Brevet FR2690020A1 — publié le 19931015

CIRCUIT MELANGEUR La présente invention concerne des Perfection- nements relatifs aux circuits mélangeurs, et en particu- lier à des circuits sensibles à un rayonnement ayant une 5 fréquence dans la gamme de 25 à 500 G Hz. De tels circuits comprennent de façon caracté- ristique une paire d'éléments mélangeurs appariés, une source de signal (à la fréquence C')), une source de ré- férence (à la fréquence W) et des déphaseurs entre les sources et les mélangeurs De cette manière, on peut ex- traire de chaque mélangeur un signal à la fréquence de différence (w J -us) c'est-à-dire la fréquence intermédiai- re (FI) Un exemple particulier consiste en un circuit mélangeur double équilibré dans lequel, avec des valeurs appropriées de déphasage et de combinaison des signaux FI, il est possible d'optimiser le rapport signal à bruit dans le signal de sortie FI et d'assurer la réjection du bruit à la fréquence image, c'est-à-dire à la fréquence ( 2 W Ws). De tels circuits ont des applications dans les domaines du radar et de la radiométrie passive pour la surveillance,la cartographie, l'imagerie et le guidage. Dans une application caractéristique, un mélan- geur en micro-circuit est connecté par un guide d'ondes à une antenne ou un collecteur parabolique aérien Le micro- circuit consiste habituellement en une plaque de support diélectrique dont une face porte des motifs conducteurs et des composants de mélangeur à semiconducteurs, par exemple des diodes, fixés' à la plaque de support, et dont l'au- tre face peut également être métallisée en totalité ou en partie Le positionnement des composants ci-dessus est ex- trêmement critique Le micro-circuit est habituellement monté dans la cavité du guide d'ondes, ou bien il est con- necté au guide d'ondes par une transition conçue spéciale- ment Le positionnement du circuit est également critique. De telles structures sont difficiles à réaliser, fragiles et coûteuses Le positionnement des composants et du cir- cuit est difficile et coûteux. L'invention est destinée à procurer un circuit mélangeur ayant une autre structure, c'est-à-dire une struc- ture dans laquelle des antennes font partie intégrante du circuit, ce qui a donc pour effet de supprimer les problè- mes de positionnement dans le guide d'ondes Le dispositif de l'invention peut en outre être réalisé entièrement sous forme de circuit intégré monolithique et, dans une telle forme, il est mécaniquement robuste et a un encombrement extrêmement réduit Selon une variante, il peut être réali- sé sous la forme d'un circuit hybride, en particulier pour l'utilisation à l'extrémité de basse fréquence de la gamme des fréquences millimétriques. L'invention vise à procurer un circuit mélangeur capable d'offrir une réponse à bande relativement large. L'invention procure un circuit mélangeur compre- nant un substrat de support; des premier et second dipôles, chacun d'eux étant en métal de forme plane et s'étendant sur le substrat, ces dip 8 les se coupant et étant disposés de façon mutuellement orthogonale; des premier et second éléments mélangeurs, chaque élément étant connecté de façon à former un pont sur une dis- continuité dans le métal de dipôle correspondant respective- ment au premier dipôle et au second dipôle, et chacun de ces éléments étant attaqué par les deux dipôles le premier dipôle étant divisé sur une partie de sa longueur et définissant ainsi une ligne de transmis- sion à retard à deux conducteurs qui s'étend entre le pre- mier élément mélangeur et la région d'intersection des dipôles; le second dipôle étant divisé sur une partie de sa longueur et définissant ainsi une paire de conduc- teurs isolés qui s'étendent entre la région d'intersection des dipôles et une extrémité ouverte du second dipôle; et une liaison de connexion reliant l'un des con- ducteurs de ligne à l'un des conducteurs isolés, cette liaison se trouvant à l'extérieur du périmètre de la ligne, mais à l'intérieur du périmètre du second dipôle, et cette liaison permettant ainsi d'extraire un signal à fréquence intermédiaire (c'est-à-dire un signal développé aux bornes du premier mélangeur) par l'intermédiaire des deux conduc- teurs isolés. Le substrat peut être en matière isolante dié- lectrique et les éléments mélangeurs, ainsi qu'en fait des transistors préamplificateurs, peuvent être soudés au cir- cuit (c'est-à-dire que le mélangeur peut être un circuit hybride) Selon une variante, le substrat peut être en ma- tière semiconductrice comportant sur sa surface une couche isolante mince assurant l'isolation entre le substrat et le métal de dipôle déposé par-dessus Dans ce dernier cas, les composants du circuit peuvent être formés dans le corps du substrat semiconducteur (c'est-à- dire que le mélangeur peut être un circuit intégré monolithique). Dans le cas du circuit hybride, la liaison de connexion peut être constituée par une courte longueur de fil de connexion à inductance élevée. De préférence à ce qui précède, la liaison de connexion peut être constituée par une bande de métal mince, c'est-à-dire une bande s'étendant sur une partie notable de la longueur du second dipôle, une extrémité du second dipôle, ou les deux,étant terminées par un condensateur, et le second dipôle ainsi modifié a les propriétés d'un dipôle replié L'avantage de cette dernière structure con- siste en ce qu'on peut choisir les dimensions relatives du dipôle replié de façon à adapter l'impédance de charge pour les deux dipôles afin d'obtenir de meilleures perfor- mances. Du fait que la liaison de connexion se trouve à l'extérieur du périmètre de la ligne à retard à deux conducteurs, les propriétés de la ligne à retard ne sont pas affectées Ceci offre l'avantage de permettre alors l'utilisation des propriétés non dispersives de la ligne, ce qui permet de parvenir à un fonctionnement à large ban- de On peut choisir par la conception une gamme étendue de valeurs d'impédance caractéristique La ligne à retard, qui est formée par deux conducteurs seulement, est relati- vement facile à fabriquer Il est également possible d'in- corporer un retard de phase supplémentaire dans la ligne à retard, au moyen d'un mécanisme de ralentissement à struc- ture plane, comme par exemple par l'utilisation d'une struc- ture de ligne en peigne interdigitée. Les avantages de la configuration à dipôle re- plié par rapport à une configuration de dipôle plus simple, consistent en un fonctionnement à plus large bande, du fait que la susceptance est faible au voisinage des fréquences centrales et l'impédance peut être définie de manière sim- ple par le choix de la largeur de la ligne centrale du dipôle replié. L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description détaillée qui va suivre de modes de réalisa- tion, donnés à titre d'exemples non limitatifs La suite de la description se réfère aux dessins annexés sur lesquels: La figure 1 est un schéma synoptique d'un circuit mélangeur; La figure 2 est un exemple de représentation en plan d'un circuit à dipôles croisés, à couplage par diodes et à structure plane, correspondant à une réalisa- tion sous forme de mélangeur double équilibré du circuit mélangeur représenté sur la figure précédente; Les figures 3 à 6 sont des représentations en plan simplifiées du circuit de dipôles représenté sur la figure 2, chacune d'elles se distinguant par une configu- ration différente d'une liaison de connexion, c'est-à-dire une liaison s'étendant entre des parties diagonalement op- posées de la métallisation des dipôles; Les figures 7 à 10 sont des représentations en plan comparatives de dipôles montés sur un diélectrique avec des charges adaptées, à savoir un dipôle simple, un dipôle divisé et deux formes de dipôle replié, respective- ment. La figure Il est un graphique montrant la dépen- dance vis-à-vis de la fréquence des parties réelle et ima- ginaire de l'admittance, calculée pour le dipôle divisé (fi- gure 8), et pour l'un des dipôles repliés (figure 10); La figure 12 est un exemple de représentation en plan d'une structure préférée du circuit de dipôlés repré- senté précédemment sur la figure 2 ci-dessus, montrant en particulier la configuration de la liaison et une configu- ration de condensateurs nécessaires pour optimiser les per- formances; Les figures 13 et 14 montrent respectivement sous la forme d'un exemple de représentation en plan et sous la forme d'un circuit équivalent, une configuration de polari- sation en continu pour le circuit de dipôles de la figure 12 et La figure 15 est un exemple de représentation en plan d'un circuit double formé par des dipôles croisés et dé- calés, qui constitue une variante du circuit mélangeur re- présenté sur la figure 12. La figure 1 montre un schéma synoptique d'un circuit mélangeur 1 Ce circuit 1 est formé par une paire d'éléments mélangeurs Ml et M 2, chacun d'eux étant connec- té en parallèle à une entrée de signal X et à une entrée de référence d'oscillateur local Y La puissance de signal, introduite à l'entrée de signal X, est divisée entre deux voies de signal et elle est transmise vers les éléments mélangeurs Ml et M 2 par l'intermédiaire d'un déphaseur in- tercalé dans chaque voie, c'est-à-dire respectivement des premier et second déphaseurs Pl et P 2 La puissance de ré- férence, introduite à l'entrée de référence Y, est divi- sée de façon similaire entre deux voies; elle est trans- mise par un troisième déphaseur P 3 au premier élément mé- langeur Ml, et elle est appliquée directement au second élément mélangeur M 2 Des produits d'intermodulation qui sont produits par chaque élément mélangeur, et en parti- culier des signaux FI 1 et FI 2 qui sont produits à la fré- quence intermédiaire (W-L) s) sont extraits des éléments mélangeurs, chacun sur une voie de sortie correspondante. Les deux signaux à fréquence intermédiaire FI 1 et FI 2 peu- vent être additionnés par des circuits internes ou exter- nes, et dans les modes de réalisation qui suivent, on con- sidère que toute addition est effectuée de façon externe. Comme le montre la figure 1, les signaux à fréquence inter- médiaire FI 1 et FI 2 sont additionnés au niveau d'une sortie commune Z; le signal à fréquence intermédiaire F Il, extrait du premier élément mélangeur Ml, passant tout d'abord par un quatrième déphaseur P 4 Les déphasages introduits par les quatre déphaseurs Pl à P 4 sont représentés sur la figu- re 1 par des symboles algébriques respectifs o Les propriétés de ce circuit mélangeur 1 dépen- dent des valeurs données à chaque déphasage O L'utilisation d'une paire de mélangeurs équilibrés fonc- tionnant en parallèle avec un déphasage approprié introduit dans la voie d'attaque de l'un-d'eux permet d'atténuer le bruit à la fréquence image et donne également la possibi- lité de faire la distinction entre des signaux S situés s au-dessus et au-dessous de la fréquence de référence c O. Un tel circuit constitue ce qu'on appelle un mélangeur équilibré double. A la fréquence de signal Os' pour obtenir un rapport signal à bruit optimal à la sortie Z, les déphasa- ges doivent satisfaire l'équation suivante: ( 1 2) +T = Equation ( 1) Le signal appliqué à la borne d'entrée X con- tiendra inévitablement une puissance de bruit parasite à la fréquence image, c'est-à-dire à une fréquence de l 2 2 Wsl Il est souhaitable que le circuit mélangeur soit relativement insensible à la puissance d'entrée à cette fréquence Pour une réfection optimale de la fréquen- ce image, c'est-à-dire pour son annulation à la borne de sortie Z, les déphasages doivent satisfaire l'équation suivante: ( 1 i 2) + ITY= T Equation ( 2) Ainsi, pour parvenir simultanément à l'optimi- sation du rapport signal à bruit et à la réfection de la fréquence image, les déphasages doivent remplir les condi- tions sui-vantes: Y = 1/2; et ( 2 C 1) + = r/2 Equation ( 3) Une solution de cette dernière équation est donnée par: O 02 1 = = T r/2 Solution ( 1) Une autre solution est donnée par: 2 =; 4 rr /42 Solution ( 2) Les modes de réalisation donnés ci-après montrent comment on peut atteindre chacune de ces solutions, en uti- lisant des dipôles croisés plans à couplage par diodes On notera que chaque élément mélangeur Ml, M 2 produit de la puis- sance à la fréquence image | 2 W îs|,et dans certaines conditions, il peut y avoir autant de puissance de signal convertie à cette fréquence qu'à la fréquence intermédiai- re (FI), égale à Ps wl Il est possible de parvenir à5 une amélioration de la perte de conversion s'élevant jus- qu'à 3 d B, à condition que la puissance à la fréquence ima- ge ne soit pas rayonnée, mais appliquée à une charge réac- tive L'utilisation d'un filtre coupe-bande n'est pas pra- tique, du fait que le décalage relatif par rapport à la fréquence de signal W S est faible L'utilisation d'une relation de phase appropriée dans un circuit mélangeur équilibré double est une solution possible En annulant à la borne d'entrée X la puissance produite à la fréquence image, aucune puissance n'est transmise vers la source de signal o elle peut être rayonnée Pour ceci, il faut que: V = Xr/2 quels que soient d 1 ", Equation ( 4) Ceci est en accord avec la solution ( 1) ci-dessus. Il n'est pas possible de parvenir simultanément à l'annulation sur la borne de référence Y Cependant, si les éléments mélangeurs Ml et M 2 ont une bonne isolation entre la référence et le signal RF, l'annulation en Y n'est pas obligatoire et seule l'équation ( 4) ci-dessus doit être satisfaite. La figure 2 montre une réalisation sous forme équilibrée double de ce circuit mélangeur 1 Ce mélangeur équilibré double est formé par une paire de dipôles croisés 3 et 5; ces dipôles 3 et 5 sont disposés de façon orthogo- nale; un dipôle 3 est représenté en position verticale et l'autre dipôle, c'est-à-dire le dipôle 5, est représenté en position horizontale Les dipôles sont respectivement en couplage avec un champ de référence d'oscillateur local ra- yonnant polarisé verticalement et avec un champ de signal rayonnant polarisé horizontalement Les dipôles 3 et 5 sont supportés sur la surface d'un substrat en matière à constan- te diélectrique élevée, c'est-à-dire un substrat qui est soit. en un diélectrique isolant, soit en un semiconducteur iso- lé à résistivité élevée Dans ce dernier cas, dans lequel une matière isolante sépare les dipôles par rapport au corps du semiconducteur, l'épaisseur d'isolant est minima- le, c'est-à-dire suffisante pour l'isolation mais pas suf- fisamment grande pour modifier de façon appréciable les propriétés de résonance des antennes dipôles Par consé- quent, dans les deux cas, la longueur résonnante de cha- que antenne montée sur un diélectrique est inversement pro- portionnelle à un facteur n, et l'admittance de l'antenne est directement proportionnelle à ce facteur n, ce dernier étant, avec une bonne approximation, indépendant de la con- figuration géométrique de l'antenne et lié aux constantes diélectriques des milieux par la formule N =)/2 c'est-à-dire qu'il est égal à la racine carrée de la moyenne -des constantes diélectriques des milieux situés de part et - d'autre de l'antenne, l'un d'eux étant l'air. Les dipôles 3 et 5 ont une structure plane Cha- cun d'eux est formé par du métal déposé sur la surface du substrat Ce métal a été attaqué pour lui donner la forme particulière représentée sur la figure 2. Le dipôle vertical 3 se présente sous la forme d'un dipôle divisé et il comprend quatre bandes de métal 7, 9, 11 et 13 Une paire de bandes parallèles 7 et 11 cons- titue une branche 15 du dipôle 5, et l'autre paire de ban- des parallèles 9 et 13 forme l'autre branche 17 L'écarte- ment entre les bandes 7 et 11 et entre les bandes 9 et 13 est faible Les parties de bande de chaque branche 15 et 17 sont donc fortement couplées à la fréquence RF de référence et se comportent en RF comme-si chacune des branches 15 ( 7 et 11) et 17 ( 9 et 13) était formée par du métal continu. Le dipôle horizontal 5 comprend un premier élé- ment rectangulaire 19 à une extrémité, un second élément rec- tangulaire 21 à l'autre extrémité; et une section divisée 23 ' formée par d-eux bandes parallèles 25 et 27, s'étendant entre les parties d'extrémité 19 et 21 Les parties d'ex- trémité intérieures des bandes verticales 7 et 9 font éga- lement partie du dip 8 le horizontal 5 Les bandes 25 et 27 de la section divisée 23 sont également fortement couplées à la fréquence RF Le métal formant ces bandes 25 et 27 s'étend en continuité avec le métal formant respectivement les bandes verticales Il et 13 Une paire de diodes, c'est- à-dire les diodes Dll et D 12, sont intercalées dans la dis- continuité qui existe entre la première partie d'extrémité 19 du dipôle horizontal 5 et les bandes horizontales res- pectives 25 et 27 Les diodes sont en parallèle et corres- pondent au premier élément mélangeur Ml représenté sur la figure 1 Une autre paire de diodes, D 21 et D 22, sont in- tercalées dans la discontinuité qui se trouve entre l'au- tre partie d'extrémité 21 du dipôle horizontal 5 et les ban- des verticales respectives 7 et-9 Ces diodes sont égale- ment en parallèle Elles correspondent au second élément mélangeur M 2 représenté sur la figure 1 Les diodes Dll à D 22 peuvent être des composants discrets soudés au mé- tal, c'est-à-dire que le circuit peut être un circuit hy- bride Cependant, lorsque le substrat est en matière semi- conductrice, il est commode de former les diodes sous la forme de composants intégrés dans la matière sous-jacente. Cette dernière intégration est très utile pour le fonction- nement à des fréquences très élevées, pour lesquelles les dimensions des composants sont très faibles et ne sont pas compatibles avec la réalisation sous forme hybride. Un rayonnement de signal polarisé parallèlement au dipôle horizontal 5, et à une fréquence égale ou voisi- ne à la fréquence de résonance pour ce dipôle, produit des courants de même phase dans les deux éléments mélangeurs Ml et M 2 (t 1 = " 2 = 0) La section divisée 23 se comporte com- me une ligne de transmission à deux conducteurs Elle corres- pond au troisième déphaseur P 3 de la figure 1 et elle intro- duit un déphasage P dans la puissance de référence qui est transmise du dipôle vertical 3 vers le premier élé- ment mélangeur Ml La puissance de référence est égale- ment appliquée au second élément mélangeur M 2, mais aucun déphasage n'est introduit L'élément mélangeur MI produit de la puissance de sortie à la fréquence intermédiaire et cette puissance apparaît sous la forme du signal FI 1 en- tre les entrées de diode 25 et 27 De façon similaire, un signal à fréquence intermédiaire FI 2 apparaît entre les entrées de diode 7 et 9. L'extraction du signal FI à partir du circuit représenté sur la figure 2 pose un problème Une simple connexion métallique avec le métal des dipôles est inter- dite, du fait qu'elle introduirait une charge RF inaccep- table pour les dipôles et empêcherait la résonance Toutes les connexions doivent présenter une résistance élevée en RF Du fait qu'une résistance élevée serait une source-de bruit, des contacts à résistivité élevée ne constituent pas une solution pratique à l'extraction du signal FI, sauf lorsque les niveaux de signal sont exceptionnellement élevés (ce qui est une condition remplie dans très peu d'ap- plications pratiques) Il est donc souhaitable d'incorporer une préamplification pour transmettre le signal vers des circuits externes Il n'est-pas possible d'utiliser des transistors connectés en émetteurs communs près des sorties FI des éléments mélangeurs Ml et M 2, du fait que toute con- nexion en émetteurs communs mettrait en court-circuit le mo- de de ligne de transmission de la ligne à retard 23 Les transistors X, X' et Y, Y' sont donc placés à des points éloignés-des éléments mélangeurs Ml et M 2, comme le montre la figure 2, et les bases de ces transistors X, X', Y, Y' sont respectivement connectées aux bandes de métal verticales 11, 7, 13 et 9 Cependant, même dans ce cas, un problème de- meure, et ce problème consiste dans l'établissement d'une connexion en émetteurs communs entre des paires de transis- tors éloignés X et Y, et entre X' et Y' On obtient une configuration plus commode en établissant une connexion FI entre une paire de sections de métal diagonalement opposées, par exemple les sections 25, 11, et la section 9 On peut alors extraire le premier signal à fréquence intermédiaire F Il d'une paire de transistors proches Y, Y', tandis qu'on peut extraire le second signal à fré- quence intermédiaire FI 2 de l'autre paire de transistors proches X, X', et on peut établir sans difficultés des connexions courtes d'émetteurs communs. Les figures 3 à 6 montrent diverses configura- tions de la connexion FI précitée Sur ces figures, la charge RF produite par les diodes Dll à D 22 est repré- sentée par des résistances, et des condensateurs RF sont représentés pour indiquer que seule la section horizontale divisée 23 est utilisée dans son mode de transmission. La connexion en FI et en continu entre les zo- nes de métal 25, 11 et 9 est avantageusement établie au moyen d'une liaison formée par une bande de métal mince située à l'intérieur du périmètre de l'un ou de l'autre des dipôles 3 ou 5, du fait que toute métallisation qui s'étend au-delà du périmètre du dipôle nuit aux propriétés RF. Dans le circuit mélangeur représenté sur la fi- gure 3, la liaison de connexion est constituée par une ban- de de métal mince 29 A qui s'étend depuis une extrémité de la section horizontale divisée 23 jusqu'à la bande vertica- * le inférieure droite 9 Le dipôle vertical n'est pas affec- té par cette connexion FI supplémentaire 29 A, et les proprié- tés de rayonnement du dipôle horizontal sont également inchan- gées, mais l'action de la section de ligne de transmission 23 est modifiée Cette section ne se comporte plus comme une ligne de transmission à deux conducteurs, mais comme une ligne de transmission à trois conducteurs Elle consti- tue effectivement un filtre passe-bande avec une bande pas- sante centrée sur Q =Ir/2 et s'étendant de L lc F( z-)/(z Zel à QJ= 7 fO L' en désignant par Ze et Z O les impédances de mode pair et de mode impair rapportées,à la ligne centrale 29 A Ce mélangeur convient donc seulement pour des applications à bande étroite (On notera qu'un mélangeur équilibré double du type représen- té sur la figure 3 a été décrit en détail dans une demande de brevet antérieure; voir la demande de brevet FR 82 04080. Au contraire, dans les circuits mélangeurs qui sont représentés sur les figures 4 à 6, les propriétés RF du dipôle vertical sont modifiées, tandis que le dipôle. horizontal 5 n'est pas affecté Chacune des trois configu- rations représentées sur ces figures, 4 à 6, comprend une ligne de transmission à deux conducteurs non modifiée; elles ont toutes l'avantage de convenir pour des applica- tions à plus large bande. Le procédé de connexion le plus simple, au point de vue géométrique, est celui représenté sur la figure 4. La liaison 293 est courte et traverse directement la dis- conti-nuité entre un coin du métal commun 25, Il et la ban- de verticale de droite, 9 Cependant, à moins que cette liaison de connexion courte soit si mince que son inductan- ce présente en RF une impédance élevée par rapport à l'im- pédance du dipôle (d'une valeur caractéristique de 30 f), elle aura pour effet de mettre en court-circuit une propor- tion importante du signal polarisé verticalement Dans un circuit hybride, cette connexion peut être réalisée par une longueur de fil de connexion mince (environ 0,8 n H/mm; 25 pm de diamètre), bien que cette structure soit évidem- ment loin d'être robuste. La figure 5 montre une meilleure configuration. La liaison de connexion, 29 C dans ce cas, s'étend sur toute la longueur du dipôle vertical 3 A son extrémité supérieure, elle est connectée à la bande verticale supérieure gauche 11, et à son extrémité inférieure elle est connectée à la bande verticale inférieure droite 9 La principale ca- ractéristique intéressante de ce circuit consiste dans l'effet sur l'impédance du dipôle vertical qui est pro- duit par la division longitudinale de ce dipôle En fait, comme on le démontre ci-après, la modification d'impédan- ce s'avère être avantageuse. Avant de considérer plus longuement cette con- figuration, il convient de s'écarter momentanément de ce sujet pour considérer les propriétés d'impédance de dipôles montés sur des diélectriques Les figures 7 à l Orepré- sentent -un dipôle-Simple, un dipôle divisé et deux va- riantes de dipôle repliée Pour les besoins du calcul, on suppose que chaque dipôle est monté sur un substrat ayant une permittivité (constante diélectrique) E = 12 Le dipô- le simple (figure 7) a une impédance à la résonance d'envi- ron 30 D- Le dipôle divisé de la figure 8 a les mêmes di- mensions mais il est divisé de façon à attaquer, en paral- lèle, une paire de charges adaptées ayant chacune une va- leur de 2 x 30 IL, c'est-à-dire 602 f L Ceci correspond au dipôle vertical 3 de la figure 3, lorsque la ligne de transmission à trois conducteurs 23 est fixée à son point de charge gauche Le premier dipôle replié (figure 5) a également les mêmes dimensions-globales, mais il comprend une troisième ligne 29 C, de largeur égale à celle des ban- des extérieures 7 à 13 L'impédance présentée à chaque dis- continuité est, pour cette configuration plane, supérieure d'un facteur de quatre à celle d'un dipôle simple de dimen- sions correspondantes, c'est-à-dire 4 x 30 f L= 120 ú- Lors- qu'on remplace la ligne centrale 29 C par des lignes plus minces,l'impédance diminue depuis cette valeur de 120 &L jusqu'à la valeur de 60-R correspondant au dipôle divisé. Sur la figure 10, qui est une variante à ligne centrale min- ce de ce dipôle replié, chaque impédance de charge parallèle est d'environ 98-L Les largeurs des conducteurs et des dis- continuités qui sont utilisés dans ce calcul sont dans les rapports 3:1:1:1:3 La largeur réelle du conducteur formant la ligne centrale peut ainsi être ajustée pour parvenir à une adaptation optimale On notera que dans les deux configurations de dipôle replié (figures 9 et ), la ligne centrale est connectée à chaque extrémité aux conducteurs situés de chaque côté Dans le circuit mélangeur, on introduit cette caractéristique au moyen de condensateurs Cl, C 2, comme il est indiqué en pointil- lés sur la figure 5 Ces condensateurs établissent un court-circuit effectif en RF, alors qu'ils demeurent iso- lants en FI. On notera que dans le second mélangeur M 2, les deux diodes D 21 et D 22 qui le constituent sont connec- tées en série entre les bandes de conducteur 7 et 9 du di- pale vertical 3 (figure 2) Au contraire, ces mêmes diodes sont connectées en parallèle dans la discontinuité de droite dans le dipôle horizontal 5 Théoriquement, pour obtenir des performances optimales, il est souhaitable que l'impédance de charge présentée par toutes les diodes soit adaptée à l'impédance de résonance de chaque dipôle Dans la structure de dipôle divisée à ligne de transmission à trois conducteurs qui est représentée sur la figure 3, on ne peut parvenir qu'à une solution de compromis Cependant, dans la structure de dipôle replié à ligne de transmission à deux conducteurs qui est représentée sur la figure 5, on peut ajuster l'impédance du dipôle replié pour obtenir une adaptation plus parfaite Ainsi, pour le circuit représenté sur la figure 12, chacune des diodes Dll à D 22 a une impé- dance de 40 ú En série, ellesdonnent une impédance de char- ge de 80 L pour chaque paire, mais en parallèle elles dcn- nent une impédance de charge de 20 St pour chaque paire Le dipôle horizontal 5 est conçu de façon à avoir une impédan- ce de résonance d'une valeur caractéristique de 40 Les deux paires de diodes en parallèle Dli et D 12, et D 21 et D 22 présentent donc une charge qui est juste égale à 20 OIL+ SL = 40 Q, et est donc adaptée à l'impédance de réso- nance du dipôle horizontal 5 L'impédance de résonance du dipôle vertical replié 3 dépend de l'écartement et de la5 largeur de la bande centrale 29, et on peut choisir celle- ci de façon à donner une impédance de 80 f L à chaque dis- continuité Les diodes D 21 et D 22, ayant chacune une impé- dance de 40 f L, sont en série dans la discontinuité entre les parties de bande de métal 7 et 9 du dipôle vertical 3 et elles sont donc exactement adaptées à cette impédance. La ligne de transmission 23 charge les deux autres par- ties de bande de métal 11 et 13 du dipôle vertical Cette ligne 23 est conçue de façon à avoir une impédance carac- téristique de 80 Q Elle introduit donc l'impédance dé- sirée de 80 L au niveau de la discontinuité entre les ban- des 11 et 13, et elle est correctement chargée à son autre extrémité par l'impédance de 80 I des deux diodes Dil et D 12 connectées en série. L'examen de la figure Il permet d'apprécier les propriétés de fonctionnement à large bande du dipôle replié. Les courbes représentées sur ce graphique ont été calculées pour deux dipôles, à savoir le dipôle divisé de la figure 8 et le dipôle replié de la figure 9 Les courbes supérieures montrent la variation de la conductance G, et les courbes inférieures la variation de la susceptance B, en fonction de la fréquence Pour la commodité, l'échelle de fréquence a été normalisée; f T représentant la fréquence à laquelle le dipôle a une longueur d'une demi-longueur d'onde La com- paraison de ces courbes permet de voir que le comportement de la conductance est très similaire Cependant, pour la par- tie réactive, représentée par les courbes inférieures, la va- riation de la susceptance en fonction de la fréquence est très prononcée pour le dipôle divisé Au contraire, la susceptan- ce du dipôle replié est très faible, voisine de zéro, et sur une plage considérable Ceci indique une largeur de bande de fonctionnement utile beaucoup plus grande pour le dernier cas. Il résulte de ce qui précède que la configura- tion de dipôle replié à ligne de transmission à deux con- ducteurs qui est représentée sur la figure 5 doit être préférée à la configuration de dipôle divisé à ligne de transmission à trois conducteurs, représenté sur la figure 3, du fait qu'elle offre une plus grande largeur de bande. Le circuit mélangeur de la figure 6 est une va- riante de celui de la figure 5 dans laquelle la liaison de connexion 29 D est plus courte Elle s'étend de l'extrémité supérieure du dipôle vertical 3 jusqu'à la moitié seule- ment de sa longueur En utilisant un condensateur de court- circuit RF, Cl, branché de part et d'autre de la sépara- tion à l'extrémité supérieure du dipôle vertical 3, le di- pôle replié qui est ainsi formé a des propriétés très peu différentes de celles du dipôle replié déjà représenté sur la figure 5. Les figures 12 à 14 montrent en détail une réa- lisation pratique du circuit mélangeur préféré Dans cette réalisation pratique, la ligne de transmission à deux con- ducteurs 23 de la section divisée a été raccourcie pour ré- duire le décalage du dipôle vertical 3 par rapport au centre du dipôle horizontal 5 Un calcul théorique de l'impédance aux discontinuités dans un dipôle doublement divisé (comme le dipôle horizontal 5 représenté) montre que la distance des discontinuités par rapport au centre du dipôle ne doit pas dépasser environ un huitième de la longueur totale du di- pôle Pour des écarts supérieurs à cette valeur, l'effet de charge dû au dipôle transversal produit des impédances aux discontinuités qui ont une composante résistive élevée en mê- me temps qu'une composante réactive qui n'est jamais faible et qui donne un comportement non résonnant Cette restriction limite effectivement à environ I /4 le déphasage qui peut être introduit par l'utilisation d'un dipôle décalé attaquant une ligne de transmission On peut cependant utiliser l'introduction d'une charge capacitive localisée (par une structure de ligne en peigne interdigitée plane, comme il est représenté par la structure 31 sur la figure 12, ou 5 par un séparateur diélectrique recouvert par des bandes de métal transversales espacées de façon périodique), pour produire un ralentissement du mode de propagation de la ligne de transmission Le mode rayonnant n'est pas affec- té par cette mesure On peut obtenir de cette manière des déphasages supérieurs à 1 t/4, et en fait desdéphasages d'une valeur de T /2, sans perturbation excessive des propriétés d'impédance. Comme le montre la figure 13, des connexions ré- sistives A à L sont établies entre le métal de l'antenne, les transistors X, X', Y, Y' et des plots de contact (non représentés) qui sont disposés à la périphérie du circuit 1 Ceux-ci sont associés'en circuit pour fournir les ten- sions de polarisation nécessaires pour les quatre diodes mélangeuses Dll à D 22, et pour constituer des bornes de sortie pour les quatre transistors Dans une structure de circuit hybride, toutes ces connexions sont formées par une encre résistive Le schéma de la figure 14 montre la configuration du circuit équivalent. Le mélangeur représenté sur la figure 15 illustre une autre structure possible pour le mélangeur équilibré dou- ble Ce mélangeur comprend de façon similaire une paire de dipôles orthogonaux croisés comportant un dipôle vertical 3 et un dipôle horizontal 5 Ceux ci sont montés sur un subs- trat en une matière à constante diélectrique élevée Cepen- dant, l'intersection entre chaque dipôle 3,5 et l'autre di- pôle 5,3 se trouve à un point décalé par rapport au centre de chaque dipôle Le dipôle vertical 3 comprend deux paires de bandes de métal verticales et parallèles 7, 11 et 9, 13, ainsi qu'une plaque rectangulaire 61 à l'extrémité inférieure du dipôle vertical 3 Une paire de diodes D 21 et D 22 est in- tercalée en parallèle dans la discontinuité entre cette plaque 61 et la paire inférieure de bandes verticales 9 et 13 Ces diodes correspondent au second élément mélan- geur M 2 qui est représenté sur la figure 1 Le dipôle ho- rizontal 5 a une structure similaire et il comprend deux paires de bandes de métal horizontales et parallèles 25, 27 et 63, 65, ainsi qu'une plaque rectangulaire 19 à une extrémité du dipôle horizontal 5 Une seconde paire de diodes Dll et D 22 est intercalée en parallèle dans la dis- continuité entre cette plaque 19 et la paire de bandes horizontales parallèles 25 et 27 se trouvant du côté gau- che Ces diodes correspondent au premier élément mélangeur MI représenté sur la figure 1 On note que des bandes de métal orthogonales adjacentes ( 7 et 63; 9 et 65; Il et 25, et 13 et 27) sont connectées et, comme le montre la figure , chaque paire connectée a une forme en L. Dans ce mélangeur, la paire de gauche de bandes horizontales 25 et 27 fait fonction de ligne de transmis- sion à deux conducteurs 23 Celle-ci introduit un retard de phase dimensionnée de façon que le retard de phase ( 3 qui est in- troduit ait une valeur de i T/4 La paire inférieure de ban- des verticales 9 et 13 fonctionne de façon similaire en li- gne de transmission à deux conducteurs, 67, et avec des di- mensions appropriées, cette ligne introduit un retard de pha- se d 2 de valeur r/4 entre l'entrée de signal (dipôle 5) et le second élément mélangeur M 2 On notera que du fait que le premier élément mélangeur Ml se trouve dans le dipôle hori- zontal 5 et que celui-ci est couplé au champ de rayonnement de signal en polarisation horizontale, aucun déphasage n'est introduit (d 1 = o) Les valeurs de déphasage (" 1 = ' c 2 = e = tr T/4) correspondent donc à la solution ( 2) envisagée en rela- tion avec la figure 1 Le circuit donne donc un rapport si- gnal/bruit optimal et assure la réjection de la puissance de bruit du signal à la fréquence image, à condition que les signaux à fréquence intermédiaire F Il et FI 2 qui sont ex- traits des éléments mélangeurs Ml et M 2 soient sommés en introduisant un retard de phase de -Tr/2 par l'utilisation 5 d'un circuit d'addition. Pour faciliter l'extraction du signal à fré- quence intermédiaire, une liaison de connexion est établie de façon à connecter l'une des parties de métal en forme de L avec la partie diagonalement opposée Ainsi, comme il est représenté, la liaison de connexion 29 D s'étend entre une partie en L 7,63 et la partie diagonalement opposée, c'est- à-dire la partie 13, 27 Dans un circuit hybride, cette liaison pourrait être réalisée par une courte longueur'de fil de connexion, d'une manière similaire à celle envisa- gée pour l'exemple précédent Il est cependant préférable que la liaison 29 D soit formée par une bande de métal min- ce s'étendant sur toute la longueur des bandes verticales supérieures 7 et 11, et entre celles-ci L'un des signaux à fréquence intermédiaire, c'est-à-dire le signal F Il, peut être extrait entre la paire supérieure de bandes vertica- les isolées 7 et 11 L'autre signal à fréquence intermédiai- re, c'est-à-dire le signal FI 2, peut être extrait entre la paire de droite de bandes horizontales isolées, 63 et 65. Dans ce but, les bases de paires de transistors à couplage d'émetteurs Y, Y' et X, X' sont connectées à ces bandes il, 7 et 65, 63 On achève la fabrication du dipôle replié par l'insertion d'un court-circuit RF, c'est-à-dire un condensa- teur, entre les extrémités des bandes verticales supérieures 7 et 11. Le principal avantage de ce circuit consiste en ce qu'on peut réaliser les retards " 2 ' ( 3, ayant chacun une valeur 'lt/4, sans avoir à introduire un ralentissement quel- conque dans les modes de transmission des lignes à retard 23, 67 A cet égard, ce circuit est de fabrication plus ai- sée que le circuit de l'exemple précédent Cependant, il convient réellement aux situations dans lesquelles un fai- ble niveau de bruit pour le récepteur n'est pas une con- sidération primordiale La charge des deux dipôles 3 et 5 est dissymétrique On peut parer à ceci par l'introduction d'une liaison FI 29 E entre les bandes formant la paire droite-de bandes horizontales 63 et 65, et en employant des charges adaptées Z entre les extrémités libres des di- pôles 3 et 5, c'est-à-dire entre les bandes 7 et 11 et en- tre les bandes 63 et 65 Ces charges absorbent cependant 25 % de la puissance de référence et de signal et condui- sent à des niveaux d'attaque d'oscillateur local inégaux pour les deux mélangeurs Ml et M 2. On a supposé dans la description précédente que la référence et le signal avaient des fréquences très simi- laires et que la différence de fréquence était faible en comparaison de ces fréquences On choisit la longueur de chaque dipôle de façon qu'elle corresponde à une longueur de résonance, c'est-à-dire une longueur approximativement égale à la moitié de la longueur d'onde à la fréquence de référence ou de signal, comme il convient dans chaque cas. Ces longueurs sont presque égales On notera que les pola- risations de signal et de référence peuvent être permutées par rapport à la configuration de dipôles croisés Du fait que le signal est habituellement faible par rapport à la ré- férence, toute désadaptation d'impédance doit être limitée à l'entrée de référence. Des variantes des circuits mélangeurs faisant in- tervenir des sous-harmoniques sont également possibles Les longueurs des dipôles sont cependant notablement différentes et sont conçues pour être résonnantes à des fréquences d'os- cillateur local et de signal très différentes Dans des cir- constances appropriées, on peut alors produire des retards de phase supérieurs à TU/4, et en fait des retards de phase de T-/2, sans recourir à des techniques de ralentissement de mode de transmission (Voir la demande de brevet FR 83 11255) Il va de soi que de nombreuses autres modifications peuvent être apportées au dispositif' décrit et représenté, sans sortir du cadre de l'invention. REVENDICATIONS 1 Circuit mélangeur ( 1) caractérisé en ce qu'il comprend: un susbstrat de support; des premier et second dipôles ( 5, 3), chacun d'eux consistant en métal de forme plane et s'étendant sur le substrat, ces dipô- les ( 5, 3) se coupant et étant disposés de façon à être mutuellement orthogonaux; des premier et second éléments mélangeurs (Ml, M 2), chaque élément étant respectivement connecté en pont dans une discontinuité du métal du pre- mier dipôle ( 5) et du second dipôle ( 3), et chacun d'eux étant attaqué par les deux dipôles ( 5,3); le premier di- pôle ( 5) étant divisé sur une partie de sa longueur et définissant ainsi une ligne de transmission à retard à deux conducteurs ( 23, 25 et 27) s'étendant entre le pre- mier élément mélangeur (Ml) et-la région de l'intersec- tion des dipôles; le second dipôle ( 3) étant divisé sur une partie au moins de sa longueur et définissant ainsi une paire de conducteurs isolés ( 7 et 9; 9 et 13) s'éten- dant entre la région de l'intersection des dipôles et une extrémité ouverte du second dipôle ( 3); et une liai- son de connexion ( 29 C) réunissant l'un des conducteurs de ligne ( 25/11) à l'un des conducteurs isolés ( 9), cette liaison ( 29 C) s'étendant à l'extérieur du périmètre de la ligne ( 23) mais à l'intérieur du périmètre du second dipô- le ( 3), et cette liaison ( 29 C) permettant ainsi l'extrac- tion d'un signal à fréquence intermédiaire (c'est-à-dire le signal développé aux bornes du premier élément mélangeur) par l'intermédiaire des deux conducteurs isolés ( 7 et 11 9 et 13). 2 Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que le substrat est en une matière isolante diélectri- que et les éléments mélangeurs (Ml, M 2) sont fixés sur le circuit ( 1). 3 Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que le substrat est en une matière semiconductrice et les éléments mélangeurs (Mi, M 2) sont formés dans le corps du substrat. 4 Circuit (figure 12) selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que la liai- son de connexion ( 29 C) est formée par une bande de métal mince ( 29 C), cette bande( 29 C) s'étendant sur une partie nôtable de la longueur:du second dipôle ( 3), une extré- mité du second dipôle ( 3), ou les deux, sont fermées sur un condensateur (C 1, C 2), et le second dipôle ( 3) ainsi modifié a les propriétés d'un dipôle replié. Circuit selon la revendication 1, caracté- risé en ce que la ligne à retard à deux conducteurs ( 23) comprend une structure de ralentissement. 6 Circuit selon la revendication 5, caracté- risé en ce que la structure de ralentissement consiste en une structure à ligne en peigne interdigitée ( 31) qui couple les deux conducteurs ( 25, 27) de la ligne à re- tard ( 23). 7 Circuit (figure 15) selon la revendication 1, caractérisé en ce que chaque dipôle ( 3, 5) est coupé par l'autre à un point distant du centre de chaque dipôle, la structure étant symétrique, et une bande de liaison de connexion en métal ( 29 D, 29 E) est formée dans chaque di- p 8 le ( 3, 5) et comporte une connexion commune au point d'intersection orthogonale des deux dipôles ( 3, 5).