Brevet FR2674083A1 — publié le 19920918

EMETTEUR-RECEPTEUR POUR LIAISON BIDIRECTIONNELLE, CIRCUIT INTEGRE L'INCORPORANT ET APPLICATION A LA COMMUNICATION ENTRE UNITES D'UN SYSTEME INFORMATIQUE L'invention concerne les transmissions de données numériques entre stations ou unités par l'intermédiaire de liaisons série bidirectionnelles de type point à point. Ces liaisons comportent un support de transmission, tel que paires torsadées, câbles coaxiaux ou fibres optiques, relié à chaque extrémité à une station par un émetteur et un récepteur associé à la station. Pour de nombreuses applications, on préfère utiliser un mode de transmission permettant un fonctionnement simultané dans les deux sens entre les deux points afin d'obtenir une meilleure utilisation des lignes. En particulier, cette solution sera adaptée pour réaliser l'interconnexion entre les unités d'un sous-système central informatique comportant un grand nombre d'unités. En effet, la tendance actuelle étant d'augmenter considérablement le nombre de processeurs et de mémoires, le choix d'un bus pour effectuer les échanges d'informations entre toutes ces unités n'est plus adapté. Il est préférable dans ce contexte d'utiliser des liaisons série reliant chaque unité à toutes les autres unités du système de façon à augmenter le parallélisme Compte tenu du grand nombre de liaisons impliquées dans un tel système, le choix de liaisons bidirectionnelles est préférable. De façon générale, une transmission bidirectionnelle nécessite au niveau de chaque station la présence d'un35 émetteur-récepteur relié aux lignes par une impédance d'adaptation Il faut en outre prévoir dans la partie réceptrice des moyens permettant de traiter les collisions, c'est-à-dire les cas o les émetteurs des deux stations reliées entre elles émettent simultanément sur la liaison commune Ces moyens doivent permettre en toute circonstance de détecter & partir de l'état électrique de la ligne l'existenoe et la nature des signaux émis par la station éloignée. Pour résoudre ce problème, on utilise habituellement le principe d'une compensation dans le récepteur de l'effet produit sur la ligne par l'émetteur de la même station lorsque celui-ci émet Ceoi revient & effectuer en cas d'émission une soustraction du signal d'émission au signal présent sur la ligne La différence obtenue est alors représentative du signal émis par l'émetteur de la station éloignée Un* telle solution est décrite dans la demande de brevet européen EP-A-186 142 intitulée "Two wire bidirectional digital transmission system". L'invention propose une autre solution consistant non pas & soustraire du signal de ligne le signal d'émission lorsque l'émetteur de la station considérée émet mais au contraire & additionner, lorsque la station n'émet pas, le signal de ligne & un signal de compensation de même polarité convenablement choisi pour que la somme en résultant soit représentative du signal d'émission de l'autre station. Plus précisément l'invention a pour objet un émetteur- récepteur prévu pour être relié par une liaison de transmission & un autre émetteur-récepteur analogue, ladite liaison comportant au moins une ligne de transmission, ledit émetteur- récepteur comportant des moyens d'amplification pour produire des signaux d'émission sur ladite liaison en réponse & des signaux de commande d'émission et pour produire des signaux de réception en réponse aux signaux d'émission produits sur ladite liaison par l'autre émetteur-récepteur, ledit émetteur-récepteur étant caractérisé en ce que lesdits moyens d'amplification comportent pour chaque ligne de transmission un amplificateur bidirectionnel 1 comprenant: une première impédance d'adaptation & la ligne et S connectée & celle-ci, un premier générateur commandé en réponse auxdits signaux de commande d'émission et alimentant en parallèle ladite première impédance et ladite ligne, des moyens de détection pour fournir un signal de mesure qui est représentatif soit du courant circulant dans l'impédance d'adaptation lorsque ledit premier générateur est actif, soit de la somme du courant circulant dans l'impédance d'adaptation et d'une valeur de compensation lorsque ledit premier générateur n'est pas actif, ladite valeur de compensation étant déterminée de façon & satisfaire & une condition de compensation selon laquelle ledit signal de mesure ne dépend pratiquement que des signaux d'émission produits par l'autre émetteur- récepteur. De multiples réalisation sont envisageables pour produire un signal représentatif de la somme de deux courants. Néanmoins, 1 ' invention présente 1 ' avantage qu'elle permet de choisir des réalisations particulièrement simples car les circuits pour additionner deux signaux de m 4 me polarité peuvent être plus simples que ceux qui effectuent les différences. Cet avantage est particulièrement appréciable si l'on cherche à obtenir un fonctionnement & très haute fréquence car la complexité des circuits entra Ine toujours des perturbations dues notamment aux liaisons électriques et aux connexions. Aussi, l'invention concerne également une réalisation simple et efficace o l'émetteur-récepteur est en outre caractérisé en ce que lesdits moyens de détection comportent une seconde impédance dont une première borne est reliée & un point commun & l'impédance d'adaptation et & la ligne, dont la seconde borne, appelée borne de réception, est alimentée par un second générateur commandé et de môme polarité que ledit premier générateur, en ce que lesdits premier et second générateurs sont commandés en réponse auxdits signaux de commande de façon & ce que le premier générateur soit actif alors que le second générateur ne l'est pas et réciproquement et en ce que ledit signal de mesure est la tension présente sur ladite borne de réception, ladite valeur de compensation étant la tension aux bornes de ladite seconde impédance, lesdits générateurs et ladite seconde impédance étant dimensionnés de façon & satisfaire ladite condition de compensation. La condition de compensation mentionnée ci-dessus impose, comme nous le verrons en détail ultérieurement, une relation entre les valeurs des impédances et des courants impliqués dans l'amplificateur bidirectionnel Dans le cas d'une réalisation au moyen de circuits discrets, il serait possible de vérifier cette relation par un simple dimensionnement des composants de l'amplificateur bidirectionnel Par contre, cette solution est difficilement applicable dans le cas d'un circuit intégré & cause des dispersions de fabrication ainsi que des dérives des caractéristiques par vieillissement ou variations de température. Pour résoudre ce problème, et selon une caractéristique particulière de l'invention, l'&metteur-récepteur est caractérisé en ce que ledit premier générateur comporte une source de courant réglable et commandée par des premiers moyens d'asservissement tels que ladite condition de compensation soit satisfaite. D'autre part, pour réaliser un émetteur-récepteur intégré capable de fonctionner à haut débit, par exemple de l'ordre de 1 Gbit/s, la solution consistant à utiliser une impédance d'adaptation externe au circuit intégré entraîne des difficultés dues notamment aux inductances parasites introduites par les connexions entre l'impédance et les bornes du circuit intégré Ce problème peut être résolu si l'impédance d'adaptation est elle-même intégrée mais on retrouve les problèmes précédents ds aux dispersions de fabrication et aux dérives des caractéristiques. Pour résoudre ce dernier problème et selon un autre aspect de l'invention, l'émetteur-récepteur est caractérisé en ce qu'il fait partie d'un circuit intégré et en ce que la première impédance est réglable et commandée par des seconds moyens d'asservissement tels que ladite première impédance prenne une valeur égale & celle d'une impédance calibrée extérieure au circuit intégr& et ayant la valeur de l'impédance caractéristique de la ligne. D'autres caractéristiques de l'émetteur-r 6 cepteur selon l'invention apparaîtront dans la suite de la description. En particulier, l'invention concerne également un émetteur- r&cepteur de type différentiel destiné & être relié & une liaison différentielle formée de deux lignes servant & véhiouler en fonctionnement normal des tensions complémentaires représentatives d'une valeur logique binaire correspondante Cette réalisation présente les avantages notamment de diminuer le bruit et de simplifier le récepteur par l'utilisation de comparateurs auto- référencés. Aussi, 1 ' invention a également pour objet un émetteur- récepteur caractérisé en ce que, ladite liaison comprenant deux lignes de transmission, lesdits moyens d'amplification comportent deux voies formées de deux amplificateurs bidirectionnels associés respectivement auxdites lignes de transmission, en ce que lesdits amplificateurs sont commandés respectivement par deux signaux différentiels d'émission formant lesdits signaux de commande d'émission, en ce que l'un des signaux différentiels commande le premier générateur de courant du premier amplificateur ainsi que le second générateur de courant du second amplificateur, l'autre desdits signaux différentiels commande le premier générateur du second amplificateur ainsi que le second générateur du premier amplificateur et en ce que lesdits signaux de réception sont fonction de la tension différentielle présente entre les bornes de réception des deux amplificateurs bidirectionnels. L' invention concerne également un circuit intégré incorporant une pluralité d'émetteurs-r&cepteurs ayant les caractéristiques mentionnées ci-dessus, Dans ce cas, oertains éléments tels que les moyens d'asservissement pourront être communs & plusieurs 6 metteurs- réoepteurs du même ctircuit intégré. L'invention concerne enfin un système informatique dans lequel l'interoonnexion entre les unités fonctionnelles de ce système est réalisée au moyen de circuits intégrés conformes & l'invention et assooiés respectivement aux unttés de ce système. D'autres aspects, détails de réalisation et avantages de l'émetteurrécepteur selon l'invention seront également exposés dans la description qui va suivre. La figure 1 repr&sente un amplificateur bidirectionnel utilisé dans l'émetteur-récepteur selon l'invention. La figure 2 représente les moyens d'asservissement associés & l'amplificateur bidirectionnel. La figure 3 représente un amplificateur bidirectionnel de type différentiel. La figure 4 représente une réalisation des premiers moyens d'asservissement. La figure 5 représente la partie réception des moyens d'amplification de l'émetteur-récepteur selon 1 ' invention. La figure 6 représente des seconds moyens d' asservissement. La figure 7 représente un mode de réalisation d'une impédance d'adaptation réglable. La figure 8 représente des circuits permettant de réaliser les seconds moyens d'asservissement. La figure 9 représente un circuit d'interface parallèle- série, série-parallèle utilisant l' émetteur-récepteur selon l'invention. Les figures 10, 11 et 12 illustrent les procédés de test applicables aux émetteurs-récepteurs et aux circuits intégrés selon l'invention. La figure 1 est une représentation fonotionnelle simplifiée de l'amplificateur bidirectionnel utilisé dans 1 'émetteur-r 6 cepteur. L'amplificateur 1 comprend une impédance d'adaptation R reliée & la ligne L par des bornes B ainsi qu'un premier générateur de courant G 1 commandé par un signal de commande d'émission e Le générateur G 1 est branché en parallèle avec un montage comportant une seconde impédance r branchée en série avec un second générateur de courant G 2 de même polarité que le générateur G 1 et commandé par le signal e complément de e La borne V de l'impédance r qui est reliée au générateur de courant G 2 constitue la borne de réception dont la tension est représentative du signal émis par l'autre station reliée à l'autre extrémité de la ligne L L'autre borne U de l'impédance r est reliée au point commun & l'impédance R, au générateur G 1 et à la ligne L L'autre borne de l'impédance R est reliée & un potentiel fixe Vdd supposé être la masse du circuit Dans le cas o la ligne est un cable coaxial, comme repr&senté, le blindage du cable est relié & la masse. Le premier générateur de courant G 1 est constitué d'une première source de courant 51 fournissant un courant I O 10 d'intensité variable en fonction d'un signal de réglage AI La source de courant SI est reliée & l'impédance R par l'intermédiaire d'un interrupteur T 1 commandé par le signal e. De façon analogue, le second générateur 02 comporte une seconde source de courant $ 2 fournissant un courant i réglé en fonction d'une tension de référence Vref et reliée & l'imp 6 dance r par l'intermédiaire d'un second interrupteur T 2 commandé par le signal e*. Les sources de courant SI, $ 2 sont alimentées par un second potentiel fixe vss négatif par rapport & la masse. L'impédance R est supposée variable en fonction de signaux de réglage A Rpar l'intermédiaire d'un décodeur 8. Pour simplifier les explications du principe de fonctionnement de l'amplificateur bidirectionnel, nous supposerons tout d'abord que la ligne L est sans perte, que i est négligeable par rapport & I et que la valeur de l'impédance R est très petite par rapport & celle de r. D'autre part, nous supposerons qu'un amplificateur bidirectionnel de même constitution d'une station éloignée est connecté à l'autre extrémité de la ligne L Enfin, nous supposerons que l'état d'émission d'une station se traduit par la mise à 1 logique du signal de commande d'émission e qui, dans ce cas, provoque la fermeture de l'interrupteur T 1 et l'ouverture de l'interrupteur T 2. En fonctionnement, quatre situations peuvent se présenter: a) La station considérée est seule & émettre Le générateur G 2 est alors inactif tandis que le générateur G 1 fournit un courant I & l'impédance R en parallèle avec l'impédance caractéristique de la ligne L L'impédance R étant supposée adaptée & la ligne, un courant I/2 circule dans cette impédance et la tension présente & la borne U ainsi qu'& la borne V est égale & R I/2. b) Si aucune station n'émet, le générateur G 1 de chaque station est inactif, les générateurs G 2 sont actifs La tension & la borne V est alors pratiquement égale & r i. c) Si les deux stations émettent, les générateurs G 2 sont inactifs et le oourant I produit par le premier générateur G 1 de la station et celui de la station éloignée se superposent dans les impédances R et dans la ligne En supposant un fonctionnement linéaire, la tension présente & la borne U ainsi qu'& la borne V est donc égale & R I. d) Si la station éloignée est seule & émettre, un courant I/2 circule dans l'impédance R et la tension présente & la borne t U est égale & R I/2 D'autre part, le courant i circule dans l'impédance r et la tension & la borne Vest done égale & r i R 1/2. Le but étant d' obtenir un signal ne dépendant que de l'état d'émission de la station éloignée, on constate que si l'on choisit les valeurs des impédances r et R et des courants i et I telles que l'on ait la relation: r i - R.I/2, la tension de la borne de réception V vérifie bien cette condition Cette tension sera donc égale à R I lorsque la station éloignée émet et à -R I/2 lorsqu'elle n'émet pas. I 1 convient cependant de remarquer que la relation r i R.I/2 permet d'obtenir des niveaux de tension sur la borne V strictement indépendants de l'état d'émission de la station A condition que les hypothèses initiales soient parfaitement vérifiées Dans le cas contraire, la tension & la borne de réception v dépendrait de l'état d'émission mais la compensation imparfaite qui en résulterait pourrait, dans certaines conditions, permettre tout de môme de détecter l'émission de la station éloignée en comparant la tension de réception & des valeurs de seuil bien choisies. Un calcul plus précis permettrait d'établir une relation entre R, I, r, i pour réaliser exactement la compensation dans le cas réel Cette relation doit exprimer la condition que la chute de tension dans les impédances R et r en série observée lorsque l'émetteur considéré est seul & émettre est égale & celle observée quand aucun émetteur n'émet Cette condition est rigoureuse en fonctionnement linéaire et reste valable sans qu'il soit nécessaire de faire des hypothèses sur l'ordre de grandeur de la résistance r ou du courant i, ni sur l'impédance caraot&éristique de la ligne. Ainsi, en supposant un fonotionnement idéal des générateurs de courant, la condition de compensation s'exprim par la relation: R I/2 (R/2 + r) i La condition de compensation pourrait 4 tre satisfaite gr&ce & un dimensionnement approprié des résistances et des sources de courant de l'émetteur-récepteur Cependant, dans la perspective d'une réalisation intégrée, il faut prévoir des moyens permettant d'ajuster automatiquement les caractéristiques des composants et des circuits de façon à compenser les dispersions de fabrication et les dérives de caractéristiques.35 Dans ce but, on prévoit des moyens d'asservissement représentés schématiquement à la figure 2 Cette figure représente un circuit intégré comportant plusieurs il émetteurs-récepteurs dont seuls les amplificateurs bidirectionnels 1 sont représentés Chaque amplificateur 1 est relié & une ligne associée L par l'intermédiaire des plots B du circuit intégré Le circuit comporte des moyens d'asservissement des courants I et des impédances d'adaptation R des amplificateurs 1 L'asservissement de I est effectué au moyen d'un circuit de commande de courant 2 relié & une impédance d'asservissement Ra de constitution et de dimensionnement fonction des impédances R Le circuit 2 fournit un signal AI de réglage de courant appliqué & l'entrée de réglage des sources de courant SI des amplificateurs 1 Le circuit 2 est conçu de façon & régler le courant I des sources de courant pour vérifier la condition de compensation évoquée précédemment La description détaillée du circuit 2 sera donnée en relation & la figure 4. Les moyens d'asservissement des impédances R comportent un circuit de commande de résistance 3 relié & l'impédance d'asservissement Ra et & une impédance calibrée Rc extêrieure au circuit intégré Le circuit 3 fournit un signal de réglage AR de l'impédance d'asservissement Ra et des impédances R des amplificateurs Le circuit 3 asservit la valeur des résistances Ra et R & la valeur de la résistance calibrée Rc égale & l'impédance caractéristique des lignes L Le circuit 3 sera décrit en détail en référence & la figure 6. Les moyens d'asservissement de l'intensité I et des impédances R assurent que la condition de compensation sera vérifiée quelles que soient les dispersions de fabrication et les dérives de caractéristiques tout en maintenant la condition d'adaptation des impédances d'adaptation. La figure 3 représente une réalisation en technologie Bi CMOS d'un amplificateur bidirectionnel de type différentiel Il est fonctionnellement équivalent à deux amplificateurs bidirectionnels conformes à la figure 1, disposes symétriquement et reliés respectivement aux lignes L, L d'une liaison différentielle Comme en mode différentiel une seule des voies est active & la fois, il suffit de prévoir une seule source de courant Si, 52 commune aux générateurs de courant GI, G 2, associés aux deux voies. Ainsi, la voie de gauche associée & la ligne L comporte une impédance d'adaptation R reliée par le point U & la ligne L et au collecteur d'un transistor bipolaire T 1 I dont l'émetteur est relié & la première source de courant commune 51 La base du transistor T 1 reçoit le signal de commande d'émission e Le collecteur du transistor T 1 est relié au collecteur V d'un second transistor T 2 par l'intemédiaire de l'impédance r L'émetteur du transistor T 2 est relié & la seconde source de courant commune 52. Symétriquement, la voie de droite reliée & la seconde ligne L* de la liaison différentielle comporte une impédance d'adaptation R reliée par le point U* au collecteur d'un transistor Tl* dont l'émetteur est relié &à la source de courant commune Si Le collecteur du transistor TI* est relié au collecteur v du transistor T 2 * par l'intermédiaire de l'impédance r L'émetteur du transistor T 2 * est relié & la seconde source de courant commune 52 Le transistor TI* reçoit sur sa base le signal e complément du signal e Les signaux * et * constituent des signaux différentiels de commande d'émission Ces signaux sont complémentaires et représentatifs d'une valeur logique déterminée Les signaux e et e sont appliqués respectivement sur la base des transistors T 2 * et T 2, par l'intermédiaire de résistances servant à compenser la constante de temps due à la capacité de structure des impédances R. La source de courant 51 est constituée d'un transistor bipolaire T 3 dont le collecteur est relié aux émetteurs des transistors T 1 et Ti* et dont l'émetteur est relié au potentiel négatif Vss par l'intermédiaire du chemin drain- source d'un transistor NMOS Ni La base du transistor T 3 est commandée par le signal de réglage AI et la grille du transistor N 1 reçoit le signal de commande d'alimentation AUTO De façon analogue, la seconde source de courant 52 est constituée d'un transistor bipolaire T 4 dont le collecteur est relié aux émetteurs des transistors T 2 et T 2 et dont l'émetteur est relié & la tension Vss par l'intermédiaire d'une résistance N 2. Le fonctionnement du circuit de la figure 3 se déduit facilement de celui de la figure i grâce aux remarques suivantes Pour chaque voie, le premier générateur de courant G 1 est oonstitué du transistor T 1 ou TI* faisant fonction d'interrupteur et de la première source de courant commune $ 1 De même, le second générateur de courant Q 2 est formé du transistor T 2 ou T 2 * et de la seconde source de oourant $ 2 Chaque voie fonctionne alors exactement comme le circuit de la figure 1 mais, compte tenu du mode de fonctionnement différentiel, un seul des signaux de commande d'émission e, e* est actif & la fois, aussi bien pour l'émetteur-récepteur de la station considérée que pour celui de la station éloignée Il en résulte que, grâce & la compensation décrite précédemment, les tensions présentes aux bornes de mesure V et V* prendront respectivement les valeurs RI et -RI/2 ou - RI/2 et RI selon que la voie de gauche ou la voie de droite de l'émetteur de la station éloignée est active ou non Les tensions V et V* constituent donc un signal30 différentiel fonction du signal différentiel d'émission de la station éloignée et pourra être exploité en aval de l'amplificateur après une mise en forme appropriée. La figure 4 représente un circuit de commande de courant 2 particulièrement adapté pour commander l'amplificateur différentiel de la figure 3 Nous avons vu que la condition de compensation impose que la chute de tension dans les résistances R et r en série doit être la même lorsque l'émetteur considéré est seul à émettre et lorsqu'aucun émetteur n'émet Par conséquent, le circuit de la figure 4 est conçu de façon & simuler ces deux cas, & comparer les tensions de mesure correspondantes et & régler le courant I de façon & obtenir l'égalité de ces tensions. Dans ce but, le circuit de la figure 4 comporte un circuit d'asservissement 9 de même constitution et de même dimensionnement pour l'essentiel que l'amplificateur différentiel de la figure 3 mais modifié de façon & réaliser sur ses deux voies les simulations recherchées. En particulier, un signal de commande d'émission différentiel fiae est appliqué aux bases des transistors TI, TI* de façon & les rendre respectivement conducteur et non-conducteur Pour c*la, l'émetteur du transistor TI* est relié & sa base tandis que la base du transistor T 1 reçoit une tension positive par rapport & Vss Cette tension est fournie par un montage comportant un transistor bipolaire TS dont la base et le collecteur sont reliés & la masse et dont l'émetteur est relié au potentiel Vss par une résistance appropriée L'6 émetteur du transistor T 5 fournit la tension de base du transistor T 1. D'autre part, l'impédance d'adaptation R et la seconde impédance r sont remplacées respectivement par une impédance d'asservissement Ra, Ra* et une impédance z Le choix des valeurs de Ra, Ra* et z doit tenir compte du fait que, contrairement au circuit 9, l'émetteur- récepteur a ses impédances d'adaptation R reliées aux lignes et que par conséquent la source de courant Si alimente une impédance équivalente égale à la moitié de l'impédance d'adaptation Ainsi, selon une première possibilité, les impédances d'asservissement Ra, Ra pourraient être réalisées en plaçant en parallèle deux impédances identiques aux impédances d'adaptation R utilisées dans l'émetteur- récepteur Dans ce cas, l'impédance z serait identique à r. Selon une autre possibilité, on utilise des impédances d'asservissement Ra, Ra* identiques & l'impédance d'adaptation R, en choisissant pour z une valeur égale au double de celle de la seconde impédance r L'impédance r sera alors réalisée par la mise en parallèle de deux impédances identiques & z Cette solution simplifie la réalisation des impédances d'asservissement Ra, Ra* qui, comme les impédances d'adaptation R, sont de préférence réglables De plus, cette solution permet d'utiliser l'impédance Ra de la voie de gauche pour réaliser l'asservissement des impédances R, comme nous le verrons plus loin. Selon encore une autre possibilité, les impédances R et Ra d'une part, r et z d'autre part ont la même valeur mais le courant fourni par la source de courant 51 du circuit d'asservissement 9 est moitié de celui fourni par la source 81 de l'amplificoateur bidirectionnel Pour cela, il suffit de dimensionner le transistor N 1 du circuit 9 pour qu'il ait une résistance double de celui de l'amplificateur Dans la mesure ot R n'est pas négligeable par rapport & r, il conviendrait que Ra* soit égale & R/2. Dans tous les cas, toujours en supposant un fonctionnement linéaire, les tensions V et V* sont proportionnelles aux chutes de tension aux bornes des impédances R et r de l'émetteur respectivement lorsqu'il est seul & émettre et lorsqu'aucun émetteur n'émet Les tensions V et V* sont appliquées respectivement & l'entrée directe et inverseuse d'un amplificateur différentiel 10 & grand gain et forte impédance d'entrée dont la sortie fournit le signal de réglage de courant AI qui est ensuite appliqué & la base des transistors T 3 des sources de courant 51 du circuit d'asservissement 9 et des amplificateurs bidirectionnels 1. Selon une variante de réalisation, l'amplificateur 10 pourrait être remplacé par un montage numérique analogue à celui utilisé pour l'asservissement des impédances comme nous le verrons en détail ultérieurement. De façon évidente, le circuit de la figure 4 règle le courant I des sources de courant 51 de façon & maintenir en permanence la condition de compensation recherchée. Le circuit d'asservissement 9 étant pour l'essentiel de même constitutionet dimensionnement que les amplificateurs bidirectionnels 1, il reproduit avec une bonne proécision leur comportement indépendamment des dispersions de fabrication et tient compte des courants de fuite éventuellement non négligeables des transistors de commutation T 1, TI *, T 2, T 2. Bien entendu, oe circuit assure que la condition de compensation sera strictement vérifiée du point de vue statique, ce qui est suffisant en général car l'impédance caraotéristique de la ligne, donc les impédances R et r, sont, pour des fréquences élevées, pratiquement des r&ésistances pures L'homme du métier pourra bien s Qr adapter cette réalisation pour mieux tenir compte des caraotéristiques réelles de la ligne dans chaque cas particulier. Selon un aspect intéressant de la réalisation de l'amplificateur bidirectionnel et du circuit d'asservissement, ces derniers comportent une seconde source de courant 52 identique formée du transistor T 4 en série avec une résistance N 2 Il en résulte que la tension Vref appliquée à la base du transistor T 4 fixe la chute de tension dans la résistance N 2 et par conséquent le courant i qui la traverse Ainsi, compte tenu de la condition de dimensionnement imposée par le circuit d'asservissement, le choix de la tension Vref détermine indirectement le produit R I qui doit être fixé avec précision car il fixe la dynamique de signaux. Dans le cadre d'une application & un circuit d'interface parallèle- série, série-parallèle pour réaliser l'interconnexion d'un grand nombre d'unités, il est intéressant de prévoir la possibilité de couper l'alimentation des circuits de puissance des émetteurs et récepteurs inactifs C'est pourquoi les sources de courant SI sont munies d'un transistor NMOS NI commandé par un signal de mise sous tension AUTO Cette disposition présente l'avantage, notamment dans le cas d'une réalisation intégrée, de réduire la consommation du circouit d'interface. Il convient cependant de tenir compte de oette possibilité dans la conception de la partie réception de l'émetteur- récepteur Mn effet, si l'émetteur-récepteur de la station éloignée est & l'état de repos, o'est-&-dire a sa source de courant 81 inactive, aucune des lignes différentielles n'est alimentée par cet émetteur- récepteur Il en résulte qu'aucune tension différentielle V, V n'apparaît en sortie de l'amplificateur bidirectionnel, ce qui pourrait provoquer une détection erronée des signaux de réception. Pour éviter cette difficoulté, il est prévu un ensemble de moyens dans la partie réception de l'émetteur-récepteur pour traiter ce cas. La figure S représente la partie réception dans son ensemble On retrouve évidemment l'amplificateur bidirectionnel 1 qui est associé & un circuit de mise en forme 4 et & un circuit de détection d'activité de ligne 5 Le circuit 5 reçoit les tensions V, V* de l'amplificateur 1 et fournit un signal différentiel VAL, VAL* résultant de la comparaison entre la tension différentielle V, V* et une valeur de seuil déterminée Le circuit 5 est constitué en fait d'un ensemble de comparateurs pour comparer respectivement les tensions V * et V & une valeur de seuil comprise entre les tensions maximales et minimales pouvant être prises par V et V* lorsque la station éloignée est active Si l'une des tensions V ou V* est supérieure & ce seuil en valeur absolue, un circuit logique place respectivement & un niveau haut et bas les sorties VAL et VAL* du circuit 5. Dans le cas contraire, les signaux VAL et VAL sont placés respectivement & des niveaux bas et haut La réalisation du circuit 5 étant & la portée de l'homme du métier, nous n'en donnerons pas une description plus détaillée. Le circuit de mise en forme 4 est une porte ET en technologie SCL composée de deux transistors T 6, T 7 reliés entre eux par leur émetteur et dont les oollecteurs sont reliés chacun & la masse par l'intermédiaire d'une résistance Deux autres transistors T 8, T 9 ont leur émetteur relié au collecteur d'un cinquième transistor T 10 dont l'émetteur est relié à la tension Vss par l'intermédiaire d'une résistance N 3 Le oollecteur du transistor T 8 est relié aux émetteurs des transistors T 6 et T? tandis que le collecteur du transistor T 9 est relié au collecteur du transistor T 7 La base du transistor T 10 reçoit la tension de référence Vref de façon & fixer le courant circulant dans la résistanoe N 3 Les bases des transistors T 6 et T 7 reçoivent respectivement les tensions V* et V Les bases des transistors T 8 et T 9 reçoivent respectivement les signaux d'activité de ligne VAL et VAL* Les tensions S et S des collecteurs des transistors T 6 et T 7 constituent les signaux de réception différentiels utilisables en aval dans le reste du circuit. Le circuit de la figure 5 fonctionne de la façon suivante. Si la station éloignée est active, il existe une tension différentielle V, V* qui est détectée par le circuit 5 fournissant alors un signal différentiel positif VAL, * VAL Il en résulte que le transistor T 8 est conducteur et que le transistor T 9 est bloqué Le circuit 4 fonctionne alors en amplificateur différentiel produisant sur ses sorties s, S un signal différentiel fonction de la tension différentielle V, V*. Si par contre le circuit 5 détecte l'inactivité de la station éloignée, les signaux VAL et VAL* prennent des valeurs complémentaires du cas précédent Le transistor T 8 est alors bloqué et le transistor T 9 est conducteur I 1 en résulte que le signal S est & l'état bas et le signal s est & l'état haut, forçant ainsi la sortie différentielle du circuit de mise en forme & la valeur O logique. La description qui précède montre l'intér&t de fixer avec assez de précision la valeur du produit R I de façon & permettre un bon fonotionnement des oomparateurs du circuit de détection 5. La figure 6 représente les moyens d'asservissement des impédances d'adaptation R Ils comprennent un comparateur d'impédance 3 relié & une impédance de référence RC et & une imp&dance d'asservissement Ra L'impédance de référence Re est une impédance calibrée extérieure au circuit intégré et l'impédance Ra est une impédance intégrée réglable de mêmes constitution et dimensionnement que les impédances d'adaptation R & régler. Le comparateur d'impédance 3 délivre un signal de réglage numérique AR relié aux décodeurs 7, 8 associés respectivement & l'impédance Ra et & chaque impédance d'adaptation R Chaque décodeur 7, 8 commande la valeur de l'impédance associée Les décodeurs 8 associés aux impédances d'adaptation R se distinguent du décodeur 7 de l'impédance Ra par la présence d'une entrée supplémentaire INF* prévue pour les opérations de test qui seront expliquées ultérieurement. Comme pour l'asservissement du courant, la réalisation décrite ci- dessous permet d'ajuster la partie purement résistive des impédances d'adaptation L'homme du métier pourra modifier cette réalisation pour tenir compte, si nécessaire, des caractéristiques réelles de la ligne. Le comparateur d'impédance 3 comprend deux ponts diviseurs de tension Pa, Pc branchés on parallèle respectivement avec Ra et Rc Ces deux montages parallèles sont alimentés respectivement par les sources de courant Sa et Sc identiques Dans le cas o l'impédance Ra est celle utilisée dans le circuit 9 d'asservissement des courants, la source Sa est en fait la source SI du circuit 9 Le comparateur 3 oomporte également un comparateur de tension Il relié aux ponts diviseurs Pa et Pc ainsi qu'un oompteur-décompteur 6 Le comparateur de tension 11 est en fait constitué de deux comparateurs CL, CH fournissant respectivement un signal INC d'incrémentation appliqué & l'entrée de comptage du compteur-décompteur 6 et un signal de déorémentation DEC appliqué & son entrée de décomptage. Le point milieu c du pont diviseur Pc de résistance 2 X est relié & l'entrée inverseuse du comparateur CL et & l'entrée directe du comparateur CH Le pont diviseur Pa comporte deux bornes intermédiaires a, b telles que la résistance X entre le point a et la masse et la résistance entre le point b et la source de courant Sa soient égales, une résistance x entre les points a et b étant égale & une fraction de X Le point a est relié & l'entrée inverseuse du comparateur CH et le point b est relié & l'entrée directe du comparateur CL Cette disposition permet par un dimensionnement approprié de X et x de produire un effet d'hystérésis tel que les signaux d'incrémentation INC ou de décrémentation DEC soient actifs lorsque la valeur de l'impédance d'asservissement Ra est respectivement inférieure ou supérieure à la valeur de l'impédance de référence Rc d'une valeur de seuil déterminée Ceci présente l'avantage d'éviter une instabilité dans la régulation des impédances d'adaptation. Cette valeur de seuil sera définie par un pourcentage d'erreur imposé et portant sur la valeur de Rc On peut constater d'autre part que le fonctionnement du comparateur 3 est pratiquement indépendant des dispersions de fabrication, dans la mesure o X est suffisamment grand par rapport & Rc, ce qui est toujours possible. Ainsi, l'état du compteur-décompteur 6 est représentatif de la valeur de réglage & appliquer aux impédances R et Ra pour que leur valeur soit égale à la valeur de l'impédance de référence Rc & un pourcentage d'erreur près. L'asservissement de la figure 6 est donc du type & commande numérique On aurait pu imaginer une solution analogique utilisant par exemple des transistors PMOS, les résistances des chemins drain-source constituant les impédances réglables R et Ra, les grilles étant commandées par un signal de réglage analogique représentatif de la différence entre la valeur de l'impédance calibrée Ro et celle de l'impédance d'asservissement Ra Or, cette solution présente l'inconvénient que le signal de réglage analogique est exposé & des altérations lors de sa transmission dans le circuit, en particulier dans le cas d'un circuit intégré comportant un grand nombre d'émetteurs-récepteurs. La réalisation numérique de la figure 6 résout donc ce problème L'utilisation, suggérée ci-dessus, de transistors PMOS comme impédances réglables serait possible en leur associant des circuits de conversion numérique-analogique Cependant, cette solution nécessiterait d'utiliser des transistors volumineux dont la capacité de structure pourrait perturber le fonctionnement à très haute fréquence. Une solution entièrement numérique est donc préférable. Pour cela, chaque impédance variable est réalisée au moyen d'une pluralité de résistances branchées sélectivement en parallèle par un signal de réglage numérique On peut noter que le cas de l'impédance Ra est légèrement différent de celui des impédances R car il n'est pas nécessaire de prévoir la possibilité pour Ra de prendre une valeur infinie pour les opérations de test Par conséquent, l'une des résistances de Ra pourra être branchée en permanence. La figure 7 représente une telle réalisation o chaque résistance est constituée d'un transistor PMOS PO-P 6 Les transistors sont branchés en parallèle, leurs sources étant reliées à la masse et leurs drains & la source de courant associée Les grilles des transistors PO-26 sont commandé S respectivement par les signaux E 0-E 6 La résistance du chemin drain-source de chaque transistor prend alors une valeur qui dépend du dimensionnement du transistor (sa largeur de grille par exemple) ainsi que du procédé de fabrication, avec une incertitude autour d'une valeur typique correspondant au cas le plus probable. On pourrait imaginer de choisir un dimensionnement des résistances P 0- 26 de façon & réaliser une pondération d'un code binaire (les résistances sont toutes différentes et proportionnelles & une puissance de 2) mais cette réalisation pose le problème dos commutations simultanées de plusieurs résistances qui pourraient provoquer des perturbations au niveau des lignes. Pour éviter ce problème, il est préférable d'utiliser des résistances dimensionnées de façon à ce que leurs activations successives conduisent & des valeurs régulièrement décroissantes de la résistance équivalente en résultant En contrepartie, ceci entraîne, pour une précision donnée, une augmentation du nombre de résistances et donc du nombre de signaux de commande. Aussi, pour compenser cet inconvénient, la solution choisie consiste à utiliser comme signal de réglage AR un signal de réglage numérique codé et à associer à chaque impédance à régler un décodeur 7, 8 correspondant Le code utilisé est avantageusement un code de Gray fourni directement par le compteur-décompteur 6 Une réalisation détaillée de ce compteur- décompteur et des décodeurs associés est représentée à la figure 8. Avant de décrire la figure 8, il convient de donner un exemple de réalisation détaillée des circuits précédents. L'impédance caractéristique de la ligne étant de 50 ohms, on impose par exemple une erreur de moins de 5 % sur les impédances d'adaptation, dans les limites d'une dispersion d'environ 25 % sur les valeurs des composants. Les impédances d'adaptation doivent alors pouvoir varier régulièrement entre 37 et 63 ohms environ dans le cas typique Les calculs et les simulations conduisent alors & une solution & 7 transistors PO & P 6 de résistances croissantes dont les dimensionnements sont faciles & calculer en fonction de la technologie employée. D'autre part, les signaux d'incrémentation INC ou de dcrémentation DRC doivent s'activer lorsque l'impédance Ra est respectivement inférieure ou supérieure de 5 % & l'impédance Ro Les calculs montrent alors, avec Rc 50 ohms, que l'on peut prendre X 500 ohms et x 50 ohms. Un prenant R 0,5 V, il en résulte une immunité au bruit pour un niveau de bruit inférieur & 3,3 m V. La figure 8 représente le compteur- décompteur 6 et les décodeurs 7 et 8 dans le cas particulier o les impédances d'adaptation comportent 7 transistors PMOS en parallèle. Le décodeur 7 associé à Ra possède seulement 6 sorties Cl à C 6 reliées respectivement aux grilles des transistors Pl & P 6 Le transistor PO est rendu conducteur en permanence par une polarisation négative de sa grille Lorsqu'une sortie Cl-C 6 du décodeur 7 prend la valeur O logique, le transistor qu'elle commande P 1-P 6 est rendu conducteur. Le décodeur 8 comporte 7 sorties E O & E 6 et a un fonctionnement analogue au décodeur 7 & la différence près que le premier transistor PO peut tre conducteur ou bloqué selon que la sortie E O est & O ou & 1. Le compteur-décompteur 6 comprend trois bascules DA, DB, DC de type D définissant l'état du compteur Les bascules DA, DB, DC reçoivent respectivement sur leurs entrées D les signaux logiques A+, B+, C+ fournis par un ensemble de portes logiques en fonction des signaux INC et DEC et des états A, B, C des bascules DA, DB, DC. Ce circ Ouit logique effectue les équations suivantes: ( 1 > A+ * l(A B*)* (A C)* (C* IN)*l* ( 2) B+ O (B C*) (A INC) (A C DEC) l ( 3) C+ * l(A* D*)* (A* DEC)* (B* DEC) (A B INC)l o le symbole * indique l'opération de complémentation. Grace & cette logique de commande, le compteur peut prendre sept états différents, l'état 000 étant interdit. Chaque état A, B, C correspond & la valeur codée en code de Gray du nombre de transistors qui doivent étre & l'état conducteur Cette disposition implique que toute modification imposée & la valeur des impédances & régler se traduit par le changement d'état d'une seule des bascules DA, DB, DC & la fois. Afin d'améliorer la sécurité de fonctionnement du compteur- décompteur, les bascules sont synchronisées par les fronts descendants d'un signal d'horloge Ho fonction35 d'un signal primaire H et de l'état d'une bascule supplémentaire DH La bascule DH reçoit sur son entrée d'horloge inverse CK le signal d'horloge H et sur son entrée D la somme logique DEC+INC Le signal d'horloge H et la sortie non inverseuse Q de la bascule DH sont reliés aux entrées d'une porte NON-ET (NAND) GH délivrant le signal Ho aux entrées d'horloge inverses CK* des bascules DA, DB, DC. Le compteur-décompteur 6 fonctionne de la façon suivante. Lorsque l'écart en valeur absolue entre les valeurs de Ra et de Re est inférieur au seuil, les signaux DEC et INC restent à O Lors d'un front descendant du signal d'horloge a, la bascule DH est mise & O et la sortie Ho de la porte GH est maintenue & 1, ce qui interdit tout changement d'état des bascules DA, DB, DC Si par contre l'écart entre Ra et Ro dépasse le seuil, l'un des signaux DEC ou INC est & 1 et l' entrée D de la bascule D Hi reçoit la valeur 1 logique A l'apparition du front descendant d'horloge suivant, l'état de la bascule DU repasse & 1 et la sortie de la porte OU délivre un signal oomplémentaire du signal d'horloge H La sortie de la porte GH est donc & 1 mais repasse & O & l'apparition du front montant suivant de H et les bascules DA, DB, DC sont réactualisées conformément aux équations ( 1), ( 2), ( 3) précédentes. Le fonctionnement qui vient d'&tre décrit montre que le compteurdécompteur n'est activé que lorsqu'une modification doit avoir lieu et ceci permet de simplifier le circuit logique de commande des bascules De plus, grâce & la bascule DH et & la porte GR, les bascules DA, DB, DC sont parfaitement synchronisées par l'horloge H sans risque de perturbation par l'apparition des signaux INC ou DEC. Les décodeurs 7 et 8 reçoivent les signaux d'état A, B, C des bascules DA, DB, DC ou leur complément et fournissent en sortie les signaux Cl-C 6 ou EO-E 6 commandant les impédances variables associées. Les sorties Cl-C 6 du décodeur 7 vérifient les équations suivantes: ( 4) Cl (B + C) C 2 (A + B) C 3 lA + (B* + C) l* C 4 A C 5 (A* C) * C 6 (A* B*)* Le décodeur 8 est prévu pour pouvoir commander son impédance & la valeur infinie lorsque le signal de test INF est à 1 D'autre part, pour limiter le nombre de lignes reliant le décompteur-décompteur 6 aux différents déoodeurs 8 du circuit intégré, seuls les signaux A*, B* C* issus des sorties inverseuses des bascules DA, DB, DC sont appliqués & l'entrée du décodeur 8 Compte tenu de ces contraintes, le décodeur 8 est conçu de façon & réaliser les équations logiques suivantes: ( 5) E O t INF E 1 * ( C* I Nt*)* 2 * (A B* INF) E 3 * (A B** (A C) IN* E 4 * (A* IF) S * (A* C XN*) E 6 (A B INF*)* La figure 9 représente un circuit d'interface parallèle- série, série-parallèle dans lequel l'invention peut s'appliquer avantageusement Ce circuit est supposé être réalisé sous forme de circuit intégré prévu pour être relié d'une part & des lignes d'entrée- sortie parallèles composées de lignes de données DT et de lignes de contrôle CT et d'autre part & des lignes de transmission série L. Le circuit comprend des moyens de sérialisation- désérialisation 14 reliés aux entrées-sorties parallèles DT, CT ainsi qu'aux divers émetteurs-récepteurs 12 par des lignes d'émission et de réception série associées Chaque émetteur-récepteur 12 est relié & une ligne de transmission bidirectionnelle L par l'intermédiaire d'un amplificateur 1 conforme à la description précédente. Chaque ligne L relie l'émetteur-récepteur associé & un autre émetteurrécepteur appartenant à une station éloignée. Le circuit intégré comprend également les moyens d'asservissement 2, 3 du courant I et des impédances d'adaptation R des amplificateurs Enfin, un générateur d'horloge 13 recevant un signal d'horloge maitre CL fourni par une horloge extérieure pilote les moyens de s&rialisation-d 6 sérialisation 14 Mn émission, le générateur 13 fonctionne en multiplieur de fréquence de fa Qon & adapter le débit d'émission des données série au débit de réception des données parallèles En réception, le générateur 13 effectue la régénération d'un signal d'horloge & la fréquence des données série & partir de ces données et effectue une division de fréquence pour oontraler la partie parallèle du sérialiseur- dés 6 rialiseur. Les circuits 13 et 14 font l'objet d'un exemple de réalisation détaillée dans chacune des demandes de brevet français suivantes déposées le 11 07 90: "Procédé et système de transmission numérique de données en série", n 90.08811; "Dispositif de sérialisation et de désérialisation de données et système de transmission numérique de données en série en résultant", n 90 08812; "Dispositif d'échantillonnage de données et système de transmission numérique de données en résultant", n 90.08813. Le circuit 14 comprend en outre des moyens pour sélectionner les émetteurs-récepteurs et leur fournir les signaux INF et AUTO en vue d'effectuer respectivement les opérations de test et la coupure d'alimentation des amplificateurs associés aux lignes inactives. * Le fonctionnement du circuit de la figure 9 est en grande partie classique et ne nécessite donc pas d'explication détaillée Pour plus de précisions, on pourra se reporter aux demandes de brevet citées ci- dessus. Il convient cependant de préciser que les moyens de sérialisation-désérialisation 14 comportent des circuits de contrôle de l'activité des émetteurs-récepteurs en fonction de commandes CT indiquant la station destinataire Réciproquement, ces circuits sont prévus pour délivrer des signaux de contrôle sur l'interface paralèle en réponse & l'identité des lignes actives en réception D'autre part, on peut prévoir des circuits de décodage fournissant les signaux I Nt et AUTO aux émetteurs-réoepteurs désignés par des commandes CT appropriées La réalisation pratique de ces circuits dépend essentiellement de l'interface parallèle choisie. Par exemple, si les commandes CT comportent une partie adresse et une partie contrôle, la partie adresse servira d'entrée & des décodeurs d'adresse Des signaux de commande de test et de commande d'alimentation de la partie contrôle seront utilisés pour valider un des signaux INF ou AUTO sélectionné par le décodeur d'adresse. Les figures 10, 11 et 12 symbolisent les opérations de test pouvant être effectuées sur le circuit intégré de la figure 9 Sur ces figures, le sérialiseur-désérialiseur 14 du circuit intégré 16 est relié par ses entrées-sorties parallèles A un appareil de test 15 Comme précédemment, le circuit 14 est relié aux émetteurs-récepteurs 12 dont un seul est représenté pour des raisons de clarté. Selon une première possibilité illustrée à la figure 10, le circuit intégré 16 est testé après fabrication, avant d'être connecté aux lignes de transmission série Dans ce cas, le testeur 15 commande la mise à O du signal INF de l'émetteur-récepteur à tester, ce qui entraîne que sa source de courant alimente les impédances d'adaptation dans leur configuration normale Le testeur 15 commande ensuite l'émission par cet émetteur-récepteur d'un ensemble de données appliquées aux entrées parallèles du circuit 14 Le circuit 14 les convertit en données série et les transmet & l'émetteur-récepteur 12 sélectionné En fonction des données série reçues, l'amplificateur 1 de l'émetteur- récepteur 12 reçoit des signaux de commande d'émission qui activent en conséquence les sources de courant alimentant les impédances d'adaptation. Comme la ligne n'est pas branchée, la source Si alimente seulement 1 ' impédance d' adaptation R de la voie active, donc débite sur une impédance double de l'impédance équivalente qu'elle alimente lorsque l'émetteur-récepteur est en fonctionnement normal Par conséquent, la tension V ou V* de la voie active prend la valeur R Z D'autre part, la tension V* ou V de la voie inactive prend la valeur (R + r)i, c'est-&-dire pratiquement RI/2. Les tensions V et V* qui apparaissent sur les bornes de réception de l'amplificateur 1 reproduisent donc les signaux de commande d'émission qui, après mise en forme et conversion en données parallèles, sont reçus par l'appareil de test 15 Ce dernier effectue alors la comparaison entre les données parallèles émises initialement et celles reçues S'il y a coïncidence, cela signifie que les circuits 13, 14 et 12 ont fonctionné correctement. La même opération est ensuite effectuée en sélectionnant successivement les autres émetteurs-récepteurs du circuit. Ainsi, grâce à la conception particulière des émetteurs- récepteurs, les opérations de test du circuit intégré sont très simples et permettent de vérifier non seulement le bon fonctionnement des émetteurs-récepteur mais aussi de tous les circuits annexes et intermédiaires tels que le sérialiseur-désérialiseur 14. Des tests peuvent aussi être effectués alors que le circuit intégré est en place dans un système, ses émetteurs-récepteurs étant reliés aux lignes de transmission L. Selon une première possibilité illustrée & la figure 11, l'appareil de test 15 commande la mise & 1 du signal INF de l'émetteur-récepteur & tester, ce qui force ses impédances d'adaptation & la valeur infinie La source de courant de son amplificateur 1 alimente les seules lignes de transmission L Comme les impédances d'adaptation ont une valeur égale & l'impédance caractéristique des lignes, nous nous retrouvons dans la m 4 me situation qu'à la figure et le test peut &tre effectué de la m&me façon. Dans ce cas, le test donne une indication supplémentaire sur l'intégrité des connexions entre l'émetteur-récepteur et les bornes du circuit intégré et des connexions entre les bornes et les lignes. On peut noter que les deux tests précédents simulent le fonctionnement normal de façon rigoureuse dans le cas d'une transmission sans perte de courant. Selon une autre possibilité illustrée & la figure 12, les émetteursrécepteurs de deux circuits intégrés 16, 16 ' sont reliés entre eux par les lignes L et l'appareil de test commande la mise & O du signal INF de l'émetteur- récepteur du circuit intégré & tester 16 et la mise à 1 du signal INF de l'émetteur-récepteur correspondant de l'autre circuit intégré 16 '. Dans ce cas, l'émetteur-récepteur 12 du circuit 16 est dans sa configuration normale, tandis que celui du circuit 16 ' a ses impédances d'adaptation déconnectées. Ainsi, la ligne L est ouverte A son extrémité qui est reliée au circuit 16 ' et par conséquent, les signaux émis par le circuit 16 sont transmis par la ligne vers le circuit 16 ', y sont réfléchis puis retransmis par la ligne vers le circuit 16 Il en résulte que la réflexion des signaux simule une émission du circuit 16 ' et une transmission par une ligne de longueur double de celle de la ligne réelle, avec possibilité de collisions entre les signaux émis et les signaux reçus. Le test peut donc tre effectué comme précédemment mais il fournitr une indication supplémentaire sur l'intégrité de la ligne et des connexions entre la ligne et l'émetteur- récepteur de la station éloignée De plus, ce test prend en compte les éventuelles pertes de courant au cours de la transmission Enfin, lteffet de réflexion peut tre exploité pour localiser les défauts de ligne par analyse des signaux de réception et du retard entre l'émission et la réception des signaux de test. Il est intéressant de remarquer que les deux dernières possibilités de test peuvent avantageusement être combinées pour localiser les défautsAinsi, si le test selon la figure 12 révèle un défaut, le test selon la figure Il indiquera si le défaut est da ou non au circuit 16. Dans le contexte d'un circuit d'interface parallèle-série, série- parallèle, les procédés de test précédents sont particulièrement avantageux dans le cas d'une liaison à haut débit car uniquement des signaux à basse fréquence sont échangés entre l'appareil de test et le circuit intégré à tester. Selon une variante de réalisation du circuit intégré, on y inclut des circuits de test, commandés de l'extérieur, capables d'engendrer automatiquement des signaux de test parallèles, d'effectuer les comparaisons et de mémoriser les résultats de ces comparaisons dans des registres accessibles de l'extérieur. Ce circuit de test comprendra un générateur de signaux de test, par exemple un générateur de signaux aléatoires, commandé par un circuit d'activation qui sera programmé pour déclencher l'envoi d'un nombre déterminé de mots de test Comme l'horloge de réception est régénérée & partir des signaux série reçus, elle est indépendante de l'horloge d'émission Aussi, les circuits de comparaison devront être conçus pour tenir compte des décalages entre les signaux émis et les signaux reçus Ceci peut être réalisé au moyen de mémoires tampons Cependant une réalisation moins encombrante oonsiste & associer aux circuits de comparaison un générateur de signaux de test identique & celui d'émission, programmé de la même façon et synchronisé par l'horloge de réoeption Cette réalisation permet de supprimer les mémoires tampons ainsi que les circuits de resynchronisation qui seraient nécessaires autrement. Le fait de prévoir les circuits de test & l'intérieur du circuit intégré présente le double avantage de ne pas n&écessiter un appareil de test extérieur et de permettre une bien meilleure exhaustivité des tests En effet, l'utilisation d'un appareil de test ralentirait considérablement les opérations de test & cause de la désynchronisation entre l'émission et la réception, ce qui implique de nombreuses opérations d'écriture et de lecture dans la mémoire de l'appareil de test. La réalisation des générateurs de signaux de test, des moyens de comparaison et de mémorisation est à la portée de l'homme du métier et ne nécessite donc pas une description plus détaillée. Revendications 1 Emetteur-récepteur prévu pour être relié par une liaison de transmission à un autre émetteur-récepteur analogue, ladite liaison comportant au moins une ligne de transmission (L, L), ledit émetteur- récepteur comportant des moyens d'amplification pour produire des signaux d'émission sur ladite liaison en réponse à des signaux de commande d'émission (e, e) et pour produire des signaux *. de réception (s, S) en réponse aux signaux d'émission produits sur ladite liaison par l'autre émetteur- récepteur, ledit émetteur-récepteur étant caractérisé en ce que lesdits moyens d'amplification comportent pour chaque ligne de transmission (L, L*) un amplificateur bidirectionnel ( 1) comprenant: une première impédance (R) d'adaptation à la ligne et connectée à celle-ci, un premier générateur (Gi) commandé en réponse auxdits signaux de commande d'émission (e, e) et alimentant en parallèle ladite première impédance (R) et ladite ligne (L, L, des moyens de détection (G 2, r) pour fournir un signal de mesure (V) qui est représentatif soit du courant circulant dans l'impédance d'adaptation (R) lorsque ledit premier générateur (Gl) est actif, soit de la somme du courant circulant dans l'impédance d'adaptation (R) et d'une valeur de compensation lorsque ledit premier générateur (Gl) n'est pas actif, ladite valeur de compensation étant déterminée de façon à satisfaire à une condition de compensation selon laquelle ledit signal de mesure (V) ne dépend pratiquement que des signaux d'émission produits par l'autre émetteur- récepteur. 2 Emetteur-récepteur selon la revendication 1 caractérisé en ce que lesdits moyens de détection comportent une seconde impédance (r) dont une première borne est reliée à un point commun (U) à l'impédance d'adaptation et à la ligne, dont la seconde borne (V), appelée borne de réception, est alimentée par un second générateur (G 2) S commandé et de même polarité que ledit premier générateur (G 1), en ce que lesdits premier et second générateurs (G 1, G 2) sont commandés en réponse auxdits signaux de commande (e, e*) de façon & ce que le premier générateur (G 1) soit actif alors que le second générateur (G 2) ne l'est pas et réciproquement et en ce que ledit signal de mesure est la tension présente sur ladite borne de réception (V), ladite valeur de compensation étant la tension aux bornes de ladite seconde impédance (r), lesdits générateurs (G 1, G 2) et ladite seconde impédance (r) étant dimensionnés de façon & satisfaire ladite condition de compensation. 3 Emetteur-ré&epteur selon la revendication 2, caractérisé en ce que ledit premier générateur (G 1) comporte une source de courant (Si) réglable et commandée par des premiers moyens d'asservissement ( 2) tels que ladite condition de compensation soit satisfaite. 4 Mmetteur-récepteur selon l'une des revendications 1 & 3, caractérisé en ce qu'il fait partie d'un circuit intégré et en ce que la première impédance (R) est réglable et commandée par des seconds moyens d'asservissement ( 3) tels que ladite première impédance (R) prenne une valeur égale à celle d'une impédance calibrée (Rc) extérieure au circuit intégré et ayant la valeur de l'impédance caractéristique de la ligne. Emetteur-récepteur selon la revendication 4, caractérisé en ce que, sous la commande d'un signal de test (INF), ladite première impédance (R) peut être mise à l'état de haute impédance. 6 Emetteur-récepteur selon la revendication 4 ou 5, caractérisé en ce que ladite première impédance réglable (R) est réalisée au moyen de transistors à effet de champ (PO O P 6) dont les chemins drain-source sont branchés en parallèle et rendus sélectivement conducteurs par lesdits seconds moyens d'asservissement ( 3). 7 Emetteur-récepteur selon l'une des revendications 3 & 6, caractérisé en ce que le courant (I) de ladite source de courant ( 51) est fourni par le collecteur d'un transistor bipolaire (T 3) dont l'émetteur est relié & un second potentiel (Vas) par l'intermédiaire d'une résistance (N 1) et en ce que lesdits premiers moyens d'asservissement ( 2) commandent la tension de base dudit transistor bipolaire ( 3). 8 mmetteur-réepteur selon la revendication 7, caractérisé en ce que ladite résistance (N 1) est constituée par le chemin drain-source d'un transistor & effet de champ dont la grille est polarisée par un signal (AUTO) de mise sous tension desdits moyens d'amplification. 9 Emetteur-récepteur selon l'une des revendications 2 & 6, caractérisé en ce que, ladite liaison comprenant deux lignes de transmission (L, L*), lesdits moyens d'amplification comportent deux voies formées de deux amplificateurs bidirectionnels associés respectivement auxdites lignes de transmission, en ce que lesdits amplificateurs sont commandés respectivement par deux signaux différentiels d'émission (e, e *) formant lesdits signaux de commande d'émission, en ce que l'un des signaux différentiels (a) commande le premier générateur (G 1) du premier amplificateur ainsi que le second générateur (G 2 *) du second amplificateur, l'autre desdits signaux différentiels (e) commande le premier générateur (Gl*) du second amplificateur ainsi que le second générateur (G 2) du premier amplificateur et en ce que lesdits signaux de réception (s, S) sont fonction de la tension différentielle (V, V*) présente entre les bornes de réception des deux amplificateurs bidirectionnels. Emetteur-récepteur selon la revendication 9, caractérisé en ce que lesdits premiers générateurs (G 1, Gi*) sont des générateurs de courant et comportent une première source de courant commune (Sl), en ce que chaque premier générateur de courant (G 1, G i*) comprend un premier interrupteur (T 1, Ti *) reliant ladite première source de courant ( 51) commune & ladite première borne (U) de la deuxième impédance (r) et en ce que lesdits premiers interrupteurs (TI, Ti *) sont commandés respectivement par lesdits signaux différentiels d'émission (ee*). 11 8 metteur-récepteur selon la revendication 10, caractérisé en ce que lesdits seconds générateurs (G 2, G 2 *) sont des générateurs de courant et comportent une source de courant commune ( 52), en ce que chacun desdits seconds générateurs de courant comprend un second interrupteur (T 2, T 2 *) reliant ladite seconde source de courant commune ( 52) & ladite borne de réception (V) et en ce que le second interrupteur (T 2, T 2 *) qui est associé & une ligne de transmission (L, L*) est commandé par le signal différentiel d'émission (e*, e) qui commande le premier interrupteur (T 1, Ti*) associé & l'autre ligne de transmission (L, L). 12 Emetteur-récepteur selon la revendication 11, caractérisé en ce que ladite première source de courant commune ( 51) est réglable et commandée par des premiers moyens d'asservissement ( 2) qui comportent un circuit d'asservissement ( 9) de même constitution que lesdits moyens d'amplification, dimensionné et polarisé de façon & simuler une émission sur une voie et l'absence d'émission35 sur l'autre voie et en ce que lesdits premiers moyens d'asservissement ( 2) comportent en outre un comparateur de tension ( 10) dont les entrées sont reliées respectivement aux bornes de réception (V, V *) des amplificateurs dudit circuit d'asservissement et dont la sortie commande les premières sources de courant (Si) dudit circuit d'asservissement ( 9) et desdits amplificateurs ( 1). 13 Emetteur-récepteur selon la revendication 12, caractérisé en ce que lesdits premiers et seconds interrupteurs (TI, Ti, T 2, T 2) sont des transistors bipolaires dont les chemins émetteurs-collecteurs relient respectivement la première et la seconde source de courant commune (Si, 52) &, respectivement, ladite première borne (U) de la seconde impédance (r) et ladite borne de réception (V, V*) dudit amplificateur ( 1). 14 Emetteur-réoepteur selon la revendication 13, caractérisé en ce que ladite première source de courant commune (Si) comprend un troisième transistor bipolaire (T 3) dont l'émetteur est relié & un second potentiel (Vos) par l'interm 6 diaire d'une première résistance (N 1) et dont le collecteur est relié aux émetteurs des premiers transistors bipolaires (Tl, Ti*) et en ce que la base dudit troisième transistor (T 3) est reliée & la sortie du comparateur ( 10) desdits moyens d'asservissement ( 2). úmetteur-récepteur selon la revendication 14 caractérisé en ce que ladite seconde source de courant commune ( 52) comprend un quatrième transistor bipolaire (T 4) dont l'émetteur est relié au second potentiel (Vas) par l'intermédiaire d'une seconde résistance (N 2) et dont le collecteur est relié aux émetteurs des seconds transistors bipolaires (T 2, T 2 *) et en ce que la base dudit quatrième transistor (T 4) est polarisée (Vref) de façon à fixer la valeur du produit R I, o R est la valeur de la première impédance et I est la valeur du courant fourni par la seconde source de courant commune ( 52). 16 Circuit intégré, caractérisé en ce qu'il comporte une pluralité d'émetteurs-récepteurs selon l'une des revendications 3 à 9 ou 12 à 15 et en ce que lesdits premiers moyens d'asservissement ( 2) sont communs à plusieurs desdits émetteurs-récepteurs. 17 Circuit intégré, caractérisé en ce qu'il comporte une pluralité d'émetteurs-récepteurs selon la revendication 4 et en ce que lesdits seconds moyens d'asservissement ( 3) sont communs & plusieurs desdits émetteurs-récepteurs. 18 Système informatique comportant des unités fonctionnelles communiquant entre elles, caractérisé on ce que certaines desdites unités comportent au moins un circuit intégré selon l'une des revendications 16 ou 17, chaque émetteur-récepteur dudit circuit intégré étant relié par une liaison de transmission & un émetteur-15 récepteur du circuit intégré appartenant & une autre unité fonctionnelle du système.