Brevet FR2673766A1 — publié le 19920911

RLIGNES DE TRANSMISSION EN MODE A ONDES LENTES, DU TYPE MICRORUBAN, ET COUPLEUR FORME DE TELLES LIGNES' L'invention concerne une ligne de transmission d'ondes, en mode ondes lentes, du type dit microruban, incluant une première couche conductrice dite inférieure faisant office de plan de masse, une seconde couche conductrice dite supérieure en forme de ruban de dimensions transversale et longitudinale spécifiques, et un troisième matériau, de nature diélectrique, disposé entre ces deux couches conductrices, la ligne de transmission ayant longitudinalement, une structure périodique, chaque période, de longueur Q, étant formée d'undit pont suivi d'undit pilier, chaque pont étant constitué d'un tronçon du ruban conducteur supérieur, de longueur Q1 L'invention concerne également des coupleurs formés de telles lignes. L'invention trouve son application dans la réalisation de lignes de transmission intégrables, c'est-à-dire pouvant être incluses dans des circuits intégrés, et plus spécialement dans les circuits intégrés monolithiques et hyperfréquences connus sous la dénomination de MMIC's (de l'anglais : Monolithic Microwave Integrated Circuits). D'une façon générale, l'invention trouve son application dans la miniaturisation de lignes de transmission et permet l'augmentation de la densité d'intégration des circuits intégrés incluant ces lignes, et/ou l'augmentation des performances de fonctionnement de ces circuits. Une ligne de transmission à ondes lentes de type microruban est décrite dans la publication intitulée "Slow wave propagation using interconnections for IC technologies" par P.GAMAND et D.BAJON, dans Electronics Letters, 30 Août 1990, vol.267 N018 pp.1443-1445. Selon le document cité, il est connu une ligne de transmission à ondes lentes, dont le principe est fondé sur une structure périodique, qui est obtenue au moyen des deux niveaux métalliques habituellement nécessaires à la réalisation des circuits intégrés. Cette structure, montrée sur la figure la du document cité, comprend un premier niveau de métallisation déposé sur un substrat semi-isolant, formant un plan de masse, et un second niveau de métallisation qui forme des ponts à air périodiques. Cette structure comprend en outre, reposant directement sur le plan de masse, une fine couche diélectrique continue.Le second niveau de métallisation repose, de part et d'autre de chaque pont à air, sur cette couche diélectrique, et dans ces zones l'association de la première couche métallique, de la fine couche diélectrique, et de la seconde couche métallique forme une structure capacitive dite MIM (Métal-Isolant-Métal). Dans les régions de pont à air, on trouve la superposition du plan de masse, de la fine couche diélectrique, de la couche d'air et de la seconde couche métallique. La caractérisation de la ligne ondes lentes connue de ce document montre que la permitivité effective çreff = (holhg)2 est très élevée aux basses fréquences et reste à environ 20, entre 4 et 22 GHz. Cette valeur est comparable à celle des lignes microrubans classiques. Mais l'avantage est que les dimensions de la ligne sont réduites par rapport à celles d'une ligne classique, ce qui rend l'intégration d'une telle ligne à ondes lentes plus facile, d'autant plus que son procédé de réalisation ne demande rien d'autre que les couches de métallisation déjà nécessaires pour réaliser les autres éléments d'un circuit hyperfréquences, tels que des interconnexions par exemple. Cependant la ligne connue est loin d'être optimisée. En particulier, le document cité enseigne que l'atténuation est élevée, bien que l'effet en soit réduit par la faible longueur de ligne nécessaire pour obtenir un déphasage donné. Un des buts de l'invention est de fournir une ligne de transmission à ondes lentes, dont le principe est fondé sur une telle structure périodique, dont les dimensions sont encore diminuées et dont les performances sont améliorées. Ce but est atteint au moyen d'une ligne telle que définie dans le préambule, et en outre caractérisé en ce que la première couche conductrice servant de plan de masse présente au moins un évidement respectivement sous chaque pont. Cette ligne possède la propriété de présenter un ralentissement plus élevé que la ligne connue de l'état de la technique, à fréquence égale, Cette propriété permet de réaliser, pour une même application, des lignes encore plus courtes, donc encore plus facilement intégrables. Quand on connaît les problèmes liés à l'intégration des lignes hyperfréquences, ce résultat constitue un avantage industriel de premier ordre. D'autre part, la ligne de transmission obtenue étant plus courte, les pertes sont notablement diminuées par rapport à celles qui se produisent dans la ligne connue. Un autre but de l'invention est de fournir un coupleur du type dit coupleur de Lange qui soit facilement intégrable, et notamment qui soit en synergie de fabrication avec les circuits intégrés hyperfréquences actuels, et dont les performances soient également améliorées par rapport à celles que l'on peut attendre des dispositifs connus. Un coupleur de Lange est connu de l'homme du métier par la publication "Integrated Stripline quadrature Hybrids", IEEE, MTT, Dé.1969, pp.1150-1151. Ce coupleur est réalisé en technologie microrubans, c'est-à-dire au moyen de conducteurs microrubans disposés sur une première face d'un substrat d'épaisseur donnée, dont la seconde face reçoit le plan de masse. Donc, de par ce procédé de réalisation, ce coupleur n'est pas pleinement compatible avec les technologies de circuits intégrés actuels. Ce coupleur connu est constitué par un nombre impair, c'est-à-dire au moins 3, de lignes de transmission parallèles, reliées 2 à 2 en alternance pour former une structure interdigitée. La ligne médiane est dite ligne principale, et le coupleur est complètement symétrique par rapport au milieu de la ligne principale. Notamment ses entrées et sorties sont symétriques. La longueur L de la ligne principale définit la bande de fréquences de fonctionnement de ce coupleur. Cette longueur L est de l'ordre du quart de la longueur d'onde A du signal transporté. Le fonctionnement du coupleur de Lange est fondé sur le principe suivant : il se forme un couplage par champ électromagnétique entre les lignes parallèles. Ce couplage est du type capacitif ou inductif selon les rapports entre la longueur L de la ligne principale et la longueur d'onde A des signaux qui se propagent dans le coupleur. Si A/4 si A/4 = L le couplage est à la fois capacitif et inductif, si A/4 > L le couplage est inductif. D'autre part, il existe un déphasage a entre les signaux portés par les deux sorties. Ce déphasage A est équivalent à 900 dans une bande de fréquences centrée sur celle où A = 4L. Du fait que la longueur d'onde de fonctionnement est liée aux dimensions du coupleur, il semblait a priori impossible de modifier ces dimensions, pour une longueur d'onde donnée, et dans une technologie choisie. Or, comme on l'a vu précédemment, le concepteur de circuits intégrés pose le problème de la réduction toujours plus poussée des dimensions des composants, dans le but d'atteindre une plus grande densité d'intégration. Un des buts de l'invention est donc de fournir un coupleur de Lange dont le dessin est compact et dont les dimensions sont minimisées par rapport à celles des dispositifs connus. Ces buts sont atteints lorsqu'un coupleur de Lange est réalisé au moyen de lignes de transmission du type ondes lentes précité. L'invention est décrite ci-après en détail, en référence avec les figures schématiques annexées parmi lesquelles - la figure la montre une ligne à ondes lentes vue du dessus dans un premier exemple de réalisation - la figure lb montre cette ligne en coupe grossie, selon l'axe BB' de la figure la - la figure lc montre une ligne à ondes lentes vue du dessus, dans un second exemple de réalisation - la figure ld montre cette ligne en coupe grossie, selon l'axe BB' de la figure lc - la figure le montre la ligne de la figure la, ou bien de la figure 1c7 en coupe selon l'axe AA' - la figure 1f montre la ligne de la figure la, ou bien de la figure 1c7 en coupe selon l'axe CC' - la figure 2a montre deux courbes représentatives du facteur de ralentissement R de lignes hyperfréquences, en fonction de la fréquence F, la courbe A concernant une ligne microruban telle que connue de l'état de la technique sans évidements sous les ponts, et la seconde B concernant une ligne microruban selon l'invention, munie d'évidements dans le plan de masse sous les ponts, tels que par exemple montré sur les figures la ou lc - la figure 2b montre 3 courbes représentatives du facteur de ralentissement R d'une ligne hyperfréquences correspondant au type de la figure la, en fonction de la fréquence F7 et pour différentes valeurs du paramètre constitué par la hauteur el de diélectrique 1 sous les ponts, la courbe C correspondant à el = 2 #m, la courbe D à el = 2,4 pm et la courbe E à el = 2,8 pm ;; - la figure 2c montre 3 courbes représentatives du facteur de ralentissement R d'une ligne hyperfréquences conforme au type de la figure la, en fonction de la période Q, pour différentes valeurs du paramètre constitué par le rapport Q1/22 où ai est la longueur des ponts et Q2 la longueur des piliers à une valeur fixe de la fréquence F = 12 GHz - la figure 2d montre le schéma équivalent à une période d'une ligne selon la figure la - la figure 2e montre les courbes représentatives des parties réelles et imaginaires de l'impédance caractéristique de la ligne de la figure la, en fonction de la fréquence, - la figure 2f montre les pertes dans cette ligne en fonction de la fréquence, la courbe a représentant les pertes en cm et la courbe - la figure 3a montre un coupleur de Lange représenté schématiquement - la figure 3b représente un coupleur de Lange vu du dessus, réalisé au moyen de lignes conformes à celles de la figure la, dans une technologie de circuit intégré - la figure 3c représente une partie agrandie d'un tel coupleur réalisé selon un premier exemple de mise en oeuvre - la figure 3d représente une partie agrandie d'un tel coupleur lorsqu'il est réalisé selon un second exemple de mise en oeuvre - la figure 4 représente deux courbes, l'une K du coefficient de couplage en dB en fonction de la fréquence F et l'autre M du coefficient d'accord en dB en fonction de la fréquence pour un coupleur du type de la figure 3b. De nombreuses variantes de la ligne ondes lentes selon l'invention sont possibles. Toutes ces variantes ont en commun les éléments essentiels de l'invention qui vont être mis en lumière dans la description d'un premier exemple de réalisation, choisi parmi d'autres pour sa simplicité. EXEMPLE I Cet exemple de réalisation est illustré par les figures la, lb, le, 1f. La figure la montre une ligne ondes lentes vue du dessus, de structure MICRORUBAN. Cette ligne est réalisée sur un substrat 10 qui peut être en un matériau absolument quelconque. Par exemple complètement isolant, totalement conducteur, semi-isolant ou semiconducteur ; ce choix illimité de matériaux pour réaliser le substrat permet d'appliquer l'invention à toutes les sortes de circuits, dans toutes les technologies envisageables, lorsque le circuit comprend une ligne de transmission. Sur le substrat 10, la ligne comprend la succession de - une couche conductrice 11, par exemple en un métal bon conducteur pouvant faire office de plan de masse M de dimension transversale W1 ; - une couche diélectrique 2, de permitivité relative er2 et d'épaisseur e2, de dimension transversale W3 - un ruban en un matériau conducteur, par exemple un métal bon conducteur 12 ; ce ruban 12, de faible dimension transversale W2, forme avec les couches précédentes une structure périodique, de périodicité Q ; à cet effet, le ruban conducteur 12 comprend des parties 3 en contact avec la couche diélectrique 2, ces parties 3 étant de dimension longitudinale Q2 (parallèlement à l'axe BB'), et des parties 4 suspendues entre deux parties 3, ces parties 4 suspendues ayant une dimension longitudinale Q1 (parallèlement à l'axe B-B'), de sorte que Q = Q1 + Q2 - les dimensions transversales des couches 11, 2, 12, sont telles que :W2 Q W3 ( W1 La structure comprend en outre un élément essentiel constitué par des parties 5 dans lesquelles la couche il de plan de masse et la couche diélectrique 2 sont évidées sous les parties suspendues 4, jusqu'à la surface du substrat 10. Dans cette exemple I, l'évidement 5 est unique sous chaque partie suspendue 4, et la dimension longitudinale de l'évidement 5 est a3 s Q1 Par exemple la valeur de Q3 peut approcher celle de ai à quelques % près, ou être égale. La structure de la ligne selon l'invention apparaît plus clairement dans la représentation schématique agrandie montrée sur la figure lb, en coupe longitudinale selon l'axe BB' de la ligne de la figure la. Cette figure montre que, dans l'exemple I, pour effectuer le contact des parties 3 du ruban 12 avec la couche diélectrique 2, le ruban 12 est affaissé au niveau des parties 3. Au contraire, dans les parties suspendues 4, le ruban 12 est surélevé d'une hauteur e1 par rapport à la surface supérieure du substrat qui apparaît dans l'évidement 5. Les parties suspendues 4 sont les parties dans lesquelles se fait la propagation. Dans ces parties, le ruban 12 est suspendu au-dessus d'un diélectrique 1, de permitivité relative erl. Pour des raisons de simplification de language on appellera ci-après - PONTS les parties 4 du ruban 12 suspendues audessus du diélectrique 1, les ponts 4 ayant une longueur ai - Q3 et constituant les régions de propagation - PILIERS les parties 13 formées de l'association de la couche conductrice inférieure 12, de la couche diélectrique 2 d'épaisseur e2 et des parties 3 du ruban 12, les piliers 13 formant une structure MIM (métal-isolant-métal) de longueur Q2. La figure le montre une coupe transversale de la ligne selon l'axe A-A' de la figure la, au niveau d'un pont 4, et la figure 1f montre une coupe transversale de la ligne selon l'axe CC' de la figure la au niveau d'un pilier 13. De cet exemple de réalisation I, il ressort que les éléments essentiels pour réaliser une ligne ondes lentes résident dans - une structure de ligne MICRORUBAN comprenant une couche conductrice inférieure 11 formant plan de masse M, un ruban conducteur supérieur 12 et, une partie intermédiaire diélectrique 1, 2 - le fait que cette structure est périodique, de période Q, formée de PONTS 4 suspendus, de longueur R1, ces ponts dans lesquels se fait la propagation de l'onde étant disposés entre deux PILIERS 13 formés d'une structure capacitive.Dans cet exemple I, la structure capacitive est une structure MIM constituée de la couche inférieure conductrice 11, de la couche diélectrique 2, de permitivité #r2 etdu ruban conducteur 12, les piliers ayant une longueur l2 telle que l2 + l1 = l qui est la période de la structure : - le fait que sous les ponts 47 est formé dans la couche diélectrique 2 et le plan de masse Il au moins un évidement 5 ayant une longueur a3 ( ai - les valeurs des paramètres :: Erl, er2, al, Q2, Q3, el, la valeur de la capacité et W1, W2, W2 de la structure de la ligne sont liées entre elles pour résulter en la propagation d'ondes lentes et fournir un déphasage important sur une longueur totale A de ligne de transmission courte. Dans cet exemple I, la valeur des capacités MIM des parties 13 est liée à l2, à e2 et #r2. D'autre part, les évidements 5 disposés dans les régions de pont 4 jouent le rôle de selfs, permettant d'obtenir une augmentation de l'impédance caractéristique de la ligne. En dehors de ces éléments essentiels le pas Q de la structure périodique peut être constant ou non. - le matériau choisi pour réaliser le substrat n'a aucune influence sur le fonctionnement de la ligne ; le substrat ne sert que de support - le dessin de la ligne peut être linéaire, en méandre, en spirale ; tout autre dessin imaginable est possible. - la capacité peut être un élément passif ou actif. Dans l'exemple I, on a préféré un élément passif pour rendre la ligne plus compacte ; les lignes qui incluent des éléments actifs présentent d'autres propriétés explicitées plus loin. - en outre la couche diélectrique de la structure MIM peut être éventuellement formée de deux couches diélectriques superposées. Ce genre de structure à deux couches diélectriques pour réaliser une capacité est à la portée de l'homme de métier et n'est donc pas représentée sur les dessins. Ce sont ces caractéristiques qui conduisent à de nombreuses variantes de la ligne de transmission ondes lentes, particulièrement aisées à réaliser, particulièrement performantes et entre autres spécialement applicables à la réalisation de circuits MMICs. En effet, le fonctionnment ondes lentes de la ligne, produisant des déphasages importants sur une faible longueur A résulte dans le fait que ces lignes sont plus facilement intégrables que les lignes MICRORUBANS connues. Et l'augmentation du facteur de ralentissement, en liaison avec celle de l'impédance caractéristique de la ligne permet réellement une diminution optimale des dimensions des lignes. Dans le but d'évaluer les performances d'une telle ligne, il est nécessaire d'évaluer la constante de propagation y dans la longueur Q de la ligne, ou période. On appellera ci-après Ylr Y2 les constantes de propagation respectivement dans la partie PONT 4r et dans la partie PILIER 13. Q1 r Q2 les longueurs PONTS, PILIERS déjà définies comme Qt + Q2 = l3 la longueur des évidements sous les ponts, Z1r Z2 les impédances caractéristiques respectivement dans les parties PONTS 4 et PILIERS 13. La constante de propagation &gamma; est liée aux pertes &alpha; dans la ligne et à la constante de phase ss par la relation : &gamma; = &alpha; + jss. La constante de phase ss dans la ligne est liée à la longueur d'onde #g de propagation dans la ligne par la relation ss = 2#/#g La permitivité effective #reff est liée à la longueur d'onde normalisée #g/#0 déjà définie précédemment par : #reff = (#0/#g) = (1/R) où R est le facteur d'ondes lentes. La figure 2d représente le schéma équivalent d'une cellule unitaire de la ligne, c'est-à-dire comprenant un demi PONT, un PILIER et un second demi-PONT. On définit 81 = &gamma; l1 avec l3 # l1 et 82 = &gamma;2 l2 D'autre part, B est la susceptance de la discontinuité entre le PONT 4 sur le diélectrique 1 et le PILIER 13 MIM. En utilisant un procédé classique de calcul applicable aux structures périodiques, la constante de propagation &gamma; est liée aux autres paramètres de la ligne définis précédemment pour la cellule unitaire du schéma équivalent de la figure 2d, par la relation ch(&gamma;l) = {K+ ch(81+82) + K-h(81-82) - B/2(Z1+Z2)sh(81+82) B/2(Z1-Z2)sh(81-82)} où K# = (1#K) avec K = Z2/Z1 + Z1/Z2 = B2 Z2Z1 Cette relation permet le calcul de la constante de phase ss. Il résulte de ces calculs qu'en choisissant l1, l2 #r1, #r2 e1 et e2 W1 et W2 de manière appropriée, la vitesse de phase de la ligne est faible.D'où l'existence du mode dit ondes lentes déjà connu de l'état de la technique. Mais il s'est avéré que la façon dont l'homme du métier pouvait agir sur Erl et sur el qui sont des paramètres essentiels, était limitée du fait que, jusqu'à ce jour, les lignes de propagation du type microruban avaient toujours comporté la superposition de trois couches : un plan de masse M, une couche diélectrique et un conducteur microruban. Cette structure à 3 couches résultait d'un enseignement constant de l'état de la technique, et cet enseignement était un obstacle à une évolution permettant d'obtenir une amélioration par rapport à la structure à ondes lentes citée précédemment. Le problème était donc de trouver une solution électronique pour augmenter le facteur d'ondes lentes dans le but de réduire encore les dimensions des lignes, ce qui permet à la fois de réduire les pertes par longueurs d'onde et d'augmenter encore les densités d'intégration. Des expérimentations ont montré, comme il apparaît sur les courbes de la figure 2b qui représente les variations du facteur de ralentissement R = Ào/#g en fonction de la fréquence F7 pour différentes valeurs kl de la hauteur el de diélectrique 1 sous les ponts, à savoir pour la courbe C, el = 2 pm pour la courbe D, et = 2,4 pm pour la courbe E, el = 2,8 pm que le facteur de ralentissement R augmente lorsque l'épaisseur el de diélectrique 1 augmente, pour une même valeur de la fréquence F. Cependant s'il est souhaitable d'augmenter en effet la hauteur el des ponts, l'homme du métier se heurte rapidement à un problème technologique rédhibitoire, car, si l'on choisit l'air comme diélectrique 1, pour la raison que l'air est le meilleur diélectrique, alors il devient aléatoire de réaliser les ponts au-dessus d'une certaine valeur de ei, valeur maximale qui dépend évidemment aussi de la longueur Q et de la largeur W1 du conducteur 11. Pour résoudre ce problème d'une façon satisfaisante, selon l'invention, on a réalisé une augmentation de l'impédance caractéristique de la ligne, en formant les évidements 5 dans le plan de masse M sous les ponts, évidements 5 qui augmentent le rôle inductif de la ligne constituant le pont. On possède alors en plus des paramètres sur lesquels on pouvait agir selon l'art antérieur pour augmenter le facteur de ralentissement, c'est-à-dire el, gr1 des possibilités d'amélioration supplémentaire grâce à l'effet de self de ces évidements. La figure 2a représente le facteur de ralentissement R = ho/Ag de lignes en fonction de la fréquence F - la courbe A représente ce facteur R, dans le cas d'une ligne selon l'état de la technique : sans évidements - la courbe B représente ce facteur R dans le cas d'une ligne selon l'invention avec évidements 5. De ces courbes, il apparaît très nettement que l'effet dû aux évidements est très important et bénéfique. Rien dans l'enseignement de l'état de la technique cité précédemment ne laissait prévoir à l'homme du métier que la réalisation de tels évidements sous les ponts produirait l'effet d'augmentation du facteur de ralentissement R et ceci en outre sans conduire à des désavantages plus grands que les avantages que l'on escomptait -de l'augmentation de ce paramètre R, comme par exemple des pertes supplémentaires ou des perturbations non voulues de l'onde.En effet l'homme du métier sait bien que dès que l'on fait varier 1 paramètre dans un système qui comprend un nombre assez grand de paramètres, il devient difficile de prévoir l'effet exact obtenu, même dans le cas où l'on peut réaliser des simulations au moyen de programmes d'ordinateur. En effet dans ce dernier cas, on est toujours amené à supposer certains paramètres négligeables en théorie, lesquels s'avèrent dans la pratique précisément non négligeables. Les évidements 5 produisent bien l'effet favorable recherché de ralentissement, en agissant à la fois sur l'impédance caractéristique de la ligne, sur l'épaisseur de diélectrique el sous les ponts, sur la valeur de la permitivité Erl puisque le seul diélectrique le plus favorable peut se trouver sous les ponts, et tout ceci en bénéficiant d'une technologie facile à mettre en oeuvre, les évidements 5 étant réalisés au cours d'étapes conventionnelles de la technologie des circuits intégrés. Ainsi une amélioration considérable est obtenue par rapport à l'état de la technique, ceci d'une manière simple et élégante, sans courrir le risque d'envisager des valeurs rédhibitoires pour la valeur de la hauteur e1 des ponts. Les courbes de la figure 2c représentent le facteur de ralentissement R = holhg en fonction de la période Q des lignes, pour une valeur donnée de la fréquence F (dans cet exemple de figure, F = 12 GHz et erl = 1, pour différentes valeurs du paramètre k2 = Q1/Qz où ai est la longueur des ponts et #2 la longueur des piliers dans cet exemple I. Les courbes de la figure 2c enseignent qu'il existe une valeur optimale, qui dépend bien entendu des autres paramètres des lignes, et que l'homme du métier peut donc agir sur ces paramètres pour optimiser le système. La diminution des dimensions de la ligne est telle que l'homme du métier peut alors songer à incorporer des dispositifs complexes, utilisant ces lignes, dans des circuits à haute densité d'intégration. Ceci était auparavant impossible. Les composants utilisant les lignes étaient réalisés sur des substrats juxtaposés aux circuits intégrés hyperfréquences et reliés par des fils fins, ce qui limitait la fréquence de coupure. Au contraire, en ayant la possibilité de réaliser les lignes sur le même substrat que les transistors hyperfréquences et autres composants des circuits intégrés, les connexions sont technologiquement identiques à celles du reste du circuit et elles ne limitent plus la fréquence. Pour répondre aux conditions établies par ces calculs, on a réalisé dans cet exemple 17 une ligne ondes lentes où - le substrat 10 est semi-isolant de manière à intégrer la ligne dans un circuit MMIC, - le diélectrique I sous les PONTS 4 est l'air de permitivité relative Erl = 1 - le diélectrique 2 dans les piliers 13 de structure MIM est choisi entre la silice (Si02) et le nitrure de silicium (Si3N4) ; dans ces conditions, la permitivité relative de la couche diélectrique 2 a une valeur de l'ordre de 6 pour la silice (SiOz) et une valeur de l'ordre de 7 pour le nitrure de silicium (Si3N4) ; on réalisera ces couches 2 dans les conditions technologiques très strictes, propres aux circuits intégrés, de manière à obtenir pour les permitivités er2 ces valeurs élevées ; si les conditions technologiques sont moins strictes, les valeurs peuvent être moins élevées, de l'ordre de 4 - les couches conductrices 11 et 12 sont choisies parmi les métaux qui constituent d'ordinaire le premier niveau d'interconnexion d'un circuit intégré pour la couche conductrice inférieure 117 et le second niveau d'interconnexion d'un circuit intégré pour la couche conductrice supérieure 12 formant le ruban. Ainsi, dans cet exemple de réalisation I, la ligne est en complète synergie de fabrication avec un circuit intégré MMIC. Cependant, il est évident que d'autres choix peuvent être faits pour les matériaux. Le tableau I ci-dessous rassemble les valeurs préférentielles des paramètres pour mettre en oeuvre la ligne dans cet exemple I. TABLEAU I #r1 = 1 (air) #r2 # 6 (SiO2) OU # 7 (Si3N4) l1 # 100 m l2 # l1/10 e1 # 1,5 mà 2,5 m 2 = e1/10 W2 # 20 m W1 # 500 m l3 # l1 de préférence l3 # 90 m à 96 m W2 La figure la montre en outre que le diélectrique 2 a une longueur légèrement supérieure à celle du plan de masse Il (qui peut être raccordé à la masse par des plots 21) pour permettre la réalisation d'une entrée E par un plot 22a, et d'une sortie O de la ligne ondes lentes par un plot 22b. La figure 2e représente les parties réelles et imaginaires, respectivement Re(Zc) et Im(Zc) de l'impédance caractéristique Zc de cette ligne. La partie réelle de l'impédance Zc est extrêmement faible. Cette ligne selon l'exemple I trouvera donc des applications très intéressantes dans la réalisation de ligne basse impédance pour transformateur d'impédance. La figure 2f montre les pertes a dans la ligne, exprimées en dB/cm, en fonction de la fréquence F en GHz. La courbe a' de cette figure 2f représente les pertes par longueur d'onde. Du fait que la vitesse de phase est faible, la ligne ondes lentes a une longueur totale # réduite par rapport à une ligne MICRORUBAN classique, ainsi que par rapport à l'état de la technique. La réduction des longueurs est inversement proportionnelle au facteur de ralentissement R. Or dans le cas d'une ligne microruban conventionnelle à environ 12 GHz, R était de l'ordre de 2,5, alors que R était de l'ordre de 4 dans la ligne décrite dans le document cité au titre d'état de la technique. Selon l'invention, comme le montre la figure 2a, à cette fréquence, R est de l'ordre de 4,5. Il en résulte que les performances de la ligne ondes lentes ne sont pas détériorées par rapport à une ligne MICRORUBAN classique, alors qu'elle présente au contraire l'avantage d'être plus courte donc plus facilement intégrable. Par exemple, pour un déphasage de 1800, dans la bande de fréquence KU, la présente structure de ligne ondes lentes produit des pertes évaluées à environ IdB. EXEMPLE Il Cet exemple est illustré par la figure lc vue du dessus et par la figure Id qui est une coupe selon l'axe BB' de la figure lc. Dans l'exemple précédent, on a étudié le cas où l'on réalise seulement 1 évidement 5 sous chaque pont. Dans cet exemple on réalise plusieurs évidements Sa, 5b, etc sous chaque pont, créant ainsi une période dans la période Q. Avantages : on obtient une augmentation supplémentaire du facteur de ralentissement R due aux discontinuités ainsi réalisées. Une variante à cette réalisation qui procède du même principe, est de prévoir pour les capacités 13, des capacités de valeurs différentes, réparties de manière alternée le long de la ligne. On obtient ainsi, également, une période dans la période de la ligne, et une amélioration consécutive du facteur de ralentissement de la ligne. D'autre part, la réalisation d'une ligne ayant à la fois la caractéristique de deux ou plusieurs évidements Sa, 5b etc.. sous les ponts, et des capacités de valeurs alternées pour les piliers 13 est aussi possible. En faisant varier ces différents facteurs l'homme du métier obtiendra facilement les résultats les plus appropriés à chaque application envisagée. EXEMPLE III Cet exemple n'est pas illustré spécialement. La ligne ondes lentes ne présente pas de changements dans la représentation schématique vu du dessus et peut donc être illustrée par la figure la. Dans cet exemple de réalisation, le diélectrique 2 de la structure MIM des piliers 13 présente la même épaisseur que le diélectrique 1 disposé sous les ponts 4. Donc la couche 12 est plane. Pour obtenir le fonctionnement en ondes lentes, du fait que l'on a choisi ici el =e2 les autres paramètres vont varier considérablement par rapport à ceux qui sont présentés dans le tableau I. Plus particulièrement, les rapports des longueurs ai et Q2 seront très différents. Par contre, les permitivités respectivement er1 et er2 peuvent être chacune les mêmes que dans l'exemple I, et par conséquent les diélectriques 1 et 2 peuvent être respectivement identiques. EXEMPLE IV Dans tous les exemples précédents, la courbe représentant le facteur de ralentissement pouvait rester sensiblement constante, en ajustant les valeurs des différents paramètres, à partir d'une certaine fréquence F. Comme il était recherché, on obtenait dans tous les cas un facteur de ralentissement constant dans les moyennes et hyperfréquences (4 à 20 GHz). Il en résultait une variation de déphasage 13 en fonction de la fréquence F. Au moyen de la ligne ondes lentes réalisée selon le principe de l'invention, on peut obtenir au contraire un déphasage 13 qui reste constant en fonction de la longueur d'onde. Il suffit pour cela de réaliser une structure de ligne ondes lentes dans laquelle le facteur de ralentissement R = #o/Àg varie, par exemple ce facteur de ralentissement montrant une croissance qui se rapproche d'une forme hyperbolique, comme montré sur la courbe de la figure 10. Dans ces conditions, le déphasage ss = deviendra sensiblement constant en fonction de la fréquence F, dans la bande de fréquences 4 à 20 GHz. Ce résultat est obtenu au moyen d'une structure de ligne ondes lentes dont la périodicité Q montre une croissance et notamment une croissance géométrique. Le facteur de croissance peut être inclus entre 1 (1 étant non compris puisque l'on se trouverait alors dans le cas des exemples précédents) et environ 3. En ce qui concerne la technologie proprement dite d'une telle ligne de périodicité Q non constante, l'homme du métier peut adopter de préférence celle de l'exemple I qui est particulièrement aisée à mettre en oeuvre. Mais rien n'empêche de créer de nouvelles variantes en appliquant à cet exemple IV l'enseignement tiré des exemples Il ou III. EXEMPLE V Dans l'exemple précédent, l'homme du métier avait la possibilité d'agir sur le déphasage 13 par la mise en oeuvre d'une structure particulière de la ligne ondes lentes. Dans cet exemple V, on propose une structure donnant la possibilité d'agir électroniquement sur ledit déphasage ss : dans les régions correspondant aux PILIERS 13 de la figure la par exemple, on a réalisé une diode polarisée par une tension de polarisation continue VDD qui peut présenter différentes valeurs. D'une manière générale, la DIODE est plus commodément un transistor à effet de champ à grille Schottky, dont la source et le drain court-circuités sont portés à la tension de polarisation continue VDD et en outre reliés à la couche conductrice 12 et dont la grille est portée à la masse M par le plan de masse 11. Evidemment, dans la région du transistor ou DIODE, le substrat 10 n'est plus quelconque, comme dans les exemples précédents, mais doit comporter une zone active d'un matériau semiconducteur, par exemple du type de conductivité N, le reste du substrat de part et d'autre de la couche active étant semi-isolant. Les régions actives et semi-isolantes peuvent être des couches de matériau choisis parmi les semiconducteurs tels que : le silicium (Si) ou l'arséniure de gallium (GaAs) par exemple. EXEMPLE VI Dans cet exemple on applique l'une des lignes à ondes lentes décrites précédemment à la réalisation d'un coupleur de Lange. Le coupleur connu de la publication IEEE, MTT, Dé.1969, p.1150-1151 citée est constitué par au moins 3 lignes parallèles reliées 2 à 2 en alternance pour former une structure interdigitée. La publication citée montre un coupleur 3 dB à 5 lignes de transmission. Un couplage par champ électromagnétique apparaît entre les lignes parallèles adjacentes. La figure 3a ci-après représente schématiquement ce coupleur. La figure 3b représente le même coupleur vu du dessus, d'une manière simplifiée, réalisé au moyen de couches propres aux circuits intégrés. Tel que représenté sur cette figure 3a, le coupleur comprend deux pôles dits d'entrée N1 et N2, et deux pôles dits de sortie N3 et N4. Selon la figure 3a Les lignes 110 et 111 sont reliés électriquement directement au pôle Ni par un simple conducteur 101. Les lignes 110 et 114 sont reliées électriquement directement au pôle N4 par un simple conducteur 104. La ligne 112 et la ligne 113 sont reliées électriquement aux pôles N2 et N3 respectivement par des simples conducteurs 102 et 103. En effet - le point milieu de la ligne principale 110 est relié d'une part à l'extrémité ouverte de la ramification 111 et d'autre part à l'extrémité ouverte de la ramification 114 - l'extrémité ouverte de la ligne 112 est reliée au point commun de la ligne 113 et du conducteur 103 - l'extrémité ouverte de la ligne 113 est reliée au point commun de la ligne 112 et du conducteur 102. Les pôles N2 et N3 sont reliés électriquement, par ce montage, en croix par rapport aux pôles N1 et Ni, comme montré sur la figure 3a et sur la figure 3b. D'autre part, les lignes adjacentes 110 et 112, et 110 et 113, sont respectivement parallèles sur une longueur L, alors que, dans la structure interdigitée 110, 111, 112, la ligne 111 est parallèle à la ligne 112 sur une longueur égale à L/2. Il en est de même dans la structure interdigitée 110, 114, 113, où la ligne 114 est parallèle à la ligne 113 sur une longueur également L/2. La longueur L peut être de l'ordre du quart de la longueur d'onde A du signal transporté. Les lignes 111, 112, 110, 113, 114 du coupleur de Lange peuvent être réalisées au moyen des lignes à ondes lentes selon l'invention. Sur la figure 3b, les connexions 1157 116, 117 et 118 sont formées au moyen d'une couche conductrice disposée à un niveau différent des couches 11 et 12, avec des ouvertures sur la couche 12 aux endroits appropriés à former la connexion électrique avec la couche 12 selon une technique dite de VIA bien connue de l'homme du métier, et avec des portions de couches isolantes dans les parties où au contraire la connexion électrique n'est pas souhaitée avec les couches 11 ou 12. Les autres simples connexions peuvent être formées au moyen de parties de la couche conductrice 12. La figure 3c représente une partie agrandie du coupleur de la figure 3b, dans laquelle il apparaît que les évidements 5 des lignes peuvent être réalisés individuellement sous chaque pont 4. La figure 3d représente une partie agrandie du coupleur de la figure 3b, dans laquelle il apparaît que les évidements 5 des lignes parallèles, par exemple 112, 110, 1137 114 peuvent être regroupés, pour former un seul évidement 5, les ponts 4 étant respectivement en vis-à-vis pour toutes les lignes, et les piliers 13 également. Ce dispositif présente un avantage technologique sur le précédent, du fait de sa simplicité de réalisation ; en effet le masque relatif aux évidements 5 est moins critique à positionner. Ce coupleur admet alors le même principe de fonctionnement que le coupleur connu. En réalisant les lignes nécessaires à la formation d'un tel coupleur de Lange, au moyen des lignes ondes lentes selon l'invention, on obtient en outre les avantages que ce dispositif est très performant et très compact, compatible avec les projets de circuits intégrés à haute densité, et d'un faible coût pour les applications grand public, dans le domaine de la télévision ou de l'automobile par exemple. La figure 4 montre sur la courbe M, l'adaptation du coupleur en dB en fonction de la fréquence F, et sur la courbe K le couplage en dB, en fonction de la fréquence F. Ces courbes montrent que, en réalisant le coupleur au moyen des lignes de l'exemple I, ce coupleur peut être favorablement utilisé dans une large bande de fréquences, autour de 12 GHz. REVENDICATIONS 1. Ligne de transmission d'ondes, en mode ondes lentes, du type dit microruban, incluant une première couche conductrice dite inférieure faisant office de plan de masse, une seconde couche conductrice dite supérieure en forme de ruban de dimensions transversale et longitudinale spécifiques, et un troisième matériau, de nature diélectrique, disposé entre ces deux couches conductrices, la ligne de transmission ayant longitudinalement, une structure périodique, chaque période, de longueur Q, étant formée d'undit pont suivi d'undit pilier, chaque pont étant constitué d'un tronçon du ruban conducteur supérieur, de longueur Q1 2. Ligne selon la revendication 1, caractérisé en ce que les évidements dans le plan de masse sont respectivement en nombre supérieur à 1 sous chaque pont. 3. Ligne selon l'une des revendications 1 ou 2, caractérisée en ce que la capacité formant les piliers est de type MIM (métal-isolant-métal) constituée de l'empilement de la couche conductrice inférieure, d'unedite seconde sorte du matériau diélectrique, et d'un tronçon du ruban conducteur supérieur de longueur Q2, la somme des longueurs respectives RI des ponts et Q2 des piliers étant égale à la valeur Q de la période, et en ce que que ladite seconde sorte de diélectrique est limitée aux régions de structure MIM, en ayant des dimensions suffisantes pour éviter les courts-circuits entre le ruban supérieur et la couche inférieure faisant office de plan de masse. 4. Ligne selon l'une des revendications 1 ou 2, caractérisée en ce que la capacité des piliers est réalisée par la capacité d'une diode ou par la capacité grille-source d'un transistor à effet de champ. 5. Ligne selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisée en ce que ladite seconde sorte de diélectrique incluse dans les piliers de structure MIM a une épaisseur e2 faible devant celle et de ladite première sorte de diélectrique sous les ponts et une permitivité relative r2 supérieure à la permitivité Erl du diélectrique de la première sorte. 6. Ligne selon la revendication 5, caractérisée en ce que la première sorte de diélectrique est l'air, la seconde sorte de diélectrique est choisie entre la silice (SiO2) et le nitrure de silicium (Si3N4). 7. Ligne selon l'une des revendications 1 à 6, caractérisée en ce que les capacités ont des valeurs alternées le long de la ligne. 8. Ligne selon la revendication 6 caractérisée en ce que W1 et W2 étant les dimensions transversales respectives de la couche conductrice inférieure et du ruban supérieur, Erl et er2 étant les permitivités relatives des première et seconde sortes de matériau diélectrique disposées respectivement sous les ponts et dans les structures MIM, les caractéristiques de la ligne sont données par #r1 = 1 (air), #r2 # à 6 à 7, (silice ou nitrure de silicium) e1 # 1,5 m à 2,5 m,e2 # e1/10, l1(pont) # 50 à 100 m, l2 (pilier) # ì/i0, W2 (ruban) 1 10 à 20 pm, et Q3 dimension d'un évidement sous un pont inférieure ou égale à ai. 9. Ligne selon l'une des revendications 5 à 8, caractérisée en ce que e1 = ep. 10. Ligne selon l'une des revendications 1 à 9, caractérisée en ce que la longueur Q de la période de la ligne est constante pour obtenir un facteur de ralentissement Aolhg (défini par le rapport entre la longueur d'onde dans le vide ho et la longueur d'onde se propageant dans la ligne Ag) constant en même temps qu'un déphasage ss non constant, en fonction de la fréquence dans la ligne. 11. Ligne selon l'une des revendications 1 à 9, caractérisée en ce que la longueur Q de la période est croissante, par exemple géométriquement, pour obtenir un facteur de ralentissement AO/Ag (défini par le rapport entre la longueur d'onde Ao dans le vide et la longueur d'onde dans la ligne, non constant, en même temps qu'un déphasage ss constant en fonction de la fréquence dans la ligne. 12. Ligne selon l'une des revendications 1 ou 2, caractérisée en ce que dans la région des piliers, on forme dans le support de la ligne, une zone active appropriée à recevoir un transistor, en ce que la couche conductrice inférieure est reliée à la grille d'un transistor à effet de champ formé en surface de la zone active, cette grille étant disposée entre deux plots ohmiques dits source et drain du transistor, n'ayant aucun contact électrique avec la couche conductrice inférieure, en ce que le ruban supérieur est relié aux plots de source et drain du transistor, tout en évitant les courts-circuits entre la couche conductrice inférieure et le ruban supérieur dans les régions où ces éléments sont superposés avec une faible distance. 13. Utilisation d'une ligne selon la revendication 12, caractérisée en ce que le ruban et la couche conductrice inférieure sont reliés chacun à des potentiels continus différents permettant le fonctionnement du transistor dans une zone susceptible de résulter en une capacité grille-source voulue pour le fonctionnement ondes lentes de la ligne. 14. Circuit intégré incluant au moins une ligne selon l'une des revendications 1 à 12. 15. Circuit selon la revendication 14, incluant un coupleur du type dit de lange comprenant un nombre impair de lignes de transmission interdigitées, caractérisé en ce que ces lignes sont constituées de lignes selon l'une des revendications 1 à 12.