Brevet FR2709552A1 — publié le 19950310

DISPOSITIF ET PROCEDE DE DETERMINATION DE DISTANCE La présente invention concerne principalement un dispositif et un procédé de détermination de distance. Dans les radars la détermination de la distance est obtenue par mesure du temps de retour d'une impulsion émise. Toutefois, une incertitude subsiste, égale au produit de la durée de l'impulsion par la vitesse de propagation des ondes électromagnétiques. On est ainsi amené à utiliser des impulsions de plus en plus fines. Par contre, pour pouvoir utiliser au mieux la puissance de l'émetteur, il est avantageux d'utiliser des impulsions longues. Pour augmenter la résolution en distance sans diminuer la durée des impulsions il est connu de moduler les impulsions de façon à pouvoir déterminer l'instant de l'impulsion correspondant à la détection de la cible. La compression d'impulsion était une des techniques les plus connues. La présente invention permet, lorsque l'impulsion émise est codée, d'améliorer la précision de la détermination de la distance, en utilisant un miiiimum de moyens. L'invention a principalement pour objet un dispositif d'écartométrie distance pour un radar émettant des impulsions codees sur N moments, comportant une voie de traitement principal et une voie d'écartométrie distance, caractérisé par le fait qu'il comporte un générateur de code de N moments, une horloge de fréquence double de celle du code et des moyens de copie m(t) du signal d'horloge pendant des intervalles de temps de longueur égale à un moment de code et centrés sur les transitions de code durant une impulsion. L'invention a aussi pour objet une méthode de détermination des distances, caractérisée par le fait qu'elle comporte les étapes suivantes: - émission d'impulsions codées par un code de N moments - réception d'échos; - génération d'un code c r (t) de modulation d'impulsions retardées du temps T de trajet aller et retour estimé des impulsions entre une antenne et la cible - génération d'un code m(t) de N moments égal à un signal d'horloge de fréquence double de celle des codes sur les intervalles de temps de longueur égale à un moment de code et centrés sur les transitions du code c r (t) sur toute la durée de l'impulsion - démodulation du signal reçu d'une part par le code de référence c r (t) donnant un signal et en parallèle par la copie de l'horloge m(t) donnant un signal d'écartométrie distance b ; - normalisation du signal de la voie écartométrie distance h par le signal de la voie somme. Un exemple de normalisation est donné par #.# #.#. L'invention sera mieux comprise au moyen de la description ci- après et des figures données comme des exemples non limitatifs parmi lesquels: - la figure 1 est un exemple d'amplitude du signal émis; - les figures 2 et 3 illustrent un premier mode de réalisation du dispositif selon l'invention; - la figure 4 illustre un second mode de réalisation du dispositif selon l'invention - la figure 5 est un schéma explicatif du mode de fonctionnement du dispositif selon l'invention - les figures 6 et 7 illustrent les discriminateurs utilisés dans le dispositif selon l'invention. Sur les figures 1 à 7 on a utilisé les mêmes références pour désigner les mêmes éléments. Sur la figure 1, on peut voir une courbe 10 représentant l'amplitude d'un signal en fonction du temps. Le signal est une émission d'impulsion radar 11 par exemple des autodirecteurs missiles dans l'exemple illustré. Le signal est périodique de période 1. Les impulsions Il ont une largeur égale au quart de la largeur d'une période 1. On dit que le facteur de forme des impulsions émises est égal a Lorsque l'onde électromagnétique d'une impulsion Il touche une cible une partie de l'énergie est renvoyée vers l'antenne d'émission. La distance de la cible est déterminée en mesurant le temps mis par les ondes pour parcourir le trajet antenne-cibleantenne. Cette mesure est réalisée par exemple en effectuant des battements entre des signaux de fréquences proches. Si les impulsions Il ne contiennent aucun codage ou aucune modulation, deux signaux 2 et 3 correspondant à des distances différentes risquent d'être confondus. Ainsi l'incertitude sur la distance est égale à la largeur de l'impulsion que multiplie la vitesse de propagation des ondes. Sur la figure 2, on peut voir un premier exemple de réalisation du dispositif selon l'invention. Un émetteur 6 est relié à une antenne d'émission-réception 4 par l'intermédiaire d'un circulateur 5. Le circulateur 5 est relié à une première entrée d'un duplexeurmélangeur 9. Un oscillateur local 8 est relié à une seconde entrée du duplexeur-mélangeur 9. La sortie du duplexeur-mélangeur 9 est reliée à un amplificateur 15. La sortie de l'amplificateur 15 est reliée à une première entrée d'un duplexeur-mélangeur 17. Une seconde entrée 16 du duplexeur-mélangeur 17 permet de recevoir les codes d'impulsion en fonction du temps cr(t). La sortie du duplexeur-mélangeur 17 est reliée d'une part à un filtre 18 et d'autre part à une première entrée d'un duplexeur-mélangeur 13. Sur une seconde entrée du mélangeurduplexeur 13 sont présents les coefficients m(t). La sortie du duplexeur-mélangeur 13 est reliée à un filtre 19. Les sorties 20 et 21 respectivement des filtres 18 et 19 sont reliées à un calculateur 70. L'émetteur 6 génère un courant haute fréquence qui permet à l'antenne 4 d'émettre des ondes électromagnétiques. Les ondes électromagnétiques émises sont modulées par des codes c(t). L'oscillateur local 8 génère un courant électrique dont la fréquence est inférieure à celle du courant généré par l'émetteur 6. Le duplexeurmélangeur 9 permet de faire des battements entre les signaux reçus par l'antenne 4 et les signaux générés par l'oscillateur local 8. Le duplexeur-mélangeur 9 permet ainsi d'abaisser la fréquence des signaux reçus. Par exemple à la sortie du duplexeur-mélangeur 9 on retrouve des signaux en vidéo fréquence. L'amplificateur 15 relié à la sortie du duplexeur-mélangeur 9 amplifie le signal vidéo fréquence. Le mélangeur-duplexeur 17 assure la multiplication du signal amplifié par l'amplificateur 15 par les codes cr(t). Les codes c r (t) sont des codes émis c(t) retardés d'un retard T c r (t) = c(t-T). Le signal s(t) présent à la sortie du duplexeur-mélangeur 17 est envoyé dans un filtre 18. Le filtre 18, par exemple intégrateur, réalise la moyenne temporelle du signal s(t). Dans un exemple de réalisation la moyenne temporelle est calculée sur une impulsion 11. Dans l'exemple préféré de réalisation du dispositif selon l'invention associé à un radar cohérent la moyenne temporelle est calculée sur une pluralité d'impulsions. Le duplexeur-mélangeur 13 assure la multiplication du signal s(t) présent sur la sortie du duplexeurmélangeur 17 par des coefficients m(t) 14. Comme il sera expliqué plus loin le coefficient m(t) est égal à 0, 1, ou - 1. Le filtre 19 fournit la moyenne temporelle du signal s'(t) généré par le duplexeur-mélangeur 13. Le filtre 19 est par exemple un filtre intégrateur. A la sortie 20 du filtre 18 se trouve le signal de la voie principale radar ou voie somme . Sur la sortie 21 du filtre 19 se trouve le signal å de la voie d'écartométrie radar ou voie différence A. La sortie 20 du filtre 18 est reliée à une première entrée du calculateur 70. La sortie 21 du filtre 19 est reliée à une seconde entrée du calculateur 70. Le calculateur 70 effectue le calcul d'écartométrie. Par exemple le calculateur 70 effectue le produit scalaire du signal présent sur la sortie 20 par le signal A présent sur la sortie 21 divisé par le carré scalaire du signal . Le résultat du calcul est présent sur la sortie 71 du calculateur 70. Avantageusement le calculateur 70 est un calculateur numérique. Dans la réalisation préférée de l'invention le signal présent à la sortie de l'amplificateur 15 est un signal analogique. Ainsi entre la sortie de l'amplificateur 15 et les entrées du calculateur 70 le signal analogique est numérisé. Dans une première variante de réalisation du dispositif selon l'invention, l'amplificateur 15 est connecté à un convertisseur analogique-numérique. Dans cette variante de réalisation les duplexeurs-mélangeurs 17 et 13 sont remplacés par des multiplieurs ; les filtres 18 et 19 sont des filtres numériques. Dans une seconde variante du dispositif selon l'invention le signal s(t) est numérisé à l'entrée du filtre 18 tandis que le signal s'(t) est numérisé à l'entrée du filtre 19. Dans cette variante de réalisation les filtres 18 et 19 sont des filtres numériques. Dans une troisième variante du dispositif selon l'invention, le signal présent sur les sorties 20 et 21 respectivement des filtres 18 et 19 est numérisé par deux convertisseurs analogiques-numériques. Dans la réalisation préférée de l'invention les signaux s(t) et s'(t) subissent un premier filtrage analogique respectivement dans les filtres 18 et 19. Après ce premier filtrage analogique lesdits signaux sont numérisés dans deux convertisseurs analogiquesnumériques. Les signaux numérisés subissent un filtrage numérique avant d'être envoyésvers le calculateur 70. Pour la clarté des figures les moyens de numérisation ne sont pas représentés sur la figure 2. Sur la figure 3, on peut voir l'exemple de réalisation préféré du dispositif illustré sur la figure 2. Un émetteur 6 est relié à une antenne d'émission-réception 4 par l'intermédiaire d'un circulateur 5. Le circulateur 5 est relié à une première entrée d'un duplexeur-mélangeur 9. Un oscillateur local 8 est relié à une seconde entrée du duplexeur-mélangeur 9. La sortie du duplexeur-mélangeur 9 est reliée à un amplificateur 15. La sortie de l'amplificateur 15 est connectée à un modulateur 0/r 17. La sortie du modulateur 17 est connectée à un filtre analogique 18. La sortie 20 du filtre 18 est connectée à un convertisseur analogique-numérique 22. La fréquence d'échantillonnage et la synchronisation du convertisseur analogique-numérique 22 permet d'obtenir pour chaque vecteur et A les composantes en phase et en quadrature en phase. Le convertisseur analogique 22 est relié à un filtre numérique 72. Le filtre numérique 72 est relié au calculateur 70. D'autre part la sortie du modulateur 0/r 17 est reliée à une première entrée d'un modulateur 0/r 13. La sortie du modulateur 0/; 13 est reliée à un filtre analogique 19. La sortie du filtre analogique 19 est reliée à un convertisseur analogique-numérique 23. La sortie du convertisseur analogique-numérique 23 est reliée à l'entrée d'un filtre numérique 73. La sortie du filtre numérique 73 est reliée au calculateur 70. D'autre part le dispositif selon l'invention comporte un dispositif de retard 27 relié à des moyens d'adressage 78 d'une mémoire permanente 30. Le moyen de génération de retard 27 est par exemple une ligne à retard programmable en temps réel. Le moyen d'adressage de la mémoire 30 comporte par exemple une logique de remise à zéro RAZ 28 reliée à une première entrée d'un compteur 29 ; une horloge 33 étant reliée à une seconde entrée du compteur 29. La mémoire permanente est par exemple une mémoire morte (ROM en terminologie anglo-saxonne). La mémoire morte 30 est reliée par les bus 75 et 76 respectivement au modulateur 0/; 17 et 13. La sortie du calculateur 70 est reliée au dispositif 27 de génération de retard T. Le retard T est réactualisé au bout de quelques périodes de récurrence. Le nouveau retard T est égal au temps estimé de parcours aller retour des ondes électromagnétiques entre l'antenne 4 et la cible. Dans la variante préférée du dispositif selon l'invention, les fils du bus 75 commandent directement un modulateur analogique 17. Dans la réalisation. préférée de l'invention les codes sr(t) présents sur le bus 75 comportent un bit, tandis que les codes m(t) présents sur le bus 76 sont codés sur deux bits. Des dispositifs d'interface 83 et 84 adaptent le signal de commande au type de modulateur 0/; utilisé. Les dispositifs d'interface 83 et 84 comportent par exemple des portes logiques à collecteur ouvert. A la sortie 20 du filtre 18 se trouve la voie principale radar ou à somme . Sur la sortie 21 du filtre 19 se trouve la voie d'écartométrie radar ou voie différence å. La sortie 20 du filtre 18 est reliée à une première entrée du calculateur 70. La sortie 21 du filtre 19 est reliée à une seconde entrée du calculateur 70. Le calculateur 70 effectue le calcul d'écartométrie. Par exemple le calculateur 70 effectue le produit scalaire du signal présent sur la sortie 20 par le signal å présent sur la sortie 21 divisé par le produit scalaire du signal multiplié par lui-même. Le résultat du calcul est présent sur la sortie 71 du calculateur 70. Les moyens 27 de génération de retard T reçoivent sur leur entrée le front de montée de l'enveloppe des codes émis. Le retard synchronise ce front avec le front de montée de l'enveloppe de codes de références. Le front de montée de l'enveloppe de codes de références annule la valeur du compteur binaire 29 par l'intermédiaire du RAZ 28. Le compteur binaire est relié à l'horloge 37 dont la fréquence est égale à deux fois la fréquence des codes. Ainsi chaque cycle d'horloge correspond à une possible transition de codes. Le compteur 29 génère les adresses de la mémoire 30. Sur la figure 4, on peut voir une variante de réalisation du dispositif selon l'invention. Un émetteur 6 est relié à une antenne d'émission-réception 4 par l'intermédiaire d'un circulateur 5. Le circulateur 5 est relié à une première entrée d'un duplexeurmélangeur 9. Un oscillateur local 8 est relié à une seconde entrée du duplexeur-mélangeur 9. La sortie du duplexeur-mélangeur 9 est reliée à un amplificateur 15. D'une part, la sortie de l'amplificateur 15 est reliée à une première entrée d'un duplexeur mélangeur 17. Une seconde entrée 16 duplexeur-mélangeur 17 permet de recevoir les codes d'impulsions en fonction du temps cr(t). D'autre part, la sortie de l'amplificateur 15 est reliée à une première entrée du duplexeur-mélangeur 13. Une seconde entrée 32 du duplexeur-mélangeur 13 permet de recevoir le produit des codes d'impulsion en fonction du temps cr(t) par les codes m(t). Les sorties des duplexeurs-mélangeurs 17 et 13 sont reliées respectivement aux filtres 18 et 19. A la sortie 20 du filtre 18 se trouve la voie principale radar ou à somme C. Sur la sortie 21 du filtre 19 se trouve la voie d'écartométrie radar ou voie différence å. La sortie 20 du filtre 18 est reliée à une première entrée du calculateur 70. La sortie 21 du filtre 19 est reliée à une seconde entrée du calculateur 70. Le calculateur 70 effectue le calcul d'écartométrie. Par exemple le calculateur 70 effectue le produit scalaire du signal présent sur la sortie 20 par le signal å présent sur la sortie 21 divisé par le produit scalaire du signale multiplié par lui-même. Le résultat du calcul est présent sur la sortie 71 du calculateur 70. Les codes c(t) sont par exemple des codes aléatoires ou pseudoaléatoires. Avantageusement les codes c r (t) sont des codes de Barker à 7 ou à 13 segments. Les moyens de génération des codes ne sont pas représentés sur les figures 2, 3 et 4. Sur la figure 5, on peut voir les signaux obtenus avec le dispositif selon l'invention. Les signaux correspondent à une impulsion 11 de la figure 1. La fréquence porteuse du signal s(t) obtenue n'intervenant pas dans les calculs, sur la figure 5 le signal est transposé autour de la fréquence nulle. Le filtrage effectué sur chaque voie du récepteur est alors équivalent au calcul de la valeur moyenne du signal pendant la durée du code de référence c r (t). Sur la figure 5 on a représenté par la valeur nulle les atténuations de l'amplitude du signal, et par la transition entre les valeurs +1 et -1 les inversions de phase de r de l'onde porteuse. La courbe 33 représente le signal d'horloge. La courbe 39 représente un exemple de code de modulation c r (t) sur sept segments. Les points 36 représentent les points de transition du code c r (t). Pour toute l'impulsion 11 on génère un signal m(t) de démodulation de la voie écartométrie distance å en recopiant le signal d'horloge d'une demie période avant et une demie période après une transition 36 du code émis 39. Au début et à la fin de l'impulsion 11 on ne recopie le signal 33 d'horloge que durant la demie période pendant laquelle le code 39 existe. I1 est avantageux d'annuler la valeur de m(t) sur les intervalles de temps ne comportant pas de transition de code. Ainsi on diminue le bruit sur la voie écartométrie å sans pour autant modifier la courbe de discrimination obtenue pour des écarts entre code reçu et code de référence c r (t) inférieurs ou égaux à un demi moment de code. Les courbes 35, 37 et 38 représentent le signal s'(t) de la voie écartométrie distance A démodulé par le signal m(t). La courbe 35 correspond à un signal reçu coïncidant avec le code de référence c r (t). La courbe 35 est la copie de la courbe 34. La courbe 37 correspond à un signal reçu en retard de 0,25 moment de code par rapport au code de référence c r (t). La courbe 38 correspond à un signal reçu avec une avance de 0,25 moment de code par rapport au code de référence c r (t). Les courbes 4a, 42 et 45 représentent les signaux présents en sortie du préamplificateur 15 respectivement pour les codes en coïncidence en retard de 0,25 moment de code et en retard de 0,25 moment de code. Les courbes 41, 43 et 46 représentent les signaux s(t) de la voie principale 5 respectivement pour les codes en coïncidence en retard de 0,25 moment de code et en avance de 0,25 de moment de code. Sur la courbe 41 le signal s(t) après démodulation ne porte plus aucune modulation de phase. Par contre les courbes 43 et 46, comportent des intervalles de temps où le signal est déphasé de n. La durée de ces intervalles de temps est égale à l'écart entre le code reçu et le code de référence c r (t). Pour les codes reçus en retard par rapport au code de référence c r (t) les intervalles où le signal est déphasé de 7r se situent juste après chaque transition du code de référence c r (t). Pour les codes reçus en avance par rapport au code de référence c r (t) les intervalles où le signal est déphasé de Tr se situent juste avant chaque transition du code de référence c r (t). Ceci est illustré par la ligne pointillée 47. Sur la figure 6, on peut voir une courbe 50 illustrant la valeur de l'intervalle du signal 49 sur la voie du traitement principal å en fonction de l'écart E 48 entre le code reçu et le code de référence. Le retard est exprimé en moment de code. E est positif pour un code reçu en avance sur le code de référence et e est négatif pour un code reçu en retard sur le code de référence. La courbe est donnée pour |#| Pour une mesure sans bruit # = #/#. D'autre part la valeur moyenne du signal de la voie principale est donnée par le pic central de la fonction d'autocorrélation du code Alors Pour |#| > 0,5 la valeur de å évolue linéairement. Pour un code Barker à sept moments on a: -3 å = 13 pour e = -1 et 4 å = 144 pour e = +1 Sur la figure 7, on peut voir une courbe de discrimination 52 normalisée. Pour éviter que la courbe 52 diverge on a posé # e > 0,5 et # > 1 = > # = +1 et c > 0,5 et 1 - X = -I Le discriminateur n'est plus linéaire et présente une pente égale à 1 autour de l'origine. REVENDICATIONS 1. Dispositif d'écartométrie distance pour un radar émettant des impulsions (11) codées sur N moments, comportant une voie de traitement principal et une voie d'écartométrie distance, caractérisé par le fait qu'il comporte un générateur (30) de code de N moments, une horloge (33) de fréquence double de celle des codes et des moyens de copie m(t) du signal d'horloge (33) pendant des intervalles de temps de longueur égale à un moment de code et centrés sur les transitions de code durant une impulsion (11). 2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé par le fait qu'il comporte des moyens de génération (27) de retard T permettant d'utiliser le code émis retardé pour la démodulation de la voie de traitement principal. 3. Dispositif selon la revendication 1 ou 2, caractérisé par le fait que l'on utilise la copie du signal d'horloge m(t) pour la démodulation du signal de la voie écartométrie distance. 4. Dispositif selon la revendication 1 ou 2, caractérisé par le fait que l'on utilise le produit de la copie du signal d'horloge m(t) par le code émis retardé pour la démodulation du signal de la voie d'écartométrie distance. 5. Dispositif selon la revendication 1, 2, 3 ou 4, caractérisé par le fait qu'il comporte un calculateur (70) susceptible de calculer un opérateur représentant l'écartométrie distance égal au produit scalaire de l'intégrale du signal sur la voie de traitement principal par l'intégrale du signal sur la voie d'écartométrie distance divisé par le carré scalaire de l'intégrale sur une impulsion (11) du signal sur la voie de traitement principal. 6. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précé dentes, caractérisé par le fait qu'il comporte des mélangeursduplexeurs (17, 13) assurant la démodulation des signaux de la voie principale et de la voie d'écartométrie distance. 7. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisé par le fait qu'il comporte des modulateurs 0/li (17, 13) assurant la démodulation des signaux de la voie principale et de la voie d'écartométrie distance. 8. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé par le fait qu'il comporte des filtres (18, 19) placés sur les voies de traitement principal et d'écartométrie distance à la sortie des moyens de démodulation du signal. 9. Dispositif selon la revendication 8, caractérisé par le fait que les filtres (18, 19) sont des filtres intégrateurs. 10. Méthode de détermination des distances, caractérisée par le fait qu'elle comporte les étapes suivantes - émission d'impulsions (11) codées par un code de N moments - réception d'échos; - génération d'un code c r (t) de modulation d'impulsions (11) retardées du temps T de trajet aller et retour des impulsions entre une antenne (4) et la cible - génération d'un code m(t) de N moments égal à un signal d'horloge (33) de fréquence double de celle des codes sur les intervalles de temps de longueur égale à un moment de code et centrés sur les transitions du code c r (t) sur toute la durée de l'impulsion (11); - démodulation du signal reçu d'une part par le code de référence c r (t) donnant un signal et en parallèle par la copie de l'horloge m(t) donnant un signal d'écartométrie distance b ; - normalisation du signal de la voie écartométrie distance å par le signal de la voie somme . 11. Méthode selon la revendication 10, caractérisée par le fait que la normalisation de la voie écartométrie distance å par le signal de la voie somme est effectuée en calculant