Brevet FR2687513A1 — publié le 19930820

ALIMENTATION RESONNANTE A AUTO-GENERATION ET PROCEDE DE PRODUCTION D'ENERGIE POUR UN CIRCUIT DE COMMUTATION A TRANSISTORS La présente invention concerne des circuits de commutation pour transistors de puissance et, plus particulièrement, une alimentation résonnante auxiliaire pour fournir l'alimentation des transistors et des au- tres éléments du circuit de commutation. La figure 1 représente un circuit usuel dans lequel un circuit de commutation 10 comprenant par exemple un circuit de commande à pont monolithique IR 2110 (fourni par International Rectifier Corporation, qui est la présente demanderesse)pilote un premier et un deuxième transistors de puissance connectés en sé- rie 12 et 14, par exemple des transistors à effet de champ MOSFET Pour son propre fonctionnement, le cir- cuit de commutation 10 comprenant un élément de com- mande à pont monolithique nécessite deux alimentations à basse tension VDD et VCC, comme représenté Un cir- cuit logique à faible consommation de courant prévu dans le circuit de commande à pont monolithique 10 est ali- menté à partir de VDD et ne consomme pas beaucoup de courant Le circuit connecté à Vcc prélève lecourant nécessaire pour fournir la charge de grille des tran- sistors MOSFET ou des transistors à porte isolée IGBT représentés par les transistors de puissance commandés 12 et 14 Ce courant peut être important Par exemple, pour activer des transistors HEXFET IRF 450 (transistors fournis par International Rectifier Corporation) à une fréquence de 500 k Hz, il faut un courant 1 Cc I Cc = 2 QG f = 2 120 10- 9 * 500 103 * 103 m A = 120 Ma Il existe un besoin pour un dispositif d'ali- mentation simple, efficace et économique capable de fournir ce courant, dans une plage de tension typique de 12 à 18 volts. Les méthodes de l'art antérieur pour réali- ser le dispositif d'alimentation auxiliaire requis sont illustrées sur les figures 2 (a) à 2 (d) Le circuit de la figure 2 (a) utilise une résistance "chutrice" 18 pour faire chuter la tension relativement élevée de la barre principale de courant continu 20 à une tension inférieure qui est régulée par la diode Zener 22 et fournie par le condensateur de stockage 24 Cela peut être approprié lorsque le courant requis n'est pas trop élevé, puisque la dissipation dans la résistance 18 ne sera pas excessive Par exemple, deux des transistors HEXFET IRF 450 précités fonctionnant à 3 k Hz consomment un courant moyen de 0,75 m A environ à partir de VCC' Si on admet un fonctionnement dans une plage de tension de la barre de courant continu entre 200 et 400 volts, la dissipation maximale correspondante dans la résistance chutrice 18 sera de 600 m W environ, ce qui est tout à fait admissible Toutefois, à 500 k Hz, la dissipation maxi- male correspondante dans la résistance 18 serait de watts environ, ce qui est inacceptable. Le circuit de l'art antérieur représenté sur la figure 2 (b) utilise un dispositif à convertisseur "élévateur" Le convertisseur "élévateur" est efficace et procure une alimentation bien régulée Comparativement au circuit de la présente invention décrit plus loin, le convertisseur élévateur est d' une manière générale moins économique mais il procure de meilleures perfor- mances, par exemple au démarrage. Les circuitsà pont des figures 2 (c) et 2 (d) produisent leur énergie auxiliaire à partir de la ligne de courant alternatif Ces deux circuits sont réalisa- bles seulement lorsque l'alimentation en courant alter- natif est disponible mais, même dans ce cas, ils né- cessitent des composants très grands et coûteux; Au lieu d'un convertisseur élévateur, la pré- sente invention est basée sur le principe de l'emploi d'un circuit résonnant inductif-capacitif LC beaucoup plus simple, pour charger un condensateur de stockage à basse tension de sortie. Plusieurs brevets relatifs au domaine de l'alimentation de circuits de commutation décrivent des circuits LC en série Par exemple, le brevet US N 04 184 197 décrit un convertisseur de courant continu en courant continu qui utilise deux inductances, dont l'une est en série avec la source d'entrée et l'autre est en série avec la charge de sortie On utilise un condensateur avec un commutateur (par exemple un transistor) entre les inductances Le fonctionnement du circuit décrit à la colonne 5, lignes 20-37, du brevet est sensiblement différent de celui de la présente invention. Le brevet US N 04 654 769 décrit un conver- tisseur de courant continu en courant continu compor- tant un circuit LC en série qui fonctionne en associa- tion avec des transistors de commutation Ql et Q 2 (voir en particulier la figure 2) Toutefois, le fonc- tionnement et la configuration du circuit (décrits de la colonne 3 ligne 57 à lacolonne 4, ligne 14) sont basés sur le brevet déjà cité et diffèrent sensiblement de la présente invention. Le brevet US N 04 736 284 décrit un circuit dralimentation de commutation ayant une sortie fournie par une configuration de diode/condensateur On ne dé- crit pas de circuit résonnant LC en série connecté de manière à fournir un courant de charge à un condensa- teur de sortie. En conséquence, un objet principal de la présente invention est de procurer une source d'alimen- tation auxiliaire, en particulier pour le circuit d'ac- tivation de transistors de commutation principaux. Un autre objet est de procurer un circuit d' alimentation pour produire un courant continu à basse tension à partir d'une entrée pulsée à haute tension. Encore un autre objet est de procurer une telle alimentation qui peut être utilisée à la fois dans des applications de "côté bas" et de "côté haut" dans un circuit de commutation à transistors. Un objet de la présente invention est égale- ment de procurer un circuit d'alimentation en énergie pour une application de "côté bas" comportant un circuit en série qui est connecté en série entre la sortie de tension utilisablepulsée d'un transistor de puissance, à une de ses extrémités, et -un condensateur de sto- ckage de charge à partir duquel la basse tension est fournie, à l'autre extrémité. Un autre objet est de procurer un tel circuit de fourniture d'énergie pour une application de "côté haut" incluant un circuit LC en série qui est connecté en série entre une tension de source de courant continu, à une de ses extrémités, et un condensateur de sto- ckage de charge à partir duquel la basse tension est fournie, à l'autre extrémité, l'autre borne du conden- sateur de stockage de charge étant connectée à la sor- tie de tension utilisable pulsée d'un transistor de puissance. Un autre objet de la présente invention est de procurer un circuit du type précité dans lequel on peut utiliser un condensateur de sortie ayant une capa- cité et une tension relativement basses. Un autre objet de la présente invention est de procurer un circuft d'alimentation auxiliaire qui est simple et peu coûteux à réaliser. Les objectifs ci-dessus de la présente inven- tion, ainsi que d'autres, sont atteints par un circuit de fourniture d'énergie, ou d'alimentation, pour produi- re une sortie de courant continu à partir d'une entrée pulsée, comprenant un circuit LC en série ayant une pre- mière borne reliée à l'entrée pulsée et une deuxième bor- ne; un condensateur de sortie électriquement chargé à partir du circuit LC en série et fournissant la sortie de courant continu; et un circuit de couplage pour cou- pler la charge fournie par le circuit LC en série au condensateur de sortie. De préférence, un régulateur de tension est couplé au condensateur de sortie pour réguler et maintenir la sortie de courant continu du condensateur de sortie à une valeur prédéterminée sensiblement-constante. *Les objectifs ci-dessus de l'invention ainsi que d'autres sont donc atteints, dans un mode de réalisa- tion d'un système dans lequel un ou plusieurs circuits d'activation commandant des transistors de sortie de puissance fournissent une sortie pulsée, par un circuit LC en série qui est connecté entre la sortie pulsée et un condensateur de sortie à basse tension qui fournit une alimentation à basse tension au circuit d'activa- tion des transistors de puissance. Conformément à une caractéristique importante de la présente invention, le circuit LC est utilisé pour "voler" de l'énergie à la sortie du circuit prin- cipal à transistors de commutation de puissance chaque fois qu'un évènement de commutation a lieu, et pour stocker cette énergie en vue de l'évènement de commuta- tion suivant. On emploie un circuit de démarrage pour four- nir l'énergie d'activation pour le premier évènement de commutation Par vol de la quantité correcte d'éner- gie à chaque évènement de commutation, le circuit four- nit automatiquement l'énergie d'excitation correcte, indépendamment de la fréquence. Un circuit LC fonctionnant avec le condensa- teur de sortie à basse tension constitue le coeur d'une source d'alimentation auxiliaire à partir de laquelle l'énergie est fournie pour le fonctionnement du cir- cuit d'activation qui commande le ou les transistors principaux de commutation de puissance Comme indiqué, la source d'alimentation auxiliaire est alimentée à partir d'une sortie du transistor principal de commuta- tion de puissance, cette sortie fournissant une tension pulsée A partir de cette tension pulsée, la source d'alimentation auxiliaire engendre les basses tensions nécessaires pour alimenter le circuit d'activation. Plus particulièrement,dans sa configuration de base, la présente invention concerne un système qui comprend une barre principale de courant continu, four- nissant une tension dans la gamme de 20 à 2000 volts et plus, et habituellement de 200 à 400 volts, une pai- re de transistors pour fournir une sortie de tension pulsée de grande amplitude qui est produite à partir de la barre principale de courant continu, et un cir- cuit de pilotage oud'activation pour faire passer les deux transistors en conduction et en non conduction, typiquement de façon mutuellement exclusive l'un de l'au- tre et à une haute fréquence La sortie de haute ten- sion pulsée est prise à une borne du circuit à laquel- le les deux transistors sont reliés l'un à l'autre. Le circuit LC connecté en série comporte un noeud relié à la borne de circuit précitée et un autre noeud relié à l'anode d'une diode dont la cathode four- nit un courant au condensateur de sortie, qui fournit lui-même une sortie à basse tension VCC' Une deuxième diode est connectée en circuit fermé avec la connection en série de la diode mention- née en premier et du condensateur de sortie et elle sert comme diode de contournement pour court-circuiter le demi- cycle négatif "non désiré" du courant fourni par le con- densateur de sortie Une diode Zener est connectée en parallèle aux bornes du condensateur de sortie pour ré- guler la sortie de basse tension Une résistance de forte impédance, ayant par exemple une valeur de résis- tance de l'ordre du mégohm, constituant le circuit de démarrage, est connectée directement entre la barre prin- cipale de courant continu et le condensateur de sortie, pour permettre le démarrage du circuit d'alimentation auxiliaire La sortie Vcc représente et correspond à la source d'alimentation de tension Vcc mentionnée plus haut à propos de la description de l'art antérieur. Un aspect essentiel de la présente invention est qu'elle fournit une source d'alimentation de rende- ment élevé et de construction simple et économique La raison du rendement élevé réside dans l'inductance qui constitue un circuit résonnant avec le condensateur du circuit LC Sans l'inductance, le condensateur ne serait pas plus efficace que la résistance chutrice représentée sur la figure 2 (a) En fait, sans l'inductance en réso- nance, le condensateur prend seulement une "bouchée" de courant à chaque évènement de commutation La charge associée à cette "bouchée" doit être au moins égale aux charges de grille combinées des deux transistors de Sortie Cette charge est prélevée à partir de la "haute" tension de la barre de courant continu et elle est four- nie à une tension de sortie beaucoup plus faible, ce qui engendre un rendement inacceptablement faible qui est calculé comme étant le rapport de la tension de sor- tie de l'alimentation auxiliaire à la haute tension de la barre de courant continu. Au contraire, avec le circuit résonnant LC, le condensateur de sortie reçoit de multiples charges de courant à chaque impulsion de la puissance de sortie, ce qui permet d'utiliser un condensateur beaucoup plus pe- tit dans le circuit LC et d'obtenir un rendement beau- coup plus élevé, de l'ordre de 89 % ou plus, comme dé- crit plus loin. D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention apparaîtront à la lecture de la des- cription ci-après de l'invention. On décrit maintenant l'invention de façon plus détaillée, avec référence aux dessins annexés dans les- quels: la figure 1 est un schéma de principe illus- trant les besoins d'alimentation en énergie d'un cir- cuit de pilotage qui commande deux transistors-de puis- sance principaux; les figures 2 (a) à 2 (b) illustrent des dispo- sitifs d'alimentation de l'art antérieur pour la four- niture d'énergie au circuit de pilotage de la figure 1 la figure 3 est un schéma de circuit de base d'une alimentation résonnante construite conformément à la présente invention; la figure 4 illustre les formes d'onde de tension et de courant pour le circuit représenté sur la figure 3; la figure 5 est un schéma du circuit de la figure 3, comprenant en outre un circuit de fourniture de polarisation négative; la figure 6 est un schéma de circuit d'un autre mode de réalisation de l'invention; la figure 7 (a) est un schéma de circuit d'en-, core un autre mode de réalisation-dela présente inven- tion appliqué au commutateur "côté haut" d'un agence- ment de commutation à transistors, pour produire des tensions de polarisation positive et négative; la figure 7 (b) est un schéma de circuit d'en- core un autre mode de réalisation de la présente inven- tion, également appliqué au commutateur "côté haut" pour fournir une tension de polarisation négative, un circuit d'amorçage étant également prévu pour fournir une ten- sion de polarisation positive; la figure 8 est un schéma d'une alimenta- tion auxiliaire qui sert à fournir une tension de pola- risation augmentée et diminuée par rapport à une barre de courant continu; la figure 9 est un schéma de principe/circuit d'un module IGBT autonome; la figure 10 est un graphique de comparaison pour comparer l'alimentation résonnante de la présente invention à une alimentation auxiliaire à convertisseur élévateur de l'art antérieur; et la figure 11 est un schéma de circuit d'en- core un autre mode de réalisation de la présente inven- tion. On se reporte maintenant aux dessins et on conserve à l'esprit que la présente invention concerne spécifiquement une source d'alimentation auxiliaire 30 (figure 3) qui fournit une sortie 32 à basse tension, remplaçant la source d'alimentation 34 de tension Vcc représentée sur la figure 1 relative à l'art antérieur. L'alimentation auxiliaire 30 conforme à la présente invention possède une grande variété d'appli- cations mais elle est spécifiquement destinée à une utilisation en association avec un système, tel que celui qui est illustré sur la figure 1 de l'art anté- rieur, dans lequel un circuit de commutation/activation est employé pour fournir un courant de grille/base à une ou plusieurs paires de transistors de puissance 12 et 14 On peut utiliser l'invention pour un circuit à pont monophasé ou triphasé, dans lequel toute l'éner- gie Vcc est prise sur une seule phase. De façon typique, le circuit de commutation/ activation répond à des signaux de commande, appliqués à ses bornes d'entrée 36 et 38, de façon à engendrer, à une sortie 40, une sortie pulsée 42 représentée sur la figure 4 et utilisée pour commander un récepteur- électrique (non représenté) La tension de sortie pulsée 42 est produite par le circuit de pilotage 10 qui, alterna- tivement et de façon mutuellement exclusive, fait passer le transistor de puissance 12 en conduction afin de fournir une tension positive à partir de la barre prin- cipale de courant continu 20, et le transistor 14 afin de connecter le récepteur à la terre, sur une base mu- tuellement exclusive La sortie 40 peut être appliquée au circuit de pilotage 10 pour réguler la tension de sortie. Comme représenté sur la figure 3, la tension d'alimentation pulsée de sortie à la borne 40 est en- gendrée à la borne commune des transistors de puissance 12 et 14 et elle est prélevée par le circuit d'alimen- tation auxiliaire 30 pour produire la sortie de basse tension VCC' Plus particulièrement, l'inductance 44 d'un circuit LC connecté en série, qui comprend égale- ment un condensateur 46, est connectée à la borne commu- ne, l'autre noeud 48 du circuit LC étant connecté à la cathode d'une diode de charge 50 et à l'anode d'une diode de contournement 52 Un condensateur de sortie à basse tension 54 est chargé à partir de l'anode de la diode 50, et une diode Zener 56 de régulation de tension est connectée en parallèle au condensateur 54. La borne commune 58 du condensateur 54, de la diode - Zener 56 et de la diode 50 est connectée à la barre principale de courant continu 20 par l'intermédiai- re d'une résistance-60 de valeur élevée Lies bornes du condensateur 54, de la diode Zener 56, de la diode de contournement 52 et du transistor de puissance prin- il cipal 14 sont reliées à une terre 62. Comme noté au début, la sortie de basse ten- sion Vcc 32 fournit l'alimentation au circuit de pilo- tage 10, ainsi que pour d'autres fonctions de servitude. L'alimentation à auto-génération conforme à l'invention, une fois démarrée,-peut constituer cette source d'éner- gie, de sorte que la source d'énergie Vcc habituelle- ment utilisée peut ne plus être nécessaire ou peut être complétée par l'alimentation résonnante conforme à l'in- vention. Fonctionnellement, l'essentiel de la présente invention réside dans un circuit inductif-capacitif LC simple et peu coûteux comprenant l'inductance 44 et le condensateur 46 qui "volent" de l'énergie à la sortie de tension d'utilisation pulsée 40, chaque fois qu'un évènement de commutation a lieu, et qui stocke cette énergie pour l'évènement de commutation suivant dans le condensateur de sortie à basse tension 54 La résistance constitue un circuit de montée qui charge le conden- sateur 54 à partir de la barre 20 afin de fournir l'é- nergie d'activation pour le premier évènement de commu- tation Par vol de la quantité correcte d'énergie à chaque évènement de commutation, pour l'évènement sui- vant, le circuit fournit automatiquement l'énergie d'ac- tivation correcte, indépendamment de la fréquence de la sortie pulsée 40 La résistance 60 est de valeur relati- vement élevée (typiquement 2 mégohms) et la dissipation d'énergie est faible (typiquement de 100 m W environ). Dès que les transistors de sortie 12 et 14 commencent à être commutés, une "giclée" fixe d'éner- gie est transférée à la sortie, ce qui charge le con- densateur 54 par l'intermédiaire du circuit connecté en série comprenant l'inductance 44 et le condensateur 46 qui est choisi de manière à entrer en résonance en ré- ponse à chaque impulsion positive de la sortie 40, avec une fréquence de résonance quiest sensiblement plus éle- vée que la fréquence de commutation maximale des tran- sistors 12 et 14 Ainsi, chaque giclée d'énergie de ré- sonance est terminée avant l'évènement de commutation des transistors de sortie suivant, ce qui évite l'accu- mulation d'une énergie de résonance Une fréquence de résonance LC de plusieurs M Hz est généralement approe- priée. La figure 4 représente des formes d'onde idéa- lisées de l'alimentation auxiliaire 30 Les demi- cycles positifs de courant à travers le condensateur 46 introduisent une charge dans le condensateur de sortie 54 par l'intermédiaire de la diode 50, tandis que les demi-cycles négatifs sont court-circuités par l'inter- médiaire de la diode de dérivation 52 Chaque fois que le transistor 12 est commuté en conduction, une "giclée" nette d'énergie égale à la capacité C 1 du condensateur 46 multipliée par le carré de la tension VDC de la barre principale 20 est fournie au circuit résonnant A la fin de chaque giclée, la moitié de cette énergie est stockée dans le condensateur 46 et l'autre moitié est répartie entre l'énergie fournie au condensateur de sor- tie 54 et à son récepteur et l'énergie perdue dans le * circuit lui-même Si on choisit les valeurs des compo- sants pour voler juste la quantité nécessaire d'énergie de sortie, le rendement sera relativement élevé (typi- quement de 80 % environ). Selon le mode de commande des transistors 12 et 14 par le circuit de pilotage 10, le condensateur 46 peut ou non être chargé à la tension de la barre 20 lorsque le deuxième transistor de puissance 14 est com- muté en conduction S'il estchargé, une deuxième giclée d'énergie, égale à 0,5 C VDC 2 sera fournie par le con- densateur 46 au circuit de sortie, à ce moment. La tension Zener de la diode Zener 56 est choisie égale à la valeur désirée de Vcc, c'est-à-dire la sortie de basse tension 32 Si 0,5 C 1 V Dc 2 (moins une estimation pour les pertes des composants) est prévu égal à l'énergie Vcc QG nécessaire pour commuter en conduction chacun des transistors, alors la diode Zener n'absorbera pas une énergie significative. D'une manière générale, la tension Vcc doit être régulée dans une plage de tensions de fonctionne- ment de la barre principale de courant continu 20 et l'énergie fournie doit être obtenue à une tension de travail minimale de la barre de courant continu ré- pondant à la relation: 1/2 Cl V 2 Dc min = 2 QG-Vcc Pour une plus grande tension de la barre de courant continu, l'énergie en excès fournie au circuit réson- nant 44,46 est dissipée dans la diode Zener 56 A la tension maximale VDC max de la barre de courant continu, l'énergie perdue dans la diode Zener 56 est: Ez D = 2-1/2 C* (VDC 2 maxV min 2) = 2 '1/2 CI VDC 2 min (k 2-1) = 2 QG Vcc (k 2-1) o k = VD Cmax/VD Cmin On notera que le facteur de 2 est prévu dans l'équation de départ ci-dessus, puisque des quantités égales d'énergie sont consommées lorsque le condensateur 46 se charge et lorsqu'il se décharge. La perte d'énergie PZD dans la diode Zener 56 est: P 2 = 2 Q Vcc (k 2-1) f = 2 PCC (k 2-1) o P Cc = 2 QGVCC f f = fréquence de fonctionnement des transis- tors 12 et 14. Dans une situation o le circuit de pilotage est un circuit à pont monolithique IR 2110 et les tran- sistors 12 et 14 sont des HEXFET IRF 450 (ces composants sont fournis par International Rectifier Corporation, qui est la présente demanderesse), les transistors 12 et 14 fonctionnant à 400 k Hz, la valeur Vcc étant de 15 volts et la plage de fonctionnement de la tension de la barre de courant continu allant de 200 volts à 400 volts, les pertes dans la diode Zener 56 à la tension de distribution maximale sont de 5,4 watts, calculées au moyen de l'équation ci-dessus pour PZD' Ce calcul suppose que toutes les pertes d'é- nergie sont concentrées dans la diode Zener En fait une partie de l'énergie perdue est-dissipée dans l'in- ductance 44, le condensateur 46 et les diodes 50 et 52, ainsi que dans les transistors 12 et 14 La dissipa- tion effective dans la diode Zener 56 est donc infé- rieure à la valeur calculée ci-dessus On a mesuré que les pertes réelles sont environ la moitié des va- leurs calculées. Par conséquent, la présente invention se compare très avantageusement au dispositif à résistance chutrice 18 de l'art antérieur, représenté sur la fi- gure 2 A, qui dissiperait 100 watts environ dans les mêmes-conditions de fonctionnement. L'élément essentiel engendrant le rendement élevé du circuit résonnant 44,46 est l'inductance 44. Avec le condensateur 46 seul, le circuit ne serait pas plus efficace que la résistance chutrice 18 de la fi- gure 2 A En outre, comme décrit plus loin, l'inductance 44 permet de donner au condensateur 46 une capacité d'un ordre de grandeur plus petit. L'explication est que le condensateur 46, sans l'inductance 44, prend juste une "bouchée" de cou- rant à chaque évènement de commutation La charge as- sociée à cette "bouchéel' doit être au moins égale aux charges de grille combinées des deux transistors de puissance 12 et 14 Cette charge est prélevée à partir de la haute tension continue VDC sur la barre 20 et elle est fournie à une tension beaucoup plus faible Vcc à la sortie 32, pour un rendement (à VDC min) de VCC/v DC min Le rendement àVDC max est encore réduit d'un facteur de 1/k 2, o k = VDC max/VDC min Le con- densateur 46, fonctionnant seul avec les transistors IRF 450 précités 12 et 14 à 500 k Hz,entrainerait des pertes de 100 watts environ pour une tension continue comprise entre 200 volts et 400 volts sur la barre 20. En outre, la valeur du condensateur 46, fonctionnant sans l'inductance 44, doit être égale à 2.QG/VDC min, ce qui serait généralement d'un ordre de grandeur plus grand que la beaucoup plus petite va- leur de capacité nécessaire pour un circuit résonnant 44,46 avec lequel la valeur C 1 du condensateur 46 se- rait seulement égale à 2 QG/VDC min VCC/VDC min. L'explication physique du rendement élevé du circuit résonnant 44,46 par rapport au mauvais rende- ment d'un circuit non résonnant est que, avec le cir- cuit résonnant, la charge totale fournie au circuit de sortie lorsque le transistor 12 devient conducteur est beaucoup plus élevée que la charge prélevée par le condensateur 46 Cela résulte de ce que le condensa- teur de sortie 54 reçoit des demi-cycles positifs mul- tiples de courant pendant chaque giclée de résonance, et chacun de ces demi-cycles contribue à la charge de sortie totale D'autre part, la charge prise par le condensateur 46 est l'intégrale nette de tous les demi- cycles positifs et négatifs opposés de courant, et cet- te valeur est beaucoup plus petite Le circuit réson- nant agit en fait comme un multiplicateur de charge. Les légendes pour les formes d'onde de la figure 4 correspondent aux légendes de la figure 3, et la figure 4 suppose que l'énergie stockée dans le conden- sateur 46 est déchargée sous la forme d'une giclée de résonance vers le condensateur 54 par l'intermédiaire du transistor inférieur 14 lorsque ce dernier passe en conduction Un tel mode de commande est appelé mode de "descente active" Si le transistor 14 n'est pas activement commuté en conduction aussitôt après la com- mutation en non conduction du transistor 12, il se pro- duit seulement une "descente passive" Dans ce cas,le circuit consommateur externe détermine la rapidité de descente du condensateur 46, et une partie ou la totali- té de l'énergie stockée dans le condensateur 46 peut ne pas être fournie au condensateur de sortie 54 mais se dissiper ailleurs Plus la descente est lente et moins on transfère d'énergie au condensateur de sortie 54. A la limite, un transfert d'énergie nul se produit pendant la descente passive Dans ce cas, le condensateur 46 doit fournir la quantité d'énergie double au condensateur 54 lorsque le transistor 12 passe en conduction, et il doit avoir une valeur double de celle qui a été calculée précédemment Toutefois, on notera que l'énergie perdue par le condensateur 46 dans le circuit externe pendant la descente passive n'augmente pas la dissipation dans la diode Zener 56, puisque cette énergie est perdue ailleurs. Avec référence à la figure 5, il est facile d'ajouter une alimentation négative pour procurer une sortie de tension négative (-VCC) 64 Il suffit d'un condensateur de sortie 66 et d'une diode Zener 68 sup- plémentaires Une sortie de polarisation négative est utile, par exemple, lorsqu'on utilise un transistor à détection de courant et qu'une alimentation négative est nécessaire pour la détection de courant. Avec référence à la figure 6, on peut obtenir une alimentation négative autonome avec les éléments de la figure 3, par connexion de la borne commune 58 à la terre 62 Cela serait utile lorsqu'une source à basse tension positive est déjà disponible mais qu'on a be- soin d'une source négative séparée, par exemple pour une détection de courant. Dans le circuit représenté sur la figure 3, on suppose qu'une alimentation flottante pour le tran- sistor supérieur 12 est obtenue à partir de la sortie à basse tension Vcc usuelle 32 au moyen d'un circuit d'amorçage à diode-condensateur (non représenté). Dans certaines applications, la chute de tension à travers le transistor 14, du fait du courant utilisé par le récepteur, peut fortement abaisser la tension à laquelle le condensateur d'amorçage se charge pendant la période de conduction du transistor 14. Dans ce cas, on peut utiliser le circuit résonnant dé- crit 44,46 pour fournir une alimentation flottante pour le transistor supérieur 12, quelle que soit la chute de tension du transistor inférieur 14. La figure 7 a illustre les alimentations flot- tantes à polarisation positive ou négative pour le tran- sistor supérieur 12 On note que la résistance de dé- marrage 60 précharge à la fois les alimentations posi- tive et négative On note également que le circuit résonnant 44,46 est connecté à la tension d'alimen- tation de la barre de courant continu 20. La figure 7 b représente une alimentation né- gative -flottante pour le transistor supérieur 12, qui peut être ajoutée en complément d'un circuit d'amorça- ge, représenté par la diode 80 et le condensateur 82. Ce circuit est à comparer au circuit représenté sur la figure 6. La figure 8 illustre une disposition de cir- cuit pour produire des tensions d'alimentation "augmen- tée" et "diminuée", les termes "augmenté" et "diminué" désignant des tensions qui sont respectivement plus éle- vée et plus faible que la tension à la barre de courant continu 20 On note que le circuit dlalimentation dimi- nuée comprenant le condensateur 66 et la diode Zener 68 est préchargé- par la résistance-de démarrage 60, mais que l'alimentation de tension augmentée comprenant le condensateur 54 et la diode Zener 56 est établie seule- ment une fois que le transistor de sortie 12 est actif. La case 70 représente un récepteur ou consommateur électrique. Des modules contenant des circuits complets d'alimentation de transistor sont utilisés très couram- ment pour des applications telles que des réglages de vitesse de moteur et des systèmes d'alimentation inin- terrompue Les générations suivantes de ces modules contiendront des circuits de pilotage- et des opto- isolateurs. Un avantage de la présente invention est qu'elle permet d'inclure le dispositif d'alimentation des circuits de pilotage à l'intérieur des modules pré- cités L'utilisateur dispose ainsi d'un module entiè- rement autonome qui vient directement en interface avec une logique CMOS ou TTL sans composants d'inter- face additionnels. Le rendement et la petite dimension de l'a- limentation résonnante décrite, ajoutés à sa propriété de fourniture automatique de la quantité correcte d'é- nergie d'activation quelle que soit la fréquence de fonctionnement, la rendent idéale pour une inclusion dans des modules à MOSFET ou IGBT de puissance La figure 9 représente un agencement typique pour un module IGBT. Dans le circuit de la figure 9, des signaux de commande d'entrée sont fournis à des opto-isolateurs et 92 qui excitent des circuits de pilotage respec- tifs 94 et 96 Les circuits de pilotage 94 et 96 com- mandent des IGBT respectifs 98 et 100 L'alimentation à auto-génération conforme à la présente invention est représentée couplée à l'IGBT 100 de la même manière qui a été représentée sur la figure 3 pour le MOSFET. Un circuit d'amorçage usuel comprenant une diode 102 et un condensateur 104 relié à la barre de courant con- tinu par l'intermédiaire d'une résistance 106 est pré- vu pour l'IGBT supérieur 98. Avec référence à la figure 10, une comparai- son du dispositif d'alimentation à résonance conforme à la présente invention (côté gauche de la fig Uré) avec un circuit à convertisseur élévateur usuel montre les composants qui sont sensiblement équivalents en coût et en dimension, comme indiqué par les flèches croisées 72 On note que les diodes 50 et 52 sont sou- mises seulement à la tension de sortie de l'alimenta- tion auxiliaire 30 et ont seulement besoin de caracté- ristiqués de basse tension, des diodes Schottky de volts étant normalement suffisantes Par contre, la diode 74 du convertisseur élévateur doit être un dis- positif à haute tension ( 500-600 V) à reprise rapide. La figure 10 montre en outre que la plupart des composants nécessaires pour le dispositif d'alimen- tation à résonance de la présente invention sont équivalents aux composants périphériques nécessaires pour le convertisseur élévateur, et la comparaison réel- le entre les deux circuits se réduit à la résistance 60 et à la diode Zener 56 qui peuvent typiquement être de 1 à 3 watts pour la présente invention, à comparer au convertisseur élévateur 76 lui-même Sur cette base, le convertisseur élévateur 76 ne se compare pas avanta- geusement Néanmoins, un convertisseur élévateur donne la possibilité de fournir une alimentation de polarisa- tion ample avant le démarrage, et une tension de sor- tie plus étroitement régulée Par conséquent, la pré- sente invention prévoit que, pour des systèmes de puis- sance très élevée qui nécessitent une puissance impor- tante avant le démarrage du circuit principal de com- mutation de sortie, et lorsque la puissance de fonc- tionnement requise est au-delà des possibilités du convertisseur élévateur lui-même, on peut utiliser le convertisseur élévateur comme circuit de démarrage pour un circuit résonnant de plus forte puissance Ce prin- cipe est illustré sur la figure 11 L'inductance 78 de la figure 11 correspond à l'inductance désignée par le même repère sur la figure 10 Ainsi, la source Vcc 32 est constituée par le convertisseur élévateur assurant le démarrage, tandis que l'alimentation à résonance suivant la présente invention assure l'alimentation après le démarrage, pendant le fonctionnement normal. Dans un mode de réalisation du dispositif d'alimentation auxiliaire 30 conforme à la présente invention qui a été réalisé en pratique, les valeurs et les types spécifiques des composants sont comme indiqué dans le tableau ci-après. Dispositif Valeur/Type Circuit de pilotage 10 IR 2110 Transistors 12,14 IRFP 450 Inductance 44 10 g H Condensateur 46 150 p F, 1 O Op F, 68 p F Diodes 50,52 11 DQ 03 Zener 56 1 N 5352 A Condensateur 54 1 Bl F, 20 V Résistance 60 2 Ma, 1/4 W Récepteur 76 1 ki Le dispositif d'alimentation auxiliaire con- forme à la présente invention, qui a été réalisé en pratique, a été essayé avec plusieurs valeurs du conden- sateur 46, à savoir 68 p F, 100 p F et 150 p F, avec et sans descente active, et à une tension de barre prin- cipale de courant continu de 200 V et 400 V. Un essai avec un condensateur 46 de 68 p F et une fréquence de commutation de 400-500 k Hz donne un fonctionnement satisfaisant avec une tension de bar- re de courant continu comprise entre 250 et 400 V. Avec une descente active, à 400 V et 500 k Hz, la con- sommation d'énergie dans la diode Zener est de 1,4 watt environ pour un condensateur 46 de 68 p F, contre 2,8 watts dans les mêmes conditions de fonctionnement et avec un condensateur 46 d'une valeur de 150 p F. REVENDICATIONS 1. Circuit d'alimentation en énergie ( 30) pour produire une sortie de courant continu ( 32) à par- tir d'une entrée pulsée, caractérisé en ce qu'il com- prend: un circuit inductif-capacitif en série LC ( 44,46) ayant une première borne, reliée à l'entrée pulsée, et une deuxième borne; un condensateur de sortie ( 54) électriquement chargé à partir du circuit LC en série et fournissant la sortie du courant continu ( 32); et un circuit de couplage ( 50) pour appliquer la charge du circuit LC en série au condensateur de sortie. 2. Circuit suivant la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend en outre: un régulateur de tension ( 56) couplé au con- densateur de sortie ( 54) pour réguler et maintenir la sortie de courant continu ( 32) du condensateur de sor- tie à une valeur prédéterminée sensiblement constante. 3 Circuit suivant la revendication 1, caractérisé en ce que la sortie de courant continu est une sortie de courant continu à basse tension et ladite entrée pulsée est une entrée pulsée à haute tension ayant une amplitude plus grande que ladite sor- tie de courant continu. 4. Circuit suivant la revendication 1, caractérisé en ce que la fréquence de fonctionnement associée à l'entrée pulsée est sensiblement plus fai- ble qu'une fréquence de résonance associée au circuit LC. 5. Circuit suivant la revendication 2, caractérisé en ce que le régulateur de tension est une diode Zener ( 56). 6 Circuit suivant la revendication 1, caractérisé en ce que le circuit de couplage comprend en outre une diode ( 50) connectée en série entre le cir- cuit LC ( 44,46) et le condensateur de sortie ( 54). 7 Circuit suivant la revendication 5, caractérisé en ce que le circuit LC ( 44,46) est connec- té à l'anode de la diode ( 50) et la cathode de la diode est connectée au condensateur de sortie ( 54). 8 Circuit suivant la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un circuit de démarrage ( 60) pour charger le condensateur de sortie ( 54) avant la présence d'une impulsion sur ladite en- trée pulsée. 9. Circuit suivant la revendication 8, caractérisé en ce que le circuit de démarrage comprend une résistance ( 60). 10 Circuit suivant la revendication 8, caractérisé en ce que le circuit de démarrage comprend un convertisseur élévateur ( 76). 11. Circuit suivant la revendication 1, caractérisé en ce que l'entrée pulsée a une amplitude de tension comprise entre 20 V et 2000 V. 12. Circuit suivant la revendication 11, caractérisé en ce que l'entrée pulsée a une amplitude de tension comprise entre 200 V et 400 V. 13. Circuit suivant la revendication 3, caractérisé en ce que la sortie de courant continu à basse tension a une valeur de tension inférieure d'un ordre de grandeur à la tension de l'entrée pulsée. 14. Circuit suivant la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend en outre une diode de contournement ( 52) connectée en série entre un noeud du condensateur de sortie ( 54) et le circuit LC ( 44, 46). 15. Circuit suivant la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un premier ( 12) et un deuxième ( 14)transistors de puissance con- nectés en série, un circuit de pilotage ( 10) pour mettre les premier et deuxième transistors de puissance en con- duction et en non conduction, une barre principale de courant continu ( 20) pour fournir une sortie de courant continu à haute tension à l'un des transistors, les premier et deuxième transistors produisant l'entrée pulsée. 16. Circuit suivant la revendication 1, caractérisé en ce que la première borne du circuit LC ( 44,46)-est reliée à une sortie d'un transistor de puis- sance fournissant l'entrée pulsée. 17. Circuit suivant la revendication 1, caractérisé en ce que le circuit LC comprend une induc- tance résonnante ( 44) et un condensateur résonnant as- socié ( 46) et le condensateur résonnant a une valeur de capacité de l'ordre de 100 p F. 18. Circuit suivant la revendication 2, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un deuxième condensateur de sortie ( 66) et un deuxième régulateur de tension ( 68) pour produire une deuxième sortie de courant continu ( 64) ayant une polarité opposée à une polarité associée à la première sortie de courant con- tinu ( 32). 19. Circuit suivant la revendication 1, caractérisé en ce que la sortie de tension continue est référencée à une tension de terre. 20. Circuit suivant la revendication 1, caractérisé en ce que la sortie de courant continu est référencée à une haute tension continue. 21 Circuit suivant la revendication 15, caractérisé en ce que le circuit LC ( 44,46) est connec- té à la barre principale de courant continu ( 20) et le condensateur de sortie ( 54) est couplé à l'entrée pulsée. 22. Circuit suivant la revendication 15, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un circuit d'amorçage couplé à au moins un desdits transistors de puissance ( 12,14). 23. Circuit suivant la revendication 22, caractérisé en ce que le circuit d'amorçage comprend une diode ( 80) chargeant un condensateur ( 82). 24 Circuit suivant la revendication 1, caractérisé en ce que la première borne du circuit LC est reliée à l'entrée pulsée par l'intermédiaire du condensateur de stockage et une autre borne du cir- cuit LC est reliée à une tension de barre de courant continu. 25. Méthode pour produire une sortie de cou- rant continu à basse tension à partir d'une entrée pul- sée à haute tension, caractérisée en ce qu'elle comprend: la fourniture d'énergie électrique pulsée de l'entrée pulsée à un circuit LC en série; et la charge électrique d'un condensateur de sor- tie à partir du circuit LC en série. 26. Méthode suivant la revendication 25, caractérisée en ce qu'elle comprend en outre: la régulation de la tension aux bornes du condensateur de sortie sensiblement à la valeur de sor- tie de courant continu à basse tension. 27 Méthode suivant la revendication 25, caractérisée en ce qu'elle comprend en outre: l'impulsion de ladite entrée pulsée à une fréquence sensiblement inférieure à une fréquence de résonance associée au circuit LC. 28. Méthode suivant la revendication 25, caractérisée en ce qu'elle comprend en outre la four- niture d'énergie de démarrage pour charger le condensa- teur de sortie avant la présence de ladite énergie électrique pulsée. 29. Méthode suivant la revendication 25, caractérisée en ce que ladite étape de fourniture d'é- nergie pulsée comprend la fourniture d'une énergie pul- sée ayant une valeur de tension comprise entre 20 V et 2000 V. 30. Méthode suivant la revendication 29, caractérisé en ce que ladite étape de fourniture d'é- nergie pulsée comprend la fourniture d'une énergie pul- sée ayant une valeur de tension comprise entre 200 V et 400 V. 31. Méthode suivant la revendication 25, caractérisée en ce que la sortie de courant continu à basse tension a une plage de tension inférieure d'un ordre de grandeur à l'entrée pulsée à haute tension. 32. Méthode suivant la revendication 25, caractérisée en outre en ce qu'elle comprend la four- niture de la sortie de courant continu à basse tension à une entrée à basse tension d'uncircuit de commutation à transistors de puissance. 33 Méthode suivant la revendication 25, caractérisée en ce que l'énergie électrique pulsée est fournie au circuit LC en série par l'intermédiaire du condensateur de sortie. 34 Méthode suivant la revendication 25, caractérisée en ce que l'énergie électrique pulsée est fournie directement au circuit LC en série.