Brevet FR2687866A1 — publié le 19930827

La présente invention concerne le domaine des amplificateurs de puissance à courant alternatif, et elle concerne plus particulièrement des perfectionnements relatifs à la commande du fonctionnement avec limitation du courant. La réalisation d'un générateur de signal RF qui produit un signal radiofréquence avec un niveau de puis- sance de l'ordre de 25 watts est connue dans l'art anté- rieur, et dans cette situation, il peut être souhaitable d'amplifier la puissance du signal jusqu'à un niveau de l'ordre de 1 k W On peut employer dans ce but des amplifi- cateurs de puissance à semiconducteurs Il existe cepen- dant des limitations sur la puissance à laquelle peuvent travailler de tels amplificateurs Il est courant de diviser le signal RF et d'appliquer les signaux divisés dans plusieurs voies, chacune d'elles comprenant un ampli- ficateur de puissance RF qui fonctionne à un niveau qui est par exemple de 250 watts Les signaux RF amplifiés sont ensuite combinés avec un dispositif de combinaison RF, et le signal combiné est appliqué à une charge RF. Normalement, de tels dispositifs de combinaison sont conçus pour fonctionner avec une impédance de système (impédance caractéristique) particulière, telle que 50 ohms Toute impédance autre que cette impédance particu- lière fera apparaître une désadaptation sur l'accès de sortie du dispositif de combinaison Cette désadaptation sera réfléchie à travers le dispositif de combinaison vers l'accès de sortie de chaque amplificateur de puissance alimentant le dispositif de combinaison Ceci changera le courant absorbé par chaque amplificateur de puissance Le courant absorbé variera dans chaque amplificateur de puis- sance sous la dépendance de la phase du signal renvoyé Si le courant absorbé par un amplificateur de puissance particulier est augmenté, il peut provoquer un échauffe- ment excessif de l'amplificateur de puissance, du fait que la puissance dissipée est trop élevée En outre, des différences inhérentes dans les caractéristiques de gain et de phase des amplificateurs conduiront à l'absorption de courants inégaux par les multiples amplificateurs combinés. Un aspect de la présente invention procure un amplificateur de puissance à courant alternatif destiné à amplifier un signal d'entrée alternatif, tout en limitant le courant qui est absorbé par l'amplificateur L'ampli- ficateur comprend au moins un transistor, tel qu'un tran- sistor à effet de champ, ayant un circuit d'entrée qui est destiné à recevoir un signal d'entrée alternatif, ainsi qu'rune tension de polarisation continue, et un circuit de sortie qui est connecté à une source de tension continue pour absorber un courant à partir de la source lorsque le transistor est conducteur Ce transistor présente la caractéristique d'être bloqué lorsque le signal d'entrée alternatif, conjointement à la tension de polarisation continue, est moins positif qu'un niveau de seuil continu, et d'être conducteur lorsque le signal d'entrée alterna- tif, conjointement à la tension de polarisation continue, est plus positif que le niveau de tension de seuil con- tinu, ce qui fait que le circuit de sortie absorbe un courant continu à partir de la source de tension continue. La valeur du courant continu qui est absorbé est détectée de façon à fournir un signal de détection ayant une valeur correspondante Le signal de détection est comparé avec un niveau de courant de référence pour fournir un signal de commande dont la valeur varie en fonction de la comparai- son Il existe un circuit qui réagit au signal de commande dans le but de diminuer la tension de polarisation con- tinue lorsque le signal de courant détecté dépasse le niveau de courant de référence, pour diminuer ainsi la conductivité du transistor et limiter la valeur du courant continu à celle du niveau de courant de référence. D'autres caractéristiques et avantages de l'in- vention seront mieux compris à la lecture de la descrip- tion qui va suivre d'un mode de réalisation préféré, donné à titre d'exemple non limitatif La suite de la descrip- tion se réfère aux dessins annexés, dans lesquels: La figure 1 est une représentation sous forme de schéma synoptique d'une application de la présente inven- tion; et La figure 2 est une représentation schématique d'un amplificateur de puissance RF employant une commande de limitation de courant conforme à la présente invention. On va maintenant se référer à la figure 1 qui illustre une application d'un amplificateur de puissance RF employant la présente invention Cette application présente un système qui utilise une source RF 10 qui produit un signal RF à un certain niveau de puissance, par exemple de l'ordre de 25 watts Il peut être souhaitable d'augmenter jusqu'à 1 k W la puissance du signal RF prove- nant de la source 10, avant de l'appliquer à une charge RF 12 On utilise fréquemment des amplificateurs de puissance à semiconducteurs pour augmenter le niveau de puissance. De tels amplificateurs présentent des limitations en ce qui concerne la puissance à laquelle ils peuvent travail- ler C'est pour cette raison qu'il est courant de diviser le signal à amplifier, et d'appliquer les signaux divisés à plus voies, chacune d'elles comprenant un amplificateur de puissance RF qui fonctionne par exemple à un niveau de 250 watts Les signaux amplifiés sont ensuite combinés et appliqués à une charge Un tel système est représenté sur la figure 1 sur laquelle le signal de sortie de la source RF 10 est appliqué à un diviseur de signal à N voies 14 qui divise ensuite le signal et qui applique les signaux divisés à N voies Les N voies comprennent des amplifica- teurs de puissance PA-1 à PA-N Dans l'exemple qui est présenté ici,- N = 4, et chaque amplificateur de puissance peut élever la puissance jusqu'à 250 watts Les signaux amplifiés sont ensuite appliqués à un dispositif de combi- naison de signal à N voies 16, pour produire le signal de sortie final à un niveau de puissance de l'ordre de 1 k W, qui est ensuite appliqué à la charge RF 12. De façon caractéristique, des amplificateurs de puissance tels que les amplificateurs PA-i à PA-N, et le dispositif de combinaison 16, sont conçus pour fonctionner avec une impédance de système (impédance caractéristique) particulière, telle que 50 ohms Toute impédance autre que cette impédance particulière entraînera une désadaptation faisant apparaître un signal réfléchi dans le circuit de sortie de chaque amplificateur de puissance Ceci change le courant qui est absorbé par chaque amplificateur de puissance, et la valeur du courant absorbé dépendra de la phase du signal renvoyé ou réfléchi Si le courant absorbé augmente notablement, l'amplificateur de puissance peut s'échauffer de façon excessive, du fait que la puissance dissipée peut être trop élevée Ceci exige de diminuer le courant qui est absorbé par l'amplificateur de puissance, pour éviter d'endommager l'amplificateur. Chaque amplificateur de puissance PA-1 à PA-N est construit conformément à l'amplificateur représenté sur la figure 2, qui utilise un circuit de commande de limitation de courant conforme à la présente invention. La section d'amplificateur RF comprend une paire de transistors de puissance QI et Q 2, et chacun d'eux prend de préférence la forme d'un transistor à effet de champ (ou FET) de type MOS Ces transistors sont connectés en une configuration symétrique avec leurs électrodes de source connectées à la masse et leurs électrodes de drain connectées à une charge commune qui prend la forme de l'enroulement primaire d'un transformateur Tl ayant un enroulement secondaire connecté entre la masse et une borne de sortie RF qui peut remplir la fonction d'une entrée du dispositif de combinaison de signal à N voies 16 Le signal d'entrée de l'amplificateur RF est un signal d'entrée RF qui est fourni par le diviseur de signal à N voies 14, et ce signal est appliqué au primaire d'un transformateur T 2 dont l'enroulement secondaire est connecté entre les grilles des transistors Qi et Q 2, cet enroulement secondaire ayant également une prise médiane qui est connectée à la masse par l 'intermédiaire d'une résistance R 8. La résistance R 8 constitue un moyen pour appli- quer une tension de polarisation de grille continue VG aux électrodes de grille des transistors Q 1 et Q 2 Initiale- ment, cette tension de polarisation de grille est prati- quement au potentiel de la masse Si on le désire, il est possible d'utiliser une alimentation ou un autre circuit pour appliquer une tension de polarisation continue de grille autre que le potentiel de la masse Comme on le verra ici, il est possible de diminuer la tension de polarisation continue de grille dans le but de limiter le courant qui est absorbé par l'amplificateur. Pour que les transistors Qi et Q 2 soient conduc- teurs, la tension qui est appliquée par la source RF, conjointement à la tension de polarisation continue de grille VG, doit être plus positive qu'une tension de seuil VT qui est associée à ce transistor Ce niveau de tension de seuil VT peut être par exemple de l'ordre de + 3 volts. Par exemple, lorsque le transistor Q 2 est conducteur, un courant I Ssera absorbé à partir de la source de tension continue VDC, et par conséquent ce courant passera par un circuit comprenant une résistance Rl, une inductance d'arrêt RFC,etl'enroulement primaire du transformateur TI, pour atteindre ensuite la masse en traversant le circuit drain-source du transistor Q 2 La valeur de ce courant peut varier en fonction de la charge de l'amplificateur de puissance, comme on l'a envisagé précédemment Dans le cas d'une désadaptation d'impédance, le courant IS circulant dans ce circuit peut dépasser le seuil de courant ITF ce qui peut entraîner un échauffement excessif et endommager les transistors à effet de champ QI et Q 2. Conformément à la présente invention, un circuit de commande de limitation de courant CLC comprend un cir- cuit qui détecte la valeur du courant de polarisation IS qu'absorbent les transistors à effet de champ Ce circuit détermine si le courant dépasse le niveau de seuil de courant IT Dans l'affirmative, le circuit de commande de limitation de courant diminue une tension de commande Vc, pour réduire ainsi la tension de polarisation continue de grille VG qui est appliquée aux transistors Qi et Q 2 Ceci réduit l'angle de conduction des transistors Qi et Q 2 et réduit le courant de polarisation IS qu'absorbent les transistors Ce circuit de commande de limitation de courant CLC est décrit ci-dessous. La source de tension continue VDC peut être de l'ordre de + 50 volts, et ce niveau de tension est indiqué sur la figure 2 D'autres niveaux de tension sont égale- ment indiqués sur la figure 2 et ce sont les valeurs appropriées pour ce mode de réalisation du circuit lors- qu'on utilise une source de 50 volts pour la source VDC. Le courant IS qui est absorbé par l'amplificateur circule dans une résistance Ri, qui peut être de l'ordre de 0,01 ohm, et il est détecté par un amplificateur opérationnel Utl Cet amplificateur détecte une différence de tension entre ses entrées et il augmente la valeur de sa tension de sortie qui est appliquée à la base d'un transistor NPN Q 3 Ce transistor est débloqué, ce qui provoque l'absorp- tion d'un courant à partir de la source VDC, par l'inter- médiaire d'une résistance R 2, qui peut être de l'ordre de 220 ohms, et ensuite par l'intermédiaire du circuit collecteur-émetteur du transistor Q 3 Ce courant circule ensuite dans une résistance R 3, qui peut être de l'ordre de 1,13 kiloohm, en direction d'un point de circuit 20 qui peut être connecté à une source de tension continue de l'ordre de 25,3 volts. Lorsque le transistor Q 3 est débloqué, ce tran- sistor absorbe un courant qui traverse la résistance R 3. Ce courant est fondamentalement le même que celui qui traverse la résistance R 2, que l'on a envisagé ci-dessus. Ce courant est proportionnel au courant de polarisation IS et il fait apparaître une tension V 3 aux bornes de la résistance R 3 Cette tension est proportionnelle au courant IS Il faut noter que cette tension V 3 est super- posée sur un niveau continu de 25,3 volts, comme repré- senté dans les dessins Ceci procure un mécanisme de détection pour détecter le courant IS qu'absorbe l'ampli- ficateur, afin de fournir une tension proportionnelle V 3 - La tension V 3, superposée sur le niveau de ten- sion continue de 25,3 volts, est appliquée à une résis- tance R 5 qui est elle-même connectée à l'entrée négative d'un amplificateur opérationnel U 2 Une tension de réfé- rence VR (de l'ordre de + 26,0 volts) est appliquée à l'entrée positive de l'amplificateur U 2 La tension de référence VR est obtenue à partir d'un circuit qui com- prend une résistance R 4 connectée en série avec une diode CRI, entre des points de circuit 20 et 22 Dans ce mode de réalisation, le niveau de tension au point de circuit 22 est de l'ordre de 28 volts, et- la résistance R 4-a une valeur de l'ordre de 1 kiloohm La chute de tension VBE aux bornes de la diode C Ri est de l'ordre de 0,7 volt Par conséquent, la tension de référence VR est de l'ordre de 26,0 volts Il circule à travers la résistance R 5 un courant proportionnel à la différence entre les deux niveaux de tension, et ce courant circule dans la boucle de réaction qui comprend la résistance R 6 et le condensa- teur CI connectés en série entre l'entrée négative et la sortie de l'amplificateur U 2 Si la tension V 3 aux bornes de la résistance R 3 dépasse la tension VBE, aux bornes de la diode C Ri, alors ce courant est positif et le signal de sortie de l'amplificateur U 2 passe au niveau bas Au contraire, si la tension VBE dépasse la tension V 3, alors ce courant est négatif et le signal de sortie de l'ampli- ficateur U 2 passe au niveau haut Ce signal de sortie est soumis à un décalage de niveau par la diode Zener CR 3, pour produire une tension de commande d'amplificateur VC aux bornes de la résistance R 7. La tension de commande Vc est appliquée aux cathodes de diodes Schottky CR 4 et CR 5 Le signal RF est dérivé vers la masse par des condensateurs C 2 et C 3, ce qui fait que seules des tensions continues sont présentes. Les anodes des diodes CR 4 et CR 5 sont connectées aux grilles des transistors Qi et Q 2 qui fonctionnent à des niveaux de tension RF Lorsque la tension de commande VC est élevée (environ + 10 volts), les diodes CR 4 et CR 5 ne conduisent pas, du fait que la forme d'onde alternative sur les grilles des transistors QI et Q 2 ne dépasse pas ce niveau de tension Lorsque le courant de polarisation IS dépasse le niveau de courant de seuil IT' la tension de commande VC est réduite, comme on l'a envisagé précédem- ment Une fois que la tension de commande VC est suffisam- ment réduite, les diodes CR 4 et CR 5 commencent à conduire, en dirigeant vers la masse le courant qui circule dans la résistance R 7 Ceci réduit la charge et la tension posi- tives sur les grilles des transistors Qi et Q 2 Ceci se poursuit jusqu'à ce que la tension RF de crête sur les grilles de ces transistors atteigne une valeur de l'ordre de VC + 0,3 volt A ce point, les diodes CR 4 et CR 5 ne conduisent plus, ce qui stabilise la tension de grille maximale des transistors à effet de champ Ainsi, la tension de commande Vc a pour effet de commander la ten- sion de grille maximale des transistors à effet de champ qui est appliquée pendant le cycle RF Ceci limite à son tour le courant maximal qui est absorbé par les transis- tors à effet de champ Qi et Q 2 Simultanément, l'angle de conduction a également été réduit du fait de la tension continue négative (environ -2, 0 volts) qui est maintenant présente sur les électrodes de grille des transistors à effet de champ QI et Q 2 (La forme d'onde alternative RF a été décalée vers le bas par l'action d'écrêtage des diodes CR 4 et CR 5, ce qui donne une tension continue, en moyenne temporelle, qui est inférieure au niveau zéro d'origine) L'effet résultant de la réduction du courant maximal des transistors à effet de champ et de la réduction de l'angle de conduction, consiste en ce que l'amplificateur à transistors à effet de champ absorbe un courant moyen IS réduit Ceci réduit la valeur de la tension V 3 qui est développée aux bornes de la résistance R 3, et cette réduc- tion se poursuit jusqu'à ce que V 3 soit égale à VBE, qui est le point de seuil de courant auquel IS est égal à IT' A ce point, la boucle ouverte en courant continu est maintenues un point d'équilibre qui donne exactement la valeur correcte de VC pour avoir IS = IT En résumé, lorsque l'amplificateur commence à absorber un courant dépassant le niveau de seuil IT le circuit de commande CLC détecte cette condition et il abaisse la tension de commande Vc jusqu'à un niveau qui limite la valeur de IS à celle du niveau de seuil IT' Lorsque l'amplificateur absorbe un courant inférieur au niveau de seuil I Tr le circuit de commande élève la ten- sion de commande VC jusqu'à son niveau maximal, ce qui élimine toute limitation de courant de l'amplificateur à transistors à effet de champ On dispose donc d'un circuit de commande de limitation de courant CLC pour commander le fonctionnement de l'amplificateur de puissance RF. Il va de soi que de nombreuses modifications peuvent être apportées au dispositif décrit et représenté, sans sortir du cadre de l'invention. REVENDICATIONS 1 Amplificateur de puissance à courant alter- natif conçu pour amplifier un signal d'entrée alternatif tout en limitant le courant absorbé par cet amplificateur, caractérisé en ce qu'il comprend: une source de tension continue qui est destinée à fournir une tension continue (VDC); des moyens (CLC) destinés à produire une tension de polarisation continue; une source à courant alternatif destinée à produire un signal d'entrée alternatif; cet amplificateur comprenant au moins un circuit amplificateur à transistors (Qi, Q 2) ayant un circuit d'entrée (T 2) destiné à recevoir le signal d'entrée à courant alternatif et la tension de polarisation continue, et un circuit de sortie (Tl) connecté à la source de tension continue (VDC) pour absorber du courant à partir de cette source lorsque le circuit amplificateur à transistors (QI, Q 2) est con- ducteur; le circuit amplificateur à transistors (QI, Q 2) présentant la caractéristique d'être non conducteur lors- que le signal d'entrée à courant alternatif et la tension de polarisation continue, pris ensemble, sont moins posi- tifs qu'un niveau de seuil de tension continue, et d'être conducteur lorsque le signal d'entrée à courant alternatif et la tension de polarisation continue, pris ensemble, sont plus positifs que le niveau de seuil de tension continue, ce qui fait qu'un courant continu est absorbé par le circuit de sortie (Tl) à partir de la source de tension continue (VDC); des moyens (Ul) qui sont destinés à détecter la valeur du courant continu précité, et à fournir un signal de détection ayant une valeur qui correspond à ce courant continu; des moyens (U 2) destinés à comparer le signal de détection avec un niveau de cou- rant de référence, et à produire un signal de commande ayant une valeur qui varie en fonction de cette compa- raison; et des moyens (CR 4, CR 5) qui réagissent au signal de commande en diminuant la tension de polarisation il continue lorsque le signal de courant de détection dépasse le niveau de courant de référence, pour diminuer ainsi la conductivité du circuit amplificateur à transistors (QI, Q 2), afin de limiter la valeur du courant continu à celle du niveau de courant de référence. 2 Amplificateur de puissance à courant alter- natif selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens destinés à détecter la valeur du courant continu comprennent une première résistance (RI) qui est connectée au circuit de sortie, de façon que le courant continu circule à travers cette résistance pour développer une tension à ses bornes. 3 Amplificateur de puissance à courant alter- natif selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'il comprend un amplificateur opérationnel (Ul) ayant une paire d'entrées et ayant une entrée connectée à la premiè- re résistance (RI), cet amplificateur opérationnel (Ul) produisant une tension de sortie sous la dépendance de toute différence de tension entre les entrées précitées. 4 Amplificateur de puissance à courant alter- natif selon la revendication 3, caractérisé en ce qu'il comprend une seconde résistance (R 2) connectée entre la source de tension continue (VDC) et l'une des entrées de l'amplificateur opérationnel (Ul). 5 Amplificateur de puissance à courant alter- natif selon la revendication 4, caractérisé en ce qu'il comprend une troisième résistance (R 3) et un circuit amplificateur à transistor de détection de courant (Q 3) qui réagit à la tension de sortie précitée en absorbant un courant à partir de la source de tension (VDC), par l'intermédiaire de la seconde résistance (R 2), et en four- nissant ce courant à la troisième résistance (R 3), pour produire à ses bornes une troisième tension (V 3), et en ce que cette troisième tension est proportionnelle au courant continu précité. 6 Amplificateur de puissance à courant alter- natif selon la revendication 5, caractérisé en ce que les moyens destinés à comparer le signal de détection compren- nent des moyens (U 2) qui sont destinés à comparer la troi- sième tension (V 3) avec une tension de référence (VR), et à diminuer la valeur du signal de commande lorsque le signal de détection est supérieur au niveau de courant de référence. 7 Amplificateur de puissance à courant alter- natif selon la revendication 6, caractérisé en ce que les moyens qui réagissent au signal de commande comprennent un circuit de détection de crête (CR 4, CR 5) qui est connecté au circuit d'entrée du circuit amplificateur à transistors (Qi, Q 2). 8 Amplificateur de puissance à courant alter- natif selon la revendication 7, caractérisé en ce qu'il comprend des diodes (CR 4, CR 5) connectées au circuit d'entrée de manière à permettre à la tension de polarisa- tion continue de diminuer lorsque le signal de commande diminue. 9 Amplificateur de puissance à courant alter- natif selon la revendication 1, caractérisé en ce que le circuit amplificateur à transistors (QI, Q 2) comprend un transistor à effet de champ. 10 Amplificateur de puissance à courant alter- natif selon la revendication 1, caractérisé en ce que le transistor à effet de champ est un transistor MOS.