Brevet FR2689704A1 — publié le 19931008

Cette invention se rapporte aux convertisseurs de courant continu en courant continu et plus spécialement aux convertisseurs auto-oscillants de courant continu en courant continu. Il existe de nombreux convertisseurs qui c-hangent une grandeur de tension continue en une autre. Les convertisseurs classiques comme les convertisseurs directs et les convertisseurs indirects sont bien décrits dans la technique antérieure. De nombreux textes comme celui de George Chryssis "High-Frequency Switching Power Supplies : Theory and Design", McGraw Hill Book Co, peuvent expliquer le fonctionnement de convertisseurs tels que ceux-ci. Les convertisseurs classiques utilisent tous un moyen de commutation forcée pour commander la tension et le courant pendant le processus de régulation et de transfert de la puissance. Ce moyen de commutation forcée de régulation provoque deux types de difficultés. La première est celle des pertes associées à la commutation forcée. Comme il existe une durée finie associée à la fermeture et à l'ouverture d'un élément d'un interrupteur, le courant traversant l'interrupteur et la tension aux bornes de l'interrupteur se chevauchent pendant les changements d'état de l'interrupteur provoquant une perte appelée perte de commutation. Plus rapide est la commutation, plus faible est la perte de commutation. Le second type de difficulté est le bruit engendré par le processus de commutation forcée. Ce bruit est provoqué principalement par la vitesse de changement de la tension dV/dT sur l'interrupteur à haute tension. Ce changement de la tension, couplé avec la capacité parasitaire des enroulements primaire - secondaire du transformateur fait qu'un courant de mode commun circule à travers ce chemin. Pour aider à contrôler ce bruit à l'ouverture un amortisseur à ligne droite de charge est utilisé typiquement. Cette manière de faire nécessite que la surface du tableau de montage soit suffisante et entraîne aussi des pertes d'énergie et des dépenses d'argent. En outre, cette démarche apporte une aide à l'ouverture seulement et la difficulté du bruit engendré subsiste encore à la fermeture. Finalement la question du rendement associée à la technique classique est la difficulté la plus grave. La technique courante fonctionne avec un rendement de 73 % environ, ce qui est la cause de pertes significatives qui doivent être absorbées par le bloc d'alimentation en puissance, ce qui diminue la densité de l'alimentation en puissance. Deux types de la nouvelle génération de la technique classique, visibles sur les figures lA et lB, s'attaquent aux difficultés associées à la technique antérieure décrite ci-dessus. Le premier type est l'alimentation à la résonance en série avec la commutation à courant nul. Une telle alimentation réduit le bruit créé par la commutation à un point très proche du courant nul (courant magnétisant) et élimine environ la moitié des pertes de commutation sans la nécessité de circuits de mise en forme à ligne droite de charge. Toutefois, il existe encore la perte associée à la tension de commutation au moment de la fermeture de l'interrupteur. Pendant le changement d'état de l'interrupteur, il peut exister aux bornes de ce dernier une tension significative qui charge essentiellement la capacité parasitaire de l'interrupteur et qui se décharge finalement au moment de la fermeture de l'interrupteur. Un transistor à effet de champ, de puissance, typique, ayant une capacité du drain par rapport à la source de 120 pf, fonctionnant à 100khz, avec une tension de 700 volts à ses bornes peut avoir une perte parasitaire de 2,98 watts approximativement. La cadence de changement du courant est aussi basse que le courant (dI/dT) est sinusoïdal. Le problème principal avec le type de convertisseur visible sur la figure 1A réside dans la relation du courant efficace par rapport à la ligne. Les courants de pointe circulant dans les interrupteurs, transformateurs et diodes de sortie à la résonance sont à leur valeur la plus basse pendant le fonctionnement à faible niveau de la ligne quand le rapport cyclique est maximum. Le rendement à ce moment peut être dans les faibles valeurs de quatre-vingt. Toutefois quand la tension d'entrée est élevée, le courant efficace circulant dans les éléments d'alimentation s'élève rapidement faisant que le courant efficace augmente d'une valeur aussi grande que 1,7. Ceci fait finalement que le rendement tombe jusqu'aux faibles valeurs des soixante-dix auxquelles l'alimentation initiale à commutation forcée fonctionne. Il existe des moyens pour surmonter ce phénomène mais ceux-ci nécessiteraient l'addition d'un nouveau convertisseur en avant des circuits autooscillants pour la stabilisation de la tension d'entrée et, ainsi, l'optimisation du rendement. Le coût supplémentaire impliqué et la surface supplémentaire nécessaire sur le tableau de montage font que cette démarche n'est acceptable que dans les domaines à puissance élevée. Le fonctionnement de ce type de convertisseur est décrit, par exemple, dans le brevet américain n" 4.415.959 au nom de Vinciarelli. Une solution plus récente à ce problème des courants efficaces est visible sur la figure 1B et décrite, par exemple, dans le brevet japonais n" 1503925 au nom de Matsushita. Dans ce type de convertisseur auto-oscillant, le circuit auto-oscillant est une combinaison de circuits résonnants à la fois en série et en parallèle. Avec ce type de démarche, le décalage de la fréquence de la puissance fournie dans la zone de régulation est grandement réduite. Dans le convertisseur de type Vinciarelli le décalage de la fréquence peut être supérieur à 10:1 à toutes les conditions et même plus lorsqu'un fonctionnement sans charge est nécessaire. Dans le convertisseur série/parallèle, le décalage de la fréquence est une fonction du rapport entre l'inductance en parallèle et l'inductance en série du circuit bouchon. On peut profiter ainsi de décalages pratiques de la fréquence de seulement de 2:1. Comme l'énergie à transférer à la charge de sortie est une fonction non seulement de la tension dans le circuit résonnant (1/2CV2F) mais aussi une fonction de la relation de phase entre les deux circuits résonnants, le courant efficace circulant dans les interrupteurs, le transformateur et les diodes change peu avec les changements correspondants dans la ligne d'arrivée. Ceci stabilise en effet le rendement par rapport aux caractéristiques de la ligne d'alimentation. Dans les convertisseurs séries-parallèles les pertes du circuit résonnant tendent à s'élever avec celles de la ligne mais les courants efficaces dans l'interrupteur, le transformateur et les parties magnétiques tendent à rester les mêmes. L'un des inconvénients principaux de la solution Matsushita est l'incapacité à ajuster la tension de fonctionnement du circuit bouchon. Dans tous les convertisseurs résonnants le facteur Q du circuit oscillant est de la plus grande importance pour le rendement général du convertisseur de puissance. Un moyen principal pour contrôler les pertes à une puissance de sortie donnée quelconque dans la conception du type résonnant est de prélever un courant faible de fonctionnement dans le circuit bouchon. Dans les convertisseurs de la technique antérieure (Vinciarelli : brevet américain nO 4.415.959 brevet japonais nO 1503925) la tension du circuit bouchon en fonctionnement n'est pas réglable indépendamment des rapports des tensions de fonctionnement du convertisseur. Ceci oblige le concepteur à ajuster d'autres paramètres également importants comme l'inductance de fuite, la valeur de la capacité de résonnance et la densité du flux de fonctionnement. Le résultat de ceci est une efficacité de conception grandement réduite en raison d'un facteur Q plus faible ainsi que d'une capacité plus grande du circuit bouchon et d'un élément magnétique potentiellement plus difficile au point de vue de la fabrication. De plus, comme le rapport de l'inductance de magnétisation du circuit bouchon à la tension de ce dernier ne peut pas être manipulé dans les convertisseurs classiques, le décalage minimum de la fréquence est difficile à optimiser. Dans le convertisseur de la technique antérieure selon le brevet Archer nO 4.774.649, il existe un nouveau convertisseur auto-oscillant qui est construit sur un élément magnétique intégré. Grâce à cette démarche un certain contrôle de la tension de fonctionnement du circuit bouchon est possible ; toutefois ce contrôle est obtenu aux dépens d'autres variables et le transformateur magnétique intégré tend à avoir pour cette raison un faible facteur Q de fonctionnement. Finalement le problème subsistant associé à la fois aux convertisseurs de Vinciarelli et de Matsushita est l'incapacité à fonctionner à la fois à courant nul et à tension nulle, simultanément. Comme indiqué précédemment, une cadence contrôlée de changement de la tension (dV/dT) est désirable pour parvenir à un fonctionnement silencieux au point de vue de la protection contre les parasites et les interférences. Pour compliquer encore cette exigence, il est désirable de parvenir à ceci sans l'emploi de composants extérieurs du fait que leur nombre et leur dimension ont une influence directe sur la taille de l'alimentation terminée. Dans le convertisseur à décrire une commutation primaire a lieu à un courant très voisin de zéro en même temps qu'une forme substantiellement sinusoïdale est conservée pendant les intervalles de la commutation. Le convertisseur décrit ci-après parvient à un fonctionnement à tension nulle de l'interrupteur primaire, ayant ainsi une cadence contrôlée des changements de tension à travers le primaire du transformateur sans l'addition de pièces extérieures et facilitant l'élimination des pertes parasitaires de commutation associées à l'interruption de la tension à fréquence élevée. Le convertisseur procure la capacité de transformer la tension de fonctionnement du circuit bouchon en une tension désirable quelconque au moyen de l'emploi d'un ensemble transformateur et circuit bouchon. Ainsi, le convertisseur a un rendement de fonctionnement élevé, une sûreté élevée et un coût et un bruit diminués. Le convertisseur en service est placé en série avec soit la sortie soit l'entrée du transformateur quelconque à plusieurs bornes utilisé dans la conversion de courant continu en courant continu. Il a un enroulement utilisé pour le circuit bouchon qui est raccordé à un condensateur de résonance et au moins deux enroulements additionnels, l'un pour chaque côté des enroulements du transformateur s'il s'agit du primaire et au moins deux enroulements pour chaque sortie s'il s'agit du secondaire avec chacun des deux enroulements monté en série avec chaque enroulement secondaire respectif mis à la masse. Les enroulements de sortie additionnels sont dans un rapport correct pour procurer des tensions réfléchies équilibrées. Dans une réalisation secondaire du circuit bouchon en référence, ce qui suit serait typique de la réalisation. L'enroulement primaire d'un transformateur à enroulements symétriques aurait des phases en opposition reliées à une tension d'alimentation continue, les enroulements secondaires correspondants auraient leurs sorties correctement en phase reliées à un redresseur correspondant et leurs bornes de masse seraient raccordées à un enroulement respectif de l'ensemble du transformateur résonnant avec chaque enroulement respectif de l'ensemble résonnant déphasé par rapport aux autres. Les sorties correspondantes de l'ensemble résonnant seraient réunies ensemble et raccordées à la masse du condensateur de lissage de la sortie avec l'autre côté du condensateur de lissage raccordé à la sortie des redresseurs. La circulation du courant à travers le primaire est établie par impulsions avec la durée d'ouverture des deux interrupteurs tenue constante et la durée de fermeture contrôlée au moyen d'un amplificateur d'erreur répondant aux changements de la charge de sortie. Le champ de fuite du transformateur est accordé aux transformateurs résonnants par un condensa teur de résonance avec l'inductance de fuite étant mise à l'échelle au moyen du rapport du secondaire correspondant des transformateurs à l'enroulement du circuit bouchon. Cette fréquence de résonance est fixée à deux fois environ la fréquence du circuit bouchon en parallèle qui est réglée par l'inductance de magnétisation de l'enroulement du circuit bouchon. Les courants circulant dans les enroulements primaire et secondaire sont donc forcés de prendre une forme sinusoïdale en réponse au flux sinusoïdal commun circulant dans l'ensemble du transformateur à circuit bouchon. Le convertisseur optimise le facteur Q du circuit bouchon par la sélection de la matière du noyau, de la densité du flux de fonctionnement et de la fréquence. L'utilisation de la capacité du circuit bouchon par l'intermédiaire du réglage du rapport des spires entre les enroulements de charge et du circuit bouchon minimise le décalage de la fréquence du minimum au maximum pour la régulation par la sélection de la perméabilité du noyau et du rapport de l'enroulement du circuit bouchon à l'enroulement de charge. Ceci est rendu possible par l'emploi d'un transformateur pour le circuit bouchon résonnant parallèle. Conformément à la présente invention il est apporté un convertisseur résonnant d'alimentation en puissance pour le changement de la grandeur d'une tension continue, dans une gamme de fonctionnement de puissance, comprenant : un transformateur principal ayant un noyau, un enroulement primaire pour produire des flux alternés circulant dans des sens opposés à travers le noyau, un interrupteur de commande pour produire des impulsions alternées de circulation du courant à travers l'enroulement primaire en vue de l'obten- tion de cette circulation alternée du flux, cet interrupteur de commande et cet enroulement primaire ayant une capacité parasitaire prédéterminée avec un temps de retard prédéterminé entre la fin d'une impulsion donnée et le début de l'impulsion suivante, ce transformateur comprenant une paire d'enroulements secondaires disposés pour être alternativement conducteurs en phase avec la circulation alternée du flux, étant inhérente à ce transformateur principal une inductance de magnétisation telle que le courant de magnétisation est assez grand pour charger de manière contrôlée cette capacité parasitaire, le circuit secondaire comprenant lesdits enroulements secondaires et ayant intérieurement des moyens de redressement pour redresser les courants dans ces enroulements secondaires, un circuit de sortie ayant des bornes de sortie et un condensateur de sortie, un circuit pour appliquer le courant redressé provenant du redresseur aux bornes de sortie sous forme d'un courant de charge, un circuit bouchon comprenant un transformateur à circuit bouchon ayant un enroulement de courant de charge disposé dans le convertisseur pour répondre au courant de charge, un enroulement de circuit bouchon relié magnétiquement audit enroulement de courant de charge et un condensateur de circuit bouchon monté en parallèle avec cet enroulement du circuit bouchon. Des convertisseurs de courant continu en courant continu conformes à l'invention seront décrits maintenant à titre d'exemple en référence aux dessins schématiques annexés dans lesquels - les figures 1A et 1B montrent, respectivement, deux genres de circuits de la technique antérieure, - la figure 2 est un exemple de réalisation de la présente invention avec le circuit bouchon situé dans le secondaire du transformateur principal, - les figures 3 et 4 montrent des formes d'ondes existantes dans le circuit de la figure 2 à des conditions de charge relativement lourde et relativement légère, respectivement, - la figure 5 est une variante de réalisation de l'invention avec le circuit bouchon situé dans le primaire du transformateur principal, - la figure 6 est un circuit de commande pour la manoeuvre des interrupteurs 28, 30, 28', 30' des figures 2 et 5 pour la création des formes- d'ondes représentées sur les figures 3 et 4. Les détails du fonctionnement du circuit de la figure 6 sont exposés dans une publication de Motorola intitulée Semi-conductor Technical Data Prototype Information, High Performance Resonant Mode Controller, PC 34067. La figure 2 montre un transformateur principal 10 ayant des enroulements primaires 12 et 14, un noyau 16 et des enroulements secondaires 18 et 20. Les enroulements 12 et 14 ont des nombres égaux de spires, sont enroulés en opposition comme indiqué par des points conventionnels, de sorte que les courants primaires (Ip1 et Ip2) produisent des flux opposés dans le noyau 16. Les enroulements 12 et 14 sont réalisés de telle manière qu'il existe une capacité parasitaire minimale et une inductance de fuite minimale entre les enroulements. L'énergie électrique est fournie en provenance d'une source continue 22 montée en pont avec des condensateurs 24 et 26 qui servent à éliminer les ondulations et qui procurent aussi une source stable d'énergie pour le convertisseur. Les enroulements 12 et 14 sont montés en parallèle aux bornes à la tension d'entrée 22. En série avec l'enrou- lement 12 se trouve un interrupteur de commande 28, en série avec l'enroulement 14 se trouve un interrupteur de commande 30. Les interrupteurs 28 et 30 sont manoeuvrés alternativement par le circuit de commande visible sur la figure 6 et avec un retard ou un temps mort prédéterminé entre l'ouver- ture d'un interrupteur et la fermeture de l'autre. Les interrupteurs 28 et 30 sont des interrupteurs de type dit MOSFET, métal, oxyde, semi-conducteur, ayant respectivement des diodes intrinsèques 32 et 34 qui rétablissent l'excursion de la fréquence lorsque l'interrupteur opposé s'ouvre. Le temps de retard est réalisé, entre autre, par le choix d'une capacité parasitaire prédéterminée dans les interrupteurs de commande 28, 30, 32, 34. Le transformateur principal 10 est conçu pour que le courant de magnétisation soit suffisamment grand pour charger de manière contrôlée la capacité parasitaire des enroulements primaires 12, 14. Par exemple l'inductance de magnétisation peut être établie par l'existence d'un entrefer convenable dans le noyau 16. Les enroulements secondaires 18 et 20 sont reliés magnétiquement par le noyau 16 aux enroulements primaires 12 et 14 et ces enroulements secondaires sont bobinés pour être en phase avec les enroulements 12 et 14 comme indiqué par les points. Les inductances 36 et 38 ne sont pas des éléments discrets de circuit mais elles représentent le champ de fuite des enroulements 12, 14, 18, 20 réfléchi dans le secondaire. La sortie du secondaire est redressée par un moyen convenable quelconque représenté ici par exemple par une diode 40 en série avec l'enroulement 18 et une diode 42 en série avec l'enroulement 20. La sortie des diodes 40, 42 est reliée à la borne de sortie 44, comme il est visible en 46. Interposé dans le secondaire entre les enroulements 18, 20 et les bornes de sortie 44, 48 se trouve un circuit bouchon 50 comprenant un transformateur bouchon résonnant 51 ayant un noyau 52 et des enroulements associés 54, 56, 58. L'enroulement 54 est en série avec l'enroulement secondaire 18 ; l'enroulement 56 est en série avec l'enroulement 20. Les deux sorties sont réunies ensemble avec la borne 48. Le condensateur 60 entre les bornes de sortie 44/48 lisse le signal de sortie. La résistance 62 représente la charge à la sortie du convertisseur. De cette façon les enroulements 54 et 56 sont sensibles au courant de charge du convertisseur. Le troisième enroulement 58 constitue un enroulement bouchon aux bornes duquel se trouve un condensateur 64 de circuitbouchon. Le transformateur bouchon résonnant 51 a deux fonctions de base. Premièrement, il commande la forme du courant à travers le transformateur principal 10 par l'intermédiaire du flux commun de l'enroulement 68 du circuit bouchon résonnant et des enroulements associés à travers lesquels tout le courant circulant dans le transformateur principal 10 doit passer. Deuxièmement, il permet au concepteur de minimiser les pertes dans les éléments 58/64 du circuit bouchon résonnant aussi bien que le contrôle du décalage de la fréquence par l'intermédiaire de la capacité à régler la tension de fonctionnement du circuit bouchon à l'aide du rapport des spires du transformateur ainsi que de fixer le rapport de l'inductance de magnétisation du circuit bouchon à l'inductance de fuite réfléchie du transformateur principal 10. La figure 5 est semblable à la figure 2 avec le circuit bouchon 50 déplacé du secondaire du transformateur principal au primaire comme il est visible en 50'. Comme avec le circuit 50, le circuit bouchon 50' est situé pour être sensible au courant de charge à travers 62. La correspondance entre les pièces constitutives de la figure 5 et de la figure 2 sont indiquées par le symbole ' appliqué aux références numériques sur la figure 5. L'enroulement 54' qui correspond à l'enroulement 54 de la figure 2 est en série avec l'enroulement primaire 12', l'enroulement 56' est en série avec l'enroulement 14'. Comme le noyau 52 de la figure 2, le noyau 52' de la figure 5 est commun aux trois enroulements 54', 56', 58'. Les formes d'ondes des figures 3 et 4 se reportent sur le circuit de la figure 5 substantiellement sans changement. Dans les enroulements primaires de la figure 5 il existe un faible courant de magnétisation circulant à travers les enroulements 54', 56', qui est la cause d'une distorsion négligeable. Le fonctionnement de l'appareil de la figure 2 est le suivant. L'interrupteur 28 est fermé pour le début d'un cycle. I1 est supposé que le convertisseur se trouve à l'état de fonctionnement permanent (c'est-à-dire pas au démarrage), alors l'instant de la fermeture de cet interrupteur corres pond à une relation de phase appropriée du transformateur bouchon résonnant 51. Le courant s'élève dans l'enroulement 12 et dans l'interrupteur correspondant 28 de manière sinusoïdale en raison de l'influence du flux du transformateur bouchon et du circuit créé par l'inductance de fuite du circuit de sortie 36 et de l'inductance réfléchie de magnétisation du circuit bouchon résonnant. A partir du circuit 50 il se forme donc un circuit bouchon résonnant en série jusqu'à ce que la tension de ce dernier soit suffisamment inversée et que la diode de sortie 40 s'ouvre. A ce moment l'interrupteur primaire 28 continue à rester fermé mais le courant suit une rampe descendante et coupe le courant de magnétisation du transformateur 10. Quand le circuit de commande de la figure 6 ouvre les interrupteurs 28/30, les deux interrupteurs restent ouverts pendant que la tension aux bornes de l'interrupteur 28 et de l'interrupteur 30 s'inverse, jusqu'à ce que leurs diodes respectives 32/34 deviennent conductrices. A ce moment les tensions respectives sont à leur point zéro et l'interrupteur 30 agissant en alternance peut être fermé. L'enroulement secondaire 20 agissant en alternance devient conducteur maintenant à travers son chemin résonnant en série 38/51 et les courants du cycle précédent sont répétés dans le sens opposé. Ce rapport dans le temps peut être conservé jusqu'à ce que la charge change. Quand la charge est augmentée, le circuit de commande de la figure 6 diminue la durée de fermeture des deux interrupteurs, ce qui élève effectivement la fréquence de fonctionnement du convertisseur. Toutefois le retard ou temps mort entre les interrupteurs reste le même étant donné que le temps de rétablissement de la tension change légèrement seulement en raison de la grandeur du courant d'ouverture. Le courant d'ouverture est toujours le courant de magnétisation du fait que le courant de charge diminue jusqu'à la valeur du courant de magnétisation pendant chaque cycle s'il est supposé que l'alimentation est en fonctionnement à l'intérieur de ses limites de charge. Le courant restant de magnétisation, circulant à travers le condensateur parasitaire des interrupteurs et des enroulements, entraîne la tension jusqu'au point correspondant de rétablissement en une durée déterminée par la valeur de la capacité et la grandeur du courant. Ce courant d'entraînement change avec la fréquence étant donné que le temps de fermeture change avec la fréquence mais ce changement n'est pas suffisant pour produire un changement important quelconque dans le rapport dV/dT. Le changement effectif dans une réalisation pratique serait de 2:1 environ. De cette manière, le convertisseur fonctionne selon un mode à tension nulle, ce qui évite les problèmes de bruit et de perte associés à la fermeture et à l'ouverture des interrupteurs avec une tension à leurs bornes. Cette perte peut être évaluée approximativement quand la tension aux bornes de l'interrupteur est connue ainsi que l'importance de la capacité parasitaire de même que la fréquence de fonctionnement. Dans un convertisseur typique à haute fréquence commandé par un transistor à effet de champ fonctionnant à l'ouverture à une tension élevée (300 v), cette perte serait approximativement de 2 watts, ce qui nécessiterait un puits de chaleur et l'augmentation de l'importance de l'alimentation en puissance ainsi qu'un accroissement de la valeur du filtre d'entrée. A mesure que le circuit de commande élève la fréquence en réponse à une demande accrue de puissance, la durée de résonance en série augmente et la durée du courant circulant à travers le champ de fuite correspondant réfléchie et la diode secondaire augmente. L'inverse est vrai quand la demande de puissance diminue et que la fréquence de fonctionnement correspondante diminue. La figure 3 montre la relation des formes d'ondes du convertisseur à un état de charge moyen à relativement important. Les ondes A et B sont des commandes correspondantes provenant du circuit de commande de la figure 6 aux interrupteurs respectifs 28 et 30. Les formes d'ondes C et D sont les courants correspondants I1 et Ip2 circulant dans les interrupteurs pendant leur cycle de conduction. Comme on peut le voir à partir de ces formes d'ondes, le courant initial (courant de charge) à 100 est de nature sinusoïdale se terminant en 102 au courant de magnétisation 104 du primaire du transformateur (partie linéaire). Les formes d'ondes E et F montrent les tensions correspondantes Vp1 et Vp2 aux bornes des interrupteurs 30 et 28 respectivement, montrant l'intervalle 106 d'interruption à tension nulle (formes A et B). La forme d'onde G montre la tension V t du circuit bouchon résonnant 58/64 et le courant It circulant dans le condensateur de résonance 64, pour les deux parties en série et en parallèle du fonctionnement du convertisseur. Le temps t1 est le temps pendant lequel le circuit équivalent est un circuit bouchon résonant en série avec l'inductance de fuite réfléchie 36 en série avec la capacité de résonance réfléchie fixant la fréquence de fonctionnement du circuit bouchon. Comme ce chemin passe à travers la diode 40, le courant réfléchi circule à travers la diode 40 jusqu'à la charge 62. Le temps t2 est le temps pendant lequel les diodes de sortie 40 et 42 sont ouvertes et qu'il n'existe pas de champ de fuite réfléchie en série avec le circuit bouchon 50. La fréquence de fonctionnement à ce point est la fréquence du circuit bouchon en parallèle comprenant l'enroulement 58 du circuit bouchon de magnétisation de l'inductance en parallèle avec le condensateur de résonance 64. Les temps t3 et t4 correspondent aux formes d'ondes identiques vues dans un miroir à la suite de l'action de l'interrupteur opposé 30. La figure 4 montre les formes d'ondes fonctionnelles du convertisseur à un état de charge plus faible. Les relations entre les temps sont les mêmes que pour la figure 3. REVEND ICAT IONS 1. Convertisseur oscillant de puissance pour le changement de la grandeur d'une tension en courant continu, dans une gamme de fonctionnement de puissance, comprenant un transformateur principal (10) ayant un noyau (16) et des enroulements primaires (12, 14) pour produire des flux alternés circulant dans des sens opposés à travers le noyau (16), des interrupteurs de commande (28, 30) pour créer des impulsions alternées de courant circulant à travers les enroulements primaires (12, 14) pour engendrer lesdits flux alternés, ces interrupteurs de commande (28, 30) et lesdits enroulements primaires (12, 14) ayant une capacité parasitaire prédéterminée avec un temps de retard prédéterminé entre l'achèvement d'une impulsion donnée et le déclenchement de l'impulsion suivante, le transformateur (10) comprenant une paire d'enroulements secondaires (18, 20) disposés pour conduire en alternance en phase avec le courant des flux alternés, étant inhérente au transformateur principal (10) une inductance de magnétisation telle que le courant de magnétisation est assez grand pour charger de manière contrôlée ladite capacité parasitaire, des circuits secondaires comprenant les enroulements secondaires (18, 20) et ayant intérieurement des moyens de redressement (40, 42) pour redresser les courants dans les enroulements secondaires, un circuit de sortie ayant des bornes de sortie (44, 48) et un condensateur de sortie (60), un circuit pour appliquer le courant redressé en provenance des redresseurs auxdites bornes de sorties (44, 48) sous forme d'un courant de charge, un circuit bouchon (50) comprenant un transforma teur bouchon (51) ayant un enroulement de courant de charge disposé dans le convertisseur pour être sensible au courant de charge, un enroulement de circuit bouchon (58) lié magnétiquement aux enroulements de courant de charge (54, 56), un condensateur de circuit bouchon (64) en parallèle avec l'enroulement de circuit bouchon (58). 2. Convertisseur selon la revendication 1 dans lequel les interrupteurs de commande (28, 30) sont sensibles à la grandeur d'une charge appliquée aux bornes de sortie (44, 48) pour contrôler le déclenchement et la durée de chaque impulsion de courant. 3. Convertisseur selon la revendication 1 dans lequel la grandeur de l'inductance de magnétisation est établie par l'existence d'un entrefer dans le noyau (16). 4. Convertisseur selon la revendication 3 caractérisé en ce que les interrupteurs de commande (28, 30) sont sensibles à la grandeur d'une charge appliquée aux bornes de sortie (44, 48) pour commander le déclenchement et la durée de chaque impulsion de courant. 5. Convertisseur selon l'une quelconque des revendications 1 à 4 caractérisé en ce que l'enroulement primaire comprend une paire de bobinages primaires (12, 14) branchés en parallèle, les interrupteurs de commande comprennent une paire d'interrupteurs (28, 30) en série respectivement avec les bobinages primaires. 6. Convertisseur selon l'une quelconque des revendications précédentes caractérisé en ce que le circuit bouchon (50') est disposé en série avec les enroulements primaires (12', 14'). 7. Convertisseur oscillant de puissance pour changer la grandeur d'une tension continue, dans une gamme de fonctionnement de puissance, comprenant un transformateur principal (10) ayant un noyau (16), des enroulements primaires (12, 14) pour créer des flux alternés circulant dans des sens opposés à travers le noyau (16), des interrupteurs des commande (28, 30) pour créer des impulsions alternées de courant circulant à travers les enroulements primaires (12, 14) pour la création lesdits flux alternés, ces interrupteurs de commande (28, 30) et les enroulements primaires (12, 14) ayant une capacité parasitaire prédéterminée avec un temps de retard prédéterminé entre l'achèvement d'une impulsion donnée et le déclenchement de l'impulsion suivante, ce transformateur (10) ayant une paire d'enroulements secondaires (18, 20) disposés pour conduire en alternance en phase avec lesdits flux alternés, étant inhérente à ce transformateur principal (10) une inductance de magnétisation dont la grandeur est établie par l'existence d'un entrefer dans le noyau (16) tel que le courant de magnétisation est suffisamment grand pour charger de manière contrôlée ladite capacité parasitaire, un circuit secondaire comprenant des enroulements secondaires (18, 20) et ayant intérieurement une paire de diodes (40, 42) pour redresser respectivement le courant dans les enroulements secondaires (18, 20), un circuit bouchon (50) comprenant un transformateur (51) ayant un premier enroulement (54) en série avec l'une des diodes (40) et un enroulement secondaire (56) en série avec l'autre diode (42), et un enroulement de circuit bouchon (58), un condensateur de circuit bouchon (64) en parallèle avec l'enroulement de circuit bouchon (58), un circuit de sortie ayant une paire de bornes de sortie (44, 48) et un condensateur de sortie (60) entre ces bornes, et un circuit pour appliquer aux bornes de sortie le courant redressé venant des diodes. 8. Convertisseur selon la revendication 7 caractérisé en ce que les interrupteurs de commande (28, 30) sont sensibles à la grandeur d'une charge appliquée aux bornes de sortie (44, 48) pour contrôler le déclenchement et la durée de chaque impulsion de courant.