Brevet FR2693327A1 — publié le 19940107

-5 j CIRCUIT DE COMMUTATION DE HAUTE TENSION L'invention concerne un circuit de commutation d'une haute tension applicable notamment dans les circuits intégrés programmables. Dans un circuit intégré, il est souvent nécessaire de disposer de niveaux de tension plus élevés que les niveaux logiques nominaux du circuit Par exemple, dans un circuit mémoire, les signaux sont en logique 5 volts mais pour la programmation, il est nécessaire de dispo- ser d'un niveau de haute tension VPP de l'ordre de 12 volts Il faut donc une circuiterie qui, sur un signal de commande en logique 5 volts, va translater ce signal de commande en logique 12 volts, et le commuter en sortie sur un circuit de charge. Une telle circuiterie est représentée sur la figure 1 Elle comporte classiquement deux branches. Chaque branche comprend un transistor de type N de commutation, Mo, respectivement Mi et un transistor de type P de charge commandée, M 2, respectivement M 3 montés en série entre la masse et la haute tension VPP Le transistor N d'une branche est commandé sur sa grille par un signal de commutation C, le transistor N de l'autre branche est commandé sur sa grille par le signal de commutation inversé /C Le transistor P de chaque branche a sa grille commandée par le point de connexion entre le transistor P et le transistor N de l'autre branche. De cette manière, en prenant comme sortie l'un des points de connexion entre le transistor P et le transis- tor N de l'une des branches, on obtient en sortie un niveau zéro volt ou le niveau VPP, par exemple 12 volts. Le fonctionnement d'un tel circuit est en effet le suivant: lorsque le signal de commutation C est à 5 volts, le transistor MO de type N, dont le potentiel de grille est alors égal à 5 volts et qui a sa source reliée à la masse, est passant Le transistor Mi de type N, dont le potentiel de grille, fixé par le signal de commutation inversé /C, est alors égal à O volt, est bloqué Le transistor MO amène donc le potentiel de son drain vers O volt Le transistor de type P M 3 qui est commandé sur sa grille par le drain du transistor MO et qui a sa source reliée à la haute tension VPP est passant Le transistor Mi étant bloqué, le point de connexion B entre les transistors M 3 et Ml tend vers 12 volts Le transistor de type P M 2 qui reçoit donc sur sa grille une tension proche de 12 volts, est bloqué Un équilibre s'établit alors Les transistors Ml et M 2 étant bloqués, le potentiel du drain du transistor MO se stabilise à O volt et le potentiel du drain du transis- tor M 3 se stabilise à VPP. Lorsque le signal de commutation C passe à O volt, les rôles sont inversés A l'équilibre, le point de connexion A entre les transistors MO et M 2 sera à 12 volts et le point de connexion B entre les transistors Ml et M 3 sera à O volt. Avec un tel circuit, les chutes de tension grille- drain, grille-source ou drain-source sont trop impor- tantes Elles sont égales à la haute tension VPP Les transistors subissent un stress qui peut provoquer la dégradation de leur oxyde de grille par un phénomène de vieillissement, le perçage du canal entre drain et source ou le claquage des jonctions drain-substrat ou caisson, source-substrat ou caisson Ces phénomènes sont bien connus. Le stress des transistors étant un inconvénient majeur, une protection classique utilisée est un montage cascode de protection des transistors P de charge et un autre montage cascode de protection des transistors N de commutation, comme représenté sur la figure 2 Dans chaque branche un transistor P de protection M 6, M 7 et un transistor N de protection M 4, M 5, sont montés en série, entre le transistor P M 2, M 3 et le transistor N MO, Ml du circuit de commutation Leurs grilles sont reliées à la tension d'alimentation nominale VCC du circuit: les transistors N de protection M 4, M 5 sont ainsi montés en cascode pour protéger les transistors N de commutation MO, Mi et les transistors P de protection sont montés en cascode pour protéger les transistors P de charge M 2, M 3 Ces derniers sont chacun commandés sur leur grille par le point de connexion entre le transis- tor P de commutation et le transistor P de protection de l'autre branche Le niveau de sortie OUT est pris entre le transistor P et le transistor N de protection de l'une des branches, dans l'exemple de la figure 2, entre les transistors M 5 et M 7. Les transistors N de protection M 4, M 5 qui ont leurs grilles à VCC et une tension de seuil Vtn typi- quement 1 volt empêchent leurs sources de monter au-dessus du niveau VCC-Vtn, sinon ils ne seraient plus passants. Le potentiel du drain des transistors N de commu- tation MO, Ml ne peut donc pas monter plus haut que VCC-Vtn soit typiquement 4 volts. Les transistors P de protection M 6, M 7 qui ont leurs grilles à VCC et une tension de seuil en valeur absolue Vtp typiquement 1 volt empêchent leurs sources de descendre en-dessous de VCC-Vtp, sinon ils ne seraient plus passants. Le potentiel du drain des transistors P de charge M 2, M 3 ne peut donc pas descendre plus bas que VCC+Vtp, soit typiquement 6 volts Comme le potentiel de drain d'une branche est appliqué sur la grille du transistor P de charge de l'autre branche, il en est de même pour ces grilles. Ainsi, on commute sur la sortie OUT soit O volt, soit VPP, selon le niveau du signal de commutation C, mais la chute de tension grille-drain, grille-source ou source-drain, des différents transistors de protection de charge et de commutation est bien inférieure à celle du montage précédent (figure 1), puisque les chutes de tension sont réparties entre quatre transistors alors qu'elles ne l'étaient que sur deux au départ Dans un tel montage, les 2 transistors P d'une branche servent à commuter le VPP tandis que les 7-2 transistors N d'une branche servent à commuter le O volt. Or il est possible que la tension d'alimentation VCC ne soit pas appliquée pendant un certain laps de temps Dans ces conditions, si la haute tension VPP est présente, on retrouve des chutes de tension importantes aux bornes des transistors de protection des montages cascode. En effet, si VCC=O, les transistors de protection de type P ont O volt sur leurs grilles et peuvent avoir VPP sur leurs sources Ils sont alors conducteurs et transmettent VPP sur leurs drains: les transistors de protection de type N ont alors VPP sur leurs drains alors que leurs grilles sont à O volt. Les transistors de protection de type P et N peuvent donc être soumis à un stress important. Dans l'invention, on propose de résoudre ce pro- blème en proposant un autre type de montage Dans le montage précédent de la figure 2, la distribution des chutes de tension permettait à l'équilibre de ramener à 6 volts ou moins les chutes de tension entre grille et drain, grille et source ou drain et source, pour des niveaux normaux des tensions VPP et VCC. Dans l'invention, on propose de forcer une petite chute de tension en plus ou en moins sur les drains des transistors P et des transistors N de chacune des bran- ches De cette manière on diminue la chute de tension entre grille et drain, grille et source et drain et source Une diminution de 1 volt réduit le champ élec- trique suffisamment pour abaisser le stress de plusieurs ordres de grandeur. Dans l'invention, on propose de placer une diode polarisée en direct, en série, entre le transistor P et le transistor N de commutation de chacune des branches. La diode étant polarisée en direct, elle impose une chute de tension égale à sa tension de seuil Ainsi, on ajoute une chute de tension dans chaque branche Par exemple au drain du transistor P de l'une des branches, on aura un potentiel égal à la tension de seuil de la diode et non plus à O volt Au drain du transistor N, on aura un potentiel VPP diminué de la tension de seuil de la diode Le dispositif de protection ne permet pas de commuter sur une même sortie, O volt ou VPP La chute de tension due à la diode, se répercute sur l'un des niveaux de tension commuté. Dans un premier mode de réalisation de l'invention, la sortie OUT du circuit de commutation est appliquée sur la grille d'un transistor de puissance qui va permettre d'appliquer la haute tension VPP à un circuit de charge. Dans un deuxième mode de réalisation de l'inven- tion, la sortie OUT du circuit est appliquée à la borne d'une résistance, l'autre borne étant reliée à la haute tension Dans ce cas, on cherche à commuter sur la sortie les niveaux O volt et VPP très précisément. Dans l'invention on propose alors d'intercaler entre la résistance et la sortie OUT un transistor d'isolation commandé sur sa grille par une sortie prise sur l'autre branche du circuit de commutation. La sortie prise sur l'autre branche entre le transistor P et la diode va permettre de rendre passant ou non le transistor d'isolation et d'appliquer sur la borne de la résistance O volt ou VPP. Dans un perfectionnement, on place une diode entre le point de sortie qui commande la grille du transistor d'isolation et le transistor P: la sortie qui commande la grille se retrouve alors entre deux diodes La première diode augmente le niveau O volt d'une tension de seuil et la deuxième diode diminue le niveau VPP d'une tension de seuil. Telle qu'elle est revendiquée, l'invention concerne donc un circuit de commutation d'une haute tension VPP. Ce circuit comprend deux branches ayant chacune un transistor P et un transistor N en série entre la haute tension VPP et la masse Le transistor P est commandé sur sa grille par le point de connexion entre le tran- sistor P et le transistor N de l'autre branche Le transistor N d'une branche est commandé sur sa grille par un signal de commutation et le transistor de l'autre branche est commandé sur sa grille par le signal de commutation inversé. Selon l'invention, une diode est connectée entre le transistor P et le transistor N dans chacune des bran- ches. Dans une application de contrôle d'un transistor de transfert de haute tension, la sortie du circuit de commutation est prise entre la diode et le transistor P de l'une des branches pour commander la grille du transistor de transfert. Dans une application de commutation de haute tension sur une charge résistive selon l'invention, on s place un transistor d'isolation entre une résistance et une sortie du circuit fournie par une branche, et ce transistor de sélection est commandé sur sa grille par une sortie prise sur l'autre branche. Avantageusement, une diode est placée sur cette autre branche entre la première diode et le transistor P De cette manière le transistor de sélection associé à la résistance est lui-même protégé du stress. D'autres caractéristiques et avantages de l'inven- tion sont détaillés dans la description qui suit, faite à titre indicatif et non limitatif de l'invention et en référence aux dessins annexés dans lesquels: la figure 1 représente un circuit de commutation sans protection déjà décrite, la figure 2 représente un circuit de commutation avec un dispositif de protection selon l'art antérieur déjà décrite, la figure 3 représente un premier mode de réalisa- tion d'un circuit de commutation de haute tension selon l'invention, la figure 4 représente un deuxième mode de réali- sation d'un circuit de commutation de haute tension selon l'invention, la figure 5 représente un perfectionnement du circuit de commutation représenté sur la figure 4. Les figures 1 et 2 ont déjà été décrites On choisit d'utiliser les mêmes références pour les élé- ments communs aux figures 1, 2, 3, 4 et 5. Le circuit de commutation dans le premier mode de réalisation de l'invention représenté sur la figure 3, comporte deux branches Chaque branche comprend un transistor de type P, M 2, respectivement M 3 en série avec une diode en direct DO, respectivement Dl et un transistor de type N MO, respectivement Ml Ces deux transistors et la diode sont placés en série dans chaque branche entre la haute tension VPP et la masse La source du transistor M 2, respectivement M 3, est reliée à la haute tension VPP Le drain du transistor M 2, respec- tivement M 3, est relié à l'anode de la diode DO, respec- tivement Dl Le drain du transistor MO, respectivement Ml, est relié à la cathode de la diode DO, respective- ment Dl La source du transistor MO, respectivement Mi, est reliée à la masse. Dans la première branche, le transistor M 2 de type P a sa grille commandée par le point de connexion B entre le transistor M 3 et la diode Dl de la deuxième branche Le transistor MO de type N a sa grille comman- dée par le signal de commutation C Dans la deuxième branche, le transistor M 3 de type P a sa grille comman- dée par le point de connexion A entre le transistor M 2 et la diode DO de la première branche et le transistor Ml de type N a sa grille commandée par le signal de commutation inversé /C. Les diodes DO, Dl étant polarisées en direct, elles imposent une chute de tension à leurs bornes de l'ordre de leur tension de seuil: vo pour la diode DO,vl pour la diode Dl. Lorsque le signal de commutation C est à 5 volts, le transistor MO est passant et le transistor MI est bloqué A l'équilibre, le transistor MO amène le poten- tiel de son drain à O volt, mais la diode DO impose une chute de tension égale à sa tension de seuil v O à ses bornes Au point de connexion A entre la diode DO et le transistor M 2, la tension est alors égale à cette tension de seuil v O Dans la deuxième branche, le même phénomène se produit: la diode Dl impose une chute de tension à ses bornes égale à sa tension de seuil vl. Ainsi, au point de connexion B entre la diode Dl et le transistor M 3, la tension est égale à VPP à l'équilibre puisque le transistor M 3 est passant Le potentiel du drain du transistor Ml est lui égal à la tension VPP moins la tension de seuil vl de la diode Dl On déduit aisément par symétrie le fonctionnement du circuit, lorsque le signal de commutation est à O volt. Dans ce premier mode de réalisation du circuit de commutation, la chute de tension grille-drain, grille- source ou drain-source des transistors est au maximum de VPP-vi, o vi est la tension de seuil d'une diode On a réduit la chute de tension de la valeur d'une tension de seuil de diode, ce qui permet, d'empêcher le stress des transistors du circuit de commutation et la dégradation de leur oxyde de grille Les diodes ne sont pas stres- sées non plus. Dans un exemple, avec VPP= 12 volts, v O=vl=l volt, quand le signal de commutation est à 5 volts, le tran- sistor MO a sa source à la masse, son drain à O volt, sa grille à 5 volts; le transistor MI a sa source à la masse, son drain à VPP-vl=ll volts, sa grille à O volt; le transistor M 2 a sa source à v O=l volt, son drain à 12 volts et sa grille à VPP-vl=ll volts; le transistor M 3 a sa source à 12 volts, son drain à 12 volts et sa grille à v O=l volt La chute de tension maximum entre les différentes électrodes est donc égale à 11 volts, ce qui permet d'empêcher le stress de ces transistors. Dans un exemple représenté sur la figure 2, les diodes sont réalisées par des transistors de type N ou P, dont la grille est reliée au drain Par exemple, la diode DO de la première branche est un transistor de type N ayant sa grille reliée à son drain Son drain est connecté au drain du transistor M 2 et sa source est connectée au drain du transistor M O La tension de seuil de diodes est alors augmentée par l'effet substrat: la tension de seuil augmente avec la polarisation de la source du transistor Ainsi, on bénéficie avantageuse- ment de cet effet substrat pour réduire encore les chutes de tension sur les transistors de commutation et de charge. Si on prend le signal de sortie OUT du circuit de commutation que l'on vient de décrire, au point de connexion entre la diode Dl et le transistor de type P M 3, la sortie OUT prendra comme valeur soit VPP soit la tension de seuil vl de la diode-Dl. Si on prend la sortie OUT au point de connexion entre le transistor de type N Mi et la diode Dl, le niveau de sortie vaudra soit O volt, soit VPP-vl. Le circuit de l'invention ne permet pas de commuter VPP et O volt sur la même sortie Selon la sortie choisie, les niveaux de sortie seront VPP-vi et O volt, ou VPP et vi, vi étant la tension de seuil d'une diode Di (DO ou DI selon que l'on prend la sortie sur la première ou la deuxième branche). Dans le cas de la commande d'un transistor de transfert pour commuter un haut niveau de tension VPP sur une charge, il est en fait seulement nécessaire, de disposer d'un seul plein niveau de tension: VPP pour bloquer un transistor de transfert de type P ou zéro volt pour bloquer un transistor de transfert de type N. Supposons en effet, comme représenté sur la figure 3, que la sortie du circuit de commutation commande la grille d'un transistor de transfert de type P M 8, dont la source est reliée au haut niveau de tension VPP et le il drain à un circuit de charge L auquel il faut appliquer la haute tension Ce qu'il faut dans ce cas, c'est ou bien bloquer le transistor de puissance M 8 et donc imposer sur sa grille le plein niveau de tension VPP: ou bien rendre fortement passant le transistor de puissance M 8 et imposer sur sa grille un niveau suffisamment proche de O volt pour qu'il laisse passer beaucoup de courant Mais il n'est pas nécessaire d'appliquer O volt Appliquer une tension de l'ordre de 1 volt suffit. Par analogie, si le transistor de transfert est de type N, son drain étant connecté à la haute tension VPP et sa source au circuit de charge L, il faut appliquer O volt sur sa grille pour le bloquer, mais appliquer une tension proche de VPP suffit à le rendre fortement passant On note que le transistor de transfert de type P permet de transférer VPP sur le circuit de charge, sans pertes, tandis que le transistor de type N ne permet de transférer que VPP diminué de la tension de seuil du transistor de transfert. Le circuit décrit et représenté à la figure 3 convient donc bien aux commandes de charges capacitives pour commuter un haut niveau de tension Sa réalisation est très simple et peu coûteuse Notamment les diodes sont formées par des transistors de type N ou P Ce circuit permet de protéger efficacement les transistors de type N et P du circuit de commutation. De plus, il n'est pas dépendant de la tension d'alimentation nominale VCC du circuit, contrairement -à l'art antérieur Le circuit de commutation selon l'in- vention est ainsi libéré des problèmes liés aux niveaux de tension VPP et VCC l'un par rapport à l'autre Le circuit de commutation ne dépend plus que du niveau de tension VPP On obtient donc la protection requise des transistors du circuit dans tous les cas de figures que VPP soit au bon niveau ou non, et quel que soit l'état de VCC. Le circuit de commutation que l'on vient de décrire dans ce premier mode de réalisation a une impédance de sortie très forte En effet, les transistors M 2 et M 3 doivent être assez résistifs pour que les transistors de type N puissent amener le potentiel de leurs drains à un niveau proche de O volt Ce circuit de commutation ne peut donc commander que des charges capacitives. Dans bien des applications on a aussi besoin de commander de hauts niveaux de tension sur des charges résistives, par exemple dans un circuit de génération de tension analogique Les niveaux à commuter doivent alors être très précis On doit commuter réellement O volt et VPP Commuter VPP et vi ou commuter VPP-vi et O volt n'est pas acceptable En effet, ces circuits utilisent comme paramètre le courant qui passe dans la résistance. Ce courant dépend très fortement des niveaux de tension qui sont appliqués à la résistance. Dans ces conditions, le circuit de commutation tel que vu dans la figure 3 ne convient pas Car si l'on place une résistance en série entre le niveau de haute tension VPP et une sortie du circuit de commutation prise sur le drain d'un transistor de commutation, par exemple Ml, lorsque le signal de commutation C vaut volts, le transistor Ml est bloqué; il n'y a pas de courant à passer dans la résistance La chute de tension étant nulle sur la résistance, cette dernière ramène donc la haute tension VPP sur le drain du transistor Ml: c'est la charge résistive qui vient ici stresser le transistor de commutation De manière analogue, si on place une résistance en série entre la masse et une sortie du circuit de commutation prise sur le drain d'un transistor de charge, par exemple M 3, lorsque le signal de commutation vaut O volt, le transistor M 3 est bloqué; il n'y a pas de courant à passer dans la résistance La chute de tension étant nulle sur la résistance, cette dernière ramène O volt sur le drain du transistor M 3: c'est la charge résistive qui vient stresser le transis- tor de charge. De plus, le circuit de commutation de la figure 3, ne peut pas commuter sur une même sortie OUT le O volt et le VPP: l'un des niveaux est affecté par une tension de seuil de diode Et cette tension de seuil de diode est une grandeur qui varie avec les procédés et avec l'effet de substrat et sur laquelle on peut donc avoir une imprécision. Dans l'invention, on propose un deuxième mode de réalisation d'un circuit de commutation pour pouvoir commuter O volt ou VPP sur une charge résistive Ce deuxième mode de réalisation est représenté sur la figure 4. Selon l'invention, on place un transistor d'iso- lation en série, entre la résistance et la sortie OUT du circuit de commutation prise sur une branche La grille de ce transistor est commandée par une sortie prise sur l'autre branche Dans l'exemple représenté sur la figure 4, en partant du circuit de la figure 3, on place un transistor d'isolation de type N M 9 entre une résistance R et le drain du transistor de commutation Ml L'autre borne de la résistance R est connectée au niveau de haute tension VPP Le transistor d'isolation M 9 a sa grille connectée au point de connexion A entre la diode DO et le transistor de charge M 2. Dans l'exemple choisi et représenté sur la figure 4, lorsque le signal de commutation C est à 5 volts, le transistor de commutation Mo est passant et le transis- tor de commutation Mi est bloqué On a vu dans ce cas que le potentiel du drain du transistor MI est égal à VPP-vl Le potentiel de la grille du transistor d'iso- lation M 9 qui est commandé par le point de connexion A entre le transistor de charge M 2 et la diode Do est égal à la tension de seuil v O de la diode DO. Le transistor d'isolation M 9 de type N qui a donc VPP-vl sur sa source et v O sur sa grille n'est pas conducteur Il ne passe aucun courant dans la résistance R Le potentiel du drain du transistor d'isolation M 9 est porté à VPP. Lorsque le signal de commutation C est à O volt, le transistor Ml est passant et le transistor Mo est bloqué Le transistor MO étant bloqué, le potentiel au point de connexion A entre la diode DO et le transistor M 2 est à VPP On applique donc VPP sur la grille du transistor d'isolation M 9 Le transistor Ml est pas- sant: le potentiel de son drain est à O volt On a donc 0 volt sur la source du transistor d'isolation M 9 lequel est alors fortement passant et amène le potentiel de son drain à O volt On obtient pleinement la chute de tension VPP aux bornes de la résistance R. Lorsque le signal de commutation C est à O volt, le transistor d'isolation M 9 n'est pas protégé du stress: Il a VPP sur sa grille, O volt sur sa source et O volt sur son drain. Dans un perfectionnement représenté en figure 5 du second mode de réalisation représenté en figure 4, on propose de placer une diode D 2 polarisée en direct entre la diode Do et le transistor de charge M 2 de la première branche, et de prendre comme sortie de commande de la grille du transistor d'isolation M 9, le point de connexion A entre les deux diodes Do et D 2 Lorsque le transistor de commutation Mo est passant, le potentiel au point de connexion A est égal à la tension de seuil v O de la diode DO Et lorsque le transistor MO est bloqué, comme on a une chute de tension aux bornes de la diode D 2 égale à sa tension de seuil v 2, le potentiel du point de connexion A n'est plus VPP, mais VPP-v 2 La tension de la grille du transistor d'isolation M 9 est alors soit v O, soit VPP-v 2 et on a alors un transistor d'isolation protégé du stress quels que soient les niveaux de tension sur sa source et son drain. On déduit aisément la solution duale pour une résistance placée entre la masse et le drain d'un transistor de charge P par exemple M 3 Le transistor d'isolation selon l'invention sera alors de type P et placé en série entre la résistance et le drain du transistor de charge M 3 avec sa grille commandée avanta- geusement par le point de connexion entre la diode DO et la diode D 2, de manière à diminuer de plusieurs ordres de grandeur le stress auquel il est soumis. Le second mode de réalisation décrit et représenté sur la figure 4, ou sa solution duale non représentée permettent donc de commuter pleinement O volt ou plei- nement VPP sur une charge résistive R, tout en proté- geant du stress les différents transistors de commuta- tion du circuit de commutation et dans un perfection- nement représenté sur la figure 5, en protégeant le transistor d'isolation associé à la charge résistive. De préférence et avantageusement, le circuit de commutation est réalisé en technologie CMOS Dans ce cas, on prévoit pour les deux diodes Dl et D 2 de la première branche que l'une est réalisée à partir d'un transistor de type N, et l'autre à partir d'un transis- tor de type P, pour avoir une structure symétrique facile à réaliser en technologie CMOS Dans l'exemple représenté sur la figure 5, on ajoute avantageusement une diode D 3 représentée en pointillé polarisée en direct entre la diode Di et le transistor M 3 de la deuxième branche du circuit de commutation, afin d'obte- nir une structure parfaitement symétrique On a alors une chute de tension supplémentaire dans la deuxième branche égale à la tension de seuil v 3 de la diode D 3. Le drain du transistor Mi sera alors à un potentiel égal soit à O volt soit à VPP-vl-v 3. Dans l'exemple de la figure 5, les diodes D 2 et D 3 sont réalisées avec un transistor de type P dont la grille est reliée au drain Il est à noter que dans le cas o les diodes sont réalisées par les transistors N ou P, la tension de seuil de la diode est égale à une tension de seuil du transistor N pour un transistor N et à une tension de seuil d'un transistor P pour un tran- sistor P. Dans la représentation choisie de la figure 5, la grille du transistor P M 2 est commandée par le point de connexion placé entre la diode D 2, et le transistor de charge M 2 et la grille du transistor M 2 est commandée par le point de connexion placé entre la diode D 3 et le transistor de charge M 2 Quand le signal de commutation C est à 5 volts, le transistor de charge M 2 a sur sa grille un potentiel VPP et le transistor de charge M 3 a sur sa grille un potentiel v O Quand le signalde commutation C est à O volt, le transistor M 2 a, sur sa grille, un potentiel vl et le transistor M 3 a, sur sa grille, un potentiel VPP. Il est tout à fait possible, dans une autre réali- sation, non représentée, de commander la grille d'un transistor de charge d'une branche, par le point de connexion entre les deux diodes de l'autre branche. Le circuit de commutation selon l'invention, permet donc de commuter un haut niveau de tension VPP sans provoquer de stress des transistors du circuit de commutation et sans dépendre du niveau pris par VPP ou par VCC Il en ressort que le circuit programmable dans lequel il est intégré est beaucoup mieux protégé et beaucoup plus fiable puisque le circuit de commutation ne risque pas d'être endommagé par une mauvaise alimen- tation du circuit ou par un défaut des sources d'alimen- tation. REVENDICATIONS 1 Circuit de commutation d'une haute tension VPP comprenant deux branches, chaque branche comportant un transistor MOS de type P (M 2, M 3) et un transistor MOS de type N (MO, Ml) en série entre la haute tension VPP et la masse, chaque transistor P (M 2) ayant sa grille connectée au point de connexion (B) entre le transistor P et le transistor N de l'autre branche, le transistor N (MO) d'une branche recevant, sur sa grille, un signal de commutation (C), le transistor N (Ml) de l'autre branche recevant sur sa grille le signal de commutation inversé (/C), caractérisé en ce qu'il comporte en outre, dans chaque branche, au moins une diode de protection pola- risée en direct et connectée entre le transistor P et le transistor N. 2 Circuit de commutation selon la revendication 1, caractérisé en ce que la sortie (OUT) du circuit de commutation est prise au point de connexion entre le transistor P (M 3) et la diode de protection (Dl) de l'une des branches. 3 Circuit de commutation selon la revendication 1, caractérisé en ce que la diode de protection est un transistor MOS ayant sa grille et son drain reliés ensemble. 4 Circuit de commutation selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'une sortie (OUT) du circuit est appliquée sur la grille d'un transistor de puissance (M 8) connecté entre la haute tension VPP et un circuit de charge (L). Circuit de commutation selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'une résistance (R) est connectée en série avec un transistor d'isolation (M 9) entre la haute tension VPP et une sortie (OUT) du circuit prise au drain du transistor N (Ml) d'une première branche, la grille du transistor d'isolation (M 9) étant reliée à une sortie du circuit prise sur la deuxième branche. 6 Circuit de commutation selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'une résistance (R) est connectée en série avec un transistor d'isolation (M 9) entre la masse et une sortie (OUT) du circuit prise au drain du tran- sistor P (Ml) d'une première branche, la grille du transistor d'isolation (M 9) étant reliée à une sortie du circuit prise sur la deuxième branche. 7 Circuit de commutation selon la revendication 5, caractérisé en ce qu'une première diode (D 2) polarisée en direct est placée en série entre le drain du transis- tor P (M 2) et la diode de protection (DO) dans la deuxième branche, et que la sortie sur cette branche pour commander la grille du transistor d'isolation (M 9) est prise au point de connexion entre la première diode (D 2) et la diode de protection (DO). 8 Circuit de commutation selon la revendication 7, caractérisé en ce qu'une deuxième diode polarisée en direct est placée dans la première branche de manière symétrique à la deuxième diode de la deuxième branche. 9 Circuit de commutation selon l'une des reven- dications précédentes, caractérisé en ce qu'il est réalisé en technologie CMOS, les deux diodes d'une branche étant deux transistors, l'un de type P, l'autre de type N.