Brevet FR2710473A1 — publié le 19950331

" Procédé pour produire en numérique un signal complexe de bande de base " Etat de la technique L'invention concerne un procédé pour produire en numérique un signal complexe de bande de base, procédé dans lequel un signal réel passe-bande est exploré par un dispo- sitif d'exploration et de maintien à une première fré- quence, et le signal de bande de base ainsi exploré est transformé à l'aide d'un convertisseur analogique/numérique en une succession de nombres en numérique, la succession de ces nombres en numérique étant amenée à un filtre polyphasé récursif avec une fonction de transfert prédéfinie, filtre qui est constitué d'un nombre prédéfini de filtres, et à chaque cycle le nombre prédéfini du nombre en numérique est amené au filtre polyphasé, et un nombre en numérique est filtré par chaque filtre du filtre polyphasé, et les nom- bres ainsi filtrés sont ensuite totalisés. Dans une solution analogique connue de ce pro- blème, le signal réel passe-bande va tout d'abord être mo- dulé dans deux canaux avec des porteuses se trouvant en quadrature et ensuite les signaux sont filtrés par des fil- tres passe-bas. La qualité de cette conversion complexe de bande de base dépend fortement de l'identité des fonctions de transfert dans les canaux. Les deux filtres passe-bas analogiques se prêtent ainsi aux exigences concernant une suppression aussi élevée que possible de la fréquence image avec des exigences très strictes en ce qui concerne l'iden- tité de la fonction de transfert (montant et phase). En pratique les termes perturbateurs dans ce type d'entraîne- ment ne peuvent pas être amenés au-dessous d'environ -30dB. Il est en outre connu d'obtenir une identité des deux canaux en utilisant un traitement en numérique des si- gnaux. Il en résulte une qualité plus élevée de conversion. Des propositions pour la production numérique de composan- tes en phase et de composantes en quadrature sont connues par les publications de L.E. Pellon: "A Double Nyquist Di- gital Product Detector for Quadratur Sampling", Transac- tions on Signal Processing Vol. 40, No. 7, Juillet 1992 et de W. Rosenkranz: "Quadratur Sampling of FM-Bandpass Si- gnals-Implementation and Error Analysis", Digital Signal Processing-87, Elsevier Science", 1987. Du fait de l'utili- sation des étapes de mixage avec des porteuses se trouvant en quadrature et le filtrage passe-bas dans deux canaux, ces procédés sont relativement coûteux. Avantages de l'invention L'invention prévoit que le filtrage des nombres en numérique par les filtres du filtre polyphasé est effec- tué à une deuxième fréquence qui se calcule à partir de la première fréquence en la divisant par le nombre des fil- tres, et en ce que chaque nombre ainsi filtré est multi- plié, avant la totalisation, par un facteur qui résulte du décalage de fréquence du filtre polyphasé. Ce procédé présente l'avantage qu'il n'est utili- sé qu'un seul canal de traitement, de sorte que le mixage des signaux avec le filtrage passe-bas s'y raccordant peut être supprimé. Le filtre passe-bande complexe pour le fil- trage des nombres en numérique sera alors avantageusement synchronisé avec le taux d'exploration du signal complexe de bande de base. Il est en outre avantageux d'obtenir le signal complexe de bande de base à l'aide d'un filtrage sur un filtre polyphasé, suivi d'une multiplication par un fac- teur CK qui résulte du décalage de fréquence du filtre po- lyphasé, et ensuite d'une totalisation. Le traitement du signal est ainsi simplifié. Avantageusement, le facteur CK par lequel est multiplié un nombre en numérique, est défini sous la forme d'une fonction exponentielle d'ordre K qui désigne le K-ème filtre d'un filtre polyphasé, et la fréquence élémentaire Fc. Ainsi, un décalage de fréquence du filtre polyphasé de L unités de la seconde fréquence élémentaire Fc sera obtenu de façon simple. Une forme de réalisation particulière du procédé consiste à fixer le nombre N des filtres à un multiple de quatre et la constante L à un quart du nombre N des fil- tres. Ainsi, la multiplication par les facteurs CK des nom- bres filtrés est réduite à une multiplication par les valeurs +1 et -1. Le procédé utilisé présente l'avantage de déter- miner d'une façon simple les composantes en phase du signal réel de bande de base sous la forme d'une première somme des nombres en numérique filtrés par les filtres d'ordre pair K, et les composants en quadrature du signal réel de bande de base sous la forme d'une seconde somme des nombres en numérique filtrés par les filtres d'ordre impair. La réalisation du filtre polyphasé avec des fil- tres passe-tout est avantageuse car les filtres passe-tout conviennent bien pour ce type de traitement de signaux. Il est avantageux que les coefficients des filtres passe-tout en comparaison avec d'autres réalisations, soient représen- tés par des longueurs de mots plus réduites. La multiplication des facteurs CK, avant leur multiplication par les nombres filtrés, par une série com- plexe établie en fonction d'un écart de fréquence déterminé Af, permet d'effectuer d'une façon simple une correction de fréquence en numérique simultanément avec le filtrage en numérique. L'utilisation du facteur CK qui, en fonction de la constante L désignant le décalage de la fréquence du filtre polyphasé de L unités par rapport à la deuxième fré- quence élémentaire Fc, permet, en apportant à la constante L des modifications dont la valeur s'exprime par un nombre entier, de mettre en oeuvre une commutation de canaux in- tervenant immédiatement. Dessins Un exemple de réalisation de l'invention est re- présenté sur les dessins ci-joints et va être exposé plus en détail dans la description ci-après. Sur les dessins: La figure 1 représente un agencement pour pro- duire en numérique un signal complexe de bande de base. La figure 2 est un filtre polyphasé. La figure 3 est une forme de réalisation spéciale du filtre polyphasé. La figure 4 représente des spectres de fréquence. La figure 5 est un schéma par blocs pour la cor- rection automatique de fréquence. Description de l'exemple de réalisation La figure 1 est un schéma par blocs de l'inven- tion. Un dispositif d'exploration et de maintien 1 est re- lié par l'intermédiaire d'une ligne de transmission de données 13 à l'entrée d'un convertisseur analogi- que/numérique 2. La sortie de ce convertisseur analogi- que/numérique 2 est amenée par l'intermédiaire d'une ligne de transmission de données 13 à l'entrée d'un multiplexeur 5. Celui-ci à son tour est relié par l'intermédiaire d'une ligne de transmission de données 13 à un filtre polyphasé 6 à partir duquel une ligne de transmission de données 13 aboutit à un démultiplexeur 7. Ce démultiplexeur 7 est en liaison, par l'intermédiaire d'une ligne de transmission de données 13, avec l'unité de calcul 8. Cette unité de calcul 8 a accès à une mémoire 9 au moyen d'une ligne de transmis- sion de données 13. L'unité de calcul 8 est reliée par l'intermédiaire d'une ligne de transmission de données à une unité d'entrée 10. Un synchroniseur 3 est relié à l'en- trée de synchronisation du dispositif d'exploration et de maintien 1, et avec le convertisseur analogique/numérique 2 ou bien, par l'intermédiaire d'un convertisseur de cadence, avec le multiplexeur 5, le filtre polyphasé 6, le démulti- plexeur 7 et l'unité de calcul 8. L'unité de calcul 8 est reliée par l'intermédiaire d'une autre ligne de transmis- sion de données 19 au convertisseur de cadence 4. Sur la figure 1 un signal réel passe-bande s(t) est amené au dispositif d'exploration et de maintien 1. A ce dispositif d'exploration et de maintien 1 est amenée, à partir du synchroniseur 3, une première fréquence élémen- taire F. Le dispositif d'exploration et de maintien 1 transmet des valeurs d'exploration au convertisseur analo- gique/numérique 2. A ce convertisseur analogique/numérique 2 la première fréquence élémentaire F est amenée à partir du synchroniseur 3. Le convertisseur analogique/numérique 2 transmet à un multiplexeur 5 une série de nombres en numé- rique. Le multiplexeur 5 transmet la série de nombres en numérique aux filtres du filtre polyphasé 6. Les filtres polyphasé sont connus par la publication de R.E. Crochiere, L.R. Rabiner, "Multirate Digital Signal Processing", Pren- tice Hall, 1983. Le synchroniseur 3 transmet la première fréquence élémentaire F à un convertisseur de cadence 4. Ce convertisseur de cadence 4 détermine une seconde fréquence élémentaire Fc d'après la formule Fc=F/N, pour laquelle F est la première fréquence élémentaire et N une constante qui est amenée au convertisseur de cadence 4 à partir de l'unité de calcul 8 par l'intermédiaire de l'autre ligne de transmission de données 19. La valeur de la constante N est entrée par l'intermédiaire de l'unité d'entrée 10 dans l'unité de calcul 8, et déposée dans la mémoire 9. Le con- vertisseur de cadence 4 transmet la seconde fréquence élé- mentaire Fc à l'unité de calcul 8 par l'intermédiaire d'une ligne de transmission de données 13. Un nombre en numérique est alors filtré dans un cycle de la seconde fréquence élé- mentaire Fc par chaque filtre du filtre polyphasé 6. Le multiplexeur 5 répartit les nombres en numérique de façon correspondant à leur succession dans le temps, successive- ment dans les filtres du filtre polyphasé 6. Les nombres en numérique filtrés par les filtres du filtre polyphasé 6 sont amenés au démultiplexeur 7. Le démultiplexeur 7 transmet à l'unité de calcul 8, selon la succession dans le temps avec laquelle ils ont été amenés au multiplexeur 5, les nombres ainsi filtrés. L'unité de calcul 8 met en oeuvre le programme de commande déposé dans la mémoire 9. Conformément au pro- gramme de commande fixé, les nombres en numérique de l'uni- té de calcul 8 sont multipliés par les facteurs CK déposés dans la mémoire 9 et sont totalisés de façon prédéfinie. Ainsi, les composantes en phase et les composantes à qua- drature du signal de bande de base sont obtenues et ensuite émises. La figure 2 est un schéma par blocs d'un filtre polyphasé 6 constitué d'un nombre N de filtres 18 branchés en parallèle. De préférence, les filtres 18 revêtent la forme de filtres passe-tout. Les filtres passe-tout sont par exemple connus par les publications de W. Sch Bler, "Digitale Signalverarbeitung", Band 1, Springer Verlag, 1988, et de A. Fettweis, "Wave Digital Filters, Theory and Practice", Proceedings IEEE, Vol. 25, No 2, 1986. Sur la figure 2 il est schématiquement représenté que le multi- plexeur 5 amène les nombres en numérique, de façon corres- pondante à leur succession dans le temps, aux filtres 18 du filtre polyphasé 6, c'est-à-dire qu'à chaque cycle de la seconde fréquence élémentaire Fc de chaque filtre 18, un nombre en numérique est traité. Au cycle de fréquence immé- diatement suivant, à nouveau un nombre N de nombres en nu- mérique est amené aux filtres 18 du filtre polyphasé 6. Après le filtrage, les filtres 18 du filtre poly- phasé 6 transmettent les nombres en numérique ainsi filtrés au démultiplexeur 7. Le démultiplexeur 7 ordonne les nom- bres en numérique ainsi filtrés, de façon correspondant à leur succession dans le temps, et transmet les nombres en numérique filtrés à l'unité de calcul 8. La figure 3 montre une forme de réalisation par- ticulière du filtre polyphasé 6, dans laquelle le nombre N des filtres est fixé à quatre. Dans ce cas, un premier, un second, un troisième et un quatrième filtre 22, 23, 24, 25 sont disposés en parallèle. Si maintenant la constante N dont il est tenu compte pour la détermination du facteur CK est fixée à un quart du nombre N des filtres 18 du filtre polyphasé 6, k-1 c'est-à-dire L=1, il en résulte pour les facteurs cK = j j étant l'unité imaginaire et K le numéro d'ordre qui dési- gne les filtres 18. Il en résulte que la détermination des composantes en phase et en quadrature est obtenue par une simple addition ou soustraction. Pour la forme de réalisation représentée sur la figure 3 du filtre polyphasé 6, des composantes en phase du signal de bande de base sont obtenues lorsque le nombre en numérique filtré en provenance du premier filtre 22 et ce- lui en provenance du troisième filtre 24, sont amenés à un premier totalisateur 11 et sont totalisés, tandis que le nombre en numérique filtré en provenance du troisième fil- tre 24 reçoit un signe négatif. Les composantes en quadra- ture du signal de bande de base sont obtenues en ce que le nombre en numérique filtré en provenance du deuxième filtre 23 et le nombre en numérique filtré en provenance du qua- trième filtre 25 sont amenés à second totalisateur 12 et sont totalisés, le nombre en numérique filtré en provenance du quatrième filtre 25 recevant un signe négatif. Grâce à l'agencement décrit, une forme de réalisation particulière- ment simple du filtrage en numérique est obtenue. Sur la figure 4a est représenté un spectre d'un signal réel passe-bande. La figure 4b montre le spectre de la série réelle exploré avec le taux d'exploration de la première fréquence élémentaire F par un dispositif d'explo- ration et de maintien 1 suffisamment rapide. Sur la figure 4c est représenté schématiquement le filtre passe-bande complexe numérique divisé pour obtenir le signal complexe de bande de base. Les lignes reportées sur la figure 4c in- diquent les zones de passage ou bien de blocage importantes pour le projet du filtre. Les zones de passage que doit comporter le filtre passe-bande complexe sont caractérisées par des barres. La mise en oeuvre d'un tel filtre se tra- duit par un signal filtré dont le spectre est schématique- ment représenté sur la figure 4d et qui, par son exploration avec le facteur N, donne finalement le signal complexe de bande de base avec le taux d'exploration de la deuxième fréquence de balayage Fc. La figure 5 montre schématiquement la détermina- tion des coefficients CK qui sont utilisés pour le calcul de la réponse de fréquence HL(W) d'un filtre passe-bande complexe, tandis que simultanément, une correction automa- tique de fréquence et une commutation du canal rapide sont rendues possible. La série complexe: So(n) = e c = e i est obtenue en ce que la valeur (2n Af/Fc) est amenée à une boucle avec un organe de tempo- risation, et à un totalisateur 14 Modulo 2. La variable n indique la période. L'organe de temporisation retarde le signal de respectivement une période Tc=l/Fc et l'applique à nouveau au totalisateur 14 Modulo 2. La série Q(n) en ré- sultant est amenée à l'autre totalisateur 17. Dans le pré- sent exemple, il est prévu une quantité de N autres totalisateurs 17, autant que le filtre polyphasé 6 comporte de filtres. Dans ces autres totalisateurs 17, les termes de la série sont totalisés avec des constantes OK, la variable K variant de 1 à N. Les coefficients OK sont définis de la manière suivante: OK=2n(K-1)L/N, pour K = 1,....,N. Ainsi sont déterminés les arguments de la fonc- tion exponentielle: Ck(n) = e-( K+Q(n)) nécessaires pour la détermination des coefficients. La somme OK+Q(n) est amenée à l'unité de calcul 8 qui, à partir de tables de si- nus et de cosinus déposées dans la mémoire, détermine les coefficients CK qui sont utilisés pour la réalisation du filtre polyphasé 6. Un exemple de réalisation spécial va être exposé ci-après à l'aide des figures 1 à 4. Pour obtenir les composantes numériques en phase et en quadrature d'un signal complexe de bande de base, le montage représenté sur la figure 1 est utilisé. Le taux de balayage du signal complexe de bande de base est indiqué sous la forme de la deuxième fréquence de balayage Fc. Le taux de balayage du convertisseur analogique/numérique 2 est qualifié de première fréquence de balayage F. Cette première fréquence de balayage F est choisie sous la forme d'un multiple entier de la seconde fréquence de balayage Fc: F = N x Fc (1), la constante N désignant un nom- bre entier supérieur ou égal à 2. Une suppression du canal voisin n'est alors possible que lorsque la constante N est choisie supérieure ou égale à 3. Entre la fréquence moyenne Fo du signal réel passe-bande s(t) et la première fréquence F il y a la relation suivante: Fo = m x F+L x Fc (2). Dans ce cas, la constante m est un nombre entier et la constante L a une valeur entre (-(N-1)/2) et ((N-1)/2). La deuxième fréquence de balayage Fc doit, pour satisfaire au théorème de balayage, être supérieure ou égale à la largeur de bande du signal passe-bande. La rela- tion (2) représente une généralisation du "quarter period sampling", connu comme il a été exposé par W. Rosenkranz, "Quadratur Sampling of FM-Bandpass Signals...", Digital Si- gnal Processing 87, Elsevier Science. Si ces conditions sont remplies, la façon de procéder représentée sur les fi- gures 4a à 4e peut être utilisée pour la production du si- gnal complexe de bande de base à l'aide d'un filtre numérique choisi de façon appropriée. Dans cet exemple de réalisation, la constante N est fixée à 4, la constante m à 1 et la constante L également à 1. Le signal passe-bande réel s(t), dont le spectre est représenté sur la figure 4a, est appliqué au dispositif d'exploration et de maintien 1. L'exploration s'effectue avec la première fréquence F qui est prédéfinie par le syn- chroniseur 3 du dispositif d'exploration et de maintien 1. Grâce à cette exploration, une série réelle qui est repré- sentée sur la figure 4b est extraite du signal passe-bande réel. Pour la production du signal complexe de bande de base, on utilise un filtre passe-bande numérique complexe dont les zones de passage et d'arrêt sont disposées comme représenté sur la figure 4c. L'ébauche du filtre passe- bande complexe avec la fréquence moyenne L x Fc peut être obtenue par décalage d'un filtre passe-bas réel appelé passe-bas prototype. La fréquence limite de ce passe-bas devrait être égale à la moitié de la largeur de bande du signal passe-bande. Une structure appropriée pour la réali- sation d'un tel passe-bas est un filtre polyphasé récursif 6 avec un nombre N de filtres 18, comme représenté sur la figure 2. La fonction de transfert H(w) du filtre polyphasé 6 s'établit comme suit: N __wS H(W) = 1/N e K(NW) k=1 dans laquelle L est le nombre des ramifications de filtrage et w la fréquence, qui est définie de la façon suivante: 2nf/F, et SK(W) sont les réponses de fréquence de N filtres numériques réels 18, de préférence des filtres passe-tout, Il qui sont susceptibles d'être déterminés dans l'ébauche du filtre polyphasé 6. L'ébauche des passe-bas prototypes mon- tre que les passe-tout peuvent toujours être représentés comme le produit de sections du premier ordre. Par décalage du passe-bas prototype de la fréquence L*Fc on obtient la réponse de fréquence d'un passe-bande complexe HL(w), qui prend en charge la production d'un signal passe-bande ana- lytique: HL(w) = H(w-2nLFc/F) = H(w-2nL/N). Si l'on consi- dère la périodicité des fonctions passe-tout réelles Sk en 2x, on obtient: N -j(K -1) (NW)CK HL(W) = IIN Z e K (NwsCK K=l j2n (k-1) L/N Les N constantes (CK) étant données par: CK = e)/ pour K=1,...N. La réalisation du passe-bande complexe peut s'ef- fectuer à l'aide de multiplicateurs supplémentaires com- plexe ou bien, comme représenté sur la figure 1 ou 2, à l'aide d'une unité de calcul 8. Les passe-tout du filtre polyphasé 6 sont cadencés avec le deuxième taux d'explora- tion Fc. Ceci est possible car les passe-tout du passe-bas prototype, et en conséquence également ceux du passe-bande complexe, fonctionnent avec des temporisations de NxTc, tandis que TC=l/Fc. On utilise donc une structure de filtrage numéri- que qui effectue les opérations arithmétiques exclusivement avec la seconde fréquence Fc. Le signal exploré en fonction du temps est converti à l'aide du convertisseur analogi- que/numérique 2 en une série de nombres en numérique. Le convertisseur analogique/numérique 2 fonctionne alors avec la première fréquence F qui est rendue disponible par le synchroniseur 3. La série de nombres en numérique est ap- pliquée à un multiplexeur qui répartit celle-ci, comme re- présenté sur la figure 2, sur les passe-tout du filtre polyphasé 6. Un nombre en numérique de la série est alors respectivement appliqué à chacun des N passe-tout du filtre polyphasé 6 en un cycle de la deuxième fréquence Fc. Les nombres en numérique de la série sont répar- tis, selon leur succession dans le temps, sur les passe- tout. Après le filtrage, les nombres en numérique ainsi filtrés sont transmis, à partir des passe-tout du filtre polyphasé 6, à un démultiplexeur 7 qui range les nombres en numérique filtrés, de façon correspondante à leur succes- sion initiale dans le temps, et les transmet à l'unité de calcul 8. L'unité de calcul 8 multiplie alors les nombres en numérique filtrés, de façon correspondante à leur suc- cession dans le temps et en fonction du passe-tout o il a été filtré, par le facteur correspondant CK qui s'établit j2n (k-1) L/N comme suit: CK = e, le numéro d'ordre K dési- gnant le passe-tout correspondant et allant de 1 à N, N dé- signant le nombre des passe-tout et la constante L étant fixée à 1. La constante N qui détermine le rapport entre la première fréquence de balayage F et la seconde fréquence de balayage Fc selon la formule (1), la constante m qui déter- mine d'après la formule (2) la relation entre la fréquence moyenne Fo du signal passe-bande réel et la première fré- quence de balayage F, et la constante L qui détermine le décalage du passe-bande complexe d'un multiple de la se- conde fréquence Fc et détermine ainsi le choix du canal, sont introduites par l'intermédiaire de l'unité d'entrée 10. L'utilisation d'un tel filtre polyphasé déter- mine, à partir du spectre représenté sur la figure 4b, le spectre filtré représenté sur la figure 4d. En tenant comp- te de la sous-exploration avec le facteur N, le signal com- plexe de bande de base est finalement obtenu avec la seconde fréquence Fc comme représenté sur la figure 4e. Au lieu de l'unité de calcul 8 qui est reliée à la mémoire 9, des multiplicateurs complexes peuvent aussi être utilisés. Les multiplicateurs complexes qui ont accès à des mémoires dans lesquelles sont déposés les facteurs CK, multiplient les nombres en numérique filtrés par les facteurs CK. Ensuite, ces nombres en numérique multipliés par les facteurs CK sont totalisés de façon que les nombres en numérique filtrés par des passe-tout d'ordre impair constituent une première somme et que les nombres filtrés par des passe-tout d'ordre pair constituent une seconde somme, la première somme représentant les composantes en phase du signal de bande de base et la seconde somme les composantes en quadrature. Les composantes en phase sont formées par la partie réelle des sommes et les composantes en quadrature par la partie imaginaire. Un cas spécial particulièrement important pour la réalisation est représenté sur la figure 3. Dans ce cas la constante N est choisie sous la forme d'un multiple de qua- tre et la constante L est fixée à un quart de N. Dans ce cas, les coefficients cK se présentent ainsi: jn(k-1)/2 K-1 CK = e = j, le numéro d'ordre K allant de 1 à N, c'est-à-dire que les coefficients CK prennent les valeurs j, -j ou bien 1, -1. La multiplication par ces coefficients peut donc être effectuée sans multiplicateur. Le filtre passe-bande complexe peut dans ce cas être réalisé réelle- ment pur. Les voies pour lesquelles CK est réel forment par addition/soustraction les composantes en phase. Les voies pour lesquelles CK est imaginaire forment de façon corres- pondante les composantes en quadrature. L'ensemble du fil- tre passe-bande complexe peut en conséquence, dans ce cas, *être réalisé purement réel. La formule (2) s'écrit dans ce cas: Fo = mF+(L/N)F=mF+F/4. Si la constante m est nulle, on tient alors le "quarter period sampling" connu, donc Fo = F/4. Comme représenté sur la figure 3, les nombres en numérique filtrés par les quatre passe-tout 22, 23, 24, 25 sont appliqués au premier et au second totalisateur 11, 12 et, par simple addition, les composantes en phase et les composantes en quadrature du signal de bande de base sont obtenues. Il y a alors lieu de prendre en considération que le nombre en numérique filtré par le premier passe-tout 22 est appliqué au premier totalisateur 11, et que le nombre en numérique filtré par le troisième passe-tout 23, muni d'un signe négatif, est également appliqué au premier tota- lisateur 11. Ce premier totalisateur 11 forme à partir des nombres en numérique qui lui sont appliqués, une somme qui représente la composante en phase du signal de bande de base. Le nombre en numérique filtré par le second passe- tout 25 est appliqué au second totalisateur 12, et le nom- bre en numérique filtré par le quatrième passe-tout 23 est appliqué, en étant muni d'un signe négatif, au second tota- lisateur 12. Ce second totalisateur 12 forme à partir des deux nombres en numérique qui lui sont appliqués une somme qui représente les composantes en quadrature du signal de bande de base. Un avantage important du procédé proposé réside en ce que le décalage de tension continue, inévitable en pratique, du convertisseur analogique/numérique 2 est com- piètement supprimé par le filtre en numérique car le filtre passe-bande complexe possède en principe, pour la fréquence F = O, un pôle d'amortissement. Ceci n'est cependant vala- ble que lorsqu'une suppression du canal voisin est possi- ble, c'est-à-dire lorsque la constante N est supérieure ou égale à 3. Grâce au procédé décrit dans l'exemple ci-dessus, une atténuation d'environ 57 dB des parties en phase et en quadrature indésirables est obtenue. L'atténuation des ca- naux voisins est d'environ 49 dB. Dans les systèmes de bande de base en numérique, il se raccorde fréquemment à la génération des composantes en phase et des composantes en quadrature, une correction de fréquence en numérique (AFC). A cet effet, le signal complexe de bande de base est multiplié par une série com--j2nnAf/Fc plexe: So(n) = e, dans laquelle le numéro d'ordre n représente le cycle, Af un écart de fréquence déterminé à partir de la fréquence optimale et j l'unité imaginaire. Comme dans le cas général le filtre polyphasé 6 utilisé pour la génération en phase et en quadrature néces- site des multiplicateurs complexes, il est avantageux d'ef- fectuer la correction de fréquence à l'intérieur du filtre polyphasé. Les facteurs CK sont alors multipliés par la sé- rie complexe So(n) avant la multiplication par les nombres en numérique filtrés. Il est avantageux de déterminer la série complexe cK*So(n) récursivement avec une boucle à temporisation de la seconde période de fréquence Tc et un totalisateur modulo 2, comme représenté sur le schéma par blocs de la figure 5. La constitution du filtre numérique de la façon représentée sur la figure 5 permet, par modification de la constante en grand nombre entier L, d'obtenir une commuta- tion de canal prenant effet immédiatement avec l'aide des coefficients OK utilisés lors de la détermination des coef- ficients CK. Comme pour la constante L, d'après l'égalité (3), seules les valeurs entre (N-1)/2) et (-(N-1)/2) sont admissibles, le nombre des canaux susceptibles d'être sé- lectionnés est ((N-1)/2). Au cas o la constante N est paire, ((N/2)-1) canaux différents peuvent être ainsi sé- lectionnés. Au cas o la constante N est impaire, ce sont ((N-1)/2) canaux qui peuvent être sélectionnés. Les fré- quences moyennes des différents canaux résultent de l'éga- lité (2). On doit donc supposer dans ce cas que les intervalles de fréquences moyennes de canaux, sont égaux à la deuxième fréquence Fc. Comme la commutation de canal proposée n'est pas liée à des processus transitoires, cet agencement convient particulièrement bien pour l'utilisa- tion dans des systèmes "fréquence hopping". R E V E N D I C A T I ONS 1) Procédé pour produire en numérique un signal complexe de bande de base, procédé dans lequel un signal réel passe-bande est exploré par un dispositif d'explora- tion et de maintien (1) à une première fréquence (F), et le signal de bande de base ainsi exploré est transformé à l'aide d'un convertisseur analogique/numérique (2) en une succession de nombres en numérique, la succession de ces nombres en numérique étant amenée à un filtre polyphasé ré- cursif (6) avec une fonction de transfert (H(w)) prédéfi- nie, filtre qui est constitué d'un nombre prédéfini (N) de filtres (18), et à chaque cycle le nombre prédéfini (N) du nombre en numérique est amené au filtre polyphasé (6) et un nombre en numérique est filtré par chaque filtre (18) du filtre polyphasé (6) et les nombres ainsi filtrés sont en- suite totalisés, procédé caractérisé en ce que le filtrage des nombres en numérique par les filtres (18) du filtre po- lyphasé (6) est effectué à une deuxième fréquence (Fc) qui se calcule à partir de la première fréquence (F) en la di- visant par le nombre (N) des filtres (18), et en ce que chaque nombre ainsi filtré est multiplié, avant la totali- sation, par un facteur (ck) qui résulte du décalage de fré- quence du filtre polyphasé (6). 2) Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que le facteur (ck) est déterminé par la relation: ck = ej () / dans laquelle K désigne le filtre (18) d'ordre K du filtre polyphasé (6), la constante N le nombre des filtres (18), la constante L d'ordre pair le décalage de fréquence du filtre polyphasé (6) de L unités de la se- conde fréquence (Fc), et le montant de la constante L se situe entre 1 et [N-l]/2, tandis que j représente l'unité imaginaire. 3) Procédé selon l'une des revendications 1 ou 2, caractérisé en ce que le nombre (N) des filtres (22, 23, 24, 25) est fixé à un multiple de 4 et la constante (L) à un quart du nombre (N) des filtres (22, 23, 24, 25), et en ce que les nombres filtrés par les filtres (22, 24) d'or- dre K pair sont totalisés pour obtenir une première somme, tandis que les nombres filtrés par les filtres (23, 25) d'ordre K impair sont totalisés pour obtenir une deuxième somme dans le deuxième cycle de fréquence (Tc), la première somme représentant les composantes en phase et la seconde somme les composantes en quadrature du signal réel de bande de base. 4) Procédé selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que la fréquence d'exploration (Fo) du signal passe-bande, la fréquence d'exploration F et la fré- quence d'exploration du signal complexe de bande de base Fc sont déterminées de façon que les relations suivantes soient satisfaites: F=N*Fc et Fo=m*F+L*Fc, m et L étant des constantes fixes à nombre entier. ) Procédé selon l'une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que les filtres (18, 22, 23, 24, 25) du filtre polyphasé (6) sont réalisés sous la forme de filtres passe-tout. 6) Procédé selon l'une des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que les facteurs (Ck), avant la multi- plication par les nombres filtrés de façon correspondant à la deuxième période de fréquence (Tc=l/Fc), sont multi- -j 2inAf/F pliés par une série complexe: so(n) = e j2nfFc, Af représentant un écart de fréquence déterminé, le numéro d'ordre (n) la position du cycle dans le temps, et la cons- tante (j) l'unité imaginaire.