Brevet FR2709554A1 — publié le 19950310

Procédé et dispositif de radars Doppler à impulsions avec balayage de fréquence. L'invention concerne les radars Doppler à émission en impulsions et à balayage de fréquence. L'émission à balayage de fréquence s'oppose à l'émission d'impulsions de fréquence fixe. Le balayage consiste en ne modulation de la fréquence porteuse d'émission, modulation qui est de type prédéterminé. Très souvent, il s'agit d'une modulation linéaire, c'est-à-dire que la fréquence porteuse d'émission varie linéairement en fonction du temps. entre une valeur maximale et une valeur minimale, avec un retour rapide de la valeur minimale à la valeur maximale. La loi de variation est donc en dents de scie. Ce qui précède est vrai à court terme, c'est-à-dire sur un intervalle de temps au moins éqal au temps mis pour filtrer complètement les signaux utiles (filtre final d'analyse,. Sur une période plus longue, on pourra naturellement procéder en "agilité de fréquence", pourvu que les variations de fréquence qui en résultent soient lentes par rapport aux paramètres temporels qui définissent le fonctionnement e base du radar. En ce qui concerne plus particulièrement les radars Doppler à impulsions, la fréquence de récurrence des impulsions émises doit être assez élevée, par exemple de l'ordre de quelques centaines de kHz. Ces radars ont également un facteur de forme important, c'est-à-dire que la durée de l'impulsion d'émission est une fraction importante de la période de récurrence, pratiquement 25% de celle-ci par exemple. Il est par ailleurs nécessaire d'éviter tout passage de l'impulsion d'émission dans les voies de réception. Cela suppose, dans ces dernières, une commutation, effectuée de manière synchrone de l'émission, pour atténuer le plus possible la réponse de la voie de réception pendant chaque impulsion d'émission. Ces commutations sont effectuées à l'aide d'interrupteurs électroniques. Ceux-ci produisent à chaque commande de fermeture du récepteur pendant le temps d'émission un signal parasite, lequel se répète à la fréquence de récurrence. Le spectre de ces signaux parasites comprend donc des raies qui sont réparties comme les multiples de la fréquence de récurrence. Un procédé classique pour éliminer ces signaux parasites consiste à filtrer toutes les raies correspondantes, ou tout du moins celles qui apparaissent dans la bande de réception utile. Il est clair que des signaux utiles seront éliminés par les mêmes filtres. L'inconvénient qui en résulte est d'autant plus sérieux que la fréquence de récurrence et le facteur de forme des impulsions d'émission sont plus élevés. La présente invention vient apporter une solution plus avantageuse au problème qui consiste à atténuer les signaux parasites de commutation, en perdant le moins possible du signal utile. A cet effet, l'invention propose tout d'abord un procédé de radar Doppler avec impulsions d'émission à balayage de fréquence, de préférence à modulation de fréquence linéaire, dans lequel, à la réception, la commutation en synchronisme des impulsions d'émission est effectuée avant le changement de fréquence qui compense le balayage de fréquence, de manière à étaler le spectre des signaux parasites liés à ladite commutation. En pratique, comme on le verra plus loin, la commutation peut être effectuée à plusieurs niveaux simultanément dans les voies de réception. Il convient alors que l'essentiel de l'atténuation des impulsions d'émission intervienne en amont du changement de fréquence compensateur précité. Selon un autre aspect du procédé de l'invention, on prévoit en outre, à l'émission, en plus de la commutation classique exercée sur l'amplificateur de puissance, une commutation agissant sur les signaux amont dont la fréquence est différente de celle d'émission. L'invention concerne également un radar Doppler à impulsions et à balayage de fréquence, dont la structure générale comprend une antenne avec un duplexeur, un modulateur-émetteur couplé au côté émission du duplexeur, un générateur de fréquences de balayage, des moyens de conversion pour appliquer au modulateur-émetteur une fréquence dérivée de celle du générateur de balayage, et une chaine de réception et de changement de fréquence, couplée au côté de réception du duplexeur, cette chaine comprenant un changement de fréquence propre à compenser le balayage de fréquence, ainsi qu'une commutation à la fréquence de récurrence des impulsions d'émission. Dans le radar Doppler selon l'invention, cette dernière commutation est effectuée avant les changements de fréquence qui compensent les balayages de fréquence, de manière à étaler le spectre des signaux parasites liés à ladite commutation. Plus particulièrement, la chaine de réception du radar comprend un premier étage de changement de fréquence, suivi de l'étage de commutation, puis d'un second étage de changement de fréquence, dont le signal local est dérivé de la sortie du générateur de fréquence de balayage. Dans la version préférée du radar selon l'invention, la moyenne fréquence, c'est-à-dire la fréquence intermédiaire disponible en sortie du premier étage de changement de fréquence, est choisie de valeur relativement haute, compte tenu de l,a fréquence d'émission du radar. On considère actuellement que cette moyenne fréquence doit etre au moins de l'ordre de la centaine de MHz. Dans un mode de réalisation particulier de la présente invention, la sortie du second étage de changement de fréquence est reliée à un filtre de bande passante inférieure à la valeur de la fréquence de récurrence des impulsions d'émission. Ce filtre sélectionne la bande utile pour les circuits d'amplification et de traitement situés en aval. Dans une première réalisation particulière, l'étage de commutation comprend un amplificateur à large bande, un organe commutateur en aval de celui-ci, et de préférence un autre organe commutateur en amont de l'amplificateur à large bande. Dans une autre réalisation particulière, l'étage de commutation comprend un filtre passe-haut en amont de l'amplificateur à large bande, et l'autre organe commutateur est alors placé au niveau du premier étage de changement ae fréquence, dans la liaison de celui-ci à sa source de signal local. De la même manière que pour le procédé, le radar selon l'invention peut comprendre, à l'émission,des moyens de conversion constitués d'un étage de changement de fréquence suivi d'un filtrage passe-bande, avec des organes de commutation sur les deux entrées de l'étage de changement de fréquence provenant respectivement de sa source de signal local et du générateur de fréquence de balayaqe. Ces autres commutations permettent, en dehors des instants où est présente l'impulsion d'émission, d'atténuer les signaux amont de la voie d'émission dont la fréquence est différente de la fréquence porteuse d'émission. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaitront à'l'examen de la description détaillée ci-après, ainsi que des dessins annexés, sur lesquels - la figure 1 illustre le schéma électrique de principe d'un premier mode de réalisation d'un radar selon la présente invention - la figure 2 illustre le schéma électrique de principe d'une variante du radar selon la figure 1 - la figure 3 illustre une réalisation possible du générateur de fréquence 4 utilisé dans les figures 1 et 2 - les figures 4 et 5 illustrent deux réalisations détaillées différentes des circuits de traitement 30 apparaissant sur les figures 1 et 2 - la figure 6 illustre l'allure générale d'une fréquence porteuse d'émission à modulation linéaire en dents de scie, ainsi que d'un signal reçu correspondant : et - les figures 7 à 9 illustrent les caractéristiques spectrales de signaux pris en différents points du radar selon l'invention. Les figures 1 et 2 ont des parties communes que l'on décrira tout d'abord. Une antenne 1 est couplée à un duplexeur qui est ici un circulateur 2. Le côté d'émission du circulateur 2 est couplé à un modulateur-émetteur 3, qui joue le rôle d'amplificateur de puissance pour l'émission. L'émission se fait avec balayage de fréquence, c'est-à-dire que la fréquence porteuse d'émission est variable selon une loi connue en fonction du temps. Le type le plus courant de modulation est la modulation linéaire de fréquence en dents de scie, telle qu'illustrée par la courbe SE de la figure 6. La fréquence diminue, avec une pente de variation constante en fonction du temps, entre une valeur maximale F et une valeur minimale F , t avec un retour rapide de max min F à F La meme figure 6 montre un signal reçu SR, qui min max. est décalé par rapport au signal émis SE d'un temps Tp égal au temps d'aller et retour des ondes électromagnétiques entre l'antenne et la cible. La comparaison, à un instant donné, de la fréquence émise et de la fréquence reçue fournit une indication sur le temps Tp, et par là sur la distance de la cible par rapport au radar. Comme ils font intervenir une comparaison de fréquences, ces radars sont couramment nommés radars Doppler à modulation de fréquence", Le modulateur-émetteur 3 ne fonctionne pas en permanence, mais de façon commandée par un signal en créneau possédant un taux de répétition ou fréquence de récurrence FR Classiquement, le signal F R est appliqué au modulateur-émetteur 3, pour en commander le fonctionnement par impulsions. Dans les radars Doppler du type précité, la valeur de F R est assez élevée, par exemple de l'ordre de 200 kHz. Par tailleur, le facteur de forme du signal en créneau FR, de meme que celui des impulsions d'émission, est assez grand, c'est-àdire que la durée de l'impulsion d'émission est une fraction importante de la période de récurrence (égale par exemple à 25% de celle-ci) On décrira maintenant les moyens utilisés à l'émission pour engendrer la fréquence porteuse. La source de base est un générateur de fréquence linéairement variable 4. La fréquence qu'il délivre est appliquée à un organe de conversion de fréquence 5, comprenant un étagez mélangeur 51, suivi d'un filtre passe-bande 53. Le mélangeur 51 reçoit comme hétérodyne une fréquence F1 fournie par un oscillateur local 52. La fréquence F1 est fixe (à court terme au moins). Le filtre passe-bande 53 comporte une largeur de bande au moins égale à la bande F min -F . Sa largeur de bande pourra max être supérieure si le radar fonctionne par ailleurs en agilité de fréquence. La fréquence de sortie, balayée disponible en sortie du générateur 4, et la fréquence F1 fournie par l'oscillatour local 52, sont choisies telles que leur somme ou leur différence produise le signal SE de la figure 6. Pratiquement, la valeur de F1 est de l'ordre de la centaine de MHz au moins. Bien que la seule commande du modulateur-émetteur 3 par la fréquence de récurrence F R soit suffisante dans certaines applications, l'invention prévoit en outre, à titre préfo- rentiel, que des commutateurs 21 et 22 soient respectivement placés sur les deux entrées de l'étage de changement de fréquence 51. Ces commutateurs sont tous deux commandés à la fréquence de récurrence, pour être ouverts en l'absence des impulsions d'émission. Un mode de réalisation particulier du générateur 4 est illustré sur la figure 3. I1 comporte un oscillateur commandé en tension, ou VCO 42, qui reçoit la sortie d'un générateur de rampe de tension 44 à travers une jonction de sommation 43. La sortie de l'oscillateur 42 constitue la sortie du qénerateur 4. Elle est également appliquée à l'entre d'une ligne à retard 45, dont la sortie va sur une premiere entrée d'un mélangeur 47, tandis que la seconde entrée de celui-ci reçoit directement la sortie de l'oscillateur 42. La sortie du é- langeur 47 est appliquée à un comparateur de phases 48, qui reçoit par ailleurs une fréquence de référence stable, et la sortie du comparateur de phases 48 est appliquee à un filtre de boucle 49, dont la sortie vient comme seconde entrée de la jonction 43. La fréquence de référence Fref est fournie par exemple par un oscillateur à quartz très stable. Le filtre de boucle 49 est de préférence un filtre intégrateur à avance de phase. L'homme de l'art comprendra que le dispositif illustré sur la figure 3 permet d'obtenir une fréquence linéairement va- riable de façon très précise, de la forme illustrée sur le graphe adjoint à la figure 3. Si l'on note T le temps de transit dans la ligne à retard, a la pente désirée pour la variation de fréquence, on prendra Fref = La sortie du générateur de fréquence linéairement variable 4 est par ailleurs appliquée à un dispositif de transposition de fréquence 40, qui peut opérer sous le contrôle d'un dispositif de commande de fréquence transposée 41, illustré en trait tireté. On s'intéressera maintenant à la partie réception du radar, qui n'est pas la même sur les figures 1 et 2 Sur la figure 1, le coté sortie du circiilateur 2 est appliqué à un premier mélangeur 61, qui reçoit d'un oscillateur local 62 une fréquence hétérodyne F2, fixe (à court terme au moins). De préférence, la valeur de F2 est choisie telle que la sortie du mélangeur 61 demeure Située dans une bande de fréquence assez élevée, par exemple de l'ordre de la centaine de MHz. Cette moyenne fréquence est appliquée à un étage de commutation, qui comprend ici un amplificateur à large bande 65, suivi d'un orqane commutateur 11. et de préférence précédé d'un autre organe commutateur 12. Les organes commutateurs li et 12 sont actionnés à la fréquence de récurrence FR L'homme de l'art comprendra que les commutateurs impliqués dans la présente invention sont du type à l'état solide, c'est-à-dire qu'ils ne font intervenir aucun mouvement mécanique. La réalisation pratique des commutateurs pourra différer suivant les gammes de fréquence concernées, étant observé que les commutateurs à diodes PIN conviennent la plupart du temps. A titre d'exemple, l'atténuation réalise par le commutateur 11, lorsqu'il est ouvert, sera de 50 dB. L'atténuation du commutateur 12 sera de l'ordre de 40 dB. La sortie de cet étaqe de commutatinn, c'est-à-dire ici celle du commutateur 11, est appliquée à un second étage de changement de fréquence, qui reçoit comme siqnal local la sortie du dispositif de transposition de fréquence 40. Cette transposition est établie de manière telle que le signal de sortie du second mélangeur 81 soit de fréquence assez basse, par exemple de l'ordre de la dizaine dess MHz. La sortie du second mélangeur 81 est appliquée à un filtre passe-bande 82, dont la largeur de bande est normalement inférieure à la valeur de la fréquence de récurrence FR. La sortie du filtre 82 est appliquée à un amplificateur 83, suivi d'un dispositif 30 de traitement analogique ou numérique. La figure 4 illustre un exemple de structure du dispositif 30 dans le cas d'un traitement analogique. La sortie de l'amplificateur 83 est appliquée à un détecteur 31, suivi d'un ensemble extracteur constitué d'un comparateur 72 et d'un dispositif générateur de seuil 33. La sortie de l'extracteur ou comparateur 32 est appliquée à un dispositif de traitement analogique 34. Celui-ci travaillera sur les temps d'arrivée des échos retenus compte tenu du seuil 33. La figure 5 illustre un exemple de réalisation du dispositif 30 dans le cas d'un traitement numérique. La sortie de l'am plificateur 83 est appliquée à un mélangeur 35 recevant comme signal local la sortie d'un oscillateur 36 à fréqiience F3, proche de la fréquence centrale du filtre 82. La sortie du mélanqeur 35 est appliquée à un échantillonneurbloqueur 37, suivi d'un convertixsevr analogique-numerique 38, puis d'un dispositif de traitement numérique 39, qui peut réaliser des traitements de même nature qu'en analogique, mais de manière plus sophistiquée. On donnera maintenant une explication du fonctionnement des dispositifs selon la présente invention, à l'aide des courbes spectrales des figures 7 à 9. La courbe de la figure 7, notée S1, illustre l'allure spectrale du signal émis, pris par exemple au point A qui est l'entrée d'émission du circulateur 2. L'analyse spectrale est supposée faite sur un temps supérieur à la période de la modulation de fréquence existant dans la porteuse. On obtient alors un spectre continu entre la fréquence F min et la fréquence F max La figure 8 illustre l'allure spectrale de différentes composantes du signal présent au point B, qui est l'entrée de signal reçu du second mélangeur 81. On retrouve ici la bande spectrale S1 du signal d'émission. Cette bande spectrale est contenue à l'intérieur de la bonde passante BP1 du premier étage de changement de fréquence 61. (On observera que la figure 8 et la figure 9 ne tiennent pas compte des changements de fréquerce effectués, pour faciliter leur comparaison, entre elles et avec la figure 7). Les commutateurs tels que 11 et 12, actionnés à la fréquence de récurrence, produisent des raies parasites R sur les harmoniques de celles-ci. On sait que l'amplitude des raie a tendance à diminuer au fur et à mesure que l'ordre des harmoniques augmente. comme l'indique la courbe pentue CP de la figure 8. Sur celle-ci, l'illustration des raies parsi- tes R a été limitée à celles qui sont contenues dans la bande passante BP1, et elle tient compte par ailleurs de l'at ténuation due aux flancs de celles-ci, comme le montre l'examen de la première raie R à gauche. On observera au passage que la largeur de bande BP1 attachée au premier étage mélangeur 61 (qui comprend un filtre passebande non représenté) cst assez considérable. En ce sens, l'une des composantes de la présente invention consiste à choisir un premier étage de changement de fréquence zui fournisse une moyenne fréquence de valeur élevée, avec une largeur de bande importante, alors que la tendance antérieure consistait plutôt à faire la compensation du balayage de fréquence dès le premier étage de changement de fréquence, afin de limiter la largeur de bande. On se réfèrera maintenant à la figure 9 qui illustre l'alleu re du signal au point C, en sortie du second mélangeur 81. Ce second mélangeur est celui qui réalise la compensation du balayage de fréquence à l'émission. Du fait que, selon la présente invention, aucune commutation à la fréquence F R n'est effectuée en aval du second mélangeur 81, aucun parasite n'est créé à ce niveau; quant aux parasites antérieurement créés, les raies R de la figure 8, la compensation du balayage de fréquence a pour effet de les transforme' en un spectre quasi-continu SR, correspondant pratiquement à un bruit blanc, qui peut etre aisément rendu de niveau inférieur au bruit thermique, en particulier si l'on a choisi la moyenne fréquence suffisamment haute. Inversement, le spectre S1 a été transformé en impulsions de signal utile, qui apparaissent de manière périodique sur des multiples de la fréquence de récurrence FR Le trait tireté BP2 représente la bande passante du filtre 82, qui vient sélectionner par filtrage l'un des signaux SU, pour s'en servir à des fins de traitement ultérieur. L'homme de l'art sait qu'une application des radars DopSiler à impulsions et à balayage de fréquence consiste à détecter des objets mobiles ou non, et à en mesurer la distance. Cette détection comporte une phase d'acquisition suivie d'une phase de poursuite. La bande passante BP2 pourra être rendue plus ou moins large, ainsi que déplacée, au cours des différentes phases de cette détection. Cela peut etre obtenu soit en agissant sur le filtre 82 lui--meme, soit, de préférence, en modifiant en conséquence la transposition de fréquence effectuée par le circuit 80. C'est la raison pour laquelle le circuit 41 illustré en trait tireté réalise une commande de la fréquence transpose. ne préférence, le circuit 40 est agencé à partir d'une boucle de phase mise en place autour de l'oscillateur 42 de la figure 3. Cette boucle de phase est commandée par le circuit 41, suivant que l'on est en état de veille, en attente de l'acquisition d'un objet mobile, ou au contraire en poursuite de cet objet mobile. On reviendra maintenant brièvement sur la structure de l'étage de commutation incorporé à la voie de réception dans la figure 1. Bien qu'un seul commutateur 11 puisse suffire dans certains cas, il est préférable de prévoir aussi un second commutateur 12 en amont de l'amplificateur 65. La raison en est que l'amplificateur 65 est à large bande, donc vulnérable dans certaines limites à la saturation. Compte tenu du fort niveau du signal émis, on prévoit en amont de l'amplificateur 65 un premier attonuateur 12, dont l'atténuation est choisie juste suffisante pour eviter la saturation de l'amplificateur 65. En aval de ce meme amplificateur, le commutateur 11 vient réaliser le resre de l'atténuation requise pour supprimer de façon quasi-complète toute influence des impulsions La figure 2 illustre à cet égard une variante du dispositif de la figure 1. On y retrouve le commutateur 11 en aval de l'amplificateur à large bande 65. Par contre, en amont de celui-ci, il n'y a qu'un filtre passe-haut 64 branché à la sortie du mélangeur 61. Un autre commutateur 13 est alors de préférence implanté entre l'oscillateur local 62 et le mélangeur 61. Le fonctionnement de cette variante peut être expliqué comme suit : on se rappellera tout d'abord que la moyenne fréquence est de valeur haute, le filtre 64 peut donc couper toutes les fréquences inférieures à la bande utile du signal en moyenne fréquence. Cela soulage considérabloment l'amplificateur à larde bande 65, et nermet, sans trop de pertes d'insertion liées aux différents filtrages, de se contenter de l'interrupteur 11 en aval. Par contre, il est bien entendu nécessaire d'interrompre l'application de la fréquence F2 au mélangeur 61 par l'interrupteur 13, pour permettre le bon calage en fréquence du filtre 64 ut de l'amplificateur 65 par rapport à la fréquence d'émission. Bien entendu, la présente invention n'est pas limitée aux modes de réalisation décrits. On peut y prévoir encore ci'au tres variantes. L'une des plus simples consiste à construire à partir d'une même source les fréquences F1 et F2, ladite source pouvant être un oscillateur à effet Gunn. Le procédé et le dispositif radar selon la présente inventio peuvent s'appliquer dans différents domaines, qui utilisent les bandes de fréquence I, J, ou encore millimétriques. Les fonctions exercées par le dispositif de traitement placé en 30 sur les figures 1 et 2 peuvent comporter par exemple un banc de filtres de veille, et une écoute de poursuite. Revendications. 1. Procédé de radar Doppler avec impulsions d'émission à balayage de fréquence, caractérisé en ce qu'à la réception, la commutation en synchronisme des impulsions d'émission est effectuée avant le changement de fréquence qui compense le balayage de fréquence, de manière à étaler le spectre des signaux parasites liés à ladite commutation. 2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'à l'émission, en plus de la commutation de l'amplificateur de puissance, on prévoit une commutation agissant sur les signaux amont dont la fréquence est différente de celle d'émission. 3. Radar Doppler à impulsions et balayage de fréquence, du type comprenant - une antenne (1) avec un duplexeur (2) - un modulateur-émetteur (3) couplé au côté d'émission du duplexeur - un générateur (4) de fréquence de balayage - des moyens de conversion (5) pour appliquer au modulateur émetteur une fréquence dérivée de celle de ce générateur (4' - une chaine de réception et de changement de fréquence, couplée au coté de réception du duplexeur. cette chaine comprenant un changement de fréquence (81) propre à compenser le balayage de fréquence et une commutation (11) à la fréquence de récurrence des impulsions d'émission caractérisé en ce que cette commutation (11. 12; 11,13) est effectuée avant le changement de fréquence qui compense le balayage de fréquence, de manière à étaler le spectre des parasites liés à ladite commutation. 4. Radar selon la revendication 3, caractérisé en ce que la chaine de réception comprend un premier étage de changement de fréquence (61), suivi de l'étage de commutation (11, 12), puis d'un second étage de changement de fréquence (81) dont le signal local est dérivé (40) de la sortie du générateur de fréquence de balayage (4). 5. Radar selon la revendication 4, caractérisé en ce que la sortie du second étage (81) est reliée à un filtre (82), de bande passante inférieure à la valeur de la fréquence de ré- currence (FR) des impulsions d'émission. 6. Radar selon l'une des revendications 4 et 5, caractérisé en ce que l'étage de commutation comprend un amplificateur à large bande (65) et un organe commutateur en aval de celui-ci (11). 7. Radar selon la revendication 6, caractérisé en ce que l'étage de commutation comprend un autre organe commutateur (12) en amont de l'amplificateur à large bande (65). 8. Radar selon la revendication 6, caractérisé en ce que l'étage de commutation comprend un filtre passe-haut (64) en amont de l'amplificateur à large bande (65), et en ce que le premier étage de changement de fréquence comprend un autre organe commutateur (13), du coté de sa source de signal local (62) 9. Radar selon l'une des revendications 3 à 6, caractérisé en ce que les moyens de conversion à l'émission comprennent un étage de changement de fréquence (51) suivi d'un filtrage passe-bande (53), avec des organes de commutation (21,22) sur les deux entrées de l'étage de changement de fréquence provenant respectivement de sa source de signal local (52) et du générateur de fréquence de balayage (4). 10. Radar selon l'une des revendications 6 à 9, caractérisé en ce que le ou les organes commutateurs sont du type à diode PIN.