Brevet FR2681433A1 — publié le 19930319

Système de mesure de distance entre deux stations mobiles l'une par rapport à l'autre La présente invention a trait de manière générale à un système de mesure de distance entre une station centrale et une ou plusieurs stations terminales mobiles par rapport à la station centrale, des circuits pour réaliser cette mesure étant inclus pour partie dans la station centrale et pour partie dans chaque station terminale. Dans un tel système de mesure de distance, la station centrale doit, par émission d'ondes hyperfréquences vers une station terminale, être en mesure d'établir la distance variable la séparant de ladite station terminale. Selon la technique antérieure, la station centrale mesure la distance entre les deux stations en émettant des ondes hyperfréquences en direction de la station terminale et en détectant des ondes réfléchies par ladite station terminale La distance séparant les stations est calculée en fonction du produit d'un retard entre l'instant d'émission et l'instant de réception des ondes réfléchies par la vitesse de propagation desdites ondes Par exemple, une réalisation de station centrale utilisant une telle relation inclut un émetteur émettant une onde hyperfréquence à fréquence variable, la fréquence variant en dent de scie A des instants t = to, tl, correspondant à des fréquences minimales d'émission, une "impulsion" hyperfréquence est émise par la station centrale vers une cible Durant le temps de propagation d'émission et de réflexion de l'onde hyperfréquence, la fréquence de l'onde hyperfréquence produite par l'émetteur a augmenté linéairement, et à l'instant de réception de l'onde réfléchie, il est possible de déduire une distance à partir d'un écart de fréquence Af entre la fréquence d'émission et la fréquence générée par l'émetteur à l'instant de réception. D'autres réalisations existent mais nécessitent toujours des circuits complexes et coûteux, limitant les applications à des secteurs privilégiés. 2 2681433 La présente invention vise à fournir un système de mesure de distance faisant appel à une liaison radio à modulation de phase connue entre les stations afin de produire des premières et secondes impulsions qui sont représentatives de la variation de phase, en signe et grandeur, de signaux démodulés dans la station centrale, la variation de phase dépendant de la distance entre les stations. L'invention est applicable dans des domaines variés, tels que guidage, centrage, positionnement de pièces mécaniques; détection d'approche; détection anticollision pour véhicules; aide à l'accostage pour des navires; indication de niveau pour châteaux d'eau, écluses ou ascenceurs. A cette fin, un système pour mesurer la distance entre des première et seconde stations mobiles l'une par rapport à l'autre, la seconde station comprenant des moyens pour moduler un signal porteur émis par la première station par un signal numérique en un signal modulé à deux états de phase qui est émis vers la première station, et la première station comprenant des moyens de démodulation et filtrage pour démoduler le signal modulé en deux signaux démodulés et filtrés en quadrature de phase, des moyens pour produire un premier signal logique ayant des niveaux logiques dépendants du signal du produit des signaux démodulés et filtrés, et des moyens pour produire un second signal logique ayant des niveaux logiques dépendant du signe de la différence des modules des signaux démodulés et filtrés, est caractérisé en ce que la première station comprend, en outre, un premier moyen pour générer des premières et secondes impulsions respectivement en réponse à des premières et secondes transitions de l'un des premier et second signaux logiques respectivement lorsque l'autre des premier et second signaux logiques est à des premier et second niveaux logiques, et en réponse aux première et seconde transitions dudit un des premier et second signaux logiques respectivement lorsque ledit autre des premier et second signaux logiques est aux second et premier niveaux logiques, et un moyen de comptage-décomptage pour compter les premières impulsions et décompter les secondes impulsions afin de produire un 3 2681433 compte d'impulsions représentatif de ladite distance. Par exemple, les premières impulsions sont générées lorsque la phase des signaux démodulés croit et la distance entre les stations augmente, et les secondes impulsions sont générées lorsque la phase des signaux démodulés décroît et la distance diminue Dans ces conditions, le compte des moyens de comptage-décomptage est incrémenté par les premières impulsions et décrémenté par les secondes impulsions. D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante d'une réalisation préférée de l'invention en référence aux dessins annexés correspondants dans lesquels: la Fig 1 est un bloc-diagramme schématique d'un système de mesure de distance entre deux stations; la Fig 2 montre en détail un circuit de traitement analogique à base d'amplificateurs opérationnels inclus l'une des stations, telle que station centrale; la Fig 3 montre en détail un circuit de traitement numérique à base de bascules monostables inclus dans la station centrale; la Fig 4 est un diagramme de FRESNEL pour expliquer le fonctionnement du système de mesure selon l'invention; les Figs 5 A et 5 B montrent deux diagrammes temporels relatifs au fonctionnement du circuit de traitement numérique; et la Fig 6 est un bloc- diagramme d'un circuit de traitement numérique selon une seconde réalisation. En référence à la Fig 1, une mesure de distance d entre première station, telle qu'une station centrale 1, et une seconde station, telle qu'une station terminale du type extrémité passive 2, est réalisée au moyen de circuits spécifiques appartenant auxdites station et extrémité précitées La station centrale 1 comprend un circuit d'émission et de démodulation 10, un circuit de traitement analogique 11, un circuit de traitement numérique 12 et une antenne la L'extrémité passive 2, appelée également balise, inclut un circuit de modulation de phase 20, un circuit de redressement et filtrage 21, une horloge 22, une batterie 4 2681433 B et une antenne 2 a. Le circuit d'émission et de démodulation 10 ainsi que l'extrémité passive 2 sont sensiblement analogues à ceux divulgués dans les demandes de brevet français FR-A-2 631 725 et FR-A-2 650 905 concernant des systèmes radio de transmission de données, et leur fonctionnement est rappelé ci-après. Le circuit d'émission et de démodulation 10 comprend deux mélangeurs 10 la et 101 b, un déphaseur de n/2 102 et un oscillateur local hyperfréquence 103 Deux premières entrées des mélangeurs 10 la et 101 b sont reliées à une zone de réception de l'antenne la respectivement directement et à travers le déphaseur de n/2 102 tandis que deux secondes entrées respectives des mélangeurs 10 la et 101 b reçoivent un signal hyperfréquence SH produit par l'oscillateur local hyperfréquence 103 Des sorties des deux mélangeurs 10 la et 101 b sont reliées à des entrées respectives du circuit de traitement analogique 11 Le signal hyperfréquence SH constitue un signal porteur également appliqué à une zone d'émission de l'antenne la L'antenne la de la station centrale 1 est par exemple une antenne plane à motifs imprimés de forme carrée, les motifs ayant des côtés de dimension égale à K/2, o K est la longueur d'onde du signal hyperfréquence SH Les zones d'émission et de réception de l'antenne la consistent chacune par exemple en deux motifs carrés reliés ensemble et imprimés sur une même plaque imprimée double face Selon une réalisation telle que décrite dans la FR-A-2650905, les deux démodulateurs 10 la et 101 b et le déphaseur de n/2 102 peuvent être supportés par la plaque imprimée. Le fonctionnement du système de mesure selon l'invention incluant la station centrale 1 et l'extrémité passive 2 est maintenant décrit de façon globale en référence à la Fig 1. L'oscillateur local 103 génère le signal hyperfréquence SH à la fréquence porteuse F correspondant à la longueur d'onde K Le signal SH est appliqué à la zone d'émission de l'antenne la pour produire une onde d'émission OE émise à travers la distance d séparant l'antenne la de l'antenne 2 a de l'extrémité passive 2 L'antenne 2 a consiste par exemple en une antenne plane incluant un unique motif carré imprimé sur une petite plaque imprimée double face L'antenne 2 a reçoit l'onde d'émission OE Des première et seconde lignes de transmission distinctes 2681433 relient respectivement l'antenne 2 a à une entrée du circuit de modulation de phase 20 et à une entrée du circuit de redressement et filtrage 21. La sortie du circuit 21 est reliée à une entrée d'alimentation 220 pour alimenter l'horloge 22 La sortie de l'horloge 22 est reliée à une entrée de commande de commutation 200 du circuit de modulation de phase 20 L'antenne 2 a produit un signal hyperfréquence SR dans la première ligne reliée au circuit de redressement et filtrage 21 en réponse à la réception de l'onde d'émission OE Le circuit de redressement et filtrage 21 est un circuit classique par exemple du type à diode de redressement et capacité de filtrage et redresse et filtre le signal SR pour produire une tension continue d'alimentation 220 de l'horloge 22 pour alimenter au moins partiellement cette dernière qui, en réponse, applique un signal numérique, qui est selon l'invention un signal d'horloge CL, à l'entrée 200 La batterie électrique miniature B est prévue, si nécessaire, pour fournir à l'horloge 22 une tension continue d'alimentation supplémentaire. Le circuit de modulation de phase 20 comprend par exemple un transistor à effet de champ tel que décrit dans la FR-A-2650905 Un signal incident SI à fréquence porteuse F est fourni par l'antenne 2 a de l'extrémité passive 2 dans la seconde ligne en réponse à la réception de l'onde émise OE et est appliqué au drain dudit transistor La source du transistor est à la masse tandis que la grille du transistor reçoit le signal d'horloge CL L'horloge 22 étant activée sur réception de l'onde émise OE, le signal d'horloge CL est à un niveau de tension haut durant des premières demi-périodes; le transistor est saturé et la seconde ligne recevant le signal incident SI est terminée par un quasi court-circuit Au niveau de ce quasi court-circuit, le champ électrique du signal incident SI est réfléchi en un signal SMR et satisfait aux conditions aux limites en présentant une phase en opposition par rapport au champ électrique incident Inversement, durant des secondes demi- périodes, lorsque le signal d'horloge présente un niveau de tension bas, le transistor à effet de champ dans le circuit est bloqué et la seconde ligne est terminée par un quasi circuit ouvert; le champ électrique du signal SI est réfléchi en phase avec le signal incident Ainsi, respectivement lors des première et seconde demi-périodes d'horloge CL, le signal réfléchi SMR est un signal modulé en phase dont l'onde porteuse issue du signal incident SI présente des déphasages de 0 et N en réponse aux niveaux bas et haut du signal d'horloge CL Ce signal réfléchi SMR est transmis à l'antenne 2 a pour être radiodiffusé en une onde modulée OM vers l'antenne la du circuit d'émission et de démodulation 10 dans la station centrale 1. En réponse à l'onde modulée OM captée par la zone de réception de l'antenne la, un signal modulé SM est appliqué aux deux premières entrées des deux mélangeurs 10 la et 101 b respectivement directement et à travers le déphaseur de n/2 102 Les deux secondes entrées desdits mélangeurs reçoivent le signal hyperfréquence SH produit par l'oscillateur local 103 Deux signaux composants démodulés X et Y sont alors fournis par les sorties des deux mélangeurs respectifs 10 la et 101 b au circuit de traitement analogique 11 Le circuit 10 constitue un circuit de démodulation cohérente à deux voies de démodulation de type classique. En supposant que la phase du signal hyperfréquence SH est une phase de référence égale à zéro, le signal SH s'écrit sous la forme SH = sin (Us t), avec SM = sin (w t + Q + 6). d désigne un déphasage qui est introduit par un délai de temps de propagation aller et retour entre l'émission de l'onde émise OE et la réception de l'onde modulée OM par l'antenne la et qui est donc proportionnel à la distance d séparant la station 1 et l'extrémité 2. ô est le déphasage égal à O ou N introduit par le circuit de modulation de phase 20 à la fréquence du signal d'horloge CL. Ainsi, les deux signaux appliqués aux deux premières entrées des deux mélangeurs 10 la et 101 b s'écrivent respectivement SMX = sin (w t + Q + ô) SMY = sin (w t + P + ô + n/2) soit: 6 - 7 2681433 SMX = sin (u t + 4 + 6) SMY = cos (W t + + 6). Aux sorties respectives des deux mélangeurs, les signaux composants démodulés s'expriment sous la forme: X = sin(o t) sin(o t + p + 6) Y = sin(c t) cos(o t + q + 6). Par un filtrage des deux signaux composants X et Y réalisé dans le circuit analogique 11, et consistant à rejeter l'harmonique ayant une fréquence double de la fréquence F = deux signaux filtrés sont produits et s'écrivent sous la forme: XF = cos ( 4 + 6) YF = sin (p + 6). Avant de décrire plus précisément les structures et fonctionnements des circuits 11 et 12, il est fait référence à la Fig 4 pour décrire de façon empirique le fonctionnement du système de mesure selon l'invention. Dans le diagramme de FRESNEL montré à la Fig 4, un point M désignant l'extrémité d'un vecteur OM ayant pour origine le centre du diagramme et pour composantes XF et YF, se déplace sur un cercle de centre O en fonction de la phase ( 4 + 6) des deux signaux composants. Lors d'un déplacement relatif de l'extrémité passive 2 par rapport à la station centrale 1, le déphasage q dans la phase des deux signaux composants XF et YF augmente et diminue respectivement en fonction d'un éloignement et d'un rapprochement de l'extrémité 2 par rapport à la station centrale 1 Le vecteur OM, dans cette représentation vectorielle, tourne suivant l'un et l'autre sens Selon l'invention, des incrémentations et décrémentations d'un compteur-décompteur 126 inclus dans le circuit de traitement numérique 12 sont réalisées en fonction du sens de rotation du vecteur OM afin que le contenu dudit compteur- décompteur soit représentatif à chaque instant de la distance d séparant la station centrale 1 de l'extrémité passive 2. En référence à la Fig 2, le circuit de traitement analogique 11 8 2681433 comprend essentiellement divers circuits fonctionnels élémentaires, tels que deux amplificateurs à gain positif de préamplification 110 x et 1 l Oy, deux filtres passe-bande du premier ordre lllx et lllyr deux amplificateurs 112 x, 112 yr deux redresseurs à double-alternance 113 X et 113 y, un soustracteur 114 et un amplificateur 115. Il est à noter dès à présent que les indices x et y utilisés dans les repères de chacun des circuits élémentaires de la Fig 2 sont relatifs respectivement aux deux voies du circuit de démodulation 10 transportant les signaux X et Y. Dans la description ci-dessous du circuit analogique illustré à la Fig 2, ne sont pas précisés les composants dans chacun des circuits élémentaires, des réalisations de tels circuits étant connues de l'homme du métier Néanmoins, une description plus détaillée concernant des circuits élémentaires qui sont d'intérêt pour le fonctionnement du circuit analogique 11 afin d'effectuer une mesure de distance selon l'invention est fournie. Tous les circuits élémentaires précités sont réalisés à partir d'amplificateurs opérationnels, par exemple du type LF 357, bien qu'ils puissent être conçus sans amplificateurs opérationnels. En se reportant à la Fig 2, les sorties des deux amplificateurs de préamplification 110 x et 110 y sont reliées respectivement à des entrées des filtres "llx et 111 y, Les sorties de ces derniers sont connectées respectivement à des entrées des amplificateurs 112 X et 112 Y et à des entrées des redresseurs à double-alternance 113 X et 113 Y,. Les sorties des deux redresseurs 113 X et 113 Y sont reliées à deux entrées respectives du soustracteur 114 dont la sortie est appliquée à l'entrée de l'amplificateur 115 Les sorties de chacun des amplificateurs 112 x, 112 y et 115 sont connectées à des entrées respectives du circuit de traitement numérique 12 à travers des étages de stabilisation en tension respectifs 117 x, 117 y et 118 Chaque étage de stabilisation en tension est constitué d'une résistance en série avec la sortie de l'amplificateur respectif, et d'une diode de Zener en parallèle reliée à la masse, et a un double rôle: la stabilisation en tension du signal issu de l'amplificateur respectif avant d'être appliqué au circuit numérique 12; 9 2681433 la génération d'un signal à deux niveaux, typiquement O V et 5 V, en fonction respectivement des niveaux de sortie de l'amplificateur respectif 15 V et 15 V, qui est compatible avec les signaux logiques définis dans le circuit numérique 12. En revenant sur la gauche de la Fig 2, les deux signaux X et Y extraits des deux voies de démodulation du circuit 10 sont appliqués aux deux entrées des amplificateurs de préamplification respectifs x et ll Oy qui produisent deux signaux amplifiés respectifs XA et YA fournis aux filtres passe-bande respectifs 111 x et llly Les deux filtres 111 x et 111 y ont chacun une bande de fréquence centrée sur la fréquence du signal d'horloge généré par l'horloge 22 incluse dans l'extrémité passive 2 montrée à la Fig 1 La rejection des harmoniques des signaux XA et XB à la fréquence double de la fréquence F de 515 l'oscillateur local 103, obtenus par la démodulation cohérente, s'effectue naturellement par les amplificateurs basse fréquence 110 x et ll Oy. Les deux filtres 111 x et llly produisent respectivement les deux signaux filtrés XF et YF: XF = cos ( 4 + 6) YF = sin ( de préamplification 110 x et 110 y. Les signaux filtrés XF et YF sont appliqués aux entrées respectives des deux amplificateurs 112 x et 112 y Les deux amplificateurs 112 x et 112 y sont conçus pour fonctionner en régime non linéaire A cette fin, des composants appropriés respectifs inclus dans les amplificateurs 112 x et 112 y sont prévus pour conférer à ces derniers des gains élevés. Ainsi, lorsque le signal filtré XF, respectivement YF, est sensiblement supérieur à zéro, le signal issu de l'amplificateur 112 x, respectivement 112 y, fonctionnant en régime non linéaire, a un niveau de tension égal à la tension positive d'alimentation +Valim de l'amplificateur opérationnel inclus dans l'amplificateur 112 x, respectivement 112 y. Inversement, lorsque le signal filtré XF, respectivement YF, est sensiblement inférieur à zéro, le signal issu de l'amplificateur 112 x, respectivement 112 y, a un niveau de tension égal à -Valim, tension "négative" d'alimentationduditamplificateuropérationnel Lessignaux sortants des amplificateurs 102 x et 102 y sont respectivement appliqués aux deux étages de stabilisation en tension 117 X et 117 y qui produisent des signaux numériques Xn et Yn ayant des premier et second niveaux de tension + O volts et + 5 volts correspondant aux premier et second niveaux logiques " O "' et " 1 " définis dans le circuit 12, respectivement. Les signaux Xn et Yn sont ainsi représentatifs des signes des signaux démodulés et filtrés XF et YF. En référence à la Fig 4, quatre secteurs angulaires correspondants à des angles plats sont indiqués autour du cercle du diagramme de FRESNEL; deux sont schématisés par des demi-cercles en traits continus, deux par des demi-cercles en traits discontinus Le signal numérique Xn issu de l'étage de stabilisation en tension 117 x a le second niveau logique " 1 " lorsque le signal filtré XF appliqué à l'entrée de l'amplificateur 112 X a une amplitude supérieure à zéro ou positive. Inversement, le signal numérique Xn a le premier niveau de tension " O " lorsque ledit signal filtré YF a une amplitude inférieure à zéro ou négative Comme montré sur la Fig 4, les deux demi-cercles en traits continus définis sur des intervalles ln/2, -rt/2 l et l-st/2, n/2 l correspondent respectivement aux premier et second niveaux logiques du signal Xn D'une manière analogue, le signal numérique Yn offre des niveaux logiques " 1 " et " O " lorsque le signal filtré YF appliqué à l'entrée de l'amplificateur 112 y a une amplitude supérieure et inférieure à zéro, respectivement, ce qui correspond aux deux demi-cercles en traits discontinus l 0, rl et l-r, Ol. Les signaux filtrés XF et YF sont également appliqués aux deux redresseurs à double-alternance respectifs 113 x et 113 y pour produire des signaux redressés |Xi et IYI représentatifs des modules des signaux XF et YF Les deux signaux redressés l Xi et l YI sont appliqués à deux entrées respectives du soustracteur 114 produisant un signal de différence de modules (IXI-IYI), égal à la différence des signaux redressés l Xi et IYI Une double cellule de lissage 116 peut être interposée entre les sorties des redresseurs à double-alternance 113 x et 113 y et le soustracteur 114 pour parfaire le redressement Le signal il - de différence (IXI-IYI) est appliqué à l'entrée de l'amplificateur 115 suivi de l'étage de stabilisation en tension 118 L'amplificateur 115 est de type analogue aux amplificateurs 112 X et 112 y A la sortie de l'étage de stabilisation en tension 118, un signal numérique de basculement (|Xi > IYI)n est obtenu, défini par: (I Xl>l YI)n = " 1 " lorsque (IXI-IYI) > O et (IXI >IYI)n = " O " lorsque (IXI-IYI) IYI)n est respectivement au second niveau " 1 " et au premier niveau "O", comme indiqué par deux paires de quadrants l 7 n/4, n/4 l, l 3 n/4, 5 n/4 l et ln/4, 3 n/4 l, l 5 n/4, 7 n/4 l dans la Fig 4. En référence à la Fig 3, il est maintenant décrit le circuit de traitement numérique 12 Le circuit 12 comprend une porte OU-EXCLUSIF à deux entrées 121, un circuit de génération d'impulsions de comptage-décomptage 123 et un compteur-décompteur 126. Les signaux numériques Xn et Yn sont appliqués aux deux entrées de la porte OU-EXCLUSIF 121 qui produit en réponse un premier signal logique appelé, premier signal d'inhibition IN 1 En se référant à la Fig 4, il est à remarquer que les niveaux du premier signal d'inhibition IN 1 sont représentatifs du signe du produit des signaux XF et YF Selon la réalisation préférée décrite ici, le signal IN 1 a des premier et second niveaux logiques "O" et " 1 " respectivement lorsque le produit des signaux XF et YF est positif et négatif. Le signal IN 1 est appliqué à une borne de remise à zéro BR du circuit 123, tandis que le signal (IXI>IYI)n est appliqué à une borne d'entrée BE du circuit 123. Le circuit de génération d'impulsions de comptage-décomptage 125 comprend trois inverseurs 122, 125 a et 125 b, quatre bascules monostables c, 125 d, 125 e et 125 f et deux portes OU à deux entrées 125 g et 125 h. Les quatre bascules monostables du circuit 125 sont accouplées par couples 125 c-125 d et 125 e-125 f, par des liaisons communes de leurs entrées de mise à zéro RZ respectives Les entrées E des premières bascules 125 c et 125 e dans chacun des couples sont reliées à la borne 12 2681433 BE et reçoivent directement le signal logique (IXI-IYI)n Les entrées des secondes bascules 125 d et 125 f reçoivent le signal (IXI>IYI)n respectivement à travers la borne BE et les inverseurs 125 a et 125 b. Les premières bascules 125 c et 125 e, dites bascules à entrée directe, détectent des premières transitions du premier niveau " O " au second niveau " 1 " dans le signal de basculement (IXI>IYI)n pour produire des impulsions Une durée T de ces impulsions dépend de circuits résistifs-capacitifs (non représentés) dans les bascules monostables. Il est à noter dès à présent que des circuits résistifs-capacitifs sont choisis pour chacune des bascules afin que ces dernières produisent des impulsions de largeur suffisante pour permettre une incrémentation ou décrémentation d'un compte du compteur-décompteur 126, comme il sera vu par la suite Les secondes bascules 125 d et 125 f, dites bascules à entrée inversée, détectent des secondes transitions du second niveau " 1 " au premier niveau "O" dans le signal de basculement (IXI>IYI)n pour produire également des impulsions. Les sorties Q des première et seconde bascules monostables 125 c et 125 d du premier couple sont combinées respectivement avec les sorties Q des seconde et première bascules monostables 125 f et 125 e du second couple pour être reliées respectivement aux entrées des portes OU 125 g et 125 h En supposant que chaque liaison commune de remise à zéro RZ de chaque couple de bascules ne reçoit aucun signal au second niveau " 1 ", des impulsions au second niveau " 1 " Ii et Id sont obtenues aux sorties des portes OU 125 g et 125 h en réponse aux premières et secondes transitions du signal (IXI>IYI)n, les durées de ces impulsions étant déterminées par les circuits résistifs-capacitifs inclus dans les bascules et qui sont de préférence identiques Les sorties des portes OU 125 g et 125 h sont reliées respectivement à des entrées d'incrémentation UP et de décrémentation DOWN du compteur-décompteur 126 Selon la réalisation illustrée, la sortie de la porte OU-EXCLUSIF 121 est reliée, via la borne BR, aux liaisons de remise à zéro des premier et second couples de bascules monostables 125 c-125 d et 125 e- 125 f respectivement directement et à travers l'inverseur 122 Ainsi, la liaison de remise à zéro du premier couple reçoit le premier signal d'inhibition IN 1 tandis que la liaison de remise à zéro du second couple reçoit le signal complémentaire du signal IN 1, appelé second 13 2681433 signal d'inhibition IN 2. En référence aux Figs SA et 5 B, les deux diagrammes temporels montrent le fonctionnement du circuit de traitement numérique 12 pour les deux sens de déplacement relatif entre la station centrale 1 et l'extrémité passive 2 correspondant à un rapprochement et un éloignement relatif. Dans le premier diagramme temporel de la Fig 5 A, il est supposé que le vecteur OM effectue une rotation selon le sens trigonométrique positif, relatif à un sens de déplacement donné entre la station centrale 1 et l'extrémité passive 2 Les deux premières lignes du diagramme temporel montrent les états respectifs des premier et second signaux d'inhibition IN 1 et IN 2 appliqués respectivement aux liaisons de remise à zéro du premier et second couple de bascules, en fonction de la phase ( 4 + 6) du vecteur ÈOM 1 Une troisième ligne montre la valeur du signal numérique (IXI>IYI) appliqué à l'entrée du circuit de génération d'impulsions decomptage-décomptage 123 en fonction de la phase ( 4 + 6) Les quatrième et sixième lignes montrent les impulsions respectives produites par les première et seconde bascules du premier couple 125 c-125 d tandis que les cinquième et septième lignes sont relatives aux impulsions produites par les seconde et première bascules du second couple 125 e-125 f. Les sorties des bascules du premier couple 125 c-125 d sont inhibées par le second niveau " 1 " du premier signal d'inhibition IN 1, et les sorties des bascules du second couple 125 e-125 f sont inhibées par le second niveau " 1 " du second signal d'inhibition IN 2 Les impulsions produites par les bascules 125 c et 125 f sont inhibées respectivement par les seconds niveaux 'Il' des premier et second signaux d'inhibition IN 1 et IN 2, comme indiqué par des flèches en traits discontinus et des impulsions hachurées dans la Fig SA Ainsi, seules les impulsions produites par les bascules 125 d et 125 e qui sont combinées dans la porte OU 125 h en des impulsions de décrémentation Id appliquées à l'entrée DOWN du compteur-décompteur 126, décrémentent un compte du compteur-décompteur 126. Le diagramme temporel de la Fig 5 B est relatif a un sens de 14 - rotation du vecteur OM selon le sens trigonométrique négatif et correspondant à un déplacement relatif opposé au sens décrit ci-dessus entre station centrale 1 et extrémité passive 2 Des résultats opposés à ceux indiqués précédemment sont obtenus, et seules des impulsions d'incrémentation Ii sortant de la porte OU 125 g sont appliquées à l'entrée UP du compteur-décompteur 126. La résolution d'un tel système dépend de quatre incrémentations ou décrémentations, lesquelles sont fonction du sens de déplacement relatif entre la station centrale 1 et l'extrémité passive 2, c'est-à- dire d'une augmentation ou d'une diminution de 2 N de la phase (p + ) La résolution du système est "ajustable"' par modification de la fréquence d'oscillation F de l'oscillateur 103 de la station centrale 1. Le circuit de traitement numérique 12 A montré à la Fig 6 améliore encore la résolution du système de mesure de distance. Le circuit 12 A comprend, comme dans le circuit 12, une porte OU- EXCLUSIF 121 A, un premier circuit de génération d'impulsions de comptage-décomptage 123 A et un compteur-décompteur 126 A, et en complément, un second circuit de génération d'impulsions de comptagedécomptage 123 B, un inverseur 127 et deux portes OU à deux entrées 128 i et 128 d. Les circuits 123 A et 123 B sont identiques au circuit 123 montré à la Fig 3, et comprennent ainsi chacun deux couples de bascules monostables à entrée directe et à entrée inversée, et deux portes OU à deux entrées. Les bornes BEA et BRA du premier circuit 123 A relatives aux entrées des bascules monostables et aux entrées de remise à zéro reçoivent respectivement le signal (IXI>IYI)n du circuit de traitement analogique 11, et le signal de produit IN 1 de la sortie de la porte 121 A identique à la porte 121, comme pour le circuit 123 Par conséquent, des impulsions d'incrémentation I Ai et de décrémentation I Ad sont produites par deux sorties du circuit 123 A et sont identiques aux impulsions Ii et Id. Contrairement au premier circuit de génération d'impulsions 123 A, le second circuit 123 B à la borne d'entrée BEB relative aux entrées E - des quatre bascules monostables qui reçoit le signal IN 1, et la borne de remise à zéro BRB qui reçoit le signal complémentaire du signal (I Xl>I Yi)n par l'inverseur 127. Sachant que les transitions dans les signaux IN 1 et (IXI>IYI)n sont décalées les unes par rapport aux autres de t/4, les impulsions d'incrémentation I Bi et I Bd en sortie du second circuit 123 B sont décalées de T/4 par rapport aux impulsions I Ai et I Ad en sortie du premier circuit 123 A D'autre part, puisque le rôle des signaux IN 1 et (i XI>IYI)n est inversé dans les circuits 123 A et 123 B, les impulsions de décrémentation I Ad et I Bd sont produites par les portes 125 h incluses dans les circuits 123 A et 123 B lors d'un déplacement relatif des stations correspondant à une rotation du vecteur OM selon le sens trigonométrique positif (Fig SA), tandis que des impulsions d'incrémentation I Ai et I Bi sont produites par les portes 125 g incluses dans les circuits 123 A et 123 B lors d'un déplacement relatif des stations en sens contraire du précédent, correspondant à une rotation du vecteur OM selon le sens trigonométrique négatif (Fig 5 B). Les impulsions I Ai et I Bi sont appliquées aux entrées de la porte 128 i dont la sortie est reliée à l'entrée d'incrémentation UP du Z O compteur-décompteur 126 A Les impulsions I Ad et I Bd sont appliquées aux entrées de la porte 128 d dont la sortie est reliée à l'entrée de décrémentation DOWN du compteur-décompteur 126 A Dans ces conditions, huit impulsions décalées de n/4 sont appliquées à l'une des entrées du compteur-décompteur 126 A pendant un déplacement correspondant à une variation de la phase 4 + 6 de 2 n La résolution du système de mesure incluant le circuit 12 A est ainsi améliorée d'un facteur deux comparativement au système muni du circuit 12. Il est à noter qu'une autre variante du circuit de traitement numérique peut inclure le circuit 123 B avec l'inverseur 127 à la place du circuit 123, identique au 123 A, dans la Fig 3. 16 2681433 REVENDICATIONS 1 Système pour mesurer la distance (d) entre des première et seconde stations ( 1, 2) mobiles l'une par rapport à l'autre, la seconde station ( 2) comprenant des moyens pour moduler un signal porteur (SH, OE) émis par la première station ( 1) par un signal numérique (CL) en un signal modulé à deux états de phase (SMR, OM) qui est émis vers la première station, et la première station comprenant des moyens de démodulation et filtrage ( 10, lllx, llly) pour démoduler le signal modulé en deux signaux démodulés et filtrés en quadrature de phase (XF, YF), des moyens ( 112 x, 112 y, 121, 121 A) pour produire un premier signal logique (IN 1) ayant des niveaux logiques dépendants du signe du produit (XF YF) des signaux démodulés et filtrés, et des moyens ( 113 x, 113 y, 114, 115) pour produire un second signal logique ((IXI 17 2681433 un premier couple de premiers et seconds moyens ( 125 c, 125 d) pour détecter respectivement les premières et secondes transitions dudit un des premier et second signaux logiques (IN 1, (IXI secondes impulsions (Id; I Bd). 3 Système conforme à la revendication 2, dans lequel chacun des premiers et seconds moyens pour détecter comprennent une bascule monostable ( 125 c-125 f), les bascules monostables des premiers et seconds moyens pour détecter dans chacun desdits couples recevant respectivement directement et à travers un inverseur ( 125 a, 125 b) ledit un des premier et second signaux logiques, et les bascules monostables dans les premiers et seconds couples étant respectivement mis à zéro en réponse aux second et premier niveaux logiques (" 1 "', " O " 1) dudit autre des premier et second signaux logiques. 4 Système conforme à l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce qu'il comprend un second moyen ( 123 B) pour générer des premières et secondes impulsions (I Bi, I Bd) qui est identique au premier moyen pour générer ( 123 A) et dans lequel ledit un des premier et second signaux logiques est remplacé par ledit autre des premier et second signaux logiques, et ledit autre 18 2681433 des premier et second signaux logiques est remplacé par ledit un des premier et second signaux logiques, lesdits moyens de comptage- décomptage ( 128 i, 128 d, 126 A) comptant les premières impulsions (I Ai, I Bi) générées par les premier et second moyens pour générer, et décomptant les secondes impulsions (I Ad, I Bd) générées par les premier et second moyens pour générer. Système conforme à l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que le signal numérique modulant le signal porteur dans la seconde station ( 2) est un signal d'horloge (CL).