Brevet FR2677131A1 — publié le 19921204

i DISPOSITIF D'ATTAQUE POUR UN INSTRUMENT INDICATEUR ANALOGIQUE A BOBINES CROISEES La présente invention concerne un instrument indicateur analogi- que du type à bobines croisées, et elle porte plus particulièrement sur un dispositif d'attaque qui convient pour l'attaque de l'instrument indi- cateur analogique considéré. Un dispositif d'attaque de ce type appartenant à l'art antérieur comporte normalement un convertisseur fréquence-tension qui est destiné à convertir la vitesse d'une automobile en une tension analogique Le convertisseur fréquence-tension reçoit un signal ayant une fréquence pro- portionnelle à la vitesse d'une automobile, qui est produit par un cap- teur de vitesse d'automobile, et il convertit le signal en une tension analogique proportionnelle à la fréquence La tension analogique fait cir- culer un courant électrique dans des bobines croisées de façon à les dé- placer, pour indiquer ainsi la vitesse de l'automobile au moyen d'une ai- guille fixée aux bobines croisées. Dans une telle structure, la tension analogique qui est fournie par le convertisseur fréquence-tension mentionné ci-dessus contient habituel- lement des composantes d'ondulation Du fait que ces composantes d'on- dulation se remarquent en particulier dans une région de fréquence basse, il apparaît un problème qui consiste en ce que l'aiguille présente un phénomène de déviation parasite d'amplitude élevée. Compte tenu de ce qui précède, il est concevable d'utiliser un condensateur de lissage ayant une capacité électrostatique élevée, dans le but d'augmenter le degré de lissage des composantes d'ondulation, pour réduire ainsi le phénomène mentionné ci-dessus, consistant en une grande amplitude de déviation parasite de l'aiguille Cependant, dans un tel cas, bien qu'il soit possible de réduire le phénomène de déviation parasite de grande amplitude de l'aiguille dans une région de fréquence basse, le lissage précité occasionne un retard de réponse à la sortie du convertisseur fréquence-tension, et l'aiguille ne peut pas dévier avec une bonne sensibilité pour suivre des variations rapides de la vitesse de l'automobile Il en résulte qu'il est impossible de communiquer au con- ducteur une information correcte concernant la vitesse de l'automobile. Bien qu'une plus faible capacité électrique du condensateur puisse améliorer la sensibilité en réduisant le degré de lissage des composantes d'ondulation, le condensateur est incapable de réduire le phénomène de déviation parasite de l'aiguille dans la région de fréquence basse Ceci fait apparaître le problème qui consiste dans la difficulté à contrôler visuellement l'information de vitesse. Kobayashi et al décrivent dans le brevet JP-A-I-118 772 un dispo- sitif d'attaque employant un circuit numérique qui produit un signal d'at- taque d'instrument ayant une constante de temps appropriée,par l'utili- sation d'une section de convertisseur fréquence-tension (F-V) qui est sé- lectionnée conformément à la fréquence d'impulsions d'entrée Il est éga- lement concevable de réaliser le convertisseur fréquence-tension mention- né ci-dessus avec un circuit numérique, comme décrit par Kobayashi et al. mais le convertisseur fréquence-tension devient plus volumineux et plus coûteux. En outre, avec un dispositif destiné à l'attaque d'une aiguille conformément à une forme d'onde trapézoïdale enregistrée à l'avance, correspondant à un niveau de signal d'entrée, on élimine la déviation pa- rasite de l'aiguille qui est occasionnée par des ondulations, mais on crée une déviation parasite qui est occasionnée par un point d'inflexion de la forme d'onde trapézoïdale Les présents inventeurs ont décrit dans le brevet JP-A-2-222 840 des moyens d'attaque qui produisent une onde triangulaire conformément à un signal d'entrée analogique, et qui ap- pliquent l'onde triangulaire aux bobines croisées, après avoir transfor- mé l'onde triangulaire en une approximation d'une sinusoïde Dans ce cas, la déviation de l'aiguille devient progressive, mais la sensibilité dans une région de fréquence basse est insuffisante. Un but de l'invention est de procurer, pour résoudre les problèmes mentionnés ci-dessus, un dispositif d'attaque pour un instrument indi- cateur analogique du type à bobines croisées, ayant une bonne sensibili- té d'indication au moyen d'une aiguille, tout en réduisant au minimum un phénomène de déviation parasite de l'aiguille, en procurant à la fois une sensibilité élevée de l'opération de conversion fréquence- tension dans une région de fréquence basse, et une bonne limitation des ondulations. Un dispositif d'attaque conforme à l'invention est appliqué à un instrument indicateur analogique équipé d'une paire de bobines croisées, disposées de façon à se croiser selon une configuration presque concen- trique, et à produire une force électromagnétique en conformité avec des courants d'entrée respectifs correspondant à une grandeur mesurée, et d'une aiguille indiquant la grandeur mesurée au moyen d'un angle de dé- viation correspondant à une valeur composite des forces électromagnéti- ques respectives Le dispositif d'attaque comprend des moyens de géné- ration d'impulsions destinés à générer des signaux sous forme d'impulsions en ordre consécutif, à une fréquence proportionnelle à la grandeur mesu- rée, des moyens de conversion fréquence-tension destinés à convertir des signaux sous forme d'impulsions respectifs, pour donner une tension ana- logique proportionnelle à la fréquence de ces signaux sous forme d'impul- sions respectifs, et des moyens d'attaque destinés à attaquer les bobines croisées respectives en leur appliquant les courants d'entrée respectifs. Le dispositif est caractérisé en ce que les moyens de conversion fréquence- tension sont constitués par des moyens de génération de tension qui sont destinés à générer une tension d'ondulation proportionnelle à la fré- quence des signaux sous forme d'impulsions respectifs, des moyens de maintien destinés à maintenir une valeur moyenne de la tension d'ondula- tion précitée, pour la tension analogique, tout en réduisant son ondula- tion, et des moyens de commande de tension destinés à commander la tension analogique de façon qu'elle change en suivant le changement de la valeur moyenne de la tension d'ondulation. Avec la structure de l'invention qui est décrite ci-dessus, lorsque les moyens de génération de signaux sous forme d'impulsions génèrent en ordre consécutif des signaux sous forme d'impulsions dont la fréquence est proportionnelle à la grandeur mesurée, dans les moyens de conversion fréquence-tension, les moyens de génération de tension génèrent une ten- sion d'ondulation proportionnelle à la fréquence des signaux sous forme d'impulsions respectifs, les moyens de maintien maintiennent la valeur moyenne de la tension d'ondulation précitée, à titre de tension analogi- que, tout en réduisant son ondulation, les moyens de commande de ten- sion commandent la tension analogique de façon qu'elle change en sui- vant le changement de la valeur moyenne de la tension d'ondulation, les moyens d'attaque attaquent les bobines croisées respectives de façon à leur appliquer des courants d'entrée respectifs, conformément à la ten- sion analogique commandée mentionnée ci-dessus, les bobines croisées res- pectives produisent une force électromagnétique conformément aux cou- rants d'entrée respectifs, et l'aiguille indique le signal d'entrée ana- logique par l'angle de déviation, conformément à la valeur composite de la force électromagnétique précitée. Dans un tel cas, les moyens de conversion fréquence-tension con- vertissent les signaux sous forme d'impulsions respectifs en une tension analogique qui est proportionnelle aux fréquences respectives et qui suit le signal d'entrée analogique précité avec une sensibilité élevée, cette tension analogique ne présentant qu'une faible ondulation, comme décrit ci-dessus, à l'aide des moyens de génération de tension, des moyens de maintien et des moyens de commande de tension Par conséquent, les cou- rants d'entrée respectifs qui sont appliqués aux bobines croisées res- pectives deviennent également des courants qui suivent le signal d'entrée analogique précité avec une sensibilité élevée, de façon similaire à ce qui précède, et qui ont une faible ondulation Il en résulte que même dans une gamme de signal d'entrée analogique faible, il est possible de réduire notablement le phénomène de déviation parasite de l'aiguille, et d'améliorer considérablement la sensibilité de l'aiguille à la variation du signal d'entrée analogique En outre, du fait que les moyens de con- version fréquence-tension peuvent être constitués par des circuits analo- giques, sans utiliser un circuit numérique, il n'y aura jamais d'augmen- tation de coût. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention seront mieux compris à la lecture de la description qui va suivre de modes de réalisa- tion, donnés à titre d'exemples non limitatifs La suite de la descrip- tion se réfère aux dessins annexés dans lesquels: la figure 1 est un schéma synoptique montrant un mode de réalisa- tion de la présente invention; la figure 2 A est une représentation de structure schématique d'un instrument indicateur analogique du type à bobines croisées; la figure 2 B est un schéma de circuit détaillé d'un générateur de tensionsconstantesqui est représenté sur la figure 1; la figure 3 est un schéma de circuit détaillé d'un circuit de mise en forme de signal qui est connecté à un convertisseur fréquence- tension représenté sur la figure 1; la figure 4 est un schéma de circuit détaillé du convertisseur fréquence-tension qui est représenté sur la figure 1; la figure 5 est un schéma de circuit détaillé d'un générateur de tension de référence, d'un circuit de comparaison et de deux générateurs de courant qui sont représentés sur la figure 1; la figure 6 est un schéma de circuit détaillé de deux convertis- seurs courant-tension, de générateurs de fonctions respectifs et d'un cir- cuit d'aiguillage de sortie qui sont représentés sur la figure 1; la figure 7 est un schéma de circuit détaillé de deux circuits d'attaque qui sont représentés sur la figure 1; la figure 8 est un diagramme de signaux de sortie des principaux composants du circuit de mise en forme de signal qui est représenté sur la figure 3 et du convertisseur fréquence-tension qui est représenté sur la figure 4; la figure 9 A est un diagramme de signaux montrant le fonction- nement du circuit de comparaison dans le convertisseur fréquence-tension qui est représenté sur la figure 4; la figure 9 B est un diagramme montrant la moyenne de la tension d'ondulation de la tension de maintien lorsque la tension de décalage AV 2 est égale à zéro; la figure 9 C est un diagramme montrant que la tension de maintien reste égale à zéro dans une région de fréquence basse; la figure 1 OA est un diagramme montrant la moyenne de la tension d'ondulation de la tension de maintien, lorsque la tension de décalage est fixée égale à la moitié de la tension d'ondulation; la figure l OB est un diagramme montrant une erreur de régression lorsque la tension de décalage est égale à la moitié de la tension d'on- dulation; la figure 1 OC est un diagramme montrant une erreur de régression lorsqu'on utilise un circuit de coupure aux fréquences basses; la figure 1 l A est un diagramme montrant la variation de la tensic de maintien pendant l'accélération d'un véhicule; la figure 11 B est un diagramme montrant la variation de la tensic de maintien pendant la décélération du véhicule; la figure 12 A est un diagramme de signal de sortie teur de courant en dents de scie d'un premier canal; la figure 12 B est un diagramme de signal de sortie teur de courant en dents de scie du second canal; d'un généra- d'un généra- la figure 13 A est un diagramme montrant le signal de sortie d'un convertisseur courant-tension du premier canal; la figure 13 B est un diagramme montrant le signal de sortie d'un convertisseur courant-tension du second canal; la figure 13 C est un diagramme montrant le signal de sortie d'un premier générateur de fonction du premier canal; la figure 13 D est un diagramme montrant le signal de sortie d'un premier générateur de fonction du second canal; la figure 13 E est un diagramme montrant le signal de sortie d'un second générateur de fonction du premier canal; la figure 13 F est un diagramme montrant le signal de sortie d'un second générateur de fonction du second canal; la figure 14 montre des diagrammes de tension aux bornes des deux bobines croisées; la figure 15 A est un diagramme montrant la caractéristique de dé- viation parasite de l'aiguille dans une région de vitesse faible du vé- hicule; la figure 15 B est un diagramme montrant la sensibilité de l'aiguille à la vitesse du véhicule; la figure 16 est un schéma de circuit montrant une modification partielle du mode de réalisation mentionné ci-dessus; la figure 17 A est un schéma de circuit d'une autre modification partielle; Pl I I la figure 17 B est un schéma de circuit d'encore une autre modifi- cation partielle; et la figure 18 montre des diagrammes de signaux de sortie des prin- cipaux composants respectifs dans la première version modifiée du mode de réalisation envisagé ci-dessus. En se référant aux dessins, on voit sur la figure 1 un mode de réalisation dans lequel la présente invention est appliquée à un dispo- sitif d'attaque D pour un instrument indicateur analogique 10 utilisant les bobines croisées qui sont représentées sur la figure 2 A L'instrument indicateur analogique 10 comporte une paire de bobines croisées Il et 12, et ces bobines croisées respectives Il et 12 sont bobinées de façon à se rencontrer dans une configuration croisée La bobine croisée Il génère une force électromagnétique dans sa direction axiale, sous la forme d'une valeur vectorielle, conformément au courant d'entrée D'autre part, la bobine croisée 12 génère une force électromagnétique sous la forme d'une valeur vectorielle dans sa direction axiale, qui est perpendiculaire à l'axe de la bobine croisée 11, conformément au courant d'entrée. A l'intérieur des deux bobines croisées Il et 12, un disque 13 constitué par un aimant permanent est supporté de façon tournante sur un axe 13 a de ce disque, de façon à être orienté perpendiculairement aux axes respectifs des deux bobines croisées 11 et 12 Ce disque 13 est aimanté pour former un pôle N et un pôle S dans des parties périphéri- ques extérieures respectives, sur un diamètre du disque, et il génère une force magnétique prédéterminée dans une direction qui est déterminée par la polarité d'aimantation, avec une valeur vectorielle Le disque 13 tourne en sens d'horloge ou en sens inverse d'horloge sous l'effet de la force magnétique prédéterminée, conformément à la somme vectorielle des forces électromagnétiques respectives que produisent les deux bobines croisées 11 et 12 Une aiguille 14 est supportée sur l'axe, en étant orien- té perpendiculairement à l'axe 13 a du disque 13, et l'angle de déviation S de cette aiguille 14 varie conformément à la rotation du disque 13. Un dispositif d'attaque D comprend un générateur de tensions cons- tantes 20, comme représenté sur la figure 1 Ce générateur de tensions constantes 20 a une structure telle que celle qui est représentée sur la figure 2 B, et il génère des tensions constantes respectives Vcl, Vc 2 et Vc 3 sur la base d'une tension continue Vd provenant d'une source d'éner- gie électrique continue (non représentée), et d'un courant constant pro- venant d'une source de courant constant Je En outre, le dispositif d'at- taque D comporte un capteur de vitesse d'automobile 30, un circuit de mise en forme de signal de premier étage, 40 a, connecté au capteur de vitesse d'automobile 30, un circuit de mise en forme de signal de second étage 40 b et un convertisseur fréquence-tension, ou F-V, 50, constituant une partie principale de la présente invention, comme représenté sur la figure 1, et le capteur de vitesse d'automobile 30 détecte une vitesse d'automobile réelle V du véhicule considéré, et il génère des impulsions de vitesse d'automobile en ordre consécutif, à une fréquence f (Hz) qui est proportionnelle à la vitesse V de l'automobile Le circuit de mise en forme de signal de premier étage 40 a met en forme des signaux d'impul- sions de vitesse d'automobile respectives provenant du capteur de vites- se d'automobile 30, et il génère des impulsions rectangulaires (voir la figure 8 (A)) en ordre consécutif. Le circuit de mise en forme de signal de second étage 40 b com- prend un élément de commutation analogique 41, comme représenté sur la figure 3, et une borne de commande 41 a de cet élément de commutation analogique 41 est connectée à la borne de sortie du premier circuit de mise en forme de signal 40 a En outre, cet élément de commutation ana- logique 41 est ouvert et fermé sous l'effet respectivement de la montée et de la descente d'impulsions rectangulaires qui proviennent du premier circuit de mise en forme de signal 40 a. Un condensateur 42 est connecté à la masse par l'une de ses bor- nes et il est connecté par son autre borne à une source de courant cons- tant Je 1 et à l'élément de commutation analogique 41 Le condensateur 42 reçoit un courant constant provenant de la source de courant constant le,, et il est chargé jusqu'à la saturation lorsque l'élément de commuta- tion analogique 41 est ouvert, et il se décharge à la tension de la masse par l'intermédiaire de l'élément de commutation analogique 41 et d'une source de courant constant le 2 qui lui est connectée, lorsque l'élément de commutation analogique 41 est fermé Dans un tel cas, une tension Vk aux bornes du condensateur 42 augmente sous l'effet de la montée d'im- pulsions rectangulaires respectives (voir la figure 8 (A)) qui proviennent du circuit de mise en forme de signal de premier étage 40 a, et elle di- minue sous l'effet de la descente des impulsions rectangulaires respec- tives qui proviennent du premier circuit de mise en forme de signal 40 a, comme représenté sur la figure 8 (B) Lorsqu'on suppose que le courant de la source de courant constant Ic 2 est deux fois plus élevé que le courant de la source de courant constant Ici, la vitesse d'augmentation de la tension est égale à la vitesse de diminution. Un circuit de division de tension 43 est constitué par des résis- tances respectives 43 a, 43 b et 43 c qui sont connectées mutuellement en série Ce circuit de division de tension 43 divise une tension constante Vc, provenant du circuit générateur de tensions constantes 20 par des résistances respectives 43 a, 43 b et 43 c, il fournit une tension divisée VL sur une borne commune des résistances 43 a et 43 b, et il fournit une autre tension divisée VH sur une borne commune des résistances 43 b et 43 c La tension divisée VH est ici supérieure à la tension divisée VL, et ces deux tensions divisées respectives VH et VL sont comprises entre le niveau le plus élevé et le niveau le plus bas de la tension VK aux bornes du condensateur 42 (voir la figure 8 (B)). Un comparateur 44 compare la tension VK aux bornes du condensa- teur 42 avec la tension divisée VL qui provient du circuit de division de tension 43, et il génère un signal de comparaison d'un niveau haut lors- que la tension VK aux bornes du condensateur est inférieure à la tension divisée VL, tandis qu'il génère un signal de comparaison d'un niveau bas lorsque VK est inférieure à VL D'autre part, un comparateur 45 compare la tension VK aux bornes du condensateur 42 avec la tension divisée VH qui provient du circuit de division de tension 43, et il génère un signal de comparaison ayant un niveau haut lorsque la tension VK aux bornes du condensateur est supérieure à la tension divisée VH, et un signal de com- paraison de niveau bas lorsque VK est inférieure à VH. Une porte NON-OU 46 génère un signal de commande d'un niveau haut lorsque les deux signaux de comparaison respectifs provenant des deux comparateurs 44 et 45 sont à un niveau bas En outre, lorsque l'un au moins des signaux de comparaison respectifs provenant des deux com- parateurs 44 et 45 est à un niveau haut, la porte NON-OU 46 génère un signal de commande d'un niveau bas Dans un tel cas, le niveau du si- gnal de commande qui provient de la porte NON-OU 46 change de la ma- nière qui est représentée sur la figure 8 (C) En outre, les durées res- pectives correspondant à la largeur du niveau haut et à la largeur du ni- veau bas du signal de commande provenant de la porte NON-OU 46 sont désignées par les symboles respectifs Ta et Tb, comme représenté sur la figure 8 (C). Le convertisseur fréquence-tension 50 comprend un circuit de lis- sage de courant 50 a qui est connecté au circuit de mise en forme de si- gnal de second étage 40 b, un circuit de comparaison 50 b qui est con- necté à ce circuit de lissage de courant 50 a, un circuit de charge 50 c qui est connecté au circuit de mise en forme de signal de second étage b, un circuit de charge 50 e et un circuit de décharge 50 d qui sont connectés au circuit de comparaison 50 b, un condensateur de blocage ou de maintien 50 f dont une armature est connectée à la masse et l'autre est connectée au circuit de comparaison 50 b, aux circuits de charge 50 c et 50 e et au circuit de décharge 50 d, et un circuit de coupure aux fré- quences basses 50 g, qui est connecté au circuit de lissage de courant 50 a et au condensateur 50 f. Le circuit de lissage de courant 50 a comprend un amplificateur- séparateur 51 et un élément de commutation analogique 52, et une borne de commande 52 a de cet élément de commutation analogique 52 est con- nectée à une borne de sortie de la porte NON-OU 46 du circuit de mise en forme de signal 40 b, par l'intermédiaire de l'amplificateur-séparateur 51 L'élément de commutation analogique 52 reçoit ainsi des signaux de commande respectifs provenant de la porte NON-OU 46, en ordre consé- cutif, par l'intermédiaire de l'amplificateur-séparateur 51, à titre de signaux de mise en forme de signal, et il est fermé sous l'effet de la montée de ces signaux de mise en forme respectifs, et il est ouvert sous l'effet de leur descente. Une armature d'un condensateur 53 a est connectée à la masse, et son autre armature est connectée à une source de courant constant 1 c 3, par l'intermédiaire de l'élément de commutation analogique 52, tandis qu'une résistance 53 b est connectée en parallèle avec le condensateur 53 a. En outre, le condensateur 53 a reçoit un courant constant qui provient de la source de courant constant Ic 3, et il est chargé lorsque l'élément de il commutation analogique 52 est fermé Ce condensateur 53 a est déchargé par la résistance 53 b lorsque l'élément de commutation analogique 52 est ouvert. Dans un tel cas, la tension qui apparaît entre les bornes du con- densateur 53 a équivaut à la tension qui est obtenue par conversion des signaux de mise en forme respectifs provenant du circuit de mise en for- me de signal de second étage 40 b, pour donner une tension d'ondulation Vf proportionnelle aux fréquences respectives, et elle varie de la maniè- re qui est représentée sur la figure 8 (D) En outre, le condensateur 53 a est chargé pendant une durée Ta (voir la figure 8 (C)) qui équivaut à la largeur du niveau haut du signal de commande provenant de la porte NON- OU 46, et le condensateur 53 a est déchargé pendant une durée Tb (voir la figure 8 (C)) qui équivaut à la largeur du niveau bas du signal de com- mande provenant de la porte NON-OU 46. Le circuit de comparaison 50 b comprend deux sources d'énergie électrique continue de décalage 54 a et 54 b, et deux comparateurs 54 c et 54 d formant un comparateur à fenêtre La source d'énergie électrique continue de décalage 54 a est connectée par l'intermédiaire de sa borne négative à la borne isolée du condensateur 50 f D'autre part, la source d'énergie électrique continue de décalage 54 b est connectée par sa borne négative à une borne commune de l'élément de commutation analogique 52 et du condensateur 53 a. En outre, la source d'énergie électrique continue de décalage 54 a produit une tension de décalage a V 1, tandis que l'autre source d'énergie électrique continue de décalage 54 b produit une tension de décalage A V 2. La tension de décalage AV 1 correspond à une accélération prédéterminée du véhicule considéré La tension de décalage à V 2 est fixée égale à la moitié de la valeur maximale de la tension d'ondulation Vf 2 de façon que la valeur moyenne de la tension d'ondulation Vf qui provient du circuit de lissage de courant 50 a devienne égale à la tension de maintien VD qui provient du condensateur 50 f, dans une région dans laquelle la ten- sion moyenne dépasse la moitié de la valeur maximale de la tension d'on- dulation Vf. Une borne d'entrée inversée du comparateur 54 c est connectée à la borne commune de l'élément de commutation analogique 52 et du con- densateur 53 a, et une borne d'entrée non inversée de ce comparateur est connectée à une borne positive de la source d'énergie électrique de dé- calage 54 a En outre, lorsque la tension d'ondulation Vf qui provient du circuit de lissage de courant 50 a est inférieure à la somme (AV 1 + VD) de la tension de décalage A V 1 de la source d'énergie électrique continue de décalage 54 a et de la tension de maintien VD qui est maintenue par le condensateur 50 f, le comparateur 4 c génère un signal de compa- raison ayant un niveau haut, tandis que lorsque la tension d'ondulation Vf est supérieure à la somme, le comparateur 54 c génère un signal de comparaison ayant un niveau bas. D'autre part, la borne d'entrée inversée du comparateur 54 d est connectée à la borne isolée du condensateur 50 f, et sa borne d'entrée non inversée est connectée à une borne positive de la source d'énergie électrique continue de décalage 54 b En outre, lorsque la somme (Vf + AV 2) de la tension d'ondulation Vf provenant du circuit de lissage de courant 50 a, et de la tension de décalage AV 2 de la source d'énergie électrique continue de décalage 54 b est supérieure à la tension de main- tien VD du condensateur 50 f, le comparateur 54 d produit un signal de comparaison ayant un niveau haut, tandis que lorsque la somme est infé- rieure à la tension de maintien VD, le comparateur 54 d produit un signal de comparaison ayant un niveau bas. Le circuit de charge 50 c comprend un amplificateur-séparateur 55, un élément de commutation analogique 56 et une source de courant cons- tant Ic 4 Une borne de commande 56 a de l'élément de commutation analo- gique 56 est connectée par l'intermédiaire de l'amplificateur-séparateur à la borne de sortie de la porte NON-OU 46 du circuit de mise en forme de signal de second étage 40 b Par conséquent, l'élément de com- mutation analogique 56 reçoit à partir de la porte NON-OU 46, par l'in- termédiaire de l'amplificateur-séparateur 55, des signaux de commande respectifs, en ordre consécutif, sous la forme de signaux de mise en for- me, et il est fermé et ouvert sous l'effet respectivement de la montée et de la descente de ces signaux de mise en forme respectifs La source de courant constant Ic 4 charge le condensateur 50 f par l'intermédiaire de l'élément de commutation analogique 56 lorsque ce dernier est fermé. Le circuit de décharge 50 d comporte un élément de commutation analogique 57 et une source de courant constant Ic 5, et la borne de commande 57 a de l'élément de commutation analogique 57 est connectée à la borne de sortie du comparateur 54 d En outre, cet élément de com- mutation analogique 57 est fermé et ouvert sous l'effet d'un signal de comparaison respectivement à un niveau haut et à un niveau bas, provenant du comparateur 54 d La source de courant constant Ic 5 décharge le condensateur 50 f par l'intermédiaire de l'élément de commutation analo- gique 57 lorsque ce dernier est fermé. Le circuit de charge 50 e comprend un élément de commutation ana- logique 58 et une source de courant constant Ic 6, et la borne de com- mande 58 a de l'élément de commutation analogique 58 est connectée à la borne de sortie du comparateur 54 c En outre, cet élément de commuta- tion analogique 58 est ouvert et fermé sous l'effet d'un signal de com- paraison respectivement à un niveau haut et à un niveau bas, provenant du comparateur 54 c La source de courant constant Ic 6 charge le conden- sateur 50 f par l'intermédiaire de l'élément de commutation analogique 58 lorsque ce dernier est fermé. Le condensateur 50 f est chargé par un courant constant qui pro- vient de la source de courant constant Ic 4, par l'intermédiaire de l'élé- ment de commutation analogique 56, pendant la durée Ta, au moyen du circuit de charge 50 c, et par un courant constant provenant de la source de courant constant Ic 6, par l'intermédiaire de l'élément de commutation analogique 58, au moyen du circuit de charge 50 e lorsque la tension d'on- dulation Vf est inférieure à A V 1 + VD, et il génère la tension de main- tien VD (voir la figure 8 (E)) Le condensateur 50 f est déchargé par le circuit de décharge 50 d seulement pendant la durée Tc au cours de la- quelle la tension d'ondulation Vf diminue de façon à satisfaire la rela- tion VD > (Vf +A y 2) (voir la figure 8 (E)) La tension aux bornes de ce condensateur est maintenue pendant la durée qui équivaut à (Tb Tc). Lorsque le courant de sortie de la source de courant constant Ic 4 du circuit de charge 50 c est fixé à une valeur inférieure, en comparai- son avec la capacité électrostatique du condensateur 50 f, l'augmentation * de tension pendant la durée Ta devient plus faible et la durée Te de- vient plus courte, ce qui fait qu'il est possible de réduire l'ondula- tion de la tension de maintien VD' Ce fait signifie qu'il est possible de réduire considérablement la tension de maintien VD que fournit le con- vertisseur fréquence-tension 50, au moment o la fréquence du signal d'entrée est basse, c'est-à-dire qu'il est possible de réduire l'ondu- lation dans la tension analogique qui est le signal de sortie de conver- sion fréquence-tension final du convertisseur fréquence-tension 50. En outre, dans le mode de réalisation présent, la décharge du con- densateur est entretenue lorsque la tension de maintien VD devient égale à Vf + A V 2, grâce à l'action du circuit de décharge 50 d Il est ainsi possible de maintenir la relation entre la tension de maintien VD et la tension d'ondulation Vf, de façon que la tension de maintien VD coîncide avec des extrémités inférieures respectives de la forme d'onde de la somme (Vf + AV 2) de la tension d'ondulation Vf et de la tension de dé- calage t V 2, comme représenté sur la figure 9 A. Le circuit de coupure aux fréquences basses 50 g est constitué par une source de tension de seuil 59 a, un comparateur 59 b, un transistor 59 c et une résistance 59 d La borne négative de la source de tension de seuil 59 a est connectée à la masse, et cette source de tension de seuil 59 a produit sur sa borne positive une tension de seuil qui est approxima- tivement égale au tiers de la tension de décalage 6 V 2 mentionnée ci- dessus. La borne d'entrée inversée du comparateur 59 b est connectée à une borne commune de l'élément de commutation analogique 52 et du con- densateur 53, et la borne d'entrée non inversée de ce comparateur 59 b est connectée à une borne positive de la source de tension de seuil 59 a, qui génère la tension de seuil En outre, le comparateur 59 b produit un signal de comparaison d'un niveau bas lorsque la tension d'ondulation Vf qui provient du circuit de lissage de courant 50 a est inférieure à la ten- sion de seuil qui provient de la source de tension de seuil 59 a, et un signal de comparaison de niveau haut lorsque la tension d'ondulation Vf est supérieure à la tension de seuil. L'émetteur du transistor 59 c est connecté à la masse, la base de ce transistor 59 c est connectée à la borne de sortie du comparateur 59 b, et le collecteur du transistor 59 c est connecté à la borne isolée du con- densateur 50 f par l'intermédiaire de la résistance 59 d En outre, le transistor 59 c devient conducteur sous l'effet d'un niveau haut du signal de comparaison provenant du comparateur 59 b, et il devient non conduc- teur sous l'effet d'un niveau bas du signal de comparaison Ce fait si- gnifie que le condensateur 50 f se décharge par le transistor 59 c lors- que ce dernier est conducteur, pour abaisser ainsi jusqu'à zéro (V) la tension de maintien VD. La raison qui est à la base de l'utilisation du circuit de coupure aux fréquences basses 50 g est la suivante Lorsqu'on suppose provisoi- rement que la tension de décalage AV 2 est égale à zéro, la tension de maintien VD coïncide avec la valeur limite inférieure de la tension d'ondulation Vf au moment o le véhicule considéré roule à vitesse constante (voir la figure 9 B) Par conséquent, du fait que la valeur limi- te inférieure de la tension d'ondulation Vf devient égale à OV dans la région de fréquence basse, jusqu'à ce que la valeur moyenne de la ten- sion d'ondulation Vf atteigne la moitié de la valeur limite supérieure de la largeur d'ondulation de la tension d'ondulation Vf, à partir de zéro (V), la tension de maintien VD est maintenue inchangée à zéro (V), comme le montre une région insensible sur la figure 9 C Par conséquent, l'erreur de régression dans la région de fréquences basses devient plus élevée Il en résulte qu'il apparaît un problème consistant en ce que les performances relatives à la tension de maintien VD deviennent médio- cres lorsque la fréquence proportionnelle à la vitesse de l'automobile varie à partir de zéro (Hz). En outre, lorsque la tension de décalage 8 V 2 est prise égale à la moitié de la valeur limite supérieure de la largeur d'ondulation de la tension d'ondulation Vf, la valeur moyenne de la tension d'ondulation Vf et la tension de maintien VD sont en concordance mutuelle dans la région dans laquelle la valeur moyenne de la tension d'ondulation Vf est supérieure ou égale à la moitié de la valeur limite supérieure d'ondula- tion de la tension d'ondulation Vf (voir la figure 10 A) Cependant, dans la région dans laquelle la valeur moyenne de la tension d'ondulation Vf est inférieure à la moitié de la limite supérieure d'ondulation de la ten- sion d'ondulation Vf, la tension de maintien VD présente une valeur constante Par conséquent, l'erreur de régression est toujours importan- te lorsque la fréquence est égale à zéro (Hz), comme le montre la fi- gure l OB. Le circuit de coupure aux fréquences basses 50 g est donc utilisé dans le but de réduire l'erreur de régression dans la région dans la- quelle la valeur moyenne de la tension d'ondulation Vf ne dépasse pas la moitié de la limite supérieure de la largeur d'ondulation Dans ces conditions, lorsque la valeur moyenne de la tension d'ondulation Vf de- vient inférieure à la moitié de la valeur limite supérieure de la lar- geur d'ondulation, le comparateur 59 b génère un signal de comparaison de niveau haut, ce qui provoque la conduction du transistor 59 c, et abaisse ainsi jusqu'à zéro (V) la tension de maintien VD Il en résulte que l'erreur de régression devient égale à zéro lorsque la fréquence est égale à zéro (Hz) (voir la figure IOC) En outre, la résistance 59 d rem- plit sa fonction pour déterminer une constante de décharge, en associa- tion avec le condensateur 50 f. Le générateur de tensions de référence 60 divise la tension cons- tante Vc 1 au moyen de résistances respectives 61 à 67 qui sont con- nectées en série les unes avec les autres, et il génère des première à sixième tensions de référence sur des bornes communes respectives 61 a à 66 a, comme le montre la figure 5 Dans un tel cas, les première à si- xième tensions de référence correspondent respectivement à 0,5 (V), 0,75 (V), 1 (V), 1,25 (V), 1,5 (V) et 1,75 (V) En outre, la plage de O' à 360 de l'angle de déviation S de l'aiguille 14 correspond à des ten- sions allant de O(V) à 2 (V), et 0,5 (V), 1 (V) et 1,5 (V) correspondent respectivement à 900, 1800 et 270 . Un circuit de comparaison 70 comprend un ensemble de compara- teurs 71 à 75, et le comparateur 71 compare la tension analogique VD provenant du convertisseur fréquence-tension 50 avec la quatrième ten- sion de référence, égale à 1,25 V, qui provient du générateur de ten- sions de référence 60 Dans ces conditions, le comparateur 71 produit un signal de comparaison ayant un niveau haut lorsque la tension analo- gique VD est supérieure à la quatrième tension de référence, et il pro- duit un signal de comparaison ayant un niveau bas lorsque VD est infé- rieure à la tension de référence Le comparateur 72 compare la tension analogique VD provenant du convertisseur fréquence-tension 50 avec la seconde tension de référence, égale à 0,75 V, qui provient du généra- teur de tensions de référence 60 Dans ces conditions, le comparateur 72 produit un signal de comparaison ayant un niveau haut lorsque la tension analogique VD est supérieure à la seconde tension de référence, et il produit un signal de comparaison ayant un niveau bas lorsque la tension VD est inférieure à la seconde tension de référence. Les comparateurs restants 73, 74 et 75 ont des caractéristiques d'hystérésis, et le comparateur 73 compare la tension analogique VD provenant du convertisseur fréquence-tension 50 avec la troisième ten- sion de référence égale à 1 V qui provient du générateur de tensions de référence 60 Dans ces conditions, le comparateur 73 produit un signal de comparaison ayant un niveau haut lorsque la tension analogique VD est inférieure à la troisième tension de référence, et un signal de com- paraison ayant un niveau bas lorsque VD est supérieure à la troisième tension de référence. Le comparateur 74 compare la tension analogique VD qui provient du convertisseur fréquence-tension 50 avec la première tension de réfé- rence égale à 0,5 V qui provient du générateur de tensions de référence Dans ces conditions, le comparateur 74 produit un signal de compa- raison de niveau haut lorsque la tension analogique VD est inférieure à la première tension de référence, et un signal de comparaison ayant un niveau bas lorsqu'elle n'est pas inférieure Le comparateur 75 compare la tension analogique VD qui provient du convertisseur fréquence-tension avec la cinquième tension de référence, égale à 1,5 V, qui provient du générateur de tensions de référence 60 Dans ces conditions, le com- parateur 75 produit un signal de comparaison ayant un niveau haut lors- que la tension analogique VD est inférieure à la cinquième tension de référence, et un signal de comparaison ayant un niveau bas lorsqu'elle n'est pas inférieure. Un générateur de courant en dents de scie 80 du premier canal pour la première bobine croisée comprend une paire d'éléments de com- mutation analogiques 81 a et 81 b, comme représenté sur la figure 5, et l'élément de commutation analogique 81 a devient conducteur sous l'effet du signal de comparaison de niveau haut qui provient du comparateur 75, et il devient non conducteur lorsque le signal de comparaison passe à un niveau bas Ainsi, l'élément de commutation analogique 81 a devient con- ducteur lorsque la tension analogique VD est supérieure ou égale à 1,5 V, et il devient non conducteur au-dessous de 1,5 V D'autre part, l'élé- ment de commutation analogique 81 b devient conducteur sous l'effet du signal de comparaison de niveau haut provenant du comparateur 74, et il devient non conducteur lorsque le signal de comparaison passe à un niveau bas Ainsi, l'élément de commutation analogique 81 b devient con- ducteur lorsque la tension analogique VD est supérieure ou égale à 0,5 V, et il devient non conducteur au-dessous de 0,5 V Dans ces conditions, le générateur de courant en dents de scie 80 produit un courant en dents de scie 11 (voir la figure 12 A) sous l'effet d'opérations respec- tives des deux éléments de commutation analogiques 81 a et 81 b, du con- vertisseur fréquence-tension 50, du générateur de tensions de référence et du circuit de comparaison 70. Dans un tel cas, le générateur de courant 80 reçoit les sixième et troisième tensions de référence qui proviennent du générateur de tensions de référence 60, dans un état dans lequel les deux éléments de commutation analogiques 81 a et 81 b sont conducteurs, et il fait croître un courant Il jusqu'à + Ilm, proportionnellement à l'augmentation de la tension analogique VD qui provient du convertisseur fréquence-tension 50, il diminue instantanément le courant Il jusqu'à - Ilm sous l'effet de la non-conduction de l'élément de commutation analogique 81 b, il fait croi- tre le courant I 1 de 1 lm à + Ilm proportionnellement à l'augmentation de la tension analogique VD, il diminue instantanément à nouveau le cou- rant I 1 jusqu'à Ilm, sous l'effet de la non-conduction de l'élément de commutation analogique 81 a, et il augmente Il jusqu'à Il = O proportion- nellement à l'augmentation de Vf. Un générateur de courant en dents de scie 90 du second canal pour la seconde bobine croisée comprend un élément de commutation analogique 91, comme représenté sur la figure 5 Cet élément de com- mutation analogique 91 devient conducteur sous l'effet d'un signal de comparaison d'un niveau haut qui provient du comparateur 73, et il de- vient non conducteur lorsque le signal de comparaison passe à un niveau bas Ainsi, l'élément de commutation analogique 91 devient conducteur lorsque la tension analogique VD est supérieure ou égale à 1 V, et il devient non conducteur au-dessous de 1 V Ensuite, le générateur de courant 90 génère un courant en dents de scie 12 (voir la figure 12 B) conformément aux opérations respectives de l'élément de commutation analogique 91, du générateur de tensionsde référence 60 et du convertis- seur fréquence-tension 50. Dans un tel cas, le générateur de courant 90 reçoit la première tension de référence provenant du générateur de tensions de référence , et il reçoit également la cinquième tension de référence, dans un état dans lequel l'élément de commutation analogique 91 est conducteur, et il fait croître un courant I 2 de I 2 m à + I 2 m proportionnellement à l'augmentation de la tension analogique VD qui provient du convertisseur fréquence-tension 50, il diminue instantanément le courant I 2 jusqu'à I 2 m sous l'effet de la non-conduction de l'élément de commutation analogique 91 et, en outre, il fait croître le courant I 2 de I 2 m à + I 2 m proportionnellement à la tension analogique VD. Un convertisseur courant-tension ou I-V, 100, du premier canal reçoit le courant Il qui provient du générateur de courant 80, et il convertit ce courant I en une tension triangulaire V 1 (voir la figure 13 A), comme représenté sur la figure 6 D'autre part, un convertisseur courant- tension, ou I-V, 110, du second canal reçoit le courant I 2 provenant du générateur de courant 90, et il convertit ce courant I 2 en une tension triangulaire V 2 (voir la figure 13 B) Dans un tel cas, les tensions res- pectives V 1 et V 2 changent pour former un signal triangulaire, confor- mément à l'augmentation de la tension analogique VD. Un générateur de fonction de premier étage 120 pour le premier canal comprend des résistances 121 et 122 qui sont connectées mutuel- lement en série, et ces résistances 121 et 122 divisent la tension cons- tante Vc qui provient du générateur de tensions constantes 20, et elles produisent une tension divisée Cette tension divisée équivaut ici à une tension analogique VD = V 90-xb correspondant à l'angle de déviation S = xb = 460 Dans ces conditions, le générateur de fonction de pre- mier étage 120 modifie la tension de signal triangulaire V 1 qui provient du convertisseur courant-tension 100, en relation avec la tension divisée qui provient des résistances 121 et 122, et il génère une tension de fonction Vg 1 (qui est représentée en trait continu sur la figure 13 C). Dans ce cas, la tension Vgl a une forme d'onde qui présente un changement de pente entre deux parties rectilignes à Vf = V 90 xb' et qui présente une symétrie bilatérale correspondant à des lignes pour les- quelles Vf est respectivement égale à 0,5 et 1 Cependant, dans le gé- nérateur de fonction de premier étage 120, lorsqu'on désigne par VBEî et VBE 2 les tensions base-émetteur respectives des deux transistors 123 et 124, par R 125 la valeur d'une résistance 125, et par VA une tension qui est divisée par les résistances 121 et 122, le courant il qui est appliqué à la résistance 125 par l'intermédiaire du transistor 123 est donné par l'expression ( 1) suivante: il = (l/R 125) (V 1 VBE VA + VBE 2) ( 1) Par conséquent, le changement de pente de la forme d'onde de la ten- sion de fonction Vg 1 est spécifié par cette expression ( 1). Un générateur de fonction de premier étage 130 pour le second canal comprend des résistances 131 et 132 qui sont connectées mutuel- lement en série, comme représenté sur la figure 6, et ces résistances 131 et 132 divisent la tension constante Vcl qui provient du générateur de tensions constantes 20, de façon à produire une tension divisée Cet- te tension divisée équivaut ici à la tension analogique VD = Vxb cor- respondant à S = xb = 44 Dans ces conditions, le générateur de fonc- tion de premier étage 130 du second canal pour la seconde bobine croi- sée modifie la tension de signal triangulaire V 2 qui provient du convertis- seur courant-tension 110, en relation avec la tension divisée qui pro- vient des deux résistances 131 et 132, et il produit une tension de fonc- tion Vg 2 (représentée par une ligne continue sur la figure 13 D). Dans un tel cas, Vg 2 a une forme d'onde qui présente un change- ment de pente entre des parties rectilignes à Vf = Vxb, et elle présen- te une symétrie bilatérale par rapport à des lignes pour lesquelles on a respectivement Vf = 0,5 et 1 Dans le générateur de fonction de pre- mier étage 130, le courant qui est appliqué à une résistance 135 par l'intermédiaire du transistor 133 est spécifié par l'expression ( 1), fon- damentalement d'une manière similaire au cas du générateur de fonction de premier étage 120 du premier canal, en relation avec les tensions base-émetteur respectives des deux transistors 133 et 134, la valeur de la résistance 135 et les tensions divisées que produisent les deux ré- sistances 131 et 132 Par conséquent, la valeur du changement de pente de la forme d'onde de la tension de fonction Vg 2 est également spécifiée par l'expression ( 1). Un générateur de fonction de second étage 140 du premier canal pour la première bobine croisée comprend des résistances 141 et 142 qui sont connectées mutuellement en série, et ces résistances 141 et 142 divisent la tension constante Vc 1 qui provient du générateur de tensions constantes 20, et elles produisent une tension divisée Cette tension di- visée équivaut ici à la tension analogique VD = V 99 xa correspondant à l'angle de déviation S = 900 xa = 71,90 Dans ces conditions, le gé- nérateur de fonction de second étage 140 modifie la tension de fonction Vgl qui provient du générateur de fonction de premier étage 120, en relation avec la tension divisée qui provient des résistances 141 et 142, et il génère une tension de fonction Vhl (représentée par une ligne continue sur la figure 13 E). Dans un tel cas, la tension Vh 1 a une forme d'onde telle qui pré- sente un changement de pente à partir d'une partie rectiligne en Vf = V 9 O xa et qui présente une symétrie bilatérale par rapport à des lignes pour lesquelles Vf est respectivement égale à 0,5 et 1 Dans ce cas, lorsque dans le générateur de fonction de second étage 140 pour le se- cond canal, on désigne par VBE 3 et VBE 4 les tensions base-émetteur respectives des deux transistors 143 et 144, on désigne par R 145 la va- leur d'une résistance 145, et on désigne par VB la tension divisée des deux résistances 141 et 142, un courant i 2 qui est appliqué à la résis- tance 145 par l'intermédiaire du transistor 143 est spécifié par l'expres- sion ( 2) suivante: i 2 = {(VB VBE 4)/R 145} Is exp(q VBE 4/KT) ( 2) Ainsi, cette expression ( 2) spécifie la valeur du changement de pente de la tension de fonction Vh 1 sur une forme d'onde qui diffère de celle de Vg 1. Un générateur de fonction de second étage 150 du second canal pour la seconde bobine croisée comprend des résistances 151 et 152 qui sont connectées mutuellement en série, comme représenté sur la figure 6, et ces résistances 151 et 152 divisent la tension constante Vc 1 qui pro- vient du générateur de tensions constantes 20, et elles produisent une tension divisée Cette tension divisée équivaut ici à une tension ana- logique VD = Vxa correspondant à l'angle de déviation S = xa = 18,1 . Dans ces conditions, le générateur de fonction de second étage 150 mo- difie la tension de fonction Vg 2 qui provient du générateur de fonction de premier étage 130, et il produit une tension de fonction Vh 2 (re- présentée par une ligne continue sur la figure 13 F), en relation avec la tension divisée qui provient des résistances 151 et 152. Dans un tel cas, la tension Vh 2 a une forme d'onde qui change de pente en relation avec une partie rectiligne à Vf = Vxb, et qui pré- sente une symétrie bilatérale par rapport à des lignes pour lesquelles Vf est respectivement égale à 0,5 et 1 Cependant, dans le générateur de fonction de second étage 150, le courant qui entre dans une résis- tance 155 par l'intermédiaire d'un transistor 153 est exprimé par l'ex- pression ( 2), pratiquement d'une manière similaire au cas du générateur de fonction de second étage 140 du premier canal, en relation avec les tensions base-émetteur respectives des deux transistors 153 et 154, la valeur d'une résistance 155 et la tension divisée par les résistances 151 et 152 Par conséquent, la valeur du changement de pente de la tension de fonction Vh 1 sur une forme d'onde différente de celle de Vg 2, est spécifiée par l'expression ( 2). Un dispositif de commutation d'aiguillage de sortie 160 est cons- titué par un circuit de comparaison 160 a connecté au générateur de cou- rant 80 et au convertisseur courant-tension 100 du premier canal, un circuit de comparaison 160 b connecté au générateur de courant 90 et au convertisseur courant-tension 110 du second canal, et un circuit logique c qui est connecté à des circuits de comparaison respectifs 70, 160 a et 160 b Le circuit de comparaison 160 a comprend des résistances 161 et 162 qui sont connectées mutuellement en série, et ces résistances di- visent la tension constante Vc 2 qui provient du générateur de tensions constantes 20 et elles produisent une tension divisée Cette tension di- visée correspond ici à (Vc 2/2) Un comparateur 163 génère un signal de comparaison de niveau haut lorsque la tension correspondant au courant Il qui provient du générateur de courant de premier étage 120 est infé- rieure à la tension divisée qui provient des deux résistances 161 et 162, et il génère un signal de comparaison de niveau bas lorsque la tension qui correspond au courant I n'est pas inférieure à la tension divisée. Le circuit de comparaison 160 b comprend des résistances 164 et connectées mutuellement en série, et ces résistances 164 et 165 di- visent la tension constante Vc 2 qui provient du générateur de tensions constantes 20, et elles produisent une tension divisée Cette tension di- visée correspond ici à (Vc 2/2) Un comparateur 166 génère un signal de comparaison de niveau haut lorsque la tension correspondant au courant I 2 qui provient du générateur de courant 90 du second canal est infé- rieure à la tension divisée provenant des résistances 164 et 165, et il génère un signal de comparaison de niveau bas lorsque la tension cor- respondant au courant I 2 n'est pas inférieure à la tension divisée. Le circuit logique 160 c comprend une porte NON-OU 167 a con- nectée aux deux comparateurs 71 et 163, une porte NON-OU 167 b con- nectée aux comparateurs 71 et 72, une porte NON-OU 167 c connectée au comparateur 72 et à la porte NON-OU 167 a, une porte OU-EXCLUSIF 167 d connectée au comparateur 166 et à la porte NON-OU 167 c, et une porte NON-OU 167 e connectée à la porte OU-EXCLUSIF 167 d et à la porte NON-OU 167 b Dans ces conditions, ce circuit logique 160 c ap- plique des premier et second signaux d'aiguillage de sortie sur les li- gnes K 1 et K 2 qui proviennent respectivement des portes NON-OU 167 c et 167 e, conformément aux niveaux des signaux de comparaison qui pro- viennent des comparateurs 71, 72, 163 et 166. On notera incidemment que si l'on désigne respectivement par " O " et " 1 " le niveau bas et le niveau haut, si l'on désigne Ca, Cb, Cs 1, Cs 2, Cs 3, Csin et Ccos les signaux de comparaison qui proviennent des com- parateurs respectifs 71, 72, 73, 74, 75, 163 et 166, si l'on désigne par Dsin le premier signal d'aiguillage de sortie qui provient de la porte NON-OU 167 c, et si l'on désigne par Dcos le second signal d'aiguillage de sortie qui provient de la porte NON-OU 167 e, on obtient le Tableau 1 suivant en relation avec l'angle de déviation S. Tableau 1 S 270 -,f (degrés) O 90 90 180 180 270 360 Tension 0 0,5 0,75 i 1,25 1,5 (V) 0,5 0,75 1 1,25 1,5, 2 Ca O O O O 1 1 Cb 1 1 O O O O Cs 1 1 1 O O O Cs 21 O O O O O Cs 3 1 1 1 I O Csin 1 O O 1 1 O Ccos O 1 1 O O 1 Dsin O O O 1 1 1 Dcos 1 O O O O 1 Dans un circuit d'attaque 170 pour un transistor 171 est soumis à une opérati 171 a et il devient conducteur, et un trans mis à une opération d'inversion d'inverseu: 172 c, et il devient conducteur lorsque le 1 la première bobine croisée 11, on d'inversion d'un inverseur istor 172 est également sou- rs respectifs 172 a, 172 b et premier signal d'aiguillage de sortie qui provient du circuit logique 160 c est à un niveau bas, comme représenté sur la figure 7 Il en résulte qu'un courant correspondant au rapport (tension de fonction Vh 1/valeur de la résistance 173) circule vers la résistance 173 par l'intermédiaire du transistor 171, de la pre- mière bobine croisée et du transistor 172. Au contraire, lorsque le premier signal d'aiguillage de sortie qui provient du circuit logique 160 c est à un niveau haut, un transistor 174 subit des opérations d'inversion respectives de deux inverseurs 174 a et 174 b et il devient conducteur, et un transistor 175 subit également des opérations d'inversion de deux inverseurs 172 a et 175 a et il devient conducteur Il en résulte que le courant correspondant au rapport (ten- sion de fonction Vhl/valeur de la résistance 173) circule vers la résis- tance 173, par l'intermédiaire du transistor 175, de la première bobine croisée 11 et du transistor 174. Ce fait signifie que la première bobine croisée 11 produit une force électromagnétique ayant une valeur vectorielle qui est déterminée par la direction d'entrée du courant, conformément au courant d'entrée. Dans un tel cas, si l'on désigne respectivement par les références lia et l Ib les deux bornes de la première bobine croisée 11, comme repré- senté sur la figure 7, la tension Vil entre les deux bornes 1 la et Ilb est proportionnelle au courant qui entre dans la première bobine croisée 11, et la forme d'onde de cette tension change comme représenté sur la figure 14 (A) en relation avec la tension analogique VD. Un amplificateur opérationnel 176 amplifie de façon différentielle deux signaux d'entrée, de façon que la tension aux bornes de la résis- tance 173 soit égale à la tension de fonction Vhl qui provient du géné- rateur de fonction de second étage 140 Des diodes respectives 177 et 178 deviennent conductrices sous l'effet du premier signal d'aiguillage de sortie provenant de la porte NON-OU 167 c, et elles deviennent non conductrices sous l'effet du passage au niveau bas du premier signal d'aiguillage de sortie Ce fait signifie que les transistors respectifs 174 et 172 deviennent conducteurs seulement lorsque les diodes respectives 177 et 178 sont conductrices. D'autre part, dans un circuit d'attaque 180 du second canal pour la seconde bobine croisée 12, un transistor 181 subit l'opération d'in- version d'un inverseur 181 a et il devient conducteur, et un transistor 182 subit également les opérations d'inversion d'inverseurs respectifs 182 a, 182 b et 182 c, et il devient conducteur lorsque le second signal d'aiguil- lage de sortie qui provient du circuit logique 160 c est à un niveau bas. Il en résulte qu'un courant correspondant au rapport (tension de fonc- tion Vh 2/valeur de la résistance 183) circule dans la résistance 183 par l'intermédiaire du transistor 181, de la bobine croisée 12 et du tran- *sistor 182. Au contraire, lorsque le second signal d'aiguillage de sortie qui provient du circuit logique 160 c est à un niveau bas, un transistor 184 subit des opérations d'inversion de deux inverseurs 184 a et 184 b et de- vient conducteur, et un transistor 185 subit également des opérations d'inversion de deux inverseurs 182 a et 185 a et il devient conducteur Il en résulte que le courant correspondant au rapport (tension de fonction Vh 2/valeur de la résistance 183) circule dans la résistance 183 par l'in- termédiaire du transistor 185, de la seconde bobine croisée 12 et du transistor 184. Ce fait signifie que la seconde bobine croisée 12 produit une for- ce électromagnétique ayant une valeur vectorielle qui est déterminée par la direction d'entrée, conformément au courant d'entrée Dans un tel cas, lorsqu'on désigne par les symboles respectifs 12 a et 12 b les deux bornes de la bobine croisée 12, comme représenté sur la figure 7, la ten- sion V 12 entre les bornes 12 a et 12 b est proportionnelle au courant qui entre dans la bobine croisée 12, et sa forme d'onde change de la maniè- re qui est représentée sur la figure 14 (B) en relation avec la tension analogique VD. Un amplificateur opérationnel 186 amplifie de façon différentielle deux signaux d'entrée, de façon que la tension aux bornes de la résis- tance 183 soit égale à la tension de fonction Vh 2 qui provient du géné- rateur de fonction 150 Des diodes respectives 187 et 188 deviennent conductrices sous la dépendance du second signal d'aiguillage de sortie qui provient de la porte NON-OU 167 e, et elles deviennent non conduc- trices sous l'effet du passage à un niveau bas du second signal d'aiguil- lage de sortie Ce fait signifie que les transistors respectifs 184 et 182 ne deviennent conducteurs que dans un état dans lequel les diodes respectives 187 et 188 sont conductrices En outre, les parties de cir- cuit autres que les deux bobines croisées 11 et 12, le capteur de vites- se d'automobile 30 et le condensateur 50 f de la figure 1, sont consti- tuées par des circuits intégrés à semiconducteurs. Dans le mode de réalisation présent ayant la structure décrite ci- dessus, lorsque le véhicule considéré est dans une condition de marche, le capteur de vitesse d'automobile 30 génère des signaux sous forme d'impulsions, en ordre consécutif, sous l'effet de la vitesse réelle du véhicule, et le circuit de mise en forme de signal de premier étage 40 a met en forme chaque signal sous forme d'impulsion provenant du capteur de vitesse d'automobile 30, en ordre consécutif, de façon à produire des impulsions rectangulaires (voir la figure 8 (A)), et il applique ces im- pulsions au circuit de mise en forme de signal de second étage 40 b. Ensuite, dans le circuit de mise en forme de signal de second éta- ge 40 b, l'élément de commutation analogique 41 s'ouvre et se ferme de façon répétée sous l'effet de la montée et de la descente des impulsions rectangulaires respectives qui proviennent du circuit de mise en forme de signal de premier étage 40 a, et il répète les opérations de charge et de décharge du condensateur 42, en association avec les sources de cou- rant constant Ic 1 et Ic Il en résulte que la tension VK aux bornes du condensateur 42 change de la manière qui est représentée sur la figure 8 (B) Dans ces conditions, les comparateurs respectifs 44 et 45 génèrent des signaux de comparaison conformément à la tension VK aux bornes du condensateur 42, et ils produisent des signaux de commande (voir la fi- gure 8 (C)), en ordre consécutif, qui proviennent de la porte NON-OU 46, et ils les appliquent au convertisseur fréquence-tension 50, en relation avec des tensions divisées respectives VL et VH qui proviennent du cir- cuit de division de tension 43. En outre, dans le circuit de lissage de courant 50 a du convertis- seur fréquence-tension 50, l'élément de commutation analogique 52 se ferme et s'ouvre de façon répétée sous la dépendance de la montée et de la descente des signaux de commande respectifs qui proviennent de la porte NON-OU 46 par l'intermédiaire de l'amplificateur-séparateur 51, et il charge et décharge de façon répétée le condensateur 53 a, en as- sociation avec la source de courant constant Ic 3 et la résistance 53 b. Il en résulte que le condensateur 53 a produit une tension d'ondulation Vf telle que celle qui est représentée sur la figure 8 (D) A ce moment, on considère que le condensateur 50 f produit la tension de maintien VD. Ensuite, dans le circuit de comparaison 50 b, le comparateur 54 c compare la tension d'ondulation Vf qui provient du circuit de lissage de courant 50 a avec une somme de la tension de maintien VD qui pro- vient du condensateur 50 f et de la tension de décalage V 1 qui provient de la source d'énergie électrique continue de décalage 54 a, et le com- parateur 54 d compare également avec la tension de maintien VD prove- nant du condensateur 50 f une somme de la tension d'ondulation Vf prove- nant du circuit de lissage de courant 50 a, et de la tension de décalage a V 2 provenant de la source d'énergie électrique continue de décalage 54 b. Dans un tel cas, lorsque le véhicule considéré est dans une condi- tion de déplacement avec une vitesse faible et presque constante, l'élé- ment de commutation analogique 56 se ferme de façon répétée sous l'ef- fet de la montée des signaux de commande respectifs qui proviennent de la porte NON-OU 46 du circuit de mise en forme de signal de second étage 40 b, de façon à charger de manière répétée le condensateur 50 f. En outre, lorsque le condensateur 54 d produit un signal de comparaison de niveau bas, chaque fois que la condition VD Ä (Vf + 'I V 2) est satis- faite, l'élément de commutation analogique 57 se ferme de manière répé- tée sous l'effet des signaux de comparaison respectifs, pour décharger ainsi de façon répétée le condensateur 50 f Il en résulte que la tension de maintien VD est obtenue avec une forme d'onde présentant de plus faibles ondulations, comme représenté sur la figure 8 (E). En outre, lorsque le véhicule considéré est dans une condition d'accélération avec une vitesse faible, le comparateur 54 c produit un si- gnal de comparaison ayant un niveau bas, de façon à fermer l'élément de commutation analogique 58 lorsque la condition (VD + AV 1) L Vf est satisfaite, sous l'effet de l'augmentation de la tension d'ondulation Vf qui provient du circuit de lissage de courant 50 a Il en résulte que le circuit de charge 50 e applique au condensateur 50 f un courant constant qui provient de la source de courant constant Ic 6, par l'intermédiaire de l'élément de commutation analogique 58 Dans ces conditions, le con- densateur 50 f est chargé rapidement par le circuit de charge 50 e, ce qui augmente la tension de maintien VD à la suite de la tension d'ondula- tion Vf, avec une sensibilité élevée, tout en restreignant l'ondulation au minimum, comme représenté sur la figure l HA. En outre, lorsque le véhicule considéré est dans une condition de décélération avec une vitesse faible, le comparateur 54 d produit un si- gnal de comparaison de niveau bas, de façon à fermer l'élément de com- mutation analogique 57 lorsque la condition (Vf + A V 2) 4 VD est satis- faite, sous l'effet de la diminution de la tension d'ondulation Vf qui provient du circuit de lissage de courant 50 a Il en résulte que le cir- cuit de décharge 50 d provoque la décharge du condensateur 50 f par l'in- termédiaire de l'élément de commutation analogique 57 et de la source de courant constant Ic 5 Dans ces conditions, la tension de maintien VD du condensateur 50 f diminue rapidement à la suite de la tension d'ondu- lation Vf, avec une sensibilité élevée, comme représenté sur la figure 11 B, avec un courant constant provenant de la source de courant cons- tant Ic 5, tout en restreignant l'ondulation au minimum. Comme décrit ci-dessus, même dans une condition dans laquelle la vitesse du véhicule considéré est faible, des impulsions rectangulaires respectives provenant du circuit de mise en forme de signal de premier étage 40 a sont converties en une tension d'ondulation Vf proportionnelle à la fréquence qui est elle-même proportionnelle à la vitesse du véhicu- le, au moyen du circuit de mise en forme de signal de second étage 40 b et du convertisseur fréquence-tension 50 La tension d'ondulation Vf est convertie en une tension de maintien V D avec une ondulation restreinte, comme décrit ci-dessus, et la tension de maintien VD est changée de fa- çon à suivre avec une sensibilité élevée la tension d'ondulation Vf, c'est- à-dire la variation d'une vitesse faible du véhicule Ce fait signifie que, même si le véhicule considéré est dans une condition de vitesse fai- ble, il est possible d'obtenir une tension analogique ayant une fréquen- ce proportionnelle à la vitesse de ce véhicule, avec une tension de main- tien présentant moins d'ondulations et une bonne sensibilité. En outre, lorsque la valeur moyenne de la tension d'ondulation Vf devient inférieure à la moitié de la valeur limite supérieure de la lar- geur d'ondulation, le circuit de coupure aux basses fréquences 50 g fait disparaître la tension de maintien VD dans une gamme de fréquences basses, en la diminuant jusqu'à zéro (V) Par conséquent, l'erreur de régression dans la plage de fréquences basses peut être restreinte au mi- nimum En outre, on suppose que lorsque la vitesse du véhicule considé- ré (que l'on appelle ci-après vitesse de véhicule V) augmente de V = 0 (km/h) à V = 300 (km/h), la tension analogique VD varie de VD = O (V) à VD = 2 (V). Lorsque la tension de maintien VD est produite sous la forme d'une tension analogique (que l'on appelle ci-après tension analogique VD) à partir du convertisseur fréquence-tension 50, comme décrit ci- dessus, les générateurs de courants respectifs 80 et 90 produisent des courants en dents de scie respectifs I et 12 (figure 12 A, figure 12 B) conformément à la variation de la tension analogique VD, avec la collabo- ration du générateur de tensions de référence 60 et du circuit de compa- raison 70 Dans un tel cas, on peut obtenir la tension analogique VD sous la forme d'une tension présentant moins d'ondulations, et une bonne sensibilité Par conséquent, même lorsque le véhicule considéré est dans une condition de vitesse faible, il est possible de produire des courants en dents de scie respectifs I 1 et I 2 de façon à avoir une forme d'onde de courant présentant moins d'ondulations et une bonne sensibilité. Ensuite, les convertisseurs courant-tension 100 et 110 convertis- sent les courants I 1 et 12 provenant des générateurs de courant respec- tifs 80 et 90 pour donner des tensions triangulaires V 1 et V 2 (voir les figures 13 A et 13 B), les générateurs de fonction respectifs 120 et 130 produisent des tensions de fonction respectives Vg, et Vg 2 (voir les fi- gures 13 C et 13 D) conformément aux tensions triangulaires respectives V et V 2, et les générateurs de fonction respectifs 140 et 150 produisent des tensions de fonction Vh 1 et Vh 2 (voir les figures 13 E et 13 F) con- formément aux tensions de fonction respectives Vgl et Vg 2. Dans un tel cas, on peut obtenir la tension analogique VD sous la forme d'une tension ayant moins d'ondulations et une bonne sensibilité, comme décrit ci-dessus Par conséquent, même si le véhicule considéré est dans une condition de vitesse faible, on peut obtenir des tensions triangulaires respectives V 1 et V 2, des tensions de fonction respectives Vgl et Vg 2 et des tensions de fonction respectives Vh 1 et Vh 2 de façon à avoir une forme d'onde de tension présentant moins d'ondulations et une bonne sensibilité. En outre, lorsque le dispositif de commutation d'aiguillage de sor- tie 160 génère les premier et second signaux d'aiguillage de sortie sur les lignes K 1 et K 2, conformément aux tensions correspondant aux cou- rants respectifs I 1 et I 2 qui proviennent des générateurs de courants et 90, avec la collaboration du circuit de comparaison 70, les deux transistors 171 et 172 deviennent conducteurs dans une condition dans laquelle les transistors 174 et 175 sont non conducteurs dans le circuit d'attaque 170, lorsque le premier signal d'aiguillage de sortie qui provient du dispositif d'aiguillage de sortie 160 est à un niveau bas Il en résulte qu'un courant correspondant au rapport (tension de fonction Vh 1/valeur de la résistance 173) circule vers la résistance 173 à partir de la source d'énergie électrique continue, par l'intermédiaire du tran- sistor 171, de la bobine croisée 11 et du transistor 172, en association avec le générateur de fonction 140 et la résistance 173, sous l'action de l'amplificateur opérationnel 176. D'autre part, lorsque le premier signal d'aiguillage de sortie qui provient du dispositif d'aiguillage de sortie 160 est au niveau haut, les deux transistors 174 et 175 deviennent conducteurs, tandis que les deux transistors 171 et 172 sont non conducteurs Il en résulte qu'un courant correspondant au rapport (tension de tension Vhl/valeur de la résistance 173) circule vers la résistance 173 à partir de la source d'énergie élec- trique continue, par l'intermédiaire du transistor 175, de la première bobine croisée 11 et du transistor 174, en association avec le généra- teur de fonction de second étage 140 et la résistance 173, sous l'action de l'amplificateur opérationnel 176 Dans un tel cas, on peut obtenir la tension analogique VD sous la forme d'une tension présentant moins d'on- dulations et une bonne sensibilité Par conséquent, même si le véhicule considéré est dans une condition de vitesse faible, on peut faire en sor- te que le courant d'entrée présente une forme d'onde de courant ayant moins d'ondulations et une bonne sensibilité. D'autre part, dans le circuit d'attaque 180 du second canal pour la seconde bobine croisée 12, les deux transistors 181 et 182 devien- nent conducteurs, tandis que les deux transistors 184 et 185 sont non conducteurs, lorsque le second signal d'aiguillage de sortie qui provient du dispositif d'aiguillage de sortie 160 par l'intermédiaire de la ligne K 2 est à un niveau bas Il en résulte qu'un courant correspondant au rapport (tension de fonction Vh 2/valeur de la résistance 183) circule vers la résistance 183 à partir de la source d'énergie électrique conti- nue, par l'intermédiaire du transistor 181, de la seconde bobine croisée 12 et du transistor 182, en association avec le générateur de fonction et la résistance 183, sous l'action de l'amplificateur opérationnel 186. D'autre part, lorsque le second signal d'aiguillage de sortie qui provient du dispositif d'aiguillage de sortie 160 est à un niveau haut, les deux transistors 184 et 185 deviennent conducteurs, dans un état dans lequel les deux transistors 181 et 182 sont non conducteurs Il en résulte qu'un courant correspondant au rapport (tension de fonction Vh 2/ valeur de la résistance 183) circule vers la résistance 183 à partir de la source d'énergie électrique continue, par l'intermédiaire du transis- tor 185, de la bobine croisée 12 et du transistor 184, en association avec le générateur de fonction de second étage 150 et la résistance 183, sous l'action de l'amplificateur opérationnel 186 Dans un tel cas, on peut obtenir la tension analogique VD sous la forme d'une tension ayant moins d'ondulations et une bonne sensibilité, comme décrit ci-dessus Par con- séquent, même lorsque le véhicule considéré est dans une condition de vitesse faible, le courant qui entre dans la résistance 183 peut être obtenu avec une forme d'onde de courant présentant moins d'ondulations et une bonne sensibilité. Ce qui précède signifie que les tensions respectives Vl et V 12 aux bornes des deux bobines croisées 11 et 12 varient de la manière qui est représentée sur les figures 14 (A) et 14 (B) en fonction de la tension analogique VD Dans un tel cas, on peut obtenir la tension analogique VD sous la forme d'une tension ayant moins d'ondulations et une bonne sensibilité Par conséquent, même lorsque le véhicule considéré est dans une condition de vitesse faible, on peut obtenir les tensions aux bornes respectives Vil et V 12 sous la forme d'une tension ayant moins d'ondu- lations et une bonne sensibilité. En d'autres termes, les courants respectifs I et I 2 varient avec une forme d'onde en dents de scie, avec des phases qui diffèrent mu- tuellement de 90 (ce qui équivaut à VD = 0,5 (V)), comme représenté sur les figures 12 A et 12 B, et les tensions respectives V 1 et V 2 varient avec une forme triangulaire et avec des phases qui diffèrent mutuellement de 90 , comme le montrent les figures 13 A et 13 B. Ensuite, la tension de fonction Vg 1 est formée en modifiant la tension V 1 de façon à élargir l'angle vertical de la forme d'onde de la tension V 1 dans la plage V 90 oxb VD ( 0,5 + V 90-xb), avec VD = 0, 5 (V) pour centre, et dans la plage ( 1 + V 90 oxb) ' VD ' ( 1,5 + V 90 _xb) avec VD = 1,5 (V) pour centre, comme représenté sur la figure 13 C D'autre part, la tension de fonction Vg 2 est formée en modifiant la tension V 2 de façon à élargir l'angle vertical de la forme d'onde de la tension V 2 dans une plage de 0 C VD Vxb, dans une plage de ( 0,5 + Vxb) VD ( 1 + Vxb) avec VD = 1 (V) pour centre, et dans une plage de ( 1,5 + Vxb)4 VD L 2 (V), comme représenté sur la figure 13 D. En outre, la tension de fonction Vh 1 est formée en modifiant la tension de fonction Vg 1 de façon que la forme de la tension de fonc- tion Vg 1 soit presque plate dans une plage de V 90 Oxa c VD = ( 0,5 + V 90 _xa) avec VD = 0,5 (V) pour centre, et dans une plage de ( 1 +V 9 _a)c VD ( 0,5 + Vgo 90 xa) avec VD = 1,5 (V) pour centre, comme représenté sur la figure 13 E D'autre part, la tension de fonction Vh 2 est formée en modifiant la tension de fonction Vg 2 pour faire en sorte que la forme de la tension de fonction Vg 2 soit presque plate dans les plages respec- D xa xa et 2 v x tives de O =VD =L Va, ( 1 Vxa) xa VD ( 1 + Va) et ( 2 DVx) = V Z 2 (V), comme représenté sur la figure 13 F. Il en résulte que la tension V 11 aux bornes de la bobine croisée 11 présente une forme d'onde en pseudo-sinus, comme représenté sur la figure 14 (A), tandis que la tension V 12 aux bornes de la seconde bobine croisée 12 présente une forme d'onde en pseudo-cosinus, comme repré- senté sur la figure 14 (B) Dans un tel cas, les tensions aux bornes res- pectives Vil et V 12 changent progressivement du fait de la structure de circuit analogique décrite ci-dessus. L'aiguille 14 dévie ainsi conformément à la vitesse V du véhicule, en relation avec les forces électromagnétiques qui sont produites dans les bobines croisées respectives 11 et 12, conformément aux tensions aux bornes respectives Vl et V 12 décrites ci-dessus Il en résulte qu'il est possible d'éliminer aisément une incompatibilité concernant les con- ditions de déviation de l'aiguille 14 Dans un tel cas, le signal de sor- tie de conversion fréquence-tension du convertisseur fréquence-tension peut être obtenu sous la forme d'une valeur ayant moins d'ondula- tions et une bonne sensibilité à la vitesse du véhicule, indépendamment de la façon dont la vitesse du véhicule change dans une plage de vites- se faible; Il est donc possible que l'aiguille 14 dévie dans une condi- tion de déviation présentant une bonne sensibilité, tout en atténuant le phénomène de déviation parasite de l'aiguille, même dans une région de vitesse faible du véhicule En outre, dans le convertisseur fréquencetension 50, en comparaison avec une structure de circuit classique, il suffit d'ajouter le condensateur 50 f à titre de condensateur extérieur, sans avoir à recourir à un circuit numérique Il est donc possible de li- miter au minimum l'augmentation de coût d'un dispositif de ce type. On notera incidemment que lorsqu'on a vérifié expérimentalement le phénomène de déviation parasite de l'aiguille et la sensibilité de l'in- dication dans le cas de l'aiguille 14, avec un dispositif d'attaque clas- sique et avec le dispositif d'attaque D de la présente invention, on a obtenu les résultats qui sont représentés sur la figure 15 A et la figure 15 B Sur la figure 15 A, une courbe La montre la caractéristique de dé- viation parasite de l'aiguille 14 dans le cas d'une vitesse faible du vé- hicule, lorsqu'on utilise un appareil d'attaque classique, et une courbe Lb montre la caractéristique de déviation parasite de l'aiguille 14 dans le cas d'une vitesse faible du véhicule, lorsqu'on utilise le dispositif d'attaque D du mode de réalisation présent En outre, sur la figure 15 B, une courbe Lc montre une caractéristique de variation de la vitesse V du véhicule en fonction du temps, une courbe Ld montre la sensibilité d'indication de l'aiguille 14 vis-à-vis de la vitesse du véhicule dans le cas d'un dispositif d'attaque classique, et une courbe Le montre la sen- sibilité d'indication de la vitesse du véhicule par l'aiguille 14 avec le dispositif d'attaque D du mode de réalisation présent. En outre, en se référant à la figure 15 A, on note que la déviation parasite de l'aiguille 14 avec le dispositif d'attaque D du mode de réa- lisation présent est boeucoup plus faible que la déviation parasite de l'aiguille 14 avec un dispositif d'attaque classique En outre, on note également sur la figure 15 B que la sensibilité d'indication de l'aiguille 14 avec le dispositif d'attaque D du mode de réalisation présent a été con- sidérablement améliorée, en comparaison avec la sensibilité d'indication de l'aiguille 14 avec un dispositif d'attaque classique. On décrira ensuite une modification du mode de réalisation men- tionné ci-dessus Cette modification est caractérisée par l'utilisation d'un circuit de mise en forme de signal 40 c tel que celui qui est repré- senté sur la figure 16, à la place du circuit de mise en forme de signal de second étage 40 b que l'on a décrit dans le mode de réalisation en- visagé ci-dessus Dans ce circuit de mise en forme de signal 40 c, un circuit à transistors 48 charge un condensateur 48 a qui appartient à ce circuit, et il fait passer un transistor 48 b à l'état non conducteur sous l'effet d'un signal de sortie inversé d'une bascule RS 47 qui réagit à chaque front montant des impulsions rectangulaires (voir la figure 18 (A)) qui proviennent du circuit de mise en forme de signal de premier étage a, et ce circuit à transistors décharge également le condensateur 48 a et fait passer le transistor 48 b à l'état conducteur sous l'effet du si- gnal de sortie inversé de la bascule RS 47, sous l'effet de chaque front descendant des impulsions rectangulaires qui proviennent du circuit de mise en forme de signal de premier étage 40 a. Il en résulte que la tension aux bornes du condensateur 48 a chan- ge avec la forme d'onde de tension qui est représentée sur la figure 18 (B), et la tension de collecteur du transistor 48 b change avec la forme d'on- de de tension qui est représentée sur la figure 18 (C) Ce fait signifie que la tension de collecteur du transistor 48 b présente la même forme d'onde que le signal de sortie de la porte NON-OU du circuit de mise en forme de signal de second étage 40 b que l'on a décrit dans le mode de réalisation envisagé ci-dessus Dans ce cas, on fait en sorte que la constante de temps au moment de la décharge du condensateur 48 a soit plus élevée au moment d'une vitesse constante du véhicule, et soit plus faible au moment d'un changement de vitesse brusque. En outre, dans la mise en oeuvre de la présente invention, on peut utiliser un circuit à transistors bipolaires 190 a, constitué par la com- binaison d'un circuit à courant constant, du type à sortie de courant, et d'un élément de commutation, comme représenté sur la figure 17 A, à la place d'un circuit série formé par un élément de commutation analo- gique et une source de courant constant qui lui applique un courant constant, comme dans le premier mode de réalisation, par exemple l'élé- ment de commutation analogique 52 et la source de courant constant Ic 3. Dans ce cas, lorsqu'un transistor 191 qui fonctionne en élément de com- mutation est placé à l'état conducteur, un courant constant sort du col- lecteur d'un transistor 192 En outre, le courant constant qui provient du collecteur du transistor 192 devient égal à zéro lorsque le transistor 191 est bloqué. En outre, dans la mise en oeuvre de la présente invention, on peut utiliser un circuit à transistors bipolaires 190 b, constitué par la combinaison d'un circuit à courant constant du type à entrée de cou- rant, et d'un élément de commutation, comme représenté sur la figure 17 B, à la place d'un circuit série formé par un élément de commutation analogique et une source de courant constant qui débite un courant cons- tant, comme pour le premier mode de réalisation, comprenant par exem- ple l'élément de commutation analogique 57 et la source de courant cons- tant le 5 Dans ce cas, lorsqu'un transistor 193 fonctionnant en élément de commutation de courant est placé à l'état non conducteur, un courant constant entre dans le collecteur d'un transistor 194 En outre, le cou- rant constant qui entre dans le collecteur du transistor 194 devient égal à zéro lorsque le transistor 193 est placé à l'état conducteur On peut appliquer l'invention non seulement à la vitesse V du véhicule, mais également à un dispositif d'attaque pour un instrument indicateur analo- gique du type à bobines croisées, indiquant une variété de grandeurs d'entrée analogiques, comme un compte-tours, une jauge d'huile, une jau- ge d'essence, un thermomètre et un manomètre de pression d'huile. On peut en outre appliquer l'invention pour former une onde en pseudo-sinus ou une onde en pseudo-cosinus à partir d'une onde triangu- laire ou d'une onde trapézoïdale, par exemple, au lieu de former une on- de en pseudo-sinus et une onde en pseudo-cosinus à partir d'un courant en dents de scie. En outre, on a adopté une structure de circuit en pont pour les circuits d'attaque respectifs 170 et 180 dans les modes de réalisation envisagés ci-dessus, mais on peut omettre le dispositif d'aiguillage de sortie 160 dans le cas o on n'adopte pas une telle structure de cir- cuit en pont. REVENDICATIONS 1 Dispositif d'attaque (D) appliqué à un instrument indicateur analogique ( 10) qui est destiné à indiquer de façon analogique une gran- deur mesurée, comprenant: une paire de bobines croisées ( 11, 12) ayant un axe commun ( 136), qui sont destinées à générer une force électroma- gnétique respectivement en conformité avec des courants entrants qui correspondent à la grandeur mesurée; et une aiguille ( 14) montée sur l'axe ( 136) pour définir un angle de déviation conformément à une valeur combinée de la force magnétique, afin d'indiquer la grandeur mesurée, ce dispositif d'attaque (D) étant caractérisé en ce qu'il comporte: des moyens de génération de signal sous forme d'impulsions ( 30, 40 a, 40 b) destinés à produire un signal sous forme d'impulsions ayant une fréquen- ce proportionnelle à la grandeur mesurée; des moyens de conversion fréquence-tension ( 50) destinés à recevoir le signal sous forme d'impul- sions et à produire une tension analogique proportionnelle à la fréquence de ce signal sous forme d'impulsions; et des moyens d'attaque ( 170, ) destinés à recevoir la tension analogique et à appliquer aux bobi- nes croisées ( 11, 12) un courant conforme à la tension analogique, pour entraîner ainsi les bobines croisées ( 11, 12), les moyens de conversion fréquence-tension ( 50) comprenant: des moyens de génération de ten- sion ( 50 a, 53 a) qui sont destinés à recevoir le signal sous forme d'im- pulsions et à générer une tension d'ondulation proportionnelle à la fré- quence du signal sous forme d'impulsions, cette tension d'ondulation présentant des ondulations; des moyens de maintien ( 50 f) qui sont des- tinés à recevoir la tension d'ondulation et à maintenir une valeur moyen- ne de la tension d'ondulation pour constituer la tension analogique pré- citée, tout en réduisant les ondulations; et des moyens de commande de tension ( 50 b, 50 c) qui sont destinés à commander la tension analogique de façon qu'elle change en suivant le changement de la valeur moyenne de la tension d'ondulation. 2 Dispositif d'attaque selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens de génération de tension comprennent: un circuit de mise en forme de signal de premier étage ( 40 a) qui est destiné à rece- voir le signal sous forme d'impulsions et à produire un signal sous for- me d'impulsions rectangulaires par mise en forme du signal sous forme d'impulsions; un circuit de mise en forme de signal de second étage ( 40 b) qui est destiné à recevoir le signal sous forme d'impulsions rec- tangulaires et à produire un signal de commande présentant une impul- sion en correspondance avec la montée et la descente du signal sous for- me d'impulsions; et un convertisseur fréquence-tension ( 50) qui est des- tiné à recevoir le signal de commande et à produire un signal d'ondula- tion correspondant à ce signal de commande. 3 Dispositif d'attaque selon la revendication 2, caractérisé en ce que le circuit de mise en forme de signal de second étage ( 40 b) comprend: une première source de courant constant ( 1 c 1) qui est desti- née à fournir un premier courant constant; une seconde source de cou- rant constant (Ic 2) qui est destinée à fournir un second courant cons- tant ayant une polarité opposée à celle du premier courant constant, et une valeur absolue approximativement égale à la moitié de celle du pre- mier courant constant; un élément de commutation analogique ( 41) qui est destiné à recevoir le signal sous forme d'impulsions rectangulaires et à établir et à interrompre le second courant constant conformément au signal sous forme d'impulsions rectangulaires; un condensateur ( 42), ayant des première et seconde bornes, dont la première borne est con- nectée à la masse, et dont la seconde borne est connectée à la première source de courant constant (Icl) et à la seconde source de courant constant (Ic 2), par l'intermédiaire de l'élément de commutation analo- gique ( 41); et des comparateurs ( 44, 45) ayant deux seuils à des ni- veaux différents, connectés à la seconde borne du condensateur ( 42), qui comparent le potentiel de la seconde borne avec les seuils précités, et qui produisent un signal sous forme d'impulsions lorsque ce potentiel est compris entre les seuils. 4 Dispositif d'attaque selon la revendication 2, caractérisé en ce que le circuit de mise en forme de signal de second étage ( 40 b) com- prend: une source de courant constant (Ic,) qui est destinée à fournir un premier courant constant; un circuit à courant constant du type à sortie de courant, qui est destiné à fournir un second courant constant un élément de commutation connecté au circuit à courant constant du type à sortie de courant, pour recevoir le signal sous forme d'impulsions rectangulaires et pour établir et interrompre le second courant constant conformément à ce signal sous forme d'impulsions rectangulaires; un condensateur ( 42) ayant des première et seconde bornes, dont la pre- mière borne est connectée à la masse et dont la seconde borne est connectée à la première source de courant constant (Icl) et à une seconde source de courant constant (Ic 2) par l'intermédiaire de l'élément de com- mutation analogique ( 41); et des comparateurs ( 44, 45) ayant deux seuils à des niveaux différents, qui sont connectés à la seconde borne du condensateur ( 42), qui comparent le potentiel sur cette seconde bor- ne avec les seuils, et qui produisent un signal sous forme d'impulsions lorsque ce potentiel est compris entre les seuils. Dispositif d'attaque selon la revendication 4, caractérisé en ce que l'élément de commutation est connecté en série avec le circuit à courant constant du type à sortie de courant. 6 Dispositif d'attaque selon la revendication 4, caractérisé en ce que l'élément de commutation est connecté en parallèle avec le cir- cuit à courant constant du type à sortie de courant. 7 Dispositif d'attaque selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens de génération de tension comprennent: un circuit de mise en forme de signal de premier étage ( 40 a) qui est destiné à rece- voir le signal sous forme d'impulsions et à produire un signal sous for- me d'impulsions rectangulaires par mise en forme du signal sous forme d'impulsions; un circuit de mise en forme de signal de second étage ( 40 b) qui est destiné à recevoir le signal sous forme d'impulsions rec- tangulaires et à produire un signal de commande ayant une impulsion qui correspond à la montée ou à la descente du signal sous forme d'impul- sions; et un convertisseur fréquence-tension ( 50) qui est destiné à recevoir le signal de commande et à produire un signal d'ondulation cor- respondant à ce signal de commande. 8 Dispositif d'attaque selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens de conversion fréquence-tension ( 50) comprennent en outre des moyens de coupure aux fréquences basses ( 50 g), ayant une ten- sion de référence inférieure à la valeur limite supérieure de la tension d'ondulation, et déchargeant la tension maintenue précitée lorsque la valeur moyenne de la tension d'ondulation devient inférieure ou égale à la tension de référence.