2). 8) Dispositif convertisseur suivant l'une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que les deux inductances (L1, L2) constituent des enroulements primaires d'un transformateur (TR) dont l'enroulement secondaire (ES) délivre une tension d'alimentation (VA) appliquée à la charge (FL). 9) Dispositif convertisseur suivant la revendication 8, caractérisé en ce que les deux enroulements primaires (L1, L2) présentent un même sens de couplage magnétique. 10) Dispositif convertisseur suivant la revendication 8, caractérisé en ce que les deux enroulements primaires (L1, L2) présentent des sens de couplage magnétique inverses l'un par rapport à l'autre. 11) Dispositif convertisseur suivant l'une des revendication précédentes, caractérisé en ce que le premier interrupteur (K1) est un thyristor dont la cathode est à un potentiel flottant, et en ce qu'il comporte des seconds moyens (Rg, Dg, DZ) pour commander la conduction du premier interrupteur (K1) en fonction de potentiels présents à la seconde borne (b2) de la capacité (C). 12) Dispositif convertisseur suivant la revendications 11, caractérisé en ce que la gâchette (G1) du premier interrupteur (K1) est reliée à l'une des polarités (-,+) de la tension continue (E) par une résistance d'alimentation (Rg). 13) Dispositif convertisseur suivant la revendications 12, caractérisé en ce qu'une diode (Dg) est montée en série avec la résistance d'alimentation (Rg). 14) Dispositif convertisseur suivant la revendications 12, caractérisé en ce qu'un condensateur (Cg) est disposé en série avec la résistance d'alimentation (Rg). 15) Dispositif convertisseur suivant la revendications 14, caractérisé en ce qu'une diode (Dg) relie ladite gâchette (G1) à la seconde borne (b2) de la capacité (C). 16) Dispositif convertisseur suivant l'une quelconque des revendications 12, 13, 14, caractérisé en ce que la résistance d'alimentation (Rg) est constituée par un générateur de courant (Rg').