Brevet FR2694470A1 — publié le 19940204

Il DISPOSITIF DE COMMUTATION ÉCRITURE/LECTURE D'UNE T TE DE MAGNÉTOSCOPE La présente invention concerne les têtes de lecture de magnétoscopes, en particulier la tête de lecture dite de contrôle qui doit être commutée en mode lecture très rapidement après avoir effectué une écriture. 5 De nombreux magnétoscopes permettent un comptage en temps réel de la longueur de bande Pour cela, lors de l'enre- gistrement d'un programme sur la bande, on enregistre également sur une piste de contrôle de cette bande, à l'aide d'une tête de contrôle, un signal rectangulaire d'une fréquence d'environ 25 Hz Ainsi, lorsque la bande est relue, ce signal rectan- gulaire de contrôle permet un comptage en temps réel du défile- ment de la bande quelle que soit la vitesse de la bande (recher- che rapide, ralenti, lecture normale) En outre, certains modèles de magnétoscope permettent d'utiliser le signal de contrôle pour enregistrer en même temps des repères aussi appelés index Un index permet, par exemple, d'atteindre en recherche rapide le début d'une séquence marquée de l'index. La figure 1 représente l'allure d'un exemple de signal rectangulaire de contrôle C enregistré sur une bande et l'allure H d'un signal fourni par la tête de lecture lisant le signal C. Lors des deux premières périodes représentées du signal C, ce signal présente un rapport cyclique de 50 % corres- pondant à une situation o la bande n'est pas marquée d'un index La troisième période représentée du signal C présente un rapport cyclique de 27,5 % et la quatrième période un rapport cyclique de 60 % Ces rapports de 27,5 % et 60 %, normalisés, correspondent respectivement à des valeurs binaires 1 et 0. Ainsi, pour marquer la bande d'un index numérique de N bits, on enregistre une combinaison de rapports cycliques de 27,5 et 60 t sur N périodes successives du signal C. La tête de contrôle se comporte en fait comme un déri- vateur dérivant le signal de contrôle C Ainsi, conme cela est représenté, le signal H délivré par la tête de contrôle présente une impulsion positive à chaque front montant du signal C et une impulsion négative à chaque front desoendant du signal C Les fronts montants du signal C sont espacés d'une période cons- tante, ce qui permet, en détectant les impulsions positives du signal H (par le dépassement d'un seuil positif Vs) d'effectuer le comptage en temps réel du défilement de la bande Ce sont les fronts descendants du signal C qui sont modulés dans le temps et correspondent aux rapports cycliques susmentionnés Ainsi, en détectant les impulsions négatives du signal H (par le dépas- sement d'un seuil négatif -Vs) on peut vérifier si le signal de contrôle C comporte des données binaires 0, 1 ou non. Le marquage d'un index sur la bande lorsque, par exem- ple, un utilisateur désire repérer une séquence sur la bande, s'effectue de la manière suivante Un circuit de marquage détec- te un front montant du signal C en mode lecture, passe en mode écriture, écrit une valeur haute pendant 1 'intervale de temps nécessaire ( 27,5 % ou 60 % de la période) puis écrit une valeur basse au moins jusqu'à 60 % de la période Ensuite, ce disposi- tif doit rapidement repasser en mode lecture pour lire le pro- chain front montant du signal C La transition du mode écriture au mode lecture pose certains problèmes de démagnétisation de la tête de lecture et de stabilisation du circuit d'amplification de lecture afin de ne pas inscrire des impulsions parasites sur la bande et de détecter correctement le prochain front montant du signal de contrôle Ces problèmes seront décrits plus en détail en relation avec la figure 2. 5 La figure 2 représente schématiquement un circuit classique d'exploitation d'une tête de lecture de contrôle 10. Une borne A de la tête de lecture 10 est reliée à l'entrée non inverseuse V+ d'un amplificateur différentiel de grand gain 12 et l'autre borne B de la tête 10 est reliée à l'entrée inver-10 seuse V de l'amplificateur 12 L'entrée V+ de l'amplificateur 12 est polarisée par une résistance R 1 reliée à une tension de référence Vref approximativement égale à la moitié de la tension d'alimentation VCC du circuit représenté L'entrée V de l'am- plificateur 12 est par ailleurs reliée à la masse à travers une capacité Cl et à la sortie H de l'amplificateur 12 à travers une résistance R 2 Cette disposition particulière de l'amplificateur 12 permet d'obtenir une régulation de la tension de repos en sortie de l'amplificateur à une valeur d'environ Vref, quelle que soit la tension de décalage parasite en entrée de l'amplifi-20 cateur La constante de temps R 2 x C 1 est choisie élevée pour obtenir aux bornes de la capacité Cl une tension sensiblement constante égale à la tension moyenne H de sortie de l'amplifi- cateur 12. La sortie H de 1 'amplificateur 12 est reliée à un comparateur 14 à hystérésis ayant des valeurs seuil haute Vs et basse -Vs, indiquées à la figure 1 Ce comparateur 14 sert à détecter les impulsions positives et négatives de la tension H. Si on ne régulait pas la tension de repos de l'amplificateur 12, celle-ci pourrait varier avec la tension de décalage qui varie30 elle même fortement en fonction de la température Il pourrait alors arriver que le comparateur 14 ne détecte plus les impul- sions positives ou les impulsions négatives du signal H La sortie du comparateur 14 est utilisée par des circuits non représentés pour le comptage en temps réel du défilement de la bande et pour la détection d'index. La borne B de la tête de lecture 10 peut être reliée à la tension Vref par un interrupteur Si La borne A peut être reliée à la tension VCC par un interrupteur 52 ou à la masse à travers un interrupteur 53 et une source de courant Il En outre, la borne A peut être reliée à la masse par le montage en série d'un interrupteur 54 et d'une source de courant réglable I 2 La source de courant réglable I 2 est pilotée par un amplifi- cateur inverseur 16 dont l'entrée est reliée à la tension VCC par une source de courant I 3 et à la masse par une capacité C 2. La capacité C 2 peut être court-circuitée par un interrupteur 55. La résistance R 2 peut être court-circuitée par un interrupteur 56. La sortie du comparateur 14 peut être mise à haute impédance par un interrupteur 57. Les interrupteurs Si à 57 sont pilotés par un circuit de commande (CTRL) 18 d'une manière décrite ci-après pour mettre la tête en mode lecture ou écriture et dans ce dernier cas ins- crire sur la bande une valeur binaire O lors de l'activation d'un signal BO ou une valeur binaire 1 lors de l'activation d'un signal Bi Le séquencement des interrupteurs Si à 57 est déter- miné par le circuit de commande 18 en fonction de la tension aux bornes de la capacité C 2 qui constitue avec la source I 3 et l'interrupteur 55 un générateur de rampe de tension. La figure 3 représente l'allure de divers signaux entrant en jeu dans le circuit de la figure 2 lorsque l'on veut écrire une valeur binaire sur la bande L'exemple illustré cor- respond à l'écriture d'un créneau de rapport cyclique de 60 %, c'est-à-dire à l'écriture d'une valeur binaire 0. La courbe BO représente l'allure du signal BO d'ordre d'écriture de valeur 0 La courbe C représente l'allure du signal de contrôle enregistré sur la bande Les courbes Si à 57 représentent respectivement les signaux de commande appliqués aux interrupteurs Si à 57, l'état haut d'un de ces signaux cor- respondant à un interrupteur fermé La courbe VC 2 représente la tension aux bornes de la capacité de génération de rampe C 2 La courbe VH représente en trait plein la tension V+ de l'entrée non inverseuse de l'amplificateur 12 (ou de la borne A), et en 5 pointillés la tension V de l'entrée inverseuse de l'amplifica- teur 12 (ou de la borne B) La tension V représente aussi la tension aux bornes de la capacité Cl La courbe 110 représente le courant dans la tête 10 Finalement, la courbe H représente la tension de sortie de l'amplificateur 12.10 L'intervalle de temps o le signal C est à l'état haut ( 27,5 ou 60 % de la période du signal C) a été représenté à une échelle comprimée pour mieux faire apparaître les événements importants se produisant dans le dernier intervalle de 40 * de la période du signal C. A un instant t O arrive un ordre d'écriture d'une valeur O sur la bande sous la forme d'une impulsion BO Le circuit de contrôle est en mode lecture (les signaux Sl à 56 sont à bas niveau et le signal 57 est à haut niveau) et le reste jusqu'au prochain front montant du signal de contrôle C, à un20 instant tl. A un instant t 2 antérieur à la survenue possible d'un front descendant du signal de contrôle C ( 27,5 % de la période du signal C après l'instant tl pour une valeur binaire 1 enre- gistrée), on entre en mode écriture de la bande En même temps, l'interrupteur 57 est ouvert pour que les variations de la sortie H de l'amplificateur 12 ne soient pas prises en compte au cours de ce mode écriture et d'un mode de transition ultérieur. Le mode écriture comprend deux phases numérotées 1 et 2 au niveau de la courbe II 0. La phase 1 consiste à faire circuler un courant posi- tif dans la tête 10 pour écrire un niveau haut sur la bande. Pour cela, l'interrupteur Si est fermé pour relier la borne B de la tête 10 à la tension Vref et l'interrupteur 52 est fermé pour relier la borne A de la tête 10 à la tension VCC Ainsi, on applique une tension de VCC-Vref aux bornes de la tête 10. L'interrupteur Si est fermé pour maintenir constante la tension aux bornes de la capacité Cl afin que cette tension ne soit pas affectée par les variations à venir de la tension de sortie H de 5 l'amplificateur 12 Avant la fermeture de l'interrupteur Si, la tension V aux bornes de la capacité était, comme le représente la courbe VH, légèrement supérieure à la tension Vref La ten- sion appliquée sur la tête 10 durant cette phase entraîne un courant positif dans la tête qui inscrit une valeur haute du10 signal de contrôle sur la bande La phase 1 dure jusqu'à un instant t 3 survenant, dans cet exemple, à 60 % de la période du signal C Lors de l'écriture d'une valeur binaire 1 sur la bande, ce qui n'est pas représenté, l'instant t 3 survient à 27,5 % de la période du signal C. A l'instant t 3 on entre dans la phase 2 du mode écri- ture Cette phase consiste à inscrire un front descendant du signal de contrôle C Dans tous les cas (écriture d'une valeur binaire O ou 1 sur la bande), la phase 2 se prolonge légèrement au delà de 60 % de la période du signal C, par exemple jusqu'à20 61 % Lors de l'écriture d'une valeur binaire 1, ce qui n'est pas représenté, cette phase dure de 27,5 % à 60 % de la période du signal C afin d'effacer une possible valeur binaire O enre- gistrée auparavant L'interrupteur 52 est ouvert et l'interrup- teur 53 est fermé L'interrupteur 53 relie la borne A de la tête25 10 à la masse par l'intermédiaire de la source de courant Il. Ainsi, on impose un courant négatif dans la tête 10 qui inscrit une valeur basse sur la bande La tension V+ chute à une valeur basse correspondant à la circulation du courant négatif dans la tête.30 A un instant t 4, le mode écriture se termine et un mode de transition commence pour passer rapidement au mode lec- ture avant l'arrivée du prochain front montant du signal C Le mode de transition comprend trois phases successives numérotées 3 à 5 au niveau de la courbe 110 La phase 3 est en fait une phase de latence non souhaitée Après le mode écriture, il faut ramener le courant présent dans la composante inductive de la tête 10 à une valeur nulle de manière suffisamment lente pour ne pas créer de surtension et l'écriture d'une impulsion parasite 5 sur la bande On tente pour cela d'imposer à la tête 10 une rampe de courant décroissant en valeur absolue A l'instant t 4, on ouvre l'interrupteur 55 en permettant la charge de la capa- cité C 2 par la source de courant I 3 La tension VC 2 aux bornes de la capacité C 2 se met à croître linéairement A l'instant t 4,10 on ouvre aussi l'interrupteur 53 et on ferme l'interrupteur 54 reliant la source de courant commandée I 2 à la borne A de la tête 10 La source I 2 étant pilotée négativement par la tension VC 2, son courant I 2 décroît en valeur absolue en fonction de la tension VC 2 Le courant I 2 décroît à partir d'une valeur maxi-15 maie théorique I 2 max choisie aussi proche que possible de la valeur Il du courant présent dans la tête 10 à la fin de la phase 2 Cette valeur I 2 max doit toutefois être choisie supérieure à Il de façon à éviter, par des dispersions de fabrica- tion et des variations de température, que ce courant I 2 max20 devienne inférieur à Il, ce qui entraînerait un échelon de courant dans la tête et l'écriture d'une impulsion parasite sur la bande Ainsi, à l'instant t 4 et jusqu'à ce que le courant I 2 atteigne la valeur Il, la source I 2 est saturée, c'est-à-dire que la tête 10 consomme un courant inférieur à celui que tend à25 fournir la source I 2 Etant donné que la pente du courant I 2 est faible, la phase 3 dure longtemps. A un instant t 5, le courant de la source I 2 atteint la valeur Il et on entre dans la phase 4 de décharge effective du courant accumulé dans la tête 10.30 A un instant t 6, le courant dans la tête 10 s'annule. Cet instant est approximativement détecté lorsque la tension VC 2 atteint une valeur seuil Vl adéquatement choisie A l'instant t 6, on se trouve dans une situation o la tension Vs est au dessus de sa valeur initiale et la tension V-, tension aux35 bornes de la capacité Cl, est en dessous de sa valeur initiale. On entre dans la phase 5 qui a pour but de ramener les tensions d'entrée V+, V de 1 ' amplificateur 12 aux valeurs initiales le plus rapidement possible Les interrupteurs Si et 54 sont ouverts L'amplificateur 12 retrouve ainsi sa configuration à5 régulation de tension de repos De plus, on ferme l'interrupteur 56 qui court-circuite la résistance R 2 Ceci entraîne que l'état d'équilibre de l'amplificateur 12 est atteint très rapidement grâce à la charge rapide de la capacité Cl Comme cela est représenté, les tensions V+ et V rejoignent rapidement leurs10 valeurs initiales. La phase 5 doit se prolonger suffisamment longtemps pour que l'on soit sûr que les tensions V+ et V rejoignent leurs valeurs initiales avant la fin de cette phase La phase 5 se termine à un instant t 7 déterminé par le fait que la tension15 VC 2 aux bornes de la capacité C 2, toujours chargée par la source I 3, atteint une valeur seuil V 2 convenablement choisie L'inter- rupteur 56 est ouvert et l'amplificateur 12 est ramené à sa configuration initiale de régulation lente de tension de repos. Le mode lecture pourrait être rétabli à l'instant t 7 Il est en fait rétabli à un instant t 8 ultérieur o l'interrupteur 57 est refermé pour valider la sortie du comparateur 14. Toutefois, la brusque ouverture de l'interrupteur 56 entraîne qu'un courant de polarisation i de l'amplificateur 12 a le temps de charger la capacité Cl avant l'entrée en jeu de la régulation de tension de repos Comme cela est représenté par la courbe VH, la tension V croit légèrement, puis se met à décroî- tre lentement grâce à la régulation de tension de repos. Comme le représente la courbe H, la sortie de l'ampli- ficateur 12 suit les évolutions de la différence de tension V+ - V- Ces évolutions ne sont pas prises en compte entre l'instant t 2 et l'instant t 8 grâce au fait que l'interrupteur 57 reste ouvert entre ces instants L'instant t 8 est détecté par le fait que la tension VC 2 aux bornes de la capacité C 2 atteint une valeur seuil V 3 légèrement inférieure à la valeur finale attein- te par la tension VC 2 (approximativement VCC). A un instant t 9 survient le prochain front montant du signal C Comme cela est représenté par la courbe H, la tension de sortie de l'amplificateur 12 se trouve à l'instant t 9 encore en dessous de sa valeur de repos, à cause de la charge parasite 5 de la capacité C 2 par le courant i Si à l'instant t 9 la tension de sortie de 1 'amplificateur 12 est encore trop loin de la valeur de repos, il se peut que 1 ' impulsion correspondant au front montant du signal C ne soit pas détectée par le compara- teur 14 En pratique, on dispose de moins de 40 % de la période10 du signal C, environ 15 ms, pour stabiliser la sortie de l'am- plificateur 12 à une valeur convenable (permettant de détecter le prochain front montant du signal C) après une écriture Ces 15 millisecondes suffisent généralement. Toutefois, les recommandations actuelles tendent à imposer que cette stabilisation s'effectue plus rapidement Ceci devient difficile avec le circuit classique que l'on vient de décrire. Un objet de la présente invention est de prévoir un circuit de commutation entre modes lecture et écriture d'une tête de lecture, capable d'une commutation particulièrement rapide du mode écriture vers le mode lecture. La présente invention se base sur l'analyse détaillée ci-dessus d'un circuit classique et propose, d'une part, un dis- positif d'accélération de la décroissanc du courant de la25 source I 2 pendant la phase 3 et, d'autre part, un dispositif de commutation douce en fin de phase 5. La présente invention vise plus particulièrement un dispositif de commutation d'un mode écriture à un mode lecture d'une tête de lecture reliée entre des première et deuxième30 bornes d'entrée d'un amplificateur différentiel, la deuxième borne d'entrée étant reliée à un potentiel constant par l'inter- médiaire d'une capacité et à la sortie de l'amplificateur par l'intermédiaire d'une résistance Le dispositif comprend: des moyens de génération d'une rampe de tension, actifs après une écriture; des moyens de décharge du courant de la tête de lec- ture proportionellement à ladite rampe entre le début de la rampe et un premier seuil de la rampe; des moyens de commuta- tion de ladite résistance à une valeur basse, au moins entre le premier seuil et un deuxième seuil de la rampe; et des moyens de détection du deuxième seuil assurant, au voisinage de ce seuil, une commande progressive desdits moyens de commutation. Selon un mode de réalisation de la présente invention, les moyens de commutation comprennent deux transistors de commutation de même type disposés en parallèle sur ladite résis- tance et en opposition l'un par rapport à l'autre. Selon un mode de réalisation de la présente invention, les moyens de détection du deuxième seuil comprennent deux tran- sistors montés en étage différentiel dont une entrée reçoit une tension égale au deuxième seuil et l'autre entrée reçoit ladite rampe, des moyens étant prévus pour fournir aux bases des tran- sistors de commutation un courant proportionnel au courant circulant dans l'un ou l'autre des transistors de l'étage différentiel. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le dispositif comprend un miroir de courant disposé pour copier dans les bases des transistors de commutation le courant circu- lant dans l'un ou l'autre des transistors de l'étage différen- tiel. Le dispositif comprend une source de courant variable de décharge du courant de la tête de lecture, commandée en décroissance proportionnellement à ladite rampe entre le début de la rampe et le premier seuil de la rampe, cette source de courant ayant une valeur maximale initiale supérieure au courant initial de la tête Selon un mode de réalisation de la présente invention, il est prévu des moyens d'accentuation de la pente de la rampe entre le début de la rampe et un instant o le courant de décharge devient égal au courant présent dans la tête. il Les moyens de génération de rampe comprennent une deuxième capacité chargée par une première souroe de courant constant Selon un mode de réalisation de la présente invention, les moyens d'accentuation de la pente comprennent une deuxième source de courant constant de valeur grande par rapport à èlle de la première souroe, et un moyen interrupteur reliant la deuxième source en parallèle sur la première entre le début de la rampe et l'instant o le courant de la source variable devient égal à èlui présent dans la tête. Selon un mode de réalisation de la présente invention, les moyens d'accentuation de la pente comprennent des moyens de détection de la saturation de la sourca de courant variable, qui commandent ledit moyen interrupteur lorsque la souroe de courant variable est saturée. Selon un mode de réalisation de la présente invention, les moyens d'acoentuation de la pente de la rampe comprennent un transistor de détection relié en série entre la sourca de courant variable et l'entrée d'un miroir de courant, l'émetteur du transistor étant relié à la source de courant variable, la sortie du miroir de courant alimentant la deuxième capacité, la base du transistor reoevant une tension au moins égale à la samme de la tension de saturation de la souroe de courant variable et de la chute de tension entre la base et l'émetteur du transistor. Ces objets, caractéristiques et avantages ainsi que d'autres de la présente invention seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite en relation avec les figures jointes parmi lesquelles: les figures 1 à 3, précédemment décrites, sont destinées à illustrer l'état de la technique; la figure 4 représente un mode de réalisation de circuit de commutation selon la présente invention; la figure 5 représente un mode de réalisation détaillé d'un élément du circuit de la figure 4; et la figure 6 représente les allures de divers signaux du circuit de la figure 4 lors du passage du mode écriture au mode lecture. Dans la figure 4 on retrouve des mêmes éléments qu'à la figure 2, désignés par des mêmes références Pour simplifier la figure, on n'a repris de la figure 2 que certains des éléments. Selon l'invention, l'entrée inverseuse d'un compa- rateur 20 est reliée entre l'interrupteur 54 et la source de courant commandée 12 L'entrée non inverseuse du comparateur 20 est reliée à une tension Vsat sensiblement égale à la tension de saturation de la souroe I 2 La sortie du comparateur 20 commande un interrupteur 58 disposé en série avec une source I 4 La source I 4 et l'interrupteur 58 sont disposés en parallèle sur la15 source I 3 de charge de la capacité C 2 Le courant délivré par la source I 4 est important par rapport à celui délivré par la source 13. Ce circuit, caome cela sera décrit en relation avec la figure 6, permet de réduire la phase de latence 3 susmentionnée à une durée négligeable. Selon un autre aspect de l'invention, un étage différentiel formé de deux transistors NPN Ql et Q 2, compare la tension aux bornes de la capacité C 2 à une tension seuil V 2 qui peut être identique à celle de la figure 6 Les transistors Qi et Q 2 sont reliés par des résistances d'émetteur R 3 et R 4 à une source de courant 15, elle-même reliée à la masse La source I 5 peut être activée ou désactivée par un signal E 5 Les résistan- ces R 3 et R 4 sont destinées à limiter et à linéariser le gain de l'étage différentiel La base du transistor Qi reçoit la tension seuil V 2 et la base du transistor Q 2 reçoit la tension VC 2 aux bornes de la capacité C 2 Le collecteur du transistor Q 2 est relié à la tension VCC et le collecteur du transistor Ql est relié à l'entrée d'un miroir de courant Ml, lui-même relié à la tension VCC Le miroir Ml comprend deux sorties alimentant les bases de deux transistors NPN Q 3 et Q 4 disposés en anti- parallèle Les transistors Q 3 et Q 4 forment l'interrupteur 56 permettant de court-circuiter la résistance R 2. Comme on le verra en relation avec la figure 6, ce circuit permet pratiquement d'annuler la variation de la tension V à la fin de la phase 5 décrite en relation avec la figure 3. La figure 5 représente un mode de réalisation de l'ensemble du comparateur 20, de la source I 4 et de l'inter- rupteur 58 La capacité C 2 est chargée par la source de courant I 3 et éventuellement en outre par la sortie d'un miroir de courant M 2 relié à la tension VCC Un transistor NPN Q 5 est disposé en série entre la source de courant commandée I 2 et l'entrée du miroir M 2 Ce transistor Q 5 reçoit sur sa base la samnme de la tension Vsat précédemment mentionnée et d'une tension Vbe égale à la tension de la jonction base- émetteur du transistor Q 5 Avec cette disposition, lorsque la tension aux bornes de la source I 2 est inférieure à Vsat, c'est-à-dire lors- que la source I 2 est saturée, le transistor Q 5 est passant et la différence entre le courant fourni par la source I 2 et le courant I 1 o est fournie à l'entrée du miroir M 2 Ce courant d'entrée est éventuellement multiplié par un facteur K dans le miroir M 2 et fourni à la capacité C 2 Lorsque la source I 2 n'est pas saturée, le transistor Q 5 est bloqué et la capacité C 2 n'est chargée que par la source I 3. La figure 6 représente les allures de divers signaux du circuit de la figure 4 dans une situation identique à celle de la figure 3 On retrouve dans cette figure de mêmes courbes, instants et phases, désignés par des mêmes références qu'à la figure 3. L'écriture d'une valeur 1 ou O sur la bande, se produisant entre les instants t O et t 4, est effectuée de manière identique à celle décrite en relation avec la figure 3 Par conséquent, on retrouve la même phase 1 d'écriture d'une valeur haute sur la bande et la même phase 2 d'écriture d'une valeur basse. A l'instant t 4 on décide de charger la capacité C 2 pour générer une rampe permettant grâce à la source commandée I 2 de progressivement décharger le courant de la tête de lecture. L'interrupteur 55 est ouvert et l'interrupteur 54 est fermé La 5 source de courant I 2 sature car elle est prévue pour avoir une valeur initiale I 2 max supérieure, en valeur absolue, à la valeur Il du courant présent à l'instant t 4 dans la tête 10 Cette saturation est détectée par le comparateur 20 qui ferme l'interrupteur 58 mettant en parallèle la source de valeur importante10 I 4 sur la source I 3 Ainsi, la tension aux bornes de la capacité C 2 croît très rapidement Corrélativement, le courant fourni théoriquement par la source I 2 décroît pour atteindre rapidement le courant Il à l'instant t 5 Alors, la source I 2 n'est plus saturée, ce qui est détecté par le comparateur 20 qui ouvre15 l'interrupteur 58 La capacité C 2 se charge alors normalement grâce à la source I 3 pendant la phase 4 qui est identique à la phase 4 de la figure 3. Ainsi, la phase de latence 3 est considérablement réduite et elle est d'autant plus courte que le courant de la source 14 est important par rapport à celui de la source I 3. A l'instant t 6, la source de courant 15 de l'étage différentiel Q 1, Q 2 est activée L'étage Qi, Q 2 est alors saturé car la tension de base V 2 du transistor Ql est suffisamment supérieure à la tension de base VC 2 du transistor Q 2 Le tran-25 sistor Qi dérive latotalité du courant de la source I 5 Le courant du transistor Qi est recopié dans les bases des transis- tors Q 3 et Q 4 formant l'interrupteur 56 L'un de ces transistors Q 3, Q 4, en fonction des polarités des tensions V et H, sature et courtcircuite la résistance R 2 On obtient un début de phase30 5 de stabilisation identique à la phase 5 de la figure 3. Lorsque la tension VC 2 s'approche de la tension V 2, l'étage différentiel Q 1, Q 2 entre en régime linéaire Au fur et à mesure que la tension VC 2 continue à croître, le courant dans le transistor Qi diminue alors que le courant dans le transistor Q 2 augmente Ainsi, le courant fourni aux bases des transistors Q 3, Q 4 de l'interrupteur 56 diminue, et ces transistors se blo- quent progressivement Les transistors Q 3, Q 4 sont définiti- veient bloqués lorsque la tension VC 2 atteint une valeur suf- fisamment grande par rapport à V 2 Alors, l'étage différentiel Q 1, Q 2 sature et le transistor Q 2 dérive tout le courant de la source I 5. Ainsi, on réalise une commutation progressive de la résistance R 2 d'une valeur faible vers sa valeur forte initiale, ce qui laisse le temps à la boucle de régulation de tension de repos de compenser la charge de la capacité Cl par le courant de polarisation i Comme cela est représenté, autour de l'instant t 7 de cette commutation progressive, on ne remarque pratiquement aucune variation de la tension V- Cela signifie que le prochain front montant du signal C peut survenir juste après l'instant t 7 La combinaison de la réduction de la phase de latenoe 3 et de la commutation douce à l'instant t 7 permet une réduction considérable du temps nécessaire à la commutation du mode écri- ture vers le mode lecture de la tête 10. Comme dans le cas du circuit de la figure 3, la sortie de l'amplificateur 12 est validée lorsque la tension VC 2 atteint la valeur seuil V 3 Le signal E 5 de commande de la source I 5, comme cela a été indiqué, est activé à l'instant t 6 Il pourra être désactivé lorsque le transistor Q 2 dérive tout le courant de la source I 5, par exemple, à 1 'instant t 8 o on valide la sortie du comparateur 14. Les signaux Si à 55 et 57 sont ceux qui sont classi- quement fournis par le circuit de commande 18 de la figure 2. L'homme du métier saura réaliser un circuit fournissant un signal de validation E 5 convenable, par exemple grâce à un interrupteur disposé en série avec la source 15 et commandé par un comparateur à fenêtre ayant des valeurs seuil Vi et V 3 La source I 5 pourrait être active en permanence, ce qui entrai- nerait la fermeture de l'interrupteur 56 à partir de l'instant t 2 Ceci perturberait la sortie H de l'amplificateur 12, ce qui est sans importance car on ne tient pas compte de cette sortie entre les instants t 2 et t 8. De nombreuses variantes et modifications de la pré- sente invention apparaîtront à l'homme du métier, notamment en ce qui concerne la réalisation des sources de courant et des interrupteurs associés. REVENDICATIONS 1 Dispositif de commutation d'un mode écriture à un mode lecture d'une tête de lecture ( 10) reliée entre des pre- mière (A) et deuxième (B) bornes d'entrée d'un amplificateur différentiel ( 12), la deuxième borne d'entrée étant reliée à un potentiel constant par l'intermédiaire d'une capacité (Cl) et à la sortie de l'amplificateur par l'intermédiaire d'une résis- tance (R 2), comprenant: des moyens (C 2, I 3, 55) de génération d'une rampe de tension, actifs après une écriture; des moyens (I 2, 54, 16) de décharge du courant de la tête de lecture proportionnellement à ladite rampe entre le début (t 4) de la rampe et un premier seuil (Vl) de la rampe; et des moyens ( 56) de commutation de ladite résistanc à une valeur basse, au moins entre le premier seuil et un deuxième seuil (V 2) de la rampe; caractérisé en ce qu'il comprend des moyens de détec- tion (Q 1, Q 2) du deuxième seuil assurant, au voisinage de ce seuil, une commande progressive desdits moyens de commutation. 2 Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens de commutation comprennent deux transistors de commutation (Q 3, Q 4) de même type disposés en parallèle sur ladite résistance (R 2) et en opposition l'un par rapport à l'autre. 3 Dispositif selon la revendication 2, caractérisé en ce que les moyens de détection du deuxième seuil (V 2) compren- nent deux transistors (Q 1, Q 2) montés en étage différentiel dont une entrée reçoit une tension égale au deuxième seuil (V 2) et l'autre entrée reçoit ladite rampe, des moyens (Ml) étant prévus pour fournir aux bases des transistors de commutation (Q 3, Q 4)30 un courant proportionnel au courant circulant dans l'un ou l'autre des transistors de l'étage différentiel. 4 Dispositif selon la revendication 3, caractérisé en ce qu'il comprend un miroir de courant (Ml) disposé pour copier dans les bases des transistors de commutation (Q 3, Q 4) le cou- rant circulant dans l'un ou l'autre des transistors de l'étage 5 différentiel. Dispositif selon la revendication 1, comprenant une source de courant variable (I 2) de décharge du courant de la tête de lecture, commandée en décroissance proportionnellement à ladite rampe entre le début (t 4) de la rampe et le premier seuil10 (Vl) de la rampe, cette source de courant ayant une valeur maxi- male initiale (I 2 max) supérieure au courant initial (Il) de la tête; caractérisé en ce qu'il comprend des moyens ( 20, I 4, 58) d'accentuation de la pente de la rampe entre le début (t 4) de la rampe et un instant (t 5) o le courant de décharge devient égal15 au courant présent dans la tête. 6 Dispositif selon la revendication 5, dans lequel les moyens de génération de rampe comprennent une deuxième capa- cité (C 2) chargée par une première source de courant constant (I 3), caractérisé en ce que les moyens d'accentuation de la pente comprennent une deuxième source de courant constant (I 4) de valeur grande par rapport à celle de la première source, et un moyen interrupteur ( 58) reliant la deuxième source en paral- lèle sur la première entre le début (t 4) de la rampe et 1 'ins- tant (t 5) o le courant de la source variable devient égal à25 celui présent dans la tête. 7 Dispositif selon la revendication 6, caractérisé en ce que les moyens d'accentuation de la pente comprennent des moyens ( 20) de détection de la saturation de la source de courant variable (I 2), qui commandent ledit moyen interrupteur30 ( 58) lorsque la source de courant variable est saturée. 8 Dispositif selon la revendication 6, caractérisé en ce que les moyens d'accentuation de la pente de la rampe comprennent un transistor de détection (Q 5) relié en série entre la source de courant variable (I 2) et l'entrée d'un miroir de 5 courant (Ml), l'émetteur du transistor étant relié à la source de courant variable, la sortie du miroir de courant alimentant la deuxième capacité (C 2), la base du transistor recevant une tension au moins égale à la somme de la tension de saturation de la source de courant variable et de la chute de tension (Vbe)10 entre la base et l'émetteur du transistor.