Brevet FR2705852A1 — publié le 19941202

La présente invention concerne des radioémet- teurs optimisés pour la transmission de données numéri- ques, et elle concerne plus particulièrement l'améliora- tion de la précision avec laquelle des données numériques peuvent être appliquées sur une radiofréquence porteuse au moyen d'un modulateur en quadrature. Une meilleure préci- sion de l'application de données numériques sur des ondes radiofréquences porteuses est particulièrement importante et utile pour des développements récents de démodulateurs de Viterbi avec intégration d'écho, et dans la démodula- tion soustractive de modulations à Accès Multiple par Répartition par Code (ARMC). L'industrie de la téléphonie cellulaire s'est développée de manière phénoménale en ce qui concerne l'exploitation commerciale aux Etats- Unis ainsi que dans le reste du monde. La croissance dans les grandes zones urbaines a largement dépassé les prévisions et elle conduit à une saturation de la capacité des systèmes. Si cette tendance se poursuit, les effets de la croissance rapide atteindront rapidement même les plus petits marchés. Des solutions innovantes sont nécessaires pour satisfaire ces besoins croissants concernant la capacité, ainsi que pour maintenir un service de haute qualité et pour éviter l'augmentation des prix. Dans le monde entier, une étape importante dans des systèmes cellulaires est le passage de la transmission analogique à la transmission numérique. Tout aussi impor- tant est le choix d'une technique de transmission numéri- que efficace pour mettre en oeuvre la prochaine génération de technologie cellulaire. En outre, selon une opinion largement répandue, la première génération de Réseauxde Communication Personnelle (ou PCN pour "Personal Communi- cation Networks") (employant des postes téléphoniques sans fil, de poche, peu coûteux, que l'on peut transporter sans inconfort et que l'on peut utiliser pour émettre ou recevoir des appels à la maison, au bureau, dans la rue, en voiture, etc.), sera mise en oeuvre par les exploitants de systèmes cellulaires en utilisant l'infrastructure du système cellulaire numérique de la prochaine génération et les fréquences cellulaires. La caractéristique clé qui est exigée dans ces nouveaux systèmes est une capacité de trafic accrue. A l'heure actuelle, l'accès aux canaux est effectué en utilisant les procédés d'Accès Multiple par Répartition en Fréquence (AMRP) et d'Accès Multiple par Répartition dans le Temps (AMRT). Comme représenté sur la figure l(a), en ARMF, un canal de communication consiste en une seule bande radiofréquence dans laquelle la puis- sance d'émission d'un signal est concentrée. Le brouillage avec des canaux adjacents est limité par l'utilisation de filtres passe-bande qui ne transmettent que l'énergie de signal dans une- bande de fréquence spécifiée. Par consé- quent, avec une fréquence différente attribuée à chaque canal, la capacité du système est limitée par les fréquences disponibles ainsi que par les limitations imposées à la réutilisation des canaux. Comme représenté sur la figure l(b), dans des systèmes AMRT, un canal consiste en un créneau temporel dans un train périodique d'intervalles de temps sur la même fréquence. Chaque ensemble périodique de créneaux temporels constitue ce que l'on appelle une trame. L'éner- gie d'un signal donné est confinée à l'un de ces créneaux temporels. Le brouillage entre canaux adjacents est limité par l'utilisation d'une fenêtre temporelle ou d'un autre élément de synchronisation qui transmet seulement l'éner- gie de signal reçue au moment approprié. Par conséquent, le problème du brouillage par des niveaux de signal relatifs différents est réduit. On augmente la capacité dans un système AMRT en comprimant le signal d'émission dans un créneau temporel plus court. Il en résulte que l'information doit être transmise avec une cadence de salve plus rapide de façon correspondante, qui augmente proportionnellement l'étendue du spectre qui est occupé. Les largeurs de bande de fréquence occupées sont donc plus grandes sur la figure l(b) que sur la figure l(a). Avec des systèmes AMRF ou AMRT ou des systèmes hybrides AMRF/AMRT, le but est de faire en sorte que deux signaux susceptibles de se brouiller n'occupent pas la même fréquence au même instant. Au contraire, l'Accès Multiple par Répartition par Code (AMRC) permet aux signaux de se chevaucher à la fois en temps et en fréquen- ce, comme représenté sur la figure l(c). Par conséquent, tous les signaux ARMC se partagent le même spectre de fréquence. Dans le domaine des fréquences ou le domaine des temps, les signaux à accès multiple se chevauchent. Du point de vue du principe, le train de données d'informa- tion à émettre est appliqué sur un train de données ayant un rythme de bit beaucoup plus élevé qui est généré par un générateur de code pseudo-aléatoire. Le train de données d'information et le train de données à rythme de bit élevé sont multipliés ensemble. Cette combinaison du signal à rythme de bit supérieur et du train de données à rythme de bit inférieur constitue ce que l'on appelle le codage ou l'étalement du signal de train de données d'information.Un code d'étalement spécifique est attribué à chaque train de données ou canal d'information. Un ensemble de signaux d'information codés sont émis sur des ondes porteuses radiofréquences et ils sont reçus conjointement dans un récepteur sous la forme d'un signal composite. Chacun des signaux codés est en chevauchement avec tous les autres signaux codés, ainsi qu'avec des signaux liés au bruit, aussi bien en fréquence qu'en temps. En corrélant le signal composite avec l'un des codes d'étalement spécifi- ques, on isole et on décode le signal d'information correspondant. Un certain nombre d'avantages sont associés aux techniques de communication AMRC. Les limites de capacité de systèmes cellulaires basés sur la technique AMRC sont projetées de façon à être jusqu'à vingt fois supérieures à celles de la technologie analogique existante, du fait des propriétés d'un système AMRC à large bande, telles qu'un meilleur gain de codage/densité de modulation, la trans- mission sélection de l'activité vocale, la sectorisation et la réutilisation du même spectre dans chaque cellule. L'AMRC est virtuellement insensible au brouillage par chemins multiples, et il élimine l'évanouissement dynami- que et statique, pour améliorer les performances dans des zones urbaines. La transmission de la parole par AMRC avec un décodeur à rythme de bit élevé, garantit une qualité vocale réaliste, de niveau supérieur. L'AMRC procure également des débits de données variables permettant d'offrir de nombreux niveaux différents de qualité vocale. Le format de signal embrouillé de l'AMRC élimine complète- ment la diaphonie et fait qu'il est très difficile et coûteux de se livrer à l'écoute indiscrète ou de détourner des appels à son profit, ce qui garantit une meilleure confidentialité pour les utilisateurs et une meilleure immunité vis-à-vis de la fraude sur le temps d'occupation des canaux hertziens. Divers aspects de communications AMRC sont décrits dans l'article de K. Gilhousen et al., "On the Capacity of a Cellular CDMA System', IEEE TRANS. on Vehicular Technology, Vol. 40, pages 303-312 (mai 1991). Dans des systèmes optimisés pour la transmission de données numériques, on utilise souvent, à cause de leur meilleur rendement, des procédés de modulation numériques d'ordre M, dans lesquels un signal parmi M signaux possi- bles est émis pendant chaque intervalle de symbole. Un procédé couramment utilisé est la modulation par saut de phase en quadrature (ou QPSK pour "Quadrature Phase Shift Keying"), dans laquelle deux signaux de même amplitude en quadrature de phase sont appliqués sur l'onde porteuse. Un autre procédé courant est la modulation QPSK avec décalage (ou OQPSK pour "Offset QPSK"), dans laquelle la transition de phase maximale en un point quelconque dans la forme modulée est inférieure à la transition de phase maximale dans une forme d'onde QPSK. Il en résulte que le signal OQPSK composite peut avoir de plus faibles fluctuations d'enveloppe après filtrage passe-bande, et peut donc approcher de plus près l'enveloppe constante que l'on désire pour une telle transmission de signal. On notera que les modulations QPSK et OQPSK sont des formes de Modulation d'Amplitude en Quadrature (MAQ). Divers aspects de ces modulations sont présentés par exemple dans les articles de F. Stremler, Introduction to Communication Systems, 24ième éd., pages 590-596, Addison-Wesley Publishing Co., Reading, Massachusetts (1982); et de S. Gronemeyer et al., "MSK and Offset QPSK M9odulation", IEEE Trans. on Communications, Vol. COM-24, pages 809- 820 (août 1976). Un exemple d'un système optimisé pour la trans- mission de données numériques est un système AMRC dans lequel la démodulation de signaux modulés en quadrature fait appel à la comparaison de l'onde reçue avec une onde théorique modulée avec des configurations de données supposées, comme par exemple un démodulation de Viterbi. Un autre exemple d'un tel système est un système AMRC dans lequel un signal plus fort est démodulé en premier et il est ensuite soustrait du signal reçu avant qu'un signal plus faible restant ne soit démodulé, comme décrit dans les brevets des E.U.A. n 5 151 919 et 5 218 619, qui ont été cédés à la demanderesse. Ces deux documents sont expressément incorporés ici par référence. Un modulateur en quadrature de type caractéris- tique tire parti des phases en quadrature d'ondes en sinus et en cosinus pour moduler un débit d'information double sur l'onde porteuse radiofréquence. Par exemple, les bits pairs dans un train de données d'information numérique peuvent être modulés sur l'onde en cosinus, et les bits impairs dans le train de données d'information numérique peuvent être modulés sur l'onde en sinus. Des erreurs peuvent apparaître dans des modulateurs en quadrature chaque fois que les phases des ondes en sinus et en cosinus ne sont pas séparées exactement de 90 , ou chaque fois que les amplitudes des ondes en sinus et en cosinus ne sont pas exactement égales, ou chaque fois qu'il existe une fuite de porteuse résiduelle au moment o l'onde modulante est supposée être égale à zéro, ainsi que pour d'autres raisons. Bien entendu, la précision avec laquelle la modulation en quadrature coïncide avec une onde synthé- tisée théorique, modulée avec des données supposées ou avec des données déjà reçues, est importante dans les systèmes de communication décrits ci-dessus. On a habi- tuellement maintenu la précision de modulateurs en quadra- ture par une combinaison consistant à assurer une bonne concordance entre les composantes et à effectuer des ajustements fins pour réduire des erreurs de discordance résiduelles. Un modulateur en quadrature classique, repré- senté sur la figure 2, comprend un modulateur "en phase" ou modulateur I 101, un modulateur "en quadrature" ou Q 102 et un réseau de séparation de phase 103 pour fournir respectivement des signaux de fréquence porteuse en cosinus et en sinus aux modulateurs à double bande latérale et porteuse atténuée, 101, 102. Dans le cas idéal, les signaux que fournit le réseau 103 sont cos( Xt) et sin( Xt), en désignant par w la pulsation du signal de la porteuse. La figure 2 montre également un générateur de modulation I et Q 104 qui est destiné à fournir des signaux de modulation I et Q. un réseau de combinaison 105 pour additionner les signaux de sortie du modulateur I 101 et du modulateur Q 102, et des potentiomètres d'ajustement 106, 107 pour effectuer des ajustements concernant l'équi- librage de la porteuse et le décalage en courant continu, respectivement pour les signaux I et Q. Des potentiomètres d'ajustement supplémentaires 108, 109 pour faire coîncider l'amplitude des signaux respectifs I et Q sont également représentés sur la figure 2. Le réseau de séparation de phase 103 peut également être ajustable, comme indiqué par la flèche en diagonale, pour obtenir le plus exactement possible la différence de phase de 90 désirée entre les signaux de fréquence porteuse en sinus et en cosinus. En pratique, si le modulateur I 101 et le modulateur Q 102 sont réalisés sur la même puce de silicium par la technologie des circuits intégrés, ils seront très bien appariés, ce qui éliminera peut-être la nécessité des potentiomètres d'ajustement d'amplitude 108, 109. De plus, dans certains cas, la fonction du réseau de séparation de phase 103 peut être remplie en partant d'un signal ayant une fréquence de 4&, c'est-à-dire quatre fois la fréquence porteuse X désirée, et en utilisant le signal à 4w pour attaquer l'entrée d'horloge d'n circuit logique numérique fonctionnant en diviseur par quatre qui produit les configurations de bits: 0011001100110011... et 0110011001100110... que l'on peut reconnaître comme étant des ondes carrées d'une fréquence égale au quart du rythme de bit de 4 A, ayant des phases exactement séparées d'un quart d'une période (90 ). Il est habituellement acceptable d'attaquer les modulateurs I et Q avec des signaux porteurs carrés au lieu de signaux sinusoïdaux. Un tel procédé numérique pour produire des signaux déphasés de 90 peut être utilisé en pratique pour des fréquences s'élevant jusqu'à des centai- nes de mégahertz, mais à des fréquences supérieures de légères différences de vitesse de chargement des circuits logiques peuvent à nouveau devenir une source notable d'erreur du modulateur. Les ajustements d'équilibrage des porteuses et/ou de décalage en courant continu tentent de faire en sorte que, lorsque le générateur de modulation 104 produit un niveau de signal zéro sur ses sorties I et Q, le signal de sortie correspondant, à la fréquence porteuse, des modulateurs I et Q, soit également de zéro. Fondamentale- ment, ceci exige que le modulateur I 101 produise un signal de sortie de cosinus égal à zéro pour une modula- tion I de zéro, et que le modulateur Q produise un signal de sortie de sinus égal à zéro pour une modulation Q de zéro. Il est bien connu qu'un déséquilibre du modulateur I peut en réalité produire un signal de sinus lorsque le signal de cosinus est égal à zéro, et qu'un déséquilibre du modulateur Q peut produire un signal de cosinus lorsque le signal de sinus est égal à zéro. Par conséquent, une faible fuite de cosinus à partir du modulateur I est quelquefois désiréepour équilibrer une fuite de bosinus à partir du modulateur Q, et une faible fuite de sinus à partir du modulateur Q est quelquefois désirée pour équilibrer une fuite de sinus à partir du modulateur I. On peut cependant atteindre plus aisément l'équilibre de la porteuse avec les deux potentiomètres d'ajustement 106, 107. D'autres sources d'erreurs de modulation comprennent la non-linéarité dans les modulateurs 101, 102 et la non-linéarité dans le générateur de modulation 104. Le générateur 104 produit souvent de façon numérique des précurseurs des signaux de modulation I et Q au moyen d'un processeur de signal numérique, et il convertit ensuite les précurseurs en signaux de modulation analogiques au moyen de convertisseurs numérique-analogique (N/A). Des discordances entre le convertisseur N/A du signal I et le convertisseur N/A du signal Q. ou dans des filtres anti- repliement placés à la suite, sont une source supplémen- taire d'erreur de modulation. Dans certains cas, le processeur de signal numérique calcule une pré-distorsion du signal modulant en utilisant l'inverse des fonctions de transfert non linéaires des modulateurs 101, 102, afin dé compenser la non-linéarité des modulateurs. Des techniques pour simplifier la conversion N/A et le filtrage anti- repliement qui est effectué à la suite, par l'utilisation d'une modulation delta fortement suréchantillonnée, sont également connues et conduisent à une certaine réduction des erreurs de modulation précitées. Une technique de ce type est décrite dans la demande de brevet des E.U.A. n 07/967027, intitulée "Multi-Mode Signal Processing", qui a été cédée à la demanderesse et qui est expressément incor- porée ici par référence. Le brevet des E.U.A. n 4 985 688 délivré à Nagata décrit un système de modulation dans lequel un signal de sortie amplifié et modulé est renvoyé vers un démodulateur en quadrature. Le signal est démodulé et il est comparé avec une valeur de seuil. Un signal de com- mande est généré sur la base de cette comparaison pour ajuster le système de façon à compenser des non-linéarités de l'amplificateur qui est connecté au modulateur. Lorsque le seuil est dépassé, la modulation normale est apparem- ment interrompue et remplacée par un signal correspondant à la fraction 1/N de la fréquence ou du rythme de données. Le brevet de Nagata décrit également comment déterminer les instants auxquels le signal de sortie du démodulateur en quadrature doit être échantillonné par l'utilisation d'un différentiateur, d'un circuit diviseur et de moyens de commande d'horloge. On peut également décrire le dispositif du brevet de Nagata comme une configuration à pré-distorsion adaptative, à auto-apprentissage. Le but indiqué du brevet de Nagata est de pré-distordre de manière inverse le signal d'entrée d'un modulateur en quadrature, de façon que le signal de sortie après un amplificateur de puis- sance produisant une distorsion soit correct. D'autre part, le dispositif du brevet de Nagata peut difficilement corriger des erreurs dans un modulateurs en quadrature, du fait qu'il utilise un démodulateur en quadrature pour déterminer l'existence d'erreurs, et comme décrit ci- dessus, le démodulateur est susceptible d'être affecté par le même type d'erreurs que le modulateur. Après tout, si l'on pouvait réaliser un démodulateur parfait, on l'utili- serait simplement comme un modulateur parfait. Le brevet des E.U.A. n 4 581 749 délivré à Carney et al. décrit un dispositif de modulation de fré- quence utilisable dans un système de communication mobile. Une boucle de réaction permet de maîtriser l'erreur de modulation d'angle en comparant la valeur d'excursion modulée avec une valeur d'excursion prédéterminée. Le système de correction automatique d'erreur de modulation qui est décrit est destiné à des émetteurs utilisant une modulation d'angle pure, c'est-à-dire plus précisément la modulation par saut de fréquence avec continuité de phase (ou CPFSK) de type binaire. Dans le système qui est décrit dans le brevet de Carney, un indice de modulation exact est généré en commu- tant la fréquence, de façon numérique, entre deux valeurs exactes. Néanmoins, une telle modulation n'est pas utili- sée pour l'émission du fait que les transitions ne sont pas filtrées. La forme d'onde d'émission utilise des transitions un-zéro qui sont mises en forme de façon à limiter l'étendue du spectre, et lorsqu'un nombre suffi- sant de bits semblables apparaissent consécutivement, l'excursion de fréquence de la modulation mise en forme doit tendre vers la même valeur que la modulation non mise en forme. Des apparitions de telles chaînes de bits semblables sont détectées et une comparaison est effectuée lorsqu'elles apparaissent, après quoi le résultat est utilisé dans une boucle de réaction pour ajuster l'indice de modulation. Par conséquent, le brevet de Carney déter- mine l'existence d'erreurs seulement lorsque la modulation correspond à une chaîne suffisamment longue de uns ou de zéros. Le brevet des E.U.A. n 5 020 076, délivré à Cahill et al. décrit la commutation entre la modulation de fréquence analogique d'une source de signal porteur de la manière classique, et la modulation de cette source par l'utilisation d'un modulateur en quadrature. Le modulateur en quadrature est laissé dans le circuit lorsque la modulation de fréquence classique est accomplie, et le signal de modulation I et/ou Q est simplement fixé à une constante, de façon que le modulateur en quadrature trans- mette sans aucune modification le signal en modulation de fréquence. Le brevet des E.U.A. n 4 856 025 délivré à Takai décrit une forme de réalisation à diversité d'émis- sion pour améliorer une radiocommunication numérique. Une forme d'onde spéciale et un récepteur spécial sont utili- sés, mais le récepteur spécial n'évalue pas l'exactitude de la modulation de l'émetteur pour fournir une informa- tion à un système de correction de modulation. Ce qui précède permet de voir que l'on a obtenu jusqu'à présent une précision de modulation élevée par de bonnes pratiques de conception combinées à des ajustements spécifiques, fixés une fois pour toute, qui peuvent compenser des imperfections fixes, immuables. Il serait hautement souhaitable de pouvoir également effectuer des ajustements et des compensations d'une manière continuelle et interactive, pour des erreurs de modulation changean- tes. Conformément à la présente invention, un émet- teur reçoit sa propre émission au moyen d'un récepteur approprié, et il détermine les erreurs de modulation de l'émission, par rapport à la forme théorique que le récep- teur attend. Des ajustements sont effectués de manière interactive vis-àvis des ondes modulantes, dans une direction qui réduit les erreurs jusqu'à ce que la conver- gence avec la forme théorique désirée soit atteinte. Dans un mode de réalisation, un processeur de signal numérique génère de façon numérique les formes d'onde de modulation I et Q. et il effectue des ajuste- ments numériques par addition de décalages pour obtenir l'équilibre des porteuses, par multiplication par des coefficients pour obtenir la concordance entre I et Q. et par couplage croisé entre I et Q pour compenser des erreurs de séparation de phase de 90 . Les ajustements numériques sont continuellement actualisés par un récep- teur d'évaluation de modulation qui travaille sur un échantillon du signal de sortie de l'émetteur. Si un type particulier de modulateur (ou de démodulateur) est susceptible de produire des types parti- culiers d'erreur de modulation, ce modulateur peut être adapté de façon à mesurer et à signaler les caractéristi- ques de la modulation qui sont nécessaires pour actualiser continuellement les ajustements numériques, en particulier lorsqu'un échantillon exempt de bruit du signal émis lui est présenté pour l'évaluation. Un récepteur d'évaluation de modulation est incorporé pour un système dans lequel la modulation est un signal à spectre étalé utilisant un codage orthogonal ou bi-orthogonal. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention seront mieux compris à la lecture de la description détaillée qui va suivre de modes de réalisa- tion, donnés à titre d'exemples non limitatifs. La suite de la description se réfère aux dessins annexés dans lesquels: Les figures l(a)-(c) sont des représentations graphiques de canaux d'accès utilisant différentes techni- ques d'accès multiple; La figure 2 est un schéma synoptique fonctionnel d'un modulateur en quadrature de type caractéristique; La figure 3 est un schéma synoptique fonctionnel d'un système conforme à la présente invention; La figure 4 illustre la manière selon laquelle des signaux AMRC sont générés; Les figures 5 et 6 illustrent la manière selon laquelle des signaux AMRC sont décodés; La figure 7 illustre une technique de démodula- tion AMRC soustractive; Les figures 8(a), 8(b) sont des schémas synopti- ques d'un émetteur et d'un récepteur dans un système de communication à spectre étalé; et La figure 9 montre des formes d'onde de Modula- tion d'Amplitude en Quadrature avec Décalage et Mise en Forme. Bien que la description qui suit soit faite dans le contexte de systèmes de communication cellulaires faisant appel à des radiotéléphones portables ou mobiles et/ou de Réseauxde Communication Personnelle (ou PCN), l'homme de l'art notera que la présente invention peut être utilisée dans d'autres applications de communication. En outre, bien que la présente invention puisse être utilisée dans un système de démodulation AMRC de type soustractif, elle peut également être utilisée dans des applications d'autres types de systèmes à spectre étalé. IMPERFECTIONS DES MODULATEURS EN QUADRATURE Pour faciliter la compréhension de l'invention, on présentera tout d'abord une analyse des imperfections qui peuvent apparaître dans des modulateurs en quadrature. Si les canaux I et Q ont un déséquilibre de gain tel que le gain d'un canal soit supérieur d'un facteur A à la moyenne géométrique, (IQ)1/2 de l'amplitude I du signal d'entrée du canal I non modulé et de l'amplitude Q du signal d'entrée du canal Q non modulé, et que le gain de l'autre canal est inférieur d'un facteur A à (IQ) et si, en plus, les signaux porteurs en cosinus et en sinus ne sont pas exactement séparés de 900, mais il existe une erreur de phase + sur un signal porteur et une erreur de phase - O sur l'autre signal porteur, par rapport à une certaine phase moyenne, alors la forme cartésienne du signal de sortie du modulateur peut s'écrire de la façon suivante: AICOs(wt+&k) + (QIA)sin(ôt-k), ce qui se développe en cos(it)[cos(4)AI - (sin(3)/A)Q] + sin(et)[(cos(Z&)/A)Q - sn(&t5)A1I]. En posant C = cos(à'ç) et S = sin( ff), et en utilisant la notation matricielle, le signal de sortie du modulateur devient Du fait qu'une forme souhaitable est on peut voir que la condition suivante est exigée: [s -S [ [I o et cette condition est satisfaite lorsque: [[ 0 [ S|I [-C2-S4 A] CSIg C2 _2 2 Du fait que le facteur commun 1/(C - S) est simplement un coefficient multiplicateur global pour l'amplitude, on peut le négliger. De façon similaire, on peut diviser le membre de droite par C = cos(&6'), et on peut poser T = tan(t S) = S/C, ce qui donne le résultat suivant: [I] 41/À o][i f0 que l'on peut écrire sous la forme non matricielle suivante: I + TQ/A et Q= (Q0 + TTIA. L'analyse mathématique précédente démontre que l'on peut obtenir la modulation désirée malgré des imper- fections du modulateur en additionnant une fraction T de Q0 à I0o et en divisant ensuite par A, et en additionnant une fraction T de I0 à Q0 et en multipliant ensuite par A. Une imperfection qui est omise dans l'analyse précédente consiste en un déséquilibre des porteuses, dont on peut tenir compte simplement en soustrayant de I et Q les constantes K. et K égales à la valeur du déséquilibre lr q des porteuses qui doit être corrigé. Les formules finales pour la forme cartésienne de I et Q sont donc: I = (I + TQo/A-K et Q = (Q + TI)A - Kq. Conformément à la présente invention, on déter- mine les facteurs de correction A, T, K. et K en échan- q tillonnant la forme d'onde de sortie du modulateur avec un récepteur d'évaluation de modulation, et en transmettant les échantillons à un processeur de signal numérique pour générer les modulations I et Q et effectuer les pré- corrections indiquées ci-dessus. De façon générale, le récepteur d'évaluation de modulation doit comporter des moyens pour mesurer les valeurs I et Q qui sont réellement générées par le modula- teur en quadrature de l'émetteur, et des moyens pour comparer les valeurs I et Q mesurées avec des valeurs I et Q idéales, afin de déterminer les facteurs de correction. Cependant, un récepteur classique décompose normalement un signal radiofréquence en composantes I et Q en utilisant le même type de circuit modulateur en quadrature que l'émetteur, mais fonctionnant en sens inverse. Comme décrit ci-dessus, il est en principe impossible dans ce cas de distinguer des erreurs dans le modulateur vis-à-vis d'erreurs dans le démodulateur. Pour éviter cette impossibilité de distinction des erreurs, un récepteur d'évaluation de modulation conforme à un aspect de la présente invention utilise un traitement de signal log-polaire pour mesurer la phase du signal de l'émetteur et le logarithme de son amplitude, à la place des composantes I et Q cartésiennes. Après numé- risation, le récepteur convertit de façon numérique les mesures de la forme log-polaire à la forme cartésienne désirée. Un traitement de signal log-polaire est décrit dans le brevet des E.U.A. n 5 048 059, qui est expressé- ment incorporé ici par référence. On expose ci-après une procédure simple pour estimer les facteurs de correction, connaissant un ensemble de valeurs I et Q désirées, Ij et Qj, pour j = 1, N. et un ensemble de valeurs I et Q mesurées corres- pondantes, I'l et Q'. Dans cette procédure, on suppose J J que: J', = BI- BTQ - K (1) et et on désire trouver B, C,-T = tan( Sç), K. et K qui q satisfont les équations (1) et (2). Premièrement, on divise les I. et Q. désirés en deux sous-ensembles, le premier sous-ensemble {Ip sI, QpOSIi contenant seulement les valeurs positives de I., et 1 negInegI le second sous- ensemble fI g Qi 3 contenant seulement J les valeurs négatives de I.. Si un sous-ensemble contient davantage de valeurs que l'autre sous- ensemble, on n'utilise dans les deux sous-ensembles que N1 valeurs (avec N1 égal au nombre de valeurs dans le plus petit sous-ensemble). On désigne par Isl la somme étendue sur N1 valeurs de I. dans le sousensemble positif ip sI QposI} z p -,si = Ér ' J-1 et on désigne par Qsl la somme étendue sur N1 valeurs de Qj dans le sous- ensemble positif Ip oSI, QposI Q52 = S On désigne par I'l la somme étendue sur N1 s l valeurs de I'j dans le sous-ensemble {I'posI Q.POsIJ j J correspondant au sous-ensemble positif fiP s, Qpo}: 3 ' J Nj-1 Z1s = I et on désigne par Q's la somme sur N1 valeurs de Q'. dans si J le sous-ensemble I POSI, QposI} correspondant au sous- ensemble positif {IPsI, QPOsI: NQ f-i Du fait que toutes les valeurs I qui sont sommées pour obtenir Isl ont été choisies de façon à être positives et que les signes des valeurs Q correspondantes qui ont été sommées pour obtenir Qsl n'étaient pas corré- lés, ISl sera en général très supérieur à Qs.' On désigne par Is2 la somme étendue sur N1 valeurs de Ij dans le sous-ensemble négatif I negI negI Q.N n2 fr1 et on désigne par Qs2 la somme étendue sur N1 valeurs de inegI negI Qj dans le sous-ensemble négatif {I 3, QJeg}: N1 I fr1 D'une manière similaire, on désigne par I'2 la À s2 somme étendue sur N valeurs de I'. dans le sous- ensemble t-negI 'negI { neg, Qjneg} correspondant au sous-ensemble négatif {IegI QnegI}: = lu S2 S ' et on désigne par Q's2 la somme étendue sur N1 valeurs de s2 Q' dans le sous-ensemble {1In correspondant inegI negI) au sous- ensemble négatif i g Qneg} -t Du fait que toutes, les valeurs qui sont sommées pour obtenir IS2 ont été choisies de façon à être négati- ves et que les signes des valeurs Q correspondantes qui sont sommées pour obtenir Qs2 n'étaient pas corrélés, la valeur absolue de Is2 sera en général très supérieure à la valeur absolue de Qs2' D'après l'équation (1) ci-dessus, la somme étendue sur N valeurs de I'. dans le sous-ensemble J pIjo sI, QjPOI t correspondant au sous-ensemble positif SI ij Ipo posI Qest: I' =BIS - BTQS + N1Ki (3) si sl s 1i et la somme étendue sur NI valeurs de I'. dans le sous- ensemble t'negI Q negIj correspondant au sous-ensemble n6ai IegI negI négatif 1Ieg, Qeg} est, également d'après l'équation (1): i's2 BIs2 BTQs2 + N1Ki (4) s2 s2 s2 1 i (4) En soustrayant l'équation (4) de l'équation (3), on élimine Ki, ce qui donne: S- (sB.lQ SI =Q (ijfs, T(Q-Q5) t B -(IsU-I) -I -In) (IUs1I 2) Du fait que T est faible et que (Qsl - Qs2) est très inférieur à (Isl - Is2), on obtient une solution appropriée en substituant l'ancienne valeur (ou la valeur initiale) de T dans le membre de droite de l'expression ci-dessus pour B. Ensuite, on divise les Ij et Qj désirés en deux sous-ensembles, le premier sousensemble IPsQ, QpOSQ 3 ' t contenant seulement les valeurs positives de Qj, et le negQ negQ second sous-ensemble {IiegQ Qi egQ contenant seulement les valeurs négatives de Qj. Si un sous-ensemble contient davantage de valeurs que l'autre sous-ensemble, on n'utilise dans les deux sous-ensembles que N2 valeurs (avec N2 égal au nombre de valeurs dans le plus petit sous-ensemble). On désigne par Is3 la somme étendue sur N2 valeurs de Ij dans le sous-ensemble positif {IPOsQ Qp osQ M3 = Girl j-1 et on désigne par Qs3 la somme étendue sur N2 valeurs de Qj dans le sous-ensemble positif {IposQ, QosQ}: N2 Nf1 On désigne par I's3 la somme étendue sur N2 s3 valeurs de I'j dans le sous-ensemble I posQ, QPOsQ} correspondant au sous- ensemble positif {IjPosQ, Q OsQ N2 I 3' QJ}: J-i et on désigne par Q's3 la somme étendue sur N2 valeurs de s3 Q'j dans le sous-ensemble {I'PQ Q POQ correspondant au sous-ensemble positif Ip sQ QPOSQ} QSQ: Du fait que toutes les valeurs Q qui sont sommées pour obtenir Ss3 ont été choisies positives et que les signes des valeurs I correspondantes qui ont été sommées pour obtenir Is3 n'étaient pas corrélés, Qs3 sera en général très supérieur à Is3. On désigne par Is4 la somme étendue sur N2 valeurs de Ij dans le sousensemble négatif {IjegQ, QnegQ Qi Ni 34 et on désigne par Qs4 la somme étendue sur N2 valeurs de Qj dans le sousensemble négatif Ii egQ, QiegQ}: si jwI D'une manière similaire, on désigne par I's4 la s4 somme étendue sur N2 valeurs de I'. dans le sous-ensemble J I 'negQ Q negQ} correspondant au sous ensemble négatif 1negQ negQ {InegQt Qj}: Ms = S[g Q-i et on désigne par Q's4 la somme étendue sur N2 valeurs de Q' dans le sous-ensemble IjnegQ, QneQ} correspondant ] [ 'negQ'negQ} orsodn au sous- ensemble négatif I gQ QnegQ} >4 ]-i Du fait que toutes les valeurs Q qui sont sommées pour obtenir Qs4 ont été choisies négatives et que les signes des valeurs I correspondantes qui ont été sommées pour obtenir Is4 n'étaient pas corrélés, la valeur absolue de Qs4 sera en général très supérieure à la valeur s4 absolue de Is4. La somme étendue sur N2 valeurs de Q'. dans le sous-ensemble jps, QjPOSQ correspondant au sous- ensemble positif {IposQ, QOsQ} est, d'après l'équation J ' (2): Q' = CQS3 - C TIS3 + N2Kq (5) et la somme étendue sur N valeurs de Q' dans le sous- 2 J ensemble {IjnegQ, Q egQ correspondant au sous-ensemble f1negQ QnegQ négatif {IegQ QegQ est, également d'après l'équation (2): - Q' s4 = CQs4 - CTIs4 + N2Kq (6) En soustrayant l'équation (6) et l'équation (5), on élimine Kq, ce qui donne: (Q * inférieur à (Qs3 - Qs4)' on obtient une solution appro- priée pour C en substituant l'ancienne valeur (ou la valeur initiale) de T dans le membre de droite de l'expression ci-dessus pour C. De façon similaire, la somme étendue sur N1 valeurs de Q'. dans le sous-ensemble I'pOsI, Q'pOSI iPSI posI}s correspondant au sous-ensemble positif I3PI, QJPOI est d'après l'équation (2): Qsi = CQsi- GTIsi+ N1Kq (7) et la somme étendue sur N1 valeurs de Q' dans le sous- J ensemble i'negI Q negI correspondant au sous-ensemble ngai IegI, negI négatif 1inegI Qnegl est, également d'après l'équation (2): Q's2 = CQs2 CTIs2 + N1Kq (8) En soustrayant l'équation (8) de l'équation (7), on élimine Kq, ce qui donne: T C "(Q s24-Q')+C(QS,-Q2) En outre, la somme étendue sur N valeurs de I' 2 j dans le sous-ensemble I 'POSQQ Q.POSQ correspondant au tIosQ posQ corrspodat, dau sous-ensemble positif {I osQ QpOsQ 3est, d'après l'équa- tion (1): I's3 = BIs3 -BTQs3 + N2Ki (9) et la somme étendue sur N2 valeurs de I'. dans le sous- J ensemble jnegQ, Q negQ correspondant au sous-ensemble inegQ negQ négatif 1ij gQ, Qj gQ est, également d'après l'équation (1): Il' = BIs4 - BTQS4 + N2Ki (10) s4 S N En soustrayant l'équation (10) de l'équation (9), on élimine Ki, ce qui donne: B((33-Q) En utilisant dans les expressions de T les solutions actualisées pour B et C données ci-dessus, on obtient une solution actualisée pour T. Finalement, en substituant les nouvelles valeurs An uv, BnOuv et TnOuv dans les équations (1) et (2), et en faisant la somme sur l'ensemble des N valeurs de Ij, Qj I' et Q', on obtient JJ J de nouvelles solutions pour K: nouv 1 + Bnouv( v K. LI_ ( - N L [I'.( j=J et pour K: q Knouv nOuvnouv qK [QÈ + CnovTnouvlQ) q N j=l J MODULATEURS EN QUADRATURE AUTO-AJUSTABLES La figure 3 montre un modulateur en quadrature auto-ajustable qui met en oeuvre la procédure décrite ci- dessus. Un premier processeur de signal numérique 110 reçoit un signal d'information à émettre et il convertit l'information en formes d'onde I et Q, conformément à la technique de modulation désirée. Les formes d'onde I et Q sont converties en formes d'onde analogiques à partir des valeurs numériques qui sont produites par le processeur de signal numérique 110, en utilisant des convertisseurs numérique-analogique (N/A) 112, 113 (respectivement pour les formes d'onde I et Q), comme l'exige un modulateur en quadrature 114. Des aspects de modulateurs en quadrature et les avantages de la modulation delta-sigma à débit binaire élevé sont décrits dans la demande de brevet des E.U.A. n 07/967027, incorporée par référence ci-dessus. Des trains de bits en modulation delta-sigma à débit binaire élevé sont aisément convertis pour donner la tension analogique qu'ils représentent, en formant la moyenne mobile de la tension sur un grand nombre de bits. On peut effectuer ceci au moyen d'un filtre passe-bas fonctionnant en mode continu, c'est-à-dire sans échan- tillonnage, ayant une largeur de bande qui est une faible fraction du débit binaire mais qui est néanmoins suffi- sante pour transmettre toutes les composantes de modulation désirées. On utiliserait des filtres symétri- ques pour une configuration de signaux symétriques. Des circuits intégrés modulateurs en quadrature sont disponibles dans le commerce et sont fournis par exemple par Hewlett-Packard Co. (référence MX2001) et par Siemens (référence PMB2200). Ces circuits ont des entrées I et Q symétriques. Si au lieu d'utiliser une modulation delta-sigma à débit binaire élevé pour convertir en formes d'onde analogiques des valeurs I, Q numériques, on employait un convertisseur N/A classique tel qu'un dispo- sitif à 8 ou 12 bits, il serait alors nécessaire d'employer soit quatre dispositifs appariés pour attaquer les entrées +I et +Q du modulateur, soit une paire de dispositifs ayant des sorties symétriques. Cependant, l'utilisation de la technique delta-sigma peut être incor- porée dans une petite partie d'un plus grand circuit intégré numérique, et elle permet d'éviter les complica- tions qui sont associées à l'utilisation de convertisseurs N/A classiques. Un convertisseur en sens montant 115, comprenant un mélangeur et des filtres passe-bande appropriés, transpose le signal de sortie du modulateur en quadrature 114 d'une fréquence intermédiaire, à laquelle le modula- teur en quadrature 114 fonctionne très commodément, vers la fréquence d'émission. Des amplificateurs de puissance 116, 117 élèvent le niveau de puissance jusqu'à la valeur d'émission désirée. Un coupleur 118 extrait un échantillon du signal d'émission modulé, à partir d'un point commode quelconque dans la chaîne d'émission après modulation. Sur la figure 3, du fait que l'échantillon est extrait à la fréquence finale, juste avant l'amplificateur de puissance d'émission final 117, l'échantillon est transposé vers le bas par un convertisseur en sens descendant 119, vers une fréquence appropriée pour la comparaison avec la modula- tion désirée. On peut commodément utiliser un synthétiseur de fréquence d'oscillateur local 120 pour piloter à la fois le convertisseur en sens montant 115 et le convertis- seur en sens descendant 119. Selon une variante, la conversion en sens descendant peut être effectuée par le convertisseur en sens descendant 119 et par un synthéti- seur de fréquence d'oscillateur local différent, à condi- tion que le synthétiseur différent synthétise sa fréquence en utilisant le signal de sortie d'un étalon de fréquence de référence 121 à partir duquel sont obtenues toutes les autres fréquences fl à f8 qui sont utilisées, comme repré- senté. On notera que l'échantillonnage du signal de manière tardive dans la chaîne d'émission après modulation permet la correction d'erreurs qui apparaissent dans des composants situés après la modulation. L'échantillon de signal converti en sens descen- dant qui est extrait du signal d'émission après modulation par le coupleur 118, est soumis à une numérisation log- polaire en utilisant un amplificateur à fréquence intermé- diaire 122, qui produit un signal de sortie approximative- ment proportionnel au logarithme naturel de l'amplitude instantanée de l'échantillon de signal, ainsi qu'un signal écrêté qui préserve l'information de phase de signal instantanée. Le signal d'amplitude logarithmique est numérisé par un convertisseur analogique-numérique (A/N) 123 approprié, et le signal écrêté, préservant la phase, est numérisé par un numériseur de phase 124 approprié. Le numériseur de phase 124 peut avantageusement être cons- truit de la manière qui est décrite dans le brevet des E.U.A. n 5 148 373, qui est expressément incorporé ici par référence. Le convertisseur A/N 123 peut être du type à approximations successives, avec une précision de huit bits. Selon une variante, le convertisseur 123 pourrait employer la modulation delta-sigma à débit binaire élevé pour numériser le signal, suivie par un filtre de décima- tion pour sous-échantillonner le train de bits delta-sigma à débit binaire élevé, de façon à donner un train de nombres binaires à débit inférieur. On pourrait également utiliser la modulation delta à débit binaire élevé ou bien une modulation delta avec compression- extension, introdui- sant une différentiation implicite (c'est-à-dire qu'elle mesure le taux de variation du signal d'amplitude logarithmique) qui doit être éliminée par réintingration numérique par la suite. Cette dernière technique a l'avan- tage qui consiste en ce que l'on peut résoudre plus aisément de faibles changements d'amplitude, ce qui est un facteur qui pourrait être important pour des modulations qui ont ou qui doivent avoir une faible composante de modulation d'amplitude. Les échantillons de signal numérisés de type log-polaire qui sont émis par le convertisseur A/N 123 et le numériseur de phase 124, sont appliqués à un second processeur de signal numérique 125 qui reçoit également les modulations I et Q désirées (non corrigées) provenant du premier processeur de signal numérique 110. Le second processeur de signal numérique 125 effectue un alignement de phase des échantillons de signal en additionnant modulo 2l une valeur de décalage de phase numérique aux échan- tillons de phase, avant la conversion d'une représentation log- polaire en une représentation cartésienne. Le second processeur de signal numérique 125 compare ensuite les échantillons de signal à phase alignée et ayant subi la conversion de la représentation log-polaire en représen- tation cartésienne, avec les valeurs de modulation I et Q désirées, en utilisant un processus approprié tel que celui décrit ci-dessus, pour déterminer des facteurs de correction qui sont renvoyés vers le premier processeur de signal numérique 110. Le premier processeur 110 utilise les facteurs de correction pour générer des formes d'onde I et Q corrigées et auto-ajustées, pour la modulation et l'émission. La constante d'alignement de phase (+ 5) peut également être actualisée par des techniques similaires à celles que l'on a déjà décrites ci-dessus, et des cycles successifs fourniront des corrections successives. Bien entendu, les fonctions des processeurs 110, 125 pourraient être accomplies par un processeur de signal ayant des possibilités appropriées. A titre d'exemple, le modèle TMS320C50, fabriqué par Texas Instrument, qui peut fonc- tionner à une vitesse d'instructions d'au moins 20 MIPS (millions d'instructions par seconde), est une puce de traitement de signal numérique appropriée. On notera que les caractéristiques non idéales et les imperfections de modulateurs I et Q sont pratique- ment constantes sur des périodes relativement longues, ou changent très lentement, par exemple sous l'effet de changements de température, et par conséquent il n'est pas nécessaire d'actualiser continuellement les facteurs de correction. D'autre part, les facteurs de correction peuvent être actualisés presque continuellement si les conditions l'exigent, et même une actualisation occasion- nelle des facteurs de correction conduira à un système qui est beaucoup plus adaptatif, interactif et précis que des systèmes connus antérieurement dans lesquels des ajuste- ments de compensation de modulateurs sont établis de façon fixe, une fois pour toute. La présente invention est particulièrement avantageuse lorsqu'elle est utilisée avec un système AMRC soustractif employant un codage orthogo- nal, comme décrit dans le brevet et la demande de brevet des E.U.A. incorporés par référence ci-dessus. On va maintenant décrire des techniques de démodulation AMRC en relation avec les graphes de signaux représentés sur les figures 4-6, qui montrent des exemples de formes d'onde dans les processus de codage et de décodage qui intervien- nent dans des systèmes AMRC classiques. En utilisant les exemples de formes d'onde des figures 4-6, la figure 7 illustre les performances améliorées d'une technique de démodulation AMRC soustractive. Deux trains de données différents, représentés sur la figure 4 par des graphes de signaux (a) et (d), représentent une information numérisée à transmettre sur deux canaux de communication séparés. Le signal d'informa- tion 1 est modulé en utilisant un code numérique à cadence de bit élevée qui est spécifique du signal 1 et qui est représenté par le graphe de signal (b). Dans le cadre de cette description, le terme "bit" désigne un chiffre ou symbole binaire du signal d'information. Le terme "période de bit" désigne l'intervalle de temps entre le début et la fin d'un bit du signal d'information. Le terme "bribe" désigne un chiffre binaire du signal de code à cadence élevée. En conséquence, le terme "période de bribe" désigne l'intervalle de temps entre le début et la fin d'une bribe du signal de code. Naturellement, la période de bit est beaucoup plus grande que la période de bribe. Le résultat de cette modulation, qui est fondamentalement le produit des deux formes d'onde de signal, est repré- senté par le graphe de signal (c). En notation booléenne, la modulation de deux formes d'onde binaires est fondamen- talement une opération OU-EXCLUSIF. Une série d'opérations similaire est accomplie pour le signal d'information 2, comme représenté par les graphes de signaux (d) - (f). Bien entendu, en pratique, beaucoup plus de deux signaux d'information codés sont étalés dans le spectre de fréquence disponible pour des communications en téléphonie cellulaire. Chaque signal codé est utilisé pour moduler une porteuse RF en utilisant une technique quelconque parmi un certain nombre de techniques de modulation, comme la modulation QPSK. Dans un système téléphonique cellulaire, chaque porteuse modulée est transmise sur une interface hertzienne. Dans un radiorécepteur, comme dans une station de base de système cellulaire, tous les signaux qui se chevauchent dans la largeur de bande de fréquence allouée sont reçus ensemble. Les signaux codés individuellement sont additionnés, comme représenté par les graphes de signaux (a) - (c) de la figure 5, pour former une forme d'onde de signal composite (graphe (c)). Après démodulation du signal reçu pour l'amener à la fréquence de bande de base appropriée, le décodage du signal composite a lieu. Le signal d'information 1 peut être décodé, ou subir une transformation inverse de l'étalement, en multipliant le signal composite reçu représenté en (c) sur la figure 5 par le code spécifique qui a été utilisé à l'origine pour moduler le signal 1 et qui est représenté par le graphe de signal (d). Le signal résultant est analysé pour déterminer la polarité (état haut ou bas, +1 ou -1, "1" ou "0") de chaque période de bit d'information du signal. Les détails de la manière selon laquelle le générateur de code du récepteur est synchronisé avec le code émis sont connus dans la techni- que. Ces décisions peuvent être prises en calculant une moyenne ou en prenant une décision majoritaire sur les polarités des bribes pendant chaque période de bit. De tels processus de prise de décision "ferme" sont accepta- bles aussi longtemps qu'il n'y a pas d'ambiguïté de signal. Par exemple, pendant la première période de bit dans le graphe de signal (f), la valeur de bribe moyenne est +1,00 ce qui indique aisément une polarité de bit +1. De façon similaire, pendant la troisième période de bit, la valeur de bribe moyenne est +0,75, et la polarité de bit est également très probablement +1. Cependant, dans la seconde période de bit, la valeur de bribe moyenne est zéro, et le test de moyenne ou de décision majoritaire ne fournit pas une valeur de polarité acceptable. Dans de telles situations ambiguës, on doit utiliser un processus de prise de décision "condition- nelle" pour déterminer la polarité du bit. Par exemple, une tension analogique proportionnelle au signal reçu après suppression de l'étalement peut être intégrée sur le nombre de périodes de bribe qui correspond à un seul bit d'information. Le signe ou la polarité du résultat net de l'intégration indique que la valeur de bit est +1 ou -1. Le décodage du signal 2, similaire à celui du signal 1, est illustré par les graphes de signaux (a) - (d) de la figure 6. Cependant, après décodage, il n'y a pas de situations de polarité de bit ambiguë. Théoriquement, on peut utiliser cette technique de décodage pour décoder tout signal qui compose le signal composite. Dans le cas idéal, la contribution de signaux brouilleurs non désirés est minimisée lorsque les codes d'étalement numériques sont orthogonaux aux signaux non désirés. (Deux séquences binaires sont orthogonalessi elles diffèrent dans exactement une moitié de leurs posi- tions de bit.) Malheureusement, il n'existe qu'un certain nombre de codes orthogonaux pour une longueur de mot donnée. Un autre problème consiste en ce que l'orthogona- lité ne peut être maintenue que lorsque l'alignement temporel relatif entre deux signaux est maintenu de façon stricte. Dans des environnements de communication dans lesquels des postes de radio portables se déplacent constamment, comme dans des systèmes cellulaires, un alignement temporel précis est difficile à réaliser. Lors- que l'orthogonalité des codes ne peut pas être garantie, des signaux basés sur du bruit peuvent brouiller les séquences de bits réelles qui sont produites par diffé- rents générateurs de code, par exemple les téléphones mobiles. Cependant, l'énergie des signaux de bruit est habituellement faible en comparaison avec les énergies de signal codées à l'origine. Le "gain de traitement" est un paramètre de systèmes à spectre étalé, et pour un système à étalement direct il est défini comme le rapport entre la cadence de bits d'étalement ou de codage et la cadence de bits d'information sous-jacente, c'est-à-dire le nombre de bribes par bit ou symbole d'information. Par conséquent, le gain de traitement est fondamentalement le rapport d'étalement de largeur de bande, c'est-à- dire le rapport entre les largeurs de bande du code d'étalement et du signal d'information. Plus la cadence de bit de code est élevée, plus l'information est largement étalée et plus le rapport d'étalement est grand. Par exemple, une cadence d'information d'un kilobit par seconde utilisée pour moduler un signal de code d'un mégabit par seconde a un gain de traitement de 1000:1. Le gain de traitement repré- senté sur la figure 4, par exemple, est de 8:1, c'est-à- dire le rapport entre la cadence de bribe du code et la cadence de bit du train de données d'information. Des gains de traitement élevés réduisent le risque de décodage de signaux de bruit modulés en utili- sant des codes non corrélés. Par exemple, le gain de traitement est utilisé dans des contextes militaires pour mesurer l'atténuation de signaux brouilleurs hostiles. Dans d'autres environnements, comme dans des systèmes cellulaires, le gain de traitement contribue à atténuer d'autres signaux "amis" qui sont présents sur le même canal de communication mais qui utilisent des codes qui ne sont pas corrélés avec le code désiré. Dans le contexte de la technique de démodulation AMRC soustractive, le "bruit" englobe à la fois des signaux hostiles et amis, et on peut le définir comme tous les signaux autres que le signal auquel on s'intéresse, c'est-à-dire le signal à décoder. En développant l'exemple décrit ci-dessus, on note que si un rapport signal à brouilleur de 10:1 est exigé et si le gain de traitement est de 1000:1, des systèmes AMRC classiques ont la capacité d'autoriser jusqu'à 101 signaux d'énergie égale à partager le même canal. Pendant le décodage, 100 des 101 signaux sont atténués jusqu'à la fraction 1/1000 de leur puissance de brouillage d'origine. L'énergie de brouillage totale est donc de 100/1000, ou 1/10, en comparaison avec l'énergie d'information désirée égale à l'unité. Avec l'énergie du signal d'information dix fois supérieure à l'énergie de brouillage, le signal d'information peut être corrélé de manière exacte. Conjointement au rapport signal à brouilleur exigé, le gain de traitement détermine le nombre de signaux en chevauchement qui sont autorisés dans le même canal. On peut reconnaître le fait que ceci est toujours la façon classique d'envisager les limites de capacité de systèmes AMRC, en lisant par exemple l'article précité de Gilhousen et al. Par opposition à la technique AMRC classique, un aspect important de la technique de démodulation AMRC soustractive consiste dans la reconnaissance du fait que l'atténuation de signaux AMRC amis n'est pas limitée par le gain de traitement du démodulateur à spectre étalé, comme c'est le cas avec l'atténuation de signaux brouil- leurs de type militaire. Un pourcentage élevé des autres signaux qui sont inclus dans un signal composite reçu ne sont pas des signaux brouilleurs hostiles inconnus ou du bruit de l'environnement que l'on ne peut pas corréler. A la place, la majeure partie du bruit, conformément à la définition ci-dessus, est connue et est utilisée pour faciliter le décodage du signal intéressant. Le fait que les caractéristiques de la majeure partie de ces signaux de bruit soient connues, cette connaissance portant égale- mnient sur leurs codes d'étalement correspondants, est utilisé dans la technique de démodulation AMRC soustrac- tive pour améliorer la capacité du système et la précision du processus de décodage de signal. Au lieu de décoder simplement chaque signal d'information à partir du signal composite, la technique de démodulation AMRC soustractive retire également chaque signal d'information du signal composite après qu'il a été détecté. Les signaux qui restent sont décodés seulement à partir du résidu du signal composite. Par conséquent, les signaux déjà décodés ne perturbent pas le décodage des signaux restants. Par exemple, sur la figure 7, si le signal 2 a déjà été décodé, comme représenté par le graphe de signal (a), la forme codée du signal 2 peut être reconstruite comme représenté par les graphes de signaux (b) et (c) (avec le début de la première période de bit du train de données reconstruit pour le signal 2 aligné avec le début de la quatrième bribe du code pour le signal 2, comme représenté dans les graphes de signaux (d) et (e) de la figure 4), et soustraite du signal composite du graphe de signal (d) (à nouveau avec la première bribe du signal codé reconstruit 2 alignée avec la quatrième bribe du signal composite reçu), pour laisser le signal codé 1 du graphe de signal (e). On vérifie aisément ceci en compa- rant le graphe de signal (e) de la figure 7 avec le graphe de signal (c) de la figure 4 (tronqué par l'enlèvement des trois premières bribes et de la toute dernière). Le signal 1 est aisément recapturé en multipliant le signal codé 1 avec le code 1 pour reconstruire le signal 1. On note que du fait que les périodes de bit de trains de données pour les signaux 1 et 2 sont mutuellement décalées de 2 bribes, il y a seulement six bribes +1 dans la première période de bit du signal 1 recapturé qui est représenté par le graphe de signal (f) de la figure 7. Il est important de noter qu'alors que le procédé de décodage AMRC classique était incapable de déterminer si la polarité du bit d'informa- tion dans la seconde période de bit du signal 1 était un +1 ou un -1 dans le graphe de signal (f) de la figure 5, le procédé de décodage de la technique de démodulation AMRC soustractive lève effectivement cette ambiguité simplement en retirant le signal 2 du signal composite. On va maintenant décrire un système AMRC général en relation avec les figures 8a, 8b. Dans l'émetteur qui est représenté sur la figure 8(a), une source d'informa- tion telle que de la parole est convertie d'un format analogique en un format numérique dans un codeur de source classique. Le train de bits numérique que génère le codeur de source d'émetteur 20 peut en outre être traité dans un codeur de correction d'erreurs d'émetteur 22, qui ajoute une redondance qui augmente la largeur de bande ou la cadence de bits de l'émission. En réponse à un signal de sélection de code d'étalement provenant de moyens de commande appropriés, tels qu'un microprocesseur program- mable (non représenté), un code d'étalement particulier est généré par un générateur de code d'étalement d'émis- sion 24, qui peut être un générateur de nombres pseudo- aléatoires. Le code d'étalement sélectionné est sommé dans un additionneur modulo 2, 26, avec le signal d'information codé qui provient du codeur de correction d'erreurs 22. On notera que l'addition modulo 2 de deux séquences binaires est fondamentalement une opération OU-EXCLUSIF en logique binaire. La sommation modulo 2 "étale" effectivement chaque bit d'information du codeur 22 en un ensemble de "bribes". Le signal codé qui est émis par l'additionneur 26 est utilisé pour moduler une porteuse RF en utilisant une technique de modulation telle que la modulation QPSK, dans un modulateur 28. La porteuse modulée est émise sur une interface hertzienne au moyen d'un radioémetteur 30 classique. Un ensemble de signaux codés se chevauchant dans la bande de fréquence allouée sont reçus conjointe- ment sous la forme d'une onde de signal composite dans un radiorécepteur 32, tel qu'une station de base de radio- téléphone cellulaire, qui est représenté sur la figure 8(b). Après démodulation dans un démodulateur 34 pour le passage en bande de base, le signal composite est décodé. Un signal d'information individuel est décodé ou "désétalé" en multipliant le signal composite par le code d'étalement spécifique correspondant qui est produit par un générateur de code d'étalement de récepteur 36. Ce code spécifique correspond au code d'étalement qui a été utili- sé à l'origine pour étaler ce signal d'information dans le générateur de code d'étalement d'émission 24. Le code d'étalement et le signal démodulé sont combinés par un multiplieur 38. Du fait que plusieurs bribes reçues repré- sentent un seul bit d'information émise, le signal de sortie du multiplieur 38 peut être intégré successivement sur un nombre de bribes particulier, pour obtenir les valeurs réelles des bits d'information. Comme décrit ci- dessus, ces décisions concernant les valeurs de bits peuvent être prises sur la base d'une moyenne ou d'une décision majoritaire concernant les polarités des bribes pendant chaque période de bit. Dans tous les cas, les signaux de sortie du multiplieur 38 sont finalement appli- qués à un décodeur de correction d'erreurs de récepteur 40 qui inverse le processus appliqué par le codeur de correc- tion d'erreurs d'émetteur 22, et l'information numérique résultante est convertie en format analogique (par exemple de la parole) par un décodeur de source 42. Comme décrit ci-dessus, on peut théoriquement utiliser cette technique de décodage pour décoder tout signal dans le signal composite. De façon idéale, la contribution de signaux brouilleurs non désirés est minimisée lorsque les codes d'étalement numériques sont orthogonaux à ces signaux non désirés et lorsque l'aligne- ment temporel entre les signaux est maintenu de façon stricte. Malheureusement, il n'existe qu'un certain nombre de codes orthogonaux pour une longueur de mot finie, et dans des environnements de communication dans lesquels des postes de radio portables se déplacent constamment, comme dans des systèmes cellulaires, l'aligement temporel est difficile à réaliser. Dans un système de communication AMRC préféré, le codage de correction d'erreurs est basé sur le codage par blocs orthogonal ou bi- orthogonal de l'information à émettre. Dans le codage par blocs orthogonal, un nombre de bits M à émettre sont convertis en l'un de 2 mots de code orthogonaux à 2M bits. Le décodage d'un mot de code orthogonal fait intervenir la corrélation avec tous les membres de l'ensemble de N = 2M mots de code. L'index binaire du mot de code donnant la corrélation la plus élevée fournit l'information désirée. Par exemple, si une corrélation de seize mots de code à 16 bits numérotés 0- 15 produit la corrélation la plus élevée sur le dixième mot de code à 16 bits, le signal d'information sous-jacent est le mot de code binaire à 4 bits 1010 (qui est l'entier 10 en notation décimale, et donc l'index de 10). Un tel code est également appelé code en blocs orthogonal [16,43 et il a un rapport d'étalement R = 16/4 = 4. En inversant tous les bits des mots de code, on peut acheminer un bit d'information supplémentaire par mot de code. Ce type de codage est connu sous l'appellation de codage par blocs bi-orthogonal. Une caractéristique importante d'un tel codage consiste en ce que la corrélation simultanée avec tous les mots de code en blocs orthogonaux dans un ensemble peut être effectué efficacement au moyen d'un dispositif de Transformation de Walsh Rapide (ou FWT pour "Fast Walsh Transform"). A titre d'exemple, dans le cas d'un code en blocs [128, 7], 128 échantillons de signal d'entrée sont transformés en un spectre de Walsh à 126 points dans lequel chaque point du spectre représente la valeur de la corrélation des échantillons de signal d'entrée avec l'un des mots de code dans l'ensemble. On peut aisément donner à un processeur de signal numérique programmable une configuration lui permettant de calculer des transformées de Walsh, bien que l'utilisation de la FWT soit habituel- lement plus efficace. Un processeur de FWT approprié est décrit dans la demande de brevet des E.U.A. n 07/735805, déposée le 25 juillet 1991 et cédée à la demanderesse, qui est expressément incorporée ici par référence. Dans un mode de réalisation préféré de la présente invention, des signaux de communication sont tout d'abord codés en multiplets de 7 bits qui sont ensuite codés à nouveau en utilisant un code en blocs de Walsh- Hadamard orthogonal [128,73, dans le but de produire des mots de code à 128 bits. Les mots de code pour chaque signal particulier sont embrouillés par addition modulo 2 d'un masque d'embrouillage qui est spécifique de chaque signal. Les mots de code embrouillés sont ensuite émis en série par bit, par des opérations de filtrage et de modulation. Un système préféré est décrit dans la demande de brevet des E.U.A. n 07/866865 déposée le 10 avril 1992, intitulée "Multiple Access Coding for Mobile Radio Communications", cédée à la demanderesse, qui est expres- sément incorporée ici par référence. Le filtrage et la conversion en formes d'onde de modulation I et Q sont de préférence effectués dans le premier processeur de signal numérique 110 pour tous les signaux, en utilisant le même canal de fréquence. Les formes d'onde I et Q sont ensuite additionnées ensemble avec un facteur de pondération qui dépend du niveau de signal relatif avec lequel chaque signal doit être émis, du fait qu'il est logique et avantageux d'émettre avec un niveau de signal plus élevé vers des stations mobiles plus éloignées, à la limite de portée, tout en émettant avec un plus faible niveau de signal vers des stations mobiles plus proches de la station de base. Les formes d'onde I et Q sommées sont ensuite soumises à l'action des facteurs de correction décrits ci- dessus, avant d'être émises par le premier processeur de signal numérique vers des convertis- seurs N/A 112, 113, pour une modulation en quadrature ultérieure par le modulateur en quadrature 114. Les valeurs I et Q non corrigées sont également émises par le premier processeur de signal numérique 110 vers le second processeur de signal numérique 125, pour la comparaison avec les valeurs mesurées qui sont déterminées par le récepteur d'évaluation de modulation. Dans cette forme de réalisation préférée, des récepteurs pour le signal AMRC composite qui est rayonné par une station de base utilisent la technique AMRC sous- tractive décrite ci-dessus et dans le brevet et la demande de brevet des E.U.A. précités. Chaque station mobile décode le signal ayant le niveau le plus élevé parmi les signaux codés de manière orthogonale, premièrement en effectuant un désembrouillage avec le masque d'embrouil- lage du signal de niveau le plus élevé, puis en effectuant une FWT à 128 points, et en déterminant la composante la plus élevée parmi les 128 composantes de transformée, pour détecter le mot de code qui a été le plus probablement émis. Le mot de code détecté est ensuite soustrait du signal composite, par exemple en fixant à zéro la compo- sante de transformée la plus élevée, après quoi une Transformation de Walsh Rapide Inverse (ou IFWT) à 128 points est effectuée, et enfin le code d'embrouillage est réappliqué. Le processus est répété successivement sur le signal composite résiduel en utilisant le code de désem- brouillage qui correspondau signal de niveau immédiatement inférieur, et ainsi de suite jusqu'à ce que la station mobile ait décodé le signal qui lui est destiné. De cette manière, les signaux de niveau plus élevé ne gênent pas le décodage des signaux plus faibles qu'ils recouvrent. Lorsqu'un signal est soustrait, une forme d'onde correspondant théoriquement à une modulation parfaite est soustraite, ce qui laisse sous la forme d'un résidu des imperfections quelconques qui existent dans le processus de modulation. Conformément à ce mode de réalisation préféré de la présente invention, on utilise un récepteur AMRC soustractif pour le récepteur d'évaluation de modula- tion, pour corriger des imperfections de modulation de l'émetteur. En outre, les facteurs de correction peuvent être directement identifiés à certaines composantes de transformée qui sont produites par la Transformation de Walsh Rapide. La modulation employée pour émettre en série par bit les mots de code de Walsh Hadamard embrouillés à 128 bits, est de préférence la Modulation d'Amplitude en Quadrature avec Décalage et Mise en Forme (ou SOQAM pour "Shaped Offset Quadrature Amplitude Modulation"), qui est liée à la modulation OQPSK par le fait que des bits pairs sont appliqués à la phase I et des bits impairs sont appliqués à la phase Q, en alternance. Les points d'échan- tillonnage pour la modulation SOQAM sont indiqués dans les formes d'onde I et Q qui sont représentées sur la figure 9. Les points d'échantillonnage désirés représentés sur la figure 9 sont utilisés d'une manière classique pour déter- miner les caractéristiques des signaux d'horloge f5, f6 qui sont produits par le générateur de synchronisation et de fréquence de référence 121. La modulation OQPSK est décrite davantage dans la publication précitée de S. Gronemeyer et al. Dans le récepteur, des échantillons de signal doivent en principe être prélevés alternativement dans les canaux I et Q pour obtenir des blocs de 128 échantillons (représentant l'un des 128 mots de code en blocs de Walsh- Hadamard à 128 bits) sur lesquels la FWT est accomplie. Néanmoins, en appliquant une pré-rotation de la phase du signal reçu, d'une valeur progressive de 90 par période de bit, les phases des bits pairs tournent de 0 ou 180 , ce qui laisse les bits pairs dans le canal I, mais avec la moitié des bits pairs inversés, et les phases des bits impairs tournent de 90 ou 270 , ce qui fait tourner les bits impairs du canal Q vers le canal I. Après une telle pré-rotation, les 128 échantillons pour la FWT peuvent tous être collectés dans le même canal (dans cet exemple, le canal I). L'effet de la pré-rotation est de changer les signes des échantillons conformément à la configuration +±-+±-+±-..., qui est le mot de code de base de Walsh- Hadamard W2. Par conséquent, le mot de code détecté sera décalé par une addition modulo 2 bit par bit d'une valeur de deux, par rapport au mot de code émis, du fait des propriétés mathématiques de mots de code de Walsh- Hadamard. La correction du mot de code détecté, par sous- traction modulo 2, bit par bit, du décalage de deux, est une chose simple. Par exemple, si le bloc de données décimal 73 (nombre binaire 01001001)est émis par l'émis- sion du mot de code de Walsh-Hadamard à 128 bits W73, le bloc de données 75 (nombre binaire 01001011) sera détecté à cause de l'effet de prérotation. L'addition modulo 2, bit par bit, du nombre binaire 00000010 corrige le bit de données inversé. Une fuite de porteuse ou des décalages I et Q dans le modulateur en quadrature apparaîtraient dans le signal émis sous la forme d'une composante de porteuse constante qui correspond au mot de code de Walsh-Hadamard désembrouillé W0, mais du fait de la pré-rotation, cette composante de fuite de porteuse est convertie de façon à correspondre à un mot de code de Walsh-Hadamard désem- brouillé W2. Par conséquent, on peut détecter une fuite ou des décalages de ce type en désembrouillant le signal composite avec un code d'embrouillage nul, en effectuant une FWT, et en identifiant la composante de transformée 2 comme étant le déséquilibre du modulateur. Cette compo- sante de transformée, qui peut être complexe, contient la phase arbitraire qui est introduite par la voie de trans- mission, que l'on peut éliminer en la comparant à la phase connue de l'un des signaux émis. Dans un système préféré, le signal ayant le niveau le plus élevé parmi les signaux en chevauchement est utilisé à titre de canal de diffusion (d'appel) commu- niquant avec toutes les stations mobiles, et le signal ayant le niveau le plus élevé parmi les signaux en chevau- chement est également utilisé à titre de signal pilote ou de référence de phase auquel on peut rapporter la phase des autres signaux et la mesure de déséquilibre mentionnée ci-dessus. Plus précisément, si la valeur complexe de la composante de transformée détectée qui est la plus élevée, au moment du décodage du signal de niveaul le plus élevé, est S1, et si la mesure de la composante de transformée W2 représentant le déséquilibre du modulateur donne le nombre complexe K, alors les composantes de fuite I et Q. soit respectivement Ki et Kq, qui sont retournées à titre de facteurs de correction vers le premier processeur de signal numérique 110, sont données par: * Ki+iKq = S1K = (Re(S1)-iIm(S1))(Re(K)+iIm(K)) Dans le cas d'erreurs d'amplification relative dans les canaux I et Q, si le modulateur du canal I produit un signal de niveau plus élevé que le modulateur du canal Q. alors des échantillons de signal alternés qui sont à l'origine dans le canal Q auront une plus faible amplitude que les échantillons de signal intercalés prove- nant du canal I. Ceci équivaut à l'addition d'une petite fraction d'un mot de code parasite qui diffère du mot de code correct par le fait que ses bits Q sont inversés, ce qui produit un faible degré d'addition destructive avec les bits Q et un faible degré d'addition constructive avec les bits I. Ce mot de code parasite est donc le mot de code émis, modifié par la configuration de signe ±±±±±±..., qui est le mot de code de base de Walsh-Hadamard W1. Par conséquent, le mot de code parasite sera décalé par une addition modulo 2, bit par bit, de la valeur un par rapport au mot de code émis, ici encore du fait des propriétés mathématiques de mots de code de Walsh-Hadamard. Il en résulte qu'en déterminant la compo- sante de la transformée de Walsh- Hadamard qui est décalée d'une position par rapport au mot de code émis, on peut identifier et corriger une erreur d'amplification entre les canaux I et Q. On notera que cette petite composante parasite peut très bien être masquée par des composantes parasites qui résultent d'autres signaux, mais si ces derniers sont décodés et soustraits en premier, on peut détecter plus aisément la petite composante d'erreur. En outre, des évaluations séparées de la valeur de la composante repré- sentant l'erreur d'amplification relative entre les canaux I et Q peuvent être faites en relation avec le mot de code décodé principal, après le décodage de chacun des signaux en chevauchement. On peut ensuite calculer la moyenne de ces valeurs sur tous les mots de code qui sont décodés à partir d'un bloc de 128 échantillons de signal, et on peut également en faire la moyenne sur un grand nombre de blocs de signal, dans le but d'éliminer par le calcul de moyenne les sources précitées d'erreur parasite qui masqueraient par ailleurs la petite composante représentant l'erreur d'amplification relative des canaux I et Q. La composante de la moyenne qui est en phase avec le mot de code émis qui est détecté représente le facteur d'erreur d'amplification A, tandis que la compo- * sante qui est quadrature avec des mots de code détectés représente le facteur de correction T pour des erreurs dans le réseau de séparation de phase de 90 103, dans le modulateur en quadrature. Par conséquent, en utilisant intelligemment l'information qui est fournie par le décodeur de signal de transformée de Walsh, on peut déterminer toutes les erreurs dans le modulateurs en quadrature, et on peut transmettre des facteurs de correc- tion appropriés au premier processeur de signal numérique effectuant la modulation, pour que le premier proces- seur de signal numérique accomplisse les actions correc- trices décrites ci-dessus. De cette manière, il est possi- ble de faire en sorte que la modulation composite qui est produite par la station de base se conforme exactement à la forme théorique désirée. Il va de soi que de nombreuses modifications peuvent être apportées au dispositif et au procédé décrits et représentés, sans sortir du cadre de l'invention. REVENDICATIONS 1. Modulateur auto-ajustable pour l'émission d'un signal modulé de façon précise, caractérisé en ce qu'il comprend: des premiers moyens de traitement de signal numérique (110) pour générer de façon numérique des échantillons de formes d'onde de modulation en phase et en quadrature, et pour appliquer des facteurs de correction aux échantillons de formes d'onde de modulation en phase et en quadrature qui sont générées de façon numérique; un modulateur en quadrature (114) pour appliquer une forme d'onde de modulation en phase, correspondant aux échantil- lons de formes d'onde de modulation en phase qui sont générés de façon numérique, sur une onde porteuse prati- quement en cosinus, et pour appliquer une forme d'onde de modulation en quadrature, correspondant aux échantillons de forme d'onde de modulation en quadrature qui sont générés de façon numérique, sur une onde porteuse pratiquement en sinus; des moyens émetteurs (115, 116, 117) pour effectuer une conversion de fréquence ascendante et pour amplifier un signal de sortie du modulateur en quadrature (114) pour lui donner une fréquence d'émission et un niveau de puissance prédéterminés; des moyens de réception d'évaluation de modulation (118, 119, 122, 123, 124), couplés aux moyens émetteurs pour collecter et numériser des échantillons du signal de sortie du modula- teur en quadrature (114) qui a fait l'objet d'une conver- sion de fréquence ascendante et d'une amplification; et des seconds moyens de traitement de signal numérique (125), en communication avec les premiers moyens de traitement de signal numérique (110) et avec les moyens de réception d'évaluation de modulation (118, 119, 122, 123, 124), pour déterminer les facteurs de correction sur la base des échantillons numérisés provenant des moyens de réception d'évaluation de modulation, et des échantil- lons de formes d'onde de modulation en phase et en quadrature non corrigés, provenant des premiers moyens de traitement de signal numérique (110), et pour communiquer les facteurs de correction aux premiers moyens de traite- ment de signal numérique (110). 2. Modulateur auto-ajustable de la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend en outre au moins un convertisseur numérique-analogique (112, 113) pour conver- tir les échantillons de formes d'onde en phase et en quadrature générés de façon numérique, de façon à donner les formes d'onde de modulation en phase et en quadrature que le modulateur en quadrature (114) applique aux ondes porteuses. 3. Modulateur auto-ajustable de la revendication 1, caractérisé en ce que le convertisseur numérique- analogique (112, 113) utilise une modulation delta-sigma assez fortement suréchantillonnée. 4. Modulateur auto-ajustable selon la revendica- tion 1, caractérisé en ce que les échantillons numérisés qui sont fournis par les moyens de réception d'évaluation de modulation (118, 119, 122, 123, 124) comprennent des échantillons qui sont alternativement dans des formats polaire et log-polaire. 5. Modulateur auto-ajustable selon la revendica- tion 4, caractérisé en ce que les seconds moyens de traitement de signal numérique (125) convertissent les échantillons numérisés en format cartésien. 6. Modulateur auto-ajustable selon la revendica- tion 1, caractérisé en ce que les formes d'onde de modula- tion en phase et en quadrature constituent un signal codé à spectre étalé. 7. Modulateur auto-ajustable selon la revendica- tion 6, caractérisé en ce que le signal codé à spectre étalé consiste en une somme d'un ensemble de signaux codés à spectre étalé. 8. Modulateur auto-ajustable selon la revendica- tion 7, caractérisé en ce que les seconds moyens de traitement de signal numérique (125) comprennent des moyens pour effectuer une transformation de Walsh dans la détermination des facteurs de correction. 9. Modulateur auto-ajustable selon la revendica- tion 7, caractérisé en ce que les signaux codés à spectre étalé comprennent un ensemble de mots de code de Walsh- Hadamard [128,7]. 10. Modulateur auto-ajustable selon la revendica- tion 7, caractérisé en ce que les signaux codés à spectre étalé comprennent un ensemble de mots de code de Walsh- Hadamard [128,8]. 11. Modulateur auto-ajustable selon la revendica- tion 1, caractérisé en ce que les seconds moyens de traitement de signal numérique (125) comprennent des moyens pour effectuer une transformation de Walsh dans la détermination des facteurs de correction. 12. Modulateur auto-ajustable selon la revendica- tion 1, caractérisé en ce que le signal modulé de façon précise est constitué par l'un des signaux suivants: un signal à Modulation par Saut de Phase en Quadrature, un signal à Modulation par Saut de Phase en Quadrature avec Décalage, un signal à Modulation par Saut de Phase en Quadrature avec Décalage et Mise en Forme, un signal à Modulation d'Amplitude en Quadrature, un signal à Modula- tion d'Amplitude en Quadrature avec Décalage, et un signal à Modulation d'Amplitude en Quadrature avec Décalage et Mise en Forme. 13. Procédé de modulation auto-ajustable pour émettre un signal modulé de façon précise, caractérisé en ce qu'il comprend les étapes suivantes: (a) on génère de façon numérique des échantillons de formes d'onde de modulation en phase et en quadrature non corrigés; (b) on applique un ensemble de facteurs de correction prédéter- minés aux échantillons de formes d'onde de modulation en phase et en quadrature non corrigés, pour produire des échantillons de modulation en phase et en quadrature corrigés; (c) on forme une forme d'onde de modulation en phase corrigée correspondant aux échantillons de modula- tion en phase corrigés et on module une onde porteuse pratiquement en cosinus avec la forme d'onde de modulation en phase corrigée, on forme une forme d'onde de modulation en quadrature corrigée correspondant aux échantillons de modulation en quadrature corrigés et on module une onde porteuse pratiquement en sinus avec la forme d'onde de modulation en quadrature corrigée, et on forme un signal de sortie modulé en faisant la somme des ondes porteuses en cosinus et en sinus modulées; (d) on effectue une conversion de fréquence ascendante et une amplification du signal de sortie modulé, pour lui donner une fréquence d'émission et un niveau de puissance désirés sélectionnés; (e) on collecte des échantillons numériques du signal de sortie modulé qui a subi une conversion de fréquence ascendante et une amplification; (f) on traite les échan- tillons numériques avec les échantillons de formes d'onde en phase et en quadrature non corrigés, pour produire un ensemble actualisé de facteurs de correction; et (g) on répète successivement les étapes (a), (b), (c), et (d) précédentes. 14. Procédé selon la revendication 13, caracté- risé en ce qu'il comprend en outre l'étape qui consiste à convertir sous une forme analogique, avant l'étape (b), les échantillons de formes d'onde en phase et en quadra- ture qui sont générés de façon numérique. 15. Procédé selon la revendication 14, caracté- risé en ce que l'étape de conversion comprend la mise en oeuvre d'une modulation delta-sigma assez fortement suréchantillonnée. 16. Procédé selon la revendication 13, caracté- risé en ce que les échantillons numérisés comprennent, en alternance, des représentations polaire et log-polaire. 17. Procédé selon la revendication 16, caracté- risé en ce que l'étape (d) comprend l'étape qui consiste à convertir en une représentation cartésienne les représen- tations alternativement polaire et log-polaire. 18. Procédé selon la revendication 13, caracté- risé en ce que le signal modulé de façon précise consiste en un signal codé à spectre étalé. 19. Procédé selon la revendication 18, caracté- risé en ce que l'étape (e) comprend l'étape qui consiste à effectuer une transformation de Walsh sur les échantillons numérisés pour déterminer les facteurs de correction précités. 20. Procédé selon la revendication 18, caracté- risé en ce que le signal codé à spectre étalé comprend un ensemble de mots de code de Walsh-Hadamard [128,71. 21. Procédé selon la revendication 18, caracté- risé en ce que le signal codé à spectre étalé comprend un ensemble de mots de code de Walsh-Hadamard [128,81. 22. Procédé selon la revendication 13, caracté- risé en ce que le signal modulé de façon précise est constitué par l'un des signaux suivants: un signal à Modulation par Saut de Phase en Quadrature, un signal à Modulation par Saut de Phase en Quadrature avec Décalage, un signal à Modulation par Saut de Phase en Quadrature avec Décalage et Mise en Forme, un signal à Modulation d'Amplitude en Quadrature, un signal à Modulation d'Ampli- tude en Quadrature avec Décalage, et un signal à Modula- tion d'Amplitude en Quadrature avec Décalage et Mise en Forme. 23. Procédé selon la revendication 13, caracté- risé en ce que l'étape (e) comprend l'étape qui consiste à effectuer une transformation de Walsh sur les échantillons numérisés pour déterminer les facteurs de correction.