Brevet FR2710417A1 — publié le 19950331

Procédé et dispositif de radar à impulsions opérant en agilité de fréquence avec traitement cohérent. L'invention concerne les radars à impulsions. Dans la technique des radars, il est courant de parler de "traitement cohérent". Cette expression recouvre deux réalités différentes : en premier lieu, le traitement cohérent à l'intérieur de chaque impulsion émise, tel qu'on le réalise dans la "compression d'impulsions". En second lieu, le traitement cohérent d'impulsion à impulsion, qui s'effectue non plus seulement sur une seule impulsion, mais au contraire sur une suite d'impulsions émises par le radar. L'expression "traitement cohérent" vise ici le second cas, c'est-à-dire le traitement cohérent d'impulsion à impulsion. Le traitement cohérent d'impulsion à impulsion est utilisé dans tous les radars Doppler à fréquence fixe. I1 est également utilisé dans les systèmes radar dont la fréquence porteuse est modulée linéairement en fréquence, pour obtenir, par filtrage des signaux reçus, une meilleure résolution en distance. A côté de cela, on connaît des systèmes radar qui émettent en agilité de fréquence, c'est-à-dire que les impulsions successives sont émises sur une fréquence qui est choisie pratiquement au hasard à l'intérieur d'une plage prédéterminée de fréquences porteuses. Les échos reçus en correspondance avec chaque impulsion émise sont traités après compensation de cette agilité de fréquence. Mais, jusqu'à présent, ce traitement n'a pas été un traitement cohérent d'impulsion à impulsion. De façon a priori inattendue, la Demanderesse a observé que l'on peut combiner les avantages des traitements cohérents avec ceux de l'agilité de fréquence. Ainsi, le procédé radar proposé est du type dans lequel on émet des impulsions radar successives et l'on effectue un traitement cohérent, d'impulsion à impulsion, sur les échos reçus. Selon l'invention, la fréquence d'émission est agile, c'està-dire tirée au sort de façon aléatoire ou quasi aléatoire à l'intérieur d'une plage choisie de fréquences d'émission possibles. Le traitement cohérent est alors possible, sous réserve de l'effectuer en deux phases - une phase préliminaire de compensation de l'agilité de fréquence, ramenant les échos ainsi compensés à une fréquence d'émission unique, tenant lieu de référence, et - une phase de traitement cohérent d'impulsion à impulsion pour les échos ainsi ramenés à la fréquence de référence. Dans le mode de réalisation particulier actuellement proposé, les fréquences d'émission possibles, discrètes, sont décalées par rapport à la fréquence de référence d'un écart prédéterminé ou d'un multiple de celui-ci. C'est ainsi qu'on a découvert la possibilité du traitement avec sa phase préliminaire. Après la compensation de fréquence liée à l'agilité, le traitement préliminaire des échos reçus comprend, dans ce mode de réalisation une rotation de phase, multiple de l'écart de fréquence prédéterminé, le facteur de multiplication faisant intervenir un indice qui représente la fréquence porteuse tirée lors de l'émission correspondante. Bien entendu, le groupe de fréquences d'émission peut être décalé, en conservant le même écart de fréquence de base à l'égard de la fréquence de référence, laquelle n'est pas nécessairement effectivement émise. Selon une autre caractéristique de l'invention, le traitement cohérent, d'impulsion à impulsion,est effectué sur une pluralité de voies distance échelonnées à proportion inverse de l'écart de fréquence prédéterminé, ce qui permet d'utiliser la même rotation de phase pour plusieurs voies distance. Cela simplifie considérablement le traitement. Très avantageusement, le tirage au sort est effectué de sorte que la même fréquence porteuse d'émission ne revienne pas avant un nombre prédéterminé d'impulsions émises à d'autres fréquences porteuses, ce qui permet une réduction de l'ambiguïté de distance. Dans une variante de réalisation de l'invention, les impulsions émises définissent un motif répétitif dont les fréquences sont initialement tirées au sort. Ceci présente d'autres avantages qui apparaîtront aux yeux de l'homme de l'art. Selon une autre caractéristique de l'invention, le traitement des échos reçus comprend un traitement Doppler, en particulier une poursuite Doppler. Dans une application préférentielle, en particulier aux missiles autodirecteurs actifs, où l'émission/réception se fait à bord d'un mobile, le traitement des échos reçus comprend une compensation de l'effet Doppler dû à ce mobile. L'invention offre également un dispositif radar à impulsions, du type comprenant des moyens pour émettre des impulsions radar successives, et des moyens pour recevoir les échos correspondants à chaque impulsion émise, ainsi que pour les traiter de façon cohérente, d'impulsion à impulsion. Selon l'invention, la fréquence d'émission est agile, c'està-dire définie par des moyens de tirage au sort, de façon aléatoire ou quasi aléatoire, à l'intérieur d'une plage choisie de fréquences d'émission possibles, et les moyens de traitement comprennent des moyens de traitement préliminaire pour la compensation de l'agilité de fréquence, ramenant les échos ainsi compensés à une fréquence d'émission unique, tenant lieu de référence, et des moyens de traitement cohérent d'impulsion à impulsion pour les échos ainsi ramenés à la fréquence de référence. De préférence, les moyens d'émission comprennent des moyens pour tirer au sort de façon aléatoire ou quasi-aléatoire la fréquence d'émission de chaque impulsion dans un groupe de fréquences discrètes espacées d'un écart de fréquence prédéterminé ou d'un multiple de celui-ci, entre elles et par rapport à la fréquence de référence. Le dispositif de l'invention est susceptible d'avoir les mêmes spécificités de réalisation que celles rencontrées à propos du procédé. L'invention trouve une application particulière dans le cas où les moyens d'émission comprennent un tube à ondes progressives. Elle peut s'appliquer aussi au cas où l'émetteur est du type à état solide. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à l'examen de la description détaillée ci-après, et des dessins annexés, sur lesquels - la figure 1 est le schéma de principe d'un premier mode de réalisation d'un radar selon l'invention; et - la figure 2 est le schéma de principe d'un dispositif radar formant une variante de la figure 1. Sur les figures 1 et 2, une antenne radar 10 est reliée à un duplexeur 11, tel qu'un circulateur. Une première entrée du circulateur reçoit la sortie d'un émetteur 20, qui est de préférence un tube à ondes progressives. L'émetteur 20 peut également comprendre toute source de très haute fréquence opérant par exemple en bande KU, et possédant une puissance moyenne importante, qui peut se traduire par une puissance émise importante sous réserve d'un taux de répétition assez élevé. La fréquence de fonctionnement de l'émetteur 20 est définie par une entrée qu'il reçoit d'un commutateur 26, excité par un circuit 27 définissant la fréquence de récurrence des impulsions d'émission du radar. Cette fréquence est par exemple de 50 kHz. La fréquence porteuse F pour l'émission en cours est définie p par un organe synthétiseur 25, associé à des moyens de tirage au sort. De manière connue, le synthétiseur comprend une source de fréquence pilote, de préférence à quartz, qui excite un circuit synthétiseur de fréquence proprement dit, choisi pour permettre le tirage de n'importe quelle fréquence norteuse à 11 intérieur d'une plage d'agilité de 600 MHz, pour un pas de 50 MHz. Le tirage au sort consiste à choisir, au moment d'émettre une impulsion du radar, la fréquence porteuse de celle-ci parmi les douze sorties du synthétiseur; l'homme de l'art comprendra que ce tirage au sort peut être représenté par le tirage au sort d'un nombre entier ou indice i, qui correspond au numéro d'ordre de l'une des sorties du synthétiseur. Le tirage au sort est en principe effectué à chaque impulsion émise, comme le représente la liaison entre le bloc 27 et le bloc 25 sur les figures 1 et 2. Le synthétiseur 25 possède une autre sortie, illustrée en 28, et qui définit la fréquence porteuse qui a été tirée précédemment pour l'impulsion émise, fréquence porteuse qui est notée F , en même temps que l'indice i associé à cette fréquence q porteuse. (Des variantes plus sophistiquées pourront nécessiter la transmission de plusieurs indications de fréquences porteuses précédentes et d'indices i associés). Le signal reçu par l'antenne 10 comprend des échos résultant des impulsions émises par l'émetteur 20, accompagnés éventuellement d'un brouillage. Ce signal reçu est transmis par le circulateur 11 à un mélangeur 30. Le mélangeur 30 reçoit comme signal local la sortie d'un autre mélangeur 42. Cet autre mélangeur 42 reçoit, sur une entrée, la sortie d'une source de fréquence intermédiaire (FI) notée 40, et la fréquence Fq issue du synthétiseur 25. La sortie du mélangeur 42 est donc FI-+F q suivant que le mélange est supradyne ou infradyne. L'homme de l'art comprendra qu'on obtient alors en sortie du mélangeur 30 un signal qui est débarrassé de l'effet lié à l'agilité sur la fréquence d'émission. Ce signal, qui est à la fréquence FI, est appliqué à un amplificateur de fréquence intermédiaire 32. La sortie de l'amplificateur à fréquence intermédiaire 32 est appliquée à deux mélangeurs 34 et 36 opérant en quadrature. C'est-à-dire que le mélangeur 34 reçoit un signal local, et que le mélangeur 36 reçoit le même signal local, mais déphasé de tir/2 par un déphaseur 35 de type connu. Ce signal local peut, dans l'hypothèse d'un système radar fixe, être défini directement par la sortie de la source de fréquence intermédiaire 40. Dans le cas présent, où le système radar est embarqué, le signal local appliqué aux mélangeurs 34 et 36 est défini par un cinquième mélangeur 44, dont une entrée reçoit la sortie de la source à fréquence intermédiaire 40, et l'autre entrée reçoit d'un organe 46 une fréquence représentant la compensation de l'effet Doppler moyen lié au porteur du signal radar. On sait en effet qu'un porteur de radar est généralement équipé d'une centrale inertielle qui permet de définir son mouvement dans l'espace, et par là de connaître la composante de l'effet Doppler dû à ce mouvement, pour une fréquence porteuse déterminée. Les sorties des mélangeurs 34 et 36 sont respectivement appliquées à des échantillonneurs et convertisseurs analogiques numériques notés respectivement 54 et 56. La fréquence d'échantillonnage de ces deux organes 54 et 56 est définie par un circuit 50, et correspond à une période d'échantillonnage d'environ 200 nanosecondes. Il est rappelé que la fréquence de récurrence est de 50 kHz, et qu'un tube à ondes progressives admet un facteur de forme de 1% environ. Il en résulte une largeur d'impulsion émise de 200 nanosecondes, d'où la fréquence d'échantillonnage fournie par le circuit 50. Ceci correspond à un mode d'acquisition, sur une plage de distances réduite, étant observé que la fréquence de récurrence peut être variable, éventuellement tirée au sort, dans une plage prédéterminée (autour de 50 kHz par exemple). Les circuits 54 et 56 fournissent, sous forme numérique, un signal complexe représentant la sortie de l'amplificateur de réception 32, échantillonnée comme il vient d'être dit. Ce signal complexe est appliqué à un opérateur de rotation de phase 60, qui reçoit l'information de fréquence représentée par l'indice i précité. L'opérateur de rotation de phase fournit douze voies de signaux complexes, qui sont appliquées à des organes de traitement cohérent notés dans leur ensemble TC. La structure de ces organes de traitement cohérent n'est pas exactement la même sur les figures 1 et 2. Avant d'exposer la structure de ces organes de traitement cohérent TC, il convient d'entreprendre l'explication du fonctionnement des circuits situés en amont. On considère une suite d'impulsions émises aux instants TO, T1, Tn-1, et dont les fréquences centrales sont F0, F1, F2 ... Fn-1. Elles sont écartées de AF ou d'un multiple entier de AF , juscru, n.AF. On considère aussi une cible située à une distance d de l'antenne 10. Les phases des signaux reçus de cette cible, telles qu'elles apparaissent en sortie de l'amplificateur 32, pour les différentes fréquences émises, sont notées 0, 41, 42, ... 4n-1. A une constante près, on peut écrire = 2gFO 2 d c 1 = 2#F1 2.d c n-1 = 2 rFn-1 c La Demanderesse a observé quer pour faire un traitement cohérent comparable à celui qui aurait été associé à une émission à la seule fréquence F0, il faut faire subir au signal reçu une rotation de phase. Rapportée par exemple à la fréquence F0, cette rotation de phase est égale à 2#(F0 - Fi) 2d c pour la récurrence correspondant à une émission à la fréquence Fi, avec i variant de 0 à n-1. La rotation de phase dépend de la distance, et les valeurs des rotations de phase sont à changer chaque fois que la distance varie d'une quantité égale au pouvoir de résolution du système radar, c'est-à-dire tous les C/2.n.AF, c désignant la vitesse de propagation de l'onde elec(-rolnagnétique. Ceci conduit à créer un banc de n portes distance couvrant la plage c/2.AF au pas de c/2.n.AF. En principe, si la bande totale sur laquelle s'exerce l'agilité de fréquence est de 600 MHz, il y a une porte distance tous les 25 cm. Il faudrait alors que l'opérateur 60 fût capable d'un nombre considérablement élevé de rotations de phase différentes. La présente invention permet à ce niveau une simplification importante. En effet, l'invention prévoit que la fréquence porteuse de chaque impulsion est tirée au sort, dans les conditions précitées, dans un groupe de frences porteuses espacées entre elles d'un écart de fréquence prédéterminé. Si AF est cet écart minimum, on peut alors écrire FO - Fi = i x AF En d'autres termes, chaque fréquence tirée au sort peut être définie par un nombre entier ou indice i. Il est noté au passage que l'homme de l'art sait tirer au sort un nombre entier sur une gamme préétablie de nombres entiers. La rotation de phase que l'on fera alors subir au signal reçu est égale à 2.d 2i x AF 2 La Demanderesse a alors observé que cette compensation par rotation de phase est valable non seulement pour la distance d, mais aussi pour toute distance d' telle que 2AF d'-d X K x 27 c Cette relation s'applique pour une impulsion déterminée, donc indépendamment de l'indice i qui définit le tirage au sort de la fréquence porteuse. Dans l'exemple particulier où AF = 50 MHz, il vient d' - d = d= K x-3 mètres Dans ce qui précède, K est un nombre entier positif. Ainsi donc, avec une plage d'agilité de 600 MHz, et un pas de fréquence AF = 50 MHz, le nombre de voies distance est, par rapport à un traitement à fréquence fixe, multiplié par douze. Ce chiffre est en effet le rapport entre la résolution fine du système, qui est de 25 cm, et la périodicité de 3 mètres due à la répartition régulière des fréquences émises dans le spectre de fréquence porteuse possible. On remarquera encore que, malgré la distribution régulière des fréquences qui peuvent être émises, la résistance au brouillage des systèmes radar selon l'invention demeure très élevée, car l'ordre d'émission des fréquences est aléatoire, ce qui gêne considérablement les brouilleurs dans toute action visant à s'adapter au signal d'émission. Dans ce qui précède, on a expliqué comment peut être compensée la rotation de phase que provcque l'agilité de fréquence de l'émission. Sous réserve que la distance radar cible demeure constante, il devient possible, après cette compensation, d'effectuer une sommation cohérente des signaux reçus au cours des récurrences successives. Dans la pratique, la distance radar cible est variable, et il faut également compenser la rotation de phase due à l'effet Doppler. Ce qui tient au mouvement du radar lui-même est connu, et la compensation en est effectuée par l'organe 46, comme précédemment décrit. Cet organe est agencé pour compenser la rotation de phase due à l'effet Doppler calculée pour la fréquence d'émission F0, à partir des composantes connues du mouvement du radar. Reste l'effet Doppler lié à la cible. A cet égard, la sélectivité Doppler des signaux appliqués aux moyens de traitement cohérent TC est égale à l'inverse du temps d'intégration cohérente utilisé dans ces mêmes moyens. Si l'on peut se contenter de cette sélectivité Doppler (cas de la figure 1), il suffit de définir des voies distance à l'intérieur des moyens de traitement cohérent TC. Si au contraire on désire couvrir une plage Doppler plus grande que cette sélectivité, il convient de remplacer chaque voie distance par un banc de filtres, comme on peut le faire sur la figure 2. Si le nombre de filtres Doppler est important, on peut recourir à un opérateur de transformée de Fourier rapide . Dans le cas contraire, on peut utiliser l'opérateur de rotation de phase 60, qui fait alors partie des moyens de traitement cohérent, et réalise plusieurs décalages en fréquence pour chaque valeur de l'indice i. En aval, on effectue alors autant d'intégrations cohérentes qu'il y a de filtres ainsi définis par l'opérateur de rotation de phrase. Il est maintenant fait référence au mode de réalisation particulier des moyens de traitement cohérent TC tel qu'illustré sur la figure 1, et ce dans le cas où l'émetteur 20 est un tube à ondes progressives d'un facteur de forme de 1%. Par rapport aux magnétrons, un tel tube à ondes progressives fournit une puissance de crête inférieure, mais une puissance moyenne beaucoup plus élevée, ce qui permet d'obtenir la même puissance utile, sous réserve d'élever la fréquence de récurrence par rapport à celle couramment utilisée avec les magnétrons. La durée d'impulsion est par exemple de 200 nanosecondes. L'invention permet précisément d'élever la fréquence de récurrence tout en réalisant un traitement cohérent, qui tire pleinement parti des signaux émis et reçus. Dans l'exemple considéré, l'intégration cohérente porte sur dix récurrences, ce qui correspond à un temps de 200 microsecondes. La discrimination Doppler est de 5000 Hz, soit 50 mètres/seconde en bande KU. Il n'y a donc qu'un filtre Doppler, comme précédemment indiqué. A l'intérieur de la bande KU, les fréquences tirées au sort pour l'émission sont régulièrement réparties tous les 50 MHz sur une plage de 600 MHz, et le processus aléatoire qui effectue le tirage est agencé pour ne jamais répéter la même fréquence à moins de huit récurrences d'intervalle. On obtient de la sorte une ambiguïté de distance qui est supérieure à huit fois l'ambiguïté de 3 km correspondant à 50 kHz, soit 24 km. Sur la figure 1, les douze voies complexes obtenues en sortie de l'opérateur 60, après avoir subi douze rotations de phase différentes, sont tout d'abord traitées séparément. La première voie est appliquée à un organe d'addition 71-1, suivi d'une mémoire numérique définissant cent cases distance, et référencée 73-1. Ainsi, la récurrence de 3 km disponible sur chaque voie se trouve échantillonnée en cent points, qui correspondent donc à un pas distance de 30 mètres. En d'autres termes, sur la première sortie de l'opérateur 60, on verra à l'intérieur d'une même récurrence cent valeurs numériques différentes, compte tenu du rapport entre la période d'échantillonnage qui est de 200 nanosecondes, et la période de récurrence qui est de 20 microsecondes. Initialement, les mémoires 73 sont remises à zéro. Les cent échantillons consécutifs obtenus dans la première récurrence sont placés dans les cent emplacements respectivement associés de la mémoire 73-1 (dans l'hypothèse où c'est la première voie complexe de l'opérateur 60 qui fonc tionne). Par la suite, cent échantillons nouveaux d'une autre récurrence disponible sur la même voie complexe de sortie de l'opérateur 60 seront additionnés respectivement aux cent premiers échantillons, à l'aide du mécanisme d'accumulation que permet l'additionneur 71-1 en coopération avec la mémoire 73-1. Cette accumulation se poursuit sur dix récurrences, ce qui correspond au temps de 200 microsecondes indiqué plus haut pour l'intégration cohérente. Le même processus se produit dans les autres voies complexes de sortie de l'opérateur 60, avec les additionneurs 71-2 à 71-12, qui coopèrent respectivement avec les mémoires 73-2 à 73-12. Ainsi, à chaque voie d'échantillonnage, on a fait correspondre douze voies de compensation de l'effet de l'agilité, dans l'opérateur 60. En tout, l'extracteur cohérent qui couvre la distance de 3 km comporte donc : 100 x 12 = 1200 voies, définies par les 12 x 100 cases des mémoires 73. Après cette intégration cohérente, les douze voies correspondant à un même point d'échantillonnage peuvent être regroupées par l'organe 80, pour délivrer un signal qui sera post-intégré par l'organe 90, de façon à s'adapter au temps de présence de la cible. L'opérateur 80 qui suit l'intégration cohérente est un opérateur non linéaire, qui peut assurer plusieurs fonctions. Il peut tout d'abord réaliser l'extraction d'un module, à partir des informations numériques complexes disponibles dans les mémoires 73. Ceci peut être fait pour chacune des douze voies de traitement cohérent complexe, ou bien par un regroupement qui permet de n'obtenir qu'une seule information qui sera sujette à la post-intégration dans l'organe 90. Ce regroupement peut consister par exemple en la somme des carrés des modules des informations complexes disponibles, ou en des tests plus compliqués tenant compte de la résolution disponible sur la cible. On note à cet égard que l'analyse de la cible s'effectue, en distance, suivant une sorte de "peigne" de distances dont la résolution la plus fine est de 25 cm. Cette résolution permet de faire des discriminations entre vraies et fausses cibles, en tenant compte notamment de la texture que présente la cible en réponse au peigne d'analyse que permet l'invention. On peut par exemple rejeter les cibles dont la structure ainsi analysée serait trop continue, ou encore utiliser d'autres discriminations tenant compte d'informations connues à l'avance sur la signature d'une cible. L'opérateur 80 peut également réaliser une détection de contraste, de manière connue, afin de déterminer les signaux significatifs de cibles potentielles. Enfin, il est également possible de faire une sorte de contrôle automatique de gain (CAG) instantané, après la détection de contraste, en se servant des portes distance adjacentes à celles qui contiennent des signaux fortement contrastés, pour effectuer une normalisation de ces mêmes signaux. Un mode de réalisation particulier de l'extraction consiste à disposer un seuil sur chacune des douze voies issues des mêmes échantillons, et de post-intégrer dans l'organe 90 les seuls signaux qui ont dépassé ce seuil. Cette disposition rend maximale la probabilité de détection d'une cible en présence de bruit blanc. Une réalisation particulière de la détection de contraste consiste à mesurer le contraste entre douze voies successives, et à privilégier les cibles à fort contraste. Ceci permet d'éliminer les échos dont la profondeur est supérieure à une cinquantaine de centimètres. Ce qui précède s'applique à l'acquisition d'une "cible" sur une plage de distances d'environ 3 km. Il est bien sûr possible de faire le même traitement en poursuite d'une cible précédemment acquise. La poursuite utilise une ou plusieurs voies "différence", par exemple une voie "différence circulaire" construite de manière connue. Cette voie est également compensée en phase, de la même manière que par l'opérateur 60, puis intégrée de façon cohérente, l'opérateur d'écartométrie étant réalisé après intégration. L'acquisition d'une cible sur une plage de distances relativement importante (plus large que 3 km) peut être réalisée de deux manières différentes - la première manière conduit à une multiplication de matériel. Elle consiste à utiliser pour cette acquisition étendue la même fréquence de répétition d'émission de 50 kHz, et à disposer en parallèle des récepteurs sur des bandes hyper fréquence différentes. Chaque récepteur traite alors une plage de 3 km. - La seconde manière est plus simple et plus facile à mettre en oeuvre. Elle consiste, pour l'acquisition étendue, à diminuer la fréquence de récurrence, et à accroître la largeur d'impulsion. On peut par exemple choisir une fré quence de récurrence de 10 kHz, et une largeur d'impulsion de 1 microseconde. En effectuant un traitement cohérent sur quatre récurrences, on est conduit à disposer deux filtres Doppler pour couvrir une plage Doppler de 50 mètres/seconde. On note de plus qu'en élargissant l'écart AF entre fréquences dans un tel groupe de quatre récurrences, il est possible de réutiliser les mêmes circuits que pour l'acquisition dans la plage réduite, c'est-à-dire l'opérateur de rotation de phase 60, et les organes de traitement cohérent TC de la figure 1 (ces éléments ne sont bien sGr utilisés qu'en partie). L'homme de l'art comprendra que la présente invention est susceptible de nombreuses variantes. Il est tout d'abord possible de simplifier l'opérateur de rotation de phase 60. En effet, la Demanderesse a observé que l'on peut quantifier des rotations de phase avec un pas égal à tir/2, car la perte de rapport signal/bruit qui en résulte n'excède pas 1 dB. La rotation de phase se réduit alors à un simple multiplexage numérique, avec changement de signe. Un tel opérateur de multiplexage est illustré en 60 sur la figure 2. Sur cette figure 2, la structure des moyens de traitement cohérent TC est définie de manière plus générale que la réalisation particulière de la figure 1. Ces moyens de traitement cohérent TC comprennent des organes d'intégration cohérente en distance 75, associés à des -organes de traitement 85 permettant une poursuite, notamment une poursuite Doppler. La présente invention est susceptible de différentes applications. Elle peut servir notamment dans les missiles autodirecteurs anti-navires, qui ont le plus souvent à attaquer des formations protégées par des brouilleurs sophistiqués. Par comparaison aux magnétrons de la technique antérieure, dont la puissance moyenne est d'environ 20 watts pour une plage d'agilité de fréquence d'environ 300 MHz, l'invention permet de réaliser un autodirecteur ayant un plus grand facteur de mérite, ce facteur de mérite étant défini comme le produit de la puissance par la plage d'agilité, et ce en utilisant un émetteur à tubes à ondes progressives, avec une fréquence de récurrence plus grande que celle classiquement utilisée dans les magnétrons, et une intégration cohérente préalablement à la post-intégration ou à l'extraction d'écartométrie. Comme indiqué précédemment, le pouvoir de résolution en distance associé au traitement doit également permettre d'effectuer la discrimination entre les navires et certains types de leurres que l'on peut utiliser pour les simuler. En outre, en mode poursuite, te traitement cohérent peut être envisagé sur des durées plus longues (que les dix récurrences mentionnées plus haut) avec une poursuite qui s'exerce à la fois en Doppler (en vitesse) et en distance. Dans ces conditions, la bande de réception peut être réduite à une centaine de Hz, ce qui accroît notablement les performances anti-brouillage, en particulier à l'égard des brouilleurs à bruit. Revendications. 1. Procédé de radar à impulsions selon lequel on émet des impulsions radar successives (10,20), et l'on effectue un traitement cohérent (TC), d'impulsion à impulsion, sur les échos reçus (10,30,32), caractérisé - en ce que la fréquence d'émission (10,20) est agile, c'est-à-dire tirée au sort de façon aléatoire ou quasialéatoire, à l'intérieur d'une plage choisie de fréquences d'émission possibles et, - en ce que le traitement cohérent comprend une phase préliminaire (34,36,40,42,44,60) de compensation de l'agilité de fréquence, ramenant les échos ainsi compensés à une fréquence d'émission unique, tenant lieu de référence, et une phase de traitement cohérent (TC) d'impulsion à impulsion pour les échos ainsi ramenés à la fréquence de référence. 2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que les fréquences d'émission possibles, discrètes, sont décalées entre elles et par rapport à la fréquence de référence d'un écart de fréquence prédéterminé ou d'un multiple de celui-ci. 3. Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce que le traitement préliminaire des échos reçus comprend une rotation de phase (60) multiple de l'écart de fréquence prédéterminé, le facteur de multiplication faisant intervenir un indice représentant la fréquence porteuse tirée lors de l'émission correspondante. 4. Procédé selon la revendication 3, caractérisé en ce que le traitement cohérent (TC), d'impulsion à impulsion,est effectué sur une pluralité de voies distance échelonnées à proportion inverse de l'écart de fréquence prédéterminé, ce qui permet d'utiliser la même rotation de phase pour plusieurs voies distance. 5. Procédé selon l'une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que le tirage au sort (25) est effectué de sorte que la même fréquence porteuse d'émission ne revienne pas avant un nombre prédéterminé d'impulsions émises à d'autres fréquences porteuses, ce qui permet une réduction de l'ambiguïté de distance. 6. Procédé selon l'une des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que les impulsions émises définissent un motif répétitif dont les fréquences sont initialement tirées au sort (25). 7. Procédé selon l'une des revendications 1 à 6, caractérisé en ce que le traitement des échos reçus comprend un traitement Doppler, en particulier une poursuite Doppler (85). 8. Procédé selon l'une des revendications 1 à 7, dans lequel l'émission/réception se fait à bord d'un mobile, caractérisé en ce que le traitement préliminaire des échos reçus comprend une compensation de l'effet Doppler dû à ce mobile (46). 9. Dispositif radar à impulsions, comprenant des moyens (10, 11, 20) pour émettre des impulsions radar successives, des moyens (10, 11, 30, 32) pour recevoir les échos correspondant à chaque impulsion émise, et ainsi que pour les traiter (TC) de façon cohérente d'impulsion à impulsion, caractérisé : - en ce que la fréquence d'émission (10,20) est agile, c'est-à-dire définie par des moyens de tirage au sort, de façon aléatoire ou quasi-aléatoire, à l'intérieur d'une plage choisie de fréquences d'émission possibles, et - en ce que les moyens de traitement comprennent des moyens de traitement préliminaire (34,36,40,42,44,60) pour la compensation de l'agilité de fréquence, ramenant les échos ainsi compensés à une fréquence d'émission unique, tenant lieu de référence, et . des moyens de traitement cohérent (TC) d'impulsion à impulsion pour les échos ainsi ramenés à la fréquence de référence. 10. Dispositif selon la revendication 9, caractérisé en ce que les fréquences d'émission possibles, discrètes, sont décalées par rapport à la fréquence de référence d'un écart prédéterminé, ou d'un multiple de celui-ci. 11. Dispositif selon la revendication 9, caractérisé en ce que les moyens de traitement préliminaire des échos reçus comprennent un opérateur propre à leur faire subir une rotation de phase (60) multiple de l'écart de fréquence prédéterminé, le facteur de multiplication faisant intervenir un indice représentant la fréquence porteuse tirée lors de 1 'émission correspondante. 12. Dispositif selon la revendication 10, caractérisé en ce que les moyens de traitement cohérent, d'impulsion à impulsion, comprennent une pluralité de voies distance (TC) échelonnées à proportion inverse de l'écart de fréquence prédéterminé, ce qui permet d'utiliser la même rotation de phase pour plusieurs voies distance. 13. Dispositif selon l'une des revendications 9 à 12, caractérisé en ce que les moyens de tirage au sort (25) sont agencés de sorte que la même fréquence porteuse d'émission ne revienne pas avant un nombre prédéterminé d'impulsions émises à d'autres fréquences porteuses, ce qui permet une réduction de l'ambiguïté de distance. 14. Dispositif selon l'une des revendications 9 à 13, caractérisé en ce que les moyens de tirage au sort (25) sont aptes à répéter un motif de fréquences initialement tirées au sort. 15. Dispositif selon l'une des revendications 9 à 14, caractérisé en ce que les moyens de traitement cohérent (TC) des échos reçus sont agencés pour effectuer un traitement Doppler, en particulier une poursuite Doppler (85). 16. Dispositif selon l'une des revendications 9 à 15, installé à bord d'un mobile, caractérisé en ce que les moyens de réception comprennent des moyens de compensation de l'effet Doppler dû à ce mobile (46). 17. Dispositif selon l'une des revendications 9 à 16, caractérisé en ce que les moyens d'émission (20) comprennent un tube à ondes progressives.