Brevet FR2676537A1 — publié le 19921120

L'invention se rapporte à la technique d'exécution d'un traitement d'un signal dans un gyroscope op- tique Plus particulièrement, elle concerne un appareil de traitement d'un signal pour un gyroscope optique dans lequel la lumière ayant une longueur d'onde constante se propage si- multanément en sens horaire et en sens anti-horaire le long d'un chemin de propagation optique tel qu'une fibre optique en coopération avec un axe de rotation et reçoit une modula- tion de phase et, ensuite, une différence de phase de la lu- mière est détectée sur la base de l'effet Sagnac pour l'obtention, de cette façon, d'un signal proportionnel à une vitesse angulaire d'entrée de rotation ou d'un signal d'incrément angulaire. Un gyroscope optique typique à fibre utilisant une modulation de phase comprend un chemin de propagation dans une fibre optique à travers laquelle la lumière se propage simultanément en sens horaire et en sens anti-horaire, un système optique couplé optiquement au chemin de propagation optique et ayant un modulateur de phase pour donner une modu- lation de phase à la lumière propagée, et un appareil de traitement de signaux pour l'exécution d'une démodulation analogique d'un signal de sortie photo-électrique obtenu du système optique et, ainsi, commandant le modulateur de phase. Dans un exemple connu, l'appareil de traitement des signaux comprend plusieurs circuits analogiques, par exemple un mul- tiplicateur analogique, un filtre passe-bas, un filtre passe- bande, un oscillateur, etc, qui répondent au signal de sortie photoélectrique et génèrent un signal de commande pour le modulateur de phase. Toutefois, comme décrit plus loin en détail, la technique de commande employant une démodulation analogique a plusieurs inconvénients Par exemple quand des tensions de décalage se produisant à chaque circuit analogique fluctuent, la stabilité de la polarisation du gyroscope est diminuée. Aussi, même lorsque les tensions de décalage sont nulles, le signal de sortie du gyroscope ou le signal d'incrément angu- laire est proportionnel à sin O S (Note: 0 S est la diffé- rence de phase de la lumière sur la base de l'effet Sagnac) et ainsi un problème se produit en ce sens que la linéarité du gyroscope pour la vitesse angulaire de rotation d'entrée n'est pas bonne. De même, un inconvénient surgit en ce sens que, quand un objet en navigation équipé d'un gyroscope à fibre est en mouvement, une vitesse angulaire maximum détectable est limitée à une gamme étroite En outre, un autre problème surgit en ce sens que la linéarité et la stabilité du facteur d'échelle du signal de sortie du gyroscope, sont facilement détériorées à cause d'une fluctuation dans la quantité de lu- mière non cohérente du faisceau lumineux à l'intérieur du système optique, d'une fluctuation de l'indice de modulation de phase du modulateur de phase, ou d'un phénomène analogue. Il est à noter que les inconvénients de la tech- nique antérieure seront expliqués plus loin en détail, en contraste avec les modes préférés de réalisation de l'invention. Un but principal de l'invention est de parvenir à un appareil de traitement des signaux pour un gyroscope op- tique permettant d'obtenir un signal de sortie du gyroscope ou un signal de sortie d'incrément angulaire dans une propor- tion précise par rapport à une vitesse angulaire de rotation d'entrée. Un autre but de la présente invention est d'élargir une gamme maximale de détection de la vitesse angu- laire de rotation d'entrée du gyroscope optique. Un autre but encore de l'invention est de minimi- ser la fluctuation de polarisation à l'intérieur du gyroscope optique et d'améliorer la linéarité et la stabi- lité du facteur d'échelle de ce gyroscope. Conformément à un aspect de l'invention, il est apporté un appareil pour l'exécution du traitement des si- gnaux d'un gyroscope optique dans lequel la lumière se pro- page simultanément en sens horaire et en sens anti-horaire le long d'un chemin de propagation optique en coopération avec un axe de rotation et reçoit une modulation de phase, et, en- suite, une différence de phase de la lumière est détectée sur la base de l'effet Sagnac pour l'obtention d'un signal de sortie photo-électrique proportionnel à une vitesse angulaire de rotation d'entrée, l'appareil comprenant: un circuit mé- langeur de fréquences sensible à des signaux de référence analogiques et numériques en synchronisme de fréquence et de phase avec un signal de commande pour la modulation de phase, pour' extraire du signal de sortie photo-électrique des compo- santes du signal de même fréquence fm, de fréquence double 2 fm et de fréquence quadruple 4 fm que celle du signal de com- mande et pour convertir les composantes du signal en un si- gnal de fréquence A fm, respectivement, pour produire ainsi respectivement un premier signal, un deuxième signal et un troisième signal analogiques et pour convertir le signal de référence analogique en un signal de fréquence A fm pour pro- duire ainsi un quatrième signal analogique; un convertisseur analogique/numérique sensible à un deuxième signal numérique en synchronisme de phase avec le quatrième signal analogique pour la conversion du premier jusqu'au troisième signal analogiques en un premier signalnumérique, une unité de démodulation numérique reliée fonctionnellement au circuit mélangeur de fréquences et au convertisseur analogique/numérique pour produire le deuxième signal numérique, générer un troisième signal numérique en synchronisme de phase avec le quatrième signal analogique, former un quatrième signal et un cinquième signal numériques en synchronisme de phase avec le troisième signal numérique et les déphaser de 900 l'un par rapport à l'autre, effectuer une multiplication numérique entre le premier signal numé- rique et le quatrième signal et le cinquième signal numé- riques pour extraire des composantes de courant continu du résultat de la multiplication et ainsi produire le sixième signal et le septième signal numériques; une unité de dis- crimination de quadrants sensible au sixième signal et au septième signal numériques pour la discrimination d'un qua- drant de présence de la différence de phase de la lumière sur la base de l'effet Sagnac à partir des signes des composantes du signal qui correspondent à la fréquence fm du signal de sortie photo-électrique et à la fréquence 2 fm ou 4 fm, et pro- duisant un huitième signal et un neuvième signal numériques; une unité de calcul de l'indice de modulation de phase sen- sible au sixième signal et au septième signal numériques, pour la production d'un dixième signal numérique correspon- dant à un indice existant de modulation de phase à partir d'un rapport de chaque amplitude des composantes du signal correspondantes aux fréquences 2 fm et 4 fm du signal de sortie photo-électrique; et une unité de calcul de vitesse angu- laire sensible au sixième signal jusqu'au dixième signal nu- mériques pour la production d'un onzième signal numérique proportionnel à la vitesse angulaire de rotation d'entrée. L'appareil peut aussi comprendre en plus une unité de synthèse numérique sensible au onzième signal numérique pour la production d'un quinzième signal numérique indiquant la polarité du onzième signal numérique, et, d'un seizième signal numérique indiquant le nombre des impulsions qui cor- respondent à un incrément angulaire proportionnel à la vi- tesse angulaire de rotation d'entrée. Selon un autre aspect de l'invention, il est apporté un appareil pour l'exécution du traitement de signaux pour un gyroscope optique dans lequel la lumière se propage simultanément en sens horaire et en sens anti-horaire le long d'un chemin de propagation optique en coopération avec un axe de rotation et reçoit une modulation de phase et, ensuite, une différence de phase de la lumière est détectée sur la base de l'effet Sagnac pour l'obtention d'un signal de sortie photo-électrique proportionnel à une vitesse angulaire de ro- tation d'entrée, l'appareil comprenant: un circuit mélangeur de fréquences sensible à des signaux de référence analogiques et numériques en synchronisme de fréquence et de phase avec un signal de commande pour la modulation de phase, pour l'extraction du signal de sortie photoélectrique de composantes du signal de même fréquence fm, de fréquence double 2 fm et de fréquence quadruple 4 fm, que la fréquence du signal de commande et la conversion des composantes res- pectives du signal en un signal de fréquence Afm, un signal de fréquence 2 Afm et un signal de fréquence 4 Afm respective- ment pour produire de cette façon un premier signal, un deuxième signal et un troisième signal analogiques respecti- vement et pour convertir le signal de référence analogique en un signal de fréquence Afm pour produire de cette façon un quatrième signal analogique; un convertisseur analo- gique/numérique sensible à un second signal numérique en syn- chronisme de phase avec le quatrième signal analogique pour la conversion du premier signal jusqu'au troisième si- gnal analogiques en un premier signal numérique; une unité de démodulation numérique reliée fonctionnellement au circuit mélangeur de fréquences et au convertisseur analo- gique/numérique pour la production du deuxième signal numérique, la création d'un troisième signal numérique en synchronisme de phase avec le quatrième signal analogique, la formation du quatrième signal et du cinquième signal numériques en synchronisme de phase avec le troisième signal numérique et le déphasage de 900 l'un par rapport à l'autre, l'exécution d'une multiplication numérique entre le premier signal numérique et le quatrième signal et le cinquième signal numériques pour le prélèvement des composantes de courant continu du résultat de la multiplication et, ainsi, la production des sixième et septième signaux numériques; une unité de discrimination de polarité sensible au sixième signal et au septième signal numériques pour la discrimination de la polarité de la vitesse angulaire de rotation d'entrée pour produire de cette façon un huitième signal numérique; une unité de calcul d'indice de modulation de phase sensible au sixième signal et au septième signal numériques pour la production d'un neuvième signal numérique pour le maintien à une valeur constante d'un rapport de chaque amplitude des composantes du signal qui correspondent aux fréquences 2 fm et 4 fm du signal de sortie photo-électrique, et la production d'un dixième signal numérique correspondant à un indice existant de modulation de phase; et une unité de calcul de vitesse angulaire sensible au sixième signal, septième signal, huitième signal et dixième signal numériques pour la production d'un onzième signal numérique proportionnel à la vitesse angulaire de rotation d'entrée. De plus, conformément à un autre aspect encore de la présente invention, il est apporté un appareil pour l'exécution d'un traitement de signaux pour un gyroscope op- tique dans lequel la lumière se propage simultanément en sens horaire et en sens anti-horaire le long d'un chemin de propagation optique en coopération avec un axe de rotation et reçoit une modulation de phase et, ensuite, une différence de phase de la lumière est détectée sur la base de l'effet Sagnac pour l'obtention d'un signal de sortie photo- électrique proportionnel à une vitesse angulaire de rotation d'entrée, l'appareil comprenant un circuit mélangeur de fréquences sensible à des signaux numériques de référence en synchronisme avec un signal de commande pour la modulation de phase, pour le prélèvement du signal de sortie photo-électrique des composantes du signal de même fréquence fm, de fréquence double 2 fm et de fréquence quadruple 4 fm, que celle du signal de commande et la conversion des composantes respectives du signal en un signal d'une fréquence Afml, un signal d'une fréquence Afm 2 et un signal de fréquence Afm 3, respectivement, pour produire ainsi un premier signal, un deuxième signal et un troisième signal analogiques respectivement et pour convertir un cinquième signal, un septième signal et un neuvième signal analogiques de référence en synchronisme de phase avec le signal de commande et ayant des fréquences fm, 2 fm et 4 fm, respectivement, en un signal de fréquence Afmi, un signal de fréquence Afm 2 et un signal de fréquence Afm 3, respectivement, et pour produire ainsi un quatrième signal, un sixième signal et un huitième signal analogiques respectivement; un circuit convertisseur analogique/ numérique sensible au deuxième signal, au septième signal et au douzième signal numériques en synchronisme avec le quatrième signal, le sixième signal et le huitième signal analogiques, respectivement, pour la conversion du premier signal, du deuxième signal et du troisième signal analogiques en un premier signal, sixième signal et onzième signal numériques, respectivement; une unité de démodulation numérique reliée fonctionnellement au circuit mélangeur de fréquences et au circuit convertisseur analogique/numérique pour la production du deuxième signal, du septième signal et du douzième signal numériques, la génération du troisième signal, du huitième signal et du treizième signal numériques en synchronisme avec le quatrième signal, le sixième signal et le huitième signal analogiques respectivement, la formation du quatrième signal et du cinquième signal numériques en synchronisme avec le troisième signal numérique et le déphasage de 90 l'un par rapport à l'autre, le neuvième signal et le dixième signal numériques en synchronisme avec le huitième signal numérique et le déphasage de 90 l'un par rapport à l'autre et le quatorzième signal et le quinzième signal numériques en synchronisme avec le treizième signal numérique et le déphasage de 900 l'un par rapport à l'autre, l'exécution de multiplications numériques entre le premier signal numérique et le quatrième signal et le cinquième signal numériques, entre le sixième signal numérique et le neuvième signal et le dixième signal numériques et entre le onzième signal numérique et le quatrième signal et le quinzième signal numériques et le prélèvement des composantes de courant continu des résultats de la multiplication respective pour produire ainsi un seizième signal numérique; une unité de discrimination de polarité sensible au seizième signal numérique pour discriminer la polarité de la vitesse angulaire de rotation d'entrée et produire ainsi un dix-septième signal numérique; une unité de calcul d'indice de modulation de phase sensible au seizième signal numérique pour produire un dix-huitième signal numérique afin de tenir constant un rapport de chaque amplitude des composantes du signal correspondantes aux fréquences 2 fm et 4 fm du signal de sortie photo-électrique, et pour produire un dix-neuvième signal numérique correspondant à un indice existant de modulation de phase; et une unité de calcul de vitesse angulaire sensible au seizième signal, au dix- septième signal et au dix-neuvième signal numériques pour la production d'un vingtième signal numérique proportionnel à la vitesse angulaire de rotation d'entrée. D'autres buts et d'autres caractéristiques de l'invention seront décrits ci-après en détail, uniquement à titre d'exemple, à l'aide de modes de réalisation préférés en référence aux dessins annexés dans lesquels: La figure 1 est une représentation synoptique, partiellement schématique, de la constitution d'un gyroscope optique à fibre de la technique antérieure, utilisant une mo- dulation de phase; La figure 2 est une représentation synoptique de la constitution d'un appareil de traitement de signaux pour un gyroscope optique selon un premier mode de réalisation de l'invention; La figure 3 est un graphique d'ondes montrant les signaux de sortie démodulés normalisés ( 26,27) produits dans l'appareil de la figure 2; Les figures 4 A et 4 B sont des ordinogrammes mon- trant un exemple de traitement exécuté par l'unité de discri- mination de quadrants visible sur la figure 2; Les figures 5 A et 5 B sont des ordinogrammes mon- trant un exemple du traitement exécuté par l'unité de calcul de vitesse angulaire de la figure 2; La figure 6 est un graphique d'onde montrant le signal de sortie ( 33) du gyroscope obtenu par l'appareil de la figure 2; La figure 7 est un ordinogramme montrant un autre exemple du traitement exécuté par l'unité de calcul de vi- tesse angulaire de la figure 2; La figure 8 est une représentation synoptique, partiellement schématique, montrant la constitution d'un autre gyroscope optique à fibre de la technique antérieure, utilisant une modulation de phase; La figure 9 est un schéma montrant la constitution du convertisseur V/F visible sur la figure 8; La figure 10 est un schéma montrant la constitu- tion de l'appareil de traitement des signaux selon un second mode de réalisation de l'invention; Les figures 1 l A et 11 B sont des ordinogrammes mon- trant un exemple du traitement exécuté par l'unité de calcul de vitesse angulaire visible sur la figure 10; La figure 12 est un ordinogramme montrant un autre exemple de traitement exécuté par l'unité de calcul de vi- tesse angulaire visible sur la figure 10; La figure 13 est un schéma montrant la constitu- tion d'un synthétiseur numérique visible sur la figure 10; La figure 14 est une représentation synoptique montrant la constitution d'un appareil de traitement de signaux selon un troisième mode de réalisation de l'invention La figure 15 est un graphique d'ondes montrant les signaux de sortie démodulés normalisés ( 26,27) produits dans l'appareil de la figure 14; La figure 16 est un graphique montrant la relation entre la valeur calculée obtenue par l'unité de calcul de vi- tesse angulaire de la figure 14 et la différence de phase O S; La figure 17 est une représentation synoptique montrant la constitution du circuit engendrant un signal de référence visible sur la figure 14; La figure 18 est une représentation synoptique montrant la constitution de l'appareil de traitement de si- gnaux selon un quatrième mode de réalisation de l'invention La figure 19 est une représentation synoptique montrant la constitution de l'unité de calcul numérique vi- sible sur la figure 18. Dans l'ensemble de la description, des références identiques sont utilisées en relation avec les figures pour indiquer des éléments constitutifs analogues; de cette façon, la répétition des explications les concernant est évitée. D'abord, un premier mode de réalisation de l'invention sera décrit en référence aux figures 1 à 7 Avant de décrire ce premier mode de réalisation, l'état de la tech- nique antérieure sera expliqué en référence à la figure 1. La figure 1 montre, partiellement schématiquement, la constitution d'un gyroscope optique à fibre de la tech- nique antérieure utilisant une modulation de phase Sur la figure, la référence 1 indique une source de lumière; les références 2 a, 2 b, se rapportent chacune à un répartiteur et à un coupleur optique, la référence 3 désigne un polariseur, la référence 4 un modulateur de phase, la référence 5 un chemin de propagation optique constitué par une fibre optique à mode unique enroulée perpendiculairement par rapport à l'axe de rotation et conservant le plan de polarisation; la référence 6 désigne un circuit transducteur photo-électrique, la référence 7 un signal de sortie photo-électrique, la référence 8 un signal de commande d'un modulateur de phase, la référence 201 un filtre passe- bande, la référence 202 un signal de sortie du filtre passe-bande, la référence 203 un multiplicateur analogique, la référence 204 un oscillateur, la référence 205 un circuit transducteur à signaux carrés, la référence 206 un signal de sortie du circuit transducteur à signaux carrés, la référence 207 un signal de sortie du multiplicateur analogique 203, la référence 208 un filtre passe-bas et la référence 209 un signal de sortie du gyroscope La référence P désigne aussi un circuit de traite- ment de signaux. Dans l'appareil de la figure 1, un premier fais- ceau lumineux est émis en provenance de la source lumineuse 1 et reçu dans le premier répartiteur et coupleur optique 2 a et ensuite divisé en un deuxième et un troisième faisceaux lu- mineux Le deuxième faisceau lumineux est envoyé dans le sens indiqué par une flèche dessinée en trait plein et il est reçu dans le polariseur 3 Une partie du deuxième faisceau lumineux, c'est-à-dire seulement la composante polarisée, est transmise à travers le polariseur 3 et reçue par le second répartiteur et coupleur optique 2 b Le deuxième faisceau lumineux tombant sur le deuxième répartiteur et coupleur optique 2 b est divisé en un quatrième et un cinquième faisceau lumineux. Le quatrième faisceau lumineux est envoyé dans la direction indiquée par une flèche dessinée en trait inter- rompu et il est reçu par le modulateur de phase 4 pour rece- voir une modulation de phase de valeur 0 m sin ( indique une pulsation de commande du modulateur de phase 4. Le quatrième faisceau lumineux modulé en phase est renvoyé en sens anti-horaire le long du chemin de propagation optique 5 et il est reçu ensuite par le deuxième répartiteur et coupleur optique 2 b. D'autre part, le cinquième faisceau lumineux est envoyé dans la direction indiquée par une flèche dessinée en trait mixte, il se déplace en sens horaire le long du chemin de propagation optique 5 et il est ensuite reçu par le modulateur de phase 4 pour recevoir une modulation de phase de 0 m sin (w mt) Après la modulation de phase, le cinquième faisceau lumineux est reçu par le deuxième répartiteur et coupleur optique 2 b. Le quatrième et le cinquième faisceau lumineux tombant sur le deuxième répartiteur et coupleur optique 2 b sont couplés pour produire un sixième faisceau lumineux Ce sixième faisceau lumineux est reçu par le polariseur 3 et une fraction de ce faisceau, c'est-à-dire la composante polarisée, est transmise à travers le polariseur 3 Le sixième faisceau lumineux polarisé est reçu par le premier répartiteur et coupleur optique 2 a et il est divisé en un septième et un huitième faisceau lumineux Le huitième fais- ceau lumineux est reçu par le circuit transducteur photo- électrique 6 pour donner le signal de sortie photo élec- trique 7. Ce signal de sortie photo-électrique 7 est envoyé au filtre passe-bande 201 qui transmet seulement une compo- sante de même pulsation wm que la pulsation du signal de commande 8 du modulateur de phase De plus, le signal de commande 8 du modulateur de phase sortant de l'oscillateur 204 est un signal d'entrée pour le circuit transducteur 205 à signaux carrés et il est transformé en un signal carré en synchronisme avec lui en fréquence et en phase Le signal de sortie 202 du filtre passe-bande 201 et le signal de sortie 206 du circuit transducteur 205 à signaux carrés sont des signaux d'entrée pour le multiplicateur analogique 203. Le signal de sortie 207 du multiplicateur analogique 203 est un signal d'entrée pour le filtre passe-bas 208 et seule la composante de courant continu (DC) est transmise pour produire ainsi le signal de sortie 209 du gyroscope Le signal de sortie 209 du gyroscope est exprimé par la formule suivante: V O a ( 2/r)Po sin O S J (il) sin po+U 1 +U 2 ( 1) Il est à noter que VO indique le signal de sortie du gyroscope; Po une quantité de lumière non cohérente du huitième faisceau lumineux; os la différence de phase de la lumière sur la base de l'effet Sagnac (= 4-r RL /XC);R étant le rayon du chemin de propagation optique; L la longueur de la fibre optique, al la vitesse angulaire de rotation du si- gnal d'entrée dans le gyroscope optique à fibre; Xla lon- gueur d'onde de la lumière dans le vide; C la vitesse de la lumière dans le vide; J 1 une fonction de Bessel de premier ordre; ilun indice de modulation de phase; Vo la différence de phase entre le signal de sortie 202 du filtre passe-bande 201 et le signal de sortie 206 du circuit transducteur 205 à signaux carrés; U 1 la tension de décalage du multiplicateur analogique 203 et U 2 la tension de décalage du filtre passe- bas 208. Dans le circuit P classique ci-dessus de traite- ment des signaux, le signal de sortie 209 du gyroscope (signal Vy) est proportionnel à sin os même lorsque les tensions de décalage U 1 et U 2 sont nulles ( 0) Ceci se traduit par une difficulté en ce sens que la linéarité du gyroscope pour la vitesse angulaire de rotation G d'entrée n'est pas bonne De plus, un inconvénient résulte aussi de ce que, quand un objet de navigation équipé d'un gyroscope op- tique à fibre est en mouvement, la vitesse angulaire maximum détectable est limitée à la gamme qui correspond à 71/2 lradi par rapport à la différence de phase Os de la lumière sur la base de l'effet Sagnac. De même une difficulté surgit en ce sens que la linéarité et la stabilité du facteur d'échelle du signal de sortie 209 du gyroscope sont facilement détériorées par une fluctuation de la quantité Po de la lumière non cohérente du huitième faisceau lumineux tombant sur le circuit transduc- teur photo-électrique, une fluctuation de l'indice fl de modu- lation de phase du modulateur de phase 4 et une fluctuation de la différence de phase io. En outre, une autre difficulté surgit en ce sens que, même lorsque la vitesse angulaire de rotation d'entrée est nulle (c'est-à-dire os = 0), la stabilité de la polarisa- tion du gyroscope est facilement abaissée en raison des fluctuations des tensions de décalage U 1 et U 2. La figure 2 montre la constitution d'un appareil de traitement des signaux pour un gyroscope optique conformé- ment à un premier mode de réalisation de l'invention. L'appareil représenté de traitement des signaux peut être utilisé par la substitution qui peut en être faite, par exemple, au circuit P de traitement des signaux du gyro- scope optique à fibre visible sur la figure 1 L'appareil comprend un à quatre mélangeurs hétérodynes 9 a, 9 b, 9 c et 9 d, un convertisseur 18 analogique/numérique (A/N), une unité 21 génératrice d'impulsions de cadencement, une unité 23 généra- trice d'un signal cosinus/sinus (cos/sin), un premier et un deuxième multiplicateur numérique 20 a, 20 b, un premier et un deuxième filtre numérique 20 c, 20 d, une unité 28 discrimina- trice de quadrants, une unité 30 de calcul de vitesse angu- laire, une unité 31 de calcul de l'indice de modulation de phase et un circuit 35 générateur d'un signal de référence. Les multiplicateurs numériques 20 a, 20 b, les filtres numériques 20 c, 20 d, l'unité 21 génératrice d'impulsions de cadencement et l'unité 23génératrice de cos/sin exécutent une démodulation numérique du signal de sortie du convertisseur 18 A/N en coopération avec une autre (unité de démodulation numérique) De plus, l'unité de démo- dulation numérique, l'unité 28 de discrimination de qua- drants, l'unité 30 de calcul de vitesse angulaire et l'unité 31 de calcul de l'indice de modulation de phase exécutent les opérations respectives sur la base d'un traitement par logiciel, et de préférence, sont constituées par une unité de traitement de signaux numériques sous forme d'une puce. Le fonctionnement de chaque élément constitutif sera expliqué maintenant ci-dessous. Premièrement, le circuit 35 générateur d'un signal de référence fournit un signal 8 de commande du modulateur de phase (sixième signal analogique), et génère un cinquième signal analogique 10, un douzième signal numérique 11, un treizième signal numérique 12 et un quatorzième signal numé- rique 13, respectivement, en synchronisme de fréquence et de phase avec le sixième signal analogique 8 Les signaux respectifs 10, 11, 12 et 13 sont fournis au quatrième mélan- geur hétérodyne 9 d, au premier et au quatrième mélangeurs hé- térodynes 9 a, 9 d, au second mélangeur hétérodyne 9 b et au troisième mélangeur hétérodyne 9 c, respectivement. De plus, le signal de sortie 7 photo-électrique modulé en phase est un signal d'entrée pour le premier, le deuxième et le troisième mélangeurs hétérodynes 9 a-9 c. Le premier mélangeur hétérodyne 9 a répond au dou- zième signal numérique 11, prélève du signal de sortie photo- électrique 7 une composante du signal de même fréquence que la fréquence fm du signal 8 de commande du modulateur de phase, convertit la composante du signal en un signal de fré- quence A fm, et fournit un premier signal analogique 15, qui est exprimé par la formule suivante: (premier signal analogique 15) V 1 a 2 Po sin 0 S j 1 (fl) sin (A m t + lp) ( 2) Il est à noter que A O m indique un changement de la pulsation de commande du modulateur de phase (= 2 X A fm) et V, indique une différence de phase entre la composante du signal de fréquence fm prélevée du signal 7 de sortie photo- électrique et le douzième signal numérique 11 ayant une fréquence de (fm + A fm). Le second mélangeur hétérodyne 9 b répond au trei- zième signal numérique 12, prélève du signal de sortie 7 photo- électrique une composante du signal de fréquence 2 fm, convertit la composante du signal en un signal de fréquence A fm, et fournit un deuxième signal analogique 16 qui est ex- primé par la formule suivante (deuxième signal analogique 16) V 2 a 2 PO cos 0 S J 2 (il) sin (A (Om t +2) ( 3) Il est à noter que W 2 indique une différence de phase entre la composante du signal de fréquence 2 fm prélevée du signal de sortie 7 photo-électrique et le treizième signal numérique 12 ayant une fréquence de ( 2 fm + A fm). Le troisième mélangeur hétérodyne 9 c répond au quatorzième signal numérique 13, prélève du signal de sortie 7 photo-électrique une composante du signal de fréquence 4 fm, convertit la composante du signal en un signal de fré- quence A fm et fournit un troisième signal analogique 17 qui est exprimé par la formule suivante: (troisième signal analogique 17) V 3 ax 2 Po cos O S j 4 (n) * sin (A OM t + IP 3) ( 4) Il est à noter que T 3 indique une différence de phase entre la composante du signal de fréquence 4 fm préle- vée du signal de sortie 7 photo-électrique et le quatorzième signal numérique 13 ayant une fréquence de ( 4 fm + A fm). Le premier jusqu'au troisième signal analogique , 16 et 17 sont des signaux d'entrée pour le convertisseur A/D 18 pour être convertis en un premier signal numérique 19. Ce premier signal numérique 19 est exprimé par exemple par un nombre binaire. Le quatrième mélangeur hétérodyne 9 d répond au douzième signal numérique 11, convertit le cinquième signal analogique 10 en un signal de fréquence A fm et fournit un quatrième signal analogique 14 qui est exprimé par la formule suivante: (quatrième signal analogique 14) V 4 asin (A de phase entre le cinquième signal analogique 10 et le dou- zième signal numérique 11. Le quatrième signal analogique 14 est un signal d'entrée pour l'unité 21 génératrice d'impulsions de cadence- ment et il est converti en un deuxième signal et troisième signal numériques 37, 22 en synchronisme de phase avec lui. Le second signal numérique 37 est un signal d'entrée pour le convertisseur A/N 18 Le convertisseur A/N 18 convertit le premier signal jusqu'au troisième signal analogiques 15, 16 et 17 en un premier signal numérique 19 en synchronisme avec le deuxième signal numérique 37 D'autre part, le troisième signal numérique 22 est un signal d'entrée pour l'unité 23 génératrice de cos/sin Cette unité 23 génératrice de cos/sin divise un cycle du troisième signal numérique 22 en tranches de temps, à des moments prédéterminés et fournit des valeurs du cosinus et du sinus qui sont générées à des moments dans le temps qui correspondent aux tranches de temps et sont déphasées de 900 les unes par rapport aux autres Les valeurs du cosinus et du sinus sont produites comme quatrième signal et cinquième signal numériques 24 à 25 respectivement qui sont exprimés par les formules suivantes (quatrième signal numérique 24) V R E F cos " COS (à (o' t + IP R E F) ( 6) (cinquième signal numérique 25) V R E Fsin a sin (A I m t + IP R E F) ( 7) Le quatrième signal numérique 24 avec le premier signal numérique 19 est un signal d'entrée pour le premier multiplicateur numérique 20 a o la multiplication des deux signaux est exécutée numériquement Le premier filtre numé- rique 20 c prélève une composante de courant continu du résultat de la multiplication et fournit ainsi un sixième signal numérique 26 Des signaux respectifs qui correspondent du premier signal jusqu'au troisième signal analogiques 15, 16 et 17 du sixième signal numérique 26 sont exprimés par les formules suivantes (sixième signal numérique 26 correspondant au signal 15) Vi.cos "Po sin O S J 1 ( 11)sin (W 1) ( 8) (sixième signal numérique 26 correspondant au signal 16) V 2.cos " O Po COS O SJ 2 ( 11) * sin (w 2 ') ( 9) (sixième signal numérique 26 correspondant au signal 17) V 3.cos C Po Cos O SJ 4 (T 1)sin (P 3 ') ( 10) o 1 '= v 1 R E F P 2 ' 1 t R E F Y 3 = 1 W R E F * D'autre part, le cinquième signal numérique 25, ensemble avec le premier signal numérique 19, est un signal d'entrée pour le second multiplicateur numérique 20 b o la multiplication des deux signaux est effectuée numériquement. Le second filtre numérique 20 b prélève une composante de courant continu du résultat de la multiplication et fournit ainsi un septième signal numérique 27 Les signaux qui correspondent respectivement du premier signal jusqu'au troisième signal analogiques 15, 16 et 17 au septième signal numérique 27 sont exprimés par les formules suivantes: (septième signal numérique 27 correspondant au signal 15) Vl.sin c Po sin 0 S J 1 (T) * cos (I 1 ') ( 11) (septième signal numérique 27 correspondant au signal 16) V 2.sin a Po sin 0 S J 2 (fl) cos (IP 2 ') ( 12) (septième signal numérique 27 correspondant au signal 17) V 3.sin a Po sin 0 S J 4 (fl) COS (Ip 3 ') ( 13) Comme expliqué ci-dessus, étant donné que la multiplication et le filtrage sont effectués numériquement (c'est-à-dire par démodulation numérique), il est possible d'éliminer un inconvénient, en ce sens qu'une tension de dé- calage se produisant dans un circuit intégré analogique est en chevauchement sur un signal démodulé comme il est visible dans le traitement des signaux de la technique antérieure (c'est-à-dire par démodulation analogique). Les sixième et septième signaux numériques 26, 27 exprimés par les formules ( 8) à ( 13) sont des signaux d'entrée pour l'unité 28 de discrimination des quadrants. Cette unité 28 exécute la discrimination logique ci-dessous sur la base des signes des composantes V 1 cos et V 2.Cos ou V 3 cos du sixième signal numérique 26 et des signes des composantes Vl sin et V 2 sin ou V 3 sin du septième signal numérique 27. Il est à noter que les composantes V 1 Cos et Vi sin correspondent à un signal de sortie 101 démodulé, normalisé, représenté en trait plein sur la figure 3 et les composantes V 2.cos; V 3 cos; V 2 sin et V 3 sin correspondent à un signal de sortie 102 démodulé, normalisé, représenté en trait interrompu. En relation avec la figure 3, les signes de chaque signal de sortie 101, 102 démodulé, normalisé, sont changés comme il est visible sur le tableau (a) ci-dessous, par rap- port à chaque gamme de différence de phase O S sur la base de l'effet Sagnac. Tableau (a) 0 S lradi Signe du Signe du Marque du signal ( 101 i) signal ( 102) quadrant (M) 77/2 37 t 571/2 2 x H 37/2 7 r/2 0 o 71/2 3 H/2 X/2 7 X/2 37 r 577/2 3 X/2 7 r O 3 /2 71: - 37-/2 3 5/2 371: Positif Positif Négatif Négatif Positif Positif Négatif Négatif Positif Positif Négatif Négatif Positif Positif Positif Négatif Négatif Positif Positif Négatif Négatif Positif Positif Négatif Négatif Positif Positif Négatif o O 37 i 7 Xi/2 Négatif Négatif O 7 Xî/2 4 ir Négatif Positif 1 Sur la base de la discrimination logique visible sur le tableau (a), le quadrant de présence de la différence de phase O S sur la base de l'effet Sagnac est déterminé d'abord dans une gamme de r lradl (gamme "A" du quadrant). Dans ce cas, la marque "MI du quadrant, dans la gamme "A" du quadrant de la différence de phase o s, est classée en quatre genres ("lo", " 1 ", " 12 " 1 et " 3 "), conformément à la combinaison de chaque signe des signaux de sortie 101, 102, démodulés, normalisés. Comme il est visible sur le tableau (a), la marque "M" du quadrant dans une gamme donnée de la différence de phase o S est différente de celle d'une gamme voisine de la gamme donnée En utilisant cette caractéristique, l'unité 28 de discrimination des quadrants peut exécuter la discrimina- tion logique de la façon suivante: ( 1) Quand la marque "MI du quadrant est changée de " 3 " en "'01 ", l'unité 28 juge que le quadrant de présence de la différence de phase o S se trouve dans une gamme du quadrant qui correspond à une addition de 2 X lradl à la gamme précé- dente de présence de la marque "MI du quadrant. ( 2) Quand la marque "M"' du quadrant est changé de " O " en " 13 " 1, l'unité 28 juge que le quadrant de présence de la différence de phase o S se trouve dans une gamme du qua- drant qui correspond à une soustraction de 2 X lradi à la gamme précédente de présence de la marque "M" du quadrant. Les figures 4 A et 4 B montrent un exemple du trai- tement exécuté par l'unité 28 de discrimination des qua- drants Il est à noter que l'exemple montre le cas dans le- quel la discrimination des quadrants est effectuée par rapport à la gamme "A" du quadrant ( Xn lradl + X lradl) de la différence de phase o s. Premièrement, à la phase Sil, l'unité 28 prend le sixième signal et le septième signal numériques 26, 27 (c'est-à-dire les signaux 101, 102 démodulés, normalisés). Aux phases 512 à 519, une discrimination logique de la marque "M" du quadrant est effectuée conformément à la combinaison de chaque signe des signaux de sortie 101, 102 démodulés, normalisés. A la phase 520, l'unité 28 juge si la marque "MI du quadrant dans la gamme "A" du quadrant, est restée égale à zéro (OUI) ou non (NON) Si le résultat du jugement indique OUI, la commande passe à la phase 521 et si le résultat du jugement indique NON, la commande passe à la phase 523 A la phase 521, l'unité 28 juge si une marque "MOI' du quadrant dans la gamme "A,, du quadrant du cycle de calcul précédent est égale à trois lil est à noter que ""MOI' est égal à deux au stade initiall (OUI) ou non (NON) Si le résultat du jugement indique OUI, la commande passe à la phase 522 et si le résultat du jugement indique NON, la com- mande passe à la phase 523. Lorsque le résultat du jugement à la phase 520 in- dique OUI et que le résultat du jugement à la phase 521 in- dique OUI, l'unité 28 de discrimination des quadrants exécute le traitement qui correspond au cas mentionné ci-dessus en ( 1) En conséquence, à la phase 522, " 1 " est ajouté à une marque "Nol, du quadrant lil est à noter que "Nol' est égal à zéro au stade initiall dans une gamme "B" du quadrant avant le changement de la marque "MI du quadrant, et l'addition est fixée comme marque "M" du quadrant dans la gamme "B" du quadrant Plus exactement, l'unité 28 juge que le quadrant de présence de la différence de phase O S se trouve dans la gamme du quadrant qui correspond à une addition de 2 XH lradl à la gamme précédente de présence de la marque "MI' du quadrant. Après l'achèvement du traitement à la phase 522, le contrôle passe à la phase 526, o les marques "M et "Ni' de quadrant sont fixées comme "Mol et "Nol', respectivement A la phase suivante 527, l'unité 28 fournit le résultat de la discrimination des quadrants (Marques "Ml, "N" de quadrant) comme signaux 29 a, 29 b Après ce traitement, le contrôle arrive à "FIN". D'autre part, à la phase 523, l'unité 28 juge si la marque "Ml' de quadrant dans la gamme "A" de quadrant est égale à trois (OUI) ou non (NON) Si le résultat du jugement indique OUI, la commande passe à la phase 524 et si le résultat du jugement indique NON, la commande passe à la phase 526 A la phase 524, l'unité 28 juge si la marque "MC)" du quadrant dans la gamme "A" du quadrant du cycle de calcul précédent est restée égale à zéro lil est à noter que ''"'Mol' est égal à deux à l'état initiall (OUI) ou non (NON) Si le résultat du jugement indique OUI, la commande passe à la phase 525 et si le résultat du jugement indique NON, la com- mande passe à la phase 526. Lorsque le résultat du jugement à la phase 523 in- dique OUI et que le résultat du jugement à la phase 524 in- dique OUI, l'unité 28 de discrimination des quadrants exécute le traitement correspondant au cas mentionné ci-dessus ( 2). En conséquence, à la phase 525, " 1 " est soustrait à la marque "Nol' du quadrant lil est à noter que "No" est égal à zéro au stade initiall dans la gamme "B"El du quadrant avant le changement de la marque "M"' du quadrant, et le résultat de la soustraction est fixé comme la marque "NI, de quadrant dans la gamme "B" de quadrant Plus exactement, l'unité 28 juge que le quadrant de présence de la différence de phase O S se trouve dans la gamme de quadrant qui correspond à une soustraction de 2 N lradl de la gamme précédente de présence de la marque "M de quadrant. Après l'achèvement du processus à la phase 525, la commande passe à la phase 526, et de cette façon, le processus ci-dessus est répété. Les résultats de la discrimination des quadrants sur la base du traitement logique ci-dessus de discrimina- tion,sont visibles sur le tableau (b) ci-dessous. Tableau (b) 0 S lradl Marque de Marque de quadrant (M) quadrant (N) 47 7 X/2 2 2 7 /2 3 r 3 2 3 ir 5 r/2 O 1 r/2 27 r 1 - 1 27 r 3-/2 2 1 37/2 Ir 3 1 J/2 O O r/2 O 1 O 0 r/2 2 O r/2 X 3 O 7 r 37 /2 O 1 37 X/2 27 r 1 1 27 r 57 /2 2 1 X/2 3 N 3 1 37 r 771/2 O 2 77/2 47 r 1 2 Sur la base de la discrimination logique ci- dessus, l'unité 28 de discrimination des quadrants produit un huitième signal numérique 29 a qui correspond à la marque "M" de quadrant et un neuvième signal numérique 29 b qui correspond à la marque "N" de quadrant. En revenant à la figure 2, il est possible de voir que l'unité 31 de calcul de l'indice de modulation de phase exécute le calcul ci-dessous sur la base des composantes V 2,cos et V 3,cos du sixième signal numérique 26 indiqué par les formules ( 9), ( 10) et les composantes V 2, sin et V 3,sin du septième signal numérique 27 indiqué par les formules ( 12), ( 13). g l(V 2, cos 2 + V 2, sin 2) 1/2 / (V 3,c O 52 + V 3,sin 2) 1/2 = g l 1 J 2 (q) /J 4 ( 11) Il = I J 2 ( 11) / J 1 (n) I ( 14) Il est à noter que g l indique une fonction pour la conversion de I J 2 (n) / J 4 (n) I en I J 2 (n) / J 1 (n) 1. L'unité 31 de calcul de l'indice de modulation de phase fournit un dixième signal numérique 32 qui correspond à la valeur calculée indiquée par la formule ( 14). Ensuite, l'unité 30 de calcul de la vitesse angu- laire exécute le calcul ci-dessous, sur la base des compo- santes V,coset V 2,cos du sixième signal numérique 26 indiqué par les formules ( 8), ( 9), les composantes V 1 sin et V 2 sin du septième signal numérique 27 indiqué par les formules ( 11), ( 12), et le dixième signal numérique 32 indiqué par la formule ( 14). Q = 1 J 2 (nq) / J 1 (n) I X 21/2 / (V 2,sin 2 1/2 l(V 1 cos + V 1 sin 2) 1/2 / (Vc Os + V 2,sin 2) l = I tg (O s) I ( 15) L'unité 30 de calcul de la vitesse angulaire ré- pond à la valeur calculée indiquée par la formule ( 15) et le huitième signal et le neuvième signal numériques 29 a, 29 b, qui correspondent au quadrant de présence de la différence de phase 0 S visible sur le tableau (b), calcule la différence de phase 0 S sur la base de l'effet Sagnac et produit un onzième signal numérique 33 qui correspond à la différence de phase calculée (c'est-à-dire un signal proportionnel à la vitesse angulaire de rotation d'entrée). Les figures 5 A et 5 B montrent un exemple du traitement exécuté par l'unité 30 de calcul de la vitesse an- gulaire. D'abord, à la phase 531, l'unité 30 prend le sixième signal, le septième signal et le dixième signal 26, 27 et 32 A la phase 532, la valeur de Q indiquée par la formule ( 15) est calculée A la phase suivante 533, l'unité 30 prend le huitième signal et le neuvième signal 29 a, 29 b. A la phase 534, l'unité 30 juge si la marque men- tionnée ci-dessus "M' de quadrant est égale à zéro (OUI) ou non (NON) Si le résultat du jugement indique OUI, la com- mande passe à la phase 532 et si le résultat du jugement in- dique NON, la commande passe à la phase 538 A la phase 535, l'unité 30 juge si la valeur de Q est inférieure ou égale à " 1 "t (OUI) ou non (NON> Si le résultat du jugement indique OUI, la commande passe à la phase 536, et si le résultat du jugement indique NON, la commande passe à la phase 537 A la phase 536, le calcul de l it+ tg ' (Q)j est exécutée et le résultat est fixé comme valeur de 0 S 8 D'autre part, à la phase 537, le calcul de l ir/2 cotg 1 ( 1/Q)lest effectué et le résultat est fixé comme valeur de 0 so. Après l'achèvement des traitements aux phases 536, 537, la commande passe à la phase 549, o 2 X N est ajouté à la valeur de 0 so afin de produire la différence de phase 0 s sur la base de l'effet Sagnac Après ce traitement, la com- mande arrive à "FIN". Il est à noter que l'explication de chaque traite- ment aux phases restantes 538 à 541, 542 à 545 et 546 à 548 est omise parce qu'elle se déduit facilement de l'explication des phases ci-dessus 534 à 537. Le onzième signal numérique 33 (c'est-à-dire le signal de sortie du gyroscope) produit sur la base des trai- tements ci-dessus, correspond à une forme d'onde 103 représentée par un trait plein sur la figure 6 De même, la valeur de O sco sur l'ordinogramme des figures 5 A et 5 B correspond à une forme d'onde 104 représentée par un trait interrompu sur la figure 6. La figure 7 montre un autre exemple du traitement exécuté par l'unité 30 de calcul de la vitesse angulaire. L'explication de chaque traitement aux phases 551 à 561 est omise parce qu'elle se déduit facilement de l'ordinogramme des figures 5 A et 5 B. Comme expliqué plus haut, conformément à la présente réalisation, l'unité 30 de calcul de la vitesse angulaire exécute le calcul indiqué par la formule ( 15) sur la base du signal de sortie du premier multiplicateur numé- rique 20 a et du premier filtre numérique 20 c indiqué par les formules ( 8), ( 9), le signal de sortie du second multiplica- teur numérique 20 b et du second filtre numérique 20 d indiqué par les formules ( 11), ( 12) et le signal de sortie de l'unité 31 de calcul de l'indice de modulation de phase indiqué par la formule ( 14) et sur la base des valeurs calculées et du huitième signal et du neuvième signal numériques 29 a, 29 b qui correspondent au quadrant de présence de la différence de phase 0 S déterminé par la discrimination logique du tableau (b), exécute le calcul comme il est visible sur les figures A, 5 B ou sur la figure 7 afin de produire, de cette façon, le signal numérique correspondant en tant que signal de sortie 33 du gyroscope. Par conséquent, il est possible d'obtenir un signal de sortie du gyroscope en proportion précise à la vi- tesse angulaire de rotation d'entrée et de développer une gamme maximale de détection de la vitesse angulaire. Il est possible aussi d'éliminer parfaitement di- verses influences dues à une fluctuation de la quantité de lumière non cohérente du faisceau lumineux tombant sur le circuit transducteur photoélectrique, une fluctuation de l'indice de modulation de phase ou une fluctuation de la différence de phase entre le signal de sortie photo élec- trique 7 et le signal 8 de commande du modulateur de phase En conséquence, la linéarité et la stabilité du facteur d'échelle du gyroscope sont améliorées. En outre, les composantes fm, 2 fm et 4 fm du signal prises du signal de sortie photo-électrique 7 par le premier, le deuxième et le troisième mélangeurs hétérodynes 9 a, 9 b et 9 c sont converties par le convertisseur A/N 18 en signal numérique 19 et le signal converti 19 est démodulé numérique- ment par les multiplicateurs numériques 20 a, 20 b et par les filtres numériques 20 c, 20 d En conséquence, il est possible d'empêcher la survenance de tensions de décalage dues à une démodulation analogique, comme il est visible dans la tech- nique antérieure Ceci contribue à une amélioration de la stabilité de la polarisation du gyroscope. Ensuite, un second mode de réalisation de la pré- sente invention sera expliqué en référence aux figures 8 à 13, et aux figures 3, 4 A, 4 B et 6. De la même manière que dans le premier mode de réalisation, la technique antérieure apparentée sera expliqué en premier lieu en référence aux figures 8 et 9. La figure 8 montre, en partie schématiquement, la constitution d'un autre gyroscope optique à fibre de la tech- nique antérieure utilisant une modulation de phase. La constitution représentée et le fonctionnement de ce gyroscope sont les mêmes que celui de la figure 1, sauf qu'il y est prévu en plus, un convertisseur 210 tension en fréquence (V/F) qui produit un signal 211 a d'incrément angu- laire positif et un signal 211 b d'incrément angulaire négatif sur la base du signal de sortie 209 du gyroscope, et donc l'explication s'y rapportant est omise Il est à noter que la référence Pl désigne un circuit de traitement des signaux. La figure 9 montre la constitution du circuit du convertisseur 210 V/F Sur cette figure, les références 301, 306 a et 306 b montrent respectivement une première, une deuxième et une troisième résistance; la référence 302 dé- signe un intégrateur; les références 303 a et 303 b un premier comparateur et un deuxième comparateur respectivement, les références 304 a et 304 b respectivement une première et une deuxième balance bistable, les références 305 a et 305 b res- pectivement un premier et un deuxième interrupteur analogique les références 307 a et 307 b respectivement une première et une deuxième tension de référence et les références 308 a et 308 b respectivement une première et une deuxième porte ET. Dans le circuit P' ci-dessus de traitement des signaux, le signal de sortie 209 produit par le gyroscope est un signal d'entrée pour le convertisseur 210 V/F pour l'obtention par ce moyen du signal de sortie 211 d'incrément angulaire ( 211 a, 211 b) Le signal de sortie 211 d'incrément angulaire est exprimé par la formule suivante: fout a (Rs/R) I VO 1 j Vs * fck (la) Il est à noter que fout désigne le signal de sortie 211 d'incrément angulaire qui indique le nombre des impulsions de sortie correspondantes à l'incrément angulaire par unité de temps De même R indique la valeur de la résistance de la première résistance 301; Rs la valeur de la résistance de la deuxième résistance 306 a ou de la troisième résistance 306 b; VO le signal de sortie du gyroscope; Vs une valeur absolue de la première tension de référence 307 a ou la deuxième tension de référence 307 b et fck une fréquence d'horloge La fréquence d'horloge indique un nombre inverse de la durée pendant laquelle le premier interrupteur analogique 305 a ou le deuxième interrupteur analogique 305 b est fermé. Le signal de sortie 211 d'incrément angulaire ex- primé par la formule (la) est produit comme signal 211 a lorsque la vitesse angulaire de rotation d'entrée indique "positive" et produit comme signal 211 b lorsque la vitesse angulaire de rotation d'entrée indique "négative". Dans le circuit antérieur P' de traitement des signaux, les signaux de sortie 211 a, 211 b d'incrément angulaire sont proportionnels à sin Os même lorsque les ten- sions de décalage U 1, U 2 sont nulles ( 0) En conséquence, un inconvénient en résulte en ce sens que la linéarité de la vi- tesse angulaire de rotation d'entrée n'est pas bonne et que la vitesse angulaire maximum détectable est limitée à la gamme qui correspond à 7 r / 2 lradl pour la différence de phase os sur la base de l'effet Sagnac. Une difficulté surgit aussi en ce sens que la li- néarité et la stabilité du facteur d'échelle des signaux de sortie 211 a, 211 b d'incrément angulaire, sont facilement détériorées par suite d'une fluctuation de la quantité Po de la lumière non cohérente du huitième faisceau lumineux tom- bant sur le circuit transducteur photo-électrique, une fluc- tuation de l'indice N de modulation de phase, une modulation de la différence de phase po, une fluctuation de chaque va- leur de-la résistance des résistances 301, 306 a et 306 b et une fluctuation des tensions de référence 307 a et 307 b. En outre, une autre difficulté surgit en ce sens que, même lorsque la vitesse angulaire de rotation d'entrée est nulle, la stabilité de la polarisation du gyroscope est facilement diminuée à cause des fluctuations des tensions de décalage U 1 et U 2. La figure 10 montre la constitution d'un appareil de traitement des signaux conforme au second mode de réalisa- tion de l'invention. L'appareil représenté de traitement des signaux peut être utilisé par sa substitution, par exemple, au circuit Pl de traitement des signaux du gyroscope optique à fibre visible sur la figure 8 La constitution del'appareil et son fonctionnement sont les mêmes que ceux de celui de la figure 2 sauf qu'il existe en plus, un synthétiseur numérique 34 qui fournit un quinzième signal numérique 38 a et un seizième signal numérique 38 b sur la base de signal de sortie du gyroscope (onzième signal numérique 33), et par consé- quent, l'explication correspondante est omise De plus, les références 20 A et 20 B désignent respectivement une première unité et une deuxième unité numériques de multiplication La fonction de l'unité 20 A ( 20 B) correspond à la fonction combi- née du multiplicateur numérique 20 a ( 20 b) et du filtre numé- rique 20 c ( 20 d), visibles sur la figure 2. Comme décrit ci-dessous, le quinzième signal numé- rique 38 a indique la polarité du signal de sortie du gyro- scope (onzième signal numérique 33), c'est-à-dire, si l'incrément angulaire est positif ou négatif et le seizième signal numérique 38 b indique le nombre des impulsions qui correspond à l'incrément angulaire proportionnel à la vitesse angulaire de rotation d'entrée. Les composantes vicos et V 1,sin du sixième signal et du septième signal numériques 26, 27 correspondent au signal de sortie 101 démodulé, normalisé, représenté en trait plein sur la figure 3 et les composantes V 2,cos, V 3,cos, V 2,sin et V 3, sin de ces signaux correspondent au signal de sortie 102 démodulé, normalisé, représenté en trait interrompu. En outre, l'unité 28 de discrimination des qua- drants exécute les traitements représentés par les ordino- grammes des figures 4 A et 4 B. Les figures 11 A et 11 B montrent un exemple du traitement exécuté par l'unité 30 de calcul de la vitesse an- gulaire de la figure 10. Il est à noter que des traitements respectifs aux phases 531 à 549 sont les mêmes que ceux de la figure 5 sauf que les phases 550 et 551 sont nouvellement ajoutées; et donc, l'explication correspondante est omise. A la phase 550, l'unité 30 multiplie la différence de phase Os calculée à la phase 549 par une valeur prédéter- minée "DD" pour calculer de cette façon une valeur de "FI (onzième signal numérique 33) proportionnel à la vitesse an- gulaire de rotation d'entrée A la phase suivante 551, l'unité 30 produit la valeur calculée de "FI' Après ce trai- tement, la commande arrive "FIN". Le onzième signal numérique 33 (c'est-à-dire le signal de sortie du gyroscope) produit sur la base des trai- tements ci-dessus correspond à la forme d'onde 103 représen- tée en trait continu sur la figure 6 et la valeur de Oso sur l'ordinogramme des figures 11 A et li B correspond à la forme d'onde 104 représentée en trait interrompu. La figure 12 montre un autre exemple du traitement exécuté par l'unité 30 de calcul de la vitesse angulaire. L'explication de chaque traitement aux phases 551 à 563 est omise parce qu'elle est facilement déduite de l'ordinogramme des figures 1 l A et 11 B. La figure 13 montre la constitution des circuits du synthétiseur numérique 34. Ce synthétiseur numérique 34 comprend un registre 40 de fréquences, un additionneur 41 et un circuit de main- tien 41 ' Le registre 40 des fréquences conserve une fré- quence (F) du onzième signal numérique 33 venant de l'unité de calcul de la vitesse angulaire et produit le quinzième signal numérique 38 a qui indique la polarité du signal numé- rique 33 (c'est-à-dire l'incrément angulaire ou le décrément angulaire) De plus, le circuit de maintien 41 ' répond à une horloge fc, maintient un dix-septième signal 39 numérique correspondant à une donnée d'addition de l'additionneur 41 tous les cycles de l'horloge fc et produit un dix-huitième signal 391 numérique correspondant à une donnée d'addition précédente en tant que signal de sortie correspondant à une nouvelle donnée d'addition (dix-septième signal numérique 39). L'additionneur 41 effectue une addition du signal "FF indiquant la fréquence venant du registre 40 de-fréquence au huitième signal numérique 39 ' venant du circuit de maintien 41 ' et produit le dix- septième signal numérique 39 correspondant à la donnée d'addition L'additionneur 41 ré- pète l'addition ci-dessus pour sa valeur maximale d'addition "'E"' à la fréquence de l'horloge fc et, quand son dépassement a lieu, produit le seizième signal numérique 38 b indiquant son "report" En conséquence, une impulsion que l'additionneur 41 produit chaque fois que son dépassement a lieu, indique l'incrément angulaire proportionnel à la vi- tesse angulaire de rotation d'entrée. Les signaux d'incrément angulaires 38 a, 38 b, ve- nant du synthétiseur digital 34 sont exprimés par les for- mules suivantes (quinzième signal numérique 38 a) H = signe (F) ( 16) (seizième signal numérique 38 b) fout = f IFI / E ( 17) Il est à noter que E désigne le onzième signal numérique 33; le signe (F) un signe du signal 33; H une po- larité de l'incrément angulaire; fc la fréquence de l'horloge du synthétiseur numérique 34; fc / E une fréquence de sortie minimale du synthétiseur numérique 34; et fou le signal de sortie d'incrément angulaire qui indique le nombre des impulsions de sortie qui correspondent à l'incrément an- gulaire par unité de temps. Comme expliqué ci-dessus, conformément au second mode de réalisation de l'invention, il est possible d'obtenir non seulement les mêmes avantages ou les mêmes effets que ceux obtenus par le premier mode de réalisation, mais aussi l'avantage ou l'effet expliqué ci-dessous. Nommément, comme le signal 33 de sortie du gyro- scope venant de l'unité 30 de calcul de la vitesse angulaire fait l'objet d'une transduction numérique par le synthétiseur numérique 34 en un signal de sortie d'incrément angulaire, il est possible d'éliminer une fluctuation du facteur d'échelle se produisant à cause de l'emploi d'un élément analogique comme il est visible dans la technique antérieure (par exemple le convertisseur V/F 210 des figures 8 et 9) En con- séquence, il est possible d'obtenir le signal de sortie d'incrément angulaire en proportion précise à la vitesse an- gulaire de rotation d'entrée. Maintenant un troisième mode de réalisation de l'invention sera décrit en référence aux figures 14 à 17. La figure 14 montre la constitution d'un appareil de traitement des signaux conforme au troisième mode de réalisation de l'invention. L'appareil de traitement des signaux représenté est destiné à l'amélioration de la technique antérieure illustrée par la figure 1 et, par conséquent, peut être utilisé par sa substitution au circuit P de traitement des signaux visible sur cette figure. La constitution de l'appareil et son fonctionne- ment sont les mêmes que pour l'appareil de la figure 2, à l'exception des divers points décrits ci-dessous et, donc, l'explication correspondante sera omise. Premièrement, à la place de l'unité 28 de discrimination des quadrants qui génère le huitième signal et le neuvième signal numériques 29 a, 29 b, il est prévu une unité 28 A de discrimination de polarité qui répond au sixième signal et au septième signal numériques 26, 27 et qui fait la discrimination de la polarité de la vitesse angulaire de ro- tation d'entrée pour fournir de cette façon un huitième signal numérique 29 Dans ce mode de réalisation, l'unité 31 de calcul de l'indice de modulation de phase produit un neu- vième signal numérique 50 en réponse au sixième signal et au septième signal numériques 26, 27 Le neuvième signal numé- rique 50 est un signal servant à tenir constant un rapport de chaque amplitude des composantes du signal qui correspondent aux fréquences 2 fm et 4 fm du signal de sortie photo-élec- * trique 7, c'est-à-dire (V 2,cos 2 + V 2,Sin)1/2 (V 3,cos 2 + V 3 Sin 2) 1/2 exprimé par la formule ( 14). Le second mélangeur hétérodyne 9 b répond au trei- zième signal numérique 12, prélève du signal de sortie photo- électrique 7 une composante du signal de fréquence 2 fm, con- vertit la composante du signal en un signal de fréquence 2 A fm et produit un deuxième signal analogique 16 qui est ex- primé par la formule suivante: (deuxième signal numérique 16) V 2 a 2 Po cos O S j 2 (il) sin ( 2 A òm t + 2) ( 3 ') Il est à noter que IP 2 indique une différence de phase entre la composante du signal de fréquence 2 fm obtenue du signal de sortie photo-électrique 7 et le treizième signal numérique 12 ayant une fréquence de 2 (fm + A fm). De plus, le troisième mélangeur hétérodyne 9 c répond au quatorzième signal numérique 13, prélève du signal de sortie photo- électrique 7 une composante du signal de fréquence 4 fm, convertit la composante du signal en un signal de fréquence 4 A fm et produit un troisième signal analogique 17 qui est exprimé par la formule suivante (troisième signal analogique 17) V 3 a 2 PO Cos 0 S J 4 ( 1) sin ( 4 A W m t + 1 p 3) ( 4 v) Il est à noter que 'p 3 indique une différence de phase entre la composante du signal de fréquence 4 fm obtenue du signal de sortie photo-électrique 7 et le quatorzième signal numé- rique 13 ayant une fréquence de 4 (fm + A fm). De plus, l'unité 23 de génération de cos/sin gé- nère des additions respectives de valeurs du "cosinus" et du "sinus" de chaque composante du signal à la même fréquence,à une fréquence double et à une fréquence quadruple de celle du troisième signal numérique 22, à chaque instant prédéterminé. L'addition de valeurs du "cosinus" et l'addition de valeurs du "sinus" sont des signaux de sortie en tant que quatrième signal et cinquième signal numérique 24 et 25 respectivement, qui sont exprimés par les formules suivantes (quatrième signal numérique 24) V R E F cos a Cos (A / m t + Ip R E F) + cos ( 2 A m t + IP R E F) + cos ( 4 A (em t + M) RE F) ( 6 ') (cinquième signal numérique 25) V R E F sin asin (A Wm t + T R E F) + sin ( 2 A W m t + IP R E F) + sin ( 4 A m t + W R E F) ** ( 7 ') Les références 20 A et 20 B désignent respectivement une première unité et une deuxième unité de multiplication numérique La fonction de l'unité 20 A ( 20 B) correspond à la fonction combinée du multiplicateur numérique 20 a ( 20 b) et du filtre numérique 20 c ( 20 d) visibles sur la figure 2. L'unité 28 A de discrimination des polarités exé- cute la discrimination logique ci-dessous sur la base des composantes V 1 cos et V 2,cos ou V 3 cos du sixième signal numé- rique 26 et des composantes Vsin et V 2,sin Ou V 3,sin du septième signal numérique 27. Il est à noter que les composantes V 1 coset V 1 sin correspondent à un signal de sortie 101 démodulé, normalisé, représenté en trait plein sur la figure 15 et que les compo- santes V 2,cos et V 3,cos Ou V 2,sinet V 3,sin correspondent à un signal de sortie 102 démodulé, normalisé, représenté en trait interrompu. Il est évident à partir de la figure 15 que les signes de chaque signal de sortie 101, 102, démodulé, norma- lisé, sont changés comme indiqué sur le tableau (c) ci-des- sous, en relation avec chaque gamme de différence de phase 0 S sur la base de l'effet Sagnac. Tableau (c) s lradl Signe du Signe du signal ( 101) signal ( 102) :: : 1/2 Négatif Négatif 7/2 O Négatif Positif 0 7/2 Positif Positif r/2 r Positif Négatif Sur la base de la discrimination logique visible sur le tableau (c), chaque gamme de différence de phase 0 s et la polarité de la vitesse angulaire de rotation d'entrée sont déterminées A ce moment, l'unité 28 A de discrimination de la polarité produit le huitième signal numérique 29 qui correspond à la gamme respective de différence de phase 0 s. L'unité 30 de calcul de la vitesse angulaire exécute le calcul ci- dessous sur la base des composantes Vlcos et V 2,cos du sixième signal numérique 26, des composantes V 1,sin et V 2,sin du septième signal numérique 27, et du dixième signal numérique 32. JJ 2 (n) / J 1 (n) I X l(V 1 cos 2 + V in 2) 1/2 / (v 2,COS + V 2,sin 2) 1/2 = 1 tg ( O s) i ( 15 a) 1 J 2 (T) / J 1 (q) I X (V 2 cos 2 + V 2 sin 2) 1/2 / (V 1,cos 2 + V 1,sin 2) 1/2 l = I cotg ( O s)l ( 15 b) I 1 est à noter que la valeur calculée exprimée par la formule ( 15 a) correspond à une courbe 105 représentée en trait plein sur la figure 16 et que la valeur calculée expri- mée par la formule ( 15 b) correspond à une courbe 106 tracée en trait interrompu sur cette figure. L'unité 30 de calcul de la vitesse angulaire cal- cule la différence de phase 0 S sur la base de l'effet Sagnac, comme il est indiqué sur le tableau (d) ci-dessous, sur la base du huitième signal numérique 29 correspondant à chaque gamme de différence de phase 0 S selon la discrimina- tion logique du tableau (c) et les valeurs calculées expri- mées par les formules ( 15 a), ( 15 b) et produit le onzième si- gnal numérique 33 qui correspond à la différence de phase calculée (c'est-à-dire le signal proportionnel à la vitesse angulaire de rotation d'entrée). Tableau (d) 0 S lradl Valeur calculée de l'unité 30 lradl i 3 r/4 r + arctg ( I tg (o sl) 3 /4 n/2 /2 arccotg ( Icotg (o sl) /2 /4 x/2 + arccotg ( Icotg (o sl) 1/4 O -arctg ( I tg (o sl) 0 1/4 arctg ( I tg (O si) n/4 n/2 1/2 arccotg ( Icotg (o si) 1/2 3 1/4 1/2 + arccotg ( Icotg (o si) 3 K/4 X arctg ( I tg (O si) Un autre exemple du calcul de l'unité 30 pour chaque gamme de différence de phase o S est visible sur le tableau (e) ci-dessous. Tableau (e) o S lradl Valeur calculée de l'unité 30 lradl X 1/2 /2 + arctg ( I tg (o si) -K/2 O arctg ( I tg (o si) 0 7/2 arctg ( I tg (o si) K/2 X arctg ( I tg (o si) Comme expliqué ci-dessus, conformément au troi- sième mode de réalisation, il est possible d'obtenir non seu- lement les mêmes avantages ou les mêmes effets que ceux obte- nus par le premier mode de réalisation, mais aussi l'avantage ou effet indiqué ci-dessous. Plus exactement, le circuit 35 de génération d'un signal de référence produit le sixième signal analogique 8 (c'est-à-dire le signal de commande du modulateur de phase) ayant une amplitude de sortie qui correspond au neuvième si- gnal numérique 50 venant de l'unité 31 de calcul de l'indice de modulation de phase A ce moment, par un changement forcé du déphasage maximum 0 m du modulateur de phase 4 (voir la figure 1) à l'aide de l'amplitude du sixième signal analo- gique 8, il est possible de tenir constant l'indice q de mo- dulation de phase En conséquence, il est possible de réduire à une valeur minimale l'abaissement de la linéarité et de la stabilité du facteur d'échelle du gyroscope se produisant en raison d'une fluctuation de l'indice il de modulation de phase provoquée par une fluctuation du déphasage maximum. Additionnellement, des fréquences respectives du premier signal jusqu'au troisième signal analogiques 15, 16 et 17 peuvent être une fréquence identique A fm, ou peuvent être-des fréquences différentes les unes des autres Il est à noter, dans le premier cas (c'est-à-dire celui de la fré- quence identique) que le circuit 35 de génération du signal de référence peut être équipé de trois oscillateurs indépen- dants pour la génération de signaux ayant des fréquences de (fm + A fm), ( 2 fm + A fm) et ( 4 fm + A fm), respectivement, et que, de cette façon, la constitution du circuit devient compliquée De plus, quand une interférence se produit entre les deux genres de signaux, il est impossible d'éliminer fa- cilement l'influence résultant de l'interférence et, donc, la précision du signal de sortie du gyroscope est détério- rée D'autre part, dans le second cas (c'est-à-dire de fré- quences différentes), bien que l'influence due à l'interférence puisse être facilement éliminée, trois oscil- lateurs indépendants doivent être prévus et, en outre, le moyen de génération d'impulsions de cadencement et le moyen de génération des cos/sin doivent être prévus pour chacun du premier signal au troisième signal analogiques 15, 16 et 17, et, par conséquent, la constitution du circuit entier devient compliquée. Pour surmonter ceci, le présent mode de réalisa- tion emploie le circuit 35 de génération des signaux de réfé- rence, visible sur la figure 17. Dans l'appareil de la figure 17, un premier oscil- lateur 401 fournit le quatorzième signal numérique 13 ayant une fréquence de 4 (fm + A fm) Le signal 13 est divisé en fréquence par un premier diviseur de fréquence 402 pour être fourni de cette façon comme treizième signal numérique 12 ayant une fréquence de 2 (fm + A fm) Le signal 12 est divisé en fréquence par un second diviseur de fréquence 403 pour être fourni comme douzième signal numérique il ayant une fréquence de (fm + A fm) D'autre part, un second oscillateur 404 fournit le sixième signal analogique 8 (c'est-à-dire le signal de commande du modulateur de phase) ayant l'amplitude qui correspond au neuvième signal numérique 50 qui sert à tenir constant le rapport de chaque amplitude des composantes du signal qui correspondent aux fréquences 2 fm et 4 fm du signal de sortie photo-électrique 7, et le cinquième signal analogique 10 en synchronisme de fréquence et de phase avec le sixième signal analogique 8. Maintenant, un quatrième mode de réalisation de l'invention sera décrit en référence aux figures 18 et 19 et et 16. La figure 18 montre la constitution de l'appareil de traitement des signaux selon le quatrième mode de réalisa- tion de l'invention et la figure 19 montre la constitution de l'unité DSP' de calcul numérique visible sur la figure 18. L'appareil de traitement des signaux selon le pré- sent mode de réalisation est destiné à améliorer l'état de la technique illustrée par la figure 1 et, par conséquent, peut être utilisé par substitution au circuit P de traitement des signaux de cette figure 1. L'appareil comprend un premier mélangeur jusqu'à un sixième mélangeur hétérodynes 9 a, 9 b, 9 c, 9 d, 9 e et 9 f, un premier convertisseur jusqu'à un troisième convertisseur A/N 18 A, 18 B et 18 C, une première unité jusqu'à une troisième unité génératrices d'impulsions de cadencement 21 A, 213 et 21 C, une première unité jusqu'à une troisième unité généra- trice de cos/sin 23 A, 23 B et 23 C, une unité multiplicatrice numérique 500, une unité discriminatoire de polarité 28 A, une unité de calcul de vitesse angulaire 30, une unité de calcul d'indice de modulation de phase 31 et un circuit de génération d'un signal de référence 35. Les unités 21 A, 21 B, 21 C de génération d'impulsions de cadencement, les unités 23 A, 23 B, 23 C de gé- nération de cos/sin et l'unité 500 de multiplication numé- rique exécutent des démodulations numériques des signaux de sortie des convertisseurs A/N 18 A, 18 B, 18 C en coopération les unes avec les autres (unité de démodulation numérique). De plus, l'unité de démodulation numérique, l'unité 28 A de discrimination de polarité, l'unité 30 de calcul de vitesse angulaire et l'unité 31 de calcul de l'indice de modulation de phase constituent un organe de traitement numérique des signaux sur une puce (unité DSP' de calcul numérique) et exé- cutent des opérations correspondantes sur la base d'un traitement par logiciel. Le fonctionnement de chaque élément constitutif sera expliqué maintenant ci-dessous. Premièrement, le circuit 35 de génération de signal de référence engendre un signal 8 de commande du modu- lateur de phase (dixième signal analogique) en synchronisa- tion de phase avec un dix-huitième signal numérique 50, un cinquième signal de référence analogique 11 B en synchronisme de phase avec le signal de commande 8 et ayant une fréquence fm, un septième signal de référence analogique 12 B en synchronisation de phase avec le signal de commande 8 et ayant une fréquence 2 fm, un neuvième signal de référence analogique 13 B en synchronisme de phase avec le signal de commande 8 et ayant une fréquence 4 fm, et un vingt-et-unième signal, un vingt-deuxième signal et un vingt-troisième signal de référence numériques l IA, 12 A et 13 A ayant des fréquences de récurrence de (fm + A fml), ( 2 fm + A fm 2) et ( 4 fm + A fm 3), respectivement Les signaux de référence analogiques engendrés 11 B, 12 B et 13 B sont fournis au quatrième mélangeur hétérodyne 9 d, au cinquième mélangeur hétérodyne 9 e et au mélangeur hétérodyne 9 f, respectivement, et les signaux de référence numériques engendrés ll A, 12 A et 13 A sont fournis au premier mélangeur et au quatrième mélangeur hétérodynes 9 a, 9 d, au deuxième mélangeur et au cinquième mélangeur hété- rodynes 9 b, 9 e, et au troisième mélangeur et au sixième mé- langeur hétérodynes 9 c, 9 f, respectivement De plus, le si- gnal de sortie photo-électrique 7 modulé en phase est un si- gnal d'entrée pour le premier mélangeur jusqu'au troisième mélangeur hétérodynes 9 a 9 c. Le premier mélangeur hétérodyne 9 a répond au vingt-et-unième signal numérique l IA, prélève du signal de sortie photo-électrique 7 une composante du signal de même fréquence que la fréquence fm du signal 8 de commande du mo- dulateur de phase, convertit la composante du signal en un signal de fréquence A fm 1 et fournit un premier signal analo- gique 15 A qui est exprimé par la formule suivante (premier signal analogique 15 A) V 1 a 2 PO sin 0 S ji (n) sin (A cml t + 1 p) ( 21) Il est à noter que -A ò ml indique un changement de la pulsation de commande du modulateur de phase (= 2 7 X A fmi) et w' indique une différence de phase entre la composante du signal de fréquence fm prélevée du signal de sortie photo- électrique 7 et le vingt-et-unième signal numérique 11 A ayant une fréquence de (fm + A fml). Le second mélangeur hétérodyne 9 b répond au vingt-deuxième signal numérique 12 A, prélève du signal de sortie photo-électrique 7 une composante du signal de fréquence 2 fm, convertit la composante du signal en un signal de fréquence A fm 2, et fournit un deuxième signal analogique 16 A qui est exprimé par la formule suivante (deuxième signal analogique 16 A) V 2 a 2 Po cos O S J 2 (I) sin (A W m 2 t + IP 2) ( 22) Il est à noter que W 2 indique une différence de phase entre la composante du signal de fréquence 2 fm tirée du signal de sortie photo-électrique 7 et le vingt-deuxième signal numérique 12 A ayant une fréquence de ( 2 fm + A fm 2). Le troisième mélangeur hétérodyne 9 c répond au vingt-troisième signal numérique 13 A, prélève du signal de sortie photo-électrique 7 une composante du signal de fréquence 4 fm, convertit la composante du signal en un signal de fréquence A fm 3 et fournit un deuxième signal analogique 17 A qui est exprimé par la formule suivante (troisième signal analogique 17 A) V 3 a 2 Po cos 0 S J 4 (il) sin (A C Om 3 t + V 3) ( 23) Il est à noter que Ip 3 indique une différence de phase entre la composante du signal de fréquence 4 fm tirée du signal de sortie photo-électrique 7 et le vingt-troisième signal numérique 13 A ayant une fréquence de ( 4 fm + A fm 3). Le premier signal jusqu'au troisième signal analogique ISA, 16 A et 17 A sont respectivement des signaux d'entrée pour les convertisseurs A/D 18 A, 18 B et 18 C, pour être convertis en un premier signal, sixième signal et onzième signal numériques 19 A, 19 B et 19 C, respectivement. Ces signaux numériques sont exprimés par exemple par un nombre binaire. Le quatrième mélangeur hétérodyne 9 d répond au vingt-et-unième signal numérique li A, convertit le cinquième signal analogique 1 l B en un signal de fréquence A fm 1 et fournit un quatrième signal analogique 15 B qui est exprimé par la formule suivante: (quatrième signal analogique 15 B) VR E F 1 axsin (à CO ml t + W R E F 1) ( 24 a) Il est à noter que W R E F 1 indique une différence de phase entre le cinquième signal analogique 11 B et le vingt-et- unième signal numérique li A. De plus, le cinquième mélangeur hétérodyne 9 e ré- pond au vingt-deuxième signal numérique 12 A, convertit le septième signal analogique 12 B en un signal de fréquence A fm 2, et fournit un sixième signal analogique 16 B, qui est ex- primé par la formule suivante: (sixième signal analogique 16 B) VR E F 2 asin (là m 2 t + W R E F 2) ( 24 b) Il est à noter que W R E F 2 indique une différence de phase entre le septième signal analogique 12 B et le vingt-deuxième signal numérique 12 A. De plus, le sixième mélangeur hétérodyne 9 f répond au vingt- troisième signal numérique 13 A, convertit le neu- vième signal analogique 13 B en un signal de fréquence A fm 3 et fournit un huitième signal analogique 17 B qui est exprimé par la formule suivante: (huitième signal analogique 17 B) VR E F 3 asin (A (O m 3 t + W R E F 3) ( 24 C) Il est à noter que W R E F 3 indique une différence de phase entre le neuvième signal analogique 13 B et le vingt- troisième signal numérique 13 A. Le quatrième signal analogique 15 B est un signal d'entrée pour la première unité 21 A de génération des impulsions de cadencement et il est converti en un deuxième signal et troisième signal numériques 37 A, 22 A en synchronisme de phase avec lui Le deuxième signal numérique 37 A est un signal d'entrée pour le premier convertisseur A/N 18 A Ce convertisseur 18 A convertit le premier signal ana- logique 15 A en un premier signal numérique 19 A en synchronisme avec le deuxième signal numérique 37 A D'autre part, le troisième signal numérique 22 A est un signal d'entrée pour la première unité 23 A de génération de cos/sin. La première unité 23 A de génération de cos/sin di- vise un cycle du troisième signal numérique 22 A en tranches de temps à chaque instant prédéterminé et produit des valeurs de sinus et de cosinus qui sont générées à des moments qui correspondent aux tranches de temps et qui sont déphasés de 900 les unes par rapport aux autres Les valeurs du cosinus et du sinus sont des signaux de sortie sous forme du quatrième signal et du cinquième signal numériques 24 A et A, respectivement, qui sont exprimés par les formules suivantes: (quatrième signal numérique 24 A) V R E F 1 cos a COS (à W ml t + W R E F 1) ( 25 a) (cinquième signal numérique 25 A) V R E F l sin a sin (à W mi t + W R E F 1) ( 26 a) De la même manière, le sixième signal analogique 16 B est un signal d'entrée pour la deuxième unité 21 B de gé- nération d'impulsions de cadencement et il est converti en un septième signal et un huitième signal numériques 37 B, 22 B en synchronisme de phase avec lui Le deuxième signal numérique 37 B est un signal d'entrée pour le deuxième conver- tisseur A/N 18 B Ce convertisseur A/D 18 B convertit le deuxième signal analogique 16 A en un sixième signal numérique 19 B en synchronisme avec le septième signal numérique 37 B. D'autre part, le huitième signal numérique 22 B est un signal d'entrée pour la deuxième unité 23 B degénération de cos/ sin. La seconde unité 23 B de génération de cos/sin divise un cycle du huitième signal numérique 22 B en tranches de temps à chaque instant prédéterminé et produit des valeurs du cosinus et du sinus qui sont engendrées à des moments qui correspondent aux tranches de temps et sont déphasées de 900 l'une par rapport à l'autre Les valeurs du cosinus et du sinus sont des signaux de sortie sous forme du neuvième signal et du dixième signal numériques 24 B et 25 B, respectivement, qui sont exprimés par les formules suivantes (neuvième signal numérique 24 B) V R E F 2 cos x COS (A (Om 2 t + IP R E F 2) ( 25 b) (dixième signal numérique 25 B) V R E F 2sin a sin (à W m 2 t + W R E F 2) ( 26 b) De la même manière, le huitième signal analogique 17 B est un signal d'entrée pour la troisième unité 21 C de gé- nération des impulsions de cadencement et il est converti en un douzième signal et un treizième signal numériques 37 C, 22 C en synchronisme de phase avec lui Le douzième signal numérique 37 C est un signal d'entrée pour le troisième convertisseur A/N 18 C Ce convertisseur A/N 18 C convertit le troisième signal analogique 17 A en un onzième signal numérique 19 C en synchronisme avec le douzième signal numérique 37 C D'autre part, le treizième signal numérique 22 C est un signal d'entrée pour la troisième unité 23 C de génération de cos/sin. La troisième unité 23 C de génération de cos/sin divise un cycle du treizième signal numérique 22 C en tranches de temps à tout instant prédéterminé et fournit des valeurs du cosinus et du sinus qui sont engendrées à des moments qui correspondent aux tranches de temps et sont déphasées de 90 l'une de l'autre Les valeurs du cosinus et du sinus sont des signaux de sortie sous forme du quatorzième signal et du quinzième signal numériques 24 C et 25 C, respectivement, qui sont exprimés par les formules suivantes: (quatorzième signal numérique 24 C) V R E F 3 cos C Cos (à W m 3 t + IP R E 3) * * * * ( 25 c) (quinzième signal numérique 25 C) V R E F 3 sin a sin (à G m 3 t + W R E F 3) ( 26 c) L'unité multiplicatrice numérique 500 effectue une multiplication numérique entre le premier signal numérique 19 A et le quatrième signal et le cinquième signal numériques 24 A, 25 A, entre le sixième signal numérique 19 B et le neuvième signal et le dixième signal numériques 24 B, 25 B et entre le onzième signal numérique 19 C et le quatorzième signal et le quinzième signal numériques 24 C, 25 C, respectivement L'unité 500 effectue ensuite un filtrage numérique pour prélever ainsi des composantes de courant continu des résultats des multiplications correspondantes et fournit ainsi un seizième signal numérique 501 Les signaux correspondant respectivement au premier signal jusqu'au troisième signal analogique 15 A, 16 A et 17 A du seizième signal numérique 501 sont exprimés par les formules suivantes (seizième signal numérique 501 correspondant au signal 15 A) Vi.cos a Po O sin O Sji(ri) ( 27) Vi sin a Po sin o S ji(n) * cos (IP 1 ô) ( 28) (seizième signal numérique 501 correspondant au signal 16 A) V 2 c SPO CosPO S J 2 (r) sin (p 2 ( 29) V 2.sin a Po Cos O SJ 2 ( 1)cos (w 2) ( 30) (seizième signal numérique 501 correspondant au signal 17 A) V 3 cos "Po Cos O S J 4 (q) sin (w P 3) ( 31) V 3.sin a Po COS O SJ 4 ( 1)cos (w 3) ( 32) o P 1 ' 1 REF W 2 '= 2 R E F IP 3 ' 3 R E F Comme expliqué ci-dessus, étant donné que la multiplication et le filtrage sont effectués numériquement (c'est-à-dire par une démodulation numérique) il est possible d'éliminer un inconvénient, en ce sens qu'une tension de dé- calage se produisant dans des circuits intégrés analogiques est en chevauchement sur un signal démodulé comme il est visible dans le traitement des signaux de la technique antérieure (c'est-à-dire par démodulation analogique). Le seizième signal numérique 501 est un signal d'entrée pour l'unité 28 A de discrimination de polarité. Cette unité 28 A exécute la discrimination logique ci-dessous sur la base des composantes Vl cos et V 2 cos ou V 3 cos et V 1 sin et V 2 sin ou V 3 sin du seizième signal numérique 501. Il est à noter que les composantes Vlcos et V 1 sin correspondent au signal de sortie 101 démodulé, normalisé, représenté en trait plein sur la figure 15 et que les composantes V 2 cos; V 3 cos; V 2 sin et V 3 sin correspondent au signal de sortie 102 démodulé, normalisé, représenté en trait interrompu. Il est évident d'après la figure 15 que les signes de chaque signal de sortie 101, 102, demodulés, normalisés, sont changés ainsi qu'il est visible sur le tableau (c), par rapport à chaque gamme de la différence de phase o S sur la base de l'effet Sagnac. D'après la discrimination logique visible sur le tableau (c), chaque gamme de la différence de phase O S et la polarité de la vitesse angulaire de rotation d'entrée sont déterminées A ce moment, l'unité 28 A de discrimination de polarité produit un dix-septième signal numérique 29 qui correspond aux gammes respectives de différence de phase o s. Ensuite, l'unité 31 de calcul de l'indice de modu- lation de phase exécute le calcul ci-dessous sur la base des composantes V 2 cos; V 3 cos; V 2 sin et V 3 sin du seizième signal numérique 501. (V 2, cos 2 + V 2 sin 2)1/2 / (V 3, cos + V 3,sin 2)1/2 = I J 2(T)/ J 4(I)J ( 33) L'unité 31 produit le dix-huitième signal numé- rique 50 pour tenir constante la valeur calculée exprimée par la formule ( 33) et exécute le calcul ci-dessous sur la base de la valeur calculée de la formule ( 33) g l 1 J 2 ( 11) / J 4 ( 11) I 1 =IJ 2(rq)/Jz (TO)I ( 34) Il est à noter que g l l indique une fonction pour la conver- sion de I J 2 ( 1 l) / J 4 ( 1) 1 en I J 2 (l) / J 1 ( 1) I. L'unité 31 de calcul de l'indice de modulation de phase produit un dix-neuvième signal numérique 32 qui corres- pond à la valeur calculée exprimée par la formule ( 34). Ensuite, l'unité 30 de calcul de la vitesse angu- laire exécute le calcul ci-dessous sur la base des compo- santes V 1,cos; V 2,cos; Vlsin et V 2,sin du seizième signal nu- mérique 501 et le dix-neuvième signal numérique 32 exprimé par la formule ( 34). I J 2(r)/J 1(T) i X l(l,cos 2 + Vlssin 2) 1/2 / (V 2 cos 2 V 2 sin 2)1/2 = I tg ( O s) I ( 35 a) I J 2 (q) / J 1 (T) I X l(V 2,cos 2 + V 2,sin 2)1/2/ (Vlcos + Vl,sin 2)1/2 = I cotg ( O s) I ( 35 b) I 1 est à noter que la valeur calculée exprimée par la formule ( 35 a) correspond à la courbe 105 représentée en trait plein sur la figure 16 et que la valeur calculée exprimée par la formule ( 35 b) correspond à la courbe 106 représentée en trait interrompu. L'unité 30 de calcul de la vitesse angulaire ré- pond aux valeurs calculées exprimées par les formules ( 35 a), ( 35 b) et au dix-septième signal numérique 29 correspondant à chaque gamme de différence de phase O S conformément à la discrimination logique du tableau (c), calcule la différence de phase o S sur la base de l'effet Sagnac, telle que visible sur le tableau (d), et produit un vingtième signal numérique 33 qui correspond à la différence de phase calculée (c'est-à- dire un signal proportionnel à la vitesse de rotation angu- laire d'entrée). Comme expliqué plus haut, conformément au qua- trième mode de réalisation de l'invention, il est possible d'obtenir non seulement les mêmes avantages ou effets que ceux obtenus avec le premier mode de réalisation, mais aussi l'avantage ou effet additionnel obtenu par le troisième mode de réalisation (c'est-à-dire qu'il est possible de réduire à un minimum, l'abaissement de la linéarité et de la stabilité du facteur d'échelle du gyroscope se produisant en raison d'une fluctuation de l'indice r de modulation de phase provo- quée par une fluctuation du déphasage maximum 0 m). Bien que la présente invention ait été représentée et décrite à l'aide de plusieurs exemples, les spécialistes de la technique comprendront facilement que d'autres modes de réalisation et d'autres variantes sont possibles sans que l'on sorte de son cadre ou de son esprit. REVENDICATIONS 1 Appareil pour l'exécution d'un traitement de signaux pour un gyroscope optique dans lequel la lumière se propage simultanément en sens horaire et en sens anti-horaire le long d'un chemin de propagation optique, en coopération avec un axe de rotation et reçoit une modulation de phase et ensuite une différence de phase de la lumière, sur la base de l'effet Sagnac, est détectée pour l'obtention d'un signal de sortie photo-électrique ( 7) proportionnel à une vitesse angu- laire de rotation d'entrée, l'appareil étant caractérisé en ce qu'il comprend: un circuit mélangeur de fréquences ( 9 a-9 d), sensibles à des signaux de référence ( 10-13) analogiques et numériques en synchronisme de fréquence et de phase avec un signal de commande ( 8) pour la modulation de phase, pour prélever du signal de sortie photo-électrique des composantes du signal de même fréquence fm, ainsi qu'un signal de fré- quence double 2 fm et qu'un signal de fréquence quadruple 4 fm, que celle du signal de commande, et pour convertir les composantes du signal en un signal de fréquence A fm, respec- tivement, pour produire ainsi un premier signal, un deuxième signal et un troisième signal analogiques ( 15 17), respectivement et pour convertir le signal de référence analogique en un signal de fréquence A fm et produire de cette façon, un quatrième signal analogique ( 14); un convertisseur ( 18) analogique/numérique sen- sible au second signal numérique ( 37) en synchronisme de phase avec le quatrième signal analogique, pour la conversion du premier signal jusqu'au troisième signal analogiques en un premier signal numérique ( 19); un moyen de démodulation numérique ( 20 a 20 d, A, 20 B, 21, 23) relié fonctionnellement au circuit mélan- geur de fréquences et au convertisseur analogique/numérique, pour fournir le second signal numérique, engendrer un troi- sième signal numérique ( 22) en synchronisme de phase avec le quatrième signal analogique, former un quatrième signal et un cinquième signal numériques ( 24, 25) en synchronisme de phase avec le troisième signal numérique et déphasés de 900 l'un par rapport à l'autre, exécuter une multiplication numé- rique entre le premier signal numérique et le quatrième si- gnal et le cinquième signal numériques pour prélever du résultat de la multiplication des composantes de courant continu et, ainsi, produire le sixième signal et le septième signal numériques ( 26, 27); un moyen discriminateur de quadrants ( 28) sensible au sixième signal et au septième signal numériques pour la discrimination d'un quadrant de présence de la différence de phase de la lumière sur la base de l'effet Sagnac, à par- tir des signes des composantes du signal qui correspondent à la fréquence fm du signal de sortie photo-électrique et à la fréquence 2 fm ou 4 fm de ce signal, et pour produire un hui- tième signal et un neuvième signal numériques ( 29 a, 29 b); un moyen ( 31) de calcul de l'indice de modula- tion de phase sensible au sixième signal et au septième si- gnal numériques pour produire un dixième signal numérique ( 32) correspondant à l'indice de modulation de phase existant à partir d'un rapport de chaque amplitude des composantes du signal correspondantes aux fréquences 2 fm et 4 fm du signal de sortie photo-électrique, et un moyen ( 30) de calcul de vitesse angulaire sensible au sixième signal jusqu'au dixième signal numé- riques, pour produire un onzième signal numérique ( 33) pro- portionnel à la vitesse angulaire de rotation d'entrée. 2 Appareil de la revendication 1, caractérisé en ce que le moyen de discrimination des quadrants comprend: un moyen pour comparer et discriminer comment une marque de quadrant est changée dans une gamme prédétermi- née de quadrant, la marque de quadrant étant déterminée con- formément à une combinaison de chaque signe des composantes du signal qui correspondent à la fréquence fm contenue dans le sixième signal et le septième signal numérique ( 26, 27) et à la fréquence 2 fm ou 4 fm contenue dans ces derniers, un moyen pour exécuter une discrimination lo- gique afin de savoir si le quadrant de présence de la diffé- rence de phase de la lumière sur la base de l'effet Sagnac se trouve dans une gamme de quadrants qui correspond à une addi- tion de 2 ir lradl ou de 2 XH lradl à une gamme précédente de présence de la marque du quadrant concerné, afin de former par ce moyen le huitième signal et le neuvième signal numériques ( 29 a, 29 b). 3 Appareil de la revendication 2 caractérisé en ce que le moyen de démodulation numérique comprend: un moyen ( 21) de génération d'impulsions de cadencement pour produire le second signal numérique envoyé au convertisseur analogique/numérique et engendrer le troi- sième signal numérique; un moyen ( 23) de génération d'un signal cosi- nus/sinus pour produire le quatrième signal et le cinquième signal numériques sur la base du troisième signal numérique, et un premier moyen et un second moyen ( 20 a, 20 c, 20 b, 20 d) de multiplication numérique pour l'exécution d'une multipli- cation entre le premier signal numérique et le quatrième signal et le cinquième signal numériques, respectivement, et pour prendre, des résultats respectifs de la multiplication, des composantes de courant continu pour produire de cette façon, le sixième signal et le septième signal numérique. 4 Appareil de la revendication 3 caractérisé en ce que chacun du premier moyen et du second moyen de multiplication numérique comprend un moyen ( 20 a, 20 b) pour l'exécution de la multiplication numérique entre le premier signal numérique et le quatrième signal ou le cinquième signal numériques, et un moyen ( 20 c, 20 d) pour filtrer numériquement le signal multiplié pour produire le sixième signal ou le septième signal numériques. 5 Appareil de la revendication 3 caractérisé en ce que le circuit mélangeur de fréquences comprend un premier mélangeur hétérodyne ( 9 a) pour pré- lever, du signal de sortie photo-électrique, une composante du signal de fréquence fm et pour convertir la composante du signal en un signal de fréquence A fm afin de produire le premier signal analogique; un second mélangeur hétérodyne ( 9 b) pour préle- ver, du signal de sortie photo-électrique, une composante du signal de fréquence 2 fm et pour convertir la composante du signal en un signal de fréquence A fm afin de produire le second signal analogique; un troisième mélangeur hétérodyne ( 9 c) pour prélever, du signal de sortie photo-électrique, une composante du signal de fréquence 4 fm et pour convertir la composante du signal en un signal de fréquence A fm afin de produire le troisième signal analogique; un quatrième mélangeur hétérodyne ( 9 d) pour convertir le signal de référence analogique ( 10) en un signal de fréquence A fm afin de produire le quatrième signal analogique; 6 Appareil de la revendication 5, caractérisé en ce qu'il comprend en plus un circuit ( 35) générateur d'un signal de référence pour produire un sixième signal analogique ( 8) constituant le signal de commande pour la modulation de phase et produire un cinquième signal analogique ( 10), un douzième signal numérique ( 11), un treizième signal numérique ( 12) et un quatorzième signal numérique ( 13), respectivement, en synchronisme de fréquence et de phase avec le sixième signal analogique, pour fournir respectivement les signaux correspondant au quatrième mélangeur hétérodyne, aux premier et quatrième mélangeurs hétérodynes, au deuxième mélangeur hétérodyne et au troisième mélangeur hétérodyne. 7 Appareil de la revendication 1, caractérisé en ce que chacun des moyens suivants: moyen de démodulation nu- mérique, moyen de discrimination de quadrant, moyen de calcul de l'indice de modulation de phase et moyen de calcul de la vitesse angulaire, exécute une opération correspondante sur la base d'un traitement par logiciel. 8 Appareil de la revendication 1, caractérisé en ce que le chemin de propagation optique est constitué par une fibre optique. 9 Appareil de la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend en outre, un moyen ( 34) de synthèse numé- rique sensible au onzième signal numérique, pour produire un quinzième signal numérique ( 38 a) indiquant la polarité du onzième signal numérique, et un seizième signal numérique ( 38 b) indiquant le nombre d'impulsions qui correspondent à un incrément angulaire proportionnel à la vitesse angulaire de rotation d'entrée. Appareil de la revendication 9, caractérisé en ce que le moyen de synthèse numérique comprend: un registre de fréquences ( 40) pour le maintien d'une fréquence du onzième signal numérique afin de produire un signal indicateur de fréquences (F) et de fournir le quin- zième signal numérique ( 38 a); un circuit de maintien ( 41 ') sensible à un si- gnal d'horloge (fc) pour le maintien d'un dix-septième signal numérique ( 39) correspondant à une donnée d'addition présente à chaque cycle du signal d'horloge et pour fournir un dix- huitième signal numérique ( 39 ') correspondant à une donnée d'addition précédente, et un additionneur ( 41) pour effectuer une addi- tion du signal indicateur de fréquence au dix-huitième signal numérique afin de produire ainsi le dix-septième signal numé- rique et pour émettre le seizième signal numérique ( 38 b) quand il est porté à un état de dépassement. 11 Appareil de la revendication 9, caractérisé en ce que le moyen de discrimination de quadrant comprend: un moyen pour comparer et pour discriminer com- ment une marque de quadrant est changée dans une gamme prédé- terminée de quadrant, la marque de quadrant étant déterminée conformément à une combinaison de chaque signe des compo- santes du signal correspondantes à la fréquence fm contenue dans le sixième signal et le septième signal numériques ( 26,27) et à la fréquence 2 fm ou 4 fm contenue dans ces si- gnaux, un moyen pour exécuter une discrimination logique pour savoir si le quadrant de présence de la diffé- rence de phase de la lumière sur la base de l'effet Sagnac se trouve dans une gamme de quadrants qui correspond à une addi- tion de 2 N lradl ou de 2 N lradl à une gamme précédente de présence de la marque du quadrant concerné, afin de former le huitième signal et le neuvième signal numériques ( 29 a, 29 b). 12 Appareil de la revendication 11 caractérisé en ce que le moyen de démodulation numérique comprend: un moyen ( 21) générateur d'impulsions de caden- cement pour l'émission du second signal numérique à destina- tion du convertisseur analogique/numérique et la création du troisième signal numérique; un moyen ( 23) de génération d'un signal de co- sinus/sinus pour l'émission du quatrième signal et du cin- quième signal numérique sur la base du troisième signal numé- rique; un premier moyen et un deuxième moyen ( 20 A, 20 B) de multiplication numérique pour effectuer une multiplication entre le premier signal numérique et le quatrième signal et le cinquième signal numériques, respectivement, et pour prélever, des résultats respectifs de la multiplication, des composantes de courant continu, afin de produire de cette façon, le sixième signal et le septième signal numériques. 13 Appareil de la revendication 12, caractérisé en ce que le circuit mélangeur de fréquences comprend: un premier mélangeur ( 9 a) hétérodyne pour pré- lever, du signal de sortie photo-électrique, une composante du signal de fréquence fm et convertir la composante du si- gnal en un signal de fréquence A fm afin de produire ainsi le premier signal analogique; un deuxième mélangeur ( 9 b) hétérodyne pour pré- lever, du signal de sortie photo-électrique, une composante du signal de fréquence 2 fm et convertir la composante du si- gnal en un signal de fréquence A fm afin de produire le deuxième signal analogique; un troisième mélangeur ( 9 c) hétérodyne pour prélever, du signal de sortie photo-électrique, une composante du signal de fréquence 4 fm et convertir la composante du signal en un signal de fréquence A fm afin de produire le troisième signal analogique; un quatrième mélangeur ( 9 b) hétérodyne pour convertir le signal de référence analogique ( 10) en un signal de fréquence A fm afin de produire le quatrième signal analo- gique. 14 Appareil de la revendication 13 caractérisé en ce que le circuit ( 35) de génération d'un signal de référence pour générer un sixième signal analogique ( 8) constituant le signal de commande de la modulation de phase et pour générer un cinquième signal analogique ( 10), un douzième signal numé- rique ( 11), un treizième signal numérique ( 12) et un quator- zième signal numérique ( 13), respectivement, en synchronisa- tion de fréquence et de phase avec le sixième signal analo- gique, pour fournir respectivement les signaux correspondant au quatrième mélangeur hétérodyne, au premier et au quatrième mélangeurs hétérodynes, au deuxième mélangeur hétérodyne et au troisième mélangeur hétérodyne. 15 Appareil de la revendication 9, caractérisé en ce que chacun des moyens suivants:un moyen de démodulation numérique, moyen de discrimination de quadrant, moyen de calcul de l'indice de modulation de phase et moyen de calcul de la vitesse angulaire exécute une opération sur la base d'un traitement par logiciel. 16 Appareil de la revendication 9, caractérisé en ce que le chemin de propagation optique est constitué par une fibre optique. 17 Appareil pour l'exécution de traitement de signaux pour gyroscope optique dans lequel la lumière se pro- page simultanément en sens horaire et en sens anti-horaire le long d'un chemin de propagation optique en coopération avec un axe de rotation et reçoit une modulation de phase et en- suite une différence de phase de la lumière sur la base de l'effet Sagnac est détectée pour l'obtention d'un signal de sortie photo-électrique ( 7) proportionnel à une vitesse angu- laire de rotation d'entrée, cet appareil étant caractérisé en ce qu'il comprend: un circuit mélangeur de fréquences ( 9 a-9 d), sensible à des signaux de référence ( 10-13) analogiques et numériques en synchronisme de fréquence et de phase avec un signal de commande ( 8) pour la modulation de phase, pour prélever du signal de sortie photo- électrique des composantes du signal de même fréquence fm, ainsi qu'un signal de fré- quence double 2 fm et qu'un signal de fréquence quadruple 4 fm, que celle du signal de commande, et pour convertir les composantes respectives du signal en un signal de fréquence A fm, un signal de fréquence 2 A fm et un signal de fréquence 4 A fm, respectivement afin de produire un premier signal, un deuxième signal et un troisième signal analogiques ( 15-17), respectivement et pour convertir le signal de référence analogique en un signal de fréquence A fm, pour produire un quatrième signal analogique ( 14); un convertisseur analogique/numérique ( 18) sen- sible au second signal numérique ( 37) en synchronisme de phase avec le quatrième signal analogique, pour la conversion du premier signal jusqu'au troisième signal analogiques en un premier signal numérique ( 19); un moyen ( 20 A, 20 B, 21, 23) de démodulation numérique relié fonctionnellement au circuit mélangeur de fréquences et au convertisseur analogique/numérique, pour l'émission du second signal numérique, la création d'un troisième signal numérique ( 22) en synchronisme de phase avec le quatrième signal analogique, la formation d'un quatrième signal et d'un cinquième signal numériques ( 24, 25) en synchronisme de phase avec le troisième signal numérique et le déphasage de 900 de l'un par rapport à l'autre, l'exécution d'une multiplication numérique entre le premier signal numérique et le quatrième signal et le cinquième signal numériques pour prélever, du résultat de la multiplication, des composantes de courant continu et, pour émettre ainsi le sixième signal et le septième signal numérique ( 26, 27); un moyen ( 28 A) de discrimination de polarité sensible au sixième signal et au septième signal numériques pour discriminer la polarité de la vitesse angulaire de rotation d'entrée et produire ainsi un huitième signal numérique ( 29) un moyen ( 31) de calcul de l'indice de modula- tion de phase sensible au sixième signal et au septième si- gnal numériques, pour l'émission d'un neuvième signal numérique ( 50) afin de garder constant un rapport de chaque amplitude des composantes du signal correspondantes aux fréquences 2 fm et 4 fm du signal de sortie photo-électrique et pour émettre un dixième signal numérique ( 32) correspon- dant à un indice présent de modulation de phase; un moyen ( 30) de calcul de vitesse angulaire sensible au sixième signal, au septième signal, au huitième signal et au dixième signal numériques pour l'émission d'un onzième signal numérique ( 33) proportionnel à la vitesse an- gulaire de rotation d'entrée. 18 Appareil de la revendication 17, caractérisé en ce que le moyen discriminateur de polarité comprend: un moyen pour l'exécution d'une discrimination logique de la différence de phase de la lumière proportionnelle à la vitesse angulaire de rotation d'entrée, sur la base de chaque signe des composantes du signal correspondantes à la fréquence fm contenue dans le sixième et le septième signal numérique ( 26, 27) et à la fréquence 2 fm ou 4 fm contenue dans ces composantes, relativement à chaque gamme de H 1/2, 1/2 0, O n/2, et -n/2 Xn lradl, et un moyen pour discriminer la polarité de la vi- tesse angulaire de rotation d'entrée sur la base du résultat de la discrimination logique afin de former ainsi le huitième signal numérique ( 29). 19 Appareil de la revendication 18, caractérisé en ce que le moyen de calcul de la vitesse angulaire comprend: un moyen pour calculer la différence de phase de la lumière proportionnelle à la vitesse angulaire de rota- tion d'entrée sur la base du huitième signal et du dixième signal numériques ( 29, 32) et les composantes du signal cor- respondantes aux fréquences fm et 2 fm contenues dans le sixième signal et dans le septième signal numériques ( 26, 27) relativement à chaque gamme de Xn 3 n/4, 3 7 r/4 - n/2, H/2 r/4, ir/4 0, O 7/4, 21/4 n/2, -n/2 3 71/4, 3 X/4 if lradl ou à chaque gamme de N n/2, n/2 0, O -s /2 et 2/2 2 lradl, et un moyen pour l'émission du onzième signal numérique ( 33) proportionnel à la vitesse angulaire de rota- tion d'entrée sur la base du résultat du calcul. Appareil de la revendication 19, caractérisé en ce que le moyen de démodulation numérique comprend: un moyen ( 21) créant des impulsions de cadence- ment pour l'émission du second signal numérique à destination du convertisseur analogique/numérique et la génération du troisième signal numérique; un moyen ( 23) de génération d'un signal de cosinus/sinus pour l'émission du quatrième signal et du cinquième signal numériques sur la base du troisième signal numérique, un premier moyen et un deuxième moyen ( 20 A, B,) de multiplication numérique pour effectuer une multiplication entre le premier signal numérique et le quatrième et le cinquième signal numériques, respectivement, et pour prélever, des résultats respectifs de la multiplica- tion, des composantes de courant continu afin de produire le sixième signal et le septième signal numériques. 21 Appareil de la revendication 20, caractérisé en ce que le circuit mélangeur de fréquences comprend: un premier mélangeur ( 9 a) hétérodyne pour prélever, du signal de sortie photo-électrique une composante du signal de fréquence fm et convertir la composante du signal en un signal de fréquence A fm afin de produire le premier signal analogique; un deuxième mélangeur ( 9 b) hétérodyne pour pré- lever, du signal de sortie photo-électrique, une composante du signal de fréquence 2 fm et pour convertir la composante du signal en un signal de fréquence 2 A fm afin de produire ainsi le second signal analogique; un troisième mélangeur ( 9 c) hétérodyne pour prélever, du signal de sortie photo-électrique, une composante du signal de fréquence 4 fm et convertir la composante du signal en un signal de fréquence 4 A fm afin de produire le troisième signal analogique; un quatrième mélangeur ( 9 d) hétérodyne pour convertir le signal de référence analogique ( 10) en un signal de fréquence A fm afin de produire le quatrième signal analogique; 22 Appareil de la revendication 21, caractérisé en ce qu'il comprend en plus un circuit ( 35) de génération d'un signal de référence pour la création d'un sixième signal analogique ( 8) constituant le signal de commande pour la modulation de phase et la génération d'un cinquième signal analogique ( 10), d'un douzième signal numérique ( 11), d'un treizième signal numérique ( 12) et d'un quatorzième signal numérique ( 13), respectivement, en synchronisme de fréquence et de phase avec le sixième signal analogique, afin de fournir respectivement les signaux correspondants au quatrième mélangeur hétérodyne, aux premier et quatrième mélangeurs hétérodynes, au deuxième mélangeur hétérodyne et au troisième mélangeur hétérodyne. 23 Appareil de la revendication 22, caractérisé en ce que le circuit de génération du signal de référence com- prend: un premier oscillateur ( 401) pour l'émission du quatorzième signal numérique ayant une fréquence de 4 (fm + A fm); un premier diviseur de fréquence ( 402) pour di- viser la fréquence du quatorzième signal numérique et pro- duire le treizième signal numérique ayant une fréquence de 2 (fm + A fm); un deuxième diviseur de fréquence ( 403) pour diviser la fréquence du treizième signal numérique et pro- duire le douzième signal numérique ayant une fréquence de (fm + A fm) et un deuxième oscillateur ( 404) pour l'émission du sixième signal analogique, ayant l'amplitude correspondante au neuvième signal numérique, et du cinquième signal analogique en synchronisme de fréquence et de phase avec le sixième signal analogique. 24 Appareil de la revendication 17, caractérisé en ce que le moyen de démodulation numérique, le moyen de dis- crimination de polarité, le moyen de calcul de l'indice de modulation de phase et le moyen de calcul de la vitesse angu- laire sont constitués sous forme d'un organe de traitement de signaux numériques (DSP) et exécutent les opérations respec- tives sur la base d'un traitement par logiciel. Appareil de la revendication 17 caractérisé en ce que le chemin de propagation optique est constitué par une fibre optique. 26 Appareil pour l'exécution du traitement de signaux pour un gyroscope optique dans lequel la lumière se propage simultanément en sens horaire et en sens anti-horaire le long d'un chemin de propagation optique, en coopération avec un axe de rotation et reçoit une modulation de phase et ensuite une différence de phase de la lumière sur la base de l'effet Sagnac est détectée pour l'obtention d'un signal de sortie photo-électrique ( 7) proportionnel à une vitesse angu- laire de rotation d'entrée, cet appareil étant caractérisé en ce qu'il comprend: un circuit ( 9 a-9 f) mélangeur de fréquences sensible à des signaux numériques de référence (l IA, 12 A, 13 A) en synchronisme avec un signal de commande ( 8) pour la modulation de phase, pour prélever du signal de sortie photo- électrique des composantes du signal de la même fréquence fm, ainsi qu'un signal de fréquence double 2 fm et qu'un signal de fréquence quadruple 4 fm, que celle du signal de commande, et convertir les composantes respectives du signal en un signal de fréquence A fml, un signal de fréquence A fm 2 et un signal de fréquence A fm 3, respectivement, pour pro- duire ainsi un premier signal, un deuxième signal et un troi- sième signal analogiques ( 15 A, 16 A, 17 A), respectivement, et pour convertir un cinquième signal, un septième signal et un neuvième signal analogiques de référence ( 11 B, 12 B, 13 B) en synchronisme de phase avec le signal de commande et ayant des fréquences fm, 2 fa et 4 fm respectivement, en un signal de fréquence A fmj, un signal de fréquence A fm 2 et un signal de fréquence A fm 3, respectivement, pour fournir ainsi un quatrième signal, un sixième signal et un huitième signal analogiques ( 15 B, 16 B, 17 B), respectivement; un circuit ( 18 A, 18 B, 18 C) de conversion analogique/numérique sensible à un second signal, à un septième signal et à un douzième signal numériques ( 37 A, 37 B, 37 C) en synchronismes avec le quatrième signal, le sixième signal et le huitième signal analogiques, respectivement, pour convertir le premier signal, le deuxième signal et le troisième signal analogiques en un premier signal numérique, un sixième signal et un onzième signal numériques ( 19 A, 19 B, 19 C), respectivement; un moyen de démodulation numérique ( 21 A, 21 B, 21 C, 23 A, 23 B, 23 C, 500) relié fonctionnellement au circuit mélangeur de fréquences et au circuit de conversion analogique/numérique, pour l'émission du deuxième signal, du septième signal et du douzième signal numériques, la génération du troisième signal, du huitième signal et du treizième signal numériques ( 22 A,22 B, 22 C) en synchronisation avec le quatrième signal, le sixième signal et le huitième signal analogiques, respectivement, la formation du quatrième signal et du cinquième signal numériques ( 24 A, 25 A) en synchronisme avec le troisième signal numérique et déphasés de 900 l'un par rapport à l'autre, du neuvième signal et du dixième signal numériques ( 24 B, 25 B) en synchronisme avec le huitième signal numérique et déphasés de 900 l'un par rapport à l'autre et d'un quatorzième signal et d'un quinzième signal numériques ( 24 C, C) en synchronisme avec le treizième signal numérique et déphasés de 90 l'un par rapport à l'autre, l'exécution de multiplications numériques entre le premier signal numérique et le quatrième signal et le cinquième signal numériques, entre le sixième signal numérique et le neuvième signal et le dixième signal numériques, et entre le onzième signal numérique et le quatorzième signal et le quinzième signal numériques, et pour prélever des composantes de courant continu des résultats des multiplications respectives et produire ainsi un seizième signal numérique ( 501); un moyen ( 28 A) de discrimination de polarité sensible au seizième signal numérique pour la discrimination de la polarité de la vitesse angulaire de rotation d'entrée afin de produire de cette façon un dix-septième signal numérique ( 29) un moyen ( 31) de calcul de l'indice de modula- tion de phase sensible au seizième signal numérique pour l'émission d'un dix-huitième signal numérique ( 50) afin de tenir constant un rapport de chaque amplitude des composantes du signal correspondantes aux fréquences2 fm et 4 fm du signal de sortie photo-électrique et l'émission d'un dix-neuvième signal numérique ( 32) correspondant à un indice présent de modulation de phase; un moyen ( 30) de calcul de vitesse angulaire sensible au seizième signal, au dix- septième signal et au dix-neuvième signal numériques pour l'émission d'un vingtième signal numérique ( 33) proportionnel à la vitesse angulaire de rotation d'entrée. 27 Appareil de la revendication 26, caractérisé en ce que le moyen discriminateur de polarité comprend: un moyen pour exécuter une discrimination logique de la différence de phase de la lumière proportionnelle à la vitesse angulaire de rotation d'entrée, sur la base de chaque signe des composantes du signal correspondantes à la fréquence fm contenue dans le seizième signal numérique ( 501) et à la fréquence 2 fm ou 4 fm contenue dans ces composantes, relativement à chaque gamme de 2/2, 7/2 O O, O lr/2, et n/2 H lradl, et un moyen pour discriminer la polarité de la vi- tesse angulaire de rotation d'entrée sur la base du résultat de la discrimination logique afin de former le dix-septième signal numérique ( 29). 28 Appareil de la revendication 27, caractérisé en ce que le moyen de calcul de la vitesse angulaire comprend - un moyen pour calculer la différence de phase de la lumière proportionnelle à la vitesse angulaire de rotation d'entrée sur la base du dix-septième signal et du dix-neuvième signal numériques ( 29, 32) et des composantes du signal correspon- dantes aux fréquences fm et 2 fm contenues dans le seizième signal numérique ( 501) relativement à chaque gamme de - 3 r/4, 3 n/4 r/2, K/2 K/4, r/4 0, O 7/4, 7/4 H/2, t/2 3 7/4, 3 K/4 X lradl ou à chaque gamme de 7-/2, 7/2 0, O 7/2 et 1/2 K lradl, et un moyen pour l'émission du vingtième signal numérique ( 33) proportionnel à la vitesse angulaire de rota- tion d'entrée sur la base du résultat du calcul. 29 Appareil de la revendication 28, caractérisé en ce que le moyen de démodulation numérique comprend: un premier moyen ( 21 A) de génération d'impulsions de cadencement pour l'émission du second signal numérique à destination du circuit de conversion analo- gique/numérique et la création du troisième signal numérique; un deuxième moyen ( 2 l B)de génération d'impulsions de cadencement pour l'émission du septième si- gnal numérique à destination du circuit convertisseur analo- gique/numérique et la création du huitième signal numérique; un troisième moyen ( 21 C) de génération d'impulsions de cadencement pour l'émission du douzième si- gnal numérique à destination du circuit convertisseur analo- gique/numérique et la création du treizième signal numérique; un premier moyen ( 23 A) de génération de signal de cosinus/sinus pour l'émission du quatrième signal et du cinquième signal numériques, en réponse au troisième signal numérique; un deuxième moyen ( 23 B) de génération d'un signal de cosinus/sinus pour l'émission du neuvième signal et du dixième signal numériques, en réponse au huitième signal numérique; un troisième moyen ( 23 C) de génération d'un signal de cosinus/sinus pour l'émission du quatorzième signal et du quinzième signal numériques, en réponse au treizième signal numérique; un moyen ( 500) de multiplication numérique pour l'exécution des multiplications entre le premier signal numérique et le quatrième signal et le cinquième signal numériques, entre le sixième signal numérique et le neuvième signal et le dixième signal numériques, et entre le onzième signal numérique et le quatorzième signal et le quinzième signal numériques, respectivement, et pour prélever des composantes de courant continu des résultats des multiplications respectives et produire ainsi le seizième signal numérique. 30 Appareil de la revendication 29 caractérisé en ce que le circuit mélangeur de fréquences comprend: un premier mélangeur ( 9 a) hétérodyne sensible à un vingt-et-unième signal numérique de référence (li A) ayant une fréquence de récurrence de (fm + A fmj) pour prélever du signal de sortie photo-électrique une composante du signal de fréquence fm et convertir la composante du signal en un si- gnal de fréquence A fm, afin de produire le premier signal analogique ( 15 A); un deuxième mélangeur ( 9 b) hétérodyne sensible à un vingt- deuxième signal ( 12 A) numérique de référence ayant une fréquence de récurrence de ( 2 fm + A fm 2) pour prélever du signal de sortie photo- électrique une composante du signal de fréquence 2 fm et convertir la composante du signal en un signal de fréquence A fm 2 pour produire ainsi le deuxième signal analogique ( 16 A); un troisième mélangeur ( 9 c) hétérodyne sensible à un vingt-troisième signal ( 13 A) numérique de référence ayant une fréquence de récurrence de ( 4 f M + A f m 3) pour prélever du signal de sortie photo-électrique une composante du signal de fréquence 4 fm et convertir la composante du signal en un signal de fréquence A f M 3 afin de produire le troisième signal analogique ( 17 A); un quatrième mélangeur ( 9 d) hétérodyne sensible au vingt-et-unième signal numérique de référence pour conver- tir le cinquième signal analogique de référence en un signal de fréquence A fml afin de produire ainsi le quatrième signal analogique ( 15 B); un cinquième mélangeur ( 9 e) hétérodyne sensible au vingt-deuxième signal numérique de référence pour conver- tir le septième signal analogique de référence en un signal de fréquence A fm 2 afin de produire ainsi le sixième signal analogique ( 16 B); un sixième mélangeur ( 9 f) hétérodyne sensible au vingt-troisième signal numérique de référence pour conver- tir le neuvième signal analogique de référence en un signal de fréquence A fm 3 afin de produire ainsi le huitième signal analogique ( 17 B); 31 Appareil de la revendication 30, caractérisé en ce qu'il comprend un circuit ( 35) de génération d'un signal de référence pour l'émission d'un dixième signal analogique ( 8) constituant le signal de commande pour la modulation de phase et la génération du cinquième signal, du septième signal et du neuvième signal analogiques ( 11 B, 12 B, 13 B) en synchronisme de phase avec le dixième signal analogique et ayant les fréquences fm, 2 fm et 4 fm respecti- vement, et, le vingt-et-unième signal, le vingt-deuxième si- gnal et le vingt-troisième signal numériques de référence ( 1 l A, 12 A, 13 A) ayant les fréquences de récurrence (fm + A fml), ( 2 fm + A fm 2) et ( 4 fm + A fm 3), respectivement. 32 Appareil de la revendication 26, caractérisé en ce que le moyen de démodulation numérique, le moyen de dis- crimination de polarité, le moyen de calcul de l'indice de modulation de phase et le moyen de calcul de la vitesse angu- laire sont constitués sous forme d'un organe de traitement de signaux numériques (DSP) et exécutent leurs opérations res- pectives sur la base d'un traitement par logiciel. 33 Appareil de la revendication 26, caractérisé en ce que le chemin de propagation optique est constitué par une fibre optique.