Brevet FR2707441A1 — publié le 19950113

COMPOSANT POUR RéCEPTEUR OU POUR EME TTEUR-RECEPTEUR DIFFEEiENTIEL DE SIGNAUX A ETALEMENT DE SPECTRE PAR SEQUENCE DIRECTE E T EME TTEUR-RECEPTEUR CORRE SPONDANT DESCRIPTION Domaine technique La présente invention a pour objet un composant pour récepteur différentiel à étalement de spectre par séquence directe, un composant pour émetteur-récepteur différentiel à étalement de spectre par séquence directe et un émetteur-récepteur à étalement de spectre par séquence directe. Etat de la technique La technique de l'étalement de spectre est utilisée depuis de nombreuses années dans les radiocommunications militaires, essentiellement parce qu'elle permet d'établir des liaisons discrètes, d' interception difficile et résistantes aux brouillages. Deux techniques d'étalement sont utilisées de manière classique ltétalement de spectre par saut de fréquence et ltéta lement de spectre par séquence directe. L'étalement de spectre par saut de fréquence (appelé également "évasion de fréquence") est la technique employée pour les applications militaires. Elle consiste à changer la fréquence porteuse radio le plus souvent possible (jusqu'à plusieurs centaines de fois par seconde) selon une loi qui n'est connue que des récepteurs amis. Cette loi, qui est gérée par une ou plusieurs séquences pseudoaléatoires, constitue le code d'accès à la liaison. Cette technique nécessite l'emploi de synthétiseurs de fréquence agiles. Elle est donc onéreuse et il n'existe que peu d'applications dans le domaine civil. L'autre technique, à étalement de spectre par séquence directe (ou, en abrégé, ESSD ou "Direct Sequence Spread Spectrum" (DDSS) en terminologie anglo-saxonne) consiste à transformer le signal à émettre, dont la bande spectrale est Bs, en un signal ayant les propriétés d'un bruit blanc, dont la bande spectrale est beaucoup plus importante, soit BES. Cette opération d'étalement est réalisée en multipliant le message à transmettre par une séquence pseudoaléatoire formée de bits pouvant prendre les valeurs +1 ou -1. Si T est la période des éléments d'information à transmettre, et TC la durée d'un élément binaire de la séquence pseudoaléatoire (appelé également " chip " ) , on peut définir une grandeur fondamentale de la modulation à étalement du spectre, à savoir le gain de traitement N, par la relation N=(T/TC)=(BES/BS). Ce gain de traitement peut varier suivant les cas de 10 à plusieurs dizaines de milliers, les valeurs classiques en radiocommunications dépassant rarement 1000. Pour pouvoir retrouver l'information, le récepteur doit réaliser une opération de corrélation entre le message reçu et une séquence pseudoaléatoire identique à celle qui a été utilisée pour réaliser l'opération d'étalement. Le récepteur doit donc connaître cette séquence, laquelle constitue la clé d'accès au message émis. Deux messages indépendants peuvent etre transmis en utilisant la même bande de fréquence et deux séquences orthogonales, c'est-à-dire deux séquences ayant des coefficients dtintercorrélation faibles. Ces techniques de transmission sont décrites dans de nombreux ouvrages et articles. On peut citer, par exemple, l'ouvrage intitulé "Spread Spectrum Communicatuions" par Marvin K. SIMON et al., Computer Science Press, 1983, vol. I et les articles suivants - "Design and experimental results for a direct-sequence spread-spectrum radio using differential phase shift keying modulation for indoor wireless communications", par M. KAVEHRAD et al., publié dans TEEE Journal on SAC, vol. SAC 5, nO 5, Juin 1987, pp. 815-823, - "Performance of differentially coherent digital communications over frequency-selective fading channelsnl par F.D. GARBER et al., publié dans IEEE Trans on communications, vol. 36, n 1, janvier 1988, pp. 21-31, - "Direct-sequence spread spectrum wnth DPSK modulation and diversity for indoor wireless communications", par M.K. KAVEHRAD et al., publié dans IEEE Trans on communications, vol. COM-35, nO 2, février 1987, pp. 224-236. On peut citer également le brevet américain US-A-4,672,658. Un récepteur de signaux à étalement de spectre par séquence directe doit comprendre un corrélateur, qui délivre sur sa sortie un signal S1 résultat de la corrélation entre le signal reçu et la séquence d'étalement utilisée à l'émission et une ligne à retard qui délivre un signal 52 identique à S1 mais décalé d'une durée égale à la période T des éléments d'information à transmettre. La modulation utilisée étant généralement une modulation différentielle de phase, l'information est portée par la différence de phase entre les signaux S1 et S2. L'extraction de cette information s'effectue à l'aide d'un multiplieur. Si le signal en sortie de ce circuit est positif, S1 et S2 sont en phase. S'il est négatif, ils sont en opposition de phase. Le corrélateur et la ligne à retard peuvent être réalisés chacun sous forme de dispositifs à ondes acoustiques de surface (SAW en abrégé pour "Surface Acoustic Waves"). C'est ce qui est décrit par exemple dans l'article de Mohsen K~VEHRAD et al. cité plus haut, (figure 4, page 817). Le corrélateur est en réalité un filtre adapté. I1 est réalisé en dispositif à ondes acoustiques de surface et est suivi d'un amplificateur dont la sortie est divisée en deux voies, l'une reliée à une ligne à retard réalisée en dispositif à ondes acoustiques de surface et l'autre, directement reliée à un multiplieur, qui reçoit par ailleurs le signal retardé. De nombreux articles ont décrit des dispositifs à ondes acoustiques de surface, et notamment l'article intitulé "Practical Surface Acoustic Wave Devices publié par Melvin G. HOLLAND et al., dans Proceedings of the IEEE, vol. 62, nO 5, Mai 1974, pp. 582-611. L'application aux communications à étalement de spectre est plus spécialement décrite dans l'article intitulé "Application of acoustic surface-wave technology to spread spectrum communications", publié par D.T. BELL et al., dans IEEE Trans on MTT, vol. MTT 21, nO 4, avril 1973, pp. 263-271. Le filtre adapté ou corrélateur, qui réalise l'opération de corrélation, est composé, comme tout filtre à ondes acoustiques de surface, de deux transducteurs d'ondes de surface déposés sur un matériau piézoélectrique qui, dans le cas de signaux modulés en phase, est généralement du quartz pour des raisons de stabilité en température des caractéristiques du composant (fréquence centrale notamment). I1 est bien connu que la réponse impulsionnelle dTun tel dispositif est le produit de convolution des réponses impulsionnelles des deux transducteurs ; elle doit être égale, idéalement, à la renversée dans le temps du signal auquel le filtre doit etre adapté. Les transducteurs sont du type "peignes interdigités" dont les électrodes (ou doigts) peuvent avoir des longueurs constantes ou variables en fonction de leur position. Ils sont réalisés par dépôt d' aluminium (épaisseur de quelques centaines à quelques milliers d'Angströms) sur le substrat utilisé. De tels composants sont décrits et proposés dans les catalogues de plusieurs fournisseurs de composants à ondes de surface. On peut ajouter que, dans le cas des filtres adaptés à des signaux codés en phase, comme c'est le cas pour le système récepteur décrit, les bandes passantes relatives requises sont généralement trop larges pour permettre l'emploi d'autres types de transducteurs que ceux connus classiquement et qui sont bidirectionnels. Les ondes acoustiques de surface autres que celles qui se propagent entre les deux transducteurs sont atténuées en déposant sur les zones situées entre chaque transducteur et le bord du substrat qui lui est le plus proche, un matériau approprié (généralement une colle). On évite ainsi des signaux d'amplitude et de phase non maîtrisés dus aux réflexions sur les bords du substrat. Le document EP-A-0 409 538 décrit un composant qui remplit à la fois la fonction de corrélation et celle de retard. Ce composant est illustré sur la figure 1 annexée. Il comprend un transducteur d'entrée 10 et deux transducteurs de sortie 12 et 14, le tout déposé sur un même substrat 16. Les deux transducteurs de sortie sont identiques et disposés l'un derrière l'autre. Le composant possède donc une entrée e et deux sorties sl, s2. La fonction de transfert entre les deux sorties peut être assimilée à un retard pur. Si l'on appelle Ie(t), Is1(t) et Is2(t) les réponses impulsionnelles respectivement du transducteur d'entrée 10 et des deux transducteurs de sortie 12 et 14, dans la réalisation décrite dans ce document, on a Ie(t)=rectTc(t) 1s1 (t) = â (t) 1s2(t)=à+ (t-T)=1s1(t-T) où rectTc(t) est la fonction rectangle de largeur Tc (soit rectTc(t)=l si 0St La structure de la figure 1 présente au moins deux inconvénients a) Les deux transducteurs de sortie 12, 14 sont pla cés l'un derrière l'autre de sorte que l'espace- ment entre la fin du premier et le début du se cond est petit devant Tc.v, où v est la vitesse de propagation de l'onde acoustique de RAYLEIGH sur le substrat piézoélectrique (v=3150 m/s pour le quartz avec une coupe ST). Il existe donc, en tre ces deux transducteurs, une capacité parasite importante et, donc, un isolement électrique mé diocre. Or, il est fondamental, dans le cas d'une utilisation en étalement de spectre, d'avoir un bon isolement puisque l'information est véhiculée par la différence de phase entre les deux signaux de sortie. b) Les transducteurs 12 et 14 qui sont dupliqués sont des transducteurs les plus compliqués à réa liser. Le rendement de fabrication d'un tel composant s'en trouve réduit. Si l'on voulait les modifier ou les programmer, il faudrait dupliquer cette modification ou cette programmation, ce qui serait long et complexe. La présente invention a pour but de remédier à ces inconvénients. A cette fin, elle propose un composant qui remplit encoure, à lui seul, la double fonction de corrélation et de retard, mais qui ne contient plus qu'un seul transducteur adapté à la séquence pseudoaléatoire d'étalement au lieu de deux et pour lequel les deux transducteurs de sortie sont naturellement très espacés l'un de l'autre, ce qui réduit la capacité parasite entre eux. Ces résultats sont obtenus par un composant dans lequel c'est le transducteur d'entrée qui est adapté à la séquence d'étalement et non les deux transducteurs de sortie, lesquels peuvent être réalisés simplement sous la forme de peignes interdigités. Ce type de réalisation est universellement utilisé dans les filtres à ondes acoustiques de surface. Les deux transducteurs de sortie comportent un certain nombre d'électrodes, alternativement connectées à deux lignes d'alimentation électrique. Le signal de sortie est prélevé sur l'une des lignes, l'autre ligne étant connectée à la masse. Dans le cas général, si chaque transducteur de sortie possède N électrodes espacées de d, la longueur des transducteurs vaut L=d(N-1) Dans le cas de la réalisation du filtre adapté, cette longueur correspond à la durée d'un chip (élément binaire de la séquence pseudoaléatoire d'étalement) et l'on peut écrire, si v est encore la vitesse de propagation de l'onde acoustique de surface sur le substrat piézo-électrique L=v.Tc=d(N-l) pour Tc=20 ns ceci donne L=63 Am. Le transducteur d'entrée est composé, lui, de deux lignes ou électrodes reliées, par exemple, à entrée de signal et à la masse respectivement, et de groupes d'électrodes interdigitées connectés aux électrodes d'alimentation. Le nombre de ces groupes d'électrodes correspond au nombre de chips de la séquence pseudoaléatoire d'étalement. La distance séparant deux groupes consécutifs est égale à L, longueur que parcourt l'onde acoustique pendant la durée Tc. Ces groupes d'électrodes sont polarisés suivant la séquence d'étalement de spectre considérée. Ce filtre est réalisé par photolithographie à partir d'un masque à la séquence d'étalement utilisée. Les transducteurs de sortie se trouvent très éloignés l'un de l'autre et la capacité parasite intertransducteurs est très faible. Naturellement, dans le dispositif de l'art antérieur, on pourrait toujours décaler les transducteurs de sortie en les plaçant l'un au-dessus de l'autre, mais alors la surface du substrat s'en trouverait augmentée et le coût le serait également. Dans l'invention, la capacité parasite entre transducteurs est extremement faible et les performances globales du système de réception s'en trouvent améliorées, en particulier vis-à-vis de la résistance aux interférences radioélectriques et aux parasites. Dans l'invention, la séquence d'étalement, ou code, détermine la forme d'un seul transducteur, à savoir le transducteur d'entrée, au lieu de deux (les deux transducteurs de sortie). Ceci est extrêmement intéressant si l'on veut rendre le composant programmable, ctest-à-dire adaptable à différentes séquences d'étalement. Dans le cas de l'invention, il faudra programmer les groupes d'électrodes élémentaires du transducteur d'entrée alors que, dans l'art antérieur, il faudrait en programmer le double. On peut préciser quelque peu les distances séparant les différents composants. Si M est le nombre de chips de la séquence pseudoaléatoire et S la distance séparant le premier groupe du dernier, on peut écrire S=(M-l)L=(M-l)vTc. Sachant que la durée T du symbole (ou bit) transmis par le système à étalement du spectre est T=M.Tc il est également possible décrire T=M. (L/v) Les deux signaux de sortie S1(t) et S2(t) devant vérifier la relation S2(t)=Sl(t-T) la distance séparant les deux électrodes de sortie doit être telle que le temps mis par l'onde acoustique pour se propager de l'une à l'autre est égal à T. Cette distance vaut donc S+L puisque S+L=(M-1)L+L=ML=M.(T.v/M)=T.v. Les avantages du composant de l'invention par rapport à celui du document ES-A-0 409 538 apparaissent donc clairement la réalisation du masque de photo lithographie est plus simple puisque le dispositif ne comporte qu'un seul transducteur de forme complexe au lieu de deux. Le rejet de fabrication sera donc plus faible, les rendements meilleurs et le coût unitaire réduit les deux transducteurs de sortie sont automatiquement éloignés l'un de l'autre puisque la distance qui les sépare est égale à S. Le composant qui vient d'être décrit présente l'avantage supplémentaire de pouvoir être transformé très facilement en un composant émetteur. Il suffit, pour cela, d'ajouter un troisième transducteur de sortie identique aux deux premiers et couplé au transducteur d'entrée. En effet, la réponse impulsionnelle en bande de base de la voie constituée par le transducteur d'entrée et le premier transducteur de sortie est égale à la séquence pseudoaléatoire d'étalement utilisée à ltémission renversée dans le temps. Si a(t) est cette séquence pseudoaléatoire, on peut donc définir, pour le composant récepteur-émetteur, trois réponses impulsionnelles vues des trois sorties qu'il présente (deux pour la réception, soit S1, 2 une pour l'émission soit S3) : I1(t)=a(r-t) 12 (t) =11 (t-T) a (T+T-t) I3(t)=a(i+r') où T, T t sont des temps qui dépendent des positions relatives des transducteurs de sortie par rapport au transducteur d'entrée et T est la durée du symbole binaire d'information. Le troisième transducteur permet donc d'engendrer directement, au niveau de la fréquence intermédiaire, le signal à spectre étalé. Il suffit pour cela d'appliquer sur le transducteur d'entrée un signal électrique impulsionnel de durée très faible assimilable à une impulsion de DIRAC. Dans ce cas, la tension en sortie S3 du troisième transducteur vaudra S3(t)=I3(t)*6(t)=I3(t)=a(t+nT). La présente invention a donc également pour objet un composant pour émetteur-récepteur différentiel de signaux à étalement de spectre par séquence directe, ce composant étant caractérisé par le fait qu'il comprend - une voie de réception constituée par le composant qui vient d'être défini, - une voie d'émission constituée par le trans ducteur d'entrée du composant de réception et, en outre, par un troisième transducteur de sortie similaire aux deux autres. Ce nouveau composant permet de synthétiser des modulations plus efficaces que la simple modulation DPSK. Il est possible en effet d'envisager de produire (et donc de démoduler) des modulations de type MSK ou GMSK, spectralement plus efficaces que la modulation DSSK et ceci sans la moindre augmentation de complexité. La présente invention a également pour objet un émetteur-récepteur différentiel à étalement de spectre. Cet émetteur-récepteur est caractérisé par le fait qu'il comprend le composant émetteur-récepteur qui vient d'être défini, ce composant étant utilisé dans sa voie d'émission pour produire un signal à fréquence intermédiaire à étalement de spectre, ce composant étant par ailleurs utilisé dans sa voie de réception comme dispositif de traitement du signal à fréquence intermédiaire apte à effectuer une corrélation avec la séquence pseudoaléatoire utilisée à l'émission. Cet émetteur-récepteur est en outre caractérisé par le fait que les moyens de la voie d'émission pour transposer le signal à fréquence intermédiaire en signal de radiofréquence sont les mêmes que les moyens de la voie de réception pour transposer le signal de radio fréquence en signal de fréquence intermédiaire. Brève description des dessins - la figure I, déjà décrite, illustre un composant selon l'art antérieur, - la figure 2 montre un exemple de réalisation d'un composant pour récepteur selon trin vention, - la figure 3 montre un exemple de réalisation d'un composant pour émetteur-récepteur se lon l'invention, - la figure4 représente une partie d > un émet teur-récepteur à étalement de spectre uti lisant le composant de 11 invention. Exposé détaillé d'un mode de réalisation Le composant représenté sur la figure 2 comprend, sur un même substrat t8, un transducteur d'entrée TRE, et deux transducteurs de sortie, respectivement TRS1, TRS2. Le transducteur d'entrée comprend deux lignes ou électrodes 20, 21, la première reliée à une entrée de signal E, la seconde reliée à la masse. Les transducteurs de sortie TRS1, TRS2 comprennent eux aussi deux lignes ou électrodes, l'une reliée à une sortie de signal, respectivement S1 et S2, l'autre à la masse. Dans la variante illustrée, le transducteur dTen- trée est réalisé sous forme de peigne interdigité comprenant autant (M) de groupes d'électrodes G1, ..., GM qu'il y a d'éléments dans la séquence pseudoaléatoire. Sur la figure, on voit 5 groupes mais il faut comprendre que, dans la pratique, M est compris entre quelques dizaines et quelques centaines. Chaque groupe d'électrodes possède une longueur (L) correspondant à la durée d'un élément binaire de- la séquence pseudoaléatoire. La longueur (S+L) du transducteur d'entrée correspond à la durée (T) d'un symbole binaire dtinfor- mat ion. Quant aux transducteurs de sortie TRS1 et TRS2, ils sont réalisés sous forme de peigne interdigité avec une longueur L correspondant à la durée (Tc) d'un élément binaire de la séquence pseudoaléatoire. L'écart entre les deux transducteurs de sortie est égal à S+L. Le composant illustré sur la figure 3 diffère de celui de la figure 2 par la présence drun troisième transducteur de sortie, TRS3, placé sensiblement symétriquement de TRS1 par rapport à TRE. Ce troisième transducteur de sortie possède une électrode reliée à une sortie S3 et une autre électrode reliée à la masse. Il est identique dans sa structure aux deux autres transducteurs de sortie TRS1 et TRS2. L'ensemble TRE-TRS3 constitue une voie d'émission, alors que l'ensemble TRE-TRS1-TRS2 constitue une voie de réception. i La figure 4 illustre une partie d'un émetteur-récepteur conforme à l'invention. Ce circuit comprend un étage radiofréquence E (RF) , un étage à fréquence intermédiaire E(FI), et, entre les deux, des moyens de transposition de fréquence TF. Ce dispositif comprend six commutateurs, référencés de Il à 16, à deux positions E ou R. La position E correspond à un fonctionnement en émission et met en service des moyens constituant une "voie d'émission". La position R correspond à un fonctionnement en réception et met en service des moyens constituant une "voie de réception". L'émetteur-récepteur de la figure 4 comprend, d'une façon générale A) dans la voie d'émission - des moyens 130 avec une entrée d'horloge 132 et une entrée de données 134 ; ces moyens sont aptes à coder les données D en symbo les binaires ayant une certaine durée T ces symboles peuvent être des impulsions positives ou négatives, - un filtre ayant une réponse impulsionnelle qui est une séquence pseudoaléatoire de du rée égale à la durée T d'un symbole d'in formation binaire, ce filtre étant consti tué par la voie émission du composant 80, - des moyens pour transposer le signal à fré quence intermédiaire en un signal de radio fréquence, ces moyens comprenant un os cillateur local 110 et un mélangeur 112, - un amplificateur radiofréquence 1022, un filtre passe bande 104 et une antenne d'émission 100, B) dans la voie de réception - une antenne de réception qui est confondue avec l'antenne d'émission 100 et un ampli ficateur radiofréquence 1021, - des moyens pour transposer le signal de ra diofréquence en un signal de fréquence in termédiaire, ces moyens étant précisément les moyens 110, 112 de la voie d'émission pour transposer le signal à fréquence in termédiaire en signal de radio fréquence, - un dispositif de traitement des signaux de fréquence intermédiaire comprenant des moyens aptes à effectuer une corrélation entre le signal à fréquence intermédiaire et la séquence pseudoaléatoire utilisée à l'émissions ces moyens étant constitués par la voie réception du composant 80. Un circuit complet comprend encore des moyens de démodulation et de traitement du signal démodulé qui ne sont pas représentés sur la figure 4 car ils sont bien connus de l'homme du métier. Ces moyens restituent l'information D utilisée à l'émission. L'émetteur-récepteur différentiel de la figure 4 est caractérisé notamment par le fait qu'il comprend le composant émetteur-récepteur qui a été décrit plus haut à propos de la figure 3. Ce composant, référencé 80, est utilisé dans sa voie d'émission TRE-TRS3 pour produire le signal de fréquence intermédiaire à étalement de spectre et, dans sa voie de réception TRE, TRS2, TRS2, comme dispositif de traitement du signal à fréquence intermédiaire apte à effectuer une corrélation avec la séquence pseudoaléatoire utilisée à 1 émission. Un premier commutateur I1 est prévu pour relier l'antenne 100 soit à l'amplificateur de réception 1021, soit à l'amplificateur d'émission 1022. Un second commutateur I2 est également prévu pour relier, en synchronisme avec le premier, soit l'amplificateur de réception 1021, soit l'amplificateur d'émission 1022 aux moyens communs 110, 112 de transposition de signal. Par ailleurs, un filtre passe bande 104 peut être prévu juste après l'amplificateur 1022. Dans le mode de réalisation illustré, l'émet- teur-récepteur comprend en outre - un amplificateur à fréquence intermédiaire 114, - un filtre passe bande à fréquence intermé diaire 116, - un troisième commutateur I3 reliant l'entrée dudit amplificateur 114 soit aux moyens communs de transposition de fréquence 110, 112, soit à la voie d'émission TR3, F3 du composant 80, - un quatrième commutateur I4 pour relier en synchronisme avec le troisième commutateur I3, la sortie du filtre passe bande 116, soit à la voie de réception TR1, Fl, TR2, F2, soit aux moyens communs de transposi tion de fréquence 110, 112. Un circuit de contrôle automatique de gain 118 est également prévu pour régler le gain de l'amplificateur 114 à partir du signal reçu. La structure représentée sur la figure 4 fait apparaitre clairement l'utilisation de plusieurs sous-ensembles, aussi bien à l'émission qu'à la réception. Le passage du mode émission au mode réception se fait grâce aux commutateurs Il à I5. Ces commutateurs peuvent etre des interrupteurs à diode, de manière à ce que le passage d'un mode à l'autre se fasse rapidement. Sur le schéma de la figure 4, tous les interrupteurs sont en position réception (R). En mode émission, le gain de l'amplificateur 114 est fixe et préréglé à l'aide d'un potentiomètre 120. On peut envisager d'utiliser cette entrée de commande de gain de l'amplificateur 114 pour régler la puissance d'émission soit à l'aide de tensions calibrées, soit à 1' aide d'une boucle de contrôle automatique de gain dont la consigne d'entrée serait la puissance du signal émis par l'antenne. En mode réception, le signal fourni par l'antenne est amplifié par 1021 et filtré par 106 dont la bande est égale ou supérieure à Bes. En mode émission, le signal en sortie du mélangeur 112 est filtré par 106, amplifié par 1022 puis filtré de nouveau par 104 avant drêtre émis par l'antenne 100. Le filtre 104 est nécessaire pour éviter tout lobe secondaire qui pourrait être produit par les non linéarités dans l'amplifica- teur 1022. Le mélangeur 112 fonctionne en conversion vers le bas ("down-converter'r) en mode réception, c ctest-à-dire que le signal présent à l'entrée est mélangé avec le signal de lloscillateur local et que la fréquence du signal fourni en fréquence intermédiaire est la différence des fréquences entre la fréquence de l'oscilla- teur local et la radio fréquence, la fréquence intermédiaire étant inférieure à la fréquence de l'oscillateur local et à la radio fréquence, la fréquence FI étant inférieure aux fréquences OL et RF. Il fonctionne en conversion vers le haut (''up-converterl') en mode émission et le signal présent à l'entrée est mélangé avec le signal de l'oscillateur local pour produire le signal radio fréquence dont la fréquence est supérieure à la fréquence intermédiaire. L'étage en fréquence intermédiaire fonctionne de la manière suivante en mode réception. Le signal en fréquence intermédiaire en sortie de 112 est amplifié par 114 puis filtré par 116 dont la bande est supérieure à Bes, avant d'être injecté à l'entrée du composant 80 dont le fonctionnement détaillé a été décrit plus haut. Le circuit de contrôle de gain 118 ajuste automatiquement le gain 114 de manière à ce que la puissance du signal à fréquence intermédiaire à l'entrée réception du composant filtré soit constante. Le signal est appliqué à l'entrée E du transducteur TRE du composant 80. Les deux sorties S1 et S2 du composant sont identiques à un retard près, la valeur de ce retard étant T, durée du symbole bihaire transmis, comme déjà indiqué. Dans le mode émission, les commutateurs rl à 15 sont en position E. On utilise, pour produire le signal d'émission, la voie émission du composant c'est-à-dire le transducteur TRE et le troisième transducteur de sortie TRS3. REVENDICATIONS 1. Composant pour récepteur différentiel de signaux à étalement de spectre par séquence directe, ces signaux comprenant une suite de symboles binaires drink formation ayant une certaine durée (T), chaque symbole étant constitué-par une séquence pseudoaléatoire d'un certain nombre (M) d'éléments binaires ayant chacun une certaine durée (Tc), ce composant comprenant un dispositif à ondes acoustiques de surface avec un transducteur d'entrée (TRE) et deux transducteurs de sortie (TRS1, TRS2), la distance séparant l'un des transducteurs de sortie (TRS2)du transducteur d'entrée (TRE) étant plus grande que la distance séparant l'autre transducteur de sortie (TRS1) du transducteur d'entrée (TRE) d'une quantité correspondant à la durée (T) d'un symbole binaire d'information, ce composant étant caractérisé par le fait que seul le transducteur d'entrée (TRE) est adapté à la séquence pseudoaléatoire. 2. Composant selon la revendication 1, caractérisé par le fait que le transducteur d'entrée (TRE) est réalisé sous forme de peigne interdigité comprenant autant (M) de groupes électrodes (G1, ..., GM) qu'il y a d'éléments binaires (M) dans la séquence pseudoaléatoire, chaque groupe d'électrode (G1, ..., GM) ayant une longueur (L) correspondant à la durée (Tc) dlun élément binaire de la séquence pseudoaléatoire, la longueur (S+L) du transducteur d'entrée (TRE) correspondant à la durée (T) d'un symbole binaire d'information. 3. Composant selon la revendication 1, caractérisé par le fait que chaque transducteur de sortie (TRSl, TRS2) est réalisé sous forme de peigne interdigité ayant une longueur correspondant à la durée (Tc) d'un élément binaire de la séquence pseudoaléatoire. 4. Composant pour émetteur-récepteur différentiel de signaux à étalement de spectre par séquence directe, caractérisé par le fait qu'il comprend - une voie de réception constituée par le composant (TRE, TRS1, TRS2) selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, - une voie d'émission constituée par le trans ducteur d'entrée (TRE) dudit composant, et, en outre, par un troisième transducteur de sortie (TRS3). 5. Composant pour émetteur-récepteur différentiel selon la revendication 4, caractérisé par le fait que le troisième transducteur de sortie (TRS3) de la voie d'émission est réalisé sous forme de peigne interdigité ayant une longueur correspondant à la durée (Tc) d'un élément binaire de la séquence pseudoaléatoire à émettre. 6. Composant pour émetteur-récepteur différentiel selon la revendication 5, caractérisé par le fait que le transducteur de sortie (TRS3) de la voie d'émission et le premier transducteur de sortie (TRS1) de la voie de réception sont disposés sensiblement symétriquement lTun de l'autre par rapport au transducteur d'entrée (TRE). 7. Emetteur-récepteur différentiel à étalement de spectre par séquence directe, comprenant A) une voie d'émission comprenant - des moyens (130) pour coder une information (D) en symboles binaires ayant une certaine durée (T), - un filtre ayant une réponse impulsionnelle qui est une séquence pseudoaléatoire de du rée égale à la durée (T) d'un symbole d'in formation binaire, - des moyens (110, 112) pour transposer le si gnal à fréquence intermédiaire en un signal de radiofréquence, - une antenne d'émission (100), B) une voie de réception comprenant - une antenne de réception (100) et un ampli ficateur radiofréquence (1022), - des moyens (110, 112) pour transposer le si gnal de radiofréquence en un signal de fré quence intermédiaire, - un dispositif de traitement des signaux de fréquence intermédiaire comprenant des moyens aptes à effectuer une corrélation entre le signal à fréquence intermédiaire et la séquence pseudoaléatoire utilisée à I' émission, cet émetteur-récepteur différentiel étant caractérisé par le fait qu'il comprend le composant émetteur-récepteur (80) selon l'une quelconque des revendications 4 à 6, ce composant (80) étant utilisé dans sa voie d'émission pour produire le signal à fréquence intermédiaire à étalement de spectre, et dans sa voie de réception comme dispositif de traitement du signal à fréquence intermédiaire apte à effectuer une corrélation avec la séquence pseudoaléatoire utilisée à l'émission. 8. Emetteur-récepteur selon la revendication 7, caractérisé par le fait que les moyens (110, 112) de la voie d'émission pour transposer le signal à fréquence intermédiaire en signal de radio fréquence sont les mêmes que les moyens (110, 112) de la voie de réception pour transposer le signal de radio fréquence en signal de fréquence intermédiaire. 9. Emetteur-récepteur différentiel selon la revendication 8, caractérisé par le fait que Antenne (100) de la voie d'émission est commune avec l'antenne (100) de la voie de.réception, cette antenne commune (100) étant reliée aux moyens communs de transposition de fréquence (110, 112) par un amplificateur de réception (1021) et un amplificateur d'émission (1022) en paralvièle, un premier commutateur (Il) étant prévu pour relier Irantenne commune (100) soit à l'amplificateur de réception (1021), soit à l'amplificateur d'émission (1022), un second commutateur (12) étant prévu pour relier, en synchronisme avec le premier (Il), soit l'amplificateur de réception (1021), soit l'amplifica- teur d'émission (1022) aux moyens communs (110, 112) de transposition de fréquence. 10. Emetteur-récepteur selon la revendication 8, caractérisé par le fait qu'il comprend en outre - un amplificateur à fréquence intermédiaire (là), - un filtre passe bande à fréquence intermé diaire (116), - un troisième commutateur (I3) reliant l'en- trée dudit amplificateur (114) soit aux moyens communs de transposition de fré quence (110, 112), soit à la voie dTémis sion (TR3, F3) du composant (80), - un quatrième commutateur (t4) pour relier en synchronisme avec le troisième commutateur (13), la sortie du filtre passe bande (116), soit à la voie de réception (TR1, F1) (TR2, F2), soit aux moyens communs de transposition de fréquence (110, 112).