Brevet FR2674074A1 — publié le 19920918

PROCEDE ET DISPOSITIF POUR LA PROTECTION CONTRE LES SUR- CHARGES, D'UN CIRCUIT DE CONVERSION ELECTRIQUE. La présente invention concerne un procédé et un disposi- tif pour la protection contre les surcharges, d'un cir- cuit de conversion électrique alimenté par un courant pulsé provenant d'une source primaire. Elle s'applique notamment, mais non exclusivement, à des circuits de conversion tels que des alimentations régula- trices de tension qui doivent être maintenues dans des limites de fonctionnement acceptables pour leurs consti- tuants et qui doivent être aptes à dissiper, sans échauf- fement excessif leurs pertes maximales possibles. A cet effet, on utilise habituellement des dispositifs de protection qui agissent sur le circuit de conversion pour en limiter la puissance de sortie lorsque celle-ci (ou bien la puissance débitée par la source) atteint un seuil prédéterminé Ces dispositifs comprennent, de façon clas- sique, des moyens permettant de calculer cette puissance ainsi que des moyens permettant de la comparer à une valeur de seuil Des moyens sont en outre prévus pour transmettre au convertisseur un signal provoquant ladite limitation lorsque cette puissance de sortie atteint ledit seuil. -2- Dans le cas o le convertisseur ne présente qu'une seule sortie régulée en tension, le contrôle de la puissance se limite à la mesure du courant fourni. Toutefois, ce principe simple ne peut être appliqué que dans le cas o la régulation est suffisamment précise. Par contre, il ne peut pas être appliqué à un convertis- seur multisorties dans lequel certaines sorties ne sont pas régulées et fluctuent de façon importante. Il en va de même, lorsque la puissance totale que l'on veut maîtriser est inférieure à la somme des puissances maxima pouvant être délivrées par chacune des sorties, ce qui est le cas dans de nombreuses alimentations du com- merce. Dans ces différents cas qui ne permettent pas d'obtenir, par simple mesure, une information relative à la puis- sance de sortie, il est nécessaire d'utiliser des cir- cuits de calcul dont le coût croît rapidement en fonction de la précision obtenue. Ceci tient au fait que le calcul d'une puissance P = Ux I exige habituellement l'emploi d'un multiplieur coûteux qui effectue un produit tension x intensité de courant. Or, une mauvaise précision dans le calcul de cette puis- sance engendre une imprécision correspondante du fonc- tionnement du circuit de protection qui implique un sur- dimensionnement et donc un surcoût de ce convertisseur, si l'on veut demeurer dans les conditions limites de fonctionnement précédemment évoquées. L'invention a donc plus particulièrement pour but de sup- primer ces inconvénients grâce à une solution qui permet de réduire le coût du circuit de protection sans en alté- -3- rer la précision et donc sans nécessiter un surdimension- nement du convertisseur. Pour parvenir à ce résultat, elle propose un procédé pour la protection d'un circuit de conversion alimenté par un courant pulsé provenant d'une source primaire, caracté- risé en ce qu'il consiste: à comparer une tension image de la valeur moyenne du courant pulsé délivré par la source primaire, à une tension proportionnelle à un facteur pouvant être le rapport cyclique dudit courant pulsé ou une fonction de ce rapport; et à effectuer une limitation de la puissance transmise par le convertisseur, en fonction du résultat de cette comparaison. L'invention permet de tirer parti d'une part, du fait que, dans tout dispositif de conversion d'énergie à découpage régulé, la boucle d'asservissement réalise une conversion tension d'entrée/rapport cyclique, ce dernier étant accessible au niveau de la commande du découpeur; et d'autre part, du fait que le produit tension x rapport cyclique est très facile à obtenir à l'aide d'un simple circuit intégrateur. Ainsi, un dispositif pour la mise en oeuvre du procédé précédemment défini pourra avantageusement comprendre: un circuit de filtrage sur lequel est appliquée une tension représentative de l'intensité du courant pulsé circulant dans le circuit primaire du convertisseur, ce circuit étant conçu de manière à fournir une tension de 4 - sortie représentative de la valeur moyenne de ladite intensité; un premier circuit intégrateur dont l'entrée peut être alternativement connectée à la sortie du circuit de filtrage et à un potentiel de référence OV, par l'intermédiaire d'un premier commutateur, ce premier circuit intégrateur ayant pour but de délivrer sur sa sortie une tension représentative du produit de ladite tension de sortie par un premier rapport cyclique tl/T; un second circuit intégrateur dont l'entrée peut être alternativement connectée à une tension de référence Vref et audit potentiel de référence OV, ce second cir- cuit intégrateur ayant pour but de délivrer sur sa sor- tie une tension représentative du produit de la tension de référence par un second rapport cyclique t 2/T; et un comparateur dont les deux entrées sont respective- ment reliées aux sorties des deux commutateurs, ce com- parateur délivrant un signal de défaut destiné à com- mander une limitation de la puissance délivrée par le convertisseur, lorsque la tension délivrée par le pre- mier commutateur atteint, voire même dépasse la valeur de la tension délivrée par le second commutateur. Des modes de réalisation de dispositifs de protection mettant en oeuvre le procédé selon l'invention seront décrits ci-après, à titre d'exemples non limitatifs, avec référence aux dessins annexés dans lesquels: La figure 1 est un schéma permettant d'illustrer le principe de fonctionnement d'un dispositif de protection selon l'invention appliqué à un dispositif d'alimentation à découpage, en phase directe (convertisseurs de type Forward, Demi-pont, Pont); - La figure 2 est un schéma permettant d'illustrer le principe de fonctionnement d'un dispositif de protection équipant un dispositif d'alimentation à découpage de type fly back; Les figures 3 et 4 sont des diagrammes repré- sentatif S des variations en fonction du temps des intensités Ip et IS ainsi que de la tension VL du circuit représenté figure 2, dans le cas d'une inductance jamais démagnétisée (figure 3) et dans le cas o l'inductance est périodique- ment démagnétisée (figure 4); La figure 5 est un schéma d'un exemple de réa- lisation d'un circuit de détection de puissance limite utilisable pour une alimentation à découpage du type de celles décrites sur les figures 1 et 2; La figure 6 représente une alimentation à découpage de type fly back, à inductance pério- diquement démagnétisée, équipée d'un circuit permettant d'obtenir un signal crénelé de période T et dont la durée des créneaux est égale à toff-tm; La figure 7 est le schéma d'un circuit électro- nique simple permettant d'effectuer un produit d'une tension par un temps. L'alimentation à découpage représentée sur la figure 1 comprend un circuit primaire alimenté par une source de tension VE et comprenant en série sur les bornes AB de cette source, le primaire d'un transformateur Tl, un interrupteur commandable Si et une cellule de détection et de filtrage 10 du courant Ip circulant dans ce circuit primaire. 6 - Le secondaire du transformateur Ti est relié, par l'une de ses bornes, à une borne de sortie A' de l'alimentation par l'intermédiaire d'un circuit comprenant en série une diode D 2 montée en direct et une inductance Li L'autre borne du secondaire est connectée: à la seconde borne B' de l'alimentation, par une liai- son conductrice directe; à la jonction entre la diode D 2 et l'inductance Li, par l'intermédiaire d'une deuxième diode Dl et à la borne de sortie A', par l'intermédiaire d'un condensateur Ci qui constitue un filtre avec l'inductance Li. Les sens d'enroulement des bobines du transformateur Ti sont prévus de manière à ce que le transfert d'énergie au secondaire ait lieu pendant l'établissement du courant Ip. L'interrupteur Si est périodiquement fermé pendant un temps ton et ouvert pendant un temps toff, selon une période de découpage T, sous l'effet d'un signal de com- mande crénelé SC émis par un circuit de régulation CR. Ce circuit CR sert à régler le rapport cyclique T/ton = a du signal de commande en fonction de l'écart entre la tension de sortie VS présente entre les bornes A', B' et une valeur de consigne Vc Avantageusement, ce circuit CR sera conçu de manière à assurer une isolation galvanique entre primaire et secondaire (barrière d'isolement BR passant par Ti et représentée en traits interrompus). Si l'on désigne par I Pm la valeur moyenne du courant pri- maire et par N le rapport de transformation, la tension de sortie VS a pour expression VS = a x VE x n -7- tandis que la puissance absorbée à la source Pa a pour expression Pa = VE x I Pm = Vs x I Pm/an La condition "Puissance utile" que l'invention cherche à réaliser pour assurer la pro- tection du circuit d'alimentation peut alors s'écrire Pa = VS x I Pm/an la puissance utile de sortie, maximum. Cette condition se ramène à la condition suivante: I Pm c K x a dans laquelle K est une constante fonction du rendement n ayant pour expression: K = "Puissance de consigne" x n/VS x q Dans le but de réaliser la condition "Puissance utile" plement de comparer une tension image de Im à une tension proportionnelle à a. Dans l'exemple représenté sur la figure 1, la valeur I Pm (intensité moyenne du courant délivré par la source) est mesurée par une cellule de détection et de filtrage 10 monté en série avec l'interrupteur Si, tandis que la ten- sion Ka proportionnelle au rapport cyclique a est élabo- rée à partir du signal de commande de commutation SC délivré par le circuit de régulation CR. 8 - Le circuit de protection selon l'invention comprend donc un comparateur 11 qui reçoit sur ses deux entrées, res- pectivement le signal I Pm et le signal K x a. Lorsque la valeur I Pm atteint la valeur Ka, le compara- teur transmet au circuit de régulation CR un signal de limitation L ayant pour effet de limiter la puissance dé- livrée par l'alimentation. La figure 2 représente une alimentation de type Fly Back dans laquelle le quadripôle comprend un circuit primaire connecté entre les bornes A et B de la source de courant continu VE, ce circuit comprenant en série avec l'enroulement primaire Bî d'une inductance L 2, un inter- rupteur commandable 52, et une cellule de détection et de filtrage 12 apte à déterminer le courant moyen I Pm qui la traverse. Le circuit secondaire de cette alimentation comprend, en série entre les bornes de sortie A', B', un enroulement secondaire B 2 de l'inductance L 2 et une diode D 2 en sens direct Un condensateur de filtrage C 2 est en outre dis- posé entre ces bornes A', B'. Dans un tel circuit, l'énergie transmise lors de la fer- meture de l'interrupteur 52 est, dans une première phase, (phase de magnétisation), stockée dans l'inductance L 2 puis est transférée à la charge au cours d'une deuxième phase (phase de démagnétisation). Comme dans l'exemple précédent, l'interrupteur 52 est commandé par un circuit de régulation CR destiné à main- tenir la tension de sortie VS à une valeur de consigne. L'alimentation décrite sur cette figure présente en fait deux modes de fonctionnement, à savoir: 9 2674074 un premier mode de fonctionnement au cours duquel l'inductance L 2 ne reste jamais démagnétisée; et un deuxième mode de fonctionnement au cours duquel l'inductance L 2 demeure à l'état démagnétisée, pendant une période de temps non nulle. La figure 3 montre la variation dans le temps du courant primaire Ip, du courant secondaire IS ainsi que de la tension VL du circuit représenté figure 2. Comme on peut le voir, les courants Ip et IS sont des courants pulsés de forme trapézoïdale, le courant IS étant nul au cours des temps de fermeture ton de l'interrupteur 52, à l'inverse du courant Ip qui est nul au cours du temps toff d'ouverture de l'interrupteur 52. La tension VL aux bornes de l'enroulement primaire Bl ne présente jamais une valeur nulle Pendant le temps de fermeture de l'interrupteur, elle possède une valeur U, tandis que pendant le temps d'ouverture de l'interrupteur (phase de démagnétisation) elle présente une valeur VS/n (n étant le rapport de transformation N = NS/Np = nombre de tours du primaire/nombre de tours du secon- daire). Du fait du principe de la conservation de l'énergie la tension moyenne aux bornes de l'enroulement primaire Bl est nulle, ce qui s'exprime par la relation suivante VE x ton Vs x toff/n= O La tension VE a alors pour expression 1 toff 1 a VE = VS x = VS x n ton a x n avec a = ton/T et ( 1 a) = toff/T. - étant le rendement de 'alimentation, la puissance utile Pu peut alors s'écrire: Tn 1 a Pu = x I Pm x VE = I Pm x VS x - x n a La condition pour laquelle la puissance utile ne saurait dépasser une valeur de consigne peut alors s'écrire de façon équivalente: I Pm x ( 1 a) Cette condition peut être facilement réalisée en compa- rant une tension proportionnelle à l'intensité I Pm et au rapport cyclique ( 1 a), à une tension proportionnelle au rapport cyclique a. Ici aussi, le circuit de protection selon l'invention fait intervenir un comparateur 13 qui reçoit sur ses deux entrées, respectivement, une tension représentative du produit I Pm ( 1 a) et une tension représentative du pro- duit K a, les grandeurs ( 1 a) et a étant prélevées à partir du signal de commande de commutation de l'interrupteur 52. D'une façon analogue à la précédente, le comparateur 13 agit sur le circuit de régulation CR pour limiter la puissance de l'alimentation lorsque le produit I Pm ( 1 a) devient égal ou supérieur au produit K a. Dans le cas o l'alimentation représentée sur la figure 2 fonctionne selon le deuxième mode de fonctionnement (inductance démagnétisée) les courants Ip et IS sont des courants pulsés de forme triangulaire, sensiblement en opposition de phase (figure 4) La tension VL prend la valeur VE au cours du temps ton Au cours du temps toff, elle passe tout d'abord à une valeur VS/n puis s'annule pendant un temps tm inclus dans toff. Dans ce cas, toutes les relations établies pour le pre- mier mode de fonctionnement demeurent valables à condi- tion toutefois de remplacer le temps toff par toff-tm et le rapport cyclique ( 1 a) par ( 1 a tm/T) = 1 - avec P = a + tm/T. La condition à respecter si l'on veut que la puissance utile demeure en dessous d'une valeur de consigne est alors I Pm x ( 1 p) d'appliquer sur les deux entrées du comparateur 13, res- pectivement des tensions représentatives de I Pm ( 1 - et K a. La tension représentative de K a est obtenue à partir du signal de commande de l'interrupteur de découpage 52. L'élaboration d'une grandeur représentative de l'intervalle de temps toff tm est basée sur le fait que tant que la démagnétisation de l'inductance n'est pas complète, une tension est présente aux bornes des enrou- lements de l'inductance. Ainsi, grâce à un dispositif du type de celui représenté sur la figure 6, il est possible d'obtenir un signal cré- nelé dans lequel chaque créneau présente une largeur représentative de l'intervalle toff tm. 12 - Ce dispositif peut comprendre, comme représenté, un enroulement secondaire B 3 de 1 'inductance L 2, aux bornes duquel sont montés en série une diode D 3 et un pont divi- seur de tension R 2, R 3 qui assure la polarisation de la base d'un transistor NPN Tl Le collecteur de ce transis- tor Tl est relié à une source de tension continue Vl par l'intermédiaire d'une résistance R 4, tandis que son émet- teur est relié à la masse. Ainsi, pendant chacune des phases de démagnétisation de l'inductance L 2 (toff-tm) le transistor Tl polarisé par le courant circulant dans le sens passant de la diode D 3 sera conducteur et sa tension émetteur/collecteur sera sensiblement nulle Par contre, pendant les phases de magnétisation ton, de même que pendant les périodes tm o la tension aux bornes de l'inductance L 2 s'annule, le transistor Tl dont la base est portée au potentiel de la masse (aucun courant ne circulant dans le pont) aura une tension émetteur collecteur sensiblement au niveau de celle de la source. On obtient donc, sur le collecteur du transistor Tl un signal crénelé dont l'intervalle entre les créneaux est égal à toff-tm. La réalisation d'un produit tension x rapport cyclique tel que le produit Im x ( 1 a), le produit K x a ou même le produit I Pm ( 1 P) peut être obtenue au moyen d'un circuit électronique simple tel que celui représenté sur la figure 7 qui consiste en un quadripôle comprenant deux entrées A 2, B 2 respectivement connectées à deux contacts fixes d'un commutateur 53, et deux bornes de sortie A'2, B'2 dont l'une est directement reliée à la borne d'entrée, tandis que l'autre est reliée au contact mobile du commutateur 53 par l'intermédiaire d'une résistance R 5 Cette résistance R 5 fait partie d'un filtre R 5, C 3 dont le condensateur C 3 est monté entre les deux bornes A'2, B'2. 13 - La tension V 2 que l'on veut multiplier par un rapport cyclique ta/T est appliquée entre les bornes d'entrée A 2, B 2 tandis que le commutateur 53 est commandé par un signal crénelé de période T et dont chaque créneau est de durée ta Pendant chaque créneau, le commutateur 53 aiguille la tension V 2 à multiplier sur la cellule de filtrage R 5, C 3 tandis que pendant les intervalles com- pris entre les créneaux, le commutateur 53 applique à la cellule R 5, C 3 une tension nulle. La tension V 3 aux bornes A'2, B'2 du circuit aura alors pour expression V 3 = V 2 x ta/T + O x to/T o T = ta + to = V 2 x a a étant le rapport cyclique du signal crénelé ta/T V 2 = x ta T Il apparaît donc que grâce à un tel circuit, il est pos- sible d'effectuer très simplement et à un faible coût le produit d'une tension V 2 par un rapport cyclique a d'un signal crénelé. Ce circuit est mis à profit dans le dispositif de détec- tion de puissance limite représenté figure 5 qui est uti- lisable dans un circuit de protection tel que ceux repré- sentés sur les figures 1 et 2. Dans cet exemple, seul l'interrupteur de découpage S de l'alimentation à découpage, en série avec une résistance Ro de détection de courant a été représenté, étant entendu que cette alimentation peut être de type en phase directe, comme représenté figure 1, de type fly back à 14 inductance jamais démagnétisée ou démagnétisée, comme représenté figure 2. La tension aux bornes de la résistance Ro est appliquée à une cellule de filtrage comprenant une résistance R 6 et un condensateur C 6 dont des valeurs sont déterminées de manière à obtenir, aux bornes du condensateur C 6, une tension représentative de la valeur moyenne I Pm du cou- rant Ip circulant dans le primaire de l'alimentation à découpage. Ce condensateur C 6 est, par ailleurs, connecté aux deux entrées d'un amplificateur opérationnel IC 1 dont le gain est ajustable grâce à un potentiomètre Pl et qui délivre une tension de sortie continue V 4 réglable. Cette tension V 4 est appliquée à l'une des deux entrées 16 d'un commutateur 54 dont l'autre entrée 17 est connec- tée à la masse (tension OV) La sortie 18 de ce commuta- teur 54 est reliée à une cellule de filtrage comprenant en série une résistance R 7 et un condensateur C 7 connecté à la masse L'ensemble commutateur 54-cellule de filtrage R 7, C 7 constitue un dispositif permettant de multiplier la tension V 4, représentative de l'intensité I Pm par un premier facteur pouvant être le rapport cyclique ( 1 a) du signal de commande de l'interrupteur S ou le rapport cyclique (i P) précédemment évoqué. La tension V 5 aux bornes du condensateur C 7 (qui est représentative du susdit produit) est appliquée à l'entrée directe d'un amplificateur opérationnel IC 2 fai- sant office de comparateur. L'entrée inverseuse de l'amplificateur IC 2 reçoit, quant à elle, la tension de sortie V 6 d'un circuit du type de celui représenté sur la figure 7 qui effectue le produit d'une tension de référence Vref par un deuxième rapport cyclique de même type que le premier. Ce circuit comprend un commutateur 55 dont l'une des entrées 19 est connectée à une source de tension Vref et dont l'autre entrée 20 est connectée à la masse (OV) La sortie 21 est reliée à une cellule de filtrage comprenant en série une résistance R 8 et un condensateur C 8 connecté à la masse La tension V 6 présente à la jonction entre la résistance R 8 et le condensateur C 8 est appliquée à l'entrée négative de l'amplificateur opérationnel IC 2. Dans le cas o l'alimentation effectue une conversion en phase directe (cas du circuit représenté figure 1), la sortie 18 du commutateur 54 est reliée en permanence à l'entrée 16 tandis que le commutateur 55 est commandé par le signal de commande SC de l'interrupteur S, de manière à appliquer à la cellule R 8, C 8 la tension Vref pendant les temps ton de ce signal de commande SC. Dans ce cas, l'amplificateur IC 2 comparera la tension V 4 qui est représentative de l'intensité moyenne I Pm et la tension V 6 qui est alors représentative (à un gain près) du rapport cyclique a du signal de commande SC de l'interrupteur de découpage S. L'amplificateur IC 2 est conçu de manière à délivrer un signal de défaut dans le cas o la tension Vs devient égale ou supérieure à la tension V 6. Dans le cas o l'alimentation est de type "fly back" à démagnétisation incomplète, le commutateur 54 est com- mandé par le signal de commande SC de manière à appliquer la tension V 4 sur la cellule R 7, C 7 pendant les temps toff du signal de commande SC Le commutateur 55 est com- mandé par ce même signal SC mais de manière à appliquer à la cellule R 8, C 8 la tension Vref pendant les temps ton du signal de commande SC. 16 - Dans ce cas, le comparateur IC 2 compare la tension V 4 qui est représentative du produit I Pm x ( 1 a) à la tension V 6 qui est représentative de la tension Vref multipliée par le rapport cyclique a (réalisation de la condition I Pm x ( 1 a) l'inductance L 2 Le commutateur 55 est, quant à lui, com- mandé par le signal de commande SC de l'interrupteur I, de manière à appliquer à la cellule R 8, C 8 la tension Vref pendant les temps ton. Le comparateur IC 2 vérifie alors la condition I Pm x ( 1 P) 5 K a o P = (ton tm)/T et transmet un signal de défaut si cette condition n'est pas réalisée. 17 - Revendications 1 Procédé pour la protection contre les sur- charges, d'un circuit de conversion électrique alimenté par un courant pulsé provenant d'une source primaire, caractérisé en ce qu'il consiste: à élaborer une première tension représentative de la valeur moyenne (I Pm) du courant pulsé ou du produit de cette valeur moyenne par un premier rapport cyclique; à élaborer une seconde tension représentative du pro- duit de la puissance utile maximum du convertisseur et d'un second rapport cyclique; à comparer lesdites première et seconde tensions et à effectuer une limitation de la puissance transmise par le convertisseur lorsque la première tension devient supérieure à la seconde; les susdits rapports cycliques pouvant consister en le rapport cyclique du courant pulsé ou en une fonction de celui-ci. 2 Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que le rapport cyclique du courant pulsé est réglé de manière à maintenir constante la ten- sion de sortie du convertisseur. 3 Procédé selon l'une des revendications 1 et 2, caractérisé en ce que le circuit de conversion électrique est de type à conversion en phase directe, et en ce que la susdite seconde tension est représentative de la puis- sance utile maximum, multipliée par le rapport cyclique du courant pulsé et par le rapport de transformation du convertisseur, et divisée par le produit de la tension de 18 2674074 sortie du convertisseur par le rendement du convertis- seur. 4 Procédé selon l'une des revendications 1 et 2, caractérisé en ce que le circuit de conversion électrique est de type fly-back à inductance jamais démagnétisée, et en ce qu'il comprend la comparaison du produit de la valeur moyenne (I Pm) du courant pulsé par le rapport cyclique ( 1 a) des interruptions de ce courant et d'un élément de comparaison consistant en la puissance utile multipliée par le rapport de transformation (n) et le rapport cyclique (a) et divisée par le produit de la ten- sion de sortie du convertisseur par le rendement (T) de ce convertisseur. Procédé selon l'une des revendications 1 et 2, caractérisé en ce que le circuit de conversion électrique est de type fly-back à inductance périodiquement démagné- tisée, et en ce qu'il comprend la comparaison entre une première valeur représentative du produit I Pm x (toff-tm)/T I Pm étant la valeur moyenne du courant pulsé, toff représentant l'intervalle de temps entre les impul- sions du courant pulsé, et tm représentant la période de temps au cours de laquelle la tension aux bornes de l'inductance s'annule, T représentant la période de découpage, et une deuxième valeur représentative du produit: K x ton/T 19 2674074 K étant une valeur représentative de la puissance utile multipliée par le rapport de transformation (n) du convertisseur et divisée par le produit de la tension de sortie (VS) du convertisseur et du rendement ( 1) de ce convertisseur. 6 Procédé selon l'une des revendications pré- cédentes, caractérisé en ce que les produits entre une tension et un rapport cyclique sont obtenus en aiguillant alternati- vement ladite tension et le potentiel de référence (OV) sur une cellule de filtrage de type (RC), au rythme des impulsions du courant pulsé, pendant des laps de temps représentatifs dudit rapport cyclique. 7 Dispositif pour la mise en oeuvre du procédé selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il comprend: une première cellule de filtrage (R 6, C 6) sur laquelle est appliquée une tension représentative de l'intensité (Ip) du courant pulsé appliqué au convertisseur, cette cellule de filtrage (R 6, C 6) étant conçue de manière à fournir une tension de sortie représentative de la valeur moyenne (I Pm) de ladite intensité (Ip); un premier circuit intégrateur (R 7, C 7) dont l'entrée peut être alternativement connectée grâce à un premier commutateur ( 54), à la sortie de la première cellule de filtrage (R 6, C 6) et à un potentiel de référence (OV), ce premier circuit intégrateur (R 7, C 7) permettant de délivrer à sa sortie une tension (Vs) représentative du produit de ladite tension de sortie par un rapport cyclique ( 1 a) ou ( 1 f); un second circuit intégrateur (R 8, C 8) dont l'entrée peut être alternativement connectée grâce à un second commutateur ( 55) à une source de tension de référence - (Vref) et à un potentiel de référence (OV), ce second circuit intégrateur (R 8, C 8) ayant pour but de délivrer sur sa sortie une tension représentative du produit de la tension de référence (Vref) par un second rapport cyclique (a); et un comparateur (IC 2) dont les deux entrées sont respec- tivement reliées aux sorties des deux circuits intégra- teurs (R 7, 07) et (R 8, C 8), ce comparateur (IC 2) déli- vrant un signal de défaut destiné à commander une limi- tation de la puissance délivrée par le convertisseur, lorsque la tension fournie par le premier circuit inté- grateur (R 7, C 7) atteint, voire même, dépasse la valeur de la tension fournie par le second circuit intégrateur (R 8, C 8). 8 Dispositif selon la revendication 7 pour un convertisseur effectuant une conversion en phase directe, caractérisé en ce que le susdit premier commutateur ( 54) est commandé de manière à appliquer de façon continue sur l'entrée du premier circuit intégrateur (R 7, 07) la ten- sion représentative de l'intensité moyenne (I Pm) du cou- rant pulsé, et en ce que le second commutateur ( 55) est commandé de manière à transmettre la tension de référence (Vref) au second circuit intégrateur (R 8, C 8) pendant des périodes de temps ton correspondant aux impulsions du courant pulsé et une tension nulle pendant des périodes de temps toff correspondant aux intervalles compris entre les impulsions dudit courant. 9 Dispositif selon la revendication 7 pour un convertisseur du type fly-back à démagnétisation incom- plète, caractérisé en ce que le premier commutateur ( 54) est commandé de manière à appliquer sur l'entrée du premier circuit intégrateur (R 7, 07) la tension représentative de l'intensité moyenne (I Pm) du courant primaire pulsé (Ip) pendant les périodes de temps toff correspondant aux 21 - intervalles compris entre les impulsions du courant pulsé et une tension nulle pendant les périodes de temps ton correspondant auxdites impulsions, et en ce que le deuxième commutateur ( 55) est commandé de manière à appliquer sur l'entrée du deuxième circuit intégrateur (R 8, C 8) la tension de référence (Vref) pendant les périodes de temps ton correspondant auxdites impulsions, et une tension nulle pendant les périodes de temps toff correspondant aux intervalles entre les impulsions. Dispositif selon la revendication 7 pour un convertisseur de type fly-babk à démagnétisation com- plète, caractérisé en ce que le premier commutateur ( 54) est commandé de manière à appliquer sur l'entrée du premier circuit intégrateur (R 7, C 7) la tension représentative de l'intensité moyenne (I Pm) du courant primaire pulsé (Ip), pendant les intervalles toff-tm de la période (T) du cou- rant pulsé, toff étant l'intervalle de temps compris entre les impulsions du courant pulsé et tm étant le temps de cette période pendant lequel la tension aux bornes de l'inductance du convertisseur s'annule, et en ce que le second commutateur ( 55) est commandé de manière à appliquer sur l'entrée du deuxième circuit intégrateur (R 8, C 8) la tension de référence (Vref) pendant les périodes de temps ton correspondant auxdites impulsions, et une tension nulle pendant les périodes de temps toff correspondant aux intervalles entre les impulsions. 11 Dispositif selon l'une des revendications 7 à 10, caractérisé en ce que la susdite première cellule de fil- trage comprend un circuit comportant en série une résis- tance (R 6) et un condensateur (C 6) relié à la masse, la tension présente à la jonction entre cette résistance (R 6) et ce condensateur (C 6) étant appliquée à l'entrée d'un amplificateur opérationnel à gain ajustable. 22 2674074 12 Dispositif selon la revendication 7, caractérisé en ce que le premier commutateur ( 54) est commandé par un signal prélevé sur le collecteur d'un transistor (Tl) dont la base est polarisée par un pont diviseur de tension (R 2, R 3) monté en série dans un cir- cuit comprenant un enroulement secondaire (B 3) de l'inductance (L 2) et une diode (D 3).