Brevet FR2688371A1 — publié le 19930910

i PROCEDE ET SYSTEME DE SPATIALISATION ARTIFICIELLE DE SIGNAUX AUDIO-NUMERIOUES La présente invention est relative à un procédé et à un système de spatialisation artificielle de signaux audio-numériques Les réverbérateurs artificiels sont utilisés dans l'industrie musicale et cinématographique, pour superposer un effet de salle aux enregistrements réalisés en studio, ou encore de façon à modifier les propriétés acoustiques d'une salle d'écoute. Un rapport récent établi par A DECOVILLE publié par l'Ecole Nationale des Télécommunications 46 rue Barrault Paris, Rapport no 90 SIG 005, 1990, a montré qu'en ce qui concerne les réalisations industrielles des réverbérateurs, on peut distinguer les générateurs d'effets spéciaux, sans référence particulière à l'acoustique d'une salle ou à la perception auditive de l'espace, des systèmes réverbérateurs proprement dits qui visent à reproduire de façon convain- cante l'acoustique d'une ou d'un type de salle et dont les paramètres de réglage sont liés aux caractéristiques physiques des lieux clos. En ce qui concerne les réverbérateurs proprement dits, la réponse à une excitation sonore impulsionnelle d'une salle d'écoute montre, ainsi que représenté en figure la, que l'échogramme type comprend le son direct suivi des premiers échos ou échos précoces temporellement repérables par l'oreille, puis enfin un continuum perçu au contraire comme une traînée sonore Cette traînée sonore appelée réverbération tardive est caractéristique de la salle d'écoute elle-même, car elle est, en première approximation, indépendante des positions relatives et de l'étendue des sources et des auditeurs, ce qui n'est pas le cas pour les premiers échos. D'une manière classique, une simulation réaliste de l'effet d'espace devant inclure les premiers échos et la réverbération tardive, un réverbérateur comporte habituelle- ment, ainsi que représenté en figure lb, un filtre FIR (filtre numérique à réponse impulsionnelle finie) simulant les premiers échos, et un filtre réverbérant, formé par un réseau récursif de retards numériques et capable de reproduire les propriétés caractéristiques de la réverbération tardive. Plus précisément, les structures élémentaires de base de la majorité des réverbérateurs du commerce consis- tent en l'utilisation de filtres, dits filtre en peigne et filtre passe-tout Ces filtres sont largement connus de l'état de la technique Le filtre en peigne présente un inconvénient, dans le domaine fréquentiel, provenant des périodicités de sa réponse spectrale entraînant une colora- tion perçue comme un timbre métallique Il en est de même pour le filtre passe-tout lorsque le signal d'entrée n'est pas stationnaire, comme dans le cas des signaux de parole et de la musique. Les deux filtres précités ont en outre pour incon- vénient-, dans le domaine temporel, de présenter une faible densité d'échos de leur réponse impulsionnelle, ce qui provoque le phénomène connu sous le nom de roulement (flutter) dans les transitoires. Afin d'éliminer le phénomène de coloration et d'augmenter la densité d'échos, M R SCHROEDER a proposé d'utiliser en cascade une association parallèle de filtres en peigne, dite somme de peignes, et une association série de filtres passe-tout, ainsi que représenté en figure lc, confer publication "Natural sounding artificial reverbera- tion", J Audio Eng Soc 10 ( 3):219-223, 1962 Pour un filtre en peigne, le temps de réverbération Tr est donné par la relation: 20.loc 10 (qi) = -60 mi.T Tr o, pour une cellule de rang i, gi désigne le gain de boucle de rang i, -mi la durée de retards exprimée en nombre entier de périodes d'échantillonnage T. Pour une somme de peignes, l'affectation à chaque peigne d'un même temps de réverbération Tr implique un choix du gain de boucle gi lié à la durée du retard mi. Un tel choix implique pour chaque cellule de rang i = gi/1 i, Y désignant le module des pôles correspondant. Confer la publication de J M JOT et A CHAIGNE "Digital delay networks for designing artificial rever- berators", Proc 90th A E S Convention, Paris 1991, preprint 3030 (E-2) ci-après désignée lJOT, CHAIGNE, 91 l. L'inter-prétation des conditions précitées, afin qu'aucun mode particulier ne soit audible pendant la réverbération tardive, ce qui correspondrait à une coloration non désirée, est donc que tous les modes de résonance du filtre réverbé- rant doivent posséder la même constante de temps d'atténua- tion Pour N filtres en peigne en parallèle, la densité modale, nombre de modes de résonance par Hz, s'écrit: N-1 Df = z ri = N. i=O -i étant la durée du retard de la cellule de rang i en secondes, et la densité d'écho confer lJOT, CHAIGNE, 91 l N-1 Dt = E 1 N i=O ri Z Pour des durées ri suffisamment voisines, le nombre N de filtres en peignes s'écrit: N = I Df D t. Afin de conserver un nombre N raisonnable de cellules élémentaires, M R SCHROEDER a proposé d'associer un filtre passe-tout série en cascade avec la somme de peignes Le filtre passe-tout permet d'augmenter la densité d'échos sans modifier sensiblement le timbre de la réverbération, défini par les filtres en peignes associés en parallèle. Bien qu'une telle solution permette de déterminer, 1 4 pour l'ensemble, le temps de réverbération, elle ne permet pas de tenir compte des résonances des filtres passe-tout et aucune étude n'a permis de montrer comment éviter les défauts de sonorité du filtre passe-tout série et de déterminer le nombre de cellules passe-tout, leurs valeurs de retard ou de gain de boucle pour obtenir une densité d'échos donnée, le choix des paramètres des filtres passe- tout restant essentiellement empirique. Dans les salles d'audition réelles, les phénomènes physiques d'absorption des sons font que l'amortissement des ondes sonores est fonction de la fréquence Le réverbérateur tel que représenté en figure lc a fait l'objet d'une adaptation par le remplacement de chaque gain de boucle gi par un filtre passe-bas IIR, filtre à réponse impulsionnelle infinie, de façon à simuler l'absorption du son dans l'air. Confer J A MOORER "About this reverberation business", Computer Music Journal 3 ( 2):13-18, 1979. Une telle méthode ne permet ni de prendre en compte l'absorption du son par les parois de la salle, l'absorption due à l'air étant le plus souvent négligeable, ni de contrôler, dans le calcul des coefficients des filtres, la variation du temps de réverbération en fonction de la fréquence Cette technique entraîne aussi l'interdépendance des réglages du temps de réverbération et de l'énergie du signal réverbéré en fonction de la fréquence Ce problème n'est pas résolu pour la structure somme de peignes de la figure lc. Une autre approche permettant de multiplier le nombre d'échos dans la réponse du filtre réverbérant, l'approche multi-canaux, a été proposée Celle-ci, consis- tant à ajouter des canaux de bouclage reliant les différents retards, permet d'augmenter progressivement la densité d'échos dans la réponse impulsionnelle, comme dans le cas des salles réelles. STAUTNER et PUCKETTE, dans l'article "Designing multi-channel reverberators", Computer Music Journal 6 ( 1), 1982, ont proposé la structure représentée en figure id Ces auteurs, s'étant limités à l'étude de la stabilité de la structure précitée, proposent cependant un mode de réalisation particulier à quatre canaux utilisant une matrice de transfert de bouclage de la forme 0 1 1 0 A = a -1 O O -1 avec g _O 1 -1 0, Dans ce mode de réalisation, la densité d'écho n'est pas maximale, en raison de la nullité de certains coeffi- cients de transfert, et l'utilisation du seul paramètre de gain g pour contrôler le temps de réverbération revient à affecter une atténuation identique à tous les retards, sans tenir compte de leurs durées En outre, de même que dans le cas du filtre somme de peignes, correspondant au cas o la matrice A est diagonale, ce choix présente le risque que tous les modes de résonance n'aient pas un temps de décrois- sance identique, ce qui ne garantit pas l'absence de coloration des transitoires. Plus récemment, un modèle général, tel que représen- té en figure le, a été proposé confer lJOT, CHAIGNE, 91 l. Ce modèle comprend essentiellement un filtre de référence constitué en fait par un filtre réverbérant dont tous les pôles sont de module unité, un temps de réverbération infini étant ainsi obtenu à toute fréquence Une telle situation s'obtient lorsque la matrice de bouclage A est unitaire quand les retards sont dépourvus d'atténuation L'article précédemment cité lJOT, CHAIGNE, 91 l a pour objet principal l'étude des conditions d'obtention des contraintes précitées pour le filtre de référence, l'introduction d'atténuations ayant tout au plus été envisagée, dans cet article, dans le but de contrôler le temps de réverbération de filtres en peigne. La présente invention a, au contraire, pour objet un procédé et un système de spatialisation artificielle d'un signal audio-numérique permettant de faire varier le temps de réverbération simulé, en fonction de la fréquence du signal sonore, tout en respectant la contrainte de module identique de tous les pôles pour le filtre de référence. Un autre objet de la présente invention est en outre un procédé et un système de spatialisation artificielle d'un signal audio-numérique permettant de satisfaire à la fois à des critères de densité modale dans le domaine spectral et de densité temporelle des échos. Un autre objet de la présente invention, l'objet précédent étant satisfait, est de permettre, tant au niveau du procédé que du système de spatialisation artificielle objet de l'invention, un contrôle séparé du temps de réverbération, de l'enveloppe spectrale de la réponse de la salle d'audition simulée et de la densité modale, traduisant en fait la taille de la salle d'audition simulée. Un autre objet de la présente invention est également un procédé et un système de spatialisation artificielle d'un signal audio-numérique permettant de contrôler les instants d'arrivée et les amplitudes des échos précoces tout en préservant le timbre de la réverbération tardive, par l'absence de tout risque d'introduction de coloration du signal réverbéré. Un autre objet de la présente invention est égale- ment un procédé et un système de spatialisation artificielle d'un signal audio-numérique permettant un contrôle de la clarté, définie comme le rapport entre l'énergie des échos précoces et celle de la réverbération tardive. Un autre objet de la présente invention est également un procédé et un système de spatialisation artificielle d'un signal audio- numérique tant mono que stéréophonique, permettant dans ce dernier cas un contrôle des directions de provenance des échos précoces. Un autre objet de la présente invention est enfin un procédé et un système de spatialisation artificielle simultanée de plusieurs sources, avec contrôles de chaque écho précoce et de la clarté pour chacune des sources. Le procédé et le système de spatialisation ar- tif icielle en temps réel d'un signal audio-numérique x(k) pour engendrer un signal audio-numérique spatialisé y(k) consiste à, respectivement permet de, effectuer à partir de signaux élémentaire xi(k) répliques du signal audio- numérique une pluralité de retards différents pour en- gendrer une pluralité de signaux élémentaires retardés et une combinaison linéaire entre les signaux élémentaires retardés pour obtenir une pluralité de signaux élémentaires retardés combinés, un au moins de chacun des signaux élémentaires retardés combinés étant additionné à au moins un signal élémentaire xi(k) préalablement au retard de celui-ci Les signaux élémentaires retardés sont soumis à une sommation pondérée avec le signal audio-numérique x(k) pour engendrer le signal audio-numérique spatialisé y(k). Ils sont remarquables en ce que, dans le but de simuler un phénomène de réverbération tardive, ils consistent à, respectivement permettent de, effectuer la combinaison linéaire précitée par un bouclage unitaire, pour lequel la pluralité de signaux élémentaires retardés combinés possède la même énergie que les signaux élémentaires retardés, et, avec chaque retard différent, effectuer une atténuation Hi(@) du signal élémentaire retardé correspondant fonction de la fréquence audio, cette atténuation étant une fonction monotone décroissante du temps de réverbération et propor- tionnelle à chaque retard, puis, avant sommation pondérée des signaux élémentaires retardés avec le signal audio- numérique x(k), effectuer une correction spectrale vérifiant la relation: |t(e"j'12 = i Tr( w), o ii, défini comme le retard absorbant, désigne la valeur de chaque retard augmentée du retard de phase apporté du fait de l'atténuation correspondante Hi(W), Eii désignant la somme de tous les retards absorbants. Le procédé et le système de spatialisation ar- tificielle en temps réel d'un signal audio-numérique trouvent application dans le domaine technique du traitement de signal audio- numérique plus particulièrement à l'industrie de la production de phonogrammes et/ou de vidéogrammes. Une description plus détaillée du procédé et du système de spatialisation artificielle en temps réel d'un signal audio-numérique pour engendrer un signal audio- numérique spatialisé objets de la présente invention sera donnée ci-après dans la description et les dessins dans lesquels, outre les figures la à le de l'art antérieur, la figure 2 a représente, sous forme de diagramme il- lustratif, les étapes permettant la mise en oeuvre du procédé objet de la présente invention, la figure 2 b représente, sous forme de diagramme il- lustratif, une première variante de mise en oeuvre du procédé objet de l'invention tel que représenté en figure 2 a, la figure 2 c représente, sous forme de diagramme il- lustratif, une autre variante de mise en oeuvre du procédé objet de l'invention tel que représenté en figure 2 a, la figure 2 d représente, sous forme de diagramme il- lustratif, une variante de mise en oeuvre du procédé objet de l'invention plus particulièrement destinée à assurer un contrôle des premiers échos, sans pour autant provoquer un phénomène de coloration de la réverbération tardive simulée, la figure 2 e représente une variante de mise en oeuvre du procédé selon l'invention illustré en figure 2 d plus particulièrement adaptée pour engendrer un signal spatialisé stéréophonique et permettre à la fois la spatialisation simultanée de sources monophoniques et le contrôle de la clarté de celles-ci, la figure 3 a représente, sous forme de blocs fonction- nels, un système de spatialisation artificielle en temps réel d'un signal audio-numérique conforme à l'objet de la présente invention pour un signal audio-numérique monophonique, les figures 3 b, 3 c, 3 d, 3 e et 3 f représentent, sous forme de schémas blocs, des variantes de réalisation du système objet de l'invention tel que représenté en figure 3 a, la figure 4 représente, sous forme de blocs fonctionnels, la structure générale d'un système conforme à l'objet de la présente invention constituant un filtre réverbérant permettant le contrôle des premiers échos, sans affecter le timbre de la réverbération tardive simulée, pour un signal audio-numérique monophonique, la figure 5 a représente la structure d'un système conforme à l'objet de la présente invention, tel que représenté en figure 4, plus particulièrement d'un filtre réverbérant pour enregistrement ou transmission d'un signal audio-numérique stéréophonique, permettant la spatialisation simultanée de plusieurs sources monophoni- ques, les figures 5 b et 5 c représentent une variante d'exécution simplifiée du système selon l'invention représenté en figure 5 a, la figure 5 d représente un mode de réalisation d'un module de correction spectrale et d'un élément d'atténua- tion d'une voie de retard dans le système conforme à l'objet de l'invention, les figures 6 a et 6 b représentent différents échogrammes relatifs à un filtre réverbérant monophonique simulant la réverbération tardive provoquée par 6 a 1), structure som- me de peignes, 6 a 2), structure selon la figure 3 e pour N= 8, respectivement 6 b 1), structure somme de peignes, et 6 b 2), structure représentée en figure 3 b, pour N= 12, les figures 7 a, 7 b, 7 c représentent un mode de réalisation d'un système conforme à l'objet de la présente invention dans lequel une pluralité de P filtres réverbérants sont utilisés en parallèle, un entrelaçage des bouclages ainsi réalisés étant en outre réalisé au moyen d'une pluralité de N matrices unitaires de dimen- sion Px P. Une description plus détaillée du procédé de spatialisation artificielle en temps réel d'un signal audio- numérique objet de la présente invention sera donnée tout d'abord en liaison avec la figure 2 a. Selon la figure précitée, le signal audio-numérique est noté x(k), ce signal consistant en une suite d'échantillons d'un signal audio-numérique codé. Selon le procédé objet de la présente invention, le signal audionumérique x(k) est dupliqué en signaux élémentaires xi(k) obtenus à partir du signal audio- numérique par pondération correspondante bi adaptée Les signaux élémentaires xi(k) sont soumis chacun à un retard différent pour engendrer une pluralité de signaux élémentai- res retardés Sur la figure 2 a, on notera que le retard pour le signal élémentaire xi(k) est noté Z-mi notation dans laquelle Z représente, selon la notation complexe, la variable euc, expression dans laquelle wu représente la pulsation, Cu = 2 nf T, f étant la fréquence audio con- sidérée, T la période d'échantillonnage, et mi le coeffi- cient de retard pour le signal élémentaire xi(k) considéré. Chaque signal élémentaire retardé est noté seri et cor- respond au signal élémentaire xi(k) considéré. Selon une autre caractéristique du procédé objet de l'invention, une combinaison linéaire entre les signaux élémentaires retardés, seri, est effectuée pour obtenir une pluralité de signaux élémentaires retardés combinés, notés serci On notera que la combinaison linéaire précitée est de la forme: N serci = E aji serj ( 1) j=l Selon un autre aspect avantageux du procédé objet de il la présente invention, un au moins de chacun des signaux élémentaires retardés combinés, serci, est additionné à au moins un signal élémentaire xi(k) préalablement au retard de celui-ci En outre, les signaux élémentaires retardés, seri, sont soumis à une sommation pondérée avec le signal audio- numérique x(k) pour engendrer le signal audio-numérique spatialisé, noté y(k) On notera que sur la figure 2 a, la sommation pondérée est, d'une première part, représentée par l'application à chaque signal seri élémentaire retardé d'un coefficient de pondération correspondant, noté ci, puis sommation de tous les signaux élémentaires retardés, seri, et, d'une deuxième part, sommation de l'ensemble au signal audio-numérique pondéré x(k) auquel a été appliqué le coefficient de pondération d pour engendrer le signal audio- numérique spatialisé y(k). En outre, le procédé objet de la présente invention consiste, afin de simuler un phénomène de réverbération tardive, conformément à un aspect particulièrement avantageux de celui-ci, à effectuer la combinaison linéaire précitée par un bouclage unitaire Par bouclage unitaire, on entend un bouclage pour lequel la pluralité de signaux élémentaires retardés combinés, serci, possède la même énergie que les signaux élémentaires retardés, seri, soit Eseri 2 = Eserci 2 En outre, ainsi que représenté également sur la figure 2 a, le procédé objet de l'invention consiste à effectuer, avec chaque retard différent, une atténuation, notée Hi( X), du signal élémentaire retardé, seri, cette atténuation étant fonction de la pulsation audio Cu précitée Selon un aspect particulièrement avantageux du procédé objet de la présente invention, cette atténuation est une fonction monotone décroissante du temps de réverbération Tr(LX) dont la simulation est souhaitée et proportionnelle à chaque retard. Enfin, on notera, ainsi que représenté sur la figure 2 a, que le procédé consiste également à effectuer, avant sommation pondérée des signaux élémentaires retardés, avec le signal audio-numérique x(k) une correction spectrale, notée t(e Jw), vérifiant la relation: lt(e 0)l 2 = E -i ( 2) Tr(W) Dans cette relation, -i, défini comme le retard absorbant, désigne en fait la valeur de chaque retard augmentée du retard de phase apporté par l'atténuation correspondante Hi(t U), Szi désignant la somme de tous les retards absorbants Ce retard de phase est en fait négligea- ble par rapport à la valeur de chaque retard et sera donc considéré comme tel dans la suite de la description. Le principe du procédé objet de la présente inven- tion, tel que schématisé en figure 2 a, repose sur une exten- sion du traitement proposé par STAUTNER et PUCKETTE dans le document "Designing multichannel reverberators" Computer Music Journal, 6 ( 1), 1982 " On notera que le procédé objet de la présente invention possède un degré de généralité supplémentaire par rapport au traitement mis en oeuvre précédemment. Suite à une étude théorique menée par les inventeurs de la présente invention, la fonction de transfert entre le signal audio-numérique, x(k), et le signal spatialisé y(k) a permis de montrer que les pôles de la matrice de transfert précitée sont les solutions complexes de l'équation caracté- ristique: detlA-D(z-1)l = O ( 3) Dans la relation précitée, z-1 représente l'opérateur de retard unité et D(z) est défini par: D(z) = ( 4) 0 z-MN Pour l'étude de la fonction de transfert entre le signal audio-numérique x(k) et le signal audio-numérique spatialisé y(k), on pourra se reporter à la publication lJOT, CHAIGNE, 91 l. Selon l'étude théorique précitée et la référence précédemment mentionnée, une première contrainte peut être imposée, c'est-à-dire un temps de décroissance identique pour tous les modes de résonance. La solution de la résolution de la relation ( 3) précitée se ramène alors à trouver les matrices A et D, matrices de transfert, telles que les solutions de cette équation, ou pôles du système, aient toutes le même module. Dans le cas o la matrice de transfert A est unitaire, c'est-à-dire dans le cas o la pluralité de signaux élémentaires retardés combinés, serci, possède la même énergie que les signaux élémentaires retardés, seri, tous les pôles précités sont sur le cercle unité du plan complexe Le module de chacun des pôles étant alors égal à l'unité, le temps de décroissance est infini pour chacun des modes de résonance associés, et la réponse impulsion- nelle peut être représentée par une somme de sinusoïdes non amorties En outre, la densité modale est toujours égale à la durée totale des retards. Le procédé objet de la présente invention consiste alors à faire varier le temps de réverbération, tout en respectant la contrainte de module identique pour tous les pôles Une telle variation est obtenue en affectant une atténuation ki à chacun des retards précédemment mentionnés. Pour une matrice de transfert A, correspondant en fait à une matrice neutre, formant filtre de référence d'une somme de peignes, les atténuations ki peuvent alors être choisies de façon à vérifier la relation ki =,m 1 ( 5) L'opération précitée revient à remplacer la variable z par z/y dans l'expression de la matrice D(z) Quelle que soit la matrice A, tous les pôles du système sont donc multipliés par la quantité À Pour une matrice A unitaire, Y n'est autre que le module des pôles et le temps de réverbération Tr est modifié et vérifie la relation: r = 20 logl,(I) = -60 T/Tr ( 6) Dans cette relation, on rappelle que T est la période d'échantillonnage du signal audio- numérique, r étant exprimé en d B. Conformément au procédé objet de la présente invention, la contrainte d'égalité du module des pôles est respectée lorsque, à partir d'un filtre de référence, tel que défini précédemment, on affecte à chaque retard une atténuation, laquelle est proportionnelle à la durée de celui-ci Le facteur de proportionnalité r est lié au temps de réverbération Tr par l'équation ( 6) précédemment men- tionnée. Conformément à un aspect du procédé objet de la présente invention, l'obtention d'une courbe de variation donnée du temps de réverbération en fonction de la fréquence est obtenue lorsque le module d'un pôle du système réalisant la combinaison linéaire précitée, à la pulsation tu donnée, est fixé par la valeur du temps de réverbération Tr( ai) souhaitée à la pulsation précitée suivant la relation ( 6) précédemment mentionnée L'effet de la relation ( 5) est alors de forcer les pôles à se placer non plus sur un cercle centré en z = 0, mais sur une courbe spécifiée par la variation Tr(W) souhaitée. La contrainte précitée sur le lieu des pôles conduit à un résultat optimal sur le plan perceptif dans la réponse à des sons transitoires Elle garantit en effet que deux modes aux fréquences de résonance voisines ont des temps de décroissance aussi proches que le permet la loi de variation du temps de réverbération choisi par l'utilisateur, ce qui évite la prédominance d'un nombre réduit de modes dans l'extinction du signal réverbéré. Le procédé objet de la présente invention permet ainsi le contrôle du temps de réverbération simulé, ce contrôle étant valable quelle que soit la structure du filtre de référence, et garantit également l'absence de colorations parasites en présence de signaux transitoires. Ainsi que mentionné précédemment, le procédé objet de la présente invention consiste alors à affecter à chaque retard une atténuation dépendant de la fréquence au moyen d'un filtre absorbant de fonction de transfert hi(z) ainsi que mentionné en figure 2 a. La réponse en fréquence de chaque filtre absorbant est donnée par la relation exprimant l'atténuation en décibels: Hi(C) = 20 log 1 othi(e Jl| = -60 T ( mi-arq Erhi(e")l) ( 7) Tr( ô) 6 Dans la relation précitée, arglhi(ej l/(u représen- te le retard de phase du filtre absorbant En raison du lien étroit existant entre chaque retard et le filtre absorbant qui lui est associé, le retard absorbant est défini ainsi que décrit précédemment. D'une manière plus spécifique, on notera que l'insertion des filtres absorbants a pour effet de modifier l'enveloppe spectrale de la réponse finalement obtenue, car, confer lJOT, CHAIGNE, 91 l, l'énergie de chaque mode de résonance est proportionnelle au temps de décroissance de celui-ci. Conformément à un aspect particulièrement avantageux du procédé objet de la présente invention, l'équilibre spectral de la réponse ainsi obtenue est obtenu par la correction spectrale t(z), cette correction spectrale étant inversement proportionnelle au temps de réverbération Tr( CO) dans le domaine de fréquence du signal audio- numérique traité. On notera en outre que, lorsque les durées des retards sont toutes multipliées par un même coefficient a donné, en l'absence de toute modification des atténuations des filtres absorbants, la réponse impulsionnelle du procédé objet de la présente invention est dilatée temporellement par une homothétie de rapport a, mais l'énergie moyenne du signal réverbéré, dans toute bande de fréquence donnée, n'est pas modifiée Une telle multiplication simule en fait une homothétie de rapport a sur les dimensions de la salle d'audition simulée, et a pour effet de modifier les fréquen- ces de résonance tout en multipliant le temps de réverbération par a à toute fréquence La division du temps de réverbération par a pour ramener celui-ci à la situation initiale a pour effet une division par la même quantité a de l'énergie du signal spatialisé. Ainsi, afin de pouvoir contrôler indépendamment le temps de réverbération, l 'enveloppe spectrale du signal réverbéré, signal audio-numérique spatialisé y(k), et la taille de la pièce d'audition associée à la durée totale Zii des retards, la correction spectrale t(z) vérifie la relation ( 2) précédemment mentionnée dans la description. Une description plus détaillée de la mise en oeuvre du procédé objet de la présente invention sera maintenant donnée en liaison avec les figures 2 b puis 2 c. Dans un tel cas, ainsi que représenté en figure 2 b, le bouclage unitaire précédemment mentionné peut être réalisé au moyen d'une matrice de transfert de bouclage, notée AN, ce bouclage vérifiant la relation AN = JN 2 UNT UN ( 8) N Dans la relation précitée: AN est la matrice de transfert du bouclage de dimension Nx N de coefficients de transfert aij, JN est une matrice de transfert obtenue par permutation des lignes ou des colonnes de la matrice de transfert neutre IN de dimension Nx N, UNT est le vecteur colonne transposé du vecteur ligne UN de dimension N, o UN = l 1, 1, 1,1 l. La raison du choix de la matrice de transfert AN vérifiant la relation précédemment mentionnée est que l'introduction de la matrice UNT UN permet d'effectuer la multiplication du vecteur formé par tous les seri par cette dernière matrice simplement, en additionnant les composantes de ce vecteur Ainsi, pour cette dernière matrice, la contribution du bouclage au signal d'entrée de chaque retard n'est autre que la somme des signaux de sortie seri de tous les retards, somme qui peut aussi être utilisée comme signal réverbéré comme le montrera la figure 2 c. La matrice de transfert de bouclage, notée AN, doit satisfaire les critères suivants: être unitaire: les vecteurs colonnes de la matrice AN devant former une base orthonormée, permettre une réduction du coût de calcul, rendre maximum la densité d'écho de la réponse impulsion- nelle, la matrice de transfert de bouclage AN devant donc avoir le moins possible de coefficients nuls. La relation ( 8) précédemment citée vérifiée par la matrice de transfert de bouclage AN permet de satisfaire aux critères précédemment mentionnés. Le caractère unitaire de la matrice de transfert de bouclage AN est garanti lorsque la matrice JN est obtenue par permutation des lignes ou des colonnes de la matrice neutre IN de dimension N, ou si certaines lignes ou colonnes de AN sont remplacées par leurs opposées. On notera que le fait de remplacer la colonne i de la matrice de transfert de bouclage AN par son opposée équivaut à insérer une opposition de phase à la sortie du retard i, tandis que la même opération sur la ligne j revient à insérer une opposition de phase à l'entrée du retard j Plus généralement, on indiquera que le caractère unitaire du bouclage est conservé lorsque un ou plusieurs retards sont remplacés par des systèmes eux-mêmes unitaires, c'est-à-dire passe-tout. Les matrices de transfert de bouclage vérifiant la relation ( 8) précitée permettent ainsi d'obtenir une densité d'écho maximale pour un nombre N de retards donné avec toutefois un coût de calcul minimal, c'est-à-dire 2 N additions-multiplications comme le montrera la figure 2 c La durée totale des retards étant fixée par la taille de la salle pour laquelle la réverbération doit être simulée, le nombre N de retards détermine le temps nécessaire pour que la densité temporelle des échos se construise dans la réponse impulsionnelle. Conformément à la figure 2 c, dans un mode de réalisation pratique, et tel que, pour une pluralité de N signaux élémentaires retardés, chaque signal étant noté seri, celui-ci consiste à réinjecter selon une correspon- dance bijective à l'entrée de rang i de chaque retard d'un signal élémentaire retardé, les retards absorbants cor- respondants étant notés -i sur la figure 2 c, un signal élémentaire retardé de rang j quelconque Ainsi, chaque signal élémentaire retardé de rang i, seri, doit-il être réinjecté à l'entrée d'un signal élémentaire xj(k), à condition que l'injection d'une sortie i sur une entrée j ne soit réalisée qu'une fois pour chaque entrée et chaque sortie. En outre, dans cette opération, chaque signal élémentaire retardé seri, est diminué de la somme pondérée par le rapport 2/N des signaux élémentaires retardés Ainsi, sur la figure 2 c, chaque signal élémentaire xi(k) est additionné par exemple à un signal élémentaire retardé, seri, la somme résultante étant soumise au retard xi correspondant, retard absorbant, et l'ensemble des signaux élémentaires retardés étant sommé pour donner la somme des signaux élémentaires retardés, N E seri i=l cette somme étant réinjectée après pondération par le coefficient -2/N au signal audio-numérique d'entrée x(k). Une description plus détaillée de la mise en oeuvre du procédé objet de la présente invention, en vue de contrôler les dates d'arrivée et les amplitudes des échos précoces, sans pour autant introduire un phénomène de coloration du signal réverbéré ou spatialisé, sera donnée en liaison avec la figure 2 d. Selon la figure précitée, celui-ci consiste à effectuer un décalage temporel tl, ti, t N, des instants d'arrivée au niveau du bouclage des signaux élémentaires, ce décalage temporel des instants d'arrivée ayant pour effet ainsi de provoquer une séparation des signaux élémentaires du fait du décalage précité Bien entendu, les signaux élémentaires, notés par exemple xi(k), sont alors décalés en temps de la différence de deux instants de décalage succes- sifs. En outre, le procédé objet de la présente invention tel que représenté en figure 2 d consiste, les signaux élémentaires xi(k) étant maintenant décalés, à choisir un écart de décalage entre le plus grand et le plus petit des instants d'arrivée, symbolisés par tl et t N sur la figure 2 d, inférieur à la plus petite valeur des retards absorbants vi précédemment mentionnés Ainsi, ce choix permet de constituer les signaux élémentaires décalés en une pluralité d'échos précoces, antérieurs à la réverbération tardive simulée, les signaux élémentaires décalés xi(k) étant bien entendu injectés en aval de chaque retard absorbant cor- respondant ri, ce qui permet, grâce au choix du décalage temporel précité, d'injecter les signaux élémentaires décalés xi(k) et de les transmettre comme premiers échos antérieurement à la transmission des signaux correspondant au processus de traitement par filtrage réverbérant, ainsi que représenté en figure 2 d On notera bien sûr que le processus de contrôle des premiers échos par le décalage temporel précité permet également de contrôler non seulement les instants d'arrivée ti, mais les amplitudes de ces derniers par les coefficients bi indépendamment des durées ti des retards absorbants du processus de filtrage réverbérant. Le principe du procédé objet de la présente inven- tion tel que représenté en figure 2 d se distingue des procédés comparables de l'art antérieur décrits notamment par STAUTNER et PUCKETTE sur les points suivants: les dates d'arrivée des échos d'ordre 1 ou premiers échos ne sont pas limitées par les durées de retard absorbant tii, le procédé selon l'invention n'introduit pas de filtrage à réponse impulsionnelle finie, filtrage FIR, susceptible d'imposer une coloration préjudiciable à la réverbération tardive simulée, bien que cette dernière soit rendue ainsi dépendante du jeu d'échos précoces choisis par l'utilisateur, ce qui s'avérera particulièrement utile afin d'assurer la spatialisation simultanée de plusieurs sources sonores. Ce second point s'explique en particulier en considérant la réponse impulsionnelle lors du processus de filtrage conforme au procédé selon l'invention Si la durée totale des retards Eli, retards absorbants, est suffisante, de l'ordre de la seconde, la densité modale est telle que cette réponse est perçue comme un bruit blanc stationnaire une fois passé le temps nécessaire pour que la densité d'échos se stabilise. On vérifie d'ailleurs expérimentalement que cette réponse impulsionnelle peut être considérée comme une somme de bruits blancs élémentaires associés chacun à un couple bi, cj, ces réponses élémentaires étant des bruits blancs pseudo-aléatoires décorrélés entre eux Il en résulte que le choix des coefficients bi et ci de pondération tels que représentés en figure 2 d, bien qu'ils modifient la répartition de l'énergie selon les modes de résonance, n'a pas d'effet perceptible sur le timbre de la réverbération tardive, ni non plus le choix des décalages ti. Une variante particulièrement avantageuse du procédé objet de la présente invention sera maintenant décrite en liaison avec la figure 2 e, dans le cas o un contrôle séparé de la clarté et des directions de provenance d'échos précoces de sources monophoniques dans une transmission stéréophonique soumise au procédé de spatialisation objet de la présente invention, est réalisé. D'une manière générale, on considérera un en- registrement ou la transmission d'un enregistrement de signaux audionumériques stéréophoniques, soumis au procédé de spatialisation objet de la présente invention au moyen d'un filtrage réverbérant, ainsi que représenté en figure 2 e. Le contrôle de la clarté et de la direction de provenance d'échos de sources monophoniques dans une telle situation est particulièrement avantageux, notamment dans le cas o ces sources monophoniques ne sont autres que des éléments de source de l'enregistrement stéréophonique correspondant, c'est-à-dire que les sources monophoniques précitées sont des éléments de la source des signaux stéréophoniques soumis au procédé de spatialisation conforme à l'objet de la présente invention Une telle situation peut se rencontrer, notamment, lors d'un enregistrement ou de la retransmission d'un enregistrement stéréophonique d'un concert donné par un orchestre symphonique dans lequel un ou plusieurs instruments concertants, et en particulier le jeu de ceux-ci, veulent être mis en évidence. Dans un tel cas, le procédé objet de la présente invention consiste à soumettre chaque signal monophonique, noté source mono 1 respectivement mono 2 à titre d'exemple sur la figure 2 e, à un processus de décalage temporel des instants d'arrivée de ce signal pour engendrer, de même que dans le cas de la figure 2 d, une pluralité de N signaux monophoniques élémentaires décalés correspondants, de façon à constituer les signaux monophoniques élémentaires décalés en une pluralité d'échos d'ordre 1 correspondants. Les signaux monophoniques élémentaires décalés sont alors injectés dans le bouclage appliqué aux signaux stéréophoniques soumis au processus de réverbération simulé par sommation, avant bouclage, aux signaux stéréophoniques élémentaires retardés. Le procédé objet de l'invention tel que décrit en liaison avec la figure 2 e permet ainsi d'affecter à chaque source un effet de salle distinct, les différences entre les réponses impulsionnelles affectées aux différentes sources se caractérisant de la manière ci-après distribution d'échos précoces spécifiques pour chaque source, valeur de clarté spécifique pour chaque source, réverbération tardive simulée prenant en compte la séparation spatiale entre les sources, les contributions des différentes sources à la réverbération tardive étant décorrélées entre elles. Il permet également de préserver l'indépendance entre le contrôle des échos précoces et le contrôle de la réverbération tardive en évitant, en particulier, que le contrôle des échos précoces ne provoque une coloration de la réverbération tardive. Une description plus détaillée d'un système de spatialisation artificielle en temps réel d'un signal audio- * numérique conforme à l'objet de la présente invention sera maintenant donnée en liaison avec la figure 3 a. Sur la figure précitée, les mêmes symboles relatifs aux signaux représentent les mêmes signaux que dans le cas de la figure 2 a relative au procédé objet de la présente invention. Ainsi qu'on l'observera sur la figure 3 a, le système objet de la présente invention comprend des voies de retard, notées Vi, consistant chacune par exemple successivement en un élément multiplicateur, noté li, un élément sommateur, 2 i, un élément retardateur, 3 i, et un élément multi- plicateur, 5 i, en cascade, chaque voie de retard étant raccordée à un élément sommateur, noté 6 i, portant la référence de l'indice de la voie de retard correspondante, sauf éventuellement en ce qui concerne la voie de retard d'ordre 1, Vl Bien entendu, pour un système à N voies, le bouclage est assuré au moyen d'une matrice de transfert de bouclage 10, formé par la matrice AN précédemment mentionnée dans la description, celle-ci étant constituée par un réseau d'éléments multiplicateurs et additionneurs permettant de délivrer les signaux élémentaires retardés combinés, serci, le bouclage étant assuré au niveau de chaque sommateur, 2 i, de chaque voie de retard Le signal audio-numérique x(k) est ainsi dupliqué en signaux élémentaires xi(k) alimentant chaque voie de retard, Vi, et un élément sommateur 9 permet, après pondération du signal audio-numérique, x(k), par un élément multiplicateur 8 de délivrer le signal spatialisé y(k), l'élément sommateur recevant en outre la somme pondérée des signaux élémentaires retardés, seri, délivrés par chaque voie de retard, Vi, cette somme pondérée étant en outre soumise, par l'intermédiaire de l'élément de correc- tion spectrale 7, à une correction spectrale vérifiant la relation ( 2) précédemment mentionnée dans la description. En outre, conformément à un aspect particulièrement avantageux du système objet de la présente invention, à chaque élément de retard, 3 i, contenu dans chaque voie de retard, Vi, est associé un élément absorbant, noté 4 i, dont la fonction de transfert provoque une atténuation Hi( ) de chaque signal élémentaire retardé, cette atténuation étant fonction monotone décroissante du temps de réverbération Tr( cu) et proportionnelle à chaque retard engendré par chaque élément de retard 3 i correspondant. Ainsi que décrit précédemment dans la description, on notera pour la suite que chaque élément de retard 3 i associé à chaque élément d'atténuation 4 i est noté symboli- quement, ainsi que représenté en figure 3 a, 34 i Ainsi, chaque référence 34 i, avec i E ll,Nl est telle que le retard finalement apporté xi est défini comme le retard absorbant, ainsi que mentionné précédemment dans la description. On notera que d'une manière plus générale, le système de spatialisation artificielle objet de la présente invention tel que représentée en figure 3 a constitue un filtre réverbérant formé d'un filtre de référence, ainsi que mentionné précédemment dans la description, dans lequel a été insérée, pour chaque voie d'atténuation Vi, une fonction d'atténuation par l'élément 4 i, dans les conditions de relation au temps de réverbération Tr( Cu) et au retard, noté zmi ainsi que précédemment mentionné dans la description. On indique que le filtre de référence est en- tièrement caractérisé par les durées des retards ziz, les coefficients bi, ci ayant été définis, lesquelles peuvent être choisies irrationnelles entre elles de façon à éviter les superpositions d'échos, et telles que leur somme est proportionnelle à une dimension caractéristique du phénomène de la salle à simuler. La structure du filtre réverbérant représenté en figure 3 a est alors définie par les vecteurs b = tbi} et c = {ci} de dimension N, et bien entendu par la matrice de transfert de bouclage A de dimension Nx N, les composantes des vecteurs précités correspondant aux valeurs de gain des éléments multiplicateurs li, respectivement 5 i, le coeffi- cient d définissant la valeur de gain de l'élément multi- plicateur 8. On notera en fait que les éléments multiplicateurs li, 5 i ou 8, les éléments sommateurs 2 i, 6 i, ou les éléments multiplicateurs et les éléments sommateurs constitutifs du réseau formant la matrice de transfert 10, la matrice A, de dimension Nx N, peuvent bien entendu être réalisés soit par des circuits numériques de calcul correspondants, soit bien entendu, de préférence, par des modules de programme permettant d'appliquer aux échantillons des différents signaux précédemment cités les opérations arithmétiques correspondantes Dans ce dernier cas, les calculs peuvent avantageusement être conduits au moyen d'un ou plusieurs processeurs de calculs, par exemple, des microprocesseurs DSP 56000 commercialisés par la société MOTOROLA, dont des indications correspondantes seront données ultérieurement dans la description. On rappelle que les matrices A, notées AN, satis- faisant à la relation ( 8) précédemment mentionnée dans la description permettent d'obtenir une densité d'écho maximale pour un nombre N de retards donnés avec un coût de calcul minimal, en nombre d'éléments multiplicateurs ou addition- neurs nécessaires à la réalisation du bouclage. Les matrices de transfert de bouclage ainsi retenues permettent de réaliser des bouclages qui se caractérisent par le fait que l'entrée de chaque retard, c'est-à-dire chaque élément sommateur 2 i, reçoit le signal de sortie d'un autre retard, par une correspondance bijective, diminué de la somme multipliée par 2/N des signaux de sortie des N retards Cette classe de matrices de bouclage et les bouclages correspondants permettent de maximaliser la densité d'écho, et ne se distinguent en fait les uns des autres que par le choix de la matrice JN dans la relation ( 8) précitée. Une description plus détaillée de bouclages et donc de circuits correspondants réalisés conformément à l'objet du système selon l'invention et satisfaisant aux conditions précitées, c'est-à-dire bouclage réalisé par le choix de différentes matrices JN dans la relation ( 8) précédemment mentionnée, sera donnée en liaison avec les figures 3 b à 3 f ci-après. Un premier choix peut consister à prendre JN = IN, matrice neutre. Le filtre réverbérant ainsi réalisé est représenté en figure 3 b, et apparaît comme un filtre somme de peignes dans lequel la sortie du filtre a été rebouclée sur l'entrée au moyen d'un élément multiplicateur 23 de gain -2/N On reconnaît sur la figure 3 b précitée un élément sommateur d'entrée 22 permettant d'assurer le rebouclage précité ainsi que les différents éléments 2 i sommateurs, retard absorbant 34 i de valeur zi, et sommateurs 6 i, permettant d'assurer le bouclage de l'ensemble Bien entendu, la valeur du gain de l'élément de multiplication 23 peut être, soit -2/N lorsque les sommateurs 22 ou 2 i assurent une sommation positive, soit la valeur 2/N lorsque les éléments sommateurs 22 ou 2 i sont des éléments sommateurs algébriques, le bouclage étant effectué sur une entrée de soustraction. Dans le cas, au contraire, o la matrice JN est obtenue par permutation circulaire vers la gauche des colonnes de la matrice neutre, IN, on obtient successivement comme matrice de transfert du bouclage AN, pour N > 2, -1 -1 -1 1 -2 -2 -2 -2 3 ( 9) -2 -2 1 1 -1 -1 3 -2 -2 -2 -2 A 3 = 1 1 -2 -2 A 4 = 1 -1 1 -1 -1 A 5 = 1 -2 3 -2 -2 -2 etc 3 -2 1 -2, 2 -1 -1 1 -1 5 -2 -2 3-2 -2 -2 -2 -2 3 -2 Sur la figure 3 c, on a ainsi représenté un mode de réalisation permettant d'obtenir le bouclage précité dans lequel la matrice de transfert du bouclage AN vérifie la relation ( 9) précédente Le système objet de la présente invention, tel que représenté en figure 3 c, constitue un filtre réverbérant, monophonique, remarquable en ce qu'il utilise une boucle principale formée sensiblement par les différentes voies de retard Vi reliées en cascade, les valeurs d'éléments de multiplication et donc de gain bi et ci n'ayant pas été représentées car ayant été prises égales à 1, de façon que les retards absorbants -i se trouvent reliés en série par l'intermédiaire des éléments sommateurs 2 i correspondants, le bouclage étant réalisé par l'élément multiplicateur 23 par l'intermédiaire de l'élément sommateur d'entrée 22, lequel permet une réinjection du signal somme résultant x(k)-2/N (y(k)) au niveau de chacun des éléments sommateurs 2 i, les sorties de chaque retard absorbant 34 i, les signaux seri, étant sommées par l'intermédiaire d'une pluralité d'éléments sommateurs 6 i mis en cascade pour délivrer le signal audio-numérique spatialisé y(k). Les réverbérateurs monophoniques tels que représentés en figure 3 b et 3 c peuvent, le cas échéant, provoquer un écho parasite dont la date d'arrivée correspond à la somme des durées des retards absorbants Eti L'amplitu- de de cet écho parasite décroît lorsque le nombre N de retards augmente et cet écho se fond dans la réverbération lorsque N > 12 Lorsqu'il est audible, cet écho parasite n'est pas présent en sortie de chacun des N retards absor- bants 34 i, mais naît de l'interférence entre ces signaux. Les modes de réalisation représentés en figures 3 d et 3 e permettent la suppression du phénomène d'interférence précité, par dédoublement et mise en opposition de phase, en entrée ou en sortie du filtre réverbérant des signaux d'entrée, respectivement de sortie, dédoublés. Ainsi, sur la figure 3 d, les signaux élémentaires sont dédoublés en signaux élémentaires de rang impair x 2 p-l(k), pairs x 2 p(k), et mis en opposition de phases par l'intermédiaire d'un premier élément sommateur, 22 a, respectivement deuxième élément soustracteur, 22 b, cor- respondant, les signaux élémentaires retardés correspondants étant bien entendu sommés par les éléments sommateurs 6 i correspondants et la réinjection pondérée par l'élément mutliplicateur 23 étant effectuée au niveau du premier, 22 a, respectivement deuxième, 22 b, élément sommateur, respective- ment soustracteur Dans la figure 3 e au contraire, les signaux élémentaires d'entrée, xi(k), sont maintenus sans dédoublement alors que le dédoublement est effectué au niveau des signaux élémentaires retardés, seri, avec i= 2 p pour les signaux de rang pair, ou 2 p-l pour les signaux de rang impair La sommation des signaux de rang pair, respec- tivement impair, précités est effectuée par les éléments sommateurs 61, de rang impair, respectivement 62 a de rang pair, et le bouclage est effectué par l'intermédiaire d'un élément sommateur supplémentaire de sortie dédoublé 61 b, respectivement 62 b, l'élément sommateur 61 b recevant les signaux délivrés par l'élément sommateur 61 a, respectivement 62 a, et délivrant le signal somme à l'élément multiplicateur 23, alors que l'élément soustracteur 62 b reçoit les signaux délivrés par l'élément sommateur 61 a, respectivement 62 a, et délivre le signal audio-numérique spatialisé y(k). Enfin, sur la figure 3 f, on a représenté une disposition analogue à celle de la figure 3 c, dans laquelle, afin de supprimer l'interférence précédemment mentionnée, le circuit de sortie, c'est-à- dire le circuit délivrant le signal audio-numérique spatialisé, y(k), est subdivisé en deux circuits relatifs aux signaux élémentaires retardés de rang pair, respectivement de rang impair, de manière analogue au circuit de sortie de la figure 3 e, les éléments sommateurs correspondants étant notés 6 N-lb, respectivement élément soustracteur 6 Nb, et jouant le rôle des éléments sommateurs, respectivement soustracteurs, 61 b, 62 b, de la figure 3 e. Une description plus détaillée d'un système objet de la présente invention, permettant la spatialisation d'un signal audionumérique dans lequel la position de la source sonore dans la salle simulée est prise en compte, par le biais du contrôle des N premiers échos, sera donnée en liaison avec la figure 4. Le système objet de la présente invention permet d'éviter tout phénomène de coloration du signal réverbéré. Ainsi qu'on le remarquera à l'observation de la figure 4, le système objet de la présente invention comprend un module de traitement des premiers échos, noté 20, et le filtre réverbérant proprement dit, noté 30, lequel cor- respond sensiblement au filtre réverbérant représenté en figure 3 a. Alors que dans la figure 3 a, par exemple, chacune des voies de retard de rang i est telle que le module retardateur 3 i de coefficient de retard mi et le module atténuateur 4 i forment un module de retard absorbant 34 i placé par exemple en aval du module sommateur de la voie de retard, module sommateur 2 i correspondant, on pourra constater que sur la figure 4, le module de retard absorbant 34 i est au contraire placé en amont du module sommateur 2 i de la voie de retard Vi correspondant. Ainsi qu'on le remarquera en outre à l'observation de la figure 4, les signaux élémentaires xi(k) sont délivrés après pondération par les modules multiplicateurs li, de coefficient de multiplication bi, par l'intermédiaire d'un module de retard, noté 201, sur la figure 4 Le module de retard 201 permet de retarder les instants ti d'arrivée des signaux élémentaires correspondants pour, en fait, constituer des signaux élémentaires décalés en une pluralité d'échos d'ordre 1 antérieurs à la réverbération tardive simulée Le module 20 et les coefficients multiplicateurs bi des éléments multiplicateurs li constituent un module de traitement des premiers échos interconnectés au filtre réverbérant 30 proprement dit On rappellera que le module des premiers échos 20 permet de contrôler les instants d'arrivée ti indépendamment des durées de retard du filtre réverbérant proprement dit Le rôle des coefficients bi des éléments multiplicateurs hi du module de premiers échos 20 est légèrement modifié par rapport au cas de la figure 3 a. Les valeurs de retards absorbants ri provoqués par les éléments de retard absorbant 34 i peuvent alors être choisies compte tenu des valeurs ti des instants d'arrivée ainsi que déjà mentionné en liaison avec la figure 2 d Dans le cas o les délais de retard ti sont identiques aux retards absor- bants Ti, les filtres de référence des figures 3 a et 4 sont strictement équivalents, mais en présence des éléments d'atténuation 4 i, les deux systèmes diffèrent par le fait que sur la figure 4, les échos d'ordre 1, c'est-à-dire les premiers échos, ne subissent pas les filtrages absorbants. Le système tel que représenté en figure 4, muni de son module de traitement des premiers échos, permet d'éviter tout phénomène de coloration de la réverbération tardive, quelle que soit la distribution d'échos précoces choisie. Le système de spatialisation d'un signal audio- numérique objet de l'invention tel que précédemment décrit en liaison avec les figures 3 a à 3 f et 4 constitue essen- tiellement un filtre réverbérant monophonique. Toutefois, le système objet de la présente invention n'est pas limité au seul traitement des signaux audio- numériques monophoniques. Une description plus détaillée d'un système de spatialisation d'un signal audio-numérique stéréophonique sera maintenant décrit conformément à l'objet de la présente invention en relation avec les figures 5 a, 5 b et 5 c. En particulier, dans le cas de la figure 5 a, le mode de réalisation présenté permet en fait d'assurer un contrôle de la clarté et des directions de provenance des échos précoces pour chaque source monophonique, lesquelles bien entendu de manière non limitative peuvent être constitutrices de sources d'un enregistrement ou d'une transmission d'un enregistrement stéréophonique Dans ce dernier cas, le dispositif objet de la présente invention tel que représenté en figure 5 a permet alors de contrôler la clarté et la direction de provenance des échos associés à chaque source monophonique correspondante, de manière à simuler une situation o les sources sont à des positions différentes dans une même salle. Ainsi qu'on le remarquera à l'observation de la figure 5 a, le système objet de la présente invention comprend alors essentiellement un filtre réverbérant propre- ment dit 30, lequel a été représenté de manière purement illustrative identique à celui de la figure 4, et un ou plusieurs modules de traitement des premiers échos, ces modules de traitement des premiers échos étant référencés 201, 202 et étant chacun relatifs à une première source mono 1 respectivement deuxième source mono 2, par exemple Il est bien entendu qu'une pluralité de sources monophoniques peut être utilisée On notera que de manière identique au mode de réalisation de la figure 4, chaque module de traitement des premiers échos comprend un élément retardateur 201 des instants d'arrivée ti, pour constituer les signaux de premiers échos Cet élément retardateur peut être réalisé, soit au moyen d'un circuit de retard numérique, soit plus simplement au moyen d'un système de mémoire vive adressable séquentiellement, les échantillons d'entrée du signal audio- numérique x(k) mémorisés étant lus successivement en décalage du retard de décalage des instants d'arrivée ti. Les signaux élémentaires décalés formant les échos d'ordre 1 correspondants pour les signaux mono 1, mono 2, sont ensuite pondérés par les coefficients multiplicateurs bi des éléments multiplicateurs li correspondants, et ces signaux, après réglage par l'intermédiaire d'un élément multi- plicateur 271 respectivement 272, appliquant à chaque signal élémentaire un gain identique rn, respectivement r 2, sont injectés sur un BUS d'échos, lequel permet l'injection des premiers échos correspondants au niveau de l'entrée de la matrice de transfert de bouclage 10 du filtre réverbérant proprement dit, 30 On notera que les signaux de premiers échos correspondants sont injectés sur le BUS d'écho par l'intermédiaire d'éléments sommateurs de type classique 281, 282, puis au niveau de l'entrée de la matrice 10 du filtre réverbérant proprement dit, par des éléments sommateurs notés 29 i sur la figure 5 a. En ce qui concerne le filtre réverbérant proprement dit, 30, celui-ci reçoit en entrée un signal source stéréo gauche, respectivement droit, transmis sur une voie gauche et sur une voie droite On notera que, le filtre réverbérant proprement dit 30 de la figure 5 a est agencé de façon que celui-ci comprenne une pluralité de N voies de retard, réparties en N/2 voies de retard relatives à la voie gauche, et permettant d'engendrer successivement N/2 signaux élémentaires gauches, notés xi(k)g, puis de manière analogue au filtre réverbérant représenté en figure 3 a ou 4, N/2 signaux élémentaires retardés gauches, serig Le filtre réverbérant proprement dit 30 de la figure 5 a comprend également N/2 voies de retard relatives à la voie droite, et permettent d'engendrer successivement également N/2 signaux élémentaires droits, xi(k)d, puis bien sûr N/2 signaux élémentaires retardés droits, serid En outre, des éléments sommateurs 26 d des N/2 signaux élémentaires retardés droits, serid, et respectivement gauche 26 g des signaux élémentaires retardés gauches, serici, sont prévus pour effectuer les sommations respectives de ces signaux, ces éléments som- mateurs précités étant suivis d'un module de correction spectrale droite, respectivement gauche, et d'un module de filtrage passe-bas gauche et droit Le module de correction spectrale droit et gauche est noté 7 d, respectivement 7 g, et peut être constitué de la même manière que dans le cas des figures 3 a et 4. On notera que le signal de sortie du filtre réverbé- rant proprement dit, c'est-à-dire en sortie de l'élément correcteur de réponse spectrale 7 g ou 7 d, possède une enveloppe spectrale plate, laquelle peut être corrigée par un filtre dont la réponse est celle d'un module de filtrage passe-bas, pour la voie gauche et droite Le filtre passe- bas correspondant de fonction de transfert s(z) est noté 11 et est bien sûr relié à un BUS de sortie permettant l'écoute ou l'enregistrement du signal audio-numérique spatialisé stéréophonique correspondant. On notera en outre ainsi que représenté en figure 5 a que les signaux des premiers échos délivrés par les modules de premiers échos 20 ou 202 sont également injectés directe- ment sur le BUS de sortie, indépendamment du signal issu du filtre réverbérant de façon à permettre le contrôle de la clarté pour chaque source MON Oi grâce aux valeurs de gain ri des éléments multiplicateurs 27 i. D'une manière générale, on notera que le système objet de la présente invention tel que représenté en figure 5 a permet un contrôle des directions de provenance des échos précoces réalisé en regroupant les échos au niveau du système de commandes, non représenté sur la figure 5 a, par paires d'échos gauche et droit Si le nombre N de retards du filtre réverbérant proprement dit 30 est pair, chaque module écho synthétise N/2 échos stéréophoniques dont on contrôle l'amplitude, la date d'arrivée et la direction de provenance La direction de provenance de chaque écho est définie par l'écart temporel et énergétique entre les canaux gauche et droit. Pour une écoute stéréophonique au casque, par exemple, le procédé objet de la présente invention tel qu'illustré en figure 5 a, permet d'attribuer à chaque écho précoce une direction de provenance quelconque dans le demi- plan vertical supérieur délimité par l'axe des oreilles, alors que pour une écoute sur haut-parleur dans la disposi- tion stéréophonique conventionnelle, des tests ont confirmé que le procédé selon l'invention permet au contraire de simuler toutes les directions de provenance dans le demi- plan horizontal frontal délimité par ce même axe, à condi- tion d'utiliser un système à compensation du trajet sonore de chaque haut-parleur vers l'oreille opposée. Sur la figure 5 a, le premier écho affecté à chaque source joue le rôle du son direct pour cette source. Sur la figure 5 b, on a représenté un mode de réalisation particulier d'un filtre réverbérant proprement dit 30 dans une application stéréophonique dans le cas o le filtre réverbérant proprement dit correspond au mode de réalisation du bouclage de la figure 3 b, ce filtre réverbérant correspondant en une subdivision des N voies de retard pour la prise en compte des voies gauche et droite de l'émission stéréophonique Sur la figure 5 b, on notera que les différents éléments dupliqués en fonction de la parité du rang de la voie de retard portent les indices 2 p-1 pour des voies de retard de rang impair et 2 p pour les voies de retard de rang pair L'élément sommateur 22 de la figure 3 b est remplacé par un élément sommateur pour la voie droite, respectivement gauche, portant les références 25 d et 25 g. L'élément sommateur 61 de la figure 3 b est remplacé par les éléments sommateurs 26 d et 26 g correspondants pour les voies droite et gauche Enfin, on notera que des éléments multi- plicateurs de réglage de gain g portent la référence 24 d, 24 g, ces éléments permettant un réglage du gain correspon- dant, afin d'éviter les phénomènes éventuels de saturation. En figure 5 c, on a représenté le système objet de la présente invention dans lequel le bouclage du filtre réverbérant proprement dit 30 est réalisé, par exemple, ainsi que représenté en figure 3 c, la subdivision entre voie de retard, Vi, de rang pair, respectivement impair, c'est- à-dire au niveau de la sortie de chaque retard absorbant de rang pair ou impair correspondant permettant de reconstituer les voies droite, respectivement gauche, du signal stéréophonique de sortie Sur la figure 5 c, le signal stéréophonique d'entrée n'a pas été représenté, afin de ne pas surcharger le dessin, mais correspond sensiblement à celui de la figure 3 c. En ce qui concerne la réalisation pratique d'un système spatialisateur conforme à l'objet de la présente invention tel que représenté par exemple en application stéréophonique en figures 5 a, 5 b ou 5 c, on notera que la définition du filtre réverbérant proprement dit stéréophoni- que peut être réalisée en deux étapes indépendantes retards absorbants et filtre correcteur: filtre absorbant de type IIR du premier ordre, ce qui fournit deux paramètres indépendants pour le réglage du temps de réverbération. Dans ce cas, on montre que l'équilibre spectral du signal réverbéré peut être maintenu au moyen du filtre correcteur t(z) de type FIR du premier ordre vérifiant la relation ( 2) précédemment mentionnée dans la description Un filtrage passe-bas réalisé par le filtre 11 permet d'améliorer le réalisme de la réverbération, ce filtre étant réalisé par un filtre du second ordre. Ce filtre Il permet de réaliser le contrôle de l'enveloppe spectrale de la réverbération. structure du filtre de référence: les bouclages choisis sont des bouclages unitaires tels que représentés par exemple en figures 3 b à 3 e. Le filtre réverbérant correspondant est commandé par 4 paramètres totalement indépendants: taille de la salle d'audition définie par une dimension caractéristique de celle-ci, temps de réverbération Tr(C) aux basses fréquences, rapport Tr aux hautes fréquences/Tr aux basses fréquences, et fréquence dé coupure du signal réverbéré. Dans un mode de réalisation pratique, le filtre réverbérant proprement dit était réalisé à l'aide de moyens de calculs numériques comportant un calculateur DSP 56000 recevant le signal source stéréophonique en entrée et d'un élément calculateur de même type réalisant les modules de contrôle des premiers échos de la figure 5 c, par exemple Ce deuxième élément calculateur permet de lire les signaux de plusieurs sources mono et transmet au filtre réverbérant les canaux du BUS écho On notera que même si le nombre de sources monophoniques est supérieur, quatre modules échos suffisent pour une spatialisation réaliste On notera que les sources monophoniques sont alors réparties en quatre groupes dont chacun est attribué à un module écho. En ce qui concerne la définition et la réalisation du filtre correcteur de fonction de transfert t(z) et du filtre absorbant de fonction de transfert hi(z), ceux-ci, conformément à l'objet de la présente invention, peuvent être réalisés ainsi que représenté en figure 5 d. Ainsi, sur la figure précitée, les différents paramètres mentionnés vérifient les relations: hi(z) = ki 8 ki(z) o Ski(z) = 1-3 i ( 10) 1-p 1 i z-1 Ki = 20 1 og 10 (ki) ( 11) Ki = -60 ri/Tr( 0) o Ti = mi T ( 12) pi = Ki ln( 10) ( 1-1)o a = Tr(r) ( 13) a Tr( 0) t(z) = g l-P z 1 avec g = /Ei ( 14) 1-P Tr( 0) p = 1-Và avec a = Tr(n) ( 15) l+V/ Tr( 0) pi = 1 2 avec a = Tr(n) ( 16) l+ki(l-l/a) Tr( 0) La relation 13 constitue en fait une approximation de la relation 16. En figures 6 a et 6 b, on a représenté respectivement les échogrammes de filtres réverbérants mono simulant une salle de taille moyenne, c'est-àdire pour N = 8 voies de retard, respectivement en: 1) lors de l'utilisation d'une structure somme de peignes de l'art antérieur, et 2) lors de l'utilisation d'un filtre réverbérant tel que représenté en figure 3 e, et respectivement en figure 6 b, au point 1), des échogrammes de filtre réverbérant mono simulant une salle de grande taille N = 12 voies de retard, relativement à une structure somme de peignes de l'art antérieur, et au point 2), relativement à la structure de filtre réverbérant de la figure 3 b. On peut en particulier constater que la famille de filtres réverbérants constitutifs des systèmes de spatialisation d'un signal audio-numérique objet de la présente invention améliore considérablement la qualité de la réverbération par rapport à la structure connue, dite en somme de peignes Elle permet en particulier d'obtenir rapidement une grande densité d'échos dans la reponse temporelle pour un nombre N de retards réduits En pratique, pour simuler la réverbération d'une salle typique au temps de réverbération de l'ordre de une seconde, 8 retards suffisent, c'est-à-dire 8 voies de retard, là o 40 filtres en peigne seraient nécessaires La simulation d'une salle de grande taille nécessite que la densité modale, donc la somme des durées des retards absorbants si, soit de l'ordre d'une seconde Il est alors judicieux de porter le nombre de retards à 12 au moins, afin d'augmenter la densité d'écho au début de la réponse temporelle. On notera enfin que la simulation en temps réel de la réverbération dans tous les cas peut être réalisée au moyen de la capacité de calcul d'un micro-calculateur DSP 56000 et qu'en particulier ce type de calculateur permet, dans le cas de la spatialisation simultanée de plusieurs sources monophoniques, de traiter 4 sources monophoniques si le nombre de canaux du BUS écho est de 12 Ce mode de réalisation permet par exemple de contrôler séparément pour chaque source l'amplitude, l'instant d'arrivée et la direction de provenance du son direct et des 5 premières réflexions Bien entendu, il est possible de prolonger le BUS écho de façon à traiter d'autres sources au moyen d'un autre calculateur de même type supplémentaire Ainsi, pour un BUS écho à 16 canaux, l'utilisation de 3 calculateurs de type DSP 56000 permet de spatialiser 6 sources monophoni- ques en contrôlant pour chacune les 8 premiers échos. Une utilisation particulièrement avantageuse d'un système objet de la présente invention sera maintenant décrite en liaison avec les figures 7 a, 7 b et 7 c. Dans les matrices de bouclage définies par la relation ( 8), les valeurs absolues des coefficients aji ne peuvent prendre que deux valeurs absolues En effet, N d'entre eux ont pour valeur absolue 1-( 2/N), et tous les autres ont pour valeur absolue 2/N Par conséquent, lorsque le nombre N de retards devient grand, un petit nombre de trajets de bouclage est prépondérant par rapport aux autres. Ceci a pour effet de retarder le moment o, dans la réponse impulsionnelle, tous les échos ont des amplitudes voisines. Il en résulte que la densité temporelle est perçue comme insuffisante dans le début de la réponse impulsionnelle, bien que la densité d'échos théorique soit élevée. L'inconvénient précité peut être supprimé tout en tirant parti des avantages que présentent, sur le plan du coût de calcul, les matrices unitaires définies précédemment par la relation ( 8), tout en maximisant la densité tem- porelle effectivement perçue dès le début de la réponse impulsionnelle Dans ce but, ainsi qu'illustré par les figures 7 a, 7 b, lorsque le nombre de retards est relative- ment grand (au moins égal à 12), il est avantageux, selon l'invention, d'utiliser en parallèle P filtres réverbérants comprenant N retards chacun, dont les matrices de bouclages unitaires et de dimension Nx N sont notées Aj, cet agencement comprenant ainsi N P retards, notés rji, o j=l P et i=l N, d'entrelacer les P bouclages ainsi constitués, au moyen de N matrices unitaires de dimension Px P, notées Bi, ainsi que représenté sur les figures 7 a et 7 b, pour constituer un filtre réverbérant unique. On remarquera que le bouclage ainsi réalisé est identique pour ces deux figures, car la seule différence réside dans l'emplacement des matrices d'entrelacement Bi par rapport à la contribution du signal d'entrée x(k), au sein du bouclage de chacun des P filtres réverbérants de départ. En l'absence d'entrelacement, ou bien lorsque toutes les matrices Bi sont égales à la matrice neutre Ip, la matrice de bouclage, notée APN, de l'ensemble s'écrit: Al APN = JPN A 2 ( 17) L Ajp APN est une matrice unitaire, car produit d'une matrice blocdiagonale formée par les matrices unitaires Aj, et d'une matrice de permutation notée JPN Cette permutation correspond à l'échange des indices i et j dans la numérotation des retards zji, elle est telle que si toutes les matrices Aj sont égales à la même matrice A, alors la matrice Ap N peut s'écrire: ali Ip a 21IP a NlIP ( 18) APN = a 2Ip a 22Ip a N 2Ip al N IP a 2 N Ip a NN I si A 1 = A 2 = = Ap = A En présence des matrices d'entrelacement Bi, la matrice de bouclage du système d'ensemble reste unitaire et devient: Bl A Bp N = B 2 AP ( 19) BN Dans le cas particulier o toutes les matrices Aj sont identiques, A Bp, peut S 'écrire ail Bl a 21,,B 1, ABPN = a 12B 2 a 22 B 2a N 2 B 2 ( 20) al N BN2 N *BNa NN'B Si A 1 = A 2 = * = AP = A La matrice de bouclage ABPN apparaît alors comme une matrice obtenue par assemblage unitaire de blocs unitaires, cette matrice de bouclage ABPN étant désignée par "matrice unitaire par blocs". Selon un Wode de réalisation avantageux, celui-ci consiste à choisir les matrices Aj et Bi au sein de la famille définie par la relation ( 8) précédente Dans ce cas, chacun des P bouclages définis par les matrices Aj peut être réalisé en 2 N opérations, et chacun des N entrelacements définis par les matrices Bi peut être réalisé en 2 P opérations, soit un total de 4 N P opérations pour réaliser un filtre réverbérant comprenant N P retards Ce coût est le double de celui d'une réalisation utilisant simplement une matrice de dimension (N P)x(N P) choisie dans la famille définie par la relation ( 8) précitée, mais le choix d'une matrice "unitaire par blocs" conduit à des coefficients de bouclage d'ordres de grandeur voisins, ce qui améliore très sensiblement la densité temporelle perçue dans le début de la réponse impulsionnelle du filtre réverbérant unique ainsi réalisé. Un mode de réalisation particulièrement intéressant, dont un exemple est décrit ci-après, est la réalisation d'un filtre réverbérant comprenant 16 retards, dans le cas o N = P = 4 Dans ce cas, la relation ( 8) conduit à des matrices Aj et Bi qui, à une permutation de lignes ou de colonnes près, sont toutes égales à la matrice 1 -1 -1 -1 A 1 -1 1-1-1 ( 21) 2 -1-1 1 -1 -1-1-1 1 Ceci conduit, pour le système d'ensemble, à une matrice unitaire par blocs de dimensions 16 x 16 qui est particulièrement avantageuse car tous ses coefficients ont la même valeur absolue. Ainsi que décrit en fig 7 c, un filtre réverbérant constitué de N P retards est obtenu, ainsi que décrit précédemment, par association en parallèle et entrelacement des bouclages de P filtres réverbérants constitués chacun de N retards Dans cet exemple, les P filtres réverbérants de départ sont identiques à celui de la fig 3 b et l'entrelace- ment des P bouclages est lui-même réalisé comme le bouclage de la fig 3 b. La fig 7 c monte que le filtre réverbérant ainsi réalisé peut également être vu comme la mise en parallèle de N filtres réverbérants à P entrées et P sorties, l'ensem- ble étant "rebouclé" sur lui-même ainsi que représenté sur la fig 3 b On peut vérifier sur la figure précitée que le nombre total d'additionsmultiplications nécessaire pour le bouclage et le calcul du signal de sortie y(k) est égal approximativement à 4 N P. Dans le cas particulier o N = P = 4, les matrices de bouclage Aj et les matrices d'entrelacement Bi sont toutes égales à la matrice A = -1 + ( 22) 2 + + o, pour simplifier l'écriture, les signes + et signifient respectivement + 1 et -1 La matrice de bouclage, notée AA 16, du filtre réverbérant à 16 retards ainsi réalisé est unitaire par blocs, et tous ses coefficients ont même valeur. 4 ±++ +_++ 4 ++_+ 4 4 ++_+ -A A A A AA 16 = -1 A -A A A = 1 2 A A -A -A 4 A A A -A On a ainsi décrit un procédé r-' -_ 44 + -+ 4 ±_ + _+ + + ( 23) 4 ±_+ -_ +++ _-_ 4 +++ -_+ _-_-_+ ++ _ +++_ + _ et un système de spatialisation artificielle en temps réel d'un signal audio- numérique particulièrement performant dans la mesure o le procédé et le système objets de l'invention permettent à un utilisateur de contrôler séparément le temps de réverbéra- tion variant avec la fréquence, l'enveloppe spectrale de la réponse de la salle effectivement simulée, ainsi que la densité modale traduisant la taille de la salle simulée et pour chaque source sonore l'instant d'arrivée, l'amplitude et la direction de provenance de chaque écho précoce, ainsi que la clarté Le caractère particulièrement performant du procédé et du système objets de la présente invention résulte en particulier de l'indépendance entre le contrôle des paramètres précités, cette indépendance étant indispen- sable du point de vue perceptif, mais également afin de permettre la simulation de la spatialisation dans une salle réelle à partir de mesures effectuées dans celle-ci. -_+_ +_+± _+ +++_- -_+++ 4+_-_ _++± +_+±4-_+ +_+± 4 ++_+ _+ ++_± +++_ 4 __+ +++_ 4 REVENDICATIONS 1) Procédé de spatialisation artificielle en temps réel d'un signal audio-numérique x(k) pour engendrer un signal audio-numérique spatialisé y(k), consistant à effectuer sur ce signal, à partir de signaux élémentaires xi(k) répliques du signal audio-numérique, une pluralité de retards différents pour engendrer une pluralité de signaux élémentaires retardés (seri) et une combinaison linéaire entre les signaux élémentaires retardés pour obtenir une pluralité de signaux élémentaires retardés combinés (serci), un au moins de chacun desdits signaux élémentaires retardés combinés étant additionné à au moins un signal élémentaire xi(k) préalablement au retard de celui-ci et un au moins de chacun des signaux élémentaires retardés (seri) étant soumis à une sommation pondérée avec ledit signal audio-numérique x(k) pour engendrer ledit signal audio-numérique spatialisé y(k), procédé consistant, afin de simuler un phénomène de réverbération tardive: à effectuer ladite combinaison linéaire par un bouclage unitaire, pour lequel la pluralité de signaux élémentai- res retardés combinés (serci) possède la même énergie que lesdits signaux élémentaires retardés (seri), à effectuer, avec chaque retard différent, une atténuation Hi(c@) du signal élémentaire retardé (seri), fonction de la fréquence audio (Uf), cette atténuation étant une fonction monotone décroissante du temps de réverbération Tr(C) et proportionnelle à chaque retard, à effectuer, avant sommation pondérée desdits signaux élémentaires retardés avec ledit signal audio-numérique x(k), une correction spectrale t(z) vérifiant la rela- tion: |t(e)12 = Tr(WU) o -i, défini comme le retard absorbant, désigne la valeur de chaque retard, Zii désignant la somme de tous les retards absorbants. 2) Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit bouclage unitaire vérifie la relation AN = JN 2 UNT UN N o AN est la matrice de transfert du bouclage de dimension Nx N de coefficients de transfert aij, JN est une matrice de transfert obtenue par permuta- tion des lignes ou des colonnes de la matrice de transfert neutre IN de dimension Nx N, UNT est le vecteur colonne transposé du vecteur ligne UN de dimension N, UN = l 1, 1, 1 l. 3) Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce que ledit bouclage unitaire, pour une pluralité de N signaux élémentaires retardés, consiste à réinjecter, selon une correspondance bijective, à l'entrée de chaque retard d'un signal élémentaire retardé de rang i un signal élémentaire retardé de rang j, diminué de la somme, pondérée par le rapport 2/N, des signaux élémentaires retardés. 4) Procédé selon l'une des revendications précéden- tes, caractérisé en ce que, en vue de contrôler les instants d'arrivée et des amplitudes des échos précoces sans provo- quer de phénomène de coloration du signal réverbéré ou spatialisé, celuici consiste, en outre: à effectuer un décalage temporel tl,,ti,,t N des instants d'arrivée, au niveau dudit bouclage desdits signaux élémentaires, à choisir un écart de décalage, entre le plus grand et le plus petit des instants d'arrivée, inférieur à la plus petite valeur desdits retards absorbants -i, de façon à constituer lesdits signaux élémentaires décalés en une pluralité d'échos d'ordre 1 antérieurs à la réverbération tardive simulée. ) Procédé selon la revendication 4, caractérisé en ce que, en vue d'effectuer une spatialisation simultanée de plusieurs sources monophoniques dans une transmission stéréophonique, soumise au procédé de spatialisation et à un processus de réverbération simulée, celui-ci consiste à soumettre chaque signal monophonique à un processus de décalage temporel des instants d'arrivée de ce signal, pour engendrer une pluralité de N signaux monophoniques élémentaires décalés, de façon à constituer lesdits signaux monophoniques élémentaires décalés en une pluralité d'échos d'ordre 1 correspondants, à injecter, dans le bouclage appliqué aux signaux stéréophoniques soumis au processus de réverbération simulée, par sommation avant bouclage auxdits signaux élémentaires retardés, lesdits signaux monophoniques élémentaires décalés. 6) Système de spatialisation artificielle en temps réel d'un signal audio-numérique x(k) permettant d'engendrer un signal audio- numérique spatialisé y(k) comportant des moyens de retard d'une pluralité de signaux élémentaires xi(k) répliques du signal audio- numérique x(k), délivrant une pluralité de signaux élémentaires retardés, de retard différent, et des moyens additionneurs par combinaison linéaire de ces signaux élémentaires retardés délivrant une pluralité de signaux élémentaires retardés combinés, des moyens sommateurs d'un signal élémentaire retardé combiné à un des signaux élémentaires xi(k), préalablement au retard de celui-ci, des moyens de sommation pondérée desdits signaux élémentaires retardés et du signal audio-numérique x(k) pour engendrer ledit signal audio-numérique spatialisé y(k), système dans lequel les moyens additionneurs constituent un bouclage unitaire, pour lequel la pluralité de signaux élémentaires retardés combinés possède la même énergie que les signaux élémentaires retardés, ledit système comportant, en outre, d'une part, des moyens d'atténuation Hi( Lu) de chaque signal élémentaire retardé, en fonction de la pulsation audio (cu), ladite atténuation étant une fonction monotone décroissante du temps de réverbération Tr(CX), et proportionnelle à chaque retard, et, d'autre part, des moyens de correction spectrale t(z) de la somme des signaux élémentaires retardés, préalablement à leur sommation pondérée au signal audio-numérique x(k), ladite correction spectrale vérifiant la relation It(e J) 12 =E-li Tr(w) o Ti, défini comme le retard absorbant, désigne la valeur de chaque retard, E Ti désigne la somme de tous les retards absorbants, ledit système constituant un filtre réverbérant. 7) Système selon la revendication 6, caractérisé en ce que, lesdits moyens de réinjection sont formés par: une pluralité de N voies de retard reliées en parallèle par des modules sommateurs, chaque voie de retard de rang i comportant au moins successivement, un module multiplicateur (bi), un module sommateur de bouclage, un module retardateur de coefficient de retard (mi), un module atténuateur de fonction de transfert hi(co), un module multiplicateur (ci), une voie de transfert du signal audio-numérique compor- tant en cascade un module multiplicateur (d) et un module sommateur, la sortie du module sommateur de liaison en parallèle desdites voies de retard étant reliée au module sommateur de la voie de transfert par le module de correction spectrale t(z), une matrice de transfert de bouclage de dimensions Nx N, de coefficients de transfert aij, une colonne de la matrice de transfert étant reliée en sortie d'un module atténuateur de rang déterminé et une ligne de la matrice de transfert étant reliée à un module sommateur de rang correspondant d'une voie de retard et délivrant à celui- ci un signal élémentaire retardé combiné, combinaison linéaire des signaux élémentaires retardés, N serci E aji seri, j= 1 ladite matrice de transfert (AN) vérifiant la relation AN = JN 2 UNTUN, N dans laquelle, JN est une matrice obtenue par permutation des lignes ou des colonnes de la matrice de transfert neutre IN, de dimension Nx N, UNT est le vecteur colonne transposé du vecteur ligne de dimension N, UN l 1, 1, 1 l. 8) Système selon la revendication 7, dans lequel lesdits moyens additionneurs par combinaison linéaire, pour une pluralité de N signaux élémentaires retardés, sont formés par: des moyens de réinjection selon une correspondance bijective, à l'entrée de rang i desdits moyens retar- dateurs, d'un signal élémentaire retardé de rang j diminué de la somme pondérée par le rapport 2/N des signaux élémentaires retardés. 9) Système selon la revendication précédente, caractérisé en ce que pour chacune des voies de retard de rang i, le module retardateur de coefficient de retard mi et le module atténuateur hi(z) forment un module de retard absorbant (xi), ledit module de retard absorbant (ri) étant placé en aval du module sommateur de ladite voie de retard ou en amont de celui-ci sur la voie d'entrée de chaque signal élémentaire retardé combiné. ) Système selon la revendication 9, caractérisé en ce que chaque module de retard absorbant ti étant placé en amont du module sommateur de la voie de retard correspon- dante, lesdits signaux élémentaires xi(k) sont délivrés après pondération par les modules multiplicateurs bi par l'intermédiaire d'un module de retard des instants (ti) d'arrivée décalés temporellement, ce qui permet de constituer lesdits signaux élémentaires décalés en une pluralité d'échos d'ordre 1 antérieurs à la réverbération tardive simulée, lesdits coefficients multiplicateurs (bi) et ledit module de retard constituant un module de traite- ment des premiers échos interconnecté au filtre réverbérant. 11) Système selon l'une des revendications 6 à 9, caractérisé en ce que en vue de réaliser un filtre réverbérant pour un signal audio-numérique stéréophonique transmis sur une voie gauche et sur une voie droite, celui- ci comprend: une pluralité de N voies de retard réparties, d'une part, en N/2 voies de retard relatives à la voie gauche et permettant d'engendrer successivement N/2 signaux élémentaires gauches xi(k)g, puis N/2 signaux élémentai- res retardés gauches, serig, et d'autre part, en N/2 voies de retard relatives à la voie droite et permettant d'engendrer successivement N/2 signaux élémentaires droits xi(k)d, puis N/2 signaux élémentaires retardés droits, serid, des moyens sommateurs des N/2 signaux élémentaires retardés droits, serd, respectivement gauches, serg, suivis d'un module de correction spectrale droite, respectivement gauche et d'un module de filtrage passe- bas gauche et droit, une matrice de transfert de bouclage de dimension Nx N, N/2 colonnes de la matrice de transfert de bouclage étant reliées aux N/2 voies de retard transmettant les N/2 signaux élémentaires retardés droits et les N/2 autres colonnes de la matrice de transfert de bouclage étant reliées aux N/2 autres voies de retard transmet- tant les N/2 signaux élémentaires retardés gauches, N/2 lignes de la matrice de transfert de bouclage étant reliées chacune au module sommateur d'une voie de retard transmettant les N/2 signaux élémentaires droits xi(k)d et les N/2 autres lignes de la matrice de transfert de bouclage étant reliées chacune au module sommateur d'une voie de retard transmettant les N/2 signaux élémentaires gauches xi(k)g. 12) Utilisation d'un système de spatialisation artificielle en temps réel d'un signal audio-numérique selon l'une des revendications 6 à 11 pour simuler un phénomène de réverbération d'un signal audio-numérique monophonique ou stéréophonique. 13) Utilisation d'un système de spatialisation arti- ficielle en temps réel d'un signal audio-numérique stéréo- phonique en vue d'assurer un contrôle de la clarté et des directions de provenance des premiers échos de sources monophoniques selon la revendication 12, dans laquelle sont associés: un filtre réverbérant pour ledit signal audio-numérique stéréophonique, une pluralité de modules de traitement des premiers échos, à chaque module de traitement des premiers échos étant associé une ou plusieurs sources monophoniques, chaque module de traitement des premiers échos délivrant des signaux élémentaires décalés à l'entrée du module sommateur de chaque voie de retard, droite ou gauche, par l'intermédiaire d'une liaison de type BUS correspon- dante. 14) Utilisation d'un système de spatialisation artificielle en temps réel selon la revendication 12, consistant pour un nombre de retards relativement grand: à utiliser en parallèle P filtres réverbérants pour réaliser P bouclages, chaque bouclage comprenant N retards, et une matrice de bouclage unitaire Aj, j E l 1, Pl de dimension Nx N, lesdits P filtres reverbérants comprenant ainsi Nx P retards absorbants zji, i E l 1, Nl, à entrelacer les P bouclages ainsi réalisés au moyen de N matrices unitaires Bi, de dimension Px P, pour former un filtre réverbérant unique, ce qui permet d'augmenter la densité temporelle d'échos perçue dans le début de la réponse impulsionnelle dudit filtre réverbérant unique.