Brevet FR2671195A1 — publié le 19920703

i TRAITEMENT D'UN SIGNAL IMPULSIONNEL CODE NUMERIQUEMENT L'invention se situe dans le domaine des radars à compression d'impulsion numérique et plus particulièrement dans le domaine des radars de courte portée. Elle peut cependant être généralisée et employée dans les radars à compression d'impulsion analogique et dans les récepteurs de télécommunication recevant des signaux de faible niveau par rapport aux bruits. On sait que les radars de courte portée émettent une série d'impulsions de durée N T Dans cette expression N désigne un nombre entier et T un moment élémentaire de l'impulsion Chacun des moments élémentaires de l'impulsion est modulé par une variation d'un paramètre de l'émission Ce paramètre peut être par exemple la phase ou la fréquence Ainsi par exemple chacun des N moments d'une impulsion de durée NT peut être affecté ou non d'un déphasage Âl Par convention on prendra la phase O (coefficient 1) pour le code binaire 1 et la phase Âl (coefficient -1) pour le nombre binaire O. Les signaux reçus qui comprennent du bruit et l'écho en retour d'une cible éventuelle sont comparés à l'onde émise par passage dans un corrélateur. La corrélation de deux fonctions est la mesure de la ressemblance qui existe entre elles: c'est essentiellement un procédé de comparaison. En numérique, les signaux sont représentés par des suites de nombres qui sont des échantillons successifs d'une forme d'onde continue. La fonction de corrélation de f(k) et g(k), les deux suites numériques obtenues par l'échantillonnage de deux fonctions continues f(t) et g(t), s'exprime mathématiquement par la relation: S (k) = f (i)g(i+ k) i= co avec i =indice de l'échantillon et k =indice du décalage Lorsque f et g sont des fonctions différentes, on parle d'intercorrélation. Lorsque f et g sont des fonctions identiques, on parle d'autocorrélation. La fonction d'autocorrélation S(k) d'un code de N moments représenté par la suite C (i allant de O à N-l) est la mesure de la ressemblance existant entre le code et lui même décalé d'un nombre k de moments. N-1 S (k) = 7 i C(i+k) 1 = O i=O Le résultat de l'autocorrélation d'un code d'une durée de N moments est une suite de nombres qui représente l'amplitude du signal en fonction des décalages successifs qui lui sont appliqués, ces décalages pouvant être gradués en temps ou en distance puisque, en radar, D = C t/2 ( 10 m"=" 66,66 ns). La fonction d'autocorrélation est symétrique S(k) = S(-k). Elle donne un pic principal et des lobes secondaires. Ainsi entre le code à 5 moments et ce même code décalé de O Il y a 5 ressemblances, d'o S( 0)= 5 Pour calculer S( 1) Code décalé de 1 Il y a 2 ressemblances et 2 différences, d'o S( 1)=O Pour calculer S( 2) Code décalé de 2 11101 Il y a 2 ressemblances et 1 différence, d'o S( 2)= 1 De la même manière, on trouve S( 3)= 0,S( 4)= 1. Le nombre de ressemblances d'un code à N moments par rapport à lui-même décalé dans le temps est maximum pour un décalage nul et est égal à N. S( 0) = N S(o) est le pic principal, de largeur égale à un décalage Il donne la distance de la cible. Pour les autres décalages, k allant de 1 à N-1, l'autocorrélation donne un résultat plus faible, pouvant être nul; ce résultat dépend uniquement du code choisi Ces résultats sont les lobes secondaires; ils se trouvent de chaque côté du pic principal et sont symétriques, S(k) étant égal à S(-k). Si un lobe secondaire d'un code à N moments a la valeur m, son affaiblissement en décibels par rapport au lobe principal vaut: lobe i = 20 log m/N. Si l'on reprend l'exemple du code à 5 moments 11101, la représentation dans le temps de sa fonction d'autocorrélation est représentée figure 1, pour k variant de -5 à + 5. Cette fonction fait apparaître un lobe principal pour k= O et 4 lobes secondaires de valeur 1. Le niveau relatif des lobes secondaires est: 20 log( 1/5)=-14 d B. Nous venons de voir un exemple comportant un code biphasé. Les codes biphasés ne sont qu'un cas particulier de codes polyphasés o les coefficients sont des nombres complexes (racines N ièmes de l'unité). codes biphasés: 1 -1 codes quadriphasés: 1 j -1 -j Il existe une autre manière de définir la corrélation, en utilisant le plan des complexes. Le code de phase de longueur N moments utilisé à l'émission peut être représenté dans le plan complexe sous forme d'un polynôme C(z), de degré N-1, défini conventionnellement -1 sur la variable z; cette variable représente un décalage temporel unité o le rang de l'échantillon, et les phases du code définissent les coefficients (+ 1 ou -1 dans le cas d'un code biphasé). Le code biphasé à 5 moments 11101 peut se représenter sous la forme d'un polynôme de degré 4: -1 -2 -3 -4 C(z)=l + z + z-2 -3 z + z 4 Le code de référence CR(z) adapté au code C(z) correspond au code complexe conjugué de C(z), retourné temporellement En effet, lorsque l'on fait l'autocorrélation d'un code C(z) par sa réplique CR(z) dans un corrélateur numérique, cette réplique doit être le conjugué du code initial retourné dans le temps: pour C(z)= 1 +z +z-2-Z-3 +z-4 Le code 11101 doit voir d'abord 1 (étage 1 du corrélateur numérique), puis 1 (étage 2) et enfin 3 fois 1 (étages 3, 4, 5): d'ou CR(z)=l-z-l+z-2 +z-3 +z-4 Cette opération, que l'on peut expliquer physiquement, équivaut à transformer z en 1: z et à rajouter un retard Dans le cas des codes polyphasés, il faut de plus prendre le coefficient conjugué: CR(z)=C*( 1/z) z-(n-l) soit un code: 11-j-j-1 Il peut s'écrire ainsi C(z) = l+z -l+jz -jz -3-z-4 Le code adapté est: CR(z)=-l+jz -1-jz 2 +z -3 +z-4 dans le corrélateur les coefficients doivent être rangés ainsi: étage 1 2 3 4 5 coefficient -1 j -j 1 1 La fonction de corrélation S(z) s'exprime ainsi S (z)=C(z) CR(z)=C(z) C*( 1/z) z (n- 1) Dans l'exemple du code 11101 S(z)=C(z) CR(z)= ( 1 +z +z-2 _z 3 +z- 4) (Z-1 +z-2 +Z-3 ±4 S(z) = 1 +z -2 + 5 Z-4 +z-6 +Z-8 On retrouve le résultat obtenu dans l'exemple o le même code était simplement biphasé. 101050101, avec un pic principal à 5 et des lobes secondaires à 1. Ces opérations de corrélation sont faites pour toutes les distances de la portée du radar, c'est-à-dire tous les C T /2 Cela implique que l'opération de corrélation doit être réalisée tous les T Les polynômes correspondants sont donc affectés d'un facteur z-m représentant les différents retards. Les concepteurs de radars ont été amenés à utiliser la compression d'impulsions pour améliorer la résolution en distance: Partant d'un radar classique émettant des impulsions d'une durée T représentée figure 2 a, la réponse obtenue en sortie d'un filtre adapté est représentée figure 2 b. Sur ces figures on voit qu'à un signal rectangulaire de durée T correspond une fonction d'autocorrélation en dent de scie amenant une incertitude sur la distance de la cible. En fabriquant un radar à compression d'impulsions émettant des impulsions de largeur T = N T, on cherche à réaliser la réponse idéale. Le signal émis et la fonction d'autocorrélation correspondante sont représentés figures 3 a et 3 b. Le signal émis comporte un code à cinq moments 11101 (code de l'exemple), la fonction d'autocorrélation est représentée par un pic de largeur T L'incertitude sur la distance a été divisée par N. En réalité, comme cela a été vu plus haut, on approche de cette réponse idéale, aux lobes secondaires près. Pour chaque distance, après un traitement qui dépend du type de radar, le résultat de la corrélation est comparé à un seuil et tout ce qui est supérieur à ce seuil provoque une détection; il se peut donc que, dans certaines conditions (écho très fort), le lobe secondaire amène une détection Cette détection parasite est bien provoquée par l'écho, mais à une distance fausse. La visualisation des cibles est commandée par la détection: le problème de détection se reporte donc sur la visualisation Les mesures et les calculs effectués dans le traitement aboutissent à la localisation des cibles, tant en distance qu'en gisement et, dans les radars Doppler, permettent de préciser la vitesse des cibles détectées Ces informations doivent être visualisées sur un écran, soit un tube cathodique ou, de plus en plus fréquemment, sur un écran numérique. Les plots, qui figurent les cibles détectées, représentent généralement la largeur de l'impulsion d'émission dans un radar classique et la largeur du moment élémentaire dans un radar à compression d'impulsions. Ainsi, dans le cas de la compression d'impulsions (CI), les lobes secondaires provoqueront également des plots sur l'écran, à partir d'une certaine puissance de signal réfléchi par la cible; ce phénomène apparaîtra dès que le rapport signal sur bruit d'un écho sera supérieur à la rejection des lobes secondaires. Les lobes secondaires s'étalent sur une distance égale à 2 N fois la largeur du moment élémentaire, le lobe principal étant situé au milieu Leur nombre sera donc d'autant plus élevé que le taux de compression sera plus grand. Nous avons vu précédemment que l'autocorrélation produit inévitablement des lobes secondaires Leur niveau dépend des codes employés: d'o l'importance du choix des codes. Pour un code à N moments le lobe principal a toujours la valeur N. On a cherché à minimiser la valeur des lobes secondaires La valeur minimum que l'on puisse obtenir est 1. Les codes remplissant la condition d'avoir des lobes secondaires au maximum égal à 1 sont les codes dit de Barker. L'étude de ces codes a montré qu'il n'en existe que jusqu'à une longueur maximum de 13, et pour cette valeur le niveau des lobes secondaires sera donc: 20 Log 13 = 22 d B. On peut aussi chercher à augmenter la valeur du pic principal, pour cela il suffit d'augmenter N. Les séquences pseudo-aléatoires, ou séquences de longueur maximum, offrent un intérêt particulier car elles possèdent une structure similaire aux séquences aléatoires et des fonctions d'autocorrélation Intéressantes Un registre à décalage rebouclé sur lui-même génère d'une manière simple et pratique une séquence pseudo-aléatoire Après avoir initialisé à 1 les étages d'un registre à décalage, des sorties sont additionnées modulo 2 et le résultat de cette addition constitue l'entrée du registre Les sorties du registre à décalages constituent des générateurs de séquences de O et de 1 qui se répètent Ces séquences ont une longueur qui dépend des rebouclages Lorsque les étages sommés sont convenablement choisis, on obtient une séquence dont la longueur maximum, pour un registre à N étages, est: L = 2 N 1. Les résultats des fonctions d'autocorrélation de ces codes donnent un rapport pic principal sur lobe secondaire de l'ordre de V 1 N. Dans la pratique on arrive avec de tels codes à rejeter les lobes secondaires de 24 d B par rapport au pic principal. On peut également mettre à la place du code adapté un code de longueur supérieure au code de référence émis C'est la méthode du code désadapté. Cette méthode amène des pertes qu'il convient de calculer dans chaque cas On peut arriver à des résultats très satisfaisants avec des pertes de l'ordre de 0,2 à 1 d B. Les méthodes qui viennent d'être explicitées pour diminuer les lobes secondaires présentent toutes des qualités et des défauts propres: les codes de Barker (de longueur N) laissent des lobes secondaires de niveaux relativement forts étalés sur 2 N moments; les codes désadaptés laissent les lobes secondaires faibles, mais étalés sur des distances beaucoup plus grandes. Les affaiblissements obtenus sont en général suffisants pour des radars de portée importante Par contre les radars de courte portée ont des dynamiques de signaux très importantes. Les détections parasites dues aux lobes secondaires surtout sensibles pour les radars de courte portée ont de nombreux inconvénients en particulier lorsque l'on veut équiper le radar de fonctionnalités particulières par exemple, l'acquisition et la poursuite automatique des cibles mobiles. Lorsqu'une cible est détectée, sa position est déterminée et le radar reste pointé sur elle Il suit ses déplacements aussi bien en distance qu'en gisement et reste "accroché" tant que l'opérateur le désire. Ce procédé ne peut fonctionner correctement que si la localisation de la cible est précise La présence de lobes secondaires peut amener des difficultés à poursuivre une cible mobile De même lorsque l'on doit surveiller un site protégé au moyen d'un radar, il peut y avoir des zones o la présence de cibles mobiles est normale (routes) Dans ce cas on désire que les détections ne provoquent pas d'alarmes, et l'on doit inhiber ces zones La surveillance de périmètres est un cas particulier de gestion de zones: le radar réalise la surveillance d'une portion de terrain d'une largeur déterminée (par exemple le pourtour d'un site protégé) et ne doit alarmer que pour des cibles évoluant dans cette zone Des cibles situées à l'intérieur des zones inhibées peuvent provoquer des détections dans les zones adjacentes par l'intermédiaire de leurs lobes secondaires qui se situent à l'intérieur de la zone active de surveillance et provoquer ainsi des détections parasites. L'invention a donc pour objet un procédé destiné à atténuer et éventuellement à supprimer l'effet des lobes secondaires. A cette fin l'invention vise un procédé de traitement d'un signal reçu en provenance directe ou indirecte d'un émetteur, émettant des impulsions codées de façon numérique selon un code d'émission de N moments, traitement comportant notamment un filtrage adapté au signal émis et une détection par comparaison du niveau du signal après filtrage à un seuil dit de détection, caractérisé en ce que l'on fait subir au signal reçu deux traitements A et B, le traitement A comportant une autocorrélation et le traitement B comportant une intercorrélation avec un code désadapté de longueur au moins égale à 3 N dont la fonction d'intercorrélation avec le code d'émission donne un lobe principal central et au moins N lobes secondaires nuls de part et d'autre de ce lobe principal et en ce qu'une détection relative à l'un des moments de la corrélation ou de l'intercorrélation n'est décidée que si les niveaux des fonctions d'autocorrélation et d'intercorrélation de ce même moment sont supérieurs au seuil de détection. On considère que le signal est en provenance directe de l'émetteur lorsqu'on est dans le cas de signaux émis à des fins de communication ceci même lorsque le signal transite entre l'émetteur et le récepteur dans des couloirs par réflexion ou réfraction sur des couches atmosphériques. On considère que le signal est en provenance indirecte lorsque l'émetteur et le récepteur sont voisins et que le récepteur reçoit le signal émis par l'émetteur après réflexion sur un objet non coopérant, ce qui est le cas des signaux radars Les moments de la fonction d'autocorrélation et de la fonction d'intercorrélation sont dits les mêmes, s'ils ont le même éloignement de leurs lobes principaux respectifs. En plus du critère de détection à l'issue de chacun des traitements A et B on pourra ne décider qu'il y a détection qu'après soumission des signaux issus des traitements A et B à un critère supplémentaire Ce critère pourra être par exemple une différence de niveau entre les deux signaux inférieure à un certain seuil. Le récepteur fonctionnant selon le procédé de l'invention comportera au niveau du filtrage du signal deux voies de traitement du signal reçu, l'une comportant une autocorrélation et l'autre une intercorrélation avec un signal désadapté de longueur au moins égale à 3 N, la fonction d'intercorrélation ayant au moins N lobes secondaires nuls de part et d'autre du lobe principal Les circuits de détection comporteront également deux voies comportant chacune un comparateur du signal au seuil de détection; un module logique n'émettant un signal correspondant à la détection que si moment à moment il y a détection au niveau des deux comparateurs. Dans le cas de soumission à un critère supplémentaire la chaîne de traitement comportera le module logique ou le circuit à même d'effectuer la comparaison souhaitée. Les deux voies de traitement au niveau du filtrage et de la détection pourront être matérielles ou temporelles Elles seront matérielles s'il y a effectivement deux voles parallèles. Elles seront temporelles si les deux traitements A et B sont effectués successivement sur la même voie matérielle en multiplexage. L'invention sera maintenant explicitée en référence aux figures 4 à 6 dans lesquelles les figures 4 (a, b, c) représentent un signal en sortie de traitement A ( 4 a) en sortie il de traitement B ( 4 b) et après détection et assemblage par "et" logique ( 4 c). La figure 5 représente une partie d'un récepteur suivant l'invention. La figure 6 représente une partie d'un récepteur radar Doppler suivant l'invention. Il a été vu que les méthodes d'action classique sur les lobes secondaires par code de Barker ou désadaptés avaient chacune leurs inconvénients. Il est possible et c'est l'objet de l'invention de concevoir un traitement qui utilise les deux méthodes et ne conserve que leurs propriétés intéressantes Le principe tient en trois points: Emission d'un code à N moments Réception: deux voies de traitement un traitement classique "A": les N coefficients du corrélateur sont identique à ceux du code émis Après filtrage, une Information de détection appelée PLOTA est disponible pour chaque moment j; PLOTA = O s'il n'y a pas de détection pour le moment PLOT Aj = 1 s'il y a détection. Il ne peut y avoir de détection que sur N moments de part et d'autre du pic principal. Un traitement pondéré "B" utilisant à la réception un code désadapté de longueur au moins égale à 3 N: les coefficients sont calculés de manière à obtenir au moins N zéros (lobes secondaires nuls) de chaque côté du pic principal Comme pour le traitement "A", après filtrage, les informations de détection appelées PLOTB sont disponibles: PLOTB = j s'il n'y a pas de détection PLOTB = 1 s'il y a détection. Des détections ne sont possibles que sur le pic principal et dans les deux zones situées N moments avant ou après ce pic. Les plots résultants PLOT; sont obtenus en faisant le "et" logique des informations de détection PLOTAJ et PLOTB qui résultent des deux traitement A et B. PLO Tj = PLOTAJ "et" PLOTBJ L'amplitude du signal pour chacun des moments en sortie de corrélation, d'intercorrélation et après "et" logique est représentée figure 4 (a, b, c) respectivement. On voit que du fait des propriétés des codes choisis il ne peut y avoir détection que sur le lobe principal. On note que dans le cas d'un radar les moments qui représentent physiquement des incréments successifs d'horloge correspondent à des portes distance, par contre en communication ils correspondent à des décalages temporels d'écoute du signal à recevoir. Dans le cas d'un radar Doppler une transformée de Fourrier rapide (FFT) dans chacune des voies de traitement A et B permettra pour chaque porte de vitesse i et de distance j de déterminer des informations de détection PLOTAI et PLOT Bi. que le "et" logique transformera en information de détection PLOT Le mode de calcul du code désadapté sera maintenant explicitée de façon détaillée. L'impulsion émise est une impulsion composée de N moments modulés en phase au rythme d'un code binaire Le code d'émission est choisi pour avoir la meilleure rejection possible des lobes secondaires; pour une longueur N inférieure à 13, un code de Barker est le meilleur choix. Un traitement classique A mettant en oeuvre à la réception un code adapté est utilisé Les coefficients du corrélateur sont donc tous identiques au signe près Les résultats obtenus sont ceux qui ont été décrits plus haut, une rejection maximale des lobes secondaires de 22 d B pour le code de Barker à 13 moments Ces lobes secondaires sont situés à N moments de part et d'autre du pic principal. La longueur minimum du code désadapté CD(z) utilisé pour le traitement B et nécessaire pour avoir N lobes secondaires nuls de chaque côté du pic principal est 3 N Ce code est obtenu en deux étapes: calcul du code désadapté calcul complémentaire sur les coefficients pour obtenir zéro sur chacun des N lobes qui entourent le pic principal. Le but du code désadapté CD(z) est d'obtenir une fonction de corrélation idéale avec des lobes secondaires nuls S(z) = N z-m Il suffit donc de trouver le code CD(z) tel que S(z) = C(z) CD(z) = N z-m D'o il vient: CD(z) = N z-m 1/C(z) CD(z) correspond au filtre inverse 1/C(z) retardé de -m e mlféprl atu zm et amplifié par le facteur N De plus, comme pour le code adapté, il faut retourner dans le temps C(z) pour avoir les coefficients dans le bon sens. Si zi (i = i à N-1) sont les N-1 racines complexes du polynôme C(z), CD(z), au retard z-m près, peut s'écrire sous la forme: CD(z) = 1/(z -a 1)(z-l-a 2) (z 1-an 1) = -a) 'a_) Les racines de C(z) peuvent être séparées en 2 groupes, l'un, C 1 (z), pour les racines situées à l'intérieur du cercle unité, l'autre, C 2 (z), pour celles dont les modules sont supérieurs à 1. CD(z) = 1/Cl(z) l/C 2 (z) Pour C 1 (z), on peut trouver une approximation de 1/(z -a) par division polynomiale vers la droite 1/(z- l-a) = (a -1 +z 1 a-2 z 2 a-2 +z 2 a 3 + z-1 a-a(i+ 1)) Cette suite est convergente si le module de a est inférieur à 1 On peut donc l'appliquer au premier groupe de racines de C(z) Nous obtenons alors des polynômes qui constitueront une approximation d'autant plus précise que i est plus grand. Pour les racines de module supérieur à 1, cette suite est divergente; pour la rendre convergente, on procède à un changement de variable: y= 1/z = z = 1/y 1/(z 1-a) = -y/a ( 1/y-a-). Le deuxième terme peut alors être décomposé en une suite convergente car le module de a 1 est inférieur à 1 En remplaçant y par sa valeur z, on aboutit à l'approximation 1/(z a)=z + az 2 + a 2 z 3 + +ai z+ 1 Cette méthode revient à faire une division vers la gauche Nous avons alors déterminé les autres polynômes qui correspondent aux racines de module supérieur à 1. Le produit de ces N-1 polynômes, en limitant le nombre de termes à la longueur désirée, donnera l'équation du code désadapté cherché Plus ce polynôme, qui est une approximation, aura de termes, meilleurs seront les résultats obtenus. Les coefficients du code désadapté sont le résultat de plusieurs approximations et le résultat final dépend de la précision des calculs De plus, les coefficients trouvés doivent être codés sur un nombre de bits fixés par le corrélateur choisi. Le résultat de l'intercorrélation d'un code par un code désadapté donne des lobes secondaires faibles, mais non nuls Pour les annuler, il faut reprendre les calculs pour chaque moment du code, en partant du pic principal: on conserve les N coefficients du centre, qui correspondent au pic principal, puis, après un décalage, on calcule la valeur du coefficient suivant pour obtenir un résultat de corrélation nul, et ainsi de suite pendant N décalages pour obtenir les N coefficients suivants Les N coefficients précédant le pic principal peuvent se déduire de ces derniers car ils ont le même module et le même signe que les coefficients correspondant du code désadapté. Le code ainsi obtenu est constitué de au moins 3 N coefficients. Un exemple de calcul de pondération de coefficients est donné ci-après pour le code de l'exemple soit 11101. Supposons que ce code soit pris pour coder l'impulsion émise et donc pour effectuer l'autocorrélation suivant le traitement A. Les coefficients CD du code désadaptés codés sur 8 bits sont en valeur décimale. CO C 1 C 2 C 3 C 4 C 5 C 6 C 7 3 -11 29 -31 -5 74 -127 79 C 8 Cg C 1 l OCil C 12 C 13 C 14 127 74 5 -31 -29 -11 3 Les coefficients CB, qui amènent cinq zéros de part et d'autre du pic principal, se déduisent de CD à partir des cinq coefficients centraux En considérant un signal d'entrée normalisé à une amplitude unité, le calcul du corrélateur pour un décalage correspond à: coeff C 5 C 67 C 8 CO 6 C 7 C 8 C 9 10 O 74 -127 79 127 74 x signal O 1 -1 1 1 1 le signal de sortie du corrélateur est S( 1) = C 6-C 7 +C 8 +C 9 +C 10 = O C 10 =-C 6 +C 7 -C 8-C 9 = 127 + 79-127-74 = 5 Il se trouve que dans ce cas le coefficient corrg par ce calcul est égal au coefficient initiallement trouve' pour le code désadapté CD, il n'en va pas de même dans tous les cas. En faisant le même calcul pour 2, 3, 4 et 5 décalages les coefficients suivants sont déterminés. Une partie d'un récepteur radar fonctionnant suivant l'invention est représentée figure 5. Cette partie comporte un convertisseur analogique, numérique 1. Le signal en sortie du convertisseur est partagé ensuite selon deux voies une voie A et une voie B Ces deux voies comportent chacune un corrélateur 2 a 2 b, éventuellement un filtre 3 a 3 b, et une détection 4 a 4 b, ces deux voies se rejoignent au niveau d'un "et" logique matérialisé figure 5 par une porte 5. Le mode particulier de réalisation du radar selon l'invention concerne un radar Doppler à compression d'impulsion numérique et dans ce cas chacune des voies de traitement comporte outre un corrélateur et un filtre un module de FET Ga Gb une post-intégration 7 a 7 b. Ce mode de réalisation est représenté schématiquement figure 6. La figure 7 représente la fin des voies de traitement A et B telle que représentés figure 5 ou 6 On a représenté sur cette figure un module 8 permettant d'introduire un critère supplémentaire Dans le cas représenté figure 7, ce module est un comparateur de niveau Les signaux issus de chacune des voies de traitement A et B sont donc introduits d'une part dans la porte "et" 5 et d'autre part dans le module 8 Les signaux en sortie de la porte "et" 5 et du module 8 sont à leur tour introduit dans une porte "et" 9 La détection n'est prononcée que si le signal en sortie de porte 9 est positif. Ces modules ont été représentés physiquement figure 7, mais il est évident qu'ils peuvent être intégrés à l'intérieur de modules logiques sous forme de fonction. Comme il a déjà été signalé plus haut le procédé de traitement de signal selon l'invention peut être étendu aux récepteurs de communication, en utilisant par exemple le dispositif de la figure 5. L'exemple de réalisation comporte un code désadapté de longueur 3 N mais il est évident que cette longueur est la longueur mimimum pour obtenir, une fonction d'intercorrélation avec le code émis comportant N lobes secondaires nuls de part et d'autres du lobe principal On pourra donc prendre des lobes désadaptés de longueur supérieure à 3 N. On est toutefois limité dans la longueur principalement par les composants existants effectivement sur le marché en particulier les processeurs spécialisés utilisés pour les registres à décalage et accessoirement par l'augmentation du temps de traitement. REVENDICATIONS 1 Procédé de traitement d'un signal reçu en provenance directe ou indirecte d'un émetteur, émettant des impulsions codées de façon numérique selon un code d'émission de N moments, traitement comportant notamment un filtrage adapté au signal émis et une détection par comparaison du niveau du signal après filtrage à un seuil dit de détection, caractérisé en ce que l'on fait subir au signal reçu deux traitements A et B, le traitement A comportant une autocorrélation et le traitement B comportant une intercorrélation avec un code désadapté de longueur au moins égale à 3 N dont la fonction d'intercorrélation avec le code d'émission donne un lobe principal central et au moins N lobes secondaires nuls de part et d'autre de ce lobe principal et en ce qu'une détection relative à l'un des moments de la corrélation ou de l'intercorrélation n'est décidée que si les niveaux des fonctions d'autocorrélation et d'intercorrélation de ce même moment sont supérieurs au seuil de détection. 2 Procédé suivant la revendication 1 dans lequel la détection n'est décidé qu'après soumission des signaux issus des traitements A et B à un critère supplémentaire. 3 Procédé selon la revendication 2, dans lequel le critère supplémentaire est un écart de niveaux entre les deux signaux, inférieur à un seuil fixé. 4 Récepteur de signal, caractérisé en ce qu'il comporte deux voies de traitement du signal reçu une voie A et une voie B, chacune des voies recevant le signal comportant en série au moins un corrélateur ( 2 a 2 b) et un détecteur ( 4 a 4 b) les deux voies se rejoignant au niveau d'un "et" logique ( 5). Récepteur selon la revendication 4, caractérisé en ce que le signal alimentant les voies A et B est issu d'un convertisseur analogique numérique ( 1). 6 Récepteur de radar Doppler selon la revendication , caractérisé en ce que chacune des voies A et B comporte en outre un module de FFT (Ga 6 b), et un module de post intégration ( 7 a 7 b). 7 Récepteur radar selon l'une des revendications 4 à 6 caractérisé en ce que le signal issus de chacune des voies de traitement A et B est en outre introduit dans un module de comparaison ( 8), les signaux en sortie de module ( 8) et de porte "et" ( 5) étant introduit dans une porte "et" ( 9).