Brevet FR2693277A1 — publié le 19940107

La présente invention concerne le domaine des ensembles radar et, plus particulièrement, les ensembles radar de poursuite à dédoublement ou partage statique, c'est-à-dire des ensembles radar dans lesquels on relève la directivité par comparaison simultanée des signaux provenant de sorties séparées de l'aérien. Dans un ensemble radar de poursuite type à partage statique, on poursuit une cible au-moyen d'un aérien multi-éléments, de manière à produire une pluralité de signaux de sortie à haute fréquence. De façon typique, on peut additionner ou soustraire ces signaux de sortie afin de former un signal de somme et au moins un signal de différence, ces signaux étant traités dans un récepteur multi-canaux. On compare alors les signaux de sortie à fréquence intermédiaire résultants, en amplitude et/ou en phase, de façon à former au moins un signal de sortie représentant la direction de la cible par rapport à aérien. On a déjà mis au point un ensemble de radar de poursuite muni d'un ensemble d'aérien comportant une pluralité de sorties, des moyens de formation à partir des sorties de l'aérien d'un signal de somme représentatif de la somme des signaux de sortie de l'aérien et un signal de différence représentatif de l'orienta- tion d'une cible par rapport à l'aérien, et un récepteur destiné à traiter ces signaux afin de former des signaux de sortie correspondant à la fréquence intermédiaire.Dans ce récepteur, on compare le signal de somme à fréquence intermédiaire avec le signal de sortie dXun oscillateur d'une première boucle à phase bloquée et lton utilise le résultat pour commander la fréquence de l'oscillateur de façon à amener ledit oscillateur à se bloquer sur la fréquence du signal de somme à fréquence intermédiaire, le signal de différence à fréquence intermédiaire étant comparé dans un détecteur de phase avec le signal de sortie de l'oscillateur, de façon à former un signal de sortie représentatif de la différence de phase existant entre le signal de somme et le signal de différence. De cette façon, la boucle à phase bloquée agit effectivement comme un filtre à bande étroite afin de sélectionner une fréquence intermédiaire unique et elle permet ainsi d'effectuer une discrimination entre des cibles ayant des décalages doppler différents0 Dans certaines circonstances cependant, la boucle à phase bloquée peut constituer un inconvénient. Si, par exemple, le missile poursuit une cible unique et si la boucle bloquée en phase est déclenchée, la largeur de bande de cette boucle sera étroite. Si la fréquence de la cible varie brutalement du fait que, par exemple dans le cas d'uzl avion, à un virage court, la fréquence du signal de somme à fréquence intermédiaire à l'entrée de la boucle à phase bloquée à bande étroite se déplace à l'extérieur de la largeur de bande de ladite boucle. Si ce phénomène intervient rapidement, la boucle à phase bloquée n'est pas capable de suivre le signal de somme à fréquenee intermédiaire incident et le missile perd la trace et manque presque certainement la cible. La présente invention vise donc à remédier à cette difficulté. Conformément à l'invention, un ensemble radar de poursuite comprend un dispositif d'aérien ayant une pluralité de sorties, des moyens de formation d'un signal de somme à partir des sortiés de l'aérien, signal-représentatif de la somme des signaux de sortie de l'aérien, et un signal de différence représentatif de la direction de la cible par rapport à l'aérien, et un récepteur destiné à traiter ces signaux afin de former des signaux de sortie correspondants à fréquence intermédiaire, et dans lequel le signal de somme à fréquence intermédiaire est comparé avec le signal de sortie d'un oscillateur d'une première boucle à phase bloquée et le résultat est utilisé pour commander la fréquence de l'oscillateur afin d'amener ledit oscillateur à se bloquer sur la fréquence du signal de somme à fréquence intermédiaire, le signal de différence à fréquence intermédiaire étant comparé dans un détecteur de phase avec le signal de sortie de ltoscillateur,de façon à former un signal de sortie représentatif de la différence de phase existant entre les signaux de somme et de différenceaet comprenant des moyens de modification de la largeur de bande en fonction du signal de somme afin de modifier la largeur de bande de la première boucle à phase bloquée0 De façon préférée, le moyen de modification de la largeur de bande comprend un circuit à gain variable dans la première boucle à phase bloquée. Le moyen de modification de la largeur de bande peut comprendre un détecteur de quadrature de phase destiné à comparer le signal de sortie de l'oscillateur déphasé de s/2 et le signal de somme à fréquence intermédiaire, un filtre et un circuit à retard relié à la sortie du détecteur de quadrature de phase, un détecteur de seuil relié à la sortie du filtre et au circuit de retard, un premier signal de sortie du détecteur de seuil, en fonctionnement, modifiant le gain du circuit à gain variable afin de diminuer la largeur de bande de la première boucle à phase bloquée. Lors du fonctionnement du circuit, un second signal de sortie du détecteur de seuil permet d'augmenter la largeur de bande de la première boucle à phase bloquée. Selon une forme de réalisation préférée, le premier signal de sortie est combiné à un signal indiquant l'acquisition d'une cible valable, les deux signaux étant nécessaires avant de diminuer la largeur de bande de la boucle à phase bloquée. Le circuit à gain variable peut comprendre un premier commutateur de commande destiné à commander la diminution de la largeur de bande de la boucle à phase bloquée de façon progressive et sur une période de temps prédéterminée. Selon une forme de réalisation préférée, le signal d'acquisition de la cible ainsi que le premier signal de sortie doivent exister pendant la totalité de la période de temps prédéterminée. Le' circuit à gain variable peut comprendre un second commutateur de commande destiné à commander l'augmentation de la largeur de bande de la boucle à phase bloquée de façon plus rapide sur une période de-temps relativement courte par rapport à la période de temps prédéterminée mentionnée plus haut. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention ressortiront mieux de la description qui va suivre d'un ensemble radar donnée à titre d'exemple nullement limitatif, en regard des dessins annexés sur lesquels : la figure 1 représente une vue frontale schématique en élévation de l'aérien de l'ensemble radar la figure 2 représente un schéma synoptique du circuit d'un ensemble connu la figure 3 représente un schéma synoptique d'une modification à la boucle à phase bloquée et à bande étroite de la figure 2, conformément à la présente invention,avec graphiques figures 3a et 3b;; la figure 4 représente un graphique illustrant les rapports entre la sortie déphasée de l'oscillateur commandé en tension du circuit de la figure 3 et deux signaux de cible la figure 5 représente un graphique illustrant la sortie du signal de somme et la sortie du détecteur de quadrature de phase pour le circuit de la figure 3 la figure 6 représente un schéma synoptiqued'uncircuitdes- tlné à additionner des premières bandes latérales à amplitude constante au signal de sortie de l'oscillateur commandé en tension de la boucle à phase bloquée à bande étroite de la figure 3 la figure 7 représente des formes d'ondes illustrant-le repérage amélioré du récepteur du missile lorsqu'il est modifié conformément à la figure 6, la boucle à phase bloquée et à bande étroite étant bloquée sur une cible unique la figure 8 représente des formes d'ondes illustrant le repérage amélioré du récepteur du missile lorsqu'il est modifié conformément à la figure 6, la boucle à phase bloquée et à bande étroite étant bloquée sur une cible unique la figure 9 représente un schéma synoptique d'un circuit d'addition de pseudo-bandes latérales à lloscillateur commandé en tension de la boucle à phase bloquée à bande étroite de la figure 3 ; ; la figure 10 représente un schéma synoptique d'un circuit d'élimination de l'interférence sur le multiplexage provenant du discriminateur de cibles multiples (boucle à phase bloquée à bande étroite) la figure li représente un schéma synoptique d'une variante de circuit d'élimination de l'interférence sur la fréquence de multiplexage dans un ensemble de guidage de missile la figure 12 représente un schéma synoptique-d'un circuit de commande automatique de la largeur de bande de la boucle en phase bloquée à bande étroite de la figure 3 la figure 13 représente un schéma synoptique d'un circuit de blocage de la boucle à phase bloquée et à bande étroite de discrimination de cibles multiples de la figure 3 et destiné à la commande du balayage doppler; et la figure 14 représente un graphique de la forme d'onde du balayage doppler associé au circuit de la figure 13. L'ensemble qui sera décrit ci-après fait partie d'une tête chercheuse pour un missile'air-air. L'ensemble est du type semi-actif, dans lequel la cible est "éclairée" au moyen d'ondes à haute fréquence provenant d'une source séparée par rapport au missile, par exemple du radar de l'avion qui a lancé ledit missile. En se référant à la figure 1, l'ensemble comprend un dispositif d'aérien 1 , constitué par un faisceau de quatre éléments aériens la à îd chacun d'eux comportant sa propre alimentation d'antenne et son propre réflecteur paraboloïde. Les axes des quatre éléments la à îd sont parallèles les uns aux autres, de sorte que lorsqu'un signal à haute fréquence est reçu à partir d'une cible par l'aérien, les signaux de sorties résultant. des quatre éléments sont tous sensiblement d'amplitude égale mais diffèrent en phase, en fonction de la direction de la cible par rapport à l'aérien Le dispositif d'aérien 1 est monté sur des suspensions à la cardan (non représentées) de façon qu'il puisse pivoter autour des axes d'azimut et d'élévation, au moyen de moteurs asservis (non représentés)0 En se référant à la figure 2, un ensemble radar connu donne quatre signaux de sortie d'aérien A1, A2, A3 et A4.Ces signaux de sortie sont additionnés et soustraits dans un circuit approprié 2, afin de former trois signaux S Deî et Dans de la manière suivante S = (A1 + A2 + A3 + 4) Del = (Az + A2) - (A3 + A4) Daz = (A1 + A3) - (A2 + 44) S représente le signal de somme et il est égal à la somme des signaux de sortie de l'aérien. D el et Daz représentent les signaux de différence en élévation et en azimut et leurs amplitudes constituent des mesures des angles d'erreur en élévation et en azimut entre l'axe de l'aérien et la cible.Du fait d'un déphasage de 900 dans le comparateur 2, les signaux Deî et Daz sont sensiblement en phase avec les signaux de somme. Ces trois signaux, Del et Daz et S, passent par un raccord micro-onde rotatif de l'aérien 1 vers le circuit qui suit. Les deux signaux de différence sont multiplexés en même temps dans un multiplexeur 3 qui est commandé par un signal M de modulation d'onde carrée provenant d'un oscillateur 4. Le multiplexeur 3 comprend deux commutateurs de phase 5 et 6 destinés à la modulation en phase des signaux Deî et Daz respectivement. Le commutateur de phase 5 est commandé directement par la sortie de 1' oscillateur 4 et produit des déphasagés alternés de 00 et de 1800 -sur le signal Del en phase avec le signal de modulation M. Le commutateur de phase 6 est commandé par l'oscillateur 4 par l1in- -termédiaire d'un déphaseur 7 à 900 et produit des déphasages alternés de 0 et de 1800 sur le signal Daz, en quadrature avec la modulation du signal Deîe Les signaux de sortie des commutateurs de phase 5 et 6 sont additionnés dans un circuit hybride 8 afin de former un signal de différence multiplexé D.Il y a lieu de noter que le signal D, dans chaque cycle du signal de modulation M, passe par la séquence de valeurs suivantes D1 = el + Daz D2 = Del - Daz D3 = -Del - Daz @ el az D4 = -Del + Daz Le signal de différence D est envoyé sur un circuit hybridé 9, avec le signal de somme S, afin de former deux signaux de sortie S + D et. S - D, qui sont envoyés respectivement sur deux canaux d'un récepteur superhétérodyne 10.Jusqu'à ce stade, les signaux sont tous à des fréquences micro-onde (à l'exception bien entendu du signal de modulation M), et, par conséquent, le comparateur 2, les commutateurs de phase 5 et 6, et les circuits hybrides 8 et 9 sont tous des composants micro-onde et ils peuvent être utilisés de façon appropriée, au moyen des techniques de micro-circuits imprimés à bandes. lie récepteur 10 comprend un premier oscillateur local 11 dont la sortie est mélangée avec les signaux S + D et S - D dans des mélangeurs 12 et 13, afin de les convertir en une première fréquence intermédiaire convenable. Bes signaux à fréquence intermédiaire sont envoyés sur des filtres passe-bande 16 et 17 en passant sur des amplificateurs à fréquence intermédiaire 14 et 15. Ces filtres sélectionnent seulement une gamme étroite de fréquences, correspondant à une gamme étroite de décalages doppler du signal haute fréquence reçu de la cible, c'est-à-dire correspondant à une gamme étroite de vitesses relatives cible-aérien. Pour cette raison, les filtres 16 et 17 seront appelés circuits ou portes de vitesse. lies signaux filtrés sont envoyés, par l'intermédiaire de nouveaux amplificateurs à fréquence intermédiaire 20 et 21, vers des mélangeurs 24 et 25 où ils sont mélangés avec un signal provenant d'un second oscillateur local 26, afin de les convertir en un signal convenable à une seconde fréquence intermédiaire. Les signaux à la seconde fréquence intermédiaire passent alors respectivement par des circuits d'ajustage de gain et d'ajustage de phase 27 et 28 et ils sont amplifiés par des amplificateurs 30 et 31 de la seconde fréquence intermédiaire. Les signaux de sortie des amplificateurs 30 et 31 sont combinés dans un circuit de somme 32 et dans un circuit de différence 33 afin de produire des signaux de sortie à fréquence in termédiaire S1 et D1 respectivement. I1 y a lieu de noter que, nominalement (ctest-à-dire en supposant que les deux canaux du récepteur 10 sont également calés en gain et en déphasage) la sortie à fréquence intermédiaire S du circuit de somme 32 est proportionnelle au signal de somme S à haute fréquence, tandis que la sortie D1 à fréquence intermédiaire provenant du circuit de différence 33 est proportionnelle au signal de différence D multiplexé à haute fréquence. Ainsi, nominalement, le signal D1 passe par les quatre valeurs D1 à D4 et varie donc périodiquement en phase par rapport au signal , de façon symétrique, avec une valeur moyenne de zéro.Cependant, du fait qu'une partie de chacun des signaux S et D a traversé chacun des canaux du récepteur, tout décalage ou déséquilibre en gain ou en différence de phase entre les canaux se manifeste lui-même dans les signaux de sortie sl et D1. En particulier, s'il existe un déséquilibre en gain entre les canaux, les amplitudes des quatre valeurs du signal D1 seront affectées de quantités différentes, de sorte que la valeur moyenne du signal D1 n'est plus' égale à zéro mais devient positive ou négative en fonction du canal ayant le gain le plus élevé.De la même manière, s'il existe un déséquilibre en différence de phase entre les canaux, les phases des quatre valeurs du signal D1 seront affectées de quantités différentes, de sorte que la valeur moyenne du signal D1 n'est à nouveau plus égale à zéro, et devient positive ou négative en fonction du canal ayant la plus grande différence de phase. Afin de détecter tout déséquilibre-en gain, le signal est envoyé sur une boucle à phase bloquée 60 comprenant un détec-- teur de phase 61 destiné à comparer le signal de sortie du circuit de somme 32 avec le signal provenant d'un oscillateur commandé en tension 62o Le signal résultant du détecteur 61 est intégré dans un intégrateur 63 et il est utilisé pour commander la fréquence de l'oscillateur 62. De cette manière, la fréquence de l'oscil- lateur 62 est bloquée sur la fréquence du signal à fréquence intermédiaire provenant du circuit de somme 32.Le signal de sortie de l'oscillateur 62 présente ainsi la même fréquence que le signal de sortie du récepteur mais avec une largeur de bande plus étroite. Be rye de la boucle à phase bloquée 60 est ainsi d'agir comme filtre passe-bande très étroit pour le signal de sortie du récepteur, l'effet passe-bande de ce filtre dépendant de la constante de temps de l'intégrateur 63. Cela permet d'effectuer une discrimination entre des cibles ayant des fréquences étroitement similaires, en particulier des cibles très peu espacées et des cibles en formation. lie signal 'de sortie de ltoscillateur est utilisé pour alimenter un circuit discriminateur 45. Ce signal est également utilisé pour effectuer une comparaison avec le signal de sortie du circuit de différence 33, dans le détecteur de phase 34, afin de former un signal en retour destiné à commander le circuit d'ajustage de gain 27. Nominalement, le signal de sortie moyen du détecteur 34 est égal à zéro, mais s'il existe un déséquilibre en gain, la sortie du détecteur 34 présente une composante continue. Cette composante est mesurée dans un intégrateur 35 et elle est utilisée comme signal en retour pour commander le circuit d'ajustage de gain 27, de façon à tendre à équilibrer le gain des deux canaux et, de ce fait, à réduire vers zéro le signal de sortie de l'intégrateur 35. Afin de détecter tout déséquilibre en phase, on déphase de 900 le signal D1 dans un circuit de changement de phase 36 et l'on compare ce signal avec le signal S1 dans un détecteur de phase 37. Nominalement, la sortie moyenne du détecteur 37 est égale à zéro, mais si un déséquilibre existe, le signal de sortie du détecteur 37 comporte une composante continue. Cette composante continue est mesurée dans un intégrateur 38 et elle est utilisée comme signal en retour pour commander le circuit d'ajustage de phase 28 de façon à tendre à équilibrer les différences de phase des deux canaux et, de ce fait, à réduire le signal de sortie de l'intégrateur 38 à zéro. Lorsque. les canaux sont équilibrés en gain et en différence de phase, le signal de sortie du détecteur de phase 34 est proportionnel à l'amplitude du signal de différence D multiplexé et renferme ainsi l'information concernant les deux signaux de différence Deî et Daz. Pour séparer cette information, la.sortie du détecteur 34 est envoyée sur un démultiplexeur 39. Ce démulti-plexeur est commandé par le signal de 'modulation M provenant de l'oscillateur 4, retardé dans un circuit à retard 40 d'une quantité égale au retard général introduit par le récepteur 10.Le démultiplexeur 39 comprend un premier détecteur de phase 41 dans lequel la sortie du détecteur 34 est comparée avec le signal de modulation retardé, afin de former un signal de sortie Eel qui est proportionnel à l'amplitude du signal d'erreur Deî lie démultiplexeur 39 comprend également un second détecteur de phase 42 dans lequel le signal de sortie du détecteur 34 est comparé avec le signal de modulation retardé, déphasé de 900 au moyen d'un circuit de déphasage 43, afin de former un signal de sortie Baz qui est proportionnel à l'amplitude du signal d'erreur Daz. Les deux signaux de sortie Bel et Baz du démultiplexeur 39 sont utilisés comme signaux d'erreur pour commander le fonctionnement de moteurs asservis (non représentés) qui font pivoter le dispositif d'aérien 1, de façon à tendre à réduire les amplitudes des signaux de différence Deî et Daz à zéro. Il en résulte que l'aérien 1 poursuit la cible. lies signaux d'erreur sont également envoyés sur lfautopilote (non représenté) du missile, de façon à permettre à sa trajectoire d'être corrigée de façon convenable afin de le maintenir sur une trajectoire de-collision avec la cible. Le signal de sortie de l'oscillateur commandé en tension 62 est envoyé sur un circuit détecteur de commande automatique de gain 44 qui forme des signaux de commande automatique de gain destinés à commander les gains des amplificateurs à fréquence intermédiaire, 20, 21, 30 et 31, de façonàtendre à maintenir le signal de sortie du circuit de somme 32 à un niveau constant. Le signal de sortie de l'oscillateur commandé en tension 62 est également appliqué à un circuit discriminateur de fréquence 45 qui forme un signal de sortie proportionnel à la différence existant entre la fréquence du signal à fréquence intermédiaire provenant de l'oscillateur 62 et une valeur prédéterminée. Ce signal desortie est intégré dans un intégrateur 46 et le signal résultant est utilisé pour commander la fréquence d'un oscillateur commandé en tension 47, dont le rôle sera expliqué ci-après. En fonctionnement, l'ensemble est soumis à des taux de vibrations élevés provenant du moteur du missile. Dans ces conditions, le premier oscillateur local li tend à engendrer du bruit, c'est-à-dire à présenter des bandes latérales de bruit importantes. Ce phénomène est indésirable du fait que les possibilités de l'en- semble dans sa totalité dépendent de façon critique de la qualité du signal de sortie du premier oscillateur local. Pour surmonter cette difficulté, on utilise une boucle à phase bloquée 49 dite de référence arrière. Un aérien arrière 50 est destine à recevoir une certaine quantité du rayonnement émis à partir de l'avion porteur - on peut utiliser à cet effet l'un des lobes latéraux de l'aérien d'émission - et l'on utilise cette partie de rayonnement comme signal de référence.Ce signal de référence est mélangé avec le signal de sortie de l'oscillateur local Il dans un mélangeur 51 afin de le convertir en un signal à fréquence intermédiaire. lie signal à fréquence intermédiaire résultant passe dans un amplificateur 52 et dans un filtre passe-bande 53. Le gain de l'amplificateur 52 est commandé par un circuit détecteur de commande automatique de gain 54, de façon à tendre à maintenir le signal de sortie du filtre 53 à niveau constant. lie signal de sortie du filtre 53 est comparé dans un détecteur de phase 55 avec le signal de sortie de l'oscillateur 47, et le signal résultant est intégré dans un intégrateur 56 et utilisé pour commander la fréquence de 1' oscillateur local 11. il en resulte que la fréquence de l'oscillateur local 11 est bloquée selon une relation fixe par rapport à la fréquence du signal de référence. En particulier, la fréquence de l'oscillateur local est bloquée sur une valeur égale à la différence existant entre la fréquence du signal de référence et la fréquence de l'oscillateur 47. De cette façon, les bandes latérales de vibra tions -del'oscillateur local 11 sont pratiquement supprimées. Le circuit de commande automatique de gain 54 commande un circuit à déclenchement 57 qui, à son tour, commande la constante dé temps de l'intégrateur 56 en fonction du niveau du signal de commande de gain automatique, de façon à réduire la largeur de bande de la boucle à phase bloquée 49 si le niveau du signal de référence tombe au-dessous d'une certaine valeur prédéterminée. De cette façon, la boucle 49 s'adapte automatiquement au niveau du signal de référence. Ainsi, lorsque le signal de référence reçu par l'aérien arrière 50 est fort, la largeur de bande de la boucle à phase bloquée 49 est relativement élevée, ce qui produit une réduction importante des bandes latérales de bruit de l'oscillateur local 11. Par ailleurs, lorsque le niveau du signal de référence reçu est faible, la largeur de bande de la boucle 49 est réduite, de façon à éliminer par filtrage du signal de référence le bruit engendré dans l'amplificateur 52. Ainsi, le rapport signal-bruit du signal de référence est amélioré bien que ce soit au sacrifice d'un abaissement des possibilités de la boucle à supprimer les bandes latérales de bruit de l'oscillateur local li. Selon une variante, on peut faire varier en continu la largeur de bande de la boucLe 49 en fonction du niveau du signal de référence, au lieu que ce soit entre deux valeurs discrètes. Comme mentionné ci-dessus, l'oscillateur à commande en tension 47 qui commande la fréquence du premier oscillateur local il est à son tour commandé, par l'intermédiaire du discriminateur 45 et de l'intégrateur 46, par la fréquence du signal à fréquence intermédiaire provenant de la sortie du récepteur 10. Cette boucle est destinée à maintenir la fréquence du signal à la première fréquence intermédiaire (provenant des mélangeurs 1 2 et 13) au centre de la bande passante des filtres de vitesse 16 et 17, comme expliqué ci-dessous. Si la vitesse relative entre la cible et le missile ou entre le missile et l'avion porteur varie légèrement, la fréquence doppler de la haute fréquence reçue est décalée par la fréquence du signal à la première fréquence intermédiaire au-delà de la fréquence centrale des portes 16 et 17, ce qui entraîne alors un décalage de la fréquence du signal à la seconde fréquence intermédiaire à la sortie du récepteur. Ce décalage peut être détecté par le discriminateur de fréquence 45 qui introduit une variation de la fréquence de l'oscillateur 47, et par conséquent dans la fréquence du premier oscillateur local 11. Cette variation entraîne à son tour une variation de la fréquence du signal à la première fréquence intermédiaire et cette variation a lieu dans un sens tel qu'elle tende à ramener ce signal vers le centre de la bande passante des portes 16 et 17. Ainsi, il y a lieu de noter que l'effet de cette boucle est de maintenir la fréquence du signal à la première fréquence intermédiaire au centre de la bande passante des portes 16 et 17. il en résulte que l'ensemble poursuit la fréquence doppler de la cible. De ce fait, l'ensemble peut effectuer une discrimination entre différentes cibles sur la base des différences de leurs vitesses, même si elles sont séparées d'un angle trop faible pour une discrimination angulaire suffisante. L'ensemble diffère des ensembles usuels de poursuite du type doppler, dans lesquels la poursuite est réalisée au moyen d'un oscillateur disposé dans un étage à fréquence intermédiaire du récepteur. Dans l'ensemble selon l'invention, la poursuite doppler est effectuée en utilisant le premier oscillateur local, ce qui permet aux filtres 16 et 17 d'être placés au niveau d'un des premiers étages du réeepteur. il en résulte que la majeure partie du récepteur 10 ne doit traiter qu'une faible gamme de fréquences, ce qui simplifie considérablement la structure dudit récepteur. Ensemble radar tel que représenté sur la figure 2 présente l'inconvénient selon lequel, lorsque la boucle à phase bloquée et à bande étroite 60 est bloquée sur un signal de cible unique, la largeur de bande du signal de sortie de l'oscillateur commandé en tension 62 est réduite par le signal de sortie de l'intégrateur 63, de sorte que seule cette cible unique est comprise dans la largeur de bande, toutes les autres cibles étant à ltexté- rieur de ladite largeur de bande. Si le signal provenant de la cible unique choisie se décale brusquement vers l'extérieur de la largeur debande réduite de la boucle à phase bloquée 60, le signal de sortie de l'oscillateur commandé en tension 62 et envoyé sur le détecteur de phase 34 disparaît et le missile abandonne la poursuite.Afin de surmonter cette difficulté, la boucle à phase bloquée et à bande étroite de la figure 2 a été modifiée comme representé sur la figure 39 Sur la figure 3, les parties 61, 62 et 63 de la boucle à phase bloquée d'origine ont les mêmes références , ) ainsi que le détecteur de phase 34. Le signal de sortie du détecteur de phase 34 est alors utilisé comme dans la figure 2 pour commander le guidage du missile, par exemple par l'intermédiaire de détecteurs de phase tels que 41 et 42. Un gain variable 300 est introduit dans la boucle à phase bloquée entre le détecteurtLe phase 61 et l'intégrateur 63. Un détecteur de phase en quadrature 301 est destiné à comparer les signaux d'entrée provenant de l'entrée de somme et d'un réseau 302 de déphasage de s/2 relié à la sortie de l'oscillateur commandé en tension 620 La sortie du détecteur de phase en quadrature 301 est reliée, par l'intermédiaire d'un filtre passe-bas 303 et d'un circuit de seuil 304, à une entrée de passage sur bande large du circuit à gain variable 300. Une sortie complémentaire du circuit de seuil 304 est reliée à une première entrée d'une porte ET 305 à deux entrées, dont l'autre entréé est obtenue à partir du circuit d'acquisition de cible (non représenté).Le circuit d'acquisition de cible donne une indication de l'acquisition d'une cible lorsque, par exemple, quand la fréquence de l'ensemble radar est poursuivie sur une gamme de fréquences,un rapport signal-bruit important est obtenu.Le signal de sortie de la porte ET 305 est envoyé sur une entrée de commutation sur bande étroite du circuit à gain variable 300. Le fonctionnement du circuit a lieu comme suit : lorsque le missile est en vol, le dispositif de guidage radar étant en balayage et à la recherche de la cible, c'est-à-dire avant l'acquisition d'une cible, le circuit à gain variable 300 est réglé à un gain faible correspondant au fonctionnement à bande large de la boucle à phase bloquée. Lorsque l'acquisition de la cible est obtenue, un signal apparalt sur une première entrée de la porte ET 305, en provenance du circuit d'acquisition de cible. Du fait du circuit 302 de déphasage de #/2, les signaux qui sont maintenant présentés à entrée du détecteur de phase en quadrature 3D1 sont déphasés et forment une sortie avec un niveau continu qui passe dans le filtre et dans le circuit de retard 303.Ce niveau de signal continu est tel, pour un signal valide de cible, qu'il est en excès par rapport au niveau du seuil du circuit 304, ce qui forme un signal de sortie sur la sortie de présence de signal du circuit de seuil 304. Ce signal, combiné avec le signal de sortie d'acquisition de cible dans la porte ET 305, forme le signal de commutation sur bande étroite du circuit à gain variable 301. Ce signal amène le circuit à gain variable 300 à effectuer un rétrécissement de la largeur de bande de la boucle à phase bouclée et, par conséquent, à bloquer ladite boucle sur un signal de cible unique. Si ce signal de.cible unique disparaît, par exemple soit du fait de la disparition de la cible ou d'un brusque changement de direction, la sortie de l'oscillateur commandé en tension présente un calage en phase aléatoire par rapport à l'entrée du détecteur de phase 61 de la boucle (ces signaux étant pratiquement constitués par le bruit) et la sortie du détecteur de phase en quadrature 301 est à zéro. Le signal présent à la sortie de la porte ET 305 disparaît et un signal de sortie est envoyé au circuit à gain variable 300 afin de modifier la largeur de bande, ce qui permet à la boucle à phase bloquée de rechercher un autre signal de cible compris dans la largeur de bande plus grande. Les passages de la bande large vers la bande étroite et de la bande étroite vers la bande large sont réalisés sur des périotes de temps différentes,comme représenté sur les figures 3a et 3b. Le passage de la bande-large à la bande étroite (figure 3a) a lieu sur une période relativement longue, ce qui permet à la boucle de se bloquer sur un signal de cible unique. Le passage de la bande étroite vers la bande large (figure 3b) a lieu sur une période relativement courte, presque instantanément, du fait que lorsque le signal de cible a été perdu, il est impératif d'augmenter la largeur de bande aussi rapidement que possible afin d'effec- tuer une recherche d'un autre signal de cible. Le circuit nécessaire à assurer les caractéristiques correctes de passage est compris dans le-circuit à gain variable 300. Pour des signaux d'entrée ayant un rapport signal-bruit élevé, le retard du circuit 303 est augmenté jusqu'à 0,75 s par exemple et pour les signaux ayant un rapport.signal-bruit faible, le retard est abaissé à-O,2 ps, ce qui permet d'éviter que des signaux d'entrée erronés traversent la largeur de bande de la boucle. En se référant à la figure 2, le signal de somme envoyé sur le détecteur de phase 34 est obtenu à partir de la sortie de l'oscillateur commandé en tension 62, ce qui peut se traduire, dans le cas de cibles multiples, par un gain incorrect du récepteur. Ce fait est dû à ce que la boucle à phase bloquée se bloque sur la fréquence de l'une des cibles et que la composante spectrale de la sortie de l'oscillateur commandé en tension 62 est d'une amplitude plus élevée que la composante correspondante du canal de somme d'origine, du fait que la commande de gain automatique fonctionne sur le signal de somme total passant dans le récepteur. Ainsi, l'échelle de repérage angulaire de la cible désirée est réduite. Sur la figure 3, on a représenté deux variantes de circuit destinées à surmonter cette difficulté. Le premier circuit, représenté en pointillé, est destiné à obtenir le signal de commande automatique de gain du récepteur à partir de la sortie du détecteur de phase en quadrature 301. Le second circuit, représenté en trait discontinu, prévoit la division du signal de sortie du détecteur de phase 34 par le signal de sortie du détecteur de phase en quadrature, dans un diviseur 306, après que le premier des deux signaux soit passé par un filtre passe-bas 307. De cette façon, la sortie d'erreur angulaire du canal de différence est divisée par une valeur de courant continu qui est proportionnelle à la composante du signal de somme qui est en phase avec la composante spectrale du signal de sortie de l'oscillateur commandé en tension 62. Ainsi, en divisant l'erreur angulaire par cette valeur en courant continu, l'échelle de repérage est ramenée à sa valeur correcte.Ce mode de fonctionnement présente l'avantage qu'il compense une réduction d'échelle de repérage due au fait que l'oscillateur commandé en tension n'est pas sur la phase moyenne correcte par rapport au signal de cible désiré, du fait de l'effet de glissement du signal non désiré. Cependant, outre le terme continu, le détecteur de phase en quadrature 301 présente également un terme alternatif dû au battement entre le signal de sortie de l'oscillateur commandé en tension 62 et le signal non désiré. On considérera ci-après deux cibles T1 et T2 comprises dans la largeur de bande de la porte de vitesse. Fréquence doppler = 10 fn Amortissement de la boucle à phase bloquée = 0,7 Rapport T2/T1 = 5 La boucle à phase bloquée étant bloquée sur le plus petit signal T1 Commande automatique de gain instantané et pas de verrouillage sur une cible valide. Les courbes sont différentes pour une commande de gain automatique lente, mais les arguments de base s'appliquent. La figure 4 représente la phase de l'oscillateur commandé en tension sur la sortie s/2 par rapport aux phases de T1 et T2 (en l'absence de T2, la sortie s/2 de l'oscillateur commandé en tension est en phase avec Tri). La figure 5 représente l'enveloppe S et la sortie du détecteur de phase en quadrature. On peut voir qu'un signal de différence D, dû à Ti, produit un terme à courant continu sur le détecteur de phase d'erreur angulaire approximativement égal à 1/5. cos 420.D/S ainsi qu'un terme de courant alternatif de faible valeur du à l'oscillateur commandé en tension qui a une modulation de phase par rapport à la phase de Ti. Un signal de différence dû à T2 produit un terme important à courant alternatif dû à la différence en fréquence de la ligne principale de ltoscillateur commandé en tension et un terme de courant continu de faible valeur dû à la modulation de phase de l'oscillateur commandé en tension. En mettant en oeuvre un diviseur 306 analogue, le signal de sortie en courant alternatif dû à T2 est divisé par le terme de courant alternatif de la sortie du détecteur de phase en quadrature 301 afin de former un terme en courant continu potentiellement élevé. Dans les conditions particulières ci-dessus, les deux termes de courant alternatif sont presque exactement en phase, ce qui entraîne un déplacement important du réflecteur en direction de la seconde cible. Si cependant le signal de sortie du détecteur de'phase en quadrature 301 est filtré par un filtre passe-bas 308, le courant alternatif est atténué et la phase est retardée. Si ce retard est de 900, la composante continue est égale à zéro. Si le retard est supérieur à 900, ctest-à-dire dans le cas d'un filtre multiple, le réflecteur s'éloigne de la seconde cible. lie fonctionnement de la commande de gain automatique du récepteur est similaire, bien que l'effet soit inversé pour les conditions considérées ci-dessus. Lorsque l'enveloppe du signal de somme S est à sa valeur maximale, le gain du canal de différence est réduit, assurant ainsi une commande de gain automatique rapide, mais le signal Se de la boucle bloquée en phase est constant et ainsi l'échelle de repérage est réduite ; de la même façon, le gain est augmenté lorsque l'enveloppe du signal de somme est à une valeur faible.De ce fait, le battement alternatif dû à, un signal de différence D en phase avec la composante S en W2 doit avoir ses pics positifs réduits (et correspondant à T2 en phase avec l'oscillateur commandé en tension) et ses pics négatifs augmentés, ce qui donne une sortie négative, tandis que T2 seul recevrait une échelle de repérage positive (D et S en phase), ce qui écarte le pointage du réflecteur de 2. L'effet d'une commande automatique de gain lente est de retarder la phase de l'onde sinusoïdale de la commande de gain automatique de 900, ce qui produit un déplacement positif, c'est-à-dire en direction de T2, car l'enveloppe S non filtrée déplace le battement du détecteur de phase-angulaire de 42 * Dans les conditions considérées, l'effet de la commande automatique de gain est beaucoup plus faible que celui du diviseur analogue, du fait de l'amplitude relative des termes alternatifs qui sont impliqués, mais cela n'est pas toujours vrai dans tous les cas. Le filtre du signal de sortie du détecteur de phase en quadrature ne doit pas présenter une constante de temps plus longue que 100 millisecondes afin de préserver la possibilité du récepteur de réagir vis-à-vis de variations de l'amplitude relative de la cible. Une autre variante du circuit de la figure 2 qui peut être mise en oeuvre pour réduire la variation de l'échelle de repérage intervenant lorsque le'discriminateur de cibles multiples ou la boucle à phase bloquée et à bande étroite sont en fonctionnement comme représenté sur la figure 6, peut consister à ajouter les bandes latérales à amplitude constante au signal de sortie de l'oscillateur commandé en tension du discriminateur de cibles multiples qui a la même relation de phase par rapport au signal de sortie du discriminateur de cibles multiples que les bandes latérales du signal de somme d'origine ont par rapport à leur porteuse.Cela se traduit par une variation de l'échelle de repérage de 1,15 à 0,9 pour un discriminateur de cibles multiples bloqué sur la porteuse et de 1,02 à 1 ,64 pour un discri minateur de cibles multiples bloqué sur une première bande latérale, par rapport à 1 ,0 à 0,0 et de 0,0 à 0,64 pour le discriminateur de cibles multiples seul, On se référera maintenant au schéma synoptique représenté sur la figure 6. Be circuit de la figure 6 produit un signal de somme de discriminateur de cibles multiples modifié destiné à entre utilisé à la place du signal de sortie provenant de l'oscil- lateur commandé en tension 62. Les éléments qui assurent les mêmes fonctions ou des fonctions similaires que ceux de la figure 3 portent les mêmes références. Un mélangeur équilibré 600 produit la première bande latérale supérieure et inférieure en mélangeant le signal de sortie de l'oscillateur commandé en tension du discriminateur de cibles multiples avec le signal de sortie d'un second oscillateur commandé en tension 601 à la fréquence de nutation, cet oscillateur commandé en tension étant bloqué sur la première bande latérale inférieure et supérieure du signal de somme par la seconde boucle à phase bloquée comprenant le mélangeur 600, l'oscillateur commandé en tension 601., un intégrateur 602 et un multiplieur linéaire 603. Une certaine proportion du signal de sortie du mélangeur équilibré 600 est additionnée au signal de sortie de somme du discriminateur de cibles multiples afin de former un signal de somme composite avec des pseudo premières bandes latérales supérieures et inférieures ayant une amplitude constante. Du fait que l'oscillateur 601 commandé en tension de nutation n'a pas à suivre les vitesses du signal de somme, sa largeur de bande peut être faible de façon à rejeter les bandes latérales provenant d'autres signaux de somme d'autres cibles. il a été supposé jusqu'à maintenant que le discriminateur de cibles multiples comprenant l'oscillateur 62 commandé en tension est bloqué sur la ligne principale du signal de somme, mais il peut être facilement bloqué sur une bande latérale, auquel cas le signal de sortie du mélangeur équilibré 600 produit les lignes de chaque côté de cette bande latérale. Analyse du processus. Soit le signal d'entrée A sin [(#-p)t + #]+ Sin (#t) + B Sin [(#+p)t +&gamma;] Le signal de sortie de l'oscillateur commandé en tension à 500 kilocycles est alors Cos (#t) et l'oscillateur commandé en tension à 64 cycles Cos [pt + i] le signal de sortie du mélangeur-équilibré est donc # Cos [(#-p)t - #] + Cos [(#+p)t + Les termes de courant continu du signal de sortie du détecteur de phase de la boucle à phase bloquée de nutation sont 1/4 # A Sin [#+ #] + B Sin [&gamma;- #] qui doit être égale à zéro. Par conséquent : Cos (#) # A Sin (#)+ B Sin (&gamma;) + Sin (#) A Cos (#) - B Cos (&gamma;)#=o B Sin (&gamma;) + A Sin (#) # = Tan-1 .................(1) B Cos (&gamma;) - A Cos (#) Le signal de sortie du mélangeur équilibréest alors Cos [pt + #] Cos (#t) = #Cos [(#-p)t - #] + Cos [(#+p)t + lie nouveau signal de somme du discriminateur de cibles multiples est alors K Cos [(#-p)t - #] + Cos (#t) + K Cos [(#+p)t + #] .........(2) Le détecteur de phase principal du récepteur doit entre modifié en un multiplieur car la limitation du signal d'entrée ou du signal du discriminateur de cibles multiples supprime les bandes latérales. (Cela suppose que la modulation de nutation est de O ou de # radians). Le nouveau signal de somme doit être déphasé comme précédemment, avant d'être multiplié par le signal de différence 2E # A Sin [(#-p)t +#] + C Sin (#t) + B Sin [(#+p)t -&gamma;; ] Le signal de sortie résultant est E # AK Cos (#- #) + C + BK Cos (#- #) # ................... (3) Lorsque la boucle à phase bloquée du discriminateur de cibles multiples est bloquée sur une cible unique, le signal de différence permettant la commutation de la modulation de nutation entre 0 et it est ou / est l'angle selon lequel la phase de nutation est égale à zéro est l'angle de phase de la forme d'onde de nutation m est le nombre harmonique de nutation. il ressort de l'équation (3) que le signal de sortie du récepteur est et de l'équation .(1) De même, la phase de ltoscillateur commardé en tension 62 du discriminateur de cibles multiples change de s radians lorsque la porteuse de somme change de it radians. Cela se traduit également par un changement de s radians de l'oscillateur commandé en tension de nutation 601 afin de rester bloqué sur les premières bandes latérales inférieures et supérieures, ce qui se traduit par une absence de modification des pseudo bandes latérales bien qu'il y ait un déphasage transitoire lorsque l'oscillateur commandé en tension de nutation change de phase. il en résulte un signal de sortie du récepteur Sur la figure 7, l'échelle de repérage est représentéeen pointillé par rapport à / pour K = 1 Avec la boucle à phase bloquée du discriminateur de cibles multiples bloquée sur une première bande latérale. on a il ressort de l'équation (1) # = -3 Dans ce cas, la phase de cet oscillateur 62 commandé en tension du discriminateur de cibles multiples ne varie pas mais, de même que les deux lignes de chaque côté de la ligne, le discri minateur de cibles multiples est bloqué de façon à changer de phase de s et le signal de sortie du récepteur devient Sur la figure 8, on a représenté l'échelle de repérage du récepteur en pointillé par rapport à / pour E=1/ g . La modulation de phase de nutation était considérée comme passant de zéro à it radians. Cela se traduit par des bandes latérales d'amplitude égale de chaque côté de la porteuse, avec des angles de phase égaux et opposés. Si les amplitudes des deux lignes de chaque côté de l'oscillateur 62 du discriminateur de cibles multiples ne sont pas égales mais présentent des angles de phase égaux et opposés, les pseudo bandes latérales auront les angles de phase convenables pour démoduler le signal de différence (dans le cas du discriminateur de cibles multiples bloqué sur a première bande latérale) et l'on obtient une amélioration, mais si ces deux lignes présentent des amplitudes égales ainsi que des angles de phase égaux, les pseudo bandes latérales seront différentes de s/2 radians par rapport au résultat ci-dessus et l'on n'obtiendra aucune amélioration. En général, si la modulation de nutation n'est pas celle que lton suppose, l'amélioration de l'échelle de repérage sera inférieure à celle représentée, mais ne sera pas inférieure à celle du discriminateur de cibles multiples seul. La gamme de l'os- cillateur commandé en tension 601 doit être aussi faible que possible et, dans un exemple typique, on choisit une gamme de 61 à 67 Hz pour couvrir la gamme possible de fréquence de nutation. Cela permet à la boucle de se bloquer rapidement avec une largeur de bande suffisamment faible pour rejeter d'autres lignes de cibles produites par des cibles multiples. Comme on désire poursuivre les deux lignes de nutation de chaque côté de la ligne bloquée du discriminateur de cibles multiples, un signal de sortie sinusoldal est souhaitable afin d'éviter une autre nutation ou d'autres lignes de cibles qui pourraient influencer l'angle de phase de l'oscil- lateur commandé en tension. -Si des pseudo bandes latérales sont additionnées au signal de sortie de l'oscillateur commandé en tension 62 du discriminateur de cibles multiples dans la boucle à phase bloquée du discriminateur de cibles multiples, la variation de la fréquence naturelle et l'amortissement avec le rapport de nutation sont réduits, ce qui se traduit par une réduction du nombre de fois où le discriminateur de cibles multiples se bloque sur d'autres signaux de somme d'autres cibles qui ont des lignes de fréquence situées entre la ligne de somme bloquée et les lignes existant de chaque côté par rapport à cette dernière On a représenté sur la figure 9 le schéma synoptique d'un tel dispositif 0 Pendant le processus de blocage, il peut être préférable de déconnecter les pseudo bandes latérales de l'oscillateur commandé en tension du discriminateur de cibles multiples. On peut ainsi obtenir une amélioration des variations d'échelle de repérage avec le rapport de nutation par addition dune seconde boucle à phase bloquée à la fréquence de nutation ainsi qu'un mélangeur équilibré. La variation d'échelle de repérage avec le dispositif opposé, en supposant que la modulation de nutation commute la phase du signal entre zéro et it radians, a lieu avec une valeur de K de 1/; de 1,15 à 0,9 pour un discriminateur de cibles multiples bloqué sur la porteuse et de 1,02 à 0,64 pour un discriminateur de cibles multiples bloqué sur une première bande latérale.Sans le dispositif mentionné plus haut, ces chiffres seraient de 1,0 à 0,0 et de O à 0,64 et, en obtenant la meilleure échelle de repérage par utilisation de la meilleure condition de blocage du discriminateur de cibles multiples, c'est-àdire la porteuse ou les premières bandes latérales, ils seraient de 1,0 à 0,540 Comme décrit ci-dessus, les pseudo bandes latérales peuvent être additionnées à la tension de l'oscillateur commandé en tension du discriminateur de cibles multiples dans la boucle à phase bloquée du discriminateur de cibles multiples, ce qui se traduit par une réduction de la variation de la largeur de bande de la boucle avec le rapport de nutation et par une possibilité de réduction du nombre de changements de la cible poursuivie dans le cas de cibles multiples. Un autre problème pouvant survenir avec l'ensemble de la figure 1 réside dans le fait qu'il peut exister des battements à basse fréquence entre les harmoniques de la fréquence de multiplexage et des multiples de la fréquence de différence doppler entre deux cibles ainsi que des multiples'de la fréquence de nutation. Les perturbations à basse fréquence résultantes entrai- nent un ordre d'accélération erroné et abaissent les possibilités du récepteur multiplexé. Le circuit de la figure 10 est destiné à détecter les battements à basse fréquence et commute la fréquence de multiplexage afin d'éviter les coïncidences entre la différence doppler et la fréquence de nutation. En se référant à la figure 10, les éléments qui assurent une fonction similaire à celle des dispositifs des figures 2 et 3 portent les mêmes références. Le signal de sortie du détecteur 301 de phase en quadrature du discriminateur de cibles multiples, qui a des composantes de fréquence égales à la différence doppler et à la nutation si celle-ci existe, est envoyé sur un nouveau détecteur de phase 1001 par l'intermédiaire d'un filtre 1002, l'autre signal d'entrée du détecteur 1001 étant la forme d'onde de multiplexage. Lorsque des multiples des fréquences de ces signaux avoisinent la coïncidence, la perturbation à basse fréquence passe dans un filtre- 1003 et commute la fréquence de multiplexage, par exemple de 40 Hz à 35 Hz ou 45 Hz afin d'éviter la coincidence. La commutation met à la masse le signal de sortie du filtre pendant une courte période après que la bascule bistable ait changé d'état afin d'empêcher que la surmodulation de la perturbation commute à nouveau la fréquence de multiplexage à la coincidence. Comme variante au dispositif de la figure 10, il est possible d'utiliser le signal d'entrée de somme détecté comme signal d'entrée du détecteur de phase 1001 afin de le comparer avec le signal de multiplexage, comme représenté sur la figure 11. lie signal de sortie du détecteur 44 de commande automatique de gain (voir figure 2), ce détecteur étant représenté directement relié au signal de somme du récepteur, est relié au filtre 1002. Un détecteur de 'seuil 10041 est relié à la sortie du filtre 1003 et, de ce fait, la fréquence de multiplexage ne varie que lorsque le signal d'entrée du filtre dépasse le niveau de seuil. lie circuit de modification de la fréquence de multiplexage peut autre compris dans un ensemble de guidage de missile avec ou sans discrimination de cibles multiples. S'il existe un dispositif de discrimination de cibles multiples, tel que la boucle à phase bloquée 60 à bande étroite, le dispositif de changement de la fréquence de multiplexage peut être prévu avec ou sans gain variable permettant l'élargissement de la largeur de bande de la boucle à phase bloquée à bande étroite. Un autre problème soulevé lors de l'utilisation de la boucle à phase bloquée à bande étroite telle que décrite en référence à la figure 2 ci-des'sus, réside dans le fait que la largeur étroite de bande est de l'ordre de 20 à 30 Hz, le spectre d'un écho de cible pouvant s'élargir jusqu'à 80 Hz si la cible présente une accélération latérale élevée et soudaine (due à l'étalement de son spectre de scintillement).Une boucle à phase bloquée à bande étroite et à largeur de bande constante tend à présenter une possibilité de poursuite réduite dans le cas d' une telle cible et, pour une a célébration dépassant une certaine valeur, ce processus peut entraider une perte de blocage, ce qui entraîne à son tour une interruption de guidage et peut se traduire par une grande erreur de distance ou une discrimination insuffisante de cible. lie réseau de la figure 12 détecte l'étalement du spectre d'écho de la cible et étale la largeur de bande de la boucle à phase bouclée à bande étroite de façon convenable pendant la durée de la condition transitoire, ce qui empêche la perte de blocage. En se référant à la figure 12, les éléments du réseau assurant la même fonction que l'ensemble des figures 2 et 3 portent les mêmes références. lie signal de somme est envoyé sur la boucle à phase bloquée et à bande étroite par l'intermédiaire de détecteurs de phase 61 et 301 ainsi qu'à une autre boucle à phase bloquée d'adaptation. Cette dernière boucle comprend un détecteur de phase 1200, un circuit à gain variable 1 201, un intégrateur de boucle 1 202 et un oscillateur commandé en tension 1203. Le signal de somme est également envoyé sur un détecteur de phase en quadrature 1204, dont l'autre entrée est constituée par la sortie de ltoscillateur commandé en tension 1203 et déphasé de s12 par le déphaseur 1205. La sortie continue du détecteur de phase 1204 est comparée dans un comparateur 1206 avec une polarisation de référence fixe. Le signal de sortie du comparateur 1 206 est utilisé pour commander le gain du circuit à gain variable 1 201 et il est envoyé comme entrée de commande sur un circuit bistable de seuil 1207. Le signal de sortie de la bascule bistable 1207 commande la largeur de bande de la boucle à phase bouclée à bande étroite par commande du gain du circuit à gain variable 300. En fonctionnement, la boucle à phase bloquée d'adaptation adapte sa largeur de bande proportionnellement à la largeur du spectre du signal d'entrée par modification du niveau de sortie du comparateur 1206 et, par conséquent, par modification du gain du circuit à gain variable 1 201. Lorsque le signal de sortie du comparateur dépasse un seuil donné, établi par le circuit bistable de seuil 1207,le circuit bistable est réglé et le signal de sortie réglé de ce circuit bistable modifie le gain du circuit à gain variable 300 d'une quantité prédéterminée. Cette quantité prédéterminée étale la largeur d'onde de la boucle à phase bloquée à bande étroite d'une quantité suffisante pour englober le spectre du signal de la cible, Dans exemple ci-dessus, la largeur de bande est étalée de 30 à 80 Hz. Une autre difficulté pouvant se présenter avec l'utilisation d'une boucle à phase bloquée et à bande étroite avec discrimination de cibles multiples réside dans le fait qu'elle peut ne pas entre capable de poursuivre tous les types de signaux de cibles. Conformément à l'invention, on résout cette difficulté en débloquant la boucle à phase bloquée à bande étroite avec discrimination de cibles multiples et en reprenant le balayage doppler (qui, bien entendu, est normalement stoppé après acquisition de la cible et déclenchement de la boucle à phase bloquée à bande étroite), à la fréquence correcte et dans le sens nécessaire d'augmentation ou de diminution de fréquence. En se référant à la figure 13, les éléments du récepteur de la figure 3 et de la figure 2 qui assurent les mêmes fonctions portent les mêmes références. De ce fait, sur la figure 2 et Üur la figure 13, le signal de sortie de l'oscillateur commandé en tension 62 est envoyé par l'intermédiaire d'un discriminateur 45-sur un intégrateur 46o Un circuit de commutation 1300 est relié à la sortie du discriminateur, la sortie du circuit de commutation 1300 étant reliée à une première entrée de commande d'un générateur de balayage 1301 dont le signal de sortie est utilisé pour commander l'oscillateur commandé en tension 47.Une autre entrée de commande du générateur de balayage 1301 est alimentée par la sortie de commutation de largeur de bande du circuit de seuil 304 (figure 3), ladite sortie étant également utilisée pour caler un circuit de verrouillage 1302 dont la sortie est elle-meme utilisée pour inhiber la porte ET 305, ce qui empêche tout changement ultérieur vers une bande étroite. lie fonctionnement du circuit sera expliqué ci-après en regard de la figure 14 Après dSclenchement (généralement commandé par un circuit à retard après mise à feu), le circuit du récepteur du missile commence un balayage doppler pour la cible. Sur la figure 14, le retard est représenté sous la forme de l'écart entre O et t1 et le balayage doppler est commencé à l'instant t 1. On suppose que la cible est acquise par le circuit du récepteur à l'instant t2, instant auquel le balayage doppler est arrêté à la fréquence de la cible. Be diagramme normal du balayage doppler est représenté en pointillé, la fréquence intermédiaire du récepteur étant balayée sur une gamme de fréquence donnée et, si aucune cible ntest acquise, ce balayage est recommencé à partir d'une fréquence de départ. La cible est alors poursuivie effectivement entre un instant t2 et un instant t3, période de temps pendant laquelle la boucle à phase bloquée et à bande étroite avec discrimination de cibles multiples est déclenchée. On suppose que la boucle à phase bloquée et à bande étroite perd la poursuite de la cible à l'instant t3 et l'on suppose que la cible s'est déplacée en fréquence dans le sens d'une augmentation de fréquence. Be balayage doppler est commencé dans ce sens à l'instant t3 ou très peu de temps après, de façon à effectuer le balayage dans le sens d'une fréquence croissante, comme représenté entre t3 et t4 où la cible est à nouveau acquise par le circuit du récepteur. lie sens dans lequel le balayage doppler est recommencé est déterminé par le commutateur 1300 comme suit Lorsque la cible stécarte de la largeur de bande étroite .de la boucle à phase bouclée à bande étroite, le discriminateur tend à modifier la fréquence de l'oscillateur commandé en tension 47 (voir figure 2) afin de compenser ce mouvement. Be signal de sortie du discriminateur 45 est par conséquent constitué par une tension au maximum positive ou au maximum négative en fonction du sens du mouvement de la fréquence du signal de la cible, ce qui est détecté par le commutateur 1 300 qui commute alors sur une position indiquant dans quel sens la fréquence de la cible se déplace lorsque la boucle à phase bloquée et à bande étroite s'est débloquée. lie signal de sortie du commutateur 1300 est alors utilisé pour donner un sens au signal de commande de balayage du générateur de balayage 1301, ce générateur étant déclenché par la variation du signal de largeur de bande provenant du circuit de seuil 304. Selon cette forme de réalisation, le changement du signal de largeur de bande est utilisé pour caler le circuit de verrouillage 1302 qui forme une entrée d'inhibition de la port ET 305 (figure 3), afin dfemp8cher le fonctionnement ultérieur de la boucle à phase bloquée à bande étroite. Ainsi, le missile continue de poursuivre la cible en utilisant la largeur .de bande relativement étalée par les filtres de vitesse 16 et 17 (figure 2). il est bien entendu que la présente invention n"a été décrite et représentée qu'à titre d'exemple préférentiel et qu'on pourra y apporter toute équivalence technique sans sortir de son cadre. REVENDICATIONS le Ensemble radar de poursuite, du type comprenant un dispositif d'aérien ayant une pluralité de sorties, des moyens d'obtention à partir des sorties de l'aérien d'un signal de somme représentatif de la somme des signaux 'de sortie de l'aérien et d'un signal de différence représentatif de la direction d'une cible par rapport à l'aérien, un récepteur destiné à traiter les signaux de somme et de différence afin de former des signaux correspondants de somme et de différence à fréquence intermédiaire, et des moyens pour comparer le signal de somme à fréquence intermédiaire avec le signal de sortie d'un oscillateur d'une première boucle à phase bloquée, et pour utiliser le signal résultant afin de commander la fréquence de l'oscillateur dans le but d'amener cet oscillateur à se bloquer sur la fréquence du signal de somme à fréquence intermédiaire, ensemble caractérisé par le fait qu'il comprend un détecteur de phase destiné à comparer le signal de différence à fréquence intermédiaire avec le signal de sortie de l'oscillateur, dans le but de former un signal de sortie représentatif de la différence de phase existant entre les signaux de somme et de différence, et un moyen de modification de largeur de bande en réponse au signal de somme et deviné à modifier la largeur de bande de la première boucle à phase bloquée. 2. Ensemble radar de poursuite selon la revendication 1, caractérisé par le fait que le moyen de modification de largeur de bande comprend un circuit à gain variable dans la première boucle à phase bloquée. 3. Ensemble radar de poursuite selon l'une des revendications 1 ou 2, caractérisé par le fait que le moyen de modification de largeur de bande comprend un détecteur de phase en quadrature destiné à comparer le signal de sortie déphasé de it/2 de l'oscillateur et le signal .de somme à fréquence intermédiaire, un filtreet un circuit à retard relié à la sortie du détecteur de phase en quadrature, et un détecteur de seuil' relié à la sortie du filtre ainsi qu'un circuit de retard destiné à former un premier signal de sortie pour la modification du gail du circuit à gain variable, dans le but de diminuer la largeur de bande de la première boucle à phase bloquée. 4. Ensemble radar de paursuite selon la revendication 3, caractérisé par le fait qu'un second signal de sortie du détecteur de seuil est destiné à augmenter la largeur de bande de la première boucle à phase bloquée. 5. Ensemble radar de poursuite selon l'une des revendications 3 ou 4, caractérisé par le fait que le premier signal de sortie du détecteur de seuil est combiné avec un signal indiquant l'acquisition d'une cible valable, les deux signaux étant nécessaires avant de réduire la largeur de bande de la boucle à phase bloquée. 6. Ensemble radar de poursuite selon l'une quelconque des revendications 2 à 5, caractérisé par le fait que le circuit à gain variable comprend un premier moyen de commande de commutation destiné à commander la réduction de la largeur de bande de la boucle à phase bloquée, de manière progressive sur une période de temps prédéterminée. 7. Ensemble radar de poursuite selon la revendication 6, caractérisé par le fait que le signal d'acquisition de cible et le premier signal de sortie du détecteur de seuil sont présents pendant toute la période de temps prédéterminée, -8. Ensemble radar de poursuite du type comprenant un dispositif d'aérien ayant une pluralité de sorties, des moyens pour former un signal de somme à partir des sorties de l'aérien, repré eentatif de la somme des signaux de sortie de l'aérien.et un signal de différence représentatif de l'orientation d'une cible par rapport audit aérien, un récepteur destiné à traiter les signaux de somme et de différence afin de former des signaux de somme et de différence correspondants à fréquence intermédiaire, et des moyens pour comparer le signal de somme à fréquence intermédiaire avec le signal de sortie d'un oscillateur dtune première boucle à phase bloquée et pour utiliser le signal résultant afin de commander la fréquence de l'oscillateur dans le but d'amener l'oscillateur à se bloquer sur la fréquence du signal de somme à fréquence intermédiaire, ensemble caractérisé par le fait qu'il comprend un détecteur de phase en quadrature destiné à la comparaison du signal de somme à fréquence intermédiaire et du signal de sortie déphasé de s/2 de l'oscillateur, la sortie du détecteur de phase en quadrature étant reliée au récepteur afin d'éffec- tuer un contrôle automatique de gain. 9. Ensemble radar de poursuite, du type comprenant un dispositif d'aérien ayant une pluralité de sorties, des moyens pour former à partir des sorties de l'aérien un signal de somme représentatif de la somme des signaux de sortie de l'aérien et un signal de différence représentatif de la direction d'une cible par rapport à l'aérien, un récepteur destiné à traiter les signaux de somme et de différence afin de former des signaux de somme et de différence correspondants à fréquence intermédiaire et des moyens pour comparer le signal de somme à fréquence intermédiaire avec le signal de sortie d'un oscillateur dans une première boucle à phase bloquée et pour utiliser le signal résultant afin de commander la fréquence de ltoscillateur en vue d'amener ledit oscillateur à se bloquer sur la fréquence du signal de somme à fréquence intermédiaire, ensemble caractérisé par le fait qu'il comprend un détecteur de phase destiné à comparer le signal de différence à fréquence intermédiaire avec le signal de sortie de l'oscillateur, de façon à produire un signal de sortie représentatif de la différence de phase entre les signaux de somme et de différence, un détecteur de phase en quadrature destiné à comparer le signal de somme à fréquence intermédiaire et le signal de sortie déphasé de s/2 de l'oscillateur, et un diviseur destiné à diviser le signal de sortie du détecteur de phase par le signal de sortie du détecteur de phase en quadrature, la sortie de ce diviseur étant reliée au récepteur afin de constituer une commande automatique de gain. 10. Ensemble radar de poursuite selon la revendication 9, caractérisé par le fait qu'il comprend un filtre passe-bas interposé entre la sortie du détecteur de phase en quadrature et le diviseur. 11. Ensemble radar de poursuite selon la revendication 1 0:r caractérisé par le fait que la constante de temps du filtre passe-bas est supérieure à 100 millisecondes. 12. Ensemble radar de poursuite, du type comprenant un dispositif d'aérien ayant une pluralité de sorties, des moyens pour former à partir des sorties de l'aérien un signal de somme représentatif de la somme des signaux de sortie de aérien et un signal de différence représentatif de la direction d'une cible par rapport à l'aérien, un récepteur destiné à traiter lesdits signaux afin de former des signaux correspondants de somme et de différence à fréquence intermédiaire, et des moyens pour comparer le signal de somme à fréquence intermédiaire avec le signal de sortie d'un premier oscillateur dans une première boucle à phase bloquée et pour utiliser le signal résultant afin de commander la fréquence du premier oscillateur dans le but d'amener l'oscillateur à se bloquer sur la fréquence du signal de somme à fréquence intermédiaire, ensemble caractérisé par le fait qu'il comprend une seconde boucle à phase bloquée comprenant un second oscillateur, un mélangeur, un multiplieur linéaire et un intégrateur, le mélangeur étant destiné à mélanger le signal de sortie du premier oscillateur avec le signal de sortie du second oscillateur et à former un signal de sortie, le multiplieur étant destiné à multiplier le signal de sortie provenant du mélangeur par le signal de somme à fréquence intermédiaire et à former un signal de sortie, le signal de sortie du multiplieur étant appliqué au second oscillateur par l'intermédiaire de l'intégrateur afin de commander la fréquence du second oscillateur, et un circuit de combinaison destiné à combiner le signal de sortie du mélangeur avec le signal de sortie du premier oscillateur, le signal combiné, lorsqutil est formé, constituant le signal de somme de dis crimination de cibles multiples utilisable pour le guidage de l'ensemble radar. 13. Ensemble radar de poursuite selon la revendication 12, caractérisé par le fait que la sortie du mélangeur de la seconde boucle à phase bloquée est reliée à un circuit de combinaison compris dans la première boucle à phase bloquée, la sortie du circuit de combinaison constituant le signal de somme à fréquence intermédiaire de discrimination de cibles multiples, utilisable dans le guidage de l'ensemble radar. 14. Ensemble radar de poursuite selon l'une des revendi cations 12 ou 13, caractérisé par le fait que le circuit de combinaison est un additionneur linéaire. 15. Ensemble radar de poursuite du type comprenant un dispositif d'aérien ayant une pluralité de sorties, un circuit de combinaison destiné à combiner des signaux provenant des sorties de aérien afin de former au moins deux signaux d'entrée du récepteur dont les phases et/ou les amplitudes renferment l'information caractérisant la direction d'une cible par rapport à l'aérien, un récepteur comportant deux canaux auxquels les signaux d'entrée du récepteur sont respectivement appliqués, ensemble caractérisé par le fait qu'il comprend un moyen de formation d'une forme d'onde de modulation destiné à former une forme d'onde de modulation, dans lequel le circuit de combinaison est destiné à introduire une modulation dans les signaux d'entrée du récepteur en synchronisme avec la forme d'onde de modulation de façon à amener les signaux d'entrée du récepteur à varier périodiquement en amplitude et en phase l'un par rapport à l'autre, de façon telle que la valeur moyenne de leur différence, déterminée par un détecteur de phase sur un cycle de la forme d'onde de modulation soit égale à zéro, un moyen de détection de signal relié à la sortie du récepteur pour la détection de signaux de sortie erronés dus aux signaux de sortie du récepteur qui sont espacés en fréquence par le fait que la fréquence de modulation en constitue des harmoniques ou des sous-harmoniques, et un moyen de commutation en réponse au moyen de détection, -relié entre le moyen de détection et le moyen de formation de la forme d'onde de modulation et destiné à la modification de la fréquence de modulation. 16. Ensemble radar de poursuite selon la revendication 15, caractérisé par le fait que le récepteur comporte un canal de somme et de différence, le moyen de détection de signal étant relié à la sortie du canal de somme par l'intermédiaire d'un filtre passe-bas. 17. Ensemble radar de poursuite selon la revendication 16, caractérisé par le fait que le moyen de détection comprend un détecteur de phase, le signal de sortie filtré provenant du canal de somme du récepteur étant comparé avec le signal de sortie du générateur de forme d'onde de modulation dans le détecteur de phase pour la formation d'un signal de sortie du moyen de détection. 18. Ensemble radar de: poursuite, du type comprenant un dispositif d'aérien ayant une pluralité de sorties, un moyen de formation, à partir des sorties de l'aérien, d'un signal de somme représentatif de la somme des signaux de sortie de l'aérien et dtunsignalde différence représentatif de la direction d'une cible par rapport audit aérien, un récepteur destiné à traiter ces signaux pour produire des signaux correspondants de somme et de différence à fréquence intermédiaire, et un moyen pour comparer le signal de somme à fréquence intermédiaire avec le signal de sortie d'un oscillateur dans une première boucle à phase bloquée et pour utiliser le signal résultant afin de commander la fréquence de l'oscillateur en vue d'amener l'oscillateur à se bloquer sur la fréquence du signal de somme à fréquence intermédiaire, ensemble caractérisé par le fait qu'il comprend en outre un détecteur de phase destiné à comparer le signal de différence à fréquence intermédiaire avec le signal de sortie de l'oscillateur afin de produire un signal de sortie représentatif de la différence de phase existant entre les signaux de somme et de différence, et un moyen de modification de largeur de bande commandé par le signal de somme et destiné à modifier la largeur de bande de la première boucle à phase bloquée, le moyen de modification de largeur de bande comprenant un moyen de détection d'un spectre étalé provenant d'une cible unique et un moyen d'étalement de la largeur de bande de la boucle à phase bloquée selon une quantité prédéterminée pour donner une largeur de bande plus élevée que le spectre étalé. 19. Ensemble radar de poursuite selon la revendication 18, caractérisé par le fait que le moyen de détection du spectre étalé comprend une autre boucle à phase bloquée reliée à la sortie du signal de somme à fréquence intermédiaire du récepteur, cette autre boucle comprenant un détecteur de phase et un oscillateur commandé en tension, ce détecteur de phase étant destiné à comparer le signal de somme à fréquence intermediaire avec le signal de sortie du nouvel oscillateur commandé en tension, la sortie du détecteur de phase étant reliée à un comparateur en vue de la comparaison avec une référence de base, la largeur de bande de la boucle à phase bloquée étant étalée selon la quantité prédéterminée lorsque le signal de sortie du comparateur dépasse un niveau de seuil prédéterminé. 20. Ensemble radar de poursuite, comprenant un dispositif d'aérien ayant une pluralité de sorties, un moyen de formation à partir des sorties de l'arien d'un signal de somme représentatif de la somme des signaux de sortie de l'aérien et d'un signal de différence représentatif de l'orientation d'une cible par rapport audit aérien, un récepteur destiné à traiter ces signaux pour former des signaux correspondants de somme et de différence à fréquence intermédiaire, et un moyen pour comparer le signal de somme à fréquence intermédiaire avec le signal de sortie d'un osciliateur d'une première boucle à phase bloquée et pour utiliser le signal résultant pour commander la fréquence de l'oscillateur afin d'amener l'oscillateur à se bloquer sur la fréquence du signal de somme à fréquence intermédiaire, ensemble caractérisé par le fait qu'il comprend un détecteur de phase destiné à comparer le signal de différence à fréquence intermédiaire avec le signal de sortie de l'oscillateur afin de former un signal de sortie représentatif de la différence de phase existant entre les signaux de phase et de différence, un organe de modification de largeur de bande commandé par le signal de somme afin de modifier la largeur de bande de la première boucle à phase bloquée, un circuit discriminateur commandé par des variations de la fréquence du signal de sortie de l'oscillateur, et un circuit de connexion relié à la sortie du discriminateur, moyennant quoi, en fonctionnement, le moyen de modification de largeur de bande produit un signal de passage sur largeur de bande large destiné au déclenchement d'un générateur de balayage de recherche de cible, le sens de l'augmentation ou de la diminution en fréquence du générateur de balayage de recherche de cible étant commandé par le circuit de commutation. 21. Ensemble radar de poursuite selon la revendication 20, caractérisé par. le fait que le circuit de commutation est calé dans un premier état de fonctionnement.en réponse à une sor- tié à tension positive provenant du discriminateur et dans un. second état de fonctionnement en réponse à une sortie à tension négative dudit discriminateur. 22. Ensemble radar de poursuite selon l'une des reven dications 20 ou 21, caractérisé par le fait que le signal de passage sur bande large empêche lu nouveau fonctionnement de la boucle à phase bloquée à bande étroite. 23. Missile comprenant un. ensemble.radar de poursuite selon l'une quelconque des revendications 20 à 22. 24. Procédé de compensation de bandes latérales dans le canal de signal de somme d'un récepteur d'un ensemble de guidage de missile muni d'un moyen de discrimination de cibles multiplets, caractérisé par le fait que l'on forme un signal de somme à fré quence intermédiaire avec une largeur de bande relativement éle vée, que lton forme un signal de somme à fréquence intermédiaire avec une largeur de bande relativement étroite à partir du. signal de somme à fréquence intermédiaire à bande relativement large, et que l'on ajoute au signal à fréquence intermédiaire à largeur de bande relativement- étroite des signaux de bandes latérales correspondant aux bandes l'atérales du signal à fréquence inter médiaire "à' bande- 'relativement large. . 25. Procédé de compensation de perturbations dans un ensemble de guidage radar, produites par un battement à basse fré quence entre. des harmoniques: de la fréquence de multiplexage. et. des. multiples de la fréquence de différence doppler entre deux. ou plusieurs cibles, prqcédé caractérisé par le fait que l'on traite les signaux reçus d'une ou de plusieurs cibles afin de for- mer un signal de. somme multiplexé à fréquence intermédiaire, que. l'on compare ce signal avec le signal de multiplexage, que lion détecte le résultat de la comparaison et qu: on applique le résul tat de la comparaison pour modifier la fréquence du signal de multiplexage si un battement à basse fréquence est détecté.