Brevet FR2710468A1 — publié le 19950331

DISPOSITIF DE COMMANDE À DECOUPAGE D'UNE CHARGE INDUCTIVE La présente invention concerne la régulation de courant dans une charge inductive par commande à découpage. La figure 1 représente un schéma classique de commande à découpage dans une charge inductive permettant le passage d'un courant de polarité choisie dans cette charge. La charge inductive L est placée dans une diagonale B-C d'un pont dont l'autre diagonale A-D est reliée entre une borne d'alimentation A et la masse M. Ce pont comprend quatre commutateurs, représentés ici sous forme de transistors bipolaires. Un transistor bipolaire T1 de type PNP est connecté entre les bornes A et B ; un transistor bipolaire T4 de type NPN est connecté entre les bornes B et D ; un transistor bipolaire T3 de type PNP est connecté entre les bornes A et C ; et un transistor bipolaire T2 de type NPN est connecté entre les bornes C et D. La borne D est connectée à la borne de masse M par l'intermédiaire d'une résistance de mesure rm. Des diodes Dl et D3 sont connectées en anti-parallèle sur les transistors T1 et T3. Des diodes D4 et D3 sont connectées entre la masse et la borne B et entre la masse et la borne C, respectivement. L'alimentation étant positive, pour faire passer un courant dans la charge inductive L de la borne B à C, un circuit logique de séquencement 10 fournit des signaux de validation propres à rendre oonducteurs les transistors T1 et T2 et, pour faire circuler un courant de la borne C à la borne B, le circuit 10 valide les transistors T3 et T4. Ainsi, on peut à tout instant faire passer un courant de polarité choisie dans la charge. Pour réguler le courant dans la charge L, il est classique d'actionner le système en fonctionnement à découpage. Par exemple, quand le courant circule de la borne B à la borne C, tandis que l'alimentation est positive et que les transistors T1 et T2 sont validés, on commute le transistor T1 alternativement de 1' état bloqué à 1 'état passant tandis que le transistor T2 reste passant. On distingue alors deux phases de fonctionnement. Quand le transistor T1 est passant, le courant I circule de l'alimentation A vers la masse à travers le transistor T1, la charge L et le transistor T2, et tend à croître. Quand le transistor T1 est bloqué, on obtient un fonctionnement dit en roue libre et le courant inductif circule dans le même sens de la masse à travers la diode D4, la charge L et la diode D3 vers l'alimentation, et tend à décroître. Ainsi, en choisissant convenablement les durées de blocage et de conduction du transistor T1 on obtient un courant qui, en moyenne, a une valeur constante. On va décrire ci-après en relation avec les figures 1 à 4 divers circuits classiques de régulation à découpage qui visent à réguler le courant dans une charge inductive. Tous les exemples seront donnés dans le cas d'une régulation du commutateur T1 mais il est clair que le même circuit sera utilisé dans l'autre phase de la logique de séquencement pour une régulation du transistor T3. Il sera également clair que le circuit est décrit dans le cas d'une alimentation par une phase et qu'il sera répété dans le cas d'une alimentation polyphasée. Egale ment, 1' invention est décrite dans le cas d'un montage en pont où l'on cherche à faire passer un oeuvrant de l'une ou l'autre polarité dans une charge. Elle s'applique également au cas ou l'on voudrait commander un courant unidirectionnel, la charge étant en série avec un commutateur statique commandé (analogue au transistor T1) et en parallèle avec une diode roue libre. Ainsi, de façon générale, le circuit de régulation d'un commutateur tel que le transistor T1 comprend une porte logique 11 fournissant un signal de commande à la borne de commande (la base) du transistor T1 quand ses deux entrées sont à un niveau prédéterminé. Dans le cas d'un transistor PNP, on pourra choisir une porte NON ET dont la sortie est à zéro quand ses deux entrées sont à 1, et dont la sortie est à 1 (transistor T1 bloqué) dans tous les autres cas. La première entrée de la porte 11 reçoit la sortie du circuit logique de séquencement 10 qui est à 1 quand c'est la branche T1, T2 qui est susceptible d'être active. L'autre entrée de la porte 1 1 reçoit un signal dont le niveau dépend de la valeur du courant I passant dans la charge L, c'est-à-dire dans la résistance de mesure rm, par rapport à un courant de consigne Io. Dans la description qui suit, on utilisera dans des sens distincts les mots "comparateur" et "amplificateur différentiel". On appellera "comparateur" un amplificateur opérationnel connecté de façon à avoir un gain infini et un temps de transition très rapide, c'est-à-dire que dès qu'une inversion de niveau apparait entre ses deux entrées, on obtient imnédiatement, c 'est-à-dire après un retard inférieur à une microseconde, une inversion de son niveau de sortie d'un niveau bas à un niveau haut. On appellera "amplificateur différentiel" un amplificateur opérationnel connecte de façon à avoir un gain fini et de sorte que sa sortie passe progressivement d'un niveau bas à un niveau haut et inversement, par exemple en une durée de une à plusieurs dizaines de microsecondes. Généralement, on trouve dans le commerce des dispositifs assemblés pour constituer des "comparateurs" ou des "amplificateurs différentiels" conformes aux définitions ci-dessus. Dans le mode de réalisation de la figure 1, on utilise un comparateur 13 suivi d'un circuit monostable 14 déclenché par un front montant. Ainsi, tant que le courant I est inférieur au courant Io, la sortie du monostable est à un niveau haut et le transistor T1 est passant. Dès que le courant I atteint la valeur Io, 1' état de la sortie Vc du monostable commute à niveau bas et reste à ce niveau pendant la durée prédéterminée du circuit monostable. Ainsi, le transistor T1 reste bloqué pendant une durée prédéterminée. Un inconvénient de ce système est que la durée de mise en conduction du transistor T1 est variable et peut être longue dans le cas où la tension d'alimentation est faible ou dans le cas où la forcie oontre-électromotrice de la charge inductive est élevée par rapport à la tension RI, où R est la résistance de cette charge L. La fréquence de comnutation du transistor T1 est donc concuremnent longue ce qui présente des inconvénients bien connus de génération de parasites à des fréquences qui peuvent être audibles. Dans le mode de réalisation classique de la figure 2, on retrowe le même comparateur 13 comparant le courant I dans la résistance rm au courant de consigne 10. Toutefois, dans ce cas, la sortie du comparateur 13 est appliquée à 1' entrée de remise à O R d'une bascule 16 dont l'entrée de mise à 1 S reçoit la sortie d'un oscillateur 17 de fréquence choisie. Grâoe à ce montage, la période de hachage, c 'est-à-dire la somme des durées de mise en conduction et de blocage du transistor T1 est oens- tante. Ceci assure un fonctionnement optimal du pont et évite la génération de signaux parasites à des fréquences qui peuvent être audibles. Il s'agit donc là d'un système préféré de commande à découpage d'un pont. Néanmoins, ce système présente l'inconvénient d'être coûteux et de nécessiter de nombreux circuits. On a donc recherché dans la technique à utiliser des circuits plus simples tels que ceux des figures 3 et 4. Dans le mode de réalisation de la figure 3, on utilise un comparateur à hystérésis 18. Cette hystérésis résulte du choix des valeurs relatives de la résistance de réaction sortie/entrée rl et de la résistance d'entrée positive r2. En particulier, la résistance rl aura une valeur relative plus faible que dans le cas des montages des figures 1 et 2. Dans le mode de réalisation de la figure 4, on utilise un amplificateur différentiel (et non plus un oomparateur) à hystérésis 19 dont 1 'hystérésis est assurée par couplage résistif entre sa sortie et son entrée positive. On verra ci-après que ces deux derniers montages qui présentent l'avantage d'une grande simplicité souffrent, notamment par rapport au montage de la figure 2, d' inconvénients gênants qui résident essentiellement dans l'apparition éventuelle de fréquenoes de hachage trop élevées (incompatibles avec les limites de sécurité de l'étage de puissance) ou trop basses (susceptibles de générer des parasites audibles). L'objet de la présente invention est de prévoir un dispositif de commande à découpage qui présente, oenine les dispositifs des figures 3 et 4, l'avantage d'une grande simplicité et comme le dispositif de la figure 2 l'avantage d'une fréquence de hachage sensiblement constante. Pour atteindre cet objet, la présente invention prévoit un dispositif de commande à découpage d'un comnutateur alimentant une charge inductive, comprenant des moyens pour détecter le courant dans la charge, une porte pour fournir au commutateur un signal de commande, la première entrée de la porte recevant un signal logique de validation et la deuxième entrée recevant la sortie d'un moyen de oomparaison entre le courant détecté et une valeur de consigne. Le moyen de comparaison est constitué d'un simple amplificateur différentiel sans hystérésis présentant un temps de montée entre son état bas et un premier seuil de la porte et un temps de descente entre son état haut et un deuxième seuil de la porte tels que la somme de ces temps de montée et de descente corresponde sensiblement à une fréquence de oommutation choisie du dispositif à découplage. Selon un mode de réalisation de la présente invention, la somme des temps de montée et de descente est de l'ordre de 10 à 50 microsecondes. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le oemmutateur est l'un des cammutateurs d'un pont. Ces objets, caractéristiques et avantages ainsi que d'autres de la présente invention seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite, à titre non limitatif, en relation avec les figures jointes parmi lesquelles les figures 1 à 4, décrites précédemment, représentent des circuits de régulation du courant dans une charge inductive montée dans un pont selon 1 'état de la technique la figure 5 représente un circuit de régulation du courant dans une charge inductive montée dans un pont selon un mode de réalisation de la présente invention les figures 6 à 8 représentent des courbes caractéristiques de fonctionnement des circuits des figures 3 à 5. Comme le représente la figure 5, la présente invention propose d'utiliser, pour comparer le courant I dans l'impédance de mesure rm à un courant de consigne Io, un simple amplificateur différentiel 20 fonctionnant en boucle ouverte sans aucun circuit de réaction. Un tel amplificateur différentiel amplifie la différence entre les signaux sur son entrée (+) et son entrée (-) avec un temps de transition non négligeable. Le signal de sortie présente donc pour chaque transition importante des signaux d'entrée des temps de montée et de descente non négligeables. On obtient une hystérésis naturelle grâce à la durée que le niveau de sortie, variant progressivement, met à atteindre un seuil de déclenchement d'une porte logique telle que la porte NON ET 11. L'utilisation d'un tel circuit présente bien évidemment l'avantage d'une grande simplicité, égale ou supérieure à celle des circuits des figures 3 et 4 et nettement supérieure à celle des circuits des figures 1 et 2. On va montrer ci-après que, nonobstant sa grande simplicité, le circuit selon la présente invention permet d 'atteindre sensiblement les mêmes avantages que le circuit généralement préféré de l'homme de l'art illustré en figure 2. Le fonctionnement du dispositif selon la présente invention sera comparé au fonctionnement des dispositifs des figures 3 et 4 en faisant référence aux figures 6, 7 et 8. Chacune de ces s figures représente le courant I dans la charge en fonction du temps et distingue trois zones. - La zone 1 correspond à un fonctionnement usuel. - La zone 2 correspond à un fonctionnement dans lequel la forcie oontre-électromotrice de la charge est élevée (c'està-dire que, pendant le fonctionnement en roue libre, le temps de décroissance du courant est très rapide) et dans lequel la tension d'alimentation est élevée ou bien le courant de consigne est faible (c'est-à-dire que le temps de montée du courant va être très rapide pendant les périodes de mise à 1 'état passant du transistor T1). - la zone 3 correspond à un fonctionnement dans lequel la force contre-électromotrice de la charge inductive est faible (c'est-à-dire que le temps de décroissance du courant en fonctionnement en roue libre sera long) et dans lequel la tension d'alimentation est faible ou bien le niveau de courant de consigne est relativement élevé (c'est-à-dire que le temps de croissance du courant dans la charge sera relativement long). Le fonctionnement du système de la figure 3 est illustré en figure 6. Dans la zone 1, on part d'un état où le courant dans la bobine est nul. Ce courant croît jusqu'à atteindre la valeur Io. Alors le comparateur 18 commute rapidement et le courant dans la bobine commence à décroître jusqu'à atteindre la valeur IO-h fixée par l'hystérésis. Le processus se répète alors. Le système est conçu pour que, dans des conditions usuelles de fonctionnement, la fréquence de oemmutation corresponde à une fréquence souhaitée. L'inoonvénient de ce système apparait dans les zones 2 et 3 et résulte du fait que la fréquence de oemmutation ne dépend pas du système de régulation. Si les temps de montée et descente sont brefs comme cela est illustré dans la zone 2, on obtient une fréquence de hachage très rapide et éventuellement trop rapide pour l'étage de puissauce. Dans la zone 3 où les temps de montée et de descente sont longs, on atteint une fréquence de hachage trop lente et susceptible de générer des parasites à des fréquences audibles. Le fonctionnement du système de la figure 4 est illustré en figure 7. On rappellera que, dans ce cas, on utilise un amplificateur différentiel à hystérésis au lieu d'un comparateur. Ainsi, quand le courant I atteint la valeur IO, on n'a pas immédiatement une oemmutation mais on doit attendre d'atteindre un seuil, par exemple le seuil bas, de la porte logique. Ainsi, par rapport au cas de la figure 6, la commutation de l'interrupteur de puissance est retardée de la durée de descente td de 1 'amplificateur opérationnel de son niveau haut au seuil concerné de la porte logique. Ensuite, quand le courant dans la charge atteint le niveau bas IO-h du comparateur à hystérésis, la porte logique ne se déclenche que quand son entrée a atteint le niveau de seuil oonvenable. Ainsi, la commutation du transistor de puissance ne survient qu'après une durée tm oerrespondant au temps de montée de la sortie de 1 'amplificateur différentiel de son niveau bas au niveau de seuil concerné de la porte logique. Ainsi, par rapport au fonctionnement du circuit de la figure 3, le circuit de la figure 4 rallonge, pour une même valeur de 1' hystérésis, la durée de chaque cycle d'une valeur au moins égale à td+tm. Il en résulte, dans la zone 2, l'avantage d'éviter un fonctionnement à fréquence trop rapide mais, dans la zone 3, on a toujours éventuellement un fonctionnement très lent. Pour résoudre ce problème, la présente invention prévoit de supprimer toute hystérésis au niveau du circuit de comparaison. Le fonctionnement du circuit de la figure 5 est illustré en figure 8 dans laquelle on peut voir que l'on a sensiblement le même fonctionnement que celui du circuit de la figure 4 dans les zones 1 et 2 mais que l'on a l'avantage d'éviter l'apparition de fréquences lentes dans la zone 3. Plus généralement, on notera que la fréquence de hachage imposée par le circuit selon la présente invention reste toujours sensiblement voisine (légèrement supérieure) à la valeur td+tm. On a donc obtenu un fonctionnement sensiblement équivalent à celui du circuit optimal de la figure 2 dans lequel la fréquence de hachage est constante. Bien entendu, la présente invention est susceptible des diverses variantes et modifications qui apparaitront à l'homme de 1' art, notamment en ce qui concerne la réalisation de la porte logique 11 et la génération des signaux logiques. On notera que, si la détermination d'une décroissanoe est déterminée par le seuil haut d'une porte logique et la détermination d'une croissance par son seuil bas, on obtiendra un fonctionnement similaire. REVENDICATIONS 1. Dispositif de commande à découpage d'un commutateur (T1) alimentant une charge inductive (L), oomprenant des moyens (rm) pour détecter le courant dans la charge, une porte (11) pour fournir au commutateur (T1) un signal de commande, la première entrée de la porte recevant un signal logique de validation et la deuxième entrée recevant la sortie d'un moyen de comparaison entre le courant détecté (I) et une valeur de consigne (po), caractérisé en ce que le moyen de oomparaison est constitué d'un simple amplificateur différentiel sans hystérésis (20) présentant un temps de montée entre son état bas et un premier seuil de la porte et un temps de descente entre son état haut et un deuxième seuil de la porte tels que la somme de ces temps de montée et de descente corresponde sensiblement à une fréquence de commutation choisie du dispositif à découplage. 2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que la somme des temps de montée et de descente est de l'ordre de 10 à 50 microsecondes. 3. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que le commutateur (T1) est l'un des commutateurs d'un pont (T1-T4).