Brevet FR2682836A1 — publié le 19930423

CIRCUIT INTEGRE OOLITHIQUE IITCLUANT PLUSIEURS BLOCS FONCTIONNELS COUPLES ENTRE EUX, EN HAUTES ET/OU HYPERFREQUENCES, ET UNE LIGNE DE DISTRIBUTION DE TENSION CONTINUE. L'invention concerne un circuit intégré monolithique comprenant plusieurs blocs fonctionnels couplés entre eux travaillant en hautes et ou hyperfréquences, et comprenant une ligne de distribution de tension continue, et une ligne de masse. L'invention trouve son application dans la réalisation de modules précepteurs d'antenne pour la réception d'émissions de télévision provenant directement d'un satellite artificiel (en anglais Direct Broadcast Satellite Receivers = DBS receivers) fonctionnant dans la bande de fréquences 11,7 à 12,2 GHz. L'invention trouve aussi son application dans tout circuit convertisseur, par exemple dans le domaine des télécommunications, ou bien dans les systèmes sans fils embarquées. Un tel dispositif est déjà connu de la publication intitulée "A lo cost high performance MMIC, low noise down converter for direct broadcast satellite reception" par P. Wallace, R. Michels, J. Bayruns et alii, de la Compagnie ANADIGIGS INC., dans IEEE 1990 Microtfave and Millimeter--fave Monolithic Circuit Symposium, p. 7-10. Cette publication décrit un circuit monolithique comprenant un amplificateur bas-bruit, un filtre image, un mélangeur actif, un filtre à la fréquence intermédiaire, un amplificateur à la fréquence intermédiaire et un oscillateur local. Ce circuit est prévu pour être très compact. Il demande en annexe, pour son fonctionnement, un résonateur diélectrique et deux alimentations continues, l'une positive à + 6 V, et l'autre négative à - 5 V. Le circuit est réalisé par un procédé incluant des transistors MESFETS en GaAs. Il est muni d'un boîtier et fabriqué en grande série pour l'application à la réception d'émissions de télévision. Cette publication enseigne que, pour les applications grand public, il est important que le prix de revient du circuit intégré soit aussi faible que possible. Ainsi, chaque concepteur de circuits intégrés cherche à réaliser un produit qui est plus circuits intégrés cherche à réaliser un produit qui est plus performant, ou bien au moins aussi performant mais moins coûteux, que celui de ses concurrents. A cet effet, cette publication enseigne qu'il est nécessaire d'inclure sur le même substrat autant de fonctions que possible. C'est pourquoi, le dispositif connu inclut toutes les fonctions citées plus haut, plus les circuits de découplage et les capacités de blocage en continu. Cependant, sont exclus du substrat le résonateur diélectrique qui est par ailleurs fixé au boîtier, et les circuits de génération des tensions d'alimentation en continu formant un circuit annexe externe de fonctionnement. Un des buts de la présente invention est de diminuer le coût de fabrication du produit final, c'est-à-dire soit d'un système embarqué soit du module d'entrée du précepteur d'émissions de télévision provenant directement d'un satellite artificiel (DBS Receiver) incluant à la fois le circuit intégré du convertisseur de fréquences et son circuit annexe de fonctionnement, en diminuant le nombre des tensions d'alimentation en continu nécessaires au fonctionnement du circuit convertisseur. Selon l'invention, le circuit monolithique a une seule alimentation en continu, par exemple + 6 V, pour tous les blocs fonctionnels intégrés sur le même substrat. A cet effet, le circuit défini dans le préambule est caractérisé en ce que la ligne de distribution est une ligne commune qui alimente avec la même tension continue tous les blocs fonctionnels couplés, lesquels sont munis de moyens de polarisation par cette tension continue, et en ce qu'il comprend des circuits de stabilisation en fréquence des blocs fonctionnels, incluant au moins un circuit de découplage de la ligne commune par rapport à la masse avec une capacité et une résistance en série entre la ligne et la masse, et un circui de découplage de drain d'un étage à transistor avec une résistance entre le drain du transistor et la ligne commune et une capacité entre le drain et la masse. En n'utilisant qu'une seule alimentation continue pour le fonctionnement du circuit monolithique, on divise par deux la complexité du circuit annexe de fonctionnement. On atteint donc le but de l'invention qui est de diminuer le coût du dispositif total. Mais on se heurte alors au problème technique qui résulte du fait que toutes les fonctions du circuit monolithique (amplificateur, filtres, oscillateur local, etc...) disposées sur le même substrat réagissent les unes sur les autres du fait qu'elles sont couplées et qu'elles ont des fréquences de fonctionnement différentes. Le problème technique qui doit finalement être résolu consiste à réaliser la polarisation de plusieurs fonctions couplées, travaillant à des fréquences différentes, en évitant qu'elles ne réagissent les unes sur les autres par la voie de la polarisation commune. De plus, cette polarisation doit être réalisée en mettant en oeuvre des moyens très simples, c'est-à-dire des éléments de circuits très simples intégrables sur le même substrat que le convertisseur r et qui ne viennent pas grever le coût de ce dernier. Ce problème est donc résolu par le dispositif selon 1' invention. De plus, dans l'application à un convertisseur, en alimentant les diverses fonctions du convertisseur au moyen d'une seule alimentation, on obtient des avantages substanciels supplémentaires. I1 faut savoir que dans le domaine de la télévision, les satellites émettent sur plusieurs bandes de fréquences. A cet effet, dans le circuit d'entrée du récepteur, le résonateur diélectrique doit être réglé de manière différente pour la réception dans chacune des bandes aussi bien dans le dispositif connu que dans le dispositif selon l'invention. Mais en ce qui concerne le circuit connu, dont l'amplificateur radio-fréquences a une bande de fréquences de fonctionnement étroite et dont le filtre est indépendant de cet amplificateur, il faut prévoir, en outre, un circuit convertisseur différent pour chacune des bandes de fréquences d'émission des satellites, avec un amplificateur et un filtre ayant chacun une bande de fréquences de fonctionnement décalée. Selon l'invention au contraire, on a développé des moyens pour éviter cet inconvénient. Ainsi pour toutes les bandes d'émission, on peut utiliser le meme convertisseur. Seul le réglage du résonateur est à changer. Ceci permet de fabriquer les circuits convertisseurs en plus grande série et donc aussi d'en diminuer le coût. A cet effet selon l'invention, l'amplificateur comprend des moyens pour augmenter sa largeur de bande de fonctionnement de manière à couvrir toutes les bandes d'émission. De plus, le filtre est inclu dans l'amplificateur. Ce filtre comprend un premier circuit résonant à la fréquence image la plus proche de la bande de fonctionnement et qui doit etre rejetée, ainsi qu'un second circuit résonant, centré substanciellement à la même fréquence image, cependant légèrement décalé par rapport au premier pour produire un effet plus large bande de ce filtre, d'où il résulte une plus grande efficacité de filtrage. Ces circuits sont connectés entre le drain du dernier transistor de l'amplificateur et la masse. De plus, le convertisseur selon l'invention comprend des moyens pour augmenter sa stabilité. A cet effet, une petite résistance est placée en découplage au niveau de la charge des transistors de l'amplificateur radio-fréquences. De plus, chacune des sources des transistors de cet amplificateur et du mélangeur sont autopolarisées par rapport à la masse. L'invention est décrite ci-après en détail en référence avec les figures annexées dont - la figure 1 qui représente un schéma fonctionnel du circuit convertisseur, - la figure 2a qui représente un étage de l'amplificateur RF considéré du point de vue du fonctionnement en tensions continues, - La figure 2b qui représente le me étage considéré du point de vue du fonctionnement en alternatif, - la figure 2c qui représente l'amplificateur RF du convertisseur ainsi que le filtre passe-bande, - la figure 3a qui représente l'étage mélangeur du point de vue du fonctionnement en alternatif, - la figure 3b qui représente l'étage oscillateur du point de vue du fonctionnement en alternatif, - la figure 3c qui représente les étages mélangeur et oscillateur, ainsi que l'oscillateur externe du circuit convertisseur, - la figure 4a qui représente un étage de l'amplificateur IF du convertisseur et la figure 4b qui représente l'amplificateur IF du convertiseur avec l'étage tampon de sortie. La figure 1 représente un circuit monolithique intégré hautes et hyperfréquences ayant plusieurs blocs de fonctions travaillant à des fréquences différentes et couplées entre elles. Ce circuit intégré n'a qu'un seul accès 102 pour une seule tension continue positive + VDD , et il est muni de premiers moyens constitués par des circuits de stabilisation en fréquence comprenant au moins un circuit R -C de découplage de l'alimentation continue vis-à-vis de la masse et un circuit R"o~C"o de découplage du drain d'un étage 101 à transistor à effet de champ. Il est en outre muni de seconds moyens constitués par des circuits B1, B2 ou B'1, r B' 2 d'autopolarisation comprenant R1, R2 et des circuits de découplage R'0 -C'0 et C2 ; ou bien des charges actives découplées. La tension d'alimentation + VDD est distribuée aux différents blocs par une ligne d'alimentation commune 100. Dans le domaine considéré des hautes et hyperfréquences, cette ligne d'alimentation commune se conduit comme une ligne de transmission et produit des rtrocouplages parasites entre les différentes fonctions, ce qui conduit à une perturbation des fréquences et à l'instabilité des blocs amplificateurs. Selon l'invention, ces effets néfastes n'existent pas. Ce résultat est obtenu, du fait que, d'une part, la ligne d'alimentation commune 100 est munie d'au moins un circuit de découplage commun par rapport à la masse. Ce circuit de découplage commun comprend une capacité CO disposée entre la ligne et la masse. On obtient ainsi l'élimination des rétrocouplages parasites. Ce circuit comprend en outre une résistance Ro disposée en série avec la capacité CO entre cette dernière et la mase. On obtient ainsi l'élimination des oscillations. Ce résultat est aussi obtenu du fait que, d'autre part, dans le circuit, au moins un étage à transistor à effet de champ, de préférence un étage tampon 101, est muni d'une capacité " de découplage de drain et d'une résistance R" entre ce drain et la ligne d'alimentation 100. La parfaite stabilité des blocs amplificateurs du circuit intégré est alors obtenue. Ainsi il est posible d'alimenter tous les blocs du circuit intégré au moyend de la seule ligne d'alimentation commune 100 reliée à l'accès + VDD 102. Tel que représenté sur la figure 1, le circuit monolithique intégré comprend parmi ses blocs de fonctions réalisés sur le même substrat - un amplificateur RFA recevant un signal RF' à la fréquence radio r et fournissant le signal RF, - un filtre passe-bande BPF qui reçoit le signal provenant de l'amplificateur RFA, - un oscillateur local compos de deux blocs : un bloc externe au boîtier du circuit intégré, LO.EXT, qui comporte un résonateur diélectrique adaptable pour chaque bande d'application du circuit intégré et un bloc interne LO.INT qui reçoit le signal LO' du bloc externe et qui fournit le signal LO - un mélangeur N qui reçoit à la fois le signal RF de la chaîne amplificateur-filtre RF, et le signal LO de l'oscillateur local, et qui fournit un signal IF' à la fréquence interdiaire ; - un filtre passe-bas LPF qui reçoit le signal IF', - un amplificateur IFA à la fréquence intermédiaire, qui reçoit le signal provenant du filtre LPF et fournit le signal IF de sortie du circuit intégré, à la fréquence intermédiaire. Ce circuit convertisseur PIMIC trouve notamment son application dans un module de réception d'antenne (DBS Receiver) pour missions de télévision retransmises par satellites artificiels. Mais il peut être utilisé pour de nombreuses applications en tálécommunication ausi bien pour la réception que pour l'émission. Pour plus de clarté de l'exposé, les différents blocs du convertiseur sont décrites séparément ci-après. Néanmoins, dans la mise en oeuvre de l'ensemble de ces blocs, on n'a fait appel qu'à deux techniques d'autopolarisation. La première technique d'autopolarisation sera décrite en référence avec les blocs RFA, BPA, LO.INT, M et la seconde technique sera décrite en référence avec le bloc IFA. Exemple I : Le bloc amplificateur RFA à la fréquence radio RF Dans le circuit intégré convertisseur de fréquences selon l'invention, l'amplificateur à la fréquence radio, RFA, est associé au filtre passe-bande BPF. Ces circuits sont représentés schématiquement sur la figure 2c. Dans un système de réception tel que le circuit convertisseur proposé, il est nécessaire de réaliser un bloc amplificateur placé en entrée, pour réduire le facteur de bruit. L'amplificateur peut etre constitué de un ou plusieurs étages. De préférence, il a quatre étages à transistors à effet de champs T1, T2, T3, T4 La première des techniques d'autopolarisation, qui est appliquée à l'amplificateur RFA, est décrite en référence avec les figures 2a et 2b. Considérant un étage amplificateur du point de vue des tensions continues, tel qu'illustré par la figure 2a, un transistor à effet de champ T réalisant la fonction inverseur, a une grille G, un drain D et une source S. Pour réaliser l'autopolarisation de ce transistor le drain D est relié à la ligne d'alimentation commune + VDD 100 par une résistance R1, et la source S est reliée à la masse par une résistance R2. La tension aux bornes de la résistance R2 fixe la tension de source Vs ; la grille est placée à un potentiel continu nul VG = ; la tension aux bornes de la résistance R1 fixe la tension de drain 8 ; on obtient ainsi en fonction des valeurs des résistances R1, R2, et de la valeur de la tension continue + VDD, la valeur de la tension grille-source VGS voulue pour chaque étage amplificateur VGS VG - V5 = - V5 puisque VG = ainsi que la valeur de la tension VDS drain-source nécessaire au fonctionnement de l'étage. L'étage amplificateur représenté sur la figure 2a est ainsi autopolarisé selon ladite première technique. Considérant le même étage amplificateur du point de vue du fonctionnement en alternatif, tel qu'illustré par la figure 2b, les résistances R1 et R2 sont découplées pour éviter les effets parasites c'est-à-dire les possibles oscillations, décalages de la bande de fréquences, perte de gain, etc. Comme les mises à la masse des éléments du circuit sont faites par des fils, par exemple des fils d'or, et que ces différents éléments sont reliés entre eux par des connexions intégrées de longueur non nulle, il doit être tenu compte en alternatif de tous ces moyens de raccordements car ils forment des selfs-inductances non négligeables. Ainsi en référence avec la figure 2b, chaque étage de l'amplificateur comprend, pour l'autopolarisation - le découplage de la résistance R2 par la capacité C2 en parallèle entre la source et la masse, - la mise à la masse de la grille par une connexion qui fait apparaître une petite self-inductance I. - la mise à la masse des éléments R2 et C2 par des connexions qui font apparaître une petite self-inductance 1. Et au moins les trois premiers étages de l'amplificateur comprennent,pour l'autopolarisation, en référence avec la figure 2b t avec la figre 2c : - le découplage de la résistance R1 par la capacité C'O placée entre le drain et la masse, et l'adjonction d'une résistance R'o en série avec la capacité C'O entre cette dernière et la masse. La résistance série R'o peut être de faible valeur ; elle est destinée à éliminer les oscillations parasites dues au fait que la connexion du circuit R' -C' de découplage avec la masse forme concrètement la petite self-inductance 1. Ainsi l'amplificateur RFA est-il inconditionnellement stable notamment grâce à la présence des résistances R'o dans les découplages de drain des étages amplificateurs à transistors. En outre chaque étage de l'amplificateur RFA comprend en sortie, comme montré sur la figure 2c, des moyens d'adaptation entre étages. Ces circuits d'adaptation comprennent une selfinductance L2 placée en série avec une capacité de blocage C10 entre le drain du transistor d'un étage et la grille du transistor suivant et en série avec cette self-inductance L2, entre la sortie de drain et la masse une seconde self-inductance L1. Dans le calcul de la valeur de ces self-inductances L1 et L2, il sera tenu compte de la valeur introduite par les connexions entre éléments et qui forment en alternatif des lignes de transmission, comme il a té dit précédemment. Le réseau d'adaptation de l'amplificateur comprend donc respectivement pour les premier, second, et troisième étages les self-inductances L11 - L12 , L21 Lz 2, et L31 3 2 Le réseau d'adaptation de sortie du dernier étage ou quatrième étage de l'amplificateur dans le circuit représenté sur la figure 2c, contient les lents de filtrage nécessaires à la rection de la bande image. Ces éléments de filtrage comprennent : - un circuit résonnant série, ayant une self-inductance L4 et une capacité C4, - un circuit résonnant parallèle, ayant une self-inductance L3 et une capacité C3 ; ces deux circuits sont connectés entre la sortie de drain du dernier étage de l'amplificateur RFA, et la masse. La sortie de drain de ce dernier étage comporte en outre, en série, la self-inductance L42. Le circuit résonant L3 -C3 parallèle résonne à la fréquence image la plus proche de la bande de fonctionnement, et qui doit être rejetée. D'autre part, le circuit résonnant série L4-C4 dans lequel il faut tenir compte des tronçons de lignes de transmission constituées par les connexions entre éléments et les connexions avec la masse, résonne substanciellement à la même fréquence image, mais légèrement décalée par rapport à la fréquence du circuit résonnant parallèle L3-C3. Il résulte de cette structure que le filtre ainsi constitué BPF a un effet plus large bande et une plus grande efficacit de filtrage qu'avec la structure de filtre connue de l'état de la technique. L'optimisation du filtrage se fait au moyen de la self inductance L42 placée sur le drain du dernier transistor T4, et au moyen de la capacité de sortie C6 de l'amplificateur RFA, tel que représenté sur la figre 2c. En outre, la figure 2c montre que, dans l'adaptation du troisième étage de l'amplificateur, se trouve une résistance R8 en parallèle surl'élément de self-inductance L32. Cette résistance R8 sert à diminuer le coefficient de qualité de la self-inductance L32 et à augmenter ainsi la stabilité de l'amplificateur RFA. Un moyen supplémentaire d'augmenter la stabilité de l'amplificateur RFA est fourni par la contre-reaction résistive constitué par la résistance R disposée entre le drain et la grille du transistor T3 du troisième étage de l'amplificateur RFA, en série avec la capacité de blocage C . Des valeurs exemplatives des éléments pour réaliser le circuit de la figure 2c sont donnes dans le tableau I. Avec la structure de l'amplificateur et du filtre décrits plus haut, on obtient un circuit plus large bande que le circuit connu de l'état de la technique. En conséquence, ce circuit intégré, tel que représenté sur la figure 1, peut être utilisé pour toutes les bandes de fréquences des émission de télévision actuellement retransmises par satellites artificiels. Le circuit intégré est, selon l'invention, unique pour toutes les bandes de fréquences. Seul le réglage du résonateur diélectrique externe sera à changer d'un boîtier à l'autre pour son utilisation sur les différentes bandes de fréquences. D'une manière différente, le circuit connu de l'état de la technique ne pouvait être utilisé que sur une seule bande de fréquences de retransmission des missions de télévision et dans l'état actuel de la technique, il était nécessaire de disposer d'environ 3 circuits intégrés différents pour couvrir les différentes bandes de fréquences de retransmission. Exemple II : Le mélangeur Le circuit mélangeur M, et la partie intégrée de l'oscillateur local LO.INT sont représentés sur la figure 3c. Le circuit mélangeur N comprend un transistor à effet de champ TM auquel est appliquée ladite première technique d'autopolarisation déjà décrite en référence avec les figures 2a et 2b. La structure d'autopolarisation appliquée au mélangeur N est illustrée par la figure 3a et comporte une résistance RIM disposée entre le drain du transistor TM et la ligne d'alimentation commune 100. Cette résistance RSM n'est pas découplée. Cette structure d'autopolarisation comporte aussi une résistance R2M disposée entre la source du transistor T M et la masse. Cette résistance RzM est découplée, comme connu de l'exposé ci-dessus, par une capacité C2M r et dans ce cas une résistance R'o, destinée à éviter les oscillations, est placée en série avec la capacité C2M entre cette dernière et la masse. Pour le calcul des éléments du système d'autopolarisation du mélangeur, il devra être tenu compte des longueurs et dimensions des connexions des éléments entre et des éléments avec la masse, sous la forme des faibles self-inductances 1 déjà décrites. L'amplificateur RFA à la fréquence radio injecte le signal RF, par l'itnermédiaîre de son dernier réseau d'adaptation, dans la source du transistor T M utilisé pour le mélange des fréquences, et un signal LO provenant de l'oscillateur local (LO.INT + LO.EXT) est injecté directement sur l'électrode de grille de ce même transistor, comme cela est montré sur la figure 3c. Le mélange des premier et second signaux permet d'obtenir un signal à la fréquence intermédiaire IF : IF = (RF-LO Dans l'exemple d'application à la télévision retransmise par satellite, RF # 12 GHz LO = 10 GHz IF # 2 GHz Exemple III : L'oscillateur local Ce circuit oscillateur est représenté sur la figure 3c. Il comprend une partie externe au boîtier du circuit intégré, désignée par LO.EXT. Cette partie externe comporte un résonateur diélectrique 200 qui doit être ajusté pour chaque fréquence et qui est réalisé sur un substrat ainsi qu'une résistance R4LO- Cette partie ne concerne pas l'invention. l'oscillateur local comprend aussi une partie interne LO.INT réalisée sur le substrat du circuit intégré du convertisseur, incluant un transistor à effet de champ TLo, alimenté en continu par + VDD par la ligne commune 100. En conséquence, le bloc LO.INT comporte des moyens d'autopolarisation du transistor TLO qui sont illustrés par la figure 3b et qui sont du type déjà décrit précédemment. La structure d'autopolarisation appliquée à LO.INT comporte, en référence avec les figures 3b et 3c, une résistance RILO disposée entre le drain et la ligne d'alimentation commune 100, et au moins une résistance R2,o disposée sur la source du transistor T. Par ailleurs la structure de l'oscillateur LOTIT comporte le transistor TLO ayant une capacité C2LO dans sa source pour générer une résistance négative. L'électrode de drain du transistor TLO constitue la sortie LO de l'oscillateur et est directement connectée à l'entrée LO du mélangeur M. L'électrode de grille reçoit le signal LO' du résonateur externe LO.EXT, qui fixe la fréquence d'oscillation. Pour préserver à la fois la stabilité du circuit convertiseur dans son ensemble, et l'efficacité de l'oscillateur, on trouve dans la source du transistor TLO, un circuit résonnant dans la bande d'utilisation de l'oscillateur LO.INT. Ce circuit résonnant est du type parallèle, et comprend la self-inductance L' 2LO et la capacité C'2LO. Il est placé en série avec la résistance d'autopolarisation R2LO et effectue son découplage. En effet, il n'est pas possible dans l'oscillateur local, LO.INT, d'utiliser exactement le même type de découplage de source que celui qui avait été décrit plus haut en référence avec la figre 2b, pour l'amplificateur RFA. En effet, l'effet de la capacité C2LO réalisant la résistance négative ne doit pas être perturbé. Le circuit L' 2L0 - C'2LO présente l'avantage de ne pas perturber l'effet de la capacité C2, et d'être peu sensible à la présence des connexions de masse qui réalisent des petites self-inductances 1. Dans le cas présent, c'est donc à la fois la résistance R2LO et le circuit L2LO -C' 2LO disposés entre la source et la masse qui conditionnent la tension continue de source Vs Ainsi à la fréquence de résonnance du circuit L'2LO C'2LO' le circuit est ouvert et la capacité C2 ne voit pas du tout le circuit d'autopolarisation. Donc la capacité C2 n'est pas modifiée et il en résulte qu'elle présente la valeur correcte pour produire la résistance négative appropriée. La figure 3c montre aussi le bloc LPF filtre passe-bas. Ce dernier est simplement constitué d'un circuit résonnant série formé de la self-inductance LF et de la capacité C F montées en série entre le drain du transistor mélangeur TM et la masse. Ce filtre L -CF est utilisé pour supprimer l'injection de signal à la fréquence LO de l'oscillateur Icoal, dans le reste de la chaîne du convertisseur. Par ailleurs, on notera que le circuit résonnant L'2LO- C'2LO parallèle peut être remplacé par un circuit résonnant série pourvu que ce dernier conduise au même résultat. Le dernier bloc du convertisseur décrit ci-après dans l'exemple suivant bénéficie d'un second système d'autopolarisation. Des valeurs pour réaliser les blocs décrits dans cet exemple sont données dans le tableau Il Exemple IV : L'amplificateur IFA à la fréquence intermédiaire. Le circuit amplificateur IFA à la fréquence intermédiaire est représenté sur la figure 4b. La fréquence de fonctionnement de ce circuit qui reçoit le signal IF issu du mélangeur est relativement basse . Sa structure a été conçue pour réaliser une amplification en tension. Ainsi la sortie du mélangeur est directement connectée, à travers une capacité C10 de liaison, à un étage inverseur-tampon. En tout, 3 de ces étages inverseurs-tampons seront utilisées. Chacun des étages inverseurs-tampons est autopolarisé. Le système d'autopolarisation d'un tel étage est illustré par la figure 4a. La polarisation du circuit IFA est faite à partir de la ligne d'alimentation commune 100. En référence avec la figure 4a, un étage comporte un transistor T23 formant un inverseur et ayant une charge active T1Ar source de courant, polarisé à VGS = . L'étage comporte en outre un transistor T3A formant avec le transistor T4A un tampon. Le transistor T4A est monté en source de courant, et polarisé à VGS = O. Le transistor T3Â est monté en drain commun à l'alimentation commune en tension 100. Le circuit formé par la capacité C@@ disposée entre la grille et la source du transistor de charge T1A r et par la résistance R2A disposée entre la grille et la masse du transistor inverseur T2A permet par le choix des valeurs de ces éléments d'ajuster la fréquence de coupure basse du circuit. I1 faut noter que l'on utilise pour la polarisation, une tension d'alimentation continue + V G inférieure à + VDD' mais néanmoins positive, qui met en oeuvre un pont de résistances R2G R3Gr R4G et R Afin d'adapter la sortie de l'amplificateur IFA à sa charge, un étage tampon 101 supplémentaire est utilisé comme montré sur la figure 4b. Pour assurer la stabilité de l'amplificateur IFA, une résistance Ro est introduite entre le drain du transistor TA1 de ce dernier étage tampon, monté en drain commun et la ligne d'alimentation commune 100. Une capacité de découplage C"0 est également introduite dans ce meme drain. Ces deux éléments sont nécessaires pour rendre stable l'ensemble du mélangeur M et de l'amplificateur IFA. Des valeurs pour réaliser le bloc décrit dans cet exemple sont données dans le tableau III. Ainsi, au moyen des deux circuits de stabilisation en fréquences du convertisseur, R0C0 et $"o C"o ainsi que de techniques d'autopolarisation appliquées individuellement à chacun des blocs, mettant en oeuvre des étages à transistor, le circuit convertisseur décrit, ou tout circuit présentant un problème technique semblable, peut être polarisé en n'utilisant qu'un accès pour une tension continue, et peut avoir une ligne d'alimentation commune à tous les blocs. Ainsi l'invention s'applique à tout circuit intégré monolithique ayant plusieurs blocs fonctionnels couplés, travaillant en haute et/ou hyperfréquences, et ayant une ligne d'alimentation en tension continue, et une ligne de masse. Le problème est résolu lorsque dans ce circuit la ligne de distribution est une ligne commune qui alimente avec la même tension continue tous les blocs fonctionnels couplés, lesquels sont munis de moyens de polarisation par cette tension continue, et qu'il comprend des circuits de stabilisation en fréquence des blocs fonctionnels, incluant au moins un circuit de découplage de la ligne commune par rapport à la masse avec une capacité et une résistance en série entre la ligne et la masse, et un circuit de découplage de drain d'un étage à transistor avec une résistance entre le drain du transistor et la ligne commune et une capacité entre le drain et la masse. Le concepteur de circuit intégra est donc dispensé de générer la tension continue négative qui était nécessaire au circuit connu de l'état de la technique. On peut noter que l'on peut prévoir sur l'ensemble du substrat non pas seulement un circuit R -C mais 2 de tels circuits, disposés entre la ligne commune 100 et la masse. Les résultats ne peuvent qu'être améliorés. Le tableau IV donne les valeurs préférées pour réaliser ces circuits de stabilisation. Pour réaliser une self-inductance intégrée, le concepteur de circuit prévoit un ruban conducteur enroulé. Dans les tableaux on caractérise les selfs par la largeur du ruban conducteur/la longueur du ruban conducteur en pm. TABLEAU I ELEMENTS DE L'AMPLIFICATEUR R F A C10 # 1pF R1# 200# L11 # 10/1100 ( m/ m) C2 # 5pF R2# 25# L12 # 10/1000 ( m/ m) C'0 # 5pF R'O# 25# L21 # 10/1350 ( m/ m) C7 # 0,1pF R7# 10k# L22 # 10/1300 ( m/ m) C4 # 0,15pF R8# 1k# L31 # 5/ 400 ( m/ m) C6 # 0,3pF L332 # 5/1400 ( m/ m) L3 # 10/1600 ( m/ m) L42 # 5/ 550 ( m/ m) L4 # 5/1200 ( m/ m) Longueur de grille des transistors (Lg) Lg (T1) = 300 m Lg (T2) = 160 m Lg (T3) = 160 m Lg (T4) = 160 m TABLEAU II Eléments du mélangeur M, de l'oscillateur local et du filtre passe-bas Longueur de grille des transistors Lg (TM) = 200 p Lg (TLo) = 200 p Capacités Résistances Self-Inductances C2M = 5 pf R2M # 700 # L'2LO =10/100 ( / ) C2LO = 0,1 pf RO # 25 # Lp = 5/1200 ( / ) C'2LO = 0,25 pf R3LO # 10 k# C10 # 3 pf R3M M 5 kQ C F = 0,1 pf R1M 1 kQ R1LO M 110 Q TABLEAU III Eléments de l'amplificateur I F A Longueur de grille des transistors (Lg) Résistances Capacités Lg (T11) = 40 m Lg (T13) = 40 R12=2k# C11=0,3pF Lg (T12) = 40 Lg (T14) = 20 R14=10k# C20=0,3pF Lg (T21) = 20 m Lg (T23) = 30 R22=10k# C31=0,3pF Lg (T22) = 20 m Lg (T24) = 15 R32=10k# C1G=2pF Lg (T31) = 20 m Lg (T33) = 30 R1G=2k# Lg (T31) = 20 m Lg (T34) = 15 R2G=5k# Lg (TA1) = 100 m Lg (TA2) =50 R3G=5k# R4G=4k# TABLEAU IV RO = 30 # R"O = 100 à 120 # VDD = + 6V CO = 1pF CO = 60 à 100 pF VG = + 3V Revendications : 1. Circuit intégré monolithique comprenant plusieurs blocs fonctionnels couplés entre eux travaillant en hautes et/ou hyperfréquences, et comprenant une ligne de distribution de tension continue, et une ligne de masse, caractérisé en ce que la ligne de distribution est une ligne commune qui alimente avec la même tension continue tous les blocs fonctionnels couplés, lesquels sont munis de moyens de polarisation par cette tension continue, et en ce qu'il comprend des circuits de stabilisation en fréquence des blocs fonctionnels, incluant au moins un circuit de découplage de la ligne commune par rapport à la mase avec une capacité et une résistance en série entre la ligne et la masse, et un circuit de découplage de drain d'un étage à transistor avec une résistance entre le drain du transistor et la ligne commune et une capacité entre le drain et la masse. 2. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens de polarisation sont des circuits d'autopolarisation appliqués à chaque étage à transistor des blocs fonctionnels. 3. Circuit selon la revendication 2, caractérisé en ce que dans un étage à transistor d'un bloc fonctionnel travaillant en hyperfréquences ou en très hautes fréquences, le circuit d'autopolarisation comprend une résistance entre le drain du transistor et la ligne commune pour fixer la tension de drain, une résistance entre la source et la masse pour fixer la tension de source, et une connexion entre la grille et la masse pour fixer la tension de grille à zéro, et en ce que les éléments du circuit d'autopolarisation sont découplés. 4. Circuit selon la revendication 3, caractérisé en ce que le découplage de drain de chaque circuit d'autopolarisation comprend une capacité et une résistance disposes entre le drain et la masse, et le découplage de source une capacité entre la source et la masse. 5. Circuit selon l'une des revendications 2 à 4, caractérisé en ce que dans un étage à transistor d'un bloc fonctionnel travaillant en hautes fréquences le circuit d'autopolarisation comprend, sur un étage inverseur, une charge active réalisée par un transistor à efet de champ placé entre le drain du transistor inverseur et la ligne commune et polarisé à VGS = O, en ce que la source du transistor inverseur est placée à la masser et en ce que l'étage comprend aussi un circuit pour ajuster la fréquence de la fonction avec une capacité entre ia grille et la source de la charge et une résistance entre la grille du transistor inverseur et la masse. 6. Circuit selon la revendication 5, caractérisé en ce que la sortie de étage inverseur est portée sur l'entrée d'un étage tampon incluant un transistor dit haut monté en drain commun à la ligne commune dont la source est reliée à un transistor dit bas monté en source de courant avec la grille polarisée à VGS = O; 7. Circuit selon l'une des revendications 1 à 6, caractérise en ce que le circuit de découplage de drain de l'étage à transistor est appliqué au transistor haut d'un étage tampon ayant un transistor bas relié à sa source, ce transistor bas étant monté en source de courant avec la grille polarisée à Vas = 0. 8. Circuit selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il forme un convertisseur de fréquences. 9. Circuit selon la revendication 8, caractérisé en ce que pour former un convertisseur de fréquences, les blocs fonctionnels comportent un amplificateur radiofréquences, un filtre passe-bande, un mélangeur actif, un oscillateur local, un filtre passe-bas et un amplificateur à la fréquence intermédiaire. 10. Circuit selon la revendication 9, dans lequel l'amplificateur radio-fréquences est muni de moyens d'autopolaraisation selon l'une des revendications 3 ou 4, l'amplificateur à la fréquence intermédiaire est muni de moyens d'autopolarisation selon l'une des revendications 5 à 7, et le découplage de drain est fait selon la revendication 7. 11. Circuit selon la revendication 10, caractérisé en ce que dans le système d'autopolarisation du mélangeur, la résistance qui fixe la tension de drain n'est pas découplée, et la résistance qui fixe la tension de source est découplée par une capacité et une résistance en série. 12. Circuit selon l'une des revendications 10 ou 11, caractérisé en ce que dans le système d'autopolarisation du circuit oscillateur local, la résistance qui fixe la tension de drain n'est pas découplée et la résistance qui fixe la tension de source est découplée par le montage en série entre cette résistance et la masse d'un circuit résonnant à la fréquence de l'oscillateur local contenant une capacité et une self-inductance en parallèle. 13. Circuit selon l'une des revendications 9 à 12, caractérisé en ce que le filtre passe-bas est formé d'une selfinductance et d'une capacité en série entre la sortie du mélangeur et la masse. 14. Circuit selon l'une des revendications 9 à 13, caractérisé en ce que le filtre pase-bande contient un premier circuit résonnant série ayant une self-inductance et une capacité, et un deuxième circuit résonnant parallèle ayant une self-inductance et une capacité, tous deux connectés entre la sortie de drain du dernier étage à transistor de l'amplificateur radio-fréquences et la masse, le premier et-le second circuit résonnant à des fréquences très légèrement différentes, proches de la fréquence image du convertisseur. 15. Circuit selon l'une des revendications 9 à 14, caractérisé en ce que le circuit amplificateur radio-fréquences contient des moyens d'adaptation entre étages incluant des selfs inductances disposées entre le drain du transistor de chaque étage et la masse.