Brevet FR2693062A1 — publié le 19931231

PROCEDE ET DISPOSITIF EGALISEUR A RETOUR DE DECISIONS POUR LA TRANSMISSION PAR BLOCS DE SYMBOLES D'INFORMATION La présente invention est relative à un procédé et à un dispositif égaliseur à retour de décisions pour la transmission par blocs de symboles d'information transmis sur un canal distordant variable. La transmission par blocs de symboles d'information à travers un canal distordant et rapidement variable au cours du temps, comme le canal radio-électrique à évanouis- sement sélectif en fréquence, impose de sérieuses contrain- tes à la réception, afin de permettre une réception et un décodage convenables de ces symboles ainsi transmis Par symboles d'information, on entend tout signal constitué soit par les valeurs de variables logiques soit par les valeurs de variables analogiques numérisées. En particulier, la réception ne peut être effectuée qu'en présence d'interférences entre symboles Un tel système de transmission par blocs a été décrit dans l'arti- cle de F Hsu, intitulé "Data Directed Estimation Techniques for SingleTone HF Modems", IEEE Military Commun Conf, Boston, MA, Oct 1985, pp 12 4 1-10 Ce système a été reconnu approprié et a été adopté dans les normes décrivant et fixant les caractéristiques techniques des modems du canal ionosphérique (HF) et peut également convenir aux systèmes de communication avec les mobiles. A titre indicatif, on rappelle que ce système de transmission par blocs est basé sur l'hypothèse selon laquelle le canal de transmission est constant, dans ses caractéristiques physiques ou radioélectriques, pendant la transmission d'un bloc de symboles suffisamment court. L'estimation du canal, ou des paramètres physiques ou radioélectriques de celui-ci, estimation nécessaire au traitement effectué à la réception, est obtenue grâce à la transmission de symboles connus, sous forme de blocs intercalés BI entre les blocs de symboles d'information, BE, ainsi qu'illustré en figure la Ces blocs de symboles connus BI ont également pour rôle de soustraire leur interférence du signal traité et de séparer ainsi les blocs de symboles BE, afin que chaque bloc de symboles successifs puisse être traité indépendamment des blocs adjacents Une telle mesure implique que le nombre de symboles d'un bloc connu ne soit pas inférieur à la durée de la réponse impulsionnelle du canal, exprimée en nombre de symboles, plus communément désignée par mémoire du canal Un récepteur approprié cor- respondant est également décrit dans l'article précité et est désigné par "Nonlinear Decision-Directed Estimator" ou NDDE Ce type de récepteur exige en fait la résolution de M/2 systèmes d'équations de dimensions décroissantes, M/2,,2, pour des blocs de symboles comportant M symboles. La figure lb montre une partie d'un modèle équiva- lent en bande de base d'un tel système de communication Les symboles dn, en notation complexe, sont indépendants, identiquement distribués et prennent des valeurs équi- probables dans un alphabet de symboles fini Les symboles modulent l'amplitude d'une impulsion f(t) d'énergie finie et de support lO,LTl o T représente la durée qui sépare l'émission de deux symboles consécutifs Le bruit engendré au cours de la transmission est un bruit gaussien, centré et de densité spectrale de puissance 2 No. La réception débute par un filtrage adapté optimal f*(-t), l'astérisque "" désignant le conjugué complexe, suivi par un échantillonnage, au rythme des symboles En supposant que le canal, c'est-à-dire ses paramètres physi- ques et radioélectriques, est constant durant l'observation d'un bloc de symboles et qu'une estimation parfaite de f(t) est alors disponible au niveau du récepteur, une mise en oeuvre numérique du filtrage adapté est réalisable La sortie du filtre adapté échantillonné aux instants n T s'écrit alors L y'n = E rk dn-k + uk avec N = 1,2,,M k=- L relation dans laquelle {rk} désigne les échantillons aux instants k T de la réponse impulsionnelle de la cascade constituée par l'impulsion f(t) d'énergie finie et par le filtre adpaté f*(-t) On note la symétrie hermitienne r-k = rk* Les échantillons uk, consistant en fait à la con- tribution due au bruit au cours de l'échantillonnage à la réception, sont les concrétisations de variables aléatoires gaussiennes centrées et de fonction d'auto-corrélation E(un un-k*) = 2 No rk. Dans un tel système de transmission par blocs, l'interférence des symboles connus dn d'un bloc intercalaire BI, avec n>M et n Y = R D + U relation dans laquelle R est une matrice de Toeplitz de dimension Mx M, de symétrie hermitienne et d'éléments Rij = rj-1 avec i,j = 0,l,,M-1. U est une concrétisation d'un vecteur gaussien centré et de matrice de covariance 2 No R. Les récepteurs de ce type, désignés par récepteurs NDDE, permettent d'obtenir à partir du vecteur Y une décision fiable sur le vecteur de symboles émis D Toute- fois, ce type de récepteur nécessite la résolution de M/2 systèmes d'équations de dimensions décroissantes M/2,M/2,,2 o M nombre de symboles par bloc est supposé pair. Enfin, des égaliseurs désignés par égaliseurs DFE, Decision Feedback Equalizer en vocable anglo-saxon, sont normalement adaptés pour la transmission en continu Leur utilisation pour la transmission par blocs est pour cette raison moins efficace. La présente invention a pour but de remédier aux inconvénients précités des récepteurs de l'art antérieur. En particulier, un objet de la présente invention est la mise en oeuvre d'un procédé et d'un dispositif égaliseur à retour de décisions pour la transmission par blocs de symboles d'information dans lesquels la complexité, définie comme le nombre d'opérations de calcul élémentaire consommé pour l'obtention d'une décision, est réduit dans un rapport de l'ordre de M/6 par rapport au procédé et au dispositif de l'art antérieur. Un autre objet de la présente invention est égale- ment la mise en oeuvre d'un procédé et d'un dispositif égaliseur à retour de décisions pour la tranmsission par blocs de symboles d'information dans lesquels le rapport signal à bruit est sensiblement amélioré. Le procédé égaliseur à retour de décisions pour la transmission par blocs de symboles d'information sur un canal distordant variable, la transmission étant effectuée par blocs de symboles de données intercalés avec des blocs de symboles de référence et la détection de ces symboles étant effectuée, à la réception, à partir d'un vecteur d'observation, objet de la présente invention, est remar- quable en ce qu'il consiste à effectuer successivement, à la réception, un blanchiment du bruit affectant les échan- tillons d'observation reçus, pour engendrer des échantillons d'observation à bruit blanchi successifs, puis une détection du symbole courant sur la base des détections de symboles décidés antérieurs, à partir des échantillons d'observation à bruit blanchi. Le dispositif égaliseur à retour de décisions pour la transmission par blocs de symboles d'information sur un canal distordant variable, la transmission des symboles étant effectuée sous forme de blocs de données, comportant M symboles d'information, intercalés avec des blocs de N symboles de référence, la détection des symboles d'information étant effectuée à partir d'un vecteur d'observation Y = (YMYM-1,* *Yi Yl)t formé d'échantillons d'observation yi obtenus, à la réception, objet de la présente invention, est remarquable en ce qu'il comporte un circuit de blanchiment du bruit affectant ces échantillons d'observation reçus, yi, permettant de délivrer sur la base d'une décomposition de Cholesky des échantillons d'observation à bruit blanchi successifs zi de rang i, des circuits multiplicateurs recevant, d'une part, les échantil- lons d'observation à bruit blanchi zi, et, d'autre part, un coefficient multiplicateur l/om-i représentant l'élément M-i de la matrice E de la décomposition de Cholesky, ces circuits multiplicateurs délivrant le produit pi = zi/c M-i, des circuits soustracteurs recevant, d'une part, le produit pi, et, d'autre part, un signal qi, somme pondérée de tous les symboles d'information décidés antérieurs diq avec q El 1,L'l, L' étant au plus égal à L durée de la mémoire du canal en nombre de symboles transmis, par l'élément correspondant HM_ 1,M-i+q de la matrice H de la décomposition de Cholesky, lesdits circuits soustracteurs délivrant un signal de décision si, un circuit comparateur à seuil recevant le signal de décision si et délivrant le signal de symbole d'information décidé di, une boucle de retour recevant le signal de symbole d'information décidé 'i et comprenant, d'une part, un circuit pondérateur des signaux de symboles d'information décidés antérieurs \i-l di-, par les éléments HM-i Mi+q correspondants, et, d'autre part, un circuit sommateur des produits HM-i M-i+q* _i-q avec q El 1,L'l, ledit circuit sommateur délivrant le signal qi à l'entrée de soustraction des circuits soustracteurs. Le procédé et le dispositif égaliseur à retour de décisions pour la transmission par blocs de symboles d'information objets de l'invention trouvent application au domaine des télécommunications ou télétransmissions d'infor- mations numériques entre émetteurs et récepteurs fixes ou ionosphériques mobiles, en milieu atmosphérique, ionosphé- rique ou autre. Une description plus détaillée du procédé et du dispositif égaliseur à retour de décisions pour la transmis- sion par blocs de symboles d'information objet de la présente invention sera donnée dans la description et dans les dessins ci-après dans lesquels, outre les figures la et lb relatives à des éléments connus de l'art antérieur, la figure 2 a représente une diagramme synoptique il- lustratif de la mise en oeuvre du procédé de la présente invention, la figure 2 b représente certains éléments constitutifs des étapes du procédé objet de l'invention tel que représenté en figure 2 a, la figure 3 représente un schéma synoptique d'un dis- positif égaliseur à retour de décisions pour la transmis- sion par blocs de symboles d'information, objet de la présente invention, la figure 4 représente un détail de réalisation d'un module de blanchiment du bruit constitutif du dispositif égaliseur à retour de décisions tel que représenté en figure 3, la figure 5 représente une variante de réalisation avantageuse non limitative du module de blanchiment du bruit tel que représnté en figure 4, la figure 6 représente un diagramme comparatif des valeurs de rapport signal à bruit obtenus suite à la mise en oeuvre des techniques antérieures et du procédé objet de l'invention, en fonction de la position du symbole dans le bloc de symboles considéré. Une description plus détaillée du procédé égaliseur à retour de décisions pour la transmission par blocs de symboles d'information, objet de la présente invention, sera maintenant donnée en liaison avec les figures 2 a et 2 b. D'une manière générale, conformément au procédé objet de la présente invention, les symboles d'information sont transmis sur un canal distordant variable, ainsi que mentionné précédemment dans la description La réception des symboles transmis est effectuée en présence de bruits inhérents à la transmission elle-même et d'interférence entre symboles. A la réception, la détection de ces symboles est effectuée, ainsi que représenté en figure 2 a de manière schématique, à partir d'un vecteur d'observation, noté Y, ce vecteur d'observation étant formé d'échantillons d'observa- tion yi On comprend bien sûr que le vecteur d'observation Y, et en particulier chacune de ses composantes yi formée par les échantillons d'observation, est donc le siège non seulement du bruit précité, mais du phénomène d'interférence entre symboles précédemment mentionnés L'étape de constitu- tion du vecteur d'observation Y formé des échantillons d'observation yi est notée 1000 sur la figure 2 a. Conformément à une caractéristique particulièrement avantageuse du procédé objet de la présente invention, celui-ci consiste alors, ainsi que représenté sur la figure précitée, à effectuer successivement, à la réception, une étape de blanchiment du bruit, étape notée 1001, affectant des échantillons d'observation reçus de façon à engendrer les échantillons d'observation à bruit blanchi successifs, ces échantillons étant notés zi. L'étape 1001 précitée est alors suivie d'une étape notée 1002 consistant à effectuer une détection du symbole courant sur la base des détections des symboles décidés antérieurs à partir des échantillons d'observation à bruit blanchi zi On comprend ainsi qu'en une étape 1003, on dispose du symbole décidé, noté 'di, lequel est bien entendu représentatif du symbole courant recherché. On notera en particulier que le procédé objet de la présente invention est rendu possible en raison de l'effet ci-après, qui peut être attribué à la succession des deux étapes 1001 et 1002 précédemment mentionnées: la réduction de la puissance du bruit blanchi, et, le fait de rendre toute décision sur un symbole décidé actuel ni causale vis-à- vis des seules décisions antérieures, ou d'une pluralité de celles-ci, les échantillons du bruit étant alors effectivement décorel- lés entre eux. On notera alors que l'étape 1002 de détection du symbole courant à partir de la détection des symboles décidés antérieurs revient à réaliser une décision par récursivité en utilisant les décisions antérieures ou une pluralité de celles-ci. D'une manière générale, on considère que l'opération de blanchiment du bruit peut être réalisée d'une manière connue, pourvu toutefois que cette opération permette d'obtenir une décorrélation suffisante des valeurs de bruits successives, le bruit affectant chaque échantillon à bruit blanchi zi pouvant alors être considéré effectivement comme un bruit blanc. Toutefois, compte tenu de la nature essentiellement numérique du traitement effectué, conformément au procédé objet de la présente invention, un mode de réalisation particulièrement avantageux de l'opération de blanchiment du bruit sera donné en liaison avec la figure 2 b. Selon ce mode de réalisation, l'opération de blanchiment du bruit peut être effectuée au moyen d'une décomposition de Cholesky, ce qui permet d'effectuer ensuite la décision sur le symbole courant en utilisant un ou plusieurs symboles décidés antérieurs, pour engendrer un symbole décidé représentatif du symbole courant recherché. D'une manière plus spécifique, on considère que la décomposition de Cholesky est établie à partir de l'expres- sion de la matrice R de covariance de bruit U du canal de transmission sous la forme: R = H*t E 2 H Dans cette relation, H est une matrice triangulaire dont les éléments de la diagonale principale sont égaux à l'unité, l'expression " indiquant la transposition, et " 1 * 1 " indiquant la matrice conjuguée On notera qu'une matrice triangulaire inférieure ou supérieure peut être utilisée, le caractère causal des décisions sur un symbole décidé actuel di vis-à-vis des décisions antérieures, lors de l'utilisa- tion d'une matrice supérieure, étant rendu anti-causal vis- à-vis des décisions postérieures, lors de l'utilisation d'une matrice triangulaire inférieure. En outre, E est une matrice diagonale d'éléments réels positifs, notés Eis = ei,oi 2 représentant la puissance moyenne de l'erreur de prédiction obtenue à partir d'un prédicteur d'ordre i avec i ElO,,M-ll On rappelle que M désigne le nombre de symboles d'information contenus dans un bloc de données BE. De par la structure de la transformation opérée par la matrice H, cette transformation est causale, chaque échantillon ou bruit blanchi pouvant être exprimé sous la forme: Z = E H D + V Dans cette relation, on note que Z représente le vecteur des échantillons au bruit blanchi zi, E et H représentent les matrices précédemment mention- nées, D représente le vecteur des symboles reçus, avec la relation: Y = R D + U Ainsi, le vecteur Z des échantillons au bruit blanchi zi vérifie la relation: Z = lH*t El-1 Y La détermination des coefficients des matrices précitées peut être effectuée grâce à la mise en oeuvre de l'algorithme de Schur. Ainsi, pour une matrice Mx M de covariance R du bruit du canal de transmission comportant des éléments Rij = rj-i avec i,j = 0,1,,M-1, la décomposition de Cholesky reliant la matrice de covariance précitée aux matrices H et E précédemment mentionnées peut être réalisée de la manière ci-après à partir d'une matrice triangulaire supérieure B = E 2 H et d'une matrice auxiliaire C. L'obtention de la matrice B implique bien entendu l'obtention de la matrice E 2 = diag(B). La matrice B est obtenue à partir de l'algorithme de Schur de la façon ci-après: B 0.0 = r 0, puis pour j = 1,L: B O Oj = C Oj = rj pour i = 1,2,M-1: ri = -Cili/Bilil pour j = i,i+l,,min(i+L,M-1), o min représente la valeur minimale des deux arguments, Ci.j = cilj+ri Bil,j_ 1 Bi.j =Bilj_ 1 +r,* Ci_ 1 j On notera que Cij = O pour i = 0,1, M-1. Une description plus détaillée du dispositif égaliseur à retour de décisions pour la transmission par blocs de symboles d'information objet de la présente invention sera maintenant donnée en liaison avec les figures 3 et suivantes. La transmission des symboles d'information étant effectuée sous forme de blocs de données, comportant M symboles d'information, ainsi que décrit précédemment dans la description, la détection des symboles est effectuée à partir d'un vecteur d'observation Y = (YMYM-1, Yi,,Y)t formé d'échantillons d'observation Yi obtenus à la récep- tion, c'est-à-dire après filtrage adapté et échantillonnage, ainsi que repré-senté en figure lb, relative au modèle en bande de base de l'art antérieur. Ainsi qu'on l'observera sur la figure 3, le dis- positif égaliseur objet de la présente invention comporte il des circuits 1 de blanchiment du bruit affectant les échantillons d'observation reçus Yi et permettant de délivrer par décomposition de Cholesky des échantillons d'observation à bruit blanchi successifs zi de rang i. En outre, des circuits 2 multiplicateurs sont prévus, lesquels reçoivent, d'une part, les échantillons d'observation à bruit blanchi zi et, d'autre part, un coef- ficient multiplicateur l/om-i représentant l'élément M-i de la matrice E1 de la décomposition de Cholesky Les circuits multiplicateurs 2 délivrent le produit pi = zi/M-i. Un circuit soustracteur 3 est prévu, lequel reçoit, d'une part, le produit pi et, d'autre part, un signal qi, somme pondérée de tous les symboles d'information décidés antérieurs, notés '/\i-q, avec q El 1, L'l, relation dans laquelle L' est au plus égal à L, la longueur de la mémoire du canal en nombre de symboles transmis, cette somme étant pondérée par l'élément correspondant HM-i N-Jq de la matrice H de la décomposition de Cholesky Le circuit soustracteur 3 délivre un signal de décision, si. Suite au circuit soustracteur 3 est prévu un circuit comparateur 4 à seuil, lequel reçoit le signal de décision si précédemment cité, et délivre le signal de symbole d'information décidé d correspondant. En sortie du circuit 4 comparateur à seuil est prévue une boucle de retour 5 recevant le signal de symbole d'information décidé a t Cette boucle de retour comprend, d'une part, un circuit pondérateur des signaux de symbole d'information décidé antérieur à di-q par les éléments H Mi M-i+q correspondants, et, d'autre part, un circuit 51 sommateur des produits HM-î M-i+q Qi-qr avec q Ell,L'l Le circuit sommateur 51 délivre le signal qi à l'entrée de soustraction des circuits soustracteurs 3. Bien entendu, la décomposition de Cholesky est établie à partir de l'expression de la matrice R de covariance de bruit du canal de transmission, ainsi que précédemment décrit dans la description. Dans un mode de réalisation préférentiel du dis- positif objet de la présente invention, ainsi que représenté en figure 3, les circuits 1 de blanchiment du bruit peuvent comporter un module de blanchiment du bruit proprement dit 10 suivi d'un circuit de transformation parallèle/série des échantillons, noté 11, lequel permet de délivrer les échantillons au bruit blanchi successifs zi Ce dernier circuit, ou module de transformation parallèle/série 11, peut être constitué par un circuit de type classique, et, pour cette raison, ne sera pas décrit en détail Le module du blanchiment du bruit proprement dit des échantillons d'observation peut alors comporter, ainsi que représenté en figure 4, un circuit 100 multiplicateur matriciel, de fonction de transfert (H*t)-Y recevant le vecteur d'observa- tion Y, et délivrant le vecteur Z' = (H*t)-l Y, relation dans laquelle " indique un opérateur de transposition. En outre, le circuit multiplicateur matriciel 100 est suivi d'un circuit multiplicateur matriciel 101 de fonction de transfert E-1 recevant le vecteur Z' précité et délivrant le vecteur Z = E-l Z' Le vecteur Z correspond ainsi à un vecteur d'observation à bruit blanchi formé des échantillons d'observation blanchis zi Bien entendu, le module 11 de transformation parallèle/série permet alors de délivrer successivement les échantillons d'observation blanchis. En ce qui concerne 'les modules multiplicateurs matriciels 100 et 101, on notera que ceux-ci sont constitués par exemple par des modules de calcul numérique correspon- dants Ces modules de calcul peuvent être, soit des modules logiciels, soit des modules de type mémoire reprogrammables, par exemple. Ainsi qu'on l'a représenté en outre en figure 3, le circuit pondérateur 50 formant la boucle de retour 5 comporte au plus une pluralité de L cellules de retard 500, chaque cellule de retard étant notée 5001 iq et apportant un retard d'une période T, T désignant la durée entre deux symboles d'information successifs Les cellules de retard sont connectées en cascade, l'entrée de la première cellule de retard recevant le symbole d'information décidé d, et la sortie de chaque cellule de retard successive de rang q délivrant respectivement le symbole décidé antérieur di-q, avec q El 1,L'l. En outre, le circuit pondérateur 50 comprend au plus une pluralité de L circuits multiplicateurs 501, lesquels portent chacun la référence 501 iq* Chaque circuit multi- plicateur de rang q a une entrée correspondante connectée en sortie de la cellule de retard de rang q et une deuxième entrée recevant un coefficient multiplicateur, noté HM-1 M-i+qr élément correspondant de la matrice H de la décomposition de Cholesky. La sortie de chaque multiplicateur 501 de rang q délivre alors le produit HM-i, M 1-i+ q i q et est connectée à une entrée du circuit sommateur 51, constitutif avec la circuit pondérateur 50 de la boucle de retour 5. Le comparateur à seuil 4 peut être constitué par un circuit de calcul et de minimisation de la distance eucli- dienne entre le signal de décision si délivré par le circuit soustracteur 3, et le symbole di de l'alphabet des symboles correspondants L'alphabet des symboles est contenu dans un fichier dictionnaire correspondant. Le circuit comparateur à seuil 4 réalise alors la fonction de décision: Yài = argmin tsi dit. On comprend bien sûr que l'opération de minimisation de la valeur de la distance euclidienne lsi-dil est effectuée sur tous les symboles di de l'alphabet correspondant. Le mode de fonctionnement du dispositif égaliseur objet de la présente invention tel que représenté en figures 3 et 4 est le suivant: l'expression du vecteur d'échantillon au bruit blanchi Z s'écrit: Z = E H D + V avec V = (H*t E)-l U. La matrice de covariance du bruit V est également 2 N O I. La transformation H étant causale, la décision sur un symbole di peut être effectuée à partir des décisions sur les seuls symboles antérieurs d'une manière similaire à ce qui est effectué dans les égaliseurs de l'art antérieur du type précédemment décrits dans la description. Une différence essentielle entre l'égaliseur objet de la présente invention et les égaliseurs de l'art anté- rieur est que les coefficients du filtre constitué par la boucle de retour 5 sont, dans le cadre de l'égaliseur objet de la présente invention, variables au cours du temps, en valeur et en nombre. Bien entendu, comme dans le cas des dispositifs égaliseurs de l'art antérieur, on suppose que les décisions sur les symboles antérieurs sont correctes Dans un tel cas, leur interférence peut alors être soustraite du produit pi = Zi/c M -i pour obtenir le signal de décision si La décision, c'est-à-dire le symbole décidé di, est alors obtenue à partir du signal de décision si grâce au com- parateur à seuil 4 Dans le mode de réalisation de l'égali- seur objet de la présente invention, tel que représenté en figure 3, le circuit pondérateur 50, et le circuit de sommation 51, constituent en fait un filtre transverse dont les valeurs et le nombre des coefficients varient avec l'indice temporel i, L' = min(i-l,L). On comprend que la relation donnant la valeur du vecteur Z des échantillons au bruit blanchi en relation avec le bruit blanchi V permet alors d'obtenir un ensemble de relations dont la relation d'ordre M s'écrit: Si = Zi/c 7 Ml = dl + vl/M_ 1 - La décision sur dl minimise la distance euclidienne entre S 1 et dl, c'est-à-dire: di = argmin Jsl dl {d} o le minimum est recherché dans l'alphabet {d} des sym- boles Les autres relations s'écrivent: L' si = Zi/OM_ E H Mi M-i+k di- k k=l o i = 2,3,,M et L' = min(i-l,L). di = argmin Isi dit {d} L' s = di + E H Mi Mi+k(dik di-k) + Vi/a M-i k=l Avec l'hpothèse de décisions correctes, dik = di-k, pour k sous le nom d'égaliseur à retour de décision pour transmis- sion par bloc de type forçage à zéro, ou ZF-BDFE. Une variante de réalisation de l'égaliseur objet de la présente invention sera décrite en liaison avec la figure 5. Sur la figure précitée, on a représenté en fait une variante de réalisation du module de blanchiment du bruit 10, permettant la mise en oeuvre d'un égaliseur à retour de décisions pour transmission par bloc à erreur quadratique moyenne minimum. Ce mode de réalisation est plus avantageux Il consiste à remplacer la matrice de covariance du bruit R par une matrice nommée R' qui est reliée à R par la relation R'= lR+a Il, o I est la matrice identité et a est une constante posi- tive Sa meilleure valeur est 2 No E( Idkt 2) La matrice R' a l'avantage de prendre en compte la présence du bruit et d'avoir une dispersion de valeurs propres moins étendues que celle de R. Le schéma du principe de MMSE-BDFE est le même que celui du ZF-BDFE La seule différence consiste à remplacer R par R' Par conséquent, les éléments des matrices E et H citées ci-dessus doivent être remplacés par ceux de E' et H', respectivement, ainsi que représenté en figure 5, o E' et H' sont obtenues par la décomposition de Cholesky suivante: R' = H'*t E'2 HE Dans les relations précédentes, 2 N représente la densité spectrale de puissance de bruit en bande de base, E(tdk I 2) représente 1 'espérance mathématique du module du symbole Idk 2, elle-même représentative de l'énergie du symbole Idki correspondant, I représente la matrice identité. Ce mode de réalisation, tel que représenté en figure , correspond à un égaliseur à retour de décision par blocs à erreur quadratique moyenne minimum, désigné en abrégé par la notation MMSE-BDFE. Sur la figure 6, on a représenté respectivement la dégradation du rapport signal à bruit S/B en d B, d'une part, pour différents égaliseurs de l'art antérieur, tels que l'égaliseur conventionnel DFE (type forçage à zéro), l'égaliseur de type NDDE, précédemment mentionnés dans la description, et, d'autre part, la dégradation du rapport signal à bruit S/B en d B pour un égaliseur conforme à l'objet de la présente invention, respectivement de type ZF- BDFE, puis de type MMSE-BDFE. On constate que la valeur du rapport signal à bruit est diminuée en fonction de la position ou rang des symboles d'information dans les blocs Les diagrammes précités ont été tracés, pour un canal donné, pour des blocs comportant 20 symboles d'information L'égaliseur de type ZF-BDFE selon l'invention a des performances identiques à celui de l'égaliseur de type NDDE pour la moitié des symboles, alors que les M/2 symboles restant ont une probabilité d'erreur plus faible lorsque l'égaliseur de type ZF-BDFE selon l'invention est utilisé Sur la figure 6, on constate également que dans le cas d'un égaliseur de type MMSE- BDFE, selon l'invention, les performances sont en outre améliorées par rapport à la variante à forçage de zéro de type ZF-BDFE. Ces types d'égaliseurs objets de l'invention présentent aussi des performances améliorées par rapport aux égaliseurs conventionnels DFE. On a ainsi décrit un procédé et un dispositif égaliseur à retour de décisions pour la transmission par blocs de symboles d'information particulièrement performant dans la mesure o, alors que les égaliseurs conventionnels utilisent des filtres transversaux, le procédé et le dispositif égaliseur objets de la présente invention utilisent au contraire des opérateurs multiplicateurs matriciels particulièrement performants Etant entendu que la réponse impulsionnelle du canal, ou une estimation de celle-ci, est disponible, en temps réel, les coefficients du dispositif égaliseur objet de la présente invention, c'est- à-dire les coefficients des matrices ou opérateurs matriciels utilisés, sont déterminées facilement en utilisant par exemple l'algorithme de Schur ainsi que précédemment mentionné Ceci permet de diminuer d'un facteur significatif au moins égal à M/6 la complexité du dispositif tout en améliorant les performances de ce dernier. REVENDICATIONS 1) Procédé égaliseur à retour de décisions pour la transmission par blocs de symboles d'information sur un canal distordant variable, en présence de bruit et d'inter- férence entre symboles, la transmission étant effectuée par blocs de symboles de données intercalés avec des blocs de symboles de référence et la détection de ces symboles étant effectuée, à la réception, à partir d'un vecteur d'observation formé d'échantillons d'observation, carac- térisé en ce que ledit procédé consiste à effectuer succes- sivement à la réception: un blanchiment du bruit affectant lesdits échantillons d'observation reçus, pour engendrer des échantillons d'observation à bruit blanchi successifs, une détection du symbole courant sur la base des détec- tions des symboles décidés antérieurs, à partir desdits échantillons d'observation à bruit blanchi. 2) Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que le blanchiment du bruit affectant les échantillons d'observation reçus est effectué au moyen d'une décomposi- tion de Cholesky, ce qui permet d'effectuer une décision sur le symbole courant à partir d'un ou plusieurs symboles décidés antérieurs pour engendrer un symbole décidé représentif du symbole courant. 3) Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce que ladite décomposition de Cholesky est établie à partir de l'expression de la matrice R de covariance de bruit du canal de transmission sous la forme R = H*t Z 2 H o H est une matière triangulaire dont les éléments de la diagonale principale sont égaux à l'unité, "It" indiquant la transposition et "*" la matrice conjuguée, Z est une matrice diagonale d'éléments réels positifs E 1 i=a 1 i, 2 représentant la puissance moyenne de l'erreur de prédiction obtenue à partir d'un prédicteur d'ordre i, avec i El 0, 1,,M-1 l. 4) Dispositif égaliseur à retour de décisions pour la transmission par blocs de symboles d'information (di) sur un canal distordant variable, la transmission desdits symboles d'information étant effectuée sous forme de blocs de données, comportant M symboles d'information, intercalés avec des blocs de N symboles de référence, la détection desdits symboles étant effectuée à partir d'un vecteur d'observation Y = (YM,YM-1,,Yi,,Y 1)t formé d'échantillons d'observation Yi obtenus à la réception, caractérisé en ce que ledit dispositif égaliseur comporte: des moyens ( 1) de blanchiment du bruit affectant lesdits échantillons d'observation reçus, Yi, et permettant de délivrer par décomposition de Cholesky, des échantillons d'observation à bruit blanchi successifs zi de rang i, des moyens ( 2) multiplicateurs recevant, d'une part, lesdits échantillons d'observation à bruit blanchi Zi, et, d'autre part, un coefficient multiplicateur l/o Mi, représentant l'élément M-i de la matrice E-1 de la décom- position de Cholesky, lesdits moyens multiplicateurs délivrant le produit Pl = Zi/M-i, des moyens ( 3) soustracteurs recevant, d'une part, le produit pi et, d'autre part, un signal qi, somme pondérée de tous les symboles d'information décidés antérieurs i-q avec q Ell,L'l, L' étant au plus égal à L durée de la mémoire du canal en nombre de symboles transmis, par l'élément correspondant HM-i M-i+q de la matrice H de la décomposition de Cholesky, lesdits moyens soustracteurs délivrant un signal de décision si, un moyen ( 4) comparateur à seuil recevant ledit signal de décision si et délivrant le signal de symbole d'informa- tion décidé di, une boucle ( 5) de retour recevant ledit signal de symbole d'information décidé H Mi M-i+q correspondants et, d'autre part, un circuit som- mateur des produits H Mi,M-i+q diq, avec q 6 ll,L'l, ledit circuit sommateur délivrant ledit signal qi à l'entrée de sous-traction desdits moyens soustracteurs. 5) Dispositif détecteur selon la revendication 4, caractérisé en ce que, ladite décomposition de Cholesky étant établie à partir de l'expression de la matrice R de covariance de bruit du canal de transmission sous la forme: R = H*t 2 H o H est une matrice triangulaire dont les éléments de la diagonale principale sont égaux à l'unité, ",t" indiquant la transposition et "*" la matrice conjuguée, E est une matrice diagonale d'éléments réels positifs Eii = i,a 2 i représentant la puissance moyenne de l'erreur de prédiction obtenue à partir d'un prédicteur d'ordre i, avec i El 0,l,,M-1 l, lesdits moyens de blanchiment du bruit desdits échantillons d'observation comportent: des moyens ( 100) multiplicateurs matriciel (H*'t)-l recevant ledit vecteur d'observation Y et délivrant le vecteur Z, =(H*t)-l y, lt,, indiquant un opérateur de transposition, des moyens multiplicateurs ( 101) multiplicateurs matri- ciel E-1 recevant ledit vecteur Z' et délivrant le vecteur Z=Z-' Z', le vecteur Z correspondant à un vecteur d'observation à bruit blanchi formé desdits échantillons d'observation blanchis zi, des moyens ( 11) de transformation parallèle-série permettant à partir des M échantillons d'observation à bruit blanchi zi délivrés en parallèle par lesdits moyens multiplicateurs matriciel E-1 de délivrer lesdits échan- tillons d'observation à bruit blanchi zi successifs. 6) Dispositif selon la revendication 4 ou 5, caractérisé en ce que ledit circuit pondérateur formant la boucle de retour ( 5) comporte au plus: une pluralité de L cellules de retard ( 500) d'une période T, T désignant la durée entre deux symboles d'information 21. successifs, connectées en cascade, l'entrée de la première cellule de retard recevant le symbole d' information décidé di et la sortie de chaque cellule de retard successive de rang q délivrant respectivement le symbole décidé antérieur 4 dj q avec q E, L 'l, -une pluralité de L circuits multiplicateurs ( 501), un circuit multiplicateur de rang q ayant une entrée connectée en sortie de la cellule de retard de rang q correspondante et une deuxième entrée recevant un coefficient multiplicateur H -iîM-, élément correspondant de la matrice H de ladite décomposition de Cholesky, la sortie de chaque multiplicateur de rang q délivrant le Mi+ d étant connectée à une entrée dudit circuit sommateur formant ladite boucle de retour. 7) Dispositif selon l'une des revendications 4 à 6 caractérisé en ce que ledit moyen ( 4) comparateur à seuil est constitué par un circuit de calcul et de minimisation de la distance euclidienne entre le signal de décision si et le symbole di de l'alphabet correspondant: di=argminf Isi di 1 C d} 8) Dispositif selon l'une des revendications 5 à 7, caractérisé en ce que ladite décomposition de Cholesky est établie à partir de l'expression de la matrice R' vérifiant les relations R' = lR+a Il o I est la matrice identité et sl une constante positive, fonction de l'expression 2 N. __ _ _ _ E( Idki 2) sous la forme RI = H* H les matrices HI et E' étant substituées aux matrices H respectivement E et de même nature que celles-ci, relation dans laquelle: 2 No représente la densité spectrale de puissance de bruit en bande de base, E(Idk 12) représente l'espérance mathématique du mod Oule du symbole dk au carré, représentative de l'énergie du symbole dk correspondant.