Brevet FR2690019A1 — publié le 19931015

CIRCUIT ET MELANGEUR HARMONIQUES La présente invention concerne les mélangeurs harmoniques, et en particulier les mélangeurs à diodes destinés à l'utilisation dans la bande millimétrique ou cen timétrique. Dans un récepteur de signal de haute fréquence, on place habituellement un mélangeur à l'entrée du ré- cepteur de façon à pouvoir réduire la fréquence du signal et à pouvoir effectuer un traitement ultérieur du signal à une fréquence inférieure et plus maniable Le mélan- geur a pour fonction de mélanger le signal reçu avec un signal de référence pour produire un signal de fréquence réduite, c'est-à-dire un signal d'une fréquence f I qui est la différence ou la différence harmonique entre les fréquences f SJ f R du signal reçu et du signal de référen- ce : f I if S nf R | ; N étant un nombre entier. En pratique, une série de signaux de différence harmoni- que sont engendrés, c'est-à-dire des signaux correspon- dant à différents harmoniques n, et on extrait l'un de ces signaux, qui est le signal à une fréquence particu- lière choisie, en utilisant un amplificateur à bande étroi- te. Dans un récepteur caractéristique pour la bande centimétrique, un signal de haute fréquence est couplé par rayonnement à une antenne parabolique collectrice et est transmis à un mélangeur en microcircuit, par exemple un cir- cuit de diodes en anneau, au moyen d'un guide d'ondes Ce microcircuit consiste habituellement en une plaque de sup- port diélectrique dont une surface porte des conducteurs ayant une configuration définie et des composants de mé- langeur à semiconducteurs, par exemple des diodes fixées sur cette surface, tandis que l'autre surface de la pla- que peut également être métallisée en totalité ou en partie Le positionnement de ces composants est extrême- ment critique Le microcircuit est habituellement monté dans la cavité du guide d'ondes ou bien il est connecté au guide d'ondes par une transition conçue spécialement. Le positionnement de ce circuit par rapport au guide d'on- des est également critique. Le positionnement précis des composants et le positionnement du microcircuit sont des tâches mécaniques délicates et sont responsables dans une large mesure du coût de fabrication relativement élevé de ces récepteurs classiques Ces récepteurs sont difficiles à mettre au point, fragiles et coûteux. On mentionnera ici la demande de brevet GB 8206114 qui décrit divers mélangeurs, par exemple des mé- langeurs équilibrés et des mélangeurs équilibrés doubles. Ces mélangeurs ont une structure de faibles dimensions et chacun d'eux comporte une antenne intégrée Chacun d'eux comprend essentiellement une paire de dipôles croisés mon- tés sur un élément de support fortement diélectrique, ou placés très près de ce dernier, et comporte un circuit mélangeur à diodes en anneau connecté entre les branches constitutives des dipôles Dans l'utilisation, un signal d'entrée et un signal de référence sont respectivement couplés par rayonnement vers l'un particulier des deux dipôles, chacun d'eux étant conçu de façon à être réson- nant Les fréquences du rayonnement d'entrée et de réfé- rence sont similaires. L'invention procure un circuit et un mélangeur harmoniques qui ont à la fois de faibles dimensions et une grande robustesse mécanique. Conformément à l'invention, un circuit et un mélangeur harmoniques comprennent : une antenne dipôle plane montée sur un élément à résistivité élevée et comportant un mélangeur, connecté entre les branches constitutives de l'antenne dipôle, qui est constitué par au moins une diode et qui a une impé- dance adaptée à l'impédance de rayonnement de l'antenne des liaisons de connexion connectées au mélangeur ; une source de signal de référence connectée au mélangeur au moyen des liaisons de connexion ; et un amplificateur à bande étroite connecté au mélangeur, qui réagit à des signaux de mélange produits dans le mélangeur en extrayant au moins un signal à une fréquence égale à la différence entre la fréquence du rayonnement de signal incident et un harmonique du signal de référence. On peut utiliser ce circuit et ce mélangeur pour comparer la phase d'un signal de haute fréquence avec celle d'un signal de référence stable de fréquence relativement basse (par exemple, une fréquence inférieure d'un facteur de quatre à trente à la fréquence du signal serait caractéristique) On peut les utiliser dans des applications de radar pour comparer la phase d'un oscil- lateur local avec un signal de référence de fréquence basse On peut également les utiliser dans des synthé- tiseurs de fréquence. Du fait que le mélangeur est incorporé à l'an- tenne, le circuit a une structure de faibles dimensions et les problèmes de positionnement et de montage précités sont supprimés. On peut utiliser un circuit mélangeur simple ne comprenant qu'une seule diode pour effectuer un mélange harmonique Cependant, des circuits plus complexes emplo- yant deux ou quatre diodes dans une configuration équili- brée offrent des avantages dans des systèmes pratiques, à savoir : (a) Le fait de minimiser l'amplitude du signal de référence qui apparaît aux bornes de l'amplificateur. Ceci facilite l'identification du signal de sortie FI et améliore indirectement la sensibilité du récepteur Ceci réduit également l'influence du bruit d'amplitude du si- gnal de référence sur le signal de sortie FI. (b) La séparation des signaux de sortie FI cor- respondant à des harmoniques pairs et impairs du signal de référence Ceci est avantageux lorsqu'il est nécessai- re de mesurer une fréquence de signal proche de (n+Ya)f R. (c) La séparation des signaux correspondant aux bandes latérales supérieure et inférieure. Du fait que les circuits mélangeurs ont de fai- bles dimensions, comme indiqué précédemment, ils convien- nent pour des configurations du type à réseau ou à réseaux multiples. Les diodes du mélangeur peuvent être des compo- sants discrets fixés sur les branches de l'antenne Il est cependant préférable que l'antenne soit supportée par un élément semiconducteur et que les diodes du mélangeur, de même que l'amplificateur, soient intégrés dans la structure de cet élément Cet élément semiconducteur peut être utilisé en tant qu'élément à constante diélectrique élevée, ayant pour fonction de coupler le rayonnement de signal vers l'antenne Il peut également être constitué sous la forme d'une partie intégrante de l'élément à cons- tante diélectrique élevée Selon une variante, un élément semiconducteur et un élément à constante diélectrique plus élevée peuvent être placés de part ét d'autre de l'antenne, l'élément semiconducteur ayant pour fonction d'intégrer les diodes du mélangeur, tandis que l'élément diélectrique a pour fonction de coupler le rayonnement de signal vers l'antenne. L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui va suivre de modes de réalisation don- nés à titre d'exemples non limitatifs La suite de la des- cription se réfère aux dessins annexés sur lesquels : La figure 1 est une représentation, partielle- ment en plan et partiellement schématique, d'un mélangeur et d'un circuit harmoniques à une seule diode ; La figure 2 est une représentation en plan mon- trant le détail d'une réalisation sous forme monolithique d'une partie du circuit représenté sur la figure 1 ci- dessus ; Les figures 3 et 4 représentent respectivement, partiellement en plan et partiellement sous forme schématique, des variantes d'un circuit mélangeur harmonique à deux diodes Les figures 5 à 10 représentent partiellement en plan et partiellement sous forme schématique un cer- tai*n nombre de variantes de circuit mélangeur harmonique à quatre diodes en anneau ; La figure 11 est une représentation, partielle- ment en plan et partiellement sous forme schématique, d'un circuit mélangeur harmonique à quatre diodes en an- neau comprenant des diodes de protection contre les sur- charges ; Les figures 12 et 13 montrent en coupe deux configurations de montage différentes pour un circuit mélan- geur à structure monolithique ; La figure 14 est un schéma de circuit pour un réseau d'éléments mélangeurs harmoniques ; La figure 15 montre en coupe une combinaison d'une lentille et de réseaux multiples ; et La figure 16 montre partiellement en plan et par- tiellement sous forme schématique un réseau à deux récep- teurs conçu pour effectuer une mesure de fréquence instan- tanée. Les figures 1 à 11 montrent diverses formes de circuit mélangeur harmonique Ces formes vont d'une struc- ture simple consistant en un circuit mélangeur à une seu- le diode, représenté sur la figure 1, à des variantes plus complexes et préférées, qui comprennent des mélangeurs à deux diodes (voir les figures 3 et 4) et des mélangeurs en anneau à quatre diodes (voir les figures 5 à 11). Le circuit mélangeur simple à une seule diode qui est représenté sur la figure 1 comprend : un élément mélangeur à une seule diode, D; une antenne 1, destinée à établir un couplage par rayonnement entre un champ de ra- yonnement de signal externe et le mélangeur D ; une struc- ture d'application de signal d'oscillateur local compre- nant une ligne de transmission d'amenée 3, une courte longueur de ligne de transmission de connexion 5, et des connexions résistives Rl et R 2, pour établir un couplage conducteur direct entre un oscillateur local OL et le mé- langeur D ; et un amplificateur à fréquence intermédiaire (FI), A, connecté au mélangeur D, pour extraire l'un des produits des signaux mélangés, c'est-à-dire un signal ayant une fréquence "f I" donnée par la différence de fré- quence entre le signal externe "f S" et un harmonique pro- che "n" du signal de référence d'oscillateur local, "f R": f, = Ifs nf RI L'antenne 1 et les lignes de transmission 3 et 5 ont été formées à partir d'une métallisation commune, consistant en une couche de métal déposée sur la surface d'un subs- trat de support 7 en matière à résistivité élevée, consis- tant soit en un diélectrique isolant soit en un semicon- ducteur L'antenne 1, qui est un dipôle plan et plat, est constituée par deux branches la, lb séparées par un espa- ce étroit dans lequel s'étend la diode de mélangeur D La longueur du dipôle est choisie de façon que l'antenne 1 résonne à la fréquence RF du signal externe, ou bien si l'antenne doit être utilisée pour couvrir une gamme de fréquences externes, elle est conçue de façon à résonner à une fréquence située dans la bande exigée, ou proche de cette bande, et habituellement au voisinage de l'extrémité de fréquence basse de cette bande L'antenne a donc une longueur approximativement égale à la moitié de la longueur d'onde du signal, cette dernière dépendant des propriétés de la matière de support La ligne de transmission de connexion 5 est formée par une paire de conducteurs plans 5 a et 5 b ; et chacun d'eux s'étend dans une direction ortho- gonale à partir de l'une respective des branches la et lb du dipôle La ligne de transmission d'amenée 3 est consti- tuée de façon similaire par une paire de conducteurs paral- lèle plats 3 a et 3 b La ligne 3, sous forme de paire, est étroite pour faire en sorte que la propagation du signal de référence soit limitée à un mode TEM bien défini, afin d'éviter un couplage parasite avec l'antenne 1 L'espace entre les deux conducteurs 3 a, 3 b est habituellement choi- si à une valeur faible vis-à-vis de la largeur de chaque conducteur 3 a, 3 b, de façon que l'impédance de ligne pré- sentée soit faible Les connexions résistives Ri et R 2 établissent respectivement une connexion entre les conduc- teurs Sa, 5 b de la ligne de transmission de connexion 5 et les conducteurs 3 a, 3 b de la ligne de transmission d'amenée 3 La ligne de transmission d'amenée 3, les con- nexions résistives Rl et R 2 et la ligne de transmission de connexion 5 établissent ainsi un chemin conducteur direct entre l'oscillateur local OL et la diode mélangeuse D Ces éléments ont également pour fonction de faire cir- culer un courant continu de polarisation vers la diode D et à partir de celle-ci La longueur effective de la ligne de transmission de connexion 5, ainsi que sa charge de terminaison, sont choisies de façon à éviter l'existence d'une charge RF excessive aux bornes de l'antenne 1 Une charge capacitive, c'est-à-dire un condensateur C, est ainsi con- nectée entre les éléments de la paire de conducteurs Sa et 5 b, à une distance d'un quart de longueur d'onde, ou moins, de l'antenne 1 L'impédance RF effective que cette ligne de transmission 5 présente aux bornes de la diode D, dans le chemin de l'antenne, est donc soit un circuit ou- vert (pour un quart de longueur d'onde), soit une impé- dance inductive (pour moins d'un quart de longueur d'onde). Pour optimiser le rendement du mélangeur, on choisit ha- bituellement cette impédance de façon qu'elle soit induc- tive, c'est-à-dire qu'elle constitue une inductance réson- nant avec la capacité de la diode à la fréquence RF du si- gnal ou à la fréquence RF du centre de la bande du signal. On choisit ainsi normalement la longueur de la ligne de transmission de connexion 5 entre l'antenne 1 et le condensateur de terminaison C de façon qu'elle soit comprise entre un seizième et un quart de longueur d'onde dans le mode de transmission Les entrées de l'amplificateur de FI, A, sont connectées aux bornes du condensateur C, en étant respectivement connectées à chaque conducteur Sa et 5 b de la ligne Le condensateur C, qui a une impédance faible à la fréquence du signal RF, est choisi de façon que son impédance en continu et en FI soit relativement élevée en comparaison. La diode mélangeuse D est un dispositif à barriè- re de Schottky On pourrait cependant utiliser d'autres formes de diode à porteurs majoritaires capable de produi- re un taux d'harmoniques notable en RF Comme les autres composants, c'est-à-dire les connexions résistives Ri, R 2 et l'amplificateur A, la diode peut être incorporée sous la forme d'un composant hybride fixé en position Cependant, la structure de faibles dimensions du circuit mélan- geur se prête à sa réalisation sous forme intégrée monoli- thique A condition que le substrat de support 7 consiste en une matière semiconductrice, ces composants peuvent ainsi être réalisés sous forme de parties intégrées de la matière de substrat sous-jacente. La figure 2 montre la partie terminale de la li- gne de transmission de connexion 5 Elle a été formée avec l'amplificateur A réalisé sous la forme d'un composant intégré à la matière semiconductrice du substrat de support 7 et placé au-dessous du métal de la ligne de transmission de connexion 5 L'amplificateur A peut être réalisé en plus d'une partie, comme le montre la figure 2 et, dans ce cas, les parties de l'amplificateur A peuvent être con- nectées électriquement par un ou plusieurs éléments con- ducteurs situés sous les parties de ligne de transmission 5 a, 5 b, 5 c, et isolés en basse fréquence de la ligne de transmission 5 par une couche isolante Le condensateur C est formé par une partie de l'un des conducteurs de ligne 5 b, par une couche diélectrique de recouvrement 9 et par une extension 5 c de l'autre conducteur de ligne Sa, en continuité électrique avec une couche de recouvrement en métal 11, formant une prise qui constitue une armature du condensateur C, au-dessus du conducteur sous-jacent 5 b qui forme l'autre armature. Un défaut de cette structure simple du circuit mélangeur (figure 1) consiste en ce que le signal de ré- férence est appliqué directement aux bornes de l'amplifi- cateur de FI, A De ce fait, des contraintes sévères sont imposées à la conception de l'amplificateur pour assurer effectivement la séparation entre le signal d'oscillateur local (OL) et le signal de fréquence intermédiaire (FI). On peut supprimer ce défaut dans des configurations de cir- cuits mélangeurs équilibrés, c'est-à-dire des circuits com- prenant des mélangeurs ayant deux diodes ou plus, dont des exemples sont décrits ci-après. La figure 3 montre un circuit mélangeur à deux diodes La diode unique D a été remplacée ici par une pai- re de diodes Dl et D 2 Ces diodes sont placées en série, en sens inverse, dans l'espace situé entre les deux bran- ches la et lb de l'antenne 1, et elles sont reliées à cha- que côté d'un condensateur C, à l'extrémité proche d'une ligne de transmission conductrice détachée 5 Comme dans l'exemple précédent, le condensateur C est choisi de fa- çon à présenter une impédance faible pour le signal RF, tandis qu'il présente une impédance relativement élevée en FI et en continu Les connexions résistives Rl et R 2 sont disposées de façon à établir une connexion entre l'une des électrodes 3 a de la ligne de transmission d'ame- née et chacune des électrodes 5 a et 5 b de la ligne de transmission de connexion L'antenne 1 s'étend en coin- cidence avec une courte longueur d'une ligne de transmis- sion en court-circuit 13 qui s'étend dans l'espace sépa- rant les deux branches de dip; 3 le la et lb, et dans une direction orthogonale à partir de ces deux branches Cette courte longueur de ligne de transmission 13, ayant de façon caractéristique une longueur comprise entre un sei- zième et un quart de longueur d'onde, constitue un élément de ligne en court-circuit, ou "stub" de nature inductive, et elle est conçue de façon à avoir une réactance RF in- ductive supérieure ou égale à la réactance RF capacitive de la combinaison diodes-condensateur Dl-C-D 2 L'impédan- ce de court-circuit à l'extrémité de ce stub 13 est une résistance faible et établit la continuité en continu entre les deux branches la et lb de l'antenne 1 Le circuit de polarisation en continu et de référence d'oscillateur lo- cal est complété par une connexion résistive R 3 qui s'étend entre une branche la de l'antenne 1 et l'autre conducteur 3 b de la ligne de transmission d'amenée 3 La connexion résistive R 3 doit être choisie avec soin, car elle ne doit pas établir un chemin notable pour le courant RF entre l'antenne 1 et la ligne de transmission d'amenée 3, un tel chemin ayant pour effet de perturber la résonan- ce et le fonctionnement de l'antenne, et de diminuer le rendement du fonctionnement On peut réaliser cette con- nexion R 3 en utilisant une liaison conductrice à résis- tivité élevée, ou bien elle peut être constituée par une structure métallique résistive ayant une configuration déterminée, dans laquelle la matière résistive est subdi- visée en un certain nombre de chemins parallèles normaux à l'antenne Cette dernière structure est conçue de fa- çon à donner une résistance élevée en RF, tout en permet- tant une résistance modérée en continu Des détails supplémentaires concernant cette structure figurent dans la demande de brevet GB 82 13349, citée ici à titre de référence. La figure 4 montre une variante de ce circuit mélangeur à deux diodes Il existe ici une seconde ligne de transmission d'amenée 3 ', qui est une ligne connectée à l'oscillateur local OL et à la source continue, en pa- rallèle sur la première ligne de transmission d'amenée 3. La continuité du circuit de polarisation continue et de référence d'oscillateur local est encore assurée par une connexion résistive R 3, mais dans ce cas, la conne- xion est établie entre un conducteur 3 b' de la seconde ligne de transmission d'amenée 3 ' et le stub 13 On évite ainsi les exigences de conception rigoureuses pour cette connexion qui ont été envisagées ci-dessus. Les circuits mélangeurs représentés sur les fi- gures 3 et 4 réagissent à des produits de mélange de si- gnaux avec des harmoniques pairs et impairs de l'oscilla- teur local Ceci peut créer un problème lorsque la fré- quence du signal, f S, est proche de (n+Y 2)f R Les produits de mélange avec nf R et avec (n+ 1)f R ont alors des fréquen- ces presque égales et sont difficiles à distinguer Ceci empêche finalement la discrimination entre des signaux ayant une fréquence légèrement inférieure à (n+Y 2)f R et ceux ayant une fréquence légèrement supérieure. Des circuits mélangeurs capables de séparer des produits de mélange avec des harmoniques pairs et impairs sont décrits ci-après. Le circuit représenté sur la figure 5 découle du circuit déjà représenté sur la figure 3 Il est basé sur le fait que l'inversion des diodes Dl et D 2 inverse le signe des signaux de FI obtenus par mélange avec des harmoniques impairs, mais n'inverse pas le signe pour des harmoniques pairs Sur la figure 5, le circuit com- prend donc une seconde paire de diodes Dl' et D 2 ' (dis- posées en sens inverse par rapport à la paire Dl et D 2 mentionnée en premier), un second condensateur C', une seconde ligne de transmission de connexion 5 ', une se- conde paire de connexions résistives Ri' et R 2 ' établis- sant une connexion entre la seconde ligne de transmis- sion de connexion et un conducteur 3 a de la ligne de transmission d'amenée, et un second amplificateur A'. Les sorties des deux amplificateurs A et A' sont connec- tées aux entrées d'un circuit de somme et de différence 15 La sortie de somme de ce circuit 15 fournit le pro- duit obtenu en mélangeant le signal avec des harmoniques pairs du signal de référence, tandis que la sortie de dif- férence fournit le produit obtenu avec les harmoniques im- pairs La séparation précise des produits d'intermodulation pairs et impairs exige que les diodes et les résis- tances soient parfaitement adaptées, que la ligne de transmission en court-circuit 13 constitue un court-cir- cuit parfait en FI et que les amplificateurs A et A' soient adaptés En pratique, la séparation est imparfaite, mais les signaux les plus élevés sur les sorties de somme et de différence peuvent être utilisés dans un traitement de signal ultérieur, par exemple pour déterminer la fré- quence du signal. La figure 6 montre une variante de ce circuit. Les diodes Dl à D 2 ' sont ici toutes disposées dans le même sens, mais les paires de résistances Ri, R 2 et Rl', R 2 ' sont connectées respectivement à des conducteurs diffé- rents 3 a et 3 b de la ligne de transmission d'amenée 3. La connexion entre l'antenne 1 et la ligne d'amenée 3 est évitée; le circuit de polarisation en continu est terminé par une connexion résistive R 3 qui s'étend entre le stub 13 et une ligne de polarisation continue 17. Pour certaines applications, il sera suffisant que le circuit réponde au mélange avec des harmoniques pairs ou des harmoniques impairs de l'oscillateur local. On peut par exemple modifier dans ce but le circuit repré- senté sur la figure 4, en remplaçant chaque diode Dl et D 2 par une paire de diodes branchées dans des sens inver- ses Dans ce cas, le fonctionnement n'exige pas l'application d'une polarisation continue Ce circuit n'est sensi- ,jble qu'aux produits de mélange correspondant à des harmo- niques pairs. Le circuit représenté sur la figure 7 est conçu de façon à être sensible uniquement aux produits d'inter- modulation correspondant à des harmoniques impairs Les deux diodes Dl et D 2 sont connectées ici à une ligne de transmission de connexion 5, à un condensateur C, à un amplificateur A et à des connexions résistives Rl et R 2 dirigées vers l'un des conducteurs 3 a d'une ligne d'ame- née 3 Une autre paire de diodes Dl' et D 2 ' est connectée à l'autre conducteur 3 b de cette ligne d'amenée 3 par une connexion résistive Ri' Des résistances supplémentai- res R 3 et R 3 ' sont ajoutées pour fournir un courant conti- nu de polarisation pour les quatre diodes Dl à D 2 ' Ces résistances R 3, R 3 ' sont connectées entre une ligne de polarisation continue 17 et les branches de dipôle respec- tives la et lb de l'antenne 1 Comme on l'a envisagé en re- lation avec la figure 3, toutes les connexions résistives vers le métal du dipôle doivent être conçues avec soin pour éviter d'appliquer une charge RF excessive à l'anten- ne 1 Dans la variante de ce circuit qui est représentée sur la figure 8, il est incorporée une adaptation consis- tant en un stub 13 à terminaison capacitive, et les ré- sistances R 3, R 3 ' sont connectées entre ce stub 13 et la ligne de polarisation 17. Dans ces deux circuits, représentés sur les fi- gures 7 et 8, des produits de mélange résultant d'harmoniques pairs de l'oscillateur local s'annulent à l'entrée de l'amplificateur à condition que le signal d'oscillateur local qui attaque la première paire de diodes Dl et D 2 soit identique à celui qui attaque la seconde paire de diodes Dl' et D 2 ' On peut satisfaire cette condition si les résistances R 3 et R 3 ' ont une valeur très supérieure à celle des résistances Rl, R 2 et Ri'. Dans le circuit mélangeur représenté sur la fi- gure 9, qui est une variante du circuit de la figure 7, la résistance Rl' est connectée entre la seconde paire de diodes Dl' et D 2 ', et l'un des conducteurs 3 b' d'une seconde ligne de transmission d'amenée 3 '. La figure 10 montre un exemple d'un circuit mé- langeur qui fournit deux signaux de sortie amplifiés, chacun d'eux provenant d'une paire respective de diodes mélangeuses Dl, D 2 et Dl', D 2 ' Dans cet exemple, les deux paires de diodes Di, D 2 et Dl', D 2 ' sont séparées par une longueur de ligne de transmission 19 Celle-ci fait fonction de ligne à retard et établit un retard de phase 0, par exemple un retard de phase fixé par concep- tion à T/2, entre le signal RF qui est appliqué à la paire de diodes inférieure Dl', D 2 ' et celui qui est ap- pliqué à la paire de diodes supérieure Dl, D 2 Les si- gnaux d'attaque d'oscillateur local sont en phase Il y a donc entre les signaux de sortie un déphasage de -0, selon que la fréquence du signal est supérieure ou infé- rieure à la fréquence de l'harmonique nf R' On peut ensui- te utiliser le signe de ce déphasage pour déterminer le signe de la bande latérale de FI f S nf R f I Dans certaines applications pratiques, par exem- ple dans l'interception radar, les circuits peuvent être exposés à un niveau très élevé de rayonnement RF Dans ces circonstances, une protection du circuit est nécessai- re Une précaution qu'on peut prendre consiste à incorpo- rer des diodes de limitation, c'est-à-dire des diodes qui peuvent commuter rapidement et accepter les courants RF élevés qui sont induits dans le mélangeur/récepteur Une illustration de ceci est présentée sur la figure 11, sur laquelle une paire de diodes de limitation D 3, D 3 ', bran- chées en parallèle, a été ajoutée au circuit de la figure 5 La paire de diodes D 3, D 3 ' a été intercalée dans l'espace entre les deux branches de dip 8 le la et lb de l'antenne 1, o elle peut shunter le plus efficacement le signal RF de puissance élevée, de façon que ce dernier ne passe pas dans les diodes mélangeuses Dl à D 2 ' Cette paire de diodes D 3, D 3 ' peut être formée par deux diodes Schottky inversées ou par une combinaison d'une diode Schottky et d'une diode PIN. Les figures 12 et 13 montrent deux configura- tions de montage principales pour des circuits mélangeurs du genre décrit ci-dessus. Sur la figure 12, le métal de l'antenne 1 et des lignes de transmission 3, 5 est déposé sur la surface d'un substrat semiconducteur 7 Ce substrat 7 est fixé sur la surface arrière d'un élément diélectrique isolant 21 Les matières semiconductrices et diélectriques sont de préfé- rence choisies avec des constantes diélectriques approxi- mativement similaires, pour optimiser la proportion du rayonnement de signal S qui est transmise vers l'antenne 1 à travers les milieux diélectriques et semiconducteur 21 et 7 On peut donner à l'élément diélectrique 21 une for- me telle qu'il se comporte comme une lentille, ou bien on peut l'utiliser en tant que partie d'une lentille compo- sée, pourconcentrer ou focaliser le rayonnement sur l'an- tenne 1. Sur la figurei 3, le substrat semiconducteur 7 est en position inversée, les composants de surface en mé- tal 3 et 7 étant intercalés entre le substrat semiconduc- teur 7 et l'élément diélectrique 21 Si ces composants en métal 3 et 7 ne sont pas en contact effectif avec l'élé- ment 21, ils sont maintenus suffisamment près de sa surfa- ce pour que l'air présent dans l'intervalle n'ait pas d' effet appréciable sur le couplage du champ de rayonnement de l'antenne et le comportement n'est pas différent en pratique de celui d'une antenne située à une interface semiconducteur-diélectrique Contrairement à l'exemple pré- cédent, la constante diélectrique du milieu diélectrique 21 est choisie de façon à être quelque peu supérieure à celle du milieu semiconducteur 7, afin que l'antenne soit couplée de façon prédominante au rayonnement provenant du c 8 té diélectrique de la structure Une couche 23 de métal faisant fonction d'écran ou de diélectrique protecteur peut être incorporée sur la surface arrière du substrat 7. APPLICATIONS DES CIRCUITS MELANGEURS HARMONIQUES Chaque circuit mélangeur décrit ci-dessus peut être utilisé seul en tant que récepteur Du fait que le circuit mélangeur a une structure de faibles dimensions, il peut être utilisé en combinaison avec deux autres cir- cuits similaires, ou plus, sous la forme de réseaux uni- dimensionnels et bidimensionnels En outre, on peut combiner deux réseaux ou plus en un seul système récepteur com- plexe, pour les applications les plus exigeantes dans le do- maine des radars Quelques applications sont décrites dans le texte qui suit. 1 Application à un récepteur unique Dans certains systèmes de radar, par exemple des systèmes de radar Doppler, il est nécessaire de mesurer la phase d'un oscillateur local de haute fréquence par rapport à une source de référence ayant une stabilité de phase élevée Cette source est habituellement à une fréquence relativement basse, soit de façon caractéristique une fré- quence dans la gamme de 50 M Hz à 1 G Hz Une faible frac- tion de la puissance de l'oscillateur local de haute fréquence, de façon caractéristique un microwatt, est couplée de façon rayonnante par l'antenne de signal 1 d'un mélan- geur harmonique Le signal de référence pour ce mélangeur est fourni par une source de fréquence inférieure à haute stabilité, OL On amplifie le signal de sortie de FI du mélangeur et on mesure sa phase O Fi' On peut effectuer cette mesure en utilisant par exemple un détecteur sensi- ble à la phase et une autre source de référence stable, mais ayant une fréquence proche de celle du signal de sor- tie de FI La phase de l'oscillateur local de haute fréquence est alors donnée par la relation 0 (t) = N wt + OFI(t) dans laquelle O FI(t) est la phase du signal de FI, W est la fréquence d'oscillateur local pour le mélangeur harmo- nique, N est le rang de l'harmonique et t est la variable de temps Pour de nombreuses applications, la connaissance des valeurs du rang de l'harmonique, n, et de la fréquence de référence W n'est pas exigée, à condition qu'elles de- meurent constantes. La demande de brevet GB 82 06114 décrit un cer- tain nombre de mélangeurs en circuit intégré fonctionnant sur des fréquences fondamentales Chaque mélangeur est constitué par une paire de dipôles croisés comportant à leur centre, ou près de leur centre, un mélangeur en anneau dont les diodes sont réalisées dans une matière de substrat semi- conductrice sous-jacente Le mélangeur harmonique décrit- ci-dessus peut être utilisé pour contrôler la phase de 1 ' oscillateur local pour un tel circuit mélangeur travaillant sur une fréquence fondamentale, ou pour un réseau de tels circuits Il est alors commode d'incorporer le mélangeur harmonique utilisant un substrat semiconducteur commun 7 à une position adjacente au mélangeur unique travaillant sur une fréquence fondamentale, ou au réseau de mélangeurs travaillant sur des fréquences fondamentales. On peut utiliser la mesure de phase décrite ci- dessus pour calculer des corrections de phase qui peuvent être ajoutées ou soustraites, de la manière appropriée, pendant un traitement ultérieur des signaux d'un réseau, et cette correction peut être effectuée de façon numéri- que Selon une variante, on peut effectuer la correction de phase en multipliant un signal de sortie de FI prove- nant des récepteurs à mélangeur fondamental avec un si- gnal obtenu par limitation du signal de sortie de FI du mélangeur harmonique On peut utiliser cette technique pour contribuer à l'évaluation du spectre Doppler d'une cible dans des conditions dans lesquelles la source de l'oscillateur local de haute fréquence primaire a elle- même une mauvaise stabilité de phase. 2 Applications à un réseau Comme indiqué précédemment, on peut combiner un certain nombre de circuits mélangeurs harmoniques pour for- mer un réseau de récepteurs La figure 14 montre une confi- guration générale pour un tel réseau Les mélangeurs d'har- moniques M, dont on a représenté les antennes 1, sont dis- posés en rangées, et tous utilisent un substrat commun 7 à résistivité élevée Chaque rangée est desservie par une ligne de transmission d'alimentation commune 3 Chaque li- gne de transmission 3 est connectée en parallèle à un oscil- lateur local commun OL et est terminée par une impédance appropriée Z Chaque impédance Z peut être une charge résis- tive adaptée à l'impédance caractéristique de la ligne de transmission 3 et elle est prévue de façon à absorber le signal de référence. Ceci minimise la réflexion du signal de référence sur les extrémités des lignes 3 et facilite donc la commande de la phase relative du signal de référence qui est appliqué à chaque récepteur La phase du signal de référence varie d'un mélangeur à un autre, du fait qu'un déphasage kd est introduit entre chaque mélangeur M, en désignant par "k" la constante de propagation de la ligne de transmission 3 et par "d" l'écartement des mélangeurs. Dans un récepteur à réseau il est habituellement souhaitable de faire en sorte que l'amplitude du signal de référence soit la même dans chaque mélangeur M On peut réaliser ceci en pratique lorsque les résistances de con- nexion Ri, R 2 ; R 1 ', R 2 ' du mélangeur M sont très supérieu- res à l'impédance de la ligne de transmission 3 et des terminaisons adaptées Z Il en résulte dans ce cas que la puissance de signal de référence prélevée par chaque mé- langeur M est faible vis-à-vis de la puissance du signal d'oscillateur local qui est appliquée à chaque ligne de transmission 3. Un autre procédé pour égaliser les amplitudes du signal de référence dans les divers mélangeurs consiste à incorporer dans le circuit un amplificateur séparateur fonctionnant à la fréquence de référence, à chaque inter- section des lignes de transmission 3 et du circuit de si- gnal de référence, à chaque mélangeur Chaque amplifica- teur séparateur est conçu de façon à charger d'une maniè- re relativement faible la source qui attaque son entrée, c'est-à-dire la ligne de transmission 3, ce qui fait que les signaux de référence ne sont que faiblement atténués lorsqu'ils se propagent dans les lignes de transmission. Un réseau de mélangeurs harmoniques M placé dans le plan focal d'une lentille 21 peut être utilisé en récepteur à large bande Du fait que les antennes 1 du récepteur se trouvent dans le plan focal de la lentille 21, chacune d'elles établit un couplage avec une direc- tion de faisceau différente On peut ainsi utiliser une mesure des amplitudes des signaux de sortie de FI de cha- que mélangeur M pour estimer la direction de l'onde inci- dente et donc de sa source Il est commode que le pas du récepteur soit approximativement égal à l'écartement de points de Rayleigh sur la surface focale de la lentille. On peut ensuite utiliser une technique dite "monopulse" portant sur l'amplitude pour affiner cette estimation de direction Il n'est pas strictement nécessaire que le plan du réseau récepteur coïncide avec la surface foca- le de la lentille 21, du fait qu'en principe les signaux provenant de différents mélangeurs M peuvent être pondé- rés et combinés de façon à donner des signaux de sortie identiques à ceux qu'on obtiendrait à partir d'un réseau situé sur la surface focale On peut utilement adopter cette dernière technique lorsque la surface focale est courbe tandis que le réseau récepteur ne peut être fabri- qué que sous forme plane. On peut utiliser une combinaison réseau/lentil- le pour détecter et estimer la direction d'un rayonnement incident sur une bande de fréquences limitée par la lar- geur de bande des antennes de signal 1 Il y a deux diffi- cultés à surmonter Premièrement, pour reconnaître qu'un signal est présent, il est nécessaire d'amplifier le si- gnal de sortie de FI de chaque mélangeur M, jusqu'à un niveau tel que ce signal puisse être reconnu par une dé- tection à seuil Lorsque les signaux d'entrée sont faibles, le gain de l'amplificateur de FI A doit être de l'ordre de 60 d B, ce qui est une valeur élevée et donc malcommode pour le gain d'amplificateurs stables avec des largeurs de bande qui sont de façon caractéristique de l'ordre de 500 M Hz Il est plus commode d'utiliser un gain d'amplificateur inférieur, par exemple 30 d B, et de tester séquentiellement le signal de sortie de chaque amplificateur de mélangeur A Le gain restant peut en- suite être fourni par un amplificateur externe Si les mélangeurs M du réseau sont ainsi adressés séquentielle- ment, la probabilité qu'une impulsion de rayonnement in- cident soit détectée n'est égale à l'unité que si la du- rée de l'impulsion, Tp, est supérieure à la durée T né- cessaire pour examiner toutes les sorties du réseau Pour une durée d'impulsion Tp plus courte, la probabilité de détection diminue approximativement dans le rapport T /Ts. Il est utile de réduire la durée d'adressage Ts en extrayant plus d'un signal de sortie de FI à la fois Il est utile de séparer le rayonnement incident de façon qu'il tombe sur plus d'un réseau La scrutation des ré- seaux est entrelacée de façon à réduire la durée TS effec- tive et à augmenter la probabilité de détecter une impul- sion courte de rayonnement incident. Secondement, pour accomplir commodément une détection à seuil, il est nécessaire d'échantillonner le signal de FI pendant une durée d'au moins un cycle à la fréquence intermédiaire Du fait que le temps alloué pour l'échantillonnage du signal de FI est limité, la fréquence intermédiaire minimale doit normalement dépas- ser une limite inférieure d'environ 50 M Hz (qui corres- pond à une durée d'échantillonnage minimale de 20 ns). Ainsi, le réseau récepteur ne peut pas réagir aisément à des signaux dont l'écartement vis-à-vis de l'harmonique de référence est inférieur à ce chiffre (de façon carac- téristique 50 M Hz) Pour éliminer de tels points de fré- quence aveugles, il est commode d'utiliser une combinai- son de deux réseaux ou plus, en appliquant une fréquence de référence différente à chaque réseau Une valeur rai- sonnable pour la différence de fréquence de référence, Af R, est donnée par la relation n Af R = kfmin dans laquelle N est un rang d'harmonique caractéristique auquel le récepteur fonctionne, f min est la fréquence in- termédiaire détestable minimale et k est une constante assez supérieure à 2 Si cette équation est satisfaite, le même harmonique N pour les deux fréquences différentes d'oscillateur local conduit à une séparation de N Af sur R la fréquence intermédiaire, et l'une au moins d'entre elles doit dépasser Fmin. Il en résulte donc qu'un récepteur conçu de fa- çon à intercepter des impulsions incidentes de radar (ou autres) utiliserait deux réseaux ou plus On parvient à ceci en séparant le rayonnement incident en employant un ou plusieurs réflecteurs, avec un réseau dans le plan fo- cal associé à chaque faisceau réfléchi On peut étendre ce principe pour inclure une détection sensible à la po- larisation (en utilisant un réflecteur à sélectivité de polarisation), et pour augmenter la largeur de bande globale par l'utilisation de réseaux ayant des longueurs d'antenne croissantes et des écartements entre éléments récepteurs croissants (proportionnels à la longueur d'on- de) Dans ce dernier cas, on améliore la sensibilité en utilisant des réflecteurs à sélectivité de longueur d'on- de, par exemple des réflecteurs diélectriques multicou- ches. La figure représente une structure à réseaux multiples Comme on le voit, un certain nombre de cir- cuits mélangeurs Ml, M 2 et M 3 sont placés dans des plans focaux respectifs d'une lentille diélectrique composée 21. Le corps de cette lentille 21 comprend un ensemble de ré- flecteurs inclinés et deux de ces réflecteurs 25 sont partiellement réfléchissants, tandis qu'un réflecteur 27 est totalement réfléchissant. Mesure de fréquence S'il est utile de détecter la présence d'un ra- yonnement incident et d'estimer la direction du faisceau incident, il est également utile de pouvoir estimer la fréquence du rayonnement incident On peut effectuer ceci de diverses manières en utilisant un ou plusieurs réseaux récepteurs Les procédés utilisant deux réseaux ou plus sont plus aisés et conviennent donc mieux pour des cap- teurs à réseaux multiples qui offrent également l'élimi- nation de fréquences aveugles, une plus grande largeur de bande globale, la détection de la polarisation et une pro- babilité accrue de détecter une impulsion courte. Tous les procédés comprennent une mesure de la fréquence intermédiaire f I, une détermination du rang de l'harmonique N et une détermination de la position de la fréquence du signal au-dessus ou au-dessous de l'harmoni- que de rang N de l'oscillateur local On calcule ensuite la fréquence du signal par l'équation f S = nf SR I Un procédé pour mesurer la fréquence du signal de FI consiste à convertir ce signal en une onde carrée en utilisant un limiteur, puis de mesurer la durée écoulée pendant un nombre prédéterminé de cycles, ou de compter le nombre de cycles en une durée prédéterminée. On détermine le rang de l'harmonique, n, et si la fréquence du signal est supérieure ou inférieure à nf R, ce qu'on désigne par la variable booléenne b, en compa- rant les signaux de FI provenant d'au moins deux éléments récepteurs différents Ces éléments récepteurs peuvent être dans le même réseau ou dans des réseaux différents, dans le même système de lentille Il est nécessaire que les signaux de FI aient un niveau élevé vis-à-vis du bruit et ceci signifie que le rayonnement incident doit être couplé fortement aux antennes de tous les mélangeurs qui sont utilisés pour la comparaison du signal de FI. Lorsque ces éléments récepteurs sont dans le même réseau, il est souhaitable que l'écartement entre eux soit infé- rieur au rayon du point illuminé dans le plan de réseau, qui résulte d'une onde plane arrivant sur la lentille. Lorsque cette condition est satisfaite, le rayonnement est toujours couplé fortement vers au moins deux éléments récepteurs, aucun d'eux n'étant proche du premier minimum d'amplitude du champ de rayonnement dans le plan du réseau. Pour un réseau se trouvant dans le plan focal d'une lentil- le, le rayon du point de Rayleigh est approximativement 0,65 S et une longueur d'antenne caractéristique est de 0,45 \ s' en désignant par As la longueur d'onde de sur- face s= R 0/In, avec n_ V(ú 1 _ E 2)/2 Pour illustrer comment on peut accomplir une mesure de fréquence instantanée, la figure 16 montre un réseau mélangeur à deux éléments Ce réseau comprend deux circuits mélangeurs Mi et M 2 séparés mutuellement par une distance d Les circuits représentés sont ceux décrits précédemment en relation avec la figure 7 ci-dessus La matière du substrat 7 commun est une matière à résisti- vité élevée La perte par atténuation dans ce milieu est donc faible Cette perte est donnée approximativement par le rapport (Z'/ps), en désignant par Z' l'impédance carac- téristique pour la propagation du rayonnement dans le substrat 7 et par ps la résistance carrée Par exemple, en utilisant en tant que matière de substrat une matiè- re semiconductrice consistant en silicium (Z' i 100 it) avec un substrat 7 d'une épaisseur caractéristique de 400 pm, on trouve une perte maximale par atténuation de 5 % pour une résistance carrée relativement élevée corres- pondant à une résistivité de 100 -*cm La proximité du mé- tal de l'antenne vis-à-vis d'un élément semiconducteur de conductivité finie conduit à une absorption de puissance parasite à la fréquence du signal, en plus de cette sim- ple perte par atténuation Cette perte supplémentaire augmente à des fréquences inférieures, mais elle est ré- duite dans le cas de la structure d'antenne feuilletée de la figure 13, à condition que la constante diélectri- que de l'élément diélectrique 21 soit notablement supé- rieure à celle de l'élément semiconducteur 7 La configu- ration de la figure 13 est donc préférable à des fréquen- ces micro-ondes inférieures, de façon caractéristique au- dessous de 20 G Hz, si l'élément semiconducteur 7 consiste en silicium d'une résistivité de 100 SL cm. Les circuits Mi, M 2 représentés sur le dessin ont été conçus de façon à réagir à un rayonnement inci- dent d'une fréquence de 10 G Hz ou voisine de cette valeur. On a choisi la longueur de chaque antenne 1 de façon que chacune de ces antennes résonne en demi-onde à une fré- quence centrale de 10 G Hz Cette longueur est déterminée par la configuration géométrique de l'antenne, par la constante diélectrique E du substrat 7 et par la constante diélectrique ú'du milieu ambiant, c'est-à-dire l'air ( ú = 1) Pour du silicium ( ú = 11,7), une longueur d'antenne de 6 mm résonne approximativement à 10 G Hz,etpour une antenne ayant un rapport de forme longueur/largeur de 10/1, la résonance s'étend d'environ 0,75 fois à 1,1 fois la fréquence de résonance, c'est-à-dire de 7,5 à 11,0 G Hz On applique un signal de référence d'une fré- quence f R-' 500 M Hz, et on choisit les amplificateurs A pour extraire le signal de FI autour du vingtième harmo- nique, ou au voisinage de cette valeur, c'est-à-dire que le rang de l'harmonique, n, est voisin de 20 On utilise le réseau Ml, M 2 en combinaison avec une lentille diélec- trique 21, qui est une lentille en alumine ayant une ou- verture F/07 Une séparation D"-'8 mm entre les mélangeurs convient pour assurer la couverture par les deux mélan- geurs Ml et M 2. La ligne de transmission 3 introduit une diffé- rence de phase 0 entre les mélangeurs Ml, M 2 Pour obte- nir des performances optimales, on fait en sorte que cette différence de phase 0 donne une relation de quadra- ture dans les signaux de sortie de l'amplificateur, pour une fréquence dans la bande utile Si la différence de phase exigée dépasse la valeur kd, on peut replier la ligne de transmission 3, ou lui donner une forme en méandres pour augmenter de la manière nécessaire la longueur du chemin électrique. On supposera ensuite que les signaux de référen- ce au niveau des deux mélangeurs MI et M 2 sont respective- ment A cos V 1 t et A cos (w 1 t + 0), et que le signal ra- yonné entrant qui est reçu par les deux mélangeurs varie dans le temps comme cos(n @ 1 + ")t Les signaux de sortie fréquence abaissée sur les sorties des amplificateurs A varient alors comme cos( 4 wt) et cos( àwt-n 0) On mesure ensuite la fréquence des signaux de sortie mélangés à fré- quence abaissée Cette fréquence correspond à A@, mais cette mesure seule ne distingue pas une fréquence de ban- de latérale supérieure n W 1 +ALO d'une fréquence de bande latérale inférieure nw 1 -4 w Cependant, si on compare les phases des deux signaux mélangés à fréquence abaissée (par exemple en faisant passer chaque signal dans un limiteur et en mesurant la durée qui sépare les fronts montants des signaux limités), on peut distinguer les cas corres- pondant aux bandes latérales supérieure ou inférieure et on peut trouver la valeur du rang d'harmonique, n Si on désigne par O la phase du signal à fréquence abaissée pro- venant du second mélangeur M 2, par rapport au signal pro- venant du premier mélangeur Mi, et si O est négatif, on est dans le cas de la bande latérale supérieure (c'est- à-dire AW>o) et n= -Q/0 Si O estpositif, on est dans le cas de la bande latérale inférieure (àLt-> 0) et N = + 0/0. Dans les deux cas, N = |OI/0 On peut ainsi déterminer la fréquence entrante n W &W. L'autre configuration, dans laquelle les signaux de FI qui sont comparés proviennent de récepteurs situés dans des réseaux différents, comme par exemple sur la figu- re 15, offre l'avantage consistant en ce que des écarte- ments des récepteurs similaires au rayon du point de Rayleigh, au lieu d'écartements inférieurs, sont acceptables. Il est commode de positionner les réseaux et les réflecteurs de façon qu'une onde plane incidente avec un foyer sur l'élément de rang (i, j)' d'un réseau produise un autre foyer sur l'élément de rang (i, j) de l'autre réseau L'in- convénient d'utiliser deux réseaux au lieu d'un consiste en ce que davantage de composants sont nécessaires Cepen- dant, du fait qu'un récepteur à large bande conçu pour détecter la présence d'un rayonnement incident utilise commodément plusieurs réseaux, le fait d'utiliser deux réseaux (ou plus) pour la mesure de fréquence, lorsque ce- ci est nécessaire dans le même système, ne représente qu' une faible pénalité. On détermine le rang de l'harmonique, n, et la variable booléenne b à partir des signaux de FI provenant de deux mélangeurs (ou plus) d'une manière parmi deux. Lorsque les fréquences de référence pour les récepteurs sont différentes, on teste les fréquences des signaux de FI pour rechercher la compatibilité avec diverses valeurs possibles de N et b Pour avoir des détails généraux sur de telles techniques, le lecteur est invité à se référer à un article de C S Aitchison intitulé "Low frequency sample provides pulse frequency measurement" paru dans Microwave Systems News (février 1983) pages 172-180 Se- lon une variante, lorsque les fréquences de référence sont les mêmes, on établit un déphasage 0 entre les si- gnaux de référence appliqués aux réseaux, par exemple en incorporant une ligne à retard dans le circuit qui appli- que le signal de référence à l'un des réseaux La comparai- son des phases des signaux de FI provenant des récepteurs correspondants des deux réseaux permet alors de déterminer le rang de l'harmonique, n, et la variable booléenne b, comme décrit précédemment. Il va de soi que de nombreuses modifications peu- vent être apportées au dispositif décrit et représenté, sans sortir du cadre de l'invention. REVENDICATIONS 1 Dispositif consistant en un mélangeur et en un circuit harmoniques, caractérisé en ce qu'il comprend: une antenne dipôle plane ( 1) montée sur un élément à ré- sistivité élevée ( 7) et comportant un mélangeur, connecté entre les branches constitutives de l'antenne dip 8 le, qui est formé par au moins une diode (D ; Dl, ,D 2 '), ayant une impédance adaptée à l'impédance de rayonnement de l'antenne ( 1); des liaisons de connexion connectées au mélangeur (Ri, R 2); une source de signal de référence (CL) connectée au mélangeur au moyen des liaisons de connexion (Ri, R 2); et un amplificateur à bande étroite A connecté au mélangeur, qui réagit aux signaux mélangés produits dans le mélangeur, de façon à extraire au moins un signal à une fréquence (f I) qui est égale à la différence entre la fréquence (f S) du rayonnement de signal incident et un harmonique (nf R) du signal de référence (f R). 2.Dispositif selon la revendication 1, caractéri- sé en ce que l'élément ( 7) est en matière semiconductrice, et chaque diode (D; Di ,D 2 ') et l'amplificateur (A) sont des composants intégrés dans cet élément ( 7). 3 Dispositif selon la revendication 2, caracté- risé en ce qu'il comprend un élément ( 21) en matière iso- lante, cette matière a une constante diélectrique de va- leur proche de celle de la matière de l'élément semicon- ducteur ( 7), et la surface libre de l'élément semiconduc- teur ( 7) est fixée à l'élément isolant ( 21). 4 Dispositif selon la revendication 2, caracté- risé en ce qu'il comprend un élément ( 21) en matière iso- lante, cette matière a une constante diélectrique de va- leur supérieure à celle de la matière de l'élément semi- conducteur ( 7), et les éléments ( 7 et 21) sont placés de façon étroitement adjacentes l'un à l'autre, avec l'anten- ne ( 1) placée entre eux. 5 Dispositif selon l'une quelconque des revendi- cations 1 à 4, caractérisé en ce qu'il comprend une len- tille diélectrique ( 21) qui lui est intégrée. 6 Dispositif selon l'une quelconque des reven- dications 3 ou 4, caractérisé en ce que l'élément isolant 21) a la forme d'une lentille diélectrique ou d'une par- tie constitutive d'une lentille diélectrique composite. 7 Dispositif selon l'une quelconque des reven- dications 1 à 6, caractérisé en ce que le mélangeur est constitué par au moins deux diodes semblables (Dl, D 2), et ces diodes sont disposées en une configuration équilibrée. 8 Dispositif selon la revendication 7, caracté- risé en ce que le mélangeur est constitué par deux paires de diodes semblables (Dl et D 2, Dl' et D 2 '), et les diodes sont disposées en une configuration équilibrée en anneau. 9 Dispositif selon la revendication 8, caracté- risé en ce qu'il comprend une paire d'amplificateurs adap- tés (A, A'), avec un amplificateur connecté entre chaque paire de diodes (Dl et D 2, Dl' et D 2 '). 10 Dispositif selon la revendication 9, caracté- risé en ce qu'il comprend des moyens de traitement ( 15), connectés à la sortie de chaque amplificateur (A, A') pour produire des signaux correspondant à la somme et à la différence des signaux présents sur ces sorties. 11 Dispositif selon la revendication 8, caracté- risé en ce qu'il comprend une ligne à retard ( 19) placée en circuit entre les deux paires de diodes (Dl et D 2) (Dl' et D 2 '), et cette ligne ( 19) est formée par un métal continu par rapport à chaque branche de l'antenne dipôle ( 1) et s'étendant en direction orthogonale à partir de ces branches. 12 Dispositif selon l'une quelconque des reven- dications 7 à 11, caractérisé en ce qu'il comprend un stub inductif ( 13), ce stub ( 13) est formé par des conducteurs en métal continus vis-à-vis de chaque branche (la, lb) de l'antenne dipôle ( 1), en s'étendant en direction orthogonale à partir d'elle et en ayant une terminaison résisti- ve, et ce stub ( 13) constitue une impédance shunt aux bornes du mélangeur (Dl, D 2 '). 13 Dispositif selon l'une quelconque des reven- dications 1 à 12, caractérisé en ce qu'il comprend une paire de diodes de limitation (D 3, D 3 '), connectées en parallèle; et intercalées entre les branches (la, lb) de l'antenne dip 8 le ( 1). 14 Récepteur, caractérisé en ce qu'il comprend: un substrat de support commun ( 7) en matière à résistivité élevée ; un ensemble d'éléments récepteurs (M) mutuelle- ment espacés et placés sur la surface de ce substrat ( 7), chaque élément comprenant une antenne dipôle plane ( 1), un mélangeur à diodes (D ; Dl, ,D 2 ') connecté entre les branches (la, lb) de l'antenne dipôle ( 1), et au moins un amplificateur à bande étroite (A) connecté au mélangeur un ensemble de conducteurs communs ( 3 a, 3 b; 17) placés sur la surface du substrat ( 7), pour fournir un signal de référence aux éléments mélangeurs (M) et pour leur fournir tout courant continu de polarisation nécessaire ; et des liaisons de connexion (Rl, R 2 ; R 3) établissant un couplage entre chaque élément (M) et l'ensemble de conducteurs ( 3 a, 3 b; 17). 15 Récepteur selon la revendication 14, carac- térisé en ce que le substrat ( 7) consiste en une matière semiconductrice et les mélangeurs à diodes (D; Dl, D 2 ') et les amplificateurs (A; A') sont des composants intégrés à l'intérieur de cette matière. 16 Récepteur selon l'une quelconque des reven- dications 14 ou 15, caractérisé en ce que les éléments récepteurs sont disposés en un réseau bidimensionnel; des conducteurs ( 3 a, 3 b) pour chaque rangée sont disposés de façon à former une ligne de transmission ( 3) et chaque ligne de transmission ( 3) est connectée en parallèle pour être reliée à une source de référence commune (OL). 17 Récepteur selon l'une quelconque des reven- dications 14 à 16, caractérisé en ce qu'il comprend un en- semble d'amplificateurs d'application de signal, chacun d'eux établissant un couplage entre l'un correspondant des éléments récepteurs (M) et les conducteurs ( 3) connectés à la source de référence. 18 Récepteur selon l'une quelconque des reven- dications 14 à 17, caractérisé en ce qu'il comprend une lentille diélectrique ( 21) qui lui est intégrée, et les antennes ( 1) sont placées sur la surface focale de cette lentille ou à proximité. 19 Structure de récepteur caractérisée en ce qu'elle comprend, en combinaison : une lentille diélec- trique ( 21); un ensemble de réflecteurs inclinés ( 25, 27) l'un au moins ( 25) d'entre eux étant partiellement réfléchissant et incorporé à l'intérieur de la lentille ( 21); et un ensemble de récepteurs (Ml, M 3), selon l'une quelconque des revendications 14 à 18, chacun d'eux étant monté en position adjacente à la lentille ( 21), sur sa surface focale ou à proximité de cette dernière, pour recevoir le rayonnement de signal dévié par l'un correspondant des réf 2 ecteuxs( 25, 27) et focalisé par la lentille ( 21). 20 Structure selon la revendication 19, carac- térisée en ce qu'elle comprend une source de référence commune (OL) et des moyens de déphasage qui lui sont as- sociés, pour faire en sorte qu'un signal de référence (f R) de phase différente soit appliqué à chaque récepteur (Mi, M 2, M 3). 21 Structure selon la revendication 19, carac- térisée en ce qu'elle comprend des sources de référence (OL) destinées à fournir une référence de fréquence dif- férente pour chaque récepteur (Ml, M 2, M 3). 22 Structure selon la revendication 19, carac- térisée en ce que les antennes ( 1) des différents récep- teurs (Mi, M 2, M 3) ont des longueurs différentes. 23 Récepteur d'interception sensible à la direction, caractérisé en ce qu'il comprend, en combinai- son: une lentille diélectrique; au moins un réseau (Ml, 2, M 3) d'éléments récepteurs, chaque élément (M) compre- nant une antenne dip 8 le plane ( 1), un mélangeur à diodes (D; Dl, ,D 2 ') connecté entre les branches (la, lb) de l'antenne dipôle ( 1), et au moins un amplificateur à ban- de étroite (A, A') connecté au mélangeur; des conducteurs ( 3, 17) et des connexions (Ri, R 2, R 3) pour connecter chaque mélangeur à une source de référence (OL), ainsi que pour l'application de toute polarisation continue ; un détecteur à seuil ; un circuit de mesure réagissant au signal de sortie de chaque amplificateur ; et des moyens de calcul conçus de façon à calculer la fréquence (f S) la durée d'impulsion et la direction du rayonnement détec- té.