Brevet FR2685593A1 — publié le 19930625

- Dispositif de démultiplexage en fréquence à filtres numériques La présente invention concerne de manière générale le multiplexage/démultiplexage en fréquence par traitement numérique. Les premiers dispositifs de multiplexa- ge/démultiplexage en fréquence par traitement numérique sont apparus au sein de transmultiplexeurs pour résoudre le problème des transferts de données entre voies multiplex de natures différentes à 1 'intérieur du réseau téléphonique Par exemple, un tel transmultiplexeur établit une connexion entre un multiplex de groupe secondaire (GS) constitué de 60 voies téléphoniques analogiques d'une largeur de bande de 4 k Hz multiplexées en fréquence et deux voies multiplex MIC primaires (TN 1) à 2048 Mbit/s Ainsi, de manière très schématique, les transmultiplexeurs assurent une conversion entre voie multiplex à répartition fréquentielle (MRF) et voie multiplex à répartition temporelle (MRT). Dans le domaine des télécommunications par satellite, cette technique de transmultiplexage s'est avérée particulièrement intéressante pour satisfaire deux conditions pour une mise en oeuvre optimale des réseaux par satellite D'une part, l'accès multiple à répartition en fréquence (AMRF) pour des liaisons montantes établies de stations terriennes vers le satellite s'est avérée être une technique prometteuse en ce qu'elle réduit la puissance d'émission nécessaire et les dimensions des antennes éméttrices pour les stations terriennes, et offre ainsi une plus grande flexibilité des lieux d'installation des stations. D'autre part, concernant les liaisons descendantes établies du satellite vers les stations terriennes, la -2 - technique AMRT est préconisée pour ne pas engendrer un bruit d'intermodulation lorsque plusieurs porteuses modulées par des signaux à transmettre sont transmises par le satellite Ce bruit d'intermodulation augmente en fonction du nombre de porteuses Une porteuse unique modulée par une trame numérique AMRT inhibe ce problème d'intermodulation. Les satellites utilisés pour effectuer une telle conversion entre techniques AMRF et AMRT sont communément dénommés satellites régénérateurs puisqu'ils "regénérent" les signaux composants reçus sous la forme d'une voie multiplex en fonction des bandes de fréquence individuelles des signaux compo- sants. Comparativement à un réseau de microstations par satellite (VSAT en terminologie anglosaxonne pour "Very Small Aperture Terminal") dans lequel les liaisons respectives entre les microstations et une station centrale et la station centrale et les microstations sont assurées par une porteuse AMRT et une porteuse MRT, la technique de transmultiplexage à bord de satellites régénérateurs réduit par deux le temps de transmission entre deux stations puisque les transferts de données entre stations s'effectuent directement et non via une station centrale. Malgré tous les avantages précités résultant de l'utilisation de satellites régénérateurs, les exploitants de satellites hésitent quelque peu à les utiliser. Ceci résulte de deux exigences qui doivent être satisfaites pour une utilisation optimale de la largeur de bande totale assignée au réseau et qui sont antagonistes selon la technique antérieure: le transmultiplexeur doit être programmable -3 - de manière "simple" depuis le sol via une ligne spé- cialisée, pour être configuré en fonction de l'évolution du trafic dans le réseau satellite, et le transmultiplexeur doit recevoir des signaux multiplexés en fréquence ayant des largeurs de bande différentes. L'organe central du transmultiplexeur est un dispositif de démultiplexage en fréquence qui est l'objet de la programmation depuis le sol Selon la technique antérieure, différentes structures de démultiplexeurs, à base de filtres numériques, ont été proposées On distingue principalement: les réalisations par traitements indivi- duels des canaux qui présentent l'inconvénient de nécéssiter des réalisations matérielles très complexes et coûteuses lorsque le nombre des porteuses multi- plexées en fréquence augmente et qui, de plus, néces- sitent une programmation lourde; les réalisations à "transformateurs de Fourier rapides" qui présentent 1 ' inconvénient de n'être véritablement efficaces que lorsque le nombre de por- teuses est élevé, puisque dans le cas contraire, elles nécessitent des temps de traitement longs comparativement aux nombres de porteuses; les réalisations à réseaux polyphasés constitués de lignes à retard et filtres numériques qui ne permettent pas de traiter, selon la technique antérieure, des signaux multiplexés en fréquence ayant des largeurs de bandes qui sont différentes. La présente invention vise à fournir un dispositif de démultiplexage mettant en oeuvre des 4 - réseaux polyphasés qui sont susceptibles d' être utilisés pour restituer des canaux initialement multipléxés en fréquence dont les largeurs de bande de fréquence sont différentes, et par suite de préférence adaptable à l'évolution du trafic traduite en des modifications des canaux aussi bien en nombre qu'en largeur de bande. A cette fin, un dispositif selon l'invention démultiplexe des canaux multiplexés en fréquence dans un signal échantillonné à multiporteuse ayant une largeur de bande de fréquence utile prédéterminée Les canaux sont définis par des porteuses modulées comprises dans la bande utile et par des largeurs de bande de fréquence juxtaposées dans la bande utile Les largeurs de bande des canaux sont des sous-multiples entiers d'une largeur maximale de bande de canal qui elle-même est sous-multiple de la bande utile, et sont multiples entiers d'une largeur minimale de bande de canal. Le dispositif de démultiplexage comprend, d'une manière analogue aux dispositifs connus à réseaux polyphasés, des ensembles parallèles incluant chacun une ligne à retard et un filtre numérique en série en un nombre prédéterminé égal au rapport entre la largeur de la bande utile et la largeur de la bande de canal minimale, et des moyens de traitement numérique à transformée de Fourier reliés aux sorties desdits filtres pour restituer individuellement lesdits canaux, chacun desdits filtres étant déduit d'un filtre passe-bas numérique filtrant dans ladite bande de canal minimale. Toutefois, les dispositifs connus à réseaux polyphasés ne traitent que des canaux ayant des largeurs de bande identiques En d'autres termes, les largeurs de bande minimale et maximale sont égales à la largeur de bande de tous les canaux, et chaque ensemble à ligne à retard et filtre numérique est assigné au traitement -5- d'un canal. Selon l'invention, le dispositif de démul- tiplexage comprend: plusieurs moyens numériques de filtrage et décimation pour séparer les canaux dans le signal échantillonné à multiporteuse en des groupes de canal en un nombre prédéterminé, chaque groupe de canaux comprenant les bandes juxtaposées de tous les canaux qui ont une même largeur de bande qui est différente des largeurs de bande des autres canaux, plusieurs lignes à retard parallèles en un nombre prédéterminé égal au rapport entre la largeur de bande utile et la largeur de bande de canal maximale, chaque groupe de canal étant retardé par un nombre de lignes à retard parallèles respectives égal au plus proche entier supérieur du rapport entre la largeur de bande du groupe et la largeur de bande de canal maximale, et plusieurs réseaux polyphasés identiques parallèles respectivement reliés aux sorties des lignes à retard comprenant chacun plusieurs desdits ensembles parallèles à ligne à retard et filtre numérique en un nombre prédéterminé égal au rapport entre les largeurs de bande de canal maximale et minimale. Grâce à l'arrangement des ensembles à ligne à retard et filtre numérique en les réseaux polyphasés indépendants et identiques, ceux-ci sont susceptibles de traiter des canaux dont les largeurs de bande sont différentes et comprises entre les largeurs de bande minimale et maximale L'orientation des canaux vers ces réseaux polyphasés est réalisée en fonction des caractéristiques des canaux à l'intérieur des groupes, nombre et largeur de bande des canaux dans chaque groupe, auxquelles sont adaptées notamment les caractéristiques de filtrage, de décimation et de retard des moyens de filtrage et décimation et des lignes à retard précédant 6 - les réseaux polyphasés, comme également les caracté- ristiques matricielles dans les moyens de traitement à transformée de Fourier. Ces adaptations dans le dispositif de démultiplexage selon l'invention peuvent se traduire par les caractéristiques suivantes: le moyen de filtrage et décimation séparant un groupe de canal dans le signal à multiporteuse comprend un filtre numérique ayant la largeur de bande dudit groupe, suivi d'un décimateur ayant un rapport de réduction égal au rapport entre ladite largeur de bande dudit groupe et la largeur de la bande utile; les lignes à retard parallèles retardant un groupe de canal imposent des retards respectivement en proportion des multiples entiers à partir de zéro du rapport entre la largeur de bande utile et la largeur de bande dudit groupe; les lignes à retard incluses dans chaque réseau polyphasé imposent des retards respectivement en proportion de multiples entiers à partir de zéro dudit rapport entre les largeurs de bande de canal maximale de minimale; les moyens de traitement numérique com- prennent, pour chaque groupe de canal, plusieurs moyens matriciels carrés de coefficients de transformée de Fourier en nombre égal au rapport entre la largeur de bande des canaux dudit groupe et la largeur de bande minimale, la dimension de chacun des moyens matriciels associés audit groupe étant égale au nombre de canaux dans ledit groupe. Les diverses caractéristiques précédentes permettent d'adapter le dispositif de démultiplexage à l'évolution du trafic En d'autres termes, le dispositif démultiplexage est de préférence programmable Dans ce -7cas, les moyens numériques de filtrage et décimation, les lignes à retard parallèles et les moyens de trai- tement numérique sont programmables par des moyens de commande recevant des caractéristiques relatives au nombre prédéterminé et à la répartition des groupes de canal dans la bande utile et les nombres de canaux dans les groupes, et le dispositif de multiplexage comprend plusieurs moyens de commutation respectivement reliés aux sorties des moyens numériques de filtrage et décimation et commandés par les moyens de commande pour relier sélectivement ces moyens numériques à des lignes en retard parallèles en fonction de ladite répartition des groupes et desdits nombres de canaux dans les groupes. D'autres avantages et caractéristiques de la présente invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante, en référence aux dessins annexés correspondants dans lesquels: la figure 1 montre schématiquement un réseau connu par satellite régénérateur; la figure 2 montre un bloc-diagramme d'un transmultiplexeur connu inclus dans le satellite regénérateur; la figure 3 est une représentation dans le domaine fréquentiel de signaux d'accès de base et d'accès primaire RNIS multiplexés en fréquence; les figures 4 et 5 montrent des bloc- diagrammes de deux dispositifs de démultiplexage en fréquence numériques selon la technique antérieure respectivement; la figure 6 est un bloc-diagramme schéma- tique d'un dispositif de démultiplexage en fréquence programmable selon l'invention; les figures 7 A et 7 B montrent respectivement une première réalisation du dispositif démultiplexage 8 - programmable et une représentation fréquentielle d'un trafic de liaisons montantes correspondantes; et les figures 8 A et 8 B montrent respectivement une seconde réalisation du dispositif de démultiplexage programmable et une représentation fréquentielle d'un trafic de liaisons montantes correspondantes. En référence à la figure 1, un réseau par satellite régénérateur comprend typiquement un satel- lite 1, N stations terriennes SO à SN-, et une station de configuration SC pour la programmation du satellite 1 depuis le sol. La station de configuration SC assure des fonctions de programmation du satellite 1 lors d'évo- lutions ou modifications de trafic entre stations terriennes SO à SN-, Typiquement, la liaison établie entre la station de configuration SC et le satellite est une liaison spécialisée LS transmettant 1 'intégrité des données de programmation élaborées par la station de configuration SC. Les stations terriennes Si, o i est un entier variant de O à N-1, transmettent à travers des liaisons montantes vers le satellite 1, des porteuses respectives modulées multiplexées en fréquence dans un plan de fréquence ayant une largeur de bande totale donnée de l'ordre du gigahertz Les largeurs de bande assignées aux différentes porteuses sont de quelques mégahertz (telles que 6 M Hz) Ce multiplexage en fréquence est représenté schématiquement sur la figure 1 Le satellite 1 recevant ces porteuses modulées multiplexées met en oeuvre des fonctions de transmultiplexage pour effectuer une conversion entre le format AMRF (Accès multiple à répartition en fréquence) caractérisant les liaisons montantes et un format MRT (multiplexage à répartition dans le temps) des liaisons descendantes entre le satellite 1 et les stations SO à SN-1 Des données 9 - numériques transmises respectivement par les porteuses modulées multiplexées en fréquence sur des liaisons montantes sont ainsi multiplexées dans le temps sur des liaisons descendantes Les stations Si, en réception, sont affectées respectivement à des canaux temporels des liaisons descendantes pour recouvrer les données transmises par des porteuses des liaisons montantes. La figure 2 montre un bloc-diagramme d'une réalisation connue d'un transmultiplexeur à bord du satellite 1 Le transmultiplexeur comprend, en cascade, un dispositif de démultiplexage en fréquence 10, N démodulateurs llo à 11 N-1, une matrice de commutation 12, un multiplexeur temporel et un modulateur 14 Les N porteuses modulées émises par les stations SO à SN-1 et multiplexées en fréquence sont reçues par l'antenne du satellite 1 via les liaisons montantes, et sont appliquées à une borne d'entrée du dispositif de démultiplexage 10 Ce dernier démultiplexe les N por- teuses qui sont transposées dans le domaine fréquentiel en bande de base pour être reproduites sur N sorties respectives du dispositif de démultiplexage Ces N porteuses modulées en bande de base sont appliquées respectivement aux entrées des N démodulateurs 1 10 à 11 N-l pour être démodulées afin de récupérer les données numériques modulant les porteuses La matrice de com- mutation 12 assigne les données ainsi récupérées à des canaux temporels Ces différents canaux sont multiplexés par le multiplexeur temporel 13 pour être retransmis, après modulation d'une porteuse unique PAMRT dans le modulateur 14, sur des liaisons descendantes vers les N stations. Comme montré sur la figure 3, un tel réseau par satellite régénérateur peut concerner un Réseau Numérique à Intégration de Services offrant par exemple35 des accès de base à 144 kbit/s ( 2 B + D) et des accès primaires à 1544 kbit/s ( 23 B + D) et/ou 2048 kbit/s - ( 30 B + D) Les porteuses modulées par les différents signaux numériques aux débits de 144 kbit/s, 1544 kbit/s et/ou 2048 kbit/s sont multiplexées en fréquence dans la bande de fréquence offerte aux liaisons montantes, et sont caractérisées par des largeurs de bande qui sont différentes en dépendance des débits. Deux dispositifs de démultiplexage numériques connus 10 A et 10 B selon la technique antérieure sont maintenant présentés en référence aux figures 4 et 5. Le premier dispositif de démultiplexage 10 A illustré à la figure 4 concerne un démultiplexeur en fréquence comprenant un réseau polyphasé et un trans- formateur de Fourier, et se réfère à l'article de Enrico del Re et Romano Fantacci paru dans "INTERNATIONAL JOURNAL OF SATELLITE COMMUNICATIONS, vol 6, pp 267 - 281 mars 1988 Le réseau polyphasé est constitué de N branches parallèles Chaque branche de rang n, N étant un entier compris entre O et N 1, inclut en série une ligne à retard présentant une impédance s'écrivant sous forme de transformée en z, z-n, et un filtre d'impédance noté En(z) Les porteuses modulées multiplexées sont appliquées, après échantillonnage, à chacune des branches dont des sorties respectives sont appliquées à des entrées du transformateur de Fourier à N entrées et N sorties. Le fonctionnement schématique du premier dispositif de démultiplexage 10 A consiste en une translation dans le domaine fréquentiel d'un filtre passe-bas élémentaire ayant un gabarit à largeur de bande égale aux largeurs de bande identiques des por- teuses modulées Ainsi l'inconvénient fonctionnel d'une telle technique réside dans le fait que les porteuses modulées multiplexées en fréquence doivent avoir une il - même largeur de bande Le fonctionnement du premier dispositif de démultiplexage à réseau polyphasé est le suivant: M-i Soit H O (z) = E h(m)z-m, la fonction de m-O transfert, sous forme de transformée en z, d'un filtre passe-bas élémentaire à réponse impulsionnelle finie. HO(z) s'écrit: H O (z) = lh(O)z-0 + h(l)z-1 + h( 2)z-2 + h( 3)z-3 + + h(M)z-M+ll, soit, en décomposant en N séquences,: K K K Ho(z) = K h(k N)z-k N + 7 h(k N + l)z-k N-1 + + h(k N + k-O k-O k=O N 1)Z-k N-N+I, ce qui s'écrit: K K Ho(z) = z-O(Zh(k N)z-k N) + z-l(Zh(k N + 1)z-k N) + + k-O k-O z-N + l(Zh(k N + N î)z-k N), soit: k-O Ho(z)= z-OlEo(z-k N)l + z- 1 lE 1 (z-k N)l + + z-N+llEN_ 1 (z-k N) l, K en posant En(z-k N) = Zh(k N + n)z-k N. k-O Cette écriture correspond à une représenta- tion polyphasée à N composantes. Soient N filtres Hn(z), N variant de O à (N-1), qui filtrent respectivement les N porteuses modulées multiplexées en fréquence ayant des largeurs de bande identiques couvrant une bande de fréquence totale égale à Af T/2 A partir de H O (z), la fonction 12 - de transfert du filtre passe-bas élémentaire, il peut être déduit par une translation en fréquence de (n Af T/2 N), un nième filtre passe-bande qui a un gabarit coïncidant respectivement avec la bande fréquentielle attribuée à la nième porteuse modulée, et qui correspond à un changement de la variable z par z explj 23 n/Nl, o exp désigne l'opérateur exponentielle complexe La fonction de transfert du nième filtre Hn(z) "décalé" en fréquence s'écrit donc: Hn(Z) = Holz exp(j 2 nn/N)l En introduisant la décomposition à N compo- santes polyphasées dans la relation précédente, il est obtenu: N-1 Hn(z) = Z z-k expl-j 2 Tkn/NlEk(z-k N) k=O Ainsi pour les N filtres, la relation s'écrit Ho (z)A 1 l EQ(Z- k N) HI (z) = I V V (N1) z-IEI(z k N) HN-I (z) 1 V(N-1) v(N-1)(N-1)2Z(N 1)ENI(Z-k N)J o V est égal à expl-j 2 n/Nl, La matrice opératrice centrale est repré- sentative d'une transformée de Fourier tandis que les filtres Eo(z-n N), Z-l El(z-k N), z-(N-l) EN-i(z-k N) caractérisent des mises en cascade de lignes à retard de fonctions de transfert z-0, z-l, z-N+l respecti- vement avec des filtres de fonctions de transfert _J, 13 - EO(Z-n N), E 1 (z-n N), EN- (z-n N) Ces considérations conditionnent la réalisation du dispositif de démul- tiplexage 10 A présenté à la figure 4. La seconde réalisation d'un dispositif de démultiplexage 10 B selon la technique antérieure est maintenant présentée en référence à la figure 5, et se réfère à l'article de W H YIM et al, intitulé "Multi -carrier demodulators for on-board processing satel- lites" paru dans INTERNATIONAL JOURNAL OF SATELLITE COMMUNICATIONS, vol 6, p 243 51 ( 1988) Typiquement deux méthodes sont proposées pour cette approche dite "par canal" Une première méthode consiste en un décalage en fréquence des porteuses respectives modulées mul- tiplexées afin de les transposer en bande de base, puis en un filtrage passe-bas La seconde méthode, équivalente, consiste en l'utilisation de filtres passe-bande qui présentent des gabarits décalés en fréquence entre eux d'un filtre passe-bas élémentaire. Le bloc-diagramme du démultiplexeur montre une pluralité de branches incluant chacune respectivement un filtre de canal. Selon la première méthode précitée, il est supposé que la fonction de transfert d'un filtre passe-bas hi(-z) pour filtrer une porteuse modulée d'une largeur de bande donnée S ' écrit sous forme de transformée en z N-i hi(z) = Zh(n)z-n n=o Pour un filtre Fi, i étant un entier compris entre O et (N-1), dans une iième branche donnée, un premier traitement numérique consiste à décaler en bande de base la porteuse associée au iième canal Appelons x(k) la séquence entrante numérique échantillonnée des 14 porteuses modulées multiplexées Ce premier traitement consiste à produire, à partir de la séquence x(k), la séquence: xi(k) = x(k)exp(-j -wik M) dans laquelle exp désigne l'opérateur expo- nentielle complexe, ì est la fréquence centrale angulaire du iième canal, et M est un facteur de décimation Un second traitement numérique consiste ensuite à filtrer en passe-bas cette séquence xi(k), pour un iième canal à largeur de bande donnée Le filtre passe-bas hi(z) assure ce traitement. Ainsi pour un iième canal, la séquence numérique de la porteuse Yi(k), démultiplexée en bande de base, s'écrit: N-1 -jw,(k Mn) Yi(k) = h(n)x(k M-n)e-(k M n=O Concernant la seconde méthode relative au démultiplexeur de la figure 5, il est proposé d'utiliser pour une iième branche, un filtre passe-bande présentant une fonction de transfert en z qui est obtenue à partir de la fonction de transfert en z d'un filtre passe-bas, s'écrivant: N-1 h(z)= Zh(n) z-n n=O Un résultat similaire au résultat obtenu avec la première méthode est alors mis en oeuvre. La figure 6 montre un bloc-diagramme sché- matique fonctionnel d'un dispositif de démultiplexage selon l'invention. Des porteuses modulées multiplexées en fré- quence relatives à des canaux ayant des largeurs de bande différentes sont appliquées à une entrée d'un - premier étage de filtrage comprenant deux filtres du type précité "filtre par canal", dont des sorties respectives sont appliquées à un démultiplexeur poly- phasé 105 ayant un rôle sensiblement analogue à celui présenté initialement dans la description de la technique antérieure. Il est à noter que dans la réalisation montrée à la figure 6, le nombre de groupes comprenant chacun des canaux à porteuses modulées ayant des largeurs de bande identiques est égal à 2 Une extension à un nombre quelconque de groupes incluant chacun des canaux à largeurs de bande identiques entre également dans le cadre de l'invention, en ajoutant des circuits simi- laires à ceux associés à l'un des groupes de canaux définis ci- dessous pour deux réalisations d'un dispositif de démultiplexage à filtres programmables selon l'invention Les deux réalisations montrées en référence aux figures 7 A et 8 A concernent également le cas o deux groupes de porteuses modulées à largeurs de bande identiques respectives sont multiplexés en fréquence. Il est également supposé à des fins de sim- plification de la description que des canaux de porteuses modulées de l'un des groupes, dit GROUPE 1, ont des bandes de fréquence f 1 quatre fois moins larges que les bandes de fréquence f 2 des canaux de l'autre groupe, dit GROUPE 2 Les largeurs de bande f 1 et f 2 sont considérées ici égale aux largeurs de bande minimale et maximale des canaux multipléxés en fréquence qu'est susceptible de traiter le dispositif de démultiplexage en fréquence La bande f 1 est un sous-multiple entier de la bande de fréquence utile fu, soit typiquement f 1 = fu/16 et également un sous-multiple entier de la bande f 2 soit fl = f 2/4 Néanmoins, le dispositif de démul- tiplexage peut être utilisé dans d'autres applications, tel que le réseau RNIS pour des accès en bande de base 16 - ( 144 kbit/s) et des accès primaires ( 1544 kbit/s et/ou 2048 kbit/s), dans lequel les rapports entre largeurs de bande des canaux sont différents de quatre, des largeurs étant données par fl, f 2 = 11 f 1 et f 3 = 15 fl. En référence à la figure 7 A, le dispositif de démultiplexage en fréquence 10 selon l'invention comprend un étage 102 ayant deux filtres 1021 et 1022 suivis de deux décimateurs 1021 ' et 102 ' pour deux groupes respectifs de canaux à largeurs de bande identiques, un étage 103 de deux circuits de commutation d'interconnexion 1031 et 1032 à quatre sorties chacun, un étage 104 de lignes à retard 104 a, 104 b, 104 c et 104 d, un étage 105 incluant quatre réseaux polyphasés 105 a, 105 b, 105 c, 105 d et un circuit de multiplication complexe 1055 (Transformateur de Fourier) Les étages sont mis en cascade suivant l'ordre d'énumération précité, les filtres de groupe 1021 et 1022 reçoivent sous forme échantillonnée les porteuses modulées mul- tiplexées en fréquence, et les porteuses modulées démultiplexées en bande de base sont produites à des sorties du circuit de multiplication complexe 1055. La première réalisation du dispositif de démultiplexage présentée à la figure 7 A résulte d'un trafic des liaisons montantes représenté fréquentiel- lement à la figure 7 B Comme montré dans cette figure, la bande de fréquence totale utile fu allouée aux liaisons montantes est également indiquée, à des fins de simplification, sous forme normalisée fnor, et les porteuses de canal modulées multiplexées en fréquence sont regroupées en deux groupes en fonction de leur largeur de bande On distingue huit porteuses modulées Pl à Pl dans un premier groupe et deux porteuses modulées Pl à P 2 dans le second groupe Il est rappelé que les canaux dans le second groupe sont supposés, dans cette réalisation, avoir chacun une largeur de bande f 2 quatre 17 - fois supérieure à la largeur de bande f 1 de chacun des canaux dans le premier groupe soit au total 8 f 1 + 2 f 2 =fu Le dispositif de démultiplexage 10 selon l'invention est précédé d'un échantillonneur 101 qui reçoit le signal à multiporteuse de liaisons montantes SM et échantillonne les ( 8 + 2) = 10 porteuses modulées multiplexées en fréquence, à une fréquence initiale 1/T pour produire des échantillons du signal à multipor- teuse Les porteuses modulées multiplexées en fréquence ainsi échantillonnées sont appliquées aux entrées des deux filtres 1021 et 1022 de l'étage 102 Typiquement ces filtres, tels qu'ils ont été présenté selon la technique antérieure, comprennent, en outre, des filtres passe-bande ou des filtres passe-bas élémentaires Leurs fonctions respectives est de filtrer les deux groupes de porteuses à largeur de bande identique Ainsi le filtre 102, est affecté au GROUPE 1 et filtre les porteuses de ce groupe en globalité, tandis que le filtre 1022 filtre les porteuses modulées du second groupe GROUPE 2 Les décimateurs 1021 ' et 1022 ', reliés en série respectivement avec les filtres 102, et 1022, réduisent la fréquence des signaux issus des filtres 1021 et 1022 En effet, il estpossible de réduire la fréquence d'échantillonnage initiale respectivement pour chaque groupe de porteuses GROUPE 1 et GROUPE 2 sans en affecter les porteuses modulées multiplexées respectives (Théorème de Shannon) Cette réduction par deux de la fréquence des signaux aux sorties des filtres 1021 et 1022 est équivalente à une réduction par deux du nombre des échantillons en sortie des filtres, ce qui conserve le nombre d'échantillons et donc la bande de fréquence totale fu du signal entrant à multiporteuse SM, en sortie de 1 'étage 102 Les décimations contribuent à diminuer les capacités en calcul nécessaires, 18 - notamment au sein du circuit de multiplication complexe 1055 Les facteurs de décimation dans les filtres de décimation 1021 ' et 1022 ' sont ainsi égaux à 1/2. Avant de présenter les étages 103 et 104, l'étage 105 constitué des réseaux polyphasés 105 a à d et du circuit de multiplication complexe 1055 est maintenant décrit. Les quatre réseaux polyphasés 105 a à 105 d sont constitués chacun par quatre branches en parallèle. Chaque branche comprend en série une ligne à retard et un filtre numérique élémentaire dont la transformée en z Hp O à Hp 15 s'écrit en un polynôme en z de dêgré 16. Les sorties respectives des seize filtres numériques sont appliquées à des entrées du circuit de multipli- cation complexe pour transformée de Fourier rapide (TFR) 1055 Les porteuses modulées démultiplexées de chaque groupe en bande de base sont produites à des sorties respectives du circuit 1055 Le degré 16 des polynômes en z relatifs aux filtres numériques dans les réseaux polyphasés est induit par le fait, conformément à la description de la technique antérieure, que NP= 16 porteuses modulées du GROUPE 1, c'est-à-dire NP= 16 porteuses ayant une largeur de bande minimale f 1 et constituant un ensemble de porteuse inclus dans la bande de fréquence totale prédéterminée fu du signal entrant, peuvent être démultiplexées Le filtre passe-bas élé- mentaire pour déduire chacun des filtres Hp O à Hp 15 a ainsi une largeur de bande égale à la largeur de bande minimale f 1 de canaux qu'est susceptible de supporter le signal entrant à multiporteuse SM. Néanmoins, selon l'invention, les lignes à retard numériques disposées en amont des filtres numériques respectifs ne possèdent pas des transformées en z variant successivement de z-0 à z-15 Cette 19 - différence par rapport aux réseaux polyphasés selon la technique antérieure est précisée ci-dessous. L'étage à réseaux polyphasés 105 doit démultiplexer à la fois des porteuses modulées du GROUPE 1 et des porteuses modulées du GROUPE 2 qui ne cor- respondent pas à des canaux ayant des largeurs de bande égales L'utilisation d'un réseau polyphasé unique ne permettrait pas ce démultiplexage A cette fin, l'étage 104 de lignes à retard comprend, selon les réalisations préférées illustrées, quatre lignes à retard 104 a'104 b, 104 c et 104 d dont les sorties respectives sont appliquées aux réseaux polyphasés 105 a à 105 d respectivement Selon les réalisations préférées, les quatres lignes à retard dans chacun des réseaux polyphasés présentent des transformées en z s'écrivant respectivement z-0, z-4, z-8 et z-12 Dans ces conditions, un démultiplexeur déduit de la technique antérieure pour démultiplexer seize porteuses modulées à largeurs de bande identiques comprendrait des lignes à retard dans l'étage 104 s'écrivant z-0, z-l, z-2 et z-3 Dans chaque réseau polyphasé, la mise en parallèle de quatre lignes à retard qui sont reliées respectivement avec des filtres numériques déduits d'un filtre passe-bas élémentaire (associés avec les moyens de multiplication complexe de la transformée de Fourier) permet d'obtenir un filtre en fréquence ayant une largeur de bande f 2/f 1 = 4 fois supérieure à la largeur de bande du filtre élémentaire, afin de restituer une porteuse modulée du GROUPE 2 ayant une largeur de bande quatre fois supérieure à la largeur de bande d'une porteuse du GROUPE 1 filtrée par le filtre élémentaire. Les lignes à retard 104 a à 104 d représentées dans la figure 7 A sous forme modélisée en transformée en z, sont dans la pratique des circuits numériques à base de registres à décalage et autres composants numériques de base, qui sont cadencés à une fréquence rk - égale à la fréquence initiale l/T d'échantillonnage. Comme vu précédemment, la fréquence initiale de la séquence d'échantillons des porteuses modulées multi- plexées à la sortie de 1 'échantillonneur 101 est réduite, par des facteurs donnés respectifs, aux sorties des décimateurs 1021 ' et 1022 ' Selon la répartition fré- quentielle des porteuses indiquée à la figure 7 B, les circuits de commutation 1031 et 1032 interconnectent les sorties des décimateurs 1021 ' et 1022 ' respecti- vement aux lignes à retard 104 a, 104 b et 104 c, 104 d, en fonction précisément des fréquences réduites respectives des séquences d'échantillons issues des deux décimateurs 1021 ' et 1022 ' par rapport à la fréquence d'échantillonnage initiale Ainsi, en pra- tique, les moyens de commutation 1031 et 1032 relient sélectivement les sorties des décimateurs 1021 ' et 1022 ' à des entrées de lignes à retard dans l'étage 104 en fonction des fréquences des séquences issues desdits décimateurs, et donc de la largeur de bande totale affectée à chaque groupe de porteuses modulées multi- plexées. Les retards conférés par les lignes à retard de l'étage 104 sont programmés respectivement en dépendance des fréquences réduites des séquences qu'elles reçoivent à travers l'étage de commutation 103 par rapport à la fréquence de cadencement des lignes à retard (égale à la fréquence initiale 1/T d'échantil- lonnage) Ainsi le retard d'un échantillon d'une séquence à fréquence réduite de moitié, pour les deux groupes, équivaut à deux périodes d'échantillon du signal échantillonné à multiporteuse puisque la fré- quence des séquences réduites est deux fois inférieure à la fréquence d'échantillonnage Dans la réalisation de la figure 7 A, deux lignes à retard 104 a et 104 b, 104 C et 104 d ayant des fonctions de transfert z-0 et z-2 sont ainsi attribuées à chaque groupe de porteuse 21 - étant donné que les deux groupes de porteuses possèdent des largeurs de bande égales. Les sorties des lignes à retard 104 a à 104 d sont appliquées respectivement aux quatre réseaux polyphasés 105 a à 105 d indépendamment du trafic des liaisons montantes. Toutes les sorties des filtres Hp O à Hp 15 dans les quatres réseaux polyphasés 105 a à 105 d sont 1 o appliquées à des entrées du circuit de multiplication complexe 1055 dont les 16 sorties sont divisées en deux groupes, à raison de huit sorties qui sont attribuées aux huit porteuses en bande de base du GROUPE 1, et de huit autres sorties qui sont séparées en deux ensembles de quatre sorties qui sont attribuées aux deux porteuses en bande de base du second groupe GROUPE 2, puisque les porteuses du GROUPE 2 ont des largeurs de bande quatre fois supérieure aux largeurs de bande des porteuses du GROUPE 1 Dans le circuit 1055, le traitement numérique de multiplication complexe réalisé entre les séquences sortant des branches des réseaux polyphasés 105 a à 105 d est réalisé par un moyen matriciel 8 x 8 et quatre moyens matriciels 2 x 2. Le moyen matriciel 8 x 8 reçoit les séquences sortant des filtres Hp O à Hp 7 inclus dans les réseaux a et 105 b et restitue les huit canaux numériques du GROUPE 1 correspondant aux porteuses Pl à Pl à huit premières sorties du circuit 1055 Ce moyen matriciel effectue un calcul numérique déduit, en termes de fonction de transfert, d'une matrice de coefficients telle que celle défini ci-dessus en fonction de V = expl-j 2 rl/Nl, avec N = 8. La répartition du traitement numérique des deux porteuses P 2 et p 2 dans le GROUPE 2 en quatre moyens matriciels carrés dans le circuit 1055 résulte du fait que chacun des canaux du GROUPE 2 est équivalent à une 22 - juxtaposition de quatre largeurs de bande élémentaires fl, et par suite chaque ensemble comprenant deux mêmes largeurs de bande élémentaire dans les canaux de por- teuses Pl et p 2 sont corrélés dans l'étage 102. Ainsi, chacun des moyens matriciels 2 x 2 est relié aux sorties de deux filtres respectifs dans les réseaux 105 c et 105 d qui correspondent à la même sous-bande de base de fréquence de largeur f 1 dans les canaux de porteuses Pl et P 2, c'est-à-dire reçoivent des séquences numériques ayant subi un même retard dans les réseaux 105 C et 105 d. Un premier moyen matriciel 2 x 2 traite les séquences sortant des filtres Hp 8 et Hp 12 précédés de lignes à retard z-0 dans les réseaux 105 c et 105 d et ainsi de suite pour les trois autres moyens de matriciel 2 x 2 Le quatrième et dernier moyen matriciel 2 x 2 traite par conséquent les séquences sortant des filtres Hpll et Hp 15 précédés des lignes à retard z-12 dans les réseaux 105 C et 105 d* Chacun des réseaux 2 x 2 fait appel à une matrice carrée de coefficients et restitue un quart de la largeur de bande des canaux des porteuses p 2 et p. En référence à la figure 8 A, une seconde réalisation du démultiplexeur 10 est présentée, pour un trafic des liaisons montantes représentées à la figure 8 B Selon ce trafic, le GROUPE 1 comprend quatre canaux consécutifs à porteuses modulées Pl à Pl et à largeur de bande de fréquence f 1, tandis que le GROUPE 2 comprend trois canaux consécutifs à porteuses P 2 à P 2 et à largeur de bande de fréquence f 2 = 4 f 1 Cette seconde réalisation est en pratique identique du point de vue structurel à la première réalisation montrée à la figure 7 A, et est différente du point de vue fonc- tionnel de celle montrée à la figure 7 A, grâce à la programmation de certains éléments du démultiplexeur 23 - en fonction de la répartition du trafic Les éléments programmables sont les filtres 1021 et 1022, les décimateurs 1021 ' et 1022 ',les lignes à retard 104 a à 104 d, et les moyens matriciels dans le circuit de multiplication complexe 1055 Selon une réalisation préférée, la programmation de ces divers éléments est réalisée au moyen d'une unité de commande UC montrée à la figure 2, qui reçoit toutes les caractéristiques de chaque nouvelle répartition du trafic à travers la liaison spécialisée montante LS. Dans cette seconde configuration de trafic, les filtres 1021 et 1022 sont programmés avec des largeurs de bande de fu/4 et 3 fu/4 pour séparer les deux groupes 1 et 2 qui n'ont plus les mêmes largeurs de bande que dans la configuration de la figure 7 B Les facteurs de réduction des décimateurs 1021 ' et 1022 ' sont ajustés en fonction des nouvelles largeurs de bande fu/4 et 3 fu/4, et sont égaux à 1/4 et 3/4. Concernant les lignes à retard dans l'étage 104, ces dernières sont programmées en fonction des nouveaux facteurs de réduction La première ligne à retard 104 a a encore une fonction de transfert z-0 puisque le réseau polyphasé 105 a est encore attribué au traitement des porteuses Pl à Pl Puisque trois échantillons sur quatre du signal à multiporteuse sont à traiter en sortie du décimateur 1022 ', trois lignes à retard 104 b, 104 c et 104 d sont reliées à la sortie du décimateur 1022 ' à travers le circuit de commutation 1032 dont trois sorties sont utilisées Les lignes à retard 104 b, 104 c et 104 d imposent respectivement des retards dans des rapports respectifs de ( 4 x 0)/3, ( 4 x 1)/3 et ( 4 x 2)/3 avec la fréquence d'échantillonnage 1/T. Le circuit de multiplication complexe 1055 est programmé alors en un moyen matriciel 4 x 4 et quatre moyens matriciels 3 x 3 Le moyen matriciel 4 x 24 - 4 est relié aux sorties des filtres Hp O à Hp 3 dans le réseau polyphasé 105 a pour restituer les porteuses Pl à P 4 du GROUPE 1 Les quatre moyens matriciels 3 x 3 sont reliés respectivement aux ensembles à trois fil- tres, Hp 4-Hp 8-Hpl 2, Hp 5-Hp 9-Hp 13, Hp 6-Hpl O-Hp 14 et Hp 7-Hpll- Hp 15 relatifs aux quatre sous bandes de largeur f 1 dans les canaux des trois porteuses P, p et P 3, de manière à restituer ces canaux. - REVENDICATIONS 1 Dispositif pour démultiplexer des canaux multiplexés en fréquence dans un signal échantillonné à multiporteuse (SM) ayant une largeur de bande de fréquence utile prédéterminée (fu), lesdits canaux étant définis par des porteuses modulées (Pl à Pl, P 2 à p 2) comprises dans la bande utile et par des largeurs de bande de fréquence (fl, f 2) juxtaposées dans la bande utile, les largeurs de bande des canaux étant des sous-multiples entiers d'une largeur maximale de bande de canal (f 2) qui elle-même est sous-multiple de la bande utile (fu) et étant multiples entiers d'une largeur minimale de bande de canal (fl), ledit dispositif ( 10) comprenant des ensem- bles parallèles incluant chacun une ligne à retard et un filtre numérique en série en un nombre prédéterminé (fu/f 1 = 16) égal au rapport entre la largeur de la bande utile et la largeur de la bande de canal minimale, et des moyens de traitement numérique à transformée de Fourier ( 1055) reliés aux sorties desdites filtres (Hp O à Hp 15) pour restituer individuellement lesdits canaux, chacun desdits filtres étant déduit d'un filtre passe-bas numérique filtrant dans ladite bande de canal minimale (fl), caractérisé en ce qu'il comprend plusieurs moyens numériques de filtrage et décimation ( 102) pour séparer les canaux dans le signal échantillonné à multiporteuse (SM) en des groupes de canal (GROUPE 1, GROUPE 2) en un nombre prédéterminé, chaque groupe de canal comprenant les bandes juxtaposées de tous les canaux qui ont une même largeur de bande qui est différente des largeurs de bande des autres canaux, plusieurs lignes à retard parallèles ( 104) 26 - en un nombre prédéterminé (fu/f 2 = 4) égal au rapport entre la largeur de bande utile et la largeur de bande de canal maximale, chaque groupe de canal (GROUPE 1; GROUPE 2) étant retardé par un nombre de lignes à retard parallèles respectives ( 104 a; 104 b; 104 c; 104 d) égal au plus proche entier supérieur du rapport entre la largeur de bande du groupe (fu/4; 3 fu/4) et la largeur de bande de canal maximale (f 2 = fu/4), et plusieurs réseaux polyphasés identiques parallèles ( 105 a, 105 b, 105 c, 105 d) respectivement reliés aux sorties des lignes à retard ( 104 a; 104 b; 104 c; 104 c) comprenant chacun plusieurs desdits ensembles parallèles à ligne à retard et filtre numérique en un nombre prédéterminé (f 2, f 1) égal au rapport entre les largeurs de bande de canal maximale et minimale. 2 Dispositif conforme à la revendication 1, caractérisé en ce que le moyen de filtrage et décimation séparant un groupe de canal dans le signal à multiporteuse (SM) comprend un filtre numérique ( 1021; 1022) ayant la largeur de bande dudit groupe, suivi d'un décimateur ( 1021 '; 1022 ') ayant un rapport de réduction égal au rapport entre ladite largeur de bande (fu/4; 3 fu/4) dudit groupe et la largeur de la bande utile (fu). 3 Dispositif conforme à la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que les lignes à retard parallèles ( 104 b; 104 C; 104 d) retardant un groupe de canal (GROUPE 2) imposent des retards respectivement en proportion des multiples entiers à partir de zéro du rapport ( 4/3) entre la largeur de bande utile (fu) et la largeur de bande ( 3 fu/4) dudit groupe. 4 Dispositif conforme à l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que les 4 27 - lignes à retard (z-0,, 4 z-8, z-12) incluses dans chaque réseau polyphasé ( 105 a, 105 b, 105 c, 105 d) imposent des retards respectivement en proportion de multiples entiers à partir de zéro dudit rapport (f 2/f 1) entre les largeurs de bande de canal maximale et minimale. Dispositif conforme à l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que les moyens de traitement numérique ( 1055) comprennent, pour chaque groupe de canal (GROUPE 2), plusieurs moyens matriciels carrés de coefficients de transformée de Fourier en nombre égal au rapport entre la largeur de bande des canaux dudit groupe (f 2) et la largeur de bande minimale (f), la dimension de chacun des moyens matriciels associés audit groupe étant égale au nombre de canaux dans ledit groupe. 6 Dispositif conforme à l'une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que les moyens numériques de filtrage et décimation ( 102), les lignes à retard parallèles ( 104) et les moyens de traitement numérique ( 1055) sont programmables par des moyens de commande (UC) recevant des caractéristiques relatives au nombre prédéterminé et à la répartition des groupes de canal dans la bande utile (fu) et les nombres de canaux dans les groupes, et en ce que le dispositif comprend plusieurs moyens de commutation ( 1031, 1032) respectivement reliés aux sorties des moyens numériques de filtrage et décimation ( 102) et commandés par les moyens de commande (UC) pour relier sélectivement ces moyens numériques ( 102) aux lignes à retard parallèles en fonction de ladite répartition des groupes et desdits nombres de canaux dans les groupes.