Brevet FR2709555A1 — publié le 19950310

PROCEDE ET DISPOSITIF DE MESURE DES PARAMETRES DE GUIDAGE D'UNE TORPILLE VERS UNE CIBLE ALLONGEE. La présente invention se rapporte aux procédés qui permettent dans une torpille de localiser la cible et de mesurer les paramètres qui caractérisent celle-ci afin de guider vers elle la torpille selon une trajectoire qui permet le meilleur impact. Une telle torpille comporte une centrale de guidage qui reçoit les informations d'un sonar situé dans la partie avant de son corps. Lorsque la torpille est suffisamment proche de la cible, la centrale de guidage élabore une trajectoire finale pour atteindre la cible dans les meilleures conditions, essentiellement en son centre et perpendiculairement à elle. I1 faut donc que le sonar permette de mesurer l'inclinaison en gisement, ou "angle d'aspect", de la cible et sa longueur. Il est connu du brevet US 3, 980, 983 de mesurer ces paramètres en analysant l'écho de durée relativement importante obtenu en réponse à une impulsion d'émission relativement courte. Le début et la fin de cet écho permettent de localiser en distance et en gisement les extrémités de la cible et d'en déduire l'angle d'aspect et la longueur de celle-ci. Les distances sont mesurées par le temps de retour de l'écho et les gisements par un système du genre connu en technique radar sous l'appellation "monopulse". Une telle méthode peut convenir pour le sonar d'un batiment parce que les positions relatives varient lentement, ce qui permet d'intégrer les résultats de plusieurs mesures successives et de pallier ainsi la faible précision de la méthode. Pour une torpille qui se dirige à grande vitesse vers une cible et qui utilise les résultats de la mesure pour modifier sa trajectoire, il faut pouvoir utiliser chaque mesure dès qu'elle est disponible, et donc améliorer la précision de celle-ci. Pour cela l'invention propose d'analyser la totalité de l'écho obtenu en réponse à une impulsion courte, selon une série de tranches de cet écho dont la durée correspond à la résolution permise par la durée de l'impulsion d'émission. Chaque tranche permet d'obtenir les valeurs d'un angle et d'une distance correspondant à une partie de la cible. Un calcul statistique, par exemple du type régression linéaire, sur ces valeurs permet d'obtenir les paramètres de localisation et de position voulus. Ce calcul statistique qui porte sur un grand nombre de points permet de diminuer l'influence des erreurs individuelles sur la valeur finale de ces paramètres. D'autres particularités et avantages de l'invention apparaîtront clairement dans la description suivante présentée à titre d'exemple non limitatif et faite en regard des figures annexées qui représentent - la figure 1, un schéma de définition des paramètres à mesurer - la figure 2, un écho reçu par la torpille - la figure 3, un schéma synoptique d'un dispositif de réception selon l'invention - la figure 4, un exemple de réalisation mesurant la phase des signaux - la figure 5, un diagramme des temps de fonctionnement du dispositif de la figure 4 - la figure 6, un exemple de réalisation mesurant l'amplitude des signaux - la figure 7, une variante de réalisation combinant les exemples des figures 4 et 6 - la figure 7, un ensemble de points de mesure et la droite de régression linéaire obtenue à partir de ces points. On peut pratiquement toujours se ramener au cas d'une torpille se dirigeant vers un batiment dans un plan horizontal, ce qui permet de limiter les mesures et les calculs en ne tenant pas compte du site. Toutefois, le procédé selon l'invention peut être adapté à des positions relatives quelconques de la torpille et du batiment en doublant les moyens pour procéder de la même manière en site qu'en gisement. Dans ce plan horizontal une torpille 11 d'axe TX localise avec son sonar, dont le centre d'émission est T, un bâtiment 10 dont le centre est C et l'axe Y. La direction TC forme un angle de gisement moyen O avec l'axe CY. L'angle d'aspect entre la direction TC et m l'axe CY est i. Le point M de la coque du bâtiment sur la direction TC est à la distance moyenne d M L'avant V et l'arrière R du bâtiment sont respectivement à des distances dl et d2 de T selon des directions TV et TR qui forment des angles + X et - y avec la direction TC. La résolution en distance obtenue par un sonar est donnée par la formule 2 dans laquelle c est la vitesse du son dans l'eau et B la bande de fréquence des impulsions émises. Un sonar de torpille émet couramment des impulsions de 1 ms de fréquence pure, ce qui correspond à une bande de fréquence de 1KHz. La résolution est alors inférieure à lm. La longueur L des bâtiments qui forment la cible d'une telle torpille dépasse couramment cent mètres. L'écho reçu sera alors d'une durée bien plus longue que celle de l'impulsion émise et sera par exemple de la forme représentée sur le diagramme amplitude/temps de la figure 2. Les temps tl et t2 correspondent respectivement à l'avant et à l'arrière du batiment dans le cas de la figure 1 et leur valeur est alors 2d1 2d2 tel = et si l'origine des temps est prise à l'instant d'émission de l'impulsion. Ils sont obtenus au franchissement d'un seuil S de l'amplitude A du signal de réception, si toutefois le rapport signal/bruit est suffisant. Compte tenu de la résolution en distance, l'écho est composé de points brillants correspondant aux fluctuations du signal entre tl et t2. Chacun de ces points tel que P correspond à un angle &commat; O et et une distance d. L'invention permet d'utiliser les informations contenues dans la totalité de l'écho reçu, notamment la position des N points brillants, pour déterminer les caractéristiques de la cible. L'effet du bruit est alors bien plus faible que quand on se contente de mesurer les positions des deux points extrêmes V et R. Dans le dispositif selon l'invention représenté de manière synoptique sur la figure 3, les moyens d'émission ne sont pas représentés. L'écho est reçu sur une antenne 30 comportant un ensemble de transducteur élémentaires tels que 301. Ces transducteurs élémentaires permettent de former 2 voies angulairement distinctes dans un circuit de formation de voies 31. Ces signaux de voie sont traités respectivement dans deux circuits de traitement 321 et 322 pour obtenir des signaux traités S1 et S2. Un dispositif à seuil 33 permet de comparer l'un ou l'autre de ces signaux traités à un seuil SD afin de déterminer le début et la fin de l'écho et d'élaborer un signal de commande C qui permet de démarrer et d'arrêter un circuit de calcul 34. Ce circuit calcule des ensembles successifs de valeurs de û et d correspondant à des tranches de temps nt déterminées par la résolution en distance. Ces valeurs sont stockées dans une mémoire 35. Un dispositif de calcul 36 permet à partir de l'ensemble de ces valeurs, de calculer i, 0M et d M Ces paramètes sont alors adressés à la centrale de guidage 37 qui élabore une trajectoire et commande l'orientation des gouvernes 38 en conséquence. Ces calculs sont déclenchés par le circuit de seuil 33 à la fin de la réception et se font entre 2 émissions successives du sonar. Chaque émission est constituée d'une impulsion de durée C centrée sur une fréquence f. Si cette fréquence est pure, la bande B est égale à ~ et si elle est modulée elle est égale à la bande de la modulation (y compris l'influence de la modulation par les impulsions). Il faut également tenir compte des variations de fréquence dues à l'effet Doppler, puisque la cible et la torpille sont mobiles toutes les deux. A faible distance de la cible le dispositif représenté en détail sur la figure 4 permet de calculer O par écartométrie de phase en utilisant une antenne comportant deux capteurs 401 et 402 très peu directifs. Ces capteurs sont imbriqués et décalés géométriquement d'une distance a. Les signaux reçus par ces capteurs dans une bande relativement étroite autour d'une fréquence f sont alors déphasés de 2#a cos 0, où O est la direction du signal par rapport à l'alignement # c # des capteurs et 2 = f . Si a # 2 , le déphasage est inférieur à # et il n'y a pas d'ambiguité. La formation de voie est ici implicite et se fait en prenant directement les signaux des capteurs ; le circuit 31 est donc virtuel. Dans les deux voies de traitement 321 et 322, les signaux sont d'abord filtrés dans des filtres 411 et 412 de fréquence centrale f et de largeur de bande W. Cette largeur de bande est telle qu'un signal affecté d'un écart Doppler maximal ne soit pas rejeté. Un oscillateur 44 de fréquence FOL permet à l'aide de deux mélangeurs 421 et 422 d'abaisser la fréquence des signaux filtrés W jusqu'à obtenir par exemple une fréquence centrale égale à 2. On peut alors échantillonner les signaux à une fréquence Fe relativement basse, par exemple égale à 2W, et les numériser dans deux convertisseurs analogique/numérique 431 et 432. Les signaux numériques obtenus sont traités dans deux calculateurs spécialisés 451 et 452 mettant en oeuvre la Transformée de Fourier Discrète dite FFT. Ce traitement correspond au filtrage par une batterie de filtres adaptés à l'impulsion émise avec un nombre de points de calcul N = Fe et permet d'obtenir un spectre formé d'un ensemble de raies de hauteurs différentes. Un circuit à seuil 33 permet de déclencher le départ des calculs de O et d sur les valeurs fournies par les calculateurs 451 et 452, lorsque ces valeurs dépassent un seuil choisi en fonction du taux de fausse alarme et de la probabilité de détection désirée. Ces calculs s'arrêtent lorsque les valeurs repassent en dessous de ce seuil. Un circuit 46 permet de calculer la différence de phase entre les deux signaux. Pour cela ce circuit sélectionne dans l'un des deux spectres la raie dont la hauteur est la plus grande, puis dans l'autre spectre celle correspondant à la même fréquence. On obtient ainsi les composantes réelles X1, X2 et imaginaires Y1, Y2 de ces deux raies. Le circuit calcule alors la différence de phase Y2 Y1 # = Arc tg - Arc tg . Y1 Y2 Cette valeur, ainsi que l'indice k de la raie sur laquelle elle a été calculée et son amplitude S, sont transmises au circuit de calcul 47. Celui-ci calcule tout d'abord la valeur du retard t r entre les deux signaux reçus par les capteurs 401 et 402, en tenant compte du changement de fréquence, par = 2rr( Ne + Fe + FOL) tr I1 calcule ensuite le dépointage &commat; # par : ctr O = Arc sin ( ) Ce circuit 47 permet également de calculer la distance d du point brillant dont l'angle est , en comptant le temps depuis l'instant d'émission to, délivré par une connexion provenant de l'émetteur, jusque l'instant t de réception qui est celui, compte-tenu du retard connu des calculs, d'arrivée de t dans le circuit 47. On c(t - to) obtient d = 2 Le circuit 47 permet enfin de calculer un rapport S/B à partir de l'amplitude S des raies sélectionnées pour calculer t et d'une valeur B mise en mémoire et mesurant le bruit moyen en réception en l'absence d'écho. Ce rapport S/B donne une bonne estimation du rapport signal/bruit en fonction de û . I1 permet de commander un circuit de tri 48 qui par comparaison avec une valeur prédéterminée K élimine les valeurs de O et d correspondant à un rapport S/B trop faible. Les valeurs sélectionnées après ce tri sont mémorisées dans une mémoire 35. Pour calculer un couple de valeur X, d on utilise un ensemble de N échantillons successifs, et pour avoir une continuité des mesures on utilise un recouvrement entre ces ensembles successifs. Un exemple de ce recouvrement est illustré sur la figure 5 avec N = 6 et un recouvrement de 50%. Les circuits utilisés permettent d'obtenir ce couple de valeurs pendant la durée de calcul entre deux ensembles successifs de manière à pouvoir recommencer immédiatement les calculs suivants. Une telle rapidité de calcul est parfaitement accessible à un microprocesseur convenablement programmé pour réaliser toutes ces opérations. Lorsque la cible s'éloigne, le rapport signal/bruit devient trop faible. On peut alors améliorer ce rapport en formant des voies de réception directives. Ceci limite le secteur angulaire de mesure, mais comme la distance est plus grande le champ spatial reste suffisant. Le dispositif utilisé alors, représenté en figure 6, fonctionne en écartométrie d'amplitude entre deux voies directives pointées dans deux directions distinctes ûl et û2. Les transducteurs élémentaires 301 de l'antenne 30 sont reliés à un dispositif 31 dans lequel les signaux individuels de ces transducteurs sont retardés puis additionnés pour former, selon une technique connue, deux voies de réception distinctes. Ces voies présentent des lobes principaux identiques pointés selon deux directions ûl et O2 symétriques, par exemple par rapport à l'axe oX de l'antenne, qui est ici confondu avec l'axe de la torpille. Le traitement dans les deux voies 321 et 322 est très simplifié et consiste simplement en un filtrage par deux filtres 621 et 622, semblables aux filtres 411 et 412 de la figure 4, suivi d'une détection quadratique par deux détecteurs 631 et 632 qui délivrent directement les deux signaux S1 et et et S2 sont ensuite additionnés dans un sommateur 642 pour obtenir la valeur moyenne de l'écho, et soustraits dans un soustracteur 641 pour obtenir l'écart d'amplitude entre les deux voies, représentatif du dépointage de cet écho par rapport à l'axe OX. Les signaux ainsi obtenus sont intégrés dans deux intégrateurs 651 et 652 sur une durée sensiblement correspondante à la résolution en distance pour minimiser l'influence du bruit, puis numérisés dans des convertisseurs analogique/numérique 661 et 662, Un circuit 66 permet de calculer les rapports U1 successifs de U2 ces signaux numerises. Le fonctionnement de ce circuit 66 est commandé par un circuit à seuil 33 qui déclenche également les autres calculs lorsque le signal U2 dépasse le seuil marquant le début de l'écho, et les arrête lorsque U2 repasse en dessous de ce seuil. Un circuit de calcul 67 permet de calculer les angles de dépointages 8à partir des rapports U1/U2 en inversant la fonction F (û) du discriminateur angulaire formé par les deux voies. Si F1 (û) et F2 (û) sont les gains en puissance de ces voies dans la direction û, cette fonction est donnée par F1 (O) - F2 (O) F (û) = F (û) + F2 (O) Ce circuit 67 permet également de calculer les valeurs de la distance d correspondant à chaque angle O comme dans la figure 4 à partir de t et de l'arrivée de l'écho déterminée par le circuit de seuil 33. Il permet aussi de calculer de la même manière que dans cette figure 4 un rapport S/B. Les couples de valeurs O, d sont ensuite triés dans un circuit 68 et mis en mémoire dans une mémoire 35, comme dans l'écartométrie de phase. Chacune de ces méthodes peut être utilisée séparément, mais il est avantageux de les combiner séquentiellement, en passant de l'écartométrie d'amplitude à l'écartométrie de phase lorsque la torpille en se rapprochant de la cible franchit une distance prédéter minée d pour laquelle les avantages de l'une l'emportent sur ses m inconvénients et vice versa. Pour cela on rassemble les deux dispositifs selon le schéma synoptique de la figure 7. L'antenne 30 est reliée simultanément aux circuits 71 et 72 de calcul de O et d par écartométrie respectivement de phase et d'amplitude. Dès que le seuil est franchi et qu'une mesure de d est disponible dans l'un au moins des circuits 71 et 72, elle est comparée à d m dans un comparateur 73. Selon le résultat de cette comparaison, celui-ci fait basculer un circuit de commutation 70 qui sélectionne les sorties de l'un ou de l'autre des circuits 71 et les connecte aux entrées de la mémoire 35 qui est donc commune aux deux dispositifs de calcul. A la fin de la réception de l'écho, le circuit de calcul 36 utilise le contenu de la mémoire 35 pour calculer i, 0M et dM. Les relations théoriques liant ces paramètres sont complexes et l'intervention des erreurs erratiques sur les mesures complique le problème. Toutefois, on a pu constater que l'erreur systématique obtenue en utilisant un calcul de régression linéaire était tout à fait acceptable et conduisait à une précision nettement supérieure, du fait du lissage statistique sur les points de mesure, à celle des méthodes classiques. Un tel calcul, connu en lui-même, permet à partir d'un nuage de points représentatif d'un ensemble de couples de valeurs qd d'obtenir une droite de régression linéaire d'équation 8 (d) = kld + k2. Cette droite est représentée, avec le nuage de points, sur la figure 8. La précision des mesures étant meilleure sur la distance que sur l'angle, les angles ûl, et û 2 correspondant aux distances dl et d2, correspondant elles-mêmes aux extrémités du batiment, sont obtenus à partir de la droite de régression. Les autres paramètres nécessaires sont ensuite obtenus par les relations suivantes I 81 02 dl d2 i = Arc tg ( d2 - d1 tg&alpha;) 2 0M = #1 + #2 2 im-k2 dM = k1 Ces paramètres sont ensuite transmis à la centrale de guidage 37 qui élabore les signaux de commande envoyés aux gouvernes pour corriger la trajectoire de la torpille en fonction du meilleur point d'impact souhaité. REVENDICATIONS 1. Procédé de mesure des paramètres de guidage d'une torpille (11) vers une cible allongée (10), dans lequel on analyse les paramètres de début et de fin de l'écho sonar reçu de la cible pour localiser en distance et en gisement les extrémités de la cible, caractérisé en ce que l'on effectue cette analyse sur la totalité de l'écho en divisant celui-ci en tranches correspondant à la résolution en distance, en mesurant pour chacune de ces tranches l'angle de gisement et la distance du point de la cible correspondant à la tranche, et en faisant un traitement statistique sur ces mesures pour déterminer le gisement moyen, la distance moyenne, et l'angle d'aspect de celle-ci. 2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que le traitement statistique est une régression linéaire. 3. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 et 2, caractérisé en ce que la mesure des angles se fait à grande distance de la cible par écartométrie d'amplitude entre les signaux de deux voies directives et à courte distance de cette cible par écartométrie de phase entre les signaux de deux voies séparées spatialement mais sans directivité particulière. 4. Dispositif pour la mise en oeuvre du procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce qu'il comprend: - deux antennes acoustiques (401, 402) séparées mais sans directivité particulière; - des moyens (411, 412) pour filtrer passe-bande de largeur W les signaux délivrés par ces antennes - des moyens (421, 422, 44) pour transposer en fréquence entre O et W Hertz les signaux filtrés ; - des moyens (431, 432) pour numériser les signaux transposés à une cadence sensiblement égale à 2W Hertz - des moyens (451,452) pour effectuer une transformée de Fourrier rapide sur les signaux numérisés et délivrer deux ensembles de raies spectrales; - des moyens (33) pour comparer ces raies à un seuil déterminé et lancer puis arrêter les calculs lors des franchissements successifs de ce seuil - des moyens (46) pour calculer la différence de phase entre les raies - des moyens (47) pour déterminer l'angle de gisement à partir de cette différence de phase, la distance à partir des instants d'émission et de réception, et un rapport signal/bruit à partir de la hauteur des raies et du niveau moyen de réception - des moyens (48) pour éliminer les angles et les distances pour lesquels le rapport signal/bruit est trop faible - une mémoire (35) pour mémoriser les angles et les distances correspondant à la réception d'un même écho. 5. Dispositif pour la mise en oeuvre du procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce qu'il comprend: - au moins une antenne acoustique (30) comprenant un ensemble de transducteurs élémentaires (301); - des moyens (31) pour former à partir des signaux fournis par ces transducteurs deux voies directives décalées angulairement ment - des moyens (621,622) pour filtrer passe-bande de largeur W les signaux délivrés par les moyens de formation de voies - des moyens (631, 632) pour détecter quadratiquement ces signaux filtrés - des moyens (641) pour soustraire l'un des signaux détectés à l'autre - des moyens (642) pour additionner les deux signaux détectés - des moyens (651,652) pour intégrer le signal différence et le signal somme sur une durée correspondant à la résolution en distance - des moyens (661,662) pour numériser ces signaux intégrés - des moyens (33) pour comparer le signal somme intégré à un seuil déterminé et lancer puis arrêter les calculs lors des franchissements successifs de ce seuil - des moyens (66) pour calculer le rapport du signal différence numérisé au signal somme numérisé - des moyens (67) pour déterminer l'angle de gisement à partir de ce rapport, la distance à partir des instants d'émission et de réception, et un rapport signal/bruit à partir du signal somme numérisé et du niveau moyen de réception - des moyens (68) pour éliminer les angles et les distances pour lesquels le rapport signal/bruit est trop faible - une mémoire (35) pour mémoriser les angles et les distances correspondant à la réception d'un même écho. 6. Dispositif selon les revendications 4 et 5, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens (70) pour sélectionner les moyens (71) d'écartométrie de phase ou les moyens (72) d'écartométrie d'amplitude.