Brevet FR2690032A1 — publié le 19931015

PROCEDE D'ALIGNEMENT EN TELEVISION ET DISPOSITIF POUR SA MISE EN OEUVRE L'invention se rapporte à la transmission d'un signal de télévision analogique ou numérique par voie hertzienne, par satellite ou par réseau câblé et a plus particulièrement pour objet un procédé d'alignement en télévision à bruit réduit et un dispositif pour sa mise en oeuvre. II est connu qu'un dispositif d'alignement en télévision, appelé aussi clamp, permette la restitution de la composante continue d'un signal de télévision avant une modulation ou après une démodulation. Ce dispositif est utilisé dans tous les standards de télévision connus à ce jour : PAL, SECAM, NTSC, D2 MAC, HD MAC, etc... Un signal de télévision subit divers traitements avant l'émission par un émetteur de télévision et à la réception par un récepteur démodulateur de télévision. Lors de ces traitements la composante continue du signal de télévision est altérée. Ce qui se traduit, par exemple en réception, par une fluctuation lente du niveau d'un signal vidéo-composite sur lequel est superposé un bruit de transmission.Afin de s'affranchir de cette fluctuation, il est nécessaire de stabiliser le signal vidéo-composite pour son exploitation avant une fonction de modulation ou après une fonction de démodulation. Un dispositif d'alignement classique utilise un dispositif de contre-réaction appelé aussi boucle de contre-réaction, dont le modèle mathématique et un schéma de principe pris comme exemple sont décrits ci-après et correspondent respectivement aux figures 1 et 2. Le principe résumé d'un dispositif d'alignement en télévision est basé sur un prélèvement en début de chaque ligne, d'une partie du signal de télévision prise sur un palier d'amplitude constante ne contenant pas d'information vidéo, choisi comme niveau de référence d'alignement, et sur un maintien de la moyenne du niveau du signal prélevé pendant la durée d'une ligne, soit 64,us . Ce signal est ensuite soustrait au signal de télévision rentrant sur le dispositif d'alignement afin de restituer sa composante continue. Cette moyenne est en fait une estimation du niveau moyen du palier du signal de télévision de durée limitée sur lequel est superposé un signal d'erreur.Ce signal d'erreur est lié aux bruits issus d'origines différentes dont - un bruit de modulation dépendant du type de modulation, du rapport porteuse à bruit, et des filtres associés au démodulateur, - un bruit très basse fréquence périodique ou sensiblement périodique provenant d'une dispersion d'énergie, d'une cassure en trame sur le signal, d'un bruit basse fréquence des oscillateurs de transposition, du résidu 50 Hz, etc... Le dispositif d'alignement à contre-réaction répond généralement bien aux exigences de réjection, de dispersion d'énergie et de bruit très basse fréquence dans le cas de modulation et démodulation. Cependant, lors du prélèvement d'une partie du signal de télévision, le dispositif génère un bruit dans le domaine des fréquences inférieures à 15 kHz. Ce domaine de fréquences correspond à la région du spectre de très grande sensibilité de l'oeil. Le bruit généré par le dispositif d'alignement se manifeste visuellement par l'apparition de traînées horizontales sur une image lorsque le signal de télévision est fortement bruité avant modulation ou démodulation. A titre d'exemple, les caractéristiques de réjection 25 Hz et 50 Hz ainsi que le rapport signal à bruit efficace dans une bande de fréquences de O à 10 kHz d'un dispositif d'alignement à contre-réaction classique sont Réjection 50 Hz 2 30 dB Réjection 25 Hz 2 46 dB S/B efficace (0-10 kHz) Les fréquences particulières 50 Hz et 25 Hz correspondent respectivement à la fréquence de synchronisation trame et à la fréquence du signal triangulaire de dispersion d'énergie en transmission par satellite. Le rapport signal à bruit efficace d'un dispositif d'alignement est donné dans le domaine de fréquence (0 à 10 kHz) de forte sensibilité de l'oeil. Après expérimentation, le seuil de perception visuelle du bruit du dispositif d'alignement est évalué à 65 dB de rapport signal à bruit efficace. La caractéristique donnée précédemment du rapport signal à bruit efficace situé entre 50 dB et 60 dB n'est, dans ce cas, pas suffisante pour que l'oeil ne soit plus sensible au bruit généré par le dispositif d'alignement. Ce seuil devient d'autant plus critique dans le cas de la réception des standards D2 MAC et HD MAC qui possèdent une qualité d'image améliorée par rapport aux standards PAL, SECAM et NTSC, etc... En effet, la définition de l'image dans les standards D2 MAC et HD MAC étant supérieure aux autres standards il est devenu nécessaire d'obtenir un rapport signal à bruit efficace le plus proche de la limite de la sensibilité de l'oeil pour que celui-ci ne puisse pas détecter d'anomalie sur une image de télévision soit d'après le seuil de perception visuelle du bruit: S/B efficace 2 65 dB Afin de tenir la caractéristique de 65 dB, une solution connue consiste à modifier la constante de temps R1 C1 du filtre passe-bas intégrateur d'un dispositif d'alignement à contre-réaction connu décrit par la figure 2.Cependant, en améliorant le rapport signal à bruit efficace, ce sont les signaux d'erreurs très basse fréquence qui sont moins réjectés, ce qui provoque une diminution des caractéristiques de réjection 50 Hz et 25 Hz se traduisant par un scintillement de l'image de télévision. Le compromis entre le bruit et les résidus très basse fréquence nécessite une adaptation, donc un réglage délicat au cas par cas, de la constante de temps du dispositif d'alignement. Afin de pallier les inconvénients des solutions antérieures, I'in- vention a pour objet un procédé d'alignement à bruit réduit permettant, en présence de tout bruit de transmission, de ramener sous le seuil de perception visuelle le bruit des fréquences inférieures à 15 kHz généré par le dispositif, susceptible de dégrader la qualité des images de télévision, tout en garantissant une réjection des fréquences 50 Hz et 25 Hz supérieures à 30 dB. Selon l'invention, un procédé d'alignement en télévision du type consistant à aligner, successivement à chaque ligne constituant une image, un palier d'un signal de télévision 51 S1(t) en début de la ligne cou- rante, sur le palier de la ligne précédente pour la restitution de la compo sante continue du signal de télévision SI (t), est caractérisé en ce qu'il consiste pendant une durée T2 déterminée - à réduire le bruit superposé sur le palier du signal de télévision Si (t), - pendant une durée Il déterminée comprise dans la durée T2, à estimer le niveau du palier de la ligne courante à partir du niveau du palier de la ligne précédente et, - à soustraire du signal de télévision Si (t) I'estimation du niveau du palier. L'invention concerne également un dispositif pour la mise en oeuvre du procédé selon l'invention. D'autres particularités et avantages de l'invention apparaîtront clairement dans la description suivante donnée à titre d'exemple non limitatif et faite en regard des figures annexées qui représentent - Les figures 1 et 2, les figures précitées respectives au modèle mathématique et à un exemple de mode réalisation d'un dispositif d'alignement selon l'art connu, - La figure 3, le modèle mathématique du dispositif d'alignement pour la mise en oeuvre du procédé selon l'invention, - La figure 4, un mode de réalisation d'un dispositif d'alignement pour la mise en oeuvre du procédé selon l'invention, - La figure 5, un deuxième mode de réalisation d'un dispositif d'alignement pour la mise en oeuvre du procédé selon l'invention, et - Les figures 6a et 6b, les chronogrammes correspondant respectivement aux impulsions de clamp Il et 12. Dans les figures décrites ci-après, les mêmes éléments seront référencés par les mêmes repères. Le principe connu d'un dispositif d'alignement à contre-réaction est illustré par le modèle mathématique de la figure 1 Le modèle d'un dispositif d'alignement comporte un circuit principal 1, un dispositif de contre-réaction 2, ou boucle de contre-réaction représentée à l'intérieur d'une ligne continue, qui réinjecte en entrée du circuit principal 1, une partie du signal de sortie du circuit 1. Un signal Si (t) de télévision est injecté sur le circuit principal 1 sur une première entrée d'opérande d'un opérateur de soustraction 3. Le signal Sl(t) est composé d'un signal vidéo-composite sur lequel est superposé un bruit issu de précédents traitements. Lors de ces traitements, la composante continue du signal Si (tu a été altérée. Le signal Si (t) fluctue lentement synchronisé sur du 25 Hz ou du 50 Hz. Le signal AXn(t) défini ultérieurement, issu de la sortie de la boucle de contre-réaction 2 est injecté sur la deuxième entrée d'opérande de l'opérateur de soustraction 3. A la sortie de l'opérateur de soustraction 3, on obtient un signal aligné ou signal clampé S2(t). Le signal S2(t) est alors composé du signal vidéo-composite du signal Si (t) duquel on a supprimé la composante alternative 25 Hz ou 50 Hz et au bout de quelques lignes, la composante continue du signal de télévision Sl(t) est restituée intégralement. La boucle de contre-réaction 2 prélève une partie du signal S2(t) du circuit principal 1. Elle est activée pendant la fermeture d'un élément de commutation K1 commandé par un générateur d'impulsions de clamp 4 délivrant une impulsion de clamp Il synchronisé à un signal horloge HL issu d'une horloge de synchronisation ligne non représentée. L'impulsion de clamp Il de durée T1, issue du générateur de clamp 4, est synchronisée sur un palier pris comme niveau de référence, c'està-dire, un niveau du signal vidéo-composite d'amplitude constante en fonction du temps situé en début de ligne. Le palier peut être choisi, par exemple, comme le niveau de suppression, le niveau de noir, etc ... Pour les standards D2 MAC et HD MAC le palier peut être choisi sur un niveau de gris, par exemple le niveau de gris intermédiaire entre le niveau de noir et le niveau de blanc (50 % noir, 50 % blanc). II peut être également choisi comme le niveau de passage à l'état logique zéro du signal duo-binaire correspondant au codage numérique du son en début de ligne, ou d'un signal de télévision purement numérique. Pendant la durée T1, correspondant à la durée de prélèvement du signal S2(t), le signal prélevé est appliqué à l'entrée d'un opérateur d'intégration 5 dont la principale fonction est de calculer la valeur moyenne du signal prélevé pendant la durée Ti. La valeur moyenne issue de l'intégration est maintenue (ou mémorisée) pendant la durée d'une ligne. Un circuit de maintien 6 est symbolisé par le retard T = 64 Rs correspondant à la durée d'une ligne. La valeur du niveau moyen du palier correspondant à la ligne courante est appliquée sur une première entrée d'opérande d'un opérateur d'addition 7, et la valeur Xn-1(t) correspondant à la valeur de la ligne précédente est appliqué sur la deuxième entrée d'opérande de l'opérateur d'addition 7. Le signal Xn(t) obtenu à partir du signal Xn-1(t), en sortie de l'opérateur d'addition 7, correspond à un signal continu sur lequel est superposé un bruit généré pendant le prélèvement de durée T1. Le signal Xn(t) est ensuite appliqué sur une première entrée d'opérande d'un opérateur de multiplication 8 et une grandeur A, correspondant à la valeur d'amplification de la boucle de contre-réaction 2 est appliquée sur la deuxième entrée d'opérande de l'opérateur de multiplication 8. Le signal de sortie AXn(t) est ensuite appliqué sur la deuxième entrée d'opérande de l'opérateur de soustraction 3 à l'entrée du circuit principal 1. Un mode de réalisation correspondant au modèle mathématique de figure la 1 est donné, à titre d'exemple, par le schéma de la figure 2: La description de ce schéma permet de préciser le principe de fonctionnement d'un dispositif d'alignement à contre-réaction en s'appuyant pour cette description sur les fonctions particulières des opérateurs réalisés à l'aide de circuits électroniques analogiques classiques. L'opérateur de soustraction 3 est réalisé par un amplificateur opérationnel monté en circuit soustracteur 9, représenté à l'intérieur d'une ligne fermée en pointillés. Le signal AXn(t), appliqué sur l'entrée inverseuse de l'amplificateur opérationnel, est soustrait au signal Si(t) appliqué sur l'entrée non inverseuse du même amplificateur. Une partie du signal S2(t) est prélevée dans la boucle de contre-réaction 2 pendant la durée imposée par la durée Ti de l'impul sion de camp 11. Cette fonction est réalisée par un circuit de commutation 10, réalisé par exemple par un transistor en régime de commutation, avec comme périodicité la durée d'une ligne soit par exemple T = 64 As. L'opérateur d'intégration 5 est un intégrateur 11 du premier ordre de type R, C constitué d'une résistance R1 et d'un condensateur C1. L'intégrateur il est un filtre passe-bas ne laissant passer que les fréquences inférieures à une fréquence de coupure définie à 3 dB par 1/2xR1C1 ainsi que le bruit associé à ces fréquences. L'intégrateur il effectue une "estimation" de la valeur moyenne du palier du signal prélevé sur lequel est superposé le bruit du signal Si(t) ainsi que le bruit généré par le dispositif d'alignement. Pendant la durée Ti, le condensateur C1 se charge à une valeur Xn(t). Du fait de la haute impédance d'entrée d'un amplificateur opérationnel 12 décrit ci-après et de la constante de temps donné par le produit R1C1, le potentiel aux bornes du condensateur C1 est maintenu pendant toute la durée d'une ligne égale à T jusqu'à la nouvelle fermeture de K1. Le condensateur C1 est le circuit de maintien 6 de l'information Xn(t). Quand une nouvelle valeur Xn(t), correspondant à une nouvelle ligne, est appliquée au condensateur Ci, celui-ci, chargé à la valeur précédente Xn-1(t,) se charge ou se décharge suivant que Xn(t) est supérieur ou inférieur à Xn-1 (t) - pour un Xn(t) supérieur à Xn-i (t), le condensateur se charge et Xn(t) = Xn-i (t) + AV - pour un Xn(t) inférieur à Xn-i (t), le condensateur se décharge et Xn(t) = Xn-l(t) - AV AV correspond à une petite variation de tension dont l'amplitude est directement liée à l'amplitude du bruit, superposé sur le palier. La variation du signal Si (t) est ainsi suivie et pratiquement restituée par la boucle 2. Pour ramener le niveau du signal Xn(t) à un niveau compatible avec le signal Si (t), le signal Xn(t) est amplifié par un amplificateur opérationnel monté en amplificateur non-inverseur 12 de fort gain A de valeur prédéterminée, représenté à l'intérieur d'une ligne fermée en pointillés, correspondant à l'opérateur de multiplication 8. Un condensateur C monté entre l'entrée inverseuse et la sortie de l'amplificateur 12 permet de stabiliser l'amplificateur à grand gain A. Le signal AXn(t) issu de la boucle de contre-réaction 2, est soustrait au signal d'entrée Si (t). Au bout d'un nombre limité de lignes, la composante alternative du signal Si (t) est supprimée et la composante continue est ainsi restituée dans le signal S2(t). La figure 3 montre le modèle mathématique du dispositif d'alignement à contre-réaction à bruit réduit pour la mise en oeuvre du procédé selon l'invention. Le dispositif d'alignement pour la mise en oeuvre du procédé selon l'invention comporte un dispositif de contre-réaction 13, représentée à l'intérieur d'une ligne fermée en pointillés, comportant un premier dispositif 2 connu, identique à celui décrit précédemment, ainsi qu'un deuxième dispositif 14, représenté à l'intérieur d'une ligne fermée continue, couplé en tête du premier pour réduire le bruit généré par le premier dispositif 2. Le dispositif 14 réduit le bruit associé aux fréquences inférieures à 15 kHz, superposé au palier sur lequel est estimé le niveau moyen de la composante continue du signal S2(t), pendant une durée T2, sans dégrader les informations utiles portées par le signal S2(t). Le traitement effectué par le premier dispositif 2 étant identique à celui décrit précédemment, il ne sera donc pas redécrit. Le dispositif de réduction de bruit 14 est constitué d'un circuit comportant deux branches 15 et 16 - une première branche 15 prélève une partie du signal S2(t) qui est appliquée directement sur une première entrée d'opérande d'un opérateur d'addition 17. - le même signal est prélevé par la deuxième branche 16 du dispositif 14 qui est activée pendant une durée T2 de fermeture d'un élément de commutation K2 commandé par le générateur d'impulsions de clamp 4 qui délivre l'impulsion Il et une deuxième impulsion de clamp 12 fixant la durée T2. Pour que le dispositif 13 puisse opérer efficacement, la durée T2 de l'impulsion 12 est choisie de façon à contenir la durée T1 de l'impulsion 11. Le signal prélevé dans la deuxième branche 16 est appliqué à l'entrée d'un opérateur de dérivation négative 18 dont la fonction de dérivation permet de conserver l'allure du bruit superposé au signal S2(t) et dont la fonction de filtrage passe-haut permet d'extraire du bruit large bande superposé au signal S2(t), le bruit des fréquences supérieures à la fréquence de coupure du filtre. La dérivée du signal prélevé de S2(t), est ensuite appliquée sur la deuxième opérande de l'opérateur d'addition 17. Le signal de sortie de l'opérateur 17 correspond à un signal vidéo-composite dont le bruit associé aux fréquences inférieures à 15 kHz, superposé au palier pris comme niveau de référence pour l'estimation de la composante continue, a été considérablement réduit du fait de la soustraction du bruit des fréquences supérieures à la fréquence de coupure du filtre, extrait dans la deuxième branche 16, du bruit large bande d'une partie du signal S2(t) prélevé dans ia première branche 15. Un mode de réalisation du dispositif 14 de réduction de bruit correspondant au modèle mathématique de la figure 3, est donné à titre d'exemple par la figure 4. Une partie du signal S2(t) est prélevée dans les deux branches 15 et 16 du dispositif 14. Dans la deuxième branche 16, le signal S2(t) est prélevé par un deuxième circuit 19 de commutation qui, comme pour le premier dispositif connu 2 décrit précédemment, peut être réalisé, par exemple, par un transistor en régime de commutation. L'opérateur de dérivation négative 18 est un dérivateur du premier ordre 20, de type C,R représenté à l'intérieur d'une ligne fermée en pointillés, constitué d'un condensateur C2 et d'une résistance R2. Le dérivateur est un filtre passe-haut ne laissant passer que les fréquences supérieures à la fréquence de coupure à 3 dB imposée par 1/27rR2C2, soit par exemple 500 Hz de fréquence de coupure haute. Comme dans tout filtre passehaut, la fréquence 0 Hz, donc le continu, est supprimée. Le signal délivré en sortie du dérivateur 20 contient toujours le bruit superposé au palier pris comme niveau de référence pour l'estimation de la composante continue mais sans composante continue et sans le bruit des fréquences inférieures à la fréquence de coupure du filtre superposé au signal vidéo-composite. Le signal est ensuite appliqué sur l'entrée inverseuse d'un amplificateur opérationnel monté en soustracteur 21, représenté à l'intérieur d'une ligne fermée en pointillés, et la partie du signal S2(t), prélevée dans la première branche 15, du dispositif 14, est intégralement appliquée sur l'entrée non inverseuse du même amplificateur 21. L'opérateur d'addition 17 du modèle mathématique de la figure 3 est réalisé par le soustracteur 21 dont l'entrée inverseuse reçoit le signal résultant de la dérivation ce qui revient en fait à effectuer une "addition" d'un signal négatif. Le soustracteur 21 permet ainsi de conserver le signe du signal S2(t) sur sa sortie. Le signal de sortie délivré par le soustracteur 21 est ensuite appliqué sur l'entrée d'un étage tampon 22 à amplificateur opérationnel monté en amplificateur non inverseur de gain unitaire, représenté à l'intérieur d'une ligne fermée en pointillés, servant d'étage d'adaptation d'impédance entre la sortie du dispositif 14 et l'entrée du premier dispositif 2. Ainsi le traitement effectué par le dispositif 14 n'altère pas le signal prélevé de S2(t), ni dans son contenu, ni dans son signe. Le traitement se porte uniquement sur le bruit superposé au signal vidéo-composite d'où est issue l'erreur faite dans l'estimation du palier pris comme niveau de référence pour la restitution de la composante continue du signal. Le traitement du premier dispositif 2 restant identique à celui de l'art connu, il ne sera donc pas redécrit. L'efficacité de chaque dispositif constituant la boucle de contre-réaction 13 est déterminée par les couples (R1, C1) et (R2, C2) qui définissent les caractéristiques de réjection et de rapport signal à bruit respectivement pour chaque dispositif. De même l'efficacité globale des deux dispositifs, 2 et 14, est liée à une optimisation de l'interaction des couples (R1, C1) et (R2, C2). Le schéma fonctionnel d'un deuxième mode de réalisation d'un dispositif d'alignement selon l'invention est décrit à la figure 5. Ce deuxième mode de réalisation utilise des circuits numériques pour la mise en oeuvre de la plupart des fonctions décrites dans le modèle mathématique du dispositif d'alignement selon l'invention illustré par la figure 3. Le dispositif d'alignement selon l'invention réalisé en composants numériques est principalement destiné au traitement d'un signal de télévision dans le standard D2-MAC. Un signal D2-MAC est un signal vidéo-composite constitué d'informations numériques (son) et analogique (chrominance, luminance). Le son est numérisé sous forme d'un signal duo-binaire, c'est-à-dire d'un signal numérique prenant les états logiques "1", "0", "-1". Pour un tel signal de télévision, le niveau de référence (ou palier) est choisi en début de ligne comme le niveau correspondant aux passages à l'état logique "O" du signal duo-binaire. Le dispositif numérique selon l'invention comporte des filtres à réponse impulsionnelle finie (F.l.R. = Finite - Impulse - Response) pour la réalisation des filtrages passe-bas et passe-haut. La nature, passe-bas ou passe-haut, du filtre est déterminée par les coefficients ai de l'équation du filtre donnée par la formule sui vante Les deux principales particularités de ces filtres sont leur stabilité et leur linéarité de phase. Par contre, il faut tenir compte du bruit de quantification introduit par ces composants numériques. Le rapport signal à bruit efficace recherché est de l'ordre de 67 dB pour le dispositif d'alignement, et le bruit de quantification du dispositif correspond à la somme des puissances de bruit de quantification de chaque filtre. Pour que ce bruit n'intervienne pas sur le rapport signal à bruit global du dispositif d'alignement, il faut que le rapport signal à bruit de quantification global atteigne environ 80 dB, soit une dizaine de dB supérieure au rapport signal à bruit efficace recherché.La quantification est liée au nombre de bits nécessaires à la numérisation du signal de télévision. Par exemple, une numérisation sur 14 bits correspond à un rapport signal à bruit de quantification de 80 dB. La figure 5 décrit le dispositif numérique d'alignement selon l'invention. Le signal prélevé du circuit principal 1 par une boucle de contre-réaction 23, représentée à l'intérieur d'une ligne fermée continue, est converti en signal numérique par un convertisseur analogique-numérique (A/D) 24 au rythme d'une fréquence d'horloge H1, par exemple, 10,125 MHz pour un signal D2-MAC, déterminée par la bande passante du standard. Comme pour le premier mode de réalisation, un premier dispositif de réduction de bruit 25 représenté à l'intérieur d'une ligne fermée en pointillés, est placé en tête de la boucle de contre-réaction 23 Le signal numérique est appliqué sur les deux branches d'entrée du dispositif de réduction de bruit 25. Ce dispositif 25 étant identique, du point de vue de sa modélisation et de sa fonction, au mode de réalisation précédent, il ne sera donc décrit que qualitativement. L'élément de commutation K2 est cette fois réalisé par un échantillonneur 26 commandé par l'impulsion 12 délivrée par le générateur d'impulsion de clamp 4. La sortie de l'échantillonneur 26 est couplée à un premier filtre 27 à réponse impulsionnelle finie réalisant la fonction de filtrage passe-haut. La sortie du filtre 27 est couplée à un circuit inverseur 28 dont la sortie est couplée à une première entrée d'opérande d'un additionneur numérique 29 recevant directement le signal de sortie du convertisseur (A/D) 24 sur sa deuxième entrée d'opérande. La sortie de l'additionneur 29 est couplée à l'entrée d'un dispositif 30 d'estimation d'un signal d'erreur d'un dispositif numérique d'alignement connu, représenté à l'intérieur d'une ligne fermée en pointillés, et détaillé dans un article de J.VEILLARD paru dans Electronics Letters du 26 Septembre 1991 Vol.27 n020, pages 1790-i 791. Le principe du dispositif d'estimation 30 du signal d'erreur E consiste premièrement à échantillonner le signal de télévision à chaque passage à zéro du signal duo-binaire correspondant au signal son codé numériquement. Chaque passage à zéro, correspondant à la transmission d'une information comportant un niveau logique zéro, fournit une tension d'erreur Vi. L'estimation du signal d'erreur e est ensuite obtenue en divisant la somme des tensions d'erreur Vi par un nombre N de passages à zéro. Le générateur 4 d'impulsions de clamp communique à un détecteur/compteur de passage à zéro 31, par l'intermédiaire d'un bus 32, une partie du signal Sl(t), antérieurement à la génération de fenêtres correspondant aux impulsions Il et 12. La durée T1 de l'impulsion de clamp 11, délivrée par le générateur d'impulsion de clamp 4, correspond à la durée d'un niveau logique zéro et autorise la détection des passages à zéro permettant d'activer un additionneur/accumulateur 33 cité ci-après. Le dispositif 30 d'estimation du signal d'erreur e comporte dans l'ordre, l'additionneur/accumulateur 33, dont la sortie est rebouclée su l'entrée, permettant de charger et d'additionner les tensions d'erreur Vi successivement à chaque détection d'un niveau de référence, issue du détecteur/compteur de passage à zéro 31. La sortie de l'additionneur/accumulateur 33 est ensuite couplée à un diviseur 34 par N. N correspond au nombre de zéro détectés issu du détecteur/compteur de passages à zéro 31. En sortie du diviseur 34 la moyenne des tensions Vi soit, le signal d'erreur e, est donnée par l'équation: La sortie du diviseur 34 est couplée à un deuxième filtre 35 à réponse impulsionnelle finie de nature passe-bas et le retard apporté par le filtre 35 est choisi égal à la durée d'une ligne. La sortie du filtre 35 est couplée à une première entrée d'opérande d'un multiplicateur 36 recevant sur la deuxième entrée d'opérande une constante a, comprise entre 0 et 1, dont l'inverse 1/a correspond au nombre de lignes nécessaire pour qu'un dispositif d'alignement soit efficace (par exemple 4 à 5 lignes). La sortie du multiplicateur 36 et donc la sortie du dispositif d'estimation 30 de la tension d'erreur e est couplée sur l'entrée d'un convertisseur D/A, 37, synchronisé sur la fréquence d'horloge de synchronisation ligne HL, par exemple, fHL = 15625 Hz. La sortie du convertisseur 37 est couplée à un filtre passe-bas 38 réjecteur de fréquence d'horloge dont la sortie est couplée à la deuxième entrée d'opérande d'un circuit soustracteur analogique 39 pouvant être identique par exemple au soustracteur 9 du premier mode de réalisation. Le signal de sortie de la boucle 23 est soustrait au signal d'entrée S1(t) appliqué sur la première opérande du soustracteur 39 et le signal S2(t) est obtenu en sortie du soustracteur 39. Dans le cas d'un signal Si (t) purement numérique le soustracteur 39 d'entrée du dispositif d'alignement selon l'invention, est un soustracteur numérique et les convertisseurs A/D, 24, et D/A, 37, ainsi que le filtre réjecteur 38 sont supprimés. Les figures 6a et 6b donnent un exemple de chronogramme des impulsions de clamp il et 12. Les impulsions Il et 12 respectivement de durée T1 et T2 et de période T sont synchrones et choisies dans cet exemple tel que T2 2 2T1 avec T1 centré sur T2. Dans le cas particulier d'un signal de télévision D2 MAC ou HD MAC la durée T1 est de 500 ns d'où celle de T2 = 1 ,us. La présente invention réalise donc, pour chaque ligne, sans accroissement du bruit des basses fréquences ( Les caractéristiques obtenues avec un dispositif d'alignement selon l'invention sont les suivantes Réjection 50 Hz = 31 dB Réjection 25 Hz = 47 dB S/B eff clamp (0-10 kHz) 2 67 dB L'invention n'est pas limitée aux deux modes particuliers de réalisation décrits précédemment. Les filtres passe-bas et passe-haut peuvent être d'ordre quelconque. D'autre part, tout autre dispositif d'alignement à contre-réaction comportant des circuits analogiques ou numériques remplissant les mêmes fonctions que celles du dispositif selon l'invention, rentre dans le cadre de la présente invention. REVENDICATIONS 1. Procédé d'alignement en télévision du type consistant à aligner, successivement à chaque ligne constituant une image, un palier d'un signal de télévision Si(t) en début de la ligne courante, sur le palier de la ligne précédente pour la restitution de la composante continue du signal de télévision Sl(t), caractérisé en ce qu'il consiste pendant une durée T2 déterminée - à réduire le bruit superposé sur le palier du signal de télévision Si (t)1 - pendant une durée T1 déterminée comprise dans la durée T2, à estimer le niveau du palier de la ligne courante à partir du niveau du palier de la ligne précédente et, - à soustraire du signal de télévision Sl(t) I'estimation du niveau du palier. 2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il consiste, pour réduire le bruit superposé sur le palier du signal de télévision Si (t) - à répartir, le signal de télévision prélevé dans deux branches, (15) et (16), d'un dispositif de réduction de bruit (14; 25), - dans la première branche (i (15), à conserver intégralement le signal de télévision prélevé, - dans la deuxième branche (16), à filtrer pendant la durée T2 le signal de télévision prélevé ne laissant passer que des fréquences supérieures à une fréquence déterminée et le bruit associé aux fréquences, - à soustraire au signal intégralement restitué par la première branche (i 5), le signal issu de la deuxième branche (16). 3. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il consiste, pour estimer le niveau du palier du signal de télévision S1 (t): - à intégrer, pendant la durée T1, le niveau du palier de la ligne courante, - à mémoriser, le résultat de l'intégration du niveau du palier correspondant à la ligne courante pendant toute la durée d'une ligne, et - à ajouter, successivement, le niveau du palier de la ligne précédente et de la ligne courante. 4. Dispositif d'alignement pour la mise en oeuvre du procédé d'alignement selon l'une quelconque des revendications 1 à 3 du type comportant un circuit principal (1) et une boucle de contre-réaction (13 23), caractérisé en ce qu'il comporte, en tête de la boucle de contreréaction (13; 23), un dispositif (14; 25) de réduction du bruit généré par le dispositif d'alignement, couplé en sortie à un dispositif (2 ; 30) d'estimation du niveau du palier du signal de télévision Sl(t) , la sortie du dispositif (2 ; 30) d'estimation est couplée sur une première entrée d'opérande d'un soustracteur (3 ; 9 ; 39) recevant le signal de télévision Si (t) sur une deuxième entrée d'opérande et délivrant en sortie du soustracteur (3 ; 9 ; 39) le signal Sl(t) aligne. 5. Dispositif d'alignement selon la revendication 4, caractérisé en ce que le dispositif (14; 25) de réduction de bruit comporte deux branches (15) et (16), dont la première (15) est couplée directement sur une première entrée d'opérande d'un opérateur (17 ; 21 ; 29) et dont la deuxième branche (16) comporte, dans l'ordre, un moyen (19 ; 26) d'autorisation de transmission d'une partie du palier de la ligne courante, couplé à un moyen (20; 27) de filtrage du palier, la sortie du moyen (20; 27) de filtrage est couplée sur la deuxième entrée d'opérande de l'opérateur (17; 21; 29) et la sortie de l'opérateur (17; 21; 29) est couplée à l'entrée du dispositif (2; 30) d'estimation du niveau du palier du signal de télévision Si(t). 6. Dispositif d'alignement selon la revendication 4, caractérisé en ce que le dispositif (2 ; 30) d'estimation du niveau du palier du signal de télévision S1() comporte un moyen (10; 31) d'autorisation de transmission du niveau du palier de la ligne courante couplés à des moyens d'intégration (11; 33, 34) de filtrage et de maintien (11; 35) du niveau du palier de la ligne courante, la sortie de ces moyens étant couplée à un moyen d'amplification (12; 36). 7. Dispositif d'alignement selon la revendication 5, caractérisé en ce que dans le dispositif de réduction de bruit (14) - I'opérateur (21) comporte un amplificateur opérationnel analogique monté en soustracteur dont l'entrée inverseuse reçoit le signal issu de la deuxième branche (16) du dispositif de réduction de bruit (14), - le moyen (19) d'autorisation de transmission comporte un circuit de commutation analogique commandé par l'impulsion 12, - le moyen (20) de filtrage comporte un filtre passe-haut et dérivateur d'ordre quelconque de type R,C. 8. Dispositif d'alignement selon la revendication 6, caractérisé en ce que dans le dispositif d'estimation (2): - le moyen (10) d'autorisation de transmission du niveau de palier de la ligne courante comporte un circuit de commutation analogique commandé par l'impulsion de champ 11, - les moyens (11) d'intégration et de filtrage comportent un filtre passe-haut et intégrateur d'ordre quelconque de type C,R, - le moyen (11) de maintien du niveau du palier de la ligne courante comporte le condensateur Ci, et - le moyen (12) d'amplification comporte un amplificateur opérationnel analogique monté en amplificateur non inverseur de gain de boucle A. 9. Dispositif d'alignement selon la revendication 5, caractérisé en ce que dans le dispositif de réduction de bruit (25): - l'opérateur (29) comporte un additionneur numérique, - le moyen (26) d'autorisation de transmission comporte un circuit échantillonneur commandé par l'impulsion 12, et - le moyen (27) de filtrage comporte un filtre numérique à réponse impulsionnelle finie d'ordre quelconque dont les coefficients sont déterminés pour donner une structure passe-haut au filtre, couplé en sortie à un circuit inverseur (28) numérique 10.Dispositif d'alignement selon la revendication 6, caractérisé en ce que dans le dispositif d'estimation (30): - le moyen (31) d'autorisation de transmission du niveau du palier de la ligne courante comporte un circuit numérique détecteur et compteur de passages à zéro commandé par un bus (32), - le moyen d'intégration (33, 34) comporte un circuit numérique additionneur et accumulateur (33) couplé à un circuit numérique (34) diviseur par N, N correspondant au nombre de passages à zéro détectés par le circuit détecteur et compteur de passages à zéro (311, - le moyen de filtrage et de maintien (35) comporte un filtre numérique à réponse impulsionnelle finie d'ordre quelconque dont les coefficients sont déterminés pour donner une structure passe-bas au filtre, et dont le temps de transfert est égal à la durée d'une ligne, et - ie moyen d'amplification (36) comporte un circuit numérique multiplicateur par une constante déterminée a. 11. Oispositif d'alignement selon la revendication 4, caractérisé en ce que le circuit soustracteur (39) comporte l'amplificateur opérationnel analogique monté en soustracteur (9) recevant le signal de télévision Si (t) sur l'entrée non-inverseuse et la sortie de la boucle de contre-réaction (23) sur l'entrée inverseuse, et délivrant en sortie le signal de télévision Si (tu aligné, et en ce qu'un convertisseur (24) analogique/numérique est couplé à l'entrée du dispositif de réduction de bruit (25), et en ce que l'entrée d'un convertisseur numérique/analogique (37) est couplée à la sortie du dispositif d'estimation (30), la sortie du convertisseur (37) est couplée sur l'entrée d'un filtre (38), réjecteur de la fréquence d'horloge HL synchronisant le convertisseur (37), dont la sortie est couplée à l'en- trée inverseuse du soustracteur (9). 12. Dispositif d'alignement selon la revendication 4, caractérisé en ce que le circuit soustracteur (39) est un circuit soustracteur numérique.