Brevet FR2683914A1 — publié le 19930521

La présente invention concerne le domaine des ensembles radar et, plus particulièrement, les ensembles radar de poursuite à dédoublement ou partage statique, c'est-à-dire des ensembles radar dans lesquels on relève la directivité par comparaison simultanée des signaux prove- nant de sorties séparées de l'aérien. Dans un ensemble radar de poursuite type à partage statique, on poursuit une cible au moyen d'un aérien multi- éléments, de manière à produire une pluralité de signaux de sortie à haute fréquence De façon typique, on peut addi- tionner ou soustraire ces signaux de sortie afin de former un signal de somme et au moins un signal de différence, ces signaux étant traités dans un récepteur multi-canaux On compare alors les signaux de sortie à fréquence intermé- diaire résultants, en amplitude et/ou en phase, de façon à former au moins un signal de sortie représentant la direc- tion de la cible par rapport à l'aérien. On a déjà mis au point un ensemble de radar de pour- suite muni d'un ensemble d'aérien comportant une pluralité de sorties, des moyens de formation à partir des sorties de l'aérien d'un signal de somme représentatif de la somme des signaux de sortie de l'aérien et d'un signal représentatif de la différence entre les signaux de l'aérien, un récep- teur destiné à traiter ces signaux de somme et de diffé- rence afin de former des signaux de somme et de différence correspondant à la fréquence intermédiaire, un comparateur du signal de somme à fréquence intermédiaire avec le signal de sortie d'un oscillateur d'une boucle à phase bloquée et d'utilisation du signal résultant pour commander la fré- quence de l'oscillateur de façon à amener ledit oscillateur à se bloquer sur la fréquence du signal de somme à fré- quence intermédiaire et un détecteur sensible au déphasage et destiné à comparer le signal de différence à fréquence intermédiaire au signal de sortie de l'oscillateur, de façon à former un signal de sortie représentatif de la direction d'une cible par rapport à l'aérien. De cette façon, la boucle à phase bloquée agit effectivement comme un filtre à bande étroite afin de sélectionner une fréquence intermédiaire unique et elle permet ainsi d'effectuer une discrimination entre plusieurs cibles (MTD), c'est-à-dire une discrimination entre des cibles ayant des décalages Doppler différents. Dans certaines circonstances cependant, la boucle à phase bloquée peut constituer un inconvénient Si, par exemple, le missile poursuit une cible unique et si la fréquence de la cible varie brutalement du fait, par exemple dans le cas d'un avion, d'un virage court, la fré- quence de la somme des signaux à fréquence intermédiaire à l'entrée de la boucle à phase bloquée se déplace à l'exté- rieur de la largeur de bande de ladite boucle Si ce phéno- mène intervient rapidement, la boucle à phase bloquée n' est pas capable de suivre le signal de somme à fréquence inter- médiaire incident et le missile perd la trace et manque presque certainement la cible. La présente invention vise donc à remédier à cette difficulté Conformément à l'invention, un ensemble radar de poursuite comprend un dispositif d'aérien ayant une pluralité de sorties, des moyens de formation, à partir des sorties de l'aérien, d'un signal de somme représentatif de la somme des signaux de sortie de l'aérien, et d'un signal de différence représentatif de la différence entre les signaux de sortie de l'aérien, un récepteur destiné à trai- ter ces signaux afin de former des signaux correspondants de somme et de différence à fréquence intermédiaire, un dispositif de comparaison du signal de somme à fréquence intermédiaire au signal de sortie d'un oscillateur d'une boucle à phase bloquée et d'utilisation du signal résultant pour commander la fréquence de l'oscillateur afin d'amener ledit oscillateur à se bloquer sur la fréquence du signal de somme à fréquence intermédiaire, un détecteur sensible au déphasage et destiné à comparer le signal de différence à fréquence intermédiaire avec le signal de sortie de l'oscillateur, de façon à former un signal de sortie représentatif de la direction d'une cible par rapport à l'aérien, et des moyens de modification de la largeur de bande en fonction du signal de somme à fréquence intermé- diaire afin de modifier la largeur de bande de la boucle à phase bloquée. De façon préférée, le moyen de modification de la largeur de bande comprend un circuit à gain variable dans la boucle à phase bloquée Dans ce cas, le moyen de modifi- cation de la largeur de bande peut comprendre un détecteur de quadrature de phase destiné à comparer le signal de sortie de l'oscillateur déphasé de it/2 et le signal de somme à fréquence intermédiaire, un filtre et un circuit à retard reliés à l'a sortie du détecteur de quadrature de phase, un détecteur de seuil relié à la sortie du filtre et au circuit de retard, un premier signal de sortie du détec- teur de seuil, en fonctionnement, modifiant le gain du circuit à gain variable afin de diminuer la largeur de bande de la première boucle à phase bloquée Lors du f onc- tionnement de ce circuit, un second signal de sortie du détecteur de seuil permet d'augmenter la largeur de bande de la boucle à phase bloquée. Le premier signal de sortie peut être combiné à un signal indiquant l'acquisition d'une cible valable, les deux signaux étant nécessaires avant de diminuer la largeur de bande de la boucle à phase bloquée. Le circuit à gain variable peut comprendre un pre- mier commutateur de commande destiné à commander la diminu- tion de la largeur de bande de la boucle à phase bloquée de façon progressive et sur une période de temps prédéter- minée Le signal d'acquisition de la cible ainsi que le premier signal de sortie peuvent exister pendant la tota- lité de la période de temps prédéterminée. Le circuit à gain variable peut comprendre un second commutateur de commande destiné à commander l'augmentation de la largeur de bande de la boucle à phase bloquée de façon plus rapide sur une période de temps relativement courte par rapport à la période de temps prédéterminée mentionnée plus haut. L'introduction de la discrimination de cibles mul- tiples par utilisation de la boucle à phase bloquée préci- tée peut aussi poser des problèmes de réglage automatique de gain du circuit du récepteur du missile Ceci est dû au fait que la boucle à phase bloquée se verrouille sur la fréquence de l'une des cibles avec une largeur de bande suffisante pour qu'elle comprenne le signal de la cible mais insuffisante pour qu'elle comprenne des signaux d'autres cibles qui peuvent être amplifiés dans le canal de somme du récepteur avant la boucle à phase bloquée La composante spectrale du signal de sortie de l'oscillateur de la boucle à phase bloquée a donc une amplitude supé- rieure à la composante correspondante du canal somme du récepteur parce que le réglage automatique de gain agit sur le signal total de somme transmis par le récepteur Le changement d'échelle angulaire du signal de la cible voulue est donc réduit et l'invention concerne des variantes d'en- sembles destinées à résoudre ce problème. Dans le second aspect, l'invention concerne un ensemble radar de poursuite comprenant un dispositif d'aérien ayant plusieurs sorties, des moyens pour former, à partir des signaux de sortie de l'aérien, un signal de somme représentatif de la somme des signaux de sortie de l'aérien et un signal de différence représentatif de la différence des signaux de sortie de l'aérien, un récepteur destiné à traiter les signaux de somme et de différence et à créer des signaux correspondants de somme et de diffé- rence à fréquence intermédiaire, un dispositif destiné à comparer le signal de somme à fréquence intermédiaire au signal de sortie d'un oscillateur dans une boucle à phase bloquée et à utiliser le signal résultant pour le réglage de la fréquence de l'oscillateur afin que l'oscillateur se verrouille sur la fréquence du signal de somme à fréquence intermédiaire, un détecteur de phase destiné à comparer le signal de différence à fréquence intermédiaire au signal de sortie de l'oscillateur afin qu'il forme un signal repré- sentatif de la direction d'une cible par rapport à l'aérien, et un détecteur de phase en quadrature connecté afin qu'il permette la comparaison du signal de somme à fréquence intermédiaire et du signal déphasé de i/2 de l'oscillateur, le signal de sortie du détecteur de phase en quadrature parvenant au récepteur afin qu'il assure le réglage automatique de gain. Dans une variante du second aspect, l'invention concerne un ensemble radar de poursuite comprenant un dis- positif d'aérien ayant plusieurs sorties, des moyens des- tinés à former, à partir des signaux de sortie de l'aérien, un signal de somme représentatif de la somme des signaux de sortie de l'aérien et un signal de différence représentatif de la différence entre les signaux de sortie de l'aérien, un récepteur destiné à traiter les signaux de somme et de différence et à créer des signaux correspondants de somme et de différence à fréquence intermédiaire, un dispositif destiné à comparer le signal de somme à fréquence intermé- diaire au signal de sortie d'un oscillateur dans une boucle à phase bloquée et à utiliser le signal résultant pour le réglage de la fréquence de l'oscillateur afin que l'oscil- lateur se verrouille sur la fréquence du signal de somme à fréquence intermédiaire, un détecteur de phase destiné à comparer le signal de différence à fréquence intermédiaire au signal de sortie de l'oscillateur afin qu'il forme un signal de sortie représentatif de la direction d'une cible par rapport à l'aérien, un détecteur de phase en quadrature connecté afin qu'il compare le signal de somme à fréquence intermédiaire au signal déphasé de n/2 de sortie de l'oscillateur, et un circuit diviseur du signal de sortie du détecteur de phase par le signal de sortie du détecteur de phase en quadrature, le signal de sortie du diviseur étant transmis au récepteur afin qu'il assure le réglage automatique de gain. De préférence, l'ensemble comprend un filtre passe- bas placé entre la sortie du détecteur de phase en quadra- ture et le diviseur La constante de temps du filtre est de préférence supérieure à 100 ms. Un autre problème qui est dû à l'utilisation d'une boucle à phase bloquée à bande étroite pour la discrimina- tion de cibles multiples est la variation d'échelle qui se présente du fait de l'élimination des bandes latérales normales du signal de somme, c'est-à-dire les bandes laté- rales à une fréquence fixe (bandes latérales de nutation) qui sont présentes dans le récepteur à grande largeur de bande et qui sont absentes du signal de sortie à largeur de bande étroite de l'oscillateur commandé en tension dans la boucle à phase bloquée. La solution apportée à ce problème par l'invention est l'introduction de bandes latérales d'amplitude cons- tante dans le signal de sortie de la boucle à phase bloquée de discrimination de cibles multiples de l'oscillateur, les bandes latérales ayant la même phase, par rapport au signal de sortie de l'oscillateur, que les bandes latérales du signal de somme d'origine par rapport à leur porteuse. Dans un troisième aspect, la présente invention concerne un ensemble radar de poursuite comprenant un dis- positif d'aérien ayant plusieurs sorties, des moyens des- tinés à former, à partir des signaux de sortie de l'aérien, un signal de somme qui est représentatif de la somme des signaux de sortie de l'aérien et un signal de différence qui est représentatif de la différence des signaux de sor- tie de l'aérien, un récepteur destiné à traiter les signaux de somme et de différence afin qu'il forme des signaux correspondants de somme et de différence à fréquence inter- médiaire, un dispositif destiné à comparer le signal de somme à fréquence intermédiaire au signal de sortie d'un premier oscillateur dans une première boucle à phase blo- quée et à utiliser le signal résultant pour le réglage de la fréquence du premier oscillateur afin que le premier oscillateur se verrouille sur la fréquence du signal de somme à fréquence intermédiaire, une seconde boucle à phase bloquée comprenant un second oscillateur, un mélangeur, un circuit multiplicateur linéaire et un intégrateur, le mélangeur étant destiné à mélanger le signal de sortie du premier oscillateur au signal de sortie du second oscilla- teur et à former un signal de sortie, le circuit multipli- cateur étant destiné à multiplier le signal de sortie du mélangeur par le signal de somme à fréquence intermédiaire et à transmettre un signal de sortie, le signal de sortie du circuit multiplicateur étant appliqué au second oscilla- teur par l'intermédiaire de l'intégrateur afin qu'il règle la fréquence d'oscillation du second oscillateur, un cir- cuit de combinaison destiné à combiner le signal de sortie provenant du mélangeur au signal de sortie provenant du premier oscillateur, le signal combiné, lorsqu'il a été formé, étant un signal modifié de somme à fréquence inter- médiaire à discrimination de cibles multiples, et un détec- teur de phase destiné à comparer le signal de différence à fréquence intermédiaire au signal modifié de somme à fré- quence intermédiaire afin qu'il forme un signal de sortie représentatif de la direction de la cible par rapport à l'aérien. Le circuit de combinaison précité peut être incor- poré dans la première boucle à phase bloquée. Dans le troisième aspect précédent, le circuit de combinaison est de préférence un additionneur linéaire. Le troisième aspect de la présente invention concerne aussi un procédé de compensation des bandes laté- rales dans le canal du signal somme d'un récepteur, dans un ensemble de guidage de missile équipé d'un dispositif de discrimination de cibles multiples, dans lequel on forme un signal de somme à fréquence intermédiaire avec une largeur de bande relativement élevée, on forme un signal de somme à fréquence intermédiaire avec une largeur de bande relati- vement étroite à partir du signal de somme à fréquence intermédiaire à bande relativement large, et on ajoute au signal somme à fréquence intermédiaire à largeur de bande relativement étroite des signaux de bandes latérales cor- respondant aux bandes latérales du signal somme à fréquence intermédiaire à bande relativement large. Un autre problème qui se pose dans le cas d'un ensemble de guidage radar utilisant des techniques de mul- tiplexage pour la compensation des variations de gain des canaux du récepteur est que des battements à basse fré- quence peuvent apparaître entre des harmoniques de la fré- quence de multiplexage et des multiples de la fréquence de différence Doppler entre deux cibles lorsque le discrimina- teur de cibles multiples est utilisé, et aussi dans le cas de multiples de la fréquence de nutation ou lorsqu'un brouillage intentionnel introduit les mêmes effets La présente invention concerne un procédé et un appareil per- mettant la compensation de cet effet. Dans un quatrième aspect, l'invention concerne, pour un ensemble de commande radar de guidage de missile, un procédé de compensation des perturbations produites par les battements à basse fréquence des harmoniques de la fré- quence de multiplexage et des multiples de la fréquence de différence Doppler entre deux cibles ou plus, comprenant le traitement des signaux reçus de deux cibles ou plus avec formation d'un signal multiplexé de somme à fréquence intermédiaire, la comparaison de ce signal au signal de multiplexage, le contrôle du résultat de la comparaison et l'utilisation du résultat de la comparaison pour la modifi- cation de la fréquence du signal de multiplexage lorsqu'un battement à basse fréquence est détecté. Dans un premier mode de réalisation préféré du qua- trième aspect, l'invention concerne un ensemble radar de poursuite comportant un dispositif d'aérien ayant plusieurs sorties, un circuit de combinaison destiné à combiner des signaux des sorties de l'aérien et à former au moins deux signaux d'entrée de récepteur dont les déphasages et/ou les amplitudes contiennent une information caractérisant la direction d'une cible par rapport au dispositif d'aérien, un récepteur ayant deux canaux auxquels sont appliqués respectivement les signaux d'entrée du récepteur, et des moyens générateurs d'une forme d'onde de modulation; le circuit de combinaison est réalisé afin qu'il introduise une modulation dans les signaux d'entrée du récepteur en synchronisme avec la forme d'onde de modulation afin que les signaux d'entrée du récepteur varient périodiquement en amplitude et en phase l'un par rapport à l'autre d'une manière telle que la valeur moyenne de leur différence, déterminée par un détecteur de phase sur un cycle de la forme d'onde de modulation, est nulle, et l'ensemble com- prend un moyen de détection de signal relié à la sortie du détecteur pour la détection des signaux de sortie erronés dus aux signaux de sortie du récepteur qui sont espacés en fréquence par le fait que la fréquence de modulation en constitue des harmoniques ou des sous- harmoniques, et un moyen de commutation en réponse au moyen de détection, relié entre le moyen de détection et le dispositif généra- teur de la forme d'onde de modulation et destiné à la modi- fication de la fréquence de modulation. Dans un autre mode de réalisation, le récepteur a un canal de somme et un canal de différence, le moyen de détection étant connecté à la sortie du canal de somme par l'intermédiaire d'un filtre passe-bas De préférence, le moyen de détection comprend un détecteur de phase, le signal de sortie filtré provenant du canal de somme du récepteur étant comparé avec le signal de sortie du généra- teur de forme d'onde de modulation dans le détecteur de phase pour la formation d'un signal de sortie du moyen de détection. Un autre problème qui est posé par l'utilisation d'une boucle à phase bloquée à bande étroite pour la dis- crimination de cibles multiples est que la faible largeur de bande des fréquences intermédiaires peut être de l'ordre de 20 à 30 Hz et on constate en pratique que le spectre d'un signal valable d'écho de cible peut s'élargir jusqu'à Hz lorsque, par exemple, la cible subit une accélération élevée brutale en direction latérale Ceci est dû à l'effet d'élargissement du spectre réfléchi On constate qu'une boucle à phase bloquée de faible largeur de bande constante a une aptitude réduite à la poursuite d'une telle cible et pour des accélérations de cible supérieures à une certaine valeur, ce phénomène peut provoquer une disparition du verrouillage Ceci provoque alors une interruption du gui- dage du missile et peut donner une grande distance de manque de détection ou une mauvaise discrimination des cibles Il n'est pas nécessaire d'appliquer la solution décrite précédemment pour l'élargissement de la largeur de bande de la boucle à phase bloquée à une très grande valeur comme dans le cas d'une perte totale du signal de cible La solution précédente provoque probablement uniquement, dans le cas de cibles multiples, le passage du missile sur une seconde cible et, si un temps suffisant n'est pas dispo- nible pour le changement de trajectoire, le missile manque toutes les cibles Une solution préférée est la détection de l'élargissement du spectre de la cible et l'augmentation de la largeur de bande de la boucle à phase bloquée à bande étroite d'une faible quantité prédéterminée Dans un exemple pratique, la largeur de bande est augmentée de Hz à 80 Hz. La présente invention concerne donc, dans son cinquième aspect, un ensemble radar de poursuite comprenant un dispositif d'aérien ayant plusieurs sorties, des moyens destinés à dériver, à partir des signaux de sortie d'aérien, un signal de somme représentatif de la somme des signaux de sortie d'aérien et un signal de différence représentatif de la différence des signaux de sortie d'aérien, un récepteur destiné à traiter les signaux de somme et de différence et à créer des signaux correspon- dants de somme et de différence à fréquence intermédiaire, un dispositif destiné à comparer le signal de somme à fré- quence intermédiaire au signal de sortie d'un oscillateur dans une boucle à phase bloquée et à utiliser le signal résultant pour le réglage de la fréquence de l'oscillateur afin que l'oscillateur se verrouille sur la fréquence du signal de somme à fréquence intermédiaire, un détecteur de phase destiné à comparer le signal de différence à fré- quence intermédiaire au signal de sortie de l'oscillateur afin qu'il forme un signal de sortie représentatif de la il direction d'une cible par rapport à l'aérien, et un moyen de modification de largeur de bande commandé par le signal de somme à fréquence intermédiaire et destiné à modifier la largeur de bande de la boucle à phase bloquée, le moyen de modification de largeur de bande comprenant un moyen de détection d'un spectre étalé provenant d'une cible unique et un moyen d'étalement de la largeur de bande de la boucle à phase bloquée selon une quantité prédéterminée pour donner une largeur de bande plus élevée que le spectre étalé. De préférence, la boucle à phase bloquée est une première boucle à phase bloquée, et le moyen de détection du spectre étalé comprend une autre boucle à phase bloquée reliée au signal de somme à fréquence intermédiaire, cette autre boucle comprenant un détecteur de phase et un autre oscillateur, ce détecteur de phase étant destiné à comparer le signal de somme à fréquence intermédiaire avec le signal de sortie de l'autre oscillateur, la sortie du détecteur de phase étant reliée à un comparateur en vue de la comparai- son avec une référence de base, la largeur de bande de la première boucle à phase bloquée étant étalée de la quantité prédéterminée lorsque le signal de sortie du comparateur dépasse un niveau de seuil prédéterminé. Un autre problème qui peut se poser lors de l'utili- sation de la boucle à phase bloquée à bande étroite pour la discrimination de cibles multiples est qu'elle peut ne pas pouvoir suivre tous les types de signaux de cibles La solution apportée par l'invention à ce problème est le déverrouillage de la boucle à phase bloquée à bande étroite de discrimination de cibles multiples lorsqu'un tel signal de cible est détecté Au moment o une décision de déver- rouillage de la boucle a été prise, la fréquence Doppler de la cible peut aussi être en dehors de la bande des filtres à porte de vitesse à largeur de bande relativement grande incorporés au récepteur du missile, et il peut être néces- saire de reprendre le balayage Doppler afin d'acquérir à nouveau le signal de cible dans la largeur de bande du récepteur Il est souhaitable d'acquérir à nouveau le signal de cible aussi rapidement que possible et en consé- quence, dans un sixième aspect, l'invention met aussi en oeuvre un moyen destiné à commencer un balayage Doppler afin qu'il suive le meilleur changement de fréquence enre- gistré pour la cible. La présente invention concerne donc, dans son sixième aspect, un ensemble radar de poursuite comprenant un dispositif d'aérien ayant plusieurs sorties, un moyen de formation, à partir des sorties de l'aérien, d'un signal de somme représentatif de la somme des signaux de sortie de l'aérien et d'un signal de différence représentatif de la différence entre les signaux de sortie de l'aérien, un récepteur destiné à traiter les signaux de somme et de différence afin qu'il forme des signaux correspondants de somme et de différence à fréquence intermédiaire, un dispo- sitif destiné à comparer le signal de somme à fréquence intermédiaire au signal de sortie d'un oscillateur dans une boucle à phase bloquée et à utiliser le signal résultant pour le réglage de la fréquence de l'oscillateur afin que l'oscillateur se bloque sur la fréquence du signal de somme à fréquence intermédiaire, un détecteur de phase destiné à comparer le signal de différence à fréquence intermédiaire au signal de sortie de l'oscillateur afin qu'il forme un signal de sortie représentatif de la direction d'une cible par rapport à l'aérien, un moyen de modification de largeur de bande sensible au signal de somme à fréquence intermé- diaire et destiné à modifier la largeur de bande de la boucle à phase bloquée, un circuit discriminateur sensible aux variations de la fréquence du signal de sortie de l'oscillateur, et un circuit de commutation relié à la sortie du discriminateur, de manière que, pendant le fonc- tionnement, le moyen de modification de largeur de bande forme un signal de passage sur une largeur de bande large destiné au déclenchement d'un générateur de balayage de recherche de cible, le sens de l'augmentation et de la diminution en fréquence du générateur de balayage de recherche de cible étant commandé par le circuit de commutation. Le circuit de commutation est calé dans un premier état de fonctionnement en réponse à une sortie à tension positive provenant du discriminateur et dans un second état de fonctionnement en réponse à une sortie à tension néga- tive dudit discriminateur. Le passage à un signal à large bande peut empêcher un fonctionnement ultérieur de la boucle à phase bloquée. L'invention concerne aussi, dans un aspect plus général, des missiles comprenant des ensembles de guidage à radar tels que décrits précédemment dans le premier, le second, le troisième, le quatrième, le cinquième ou le sixième aspect de la présente invention. D'autres caractéristiques et avantages de l'inven- tion ressortiront mieux de la description qui va suivre d'un ensemble radar donnée à titre d'exemple nullement limitatif, en regard des dessins annexés sur lesquels: la figure 1 représente une vue frontale schématique en élévation de l'aérien de l'ensemble radar; la figure 2 représente un schéma synoptique du cir- cuit d'un ensemble connu; la figure 3 représente un schéma synoptique d'une modification à la boucle à phase bloquée et à bande étroite de la figure 2, conformément à la présente invention; la figure 4 représente un graphique illustrant les rapports entre la sortie déphasée de l'oscillateur commandé en tension du circuit de la figure 3 et deux signaux de cible; la figure 5 représente un graphique illustrant la sortie du signal de somme et la sortie du détecteur de quadrature de phase pour le circuit de la figure 3; la figure 6 représente un schéma synoptiqued'un circuit destiné à additionner des premières bandes latérales à amplitude constante au signal de sortie de l'oscillateur commandé en tension de la boucle à phase bloquée à bande étroite de la figure 3; la figure 7 représente des formes d'ondes illustrant le repérage amélioré du récepteur du missile lorsqu'il est modifié conformément à la figure 6, la boucle à phase bloquée et à bande étroite étant bloquée sur une cible unique; la figure 8 représente des formes d'ondes illustrant le repérage amélioré du récepteur du missile lorsqu'il est modifié conformément à la figure 6, la boucle à phase bloquée et à bande étroite étant bloquée sur une cible unique; la figure 9 représente un schéma synoptique d'un circuit d'addition de pseudo-bandes latérales à l'oscilla- teur commandé en tension de la boucle à phase bloquée à bande étroite de la figure 3; la figure 10 représente un schéma synoptique d'un circuit d'élimination de l'interférence sur le multiplexage provenant du discriminateur de cibles multiples (boucle à phase bloquée à bande étroite); la figure Il représente un schéma synoptique d'une variante de circuit d'élimination de l'interférence sur la fréquence de multiplexage dans un ensemble de guidage de missile; la figure 12 représente un schéma synoptique d'un circuit de commande automatique de la largeur de bande de la boucle en phase bloquée à bande étroite de la figure 3; la figure 13 représente un schéma synoptique d'un circuit de blocage de la boucle à phase bloquée et à bande étroite de discrimination de cibles multiples de la figure 3 et destiné à la commande du balayage Doppler; et la figure 14 représente un graphique de la forme d'onde du balayage Doppler associé au circuit de la figure 13. L'ensemble qui sera décrit ci-après fait partie d'une tête chercheuse pour un missile air-air L'ensemble est du type semi-actif, dans lequel la cible est "éclairée" au moyen d'ondes à haute fréquence provenant d'une source séparée par rapport au missile, par exemple du radar de l'avion qui a lancé ledit missile. En se référant à la figure 1, l'ensemble comprend un dispositif d'aérien 1, constitué par un faisceau de quatre éléments aériens la à ld, chacun d'eux comportant sa propre alimentation d'antenne et son propre réflecteur parabo- loïde Les axes des quatre éléments la à ld sont parallèles les uns aux autres, de sorte que lorsqu'un signal à haute fréquence est reçu à partir d'une cible par l'aérien, les signaux de sortie résultant des quatre éléments sont tous sensiblement d'amplitude égale mais diffèrent en phase, en fonction de la direction de la cible par rapport à l'aérien Le dispositif d'aérien 1 est monté sur des sus- pensions à la cardan (non représentées) de façon qu'il puisse pivoter autour des axes d'azimut et d'élévation, au moyen de moteurs asservis (non représentés). En se référant à la figure 2, un ensemble radar connu donne quatre signaux de sortie d'aérien A 1, A 2, A 3 et A 4 * Ces signaux de sortie sont additionnés et soustraits dans un circuit approprié 2, afin de former trois signaux S, Del et Daz, de la manière suivante S = (A 1 + A 2 + A 3 + A 4) Del (A 1 + A 2) (A 3 + A 4) Daz = (A 1 + A 3) (A 2 + A 4) S représente le signal de somme et il est égal à la somme des signaux de sortie de l'aérien Del et D représentent el az les signaux de différence en élévation et en azimut et leurs amplitudes constituent des mesures des angles d'erreur en élévation et en azimut entre l'axe de l'aérien et la cible Du fait d'un déphasage de 900 dans le circuit comparateur 2, les signaux D 1 et Da sont sensiblement en phase avec les signaux de somme Ces trois signaux, Del et Daz et S, passent par un raccord micro-onde rotatif de l'aérien 1 vers le circuit qui suit. Les deux signaux de différence sont multiplexés en même temps dans un multiplexeur 3 qui est commandé par un signal M de modulation d'onde carrée provenant d'un oscil- lateur 4 Le multiplexeur 3 comprend deux commutateurs de phase 5 et 6 destinés à la modulation en phase des signaux Del et Daz respectivement Le commutateur de phase 5 est commandé directement par la sortie de l'oscillateur 4 et produit des déphasages alternés de O et de 1800 sur le signal Del en phase avec le signal de modulation M Le commutateur de phase 6 est commandé par l'oscillateur 4 par l'intermédiaire d'un déphaseur 7 à 9 Q O et produit des déphasages alternés de O et de 1800 sur le signal Daz en quadrature avec la modulation du signal Del' Les signaux de sortie des commutateurs de phase 5 et 6 sont additionnés dans un circuit hybride 8 afin de former un signal de différence multiplexé D Il y a lieu de noter que le signal D, dans chaque cycle du signal de modulation M, passe par la séquence de valeurs suivantes D 1 Del + Daz D =-D D 2 el az D = -D D 3 el az D 4 =-D e +Da Le signal de différence D est envoyé sur un circuit hybride 9, avec le signal de somme S, afin de former deux signaux de sortie S + D et S D, qui sont envoyés respectivement sur deux canaux d'un récepteur superhétérodyne 10 Jusqu'à ce stade, les signaux sont tous à des fréquences micro-onde (à l'exception bien entendu du signal de modulation M), et, par conséquent, le comparateur 2, les commutateurs de phase et 6, et les circuits hybrides 8 et 9 sont tous des com- posants micro-onde et ils peuvent être utilisés de façon appropriée, au moyen des techniques de micro-circuits imprimés à bandes. Le récepteur 10 comprend un premier oscillateur local 11 dont la sortie est mélangée avec les signaux S + D et S D dans des mélangeurs 12 et 13, afin de les convertir en une première fréquence intermédiaire conve- nable Les signaux à fréquence intermédiaire sont envoyés sur des filtres passe-bande 16 et 17 en passant sur des amplificateurs à fréquence intermédiaire 14 et 15 Ces filtres sélectionnent seulement une gamme étroite de fré- quences, correspondant à une gamme étroite de décalages Doppler du signal haute fréquence reçu de la cible, c'est- à-dire correspondant à une gamme étroite de vitesses rela- tives cibleaérien Pour cette raison, les filtres 16 et 17 seront appelés circuits ou portes de vitesse. Les signaux filtrés sont envoyés, par l'intermé- diaire de nouveaux amplificateurs à fréquence intermédiaire 20 et 21, vers des mélangeurs 24 et 25 o ils sont mélangés avec un signal provenant d'un second oscillateur local 26, afin de les convertir en un signal convenable à une seconde fréquence intermédiaire Les signaux à la seconde fréquence intermédiaire passent alors respectivement par des circuits d'ajustage de gain et d'ajustage de phase 27 et 28 et ils sont amplifiés par des amplificateurs 30 et 31 de la seconde fréquence intermédiaire. Les signaux de sortie des amplificateurs 30 et 31 sont combinés dans un circuit de somme 32 et dans un cir- cuit de différence 33 afin de produire des signaux de sor- tie de somme et de différence à fréquence intermédiaire 51 et D respectivement Il y a lieu de noter que, nominale- ment (c'est-à-dire en supposant que les deux canaux du récepteur 10 sont également calés en gain et en déphasage), la sortie à fréquence intermédiaire 51 du circuit de somme 32 est proportionnelle au signal de somme S à haute fré- quence, tandis que la sortie D 1 à fréquence intermédiaire provenant du circuit de différence 33 est proportionnelle au signal de différence D multiplexé à haute fréquence. Ainsi, nominalement, le signal D 1 passe par les quatre valeurs D à D 4 et varie donc périodiquement en phase par rapport au signal S, de façon symétrique, avec une valeur moyenne de zéro Cependant, du fait qu'une partie de chacun des signaux S et D a traversé chacun des canaux du récep- teur, tout décalage ou déséquilibre en gain ou en diffé- rence de phase entre les canaux se manifeste lui-même dans les signaux de sortie S et D En particulier, s'il existe un déséquilibre en gain entre les canaux, les amplitudes * des quatre valeurs du signal D 1 seront affectées de quan- tités différentes, de sorte que la valeur moyenne du signal D n'est plus égale à zéro mais devient positive ou néga- tive en fonction du canal ayant le gain le plus élevé De la même manière, s'il existe un déséquilibre en différence de phase entre les canaux, les phases des quatre valeurs du signal D 1 seront affectées de quantités différentes, de sorte que la valeur moyenne du signal D 1 n'est à nouveau plus égale à zéro, et devient positive ou négative en fonc- tion du canal ayant la plus grande différence de phase. Le signal S est envoyé sur une boucle à phase blo- quée 60 comprenant un détecteur de phase 61 destiné à com- parer le signal de sortie du circuit de somme 32 avec le signal provenant d'un oscillateur commandé en tension 62. Le signal résultant du détecteur 61 est intégré dans un intégrateur 63 et il est utilisé pour commander la fré- quence de l'oscillateur 62 De cette manière, la fréquence de l'oscillateur 62 est bloquée sur la fréquence du signal à fréquence intermédiaire provenant du circuit de somme 32. Le signal de sortie de l'oscillateur 62 présente ainsi la même fréquence que le signal de sortie du récepteur mais avec une largeur de bande plus étroite Le rôle de la boucle à phase bloquée 60 est ainsi d'agir comme filtre passe-bande très étroit pour le signal de sortie du récep- teur, l'effet passe-bande de ce filtre dépendant de la constante de temps de l'intégrateur 63 Cela permet d'ef- fectuer une discrimination de plusieurs cibles, c'est-à- dire une discrimination entre des cibles ayant des fré- quences étroitement similaires, en particulier des cibles très peu espacées et des cibles en formation. Le signal de sortie de l'oscillateur 62 est utilisé pour alimenter un circuit discriminateur 45 Ce signal est également utilisé pour effectuer une comparaison avec le signal de sortie du circuit de différence 33, dans le détecteur de phase 34, afin de former un signal en retour destiné à commander le circuit d'ajustage de gain 27. Nominalement, le signal de sortie moyen du détecteur 34 est égal à zéro, mais s'il existe un déséquilibre en gain, la sortie du détecteur 34 présente une composante continue. Cette composante est mesurée dans un intégrateur 35 et elle est utilisée comme signal en retour pour commander le cir- cuit d'ajustage de gain 27, de façon à tendre à équilibrer le gain des deux canaux et, de ce fait, à réduire vers zéro le signal de sortie de l'intégrateur 35. Afin de détecter tout déséquilibre en phase, on déphase de 900 le signal D 1 dans un circuit de changement de phase 36 et l'on compare ce signal avec le signal 51 dans un détecteur de phase 37 Nominalement, la sortie moyenne du détecteur 37 est égale à zéro, mais si un déséquilibre existe, le signal de sortie du détecteur 37 comporte une composante continue Cette composante continue est mesurée dans un intégrateur 38 et elle est utilisée comme signal en retour pour commander le circuit d'ajustage de phase 28 de façon à tendre à équilibrer les différences de phase des deux canaux et, de ce fait, à réduire le signal de sortie de l'intégrateur 38 à zéro. Lorsque les canaux sont équilibrés en gain et en différence de phase, le signal de sortie du détecteur de phase 34 est proportionnel à l'amplitude du signal de dif- férence D multiplexé et renferme ainsi l'information con- cernant les deux signaux de différence Del et Daz et cons- titue un signal de sortie représentatif de la direction de la cible par rapport à l'aérien Pour séparer cette infor- mation, la sortie du détecteur 34 est envoyée sur un démul- tiplexeur 39 Ce démultiplexeur est commandé par le signal de modulation M provenant de l'oscillateur 4, retardé dans un circuit à retard 40 d'une quantité égale au retard général introduit par le récepteur 10 Le démultiplexeur 39 comprend un premier détecteur de phase 41 dans lequel la sortie du détecteur 34 est comparée avec le signal de modu- lation retardé, afin de former un signal de sortie Eel qui est proportionnel à l'amplitude du signal d'erreur Del Le démultiplexeur 39 comprend également un second détecteur de phase 42 dans lequel le signal de sortie du détecteur 34 est comparé avec le signal de modulation retardé, déphasé de 90 au moyen d'un circuit de déphasage 43, afin de former un signal de sortie Eaz qui est proportionnel à l'amplitude du signal d'erreur Da Les deux signaux de sortie Eel et Eaz du démulti- plexeur 39 sont utilisés comme signaux d'erreur pour commander le fonctionnement de moteurs asservis (non repré- sentés) qui font pivoter le dispositif d'aérien 1, de façon à tendre à réduire les amplitudes des signaux de différence Del et Daz à zéro Il en résulte que l'aérien 1 poursuit la cible Les signaux d'erreur sont également envoyés sur l'autopilote (non représenté) du missile, de façon à per- mettre à sa trajectoire d'être corrigée de façon convenable afin de le maintenir sur une trajectoire de collision avec la cible. Le signal S est envoyé sur un circuit détecteur de commande automatique de gain 44 qui forme des signaux de commande automatique de gain destinés à commander les gains des amplificateurs à fréquence intermédiaire, 20, 21, 30 et 31, de façon à tendre à maintenir le signal de sortie du circuit de somme 32 à un niveau constant. Le signal de sortie de l'oscillateur commandé en tension 62 est appliqué à un circuit discriminateur de fréquence 45 qui forme un signal de sortie proportionnel à la différence existant entre la fréquence du signal à fré- quence intermédiaire provenant de l'oscillateur 62 et une valeur prédéterminée Ce signal de sortie est intégré dans un intégrateur 46 et le signal résultant est utilisé pour commander la fréquence d'un oscillateur commandé en tension 47, dont le rôle sera expliqué ci-après. En fonctionnement, l'ensemble est soumis à des taux de vibrations élevés provenant du moteur du missile Dans ces conditions, le premier oscillateur local 11 tend à engendrer du bruit, c'est-à-dire à présenter des bandes latérales de bruit importantes Ce phénomène est indési- rable du fait que les possibilités de l'ensemble dans sa totalité dépendent de façon critique de la qualité du signal de sortie du premier oscillateur local Pour sur- monter cette difficulté, on utilise une boucle à phase bloquée 49 dite de référence arrière Un aérien arrière 50 est destiné à recevoir une certaine quantité du rayonnement émis à partir de l'avion porteur -on peut utiliser à cet effet l'un des lobes latéraux de l'aérien d'émission et l'on utilise cette partie de rayonnement comme signal de référence Ce signal de référence est mélangé avec le signal de sortie de l'oscillateur local 11 dans un mélan- geur 51 afin de le convertir en un signal à fréquence intermédiaire Le signal à fréquence intermédiaire résul- tant passe dans un amplificateur 52 et dans un filtre passe-bande 53 Le gain de l'amplificateur 52 est commandé par un circuit détecteur de commande automatique de gain 54, de façon à tendre à maintenir le signal de sortie du filtre 53 à niveau constant Le signal de sortie du filtre 53 est comparé dans un détecteur de phase 55 avec le signal de sortie de l'oscillateur 47, et le signal résultant est intégré dans un intégrateur 56 et utilisé pour commander la fréquence de l'oscillateur local 11. Il en résulte que la fréquence de l'oscillateur local 11 est bloquée selon une relation fixe par rapport à la fréquence du signal de référence En particulier, la fréquence de l'oscillateur local est bloquée sur une valeur égale à la différence existant entre la fréquence du signal de référence et la fréquence de l'oscillateur 47 De cette façon, les bandes latérales de vibrations de l'oscillateur local 1 h sont pratiquement supprimées. Le circuit de commande automatique de gain 54 com- mande un circuit à déclenchement 57 qui, à son tour, commande la constante de temps de l'intégrateur 56 en fonc- tion du niveau du signal de commande de gain automatique, de façon à réduire la largeur de bande de la boucle à phase bloquée 49 si le niveau du signal de référence tombe au- dessous d'une certaine valeur prédéterminée De cette façon, la boucle 49 s'adapte automatiquement au niveau du signal de référence Ainsi, lorsque le signal de référence reçu par l'aérien arrière 50 est fort, la largeur de bande de la boucle à phase bloquée 49 est relativement élevée, ce qui produit une réduction importante des bandes latérales de bruit de l'oscillateur local 11 Par ailleurs, lorsque le niveau du signal de référence reçu est faible, la largeur de bande de la boucle 49 est réduite, de façon à éliminer par filtrage du signal de référence le bruit engendré dans l'amplificateur 52 Ainsi, le rapport signal- bruit du signal de référence est amélioré bien que ce soit au sacrifice d'un abaissement des possibilités de la boucle à supprimer les bandes latérales de bruit de l'oscillateur local 11. Selon une variante, on peut faire varier en continu la largeur de bande de la boucle 49 en fonction du niveau du signal de référence, au lieu que ce soit entre deux valeurs discrètes. Comme mentionné ci-dessus, l'oscillateur à commande en tension 47 qui commande la fréquence du premier oscilla- teur local Il est à son tour commandé, par l'intermédiaire du discriminateur 45 et de l'intégrateur 46, par la fré- quence du signal à fréquence intermédiaire provenant de la sortie du récepteur 10 Cette boucle est destinée à main- tenir la fréquence du signal à la première fréquence inter- médiaire (provenant des mélangeurs 12 et 13) au centre de la bande passante des filtres de vitesse 16 et 17, comme expliqué ci-dessous Si la vitesse relative entre la cible et le missile ou entre le missile et l'avion porteur varie légèrement, la fréquence Doppler de la haute fréquence reçue de l'aérien 1 varie Ceci provoque un décalage de la fréquence du signal à la première fréquence intermédiaire au-delà de la fréquence centrale des portes 16 et 17, ce qui entraîne alors un décalage de la fréquence du signal à la seconde fréquence intermédiaire à la sortie du récep- teur Ce décalage peut être détecté par le discriminateur de fréquence 45 qui introduit une variation de la fréquence de l'oscillateur 47, et par conséquent dans la fréquence du premier oscillateur local 11 Cette variation entraîne à son tour une variation de la fréquence du signal à la pre- mière fréquence intermédiaire et cette variation a lieu dans un sens tel qu'elle tend à ramener ce signal vers le centre de la bande passante des portes 16 et 17. Ainsi, il y a lieu de noter que l'effet de cette boucle est de maintenir la fréquence du signal à la pre- mière fréquence intermédiaire au centre de la bande pas- sante des portes 16 et 17 Il en résulte que l'ensemble poursuit la fréquence Doppler de la cible De ce fait, l'ensemble peut effectuer une discrimination entre diffé- rentes cibles sur la base des différences de leurs vitesses, même si elles sont séparées d'un angle trop faible pour une discrimination angulaire suffisante. L'ensemble représenté sur la figure 2 diffère des ensembles usuels de poursuite du type Doppler, dans les- quels la poursuite est réalisée au moyen d'un oscillateur disposé dans un étage à fréquence intermédiaire du récep- teur Dans l'ensemble de la figure 2, la poursuite Doppler est effectuée en utilisant le premier oscillateur local 11, ce qui permet aux filtres 16 et 17 d'être placés au niveau d'un des premiers étages du récepteur 10 Il en résulte que la majeure partie du récepteur 10 ne doit traiter qu'une faible gamme de fréquences, ce qui simplifie considérable- ment la structure dudit récepteur. L'ensemble radar tel que représenté sur la figure 2 présente l'inconvénient selon lequel, lorsque la boucle à phase bloquée 60 est bloquée sur un signal de cible unique, la largeur de bande du signal de sortie de l'oscillateur commandé en tension 62 est réduite par le signal de sortie de l'intégrateur 63, de sorte que seule cette cible unique est comprise dans la largeur de bande, toutes les autres cibles étant à l'extérieur de ladite largeur de bande Si le signal provenant de la cible unique choisie se décale brusquement vers l'extérieur de la largeur de bande réduite de la boucle à phase bloquée 60, le signal de sortie de l'oscillateur commandé en tension 62 et envoyé sur le détecteur de phase 34 disparaît et le missile abandonne la poursuite Afin de surmonter cette difficulté, la boucle à phase bloquée de la figure 2 a été modifiée comme repré- senté sur la figure 3. Sur la figure 3, les parties 61, 62 et 63 de la boucle à phase bloquée d'origine ont les mêmes références, ainsi que le détecteur de phase 34 Le signal de sortie du détecteur de phase 34 est alors utilisé comme dans la figure 2 pour commander le guidage du missile, par exemple par l'intermédiaire de détecteurs de phase tels que 41 et 42 Un circuit à gain variable 300 est introduit dans la boucle à phase bloquée entre le détecteur de phase 61 et l'intégrateur 63 Un détecteur de phase en quadrature 301 est destiné à comparer les signaux d'entrée provenant de l'entrée S de somme à fréquence intermédiaire et d'un réseau 302 de déphasage de n/2 relié à la sortie de l'oscillateur commandé en tension 62 La sortie du détec- teur de phase en quadrature 301 est reliée, par l'intermé- diaire d'un filtre passe-bas 303 et d'un circuit de seuil 304, à une entrée de passage sur bande large du circuit à gain variable 300 Une sortie complémentaire du circuit de seuil 304 est reliée à une première entrée d'une porte ET 305 à deux entrées, dont l'autre entrée est obtenue à par- tir du circuit d'acquisition de cible (non représenté) Le circuit d'acquisition de cible donne une indication de l'acquisition d'une cible lorsque, par exemple, quand la fréquence de l'ensemble radar est poursuivie sur une gamme de fréquences, un rapport signal-bruit important est obtenu Le signal de sortie de la porte ET 305 est envoyé sur une entrée de commutation sur bande étroite du circuit à gain variable 300. Le fonctionnement du circuit a lieu comme suit lorsque le missile est en vol, le dispositif de guidage radar étant en balayage et à la recherche de la cible, c'est-à-dire avant l'acquisition d'une cible, le circuit à gain variable 300 est réglé à un gain élevé correspondant au fonctionnement à bande large de la boucle à phase bloquée Lorsque l'acquisition de la cible est obtenue, un signal apparaît sur une première entrée de la porte ET 305, en provenance du circuit d'acquisition de cible Du fait du circuit 302 de déphasage de n/2, les signaux qui sont main- tenant présentés à l'entrée du détecteur de phase en qua- drature 301 sont déphasés et forment une sortie avec un niveau continu qui passe dans le filtre et dans le circuit de retard 303 Ce niveau de signal continu est tel, pour un signal valide de cible, qu'il est en excès par rapport au niveau du seuil du circuit 304, ce qui forme un signal de sortie sur la sortie de présence de signal du circuit de seuil 304 Ce signal, combiné avec le signal de sortie d'acquisition de cible dans la porte ET 305, forme le signal de commutation sur bande étroite du circuit à gain variable 300 Ce signal amène le circuit à gain variable 300 à effectuer un rétrécissement de la largeur de bande de la boucle à phase bloquée et, par conséquent, à bloquer ladite boucle sur un signal de cible unique. Si ce signal de cible unique disparaît, par exemple soit du fait de la disparition de la cible ou d'un brusque changement de direction, la sortie de l'oscillateur commandé en tension présente un calage en phase aléatoire par rapport à l'entrée du détecteur de phase 61 de la boucle (ces signaux étant pratiquement constitués par le bruit) et la sortie du détecteur de phase en quadrature 301 est à zéro Le "signal présent" de sortie de la porte ET 305 disparaît et un signal de sortie est envoyé au circuit à gain variable 300 afin de modifier la largeur de bande, ce qui permet à la boucle à phase bloquée de rechercher un autre signal de cible compris dans la largeur de bande plus grande. Les passages de la bande large vers la bande étroite et de la bande étroite vers la bande large sont réalisés sur des périodes de temps différentes, comme représenté sur les figures 3 a et 3 b Le passage de la bande large à la bande étroite (figure 3 a) a lieu sur une période relative- ment longue, ce qui permet à la boucle de se bloquer sur un signal de cible unique Le passage de la bande étroite vers la bande large (figure 3 b) a lieu sur une période relative- ment courte, presque instantanément, du fait que lorsque le signal de cible a été perdu, il est impératif d'augmenter la largeur de bande aussi rapidement que possible afin d'effectuer une recherche d'un autre signal de cible Le circuit nécessaire à assurer les caractéristiques correctes de passage est compris dans le circuit à gain variable 300. Pour des signaux d'entrée ayant un rapport signal- bruit élevé, le retard du circuit 303 est augmenté jusqu'à 0,75 S par exemple et pour les signaux ayant un rapport signal-bruit faible, le signal est abaissé à 0,2 ps, ce qui permet d'éviter que des signaux d'entrée erronés traversent la largeur de bande de la boucle. En se référant à la figure 2, le signal de somme envoyé sur le détecteur de phase 34 est obtenu à partir de la sortie de l'oscillateur commandé en tension 62, ce qui peut se traduire, dans le cas de cibles multiples, par un gain incorrect du récepteur Ce fait est dû à ce que la boucle à phase bloquée se bloque sur la fréquence de l'une des cibles et que la composante spectrale de la sortie de l'oscillateur commandé en tension 62 est d'une amplitude plus élevée que la composante correspondante du canal de somme d'origine, du fait que la commande de gain automa- tique fonctionne sur le signal de somme total passant dans le récepteur Ainsi, l'échelle de repérage angulaire de la cible désirée est réduite Ainsi, le système de réglage automatique de gain réduit le gain des deux canaux somme et différence et règle le signal total de sortie de toutes les composantes spectrales du signal de somme L'amplitude de la composante unique suivie par la boucle à phase bloquée est réduite Sur la figure 3, on a représenté deux va- riantes de circuit destinées à surmonter cette difficulté. Le premier circuit, représenté en pointillé, est destiné à obtenir le signal de commande automatique de gain du récepteur à partir de la sortie du détecteur de phase en quadrature 301. Le second circuit, représenté en trait discontinu, prévoit la division du signal de sortie du détecteur de phase 34 par le signal de sortie du détecteur de phase en quadrature 301, dans un diviseur 306, après que lepremier des deux signaux est passé par un filtre passe-bas 307 De cette façon, la sortie d'erreur angulaire du canal de dif- férence est divisée par une valeur de courant continu qui est proportionnelle à la composante du signal de somme qui est en phase avec la composante spectrale du signal de sortie de l'oscillateur commandé en tension 62 Ainsi, en divisant l'erreur angulaire par cette valeur en courant continu, l'échelle de repérage est ramenée à sa valeur correcte Ce mode de fonctionnement présente l'avantage qu'il compense une réduction d'échelle de repérage due au fait que l'oscillateur commandé en tension n'est pas sur la phase moyenne correcte par rapport au signal de cible désiré, du fait de l'effet de glissement du signal non désiré. Cependant, outre le terme continu, le détecteur de phase en quadrature 301 présente également un terme alter- natif dû au battement entre le signal de sortie de l'oscil- lateur commandé en tension 62 et le signal non désiré. On considérera ci-après deux cibles Tl et T 2 com- prises dans la largeur de bande de la porte de vitesse. Fréquence Doppler = 10 fn Amortissement de la boucle à phase bloquée = 0,7 Rapport T 2/Tl = 5 La boucle à phase bloquée étant bloquée sur le plus petit signal Tl Commande automatique de gain instantané et pas de verrouillage sur une cible valable. Les courbes sont différentes pour une commande de gain automatique lente, mais les arguments de base s'appliquent. La figure 4 représente la phase de l'oscillateur commandé en tension sur la sortie n/2 par rapport aux phases de Tl et T 2 (en l'absence de T 2, la sortie n/2 de l'oscillateur commandé en tension est en phase avec Tl) La figure 5 représente l'enveloppe S et la sortie du détecteur de phase en quadrature On peut voir qu'un signal de diffé- rence D, dû à Tl, produit un terme à courant continu sur le détecteur de phase d'erreur angulaire approximativement égal à ( 1/5) cos 42 ' (D/S) ainsi qu'un terme de courant alternatif de faible valeur dû à l'oscillateur commandé en tension qui a une modulation de phase par rapport à la phase de Tl Un signal de différence dû à T 2 produit un terme important en courant alternatif dû à la différence en fréquence de la ligne principale de l'oscillateur commandé en tension et un terme en courant continu de faible valeur dû à la modulation de phase de l'oscillateur commandé en tension. En mettant en oeuvre un diviseur 306 analogue, le signal de sortie en courant alternatif dû à T 2 est divisé par le terme de courant alternatif de la sortie du détec- teur de phase en quadrature 301 afin de former un terme en courant continu potentiellement élevé Dans les conditions particulières ci-dessus, les deux termes de courant alter- natif sont presque exactement en phase, ce qui entraîne un déplacement important du réflecteur en direction de la seconde cible Si cependant le signal de sortie du détec- teur de phase en quadrature 301 est filtré par un filtre passe-bas 308, le courant alternatif est atténué et la phase est retardée Si ce retard est de 900, la composante continue est égale à zéro Si le retard est supérieur à , c'est-à-dire dans le cas d'un filtre multipôle, le réflecteur s'éloigne de la seconde cible. Le fonctionnement de la commande de gain automatique du récepteur est similaire, bien que l'effet soit inversé pour les conditions considérées ci-dessus Lorsque l'enve- loppe du signal de somme S est à sa valeur maximale, le gain du canal de différence est réduit, assurant ainsi une commande de gain automatique rapide, mais le signal S' de la boucle à phase bloquée est constant et ainsi l'échelle de repérage est réduite; de la même façon, le gain est augmenté lorsque l'enveloppe du signal de somme est à une valeur faible De ce fait, le battement alternatif dû à un signal de différence D en phase avec la composante S en W 2 doit avoir ses pics positifs réduits (et correspondant à T 2 en phase avec l'oscillateur commandé en tension) et ses pics négatifs augmentés, ce qui donne une sortie négative, tandis que T 2 seul recevrait une échelle de repérage posi- tive (D et S en phase), ce qui écarte le pointage du réflecteur de T 2 L'effet d'une commande automatique de gain lente est de retarder la phase de l'onde sinusoïdale de la commande de gain automatique de 900, ce qui produit un déplacement positif, c'est-à-dire en direction de T 2, car l'enveloppe S non filtrée déplace le battement du détecteur de phase angulaire de 420 Dans les conditions considérées, l'effet de la commande automatique de gain est beaucoup plus faible que celui du diviseur analogue, du fait de l'amplitude relative des termes alternatifs qui sont impliqués, mais cela n'est pas toujours vrai dans tous les cas. Le filtre du signal de sortie du détecteur de phase en quadrature ne doit pas présenter une constante de temps plus longue que 100 millisecondes afin de préserver la possibilité du récepteur de réagir vis-à-vis de variations de l'amplitude relative de la cible. Une autre variante du circuit de la figure 2 qui peut être mise en oeuvre pour réduire la variation de l'échelle de repérage intervenant lorsque le discriminateur de cibles multiples ou la boucle à phase bloquée et à bande étroite sont en fonctionnement est représentée sur la figure 6, et peut consister à ajouter les bandes latérales à amplitude constante au signal de sortie de l'oscillateur commandé en tension du discriminateur de cibles multiples qui a la même relation de phase par rapport au signal de sortie du discriminateur de cibles multiples que les bandes latérales du signal de somme d'origine ont par rapport à leur porteuse Cela se traduit par une variation de l'échelle de repérage de 1,15 à 0,9 pour un discriminateur de cibles multiples bloqué sur la porteuse et de 1,02 à 1,64 pour un discriminateur de cibles multiples bloqués sur une première bande latérale, par rapport à 1,0 à 0, 0 et de 0,0 à-0,64 pour le discriminateur de cibles multiples seul. On se référera maintenant au schéma synoptique représenté sur la figure 6 Le circuit de la figure 6 pro- duit un signal de somme du discriminateur de cibles mul- tiples modifié destiné à être utilisé à la place du signal de sortie provenant de l'oscillateur commandé en tension 62 Les éléments qui assurent les mêmes fonctions ou des fonctions similaires que ceux de la figure 3 portent les mêmes références. Un mélangeur équilibré 600 produit la première bande latérale supérieure et inférieure en mélangeant le signal de sortie de l'oscillateur commandé en tension du discrimi- nateur de cibles multiples avec le signal de sortie d'un second oscillateur commandé en tension 601 à la fréquence de nutation, cet oscillateur commandé en tension étant bloqué sur la première bande latérale inférieure et supé- rieure du signal de somme par la seconde boucle à phase bloquée comprenant le mélangeur 600, l'oscillateur commandé en tension 601, un intégrateur 602 et un multiplieur linéaire 603 Une certaine proportion du signal de sortie du mélangeur équilibré 600 est additionnée au signal de sortie de l'oscillateur 62 dans un circuit de combinaison 604 afin de former un signal de somme composite à fréquence intermédiaire (signal modifié de somme de discrimination de cibles multiples) avec des pseudo premières bandes laté- rales supérieures et inférieures ayant une amplitude constante. Du fait que l'oscillateur 601 commandé en tension de nutation n'a pas à suivre les vitesses du signal de somme, sa largeur de bande peut être faible de façon à rejeter les bandes latérales provenant d'autres signaux de somme d'autres cibles. Il a été supposé jusqu à maintenant que le discrimi- nateur de cibles multiples comprenant l'oscillateur 62 commandé en tension est bloqué sur la ligne principale du signal de somme, mais il peut être facilement bloqué sur une bande latérale, auquel cas le signal de sortie du mélangeur équilibré 600 produit les lignes de chaque côté de cette bande latérale. Analyse du processus Soit le signal d'entrée: A sin lw-p)t + il+ Sin (wt) + B Sin l(w+p)t + yl Le signal de sortie de l'oscillateur commandé en tension à 500 hertz est alors: Cos (wt) et l'oscillateur commandé en tension à 64 cycles: Cos lpt + Àl le signal de sortie du mélangeur équilibré est donc 1/2 { Cos lc-p)t yl + Cos l(w+p)t + *l} Les termes de courant continu du signal de sortie du détec- teur de phase de la boucle à phase bloquée de nutation sont: 1/4 { A Sin li+l + B Sin ly-4 l} qui doit être égale à zéro. Par conséquent: Cos(b) {A Sin(i)+B Sin(y)+Sin( 4) A Cos(i)-B Cos(y)} = o 1 B Sin (y) + A Sin (t) = tg ( 1) B Cos (y) A Cos (T) Le signal de sortie du mélangeur équilibré est alors: Cos lpt + 4 l Cos (ut) = 1/2 {Cos l(W- p)t 1 l + Cos l(w+p)t + Il} Le nouveau signal de somme du discriminateur de cibles multiples est alors: K Cos l(w-p)t-cl + Cos (wt) + K Cos lw+p)t + Àl ( 2) Le détecteur de phase principal du récepteur doit être modifié en un multiplieur car la limitation du signal d'entrée ou du signal du discriminateur de cibles multiples supprime les bandes latérales (Cela suppose que la modula- tion de nutation est de O ou de N radians). Le nouveau signal de somme doit être déphasé comme précédemment, avant d'être multiplié par le signal de différence: 2 E {A Sin l(W-p)t+ 4 l + C Sin (wt) + B Sin l(w+p) yl} Le signal de sortie résultant est: E { AK Cos (w-b) + C + BK Cos (w-4)} ( 3) Lorsque la boucle à phase bloquée du discriminateur de cibles multiples est bloquée sur une cible unique, le signal de différence permettant la commutation de nutation entre O et z est: E {( 0/n)-1)+( 4/i)E( 1/m)Sin(Om/2)Cos(mqt+m 8)}Sin(W-t) ( 4) o O est l'angle selon lequel la phase de nutation est égale à zéro 6 est l'angle de phase de la forme d'onde de nutation m est le nombre harmonique de nutation. Il ressort de l'équation ( 3) que le signal de sortie du récepteur est: E{K( 2/n)Sin( 0/2)Cos( 6 +)+((/n)-l)+K( 2/n)Sin( 0/2)Cos( 6 +)} et de l'équation ( 1) = -6 De même, la phase de l'oscillateur commandé en ten- sion 62 du discriminateur de cibles multiples change de n radians lorsque la porteuse de somme change de N radians. Cela se traduit également par un changement de N radians de l'oscillateur commandé en tension de nutation 601 afin de rester bloqué sur les premières bandes latérales infé- rieures et supérieures, ce qui se traduit par une absence de modification des pseudo bandes latérales bien qu'il y ait un déphasage transitoire lorsque l'oscillateur commandé en tension de nutation change de phase. Il en résulte un signal de sortie du récepteur: E { K( 4/n) Sin ( 0/2) + ( 0/n1)} ( 5) Sur la figure 7, l'échelle de repérage est représen- tée en pointillé par rapport à O pour K = 1/g. Avec la boucle à phase bloquée du discriminateur de cibles multiples bloquée sur une première bande latérale, on a: EIK((O/n-1) Cos(ô-cb)+( 2/n) Sin( 0/2)+K( 1/n) Sin(O) Cos(ô+cb)l Il ressort de l'équation ( 1) c = -8. Dans ce cas, la phase de cet oscillateur 62 commandé en tension du discriminateur de cibles multiples ne varie pas mais, de même que les deux lignes de chaque côté de la ligne, le discriminateur de cibles multiples est bloqué de façon de façon à changer de phase de N degrés et le signal de sortie du récepteur devient: E{K((K/n)-l) + ( 2/n) Sin ( 0/2) + K( 1/n) (Sin(O))} ( 6) Sur la figure 8, on a représenté l'échelle de repé- rage du récepteur en pointillé par rapport à O pour K= 1/Jg. La modulation de phase de nutation était considérée comme passant de zéro à N radians Cela se traduit par des bandes latérales d'amplitude égale de chaque côté de la porteuse, avec des angles de phase égaux et opposés Si les amplitudes des deux lignes de chaque côté de l'oscillateur 62 du discriminateur de cibles multiples ne sont pas égales mais présentent des angles de phase égaux et opposés, les pseudo bandes latérales auront les angles de phase conve- nables pour démoduler le signal de différence (dans le cas du discriminateur de cibles multiples bloqué sur la pre- mière bande latérale) et l'on obtient une amélioration, mais si ces deux lignes présentent des amplitudes égales ainsi que des angles de phase égaux, les pseudo bandes latérales seront différentes de n/2 radian par rapport au résultat ci-dessus et l'on n'obtiendra aucune amélioration. En général, si la modulation de nutation n'est pas celle que l'on suppose, l'amélioration de l'échelle de repérage sera inférieure à celle représentée, mais ne sera pas inférieure à celle du discriminateur de cibles mul- tiples seul La gamme de l'oscillateur commandé en tension 601 doit être aussi faible que possible et, dans un exemple typique, on choisit une gamme de 61 à 67 Hz pour couvrir la gamme possible de fréquence de nutation Cela permet à la boucle de se bloquer rapidement avec une largeur de bande suffisamment faible pour rejeter d'autres lignes de cibles produites par des cibles multiples Comme on désire poursuivre les deux lignes de nutation de chaque côté de la ligne bloquée du discriminateur de cibles multiples, un signal de sortie sinusoïdal est souhaitable afin d'éviter une autre nutation ou d'autres lignes de cibles qui pour- raient influencer l'angle de phase de l'oscillateur com- mandé en tension. Si des pseudo bandes latérales sont additionnées au signal de sortie de l'oscillateur commandé en tension 62 du discriminateur de cibles multiples dans la boucle à phase bloquée du discriminateur de cibles multiples, la variation de la fréquence naturelle et l'amortissement avec le rap- port de nutation sont réduits, ce qui se traduit par une réduction du nombre de fois o le discriminateur de cibles multiples se bloque sur d'autres signaux de somme d'autres cibles qui ont des lignes de fréquence situées entre la ligne de somme bloquée et les lignes existant de chaque côté par rapport à cette dernière On a représenté sur la figure 9 le schéma synoptique d'un tel dispositif Pendant le processus de blocage, il peut être préférable de décon- necter les pseudo bandes latérales de l'oscillateur comman- dé en tension du discriminateur de cibles multiples. On peut ainsi obtenir une amélioration des varia- tions d'échelle de repérage avec le rapport de nutation par addition d'une seconde boucle à phase bloquée à la fré- quence de nutation ainsi qu'un mélangeur équilibré La variation d'échelle de repérage avec le dispositif opposé, en supposant que la modulation de nutation commute la phase du signal entre zéro et N radians, a lieu avec une valeur de K de 1/1,, de 1,15 à 0,9 pour un discriminateur de cibles multiples bloqué sur la porteuse et de 1,02 à 0,64 pour un discriminateur de cibles multiples bloqué sur une première bande latérale Sans le dispositif mentionné plus haut, ces chiffres seraient de 1,0 à 0,0 et de O à 0,64 et, en obtenant la meilleure échelle de repérage par utilisa- tion de la meilleure condition de blocage du discriminateur de cibles multiples, c'est-à-dire la porteuse ou les pre- mières bandes latérales, ils seraient de 1,0 à 0,54. Comme décrit ci-dessus, les pseudo bandes latérales peuvent être additionnées à la tension de l'oscillateur commandé en tension du discriminateur de cibles multiples dans la boucle à phase bloquée du discriminateur de cibles multiples, ce qui se traduit par une réduction de la varia- tion de la largeur de bande de la boucle avec le rapport de nutation et par une possibilité de réduction du nombre de changements de la cible poursuivie dans le cas de cibles multiples. Un autre problème pouvant survenir avec l'ensemble de la figure 1 réside dans le fait qu'il peut exister des battements à basse fréquence entre les harmoniques de la fréquence de multiplexage et des multiples de la fréquence de différence Doppler entre deux cibles ainsi que des mul- tiples de la fréquence de nutation Les perturbations à basse fréquence résultants entraînent un ordre d'accéléra- tion erroné et abaissent les possibilités du récepteur multiplexé Le circuit de la figure 10 est destiné à détec- ter les battements à haute fréquence et commute la fré- quence de multiplexage afin d'éviter les coïncidences entre la différence Doppler et la fréquence de nutation. En se référant à la figure 10, les éléments qui assurent une fonction similaire à celle des dispositifs des figures 2 et 3 portent les mêmes références Le signal de sortie du détecteur 301 de phase en quadrature du discrimi- nateur de cibles multiples, qui a des composantes de fré- quence égales à la différence Doppler et à la nutation si celle-ci existe, est envoyé sur un nouveau détecteur de phase 1001 par l'intermédiaire d'un filtre 1002, l'autre signal d'entrée du détecteur 1001 étant la forme d'onde de multiplexage Lorsque des multiples des fréquences de ces signaux avoisinent la coïncidence, la perturbation à basse fréquence passe dans un filtre 1003 et commute la fréquence de multiplexage, par exemple de 40 Hz à 35 Hz ou 45 Hz afin d'éviter la coïncidence La commutation met à la masse le signal de sortie du filtre pendant une courte période après que la bascule bistable a changé d'état afin d'empêcher que la surmodulation de la perturbation commute à nouveau la fréquence de multiplexage à la coïncidence. Comme variante au dispositif de la figure 10, il est possible d'utiliser le signal d'entrée de somme détecté comme signal d'entrée du détecteur de phase 1001 afin de le comparer avec le signal de multiplexage, comme représenté sur la figure 11 Le signal de sortie du détecteur 44 de commande automatique de gain (voir figure 2), ce détecteur étant représenté directement relié au signal de somme du récepteur, est relié a filtre 1002 Un détecteur de seuil 1004 est relié à la sortie du filtre 1003 et, de ce fait, la fréquence de multiplexage ne varie que lorsque le signal d'entrée du filtre dépasse le niveau de seuil. * Le circuit de modification de la fréquence de multi- plexage peut être compris dans un ensemble de guidage de missile avec ou sans discrimination de cibles multiples. S'il existe un dispositif de discrimination de cibles mul- tiples, tel que la boucle à phase bloquée 60 à bande étroite, le dispositif de changement de la fréquence de multiplexage peut être prévu avec ou sans gain variable permettant l'élargissement de la largeur de bande de la boucle à phase bloquée à bande étroite. Un autre problème soulevé lors de l'utilisation de la boucle à phase bloquée à bande étroite telle que décrite en référence à la figure 2 cidessus, réside dans le fait que la largeur étroite de bande est de l'ordre de 20 à Hz, le spectre d'un écho de cible pouvant s'élargir jusqu'à 80 Hz si la cible présente une accélération laté- rale élevée et soudaine (due à l'étalement de son spectre de scintillement) Une boucle à phase bloquée à bande étroite et à largeur de bande constante tend à présenter une possibilité de poursuite réduite dans le cas d'une telle cible et, pour une accélération dépassant une cer- taine valeur, ce processus peut entraîner une perte de blocage, ce qui entraîne à son tour une interruption de guidage et peut se traduire par une grande erreur de dis- tance ou une discrimination insuffisante de cible Le réseau de la figure 12 détecte l'étalement du spectre d'écho de la cible et étale la largeur de bande de la boucle à phase bouclée à bande étroite de façon convenable pendant la durée de la condition transitoire, ce qui empêche la perte de blocage. En se référant à la figure 12, les éléments du réseau assurant la même fonction que l'ensemble des figures 2 et 3 portent les mêmes références. Le signal de somme est envoyé sur la boucle à phase bloquée et à bande étroite par l'intermédiaire de détec- teurs de phase 61 et 301 ainsi qu'à une autre boucle à phase bloquée d'adaptation Cette dernière boucle comprend un détecteur de phase 1200, un circuit à gain variable 1201, un intégrateur de boucle 1202 et un oscillateur com- mandé en tension 1203 Le signal de somme est également envoyé sur un détecteur de phase en quadrature 1204, dont l'autre entrée est constituée par la sortie de l'oscilla- teur commandé en tension 1203 et déphasé de n/2 par le déphaseur 1205 La sortie continue du détecteur de phase 1204 est comparée dans un comparateur 1206 avec une polari- sation de référence fixe Le signal de sortie du compara- teur 1206 est utilisé pour commander le gain du circuit à gain variable 1201 et il est envoyé comme entrée de com- mande sur un circuit bistable de seuil 1207 Le signal de sortie de la bascule bistable 1207 commande la largeur de bande de la boucle à phase bouclée à bande étroite par commande du gain du circuit à gain variable 300. En fonctionnement, la boucle à phase bloquée d'adap- tation adapte sa largeur de bande proportionnellement à la largeur du spectre du signal d'entrée par modification du niveau de sortie du comparateur 1206 et, par conséquent, par modification du gain du circuit à gain variable 1201. Lorsque le signal de sortie du comparateur dépasse un seuil donné, établi par le circuit bistable de seuil 1207, le circuit bistable est réglé et le signal de sortie réglé de ce circuit bistable modifie le gain du circuit à gain variable 300 d'une quantité prédéterminée Cette quantité prédéterminée étale la largeur d'onde de la boucle à phase bloquée à bande étroite d'une quantité suffisante pour englober le spectre du signal de la cible Dans l'exemple ci-dessus, la largeur de bande est étalée de 30 à 80 Hz. Une autre difficulté pouvant se présenter avec l'utilisation d'une boucle à phase bloquée et à bande étroite avec discrimination de cibles multiples réside dans le fait qu'elle peut ne pas être capable de poursuivre tous les types de signaux de cibles Conformément à l'invention, on résout cette difficulté en débloquant la boucle à phase bloquée à bande étroite avec discrimination de cibles mul- tiples et en reprenant le balayage Doppler (qui, bien entendu, est normalement stoppé après acquisition de la cible et déclenchement de la boucle à phase bloquée à bande étroite), à la fréquence correcte et dans le sens néces- saire d'augmentation ou de diminution de fréquence. En se référant à la figure 13, les éléments du récepteur de la figure 3 et de la figure 2 qui assurent les mêmes fonctions portent les mêmes références De ce fait, sur la figure 2 et sur la figure 13, le signal de sortie de l'oscillateur commandé en tension 62 est envoyé par l'intermédiaire d'un discriminateur 45 sur un intégrateur 46 Un circuit de commutation 1300 est relié à la sortie du discriminateur, la sortie du circuit de commutation 1300 étant reliée à une première entrée de commande d'un généra- teur de balayage 1301 dont le signal de sortie est utilisé pour commander l'oscillateur commandé en tension 47 Une autre entrée de commande du générateur de balayage 1301 est alimentée par la sortie de commutation de largeur de bande du circuit de seuil 304 (figure 3), ladite sortie étant également utilisée pour caler un circuit de verrouillage 1302 dont la sortie est elle-même utilisée pour inhiber la porte ET 305, ce qui empêche tout changement ultérieur vers une bande étroite. Le fonctionnement du circuit de la figure 13 sera expliqué ci-après en regard de la figure 14: Après déclenchement (généralement commandé par un circuit à retard après mise à feu), le circuit du récepteur du missile commence un balayage Doppler pour la cible Sur la figure 14, le retard est représenté sous la forme de l'écart entre O et t 1 et le balayage Doppler est commencé à l'instant t On suppose que la cible est acquise par le circuit du récepteur à l'instant t 2, instant auquel le balayage Doppler est arrêté à la fréquence de la cible Le diagramme normal du balayage Doppler est représenté en pointillé, la fréquence intermédiaire du récepteur étant balayée sur une gamme de fréquence donnée et, si aucune cible n'est acquise, ce balayage est recommencé à partir d'une fréquence de départ. La cible est alors poursuivie effectivement entre un instant t 2 et un instant t 3, période de temps pendant laquelle la boucle à phase bloquée et à bande étroite avec discrimination de cibles multiples est déclenchée On sup- pose que la boucle à phase bloquée et à bande étroite perd la poursuite de la cible à l'instant t 3 et l'on suppose que la cible s'est déplacée en fréquence dans le sens d'une augmentation de fréquence Le balayage Doppler est commencé dans ce sens à l'instant t 3 ou très peu de temps après, de façon à effectuer le balayage dans le sens d'une fréquence croissante, comme représenté en t 3 et t 4 o la cible est à nouveau acquise par le circuit du récepteur. Le sens dans lequel le balayage Doppler est recom- mencé est déterminé par le commutateur 1300 comme suit: Lorsque la cible s'écarte de la largeur de bande étroite de la boucle à phase bouclée à bande étroite, le discriminateur 45 tend à modifier la fréquence de l'oscil- lateur commandé en tension 47 (voir figure 2) afin de com- penser ce mouvement Le signal de sortie du discriminateur est par conséquent constitué par une tension au maximum positive ou au maximum négative en fonction du sens du mouvement de la fréquence du signal de la cible, ce qui est détecté par le commutateur 1300 qui commute alors sur une position indiquant dans quel sens la fréquence de la cible se déplace lorsque la boucle à phase bloquée et à bande étroite s'est débloquée Le signal de sortie du commutateur 1300 est alors utilisé pour donner un sens au signal de commande de balayage du générateur de balayage 1301, ce générateur étant déclenché par la variation du signal de largeur de bande provenant du circuit de seuil 304 Selon cette forme de réalisation, le changement du signal de largeur de bande est utilisé pour caler le circuit de ver- rouillage 1302 qui forme une entrée d'inhibition de la porte ET 305 (figure 3), afin d'empêcher le fonctionnement ultérieur de la boucle à phase bloquée à bande étroite. Ainsi, le missile continue de poursuivre la cible en utili- sant la largeur de bande relativement étalée par les filtres de vitesse 16 et 17 (figure 2). REVENDICATIONS 1 Ensemble radar de poursuite, du type comprenant un dispositif d'aérien ( 1) ayant une pluralité de sorties, des moyens ( 2, 3) d'obtention à partir des sorties de l'aérien d'un signal de somme (S) représentatif de la somme des signaux de sortie de l'aérien et d'un signal de diffé- rence (D) représentatif de la différence entre les signaux de sortie de l'aérien, un récepteur ( 10) destiné à traiter les signaux de somme et de différence afin de former des signaux correspondants de somme et de différence à fré- 1 1 quence intermédiaire (S, D), des moyens ( 61) pour com- parer le signal de somme à fréquence intermédiaire (S) avec le signal de sortie d'un oscillateur ( 62) d'une boucle à phase bloquée ( 60), et pour utiliser ( 63) le signal résultant afin de commander la fréquence de l'oscillateur ( 62) dans le but d'amener cet oscillateur à se bloquer sur la fréquence du signal de somme à fréquence intermédiaire (S), un détecteur de phase ( 34) destiné à comparer le signal de différence à fréquence intermédiaire (D 1) avec le signal de sortie de l'oscillateur ( 62), dans le but de former un signal de sortie représentatif de la direction de la cible par rapport à l'aérien, et un moyen ( 300-305) de modification de largeur de bande en réponse au signal de somme à fréquence intermédiaire et destiné à modifier la largeur de bande de la boucle à phase bloquée ( 60). 2 Ensemble radar de poursuite selon la revendica- tion 1, caractérisé par le fait que le moyen de modifica- tion de largeur de bande comprend un circuit à gain variable ( 300) dans la boucle à phase bloquée. 3 Ensemble radar de poursuite selon la revendica- tion 2, caractérisé par le fait que le moyen de modifica- tion de largeur de bande comprend un détecteur de phase en quadrature ( 301) destiné à comparer le signal de sortie déphasé de n/2 ( 302) de l'oscillateur ( 62) et le signal de somme à fréquence intermédiaire (S 1), un filtre et un cir- cuit à retard ( 303) relié à la sortie du détecteur de phase en quadrature ( 301), et un détecteur de seuil ( 304) relié à la sortie du filtre ainsi qu'un circuit à retard destiné à former un premier signal de sortie pour la modification du gain de circuit à gain variable ( 300) dans le but de dimi- nuer la largeur de bande de la boucle à phase bloquée. 4 Ensemble radar de poursuite selon la revendica- tion 3, caractérisé par le fait qu'un second signal de sortie du détecteur de seuil ( 304) est destiné à augmenter la largeur de bande de la boucle à phase bloquée ( 60). Ensemble radar de poursuite selon l'une des revendications 3 ou 4, caractérisé par le fait que le premier signal de sortie du détecteur de seuil ( 304) est combiné avec un signal indiquant l'acquisition d'une cible valable, les deux signaux étant nécessaires avant de réduire la largeur de bande de la boucle à phase bloquée ( 60). 6 Ensemble radar de poursuite selon l'une quel- conque des revendications 2 à 5, caractérisé par le fait que le circuit à gain variable ( 300) comprend un premier moyen de commande de commutation destiné à commander la réduction de la largeur de bande de la boucle à phase blo- quée ( 60) de manière progressive sur une période de temps prédéterminée. 7 Ensemble radar de poursuite selon la revendica- tion 6, caractérisé par le fait que le signal d'acquisition de cible et le premier signal de sortie du détecteur de seuil sont présents pendant toute la période de temps prédéterminée. 8 Ensemble radar de poursuite selon la revendica- tion 6 ou 7 dans lequel le circuit à gain variable ( 300) comporte un second dispositif de commande de commutation commandant l'augmentation de la largeur de bande de la boucle à phase bloquée plus rapidement et pendant une plus courte période que la période prédéterminée. 9 Ensemble radar de poursuite du type comprenant un dispositif d'aérien ( 1) ayant une pluralité de sorties, des moyens ( 2, 3) pour former, à partir des sorties de l'aérien, un signal de somme (S) représentatif de la somme des signaux de sortie de l'aérien et un signal de diffé- rence (D) représentatif de la différence entre les signaux de sortie de l'aérien, un récepteur ( 10) destiné à traiter les signaux de somme et de différence afin de former des signaux de somme et de différence (S, D) correspondants à fréquence intermédiaire, et des moyens ( 61) pour comparer le signal de somme (S) à fréquence intermédiaire avec le signal de sortie d'un oscillateur ( 62) d'une première boucle à phase bloquée ( 60) et pour utiliser ( 63) le signal résultant afin de commander la fréquence de l'oscillateur ( 62) dans le but d'amener l'oscillateur à se bloquer sur la fréquence du signal de somme à fréquence intermédiaire (S'), un détecteur de phase ( 34) destiné à comparer le signal de différence intermédiaire (D 1) au signal de sortie de l'oscillateur ( 62) afin qu'il forme un signal de sortie représentatif de la direction de la cible par rapport à l'aérien, un détecteur de phase en quadrature ( 301) destiné à la comparaison du signal de somme à fréquence intermé- diaire et du signal de sortie déphasé de n/2 ( 302) de l'oscillateur ( 62), la sortie du détecteur de phase en quadrature ( 301) étant reliée au récepteur ( 10) afin d'ef- fectuer un contrôle automatique de gain. Ensemble radar de poursuite, du type comprenant un dispositif d'aérien ( 1) ayant une pluralité de sorties, des moyens ( 2, 3) pour former, à partir des sorties de l'aérien, un signal de somme (S) représentatif de la somme des signaux de sortie de l'aérien et un signal de diffé- rence (D) représentatif de la différence entre les signaux de sortie de l'aérien, un récepteur ( 10) destiné à traiter les signaux de somme et de différence afin de former des signaux de somme et de différence correspondants à fré- 1 1 quence intermédiaire (S, D) et des moyens ( 61) pour com- parer le signal de somme (S 1) à fréquence intermédiaire avec le signal de sortie d'un oscillateur ( 62) dans une boucle à phase bloquée ( 60) et pour utiliser le signal résultant afin de commander la fréquence de l'oscillateur ( 62) en vue d'amener ledit oscillateur à se bloquer sur la fréquence du signal de somme à fréquence intermédiaire (S), un détecteur de phase ( 34) destiné à comparer le signal de différence à fréquence intermédiaire (D) avec le signal de sortie de l'oscillateur ( 62) de façon à produire un signal de sortie représentatif de la direction d'une cible par rapport à l'aérien, un détecteur de phase en quadrature ( 301) destiné à comparer le signal de somme à fréquence intermédiaire et le signal de sortie ( 302) déphasé de n/2 de l'oscillateur ( 62), et un diviseur ( 306) destiné à diviser le signal de sortie du détecteur de phase ( 34) par le signal de sortie du détecteur de phase en qua- drature ( 301), la sortie de ce diviseur ( 306) étant reliée au récepteur afin de constituer une commande automatique de gain. 11 Ensemble radar de poursuite selon la revendica- tion 10, caractérisé par le fait qu'il comprend un filtre passe-bas ( 308) interposé entre la sortie du détecteur de phase en quadrature et le diviseur. 12 Ensemble radar de poursuite selon la revendica- tion 11, caractérisé par le fait que la constante de temps du filtre passe-bas ( 308) est supérieure à 100 milli- secondes. 13 Ensemble radar de poursuite, du type comprenant un dispositif d'aérien ( 1) ayant une pluralité de sorties, des moyens ( 2, 3) pour former, à partir des sorties de l'aérien, un signal de somme (S) représentatif de la somme des signaux de sortie de l'aérien et un signal de diffé- rence (D) représentatif de la différence des signaux de sortie de l'aérien, un récepteur ( 10) destiné à traiter lesdits signaux de somme et de différence afin de former des signaux correspondants de somme et de différence à 1 1 fréquence intermédiaire (S, D), et des moyens ( 61) pour comparer le signal de somme à fréquence intermédiaire (S) avec le signal de sortie d'un premier oscillateur ( 62) dans une première boucle à phase bloquée ( 60) et pour utiliser le signal résultant afin de commander la fréquence du premier oscillateur dans le but d'amener l'oscillateur à se bloquer sur la fréquence du signal de somme à fréquence intermédiaire (S), une seconde boucle à phase bloquée comprenant un second oscillateur ( 601), un mélangeur ( 600), un multiplieur linéaire ( 603) et un intégrateur ( 602), le mélangeur ( 600) étant destiné à mélanger le signal de sor- tie du premier oscillateur ( 62) avec le signal de sortie du second oscillateur ( 601) et à former un signal de sortie, le multiplieur ( 603) étant destiné à multiplier le signal de sortie provenant du mélangeur ( 600) par le signal de somme à fréquence intermédiaire (S 1) et à former un signal de sortie, le signal de sortie du multiplieur ( 603) étant appliqué au second oscillateur ( 601) par l'intermédiaire de l'intégrateur ( 602) afin de commander la fréquence du second oscillateur ( 601), un circuit de combinaison ( 604, 605) destiné à combiner le signal de sortie du mélangeur ( 600) avec le signal de sortie du premier oscillateur ( 62), le signal combiné, lorsqu'il est formé, constituant un signal modifié de somme à fréquence intermédiaire de dis- crimination de cibles multiples, et un détecteur de phase ( 34) destiné à comparer le signal de différence à fréquence intermédiaire (D 1) au signal modifié de somme à fréquence intermédiaire et à former un signal de sortie représentatif de la détection de la cible par rapport à l'aérien. 14 Ensemble radar de poursuite selon la revendica- tion 13, caractérisé par le fait que le circuit de combi- naison ( 605) est compris dans la première boucle à phase bloquée. Ensemble radar de poursuite selon l'une des revendications 13 ou 14, caractérisé par le fait que le circuit de combinaison ( 604, 605) est un additionneur linéaire. 16 Ensemble radar de poursuite du type comprenant un dispositif d'aérien ( 1) ayant une pluralité de sorties, un circuit de combinaison ( 2, 3) destiné à combiner des signaux provenant des sorties de l'aérien afin de former au moins deux signaux d'entrée du récepteur dont les phases et/ou les amplitudes renferment l'information caractérisant la direction d'une cible par rapport à l'aérien, un récep- teur ( 10) comportant deux canaux auxquels les signaux d'entrée du récepteur sont respectivement appliqués, un moyen ( 4) de formation d'une forme d'onde de modulation destiné à former une forme d'onde de modulation, dans lequel le circuit de combinaison est destiné à introduire une modulation dans les signaux d'entrée du récepteur en synchronisme avec la forme d'onde de modulation de façon à amener les signaux d'entrée du récepteur à varier périodi- quement en amplitude et en phase l'un par rapport à l'autre de façon telle que la valeur moyenne de leur différence, déterminée par un détecteur de phase sur un cycle de la forme d'onde de modulation, est égale à zéro, un moyen de détection de signal relié à la sortie du récepteur pour la détection de signaux de sortie erronés dus aux signaux de sortie du récepteur qui sont espacés en fréquence par le fait que la fréquence de modulation en constitue des harmo- niques ou des sous-harmoniques, et un moyen de commutation en réponse au moyen de détection, relié entre le moyen de détection et le moyen de formation de la forme d'onde de modulation et destiné à la modification de la fréquence de modulation. 17 Ensemble radar de poursuite selon la revendica- tion 16, caractérisé par le fait que le récepteur comporte un canal de somme et un canal de différence, le moyen de détection de signal étant relié à la sortie du canal de somme par l'intermédiaire d'un filtre passe-bas. 18 Ensemble radar de poursuite selon la revendica- tion 17, caractérisé par le fait que le moyen de détection comprend un détecteur de phase, le signal de sortie filtré provenant du canal de somme du récepteur étant comparé avec le signal de sortie du générateur de forme d'onde de modu- lation dans le détecteur de phase pour la formation d'un signal de sortie du moyen de détection. 19 Ensemble radar de poursuite, du type comprenant un dispositif d'aérien ( 1) ayant une pluralité de sorties, un moyen ( 2, 3) de formation, à partir des sorties de l'aérien, d'un signal de somme (S) représentatif de la somme des signaux de sortie de l'aérien et d'un signal de différence (D) représentatif de la différence entre les signaux de sortie de l'aérien, un récepteur ( 10) destiné à traiter ces signaux de somme et de différence pour produire des signaux correspondants de somme et de différence à 1 1 fréquence intermédiaire (S, D), et un moyen ( 61) pour comparer le signal de somme à fréquence intermédiaire ( 51) avec le signal de sortie d'un oscillateur ( 62) dans une boucle à phase bloquée ( 60) et pour utiliser le signal résultant afin de commander la fréquence de l'oscillateur ( 62) en vue d'amener l'oscillateur ( 62) à se bloquer sur la fréquence du signal de somme à fréquence intermédiaire ( 51), un détecteur de phase ( 34) destiné à comparer le signal de différence à fréquence intermédiaire (D 1) avec le signal de sortie de l'oscillateur ( 62) afin de produire un signal de sortie représentatif de la direction d'une cible par rapport à l'aérien, et un moyen ( 300, 1200-1207) de modification de largeur de bande commandé par le signal de somme à fréquence intermédiaire et destiné à modifier la largeur de bande de la boucle à phase bloquée, le moyen de modification de largeur de bande comprenant un moyen ( 1200- 1206) de détection d'un spectre étalé provenant d'une cible unique et un moyen ( 1207) d'étalement de la largeur de bande de la boucle à phase bloquée selon une quantité pré- déterminée pour donner une largeur de bande plus élevée que le spectre étalé. Ensemble radar de poursuite selon la revendica- tion 19, caractérisé par le fait que la boucle à phase bloquée ( 60) est une première boucle à phase bloquée et le moyen de détection du spectre étalé comprend une autre boucle à phase bloquée ( 1200-1206) reliée au signal de somme à fréquence intermédiaire, cette autre boucle compre- nant un détecteur de phase ( 1200) et un autre oscillateur ( 1203), ce détecteur de phase étant destiné à comparer le signal de somme à fréquence intermédiaire avec le signal de sortie de l'autre oscillateur, la sortie du détecteur de phase étant reliée à un comparateur ( 1206) en vue de la comparaison avec une référence de base, la largeur de bande de la première boucle à phase bloquée étant étalée selon la quantité prédéterminée lorsque le signal de sortie du com- parateur dépasse un niveau de seuil prédéterminé. 21 Ensemble radar de poursuite, comprenant un dis- positif d'aérien ( 1) ayant une pluralité de sorties, un moyen ( 2, 3) de formation à partir des sorties de l'aérien d'un signal de somme (S) représentatif de la somme des signaux de sortie de l'aérien et d'un signal de différence (D) représentatif de la différence des signaux de sortie de l'aérien, un récepteur ( 10) destiné à traiter ces signaux de somme et de différence pour former des signaux corres- pondants de somme et de différence à fréquence intermé- i 1 diaire (S, D), un moyen ( 61) pour comparer le signal de somme à fréquence intermédiaire (S) avec le signal de sortie d'un oscillateur ( 62) d'une boucle à phase bloquée ( 60) et pour utiliser le signal résultant pour commander la fréquence de l'oscillateur ( 62) afin d'amener l'oscillateur à se bloquer sur la fréquence du signal de somme à fré- quence intermédiaire (S), un détecteur de phase ( 34) des- tiné à comparer le signal de différence à fréquence inter- médiaire (D 1) avec le signal de sortie de l'oscillateur ( 62) afin de former un signal de sortie représentatif de la direction d'une cible par rapport à l'aérien, un organe de modification de largeur de bande ( 300-305) commandé par le signal de somme à fréquence intermédiaire afin de modifier la largeur de bande de la boucle à phase bloquée ( 60), un circuit discriminateur ( 45) commandé par des variations de la fréquence du signal de sortie ( 62), et un circuit de commutation ( 1300) relié à la sortie du discriminateur ( 45), moyennant quoi, en fonctionnement, le moyen de modi- fication de largeur de bande produit un signal de passage sur largeur de bande large destiné au déclenchement d'un générateur de balayage de recherche de cible ( 1301), le sens de l'augmentation ou de la diminution en fréquence du générateur de balayage de recherche de cible étant commandé par le circuit de commutation ( 1300). 22 Ensemble radar de poursuite selon la revendica- tion 21, caractérisé par le fait que le circuit de commuta- tion ( 1300) est calé dans un premier état de fonctionnement en réponse à une sortie à tension positive provenant du discriminateur et dans un second état de fonctionnement en réponse à une sortie à tension négative dudit discri- minateur ( 45). 23 Ensemble radar de poursuite selon l'une des revendications 21 ou 22, caractérisé par le fait que le signal de passage sur bande large empêche un nouveau fonc- tionnement de la boucle à phase bloquée. 24 Missile comprenant un ensemble radar de poursuite selon l'une quelconque des revendications précédentes. Procédé de compensation de bandes latérales dans le canal de signal de somme d'un récepteur d'un ensemble de guidage de missile muni d'un moyen de discrimination de cibles multiples, caractérisé par le fait que l'on forme un signal de somme à fréquence intermédiaire avec une largeur de bande relativement élevée, que l'on forme un signal de somme à fréquence intermédiaire avec une largeur de bande relativement étroite à partir du signal de somme à fré- quence intermédiaire à bande relativement large, et que l'on ajoute au signal somme à fréquence intermédiaire à largeur de bande relativement étroite des signaux de bandes latérales correspondant aux bandes latérales du signal somme à fréquence intermédiaire à bande relativement large. 26 Procédé de compensation de perturbations dans un ensemble de guidage radar, produites par un battement à basse fréquence entre des harmoniques de la fréquence de multiplexage et des multiples de la fréquence de différence Doppler entre deux ou plusieurs cibles, procédé caractérisé par le fait que l'on traite les signaux reçus d'une ou plusieurs cibles afin de former un signal de somme multi- plexé à fréquence intermédiaire, que l'on compare ce signal avec le signal de multiplexage, que l'on détecte le résul- tat de la comparaison et qu'on applique le résultat de la comparaison pour modifier la fréquence du signal de multi- plexage si un battement à basse fréquence est-détecté.