Brevet FR2682252A1 — publié le 19930409

La présente invention concerne un procédé de traitement de signal. L'invention concerne également un dispositif de prise et de restitution de son mettant en oeuvre ce procédé. Dans les dispositifs de prise et de restitution des sons, tels que les postes téléphoniques "mains libres", il est connu d'appliquer aux signaux de sortie du microphone une annulation d'écho acoustique dite adaptative ou auto-adaptative. Il s'agit d'une procédure de filtrage numérique dans laquelle on effectue une estimation de l'écho acoustique à chaque période d'échantillonnage du signal issu du microphone, et on soustrait cette estimation du signal échantillonné pour l'envoyer finalement vers le réseau de communication. Cette estimation d'écho résulte d'une combinaison linéaire entre un certain nombre d'échantillons numériques des signaux précédemment adressés au hautparleur du dispositif et un nombre correspondant de coefficients du filtre adaptatif. Ces coefficients traduisent une modélisation des trajets d'écho dans l'environnement du dispositif, c'est-à-dire du couplage acoustique entre le haut-parleur et le microphone placés dans cet environnement et des effets de salle. L'annulation d'écho est dite adaptative car les coefficients utilisés pour les estimations sont mis à jour à chaque période d'échantillonnage, pour tenir compte des variations de l'environnement du dispositif (passages d'objets, déplacements des auditeurs/locuteurs, ou autres) . La mise à jour des coefficients du filtre adaptatif est le plus souvent réalisée par des algorithmes du gradient stochastique (LMS), fréquemment utilisés dans des applications en temps réel à cause de leur rapidité d'exécution. Cette méthode permet d'accéder à la mesure de la dynamique des trajets d'écho. Des processeurs de traitement de signal spécialisés permettent une implantation en temps réel de cet algorithme. Toutefois, la convergence de ces méthodes est liée à l'occupation spectrale du signal émis. La convergence est d'autant plus rapide que les signaux adressés au haut-parleur présentent des caractéristiques de décorrélation importante dans une bande utile donnée. Dans le cas des signaux de parole, la persistance d'un écho acoustique dans le signal reçu peut être ressenti durant plusieurs secondes avant de s'estomper. D'autre part, lorsque l'ordre de l'algorithme du gradient stochastique est relativement grand (typiquement supérieur à 100), on peut même observer des exemples de divergence provoqués par les troncatures numériques, en présence de signaux d'émission à bande étroite (sinusoïde par exemple). Compte tenu de la durée importante pour obtenir la convergence de cet algorithme en présence d'un signal de parole, il importe de disposer d'un choix initial de coefficients optimaux du filtre adaptatif permettant de débuter une conversation téléphonique dans les meilleures conditions. Une solution parfois retenue pour l'initialisation consiste à laisser converger llalgorithme du gradient en émettant un bruit blanc (généré par la partie analogique ou numérique de la carte) pendant une durée dont l'ordre de grandeur peut varier de plusieurs dixièmes de secondes à quelques secondes. Cette méthode est simple à réaliser. Cependant, elle présente un inconvénient majeur consécutif à l'émission d'un bruit audible durant un temps relativement long, créant ainsi une gêne pour l'utilisateur du dispositif. Un but principal de la présente invention est de proposer un procédé de traitement de signal qui permette de commencer un filtrage numérique avec un choix approprié des coefficients de filtrage sans que la détermination de ces coefficients entraîne une gêne pour l'utilisateur. Appliqué à un dispositif de prise et de restitution de son, un tel procédé permettrait d'entamer une communication dans de bonnes conditions de confort d'écoute. Ainsi, selon un premier objet, l'invention propose un procédé de traitement de signal, comprenant des échantillonnages périodiques pour obtenir des valeurs numériques d'un signal d'émission et d'un signal de réception et un filtrage numérique pour éliminer sensiblement du signal de réception des échos résultant des signaux d'émission précédemment échantillonnés, le filtrage numérique comprenant un calcul d'une estimation d'écho qu'on soustrait du signal de réception, l'estimation d'écho comprenant au moins une combinaison linéaire entre des valeurs numériques du signal d'émission obtenues lors d'échantillonnages antérieurs et un ensemble de coefficients, caractérisé en ce qu'on détermine au moins un sous-ensemble de l'ensemble de coefficients utilisé au moins à la première période d'échantillonnage pendant le filtrage numérique de la manière suivante. - on produit une séquence de signaux d'émission correspondant à un code pseudo-aléatoire de nombres, à une cadence correspondant à la période d'échantillonnage; - on enregistre des valeurs numériques du signal de réception à partir de la production du signal d'émission correspondant au premier nombre du code pseudo-aléatoire; - on calcule des valeurs d'une fonction de corrélation temporelle entre les nombres du code pseudoaléatoire et les valeurs numériques enregistrées du signal de réception; et - on multiplie les valeurs calculées de la fonction de corrélation par un facteur de normalisation pour obtenir les coefficients dudit sous-ensemble. Ce mode de détermination des coefficients initiaux n'implique pas l'émission d'un bruit blanc prolongé au début de la procédure de filtrage. Le filtrage peut alors commencer avec un choix satisfaisant de certains au moins des coefficients utilisés pour les estimations d'écho. L'émission des signaux correspondant au code pseudo-aléatoire de nombres dure typiquement quelques millisecondes ou quelques dizaines de millisecondes (dans l'exemple typique d'une fréquence d'échantillonnage de 8000 Hz), de sorte que ces signaux sont à peine perçus par l'utilisateur. D'ailleurs, dans l'application du procédé à un dispositif de prise et de restitution de son, le sousensemble de coefficients utilisé au moins au début de la communication peut, de préférence, être déterminé avant l'établissement de cette communication. Dans ce cas, l'initialisation de l'algorithme de filtrage numérique n'implique aucun son artificiel émis pendant la communication. Dans une version préférée du procédé selon l'invention, au cours du filtrage numérique, on maintient inchangés les coefficients du sous-ensemble tel qu'ils sont déterminés pour la première période d'échantillonnage. De préférence, l'ensemble de coefficients comprend en outre des coefficients mis à jour à chaque période d'échantillonnage pendant le filtrage numérique. Le sous-ensemble de coefficients fixes au cours du filtrage reproduit les couplages directs à courte portée entre les signaux d'émission et de réception. Ces couplages directs sont souvent prépondérants et relativement invariants dans le temps. La réponse du filtre associé à ce sous-ensemble de coefficients fixes a l'avantage d'être complètement indépendante de la bande utile des signaux traités. Les coefficients mis à jour à chaque période d'échantillonnage sont de préférence initialisés à zéro à la première période d'échantillonnage du filtrage. Ces coefficients convergent pendant les premières secondes du filtrage. La convergence peut être un peu plus longue qu'avec la procédure connue d'émission d'un bruit blanc, mais ceci n'est que faiblement perceptible car les coefficients fixes reproduisent déjà fidèlement les couplages directs entre les signaux d'émission et de réception. On choisira de préférence le nombre NO de coefficients fixes du sous-ensemble et la période d'échantillonnage T de façon que NO x T I'annuleur d'écho proche. C'est pourquoi le nombre N de coefficients mis à jour à chaque période d'échantillonnage est pris supérieur à NO ; typiquement NO est de l'ordre de une ou quelques centaines, et N de l'ordre de un ou quelques milliers. Selon un second objet, la présente invention vise un dispositif de prise et de restitution de son comprenant au moins un haut-parleur, au moins un microphone, des moyens de traitement numérique cadencés selon une période d'échantillonnage, et des moyens de conversion et de traitement analogique pour mettre en forme et adresser au haut-parleur un signal d'émission en fonction d'une valeur numérique issue des moyens de traitement numérique à chaque période d'échantillonnage, et pour mettre en forme et adresser aux moyens de traitement numérique une valeur numérique d'un signal de réception issu du microphone à chaque période d'échantillonnage, dans lequel les moyens de traitement numérique comportent des moyens de filtrage numérique pour éliminer sensiblement des échos présents dans le signal de réception à cause du couplage acoustique entre le haut-parleur et le microphone pendant une communication, ces moyens de filtrage numérique calculant, à chaque période d'échantillonnage, une estimation d'écho par combinaison linéaire entre des valeurs numériques du signal d'émission obtenues lors d'échantillonnages antérieurs et un ensemble de coefficients, caractérisé en ce que les moyens de traitement numérique comprennent en outre des moyens pour déterminer au moins un sous-ensemble de coefficients utilisé pour l'estimation d'écho au moins à la première période d'échantillonnage pendant une communication, ces moyens pour déterminer le sous-ensemble de coefficients comprenant: - un générateur d'un code pseudo-aléatoire de nombres produits à une cadence correspondant à la période d'échantillonnage, les signaux d'émission correspondant à ces nombres étant successivement adressés au hautparleur; - une mémoire de données pour recevoir des valeurs numériques du signal de réception à partir de l'émission du signal correspondant au premier nombre du code pseudo-aléatoire; - des moyens pour calculer des valeurs d'une fonction de corrélation temporelle entre les nombres du code pseudo-aléatoire et les valeurs numériques du signal de réception stockées dans la mémoire de données, et pour multiplier ces valeurs de la fonction de corrélation par un facteur de normalisation, ce qui fournit le sousensemble de coefficients. Ce dispositif met en oeuvre le procédé selon le premier objet dans son application préférée à la prise et à la restitution de son. D'autres particularités et avantages de la présente invention apparaîtront dans la description détaillée ci-dessous d'exemples de réalisation, lue conjointement aux dessins annexés, dans lesquels: - la figure 1 représente un schéma d'ensemble d'un dispositif de prise et de restitution de son conforme à l'invention; - la figure 2 représente un schéma des moyens de traitement numérique du dispositif de la figure 1; - les figures 3 et 4 illustrent le contenu de registres de mémoire des moyens de traitement numérique de la figure 2 pendant une annulation d'écho en temps réel; - la figure 5 représente un schéma d'un circuit utilisable dans la présente invention pour générer un code pseudo-aléatoire de nombres; - les figures 6 et 7 représentent des organigrammes de procédures utilisées pour déterminer le jeu de coefficients de I'annuleur d'écho proche des figures 1 et 2; et - les figures 8 à 12 illustrent le contenu de registres de mémoire des moyens de traitement numérique de la figure 2 pendant la détermination du jeu de coefficients de l'annuleur d'écho proche. On va maintenant décrire le dispositif de prise et de restitution de son selon l'invention dans une application particulière à l'audioconférence. Le dispositif est alors un poste téléphonique "mains libres". La description du fonctionnement de cet appareil fera apparaître les particularités du procédé de traitement de signal selon l'invention. En référence à la figure 1, le dispositif de prise et de restitution de son selon l'invention comprend un haut-parleur 1 et un microphone 2 pour émettre et recevoir des sons. Le dispositif comprend des moyens d'interface 3 qui lui permettent de se raccorder à un réseau téléphonique RT, des moyens de traitement numérique 4 reliés aux moyens d'interface 3, et des moyens de conversion et de traitement analogique 5 montés entre les moyens de traitement numérique 4 et les transducteurs 1, 2. De façon classique, les moyens d'interface 3 assurent un échange bidirectionnel de signaux entre le réseau RT et les moyens de traitement numérique 4. Ils produisent sous forme numérique un signal d'émission E destiné au haut-parleur 1 et reçoivent sous forme numérique un signal de réception filtré SF issu des moyens de traitement numérique. Les moyens de conversion et de traitement analogique 5 comprennent, de façon connue, un convertisseur numérique-analogique pour mettre sous forme analogique le signal d'émission E adressé au haut-parleur 1, des circuits d'amplification et de filtrage pour ce signal d'émission E, des circuits de préamplification et de filtrage analogique pour le signal de réception S provenant du microphone 2 et un convertisseur analogiquenumérique pour mettre sous forme numérique le signal de réception S. Bien entendu, lorsque le dispositif comporte plusieurs haut-parleurs 1 ou plusieurs microphones 2, les moyens de traitement analogique 5 peuvent encore incorporer d'autres circuits assurant une répartition ou une combinaison appropriée entre ces différents hautparleurs ou microphones. Les moyens de traitement numérique 4 sont cadencés selon une période d'échantillonnage T choisie en fonction de l'étendue de la bande passante des signaux sonores traités. On choisit une fréquence d'échantillonnage 1/T supérieure à deux fois la limite supérieure de la bande passante pour pouvoir reproduire fidèlement les sons dans cette bande passante, par exemple 1/T = 8 kHz dans le cas d'une bande passante allant jusqu'à 3500 Hz. A chaque période T, les signaux d'émission E et de réception S sont échantillonnés sous forme de valeurs numériques codées sur 16 bits. Les moyens de traitement numérique 4 comprennent un annuleur d'écho proche à coefficients fixes 10 et un annuleur d'écho adaptatif 11. A chaque période d'échantillonnage k pendant une communication, l'annuleur d'écho proche 10 effectue une estimation numérique d'écho proche S0* qui est retranchée (comme indiqué symboliquement en 12 à la figure 1) de la valeur numérique du signal d'émission S recueilli à cette période k. Cette estimation S0* est calculée par un processeur P0 selon la relation: N0-1 (k) = z hp x E(k-p) (A0) p=O dans laquelle NO désigne l'ordre de l'algorithme d'annulation d'écho proche, hg, hl... hNO-l désignent un jeu de NO coefficients fixes au cours de la communication, stockés dans une mémoire de coefficients MCO du processeur P0, et E(k-p} désigne la valeur numérique du signal d'émission E obtenue à la (k-p)ième période d'échantillonnage, stockée dans une mémoire de données MDO du processeur P0. L'ordre NO est choisi, avec la période d'échantillonnage T, de façon que S0* corresponde à une estimation d'échos directs ou proches entre le haut parleur 1 et le microphone 2, pour lesquels le trajet d'écho est relativement court. On choisit typiquement NO x T S0* est inférieure à environ 5 m. Les échos indirectes, pour lesquels le trajet écho est plus long, sont pris en compte dans une autre estimation S* effectuée à chaque période d'échantillonnage k pendant une communication par l'annuleur d'écho adaptatif 11 et retranchée (comme indiqué symboliquement en 13 à la figure 1) de la valeur numérique du signal filtré S0 issue du premier annuleur d'écho proche 10. Cette estimation S* est calculée par un agencement de processeurs P selon la relation: N-1 S0* (k) = z Hp x E(k-p) (A) p=O dans laquelle N désigne l'ordre de l'algorithme d'annulation d'écho adaptative, et Hg, H1 ,..., HN-l désignent un jeu de N coefficients stockés dans une mémoire de l'agencement de processeurs P. Les coefficients Hp sont mis à jour à chaque période d'échantillonnage selon un algorithme du gradient stochastique (LMS) défini par les relations: Hp(k+l) = Hp(k) + K x E(k-p) x SF (k) (B) dans lesquelles Hp (k) et Hp(k+l) désignent les valeurs du coefficient Hp respectivement à la k-ième et à la (k+l)-ième période d'échantillonnage, SF (k) S0(k) S*(k) désigne le signal numérique filtré issu de l'annuleur d'écho adaptatif 11 et obtenu en soustrayant l'estimation S*(k) à la période k du signal SO (k) issu de l'annuleur d'écho proche 10 à la période k, et K désigne un gain d'adaptation choisi de façon connue pour assurer la convergence de l'algorithme du gradient stochastique. Le filtre numérique constitué par l'association des annuleurs d'échos 10 et 11 effectue donc des estimations d'écho S0*, S* par combinaison linéaire entre des valeurs du signal d'émission E échantillonnées lors de N périodes antérieures et un ensemble de hg, hl, hN01r Hot H1t---, HN-l de N0+N coefficients, cet ensemble comprenant un sous-ensemble hg, hl, ..., hNO-l de NO coefficients maintenus inchangés au cours du filtrage et N coefficients Hg, H1, ..., HN-l mis à jour à chaque période d'échantillonnage. Un schéma plus détaillé des moyens de traitement numérique 4 est représenté à la figure 2. Ils comprennent un port d'entrée/sortie 15 relié aux moyens d'interface 3 et aux moyens de traitement analogique 5, un port d'entrée 16 relié aux moyens de traitement analogique 5, et un port de sortie 17 relié aux moyens d'interface 3. A chaque période d'échantillonnage, la valeur du signal d'émission E passe par le port d'entrée/sortie 15, la valeur du signal de réception S à traiter est adressée au port d'entrée 16, et la valeur du signal de sortie filtré SF est adressée au port de sortie 17. Les trois ports 15, 16, 17 sont reliés à une unité logique 18 qui pilote les processeurs des deux annuleurs d'écho 10, 11. Dans l'exemple de réalisation représenté, le processeur P0 de l'annuleur d'écho proche 10 est un processeur commercialisé par la société Motorola sous la référence DSP 56200, qui réalise des opérations de filtrage par réponse impulsionnelle finie (FIR) avec un nombre maximal de coefficients égal à 256. Ce processeur P0 comprend une unité arithmétique UAO associée à une mémoire vive (RAM) de données MDO composée de M = 256 emplacements pouvant recevoir chacun une valeur numérique codée sur 16 bits, et à une mémoire vive (RAM) de coefficients MCO composée de M = 256 emplacements pouvant recevoir chacun une valeur numérique codée sur 24 bits. L'unité arithmétique UAO comporte une instruction de type somme de produits consistant à effectuer la somme de M = 256 termes égaux chacun au produit d'une valeur stockée dans la mémoire de coefficients MCO et d'une valeur stockée au même rang dans la mémoire de données MDO. La mémoire de données MDO est organisée en mode premier entré-premier sorti (FIFO). Pendant une communication pour laquelle l'annuleur d'écho fixe 10 fonctionne, la mémoire de donnée MDO reçoit de l'unité logique 18 la valeur numérique du signal d'émission E à chaque période d'échantillonnage. Ainsi, à la k-ième période d'échantillonnage, le contenu des M = 256 emplacements de la mémoire de données MDO, numérotés de 0 à 255, correspond à ce qui est indiqué à la figure 3. Pendant cette communication, les NO = 127 coefficients ho, hl, . .7 h126 de l'algorithme d'annulation d'écho proche sont stockés dans cet ordre aux NO = 127 premiers emplacements (0 à 126) de la mémoire de coefficients MCO, des valeurs nulles étant stockées aux M-NO = 129 derniers emplacements (127 à 255) de la mémoire de coefficients MCO (figure 4). L'instruction de type somme de produits de l'unité arithmétique UA0 est donc directement exploitable à chaque période d'échantillonnage pour calculer l'estimation d'écho proche S0* selon la relation (AO) L'unité arithmétique UA0 produit en temps réel les estimations SO* à chaque période d'échantillonnage et les adresse à l'unité logique 18 qui les soustrait des valeurs correspondantes du signal de réception S pour obtenir la valeur SO traduisant le signal filtré de l'annuleur d'écho proche 10. L'agencement de processeurs P de l'annuleur d'écho adaptatif 11 est constitué de n processeurs P1, P2, ..., Pn également du type DSP 56200 commercialisé par la société Motorola, montés en cascade. Chaque processeur P1, P2, ..., Pn de la cascade comprend une unité arithmétique UA1, UA2, ..., UAn associée à une mémoire vive de données MD1, MD2, ..., MDn composée de 256 emplacements pouvant recevoir chacun une valeur numérique codée sur 16 bits, et à une mémoire vive de coefficients MC1, MC2, ..., MCn composée de 256 emplacements pouvant recevoir chacun une valeur numérique codée sur 24 bits. Les unités arithmétiques UA1, UA2, ..., UAn comportent chacune une instruction de type somme de produits identique à celle de l'unité arithmétique UAO. Les mémoires de données MDI, MD2, ..., MDn sont organisées en mode premier entré-premier sorti (FIFO), et montées en cascade les unes derrière les autres de façon à constituer une mémoire de données globale MD1-MD2- ... -MDn à n x 256 emplacements organisée en mode premier entré-premier sorti (FIFO). A chaque période d'échantillonnage pendant une communication, l'unité logique 18 adresse la valeur du signal d'émission E à la mémoire de données globale MD1-MD2- ... -MDn qui contient donc ces valeurs E rangées par ancienneté croissante. De façon correspondante, les N coefficients Hg, H1, HN-l sont stockés dans les mémoires de coefficients MC1, MC2, ..., MCn des processeurs P1, P2, ..., Fn. Ainsi, au moyen de son instruction de type somme de produits, le processeur Pj (1 C j ( n) produit à chaque période d'échantillonnage k une estimation d'écho partielle Sj* donnée par la relation: 256XJ-1 Sj*(k) = z Hp X E(k-p) (Aj) p=256x(j-1) Ces estimations d'échos partielles S1*, S2*, ..., Sn* sont adressées à un circuit additionneur 19 qui produit alors l'estimation globale S* selon la relation (A), comme on peut le vérifier en faisant la somme des relations (Aj) ci-dessus. L'estimation d'écho S* de l'annuleur d'écho adaptatif 11 est adressée à l'unité logique 18 qui la retranche de la valeur S0 issue du premier annuleur d'écho proche 10 pour établir le signal filtré SF adressé au port de sortie 17. Avec le montage représenté à la figure 2, l'ordre N de l'algorithme d'annulation d'écho adaptative est égal à n x 256 (ou inférieur à n x 256 si des zéros sont stockés aux derniers emplacements de la mémoire de coefficients MCn). Typiquement, on choisira n entre 4 et 7 pour N entre 1024 et 1792, ce qui permet à l'annuleur d'écho adaptatif 11 de prendre en compte la majorité des couplages directs et indirects entre le haut-parleur 1 et le microphone 2 (trajets d'écho inférieurs à quelques dizaines de mètres pour une cadence d'échantillonnage de 8000 Hz). A chaque période d'échantillonnage, le signal filtré SF est finalement envoyé aux processeurs P1, P2, ..., Pn pour qu'ils mettent à jour les N coefficients Ho,, H1, ..., HN-l stockés dans leurs mémoires de coefficients MC1, MC2, ..., MCn. Ces mises à jour sont effectuées en temps réel par les processeurs FI, P2, .... Pn selon les relations (B). Au début d'une communication (première période d'échantillonnage), les N coefficients Hg, H1, -, HN-1 de l'annuleur d'écho adaptatif 11 sont pris égaux à zéro. Leurs valeurs sont ensuite modifiées à chaque période d'échantillonnage selon l'algorithme du gradient stochastique (relations (A) et (B)). Les NO coefficients hor hl, . .7 hNO1 de l'algorithme d'annulation d'écho proche sont déterminés avant le début de la communication et maintenus inchangés pendant toute la communication. Pour la détermination de ces NO coefficients ho, hl, .7 hNo-lr on utilise un code pseudo-aléatoire de nombres7 issu par exemple d'un codeur 20 associé à l'unité logique 18. Un exemple de circuit codeur 20 produisant un code binaire pseudo-aléatoire est représenté à la figure 5. Ce codeur 20 comprend sept bascules D 21 montées en série et ayant leurs entrées d'horloge respectives CK reliées à une horloge commune 22 cadencée à la même fréquence que les moyens de traitement numérique 4 (8000 Hz). Une porte OU exclusif 23 a deux entrées reliées respectivement à la sortie Q de la quatrième bascule D 21 de la série et à la sortie Q de la septième bascule D 21 de la série et une sortie reliée à l'entrée D de la première bascule D de la série. Un tel codeur 20, lorsqu'il est initialisé par un mot de sept bits (un par bascule D) différent de 0000000, produit un code binaire pseudo-aléatoire décorrélé ayant une périodicité de 127 cycles d'horloge à sa sortie, qui peut être prise sur l'une quelconque des bascules D 21. Ce code présente, sur une durée de 127 cycles, une fonction d'autocorrélation proche de celle d'un bruit blanc. I1 est donc utilisable comme un bruit blanc pour déterminer des caractéristiques de corrélation temporelle à une échelle inférieure à 127 cycles. En variante, le code pseudo-aléatoire peut être obtenu par une ressource logicielle intégrée à l'unité logique 18 et simulant un circuit physique tel que celui de la figure 5. Pour la détermination des NO coefficients hg, hl, . .7 hNO-ll qui est effectuée avant l'établissement d'une communication, on utilise le même processeur P0 que pour l'estimation d'écho proche. La procédure utilisée est détaillée dans les organigrammes des -figures 6 et 7. Au début de la procédure, les contenus de la mémoire de données MDO et de la mémoire de coefficients MCO sont conformes à ce qui est représenté aux figures 8 et 9. Les M = 256 emplacements (0 à 255) de la mémoire de données MDO contiennent des valeurs nulles, les NO = 127 derniers emplacements (129 à 255) de la mémoire de coefficients MCO contiennent, dans l'ordre inverse de leur apparition, les 127 nombres PS(O), PS(1), ...., PS (126) générés par le codeur pseudo-aléatoire 20 et les M-NO = 129 premiers emplacements (0 à 128) de la mémoire de coefficients MCO contiennent des valeurs nulles. Dans une première phase (comprenant trois étapes) de la procédure de détermination des NO coefficients hot hl, ... hNO1, la séquence représentée à la figure 6 est répétée 512 fois, pendant 512 périodes d'échantillonnages successives, pour une variable de comptage p comprise entre 0 et 511. Dans une première étape (0 Simultanément, on lit la valeur valeur de p, l'instruction de type somme de produits de l'unité arithmétique UAO puis on écrit le résultat x de cette instruction dans la mémoire de données MDO de type FIFO. Par conséquent, à la p-ième itération, l'unité arithmétique UAO produit une valeur C(p-255) d'une fonction de corrélation temporelle entre les nombres du code pseudo-aléatoire PS(O), PS(1), ..., PS(126) et les valeurs numériques enregistrées S(O), S(1), ..., S(255) du signal de réception S: NO C(k) = z PS(q) x S(q+k) q=0 A la fin de cette deuxième étape (p = 382), le contenu de la mémoire de données MDO est conforme à ce qui est représenté à la figure 11: les NO = 127 premiers emplacements (0 à 126) contiennent les valeurs C(k) de la fonction de corrélation rangées avec k décroissant et M NO valeurs du signal de réception S(255), S(254), S(127) restent stockées aux M-NO = 129 derniers emplacements. Dans une troisième étape (383 ( p ( 511) comprenant M-NO = 129 itérations, on écrit à chaque itération une valeur nulle dans la mémoire FIFO MDO de façon à décaler les NO = 127 valeurs de la fonction de corrélation. A la fin de cette troisième étape (p = 511), le contenu de la mémoire de données MDO est conforme à ce qui est représenté à la figure 12: les M-NO = 129 premiers emplacements (0 à 128) contiennent des valeurs nulles et les NO = 127 derniers emplacements (129 à 255) contiennent les valeurs de la fonction de corrélation C(126), C(125), ..., C(O). Dans une seconde phase de la procédure de détermination du jeu de NO coefficients hg, hl, .... hNO17 on exécute la boucle illustrée à la figure 7. Cette boucle comprend M = 256 itérations pour une variable de comptage p comprise entre 0 et 255. A chaque itération p, on lit la valeur stockée au dernier emplacement de la mémoire de données MDO, on multiplie cette valeur par un facteur de normalisation F, on écrit le résultat de cette multiplication au p-ième emplacement de la mémoire de coefficients MCO, puis on écrit une valeur nulle dans la mémoire de données MDO de type FIFO. Ainsi, à chacune des NO = 127 premières itérations p, on multiplie la valeur C(p) de la fonction de corrélation par le facteur de normalisation F, et on inscrit le résultat, qui est égal au p-ième coefficient hp, au pième emplacement de la mémoire de coefficient MCO. Puis, lors des M-NO = 129 dernières itérations, on écrit des valeurs nulles aux M-NO = 129 derniers emplacements de la mémoire de coefficients. Par conséquent, à la fin de cette seconde phase, les contenus des mémoires de données MDO et de coefficients MCO sont conformes à ce qui est représenté aux figures 8 et 4. Le processeur P0 a été initialisé et la communication peut commencer avec une annulation d'écho appropriée. Lorsqu'une communication s'établit ultérieurement par l'intermédiaire du réseau téléphonique RT, l'annuleur d'écho proche 10 et l'annuleur d'écho adaptatif 11 fonctionnent simultanément. Au moins les NO premiers coefficients Hg, H1, HN-l de l'annuleur d'écho adaptatif 11 sont pris égaux à zéro à la première période d'échantillonnage. Ils évoluent ensuite conformément à l'algorithme du gradient stochastique. Mais comme l'annuleur d'écho adaptatif 11 travaille sur les valeurs S0 issues de l'annuleur d'écho proche 10, une partie importante des échos est déjà éliminée, ce qui accélère la convergence de l'algorithme du gradient stochastique En outre, les risques de divergence des NO premiers coefficients Kg, H1, ..., HNO-l de l'annuleur d'écho fixe 11 sont réduits car ces coefficients sont du second ordre vis-à-vis des coefficients correspondants hg, hl, .... hNO-l de l'annuleur d'écho proche 10. On observera que la phase d'initialisation illustrée à la figure 6 implique un retard d'un cycle d'horloge, soit une période d'échantillonnage, entre la lecture du signal de réception S et la production du signal d'émission y correspondant au code PS. Ce retard d'une période d'échantillonnage doit bien entendu être reproduit, de façon connue, lors du fonctionnement des annuleurs d'écho 10, 11. Le facteur de normalisation F est déterminé une fois pour toutes en utilisant les moyens de traitement numérique illustrés à la figure 2. Pour déterminer ce facteur F, on fait fonctionner le processeur P0 de l'annuleur d'écho fixe 10 comme décrit ci-dessus pour la procédure de détermination des NO coefficients hg, hl, ..., hNO1, jusqu'au calcul des NO = 127 valeurs de la fonction de corrélation C(O), C(1), ..., C(126) (avant d'exécuter la boucle représentée à la figure 7). Parallèlement, on fait fonctionner I'annuleur d'écho adaptatif 11 avec un ordre égal à NO = 127, c'est-à-dire qu'on place systématiquement des valeurs nulles dans les mémoires de coefficients MC1, MC2, ..., MCn sauf aux NO = 127 premiers emplacements de la mémoire MC1 du premier processeur FI de l'agencement en cascade P, où on stocke les valeurs d'un second ensemble de NO coefficients qui sont mis à jour à chaque période d'échantillonnage. Une séquence de signaux d'émission correspondant au code pseudo-aléatoire issu du codeur 20 est produite de façon répétitive en même temps qu'on enregistre dans la mémoire de données MDî de type FIFO du processeur P1 les valeurs du signal de réception S. Ces valeurs et les nombres du code pseudo-aléatoire sont traités par l'algorithme d'annulation d'écho adaptative du processeur P1 qui effectue, à chaque période d'échantillonnage une estimation d'écho d'ordre NO = 127 par combinaison linéaire entre les valeurs du signal de réception S et un second ensemble de NO = 127 coefficients, et qui met à jour les coefficients de ce second ensemble suivant l'algorithme du gradient stochastique d'ordre NO = 127. On répète ce traitement jusqu'à la convergence de l'algorithme, c'est-à-dire jusqu'à ce que les coefficients du second ensemble prennent des valeurs stabilisées. Le facteur de normalisation F est alors calculé comme égal au rapport entre ces valeurs stabilisées des coefficients de l'annuleur adaptatif et les valeurs calculées de la fonction de corrélation C(O), C(1), ..., C(126) stockées dans la mémoire de données MDO du processeur PO (figure 12). On stocke alors la valeur calculée une fois pour toutes du facteur de normalisation F dans un registre de mémoire de l'unité logique 18, pour pouvoir ultérieurement déterminer les coefficients hg, hl, .... hNO-l comme décrit ci-dessus à chaque initialisation du dispositif. La procédure de détermination du facteur de normalisation F s'assimile à une mesure comparative des dynamiques associées aux trajets d'écho déterminées par un annuleur d'écho à coefficients fixes et par un annuleur d'écho adaptatif de même ordre. Le facteur de normalisation F rend les résultats de la procédure de détermination du sous-ensemble de coefficients hg, h-l, ..., hNO-l pratiquement indépendants de la puissance des signaux d'émission E utilisés. Bien entendu l'invention n'est pas limitée aux exemples particuliers de réalisation décrits ci-dessus. Ainsi, d'autres agencements de composants peuvent être utilisés pour mettre en oeuvre le procédé de traitement de signal selon l'invention. Ce procédé est utilisable pour annuler tout type d'écho acoustique, mais également pour annuler des échos électriques dans des lignes de transmission de signaux (par exemple à des transitions 4 fils/2 fils). La procédure de détermination des coefficients utilisant le code pseudo-aléatoire peut bien entendu être appliquée pour déterminer les coefficients d'un annuleur d'écho adaptatif afin d'initialiser l'algorithme du gradient stochastique. Elle peut également être appliquée pour ne déterminer que certains (notamment les premiers) coefficients d'un annuleur d'écho adaptatif. Dans ce dernier cas, ces coefficients reçoivent leur valeur ainsi déterminée à la première période d'échantillonnage tandis que les autres coefficients reçoivent des valeurs nulles7 et dans les périodes suivantes, l'ensemble de ces coefficients est mis à jour conformément à l'algorithme du gradient stochastique. En outre, le dispositif de prise et de restitution selon l'invention n'est pas limité aux postes téléphoniques "mains libres". L'homme du métier constatera qu'il est également utilisable, par exemple dans un système de sonorisation ou analogue. Dans ce dernier cas, le dispositif comprendra typiquement un annuleur d'écho à coefficients fixes, sans annuleur d'écho adaptatif. REVENDICATIONS 1. Procédé de traitement de signal, comprenant des échantillonnages périodiques pour obtenir des valeurs numériques d'un signal d'émission (E) et d'un signal de réception (S) et un filtrage numérique pour éliminer sensiblement du signal de réception (S) des échos résultant des signaux d'émission (E) précédemment échantillonnés, le filtrage numérique comprenant un calcul d'une estimation d'écho (S0*, S*) qu'on soustrait du signal de réception (S), l'estimation d'écho comprenant au moins une combinaison linéaire entre des valeurs numériques du signal d'émission (E) obtenues lors d'échantillonnages antérieurs et un ensemble de coefficients (hot h1 r ..7 hN0-1, Ho, H1, ..., HN-1), caractérisé en ce qu'on détermine au moins un sousensemble (hot hl, ..., hN0-1) de l'ensemble de coefficients (h0, hl, --, hNOI, Ho, H17 ..., HN-l) utilisé au moins à la première période d'échantillonnage pendant le filtrage numérique de la manière suivante: - on produit une séquence de signaux d'émission correspondant à un code pseudo-aléatoire de nombres (PS(0), PS(1), ..., PS(NO-1)), à une cadence correspondant à la période d'échantillonnage; - on enregistre des valeurs numériques du signal de réception (S) à partir de la production du signal d'émission correspondant au premier nombre (PS(O))du code pseudo-aléatoire; - on calcule des valeurs (C(O), C(1), C(NO-1)) d'une fonction de corrélation temporelle entre les nombres du code pseudo-aléatoire (PS(0), PS(1), PS(NO-1)) et les valeurs numériques enregistrées du signal de réception (S); et - on multiplie les valeurs calculées (C(O), C(1),..., C(NO-1)) de la fonction de corrélation par un facteur de normalisation (F) pour obtenir les coefficients (hot ho, ..., hNO-l) dudit sous-ensemble. 2. Procédé conforme à la revendication 1, caractérisé en ce qu'on détermine le facteur de normalisation (F) une fois pour toutes de la manière suivante: - on produit une séquence de signaux d'émission correspondant à un code pseudo-aléatoire de nombres, à une cadence correspondant à la période d'échantillonnage; - on enregistre les valeurs numériques du signal de réception à partir de la production du signal correspondant au premier nombre du code pseudo-aléatoire; - on traite les valeurs numériques enregistrées et les nombres du code pseudo-aléatoire au moyen d'un algorithme d'annulation d'écho adaptative d'ordre égal au nombre de coefficients dudit sous-ensemble (hot hl, r hNO-1)I cet algorithme d'annulation d'écho adaptative comprenant, à chaque période d'échantillonnage, une estimation d'écho par combinaison linéaire entre les nombres du code pseudo-aléatoire utilisés pour produire le signal d'émission lors d'échantillonnages antérieurs et un second ensemble de coefficients mis à jour à chaque période d'échantillonnage, ce traitement étant répété jusqu'à ce que les coefficients dudit second ensemble prennent des valeurs stabilisées; et - on calcule le facteur de normalisation (F) comme étant égal au rapport entre ces valeurs stabilisées des coefficients dudit second ensemble et les valeurs calculées de [C(O), C(1), ..., C(NO-1)) de ladite fonction de corrélation. 3. Procédé conforme à l'une des revendications 1 ou 2, caractérisé en ce que, pour le filtrage numérique et la détermination du sous-ensemble de coefficients, qui comporte un nombre NO de coefficients (hg, ho,..., hNO-l) r on utilise une mémoire de données (MDO) et une mémoire de coefficients (MCO), la mémoire de données (MDO) comprenant au moins 2 x NO emplacements et la mémoire de coefficients (MCO) comprenant au moins NO emplacements, chacun desdits emplacements pouvant recevoir une valeur numérique, la mémoire de données (MDO) étant organisée en mode premier entré-premier sorti (FIFO), en ce que, pendant le filtrage numérique, on stocke les NO coefficients (hg, h17 ... hNOl) du sous ensemble dans la mémoire de coefficients (MCO) et, à chaque période d'échantillonnage, on stocke la valeur numérique du signal d'émission (E) dans la mémoire de données (MDO), les NO premiers emplacements de la mémoire de données (MDO) étant utilisés pour l'estimation d'écho, et en ce que la détermination du sous-ensemble de NO coefficients (hot hl, ..., hNO-l) utilisé au moins à la première période d'échantillonnage pendant le filtrage numérique comprend les étapes suivantes: - on stocke au moins NO nombres du code pseudoaléatoire (PS(O), PS(1), ..., PS(NO-1)) dans la mémoire de coefficients (MCO); - pendant au moins 2 x NO périodes d'échantillonnage, on produit successivement des signaux d'émission correspondant aux nombres du code pseudoaléatoire (PS(O), Pu(1), ..., PS(N0-1)) et, à chacune de ces 2 x NO périodes d'échantillonnage, on stocke la valeur numérique du signal de réception (S) dans la mémoire de données (MDO); puis - on calcule au moins NO valeurs (C(0), C(1), .,., C(NO-1)) de ladite fonction de corrélation, qu'on stocke successivement dans la mémoire de données (MDO), puis - on lit les NO valeurs (C(0), C(1), ..., C(NO1)) de la fonction de corrélation, on les multiplie par le facteur de normalisation (F), et on stocke les valeurs ainsi obtenues des NO coefficients (hg, hl, r . hNO-l) du sous-ensemble aux NO premiers emplacements de la mémoire de coefficients (MCO). 4. Procédé conforme à la revendication 3, caractérisé en ce que la mémoire de coefficients (MCO) et la mémoire de données (MDO) ont le même nombre M d'emplacements, en ce quer pour le filtrage numérique et la détermination du sous-ensemble de NO coefficients (h0, hl, . .7 hNO-l)l on utilise une unité arithmétique (UAO) comportant une instruction de type somme de produits consistant à effectuer la somme de M termes égaux chacun au produit d'une valeur stockée dans la mémoire de coefficients (MCO) et d'une valeur stockée au même rang dans la mémoire de données (MDO), en ce qu'on utilise cette instruction de type somme de produits pendant la détermination du sous-ensemble de NO coefficients (h0, hl, .., hNO-l) pour calculer les NO valeurs (C(O), C(1), ..., C(N0-1)) de ladite fonction de corrélation, des valeurs nulles étant alors stockées aux M - NO premiers emplacements de la mémoire de coefficients (MCO), et en ce qu'on utilise également cette instruction de type somme de produits à chaque période d'échantillonnage pendant le filtrage numérique pour calculer la combinaison linéaire entre les valeurs numériques du signal d'émission (E) obtenues lors de NO échantillonnages antérieurs et le sous-ensemble de NO coefficients (hot hl, ..., hNO-1)I des valeurs nulles étant alors stockées aux M - NO derniers emplacements de la mémoire de coefficients (MCO). 5. Procédé conforme à l'une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce qu'au cours du filtrage numérique, on maintient inchangés les coefficients (h0, hl, ..., hNO-l) du sous-ensemble tel qu'ils sont déterminés pour la première période d'échantillonnage. 6. Procédé conforme à la revendication 5, caractérisé en ce que l'ensemble de coefficients (h0, hl, ..., hNO-lt Ho, H17 ... 7 HN-l) comprend en outre des coefficients (Ho, H17 ..., HN-l) mis à jour à chaque période d'échantillonnage pendant le filtrage numérique. 7. Procédé conforme à la revendication 6, caractérisé en ce que les coefficients (Ho, H17 . r HN-l) mis à jour à chaque période d'échantillonnage sont pris égaux à zéro à la première période d'échantillonnage pendant le filtrage numérique. 8. Procédé conforme à l'une des revendications 5 à 7, caractérisé en ce que le nombre NO de coefficients du sous-ensemble (h0, h17 ..., hNO1) et la période d'échantillonnage T sont tels que le produit NO x T soit inférieur à 20 ms. 9. Dispositif de prise et de restitution de son comprenant au moins un haut-parleur (1), au moins un microphone (2), des moyens de traitement numérique (4) cadencés selon une période d'échantillonnage (T), et des moyens de conversion et de traitement analogique (5) pour mettre en forme et adresser au haut-parleur (1) un signal d'émission (E) en fonction d'une valeur numérique issue des moyens de traitement numérique (4) à chaque période d'échantillonnage, et pour mettre en forme et adresser aux moyens de traitement numérique (4) une valeur numérique d'un signal de réception (S) issu du microphone (2) à chaque période d'échantillonnage, dans lequel les moyens de traitement numérique (4) comportent des moyens de filtrage numérique (10, 11) pour éliminer sensiblement des échos présents dans le signal de réception (S) à cause du couplage acoustique entre le haut-parleur (1) et le microphone (2) pendant une communication, ces moyens de filtrage numérique (10, 11) calculant, à chaque période d'échantillonnage, une estimation d'écho (S0*, S*) par combinaison linéaire entre des valeurs numériques du signal d'émission (E) obtenues lors d'échantillonnages antérieurs et un ensemble de coefficients (h0, hl, . t hNO17 Ho, H17 ..., HN~1), caractérisé en ce que les moyens de traitement numérique (4) comprennent en outre des moyens (P0, 18, 20) pour déterminer au moins un sousensemble (h0, h17 ... hNOl) de coefficients (h0, h17 r hN0-1, Hot H1, . .7 HN-l) utilisé pour l'estimation d'écho au moins à la première période d'échantillonnage pendant une communication, ces moyens pour déterminer le sous-ensemble de coefficients (h0, h17 r hN0-1) comprenant: - un générateur (20) d'un code pseudo-aléatoire de nombres (PS(O), PS(1), ..., PS(N0-1)) produits à une cadence correspondant à la période d'échantillonnage, les signaux d'émission (E) correspondant à ces nombres étant successivement adressés au haut-parleur (1); - une mémoire de données (MDO) pour recevoir des valeurs numériques du signal de réception (S) à partir de l'émission du signal correspondant au premier nombre du code pseudo-aléatoire (PS(0), PS(1), PS(NO-1)) ; - des moyens pour calculer des valeurs (C(O), C(1), ..., C(N0-1)) d'une fonction de corrélation temporelle entre les nombres du code pseudo-aléatoire (PS(0), PS(1), ..., PS(NO-1)) et les valeurs numériques du signal de réception (S) stockées dans la mémoire de données (MDO), et pour multiplier ces valeurs (C(O), C(1), ..., C(NO-1)) de la fonction de corrélation par un facteur de normalisation (F), ce qui fournit le sousensemble de coefficients (h0, hl, ... 7 hN0-1). 10. Dispositif conforme à la revendication 9, caractérisé en ce que la mémoire de données (MDO) est du type premier entré-premier sorti (FIFO) et reçoit également les valeurs numériques du signal d'émission (E) pendant la communication. 11. Dispositif conforme à l'une des revendications 9 ou 10, caractérisé en ce que le nombre NO de coefficients du sous-ensemble (h0, hl, ... r hN0-1) et la période d'échantillonnage T sont tels que le produit NO x T soit de l'ordre d'une durée typique d'échos directs entre le haut-parleur (1) et le microphone (2), par exemple NO x T 12. Dispositif conforme à l'une des revendications 9 à 11, caractérisé en ce que l'ensemble de coefficients (h0, hl, ..., hNO-ll Ho, H17 . .7 HN-1) comprend en outre des coefficients (Ho, H1, . .7 HN-1) mis à jour à chaque période d'échantillonnage. 13. Dispositif conforme à l'une des revendications 9 à 12, caractérisé en ce que les moyens de traitement numérique (4) sont agencés pour déterminer ledit sous-ensemble de coefficients (h0, hl, ..., hN0-1) avant le début de la communication.