Brevet FR2670636A1 — publié le 19920619

PROCEDE DE MODULATION D'UNE EMISSION RADAR A COMPRESSION D'IMPULSION NUMERIQUE. L'invention se situe dans le domaine des radars à compression d'impulsion numérique et plus particulièrement dans le domaine des radars de courte portée. On sait que dans de tels radars on émet une série d'impulsions de durée N T . Dans cette expression N désigne un nombre entier et t un moment élémentaire de l'impulsion. Chacun des moments élémentaires de l'impulsion est modulé par une variation d'un paramètre de l'émission. Ce paramètre peut être par exemple la phase ou la fréquence. Ainsi par exemple chacun des N moments d'une impulsion de durée N t peut être affecté ou non d'un déphasage 1. Par convention on prendra la phase 0 (coefficient 1) pour le code binaire 1 et la phase 1T (coefficient -1) pour le nombre binaire 0. Les signaux reçus qui comprennent du bruit et l'écho en retour d'une cible éventuelle sont comparés à l'onde émise par passage dans un corrélateur. La corrélation de deux fonctions est la mesure de la ressemblance qui existe entre elles: ctest essentiellement un procédé de comparaison. En numérique, les signaux sont représentés par des suites de nombres qui sont des échantillons successifs d'une forme d'onde continue. La fonction de corrélation de f(k) et g(k), les deux suites numériques obtenues par l'échantffionnage de deux fonctions continues f(t) et g(t), s'exprime mathématiquement par la relation avec i = indice de I'échantillon et k = indice du décalage Lorsque f et g sont des fonctions différentes, on parle d'intercorrélation. Lorsque f et g sont des fonctions identiques, on parle d'autocorrélation . La fonction d'autocorrélation d'un code de N moments représenté par la suite C. (i allant de O à N-i) est la mesure de la ressemblance existant entre le code et lui même décalé d'un nombre k de moments. Le résultat de l'autocorrélatlon d'un code d'une durée de N moments est une suite de nombres qui représente l'amplitude du signal en fonction des décalages successifs qui lui sont appliqués, ces décalages pouvant être gradués en temps ou en distance puisque, en radar, D = C.t/2(10m = 66,66ns). La fonction d'autocorrélation est symétrique S(k) = S(-k). Elle donne un pic principal et des lobes secondaires. Ainsi entre le code à 5 moments 11101 et ce même code décalé de 0 11101 1l y a 5 ressemblances, d'où S(O)=5 Pour calculer S (1) 11101 Code décalé de 1 11101 Il y a 2 ressemblances et 2 différences, d'où S(1)=O Pour calculer S (2) 11101 Code décalé de 2 11101 Il y a 2 ressemblances et l différence, d'oû S(2)=1 De la même manière, on trouve S(3)=O,S(4)=1. Le nombre de ressemblances d'un code à N moments par rapport à lui-même décalé dans le temps est maximum pour un décalage nul et est égal à N. S(O) = N C'est le pic principal, de largeur égale à un décalage. Il donne la distance de la cible. Pour les autres décalages, k allant de 1 à N-l, l'autocorrélation donne un résultat plus faible, pouvant être nul ; ce résultat dépend uniquement du code choisi. Ces résultats sont les lobes secondaires ; ils se trouvent de chaque côté du pic principal et sont symétriques, S(k) étant égal à S(-k). Si un lobe secondaire d'un code à N moments a la valeur m, son affaiblissement en décibels par rapport au lobe principal vaut lobe i = 20.log m/N. Si l'on reprend l'exemple du code à 5 moments 11101, la représentation dans le temps de sa fonction d'autocorrélation est représentée figure 1, pour k variant de -5 à +5. Cette fonction fait apparaître un lobe principal pour k=O et 4 lobes secondaires de valeur 1. Le niveau relatif des lobes secondaires est 20 log(1/5)=-14dB. Nous venons de voir un exemple comportant un code biphasé. Les codes biphasés ne sont qu'un cas particulier de codes polyphasés où les coefficients sont des nombres complexes (racines n ièmes de l'unité). codes biphasés : 1 -l codes quadriphasés : 1 j -l -j Il existe une autre manière de définir la corrélation, en utilisant le plan des complexes. Le code de phase de longueur N moments utilisé à l'émission peut être représenté dans le plan complexe sous forme d'un polynôme C(z), de degré N-l, défini conventionnellement z-1 sur la variable z ; cette variable représente un décalage temporel unité où le rang de l'échantillon, et les phases du code définissent les coefficients (+1 ou -I dans le cas d'un code biphasé). Le code biphasé à 5 moments 11101 peut se représenter sous la forme d'un polynôme de degré 4 C(z)=l + z + + z-2 - -3 + -4 Le code de référence CR(z) adapté au code C(z) correspond au code complexe conjugué de C(z), retourné temporellement. En effet, lorsque l'on fait l'autocorrélation d'un code C(z) par sa réplique CR(z) dans un corrélateur numérique, cette réplique doit être le conjugué du code initial retourné dans le temps pour C(z)=1+x -2 -3 -4 pour C (z)=1+z-1 +z -z +z Le code 11101 doit voir d'abord l (étage l du corrélateur numérique), puis -1 (étage 2) et enfin 3 fois l (étages 3, 4, 5) d'ou CR(z)=l-z-l+z-2+ -3 + -4 Cette opération, que l'on peut expliquer physiquement, équivaut à transformer z en 1: z et à rajouter un retard. Dans le cas des codes polyphasés, il faut de plus prendre le coefficient conjugué : CR(z)=C*(1/z) . z (n-l) soit un code : 11j-j-1 I1 peut s'écrire ainsi C(z) = l+z -1+jz-2jz-3-z-4 3-z -z -1 . -2 -3 -4 Le code adapté est : CR(z)=z-1+jz -Jz +z +z dans le corrélateur les coefficients doivent être rangés ainsi étage 1 2 3 4 5 coefficient -1 j -j 1 1 La fonction de corrélation S(z) s'exprime ainsi S (z)=C(z) . CR(z)=C(z) . C*(1/z) . z (n-1) Dans l'exemple du code 11101 S(z)=C(z) .CR(z)= (l+z +z ~z 3+z 4) 4(1-2 z-2 -3 -4 +z 4) S( ) = 1+z 2+5Z-4+Z-6+Z-8 On retrouve le résultat obtenu dans l'exemple où le même code était simplement biphasé. 101050101, avec un pic principal à 5 et des lobes secondaires à 1. Ces opérations de corrélation sont faites pour toutes les distances de la portée du radar, c'est-à-dire tous les C z /2. Cela implique que l'opération de corrélation doit être réalisée tous les t . Les polynômes correspondants sont donc affectés d'un facteur z-m représentant les différents retards. Les concepteurs de radars ont été amenés à utiliser la compression d'impulsions pour améliorer la résolution en distance Partant d'un radar classique émettant des impulsions d'une durée T représentée figure 2a, la réponse obtenue en sortie d'un filtre adapté est représentée figure 2b. Sur ces figures on voit qu a un signal rectangulaire de durée T correspond une fonction d'autocorrélation en dent de scie amenant une incertitude sur la distance de la cible. En fabriquant un radar à compression d'impulsions émettant des impulsions de largeur T = N t , on cherche à réaliser la réponse idéale. Le signal émis et la fonction d'autocorrélation correspondante sont représentés figures 3a et 3b. Le signal émis comporte un code à cinq moments 11101 (code de l'exemple), la fonction d'autocorrélation est représentée par un pic de largeur t . L'incertitude sur la distance a été divisée par N. En réalité, comme cela a été vu plus haut, on approche de cette réponse idéale, aux lobes secondaires près. Pour chaque distance, après un traitement qui dépend du type de radar, le résultat de la corrélation est comparé à un seuil et tout ce qui est supérieur à ce seuil provoque une détection ; il se peut donc que, dans certaines conditions (écho très fort), le lobe secondaire amène une détection. Cette détection parasite est bien provoquée par l'écho, mais à une distance fausse. La visualisation des cibles est commandée par la détection le problème de détection se reporte donc sur la visualisation. Les mesures et les calculs effectués dans le traitement aboutissent à la localisation des cibles, tant en distance qu'en gisement et, dans les radars Doppler, permettent de préciser la vitesse des cibles détectées. Ces informations doivent être visualisées sur un écran, soit un tube cathodique ou, de plus en plus fréquemment, sur un écran numérique. Les plots, qui figurent les cibles détectées, représentent généralement la largeur de l'impulsion d'émission dans un radar classique et la largeur du moment élémentaire dans un radar à compression d'impulsions. Ainsi, dans le cas de Ia compression d'impulsions (CI), les lobes secondaires provoqueront également des plots sur l'écran, à partir d'une certaine puissance de signal réfléchi par la cible ; ce phénomène apparaîtra dès que le rapport signal sur bruit d'un écho sera supérieur à la rejection des lobes secondaires. Les lobes secondaires s'étalent sur une distance égale à 2N fois la largeur du moment élémentaire, le lobe principal étant situé au milieu. Leur nombre sera donc d'autant plus élevé que le taux de compression sera plus grand. Nous avons vu précédemment que l'autocorrélation produit inévitablement des lobes secondaires. Leur niveau dépend des codes employés d'où l'importance du choix des codes. Pour un code à N moments le lobe principal a toujours la valeur N. On a cherché à minimiser la valeur des lobes secondaires. La valeur minimum que lton puisse obtenir est 1. Les codes remplissant la condition d'avoir des lobes secondaires au maximum égal à 1 sont les codes dit de Barker. L'étude de ces codes a montré qu'il n'en existe que jusqu a une longueur maximum de 13, et pour cette valeur le niveau des lobes secondaires sera donc : 20 Log 13=22dB. Un tel affaiblissement est en général suffisant pour des radars de portée importante. Par contre les radars de courte portée ont des dynamiques de signaux très importantes. Les détections parasites dues aux lobes secondaires auxquelles sont surtout sensibles les radars de courte portée ont de nombreux inconvénients en particulier lorsque l'on veut équiper le radar de fonctionnalités particulières par exemple, l'acquisition et la poursuite automatique des cibles mobiles. Lorsqu'une cible est détectée, sa position est déterminée et le radar reste pointé sur elle. 1l suit ses déplacements aussi bien en distance qu'en gisement et reste "accroché" tant que l'opérateur le désire. Ce procédé ne peut fonctionner correctement que si la localisation de la cible est précise. La présence de lobes secondaires peut amener des difficultés à poursuivre une cible mobile. De même lorsque l'on doit surveiller un site protégé au moyen d'un radar, il peut y avoir des zones où la présence de cibles mobiles est normale (routes...). Dans ce cas on désire que les détections ne provoquent pas d'alarmes, et l'on doit inhiber ces zones. La surveillance de périmètres est un cas particulier de gestion de zones : le radar réalise la surveillance d'une portion de terrain d'une largeur déterminée (par exemple le pourtour d'un site protégé) et ne doit alarmer que pour des cibles évoluant dans cette zone.Des cibles situees à l'intérieur des zones inhibées peuvent provoquer des détections dans les zones adjacentes par l'intermédiaire de leurs lobes secondaires qui se situent à l'intérieur de la zone active de surveillance et provoquer ainsi des détections parasites. L'invention a donc pour objet un procédé destiné à atténuer et éventuellement à supprimer l'effet des lobes secondaires. A cette fin l'invention vise un procédé de modulation numérique dtune émission au cours de laquelle sont émises alternativement des impulsions de N moments chacune, les unes dites de rang pair et les autres dites de rang impair, les dites impulsions de rang pair ou impair ayant chacune une fonction d'autocorrélation comportant un lobe principal et des lobes secondaires caractérisé en ce que les N moments des impulsions de rang pair sont codées au moyen dtun code a, les N moments des impulsions de rang impair sont codées au moyen d'un code b et en ce que l'addition moment à moment des fonctions d'autocorrélation des codes a et b donne un lobe principal de valeur 2N et aucun lobe secondaire. Le principe ayant guidé à cette conception est explicité ci-après. Lorsqu'unie fonction d 'autocorrélation est représentée graphiquement, la plupart du temps il ntest pas tenu compte de sa phase et on ne garde que la valeur absolue, alors que la phase peut avoir un grand intérêt. Un code biphase (ou polyphase) de longueur N produit après autocorrélation un pic principal d'amplitude proportionnelle à N, et des lobes secondaires d'amplitude plus faible répartis de part et d'autre du pic principal. Leurs amplitudes, leurs phases et leurs emplacements dépendent du code de référence utilisé. L'invention sera maintenant explicitée en référence aux figures 4 à 8 dans lesquelles - La figure 4 représente les fonctions d'autocorrélation de deux codes selon l'invention - La figure 5 représente la sommation moment à moment des fonctions d'autocorrélation représentées figure 4. - La figure 6 représente le diagramme des temps pour deux portes distances. La figure 7 représente une partie d'une chaîne de réception d'un radar à compression numérique d'impulsion. La figure 8 représente le schéma d'un corrélateur. La figure 4 représente graphiquement deux fonctions d'autocorrélation - D'une part, la fonction d'autocorrélation d'un code quelconque C a de longueur N. - D'autre part la fonction d'autocorrélation d'un code inconnu Cb, également de longueur N, qui est supposé avoir les propriétés suivantes - Un pic principal de même amplitude et de même signe que pour Ca. - Des lobes secondaires de signe inverse à ceux de C. a Sur la figure 4 la fonction d'autocorrélation de C a est représenté en traits plein, celle de Cb en pointillé. Le résultat de la sommation point par point de ces deux fonctions d'autocorrélation donne des lobes secondaires nuls et un pic principal inchangé : sur le lobe principal les énergies des fonctions d'autocorrélation des codes a et b s'ajoutent tandis qu'elles s'annulent sur les lobes secondaires. Ce résultat est représenté figure 5. Le principe du procédé consiste en trois points - émettre alternativement une impulsion codée par le code polyphasé C aux récurrences paires et une impulsion a codée par C b aux récurrences impaires; - calculer pendant les récurrences paires la fonction d'autocorrélation de Ca, et pendant les récurrences impaires celle de Cb, ces deux fonctions répondant aux caractéristiques suivantes - les pics principaux de même signe - les lobes secondaires La (n) et L.(n) de mêmes modules et de phases inverses. - filtrer, par exemple, en sommant chaque échantillon avec celui de la récurrence précédente. Le diagramme des temps représenté figures Ga et 6b montre les signaux en sortie du corrélateur dans deux portes distance, l'une calée sur le pic principal 6a, l'autre sur un lobe secondaire 6b. Sur le pic principal le bilan reste le même que dans un traitement classique sans aucune perte alors que les lobes secondaires de chaque code s'annulent par sommation. Afin de réaliser le procédé ci-dessus décrit des codes a et b ont été recherchés de façon systématique. Ces codes n'existent pas pour toutes les valeurs de N. Ainsi pour N compris entre 1 et 20 il n'existe des codes que pour des valeurs de N égales à 8, 10, 16 et 20. A titre d'exemple évidemment non exhaustifs il est fourni ci-après pour chacune de ces valeurs de N,un un exemple de paire de code a et b. Par exemple, les codes exprimés sous la forme décimale 20 et 27 en 8 moments, (00010100 et 00011011) ont les fonctions d'autocorrélation suivantes 20 -8 1 -2 1 0 -1 -2 -1 27 -8 -1 2 -1 0 1 2 1 moyenne -8 0 0 0 0 0 0 0 De même en 10 moments les codes 22 et 197 exprimés sous formes décimales ont des fonctions d'autocorrélation ayant des lobes secondaires inverses. De même, en 16 moments, les codes binaires exprimés sous forme décimale 22223 et 22976 possèdent des lobes secondaires inverses. Sous forme binaire ils sont exprimés par les suites C : 0101 - 0110 - 1100 - 1111 a C b: 0101 - 1001 - 1100 - 0000 On constate que toutes les paires de codes répondant aux critères définis correspondent à des codes orthogonaux, c'est-à-dire que leur fonction d'intercorrélation donne un pic principal nul. De plus, la plupart des codes trouvés ont des parties identiques et d'autres parties constituées de coefficients inverses. Ainsi dans les codes C a et Cb de 16 moments- groupés comme ci-dessus par groupe de 4, les ler et troisième groupe des deux codes Cl et Cb sont identiques alors que les 2ème et quatrième sont inverses c'est-à-dire que les O du code a sont remplacés par des 1 dans le code b et inversement. De même lorsque deux codes répondent aux critères définis deux codes inverses de chacun des deux codes y répondent également. Un second code est dit inverse d'un premier code si les 1 et O du premier code sont remplacés respectivement par des 0 et des 1 dans le second code. Enfin S (k) étant égal à S(,k) il est évident que si deux codes - conviennent deux codes déduit des précédents par retournement temporel conviennent également. Un second code est le retournement .temporel d'un premier code lorsque le premier terme du second code est le dernier terme du premier code, le second terme du second code est l'avant dernier du premier et ainsi de suite, le dernier terme du second code étant le premier terme du premier code. Pour terminer la liste des exemples il est donné ci-après un exemple de code à 20 moments : 57893 et 61146. Une partie d'un récepteur radar fonctionnant suivant l'invention est représentée figure 7. Cette partie comporte un convertisseur analogique, numérique 1, un corrélateur 2, un module de filtrage 3, un module de détection 4, une sortie 5. Le fonctionnent est le suivant. - Un convertisseur analogique-digital 1 transforme un signal analogique en une vidéo numérique. On peut se contenter de prendre un seul échantillon par largeur t ; en faisant ainsi, aucune cible ne peut être manquée ; la fréquence minimum d'échantillonnage sera donc F = 1/ t - Un corrélateur numérique réalise à la fois la compression numérique d'impulsions et le filtrage adapté au signal. Cette opération sera réalisée pour chaque échantillon d'entrée, c'est à dire à la fréquence 1/ t Si lton est dans l'hypothèse minimum. Le signal est ensuite envoyé vers le module de détection 4 par l'intermédiaire d'un module de filtrage 3. Le module 4 de détection effectue la comparaison du signal de sortie par rapport à un seuil. Il permet de détecter la présence ou l'absence de cibles. Le seuil de détection est calculé en fonction de la probabilité de détection (Pd) et de la probabilité de fausse alarme (Pfa) désirés ; ces deux paramètres déterminent le rapport signal sur bruit minimum nécessaire pour avoir une détection. Le module de détection du radar utilisant le procédé selon l'invention comporte un module de sommation qui additionne les fonctions d'autorrélation des impulsions de rang pair codées selon le code a et des impulsions de rang impair codées selon le code b. Pour réaliser le module 2 réalisant la corrélation il existe des processeurs de signal spécialisés. Un corrélateur numérique est un filtre à réponse impulsionnelle finie. Le signal en sortie d'un corrélateur numérique est obtenu par une sommation pondérée (coefficients) d'un nombre fini d'échantillons du signal d'entrée. Les valeurs des coefficients sont données par le code binaire de référence (1 ou -1 dans le cas d'un code biphases). Pour réaliser un tel filtre, il faut des circuits pouvant effectuer les trois opérations principales - décalage temporel (mémoire) - multiplication - addition. Si C à à Cn-1 sont les N coefficients d'un code à N o moments, et D1 à Dn les N données présentes à un instant t, le calcul à réaliser est 5(k) = C D + C D + C D o n i n+i ... + n- 1 Pour un code à N moments, il faut N décalages et chaque résultat nécessite N multiplications et N-i additions. Le schéma d'un tel corrélateur est représenté figure 8. Pour le réaliser il est préférable de choisir un processeur comportant au moins deux banques de données. A tout instant l'une des banques est utilisée comme source de coefficient Co ... Cn-1 alors que l'autre peut être mise à jour. La suite des coefficients C0, C 1 constituent le code a pour l'une des banques et le code b pour l'autre. La permutation entre les banques de données est effectuée par une commande venant du microprocesseur. Cette commande est synchronisée par l'horloge du radar pour que le code, a, par exemple employé par un modulateur numérique de l'émetteur du radar pour coder des impulsions dites de rang pair soit le code du corrélateur pendant le temps de réception utile, de même ensuite pour le code b. REVENDICATIONS i.Procédé de modulation numérique d'une émission d'un signal au cours de laquelle sont émises alternativement des impulsions de N moments chacune, les unes dites de rang pair et les autres dites de rang impair, les dites impulsions de rang pair ou impair ayant chacune une fonction d'autocorrélation comportant un lobe principal et des lobes secondaires, caractérisé en ce que les N moments des impulsions de rang pair sont codées au moyen d'un code a, les N moments des impulsions de rang impair sont codées au moyen d'un code b et en ce que l'addition moment à moment des fonctions d'autocorrélation des codes a et b donne un lobe principal de valeur 2N et aucun lobe secondaire. 2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que les codes a et b sont des codes orthogonaux. 3. Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce que les codes a et b ont 8 moments. 4. Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce que les codes a et b ont 10 moments. 5. Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce que les codes ont 16 moments. 6. Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce que les codes a et b on 20 moments 7. Procédé de traitement d'un signal modulé conformément à la revendication 1, caractérisé en ce qu'on ajoute moment à moment les fonctions d'autocorrélation des signaux de rang pair et de rang impairs. 8. Radar a compression numérique d'impulsion et ayant une chaîne d'émission et une chaîne de réception du type comportant en série un convertisseur analogique numérique (1), un corrélateur (2), un module de filtrage (3), un module de détection (4), caractérisé en ce qu'il comporte un processeur comportant au moins deux banques de données commutables et en ce que ces deux banques sont utilisés alternativement comme source de coefficients par le corrélateur (2). 9. Radar selon la revendication 8, caractérisé en ce que la chaîne d'émission émet alternativement des impulsions de rang pair et des impulsions de rang impair, les impulsions de rang pair étant codées au moyen d'un code constitué par les coefficients de l'une des banques de données, les impulsions de rang impair étant codées au moyen d'un code constitué par les coefficients de l'autre banque de données. i0. Radar selon la revendication 8, caractérisé en ce que les coefficients contenus dans chacune des deux banques de données forment des codes dont les fonctions d'autocorrélation ont des lobes secondaires de valeurs opposes. 11. Radar selon la revendication 9, caractérisé en ce que le module de détection comporte un module de sommation des fonctions d'autocorrélation des impulsions de rang pair et des impulsions de rang impair. i2. Radar selon les revendications 9 et 10, caractérisé en ce qu'il comporte un module de sommation des fonctions d'autocorrélation des impulsions de rang pair et des impulsions de rang impair.