Brevet FR2702103A1 — publié le 19940902

DISPOSITIF D'ALIMENTATION A PLUSIEURS SORTIES HAUTE TENSION DE DIFFERENTS NIVEAUX. La présente invention concerne un dispositif d'alimentation à plusieurs sorties haute tension. Elle s'applique notamment, mais non exclusivement, à l'alimentation d'un dispositif, tel qu'un gyromètre laser à anneau résonant qui exige deux niveaux de haute tension éloignés l'un de l'autre et un niveau de moyenne tension, à savoir, par exemple - un niveau haute tension de l'ordre de -3700 V utilisé pour la tension d'amorçage du gyromètre, - un niveau haute tension de l'ordre de -825 V qui cor respond à la tension d'entretien du plasma engendrant le rayonnement laser (tension de lasage), et - un niveau moyenne tension, de l'ordre de 145 V qui est la tension d'alimentation de l'amplificateur utilisé dans l'asservissement de la longueur de la cavité dans laquelle circule le rayonnement laser. Pour produire ces trois niveaux de tension, il est connu d'utiliser des circuits d'alimentation en deux parties - une première partie incluant un convertisseur continu/continu apte à engendrer les deux niveaux de tension les plus bas, soit le niveau à 825 V et le niveau à -150 V, - une deuxième partie faisant intervenir un trans forma- teur d'amorçage apte à fournir une impulsion suf fi- sante, en amplitude et en durée, pour amorcer le laser. I1 est clair qu'une telle solution est particulièrement coûteuse, et conduit à un encombrement important, en particulier en raison du transformateur d'impulsions qui engendre les impulsions de tension de -3700 V. L'invention a donc plus particulièrement pour but une solution qui permette d'éviter cet inconvénient grâce à l'emploi d'un unique convertisseur courant continu/courant continu spécialement conçu pour engendrer les trois niveaux de tension précédemment évoqués. Or, il s' avère qu'en raison du haut rapport de transformation entre le primaire et le secondaire (15 ou 28 V au primaire et -3700 V au secondaire), on se heurte alors aux problèmes de capacité parasite ramenée aux bornes du primaire et aux problèmes de tenue en tension des éléments constituant la partie secondaire du convertisseur. En effet, selon le type de topologie et le mode de fonctionnement du convertisseur utilisé, il s'établit des régimes oscillatoires haute fréquence plus ou moins amortis qui sont d'autant plus perturbants que le rapport de transformation est élevé. On constate, en pratique, que l'énergie mise en jeu par les oscillations parasites représente une part relativement importante de l'énergie à transférer par le convertisseur à chaque période de hachage. Cette énergie, en partie dissipée par "pertes cuivre" et/ou "pertes ferrite", contribue à diminuer le rendement du convertisseur et provoque une surchauffe de l'inductance. Pour résoudre ce problème, dans le cas d'un convertisseur classique, par exemple de type "flyback" ou buck-boost", on a proposé, notamment dans la demande de brevet FR No 91 05567 au nom de la Demanderesse, d'utiliser un circuit d'atténuation connecté à l'impédance de stockage d'énergie, par l'intermédiaire d'un circuit de commutation piloté de manière à provoquer l'atténuation, voire même la suppression, du régime oscillant parasite. Toutefois, cette solution, au demeurant relativement coûteuse en raison du circuit supplémentaire qu'elle fait intervenir, n' apporte pas véritablement une solution au problème spécifique précédemment évoqué (obtenir sans utiliser de transformateur supplémentaire, une première sortie haute tension de niveau élevé (-3700 V) et une seconde sortie de niveau moins élevé, mais apte à fournir une puissance plus élevée). Pour parvenir à ces résultats, l'invention fait intervenir un circuit convertisseur de type continu/continu, à mode de conduction discontinue, apte à engendrer au moins une première tension continue dans la gamme des hautes tensions, à partir d'une tension provenant d'une source de courant continu à basse tension, ce circuit convertisseur comprenant de façon classique un transformateur dont le primaire est alimenté par la source, par l'intermédiaire d'un interrupteur de hachage et qui comprend au moins un enroulement secondaire délivrant la susdite première tension avec un transfert d'énergie qui s'effectue au cours des phases de démagnétisation du transformateur. Selon l'invention, ce convertisseur est caractérisé en ce que le transformateur comprend un deuxième enroulement couplé à un multiplieur de tension qui délivre une deuxième tension située dans la gamme des hautes tensions à un niveau supérieur à celui de la première tension, ce deuxième enroulement secondaire étant conçu de manière à assurer, au cours des phases de magnétisation et de démagnétisation, un transfert d'énergie hybride approprié au fonctionnement du multiplieur. Avantageusement, la susdite première tension est obtenue par conversion d'énergie, de type "flyback" à démagnétisation complète et à accumulation d'énergie. Par ailleurs, le convertisseur sera conçu de manière à fonctionner en mode quasi-résonant, à être contrôlé en mode courant, et à commuter à zéro de tension. Grâce à ces dispositions, on intègre de façon particulièrement avantageuse la présence des capacités parasites au fonctionnement du convertisseur. Bien entendu, la seconde tension délivrée par le multiplieur de tension pourra être superposée à la première tension pour obtenir un niveau de tension plus élevé. Selon un mode d'exécution de l'invention approprié à l'alimentation d'un gyromètre laser, le transformateur comprend en outre un troisième enroulement apte à délivrer une moyenne tension, par un transfert d'énergie du même type que celui assuré par le premier enroulement. Un mode d'exécution de l'invention sera décrit ci-après, à titre d'exemple non limitatif, avec référence aux dessins annexés dans lesquels La figure 1 est un schéma synoptique d'un dis positif d'alimentation selon l'invention, applicable à un gyromètre laser utilisant trois niveaux de tension La figure 2 est un diagramme temporel montrant les formes d'ondes associées au fonctionnement du dispositif représenté sur la figure 1 La figure 3 est une représentation à plus grande échelle montrant les pointes de courant parasite affectant la courbe d'intensité du courant primaire. Tel que représenté sur la figure 1, le dispositif d'alimentation fait intervenir un convertisseur de type continu/continu, à mode de conduction discontinu, apte à convertir une tension continue délivrée par une source E, de l'ordre de 15 à 35 V en au moins trois tensions, à savoir - une tension HT2 d' amorçage du gyromètre laser, de -3700 V, - une tension HT1 d'entretien (lasage), de -825 V, - une tension UP d'alimentation de l'amplificateur d'asservissement de longueur de cavité de 150 V. Ce convertisseur fait intervenir un transformateur TR dont l'enroulement primaire (de nombre de spires np) est connecté à la source de tension E par l'intermédiaire d'un interrupteur de hachage électriquement commandable T, en série avec une résistance RI. En parallèle, sur cet interrupteur peuvent être connectés un condensateur C1 et une diode D1 montés en inverse (par rapport à la source E). On obtient ainsi un circuit interrupteur bidirectionnel en courant et unidirectionnel en tension. (Un interrupteur de type MOSFET intègre déjà de façon intrinsèque une diode). Le transformateur TR comprend, par ailleurs, trois enroulements secondaires, à savoir - un premier enroulement secondaire El (de nombre de spires n1) relié à la masse et à une borne de sortie S1 par l'intermédiaire d'un premier circuit secondaire comprenant une diode D2 et un condensateur de filtrage C2, cet enroulement E1 et le sens de conduction de la diode D2 étant prévus de manière à obtenir sur la borne S1 une tension de 150 V par rapport à la masse, - un deuxième enroulement secondaire E2 (de nombre de spires n2) relié à la masse et à une borne de sortie S2 par l'intermédiaire d'un second circuit secondaire com prenant une diode D3 et un condensateur de filtrage C3, cet enroulement et le sens de conduction de la diode D3 étant prévus de manière à obtenir sur la borne S2 une tension de -850 V par rapport à la masse, - un troisième enroulement secondaire E3 (de nombre de spires n3) relié, d'une part, à la borne S2 et, d'autre part, à l'entrée d'un multiplieur de tension M, par l'intermédiaire d'un condensateur de couplage C4, cet enroulement E3 ainsi que le multiplieur de tension M étant conçus de manière à obtenir sur la borne de sor tie S3 de ce multiplieur M (ici un quadrupleur) une tension de -3700 V. Dans cet exemple, la commande de l'interrupteur de hachage T est assurée par la sortie Q d'une bascule complémentée RS dont l'entrée S est reliée à la sortie complémentée d'une porte logique OU, 11 qui reçoit, d'une part, un signal de passage à zéro produit par un détecteur de passage à zéro 12 (par exemple de type dérivatif) de la tension UC prélevée à la jonction de l'interrupteur de hachage T et de l'enroulement primaire L et, d'autre part, d'un signal de temporisation émanant d'une bascule monostable 13 déclenchée par la sortie Q de la bascule RS, et qui est prévu de manière à provoquer un changement d'état de la bascule RS si ce changement d'état n'est pas déjà intervenu. Cette temporisation détermine la durée maximum de fermeture Toff (max) de l'interrupteur T. L'entrée R de la bascule RS est, quant à elle, reliée à la sortie complémentée d'une porte OU, 15 qui reçoit - d'une part, un signal de commande de mise sous tension d'alimentation HT qui sert en outre - à réinitialiser un réseau de démarrage doux du convertisseur, et - à inhiber le détecteur 12 pour rompre le régime oscillant lors de la mise à l'état arrêt de l'alimentation, - d'autre part, un signal de régulation produit par un circuit de régulation qui comprend - un amplificateur opérationnel 16 qui délivre un signal d'écart amplifié entre une tension image de la tension de sortie HT1 et une tension de référence Vrefl, - un additionneur 17, par exemple de type résistif qui additionne le signal d'écart produit par l'amplificateur 16 à un signal image du courant pas sant par l'interrupteur de hachage T et qui est pré levé aux bornes de la résistance RI, - un comparateur 18 qui compare la tension délivrée par l'additionneur 17 à une tension de référence Vref2, ce comparateur 18 appliquant à l'entrée de la porte OU, 15 un signal à l'état 1 lorsque le signal délivré par l'additionneur 17 s'élève au-dessus dudit seuil Vref2. Cette fonction de comparaison peut être avantageusement réalisée par l'étage d'entrée même de la porte CMOS pour laquelle Vref2 En outre, un signal de temporisation provenant d'un circuit monostable 19 déclenché par la sortie Q de la bascule RS et qui applique à l'entrée de la porte OU, 15 un signal à l'état 1 dont la période métastable est égale à la durée maximum de fermeture de l'interrupteur de hachage T. Dans cet exemple, hormis pour ce qui concerne l'enroulement E3, le convertisseur fonctionne à la façon d'un convertisseur à accumulation d'énergie de type "flyback", en démagnétisation complète selon un mode quasi-résonant, contrôlé en mode courant et commutant à zéro de tension. Pour ce qui concerne la génération de la tension HT2, le convertisseur fonctionne en mode hybride, mode qui convient au fonctionnement du multiplieur de tension qui est réalisé par un circuit à diodes et condensateurs de type classique. Il s'avère que grâce à l'architecture précédemment décrite, avec régulation sur le niveau de tension HT1, on obtient une tension HT2 semi-régulée satisfaisante même en présence d'une alimentation primaire largement variable. Ainsi, par exemple, pour une tension primaire variant de + 25%, on obtient une variation BAHT2 = - + 6,75% HT2 étant entendu que cette variation a pour expression A(HT2) A(VN825) (1+2n3) VN825 AVA 2n3 VA II I = ~~~~~~~ . [ - . ~~~~ ] + ~~ . [ - . ~~ ] HT2 VN825 n2 HT2 VA flp HT2 formule dans laquelle VN825 est le niveau auquel se trouve asservie la ten sion HTl, VA est la tension appliquée au primaire, n2 est le nombre de spires de l'enroulement secon daire E2 qui génère la tension VS2, n3 est le nombre de spires de l'enroulement E3 qui génère la tension VS3. La figure 2 montre les formes d'ondes associées au convertisseur précédemment décrit (la résistance RI étant cependant négligée) et, en particulier, celles - du courant iL qui parcourt l'enroulement primaire L du transformateur, - de la tension UC aux bornes de l'interrupteur de hachage, - de l'intensité iT du courant circulant dans ledit interrupteur, - de l'intensité iD1 du courant qui circule dans la diode D1, - de l'intensité iD3 du courant qui circule dans la diode D3, et - de la tension VA aux bornes de l'enroulement primaire L du transformateur TR. Dans cet exemple, le cycle de fonctionnement a été décomposé en cinq phases, à savoir - une première phase PH1 dans laquelle l'interrupteur T est à l'état ouvert et au cours de laquelle - la tension UC décroît à partir d'une valeur E + VS/k pour devenir nulle, - les courants iT, iD1 et ID3 sont nuls (blocage de la diode D3), - le courant iL passe par un minimum, en valeur néga tive, puis amorce une croissance, - la tension VA passe d'une valeur -VS/k à la valeur E. Au cours de cette phase, un circuit oscillant formé de la capacité de résonance C et de l'inductance L s'établit. - une deuxième phase au cours de laquelle - le courant iL qui est négatif s'accroît linéairement pour devenir nul, - la tension UC est nulle, - le courant iT et le courant iD3 sont nuls, - le courant iD1 qui s'est établi par suite de la conduction de la diode D1 décroît linéairement jusqu'a ce qu'il devienne nul, - la tension VA se maintient à la valeur E. Pour une commutation douce à zéro de tension, l'amorçage de l'interrupteur T doit avoir lieu au maxi mum à la fin de cette deuxième phase. - une troisième phase au début de laquelle l'interrupteur est en position fermée, phase au cours de laquelle - le courant iL qui est devenu positif s'accroît linéairement ainsi que le courant iT, - la tension UC ainsi que les courants iD3 et iD1 sont à zéro, - la tension VA se maintient à la valeur E, - une quatrième phase au début de laquelle l'interrupteur T repasse en position ouverte, phase au cours de laquelle - le courant iL passe par un maximum avant de décroître et de retomber à zéro, - la tension UC croît pour parvenir à la valeur E + VS/k, - les courants iT, iD3 et iD1 sont à zéro, - la tension VL décroît pour passer de la valeur VL à la valeur -VS/k. C'est le circuit de régulation qui décide de l'instant de blocage de l'interrupteur. Le circuit résonant est reconstitué et la fin de cette phase intervient lorsque la diode D3 entre en conduction. - une cinquième phase qui constitue la phase de démagné tisation au cours de laquelle - la diode D1 est bloquée, - l'intensité des courants iL, iT et iD1 est à zéro, - l'intensité du courant iD3 qui s'est établie à la suite de la mise en conduction de la diode D3 décroît jusqu'a s' annuler ; il y a donc alors un transfert d'énergie au secondaire (1/2 L i2L), - la tension UC se maintient à la valeur E + VS/k, - la tension VL se maintient à la valeur -VS/k. Les courbes représentées figure 2 ne prennent pas en compte les perturbations dues au fonctionnement hybride du convertisseur pour l'alimentation du multiplieur de tension M. Il s'avère que ces perturbations, qui sont représentées en traits interrompus sur la figure 3, demeurent à un niveau acceptable, en raison du fait que - la pointe de courant de transfert direct d'énergie vers le multiplieur est limitée, - la pointe de courant primaire qui correspond au trans fert d'énergie est superposée à un courant primaire qui, dans le cycle de résonance, est négatif, de sorte que cette pointe de courant primaire ne perturbe pas la régulation du convertisseur qui s'effectue ici par contrôle du courant de crête, - la puissance secondaire correspondante appliquée au convertisseur est modérée, elle reste inférieure à 20% de la puissance secondaire totale : cette puissance est déterminée par les résistances utilisées dans le dispo sitif d'amorçage du gyromètre laser étant entendu, qu'en régime de lasage, seule une faible partie du cou rant cathodique passe au travers de ces résistances et détermine une puissance secondaire perdue qui corres pond sensiblement à celle que doit fournir le troisième enroulement secondaire. Il convient d'insister sur le fait que dans le mode d'exécution précédemment décrit, la totalité de la capacité résonante est déterminée par - la capacité parasite ramenée de l'intercouche primaire et secondaire, - la capacité parasite répartie d'enroulement ramenée au primaire, - la capacité ramenée au primaire des diodes secondaires, - la capacité Coss du transistor MOS servant d'inter rupteur de hachage. Un avantage important de cette solution consiste en ce qu'elle ne nécessite aucune capacité additionnelle, ce qui simplifie d'autant le convertisseur. Par ailleurs, la self du circuit résonant est constituée par l'enroulement primaire du transformateur TR. Comme précédemment mentionné, le contrôle et la régulation du convertisseur s'effectuent à partir du courant de crête du circuit primaire. Ainsi, à chaque cycle de conversion d'énergie, l'instant de blocage de l'interrupteur T, qui détermine en grande partie l'énergie qui est transférée au secondaire, est fixé par la détection de l'égalité entre un seuil de tension donné (Vref2) et l'image du courant traversant l'interrupteur de hachage T superposée à la tension d'erreur d'asservissement. Tel que précédemment décrit, le convertisseur présente l'avantage de présenter une grande simplicité et d'être bien adapté au besoin. La topologie utilisée permet notamment - d'utiliser la self même du transformateur à accumula tion comme self de résonance, - de n'utiliser la capacité parasite ramenée au primaire comme unique capacité de résonance tout en permettant un fonctionnement à fréquence acceptable ( > 50 kHz), - de mettre en oeuvre une électronique de régulation et de contrôle simple, tout en satisfaisant à des contraintes de - démarrage doux, - limitation des durées de conducteur (Ton) et de blo cage (Toff) de l'interrupteur hacheur, - d r inhibition et de mise sous tension du module d'alimentation, - de réduire les perturbations conduites et rayonnées, émises par le convertisseur du fait des formes d'ondes douces, les harmoniques étant de rang moins élevé en quasi-résonance à obtenir un rendement de conversion d'énergie acceptable ( > 75%) pour une application à puissance secondaire modérée variant dans de grandes proportions. Revendications 1. Dispositif d'alimentation à plusieurs sorties haute tension de différents niveaux, ce dispositif faisant intervenir un circuit convertisseur de type continu/continu, à mode de conduction discontinu, apte à engendrer au moins une première tension (HT1) à partir d'une tension (E) continue provenant d'une source de courant continu basse tension, ce circuit convertisseur comprenant, de façon classique, un transformateur (TR) dont le primaire (L) est alimenté par ladite source (E) par l'intermédiaire d'un interrupteur de hachage (T) et qui comprend au moins un enroulement secondaire (E2) délivrant la susdite première tension (HT1), avec un transfert d'énergie qui s'effectue au cours des phases de démagnétisation du transformateur (TR), caractérisé en ce que ledit transformateur (TR) comprend un deuxième enroulement (E3) couplé à un multiplieur de tension (M) qui délivre une deuxième tension (HT2) située dans la gamme des hautes tensions à un niveau supérieur à celui de la première tension (HT1) ; ce deuxième enroulement (E3) étant conçu de manière à assurer au cours des phases de magnétisation et de démagnétisation, un transfert d'énergie hybride approprié au fonctionnement du multiplieur (M). 2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que la susdite première tension (HT1) est obtenue par conversion d'énergie, de type "f lyback" à démagnétisation complète et à accumulation d'énergie. 3. Dispositif selon l'une des revendications 1 et 2, caractérisé en ce que le circuit convertisseur est conçu de manière à fonctionner en mode quasi-résonant et à commuter au zéro de tension. 4. Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que la capacité du circuit résonant consiste exclusivement en des capacités parasites. 5. Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que la self du circuit résonant consiste en l'enroulement primaire du transformateur (TR). 6. Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que le convertisseur est contrôlé en mode courant. 7. Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que la seconde tension (HT2) délivrée par le multiplieur de tension (M) est superposée à la première tension (HTî). 8. Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que le transformateur (TR) comprend un troisième enroulement (El) apte à délivrer une moyenne tension par un transfert d'énergie du même type que celui assuré par le premier enroulement (E2). 9. Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que l'instant de blocage de l'interrupteur (T) qui détermine en grande partie l'énergie qui est transférée au secondaire est fixé par la détection de l'égalité entre un seuil de tension donné (vue2) et une image du courant traversant l'interrupteur de hachage (T) superposée à une tension d'erreur d'asservissement. 10. Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que le multiplieur de tension (M) est réalisé de façon classique à l'aide de diodes et de condensateurs.