Brevet FR2690749A1 — publié le 19931105

DISCRIMINATEUR DE PHASE A ECHANTILLONNAGE SPATIAL La présente invention concerne un dispositif de mesure du déphasage existant entre deux signaux de même frequence notamment dans la bande hyperfrequence. Elle est relative plus particulièrement à un discriminateur de phase opérant à partir d'un échantillonnage spatial d'une enveloppe de régime d'ondes stationnaires engendres par les signaux dont le déphasage est à mesurer dans une ligne de transmission qu'ils parcourent en sens opposés. Dans ce genre de discriminateurs de phase qui ne nécessitent pas de coupleur ni de dephaseur 904 difficiles à réaliser pour un fonctionnement à large bande, il est connu d'effectuer la mesure du déphasage en mesurant la distance separant le milieu de la ligne de transmission du maximum le plus proche du régime d'ondes stationnaires et en faisant le rapport de cette distance a celle séparant deux maxima consecutifs du régime d'ondes stationnaires. Cette mesure est peu précise car il est difficile de situer avec une grande précision la position des maxima du régime d'ondes stationnaires qui est échantillonne avec un nombre limité de points. La présente invention a pour but une mesure précise du déphasage entre deux signaux de même fréquence d'une mise en oeuvre simple sur une très large bande de fréquence. Elle a pour objet un discriminateur de phase à échantillonnage spatial comportant - une ligne de transmission parcourue en sens opposés par deux signaux de même fréquence dont le déphasage est à mesurer, les dits signaux engendrant dans la ligne de transmission un regime d'ondes stationnaires, - des détecteurs repartis le long de la ligne de transmission echantillonnant l'amplitude de l'enveloppe du regime d'ondes stationnaires établi au sein de la ligne de transmission et - un discriminateur de phase spatiale qui est connecté aux sorties des détecteurs et qui comporte au moins un premier moyen de calcul effectuant une somme pondérée des signaux de sortie des détecteurs proportionnelle au sinus de l'angle de déphasage à mesurer, un deuxième moyen de calcul effectuant une somme pondérée des signaux de sortie des détecteurs proportionnelle au cosinus de l'angle de déphasage à mesurer et un circuit diviseur effectuant le rapport des signaux de sortie des premier et deuxième moyens de calcul. De manière avantageuse, le discriminateur de phase à échantillonnage spatial comporte en outre un circuit d'elimination de composante moyenne intercalé en sortie des détecteurs. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention ressortiront de la description de plusieurs modes de réalisation donnés à titre d'exemple. Cette description sera faite ci-après en regard du dessin dans lequel des figures 1 et 2 représentent des schemas de discriminateurs de phase à échantillonnage spatial conformes à l'invention. On distingue sur la figure 1, une ligne de transmission 1 recevant à une extrémité 2 un signal hyperfréquence de la forme Eo exp (j a > t) et à l'autre extrémité 3 un signal hyperfréquence de la forme Eo exp j(wt+ ). En prenant l'extrémité 2 pour origine, la tension E(x) en un point quelconque de la ligne distant de x de l'extrémité 2 est la somme d'une composante due au signal Eo exp (j # t) s'exprimant par Eo exp j w (t v v étant la vitesse des ondes dans la ligne de transmission, et d'une composante due au signal Eo exp j( w t + (p > s'exprimant par Eo exp j (w t - w L + w x + (p) v v L étant la longueur de la ligne de transmission de sorte que la tension E(x) en un point de la ligne de transmission s'exprime par E(x) = Eo exp(j wt) E exp(-j u x) + v exp(j wx - j wL + j (p) v v ou encore E(x)=2 Eo cos( wx - # L + )exp j (wt- wL + > v 2v 2 2v 2 N sondes sont régulièrement réparties le long de la ligne de transmission depuis ses extrémités avec un pas d'espacement Ex. Elles réalisent une détection quadratique du régime d'ondes stationnaires établi sur la ligne de transmission et detectent une enveloppe v(x) qui a pour valeur V(x) = 2 Eo2 cos2 ( # x - # L + #) v 2v 2 ou encore V(x) = 2 Eo2 (1 + cos ( 2 # (x- L) + #)] v 2 Ces N sondes sont constituees chacune d'un détecteur quadratique L couplé à la ligne de transmission 1 par un condensateur 5 et suivi par un filtre passe-bas 6. Elles délivrent un échantillonnage v (k) de l'enveloppe v (x) qui, en supposant qu'elles soient numérotées de O à N-l en partant de l'extrémité 2 prise pour origine de la distance x, c'est-à-dire que l'on ait les relations x = k A x et L = (N-l) A x est de la forme v(k) = 2 Eo2 El + cos ( 2 w Ax (k- N-1) + #) ] v 2 pour k E (O,.., N-l) En tenant compte du fait que l'écartement unitaire A x des sondes le long de la ligne de transmission 1 correspond, pour satisfaire au théorème de l'échantillonnage, à la moitie de la longueur d'onde minimale de l'enveloppe quadratique détectée, c'est-à-dire au quart de la longueur d'onde correspondant à la frequence maximale des signaux d'entree = X = ~ xm = v 4 4 f max on peut exprimer l'échantillonnage de l'enveloppe v (k) sous la forme normalisée v(k) = 2 Eo2El+cos( tf (k- N-l) + ç )) (1) fmax 2 Il est possible d'extraire la valeur de la phase par un traitement linéaire des tensions échantillonnees v(k) quelle que soit la fréquence f inconnue des signaux appliqués aux extrémités de la ligne de transmission pourvu que celle-ci soit comprise dans la bande de fonctionnement. En effet, on peut associer à la suite des tensions échantillonnées v(k) un spectre discret de fréquence au moyen d'une transformation discrète de Fourier où W (k) est une pondération spatiale tenant compte de la fenêtre rectangulaire d'analyse qui est de dimension finie en raison de la longueur limitée de la ligne de transmission. Ce spectre discret peut également être mis sous la forme approximative suivante en négligeant les effets parasites dus à l'échantillonnage et ceux du bruit qui sont d'autant plus sensibles que l'amplitude des composantes est faible S(n) = C G(n-nO) exp (j ç ) V n E C étant une constante représentant la puissance des signaux et G une fonction réelle qui est la transformée de Fourier de la fenêtre d'analyse compte tenu de la fonction de pondération spatiale W(k) utilisée. Dans le cas où W(k) = 1 V k (0,..,N-l) On a G(n-nO) = sinc ['r(n-n0)] nO dépendant de la fréquence des signaux injectés aux extrémités de la ligne de transmission. On peut alors écrire la relation qui montre que l'on peut tirer la valeur du déphasage ru de celle de l'argument du nombre complexe S forme de la somme des points complexes S(n) de la transformée discrète de Fourier. Soient X la partie réelle et Y la partie imaginaire de ce nombre complexe S. Il vient Arctg Y/X = (p ou encore Y = a sin # X = a cos # a étant une constante. D'après les relations 2 et 3, on peut écrire : U (n) étant une pondération fréquentielle permettant d'optimiser la réponse en fréquence pour tenir compte par exemple des pertes de la ligne de transmission. Les termes X et Y peuvent se mettre sous la forme de sommes pondérées des tensions v(k). On peut écrire en effet avec des coefficients de pondération x(k) et y(k) ayant pour valeurs La partie reelle X proportionnelle au cosinus de l'angle de déphasage (p est alors obtenue, comme representé à la figure 1, sous la forme d'une sommation pondéré Sc des tensions de sortie des sondes détectrices réalise au moyen d'un sommateur 7 connecté en entre aux differentes sorties des détecteurs par l'intermédiaire de resistances de pondération 8. La partie imaginaire proportionnelle au sinus de l'angle de déphasage (p est également obtenue sous la forme d'une sommation pondérée os des tensions de sortie des sondes detectrices réalisée au moyen d'un sommateur 9 connecté en entrée aux différentes sorties des détecteurs par l'intermédiaire de resistances de pondération 10. Un circuit diviseur ll connecté aux sorties des sommateurs 7 et 9 effectue la division de la partie imaginaire Y par la partie réelle X. Le quotient obtenu est appliqué à un circuit de determination d'arctangente 12 qui fournit la valeur du déphasage ç et qui est constitué, par exemple, de deux convertisseurs analogique-numériques adressant une memoire morte contenant une table de définition de la fonction arctangente. Il est possible d'améliorer le fonctionnement du discriminateur de phase à échantillonnage spatial qui vient d'être décrit en éliminant la composante moyenne des tensions v(k) échantillonnées par les sondes ce qui permet de supprimer du spectre discret de fréquence les composantes proches de la fréquence nulle qui sont sans intérêt pour la mesure du déphasage r . Concrètement, cela se fait en intercalant aux sorties des sondes un circuit de suppression de composante moyenne constitue d'un sommateur calculant la composante moyenne des tensions des détecteurs par une sommation pondérée de ces dernières et de N soustracteurs soustrayant des tensions de sortie de ces N sondes, la composante moyenne délivrée par le s ommateur. Avec un nombre de sondes détectrices égal à 20, une pondération spatiale de type Tchebichev et une pondération frequentielle uniforme égale à 1, les coefficients x(k) et y(k) utilisés dans les sommations des signaux de sortie v(k) des sondes detectrices donnant les parties reelles X et imaginaire Y peuvent avoir, par exemple, les valeurs suivantes x (o) = y (O) = - 0,1157 x (1) = - y (1) = 0,0876 x (2) = y (2) = - 0,237 x (3) = - y (3) = 0,087 x (4) = y (4) = - 0,533 x (5) = - y (5) = - 0,059 x (6) = y (6) = - 1,062 x (7) = - y (7) = - 0,636 x (8) = y (8) = - 2,494 Y (9) = - Y (9) = 5,853 x (k) = + x (N-l-k) y (k) = - y (N-l-k) En variante, pour atténuer l'influence du bruit qui est plus importante sur les composantes de faible amplitude que sur les composantes de forte amplitude de la transformée discrète de Fourier, on peut faire subir à ces composantes une distorsion favorisant celles de plus fortes amplitudes avant de les sommer de manière pondérée pour obtenir les parties réelle X et imaginaire Y puis de leur faire subir la distorsion inverse pour retrouver leur ordre de grandeur initial. Cela revient à généraliser les relations (4) et (5) de la manière suivante ou H (x) est une fonction conservant le signe de x de la forme H (x) = signe (x).h (lxi > dans lequel h ((xi) et sa dérivée h'((x() sont des fonctions de x positives et croissantes avec h (o) = 0. La figure 2 représente une realisation analogique d'un discriminateur de phase à échantillonnage spatial mettant en oeuvre les relations (6) et (7) dans le cas simple où : H (x) = signe (x). x2 H-1 (x) = signe (x). /|x| On distingue sur cette figure 2 la ligne de transmission 1 recevant à une extrémité 2 un signal hyperfrequence de la forme Eo exp (j w t) et à l'autre extrémité 3 un signal hyperfréquence de la forme Eo exp j( wt + #), et les N sondes régulièrement reparties le long de cette ligne de transmission 1 et constituées chacune d'un détecteur quadratique 4 couplé à la ligne de transmission 1 par un condensateur 5 et suivi d'un filtre passe-bas 6. Les sorties de N sondes sont connectées aux N conducteurs d'un bus 20 raccordés par des résistances de pondération 30, 40 aux entrées d'un premier étage de sommateurs forme de deux rangées de sommateurs 50, 60 délivrant l'une 50 les composantes-imaginaires des points de la transformée discrète de Fourier et l'autre 60 les composantes réelles des points de la transformée discrète de Fourier Des circuits de distorsion favorisant les fortes amplitudes au detriment des petites et réalisant la fonction H (x) = x.lxl = signe (x).x2 sont connectés individuellement aux sorties de chaque sommateur des deux rangees 50 et 60 du premier étage de sommateurs. Ils sont constitués chacun d'un multiplicateur 51, 52, 61, 62 à deux entrées connecté en sortie du sommateur considéré 50, 60 l'une directement et l'autre par l'intermédiaire d'un circuit d'extraction de valeur absolue 53, 54, 63, 64. Un deuxième étage de sommateurs constitué de deux sommateurs 55 et 65 est placé en sortie des circuits de distorsion. Le sommateur 55 connecté en entrée aux sorties des multiplicateurs 51, 52 des circuits de distorsion operant sur les signaux délivrés par les sommateurs 50 du premier étage délivre la somme des composantes imaginaires distordues des points de la transformée discrète de Fourier : Le sommateur 65 connecté en entrée aux sorties des multiplicateurs 61, 62 des circuits de distorsion opérant sur les signaux délivrés par les sommateurs 60 du premier étage délivre la somme des composantes réelles distordues des points de la transformée discrète de Fourier Les sorties des sommateurs 55 et 65 du deuxième étage de sommateurs sont connectées aux entres de deux circuits de contre distorsion qui corrigent au niveau des sommes les distorsions introduites sur les composantes de manière à faire en sorte que les sommes obtenues restent globalement proportionnelles au sinus et au cosinus de l'angle de déphasage (pce qui etait le cas en l'absence de distorsion compte non tenu des effets du bruit. Les circuits de contre distorsion realisent la fonction H-1 (x) = signe (x). et comportent chacun un multiplicateur 56, 66 à deux entrées connectées en sortie du sommateur considere 55, 65 l'une par l'intermédiaire d'un circuit d'extraction de signe 57, 67 et l'autre par l'intermédiaire d'un circuit d'extraction de racine carrée 58, 68 précédé d'un circuit d'extraction de valeur absolue 59, 69. En sortie des multiplicateurs 56, 66 des circuits de contre distorsion est connecté un circuit diviseur 70 qui effectue la division du signal issu du multiplicateur 56 correspondant globalement à la partie imaginaire f et proportionnel au sinus de l'angle de déphasage ç par le signal issu du multiplicateur 65 correspondant globalement à la partie réelle X et proportionnel au cosinus de l'angle de déphasage (p . Le quotient obtenu est applique à un circuit de détermination de l'arctangente 71 qui peut être constitué, comme precedemment, de deux convertisseurs analogique-numérique adressant une memoire numérique contenant une table de définition de la fonction arctangente et qui délivre la valeur de l'angle de déphasage (p. En variante, on peut imaginer d'autres types de distorsions favorisant les fortes amplitudes des composantes réelles et imaginaires des points de la transformée discrète de Fourier au dépend des amplitudes faibles, par exemple une distorsion du genre H (x) = ex-1 et la distorsion inverse H-1(x) = ln (x+l) avec ln = log. Népérien Ces traitements non linéaires ont l'avantage de diminuer sensiblement les erreurs systématiques dues par exemple aux effets de l'échantillonnage et d'améliorer la sensibilite par une augmentation du rapport signal sur bruit. REVENDICATIONS 1. Discriminateur de phase à échantillonnage spatial, caractérisé en ce qu'il comporte - une ligne de transmission (1) parcourue, en sens opposés, par deux signaux de même fréquence dont le déphasage est à mesurer, - des détecteurs (4) espaces le long de la ligne de transmission (1) echantillonnant l'amplitude de l'enveloppe du régime d'ondes stationnaires etabli au sein de la ligne de transmission (1) et - un discriminateur de phase spatiale qui est connecté aux sorties des détecteurs (4) et qui comporte au moins un premier moyen de calcul (9, 10) effectuant une sommation pondérée des signaux de sortie des détecteurs (4) proportionnelle au sinus de l'angle de déphasage à mesurer, un deuxième moyen de calcul (7, 8) effectuant une sommation pondérée des signaux de sortie des détecteurs (4) proportionnelle au cosinus de l'angle de déphasage à mesurer et un circuit diviseur (11) effectuant le rapport des signaux de sortie des premier et deuxième moyens de calcul (9, 10, 7, 8). 2. Discriminateur selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un circuit d'élimination de composante moyenne intercalé en sortie des détecteurs (4). 3. Discriminateur selon la revendication 1, caracterisé en ce que le premier moyen de calcul comporte - un premier étage constitue d'un groupe de sommateurs (50) effectuant des sommes pondérées des signaux de sortie des détecteurs (4) proportionnelles aux composantes imaginaires des points de la transformée discrète de Fourier construite à partir des échantillons spatiaux de l'amplitude d'enveloppe délivrés par les détecteurs (4) et - un deuxième etage constitué d'un sommateur (55) effectuant la somme des signaux de sortie du groupe de sommateurs (50) délivrant des sommes proportionnelles aux composantes imaginaires des points de la dite transformée discrète de Fourier et en ce que le deuxième moyen de calcul comporte - un premier étage constitué d'un groupe de sommateurs (60) effectuant des sommes pondérées des signaux de sortie des détecteurs (4) proportionnelles aux composantes réelles des points de la dite transformée discrète de Fourier et - un deuxième etage constitué d'un sommateur (65) effectuant la somme des signaux de sortie du groupe de sommateurs (60) délivrant des sommes proportionnelles aux composantes réelles des points de la dite transformée discrète de Fourier. 4. Discriminateur selon la revendication 3, caractérisé en ce que les premier et deuxième moyens de calcul comportent des circuits de distorsion (51, 53, 52, 54, 61, 63, 62, 64) intercalés individuellement aux sorties des sommateurs (50, 60) de leur premier etage effectuant une transformation dilatant les signaux de forte amplitude par rapport à ceux de faible amplitude et des circuits de contre distorsion (57, 58, 59, 67, 68, 69) intercalés individuellement aux sorties des sommateurs (55, 65) de leur deuxième étage effectuant une transformation inverse de celle des circuits de distorsion. 5. Discriminateur selon la revendication 4, caractérisé en ce que les circuits de distorsion (51, 53, 52, 61, 63, 62, 64) effectuent sur les signaux de sortie des sommateurs (50, 60) du premier étage des premier et deuxième moyens de calcul une transformation définie par une fonction H(x) inversible telle que H(x) = signe (x).h( Ixl ) où h (lui) et sa dérivée h h'tlxl) sont des fonctions de positives et croissantes avec h (o) = o. 6. Discriminateur selon la revendication 5, caractérisé en ce que les circuits de distorsion (51, 53, 52, 54, 61, 63, 62, 64) effectuent sur les signaux de sortie des sommateurs (50, 60) du premier étage des premier et deuxième moyens de calcul une transformation definie par la fonction H(x) = signe x. x2 et en ce que les circuits de contre distorsion (57, 58, 59, 67, 68, 69) effectuent sur les signaux de sortie des sommateurs (55, 65) du deuxième étage des premier et deuxième moyens de calcul la transformation inverse definie Dar la fonction H-1(x) = signe 7. Discriminateur selon la revendication 5, caractérisée en ce que les circuits de distorsion effectuent sur les signaux de sortie des sommateurs (50, 60) du premier étage des premier et deuxième moyens de calcul une transformation définie par la fonction H(x) = exp (x) -1 et en ce que les circuits de contre distorsion effectuent sur les signaux de sortie des sommateurs (55, 65) du deuxième étage des premier et deuxième moyens de calcul la transformation inverse definie par la fonction H-1(x) = ln (x+l) avec ln = log.nepérien.