Brevet FR2701612A1 — publié le 19940819

PROCEDE DE COMMANDE DE LA PUISSANCE APPLIQUEE A UN ONDULEUR A RESONANCE La présente invention concerne un procédé de commande de la puissance appliquée à un onduleur à résonance, plus particulièrement à un onduleur à résonance du type décrit dans la demande de brevet GB 2 175 154 A. La demande de brevet GB 2 175 154 A concerne un onduleur alimentant une charge comportant une composante inductive Cet onduleur du type à résonance comporte un circuit de commande dans lequel une première et seconde tensions continues qui représentent respectivement la valeur de crête et le rapport cyclique des courants circulant dans les transistors de l'onduleur sont appliquées aux entrées d'un comparateur d'amplitude, la sortie de ce comparateur servant à contrôler la fréquence de l'impulsion de commutation du circuit à résonance. Ce type d'onduleur est utilisé, notamment, dans les plaques de cuisson à induction Dans ce cas, la commande de puissance de l'onduleur est une commande à boucle ouverte tant que le courant dans les transistors de l'onduleur proprement dit n'est pas supérieur à une valeur donnée. Avec ce type de circuit de commande on s'aperçoit que, lorsque des casseroles sont réalisées en des matériaux différents mais 2 S avec un même diamètre, elles vont recevoir une puissance différente. Toutefois, si les casseroles présentent un diamètre plus faible, ceci réduit les courants commutés et modifie donc la puissance, qui dans ce cas, ne reste pas constante Il est donc difficile de régler correctement la puissance des plaques de cuisson à induction En effet, lors de la fabrication, on va régler la puissance pour une casserole donnée, avec un facteur de forme de la tension secteur donnée mais lorsque l'on utilise ensuite d'autres casseroles ou un autre facteur de forme de la tensions-secteur, on n'obtient pas exactement la puissance souhaitée. La présente invention a pour objet de proposer un nouveau procédé de commande de la puissance qui permette de rendre la puissance active absorbée par l'ustensile de cuisson moins dépendante de la nature de la charge, à savoir du matériau de l'ustensile de cuisson et de la tension d'alimentation de l'onduleur et telle qu'elle soit une fonction croissante du diamètre. Ainsi la présente invention a pour objet un procédé de s commande de la puissance appliquée à un onduleur à résonance, le circuit comportant l'onduleur proprement dit comprenant au moins un transistor de puissance, un dispositif de commutation commandant le transistor de puissance sous le contrôle d'une impulsion de commande issue d'un circuit de commande, un transformateur d'intensité délivrant au circuit de commande un signal d'entrée proportionnel au courant transistor, le circuit de commande comportant au moins un modulateur de puissance délivrant un signal servant à contrôler l'impulsion de commande, caractérisé en ce qu'un signal d'erreur fonction de la valeur moyenne du courant passant dans le transistor pilote le modulateur de puissance. Selon un mode de réalisation préférentiel, le signal d'erreur est obtenu en comparant le signal d'entrée proportionnel au courant transistor et intégré à une consigne de puissance déterminée par l'utilisateur. Le procédé décrit ci-dessus consiste en fait en une boucle de régulation qui ne mesure qu'une information, à savoir la valeur moyenne du courant passant dans le ou les transistors de puissance. La présente invention a aussi pour objet un dispositif pour la mise en oeuvre du procédé décrit ci-dessus Le dispositif comporte, dans le circuit de commande, des moyens pour comparer le signal d'entrée du circuit de commande à une valeur de consigne déterminée par l'utilisateur, la sortie étant envoyée sur un limiteur commandant le modulateur de puissance. Le procédé et le dispositif décrit ci-dessus présente un certain nombre d'avantages, l'avantage principal étant la simplicité de mise en oeuvre. En effet le procédé ne nécessite qu'une information pour sa mise en oeuvre, à savoir la connaissance du courant transistor, cette information étant déjà présente par ailleurs. De plus, le capteur utilisé pour cette information à savoir le transformateur d'intensité, existe déjà dans la plupart des onduleurs pour réaliser d'autres fonctions, notamment la synchronisation ou la sécurité du fonctionnement. D'autre part, l'information est référencée à la masse de l'électronique de commande, ce qui évite les problèmes d'isolement et de courant de masse. On obtient donc ainsi une commande de puissance simple à réaliser et qui ne nécessite pas l'utilisation de composants supplémentaires onéreux. D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention 1 o apparaîtront à la lecture de la description faite ci-après avec références aux dessins ci annexés dans lesquels: la Fig 1 représente le circuit électrique de l'onduleur pour alimenter une charge ayant une composante inductive décrit dans la demande de brevet GB 2 175 154 A avec un dispositif de régulation i 5 conforme à la présente invention. la Fig 2 est un schéma électrique simplifié d'un premier mode de réalisation d'un dispositif de commande conforme à la présente invention, et les Fig 3 A et 3 B sont, respectivement, un schéma simplifié d'un second mode de réalisation d'un dispositif de commande conforme à l'invention et les courbes tension -temps en deux points du circuit. Pour simplifier la description, dans les figures les mêmes éléments portent les mêmes références On décrira tout d'abord successivement les éléments d'un onduleur pour alimenter une charge ayant une composante inductive selon la figure 1 Pour obtenir plus de détail sur le fonctionnement d'un tel onduleur, on peut se reporter notamment, à la demande de brevet GB 2 175 154 A dont le contenu est inclus dans la présente demande ainsi qu'aux autres demandes citées dans cette demande. Comme représenté sur la figure 1, l'onduleur comporte un convertisseur WR alimentant une charge SP à composante inductive, la dite charge étant symbolisée par l'inductance L montée en série avec une résistance variable R Le convertisseur comporte, montés en parallèle entre les deux bornes Pl et P 2 connectées respectivement aux tensions continues + VS et -VS, deux transistors bipolaires de commutation de puissance Tl et T 2 de type NPN connectés en série, deux diodes de commutation Dl et D 2 connectées en série et présentant une polarité opposée au chemin collecteur-émetteur des transistors Tl et T 2, deux condensateurs de commutation Cl et C 2 connectés en série et deux condensateurs de filtrage C 3 et C 4 qui sont connectés en série et qui forment un diviseur de tension capacitif D'autre part, la borne P 2 est aussi reliée à une première terre GR 1. Comme représenté sur la figure 1, le point de jonction A se trouvant entre l'émetteur du transistor Tl et le collecteur du transistor T 2 est connecté à travers l'enroulement Si d'un premier transformateur de courant TR 1 et à travers l'enroulement 57 d'un second transformateur de courant TR 2 aux points de jonction B et C prévus respectivement entre les diodes D 2 et Dl et les condensateurs C 2 et Cl Entre les points de jonction C et E est connectée la charge SP, le point de jonction E se trouvant entre les condensateurs de filtrage C 3 et C 4 Le premier transformateur de courant TR 1 sert à produire les courants de commande de la base des transistors de commutation Tl et T 2 qui sont activés alternativement par rapport au temps Ces transistors de puissance Tl et T 2 sont commandés de manière à être alternativement conducteurs et coupés selon le mode "push-pull'. Comme représenté sur la figure 1, l'enroulement 52 du transformateur TR 1 est connecté entre l'émetteur et une source de tension El commandant la base du transistor T 1 D'autre part, le 2 S troisième enroulement secondaire 53 du transformateur TR 1 est connecté en série avec une seconde source de tension E 2 entre l'émetteur et la base du second transistor de puissance T 2 Les enroulements 52 et 53 sont polarisés de telle sorte que, lorsque le courant s'écoule de l'émetteur vers la charge dans le cas de l'enroulement 52 ou de la charge vers le collecteur dans le cas de l'enroulement 53, le courant induit s'écoule dans la base du transistor correspondant De ce fait, les enroulements secondaires 52 et 53 du transformateur TR 1 sont polarisés de manière opposée, l'un à l'autre. Ainsi, les transistors Tl et T 2 sont activés alternativement, à savoir un transistor est conducteur tandis que l'autre est coupé. Dans le mode de réalisation de la figure 1, l'onduleur représenté est un onduleur à résonance De ce fait, la commutation des transistors Tl et T 2 est réalisée en utilisant un seul élément de commutation semi conducteur actif tel qu'un transistor de puissance bipolaire ou à effet de champs MOS T 3 et les deux enroulements secondaires du transformateur TR 1 enroulés dans des directions opposées Deux bornes de ces enroulements secondaires sont connectées l'une à l'autre et à l'électrode de source S du transistor T 3 Le point de jonction Y entre ces deux enroulements 54 et 55 et l'électrode de source S du transistor T 3 sont connectés à une terre GR 2 La séparation électrique des terres GR 1 et GR 2 permet d'obtenir une meilleure protection contre les surtensions Les extrémités libres des enroulements secondaires 54, 55 sont connectés respectivement à l'anode d'une diode D 3 et d'une diode D 4 Les cathodes des diodes D 3 et D 4 sont connectées l'une à l'autre et à l'électrode de drain D du transistor T 3 La commutation du transistor T 3 est réalisée par une impulsion de tension positive UG appliquée sur son électrode de porte G Cette impulsion provient du circuit de commande 54 qui sera décrit de manière plus détaillée ci après Une diode Zéner Zl est connectée en parallèle entre l'électrode de source S du transistor T 3 et le point commun aux cathodes des diodes D 4 et D 3 Cette diode Zener Zl a pour objet de limiter la tension positive dans le chemin drain-source. Les deux enroulements secondaires séparés 54 et 55 qui sont électriquement isolés du convertisseur WR et polarisés dans des directions opposées servent à commuter les transistors Tl et T 2 Pour comprendre de manière détaillée le fonctionnement du convertisseur WR et de l'élément de commutation T 3, on se référera à la demande de brevet GB 2 175154 En effet, le fonctionnement de ces éléments n'est pas essentiel dans le cadre de la présente invention. On décrira maintenant de manière plus détaillée le circuit de contrôle SK. Comme représenté sur la figure 1, l'enroulement secondaire 58 du transformateur de courant TR 2 délivre des tensions de sortie positives ou négatives, qui sont proportionnelles aux courants s'écoulant successivement à travers les transistors Tl et T 2 Afin de produire des tensions d'une seule polarité, à savoir des tensions positives, les bornes de l'enroulement secondaire 58 sont connectées aux bornes d'entrée d'un pont redresseur BR L'enroulement secondaire 58 est électriquement isolé du convertisseur WR D'autre part, la borne de sortie négative du pont redresseur BR est connectée à la terre GR 2 tandis que la borne de sortie positive F est connectée à l'entrée SE du circuit de commande SK Une résistance Rl est connectée en parallèle sur les bornes de sortie du pont redresseur BR. La borne de sortie F du pont redresseur BR délivre une tension UF dont la forme correspond aux courants collecteur i Ci et i C 2 circulant dans les transistors Tl et T 2 La tension UF qui est proportionnelle aux courants passant à travers les transistors Tl et T 2, est alimentée en entrée du circuit de contrôle SK. Comme représenté sur la figure 1, le circuit de contrôle SK est connecté par la borne P 3 à une tension continue positive +VCC et par la borne P 4 à une tension négative -VCC Le circuit de commande SK réalise les fonctions "modulateurs de puissance" et "limiteur" Il comporte un ensemble de circuits permettant d'obtenir au point Il le rapport cyclique et un circuit détecteur de tension de crête permettant d'obtenir au point I la valeur crête Ces valeurs étant appliquées à un comparateur SM suivi d'un circuit diode D 6-condensateur C 7 réalisant une limitation du courant commuté Il comporte aussi un circuit R 26- C 8 réalisant une fonction temps qui définit la durée de conduction des transistors et intègre la fonction modulateur. De manière plus spécifique, la tension UF est appliquée d'une part sur l'entrée d'un circuit limiteur LM qui limite et inverse l'amplitude qui comporte un amplificateur opérationnel à gain élevé Kl pour réaliser une comparaison de tension analogique D'autre part, la tension UF appliquée sur l'entrée SE est alimentée à un détecteur de crête SD qui contient une diode redresseuse D 5 et une capacité de filtrage C 6 en parallèle avec un diviseur de tension ST constitué des résistances R 16 et R 17 connectées en séries. L'entrée non-inverseuse de l'amplificateur Kl agissant comme comparateur de tension est connectée au point de jonction d'un diviseur de tension supplémentaire constitué par les résistances R 4 et R 5 connectées elles-mêmes entre les bornes P 3 et P 4, ce qui donne une tension de référence continue L'entrée inverseuse de l'amplificateur Ki est connectée au point de jonction des deux résistances R 2 et R 3 dont les extrémités sont connectées entre la borne d'entrée SE et la terre GR 2 La sortie H de l'amplificateur K 1 est connectée à travers une résistance R 7 à la borne P 3 et délivre une tension présentant une forme d'onde carrée Cette tension contient des impulsions positives durant chaque coupure des transistors Tl et T 2, ces impulsions étant séparées l'une de l'autre par des sections à la tension O Ces sections représentent les moments durant lesquels un des transistors Tl ou T 2 est conducteur La sortie H de l'amplificateur Kl est aussi connectée à un filtre passe-bas TP constitué par la résistance R 8 et la capacité C 5 La sortie M du filtre passe-bas est connectée à la base d'un transistor T 4 de type PNP qui travaille comme source de courant contrôlée SQ avec une valeur de seuil Cette valeur de seuil est formée par un diviseur de tension constitué des résistances R 12 et Rll montées entre les bornes P 3 et P 4 Le point de jonction entre Rll et R 12 est connecté par l'intermédiaire d'une résistance d'émetteur 10 à l'émetteur du transistor T 4 tandis que le collecteur du transistor T 4 est connecté à travers deux résistances R 13 et R 14 montées en série à la borne négative P 4 La base du transistor T 4 est aussi connectée à travers la résistance R 9 à la borne positive P 3 Le point de jonction entre les résistances R 13 et R 14 est connecté par l'intermédiaire d'une résistance R 15 à la borne positive P 3 et à l'entrée non-inverseuse d'un amplificateur opérationnel K 2 qui agit comme un étage de comparaison avec amplification de courant élevée Le point de jonction N des résistances Rl 6 et Rl 7 qui forme la sortie du détecteur de crête SD est connecté sur l'entrée inverseuse de l'amplificateur K 2. Comme expliqué dans le brevet britannique GB 2 175 154, 2 S l'amplificateur K 2 reçoit sur l'entrée + le rapport cyclique et sur l'entrée la valeur de la tension de crête La sortie de l'amplificateur K 2 est connectée à travers une capacité C 2 qui retarde la commutation de la tension d'un niveau bas à un niveau haut, à la borne P 4 connectée à la terre GR 2 et d'autre part à travers une diode D 6 et une résistance R 8 à l'entrée inverseuse Q d'un amplificateur opérationnel K 3 qui réalise une comparaison de tension et un signal X de gain élevé L'ensemble constitué par l'amplificateur K 2, le condensateur C 7 et la diode D 6 joue le rôle d'un circuit limitant le courant commuté D'autre part, l'entrée inverseuse Q est connectée à travers la résistance R 2 à un circuit délivrant un signal d'erreur fonction de la valeur moyenne du courant passant dans les transistors de puissance Ce circuit sera décrit de manière plus détaillée ci-après. La sortie H de l'amplificateur Kl est aussi connectée à la cathode d'une diode D 7 dont l'anode est connectée par l'intermédiaire d'une résistance R 24 à la borne P 3 et à travers une résistance R 25 à la base d'un transistor T 5 de type PNP Le collecteur du transistor T 5 est connecté à travers une résistance R 26 à la borne P 3 et à travers un condensateur C 8 à la borne P 4 L'émetteur du transistor T 5 est connecté au point de jonction entre une diode Zener Z 2 et une résistance 27 qui est connectée à la borne positive P 3 L'anode de la diode Zener Z 2 est connectée à la borne de tension négative P 4 La diode Z 2 est conductrice uniquement lorsque le transistor T 5 est coupé et connecte l'émetteur du transistor à la tension Zener VZ 2 Le transistor T 5 avec la résistance de collecteur R 26 et le condensateur C 8 forme un générateur de dents de scie SG qui est contrôlé par la tension de sortie de l'amplificateur KM La sortie W du générateur de dents de scie SG est connectée à l'entrée non-inverseuse de l'amplificateur K 3 servant de comparateur Dans ce cas, durant les temps de conduction des transistors Tl ou T 2, la diode D 7 entre la sortie H de l'amplificateur Kl et le point de jonction des résistances R 25 et R 26 est conductrice et maintient ainsi la tension de base du transistor T 5 en dessous de la tension-émetteur De ce fait, le transistor T 5 est coupé aussi longtemps qu'un des deux transistors Tl ou T 2 est conducteur Le condensateur C 8 est chargé à travers la résistance R 26 De cette manière on obtient une tension croissant sensiblement linéairemment au niveau de la sortie W durant les périodes de conduction des transistors Tl, T 2 Lorsque la tension de sortie de l'amplificateur K 1 présente des valeurs supérieures, la diode D 7 est bloquée Le transistor T 5 devient conducteur et décharge le condensateur C 8 à une tension se trouvant au voisinage de la tension Zener de la diode Zener Z 2 Le transistor T 5 reste conducteur aussi longtemps que la tension UH reste à sa valeur de tension élevée, à savoir sensiblement VCC La tension en dents de scie ainsi générée est envoyée sur l'entrée non-inverseuse de l'amplificateur K 3 Aussi longtemps que la sortie P de l'amplificateur K 2 limitant la valeur de crête du courant ne dépasse pas la valeur de la tension faible, ceci signifie que le courant de commutation dans le convertisseur WR qui s'écoule aussi à travers l'enroulement 57 n'excède pas la valeur maximum permise L'entrée inverseuse Q de l'amplificateur K 3 reçoit alors seulement la tension correspondant au signal d'erreur servant à ajuster la fréquence En conséquence, la sortie X de l'amplificateur K 3 reste à une valeur de tension faible aussi longtemps que la tension en dents de scie n'atteint pas la tension servant à contrôler la fréquence. s Lorsque cet état se produit la sortie X passe à un niveau élevé et forme le bord montant d'une impulsion de tension qui est alimentée à la base du transistor T 6 Le transistor T 6 est un transistor bipolaire de type NPN monté en collecteur commun A savoir, son collecteur est connecté directement à la borne P 3, le point de jonction entre sa base et la sortie X du troisième amplificateur K 3 est connecté à travers une résistance R 28 à la borne P 3 L'émetteur du transistor T 6 qui forme un étage tampon sous forme d'un émetteur suiveur, est connecté à travers la borne de sortie SA du circuit de commande SK à la borne G du transistor T 3 La sortie X reste élevée aussi longtemps que la tension en dents de scie est supérieure à la tension sur l'entrée Q de l'amplificateur K 3 servant à ajuster la fréquence Ceci signifie que l'impulsion à la sortie du troisième amplificateur K 3 a un bord descendant au moment o le transistor T 5 est coupé. Le dispositif donnant le signal d'erreur, conforme à la présente invention, est constitué par un amplificateur K 4 recevant sur son entrée non-inverseuse une tension délivrée par le potentiomètre 20. De manière plus spécifique, l'entrée + de l'amplificateur K 4 est connectée au contact coulissant du potentiomètre R 20 dont les deux extrémités sont connectées respectivement aux bornes P 3 et P 4 par 2 S l'intermédiaire de résistances R 19 et R 21 La tension délivrée par le potentiomètre 20 est comparée à la tension appliquée sur l'entrée inverseuse de l'amplificateur K 4 Cette tension est obtenue de la manière suivante; la tension s'applique sur l'entrée SE et est envoyée sur la borne de l'amplificateur K 4 par l'intermédiaire d'un intégrateur constitué d'une résistance R 29 et de la capacité C 9 Dans ce cas, la tension qui est proportionnelle à la valeur moyenne du courant transistor est comparée à la tension de référence donnée par le potentiomètre 20 et l'on obtient en sortie un signal d'erreur qui agit sur la fréquence. On décrira de manière plus détaillée avec référence aux figures 2, 3 A et 3 B, deux modes de réalisation du dispositif permettant la mise en oeuvre de la présente invention Sur la figure 2, on a représenté un mode de réalisation analogique sensiblement identique au mode de réalisation utilisé dans la figure 1 Sur la figure 3 A, on a représenté un mode de réalisation numérique pour la mise en oeuvre de la présente invention. Les éléments de la figure 2 identiques à ceux de la figure 1 portent les mêmes références Dans ce cas, on retrouve les deux transistors de commutation Tl et T 2, les deux diodes de commutation Dl et D 2, la charge formée de l'inductance L et de la résistance R et les deux condensateurs de filtrage C 3, C 4 Ces éléments sont montés comme décrit ci-dessus et connectés aux bornes d'une tension d'alimentation continue VS Ce circuit comporte les parties essentielles du convertisseur. Conformément à la présente invention, la tension Vi, obtenue par un transformateur de courant TR 2 et donc proportionnelle au courant transistor Itr, est envoyée sur un intégrateur constitué par la résistance R 29 et la capacité C,0 La tension aux bornes de C 9 proportionnelle à la valeur moyenne du courant transistor est appliquée sur l'entrée d'un comparateur dont l'autre entrée reçoit une valeur de consigne CO La sortie du comparateur donne une valeur d'erreur S qui est appliquée sur le limiteur L qui peut être réalisé de la manière décrite à la figure 1 La sortie du limiteur L est envoyée sur un modulateur de puissance M qui commande la commutation des transistors Tl et T 2. Dans le mode de réalisation représenté sur la figure 3 A, les différentes valeurs de courant sont digitalisées par des convertisseurs analogique-numérique A/D et traitées par un microprocesseur p P qui réalise la fonction comparaison donnant le signal d'erreur S et la fonction limiteur Comme représenté sur la figure, le générateur de courant Itr est connecté par l'intermédiaire des circuits Cli, C 12, C 13 et des convertisseurs A/D sur les entrées 1, Il, 1 11 du microprocesseur j IP. Le circuit Cli est un détecteur de crête Il est constitué essentiellement de la diode D 5 montée en série entre le générateur Itr et le convertisseur A/D connecté à l'entrée I et du condensateur C 6 monté entre la cathode de la diode D 5 et la terre GR 2 Le circuit C 12 donne le rapport cyclique Il est constitué de l'amplificateur K 1 qui reçoit sur son entrée la tension V 1 telle que représentée sur la figure 3 B et délivre en sortie une tension VC telle que représentée sur la figure 3 B Une résistance R 8 est connectée en série entre la sortie de Kl et le convertisseur A/D connecté sur l'entrée Il du microprocesseur et un condensateur C 5 est connecté entre le convertisseur A/D s connecté sur l'entre Il et la terre GR 2 Les entrées I et Il sont envoyées sur un module réalisant la fonction limiteur. D'autre part, le circuit C 13 donne la valeur moyenne du courant transistor Itr Il est constitué essentiellement d'une résistance R 29 montée en série entre le secondaire du transformateur de courant et le convertisseur A/D connecté sur l'entrée 1 11 du microprocesseur et d'un condensateur C 9 connecté entre le convertisseur A/D et la terre GR 2. Le microprocesseur comporte un module comparaison CO' qui reçoit une valeur de consigne rentrée par le clavier et la compare à l'entrée Ili Le signal d' erreur obtenu est envoyé sur le module limiteur La sortie du module limiteur est envoyée à l'entrée d'un convertisseur numérique analogique D/A sur la sortie IV Cette sortie IV est connectée au modulateur de puissance lui-même relié à l'onduleur réalisé de manière classique. Le système décrit ci-dessus permet donc de réaliser une boucle de régulation ne mesurant qu' une information, à savoir la valeur moyenne du courant passant dans le ou les transistors de puissance. Ce procédé est particulièrement adapté aux plaques de cuisson par induction En effet, à une consigne de puissance donnée par l'utilisateur, des récipients d'un même diamètre absorbent des puissances identiques et stables indépendamment de la nature de leur matériau Cependant, entre deux récipients de diamètre différent, celui dont le diamètre est le plus petit absorbera moins de puissance. D'autre part, la régulation proposée conduit à maintenir la puissance proportionnelle à la tension secteur Cette boucle de régulation permet de supprimer l'ajustage de la puissance si le circuit de mesure et la référence ont la précision voulue. il REVENDICATIONS 1 Procédé de commande de la puissance appliquée à un s onduleur à résonance; le circuit comportant l'onduleur (WR) proprement dit comprenant au moins un transistor de puissance (Tl, T 2), un dispositif de commutation (T 3) commandant le transistor de puissance sous le contrôle d'une impulsion de commande (UG) issue d'un circuit de commande (SK), un transformateur d'intensité (TR 2) 1 o délivrant au circuit de commande un signal d'entrée proportionnel au courant transistor, le circuit de commande comportant au moins un modulateur de puissance (K 3) délivrant un signal servant à contrôler l'impulsion de commande, caractérisé en ce qu'un signal d'erreur fonction de la valeur moyenne du courant passant dans le transistor i 5 pilote le modulateur de puissance. 2 Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que le signal d'erreur est obtenu en comparant le signal d'entrée proportionnel au courant transistor et intégré, à une consigne de puissance déterminée par l'utilisateur. 3 Dispositif pour la mise en oeuvre du procédé selon l'une quelconque des revendications 1 et 2, caractérisé en ce qu' il comporte, dans le circuit de commande, des moyens pour comparer le signal d'entrée du circuit de commande à une valeur de consigne déterminée par l'utilisateur, la sortie étant envoyée sur un limiteur commandant le modulateur de puissance. 4 Dispositif selon la revendication 3, caractérisé en ce que les moyens pour comparer le signal d'entrée du circuit de commande à une valeur de consigne sont constitués par un comparateur recevant sur une entrée la valeur de consigne et sur l'autre entrée un signal fonction de la valeur moyenne du courant d'entrée du circuit de commande. Dispositif selon la revendication 4, caractérisé en ce que le comparateur est constitué par un amplificateur opérationnel (CO, K 4). 6 Dispositif selon la revendication 4, caractérisé en ce que le comparateur est constitué par une fonction comparaison réalisée dans un microprocesseur p P. 7 Dispositif selon l'une quelconque des revendications 6 et 7, caractérisé en ce que le signal fonction de la valeur moyenne du courant d'entrée est obtenu en intégrant (R 29, C 9) le courant d'entrée Itr. 8 Dispositif selon les revendications 6 et 7, caractérisé en ce que le signal issu de l'intégrateur est envoyé sur un convertisseur analogique numérique A/D puis appliqué sur l'entrée 1 11 d'un microprocesseur p P. 9 Dispositif selon l'une quelconque des revendications 3 à 8, caractérisé en ce que l'onduleur est constitué par deux transistors (Tl, T 2) connectés en série entre les bornes d'alimentation en tension de l'onduleur, les deux transistors étant contrôlés par le premier et second enroulements d'un transformateur (T Ri I) de manière à fonctionner en "push-pull", deux diodes (Dl, D 2) de roue libre montées en parallèle avec les transistors dont le point de jonction délivrant la tension de sortie de l'onduleur est connecté par l'intermédiaire d'un troisième enroulement du transformateur au point de jonction des transistors. Dispositif selon la revendication 9, caractérisé en ce que le dispositif de commutation est constitué par un transistor à effet de champs (T 3). 11 Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 à 10, caractérisé en ce que le transformateur d'intensité est constitué par un premier enroulement ( 57) connecté dans le chemin de sortie des transistors et par un deuxième enroulement ( 58) connecté aux entrées d'un redresseur (BR) dont la tension de sortie de polarité constante sert à générer le signal d'entrée (SE) du circuit de commande. 12 Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 à 11, caractérisé en ce que le limiteur est constitué par un étage de comparaison d'amplitude recevant sur ses entrées, respectivement, une première et une seconde tension continue représentant la valeur de crête régulée par le signal d'erreur et le rapport cyclique du courant transistor, la sortie du comparateur étant envoyée au circuit constitué d'une diode montée en série (D 6) et d'un condensateur (C 7) monté en parallèle. 13 Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 à 11, caractérisé en ce que la fonction "limiteur" est réalisée à l'intérieur du microprocesseur p P.