Brevet FR2684501A1 — publié le 19930604

DISPOSITIF D'ALIMENTATION EN TENSION CONTINUE REGULEE A CONVERTISSEUR HYPORESONANT COMMANDE EN DEPHASAGE RETARD L'invention concerne les dispositifs d'alimentation en tension continue régulée et, plus particulièrement dans de tels dispositifs, les convertisseurs à résonance qui fonctionnent en conduction discontinue et dont la fréquence F de commutation des commutateurs est inférieure à la fréquence de résonance Fr du circuit oscillant du convertisseur (mode hyporésonant). Ces convertisseurs sont notamment utilisés pour obtenir une haute tension continue qui est appliquée entre la cathode et l'anode d'un tube à rayons X. Un tube 10 à rayons X, pour diagnostic médical par exemple, est constitué (figure 1) comme une diode, c'est-à-dire avec une cathode 11 et une anode 12 ou anticathode, ces deux électrodes étant enfermées dans une enveloppe 13 étanche au vide, ce qui permet de réaliser l'isolement électrique entre ces deux électrodes. La cathode 11 produit un faisceau d'électrons 8 et l'anode 12 reçoit ces électrons sur une petite surface qui constitue un foyer d'où sont émis les rayons X. Quand la haute tension d'alimentation est appliquée par un générateur 14 aux bornes de la cathode 11 et de l'anode 12 de façon que la cathode soit au potentiel négatif -HT et l'anode à un potentiel +HT, un courant dit anodique s'établit dans le circuit au travers du générateur 14 produisant la haute tension d'alimentation ; le courant anodique traverse l'espace entre la cathode et l'anode sous la forme du faisceau d'électrons 8 qui bombardent le foyer. Pour une meilleure dissipation de l'énergie, l'anode 12 a la forme d'un disque plat qui est porté par un arbre 18 d'axe 17 solidaire d'un rotor 16 d'un moteur dont le stator 15 est disposé à l'extérieur de l'enveloppe 13. Pour refroidir le tube 10, ce dernier est disposé dans une enceinte 19 remplie d'un fluide réfrigérant et isolant 9. Les caractéristiques des rayons X qui sont émis par le tube, notamment leur dureté, dépendent de nombreux paramètres et l'un d'entre eux est la valeur de la haute tension qui est appliquée entre l'anode et la cathode du tube, cette haute tension devant être réglable pour obtenir les caractéristiques recherchées et devant rester constante pendant toute la durée de la pose radiologique pour ne pas modifier les caractéristiques de fonctionnement d'un récepteur de rayons X qui reçoit les rayons X ayant traversé l'objet en cours d'examen. Des dispositifs pour obtenir une haute tension continue réglable sont connus et sont basés sur le redressement et le filtrage d'une tension alternative, cette dernière étant fournie soit par le réseau 50/60 hertz, soit par un convertisseur fonctionnant à une fréquence généralement supérieure à dix kilohertz. Un dispositif d'alimentation haute tension du type à convertisseur comprend, comme le montre la figure 2, un circuit d'alimentation 20 qui fournit une tension continue E, éventuellement réglable, à partir d'une tension alternative "e" fournie par le secteur. La tension continue E est appliquée aux bornes d'un circuit onduleur 21 qui comprend un circuit hacheur 22, un circuit résonant 27 et un circuit de commande 24. Le signal alternatif fourni par le circuit onduleur 21 est appliqué à un transformateur élévateur de tension 25 dont l'enroulement secondaire est connecté à un circuit de redressement et filtrage 26. Ce circuit 26 fournit une tension continue Vs qui est appliquée entre l'anode 12 et la cathode 11 d'un tube 10 à rayons X. De manière classique, le circuit hacheur 22 comprend, par exemple, un premier couple de transistors T1l, T12 qui sont connectés en série sur les bornes de sortie du circuit d'alimentation 20 et un deuxième couple de transistors T21 et T22 qui sont également connectés en série sur les bornes de sortie du circuit d'alimentation 20. Des diodes D1l, D12 D21 et D22 sont connectées respectivement en parallèle entre le collecteur et l'émetteur des transistors Tll, T12, T21 et T22 de manière que leur anode soit connectée à l'émetteur du transistor correspondant. Les bases ou grilles des transistors T1l, T121 T21 et T22 sont connectées au circuit de commande 24 qui fournit des signaux de commutation des transistors. Les deux bornes de sortie du circuit hacheur 22 sont constituées, d'une part, par le point commun A des transistors T11 et T12 et, d'autre part, par le point commun B des transistors T21 et T22. Le circuit résonant 27 comprend, par exemple, en série une bobine L1, un condensateur C1 et l'enroulement primaire 25p du transformateur 25. Une des bornes de la bobine L1 est connectée à la borne de sortie A du circuit hacheur 22 et la borne de l'enroulement primaire 25p du transformateur 25, celle qui n'est pas connectée au condensateur C1, est connectée à la borne de sortie B du circuit hacheur 22. Le circuit résonant est traversé par un courant I1 qui est mesuré par un circuit 28. Le transformateur 25, du type élévateur de tension, comporte, outre l'enroulement primaire 25p, un enroulement secondaire 255 dont les bornes de sortie sont connectées au circuit de redressement et filtrage 26. Le circuit de redressement est constitué, par exemple de manière classique, d'un pont à quatre diodes D1, D2, D3 et D4 qui fournit un courant redressé double alternance appliqué au circuit de filtrage constitué par un condensateur CF. C'est la tension de sortie Vs aux bornes de ce condensateur CF qui est appliquée entre l'anode 12 et la cathode 11 du tube 10 à rayons X. Le circuit de commande 24 comprend un circuit convertisseur tension/fréquence 29 qui fournit des signaux de commutation Cd1l, Cd22, Cd12 et Cd21 à la fréquence variable F selon la différence d'amplitude entre un signal V's proportionnel à Vs et un signal dit de consigne Vc qui indique la valeur souhaitée pour la tension V's, c'est-à-dire celle de Vs. Le signal Vs est proportionnel à la tension Vs par un diviseur résistif constitué des résistances R1, R2. La différence entre V's et Vc est indiquée par un circuit comparateur 23. Dans la suite de la description, on considérera que le circuit 23, ou tout autre circuit équivalent, fournit un signal qui est proportionnel à la différence entre une valeur de consigne Vc égale à la tension Vs à obtenir et la tension Vs qui est appliquée au tube. Par ailleurs, le convertisseur tension/fréquence 29 reçoit l'information du passage à la valeur nulle du courant I1 par le circuit de détection et de mesure 28. Le fonctionnement classique de l'onduleur de type connu de la figure 2 sera maintenant expliqué en relation avec les figures 3a à 3g. Les diagrammes temporels des figures 3a à 3d représentent respectivement les signaux de commande Cl11, Cd22 , Cd12 et Cd21 des transistors T111 T22 T12 et T21 qui sont fournis par le circuit de commande 24 tandis que le diagramme temporel de la figure 3e représente le courant I1 qui circule dans le circuit résonant 27, c'est-à-dire dans l'enroulement primaire 25p du transformateur 25. Le diagramme temporel de la figure 3f représente le courant I2 à la sortie du circuit de redressement tandis que le diagramme temporel de la figure 3g représente la variation de la tension de charge Vs du condensateur CF, c'est-à-dire la tension appliquée au tube 10 à rayons X. Les signaux de commutation ou de commande Cd1l et Cd22, identiques et en phase, ont pour effet de rendre simultanément conducteurs les transistors T11 et T22 de sorte qu'un courant I1, dit positif, circule dans l'enroulement primaire 25p et a la forme représentée par la demi-sinusoïde positive 30 de la figure 3e. Lorsque le courant I1 s'annule et devient négatif, il circule dans les diodes associées D11 et D22, dites de roue libre, ce qui correspond à la demi-sinusoïde négative 32. Les signaux de commande Cd12 et Cd21, identiques entre eux et aux signaux Cd1l et Cd22, sont également en phase et ont pour effet de rendre simultanément conducteurs les transistors T12 et T21 de sorte qu'un courant I1, dit négatif, circule dans l'enroulement primaire 25p. Ce courant a la forme de la demi-sinusoïde négative 34 de la figure 3e. Lorsque le courant négatif I1 s'annule et devient positif, il circule dans les diodes associées D12 et D21 dites de roue libre, ce qui correspond à la demi-sinusoïde positive 36. I1 est à remarquer que, sur ces diagrammes temporels, d'une part, les signaux de commande ont une durée plus longue que celle des demi-sinusoïdes correspondantes 30 et 34 et, d'autre part, leur fréquence F est inférieure à la moitié de la fréquence de résonance Fr du circuit oscillant 27. Cette durée plus longue des signaux de commande a pour effet qu'il n'y a pas de blocage brusque des transistors qui conduisent, ce qui élimine les signaux parasites. Du fait que la fréquence F est inférieure à la moitié de la fréquence Fr, il en résulte une variation de la tension Vs due à la décharge du condensateur de filtrage CF entre deux impulsions consécutives de courant dans l'enroulement primaire. En effet, par suite du redressement du courant secondaire induit par le courant primaire I1, le courant redressé I2 a la forme représentée sur le diagramme temporel de la figure 3f, c'est-à-dire que les demi-sinusoïdes 30, 32, 34 et 36 deviennent celles référencées 30', 32', 34' et 36' dont le sens est tel qu'elles chargent le condensateur CF comme le montre le diagramme temporel de la figure 3g. Pendant l'intervalle de temps séparant les demi-sinusoïdes 32' et 34', le condensateur CF est déchargé par le courant I3 d'alimentation du tube 10 à rayons X de sorte que la tension Vs diminue, ce qui modifie les caractéristiques de rayonnement du tube 10 à rayons X. On comprend que la variation SVs de la tension Vs est d'autant plus importante que l'intervalle de temps entre les demi-sinusoïdes 32' et 34' est grand, c'est-à-dire que la fréquence F des signaux de commande Cd1l, Cd22 et Cd12, Cd21 est nettement inférieure à la moitié de la fréquence de résonance Fr du circuit résonant. On comprend également que la variation bVs dépend de la valeur du courant I3, valeur qui peut varier selon les caractéristiques du rayonnement X à obtenir ou simplement du fait que le tube est entre deux poses radiologiques et ne consomme donc aucun courant. Un but de la présente invention est donc de réaliser un convertisseur du type hyporésonant dans lequel un tel phénomène d'ondulation résiduelle d'amplitude variable SVs de la haute tension Vs appliquée au tube est considérablement réduit. Un tel but est atteint en modifiant la quantité d'électricité fournie par chaque sinusoïde en fonction de la différence entre la haute tension mesurée Vs et une valeur de consigne Vc correspondant à la valeur choisie. Selon l'invention, cette modification de la quantité d'électricité est obtenue en déphasant les signaux de commande Cd1l, Cd22, Cd12 et Cd21 l'un par rapport à l'autre, notamment en retardant respectivement les signaux de commande Cd22 et Cd21 par rapport à Cd1l et Cd12 ou inversement. Cette commande en retard peut également être mise en oeuvre dans le cas où le circuit résonant est scindé en deux circuits résonants identiques. Plus précisément, l'invention concerne un dispositif d'alimentation en tension continue régulée Vs à convertisseur hyporésonant comprenant - des moyens d'alimentation pour élaborer une tension continue E, - des moyens pour onduler ladite tension continue (E) de manière à obtenir des impulsions alternatives de fréquence F correspondant chacune à une certaine quantité d'électricité Q', - des moyens pour redresser et filtrer lesdites impulsions alternatives de manière à obtenir ladite tension continue régulée Vs, caractérisé en ce qu'il comprend, en outre, des moyens pour modifier la quantité d'électricité Q' de chaque impulsion alternative en fonction de la différence entre la tension obtenue Vs et une tension à obtenir Vc de manière à obtenir l'égalité desdites tensions. L'onduleur étant généralement constitué de quatre interrupteurs disposés par paire en série et chaque paire étant connectée aux moyens d'alimentation, les moyens pour modifier la quantité d'électricité Q' de chaque impulsion alternative comprennent des moyens pour retarder d'un intervalle de temps 91 la fermeture d'un interrupteur d'une paire par rapport à la fermeture de l'interrupteur de l'autre paire en fonction de la différence entre la tension obtenue V1 et la tension à obtenir Vc. D'autres buts, caractéristiques et avantages de la présente invention apparaitront à la lecture de la description suivante d'un exemple particulier de réalisation, ladite description étant faite en relation avec les dessins joints dans lesquels: - la figure 1 est une vue schématique d'un tube à rayons X dont l'anode et la cathode sont alimentées par un générateur haute tension; - la figure 2 est un schéma fonctionnel d'un générateur haute tension selon l'art antérieur; - les figures 3a à 3g sont des diagrammes temporels de signaux utiles pour comprendre le fonctionnement du générateur de la figure 2 et montrer certains de ses inconvénients; - les figures 4a à 41 sont des diagrammes temporels qui montrent le principe de l'invention et ses effets sur la réduction de la variation d'amplitude EVs de la haute tension Vs; - la figure 5 est un schéma fonctionnel d'un circuit de commande séquentiel qui génère les signaux de commande des transistors du circuit onduleur conformément à la présente invention; - la figure 6 est un schéma fonctionnel d'un circuit qui génère les déphasages à appliquer entre les signaux de commande des transistors; - la figure 7 est une représentation fonctionnelle d'un circuit qui détermine le sens du courant dans le circuit résonant et son passage à la valeur nulle, et - la figure 8 est un schéma de principe d'une autre forme connue de circuit onduleur à laquelle peut s'appliquer la présente invention. Dans les différentes figures, les références identiques désignent des éléments ayant les mêmes fonctions. Les figures 1, 2 et 3 auxquelles il a été fait référence dans le préambule pour exposer l'art antérieur ne seront pas décrites à nouveau mais font partie intégrante de la description. I1 est d'abord rappelé que, dans un circuit onduleur du type hyporésonant, la charge électrique contenue dans chaque impulsion constituée des deux demi-sinusoïdes 30, 32 entre les instants t0 et t2 est constante quelle que soit la fréquence F à condition, bien entendu, que cette dernière soit inférieure à la moitié de la fréquence de résonance Fr du circuit oscillant. En effet, la charge électrique d'une impulsion est donnée par avec E, la tension d'alimentation, V, la tension aux bornes de l'enroulement primaire 25p, l'impédance du circuit résonant, la période à la résonance. On en déduit Q = 4C.E, c'est-à-dire une constante si E et C sont constants, ce qui est le cas car le circuit d'alimentation 20 fournit une tension continue et la capacité C est fixée par construction. Par ailleurs, le courant I3 qui circule dans le tube 10 à rayons X est donné par: 13 = Q.F de sorte que la tension Vs = R.I3 = R.Q.F (R étant la résistance équivalente du tube) est proportionnelle à F car R et Q sont des constantes. Pour une fréquence F qui est constante, la tension Vs a une valeur moyenne constante mais, comme on l'a expliqué dans le préambule, sa valeur instantanée fluctue autour de cette valeur moyenne par l'effet de la décharge du condensateur de filtrage CF. Selon l'invention, il est proposé de diminuer la charge du condensateur CF en diminuant la quantité d'électricité Q contenue dans chaque impulsion. Le moyen qui est proposé à cet effet est, pour chaque impulsion, de retarder la conduction de l'un des deux transistors, c'est-à-dire de retarder, par exemple, la conduction de T22 par rapport à T11 ou inversement pour la première impulsion et, pour l'impulsion suivante, de retarder la conduction du transistor T21 par rapport a T12 ou inversement. Cette manière de faire est illustrée par les diagrammes temporels de la figure 4 dans lesquels la conduction de T22 et de T21 a été retardée d'une durée e1 par rapport à T11 et T12 respectivement. Du fait qu'un seul transistor conduit pendant la durée 61, le courant I' est plus petit que le courant I1 dans le cas (figure 3) où les deux transistors sont commandés en phase. De ce fait, la quantité d'électricité Q' fournie par le courant I'1 correspondant aux courbes 30", 32" ou 34", 36" (figure 4e) est plus petite que la quantité Q correspondant aux courbes 30, 32 ou 34, 36 (figure 3e) du fonctionnement en phase. Après redressement (figure 4f), la quantité d'électricité Q' qui charge le condensateur CF étant plus petite, l'augmentation de la tension de charge du condensateur est aussi plus petite, ce qui permet de l'adapter à une diminution du courant I'3. Bien entendu, si le courant I'3 augmente, le retard 81 devra être réduit, et éventuellement revenir à la valeur zéro, pour augmenter la quantité d'électricité fournie par chaque impulsion. Le circuit électronique qui permet de générer des signaux de commande retardés dont le retard el varie en vue d'obtenir une fluctuation 6Vs aussi petite que possible sera décrit en relation avec les schémas des figures 5, 6 et 7 et des diagrammes temporels de la figure 4. En outre, ce circuit génère les signaux de commande des transistors qui sont conducteurs en premier, c'est-à-dire les transistors T11 et T12 dans l'exemple décrit. Sur la figure 5, les huit rectangles 101 à 108 représentent respectivement les différents états ST1 à STg du système de commande séquentiel des transistors T11, T22, T12 et T21, le passage d'un état à un autre étant commandé par des signaux FRA1, FRA2 et I01, I+1, I-1 fournis respectivement par les circuits 42 et 44 des figures 6 et 7. Les états ST1 et STg sont ceux pendant lesquels aucun des transistors ou diodes n'est conducteur (figure 4e); l'état ST2 correspond au début de la conduction du transistor T11 (présence du signal Cd11), l'état ST3 correspond à la conduction simultanée des transistors T11 et T22 (présence des signaux Cd1l et Cd22); l'état ST4 correspond à la conduction des diodes D11 et D22; l'état ST6 correspond au début de la conduction du transistor T12 (présence du signal Cd12); l'état ST7 correspond à la conduction simultanée des transistors T12 et T21 (présence des signaux Cd12 et Cd21); l'état ST8, le dernier de la boucle séquentielle, correspond à la conduction des diodes D12 et D21. Le passage de l'état ST1 à l'état ST2 est commandé par le signal FRA2 (figure 4i) fourni par le circuit 42 de la figure 6 qui sera décrit ci-après. Le passage de l'état ST2 à l'état ST3 est commandé par le signal FRA1 (figure 4h) qui est fourni par le circuit 42. Le passage de l'état ST3 à l'état ST4 est commandé par le signal I-1 indiquant que le courant I'1 est négatif; ce signal est fourni par un circuit 44 recevant le signal détecté par le circuit 28 (figure 2). Le passage de l'état ST4 à l'état ST5 est commandé par le signal I01 qui est fourni par le circuit 44 et qui indique que le courant I'1 qui est négatif (figure 4e) devient nul. Le passage de l'état ST5 à l'état ST6 est commandé par le signal FRA2 (figure 4i) qui est fourni par le circuit 42. Le passage de l'état ST6 à l'état ST7 est commandé par le signal FRA1 (figure 4h) qui est fourni par le circuit 42. Le passage de l'état ST7 à l'état STg est commandé par le signal I+1 qui est fourni par le circuit 44 et qui indique que le courant I'1 est positif. Le passage de l'état ST8 à l'état de départ ST1 est commandé par le signal I"1 fourni par le circuit 44 qui indique que le courant I'1 positif devient nul. Le circuit 44 (figure 7) est un circuit comparateur logique qui fournit (figure 41), pendant un cycle de commutation complet des transistors, le signal I-1, puis une première fois le signal I01, ensuite le signal I+1 et enfin le signal I01 pour une deuxième fois, les deux signaux I01 étant différenciés par le signal I-1 ou 1+1 qui le précède. Le circuit 42 est un circuit qui génère d'une part, un déphasage temporel 61 entre les signaux de commande des transistors d'une paire et d'autre part, un intervalle de temps e2 entre la fin de la conduction d'une paire de transistors et le début de la conduction de l'autre paire en tenant compte du temps de conduction des diodes dites de roue libre. Le circuit 42 comprend, notamment, un circuit 62 qui fournit un signal V1 dont la valeur est proportionnelle à la différence e entre le signal de consigne Vc et la tension Vs appliquée au tube à rayons X conformément aux conventions définies ci-dessus. Ce circuit 62 comprend un circuit soustracteur 60 qui soustrait Vs à Vc et un amplificateur 64, dit proportionnel intégral (PI) qui amplifie et intègre la différence E = Vc - Vs. Cet amplificateur 64 est tel que V1 diminue lorsque la différence E est positive et augmente lorsque la différence E est négative. Le signal V1 est appliqué directement à une entrée de deux comparateurs 46 et 48 et, par l'intermédiaire d'un circuit soustracteur 52, à une entrée d'un troisième comparateur 50. L'autre entrée de chacun des deux comparateurs 46 et 50 reçoit respectivement un signal en dent de scie RA1 et RA2 (figures 4h et 4i) qui est fourni respectivement par des circuits 56 et 58 tandis que l'autre entrée du comparateur 48 reçoit un signal V2 qui sera défini ci-après. Ce signal V2 est aussi appliqué au circuit soustracteur 52 pour se soustraire au signal V1. Le circuit 56 est un générateur de dents de scie RA1 qui comprend un amplificateur opérationnel OP1 dont une borne d'entrée est connectée à la masse tandis que l'autre borne d'entrée est connectée à une tension de référence Vf par l'intermédiaire d'une résistance R'1. Un condensateur C'1 connecte la borne de sortie de l'amplificateur OP1 à la résistance R'1 et un interrupteur CC1 permet de court-circuiter le condensateur C'1. Cet interrupteur est commandé par les signaux des états ST2 et ST6 de manière à être ouvert pendant la durée de ces états ST2 et ST6 et ainsi permettre la charge linéaire du condensateur C'1 pour obtenir la dent de scie RA1 (figure 4h). Le circuit 58 est aussi un générateur de dents de scie qui comprend un amplificateur opérationnel OP2 dont une borne d'entrée est connectée à la masse tandis que l'autre borne d'entrée est connectée à la tension de référence Vf par l'intermédiaire d'une résistance R'2. Un condensateur C'2 connecte la borne de sortie de l'amplificateur OP2 à la résistance R'2 et un interrupteur CC2 permet de court-circuiter le condensateur C'2. Cet interrupteur CC2 est commandé par les signaux des états ST1 et STg de manière à être ouvert pendant la durée de ces états ST1 et ST5 et ainsi permettre la charge linéaire du condensateur C'2 pour obtenir la dent de scie RA2 (figure 4i). Le comparateur 46 fournit un signal FRA1 (figure 4h) lorsque la tension de la dent de scie RA1 devient supérieure à V1 tandis que le comparateur 50 fournit un signal FRA2 (figure 4i) lorsque la tension de la dent de scie FRA2 devient supérieure à la différence (V1 - V2). Le comparateur 48 fournit un signal FRA1 lorsque le signal V1 devient inférieur à V2. Le signal V2 est une tension qui indique le seuil de déphasage maximum que peut atteindre 81 et 62. Les signaux FRA1 sont appliqués au circuit séquentiel de la figure 5 par l'intermédiaire d'un circuit logique OU 54. Le fonctionnement du circuit 42 est le suivant : Lorsque le circuit séquentiel est dans l'état ST2, (soit T11 conducteur), ou ST6, (soit T12 conducteur), l'interrupteur CC1 est ouvert et le condensateur C'1 se charge de sorte que la tension de sortie de l'amplificateur OP1 est la dent de scie RA1. Lorsque cette dent de scie atteint la valeur V1, le comparateur 46 fournit le signal FRA1 qui déclenche la passage à l'état ST3 (ou ST7) et donc la conduction du transistor T22 (ou T21) Lorsque le circuit séquentiel est dans l'état ST1 ou STg, c'est-à-dire dans le cas d'un courant I'1 = 0 (signal I01), l'interrupteur CC2 est ouvert et le condensateur C'2 se charge de sorte que la tension de sortie de l'amplificateur OP2 est une dent de scie RA2. Lorsque cette dent de scie atteint la valeur (V1 - V2) fournie par la sortie du circuit soustracteur 52, le comparateur 50 fournit le signal FRA2 qui déclenche le passage de l'état ST1 à l'état ST2 ou de l'état STg à l'état ST6. La valeur de V2 est déterminée par le seuil de déphasage maximum e1 max que peut atteindre 81,, c'est-à-dire la demi-période du signal à la fréquence de résonance Fr, soit 61 max = l/(2.Fr). En conséquence, V2 est l'amplitude atteinte par la dent de scie RA1 après un intervalle de temps 1/(2.fur). Ainsi, selon les relations définies entre e et V1 pour l'amplification 64, lorsque Vs > Vc, e est négatif et V1 augmente, de sorte que 81 augmente, ce qui a pour effet de diminuer le courant I'1, et donc la charge Q', d'où une diminution de Vs. Par contre, lorsque Vs Q', d'où une augmentation de Vs. Dans le premier cas (Vs > Vc), e1 ne doit pas aller au-delà de e1 max, et, à cet effet, le signal V1 est comparé à V2 dans le comparateur 48 et, dès que V1 > V2, il fournit le signal FRA1 qui fait passer le système de l'état ST2 à l'état ST3. Dans le deuxième cas (Vs V2 est soustraite au signal V1 pour obtenir le signal ss = V1 - V2; ce signal ss est comparé à la dent de scie RA2, dont le début correspond au signal I01 (état ST1 ou ST5), dans le comparateur 50 qui fournit le signal FRA2 à l'égalité. Ainsi donc, dans ce deuxième cas, lorsque e1 étant nul, le signal V1 continue de diminuer et devient inférieur à V2, la différence ss devient négative et déclenche le comparateur 50 qui fournit le signal FRA2 mais ce signal FRA2 n'a d'effet que si le système est dans l'état ST1 ou ST5 (signal I01). Dans le premier cas (Vs > Vc), e1 étant égal à e1 max, le signal V1 continue d'augmenter et devient supérieur à V2, la différence p devient positive et est comparée à la dent de scie RA2 dont la durée 82 sera d'autant plus longue que V1 est grand, c'est-à-dire que Vs est très supérieure à Vc. L'invention a été décrite dans son application à un circuit onduleur comprenant un seul circuit résonant L1, C1, mais elle s'applique également à un circuit onduleur comprenant deux circuits résonants L2, C2 et L'2, C'2 du type correspondant à celui de la figure 8. Sur cette figure, les transistors T1l, T21 T12 et T22 d'un circuit hacheur 22' représentés sous la forme d'interrupteurs tandis que les diodes de roue libre n'ont pas été représentées. Le circuit hacheur 22' alimente un circuit 27' qui comprend donc un premier circuit résonant L2, C2 et un deuxième circuit résonant L'2, C'2 qui sont connectés par l'intermédiaire d'un enroulement primaire d'un transformateur 25' dont le point milieu est connecté au point milieu de la source 20 de tension E. Le circuit résonant L2, C2 est connecté en série entre une borne de sortie du transformateur 25' et le point commun A des interrupteurs T11 et T12. Le circuit résonant L'21 C'2 est connecté en série entre l'autre borne de sortie du transformateur 25' et le point commun B des interrupteurs T22 et T21. Les interrupteurs T1l, T211 T12 et T22 sont commandés par les signaux de sortie d'un circuit de commande 24' qui comprend les éléments divers qui ont été décrits en relation avec les figures 5, 6 et 7. REVENDICATIONS 1. Dispositif d'alimentation en tension continue régulée (V5) à convertisseur hyporésonant comprenant - des moyens d'alimentation (20) pour élaborer une tension continue (E), - des moyens (22, 27, 25) pour onduler ladite tension continue (E) de manière à obtenir des impulsions alternatives de fréquence F correspondant chacune à une certaine quantité d'électricité (Q'), - des moyens (26) pour redresser et filtrer lesdites impulsions alternatives de manière à obtenir ladite tension continue régulée (Vs), caractérisé en ce qu'il comprend, en outre, des moyens (44, 46, 48, 56, 62) pour modifier la quantité d'électricité (Q') de chaque impulsion alternative en fonction de la différence entre la tension obtenue (Vs) et la tension à obtenir (Vc) de manière à obtenir l'égalité desdites tensions. 2. Dispositif d'alimentation selon la revendication 1 dans lequel lesdits moyens pour onduler ladite tension continue (E) comprennent quatre interrupteurs (Tll,T12,T22,T21) disposés par paire en série et chaque paire étant connectée auxdits moyens d'alimentation (20), lesdits interrupteurs étant connectés par des signaux (Cd11, Cd12, Cd22, Cd21) de manière qu'un interrupteur de chaque paire puisse être fermé simultanément, pour fournir une impulsion alternative, caractérisé en ce que lesdits moyens pour modifier la quantité d'électricité (Q') de chaque impulsion alternative comprennent des moyens pour retarder d'un intervalle de temps (81) la fermeture d'un interrupteur (T22, T21 ou T1l, T12) d'une paire par rapport à la fermeture de l'interrupteur (T1l, T12 ou T22 T21) de l'autre paire en fonction de la différence entre la tension obtenue (Vs) et la tension à obtenir (Vc). 3. Dispositif d'alimentation selon la revendication 2, caractérisé en ce que lesdits moyens pour retarder la fermeture d'un interrupteur (T22, T21 ou T11, T12) d'une paire par rapport à la fermeture de l'interrupteur associé (T11, T12 ou T22 T21) de l'autre paire comprennent - un générateur (56) de dents de scie (RA1) dont le point de départ de chaque dent de scie correspond à la fermeture d'un interrupteur (T11, T12 ou T22, T21) d'une paire, - un générateur (62) d'une tension (V1) proportionnelle à l'intégrale de la différence (E) entre la tension obtenue (Vs) et la tension à obtenir (Vc), - un comparateur (46) pour comparer l'amplitude de chaque dent de scie à la tension (V1) fournie par ledit générateur (62) de tension proportionnelle intégrale et pour fournir à l'égalité un signal (FRA1) de fermeture de l'interrupteur (T22, T21 ou Tell, T12) de l'autre paire. 4. Dispositif d'alimentation selon l'une des revendications 2 ou 3, caractérisé en ce qu'il comprend, en outre, des moyens (48, 54) pour limiter l'intervalle de retard (81) à une valeur maximum (81 max), 5. Dispositif d'alimentation selon la revendication 4 caractérisé en ce que la valeur maximum (61 max) du retard est égale à 1/(2.Fr) avec Fr la fréquence de résonance du circuit résonant des moyens de l'onduleur. 6. Dispositif d'alimentation selon l'une des revendications précédentes 3 à 5, caractérisé en ce qu'il comprend en outre des moyens (50, 52, 58) pour modifier l'intervalle de temps (e2 ) entre deux impulsions alternatives consécutives, soit dans le sens de l'augmentation lorsque le retard (e1) est à sa valeur maximum (6l max), soit dans le sens de la diminution lorsque le retard (e1) est nul. 7. Dispositif d'alimentation selon la revendication 6, caractérisé en ce que lesdits moyens pour modifier l'intervalle de temps (82) entre deux impulsions alternatives consécutives comprennent - un générateur (58) de dents de scie (RA2), le point de départ de chaque dent de scie correspondant à la fin de l'impulsion alternative précédente, - un soustracteur (52) pour soustraire audit signal proportionnel intégral (V1) une tension prédéterminée (V2) et obtenir un signal de différence (ss), - un comparateur (50) pour comparer l'amplitude du signal de différence (ss) à chaque signal en dent de scie (RA2) et fournir à l'égalité un signal (FRA2) de fermeture de l'un des transistors d'une paire pour obtenir le début de l'impulsion suivante un intervalle de temps (e2) après la fin de l'impulsion précédente. 8. Dispositif d'alimentation selon d'une des revendications précédentes 2 à 7, caractérisé en ce qu'il comprend, en outre, un circuit de commande séquentiel qui fournit les signaux (Cdll, Cd22, Cd12, Cd21) de fermeture et d'ouverture desdits interrupteurs, le passage d'un état séquentiel ou suivant étant obtenu par les signaux fournis par lesdits comparateurs (44, 46, 48, 50).