Brevet FR2676318A1 — publié le 19921113

CONVERTISSEUR DE TYPE CONTINU/CONTINU A MODE DE CONDUC TION DISCONTINUE. La présente invention a pour objet des perfectionnements à un convertisseur de type continu/continu, fonctionnant en mode de conduction discontinue et selon lequel chaque période comprend au moins deux phases successives, à savoir : une phase d'accumulation d'énergie et une phase de transfert d'énergie. Elle concerne plus particulièrement, mais non exclusivement, des alimentations à découpage, par exemple de type "fly back" ou "buck-boost" qui comprennent de façon classique une inductance de stockage d'énergie, reliée - d'une part, à une source de tension continue, par l'intermédiaire d'un circuit primaire comprenant un interrupteur de hachage périodiquement ouvert et fermé selon une période de hachage T, et - d'autre part, à une charge, par l'intermédiaire d'un circuit secondaire pouvant par exemple comprendre une diode de redressement et une capacité de filtrage. On sait que dans un tel circuit, l'énergie transmise lors de la fermeture de l'interrupteur commandable est tout d'abord stockée dans l'inductance au cours d'une première phase dite phase de magnétisation, puis est transférée à la charge au cours d'une deuxième phase dite phase de démagnétisation, au cours de laquelle l'interrupteur est à nouveau ouvert. Dans le cas d'un fonctionnement de type "a inductance démagnétisée", cette deuxième phase se poursuit jusqu'à la démagnétisation complète de l'inductance. Dans ce cas, le cycle de fonctionnement de l'alimentation au cours d'une période de hachage T comprendra un temps ton de fermeture de l'interrupteur de hachage, pendant lequel se déroule la phase de magnétisation de l'inductance et un temps toff d'ouverture de l'interrupteur, qui se décompose en un temps de démagnétisation td et en un temps de repos tm, au cours duquel la tension aux bornes primaires de l'inductance est censée demeurer à une valeur constante. Or, il s' avère qu'en fin de la phase de transfert d'énergie (temps td), la capacité parasite du circuit entre en résonnance avec la self magnétisante du transformateur. On observe alors, au cours du temps de repos tm, un régime oscillatoire plus ou moins amorti. On constate, en pratique, que ce mode de fonctionnement est très perturbant, en particulier dans le cas de convertisseurs à haut rapport de transformation. En effet, l'énergie alors mise en jeu par les oscillations parasites représente une part relativement importante de l'énergie à transférer par le convertisseur à chaque période de hachage. Cette énergie, en partie dissipée par "pertes cuivre" et/ou "pertes ferrite" contribue à diminuer le rendement du convertisseur et provoque une surchauffe de l'inductance. L'invention a donc plus particulièrement pour but de supprimer ces inconvénients. Elle propose, à cet effet, un convertisseur du type susdit caractérisé en ce qu'il comprend un circuit d'atténuation connecté à l'impédance par l'intermédiaire d'un circuit de commutation piloté de manière à provoquer l'atténuation voire la suppression du régime oscillatoire parasite qui s'établit au cours de chacune des susdites phases de repos. Des modes d'exécution de l'invention seront décrits ciaprès, à titre d'exemples non limitatifs, avec référence aux dessins annexés dans lesquels La figure 1 est un schéma de principe d'un convertisseur classique de type "fly back" Les figures 2 et 3 sont des diagrammes de ten sion en fonction du temps représentant les formes d'onde obtenues respectivement aux bornes du transistor primaire (figure 2) et aux bornes de l'enroulement primaire (figure 3) du transformateur utilisé dans le convertisseur représenté figure 1 La figure 4 est un schéma de principe d'un convertisseur du type de celui représenté figure 1, mais incorporant un circuit d'atténuation selon l'invention La figure 5 est un chronogramme représentant, en fonction du temps la tension VT aux bornes du transistor primaire, courbe C1, le courant IT circulant dans le transis tor de hachage, courbe C2, le courant circulant dans la diode du circuit secondaire, courbe C3, le courant 1T2 circulant dans le tran sistor du circuit d'atténuation, courbe C4, la tension de commande VT1 du transistor de hachage, courbe Cg, la tension de commande VT2 du transistor du circuit d'atténuation, courbe C6 La figure 6 est un schéma de principe d'un convertisseur de type "buck-boost" élémentaire, équipé d'un circuit d'atténuation selon l'invention ;; La figure 7 est un schéma de principe d'un convertisseur de type "f ly back" équipé d'un circuit d'atténuation connecté au primaire du transformateur La figure 8 est un schéma de principe d'un convertisseur de type "fly back" équipé d'un circuit d'atténuation branché sur un enroulement auxiliaire La figure 9 est un schéma de principe d'un convertisseur isolé équipé d'un circuit d'atténuation branché sur un enroulement secondaire de tension négative La figure 10 est un schéma de principe d'un convertisseur à transfert direct d'énergie, isolé, à sorties multiples et équipé d'un circuit d'atténuation, adapté sur 1 ' enroulement de démagnétisation, selon l'invention ; La figure 11 est un schéma de principe d'une autre variante de réalisation d'un convertis seur à transfert direct d'énergie. Le convertisseur "fly back" représenté sur la figure 1 fait intervenir, de façon classique, un transformateur 1 dont l'enroulement primaire B1 est relié à une source de tension continue E par l'intermédiaire d'un circuit primaire comprenant un interrupteur I1 alternativement ouvert et fermé selon une période de hachage T1 (une diode de roue libre D1, représentée en traits interrompus est montée en parallèle sur cet interrupteur I1, ou intégrée à celui-ci dans le cas de technologie MOSFET). L'enroulement secondaire B2 du transformateur 1 est, quant à lui, connecté à une charge CH par l'intermédiaire d'un circuit secondaire comprenant une diode de redressement D2 et un condensateur C monté en parallèle avec la charge CH. Comme précédemment mentionné, chaque période de hachage comprend trois phases successives, à savoir - une phase de magnétisation de l'inductance pendant laquelle l'interrupteur I1 est fermé (période ton), - une phase td de démagnétisation et de transfert d'énergie, l'interrupteur I1 étant ouvert (période toff), - une phase de régime libre trl qui succède à la phase de démagnétisation td, l'interrupteur Il étant toujours ouvert (période toff). Ces différentes phases sont illustrées sur les figures 2 et 3 sur lesquelles on a représenté, en traits épais, les formes d'onde idéales des tensions aux bornes de l'interrupteur hacheur Il (figure 2) et aux bornes de l'enroulement primaire (figure 3) et, en traits fins, les formes réellement obtenues. Ces figures font apparaître, au cours d'une même période de hachage - une période d'ouverture tof f de l'interrupteur de hachage qui comprend successivement une phase de démagnétisation et de transfert d'énergie td (la tension VT aux bornes de l'interrupteur I1 étant alors égale au produit de la tension VO aux bornes de la charge CH par le rapport entre le nombre de spires nl de l'enroulement primaire B1 et le nombre de spires n2 de l'enroulement secon daire B2 du transformateur 1, augmentée de la tension E), une phase de régime libre trl dans laquelle la ten sion aux bornes de l'interrupteur I1 est en principe égale à la tension de la source E, puis - une période de fermeture ton de l'interrupteur de hachage I1 (correspondant à la phase de magnétisation), au cours de laquelle la tension aux bornes de l'interrupteur de hachage I1 est nulle. Comme précédemment mentionné, en raison des capacités parasites ramenées aux bornes des enroulements du transformateur 1, il se produit, pendant la phase de régime libre trl, un mode oscillatoire haute fréquence plus ou moins amorti visible sur les figures 2 et 3. L'invention propose de supprimer cet inconvénient grâce à un circuit de commutation permettant à chacune des périodes T de bloquer le régime oscillant pendant la phase de régime libre trl, par le maintien à une valeur quasi nulle des tensions aux bornes des différents enroulements B1, B2 du transformateur 1 jusqu'à la fermeture de l'interrupteur de hachage Il. Dans l'exemple représenté sur la figure 4, ce résultat est obtenu grâce à un circuit de commutation 2 monté entre les bornes de l'enroulement secondaire B2 du transformateur 1 et comprenant , en série, une diode D3 et un interrupteur commandable 12. L'association de la diode D3 à l'interrupteur I2 permet une commande facilitée de celui-ci et une précision de l'instant d'action - l'interrupteur I2 est fermé à chaque période de hachage, après un temps issu d'un circuit de temporisa tion At, succédant à l'ouverture de I1, - l'action de blocage de régime oscillant, déterminée par la mise en roue libre de l'enroulement concerné, ne prend alors effet qu'à l'instant où la tension VT aux bornes de l'interrupteur I1 s'abaisse au-dessous de la valeur E de la tension de source. A cet instant, en effet, la tension développée aux bornes de l'enroulement concerné, polarise au travers de 12 la diode D3 dans le sens direct ; cela détermine ainsi de façon simple et précise le début du régime de roue libre, provoquant le blocage des oscillations parasites décrites précédemment. Ainsi, pendant la phase d'atténuation mise en oeuvre à la suite de la fermeture de l'interrupteur I2, on observe un courant sensiblement constant parcourant l'enroulement secondaire B2, ce courant prenant fin lors de l'ouverture de l'interrupteur 12 qui se produit avec une légère avance Asti, par rapport à la fermeture de l'interrupteur Il. Le détail des formes d'ondes de courant et la chronologie des commutations effectuées par les interrupteurs I1, I2 sont donnés sur la figure 5. Sur cette figure 5, le temps tl correspond à l'instant d'ouverture de l'interrupteur de hachage I1. Cette ouverture de l'interrupteur I1 amorce une élévation de la tension VT jusqu'à obtention d'une valeur Vo nl/n2 + E au temps t2 (courbe C1). Parallèlement, le courant IT1 traversant l'interrupteur I1 s'annule (courbe C2), tandis que les courants 1D2, IT2 circulant dans les diodes D2 et D3 sont sensiblement nuls. La phase de démagnétisation qui s'amorce lorsque la tension VT aux bornes de l'interrupteur I1 a atteint la valeur Vo nî/n2 + E, se traduit par une circulation dans la diode D2 d'un courant ID2 de transfert d'énergie qui va en décroissant jusqu a s'annuler à la fin de cette phase (temps t3). A partir du temps t3, la tension VT décroît jusqu a ce qu'elle revienne, à un instant t4, à la valeur E. A cet instant t4, la diode D3 se trouve polarisée en direct, et l'interrupteur 12 déjà fermé agit en laissant le passage à un courant d'amortissement, et ce, jusqu'à sa réouverture, à un instant t5 qui précède de peu la fermeture de l'interrupteur I1, instant t6. Cette fermeture de l'interrupteur Il amorce la phase de magnétisation tm. Au cours de cette phase de magnétisation, la tension VT aux bornes de l'interrupteur I1 s'annule, tandis que le courant qui le parcourt s'accroît. Cette phase de magnétisation tm prend fin à l'instant t7 marquant la réouverture de l'interrupteur I1 et le départ d'un nouveau cycle de hachage. La bonne mise en oeuvre du dispositif précédemment décrit fait apparaître deux conditions nécessaires - l'interrupteur I2 doit être fermé avec un retard mini mum AT2 par rapport à l'ouverture de l'interrupteur de hachage 11 : pour un convertisseur donné, ce temps est essentiellement dépendant de la charge CH secondaire et de la tension primaire d'alimentation E - l'interrupteur 12 doit être réouvert avec une avance minimale AT1 par rapport à la fermeture de l'interrupteur I1. Ces deux conditions sont nécessaires pour éviter une mise en court-circuit momentanée primaire/secondaire du convertisseur de laquelle résulterait une pointe très importante de courant direct dans l'interrupteur I1 et dans le circuit d'atténuation T2 D3. On constate que si le retard AT2 est programmé trop long par rapport à l'ouverture de l'interrupteur I1, le régime oscillatoire se développe au-delà d'un quart de période T'/4. Le fonctionnement se rapproche alors de celui d'un convertisseur classique, avec les inconvénients correspondants (pertes cuivre et pertes ferrite plus importantes). Avantageusement, les interrupteurs Il et I2 pourront consister en des transistors MOS TM1, TM2 dont les gâchettes sont reliées à un générateur de signaux rectangulaires PWM de période T, par l'intermédiaire de deux circuits de temporisation TP1, TP2 engendrant respectivement un retard Ati pour la commande de I1 et un retard At2 pour la commande de I2. L'invention ne se limite pas à des convertisseurs de type "f ly back". Elle concerne de nombreux convertisseurs de ce genre qui fonctionnent en mode de conduction discontinu et dont seulement quelques exemples ont été illustrés sur les figures 6 à 11. Dans le mode d'exécution représenté figure 6, le convertisseur, de type "buck-boost" , comprend une inductance monoenroulement B'1 reliée à une source de tension continue par l'intermédiaire d'un circuit primaire comportant un interrupteur commandable TM1 constitué par un transistor MOS. L'inductance B'1 est, par ailleurs, reliée aux deux bornes de sortie S1, S2 du convertisseur par un circuit secondaire comprenant une diode de redressement D2 et un condensateur de filtrage C. Le circuit d'atténuation 2, monté entre les bornes de l'inductance B'1, comprend ici, en série, une diode D3 et un interrupteur commandable TM2 constitué par un second transistor MOS. La commande des deux transistors MOS TM1, TM2 est assurée par un générateur de tension rectangulaire PWM de période T et de deux circuits de temporisation TP1, TP2 reliant ce générateur aux gâchettes de ces deux transistors TM1, TM2, à savoir - un premier circuit comprenant un temporisateur TP1 de constante de temps Asti, et un circuit d'adaptation G connecté à la gâchette du transistor TMl - un deuxième circuit comprenant un temporisateur TP2 de constante de temps At2, un circuit d'adaptation G2 et un transformateur inverseur 3 connecté à la gâchette du transistor TM2. Le fonctionnement de ce convertisseur est sensiblement le même que celui précédemment décrit, l'état passant du transistor TM1 déterminant la phase de magnétisation ton (accumulation d'énergie) tandis que l'état passant du transistor TM2 détermine la phase d'atténuation trl qui succède la phase de transfert d'énergie td. Le convertisseur représenté sur la figure 7 est un convertisseur "fly back" de type similaire à celui représenté sur la figure 2, mais dans lequel le circuit d'atténuation 2 est monté entre les bornes de l'enroulement primaire B1 du transformateur 1. Les interrupteurs commandables TM1 et TM2 consistent en des transistors MOS pilotés par un circuit de commande analogue à celui précédemment décrit, à la différence près que le circuit de temporisation associé au transistor TM2 ne comprend pas de transformateur inverseur, ce dernier étant remplacé par un circuit de décalage de niveau 8. Dans l'exemple représenté sur la figure 8, l'inductance comprend un enroulement primaire B1 associé à un circuit primaire analogue à ceux précédemment décrits, et trois enroulements secondaires, à savoir : deux enroulements secondaires B2, B3 qui peuvent être connectés à deux charges respectives par l'intermédiaire de deux circuits secondaires similaires à ceux précédemment décrits (diodes D'2, D"2 et condensateur C', C") et un troisième enroulement B4 dont les deux bornes sont reliées à un circuit d'atténuation 2 du type de ceux précédemment décrits. La commande du transistor MOS TM2 utilisé dans ce circuit d'atténuation, à partir du générateur de signaux rectangulaires s'effectue par l'intermédiaire d'une temporisation TP2 de constante de temps At2 suivi d'un amplificateur inverseur Gi. Le convertisseur représenté sur la figure 9 fait intervenir un transformateur comprenant un enroulement primaire B1 raccordé à un circuit primaire similaire à celui de la figure 7 et deux enroulements secondaires B'2, B'3 montés en série qui sont respectivement reliés à une sortie de tension positive Vol et à une sortie de tension négative Vo2 par l'intermédiaire de deux circuits de liaison res pectifs comprenant chacun une diode D2i, D22 et un condensateur de filtrage C2i, C22. Dans cet exemple, le circuit d'atténuation 2 est monté aux bornes de la sortie de tension négative Vo2. La commande du transistor MOS TM2 est alors réalisée par un circuit de temporisation comprenant successivement un temporisateur TP2 de constante de temps At2, un amplificateur inverseur G'i et un transformateur non inverseur TG assurant à la fois une isolation galvanique entre le circuit primaire et le circuit secondaire, et un changement de tension de référence. Comme précédemment mentionné, l'invention s'applique également à des convertisseurs à transfert direct d'énergie, isolé et à sorties simples ou multiples. La figure 10 illustre un premier exemple d'exécution d'un tel convertisseur. Dans cet exemple, le convertisseur fait intervenir un transformateur 1 dont l'enroulement primaire B1 est relié à un circuit primaire du type de ceux précédemment décrits. Ce transformateur 1 comprend trois enroulements secondaires, à savoir - deux enroulements secondaires B2, B3 connectés chacun à une sortie de tension VS2, VS1 par l'intermédiaire de deux liaisons dont 1 'une comprend, en série, une diode D4 et une inductance L, un condensateur C étant connecté aux bornes de cette sortie tandis qu'une diode D5 est disposée entre le point de jonction diode D4/impédance L et la deuxième liaison N, - un troisième enroulement secondaire de démagnétisation B4 en série avec une diode D6, cet ensemble étant connecté aux bornes de la source de tension E. Dans ce cas, le circuit d'atténuation 2, d'un type similaire à celui décrit en regard des figures 6 à 9 est branché aux bornes de l'enroulement secondaire B4. Le cycle de fonctionnement d'un convertisseur de ce genre est alors le suivant La mise à l'état passant du transistor MOS TM1 provoque la circulation dans l'enroulement primaire B1 d'un courant de magnétisation superposé au courant de transfert direct d'énergie (phase de magnétisation tm). Le sens des enroulements secondaires B2, B3 et des diodes D4 est en effet prévu de manière à ce que le transfert d'énergie à la charge (qui se traduit par la circulation d'un courant de transfert dans les circuits secondaires) s'effectue au cours de cette phase de magnétisation tm. Le retour à l'état bloqué du transistor TM1 initie la phase de démagnétisation, au cours de laquelle le transistor TM2 devient conducteur pour supprimer les oscillations parasites qui prennent naissance en fin du cycle de démagnétisation. Le convertisseur représenté sur la figure 11 diffère de celui représenté sur la figure 10 en ce qu'il comprend en outre un enroulement auxiliaire Bg, isolé galvaniquement et référencé par rapport au potentiel bas de la source E. Dans ce cas, le circuit d'atténuation 2 est monté en parallèle sur l'enroulement auxiliaire Bg. Le fonctionnement de ce convertisseur demeure sensiblement identique à celui de la figure 9. Revendications 1. Convertisseur de type continu/continu à mode de conduction discontinue comprenant une inductance de stockage d'énergie (1) reliée - d'une part, à une source de tension continue (E), par l'intermédiaire d'un circuit primaire comportant un interrupteur de hachage (TM1) périodiquement ouvert et fermé selon une période de hachage (T) comportant une phase de magnétisation (tm), une phase de démagnétisa tion (td), un transfert d'énergie s'effectuant soit pendant la phase de magnétisation (tm), soit pendant la phase de démagnétisation (td), et une phase de repos qui succède à la phase de démagnétisation (td), et - d'autre part, à une charge (CH), par l'intermédiaire d'un circuit secondaire comprenant une diode de redres sement et une capacité de filtrage. caractérisé en ce qu'il comprend un circuit d'atténuation (2) connecté à l'impédance (1) par l'intermédiaire d'un circuit de commutation piloté de manière à provoquer une atténuation du régime oscillatoire parasite qui s'établit au cours de la phase de repos. 2. Convertisseur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le susdit circuit d'atténuation (2) est monté entre les bornes d'un enroulement (B2) de l'inductance (1) et comprend, en série, un interrupteur commandable (I2) et une diode (D3). 3. Convertisseur selon l'une des revendications 1 et 2, caractérisé en ce que les organes de commande de l'interrupteur de hachage (I1) et de l'interrupteur commandable (I2) sont respectivement connectés à la sortie d'un générateur de signaux rectangulaires (PWM) de période (T), par l'intermédiaire de deux circuits de tem porisation conçus de manière à ce que la fermeture de l'interrupteur commandable (I2) succède à l'ouverture de l'interrupteur de hachage (I1) avec un retard (At2) et l'ouverture de l'interrupteur commandable (I2) précède la fermeture de l'interrupteur de hachage (I1) avec une avance (asti). 4. Convertisseur selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que le susdit interrupteur commandable (I2) se ferme à chaque période de hachage, après un temps (At) succédant à la phase de démagnétisation de l'impédance (1). 5. Convertisseur selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que la susdite inductance (1) consiste en un transformateur comprenant un enroulement primaire (B1) relié au susdit circuit primaire et au moins un enroulement secondaire (B2) relié à un circuit secondaire, et en ce que le susdit circuit d'atténuation (2) est connecté aux bornes de l'enroulement secondaire (B2). 6. Convertisseur selon l'une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que la susdite inductance (1) comprend un enroulement unique (B') aux bornes duquel est branché le susdit circuit d'atténuation (2). 7. Convertisseur selon la revendication 6, caractérisé en ce que le circuit de temporisation qui assure la commande de l'interrupteur (TM2) commandable comprend un transformateur inverseur (3). 8. Convertisseur selon l'une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que la susdite impédance (1) consiste en un transformateur, et en ce que le susdit circuit d'atténuation (2) est monté aux bornes de l'enroulement primaire (B1) de ce transformateur. 9. Convertisseur selon l'une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que la susdite inductance (1) consiste en un transformateur comprenant un enroulement primaire (bu), au moins un enroulement secondaire (B2), et un enroulement auxiliaire (B4), aux bornes duquel est monté ledit circuit d'atténuation (2). 10. Convertisseur selon l'une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que la susdite inductance (1) consiste en un transformateur comprenant un enroulement primaire (B1) et deux enroulements secondaires (B'2, B'3) montés en série, dont le premier (B'2) est relié à une sortie de tension positive (Vol) par l'intermédiaire d'un premier circuit secondaire et dont le second (B'3) est relié à une sortie de tension négative (Vo2) par l'intermédiaire d'un second circuit secondaire, et en ce que le susdit circuit d'atténuation (2) est monté entre les bornes du second enroulement secondaire (B'3), l'interrupteur commandable (TM2) de ce circuit d'atténuation comportant un transformateur non inverseur (TG) assurant une isolation galvanique et un changement de tension de référence. 11. Convertisseur selon l'une des revendications 1 à 4, de type à transfert direct d'énergie (transfert d'énergie pendant la phase de magnétisation), caractérisé en ce que l'inductance (1) comprend un enroulement primaire (bu), au moins un enroulement secondaire (B2) et un enroulement auxiliaire (B4) monté entre les bornes de la source de tension continue par l'intermédiaire d'un circuit auxiliaire comprenant une diode (D6), et en ce que le circuit d'atténuation (2) est monté entre les bornes de l'enroulement auxiliaire (B4). 12. Convertisseur selon l'une des revendications 1 à 4, de type à transfert direct d'énergie, caractérisé en ce que l'inductance (1) consiste en un transformateur comportant un enroulement primaire (bu), au moins un enroulement secondaire (B2), un premier enroulement auxiliaire (B4) monté entre les bornes de la source de tension continue (E) par l'intermédiaire d'un circuit auxiliaire comprenant une diode (D6) et un deuxième enroulement auxiliaire (B5), référencé au potentiel bas de ladite source (E), le circuit d'atténuation (2) étant monté entre les bornes de ce second enroulement auxiliaire (B5).