Brevet FR2685090A1 — publié le 19930618

La présente invention est relative d'une manière générale aux dispositifs de poursuite et de guidage et en particulier aux dispositifs dans lesquels des signaux radar provenant d'un émetteur sont utilisés pour commander l'interception d'une cible par un missile. On sait que les dispositifs de poursuite et de guidage dits semi-actifs ont des applications étendues dans le domaine de la commande de l'interception d'une cible par un missile. Un dispositif "semi-actif" est un dispositif dans lequel une cible envisagée et un missile reçoivent tous les deux de l'énergie à haute fréquence d'un radar. Une partie de lténergie réfléchie par la cible est reçue par le missile en même temps que l'énergie émise directement par le radar.Lors du traitement de ces signaux dans le missile, ce dernier produit des signaux de guidage qui permettent au missile d'intercepter la cible, Les signaux de guidage représentent l'angle d'azimut, l'angle de site ainsi que leurs taux de variation et la vitesse de franchissement de la distance de la cible-missile. Bien qu'un dispositif semi-actif conserve sa précision et sa fiabilité jusqu'à la portée maximale du radar, l'expérience a montré que les conditions de fonctionnement peuvent présenter des difficultés qui réduisent les performances dans tous les cas. tes conditions principales ayant un effet défavorable sur les performances sont entre autres, les signaux parasites produits par les réflexions sur le sol ainsi que le bruit. tes signaux parasites dus aux réflexions sur le sol et le bruit sont traités en combinaison avec les signaux de poursuite de la cible, de sorte que des quantités importantes de ces signaux parasites tendent à saturer les éléments de traitement. Cette saturation affecte la linéarité du récepteur et peut provoquer ainsi une erreur incorrigible ou une dégradation de l'information directionnelle mesurée. t'invention a donc pour buts - de fournir un dispositif perfectionné de poursuite semi-active d'une-cible et de guidage d'un missile pour effectuer une interception - de réduire étant que possible l'effet de saturation des grandes quantités de signaux parasites dus aux réflexions sur sol ou de bruit, reçues par le dispositif. Ces buts sont atteints en poursuivant les décalages de fréquence par effet Doppler produits par le déplacement relatif entre un émetteur radar, un missile et une cible et par les variation de la fréquence de l'émétteur redar afin d'obtenir des signaux de commande destinés à un oscillateur local à hyperfréquence commun monté dans un récepteur.Lorsque les signaux de sortie de cet oscillateur local sont mélangés, dans des mélangeurs séparés, aux signaux à haute fréquence reçus par l'antenne de poursuite de la cible du missile ainsi qu'aulx signaux à haute fréquence reçus par 11 antenne à fréquence de référence du missile, les si gnaux à fréquence intermédiaire obtenus sont traités en vue de produire des signaux de commande appropriés qui font varier à leur tour la fréquence de l'oscillateur local commun d'une ma nière telle que les signaux de fréquence intermédiaire résultant des~signaux à haute fréquence reçus par l'antenne de poursuite de cible du missile ont une fréquence à peu près constante, quelles que soient les variations des décalages Doppler ou de la fréquence émise. D'autres caractéristiques de l'invention apparaîtront au cours de la description suivante, donnée uniquement à titre d'exemple et faite en référence aux dessins annexés, dans les quels La Fig. 1 représente une application de l'invention à un dispositif de radar semi-actif pour missile La Fig. 2 est un schéma de principe simplifié du récep teur représente à la Fig. 1 et La Fig. 3 est un schéma de principe du dispositif de l'invention appliqué à un dispositif de radar à onde entretenue et à impulsion unique de phase employant une technique de codage par modulation d'amplitude. La Fig. 1 représente un mode de réalisation particulier de l'invention qui est un dispositif de radar semi-actif pour missile. Un radar 10 émettant sur une cible (qui peut etre un émetteur radar à impulsions, à onde entretenue ou a effet Doppler à impulsions, non représenté), une cible réfléchissante 11 et un missile 12 sont représentés aux positions relatives d'une inter ception.Le missile 12 contient une antenne de poursuite de cible 13 pouvant recevoir l'énergie réfléchie par la cible irradiée 11 ainsi que les signaux parasites dus aux réflexions sur le sol et (ou) des signaux de bruit (non représentée), une antenne de fré quence de référence 14 pouvant recevoir de l'énergie directement du radar 10, un récepteur 15 capable de traiter, l'énergie reçue par l'antenne de poursuite 13 et par l'antenne de fréquence de référence 14 de manière à produire des signaux de commande destinés au dispositif de guidage 16. Comme ce dernier dispositif est de construction classique, il n'est pas décrit en détail. tes signaux de guidage représentent par exemple l'angle d'azimut et l'angle de site, ou leur taux de variation, entre la cible 11 et la ligne de visée de l'antenne de poursuite 13 et la vitesse de rapprochement du missile 12 et de la cible 11, distance qui est déterminée par les principes de décalage de fréquence de Doppler. te dispositif de guidage 16 fournit des signaux d'entrée au dispositif de servo-commande (non représenté) de l'antenne de poursuite 13 et aux commandes aérodynamiques (non représentées) du missile 12 afin de maintenir la cible 11 dans le champ de vision de l'antenne et de provoquer l'interception de la cible 11. En se référant maintenant aux Fig. 1 et 2, on peut voir qu'une partie de l'énergie à haute fréquence rayonnée par le radar 10 de la Fig. 1 est reçue par l'antenne de fréquence de référence 14 du missile et apparaît sous la forme d'un signal de fréquence f1. Cette fréquence f1 est égale à la fréquence émise f0 du radar, modifiée, suivant le principe de Doppler, d'une quantité foVIM/c (dans laquelle c est la vitesse de la lumière et VIM est la vitesse relative entre le radar 10 et le missile 12). Par conséquent, dans le cas représenté, f1 = fO (1 - VI/c). L'énergie à haute fréquence réfléchie par la cible irradiée 11. est reçue par l'antenne de poursuite 13 et apparaît sous la forme d'un signal à une fréquence f2. Cette fréquence f2 est égale à la fréquence fO émise par le radar 10 et décalée suivant le principe de Doppler d'une quantité fo (V1T + VMT)/c, dans laquelle VIT est la vitesse relative entre le radar et la cible et VMT est la vitesse relative entre le missile 12 et cette cible. Par conséquent, dans le cas représenté f2 0 f0 (1 + (VIT + VMT)/c) = f1 +foVD/c dans laquelle VD = VIM + VIT + VMT Autrement dit, la fréquence des signaux provenant de la cible irradiée II, ces signaux étant reçus par l'antenne de poursuite 13, est fonction de la fréquence émise fO, de la vitesse relative VIT entre le radar 10 et la cible 11 et de la vitesse relative VMT entre la cible et le missile 12. De même, la fréquence des signaux provenant du radar 10, ces signaux étant reçus par l'antenne de fréquence de référence 14, est fonction de la fréquence émise fO et de la vitesse relative VTM entre le radar 10 et le missile 12.Il s'ensuit alors que, si des signaux de fréquence intermédiaire à bande étroite ayant une fréquence cen trale prédéterminée fA doivent être obtenus en hétérodynant les signaux reçus par l'antenne 13, les variations des paramètres in dépendants sus-mentionnés, c' est-à-dire fO, VIT, VMT et VIg, la fréquence d'un oscillateur local, en loccurence l'oscillateur local à hyperfréquence 19, doit varier suivant les variations de fréquence de ces paramètres, c'est-à-dire f3 = + f1 + foVD/c. Dans le cas présent, ces variations de fréquence agissent sur des première et seconde boucles de commande appelées ci-après respectivement boucle 17 de commande de fréquence de référence et boucle 18 de poursuite de fréquence de Doppler. En se référant maintenant à la Fig. 2 en particulier, on peut voir que les signaux d'entrée de la boucle de poursuite 18 sont en fait des signaux de fréquence intermédiaire obtenus des signaux reçus par l'antenne de poursuite 13 par hétérodynage classique dans un mélangeur équilibré 20 et un filtre à bande étroite 21. Ce dernier élément est commodément un amplificateur à fréquence intermédiaire ayant une fréquence centrale fA et une passante bande inferieure à la somme de la fréquence de l'oscillateur 1Q cal à hyperfréquence 19 et de la fréquence du signal reçu par l'antenne de poursuite 13. tes signaux produits par le filtre à bande étroite 21 servent à commander la boucle de poursuite 18 par l'intermédiaire d'un discriminateur 22. Ce discriminateur 22, de fréquence cen trale f sert à commander un oscillateur commandé par tension V qui produit des signaux à une fréquence nominale f6=f + fo VD/c,dans laquelle fB est une fréquence fixe connue. Les signaux produits par l'oscillateur local 19-sont également hétérodynés dans un mélangeur équilibré 24 avec les signaux reçus par l'antenne de fréquence de réfé- rene14. tes signaux qui en résultent contiennent une fréquence f5 = fA = foVD/c.Ces signaux sont filtrés par un amplificateur à large bande 27 dont la bande passante est centrée sur une fréquence et et est plus large que 2f@ (max)VD (max)/c, dans laquelle 7D (max) est la vitesse attendue la plus grande de réapprochement du missile et de la cible et fO (max) est la fréquence démission at- tendue la plus grande, mais inférieure à 2fo. te signal obtenu de l'amplificateur 27 est appliqué en meme temps que le signal pro duit par l'oscillateur commandé par tension 23 au mélangeur équi libré 25. te discriminateur 26, dont la fréquence centrale est fA S- fB et est sensible au signal produit par le mélangeur équilibré 25, commande l'oscillateur local à hyperfréquence. Par conséquent, si le récepteur poursuit la fréquence Doppler de la cible, fO VD/c et la fréquence de l'émetteur fO, il est appliqué au discriminateur 22 un signal de fréquence égale à sa fréquence centrale f. , Dans ces conditions de poursuite, l'oscillateur local 19 engendre donc un signal à une fréquence égale à sa fréquence nominale, f3 = fA + (f1 + f0 V1)/c) et l'os- cillateur 23 commandé par tension engendre un signal égal à sa fréquence nominale f6 = f3 + fo VD/c. Comme f3 est une fréquence fixe connue, VD peut être déterminée par la fréquence du signal engendré par l'oscillateur 23 commandé par tension.Si l'une ou l'autre de la fréquenced'émission f0 ou de la fréquence Doppler foVD/c change, le dispositif devientiéséquilibré, les discriminateurs 22 et 26 également et ils produisent alors des signaux de commande de fréquence destinés à modifier de façon appropriée les fréquences respectives des oscillateurs, f6 et f afin de tenir compte des conditions modifiées et de maintenir le dispositif à l'état de poursuite continue de l'émission des fréquences de Doppler. Comme décrit ci-dessus, le dispositif suivant l'invention traite l'énergie à haute fréquence reçue par l'antenne de poursuite 13 d'une manière telle que le signal d'information est à une fréquence fixe fA au niveau du premier étage à fréquence intermédiaire. Ceci permet d'utiliser un filtrage à bande étroite des données de poursuite missile-cible afin de- réduire la quantité de signaux parasites dus aux réflexions sur le sol et autres signaux parasites transmis aux autres éléments de traitement. Bien que l'on puisse voir que la bande passante du canal de poursuite de fréquence de référence est large pour contenir les variations de la fréquence Doppler, le signal reçu par l'antenne de fréquence de référence 14 est relativement exempt de bruit en comparaison du signal reçu par l'antenne de poursuite 13. te signal présent sur l'antenne 14 n'est affecté que par le bruit de l'émetteur et par les effets des gaz de propulsion du moteur du missile, qui sont tous les deux faibles devant le bruit de la cible et les signaux parasites dus aux réflexions et autres signaux agissant sur le signal présent capté par l'antenne de poursuite 13. Comme il est clair pour les spécialistes, l'oscillateur local à hyperfréquence 19 engendre des bandes latérales de bruit de modulation de fréquence outre un signal de fréquence f + f1 + foVD/c. Il est souhaitable de supprimer les bandes latérales de modulation de fréquence lorsque le signal est dans un environnement engendrant des signaux parasites. Cette suppression est accomplie à l'aide d'une boucle 17 de poursuite de la fréquence de référence ayant une bande passante suffisamment grande pour réduie l'effet des bandes latérales de modulation de fréquence à un niveau égal ou inférieur aux signaux parasites de réflexion de Doppler et pour restituer la t'caractéristique" de bruit de modulation de fréquence de l'émetteur. La Fig. 3 représente un schéma de principe du dispositif de l'invention appliqué à un radar à onde entretenue et à impulsion unique utilisant le codage par modulation d'amplitude et comprenant un circuit à hyperfréquence 33, un circuit de filtrage de bande étroite 34 dans lequel les signaux à fréquence intermédiaire produit par le circuit d'antenne 33 sont filtrés suivant une bande étroite, un circuit de modulation d'amplitude 35 dans lequel le signal de différence d'azimut t AZ et le signal de différence de site 8 Et sont superposés en quadrature sous la forme de signaux de bande latérale du signal somme L un circuit 36 de normalisation de gain du récepteur dans laquelle le gain du récepteur est normalisé par la somme # ; un circuit de détection de modulation d'amplitude 37 dans lequel les bandes latérales qui représentent t ÂZ et a Et sont détectées, un circuit de détection de quadrature 38 dans lequel les données d'angle de site e p et les données d'angle d'azimut ex sont déterminées, et un circuit de boucle de poursuite de fréquence de référence et de fréquence de Doppler dans lequel la fréquence Doppler et la fréquence d'émis sion sont poursuivies. t'antenne de poursuite de cible 40 de la partie hyperfréquence 33 se compose de quatre éléments de réception disposés comme dans la description d'une antenne de phase à impulsion unique donnée dans le Microwave Journal, numéro d'octobre et novembre 1959, page 28, Fig.1 L'topération d'addition et de soustraction de l'impulsion unique est effectuée dans un circuit arithmétique 41 d'une façon classique par des éléments hyperfréquence tels que les "dérivateurs" ou les ttD magiques" décrits dans Introduction Do Radar Systèms, de Merrill I.Skolnil, mcGraw-Hill Book Company, Inc., 1962, p. 176. tes signaux à haute fréquence obtenus peuvent être représentés par les équations suivantes dans lesquelles V102 est le signal somme V103 est le signal différence d'azimut ; V104 est le signal différence d'élévation. Par conséquent a(t) représente l'enveloppe du signal de référence représente l'angle de site représente l'angle d'azimut comme décrit brièvement dans l'ouvrage de Skolnik, page 181 qui comprend l'équation 5.31. te signal reçu par l'antenne de fréquence de référence 42 peut être représenté par l'équation dans laquelle a21 (t) est une quantité liée à l'enveloppe du signal de fréquence de référence. L'oscillateur local à-hyperfréquence 43, qui peut être par exemple un oscillateur à l'état solide ou un klystron, produit un signal nominal représenté par l'équation : qui est hétérodyné avec les signaux produits par le circuit arithmétique 41 dans des mélangeurs équilibrés 44, 45 et 46. Toutefois avant d'hétérodyner ce signal avec le signal somme V102 dans le mélangeur équilibré 44, on décale le signal de sortie V105 de l'oscillateur local à hyperfréquence de 900 au moyen d'un générateur de quadrature 48 qui produit un signal V106 pouvant être représenté par l'équation le signal V105 de l'oscillateur local à hyperfréquence est également hétérodyné avec le signal V101 de l'antenne de fréquence de référence dans le mélangeur équilibré 47. tes signaux produits par la partie à hyperfréquence 33 peuvent alors être représentés par les équations V107 = K a(t) (cos 2#fat) V108 = K eya(t) (cos 2#fAt) V109 = K epa(t) (cos 2#fAt) V110 = K a21(t) (sin 2#(fA))t dans lesquelles K est une constante associée au processus de mélange. On notera que les mélangeurs équilibrés classiques produisent également des harmoniques de ces fréquences intervenant dans les signaux V107, V108, V109 et V110. Toutefois, comme il apparait clairement, ces harmoniques sont filtrés et peuvent donc être négligés. tes signaux produits par le circuit à hyperfréquence 33 sont traités par le circuit de filtrage à bande étroite 34. Ce circuit se compose de préamplificateurs 49, 50, 51 et de filtres à bande étroite 52, 53 et 54. Ces filtres peuvent être à cristal. teur fréquence est située à la fréquence fA et leur bande passante a une largeur inférieure à lkltz et dans tous les cas, inférieure à 2î0 Par suite, les signaux traversant le circuit de filtrage à bande étroite 34 peuvent être représentés par les équations V111 = K a(t) cos 2#fAt V112 = K eya(t) cos 2#fAt V113 = K epa(t) cos 2#fAt Les signaux produits par le circuit de filtrage 34 sont traités par le circuit de codage à modulation d'amplitude 35. tes signaux V111, V112, V113 sont codés en un signal V119 dans lequel les signaux d'azimut et de site V112 et V113 apparaissent en quadrature l'un avec l'autre et, sous la forme des bandes latérales, avec le signal somme V111. Ce codage s'effectue plus précisément en mélangeant le signal produit par l'oscillateur 5, V114= 2cos2#fEt avec le signal différence de site V113 dans le modulateur équilibré 57, en déphasant le signal engendré par l'oscillateur 55, V114, de 900 au moyen d'un générateur de quadrature 56, ce qui produit le signal V115 = 2 sin 2#fEt ;; en mélangeant les signaux V115 et le signal différence d'azimut V112 dans les modulateurs équilibrés 58, et en ajoutant les signaux produits par le modulateurs/57 et 58 (c'est-à-dire V117 et V118) au signal somme V111 dans les réseaux de sommation 59 et 60 pour produire le signal modulé en amplitude V119. Les signaux produits par les modulateurs équilibrés 57 et 58 et les circuits de sommation 59 et 60 peuvent être représentés par les équations suivantes et K1 = constante associée à l'opération de mélange. tes harmoniques supérieurs engendrés par les modulateurc 57 et 58 sont négligés étant donné qu'ils sont filtrés par les divers éléments de traitement comme par exemple les circuits de sommation 59 et 60. Il est souhaitable que la fréquence du signal produit par l'oscillateur 55, fE, soit supérieure à la bande passante des filtres à bande étroite 52, 53, 54 de façon que tout parasite reçu par l'antenne de poursuite de cible 40 qui apparaissent dans la région de fréquence fE soit rejeté par les filtres 52, 53, 54 et n'agissent pas directement sur les données dessangles codés. te signal V119 produit par le circuit de modulation d'amplitude 35 est traité par le circuit de normalisation 36 du gain du récepteur dans lequel les signaux différence d'azimut et de site entretiennent une relation constante avec le signal somme sur la gamme dynamique des signaux. te gain de l'amplificateur à fréquence intermédiaire 61 est commandé par le signal de sertie de l'amplificateur à com mande automatique du gain 62. La boucle de commande automatique de gain 63 ne doit être sensible qu'au niveau de l'enveloppe du si@ somme ,K1a(t), pour les petits angles de décalage de la ligne de visée de l'an tenne de poursuite par rapport à la cible.Cette caractéristique de réponse dans le temps de la boucle de commande automatique du gain peut être obtenue en donnant à la boucle une fréquence correcte une conversion de fréquence du signal produit par l'amplificateur à fréquence intermédiaire 61, c'est-a-dire le signal V129=cos 2@fAt (1+Esin 2#fAt[1 + E sin (2#fEt+#)], est effectuée en l'hétérodynant avec le signal de sortie de l'oscillateur 64, V122 = cos 2fFt, dans le mélangeur équilibré 65, ce qui produit un signal V121 qui peut être représenté par l'équation V121 = cos 2# (fA # fF) t (1 + E sin (2# fEt + # ) ). L'oscillateur 64 est par exemple un oscillateur commandé par cristal. te signal V121 est traité par l'amplificateur à fréquen ce intermédiaire 66 dont la bande passante est centrée sur la fré quence fA-fB et a une largeur permettant de filtrer efficacement les fréquences comprises dans la gamme de fA + F. Par conséquent, l'amplificateur à fréquence intermédiaire 66 produit un signal V123 qui peut être représenté par l'équation V123 = cos 2# (fA # fF)t (1 + E sin (2# fEt + # )). te signal par le circuit de normalisation 36, V125, est alors traité par le circuit de détection d'amplitude 37. Dans le mode de réalisation représenté, cette opération de détection s'ef fectue en filtrant le signal V123 dans le filtre 67 à bande étroi te afin de produire un signal V124 qui peut être représenté par V124 = cos 2# (fA - fE)t et en hétérodynant le signal V124 avec le signal V123 dans le mélangeur équilibré 68 et en filtrant dans le filtre passe-bas 69 afin de produire un signal V126 qui peut être représenté par l'équation V126 = 1 + E sin (2#fEt + #) Le circuit de détection de quadrature 30 @raite alors le signal V126 en vue d'extraire les données d'angle d'azimut et les données d'angle de site pour les utilisér dans le dispositif de guidage. L'opération de détection s'effectue en hétérodynant le signal V126 avec le signal produit par l'oscillateur 55, V114, dans le mélangeur équilibré 70, ce qui produit un signal V127 qui peut être représenté par l'équation V127 = cos 2#fEt + K2E (sin 4g fEt + sin 9) dans laquelle K2 est une constante associée à l'opération de mélange et en hétérodynant le signal provenant du générateur de quadrature 56, V115, dans le mélangeur équilibré 71, ce qui produit un signal V128 qui peut être représenté par l'équation V128 = sin 2#fEt + K2E (cos # - cos 4#fEt) dans laquelle K2 est une constante associée à l'opération de mélange. tes signaux V127, V128 sont traités par les amplificateurs 72, 73 qui ont chacun un gain de 1/K2 et des bandes passantes qui affaiblissement les fréquences de valeurs fE et supérieures.Par suite, les signaux produits par la partie de détection de quadrature, V129 et V130 peuvent être représentés par les équations V129 = E sin # V130 = E cos # = @y te circuit de boucle 39 de poursuite de fréquence Dopplei et de référence poursuit la fréquence de décalage de Doppler foVD/c et la fréquence d'émission f0 essentiellement de la manière décrite ci-dessus en relation avec la Fig. 2. La fréquence du signal V124 est détectée par le discriminateur de commande 74.La sortie de ce dernier est utilisée comme signal de commande de fréquence pour l'oscillateur commandé par tension 75. te signal nominal V131 produit par Ivoscillateur de commande de tension 75 lorsque le discriminateur 74 fonctionne sur sa fréquence centrale, comme décrit précédemment, peut s'exprimer sous la forme V131 = sin 2 X ( t + foVD/e) Le signal V110 produit: par le circuit à hyperfréquence 33 est également traité par l'amplificateur à fréquence intermédiaire 80 dans le circuit de boucle 39.L'amplificateur 79 commande automatiquement le gain de l'amplificateur à fréquence intermédiaire 80 dont la bande passante est centrée sur la fréquence fA et est plus large que 22foVD/c max. comme décrit précédemment en relation avec la Fig. 2, ce qui engendre un signal qui peut être représenté par l'équation : V132 = sin 2# (fA + foVD/c). Le signal V132 est hétérodyné avec le signal V131 dans le mélangeur équilibré 76 afin de produire un signal V133 = IK3(cos 2#(fA - fB) t - cos 2#(fA + fB +2foVD/c)t) dans laquelle K3 est une constante associée à l'opération de mélange, outre les harmoniques supérieurs qui sont négligés du fait qu'ils sont filtrés par les divers composants du dispositif. Le signal V133 est traité par l'amplificateur à fréquence intermédiaire 77 dont la bande passante est centrée sur la fréquence fA - - f3 et de largeur telle que les fréquences fA + f3 + 2foVD/c sont affaiblies considérablement.Le signal obtenu peut être représenté par l'équation V134 = K4 cos 2# (fA - fB) t dans laquelle K4 est une constante à l'opération de mélange. Le signal V134 sert à commander l'amplificateur 79 et sa fréquence est détectée par le discriminateur 78. La fréquence centrale du discriminateur 78 est fA - f3 et ce discriminateur produit un signal déterminé par la fréquence du signal V134 pour commander l'oscillateur local de commande 43. Comme mentionné précédemment, le signal V131 peut être utilisé pour fournir une mesure de la vitesse de rapprochement du missile et de la cible. Par conséquent, le signal V131 peut s'exprimer sous la forme sin 2# (fB + fgc. VD) et en hétérodynant ce signal avec un signal de fréquence fB, on peut déterminer le signal VD et utiliser pour traiter le dispositif de guidage et de commande 16. tes bandes latérales de bruit de modulation de fréquence associées à lvoscillateur local 42 sont suffisamment supprimées par la boucle 17, comme décrit en relation avec la Fig. 2. Bien entendu l'invention n'est nullement limitée au mode de réalisation décrit et représenté qui n'a été donné qu'à titre d'exemple. Il est clair que l'on peut utiliser d'autres techniques pour coder les données d'impulsion unique dans un canal unique, en ajoutant par exemple des fréquences séparées pour les données de angles de site et d'azimut, au signal porteur qui représente les données de référence d'intensité des signaux ou on peut les multi- plexer dans le temps avec des radars à impulsions en retardant les données d'angle d'azimut, d'angle de site et les données de référence d'intensité des signaux. Il est clair également que l'invention peut être appliquéedigs dispositifs de radar actif pour missile ainsi que les dispositifs semi-actifs si une isolation appropriée entre l'émetteur et le récepteur est assurée. De plus, un dispositif de balayage conique peut remplacer le dispositif décrit à impulsion unique et à déphasage et comprendre le dispositif de traitement de fréquence de l'invention. On peut également utiliser un dispositif à impulsion unique et agissant sur l'amplitude dans le mode de réalisation décrit en modifiant convenaBlement 1' antenne de poursuite de cible pour obtenir une antenne convenant aux dispositifs à impulsion unique et agissant sur l'amplitude. REVENDI CTI ONS 1. Récepteur monté dans un dispositif de guidage et de commande semi-actif destiné à diriger un missile de manière à intercepter une cible au moyen de signaux radar reçus directement d'un émetteur radar et au moyen d'échos réfléchis par la cible, ledit récepteur étant caractérisé en ce qu'il comprend une antenne avant et une antenne arrière montées dans le missile afin de recevoir respectivement les échos radar réfléchis par la cible et les signaux radar de l'émetteur, un canal de récepteur hétérodyne avant comportant un premier mélangeur connecté à l'antenne avant afin-de produire des signaux de fréquence intermédiaire correspondant aux échos reçus par l'antenne avant, un canal de récepteur hétérodyne arrière comportant un second mélangeur connecté à l'antenne arrière afin de produire des signaux de fréquence intermédiaire correspondant aux signaux de radar reçus par l'antenne arrière, un oscillateur local connecté aux premier et second mélangeurs afin de produire des signaux locaux communs, et un dispositif de commande de fréquence sensible aux signaux de fréquence intermédiaire provenant du canal récepteur hétérodyne avant et du canal récepteur hétérodyne arrière afin de commander la fréquence de lvoscillateur local. 2. Récepteur suivant la revendication-1, caractérisé en ce que le dispositif de commande de fréquence comprend un troisième mélangeur sensible aux signaux correspondant aux signaux de fréquence intermédiaire provenant du canal récepteur hétérodyne avant et arrière afin de produire des signaux dont la fréquence varie avec celle des signaux de fréquence intermédiaire, et un discriminateur connecté au troisième mélangeur afin de détecter les variations de fréquence des signaux sortant du mélangeur et de produire des signaux de commande correspondants pour l f oscil- lateur local. 3. Récepteur suivant la revendication 2, caractérisé en ce que la bande passante du canal récepteur hétérodyne avant est inférieure à celle du canal récepteur hétérodyne arrière. 4. Récepteur suivant la revendication 3, caractérisé en ce que la fréquence centrale du canal récepteur hétérodyne avant diffère de celle du canal récepteur hétérodyne arrière d'une quantité supérieure à la somme de leurs bandes passantes.