Brevet FR2688905A1 — publié le 19930924

1. CIRCUIT MIROIR DE COURANT A COMMUTATION ACCELEREE DESCRIPTION La présente invention concerne un circuit miroir de courant comprenant d'une part, une branche de commande qui comporte en série entre une borne d'alimentation et une borne de référence une source de courant de commande qui peut prendre deux états dont le premier correspond à une valeur de courant dite nominale et le second correspond à une valeur de courant faible ou nulle, le trajet collecteur-émetteur d'au moins un premier transistor, et une première résistance d'équilibrage, et d'autre part, une branche de sortie qui comporte un deuxième transistor, de même polarité que le premier, qui doit fournir un courant dont la valeur est en relation déterminée avec le courant de commande, et dont l'émetteur est relié à la borne de référence à travers une deuxième résistance d'équilibrage, les bases des premier et deuxième transistors étant interconnectées et alimentées à partir du courant de commande. Dans le domaine de la microélectronique, les circuits miroirs de courant sont devenus d'un usage très commun Il en existe une variété de formes de réalisation dont la plus simple est constituée de deux transistors seulement, le transistor de la branche de commande étant connecté en diode Une autre forme également très connue, utilise trois transistors, le noeud commun aux bases des premier et deuxième transistors étant alimenté à l'aide d'un troisième transistor, monté en amplificateur, dans la branche de commande du miroir, pour l'alimentation des bases du miroir. Selon l'une ou l'autre de ces deux formes simples de réalisation, le courant de sortie du miroir de courant présente un temps de descente qui est relativement lent, dans sa partie finale, lorsque le courant de commande du miroir est commuté de sa valeur nominale à une valeur nulle Ce phénomène est principalement dû à la décharge des capacités parasites du circuit, par exemple celle de la source de courant de commande Or cette décharge s'opère à travers une diode, dont l'impédance s'accroît au fur et à mesure que le courant de décharge diminue. Dans certaines applications, et particulièrement pour la réalisation de circuits dits "pompes de charges", (dans un circuit de boucle à verrouillage de phase) l'état de charge d'un condensateur est contrôlé par deux sources de courant commutées cycliquement Un mode de réalisation performant prévoit d'utiliser deux sources de courant de construction similaire et le courant de l'une d'entre elles est appliqué au condensateur après inversion par un miroir de courant Lorsque la tension de charge du condensateur est stabilisée, la somme algébrique des courants fournis-au condensateur par les deux sources commutables doit être voisine de zéro et l'effet de ralentissement susmentionné, dû au miroir de courant, représente donc un inconvénient majeur pour la stabilité de la tension de charge du condensateur Ce défaut se traduit par une variation cyclique de tension, équivalente à un bruit exagéré dans le circuit de contrôle du verrouillage de phase. Aussi l'invention a-t-elle pour but d'améliorer le temps de descente du courant de sortie d'un miroir de courant, et particulièrement dans sa partie finale à courant faible. Un autre but de l'invention est de proposer une solution pour remédier à cette difficulté, selon laquelle les moyens mis en oeuvre restent suffisamment simples et donc économiques, entre autres en évitant d'avoir recours à une commande de commutation particulière de ces moyens, synchrone de la commutation du courant de commande. Ces buts sont atteints, selon l'invention, par un circuit miroir de courant conforme au paragraphe introductif, caractérisé en ce qu'en parallèle avec le trajet émetteur-collecteur du premier transistor est connecté le trajet émetteur-collecteur d'un transistor additionnel, de même polarité que les deux premiers transistors et dont la base est polarisée par une tension fixe déterminée de telle façon que le transistor additionnel soit quasi bloqué pour la valeur nominale du courant de commande, et soit conducteur pour la valeur faible ou nulle du courant de commande. La décroissance du courant de sortie, dans le circuit selon l'invention, est accélérée du fait que lorsque les premier et deuxième transistors deviennent faiblement conducteurs (et que leur impédance de jonction émetteur-base s'accroît), c'est le transistor accélérateur qui devient alors conducteur et évacue par son trajet émetteur-collecteur, les charges de la capacité parasite de la source de courant de commande Si on compare la décroissance de courant de sortie du circuit selon l'invention avec celle d'un circuit miroir de courant classique, l'accélération observée avec le circuit de l'invention est d'autant plus significative que l'observation est faite à plus bas niveau de courant Très approximativement, on peut assimiler la décroissance finale du courant dans le circuit de l'invention à une fonction linéaire tandis que celle utilisant un miroir de courant classique serait d'un type assymptotique On comprendra que le changement d'état du transistor additionnel découle directement de la variation de tension aux bornes de la première résistance d'équilibrage. Pour bénéficier au mieux de cet effet, on choisit avantageusement la valeur de cette première résistance d'équilibrage telle que la chute de tension dans celle-ci, sous l'effet du courant nominal de commande, soit supérieure à 80 m V En choisissant par exemple une chute de tension de 150 m V, le courant dévié vers la borne de référence, par le transistor additionnel, est une fraction tout à fait négligeable (moins de 1 %) de la valeur du courant de commande nominal Lorsque le courant de commande est stabilisé à zéro, le transistor additionnel débite, par sa jonction émetteur- base, un courant qui n'est qu'une petite fraction du courant de commande nominal, par exemple 10 %, ou moins, de ce courant C'est pourquoi la taille du transistor additionnel peut être choisie plus petite que celle des premiers et deuxièmes transistors L'invention met donc en oeuvre des moyens qui n'augmentent pas sensiblement la surface de semiconducteur nécessaire au circuit et est donc, de ce fait, économique. Pour ne pas affecter le temps de montée du circuit selon l'invention, on prévoit avantageusement de munir le transistor additionnel d'un dispositif anti-saturation tel qu'une diode Schottky connectée en parallèle sur le circuit base-collecteur de ce transistor additionnel. Selon une autre variante de mise en oeuvre de l'invention, le circuit miroir de courant est caractérisé en ce que le dispositif anti- saturation est constitué d'un transistor supplémentaire, de même polarité que les autres transistors, dont l'émetteur est connecté au collecteur du premier transistor et à celui du transistor additionnel, dont la base est polarisée à une autre tension fixe qui dépasse la tension fixe précédemment mentionnée d'une fraction d'une tension de jonction polarisée en direct, et dont le collecteur est alimenté à partir de la borne d'alimentation. La description qui va suivre, en regard des dessins annexés, donnés à titre d'exemples non limitatifs, fera bien comprendre en quoi consiste l'invention et comment elle peut être réalisée. La figure 1 représente un schéma électrique d'un premier exemple de circuit miroir de courant selon l'invention. La figure 2 est un diagramme montrant la variation au cours du temps, du courant de sortie du circuit de la figure 1 en comparaison avec la variation de courant correspondante dans un miroir de courant connu. La figure 3 montre le schéma d'un deuxième exemple de circuit miroir de courant selon l'invention qui est muni d'un dispositif anti-saturation. La figure 4 donne le schéma d'un troisième exemple de circuit selon l'invention, également muni d'un dispositif anti- saturation. Le circuit représenté à la figure 1 comporte un miroir de courant M commandé à partir d'une source de courant de commande S qui peut prendre deux états, le premier correspondant à une valeur de courant dite nominale et le second état à une valeur de courant pratiquement nulle La commande de cette source de courant S est symbolisée par la borne de commande 10 Un transistor Tl connecté en diode, dont l'émetteur comporte une première résistance d'équilibrage 11 forme ensemble avec la source de courant de commande S, la branche de commande du miroir de courant M en série entre une borne d'alimentation VCC et une borne de référence d'alimentation VE La branche de sortie du miroir de courant M comporte un transistor T 2 dont l'émetteur est relié à la borne VE à travers une deuxième résistance d'équilibrage 12 Les transistors T 1 et T 2 ont leurs bases interconnectées et le collecteur du transistor T 2 constitue la borne de sortie 15 du miroir de courant Jusqu'ici le miroir de courant M est d'un type tout à fait classique avec lequel le temps de descente, lorsque la source de courant de commande S passe de son état haut à son état bas, présente un ralentissement significatif dans la région des faibles courants de sortie En effet, le noeud qui est relié à la source de courant de commande S et au collecteur du premier transistor Tl présente une capacité parasite 16, représentée en pointillé sur la figure, dont la charge doit être évacuée principalement par le transistor Tl connecté en diode lequel a son impédance équivalente qui ne cesse de croître lorsque le courant de décharge diminue. Selon l'invention, sur le trajet émetteur-collecteur du transistor Tl est connecté en parallèle le trajet émetteur- collecteur d'un transistor additionnel TA, dont la base est polarisée par rapport à la borne de référence VE par une source de tension fixe 17 de valeur VA La tension VA est choisie de telle manière que le transistor additionnel TA soit pratiquement bloqué lorsque la source de courant de commande S débite son courant nominal tandis que ce même transistor additionnel TA est conducteur lorsque la source de courant de commande S est au contraire à son état bas Ceci est aisément réalisé en choisissant la valeur de la première résistance d'équilibrage 11 suffisamment élevée pour que la chute de tension à ses bornes, sous l'effet du courant nominal de la source de courant de commande S, soit suffisamment élevée, c'est-à- dire supérieure à 80 m V et par exemple de l'ordre de 150 m V pour bien différencier les deux états de fonctionnement du transistor additionnel TA On choisira alors une valeur de tension VA de la source de tension 17 voisine d'une chute de tension de jonction en direct, par exemple 700 m V, de sorte que le transistor additionnel TA est porté à une tension base-émetteur de seulement 550 m V ( 700 - ) dans l'état passant de la source de courant de commande S (ce transistor étant donc très faiblement conducteur), tandis que lorsque la source de courant de commande S est dans son état bloqué et le courant passant dans la première résistance d'équilibrage 11 ayant fortement diminué, le transistor additionnel TA devient conducteur et débite par son émetteur un courant de repos sous l'effet d'une tension base-émetteur proche de 700 m V (la chute de tension dans la résistance d'équilibrage 11 étant négligée) Ce courant de repos, toutefois, peut être choisi relativement faible si on le désire. En d'autres termes, on peut considérer que les transistors Tl et TA forment une paire différentielle, le transistor TA ayant sa base polarisée à tension fixe et le transistor Tl ayant sa base polarisée à une tension décroissante Lorsqu'au cours de la décroissance du courant, due à la décharge de la capacité parasite 16, la base du transistor Tl est à une tension qui devient inférieure à la tension de la base du transistor TA, c'est alors le transistor TA qui devient conducteur et poursuit la décharge de cette capacité parasite. La figure 2 représente, pour un exemple de réalisation, la variation du courant de sortie I présent sur la borne de sortie en fonction du temps t à partir du moment to o la source de courant de commande passe à son état bloqué La courbe A représente l'allure de cette variation pour le circuit donné à la figure 1 tandis que la courbe B représente l'allure de cette décroissance pour un circuit miroir de courant dans lequel le transistor additionnel TA est omis On voit sur cette figure 2 que la première partie de décroissance du courant de sortie, représentée à petite échelle, est identique pour les deux circuits ce qui n'est pas un inconvénient puisque cette première partie de décroissance est rapide Le circuit de l'invention présente une très nette accélération du temps de descente lorsque l'on observe la partie finale à courant faible représentée à grande échelle La courbe C indiquée en pointillé présente l'allure du courant débité par le transistor additionnel TA au cours du temps. La figure 3 représente le schéma d'un deuxième exemple de circuit miroir de courant selon l'invention Sur cette figure les éléments ayant la même fonction que dans le circuit de la figure 1, sont affectés des mêmes signes de référence Le schéma de la figure 3 se distingue de celui donné à la figure 1 en ce que le miroir de courant Ml est d'un type, connu en soi, selon lequel un troisième transistor T 3 est inséré dans la branche de commande du miroir de courant Ml, transistor T 3 qui alimente par son émetteur les deux bases des transistors Tl et T 2 De même que dans le premier exemple, un transistor additionnel TA a son trajet émetteur-collecteur connecté en parallèle avec le trajet émetteurcollecteur du premier transistor Tl La base du transistor additionnel TA est également polarisée par une tension fixe VA L'effet d'accélération obtenu avec ce montage est semblable à l'effet obtenu dans le montage du premier exemple. Dans l'exemple de la figure 3, on a également appliqué au transistor additionnel TA, un dispositif anti-saturation constitué par une diode de Schottky 18 connectée entre la base et le collecteur dudit transistor, dans un sens tel qu'elle s'oppose à ce que la tension collecteur de ce transistor rejoigne la tension de son émetteur Un dispositif d'antisaturation du transistor additionnel TA peut se révéler très utile selon les applications, pour éviter un retard dans le temps de montée du miroir de courant commandé, dû à la saturation de ce transistor et au délai d'évacuation des charges ainsi accumulées dans ce transistor Le dispositif anti-saturation n'exerce pas d'influence sur le temps de descente du miroir de courant Ml. La figure 4 présente le schéma d'un troisième exemple de circuit miroir de courant selon l'invention, dans lequel un autre type de dispositif anti-saturation est appliqué à un circuit tel que celui de la figure 1 Il est constitué par un transistor supplémentaire T 4 dont l'émetteur est connecté aux collecteurs réunis du transistor additionnel TA et du premier transistor Tl, dont le collecteur est relié à la tension d'alimentation VCC et dont la base est polarisée à une tension fixe qui dépasse quelque peu la tension VA des précédents exemples, par exemple au moyen d'un générateur de tension VB 20 de 200 m V ce qui est l'équivalent d'une fraction seulement d'une tension de jonction polarisée en direct. Le générateur de la tension VB 20 et le transistor T 4 forment un dispositif anti-saturation pour le transistor additionnel TA en imposant une limite de tension collecteur-émetteur du transistor TA, correspondant sensiblement à la valeur de la tension VB Dans l'un ou l'autre cas des dispositifs anti-saturation des figures 3 ou 4, le noeud commun au collecteur des transistors TA et Tl n'est plus à même de descendre à la valeur de la tension de référence VE mais c'est le transistor additionnel TA qui débite en fin de décharge, tandis que le premier transistor Tl ainsi que son homologue le transistor T 2 dans le miroir de courant, ne débitent pas. Les générateurs de tension VA et VB peuvent être réalisés très simplement: le générateur VA étant constitué par exemple, par un transistor connecté en diode, alimenté en direct par une source de courant à partir de la borne d'alimentation VCC, tandis que le générateur de tension VB est une résistance de valeur appropriée, interposée en série entre le générateur VA et ladite source de courant. Le circuit miroir de courant selon l'invention s'applique avantageusement à la réalisation d'une pompe de charge pour boucle à verrouillage de phase Dans une telle application, deux sources de courant commandées cycliquement, ont pour rôle de contrôler une tension de charge déterminée aux bornes d'un condensateur Ces deux sources de courant à commande cyclique sont construites de manière identique de manière à procurer des courants ayant les mêmes temps de montée et de descente Le courant de l'une de ces sources de courant est renvoyé avec le signe inverse au moyen d'un miroir de courant En utilisant le circuit miroir de courant selon l'invention, on rétablit en sortie du miroir de courant un courant dont le temps de descente est pratiquement identique au temps de descente de la source de courant qui lui est opposée Ainsi la fluctuation de tension aux bornes du condensateur, qui se produit en l'absence des dispositions de l'invention, et a une forme en dent de scie, se trouve pratiquement éliminée. Dans les exemples précédemment décrits, tous les transistors sont de type npn Il est clair que l'invention s'applique également à un circuit utilisant des transistors pnp pour lequel les bornes d'alimentation sont changées de signe L'invention si'applique également à un circuit miroir de courant construit avec des transistors à effet de champ, la désignation des électrodes émetteur, base et collecteur indiquée à propos des transistors bipolaires, devant s'entendre comme s'appliquant également aux électrodes respectives: source, grille et drain de transistors à effet de champ. D'autres modifications possibles par rapport aux exemples décrits, restent néanmoins du domaine de l'invention revendiquée ci-après. REVENDICATIONS 1 Circuit miroir de courant comprenant d'une part, une branche de commande qui comporte en série entre une borne d'alimentation (VCC) et une borne de référence (VE) une source de courant de commande (S) qui peut prendre deux états dont le premier correspond à une valeur de courant dite nominale et le second correspond à une valeur de courant faible ou nulle, le trajet collecteur-émetteur d'au moins un premier transistor (Tl), et une première résistance d'équilibrage ( 11), et d'autre part, une branche de sortie qui comporte un deuxième transistor(T 2), de même polarité que le premier, qui doit fournir un courant dont la valeur est en relation déterminée avec le courant de commande, caractérisé en ce qu'en parallèle avec le trajet émetteur- collecteur du premier transistor (Tl) est connecté le trajet émetteurcollecteur d'un transistor additionnel (TA), de même polarité que les deux premiers transistors et dont la base est polarisée par une tension fixe (VA) déterminée de telle façon que le transistor additionnel (TA) soit quasi bloqué pour la valeur nominale du courant de commande, et soit conducteur pour la valeur faible ou nulle du courant de commande. 2 Circuit miroir de courant selon la revendication 1, caractérisé en ce que la chute de tension dans la première résistance d'équilibrage ( 11) sous l'effet du courant nominal de commande est supérieure à 80 m V. 3 Circuit miroir de courant selon une des revendications 1 ou 2, caractérisé en ce que le transistor additionnel (TA) est muni d'un dispositif anti-saturation. 4 Circuit miroir de courant selon la revendication 3, caractérisé en ce que le dispositif anti-saturation est constitué d'une diode Schottky ( 18) connectée en parallèle sur le circuit base-collecteur du transistor additionnel (TA). Circuit miroir de courant selon la revendication 3, caractérisé en ce que le dispositif anti-saturation est constitué il d'un transistor supplémentaire (T 4), de même polarité que les autres transistors, dont le l'émetteur est connecté au collecteur du premier transistor (Tl) et à celui du transistor additionnel (TA), dont la base est polarisée à une autre tension fixe (VA+VB) qui dépasse la tension fixe (VA) précédemment mentionnée d'une fraction d'une tension de jonction polarisée en direct, et dont le collecteur est alimenté à partir de la borne d'alimentation (VCC).