Brevet FR2692742A1 — publié le 19931224

La présente invention concerne la réduction d'erreur de signal dans un appareil de réception, par exemple la réduction d'erreur de signal dans un récep- teur utilisable dans le cadre d'un système de radio- communication numérique GSM (Global System for Mobile Communications). Dans un système de communication numérique, on produit un signal d'émission en modulant un signal porteur avec les données numériques à émettre Les données numériques sont habituellement émises par salves, chaque salve comprenant un nombre prédéterminé de bits de données On peut utiliser divers types de modulation différents, parmi lesquels la modulation d'amplitude, la modulation de fréquence et la modula- tion de phase sont les types les plus courants. Dans un appareil de réception d'un tel système de communication numérique, il est nécessaire de démoduler le signal reçu pour extraire de celui-ci l'information qu'il contient (données numériques transmises) Dans une technique de démodulation, que l'on appelle la conversion descendante directe, on utilise dans l'appareil de réception un oscillateur local complexe (paire en quadrature) fonctionnant à la fréquence porteuse, pour effectuer une conversion descendante du signal reçu, afin de produire des signaux en bande de base en phase (I) et en quadrature (Q), que l'on appelle également quelquefois des signaux à fréquence intermédiaire (FI) zéro Selon une variante, on peut produire de tels signaux en bande de base I et Q après traitement dans un étage à fréquence intermédiaire (FI). Ces signaux en bande de base en phase et en quadrature peuvent ensuite être traités, par exemple salve par salve, pour en tirer l'information qui est contenue dans le signal reçu Il est commode d'accom- plir un tel traitement aussi loin que possible dans le domaine numérique, et pour cette raison les signaux en bande de base en phase et en quadrature dans toutes les périodes de bit d'une salve peuvent être convertis en un ensemble de paires de valeurs de signal I et Q numériques, chaque paire comprenant une valeur I et une valeur Q correspondante, représentant respective- ment les signaux en bande de base en phase et en quadrature dans une période de bit particulière. On peut utiliser les valeurs I et Q numéri- ques de telles paires de valeurs de signal, pour analyser le signal reçu dans le but d'en extraire l'information qu'il contient Plus précisément, pour un signal reçu d'amplitude constante, modulé en phase ou en fréquence, les paires de valeurs de signal, représentées dans un diagramme d'espace de signal complexe (diagramme I/Q), se trouvent pratiquement sur un cercle commun, et les positions angulaires des paires de valeur de signal représentées, par rapport au centre du cercle, sont ensuite utilisées par un égaliseur numérique pour élaborer des données brutes à partir des paires de valeurs de signal. Cependant, on constate que les performances d'un tel égaliseur numérique sont fortement dégradées par des erreurs de composante continue dans les valeurs I et Q des paires de valeurs de signal De telles erreurs de composante continue peuvent résulter de discordances entre les mélangeurs de conversion descendante que l'on utilise pour produire les signaux analogiques en bande de base en phase et en quadra- ture, et de décalages de composante continue dans les circuits de traitement de signal analogique que l'on utilise pour traiter ces signaux en bande de base, avant la conversion pour donner des paires de valeurs de signal numérique. Ces erreurs de composante continue peuvent varier avec le temps et la température, et elles peuvent également être supérieures à l'amplitude du signal désiré dans le cas de signaux faibles. Il est également possible d'éliminer des erreurs de composante continue qui sont supérieures à l'amplitude de signal en faisant la moyenne des valeurs I de toutes les paires de valeurs de signal sur une salve, et en soustrayant ensuite la valeur I moyenne de la valeur I de chaque paire, et en faisant la moyenne des valeurs Q de toutes les paires de valeurs de signal sur une salve et en soustrayant la valeur Q moyenne de la valeur Q de chaque paire Ces opérations d'annulation de composante continue doivent être accomplies séparément pour I et Q, du fait que les erreurs de composante continue dans les valeurs I et Q seront différentes et indépendantes. Ces opérations d'annulation de composante continue (soustraction de moyenne) ne sont pas cepen- dant pas suffisantes en elles-mêmes pour faire face au problème des erreurs de composante continue Le fait de soustraire le niveau de signal moyen introduit en fait lui-même une nouvelle erreur de composante continue, du fait qu'il supprime toute composante continue du signal reçu, alors qu'en pratique le signal reçu aura lui- même certainement une composante continue qui ne doit pas être supprimée La composante continue n'est pas constante, et elle varie d'une salve à la suivante, conformément aux données numéri- ques qui sont incluses dans la salve Il existe donc un besoin portant sur un moyen de rétablir cette composante continue variable dans le signal reçu, à la suite d'une opération initiale d'annulation de compo- sante continue, et une telle opération de rétablisse- ment de composante continue doit être accomplie en une courte durée, compatible avec la cadence de répétition de salve du système de communication. Un premier aspect de la présente invention procure un procédé de traitement d'un signal reçu comprenant une onde porteuse modulée par des signaux de données numériques, ce procédé comprenant les étapes suivantes: on démodule le signal reçu pour produire un ensemble de paires de valeurs de signal numérique en bande de base, chaque paire étant constituée par une valeur de signal en phase et par une valeur de signal en quadrature correspondante qui présentent la propriété suivante: si ces valeurs sont représentées graphiquement sur un diagramme I-Q avec la valeur de signal en phase de chaque paire représentée par la distance d'un point tracé par rapport à un axe Q, et la valeur de signal en quadrature de cette paire représentée par la distance de ce point tracé par rapport à un axe I qui est orthogonal à l'axe Q, les points tracés se trouvent pratiquement sur un premier cercle dont le centre est décalé par rapport à l'origine du diagramme, cette origine se trouvant à l'intersection des axes I et Q; on fait la moyenne de ces valeurs de signal en phase pour produire une valeur moyenne dans la direction I, et on fait la moyenne de ces valeurs de signal en quadrature pour produire une valeur moyenne dans la direction Q; on soustrait la valeur moyenne dans la direction I et la valeur moyenne dans la direction Q, respectivement de la valeur de signal en phase et de la valeur de signal en quadrature de chacune des paires de valeurs de signal, de façon à produire un ensemble de paires de valeurs de signal ajustées qui, si elles sont représentées sur le diagramme I-Q précité, produisent un nouvel ensemble de points tracés se trouvant pratiquement sur un second cercle qui est tel que l'origine précitée se trouve à l'inté- rieur de ce cercle; on définit, des première, seconde, troisième et quatrième régions du diagramme I-Q, les première et troisième régions étant mutuellement symétriques par rapport à l'axe Q et les seconde et quatrième régions étant mutuellement symétriques par rapport à l'axe I; pour chacune des première et troisième régions, on détermine la distance moyenne entre l'axe Q et des points du nouvel ensemble qui se trouvent à l'intérieur de la région concernée, et on utilise la différence entre ces distances moyennes déterminées pour produire une valeur de décalage dans la direction I qui, si elle est soustraite des valeurs de signal en phase des points du nouvel ensemble, déplace le centre du second cercle de façon à le rapprocher de l'axe Q; pour chacune des seconde et quatrième régions, on détermine la distance moyenne entre l'axe I et des points du nouvel ensemble qui se trouvent à l'intérieur de la région concernée, et on utilise la différence entre ces distances moyennes déterminées pour produire une valeur de décalage dans la direction Q qui, si elle est soustraite des valeurs de signal en quadrature des points du nouvel ensemble, déplace le centre du second cercle de façon à le rapprocher de l'axe I; et on soustrait la valeur de décalage dans la direction I de chacune des valeurs de signal en phase des points du nouvel ensemble, et on soustrait la valeur de décalage dans la direction Q de chacune des valeurs de signal en quadrature de ces points, et on fournit les valeurs en phase et en quadrature résul- tantes, à titre de signaux de sortie. Un tel procédé peut effectuer une annulation de décalages de composante continue dans les voies de signal en bande de base I et Q, même lorsque ces décalages sont supérieurs aux amplitudes de signal, tout en rétablissant de façon précise la composante continue du signal reçu, et il peut fonctionner de façon suffisamment rapide pour permettre un traitement en temps réel des salves de signal reçues Par exem- ple, du fait que les distances de pointsdu nouvel ensemble par rapport aux axes I ou Q sont représentées respectivement par les valeurs en quadrature et en phase des paires de valeurs de signal ajustées, les calculs de distance moyenne peuvent être effectués rapidement en utilisant ces valeurs. Les régions précitées sont de préférence des quadrants qui sont délimités par des première et seconde lignes orthogonales qui se coupent à l'ori- gine, l'angle entre la première ligne et l'axe I étant de 45 De telles définitions de régions permettent de répartir rapidement entre les différentes régions les paires de valeurs de signal ajustées, pour l'utilisa- tion dans l'opération de rétablissement de composante continue, en utilisant seulement des comparaisons simples basées sur les valeurs de signal en phase et en quadrature de chaque paire. Lorsque les régions sont définies sous la forme de quadrants, la valeur de décalage dans la direction I est de préférence pratiquement égale à la différence précitée entre les distances moyennes respectives pour les première et troisième régions, divisée par 1,8, et la valeur de décalage dans la direction Q est de préférence pratiquement égale à la différence précitée, entre les distances moyennes respectives pour les seconde et quatrième régions, divisée par 1,8 De telles valeurs de décalage comprennent un facteur de correction approprié pour corriger des erreurs dans le calcul des distances moyennes respectives pour les quadrants. Il est préférable que tous les points du nouvel ensemble qui se trouvent dans chaque région soient utilisés pour déterminer la distance moyenne pour la région, du fait que ceci donnera la meilleure précision. Un second aspect de la présente invention procure un appareil pour le traitement d'un signal reçu comprenant une onde porteuse modulée par des signaux de données numériques, cet appareil compre- nant: des moyens de démodulation pour démoduler le signal reçu de façon à produire un ensemble de paires de valeurs de signal numérique en bande de base, chaque paire étant formée par une valeur de signal en phase et une valeur de signal en quadrature correspon- dante ayant la propriété suivante: si on les repré- sente sur un diagramme I-Q avec la valeur de signal en phase de chaque paire représentée par la distance d'un point tracé par rapport à un axe Q et la valeur de signal en quadrature de cette paire représentée par la distance de ce point tracé par rapport à un axe I qui est orthogonal à l'axe Q, les points tracés se trouvent pratiquement sur un premier cercle dont le centre est décalé par rapport à l'origine du diagram- me, cette origine se trouvant à l'intersection des axes I et Q; des moyens de calcul de moyenne pour calcu- ler la moyenne de ces valeurs de signal en phase, pour produire une valeur moyenne dans la direction I, et pour calculer la moyenne de ces valeurs de signal en quadrature pour produire une valeur moyenne dans la direction Q; des premiers moyens d'ajustement pour sous- traire la valeur moyenne dans la direction I et la valeur moyenne dans la direction Q respectivement de la valeur de signal en phase et de la valeur de signal en quadrature de chacune des paires de valeurs de signal, afin de produire un ensemble de paires de valeurs de signal ajustées qui, si on les représente sur le diagramme I-Q précité, produisent un nouvel ensemble de points tracés se trouvant pratiquement sur un second cercle qui est tel que l'origine précitée se trouve à l'intérieur de ce cercle; des moyens de définition de régions pour définir des première, seconde, troisième et quatrième régions du diagramme I-Q, les première et troisième régions étant mutuellement symétriques par rapport à l'axe Q, et les seconde et quatrième régions étant mutuellement symétriques par rapport à l'axe I; des moyens de calcul de décalage I que l'on peut faire fonctionner, pour chacune des première et troisième régions, de façon à déterminer la distance moyenne entre l'axe Q et des points du nouvel ensemble qui se trouvent à l'intérieur de la région concernée, et pour utiliser la différence entre ces distances moyennes déterminées de façon à produire une valeur de décalage dans la direction I qui, si elle est sous- traite des valeurs de signal en phase des points du nouvel ensemble, déplace le centre du second cercle de façon à le rapprocher de l'axe Q; des moyens de calcul de décalage Q que l'on peut faire fonctionner, pour chacune des seconde et quatrième régions, pour déterminer la distance moyenne entre l'axe I et des points du nouvel ensemble qui se trouvent à l'intérieur de la région concernée, et pour utiliser la différence entre ces distances moyennes déterminées de façon à produire une valeur de décalage dans la direction Q qui, si elle est soustraite des valeurs de signal en quadrature des points du nouvel ensemble, déplace le centre du second cercle de façon à le rapprocher de l'axe I; et des seconds moyens d'ajustement pour sous- traire la valeur de décalage dans la direction I de chacune des valeurs de signal en phase des points du nouvel ensemble, et pour soustraire la valeur de décalage dans la direction Q de chacune des valeurs de signal en quadrature de ces points, et pour fournir les valeurs en phase et en quadrature résultantes, à titre de signaux de sortie. Un tel appareil peut utiliser des éléments de circuit numériques simples ou un processeur pour effectuer le traitement exigé. L'appareil comprend en outre de préférence une mémoire, pour enregistrer les valeurs de signal en phase et en quadrature de toutes les paires de valeurs de signal ajustées, et des moyens de tri, connectés à la mémoire, de façon à recevoir successivement à partir de cette dernière les valeurs en phase et en quadrature enregistrées de telles paires de valeurs de signal ajustées Lorsque les régions du diagramme I-Q sont définies sous la forme de quadrants, comme mentionné ci-dessus, les moyens de tri peuvent com- prendre des moyens comparateurs qui, pour chaque paire de valeurs de signal ajustée qui est reçue à partir de la mémoire, comparent la valeur de signal en phase de la paire avec zéro, et comparent la valeur de signal en quadrature de la paire avec zéro, et comparent les valeurs de signal en phase et en quadrature respec- tives pour la paire, et ils peuvent également compor- ter des moyens de sélection connectés aux moyens comparateurs et qui, sous la dépendance des résultats des comparaisons qui sont effectuées par ces derniers, produisent des signaux de sélection indiquant la région (quadrant) danslaquelle se trouve la paire de valeurs de signal ajustée De tels moyens de tri peuvent fonctionner rapidement, et ils peuvent être réalisés en utilisant seulement des éléments de cir- cuits numériques simples. Dans un mode de réalisation, les moyens de calcul de décalage dans la direction I comprennent deux circuits de calcul de distance moyenne, respec- tivement pour les première et troisième régions, et les moyens de calcul de décalage dans la direction Q comprennent deux circuits de calcul de distance moyen- ne supplémentaires, respectivement pour les seconde et quatrième régions Chacun des circuits de calcul de distance moyenne comprend des moyens accumulateurs qui sont connectés de façon à calculer une somme des distances respectives de points du nouvel ensemble qui se trouvent à l'intérieur de la région concernée, et il comprend également des moyens compteurs qui sont connectés de façon à compter le nombre de ces points qui sont utilisés pour calculer la somme Des moyens diviseurs sont connectés aux moyens accumulateurs et aux moyens compteurs, et on peut les utiliser pour diviser la somme par le nombre précité, de façon à produire la distance moyenne pour la région concernée. De tels circuits de calcul de distance moyenne peuvent être connectés aux moyens de tri, pour être activés sous la dépendance des signaux de sélec- tion que produisent les moyens de tri Des moyens diviseurs peuvent être incorporés dans chaque circuit de calcul de distance moyenne, ou bien les moyens diviseurs peuvent être communs à l'ensemble des quatre circuits. Dans un mode de réalisation préféré, les moyens diviseurs produisent la distance moyenne par il une opération de décalage ou une opération de décalage et d'addition qui est effectuée sur la somme précitée, et cette opération est sélectionnée sous la dépendance du nombre précité Ceci permet de calculer les dis- tances moyennes sans utiliser un diviseur, dont la réalisation sous forme de circuit numérique est complexe. Lorsque les régions sont définies sous la forme de quadrants, l'opération de décalage ou l'opé- ration de décalage et d'addition est de préférence telle que la somme précitée soit divisée par un facteur égal au nombre précité divisé par 1, 125, du fait que 1,125 est proche du facteur de correction précité qui est approprié pour des quadrants. Des modes de réalisation des premier et second aspects précités de la présente invention peuvent avantageusement être employés dans un radio- récepteur utilisable dans un système de radiocommu- nication numérique tel qu'un système GSM, ou un système de Réseau de Communication Personnel (ou PCN). A titre d'exemple, un tel récepteur peut comporter une partie de réception radiofréquence qui est destinée à recevoir un signal radioélectrique à démoduler, et un appareil, mettant en oeuvre le second aspect de la présente invention, exposé précédemment, qui est connecté à la partie de réceptionradiofréquence pour traiter le signal radioélectrique reçu, et qui est également connecté de façon à appliquer ses signaux de sortie à des circuits supplémentaires du radiorécep- teur, qui sont utilisés pour élaborer des données à partir de ces signaux de sortie. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention seront mieux compris à la lecture de la description qui va suivre de modes de réalisation, donnés à titre d'exemples non limitatifs La suite de la description se réfère aux dessins annexés, dans lesquels: La figure 1 montre une représentation d'un signal porteur consistant en une onde sinusoïdale, pour expliquer les effets de différentes sortes de modulation du signal porteur; Les figures 2 A à 2 D sont des diagrammes I/Q respectifs qui illustrent des formes courantes de modulation numérique; Les figures 3 A et 3 B présentent conjointe- ment un schéma synoptique d'un appareil de réception GSM, comprenant un circuit d'annulation de composante continue qui met en oeuvre la présente invention; Les figures 4 A à 4 C montrent des formes d'onde de signal que produit l'appareil de réception de la figure 3; Les figures 5 A et 5 B sont des diagrammes I/Q respectifs qui sont destinés à expliquer les effets d'erreurs de composante continue dans l'appareil de réception de la figure 3; La figure 6 est un diagramme I/Q qui est destiné à illustrer le fonctionnement du circuit d'annulation de composante continue de l'appareil de réception de la figure 3; La figure 7 est un diagramme I/Q qui illus- tre une opération de rétablissement de composante continue qui est accomplie par le circuit d'annulation de composante continue; La figure 8 est un organigramme concernant l'opération de rétablissement de composante continue; Les figures 9 A à 9 C sont des diagrammes I/Q respectifs qui sont destinés à expliquer d'autres formes de l'opération de rétablissement de composante continue; Les figures 10 A et l OB présentent conjoin- tement un schéma synoptique d'une section de rétablis- sement de composante continue du circuit d'annulation de composante continu qui est représenté sur la figure 3; La figure 11 montre une partie modifiée de la section de rétablissement de composante continue de la figure 10; La figure 12 est un organigramme concernant le fonctionnement de la partie modifiée de la figure 11; Les figes 1 AàC 15 AàC présentent des diagram- mes I/Q basés sur des simulations, dans différentes conditions de signal, du fonctionnement de la section de rétablissement de composante continue de la figure 10; La figure 16 est un diagramme d'erreur de composante continue qui illustre le fonctionnement de la section de rétablissement de composante continue de la figure 10. Avant de décrire des modes de réalisation préférés de l'invention, on expliquera brièvement l'utilisation de signaux en phase et en quadrature (I et Q) De tels signaux procurent un moyen pour repré- senter un signal complexe dans un système de coordon- nées cartésiennes. On peut utiliser des signaux I et Q pour examiner des techniques de modulation La plupart des techniques de modulation font intervenir des change- ments d'amplitude et/ou de phase, et on peut repré- senter ces changements sur un diagramme I/Q en conver- tissant les coordonnées polaires (amplitude et phase) en coordonnées rectangulaires (I et Q). Pour comprendre comment on produit des signaux I et Q il est commode de considérer des por- teuses RF (ou FI) En se référant à la figure 1, on note que l'on peut représenter une porteuse sinusoî- dale dans un système de coordonnées cartésiennes par un vecteur tournant de longueur constante Sous l'effet de la modulation, le vecteur changera d'ampli- tude, effectuera des sauts de phase en avant ou en arrière, et changera de fréquence de rotation. Si maintenant on fait tourner le vecteur en arrière, de façon imaginaire, à la fréquence porteuse, par exemple en soustrayant un signal en phase avec la porteuse non modulée, la porteuse non modulée elle- même apparaîtra sous la forme d'un point sur l'axe x, avec son amplitude donnée par la valeur x, comme représenté sur la figure 2 A. Sur les figures 2 A à 2 D, qui sont des diagrammes respectifs dans l'espace de signal complexe (I/Q), des valeurs de signal en phase sont portées le long de l'axe x (axe I) et des valeurs de signal en quadrature sont portées le long de l'axe y (axe Q). Ceci concorde avec la définition cartésienne habituel- le selon laquelle la phase est mesurée en sens inverse d'horloge à partir de l'axe x. Les trois formes les plus courantes de modu- lation numérique sont la modulation d'amplitude (modu- lation par déplacement d'amplitude), la modulation de fréquence (modulation par déplacement de fréquence) et la modulation de phase (modulation par déplacement de phase) Comme le montre la figure 2 B, la modulation par déplacement d'amplitude apparaît sous la forme de deux points sur l'axe x, ces deux points représentant les deux valeurs d'amplitude différentes de la por- teuse modulée, et le signal étant toujours en phase. Comme le montre la figure 2 C, la modulation par dépla- cement de fréquence apparaît sous la forme d'une rotation sur un cercle à vitesse constante, mais avec une inversion du sens de rotation chaque fois que le symbole numérique modulant change Comme le montre la figure 2 D, la modulation par déplacement de phase apparaît sous la forme de deux points distants de 180 sur un cercle. On peut également représenter des techniques de modulation plus complexes, comme la modulation d'amplitude en quadrature (MAQ), et elles apparaissent par exemple sous la forme de constellations de points dans de tels diagrammes dans l'espace de signal complexe (I/Q). Les diagrammes qui sont représentés sur les figures 2 A-2 D ont été obtenus en faisant tourner le vecteur RF en arrière à sa fréquence porteuse Ceci est analogue à la conversion descendante d'un signal porteur reçu avec un oscillateur local complexe (paire en quadrature) fonctionnant à la même fréquence que le signal porteur (conversion descendante directe) Une telle conversion descendante produit des signaux en bande de base en phase (I) et en quadrature (Q), que l'on appelle quelquefois des signaux à fréquence intermédiaire (FI) zéro. Si la modulation est produite par une sinusoïde à une fréquence a f au-dessus de la fré- quence porteuse, en bande de base cette modulation apparaît sous la forme d'une sinusoïde à la fréquence a f Sur un diagramme I/Q, une telle sinusoïde appal- trait sous la forme d'une rotation sur un cercle, dans une direction particulière, et on peut définir de la façon suivante les signaux I et Q pour une telle sinusoïde: I = Acos if et Q = Asin A f Si, au lieu d'être à une fréquence supé- rieure à la porteuse, la sinusoïde modulante avait une fréquence inférieure à celle de la porteuse, en bande de base elle tournerait sur le cercle dans le sens opposé, mais le signal I serait inchangé De plus, si I et Q étaient inversés, le signal semblerait tourner dans le sens opposé. Il en résulte donc que, pour une démodula- tion correcte, il est nécessaire que les deux signaux I et Q soient présents en bande de base, et que ces signaux soient appliqués de la manière correcte. Comme mentionné ci-dessus, la conversion descendante directe qui est effectuée par certains types de radiorécepteur produit des signaux en bande de base en phase (I) et en quadrature (Q) pour la démodulation On va maintenant présenter une descrip- tion d'un tel radiorécepteur, prévu pour l'utilisation dans un système de communication GSM, en se référant aux figures 3 A et 3 B. Le système GSM (Global System for Mobile Communications) est un système de radiocommunication cellulaire numérique Le système GSM est un système à accès multiples par répartition dans le temps (AMRT) et à duplexage en fréquence, employant le saut de fréquence, comme il est décrit par exemple de façon plus détaillée dans les documents suivants: Flerchinger, W et Thompson, K "Digital Communica- tions Systems Basics", Hewlett-Packard Test Symposium on Digital RF Communications, Londres, 26 mars 1992; Oschner, H "Overview of the Radio Subsystem", Digital Cellular Radio Conference, Hagen, Allemagne, octobre1988; et Hodges, M R L "The GSM Radio Interface" British Telecom Technology Journal Vol 8, N O 1, janvier 1990. Le type de modulation qui est utilisé dans le système GSM est la modulation à déplacement minimal de type gaussien (ou GMSK) Du fait que l'on utilise l'accès multiple par répartition dans le temps, les données sont émises par salves de signal Comme il est décrit de façon plus complète dans les Recommandations GSM 5 02 et 5 2, on utilise quatre types de salves de signal: des salves normales, des salves de synchro- nisation, des salves de contrôle et des salves de correction de fréquence. La plupart des données apparaissent sous la forme de salves normales, indépendamment du canal logique qui est reçu Chaque salve normale a de façon nominale une longueur de 148 périodes de symbole (périodes de bit), et elle comporte une séquence d'apprentissage au milieu. Des salves de synchronisation ne sont présentes que sur une porteuse de canal de commande de diffusion (ou BCCH), et elles comportent une séquence d'apprentissage de plus grande longueur au milieu pour faciliter la synchronisation, mais elles ont toujours une longueur de 148 périodes de symbole. Les salves de contrôle n'acheminent pas de données, et par conséquent la démodulation du signal qui est reçu pendant de telles salves n'est pas néces- saire dans l'appareil de réception, ce dernier devant simplement mesurer la puissance moyenne du signal reçu sur une période prédéterminée. Des salves de correction de fréquence entrent moins dans le cadre de la présente demande, et on les décrira pas davantage ici. L'appareil de réception de la figure 3 comprend une antenne 1, une section radiofréquence/ fréquence intermédiaire (ou RF/FI) 2 connectée à l'antenne 1 pour recevoir des signaux RF qui sont captés par cette dernière, et un circuit de traitement de signaux reçus, connecté à la section RF/FI 2, qui comprend une section analogique 3 et une section numérique 4. La section RF/FI 2 a pour fonction de générer des signaux en bande de base analogiques I et Q, RXI et RXQ, en effectuant une conversion descen- dante du signal radiofréquence reçu, provenant de l'antenne 1, avec un oscillateur local complexe (I et Q) qui fonctionne à la fréquence porteuse du signal reçu. Les signaux en bande de base RXI et RXQ sont appliqués à des filtres analogiques respectifs 31 et 32 dans la section analogique 3 du circuit de traite- ment de signaux reçus mentionné ci-dessus Ces filtres sont nécessairespour filtrer suffisamment les signaux RXI et RXQ, afin d'empêcher un repliement du spectre dans la section numérique 4 qui suit. Ensuite, pour éliminer l'influence du bruit de quantification, les signaux en bande de base analo- giques filtrés sont appliqués à des étages à gain commuté respectifs 33 et 34 qui ont pour fonction d'amplifier les signaux sous la dépendance d'un cir- cuit de commande de gain 35 Le gain peut par exemple être changé par pas de 6 d B, et il est maintenu cons- tant pendant la durée d'une salve de signal. Les signaux en bande de base analogiques amplifiés sont ensuite appliqués à des convertisseurs analogique-numérique à 16 bits respectifs, 41 et 42, dans lesquels ils sont échantillonnés et convertis en valeurs numériques I et Q à 16 bits successives On notera que le nombre de bits de chaque valeur numé- rique I ou Q n'est pas nécessairement égal à 16 Les convertisseurs 41 et 42 peuvent avoir une cadence d'échantillonnage supérieure à la cadence de symbole. Les valeurs numériques I et Q à 16 bits qui proviennent des convertisseurs 41 et 42 sont appliqués à des filtres numériques respectifs 43 et 44 qui ont pour fonction d'éliminer par filtrage les canaux adjacents et alternés Si nécessaire, les filtres 43 et 44 peuvent également réduire la cadence d'échantil- lonnage à un échantillon par symbole, de façon à fournir dans chaque période de symbole d'une salve de signal reçu, une paire de valeurs de signal numérique en bande de base qui est constituée par une valeur de signal en phase à 16 bits (valeur I) provenant du filtre 43 et par une valeur de signal en quadrature à 16 bits correspondante (valeur Q) provenant du filtre 44. Les paires de valeurs de signal sont appli- quées à un circuit d'annulation de composante continue , décrit en détail ci-dessous, qui a pour fonction d'annuler des décalages de composante continue dans les valeurs I et Q des paires, et entre ces valeurs, avant l'application des paires de valeurs de signal à un égaliseur numérique 46 Cet égaliseur 46 démodule les valeurs I et Q pour donner des données brutes RXD, pour l'application à un décodeur de canal (non repré- senté) de l'appareil de réception, qui décode les données brutes On peut considérer l'égaliseur 46 comme un filtre adapté adaptatif suivi par un estima- teur de séquence à vraisemblance maximale. Pour travailler avec des salves normales, l'égaliseur a besoin de 154 paires de valeurs de signal (échantillons), pour travailler avec des salves de synchronisation il a besoin de 174 paires, pour travailler avec les salves de contrôle il a besoin d'un nombre variable de paires, et pour travailler avec des salves de correction de fréquence il a besoin d'un signal d'entrée continu à la cadence d'une paire par symbole Bien que des salves normales et des salves de synchronisation aient seulement une longueur de 148 échantillons, les paires de valeurs de signal supplémentaires qui sont nécessaires sont produites en prélevant des échantillons du signal reçu avant et après l'intervalle de temps qui est prévu pour une salve. On a trouvé que dans l'appareil de réception de la figure 3, des décalages de composante continue notables des valeurs numériques I et Q et entre ces valeurs, peuvent se produire du fait de discordances entre des mélangeurs de conversion descendante dans la section RF/FI 2, et du fait de décalages de composante continue dans la section analogique 3 Ces décalages peuvent également varier avec le temps et la tempé- rature. Les décalages de composante continue à l'entrée de la section analogique 3 peuvent être de l'ordre de quelques millivolts, ce qui est considé- rablement supérieur à l'amplitude du signal désiré dans le cas de signaux faibles S'ils n'étaient pas éliminés, des décalages de cet ordre de grandeur empêcheraient un fonctionnement correct de l'égaliseur 46. En fait, des simulations ont montré que, pour éviter une dégradation des performances de l'éga- liseur, les décalages de composante continue des valeurs I et Q doivent être maintenus inférieurs à quelques pour cent de l'amplitude de signal C'est pour cette raison que l'appareil de réception de la figure 3 utilise un circuit d'annulation de composante continue 45, qui est incorporé dans la section numé- rique 4, entre les filtres numériques 43 et 44 et l'égaliseur 46, et qui est capable d'annuler, avec la précision désirée, des décalages de composante continue qui peuvent être considérablement supérieurs à l'amplitude du signal. Les figures 4 B et 4 C montrent des représen- tations schématiques des paires de valeurs de signal I et Q, mentionnées ci-dessus, qui sont produites par les filtres numériques 43 et 44 dans chaque période de bit, pendant une salve de signal reçu (dans ce cas, la salve est représentée dans un but explicatif sous une forme comprenant 100 périodes de bit) La figure 4 A montre la trajectoire de phase du signal reçu au cours de la salve. Les valeurs I et Q qui sont représentées sur les figures 4 B et 4 C sont normalisées et sont exemptes de décalages de composante continue, et par conséquent leur amplitude varie entre -1 et + 1 La relation nomi- nale (en l'absence de bruit et de brouillage) entre les valeurs I et Q d'une paire de valeurs de signal I-Q dans chaque période de bit, peut s'exprimer par: 2 2 I +Q = 1 ce qui fait que si on représente ces valeurs sur un diagramme cartésien I-Q, les points tracés P se trouvent sur un cercle commun PL centré sur l'origine, comme représenté sur la figure 5 A. Cependant, en pratique, le bruit, le brouil- lage et la distorsion de chemins multiples font que les points tracés s'écartent dans une certaine mesure du cercle commun, et de plus des décalages de compo- sante continue décalent le centre du cercle par rapport à l'origine, comme représenté par exemple sur la figure 5 B. Les décalages de composante continue dans les valeurs I et Q peuvent varier d'une salve à la suivante, en subissant par exemple une dérive sous l'effet de conditions de signal et de la température. Il est donc nécessaire d'effectuer des opérations régulières d'annulation de composante continue Bien qu'il soit théoriquement d'utiliser des périodes de "réglage" régulières, pendant lesquelles tous les circuits du récepteur, à l'exception des circuits RF, sont mis en fonction, de façon qu'un décalage de composante continue en l'absence de signal d'entrée puisse être enregistré pour être soustrait du signal reçu pendant la réception normale, il est difficile en pratique de programmer de telles périodes de "réglage" lorsque le récepteur est utilisé à temps complet Il est donc préférable d'annuler la composante continue sur chaque salve au moment o elle arrive, ce qui offre l'avantage suivant: du fait que l'annulation * est effectuée salve par salve, on ne fait aucune hypo- thèse concernant une relation entre des salves succes- sives. On peut éliminer des décalages de composante continue dans les valeurs I et Q en soustrayant de chaque valeur I la valeur I moyenne sur une salve (ou si nécessaire sur une partie représentative de la salve), et en soustrayant de chaque valeur Q la valeur Q moyenne sur la salve ou la partie de celle-ci, c'est-à-dire Ii *-Ii IDC ( 1) Qi Qi QDC ( 2) avec I = Ii/n ( 3) et QDC = Qi/n ( 4) N étant le nombre de paires de valeurs de signal dans la salve ou la partie de celle-ci. p En pratique, il est commode de choisir n= 2 avec par exemple P= 7, du fait que ceci permet de cal- culer aisément la moyenne exigée IDC ou QDC des rela- tions 3 et ou 4, en utilisant des circuits numériques simples, par l'accumulation de N valeurs I ou Q pour en faire la somme, suivie par un décalage de P posi- tions pour effectuer la division par n Les 2 paires de valeurs de signal dans un tel cas peuvent être les 2 P paires centrales, par exemple les 128 paires centrales, d'une salve reçue qui contiendra les séquences d'apprentissage dans des salves GSM normales et de synchronisation. La soustraction de moyenne est effectuée séparément dans les voies I et Q, du fait que les décalages de composante continue dans les valeurs I et les valeurs Q seront différents et indépendants On notera incidemment que du fait que les valeurs I et Q moyennes sont calculées pour une salve, il est néces- saire que le circuit d'annulation de composante continue 45 enregistre toutes les valeurs I et Q numé- riques pour une salve particulière, au moment o elles sont reçues à partir des filtres 43 et 44 Dans ce but, le circuit d'annulation de composante continue 45 comprend une section de mémoire qui est capable d'enregistrer jusqu'à 174 paires de valeurs de signal (ce qui correspond à la longueur de la salve de syn- chronisation, qui est la salve la plus longue qu'il est nécessaire de traiter). Dans des systèmes de communication tels que le système GSM, en plus des décalages de composante continue parasites, les valeurs I et Q contiennent une composante continue variable, du fait de la nature des données qui sont reçues dans une salve particulière. Lorsqu'on représente sur un diagramme I/Q un signal reçu contenant une composante continue, ce signal se trouvera toujours sur un cercle commun, mais les points tracés auront tendance à se trouver de façon prépondérante dans des parties particulières du cercle, au lieu qu'il y ait des nombres de points égaux dans toutes les parties Ceci vient du fait que la modulation, qui est déterminée par les données qui sont transmises dans la salve, fait que le signal réside pendant des durées inégales dans les différen- tes parties du cercle Cet effet est représenté sur la figure 6, dans lequel des exemples de paires de valeurs de signal I-Q, P 1, dessinent un premier cercle PL 1 dont le centre est décalé par rapport à l'origine du diagramme I/Q, à cause de décalages de composante continue parasites. Comme le montre la figure 6, le cercle PL comprend davantage de points Pl dans sa moitié infé- rieure que dans sa moitié supérieure, et davantage de points dans sa moitié droite que dans sa moitié gauche Ceci signifie que la valeur I moyenne, c'est- à-dire la valeur IDC qui est définie dans la relation 3 ci-dessus, se trouve dans la moitié inférieure du cercle PL De façon similaire, la valeur Q moyenne, c'est-à-dire la valeur Q DC qui est définie dans la relation 4 ci-dessus, se trouve dans la moitié droite du cercle PL 1 Le point C' défini par IDC et QDC est donc une mauvaise approximation du centre réel du cercle PL 1. Pour cette raison, le fait de soustraire simplement IDC et QDC respectivement de la valeur I et de la valeur Q de chacune des paires de valeurs de signal, comme indiqué par les relations 1 et 2, n'a pas pour effet de décaler les points tracés vers un cercle centré sur l'origine, comme on le désire A la place, les points décalés P 2 se trouvent sur un second cercle PL 2 qui contient l'origine, mais le véritable centre C 2 de ce cercle ne coïncide pas avec l'origine. On peut donc voir que l'application des relations 1 et 2 ci-dessus introduit une erreur par l'élimination de la composante continue du signal, en même temps que le décalage de composante continue parasite Cette erreur est représentée sur la figure 6 par une valeur d'erreur I, IER' représentant la distance du centre réel C 2 du second cercle par rapport à l'axe Q et par une valeur d'erreur QI QER' représentant la distance entre le centre réel C 2 et l'axe I. On notera que, comme le montre la figure 6, l'origine du diagramme I-Q se trouve à l'intérieur du second cercle PL 2 que l'on obtient par la soustraction des valeurs I et Q moyennes Ceci est dû au fait que, dans le cas des salves GSM normales et de synchroni- sation, les séquences d'apprentissage sont connues, et la modulation qui résulte de ces séquences fait toujours tourner le signal reçu au moins une fois autour du premier cercle PL La moyenne des valeurs I et Q c'est-à-dire respectivement IDC et QDC' se trouvera donc toujours à l'intérieur du premier cercle PL ce qui fait que les valeurs d'erreur I et Q il ER ER précitées seront toujours inférieures à l'amplitude du signal (qui est représentée par le rayon des cercles). En fait des simulations ont indiqué que ces valeurs d'erreur sont habituellement réduites à une valeur ne dépassant pas + 13 % de l'amplitude du signal. Cependant, comme indiqué ci-dessus, pour éviter une dégradation des performances, le décalage de composante continue des valeurs I ou des valeurs Q doit être maintenu inférieur à quelques pour cent de l'amplitude du signal Par conséquent, le fait de soustraire simplement les valeurs I et Q moyennes ne sera pas suffisant dans certaines applications telles que l'application au système GSM qui est représentée sur les figures 3 A et 3 B. Pour cette raison, l'opération d'annulation de composante continue initiale (soustraction de moyenne) doit être suivie par une opération de réta- blissement de composante continue, pour rétablir la composante continue du signal, c'est-à-dire pour décaler le second cercle PL de façon qu'il soit centré sur l'origine, comme représenté par le cercle PL 3 On notera incidemment que sur la figure 6, aucun point n'a été tracé sur le cercle PL 3, dans un but de clarté. Le circuit d'annulation de composante continue 45 n'a pas la possibilité de rétablir la composante continue du signal reçu en se référant à la modulation d'une salve reçue, du fait que cette modu- lation dépend des données qui sont transmises, et ces données sont inconnues de cette partie de l'appareil de réception Le rétablissement de la composante continue doit donc être basé sur les paires de valeurs de signal I et Q elles-mêmes. Une exigence générale de la section numé- rique 4 de l'appareil de réception qui est représenté sur les figures 3 A et 3 B consiste en ce que cette section doit avoir un faible temps de réponse, c'est- à-dire que le retard qui est imposé au signal reçu par le traitement numérique qu'accomplit la section numé- rique 4, doit être aussi faible que possible Une exigence associée consiste en une faible complexité de traitement, de façon que la section numérique 4 consomme peu de puissance et n'exige qu'une aire de puce réduite Il est donc souhaitable d'éviter l'uti- lisation de multiplieurs et de maintenir les exigences de consultation de table à un niveau faible, ainsi que d'utiliser des éléments de circuit communs chaque fois que c'est possible, pour traiter les différents types de salve. On va maintenant décrire un mode de réalisa- tion préféré de l'opération de rétablissement de composante continue, se conformant aux exigences ci- dessus, en se référant aux figures 7, 8 et 9 A. La figure 7 représente un diagramme I/Q qui montre la position des paires de valeurs de signal I-Q après soustraction de moyenne Ainsi, le cercle que décrivent les points (paires de valeurs de signal) sur la figure 7 correspond au second cercle PL 2 sur la figure 6. Sur la figure 7, le diagramme I-Q est divisé en quatre régions 1 à 4, qui sont des quadrants dans cet exemple Les quadrants sont délimités par des lignes orthogonales, représentées par des lignes en pointillés sur la figure 7, qui se coupent à l'ori- gine Ces lignes sont des bissectrices des quatre quadrants définis par les axes I et Q Ainsi, la région 1 s'étend à l'intérieur de la plage angulaire allant de -45 O à + 45 , la région 2 s'étend de + 45 à + 1350, la région 3 s'étend de + 135 à + 225 , et la région 4 s'étend de + 2250 à + 315 (-45 O) On expli- quera ultérieurement au cours de la description, en se référant à la figure 9 A, la raison pour laquelle on définit les régions de cette manière. Pour estimer les quantités respectives IER et QER' dans les directions de l'axe I et de l'axe Q, desquelles le centre du cercle sur la figure 7 est décalé par rapport à l'origine du diagramme I-Q, le circuit d'annulation de composante continue 45 élabore une mesure approchée de la distance de laquelle chaque "côté" du cercle est éloigné de l'origine, et il utilise ensuite ces mesures pour estimer la position du centre du cercle. On obtient une mesure de la distance de laquelle la partie du cercle se trouvant à l'intérieur de la région 1 est éloignée de l'origine, dans la direction de l'axe I, en faisant la moyenne des valeurs I de tous les points (paires de valeurs de signal) qui se trouvent dans cette région Ceci équi- vaut à faire la moyenne des distances respectives Ii 1 des points se trouvant dans cette région, par rapport à l'axe Q. De façon similaire, on obtient une mesure QAV 2 de la distance de laquelle la partie du cercle se trouvant dans la région 2 est éloignée de l'origine dans la direction de l'axe Q, en faisant la moyenne des valeurs Q de tous les points qui se trouvent à l'intérieur de cette région Ceci équivaut à faire la moyenne des distances Qi 2 respectives des points de la région 2 par rapport à l'axe I. On peut élaborer des mesures similaires pour la région 3, dans laquelle on calcule la moyenne des valeurs I des points se trouvant à l'intérieur de la région, pour obtenir une mesure supplémentaire IAV 3 dans la direction de l'axe I, et pour la région 4 dans laquelle on calcule la moyenne des valeurs Q pour obtenir une mesure supplémentaire QAV 4 dans la direc- tion de l'axe Q On note que dans les régions 3 et 4, on fait la moyenne des valeurs absolues I et Q ce qui fait que les valeurs moyennes résultantes (distances moyennes) sont toujours positives. On utilise ensuite les distances moyennes de la manière suivante pour déterminer les valeurs de décalage I et Q c'est-à-dire ISH et QSH qui, lors- qu'on les soustrait des valeurs I et Q respectivement de chaque paire de valeurs de signal, déplacent le centre du cercle sur la figure 7 pour le rapprocher de l'origine On détermine la valeur de décalage dans la direction I par la relation: ISH = (IAV 1 IAV 3)/2 ( 5) et on détermine la valeur de décalage dans la direc- tion Q par la relation: ( 6) QSH = (QA AV 2 QAV 4)/2 dans lesquelles les distances moyennes IAV 1, QAV 2 ' IAV 3 ' QAV 4 pour les première, seconde, troisième et quatrième régions sont définies de la façon suivante: AV Iil/n 1 ( 7) QAV 2 = Qi 2/n 2 ( 8) IAV 3 = Ii 31/n 3 ( 9) QAV 4 = l Qi 4/n 4 ( 10) n 1, N 2, N 3 et N 4 étant les nombres de points dans chaque région. Enfin, on soustrait la valeur de décalage dans la direction I, ISH, de la valeur I de chaque paire de valeurs de signal, et on soustrait la valeur de décalage dans la direction Q, QSH de la valeur Q de chaque paire de valeurs de signal, de la façon suivante: Ii v I 1 SH ( 11) ( 12) Qi Les calculs ci-dessus sont indiqués dans l'organi- gramme de la figure 8. En se référant maintenant à la figure 9 A, on va expliquer l'avantage qu'il y a à définir les régions sous la forme de quadrants dont les axes I et Q sont des bissectrices. Au cours d'une salve de signal, la modula- tion du signal reçu déplacera ce dernier sur un cercle, dans la représentation sur un diagramme I-Q, ce qui fait que des paires de valeurs de signal I et Q consécutives ne seront pas nécessairement mutuellement adjacentes sur le cercle Ceci signifie qu'avant de pouvoir calculer les distances moyennes mentionnées ci-dessus, les paires de valeurs de signal d'une salve, qui sont enregistrées dans la partie de mémoire précitée du circuit d'annulation de composante continue 45, doivent être triées conformément aux différentes régions du diagramme I-Q dans lesquelles elles se trouvent Il est donc souhaitable que les régions soient définies d'une manière qui permette d'effectuer ce tri sans exiger un volume de traitement considérable. Lorsque les quadrants sont définis de la manière qui est représentée sur la figure 9 A, le tri des paires de valeurs de signal pour les classer dans les différents quadrants exige seulement des comparai- sons et des calculs de valeur absolue simples Par exemple, des paires de valeurs de signal qui se trouvent dans le quadrant 1 satisferont les deux inégalités: I > O O; |II| > 1 QI ( 13) Des paires de valeurs de signal qui se trouvent dans le quadrant 2 satisferont les deux inégalités: Q > O; IQI > III ( 14) Des paires de valeurs de signal qui se trouvent dans le quadrant 3 satisferont les deux inégalités: I Des paires de valeurs de signal qui se trouvent dans le quadrant 4 satisferont les deux inégalités: Q ( 16) Par conséquent, le tri en quadrants sur la figure 9 exige seulement trois opérations fondamen- tales pour chaque paire de valeurs de signal, c'est-à- dire le calcul des valeurs absolues III et IQI pour une paire; la comparaison des valeurs I et Q avec 0; et la comparaison des valeurs |I| et IQI. On notera évidemment que de telles opéra- tions peuvent être effectuées de façon simple et rapide en utilisant des circuits numériques ou un microprocesseur. A titre d'exemple, la figure 10 montre une section de rétablissement de composante continue du circuit d'annulation de composante continue 45 des figures 3 A et 3 B, et cette section utilise des cir- cuits numériques pour accomplir l'opération de réta- blissement de composante continue décrite ci-dessus. La section de restauration de composante continue accomplit le traitement nécessaire pour élaborer les valeurs de décalage en direction I et Q, ISH et QSH' lorsque les régions sont définies sous la forme de quadrants, comme représenté sur la figure 9 A. Comme indiqué précédemment, le circuit d'annulation de composante continue 45 comprend une section de mémoire 101 dans laquelle toutes les paires de valeurs de signal d'une salve de signal reçue sont enregistrées La section de mémoire 101 est connectée à la section de rétablissement de composante continue pour appliquer séquentiellement à cette section les paires de valeurs de signal enregistrées (Ii, Qi) Les valeurs I et Q enregistrées pour chaque paire ont déjà été traitées, conformément aux relations 1 et 4 indi- quées ci-dessus, de façon à en éliminer les niveaux de composante continue IDC et QDC' La section de rétablissement de composante continue de la figure 10 comprend des circuits de détermination de valeur absolue 102 et 103, un circuit de tri de quadrants 104, des circuits de calcul de distance moyenne respectifs 105 à 108 pour les quatre quadrants, des additionneurs 109 et 110 et des cir- cuits diviseurs par deux 111 et 112. Le circuit de détermination de valeur absolue 102 reçoit la valeur I, Ii, d'une paire de valeurs de signal courante qui est fournie par la section de mémoire 101, et il produit à partir de celle-ci une valeur I absolue équivalente Ii| De façon similaire, le circuit de détermination de valeur absolue 103 reçoit simultanément la valeur Q, Qi, de la paire de valeurs de signal courante,et il produit à partir de celle-ci une valeur Q absolue équivalente I Qilt Le circuit de tri de quadrants 104, qui reçoit les valeurs Ii, Qi, Ii|i et I Qi, comprend trois comparateurs: un premier comparateur 121 pour comparer la valeur I reçue, Ii, avec zéro, un second comparateur 122 pour comparer la valeur I absolue reçue |Ii| avec la valeur Q absolue reçue correspon- dante IQI, et un troisième comparateur 123 pour comparer la valeur Q reçue, Qi avec zéro Les sorties respectives des trois comparateurs 121 à 123 sont connectées à un circuit logique de sélection de quadrant 124 qui élabore à partir d'elles quatre signaux de sélection SEL 1, SEL SEL 3 et SEL 4 qui sont respectivement appliqués aux circuits de calcul de distance moyenne 105 à 108 Le premier signal de sélection SEL 1 est activé lorsque les sorties des comparateurs 121 à 123 sont telles que les deux inéga- lités indiquées par la relation 13 ci-dessus soient satisfaites Les second, troisième et quatrième signaux de sélection SEL 2, SEL 3 et SEL 4 sont activés lorsque les inégalités des relations 14 à 16 ci- dessus sont respectivement satisfaites. Chaque circuit de calcul de distance moyenne , 106, 107 ou 108 comprend un accumulateur 131, un compteur 132 et un diviseur 133 L'accumulateur 131 du circuit de calcul de distance moyenne 105 pour le premier quadrant reçoit à titre de signaux d'entrée la valeur I, Il, de la paire de valeurs de signal courante et le premier signal de sélection SEL De façon similaire, le circuit de calcul de distance moyenne 106 pour le quadrant 3 reçoit àtitre de signaux d'entrée la valeur I absolue |Ii| de la paire de valeurs de signal courante et le troisième signal de sélection SEL 3 * Le circuit de calcul de distance moyenne 107 pour le second quadrant reçoit à titre de signaux d'entrée la valeur Q, Qi, de la paire de valeurs de signal courante et le second signal de sélection SEL 2 * Le circuit de calcul de distance moyenne 108 pour le quatrième quadrant reçoit à titre de signaux d'entrée la valeur Q absolue l Qij de la paire de valeurs de signal courante et le quatrième signal de sélection SEL 4. Les signaux de sortie respectifs IAV 1 et IAV 3 des circuits de calcul de distance moyenne 105 et 106 sont appliqués à l'additionneur 109, et les signaux de sortie respectifs QAV 2 et QAV 4 des circuits de calcul de distance moyenne 107 et 108 sont appli- qués à l'additionneur 110 Les signaux de sortie des additionneurs 109 et 110 sont respectivement appliqués aux circuits diviseurs par deux 111 et 112. Au cours de l'utilisation de la section de rétablissement de composante continue qui est repré- sentée sur la figure 10, la section de mémoire 101 émet tour à tour les paires de valeurs de signal pour le traitement par le circuit de rétablissement de composante continue Pour chaque paire, le circuit de sélection de quadrant 104 détermine le quadrant dans lequel se trouve la paire, et il émet de façon corres- pondante l'un des signaux de sélection SEL 1 à SEL 4 de façon à sélectionner l'un des circuits de calcul de distance moyenne 105 à 108 Sous l'effet de ce signal de sélection, le circuit de calcul de distance moyenne sélectionné 105, 106, 107 ou 108 incrémente d'une unité son compteur 132, de façon à entretenir un compte du nombre de paires dans son quadrant, et il ajoute à son accumulateur 131 la valeur I ou Q appro- priée (Ii pour le quadrant 1; Qi pour le quadrant 2; |Ii| pour le quadrant 3; et I Qi| pour le quadrant 4), de façon à faire la somme des distances appropriées pour toutes les paires dans son quadrant. Lorsque toutes les paires de valeurs de signal ont été traitées, le diviseur 133 dans chaque circuit de calcul de distance moyenne divise le contenu de l'accumulateur 131 par le contenu du comp- teur 132, de façon à produire la valeur de distance moyenne pertinente IAV 1 ' QAV 2 ' IAV 3 et QAV 4 pour le quadrant La valeur de distance moyenne pour le quadrant 3 est ensuite soustraite de celle relative au quadrant 1 dans l'additionneur 109, et la différence résultante est divisée par 2 par le circuit diviseur par deux, 111, pour produire la valeur de décalage dans la direction I, ISH De façon similaire, la valeur de distance moyenne QAV 4 pour le quadrant 4 est soustraite de la valeur de distance moyenne QAV 2 pour le quadrant 2 dans l'additionneur 110, et la diffé- rence résultante est divisée par deux dans le circuit diviseur par deux 112, pour produire la valeur de décalage dans la direction Q, QSH' Selon une variante, les quatre régions dans lesquelles les distances moyennes sont calculées, peuvent être définies différemment, par exemple de la manière qui est représentée sur les figures 9 B et 9 C. Sur la figure 9 B, chacun des secteurs a une plus petite étendue angulaire, mais, comme sur la figure 9 A, les axes I et Q sont les bissectrices des sec- teurs Par exemple, l'étendue angulaire du premier secteur peut aller de -30 à + 30 , celle du second secteur peut aller de + 60 à + 120 , celle du troisième secteur peut aller de + 150 à + 2100, et celle du quatrième secteur peut aller de + 2400 à + 3000 Les secteurs qui sont représentés sur la figure 9 B sont cependant moins avantageux que les quadrants qui sont représentés sur la figure 9 A, premièrement du fait que le tri fait intervenir des opérations de comparaison plus complexes, et secondement du fait qu'il y a des discontinuités entre les secteurs, ce qui réduit le nombre de paires de valeurs de signal que l'on peut utiliser pour former les distances moyennes Ce second inconvénient est atténué dans une certaine mesure par l'utilisation de secteurs ayant de plus grandes éten- dues angulaires (> 900), de façon que les secteurs se chevauchent Cependant, dans un tel cas, certains points dans les parties des secteurs qui sont en chevauchement seront utilisés dans deux calculs de moyenne, ce qui risque de compromettre la vitesse de traitement. Sur la figure 9 C, les régions sont simple- ment définies respectivement par les relations I> 0, Q> 0, I mettent d'effectuer des opérations de comparaison simples dans un but de tri, mais ici encore le chevau- chement des régions signifie que chaque paire de valeurs de signal sera utilisée dans deux calculs de distance moyenne, ce qui compromettra la vitesse de traitement. On a déjà noté ci-dessus que les opérations de traitement qui sont nécessaires pour réaliser le tri doivent être aussi simples que possible Il est également important que le calcul de distance moyenne soit aussi simple que possible, tout en procurant des résultats ayant la précision souhaitable. Dans les calculs de distance moyenne qui sont décrits ci-dessus, pour simplifier, on ne fait la moyenne que de valeurs I ou Q dans chaque région (quadrant) Ceci signifie que le calcul peut être relativement rapide et que l'on peut utiliser des circuits numériques simples dans les circuits de calcul de distance moyenne. Pour améliorer la précision des valeurs de décalage I et Q que l'on obtient avec de tels calculs simples, il peut être approprié d'appliquer un facteur de correction aux valeurs I ou Q moyennes résultantes pour les régions, comme on va maintenant l'expliquer. Si l'on considère un cercle parfait, centré sur l'origine, pour un point (paire de valeurs de signal) sur le cercle qui est proche du bord d'un quadrant, la distance du point par rapport à l'axe I ou Q pertinent est inférieure à la distance du point par rapport à l'origine (c'est-à- dire au rayon du cercle), dans un rapport qui tend vers l/ Agi Au contraire, pour une paire de valeurs de signal se trouvant sur un axe (c'est-à-dire au centre d'un quadrant), il n'y a pas de différence entre le rayon et la distance du point à l'axe pertient En accom- plissant une intégration sur un quadrant, on trouve que la moyenne des distances aux axes est approxima- tivement égale à 90 % du rayon du cercle Par consé- quent, la valeur moyenne que l'on obtient en effec- tuant un calcul de moyenne seulement sur des valeurs I ou Q pour un quadrant, est approximativement égale à 0,9 fois la valeur vraie, ce qui fait qu'il est souhaitable d'introduire une correction des valeurs moyennes obtenues par les relations 7 à 10 ci-dessus. On pourrait appliquer une telle correction en multi- pliant simplement les valeurs de décalage I et Q finales, ISH et QSH par le facteur approprié ( 1/0,9 pour des quadrants), ce qui équivaut à diviser les signaux de sortie de l'additionneur par 1,8 au lieu de 2, mais dans une forme modifiée de la section de réta- blissement de composante continue de la figure 10, la correction est appliquée pendant le calcul des distan- ces moyennes individuelles IAVI QAV 2 '1 AV 3 et Q Av 4 ' comme on va maintenant l'expliquer en se référant aux figures Il et 12. En se référant aux relations 7, 8, 9 et 10 ci-dessus, on note que l'on détermine les distances moyennes pour les quatre régions en faisant la somme des valeurs I ou Q dans la région, et en divisant le résultat par le nombre de paires de valeurs de signal qui se trouvent à l'intérieur de la région considérée. Pour éviter l'utilisation d'un diviseur (dont la réalisation en circuits numériques est complexe), dans la forme modifiée préférée, l'opération de division exigée pour chaque région sera accomplie par un petit nombre d'opérations de sommation et/ou de décalage accomplies sur la somme des valeurs I ou Q pour la région On va maintenant expliquer ceci en se référant au Tableau en annexe. Dans le Tableau, SOMME représente la somme des valeurs I ou Q (valeurs I ou Q absolues dans le cas des régions 3 et 4) pour un quadrant Lorsqu'il y a une seule paire de valeurs de signal dans le quadrant, la valeur I ou Q moyenne est simplement égale à SOMME, comme il est indiqué dans la ligne 1 du Tableau Lorsqu'il y a deux paires de valeurs de signal dans le quadrant, la moyenne exigée est simplement la moitié de la somme (SOMME/2), ce que l'on peut obtenir en décalant simplement SOMME d'une position vers la droite. Lorsqu'il y a trois paires de valeurs de signal dans le quadrant, on effectue une opération combinée de sommation et décalage SOMME/4 + SOMME/8 qui équivaut à diviser par un facteur de 8/3 Ceci s'écarte du facteur de division exact, c'est-à-dire 3, d'un facteur de 1,125, ce qui fait que la valeur moyenne qui est obtenue par l'opération de sommation et décalage considérée est trop élevée, du facteur 1,125 Cependant, ce facteur est proche du facteur de correction (_ 1/0,9) qui est nécessaire pour compenser le fait, mentionné ci-dessus, que le calcul de la distance moyenne des paires de valeurs de signal par rapport à l'axe I ou Q donne un résultat qui est seulement approximativement égal à 90 % du rayon Par conséquent, outre le fait qu'elle détermine la distance moyenne, l'opération de sommation et décalage considérée corrige également la distance moyenne par le facteur de correction de 1,125. On notera que dans les cas mentionnés ci- dessus, dans lesquels il y avait 1 ou 2 paires de valeurs de signal dans le quadrant, il n'était pas possible d'appliquer le facteur de correction dans le cadre d'une opération quelconque de sommation et décalage Par conséquent, dans ces cas, qui heureuse- ment arrivent assez rarement en pratique (tout au moins pour des salves ayant des longueurs, ou nombres de bits, raisonnables), on ne peut pas appliquer la correction désirée de la moyenne. De façon similaire, lorsqu'il y a quatre paires de valeurs de signal dans un quadrant, la meilleure opération de sommation et décalage est l'opération de décalage SOMME/4, que l'on peut réali- ser par un décalage de deux positions vers la droite. Dans ce cas également, le facteur de correction de 1,125 ne peut pas être appliqué. Lorsqu'il y a cinq paires de valeurs de signal, la meilleure opération est toujours l'opéra- tion de décalage SOMME/4, mais dans ce cas il y a un choix Soit il n'est nécessaire de sommer que quatre des paires pour produire la valeur SOMME, auquel cas il n'est pas possible d'appliquer un facteur de cor- rection quelconque, soit on peut utiliser la totalité des cinq paires, auquel cas lorsque l'opération de décalage SOMME/4 est effectuée, le facteur de correc- tion résultant sera 1,25 Ce facteur de correction est assez supérieur à ce qui est exigé. Lorsqu'il y a entre six et huit paires de valeurs de signal dans un quadrant, la meilleure tech- nique consiste à prendre seulement six des paires (en perdant jusqu'à deux paires ou 25 % des paires qui interviennent), et à effectuer l'opération combinée de sommation et décalage: SOMME/8 + SOMME/16 qui équivaut à diviser par 16/3 Du fait que le rapport entre ce facteur de division de 16/3 et le vrai facteur de division, 6, est égal à 1, 125, cette opération conduit à l'application du facteur de cor- rection désiré de 1,125 Comme le montre le Tableau, des opérations de décalage ou des opérations combinées de sommation et décalage similaires sont possibles pour des nombres plus élevés de paires de valeurs de signal dans le quadrant, le fonctionnement dans chaque cas étant tel que le facteur de correction désiré de 1,125 est appliqué à la moyenne résultante. Comme indiqué ci-dessus, on doit utiliser différentes opérations de décalage ou de sommation et décalage, conformément au nombre de paires de valeurs de signal dans un quadrant donné Il n'est cependant pas possible de connaître à l'avance le nombre de paires de valeurs de signal qui tomberont dans chaque quadrant Ceci présente un problème dans le calcul de la valeur SOMME mentionnée ci-dessus Par exemple, s'il y a quinze paires de valeurs de signal dans un quadrant, on souhaiterait seulement tenir compte de douze d'entre elles, dans le but de calculer la valeur SOMME, du fait que douze paires sont nécessaires pour obtenir le facteur de correction de 1,125 lorsque l'opération de sommation et décalage est SOMME/16 + SOMME/32, comme indiqué à la ligne 7 du Tableau. Pour résoudre ce problème, on peut utiliser un circuit de calcul de distance moyenne 150 modifié, à la place de chacun des circuits de calcul de dis- tance moyenne 105 à 108 qui sont représentés sur la figure l OB Comme précédemment, le circuit 150 reçoit à titre de signaux d'entrée la valeur I, Ii, ou la valeur Q, Qi (ou |Iil ou 1 Q 11) de la paire de valeurs de signal courante, provenant de la section de mémoire 101, en compagnie d'un signal de sélection SEL qui provient du circuit de comparaison 104 De plus, le circuit 150 fournit à titre de signal de sortie une valeur de distance moyenne IAV ou QAV* Cependant, la structure interne du circuit 150 diffère de celle des circuits 105 à 108 de la figure l OB. Le circuit 150 comprend un premier accumu- lateur (A 1) 151, un second accumulateur (A 2) 152, un premier compteur (Ci) 153, un second compteur (C 2) 154, un circuit de sommation et décalage 155, un cir- cuit de commande de calcul de moyenne 156 et une table 157. Le premier accumulateur A 1 a une sortie qui est connectée à une entrée du second accumulateur A 2, et le premier compteur C 1 a une sortie qui est connec- tée à une entrée du second compteur C 2. On va maintenant se référer à la figure 12 pour expliquer le fonctionnement du circuit de calcul de distance moyenne modifié 150 de la figure 11 Ce fonctionnement est commandé par le circuit de commande de calcul de moyenne 156. A titre d'exemple, on supposera que le cir- cuit 150 de la figure 11 est utilisé pour le premier quadrant (et doit donc accumuler des valeurs I, I i, pour le premier quadrant), et que dans la salve qui est en cours de traitement, il y a quinze paires de valeurs de signal dans le premier quadrant Initiale- ment, les compteurs C 1 et C 2 et les accumulateurs A 1 et A 2 sont restaurés à zéro, et une première valeur de seuil NTH (voir la figure 12) est prélevée dans la table 157, c'est-à-dire que NTH est fixée à 1. Lorsque la première paire de valeurs de signal dans le quadrant 1 est reçue (le signal de sélection SEL 1 pour le quadrant 1 étant actif), le premier compteur C 1 est incrémenté de 1 et la valeur I reçue Ii est ajoutée au premier accumulateur A Du fait que la valeur de comptage dans le premier comp- teur C est alors égale à la première valeur de seuil NTH' le contenu du premier compteur C 1 est chargé dans le second compteur C 2, et le contenu du premier accumulateur A 1 est chargé dans le second accumulateur A 2 * La valeur de seuil NTH suivante, c'est-à-dire 2, est ensuite prélevée dans la table 157. De cette manière, on peut voir qu'alors que le premier accumulateur A 1 et le premier compteur C 1 sont actualisés (exactement de la même manière que le compteur 132 et l'accumulateur 131 dans les circuits 105 à 108 de la figure l OB), chaque fois qu'une paire de valeurs de signal pour le quadrant est reçue, ce qui fait qu'ils entretiennent respectivement un total continu et des valeurs de comptage, le second compteur C 2 et le second accumulateur A 2 sont actualisés seule- ment lorsque la valeur de comptage dans le premier compteur C 1 atteint l'une des valeurs de seuil prédé- terminées NTH Comme le montre la figure 12, ces valeurs de seuil concordent avec les valeurs qui sont indiquées dans la colonne "prendre" dans le Tableau. Ainsi, dans l'exemple présent, lorsque la quinzième paire de valeurs de signal dans le quadrant 1 est traitée, alors que le premier accumulateur A 1 contient le total des valeurs I pour la totalité des 15 paires de valeurs de signal, le second accumulateur A 2 contient seulement le total des valeurs I des douze premières paires dans le quadrant Ceci signifie que le contenu du second accumulateur A 2 peut être utilisé pour fournir la valeur totale exigée SOMME, pour l'utilisation par le circuit de sommation et décalage 155, le contenu du premier accumulateur A étant simplement rejeté. Le circuit de sommation et décalage 155 effectue simplement l'opération de décalage ou l'opé- ration combinée de sommation et décalage appropriée, conformément au nombre de paires qui sont utilisées dans le quadrant, sur la base de la valeur de comptage n qui est conservée dans le second compteur C 2, lors- que le traitement de toutes les paires de valeurs de signal a été achevé. Les figures 13 A-13 C, 14 A-14 C et 15 A-15 C présentent des simulations, dans différentes condi- tions de qualité de signal, du fonctionnement de la section de rétablissement de composante continue des figures 10 A, l OB, utilisant les circuits de calcul de distance moyenne modifiés (sans diviseur) fonctionnant conformément au Tableau. Sur les figures 13 A-13 c, le rapport signal à bruit est de 40 d B (ce qui est excellent), ce qui fait que, comme le montre la figure 13 A, les paires de valeurs de signal d'une salve se trouvent exactement sur un cercle commun Ce cercle commun est centré de façon précise sur l'origine, et il représente donc un signal original qui est exempt de décalages de compo- * sante continue Le signal original est représenté de cette manière seulement dans un but de clarté; norma- lement, comme on l'a envisagé ci-dessus, le signal original aurait un décalage de composante continue notable, ce qui fait que le centre du cercle commun pour le signal original serait notablement décalé par rapport à l'origine (comme représenté par le premier cercle PL 1 sur la figure 6). La figure 13 B montre la position des paires de valeurs de signal du diagramme I-Q après la sous- traction des valeurs I et Q moyennes, IDC et QDC' c'est-à-dire après l'application des relations 1 et 2 ci-dessus à toutes les paires de valeurs de signal Du fait qu'il y avait notablement plus de paires de valeurs de signal dans la moitié inférieure du cercle commun sur la figure 13 A, que dans la moitié supé- rieure, et marginalement plus de paires dans la moitié gauche que dans la moitié droite du cercle, le centre du cercle commun décalé sur la figure 13 B est nota- blement au-dessus et marginalement à gauche de l'ori- gine. On notera incidemment que le cercle aurait finalement été décalé par rapport à l'origine, comme représenté sur la figure 13 B, même si le signal original avait contenu des décalages de composante continue, comme ce serait normalement le cas. Comme le montre la figure 13 C, conformément à l'opération de rétablissement de composante continue décrite ci-dessus, après le rétablissement de la composante continue, le cercle commun aboutit à une position dans laquelle son centre est à nouveau très proche de l'origine, ce qui est le résultat exigé. Comme on peut le voir sur les figures 14 A-14 C et 15 A- C, dans lesquelles le rapport signal à bruit du signal original est respectivement de 20 d B et 10 d B, l'opération de rétablissement de composante continue qui est accomplie par la section de rétablissement de composante continue des figures 10 A, l OB reste très précise, même lorsque le rapport signal à bruit se dégrade. Enfin, la figure 16 montre un diagramme d'erreur de composante continue, illustrant le fonc- tionnement de la section de rétablissement de compo- sante continue des figures 10 A, l OB pour 100 salves différentes, chaque salve comprenant 128 bits en modulation à déplacement minimal de type gaussien (ou GSMK) Sur la figure 16, la valeur du décalage du centre du cercle tracé avant le rétablissement (c'est- à-dire après la soustraction de moyenne, comme sur la figure 13 B), est portée sur l'axe horizontal, tandis que la valeur du décalage du centre du cercle après rétablissement de la composante continue (comme sur la figure 13 C) est portée sur l'axe vertical. Les points sur la figure 16, représentant chacun une salve, suggèrent que l'erreur de composante continue est réduite, en moyenne, d'un facteur de l'ordre de 4, sous l'effet de l'opération de rétablis- sement de composante continue. Ainsi, des modes de réalisation de la présente invention peuvent effectuer avantageusement un rétablissement de composante continue exact sur des valeurs I et Q numériques en bande de base, à la suite de l'annulation de composante continue, de façon à permettre un fonctionnement satisfaisant d'un égali- seur ou autre qui est utilisé pour obtenir à partir de ces valeurs les données contenues dans les signaux. Du fait que les opérations d'annulation et de rétablissement de composante continue sont relati- vement simples, elles peuvent être effectuées, sans multiplieurs ou diviseurs, avec un temps de réponse avantageusement faible respectant les contraintes temporelles qui sont imposées par des systèmes de communication présents, tels que le système GSM. On notera que, dans différents modes de réalisation, il est possible d'appliquer la présente invention à d'autres systèmes de communication basés sur des salves, modulés en phase ou en fréquence, ayant une amplitude d'échantillons constante, dans lesquels le signal reçu est traité de façon à produire des signaux en bande de base en phase et en quadra- ture, indépendamment de la manière selon laquelle ces signaux sont produits dans l'appareil de réception. Il va de soi que de nombreuses modifications peuvent être apportées au dispositif et au procédé décrits et représentés, sans sortir du cadre de l'invention. A N N E X E Tableau Nombre dans Prendre Laisser % max Action Correction le quadrant laissées 1 toutes O O SOMME 1 2 2 O O SOMME/2 1 3 3 O O SOMME/4 + SOMME/8 1, 125 4,5 4 0,1 20 SOMME/4 1 ou 1,25 6-8 6 0-2 25 SOMME/8 + SOMME/16 1, 125 9-11 9 0-2 18 SOMME/8 1, 125 12-17 12 0-5 29 SOMME/16 + SOMME/32 1, 125 18-23 18 0-5 22 SOMME/16 1, 125 24-35 24 0-11 31 SOMME/32 + SOMME/64 1, 125 36-47 36 0-11 23 SOMME/32 1, 125 48-71 48 0-23 32 SOMME/64 + SOMME/128 1, 125 72 + 72 0 + SOMME/64 1, 125 K) 0) CD K) "Il jj I K) REVENDICATIONS 1 Procédé de traitement d'un signal reçu comprenant une onde porteuse modulée par des signaux de données numériques, caractérisé en ce qu'il com- prend les étapes suivantes: on démodule le signal reçu pour produire un ensemble de paires de valeurs de signal en bande de base numérique, chaque paire étant constituée par une valeur de signal en phase et par une valeur de signal en quadrature correspondante ayant la propriété suivante: lorsqu'on les représente sur un diagramme I-Q avec la valeur de signal en phase de chaque paire représentée par la distance d'un point tracé par rapport à un axe Q et la valeur de signal en quadra- ture de cette paire représentée par la distance de ce point tracé par rapport à un axe I qui est orthogonal à l'axe Q les points tracés se trouvent pratiquement sur un premier cercle dont le centre est décalé par rapport à l'origine du diagramme, cette origine se trouvant à l'intersection des axes I et Q; on fait la moyenne de ces valeurs de signal en phase pour produi- re une valeur moyenne dans la direction I, et on fait la moyenne de ces valeurs de signal en quadrature pour produire une valeur moyenne dans la direction Q; on soustrait la valeur moyenne dans la direction I et la valeur moyenne dans la direction Q respectivement de la valeur de signal en phase et de la valeur de signal en quadrature de chacune des paires de valeurs de signal, de façon à produire un ensemble de paires de valeurs de signal ajustées qui, si on les représente sur le diagramme I-Q précité, produisent un nouvel ensemble de points tracés se trouvant pratiquement sur un second cercle qui est tel que l'origine se trouve à l'intérieur de ce cercle; on définit des première, seconde, troisième et quatrième régions du diagramme I-Q, les première et troisième régions étant mutuelle- ment symétriques par rapport à l'axe Q, et les seconde et quatrième régions étant mutuellement symétriques par rapport à l'axe I; pour chacune des première et troisième régions, on détermine la distance moyenne entre l'axe Q et des points du nouvel ensemble qui se trouvent à l'intérieur de la région concernée, et on utilise la différence entre ces distances moyennes déterminées pour produire une valeur de décalage dans la direction I qui, si on la soustrait des valeurs de signal en phase des points du nouvel ensemble, produit un déplacement du centre du second cercle de façon à le rapprocher de l'axe Q; pour chacune des seconde et quatrième régions, on détermine la distance moyenne entre l'axe I et des points du nouvel ensemble qui se trouvent à l'intérieur de la région concernée, et on utilise la différence entre ces distances moyennes déterminées pour produire une valeur de décalage dans la direction Q qui, si on la soustrait des valeurs de signal en quadrature des points du nouvel ensemble, produit un déplacement du centre du second cercle de façon à le rapprocher de l'axe I; et on soustrait la valeur de décalage dans la direction I de chacune des valeurs de signal en phase des points du nouvel ensem- ble, et on soustrait la valeur de décalage dans la direction Q de chacune des valeurs de signal en quadrature de ces points, et on fournit les valeurs en phase et en quadrature résultantes à titre de signaux de sortie. 2 Procédé selon la revendication 1, carac- térisé en ce que les régions précitées sont des quadrants qui sont délimités par des première et seconde lignes orthogonales qui se coupent à l'ori- gine, l'angle entre la première ligne et l'axe I étant de 45 . 3 Procédé selon la revendication 2, carac- térisé en ce que la valeur de décalage dans la direc- tion I est pratiquement égale à la différence précitée entre les distances moyennes respectives pour les première et troisième régions, divisée par 1,8, et la valeur de décalage dans la direction Q est pratique- ment égale à la différence précitée entre les dis- tances moyennes respectives pour les seconde et quatrième régions, divisée par 1,8. 4 Procédé selon l'une quelconque des reven- dications 1 à 3, caractérisé en ce que tous les points du nouvel ensemble qui se trouvent dans chaque région sont utilisés pour déterminer la distance moyenne pour la région. 5 Appareil de traitement d'un signal reçu comprenant une onde porteuse modulée par des signaux de données numériques, caractérisé en ce qu'il comprend: des moyens de démodulation ( 2, 3, 41, 42, 43, 44) pour démoduler le signal reçu, afin de produire un ensemble de paires de valeurs de signal en bande de base numérique, chaque paire étant formée par une valeur de signal en phase et une valeur de signal en quadrature correspondante ayant la propriété suivante: lorsqu'on les représente sur un diagramme I-Q avec la valeur de signal en phase de chaque paire représentée par la distance d'un point tracé par rapport à un axe Q, et la valeur de signal en quadra- ture de cette paire représentée par la distance de ce point tracé par rapport à un axe I qui est orthogonal à l'axe Q, les points tracés se trouvent pratiquement sur un premier cercle dont le centre est décalé par rapport à l'origine du diagramme, cette origine se trouvant à l'intersection des axes I et Q; des moyens de calcul de moyenne ( 45) pour calculer la moyenne de ces valeurs de signal en phase afin de produire une valeur moyenne dans la direction I, et pour calculer la moyenne de ces valeurs de signal en quadrature pour produire une valeur moyenne dans la direction Q; des premiers moyens d'ajustement ( 45) pour soustraire la valeur moyenne dans la direction I et la valeur moyenne dans la direction Q respectivement de la valeur de signal en phase et de la valeur de signal en quadrature de chacune des paires de valeurs de signal, afin de produire un ensemble de paires de valeurs de signal ajustées qui, si on les représente sur le diagramme I-Q précité, produisent un nouvel ensemble de points tracés se trouvant pratiquement sur un second cercle qui est tel que l'origine se trouve à l'intérieur de ce cercle; des moyens de définition de régions ( 45) pour définir des première, seconde, troisième et quatrième régions du diagramme I-Q, les première et troisième régions étant mutuellement symétriques par rapport à l'axe Q, et les seconde et quatrième régions étant mutuellement symétriques par rapport à l'axe I; des moyens de calcul de décalage I ( 45) qui, pour chacune des première et troisième régions, sont capables de déterminer la distance moyenne entre l'axe Q et des points du nouvel ensemble qui se trouvent à l'intérieur de la région concernée, et d'utiliser la différence entre ces distances moyennes déterminées pour produire une valeur de décalage dans la direction I qui, si on la soustrait des valeurs de signal en phase des points du nouvel ensemble, produit un dépla- cement du centre du second cercle de façon à le rapprocher de l'axe Q; des moyens de calcul de décalage Q ( 45) qui, pour chacune des seconde et quatrième régions, sont capables de déterminer la distance moyenne entre l'axe I et des points du nouvel ensemble qui se trouvent à l'intérieur de la région concernée, et d'utiliser la différence entre ces distances moyennes déterminées de façon à produire une valeur de décalage dans la direction Q qui, si on la soustrait des valeurs de signal en quadrature des points du nouvel ensemble, produit un déplacement du centre du second cercle de façon à le rapprocher de l'axe I; et des seconds moyens d'ajustement ( 45) pour soustraire la valeur de décalage dans la direction I de chacune des valeurs de signal en phase des points du nouvel ensemble, et pour soustraire la valeur de décalage dans la direction Q de chacune des valeurs de signal en quadrature de ces points, et pour fournir les valeurs en phase et en quadrature résultantes, à titre de signaux de sortie. 6 Appareil selon la revendication 5, carac- térisé en ce qu'il comprend en outre: une mémoire ( 101) pour enregistrer les valeurs de signal en phase et en quadrature de toutes les paires de valeurs de signal ajustées; et des moyens de tri ( 121, 122, 123, 124), connectés à la mémoire pour recevoir tour à tour à partir d'elle les valeurs en phase et en quadrature enregistrées das paires de valeurs de signal ajus- tées, ces moyens de tri comprenant des moyens compa- rateurs ( 121, 122, 123) qui, pour chaque paire de valeurs de signal ajustées qui est reçue à partir de la mémoire, comparent la valeur de signal en phase de la paire avec zéro et comparent la valeur de signal en quadrature de la paire avec zéro, et comparent les valeurs de signal absolues en phase et en quadrature respectives pour la paire, et comprenant également des moyens de sélection ( 124) qui sont connectés aux moyens comparateurs ( 121, 122, 123) et qui fonctionnent sous la dépendance des résultats des trois comparai- sons effectuées par les moyens comparateurs, de façon à produire des signaux de sélection qui indiquent la région dans laquelle se trouve la paire de valeurs de signal ajustée. 7 Appareil selon l'une quelconque des revendications 5 ou 6, caractérisé en ce que: les moyens de calcul de décalage dans la direction I comprennent deux circuits de calcul de distance moyen- ne ( 105, 106), respectivement pour les première et troisième régions; et les moyens de calcul de décalage dans la direction Q comprennent deux circuits de calcul de distance moyenne supplémentaires ( 107, 108), respectivement pour les seconde et quatrième régions; chacun de ces circuits de calcul de distance moyenne ( 105-108) comprenant des moyens accumulateurs ( 131) qui sont connectés de façon à calculer une somme des distances respectives de points du nouvel ensemble qui se trouvent à l'intérieur de la région concernée, et comprenant également des moyens compteurs ( 132) qui sont connectés de façon à compter le nombre de ces points qui sont utilisés pour calculer la somme précitée; et des moyens diviseurs ( 133) sont connectés aux moyens accumulateurs ( 131) et aux moyens compteurs ( 132), et ils divisent la somme précitée par le nombre précité, pour produire la distance moyenne pour la région concernée. 8 Appareil selon la revendication 7, carac- térisé en ce que les moyens diviseurs ( 133) produisent la distance moyenne par une opération de décalage ou une opération de décalage et addition qui est effec- tuée sur la somme précitée, cette opération étant sélectionnée sous la dépendance du nombre précité. 9 Appareil selon la revendication 8, carac- térisé en ce que l'opération de décalage ou l'opération de décalage et addition est telle que la somme soit divisée par un facteur égal au nombre précité divisé par 1,125. Appareil selon l'une quelconque des revendications 8 ou 9, caractérisé en ce que l'opéra- tion de décalage et addition comprend des première et seconde opérations de décalage, effectuées sur la somme précitée pour produire des première et seconde valeurs de somme décalées respectives, suivies par une opération d'addition dans laquelle les première et seconde valeurs de somme décalées sont additionnées ensemble pour produire la distance moyenne. 11 Appareil selon l'une quelconque des revendication 7 à 10, caractérisé en ce que les moyens compteurs de chaque circuit de calcul de distance moyenne ( 150) comprennent un premier compteur ( 153) qui est destiné à compter des points du nouvel ensem- ble qui se trouvent à l'intérieur de la région concer- née, un second compteur ( 154) ayant une entrée connec- tée à la sortie du premier compteur ( 153), un premier accumulateur ( 151) pour faire la somme des distances respectives de tous les points dans la région, et un second accumulateur ( 152) ayant une entrée connectée à une sortie du premier accumulateur ( 151), le premier compteur ( 153) et le premier accumulateur ( 151) étant actualisés chaque fois qu'un point du nouvel ensemble dans la région concernée est reçu, et chaque circuit de calcul de distance moyenne ( 150) comprend en outre des moyens de commande de calcul de moyenne ( 156) qui comparent le contenu du premier compteur ( 153) avec une valeur de seuil prédéterminée et qui, si le contenu a atteint cette valeur de seuil, transfèrent le contenu du premier compteur ( 153) vers le second compteur ( 154) et transfèrent le contenu du premier accumulateur ( 151) vers le second accumulateur ( 152), le contenu du second compteur ( 154) et celui de l'accumulateur ( 152) fournissant respectivement le nombre précité et la somme précitée, pour l'utilisa- tion par les moyens diviseurs ( 155). 12 Radiorécepteur, prévu pour l'utilisa- tion dans un système de radiocommunication numé- rique, caractérisé en ce qu'il comprend une section de réception radiofréquence ( 2) qui est destinée à rece- voir un signal radioélectrique à démoduler, et un appareil selon l'une quelconque des revendications 5 à 11, connecté à la section de réception radiofréquence ( 2) pour traiter le signal radioélectrique reçu, et également connecté pour fournir les signaux de sortie à des circuits supplémentaires dans le radiorécepteur qui sont utilisés pour élaborer des données à partir de ces signaux de sortie. 13 Radiorécepteur selon la revendication 12, caractérisé en ce que le système de radiocommuni- cation numérique est un système GSM ou un système utilisant une modulation radiofréquence similaire.