Brevet FR2693860A1 — publié le 19940121

z Convertisseur parallèle-série La présente invention concerne un convertisseur parallèle-série permettant de sérialiser un signal de données déphasé par rapport à un signal d'horloge locale. Typiquement un convertisseur parallèle-série reçoit dans un bus des données parallèles entrantes d'un équipement de traitement, et reproduit ces données parallèles sous une forme sérialisée dans un support de transmission. Un tel convertisseur comprend au moins un registre parallèle-parallèle et un registre parallèle- série. Ces deux registres, constitués à base de bascules logiques, sont agencés en cascade dans le convertisseur Le registre parallèle-parallèle reçoit les données parallèles entrantes qu'il transfère, au rythme d'un premier signal d'horloge, dans un bus de sortie appliqué à des entrées du registre parallèle- série Le registre parallèle-série est chargé, au rythme d'un second signal horloge, par ces données transférées qui sont ensuite sérialisées pour être transmises dans le support de transmission. Selon la technique antérieure, les premier et second signaux d'horloge, ayant une même fréquence, sont indépendants l'un de l'autre en ce qui concerne leur phase En effet, selon les réalisations conventionnelles, un phaseur est prévu dans le convertisseur pour générer le premier signal d'horloge qui cadence le transfert des données en sortie du registre parallèle-parallèle tandis qu'une base de temps du convertisseur fournit le second signal d'horloge indépendamment du premier signal d'horloge. Le phaseur est utilisé pour générer le premier signal d'horloge avec une phase fonction de la phase des données parallèles entrantes Les deux registres étant réalisés essentiellement avec des bascules logiques, leur fonctionnement dépend d'instants de transition logique (fronts montants ou descendants) des signaux d'horloge Il est donc naturel, notamment à des débits élevés, que des instants de transfert des données parallèles entrantes aux sorties du registre parallèle- parallèle coïncident avec des instants de chargement de ces données aux sorties du registre parallèle-parallèle, dans le registre parallèle-série. Dans ce cas précis, le chargement du registre parallèle-parallèle peut entraîner des pertes de données, dues au fait que des instants d'échantillonnage relatifs au chargement des données dans le registre parallèle-série ne correspondent pas avec des durées pendant lesquelles les données sont stables aux sorties du registre parallèle-parallèle. L'invention vise à remédier aux inconvénients précités en fournissant un convertisseur parallèle- série dans lequel les signaux d'horloge de cadencement du registre parallèle-parallèle et du registre parallèle-série sont dépendants. A cette fin, selon l'invention, un convertisseur parallèle-série recevant d'un équipement de traitement numérique des mots de données entrantes ayant chacun M bits parallèles pour les convertir en des bits sérialisés transmis à une première fréquence dans un support de transmission, comprend une base de temps, un registre parallèle- parallèle et un registre parallèle-série, t 3 2693860 ladite base de temps recevant un signal d'horloge à ladite première fréquence et produisant un signal d'horloge de chargement à une seconde fréquence M fois inférieure à ladite première fréquence pour cadencer le chargement des mots de données à bits parallèles, préalablement transférés à des sorties du registre parallèle-parallèle, dans le registre parallèle-série, et un premier signal d'horloge à ladite seconde fréquence transmis audit équipement de traitement numérique pour synchroniser celui-ci, et est caractérisé en ce que ladite base de temps établit en outre deux seconds signaux d'horloge à ladite seconde fréquence et sensiblement en opposition de phase l'un par rapport à l'autre, et en ce que ledit convertisseur comprend en outre un moyen d'analyse de phase pour analyser la phase desdits mots de données entrantes à bits parallèles relativement à la phase dudit premier signal d'horloge afin de sélectionner l'un desdits deux seconds signaux d'horloge selon que lesdits mots de données et le premier signal d'horloge sont approximativement en phase et en opposition de phase respectivement, en un signal d'horloge sélectionné qui cadence le transfert des mots de données aux sorties dudit registre parallèle-parallèle. Selon une réalisation préférée, le moyen d'analyse de phase comprend: plusieurs moyens de retard connectés en cascade, et imposant des retards dont la somme définit une durée d'analyse de phase prédéterminée, pour retarder l'un prédéterminé de M signaux de bit relatifs aux M bits parallèles dans lesdits mots de données entrantes en plusieurs signaux retardés, respectivement, ladite durée d'analyse étant inférieure à une demi-période desdits signaux d'horloge à la seconde fréquence, plusieurs moyens d'échantillonnage pour échantillonner ledit premier signal d'horloge en réponse à des transitions logiques prédéterminées dudit signal de bit prédéterminé et desdits signaux retardés afin de produire respectivement plusieurs signaux d'échantillonnage respectivement, et un moyen logique pour générer en fonction de deux desdits plusieurs signaux d'échantillonnage, un signal de commande dont les états logiques sélectionnent lesdits seconds signaux d'horloge respectivement. Par ailleurs, afin de remédier à la gigue dans les données entrantes dont les effets affectent particulièrement l'initialisation de fonctionnement du convertisseur, le moyen d'analyse de phase comprend en outre un moyen pour forcer, lors d'une procédure initiale de fonctionnement dudit convertisseur parallèle-série, le signal de commande en un signal forcé à un état donné sélectionnant l'un desdits deux seconds signaux d'horloge, et le signal de bit prédéterminé est reçu à travers un moyen d'initialisation de signal de commande pour initialiser à un état stable définitif, lors de ladite procédure initiale, ledit signal de commande forcé indépendamment d'une quelconque gigue de phase dans les mots de données entrantes inférieure à une gigue de phase maximale De préférence, la gigue de phase maximale est sensiblement égale à la différence entre la demi- période desdits signaux d'horloge à la seconde fréquence et ladite durée d'analyse de phase. D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante de deux 2693860 réalisations préférées en référence aux dessins annexés correspondants dans lesquels: la figure 1 montre un bloc-diagramme d'un convertisseur parallèle-série selon la technique antérieure; la figure 2 montre un bloc-diagramme d'un dispositif de rephasage inclus dans le convertisseur parallèle-série de la figure 1; la figure 3 montre un diagramme temporel de signaux logiques relatifs au fonctionnement du convertisseur parallèle-série selon l'invention; la figure 4 est un bloc-diagramme d'un convertisseur parallèle-série selon l'invention; la figure S est un diagramme temporel d'échantillonnage; la figure 6 montre un bloc-diagramme d'une première réalisation d'un circuit d'analyse de phase inclus dans le convertisseur parallèle-série selon l'invention; la figure 7 montre un diagramme temporel relatif au choix de l'un de deux "seconds" signaux d'horloge pour commander un transfert de mots de données entrantes aux sorties d'un registre parallèle-parallèle inclus dans le convertisseur parallèle-série selon l'invention; la figure 8 montre un diagramme temporel d'un "premier" signal d'horloge, pour présenter des effets dus à la gigue dans des signaux de données entrantes à convertir; la figure 9 montre un bloc-diagramme d'une seconde réalisation d'un circuit d'analyse de phase inclus dans le convertisseur parallèle- série selon l'invention et remédiant aux effets de gigue; et 6 2693860 la figure 10 montre en détail un exemple de circuit de retard à bascules inclus dans le circuit d'analyse de phase. En référence à la figure 1, un convertisseur parallèle-série selon la technique antérieure reçoit des données DE sous forme de mots ayant chacun M bits parallèles, d'un équipement de traitement numérique distant EQ dans un bus d'entrée BSO à M fils et produit en sortie ces données sous forme sérialisée dans un support de transmission ST Le convertisseur connu comprend typiquement une base de temps 1, un dispositif de rephasage 2, un registre parallèle- parallèle 3 et un registre parallèle-série 4. La base de temps 1 reçoit un signal d'horloge de traitement série H à une première fréquence F et produit un signal de chargement LOAD et un signal d'horloge de traitement parallèle HM à une seconde fréquence F/M, M désignant le nombre de fils du bus d'entrée B So du convertisseur parallèle-série Les signaux H et LOAD sont appliqués à deux entrées respectives du registre parallèle/série 4 Le signal d'horloge HM est appliqué à une entrée du dispositif de rephasage 2 et est transmis à l'équipement de traitement distant EQ en tant que signal d'horloge de référence Compte-tenu de ce signal d'horloge de référence HM, l'équipement de traitement distant dispose d'une fréquence (F/M) et d'une phase de référence pour transmettre à ladite fréquence, des mots de données DE à M bits parallèles dans le bus BSO, l'entier M étant typiquement égal à huit En fonction des mots de données reçus et du signal d'horloge HM, le dispositif 2 produit un signal d'horloge corrigé HC afin d'échantillonner correctement le signal de données Ce signal HC r résulte d'une correction de phase du signal d'horloge HM qui dépend de la distance séparant l'équipement de traitement distant EQ du convertisseur et introduisant un déphasage des données entrantes DE par rapport au signal d'horloge locale de traitement parallèle HM. Le signal d'horloge corrigé HC est appliqué à une entrée d'horloge du registre parallèle- parallèle 3 qui reçoit également, à travers un bus de sortie à M fils B 51 du dispositif de rephasage 2, les mots de données entrantes DE Dans le registre 3, les mots de données DE sont transférés au rythme du signal HC, via un bus de sortie à M fils B 52, à des entrées de données du registre parallèle-parallèle 4 Le signal de chargement LOAD commande le chargement des M bits de chacun des mots de données présent dans le bus B 52 dans M cellules de mémoire tampon du registre parallèle-série 4 Ces bits de mot mémorisés sous forme parallèle dans le registre parallèle-série 4 sont ensuite lus un à un sous la commande du signal d'horloge de traitement série H pour être transmis sous forme sérialisée dans le support de transmission ST Le signal de chargement LOAD est un signal impulsionnel périodique dont la largeur temporelle des impulsions est égale à une période du signal d'horloge de traitement série H, et dont la période est égale à M périodes de ce signal d'horloge H. Il apparaît, selon cette réalisation connue, que des fronts montants du signal d'horloge corrigé HC seront positionnés de façon " 1 pseudo-aléatoire" par rapport aux fronts montants des impulsions du signal de chargement LOAD Par conséquent la stabilité des données lors d'une phase de transfert entre registres 3 et 4 n'est pas garantie, et peut entraîner une perte de données. Par ailleurs, une gigue de phase peut être a priori présente dans les données entrantes DE Cette gigue provoque des changements de la phase du signal d'horloge corrigé HC, entraînant des transferts entre registres 3 et 4 à des instants variables imprévisibles qui sont néfastes au fonctionnement du convertisseur. Le premier inconvénient évoqué ci-dessus résulte d'une indépendance du signal d'horloge corrigé HC par rapport à une quelconque référence temporelle, contrairement au signal de chargement LOAD fourni par la base de temps locale 1 Un glissement de l'une des phases des signaux HC et LOAD par rapport à l'autre est ainsi engendré. La figure 2 montre en détail une réalisation connue du dispositif de rephasage 2 inclus dans le convertisseur de la figure 1 Le dispositif de rephasage 2, appelé également "phaseur", comprend un circuit de détection de transition et de calcul d'adresse 21, un circuit d'échantillonnage 22, un circuit de retard 23 et un multiplexeur N-vers-1 24. Le circuit de retard 23 est constitué de N lignes à retard 23 î à 23 N de retard élémentaire Td, connectées en série Le signal d'horloge de traitement parallèle HM produit par la base de temps 1 est appliqué à une entrée de la première ligne à retard 231, et chacune 23 N des lignes à retard 231 à 23 N reproduit en sortie ce signal d'horloge HM retardé de (n.Td), avec 1 23 N,-en une pluralité de signaux d'horloge déphasés. Ces signaux d'horloge déphasés sont appliqués, d'une 9 2693860 part, à N entrées du multiplexeur 24 et, d'autre part, à N entrées d'horloge du circuit d'échantillonnage 22, respectivement. Le circuit d'échantillonnage 22 est constitué de N bascules de type D 221 à 22 N recevant chacune par son entrée de données D l'un des bits parallèles des mots de données entrantes DE reçu à travers l'un des M fils du bus B So, et noté DEO Aux entrées d'horloge des bascules 221 à 22 N sont respectivement appliqués les signaux d'horloge déphasés produits aux sorties des lignes à retard 231 à 23 N Des sorties Q des bascules 22, à 22 N sont appliquées à des entrées respectives du circuit de détection de transition et de calcul d'adresse 21 Dans les bascules 221 à 22 N, le bit de données entrantes D Eo est échantillonné respectivement à des instants Td, ( 2 Td),, (N Td) succédant à un front montant du signal HM Les sorties Q des bascules sont représentatives sous forme discrète de l'état logique, " 1 " ou " O ", du bit de données entrantes D Eo aux différents instants d'échantillonnage successifs respectifs En choisissant convenablement le retard Td imposé par chacune des lignes à retard 231 à 23 N, les sorties Q des bascules indiquent la localisation temporelle d'un front montant ou descendant du bit, et plus généralement des transitions dans le signal de données DE Ainsi par exemple des niveaux " 1 " et 110 " 1 produits respectivement aux sorties des bascules 211 à 21 i et 21 i+l à 21 N, o i dénote un indice entier quelconque compris entre 1 et N, identifient la localisation d'un front descendant du signal DEO et donc d'une transition logique pour chacun des bits du signal DE, en correspondance de phase sensiblement avec le front montant du signal d'horloge déphasé produit à la sortie de la ième ligne à retard 23 i. En fonction des états des sorties Q des bascules dans le circuit d'échantillonnage 22, le circuit 21 établit une adresse adi qui correspond à l'indice de la bascule 21 i selon l'exemple ci-dessus L'adresse adi est appliquée à des entrées de sélection ES du multiplexeur 24 afin de sélectionner le signal d'horloge déphasé produit par la ligne à retard 23 i parmi les N signaux d'horloge déphasés de manière à produire le signal d'horloge corrigé HC en sortie du multiplexeur 24. _ Le diagramme temporel de la figure 3 est relatif au fonctionnement envisagé d'un convertisseur parallèle-série selon l'invention Dans ce diagramme, il est supposé que les données entrantes parallèles DE dans le bus BSO sont des mots à M= 8 bits parallèles. L'inconvénient principal inhérent au convertisseur parallèle-série selon la technique antérieure présenté ci-dessus réside dans le fait que le signal d'horloge corrigé en phase HC, dont les fronts montants provoquent des transferts de données du bus B 51 vers le bus B 52, est indépendant du signal de chargement LOAD des données du bus B 52 dans le registre parallèle-série 4 Selon l'invention, à la fois le signal de chargement LOAD, représenté sur une troisième ligne de la figure 3, et un signal d'horloge HM', montré sur une quatrième ligne, sont produits par une même base de temps locale incluse dans le convertisseur Ce signal d'horloge HM' de période M/F, égale à une durée de temps-mot des données entrantes DE, offre des fronts montant et descendant sensiblement compris entre deux impulsions du signal de chargement LOAD En fonction de la phase des il données entrantes, est sélectionné, ou bien le signal d'horloge HM', ou bien le signal complémentaire de celui-ci, noté HM', en un signal d'horloge sélectionné HS qui présente des fronts montants les plus adéquats pour coïncider avec des milieux de temps-mot des données entrantes DE afin que ces dernières soient échantillonnées correctement pour leur transfert dans le bus B 52. En référence à la figure 4, un convertisseur parallèle-série selon l'invention comprend une base de temps la, un inverseur logique lla, les deux registres parallèle-parallèle et parallèle-série 3 et 4, un circuit d'analyse de phase 5 et un commutateur électronique 6. La base de temps la reçoit un signal d'horloge de traitement série H ayant une fréquence F, et produit un signal de chargement LOAD, qui est appliqué à une entrée de chargement du registre parallèle-série 4, et des premier et second signaux d'horloge de traitement parallèle HM et HM' Le premier signal HM est appliqué à une entrée du circuit d'analyse 5 et est également transmis à un équipement de traitement numérique distant EQ afin que ce dernier transmette à la fréquence du signal HM des mots de données ayant chacun M bits parallèles dans un bus B So connecté à des entrées du circuit 5. Le second signal d'horloge de traitement parallèle HM', sensiblement déphasé par rapport au signal HM pour des raisons explicitées ultérieurement, est appliqué à deux entrées du commutateur 6, respectivement directement et à travers l'inverseur lla Le second signal d'horloge de traitement parallèle HM' et un second signal d'horloge de traitement parallèle complémentaire ou inversé HM' sont ainsi appliqués aux deux entrées respectives du commutateur 6 En fonction du déphasage entre les données parallèles entrantes DE et le premier signal d'horloge de traitement parallèle HM, le circuit d'analyse de phase 5 produit un signal de commande logique CM qui est appliqué à une entrée de commande EC du commutateur 6 En pratique, le commutateur 6 peut être un multiplexeur 2-vers-1 L'état logique du signal de commande CM à un instant donné sélectionne l'un desdits deux seconds signaux d'horloge HM' et HM' en le signal d'horloge sélectionné HS à appliquer à une entrée d'horloge du registre parallèle-parallèle 3 pour cadencer le transfert des mots de données entrantes DE dans le bus B 52 En revenant à la figure 3, il apparaît qu'une condition nécessaire au bon fonctionnement du convertisseur parallèle-série selon l'invention consiste en ce que des fronts montants des impulsions du signal de chargement LOAD ayant une largeur égale à une période du signal d'horloge H et délivrées toutes les M périodes du signal d'horloge H doivent succéder chacun de manière sensible à des fronts montant et descendant successifs dans le second signal d'horloge de traitement parallèle HM', sachant qu'un front descendant du signal HM' correspond à un front montant du signal complémentaire H'. Dans les réalisations décrites ci-après du circuit d'analyse de phase 5 inclus dans le convertisseur parallèle-série selon l'invention, l'entier M est supposé égal à 8 Ainsi les données parallèles entrantes DE sont transmises sous forme de mots à 8 bits parallèles dans le bus BSO Un mot de données entrantes DE stécrit donc sous la forme d'un octet (D Eo, DE 1, DE 2, DE 3, DE 4, DE 5, DE 6 DE 7 =DEM-1). En référence à la figure 6, le circuit d'analyse de phase 5 comprend un circuit de mémorisation 51, un circuit d'échantillonnage 52, un circuit de retard 53 et un circuit logique de génération de signal de commande 54 Seul, par exemple l'un des bits dans les mots de données entrantes DE, à savoir le bit de poids faible DE 0, est utilisé en tant que signal de bit prédéterminé par le circuit d'analyse 5 du convertisseur selon l'invention, bien que n'importe lequel des bits dans un mot de données à M= 8 bits parallèles transmis par le bus d'entrée BSO peut être utilisé puisque tous les bits d'un mot dans les fils respectifs du bus BSO présentent des phase et fréquence strictement identiques. Le circuit de retard 53 est constitué par exemple de trois lignes à retard 531 532 et 533 en série dont la première reçoit le signal de bit prédéterminé DEO de chacun des mots de données entrantes DE Chaque ligne à retard, 531 à 533, retarde d'un retard élémentaire Td prédéterminé le bit qu'elle reçoit Aux sorties des trois lignes à retard 531 à 533, sont donc obtenus des signaux de bit de poids faible retardés, c'est-à-dire déphasés respectivement par des multiples d'un déphasage élémentaire ( 2 X Td / Tm) o TM=M/F est la période des mots de données entrantes Le signal de bit de poids faible DEO et les signaux déphasés issus des lignes à retard 531 à 533 sont respectivement appliqués aux entrées d'horloge de quatre bascules de type D, 521, 522, 523 et 524 constituant le circuit d'échantillonnage 52. Les bascules 52 î à 524 reçoivent chacune par leur entrée de données D, le premier signal d'horloge HM. Dans ces différentes bascules 521 à 524, le premier signal d'horloge HM est échantillonné par les signaux déphasés de phases différentes, en réponse à chacun des fronts montants du signal de bit de poids faible non déphasé (non retardé) DEO Quatre états logiques résultant de l'échantillonnage du premier signal d'horloge HM en fonction des différentes phases successives sont ainsi fournis respectivement par les sorties Q-des quatre bascules 521 à 524 du circuit d'échantillonnage 52 Les sorties Q des quatre bascules 521 à 524 sont appliquées respectivement aux entrées de données D de bascules de type D 51, 512, 513 et 514 dans le circuit de mémorisation 51. L'entrée d'horloge de chaque bascule 511 à 514 reçoit le signal de bit prédéterminé D Eo Ainsi, en réponse à un front montant du signal DEO, les états logiques du premier signal d'horloge HM échantillonnés par les différents signaux déphasés sont stabilisés dans le circuit 51 et reproduits en synchronisme avec le front montant suivant du signal DEO aux sorties Q des bascules 511 à 514 Les sorties directes Q et inverses Q de deux des bascules 511 à 514, savoir des première et dernière bascules 511 et 514 du circuit d'échantillonnage 51 sont reliées à des entrées respectives du circuit de génération du signal de commande 54 qui reçoit également un signal de réinitialisation RESET Le circuit 54 génère le signal de commande CM en fonction particulièrement de signaux d'échantillonnage Q 1,Q 1 Q 4 et Q 4 aux sorties des bascules 51 et 514 pour commander le commutateur 6 (figure 4) afin de sélectionner, ou bien le second signal d'horloge HM', ou bien le second signal d'horloge inversé NM' Avant de revenir en détail sur le circuit de génération de signal de commande 54, il est maintenant fait référence aux figures 5 et 7 pour décrire le fonctionnement du circuit d'analyse de phase 5. Le diagramme temporel montré à la figure 5 concerne la scrutation du signal HM par le circuit d'échantillonnage 52 Une troisième ligne de ce diagramme temporel montre le premier signal d'horloge HM qui est appliqué à chacune des entrées de données D des bascules 521 à 524 du circuit d'échantillonnage 52 Des quatrième, cinquième, sixième et septième lignes montrent respectivement le signal de bit de poids faible DEO des données entrantes et les signaux résultant du déphasage ou retard du signal DEO aux sorties des trois lignes à retard 531 à 533. Les fronts montants de chacun de ces signaux constituent des instants d'échantillonnage du premier signal d'horloge HM dans les bascules 521 à 524 Ces différents instants d'échantillonnage successifs sont contenus dans une durée d'analyse de phase Ta, égale à 3 Td, du premier signal d'horloge HM Notamment ces différents instants d'échantillonnage du premier signal d'horloge HM permettent de "repérer" des débuts de temps-mot (fronts montants) des données entrantes relativement à des fronts montants ou descendants du premier signal d'horloge HM afin de sélectionner soit le second signal d'horloge Hr', soit le second signal d'horloge inversé HM I comme signal d'horloge HS pour transférer les mots de données entrantes DE dans le bus B 52 Le fonctionnement du convertisseur parallèle- i S série selon l'invention doit satisfaire les deux conditions suivantes: d'une part, pour assurer le transfert des données entrantes DE dans le bus B 52, doit être sélectionné celui des deux signaux d'horloge, HM' et HM', qui présente des fronts montants les mieux centrés dans les durées de temps-mot des données entrantes DE ou, en d'autres termes, les plus éloignés des zones de transition par nature instables des données entrantes au voisinage des débuts et fins de temps-mot; et d'autre part, pour prélever et mémoriser des mots de données présents dans le bus B 52, le signal de chargement LOAD du registre parallèle-série 4 doit présenter des fronts montants d'échantillonnage relativement éloignés temporellement des fronts montants des signaux d'horloge HM' et HM' afin que les mots de données soient stables dans le bus B 52 après leur transfert, octet par octet dans le cas o M = 8, sous la commande du signal d'horloge approprié HS, c'est-à-dire HM' ou 11,' En se référant à la figure 5 et en considérant en outre la première condition précitée, deux informations peuvent être extraites concernant la durée d'analyse Ta ou, ce qui est équivalent, la somme des retards élémentaires Td imposés par les lignes à retard 531 à 533 Tout d'abord, cette durée d'analyse Ta doit être inférieure à la moitié de la période du premier signal d'horloge HM afin de détecter au maximum un seul front, montant ou descendant, dans ce signal d'horloge HM, la détection d'un seul front étant suffisante pour "repérer" la phase des mots de données entrantes relativement au signal d'horloge HM. Par ailleurs cette durée d'analyse Ta doit être supérieure à un temps minimal de prépositionnement des mots de données entrantes DE sur les entrées du registre parallèle-parallèle 3 Sans cela, il ne serait pas possible de "repérer" dans une plage de temps suffisamment grande la phase des mots de données entrantes DE relativement au signal d'horloge HM et ainsi assurer de manière certaine que des débuts de temps-mot des mots de données entrantes DE ne sont pas situés au voisinage de fronts montants de l'un des deux signaux d'horloge HM' et HM' sélectionné en le signal HS. Le diagramme temporel de la figure 7 vise à établir une correspondance entre les différents états d'échantillonnage pouvant être produits aux sorties des bascules 511 à 514 du circuit de mémorisation 51 et le signal d'horloge HM' ou Hh? l à sélectionner comme signal d'horloge de transfert des mots de données entrantes DE dans le bus B 52. Il est à noter que l'un HM' des deux seconds signaux d'horloge est sensiblement en avance de phase par rapport au premier signal d'horloge HM et l'autre second signal d'horloge HMY' est par définition en opposition de phase par rapport au signal HM' Dans une quatrième ligne de la figure 7est délimitée une plage temporelle pt dans laquelle peut être localisé temporairement le début de temps-mot des données entrantes DE, sachant qu'un front montant du signal HM est détecté au moyen des bascules 511 à 514 du circuit de mémorisation 51, en tenant compte des limites supérieure et inférieure de la durée d'analyse Ta telles que définies précédemment Dans le cas d'une détection d'un front montant du signal HM par échantillonnage au moyen du signal DEO, chacun des mots de données entrantes DE est nécessairement inscrit entre deux phases maximales telles que représentées en trait continu et trait discontinu respectivement sur la quatrième ligne de la figure 7. Il apparaît dans ce cas que le signal d'horloge inversé HM' doit être choisi pour échantillonner les données entrantes DE afin de les transférer dans le bus B 52 aux entrées du registre parallèle-série 4 En effet, comme le montrent des zones minces -hachurées sur cette quatrième ligne, si le signal HM' était sélectionné pour échantillonner les données entrantes DE, des instants d'échantillonnage pourraient sensiblement coïncider avec des débuts de temps-mot des données entrantes DE, une telle coïncidence étant susceptible de causer une perte des données à transférer dans le bus B 52. Une cinquième ligne dans la figure 7 montre que, dans le cas o un front descendant du signal HM est détecté lors des échantillonnages successifs par le signal DEO retardé, le second signal d'horloge HM' doit être sélectionné pour échantillonner les données parallèles entrantes pour leur transfert dans le bus B 52 Volontairement, deux cas particuliers n'ont pas été traités ci-dessus, savoir les cas o ni le front montant, ni le front descendant du premier signal d'horloge HM ne sont détectés Ces cas correspondent au même état logique, " 1 " ou l'0 "t, aux sorties Q de toutes les bascules 511 à 511 dans le circuit de mémorisation 51 En revenant à la figure 7 et en maintenant l'hypothèse que la durée d'analyse Ta est strictement supérieure à une durée minimale de prépositionnement de chacun des mots de données entrantes DE et est strictement inférieure à une demi- période du premier signal d'horloge HM, il est étudié ci-après le cas o toutes les bascules de mémorisation 511 à 514 mémorisent un état " 1 " Une telle mémorisation peut se produire lorsqu'elle succède à une mémorisation antérieure, ou bien des états " O ", i" 1 ", " 1 " et " 1 ", ou bien des états " 1 ", " 1 ", " 1 "t, " 1111 ", dans les bascules 511 à 514, respectivement en fonction du sens du glissement de la phase des données entrantes DE relativement à la phase du signal d'horloge HM. Si les états " 1 ", " 1 ", " 1 ", et " 1 " succèdent aux états " O ", " 1 ", " 1 ", et " 1 " aux sorties des bascules 511 à 514, cela signifie, en se reportant à la quatrième ligne de la figure 7, que les données entrantes DE sont alors pour ces états " 1 ", " 1 ", " 1 " et " 1 "r sensiblement en avance de phase par rapport au temps-mot représenté en pointillé et correspondant aux états " O ", " 1 "', " 1 "' et "l" Le signal d'horloge NM' est alors maintenu de manière à assurer un bon fonctionnement du convertisseur parallèle-série et à éviter un changement néfaste de la phase du signal d'horloge sélectionné HS ordonnant le transfert des mots de données entrantes aux sorties du registre parallèle-parallèle 3. Si les états " 1 ", ", ", " 1 " et " 1 " succèdent aux états " 1 ", " 1 ", " 1 "' et " O ", cela signifie en se reportant à la cinquième ligne de la figure 7, que les mots de données entrantes DE sont alors sensiblement en retard de phase par rapport au temps-mot représenté en trait continu sur la cinquième ligne et correspondant à des états '", ", ", " 1 " et "O" Le second signal d'horloge HM' est alors maintenu pour échantillonner les données entrantes DE afin de les reproduire aux sorties du registre parallèle-parallèle 3. Par un raisonnement identique, un résultat similaire est obtenu pour des états "O O ", "O O ", 110 " et " O " mémorisés aux sorties des bascules 511 à 514 du circuit de mémorisation 51 en maintenant le second signal d'horloge HM' ou HM' sélectionné précédent. En conséquence, une table de vérité TV est établie, comme suit: TABLE TV SORTIES Q DES BASCULES 511 512 513 514 SIGNAL D'HORLOGE SELECTIONNE 0 O O O i PRECEDENT O O O 1 11 N'HX, (CM = 0) 0 O 1 1 HM' (CM = 0) o o 1 1 HM' (CM = 0) o 11 l HM, (c M =) 1 1 1 1 I PRECEDENT I 1 1 1 O HM' (CM = 1) 1 1 O O HM' (CM = 1) 1 O O O O HM' (CM = 1) Les secondes et troisièmes bascules 522 et 523, 512 et 513, dans les circuits 52 et 51 peuvent en pratique être suprimées, et ne sont illustrées dans la figure 6 (ou 9) que pour la compréhension du fonctionnement du circuit 5. En référence à nouveau à la figure 6, le circuit de génération de signal de commande 54 est conçu pour générer le signal CM commandant le commutateur 6 de sorte que les sorties des bascules 511 à 514 contribuent en combinaison à sélectionner le second signal d'horloge HM' ou le second signal d'horloge inversé HM' en sortie du commutateur 6, en correspondance avec la table TV Comme cela apparaît dans cette table, seules les sorties Q et Q des première et dernière bascules 511 et 514 dans le circuit de mémorisation 51 sont nécessaires à la génération du signal de commande CM. Le circuit de génération 54 comprend un inverseur 541, deux portes NON- ET à deux entrées 542 et 543 et une bascule RS à entrées multiples 544 La bascule RS est constituée par une porte NON-ET à trois entrées 544 et une porte NON-ET à deux entrées 545, la sortie de la porte 544 produisant le signal de commande CM. Une double entrée de mémorisation EM de la bascule RS 544 est constituée par deux entrées de la porte 544 qui sont reliées à une entrée du signal de réinitialisation RESET à travers ltinverseur 541 et à la sortie de la porte 542 dont les entrées sont reliées à la sortie Q de la bascule 511 et la sortie complémentaire Q de la bascule 514, respectivement. Une entrée d'effacement EE de la bascule RS 544 est constituée par une entrée de la porte 545 qui est reliée à la sortie de la porte 543 dont les entrées sont reliées à la sortie complémentaire Q de la bascule 51 et la sortie Q de la bascule 514, respectivement Le circuit 54 est équivalent à une bascule RS ayant deux entrées d'excitation: une entrée unique de mise à " 1 " S(set) et une entrée de mise à "O" R (reset) définies par les relations logiques: S = RESET + Q 1 Q 4; et R = Q 4-Q 1 o Q 1 et Q 4 désignent respectivement les sorties de données Q des bascules 511 et 514. Ainsi le signal de sortie de la bascule équivalente RS, c'est-à-dire le signal de commande CM, est à l'état " 1 " lorsque Qî est à l'état " 1 " et Q 4 à l'état "O", par la fonction d'excitation S. Inversement le signal CM est à l'état " O " lorsque Qî est à l'état "O" et Q 4 est à l'état " 1 ", par la fonction d'excitation R Dans le cas o Q 4 et Q 1 sont tous deux à l'état " 1 " ou " O ", l'état précédent du signal CM est maintenu conformément au fonctionnement des bascules RS puisque R = S = " O " Le signal RESET est utilisé pour forcer la sortie de la bascule RS 544 et donc le signal CM à un état donné " 1 " lors d'une phase d'initialisation. La première réalisation de convertisseur parallèle-série selon l'invention décrite précédemment particulièrement en référence aux figures 6 et 7, est de préférence utilisée lorsque sensiblement la gigue de phase n'est pas susceptible de contrarier le transfert des données entrantes. La seconde réalisation de convertisseur parallèle-série selon l'invention décrite ci-après en référence aux figures 8 et 9, remédie à des effets de gigue de phase. Comme montré dans la table de vérité TV, il apparaît qu'un changement d'état du signal de commande CM, qui implique la substitution du signal d'horloge HM' au signal HM' ou inversement, pour cadencer le transfert des mots de données entrantes DE se produit lorsque les sorties Q 1 et Q 4 des bascules 511 et 514 du circuit de mémorisation 51 basculent des états " 1 " et " O " en les états " O " et " 1 ", ou des états " O " et " 1 " en les états " 1 " et " O ", respectivement. La figure 8 montre sur une première ligne le premier signal d'horloge HM, tandis qu'une seconde ligne de cette figure représente, dans un cas extrême, une gigue de phase Gmax des données entrantes entraînant un saut de phase du signal sélectionné HS cadençant le registre parallèleparallèle, ou plus précisément un changement de la sélection des deux signaux d'horloge HM et HM' Une gigue de phase des données entrantes DE prenant une valeur maximale donnée par Gmax = TM/2 Ta, o TM est la période du signal d'horloge HM et Ta est la durée d'analyse égale à la somme des trois retards élémentaires Td imposés par les lignes à retard 531 532 et 533 du circuit de retard 53, entraîne un changement du signal d'horloge sélectionné HS En accord avec la table de vérité TV, l'exemple illustré à la figure 8 correspond au basculement des sorties Q 1 et Q 4 des bascules 511 et 514, des états " 1 " et " O " en les états " O " et 11 'il, et à un changement du signal sélectionné HS de HM' en HM'. Dans la suite, référence est faite à un exemple préféré selon lequel la durée d'analyse Ta est égale à un quart de période du signal d'horloge HM, soit Ta = TM/4 Dans cet exemple, la valeur de la gigue maximale Gmax est égale à 12 ns pour une fréquence d'horloge du signal d'horloge de traitement série H égale à 155 M Hz et pour des mots de données constitués de M= 8 bits, ce qui correspond à une limite supérieure de gigue de phase largement acceptable même pour des conditions extrêmes La gigue de phase admissible est inférieure à cette gigue de phase Gmax. Néanmoins, avec une gigue de phase des données entrantes inférieure à Gmax, et compte-tenu de la condition précitée sur Ta (Ta = TM/4), les sorties Q des bascules 511 à 514 peuvent basculer d'états donnés à des états suivants qui sont immédiatement adjacents dans la table de vérité TV Plus précisément, les sorties Q des bascules 511 à 514 ne peuvent alors basculer que vers, ou bien des états immédiatement adjacents supérieurs, ou bien des états immédiatement adjacents inférieurs dans la table de verité TV. Ainsi, à titre d'exemple, les sorties Q des bascules 511 et 514 peuvent basculer des états 11 " O "T et " O ", soit en les états " O " et " 1 ", soit en les états " 1 " et " O ". Il a été montré, en référence à la figure 6, qu'un signal RESET force, lors de l'initialisation du convertisseur, la sortie de la bascule RS 544 et donc le signal de commande CM à un état " 1 " Or il est possible que, suite à cette étape de réinitialisation, les états de sortie "naturels" initiaux des bascules 511 et 514 soient " O " et " O ", ou " 1 " et " 1 " (table de vérité), et maintiennent ainsi le signal de commande CM à l'état " 1 " Mais il a été vu précédemment que la gigue de phase G des données entrantes DE peut provoquer un basculement d'états donnés des bascules 511 et 514 en des états immédiatement adjacents supérieurs ou inférieurs. Ainsi, en référence à la table de vérité TV, les états " O " et " O ", ou " 1 " et " 1 ",mémorisés respectivement aux sorties des bascules 511 et 514, et correspondant à un état " 1 " du signal de commande CM suite à la réinitialisation (RESET = " 1 ")du convertisseur, peuvent basculer en les états 110 " 1 et " 1 " Le signal de commande CM prend alors l'état " O ", en imposant un changement de phase du signal d'horloge sélectionné HS après la réinitialisation, changement de phase très néfaste au fonctionnement du convertisseur et pouvant entraîner des pertes de données En supposant maintenant, qu'immédiatement après l'initialisation du signal de commande CM à l'état " 11 ' par le signal RESET, le signal de commande CM bascule à l'état " O " lors d'une augmentation de la gigue de phase G, alors le signal CM ne peut plus ensuite rebasculer à l'état " 1 ", puisque comme signalé ci-dessus, compte tenu des conditions sur la gigue de phase G (G de la gigue de phase. Le problème de la gigue de phase ne se pose donc que si la sortie "naturelle" initiale de la bascule RS 544 produisant le signal de commande CM prend un état " 1 " identique à l'état auquel la bascule RS est initialement forcée lors de l'initialisation par le signal RESET Plus précisément, ce problème de gigue de phase se pose si les sorties des bascules 511 et 514 prennent des états " 1 ", " 1 " ou " O ", " O " en maintenant le signal de commande CM à l'état " 1 " Dans ce cas en effet, la gigue de phase peut faire basculer les sorties des bascules 511 à 514 en des états immédiatement adjacents, soit " O " et " 1 " pour les bascules 511 et 514, entraînant un changement de phase du signal d'horloge sélectionné HS Il faut noter cependant que, si la gigue du signal de données est 26 2693860 inférieure à la gigue de phase maximale Gmax, ce saut de phase ne se produira qu'une fois. La figure 9 montre une seconde réalisation d'un circuit d'analyse de phase 5 A inclus dans un convertisseur parallèle-série selon l'invention et résolvant ce problème de gigue de phase Le circuit 5 A comprend le circuit de mémorisation 51, le circuit d'échantillonnage 52, le circuit de retard 53 et le circuit de génération de signal de commande 54 identiques à et agencés de la même manière que ceux dans le circuit précédent 5 montré à la figure 6 Le circuit d'analyse de phase 5 A comporte, en outre, un circuit d'initialisation de signal de commande 55 Ce circuit 55 comprend deux lignes à retard 5511 et 5512 connectées en cascade et imposant chacune un retard élémentaire Tr, un multiplexeur 4-vers-1 552, un compteur synchrone à 2 bits 553 constitué de deux bascules de type D 5531 et 5532, une porte NON-ET à deux entrées 554 et une porte ET à deux entrées 552. Quatre entrées EO, E 1, E 2, et E 3 du multiplexeur 552 reçoivent le signal relatif à l'un prédéterminé des fils du bus d'entrée de convertisseur, par exemple celui correspondant au signal de bit de poids faible DEO des mots de données à M bits parallèles DE, respectivement à travers la première ligne à retard 551, à travers les deux lignes à retard 5511 et 5512 directement, et à travers la première ligne à retard 5511 Deux entrées d'adresse AD du multiplexeur 552 sont reliées à deux sorties respectives Q du compteur 553 et sélectionnent respectivement les entrées EO, E 1, E 2 et E 3 lorsque AD="OO", " 10 ", " 11 " et " 01 " Une sortie S du multiplexeur 552 est appliquée à l'entrée de la première ligne à retard 531 dans le circuit de retard 53, à l'entrée d'horloge de la première bascule 521 dans le circuit d'échantillonnage 52 et aux entrées d'horloge des bascules 511 à 514 dans le circuit de mémorisation 51, comme y est appliqué directement le signal de bit prédéterminé DEO dans le circuit 5 montré à la figure 6. Les deux entrées de la porte 554 sont connectées respectivement à la sortie de données Q de la bascule 5532 et la sortie de données complémentaires Q de la bascule 5531 Ainsi la sortie de la porte NON-ET 554 est à l'état " O " pour des états " O " et " 1 " mémorisés aux sorties respectives Q des bascules 5531 et 5532 du compteur 553 La sortie de la porte 554 et le signal de bit prédéterminé DEO sont appliqués respectivement aux entrées de la porte ET 555 Le signal D Eo n'est validé à la sortie de la porte 555 que pour des états respectifs mémorisés aux sorties Q des bascules 5531 et 5532 du compteur 553 différents de " O " et " 1 " Ce signal DEO est fourni aux entrées d'horloge des bascules 5531 et 5532 Dans le compteur synchrone 553, la sortie de données complémentaire Q de la seconde bascule 5532 est rebouclée sur l'entrée de données D de la première bascule 5531 Le signal de réinitialisation RESET appliqué à une entrée du circuit de génération de signal de commande 54, afin de forcer le signal de commande CM à l'état " 1 il lors d'une phase d'initialisation, et est également fourni à deux entrées de réinitialisation R des bascules 5531 et 5532 du compteur 553. Comme évoqué précédemment, le circuit d'initialisation du signal de commande 55 est destiné à positionner le signal de commande CM à un état stable définitif lors de l'étape d'initialisation du convertisseur. Lors de l'étape d'initialisation, le signal de réinitialisation RESET commande la mise à zéro, " O " et " O ", des sorties Q du compteur 553 Trois fronts montants successifs du signal de bit prédéterminé DEO mettent respectivement les sorties Q des bascules 5531 et 5532 dans ce compteur aux états " 1 " et " O " puis, " 1 " et " 1 " puis " 10 " 1 et T'if Ces deux derniers états " O " et '1 fil du compteur 553 ne sont alors plus modifiés puisque la sortie de la porte NON-ET 554 est à l'état " O " qui ne valident pas, à travers la porte fermée ET 555, le signal de bit prédéterminé DEO. Pour ces quatre couples d'états successifs aux sorties Q du compteur 553, les entrées Eo, E 1, E 2 et E 3 sont respectivement sélectionnées en sortie S du multiplexeur 552 Ainsi successivement, les signaux DEO respectivement retardé de Tr, puis retardé de 2 Tr, puis non retardé et enfin à nouveau retardé de Tr sont sélectionnés en sortie S du multiplexeur 552. Le retard Tr est sensiblement pris égal à la gigue maximale crête Gmax supportée par le convertisseur. L'utilisation des deux lignes à retard 5511 et 5512 constitue un moyen d'étudier le comportement du convertisseur en présence de gigue de phase pour des excursions positive et négative maximales de cette gigue de phase autour d'une phase moyenne du signal de bit prédéterminé DEO déterminée par la phase du signal DEO, alors retardé de Tr par la ligne à retard 5511. Comme signalé précédemment dans la description, si la gigue de phase G est inférieure à la gigue de phase maximale Gmax, alors lors de ces deux changements de phase par des excursions positive et négative de la gigue de phase, le signal de commande CM garde ou prend un état stable définitif et donc l'horloge sélectionnée HS ne subit par la suite aucun changement de phase. En sachant que lors de l'initialisation, le signal RESET force le signal de commande CM à l'état " 1 ", pour sélectionner ainsi le signal d'horloge HM', deux cas peuvent se produire lors de cette initialisation Si lors des excursions positive et négative de la phase du signal de données d'entrée de part et d'autre d'une phase de signal DEO retardé de Tr, le signal de commande CM est maintenu à l'état " 1 ", alors cet état est définitif Si lors de ces excursions, le signal CM bascule à l'état " O ", ce qui correspond à des états " 1 " et " 1 ", ou " O " et " O ", mémorisés aux sorties des bascules 511 et 514 respectivement suite à l'application du signal RESET et avant les excursions positive'et négative de la gigue de phase du signal de bit prédéterminé DEO, alors cet état " O " est définitivement maintenu pour le signal de commande CM, et le signal d'horloge HM' est sélectionné pour cadencer le registre parallèle- parallèle 3 Il doit être noté que ce problème de gigue de phase ne se pose que lorsque le signal de commande CM prend un état " 1 " après le RESET, et que cet état " 1 " correspond à des sorties de bascules 511 et 514, respectivement à " O " et " O ", ou " 1 " et " 1 ". Comme signalé précédemment, la gigue de phase maximale Gmax admissible par le convertisseur parallèle-série selon l'invention est directement fonction de la durée d'analyse Ta égale à la somme des trois retards Td imposés par les lignes à retard 531 à 533 du circuit de retard 53. Selon une première variante, chacune de ces lignes à retard est réalisée par une chaîne d'inverseurs en cascade et en nombre pair Chaque inverseur produit un retard fonction des dimensions des transistors qui le compose. Selon une seconde variante montrée à la figure , le circuit de retard 53 est constitué de plusieurs bascules de type D,BA, connectées en cascade. L'entrée de données de la première bascule BA, reçoit le signal de bit prédéterminé DEO selon la figure 6, ou le signal en sortie S du multiplexeur 552 selon la figure 9 La sortie Q de chacune des autres bascules est reliée à l'entrée D de la bascule suivante respective Chacune des lignes à retard 531 à 533 peut être constituée par une ou plusieurs bascules dont le nombre dépend de la durée d'analyse Ta et du nombre de bits M dans les mots de données DE, c'est-à- dire du rapport M entre la fréquence du signal d'horloge de bit H et de la fréquence des signaux d'horloge de mots HM et HS Les entrées d'horloge des bascules BA reçoivent, alternativement une sur deux, respectivement le signal d'horloge de traitement série H et le signal complémentaire H de ce dernier Ainsi chaque bascule induit un retard égal à une demi- période du signal d'horloge H. A titre d'exemple, la figure 10 illustre un circuit de retard 53 composé de deux lignes à retard 531 et 533 imposant chacune un retard Td égal à une demi-période du signal d'horloge H, et comprenant chacune deux bascules BA, et BA 2, BA 3 et BA 4 afin de conférer une durée d'analyse de phase Ta égale à une période et demi du signal H. 31 2693860 REVENDICATIONS 1 Convertisseur parallèle-série recevant d'un équipement de traitement numérique (EQ) des mots de données entrantes (DE) ayant chacun M bits parallèles (DEO à DE M 11) pour les convertir en des bits sérialisés transmis à une première fréquence (F) dans un support de transmission (ST), ledit convertisseur comprenant une base de temps (la), un registre parallèle- parallèle ( 3) et un registre parallèle-série ( 4), ladite base de temps (la) recevant un signal d'horloge (H) à ladite première fréquence (F) et produisant un signal d'horloge de chargement (LOAD) à une seconde fréquence (F/M) M fois inférieure à ladite première fréquence (F) pour cadencer le chargement des mots de données à bits parallèles (DE), préalablement transférés à des sorties du registre parallèle- parallèle ( 3), dans le registre parallèle-série ( 4), et un premier signal d'horloge (HM) à ladite seconde fréquence transmis audit équipement de traitement numérique pour synchroniser celui-ci, caractérisé en ce que ladite base de temps (la) établit en outre deux seconds signaux d'horloge (HM', HM') à ladite seconde fréquence et sensiblement en opposition de phase l'un par rapport à l'autre, et en ce que ledit convertisseur comprend en outre un moyen d'analyse de phase ( 5) pour analyser la phase desdits mots de données entrantes à bits parallèles (DE) relativement à la phase dudit premier signal d'horloge (HM) afin de sélectionner l'un desdits deux seconds signaux d'horloge (HM', HM') a: ' t, 32 2693860 selon que lesdits mots de données et le premier signal d'horloge sont approximativement en phase et en opposition de phase respectivement, en un signal d'horloge sélectionné (HS) qui cadence le transfert des mots de données (DE) aux sorties dudit registre parallèle-parallèle ( 3). 2 Convertisseur parallèle-série conforme à la revendication 1, caractérisé en ce que ledit premier signal d'horloge (HM) et l'un desdits deux seconds signaux d'horloge (HM', HNI') sont sensiblement déphasés l'un par rapport à l'autre. 3 Convertisseur parallèle-série conforme à la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que des instants de chargement dudit registre parallèle-série ( 4) déterminés par ledit signal d'horloge de chargement (LOAD) se produisent périodiquement sensiblement après des instants de transfert de mots de données entrantes déterminés par l'un quelconque desdits deux seconds signaux d'horloge (HM', HM'). 4 Convertisseur parallèle-série conforme à l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que la base de temps (la) établit l'un desdits deux seconds signaux d'horloge (HM') directement, et l'autre (HM') desdits deux seconds signaux d'horloge à travers un moyen inverseur logique (lla) recevant ledit un second signal d'horloge (HM'). Convertisseur parallèle-série conforme à l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que ledit moyen d'analyse de phase ( 5) comprend plusieurs moyens de retard ( 531 532 533) connectés en cascade, et imposant des retards dont la 33 2693860 somme définit une durée d'analyse de phase prédéterminée (Ta), pour retarder 1 'un prédéterminé (DEO) de M signaux de bit relatifs aux M bits parallèles dans lesdits mots de données entrantes (DE) en plusieurs signaux retardés, respectivement, ladite durée d'analyse (Ta) étant inférieure à une demi- période desdits signaux d'horloge (HM, HM', HM') à la seconde fréquence (F/M), plusieurs moyens d'échantillonnage ( 52 î, 522 523, 524) pour échantillonner ledit premier signal d'horloge (HM) en réponse à des transitions logiques prédéterminées (" O " vers " 1 ") dudit signal de bit prédéterminé (DEO) et desdits signaux retardés afin de produire respectivement plusieurs signaux d'échantillonnage (Q, 52) respectivement, et un moyen logique ( 54) pour générer, en fonction de deux (Q 1, Q 4) desdits plusieurs signaux d'échantillonnage, un signal de commande (CM) dont les états logiques sélectionnent lesdits seconds signaux d'horloge (HM', HM') respectivement. 6 Convertisseur parallèle-série conforme à la revendication 5, caractérisé en ce qu'il comprend un moyen de commutation ( 6) recevant par deux entrées respectives lesdits deux seconds signaux d'horloge (HM, Hm') et par une entrée de commande (EC) ledit signal de commande (CM) pour appliquer au registre parallèle-parallèle ( 3) l'un desdits deux seconds signaux d'horloge (HM', Hm ') en tant que ledit signal d'horloge sélectionné (HS), en fonction de l'état logique du signal de commande. 7 Convertisseur parallèle-série conforme à la revendication 5 ou 6, caractérisé en ce que ledit moyen d'analyse de phase ( 5) comprend en outre 4 i, 34 2693860 plusieurs moyens de mémorisation ( 51,, 512, 513 514) connectés entre lesdits plusieurs moyens d'échantillonnage et ledit moyen logique pour mémoriser pendant une durée de transmission d'un mot de données entrantes à bits parallèles (DE), des états logiques desdits signaux d'état d'échantillonnage (Q, 52) produits respectivement par lesdits plusieurs moyens d'échantillonnage ( 52 î, 522, 523, 524). 8 Convertisseur parallèle-série conforme à l'une quelconque des revendications 5 à 7, caractérisé en ce que lesdits deux signaux d'échantillonnage (Q 1, Q 4) résultent de l'échantillonnage dudit premier signal d'horloge (HM) par ledit signal de bit prédéterminé (DEO) et le plus retardé desdits signaux retardés, et ledit moyen logique ( 54) comprend un premier moyen d'entrée ( 542) sensible à l'un (Q 1) desdits deux signaux d'échantillonnage et à un signal inverse de l'autre (Q 4) desdits deux signaux d'échantillonnage afin que ledit moyen logique génère un premier état logique (CM=" 1 ") dudit signal de commande sélectionnant l'un (H Mp) desdits deux seconds signaux d'horloge, et un second moyen d'entrée ( 543) sensible audit autre (Q 4) desdits deux signaux d'échantillonnage et à un signal inverse dudit un (Qj) desdits deux signaux d'échantillonnage afin que ledit moyen logique génère un second état logique (CM='" O " 1) dudit signal de commande sélectionnant l'autre (HM') desdits deux seconds signaux d'horloge. 9 Convertisseur parallèle-série conforme à l'une quelconque des revendications 5 à 8, caractérisé en ce que ledit moyen d'analyse de phase ( 5 A) comprend en outre un moyen ( 541, RESET) pour forcer, lors d'une procédure initiale de fonctionnement dudit t et 2693860 convertisseur parallèle-série, le signal de commande (CM) en un signal forcé à un état donné (" 1 ") sélectionnant l'un (I Mm') desdits deux seconds signaux d'horloge, et ledit signal de bit prédéterminé (DEO) est reçu à travers un moyen d'initialisation de signal de commande ( 55) pour initialiser à un état stable définitif, lors de ladite procédure initiale, ledit signal de commande forcé indépendamment d'une quelconque gigue de phase dans les mots de données entrantes (DE) inférieure à une gigue de phase maximale (Gmax)- Convertisseur parallèle-série conforme à la revendication 9, caractérisé en ce que la gigue de phase maximale (Gmax) est sensiblement égale à la différence entre la demi-période desdits signaux d'horloge (HM, HM', HI ') à la seconde fréquence (F/M) et ladite durée d'analyse de phase (Ta). 11 Convertisseur parallèle-série conforme à la revendication 9 ou 10, caractérisé en ce que ledit moyen d'initialisation ( 55) comprend des premier et second moyens de retard connectés en cascade ( 5511, 5512) recevant ledit signal de bit prédéterminé (DEO) pour produire respectivement des premier et second signaux retardés, et un moyen ( 552, 553) pour sélecter pendant ladite procédure initiale successivement le premier signal retardé par le premier moyen de retard ( 5511), puis le second signal retardé par les premier et second moyens de retard ( 5511, 5512), puis ledit signal de bit prédéterminé, et enfin ledit premier signal retardé, chacun desdits premier et second moyens de retard imposant un retard (Tr) sensiblement égal à la gigue de phase maximale (Gmax). I r 36 2693860 12 Convertisseur parallèle-série conforme à l'une quelconque des revendications 5 à 11, caractérisé en ce que chacun desdits plusieurs moyens de retard ( 531 î 532 533) est constitué d'au moins une5 bascule (BA), lesdites bascules (BA, BA 4) étant connectées en cascade et ayant des entrées d'horloge recevant alternativement, une sur deux, ledit signal d'horloge (H) à ladite premier fréquence et un signal (H) complémentaire de ce dernier.