Brevet FR2683410A1 — publié le 19930507

PROCEDE D'AMELIORATION DES PERFORMANCES EN LINEARITE D'UN RESEAU DE LIAISONS ANALOGIQUES ET SON UTILISATION DANS UN RESEAU DE VIDEOCOMMUNICATIONS L'invention se rapporte au domaine des communications analogiques et a plus particulièrement pour objet un procédé d'amélioration des performances en linéarité d'un réseau de liaisons analogiques, notamment de liaisons optiques, et son utilisation dans un réseau de vidéocommunications. Les réseaux modernes de vidéocommunications sont essentiellement basés sur l'utilisation de la fibre optique comme milieu de transmission. Dans les systèmes de vidéocommunications analogiques basés sur l'utilisation de la fibre optique l'une des performances les plus difficiles à satisfaire est le comportement de la liaison en linéarité d'ordre 2(CSO) pour "Composite Second Order"). Les composants d'émission sont généralement des diodes laser présentant de bonnes performances en bruit intrinsèque (RIN) et en linéarité (CSO et CTB pour "Composite Triple Beat"). Côté réception on trouve des préamplificateurs large bande et faible bruit pour effectuer la conversion optique-électrique en apportant le moins possible de dégradation. Toutefois compte tenu des performances en bruit et linéarité requises chez l'usager, ou en extrémité de liaison optique, la mise en oeuvre de ces liaisons optiques, jusqu'à présent point à point, est très délicate. Pour que l'image chez l'usager ne soit pas perturbée, il faut d'une part un tri sévère des diodes lasers en termes de linéarité intrinsèque, en particulier pour le CSO, et en termes de bruit. Ceci entraîne un surcoût très important au niveau de l'approvisionnement de ces composants, éventuellement augmenté par la mise en oeuvre de dispositifs électroniques compliqués pour prédistordre de manière adéquate le signal de commande de la diode. Par ailleurs l'objectif de performances étant déjà difficile à atteindre sur une liaison point à point, en particulier sur le plan linéarité du second ordre, il est hors de question de réaliser une cascade de liaisons pour couvrir une plus grande portée, ou distribuer le signal à transmettre dans plusieurs directions. L'invention a pour objet un procédé de compensation des nonlinéarités du second ordre, qui permet, non seulement de relâcher les contraintes au niveau du tri des composants laser possibles pour cette application, mais aussi rend possible la réalisation de liaisons optiques en cascade et l'introduction de répéteurs dans des liaisons optiques analogiques. Cette notion de répéteur est fondamentale et a des conséquences majeures pour l'ingénierie des réseaux en général car elle permet d'une part d'augmenter sensiblement la portée et les possibilités d'arborescence des liaisons et la couverture de réseaux, et d'autre part de réduire considérablement le coût total du réseau du fait du possible plus grand choix de composants d'émission (laser) et de la simplification de l'infrastructure des réseaux.En effet, la réalisation de liaisons suffisamment linéaires dans les réseaux permet la transmission du signal directement en analogique et permet donc la suppression des artères numériques en vidéocommunications) Selon l'invention, un procédé d'amélioration des performances en linéarité d'un réseau de liaisons analogiques comportant des branches formées de liaisons simples comportant chacune une source modulable dont l'entrée de modulation reçoit le signal à transmettre, un milieu de transmission du signal modulé émis par la source et des moyens de réception du signal transmis, ces branches étant reliées par des noeuds, caractérisé en ce qu'il consiste à effectuer, en chaque noeud du réseau, une inversion de phase du signal analogique à transmettre avant amplification et réinjection dans la branche suivante du réseau. L'invention sera mieux comprise et d'autres caractéristiques apparaîtront à l'aide de la description qui suit, en référence aux figures annexées. La figure 1 est un schéma représentatif d'une liaison optique point à point, simple. La figure 2 est un schéma représentatif d'une liaison optique constituée de deux tronçons en cascade. La figure 3 illustre une caractéristique d'une diode laser et un exemple de signal d'entrée i(t) et de puissance de sortie correspondante P(t). Les figures 4 et 5 sont des schémas explicatifs. La figure 6 illustre un premier exemple de liaison avec deux fibres optique en cascade, selon l'invention. La figure 7 est un tableau de valeurs relatives à la liaison représentée sur la figure 6. La figure 8 illustre un second exemple de liaison selon l'invention et la figure 9 est un tableau des valeurs associées. Les figures 10a et 10b illustrent l'efficacité de la compensation en fonction de la fréquence. La figure il illustre un exemple de liaisons avec distribution, selon l'invention. Une liaison optique classique point à point telle qu'illustrée par la figure 1 comporte un émetteur laser 10, une fibre optique de transmission 20 et un coffret de réception 30. La non-linéarité du second ordre s'exprime classiquement par le fait que le signal d'entrée e appliqué à l'entré de commande d'émission du laser est devenu après réception tel que s = e+ ae 2 Une liaison optique comportant deux liaisons optiques élémentaires en cascade est illustrée par la figure 2. On y retrouve des éléments analogues, émetteur laser, 11, avec entrée de commande recevant le signal, e1, à transmettre, la fibre optique, 21, le coffret de réception 31 dont le signal de sortie sa est tel que 2 S e1+ aleI. Après répétition via un circuit répéteur 40 introduisant un déphasage s > , sur le signal à transmettre, ce dernier devenu e2 est transmis via une seconde liaison élémentaire comportant un émetteur laser, 12, une fibre optique 22 et un coffret de réception 32. Le signal S2 résultant est tel que 2 S2 = e 2 + a 2 e 2 soit (1): Les non-linéarités du second ordre crées sur le signal, données dans les expressions ci-dessus par les termes de type a e 2, sont dues au fait que la caractéristique d'émission d'une diode laser, en fonction de son courant de commande I, est coudée. Si le courant de commande est e =lo + i(t) comme illustré sur la figure 3, la puissance optique correspondante P(t) ne suit pas les variations de e et fait apparaître des distorsions. Pour des signaux radiofréquence RF de très faible amplitude autour du point de fonctionnement, P, la linéarité du laser est relativement bonne (de l'ordre de 0,5%). Toutefois pour optimiser l'exploitation de la liaison optique, le laser sera en réalité commandé par un courant résultant de la combinaison de nombreuses, ou très nombreuses, sources : pour une transmission d'image TV, les porteuses de signaux de télévision sont modulées en amplitude à bande latérale résiduelle (MA/BLR) par les signaux vidéo en bande de base. Le courant de commande instantané i(t) du laser s'éloigne alors de lo et s'approche du coude de la caractéristique où se produit l'effet laser cette portion de la caractéristique a l'allure d'une courbe exponentielle (comportement de jonction PN) et est très rapidement génératrice de termes non-linéaires, en particulier de forme quadratique, à mesure que l'on s'éloigne de P. L'efficacité de conversion courant photons est réduite et la puissance optique instantanée P(t) est comprimée dans cette zone. Le phénomène se produit également pour les courants instantanés i(t) supérieurs à lo car la caractéristique de la diode laser continue à être exponentielle. Dans cette zone la puissance optique P(t) correspondant à un courant i(t) est expansée par rapport à ce qui se passe en P. Dans cette zone cependant les termes non linéaires sont en principe de moindre amplitude. Le procédé de compensation selon l'invention consiste à déformer le signal de puissance optique P2(t) injecté dans la deuxième liaison optique de façon complémentaire aux déformations subies par P1 (t) par inversion de phase du courant radiofréquence i 2 (t) de commande du laser de la deuxième liaison. Ainsi le signal analogique s2 (t) en sortie du double bond, c'est-à-dire des deux liaisons en cascade, a retrouvé sa symétrie en amplitude et par définition, ne comporte plus de termes non linéaires du second ordre. De plus, si les effets de compression/expansion de chacun des bonds sont identiques ou proches, notamment si les lasers sont de même type et ont la même provenance, le signal s2 (t) est non seulement symétrique, mais fidèle à la source e1 (t). Le bon fonctionnement de cette compensation suppose que le déphaseur et l'amplificateur du répéteur soient large bande, et n'introduisent donc pas de déphasage dans la bande utile d'exploitation du système : le temps de propagation de groupe Tg doit être égal à une constante. En reprenant l'expression (1) ci-dessus et en notant que les composants utilisés, en l'occurrence des diodes laser, bien que n'étant pas linéaires, ne présentent pas de coefficient a i élevé, ces coefficients étant très inférieurs à 1 (a En première approximation le signal s 2 s'écrit 2 S2 = e1 + (a1 + a2) e1 (2) Si la phase de réinjection du signal électrique e 2 dans la seconde liaison est maîtrisée, I'amplitude des termes du second ordre de l'expression (2) peut être réduite. En particulier, comme indiqué ci-dessus, si e 2 = - S ff au moyen d'un déphaseur de déphasage O = 1800, on obtient : en appliquant les mêmes simplifications que précédemment S2 = -e +e1(a2 - a1) (3). Les deux liaisons optiques en cascade sont relativement similaires et on a donc a 2 = a 1 et les termes du second ordre disparaissent de l'expression (3). Une approche vectorielle permet aussi d'expliquer la compensation obtenue. En effet, soient deux liaisons optiques L1 et L2 décrites par la même expression s = e + a e 2. Les termes du second ordre générés par chaque liaison présentent une phase relative 0. On peut donc exprimer comme suit les termes de linéarité de chaque liaison Liaison : V1 = k1 cos(wt +#) 0) Liaison L2 : V2 = k 2 cos cot La non linéarité résultante est une combinaison additive de ces deux contributions comme illustré par la Figure 4: = V1 + V2 = k1cos(ot+ 0) + k2cosoet (4) - Si les deux liaisons sont quasi identiques, I'amplitude des non linéarités provoquées par chacune des liaisons est à peu près la même et k1 = k2 = k,d'où: V = k[cos (wt + # + cos wt] Cette expression montre que, pour qu'il y ait compensation, il faut que l'amplitude de V soit inférieure à V 1 = V 2l voire nulle; si e = 1800, V est nul. Ces résultats coïncident avec l'expérience. Pour commencer à voir apparaître le phénomène de compensation, il faut: soit ### En jouant sur la phase 4 > de réinjection du signal électrique de commande du laser dans la deuxième liaison, I'efficacité de la compensation peut être ajustée. Le déphasage extérieur permet de donner à e une valeur optimale de compensation. - Si les deux liaisons sont fortement différentes V1 = k1e j( w t+#) V2 k2# jwt d'où V s'écrit: V = V1 + V2= e jwt"t(k1 ej# + k2) dont le module s'écrit : De même que précédemment, la compensation commence dès que IIV11 est inférieur à max de [||V1||, ||V2||] . en se plaçant dans l'hypothèse k1 - cos k2 2n; - Arc cos -k2 Arocosw O 2x - Arscos > , modulo 2 X En faisant l'hypothèse que l'on ne dispose que de 2 positions de réglage de compensation en phase, f = 0 ou 4 > = 1800, il faut alors -k2 cos -k2 Arocosw 2i::-Arncos,moduloit Si on cherche à pousser la compensation jusqu'à obtenir des performances globales meilleures que celles de la meilleure des 2 liaisons cascadées alors la condition k k2 conduit à k1 La compensation n'est alors possible que si 2K2 L'efficacité du procédé de compensation selon l'invention a été vérifiée pour divers types de lasers et le comportement est conforme à celui attendu comme montré ci-après. Chaque liaison optique a tout d'abord été caractérisée seule. Puis l'efficacité du procédé a été vérifiée pour diverses profondeurs de modulation du laser, voire pour des surmodulations (Max. i(t) > lo), et avec diverses combinaisons de fréquences, c'est-à-dire avec un nombre de porteuses variables ayant des fréquences dans toute la bande de fréquence jusqu'à 860 MHz. Trois types différents de laser dit "Distributed Feed Back" (DFB) avec isolateur intégré, ont été utilisés pour les vérifications - Laser 1 et laser 2 : de provenances différentes mais de structures internes assez semblables. Dans la gamme des lasers type "DFB" avec isolateur ils sont représentatifs de produits typiques. - Laser 3 : Diode laser comportant un réseau de prédistorsion, donc intrinsèquement sensiblement meilleur que les deux autres en linéarité. Le déphaseur utilisé est simplement un coupleur hybride large bande 2 x 2 avec des sorties de déphasages 0 et 1800. Deux liaisons utilisant ces lasers résultant chacune de la mise en cascade de deux liaisons optiques sont illustrées respectivement sur les figures 6 et 8 et les résultats correspondants ont été relevés respectivement sur les tableaux des figures 7 et 9. La figure 6 représente une liaison constituée de deux liaisons simples en cascade L1 et L2 interconnectées via un déphaseur, P. La liaison L1 comporte un amplificateur d'entrée A1 recevant le signal à transmettre dont la sortie est reliée à l'entrée de commande de modulation de l'émetteur laser 1 1 qui est le laser 2 décrit ci-dessus. Le laser est connecté à une fibre optique de transmission F1 de longueur 20 km dont l'extrémité est reliée à un coffret de réception 31 appelé coffret de distribution secondaire optique, CDSO, 10. Cet équipement de réception, standard, ne comporte pas de correction de linéarité. Avant transmission à la seconde liaison L2 le signal est déphasé de 1800 par un circuit déphaseur P. Pour les besoins de la mesure une sortie non déphasée 00, marquée en pointillés sur la figure 6 est utilisée. Puis la seconde liaison L2 est représentée. Elle comporte un amplificateur d'entrée A2, relié à l'entrée de commande de modulation de l'émetteur laser 12 qui est le laser 1 décrit ci-dessus. Le laser émet le rayonnement dans une fibre optique 22, de longueur 15 km. L'extrémité de la fibre est couplée à un coffret de réception CDS0,32. - Les Coffrets de Distribution Secondaire Optique, CDSO, introduit dans la chaîne de mesure présentent les mêmes caractéristiques quelle que soit la liaison L1 ou L2 considérée. II s'agit d'un équipement de réception optique standard ne comportant pas de correction de linéarité Le tableau de la figure 7 montre des résultats de mesure effectuées à partir d'un générateur GM fournissant n = 14 fréquences porteuses VHF distinctes, réparties dans le plan de fréquence. 10 fréquences de mesure ont été utilisées et plusieurs paramètres ont été mesurés pour chaque fréquence de mesure - C1 : niveau de porteuse à la fréquence de mesure, en dBm, à la sortie de la liaison L1 - C/N de L1, en dB : rapport du niveau de porteuse au niveau de bruit au pied de cette porteuse à la sortie de la liaison L1; - CS0 de L1, (Composite Second Order) : niveau des produits de non linéarité du second ordre en dB; - CTB de L1, en dB: niveau des non linéarités du troisième ordre (Composite tripe beat); - C2 : niveau de porteuse à la fréquence de mesure à la sortie de L2 en dBm - C/N de (L1 + L2) en cascade, sans déphasage 0 entre L1 et L2 en dB; - CSO L1 +L2 (00)dB non linéarités du second ordre de (L1 +L2) en cascade avec un déphasage 0 entre L1 et L2, en dB; - CS0 L1 +L2 (1800) en dB : non linéarités du second ordre de (L1 +L2) en cascade avec un déphasage (180 ) entre L1 et L2, en dB; - CTB L1 +L2 (00) en dB: non linéarités du troisième ordre de L1et L2 en cascade, sans déphasage, en dB; - CTB : L1 +L2 (1800) en dB : non linéarités du troisième ordre de L1 et L2 en cascade avec déphasage de 1800, en dB. Les mesures ont été effectuées à l'aide d'un générateur délivrant des porteuses sinusoïdales non modulées. Les mesures correspondant à dix fréquences VHF entre 136 et 416 MHz ont été relevées sur les tableaux des figures 7 et 9. Sur la première liaison, L1, chaque porteuse module le laser à 4,4% ; le deuxième laser est modulé à 6,25%. Les fréquences pour lesquelles les mesures de chaque paramètre CSO (Composantes du Second Ordre), CTB (Composantes de Battement Tripe) ou C/N (Carrier to Noise) ont été précisées sont les plus défavorables du plan de fréquences de mesure, pour chaque paramètre considéré. Pour la liaison en cascade illustrée sur la figure 6, avec deux lasers voisins le tableau de la figure 7 illustre les résultats. Pour la liaison L1 seule on obtient à f = 392 MHz, un niveau de produits de non linéarité du second, ordre CSO(L1) à 392 MHz =65 dB Une mesure intrinsèque de la liaison L2 a donné pour la même fréquence environ 68 dB (non indiqué dans le tableau). La mise en cascade sans compensation ( =00) donne un niveau de produits de non linéarité du second ordre résultant de CSO(L1 +L2) à 392 MHz (00) = 61,2dB. Cette valeur traduit bien une combinaison additive (en 20 log.) des dégradations introduites par chacune des liaisons (65dB > LI * (68dB > L2 = 60,35dB, ce qui est voisin du résultat de mesure (61,2dB) aux incertitudes de mesure près. Si, en utilisant le procédé de compensation selon l'invention, un déphasage de 1800 sur le signal e2 de commande de la deuxième liaison est effectué, le niveau de produits de non linéarités du second ordre résultant mesuré est CSO(L1 +L2) à 392 MHz(1800 > =75,5 dB soit donc une amélioration de plus de 5 dB sur la cascade des deux liaisons par rapport aux performances de la meilleure des liaisons prise isolément. Par rapport à la configuration précédente de deux liaisons simplement en cascade l'amélioration est 14,3 dB. La constatation est la même pour les autres fréquences critiques (368 MHz et 416 MHz) auxquelles le niveau de produits de non linéarités du second ordre a été mesuré. La mise en cascade des deux liaisons se traduit par une dégradation du rapport signal sur bruit C/N global (C/N = 45,5 dB pour L1 +L2 à 303,25 MHz) par rapport au C/N de la liaison L1 isolée (C/N = 46,9 dB pour LI seule à 303,25 MHz), soit une combinaison quadratique (en 10 log.) des C/N de chacune des liaisons (comme espéré), et une dégradation du CTB global qui devient mesurable car elle émerge du plancher de bruit. Malgré ces dégradations, le C/N résultant et le CTB résultant sont tout à fait satisfaisants pour l'application visée. La portée totale de la liaison est alors 20 + 15 km , soit 35 km. La figure 8 illustre une liaison constituée de deux liaisons en cascade utilisant respectivement deux lasers sensiblement différents. Le tableau de la figure 9 illustre les résultats de mesure. Les mêmes éléments ont été désignés par les mêmes repères. Les seuls éléments qui diffèrent sont les lasers, un laser 3 perfectionné étant utilisé à la place du laser 2 dans la première liaison L1. Intrinsèquement la liaison 1 est très performante car le laser 3 comporte comme indiqué ci-dessus, un circuit électronique de prédistorsion , son niveau de produits de non linéarités du second ordre est CSO(L1) à 392 MHz = 70,7dB En mettant simplement les deux liaisons L1 et L2 en cascade on obtient sans effectuer de déphasage et pour une fréquence f = 392 MHz:: CSO(L1 +L2) à 392 MHz (00) = 65,1dB En effectuant un déphasage de 1800, selon la présente invention, ce niveau de produits de non linéarités du second ordre devient CSO(L1 +L2) à 392 MHz (1800) = 74,1 dB Malgré l'utilisation de deux sources de performances sensiblement différentes on arrive encore à mettre en évidence une amélioration très sensible des performances globales, même comparées aux performances d'une liaison simple très performante. La variation sur le niveau CSO entre le cas non compensé =00) et le cas compensé (+ = 1800) est cependant moindre que dans le cas précédent (amélioration de 9 dB) du fait que l'une des diodes laser est très performante. II faut aussi noter que le CS0 global Lî +L2 est moins bon que le CS0 global de la liaison utilisant deux lasers standards de même nature; la compensation se réalise donc moins efficacement comme exposé dans l'approche vectorielle. Comme précédemment on constate que le C/N résultant et le CTB résultant sont affectés du fait de la mise en cascade des deux liaisons mais restent très satisfaisants sur le plan exploitation système. L'efficacité de la compensation en fonction de la fréquence est illustrée par les figures 10a et lOb où sont reproduits les termes d'intermodulation d'ordre 2 générés à partir du plan de fréquences à 14 porteuses VHF utilisé pour l'expérimentation, respectivement au voisinage de f1 = 143 MHz, figure 10a et au voisinage de f2 = 416 MHz, figure 10b. Au voisinage de 143 MHz, 4 termes ou produits d'intermodulation d'ordre 2 du type f1- + fj apparaissent. Au voisinage de 416 MHz , 3 produits d'intermodulation d'ordre 2 du type fj + f. et 1 produit d'intermodulation d'ordre 2 du type 2fk(harmonique), inférieur de 6 dB aux précédents, apparaissent. On constate à partir des relevés illustrés par les figures 10a et lOb : - que l'efficacité de la compensation est quasi-identique sur tous les produits d'intermodulation du même type au voisinage d'une fréquence donnée (f 1 = 143 MHz ou f2 = 41 6MHz), - que cette efficacité est conservée dans toute la bande VHF (quasi identique à 143 MHz et à 416 MHz), - que l'amélioration est importante, réduction de 8 à 9 dB de chaque composante du CS0 et confirmée par de nombreuses mesures. Le procédé de compensation décrit ci-dessus, est d'une efficacité assez spectaculaire tout en restant extrêmement simple. L'absence de réglage et la stabilité de la compensation en font un procédé très largement applicable sur le plan industriel. L'amélioration des performances par la diminution des produits de non linéarités d'ordre 2 (réduction des CS0 > apportée par ce procédé rend possible l'utilisation de répéteurs optiques pour des applications nécessitant la transmission analogique, ce qui est fondamental pour faciliter l'ingénierie de tous types de réseaux de vidéocommunications. Malgré le très faible coût de mise en oeuvre du procédé, I'impact économique est majeur car il permet de simplifier considérablement l'infrastructure des réseaux, et d'en améliorer la maintenabilité du fait que les composants utilisés sont moins critiques et ne nécessitent pas un tri aussi sévère qu'auparavant. La figure 1 1 illustre une application typique du procédé de compensation selon l'invention pour un réseau de distribution de vidéocommunications mettant en oeuvre des liaisons optiques. Sur cette figure 11, un émetteur optique 11, laser, suivi d'une fibre optique 21 reliée à un récepteur optique 31 forme une première liaison optique simple. La sortie du récepteur 31 est couplée à un circuit déphaseur P, dont la sortie est reliée à un amplificateur A. L'ensemble, circuit déphaseur et amplificateur doit avoir, un temps de retard de groupe constant dans la bande. La sortie de l'amplificateur est reliée à l'entrée d'un distributeur à q sorties, 50. Chaque sortie 1 à q du distributeur est reliée à l'entrée d'une liaison optique comportant un émetteur optique (12)i relié à une fibre optique de transmission (22)i dont l'autre extrémité est reliée à un coffret de réception (31)i. Chaque sortie activée du distributeur 50 commande la transmission du signal d'entrée de la première liaison, el, à la sortie (s2)i de la liaison (L2)i correspondante. L'invention n'est pas limitée aux modes de réalisation précisément décrits et représentés. En particulier, le procédé, appliqué dans la description qui précède à des liaisons optiques, est applicable à d'autres types de liaisons, coaxiales d'égales longueurs par exemple, dont on souhaite améliorer le comportement non-linéaire d'ordre 2. Le procédé s'applique quelle que soit la longueur des liaisons optiques. Il est également possible de jouer sur le taux de modulation de la première diode laser dans le cas où les sources sont très différentes, la meilleure liaison étant placée en tête, ce qui pour un réseau offre une autre latitude intéressante de réglage. Tout dispositif de déphasage large bande, incluant éventuellement un amplificateur, est utilisable pourvu que le temps de propagation de groupe T g de la fonction déphaseur utilisée soit constant, Le procédé s'applique quel que soit le spectre du signal à transmettre et notamment quel que soit le nombre et la répartition des porteuses modulées à transmettre. Le procédé décrit pour la mise en cascade de liaisons sur deux niveaux, L1 et L2 pour une liaison point à point, L1 et (L2)i, i=1 à q pour une distribution du signal à plusieurs sorties est bien sûr applicable à un nombre supérieur de niveaux dans un réseau de transmission. Pour cela, à chaque noeud de réseau, entre deux branches ou entre une branche d'entrée et plusieurs branches de sortie, une inversion de phase sur le signal issu d'un niveau est effectuée avant transmission au niveau suivant. REVENDICATIONS 1. Procédé d'amélioration des performances en linéarité d'un réseau de liaisons analogiques comportant des branches formées de liaisons simples comportant chacune une source modulable dont l'entrée de modulation reçoit le signal à transmettre, un milieu de transmission du signal modulé émis par la source et des moyens de réception du signal transmis, ces branches étant reliées par des noeuds, caractérisé en ce qu'il consiste à effectuer, en chaque noeud du réseau, une inversion de phase du signal analogique à transmettre avant amplification et réinjection dans la branche suivante du réseau. 2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que, pour une liaison point à point nécessitant la mise en cascade de plusieurs liaisons simples (L1, L2 > et une répétition avec amplification du signal entre deux liaisons, I'inversion de phase est effectuée sur le signal issu des moyens de réception du premier niveau, avant amplification, le temps de propagation de groupe du noeud du réseau étant maintenu constant dans la bande de transmission. 3. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que, pour un noeud de distribution du réseau reliant une liaison (L1) d'un premier niveau à plusieurs liaisons à un second niveau ((L2)i, i = 1 à q), via un amplificateur et un distributeur (D), I'inversion de phase est effectuée sur le signal issu des moyens de réception du premier niveau, avant amplification et distribution vers les liaisons du second niveau le temps de propagation de groupe du noeud du réseau étant maintenu constant dans la bande de transmission. 4. Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce que, les branches du réseau comportant comme milieux de transmission des fibres optiques, l'inversion de phase est effectuée sur le signal reçu par le récepteur optique d'extrémité d'une liaison avant amplification et application à l'entrée de modulation de la source modulable d'entrée de la liaison suivante. 5. Procédé selon l'une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que les sources modulables utilisées dans les branches du réseau sont de même type et de même provenance, leurs caractéristiques de transmission pouvant être sensiblement différentes. 6. Procédé selon l'une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que, les sources modulables étant de types différents, la source de meilleures performances en linéarité est placée dans la liaison du premier niveau. 7. Utilisation du procédé selon l'une des revendications 1 à 6 dans un réseau de vidéocommunications, caractérisé, en ce que les signaux de modulation appliqués aux sources modulables sont des signaux analogiques en bande de base.