Brevet FR2661060A1 — publié le 19911018

Dispositif de suppression de bruit de clampage d'un signal de TV en réception L'invention concerne un dispositif de suppression de bruit de clampage d'un signal de TV en réception. Dans le cas d'une diffusion terrestre ou d'une distribution avec ou sans transposition d'un signal D2MAC/P en modulation d'amplitude à bande latérale résiduelle ou d'une modulation en fréquence, la présence d'un ou plusieurs échos du signal a pour effet de perturber l'intervalle d'alignement normalisé sur chaque ligne du signal utile.Dans tous les systèmes de codage dans lesquels l'intervalle de clampage est réduit par exemple pour les systèmes de la famille MAC/paquet DMAC, D2MAC, CMAC et BMAC, alors ce signal est très sensible aux échos et au bruit et si cet intervalle d'alignement est utilisé pour effectuer un clampage du signal, c'est-à-dire retrouver la référence continue de ce signal, une erreur sur la tension d'alignement en résulte, ce qui a pour effet de provoquer l'apparition d'un bruit de clampage. On rappelle qu'en présence d'un écho, la durée du signal de clampage n'est plus suf fi- sante pour obtenir une valeur de tension d'alignement propre, ce qui a pour effet de produire un phénomène de lignage de l'image soumise au bruit de clampage. Sachant qu'une erreur de 1% sur la valeur de tension d'alignement utilisée pour effectuer le clampage de chaque ligne produit un défaut visible sur l'image et peut être engendrée par des échos ou du bruit qui ne seraient pas nécessairement gênant pour le signal de données numériques en terme de taux d'erreur, ou sur l'image en tant qu'écho, il apparaît nécessaire d'effectuer un clampage moins sensible à ce type de défaut et qui permettra d'avoir une image de qualité acceptable, par l'élimination du bruit de clampage à la fréquence ligne. Actuellement, dans les dispositifs démodulateurs décodeurs de récepteurs de signaux de TV, la liaison entre démodulateur et décodeur est assurée au moyen de liaisons capacitives. Le clampage du signal TV est alors effectué à la fréquence ligne par la mesure du niveau du pallier de clampage en effectuant une correction du niveau continu sur la ligne en cours en fonction de la valeur mesurée pendant l'intervalle de clampage.Dans le cas du signal D2MAC/Paquet et du décodage à partir du circuit DMA 2270, 2271 ou 2280 commercialisé par ITT, une commande de contrôle automatique de gain est effectuée à partir de la mesure du niveau de blanc et de noir de la ligne 624 de l'image, donc à la fréquence image, et une information de CAG est disponible sur la broche 49 du DMA utilisé, une information de clampage est disponible sur la broche 48 et est utilisée pour effectuer le clampage à la fréquence ligne. Pour une description plus détaillée de ce type de dispositif, on pourra se reporter à l'article intitulé "DMA 2270 one chip decoder for D2-MAC" publié par Semiconductors ITT Edition 1986/1 No 6251-247-3E Druckerei A. Simon & Sohn, 7800 Freiburg West Germany.Ce type de clampage implique l'utilisation d'une liaison démodulateur-décodeur par circuits capacitifs, lesquels,en raison des constantes de temps introduites, ne permettent pas d'assurer une élimination du bruit de clampage dans toute l'étendue spectrale de celui-ci. La présente invention a pour but la mise en oeuvre d'un dispositif de suppression de bruit de clampage d'un signal dans lequel les inconvénients précités sont supprimés. Le dispositif de suppression de bruit de clampage d'un signal de télévision en réception, objet de la présente invention, est remarquable en ce qu'il comporte une chaîne de liaison continue ou quasi-continue entre la sortie du démodulateur et l'entrée du décodeur et un circuit de correction, à la fréquence trame, de la valeur du niveau du signal de clampage, ce circuit délivrant un signal de correction à la chaîne de liaison continue ou quasi continue. Le dispositif de suppression de bruit de clampage selon l'invention, peut être utilisé comme circuit d'interfaçage entre démodulateur et décodeur d'une tête de réception de signaux de télévision par exemple de type D2 MAC, ou peut être intégrée soit au démodulateur soit, de préférence, au décodeur. Une description plus détaillée d'un dispositif conforme à l'objet de la présente invention, sera donnée en liaison avec la description ci-après et avec les dessins dans lesquels - la figure la représente un chronogramme du signal vidéo fréquence de télévision de type D2MAC/P, pour une ligne de l'image utile, - la figure lb représente de manière schématique la structure d'une image d'un signal de télé vision de type D2-MAC/P, - la figure 2a représente un schéma synoptique général du dispositif de suppression de bruit de clampage d'un signal de télévision numéri que en réception selon la présente invention, - la figure 2b représente à titre d'exemple avantageux non limitatif, un mode de réalisa tion particulier du dispositif objet de l'in vention tel que représenté en figure 2a, - la figure 2c représente à titre d'exemple avantageux non limitatif, un mode de réalisa tion particulier de certains éléments consti tutifs du dispositif objet de l'invention, tel que représenté en figure 2b, - la figure 2d représente un chronogramme des différents signaux engendrés à des points re marquables du mode de réalisation de la figure 2c. Préalablement à la description proprement dite du dispositif objet de l'invention, un rappel sera donné relativement à la structure du signal de télévision de type D2MAC/P et de la trame de transmission d'images de ce même signal en liaison avec les figures la et lb. Sur la figure la on a représenté un chronogramme d'une ligne d'émission d'un signal de télévision de type précité. Sur la figure la la zone a représente la salve d'émission de données et de synchronisation, b la zone de transition finale des données, c le signal de clampage correspondant à une valeur continue de 0,5 V pour une amplitude crête-crête de 1 V, d le début de la transition du signal de chrominance, e le signal de chrominance proprement dit, g la transition entre le signal de chrominance et le signal de luminance, h le signal de luminance proprement dit et ; la transition finale du signal de luminance. On rappelle que sur la figure la les durées de a, b, c, d, e, g, h et i sont données en valeurs de périodes élémentaires T = 49,4 ns ou T désigne la période du signal d'horloge d'échantillonnage à 20,25 MHz du signal D2MAC/P. Sur la figure lb on a au contraire représenté la structure de l'image D2MAC/P. Ainsi qu'on l'a représenté sur la figure lb, l'image d'émission contient 625 lignes pour lesquelles - les lignes 1, 311, 312, 313, 623 sont réservées à l'introduction de signaux tests déterminés, - les lignes 2 à 22 et 314 à 334 sont les lignes de suppression. Le niveau de signal des lignes précitées est maintenu constant à 0,5 V sauf dans le cas où ces lignes de suppression sont utilisées pour la transmission de Teletext à la norme Didon ou SEEFAX, - les lignes 23 à 310 et 335 à 622 sont desti nées à la transmission des composantes de l'image, la composante de chrominance ou de différences de couleurs et la composante de luminance, - la ligne 624 dont la partie vidéo comprend des signaux de références analogiques et numéri ques soit - niveau de gris : échantillons 210 à 327, - niveau de blanc : échantillons 372 à 534, - niveau de noir : échantillons 534 à 696, - la ligne 625 est réservée à la synchronisation de trames, à la transmission d'informations sur le canal radio fréquence et la configura tion du multiplex d'émission et à l'identifi cation des services. Une description plus détaillée du dispositif de suppression du bruit de clampage d'un signal de télévision objet de la présente invention, sera maintenant donnée en liaison avec la figure 2a. Conformément à la figure précitée, le dispositif objet de l'invention, comporte afin d'assurer la suppression du bruit de clampage à la réception, une chaîne notée I de liaison continue ou quasi continue entre la sortie du démodulateur et l'entrée du décodeur des signaux de télévision. Par chaîne de liaison quasi continue, on entend bien entendu une interconnexion continue entre la sortie du démodulateur et l'entrée du décodeur, compte tenu des capacités parasites susceptibles d'affecter cette liaison. Ainsi qu'on l'a en outre représenté en figure 2a, le dispositif objet de l'invention comporte en outre un circuit noté II de correction, à la fréquence trame, de la valeur du niveau du signal de clampage. Le circuit de correction II délivre un signal de correction noté sc à la chaine de liaison continue ou quasi continue pour assurer la correction du signal de clampage à la fréquence trame. Selon le mode de réalisation de la figure 2a, le circuit II de correction reçoit un signal de synchronisation d'images/trames du décodeur et peut comporter par exemple un registre interne dans lequel une valeur de référence peut être mémorisée. Cette valeur de référence peut consister par exemple en la valeur du noir, c'est-à-dire en une valeur dont l'amplitude est maintenue constante pendant une durée longue par rapport aux échos vis à vis de la durée de l'intervalle de clampage présent sur chaque ligne sauf la ligne 625 et qui, ainsi qu'indiqué précédemment, est court par rapport au retard ou à l'avance des échos. Cette valeur de référence peut être stockée de façon périodique à partir du signal de synchronisation d'images/trames reçu du décodeur.La valeur mémorisée peut être la valeur en tension de cette valeur de référence de façon à retrouver la valeur de la référence continue du signal de clampage. Sur la figure 2a on a représenté également un mode de réalisation particulier de la chaîne I de liaison continue. Celle-ci peut comporter un circuit noté 10 de régulation d'amplitude du signal délivré par la sortie du démodulateur, ce circuit de régulation d'amplitude étant commandé par un signal de contrôle automatique de gain provenant du décodeur. Le circuit de régulation d'amplitude noté 10 délivre un signal d'amplitude régulier à un circuit sommateur noté 11, lequel reçoit également le signal de correction sc délivré par le circuit II de correction. La chaine I de liaison continue comporte également un étage de sortie à faible impédance noté 12 recevant le signal délivré par le circuit sommateur 11, l'étage de sortie à faible impédance 12 délivrant le signal vidéo fréquence, noté sv, à l'entrée du décodeur. On comprendra bien entendu que le circuit de régulation d'amplitude, noté 10, et l'étage de sortie à faible impédance, noté 12, ainsi que le circuit sommateur 11, permettent d'assurer la liaison continue ou quasi continue telle que définie précédemment entre la sortie du démodulateur et l'entrée du décodeur. Ces derniers circuits seront décrits ultérieurement dans la description. Un autre mode de réalisation préférentiel du dispositif objet de l'invention, sera maintenant décrit en liaison avec la figure 2b. Selon la figure précité, le circuit de correction II à la fréquence trame servant à élaborer le clampage du signal vidéo fréquence est constitué par une boucle sur la chaine I de liaison continue ou quasi continue. Dans un mode de réalisation non limitatif tel que représenté en figure 2b, la boucle comprend un bloc 21 de mesure sur une ligne d'images ou de trames de rangs déterminés, du niveau moyen du signal vidéo fréquence délivré par la chaine de liaison continue I au décodeur. Le bloc 21 délivre à la fréquence trame un signal, noté srd, représentatif du décalage de la valeur du signal de clampage par rapport à une valeur de référence. En outre, la boucle comprend également un bloc 22 générateur d'une tension de décalage recevant le signal srd représentatif du décalage précité. Le bloc générateur délivre la tension de décalage de façon à corriger sur la chaine de liaison continue I ou quasi continue par l'intermédiaire du signal de correction sc, la valeur du signal de clampage. Dans son mode de réalisation tel que représenté en figure 2b, le dispositif objet de l'invention permet d'utiliser les lignes d'une image d'un signal de type D2MAC/P, ces lignes ayant un signal de luminance parfaitement connu pendant une durée longue vis-à-vis de celle des échos couramment rencontrés. Ceci permet d'engendrer un signal électrique permettant de retrouver la référence continue du signal de clampage et du signal vidéo fréquence en général. A titre d'exemple non limitatif, les lignes d'images susceptibles d'être utilisées, telles que représentées en figure lb, sont par exemple les lignes 23, 335 et 624. Les lignes 23 et 335, qui sont les premières lignes de la partie utile de chaque trame, ont chacune leur signal de luminance au niveau du noir. Le niveau du noir d'un signal de type D2MAC/P est le zéro volt normalisé et l'on a donc ainsi directement la référence recherchée. Sur l'ensemble des lignes d'images telles que représentées en figure lb, le signal de luminance dure 697 périodes T soit sensiblement 34,5 ps. Cette durée laisse de la marge afin de prévoir un intervalle de garde en début et en fin du signal de luminance afin de se prémunir contre les effets parasites des échos. Entre les deux intervalles de garde précédemment mentionnés, il est alors possible de réaliser un calcul de valeur moyenne et un filtrage du niveau de noir, de façon à supprimer pratiquement l'influence des signaux parasites. La valeur ainsi obtenue permet, une fois inversée, d'obtenir la tension de décalage à appliquer au signal de clampage pendant la trame en cours. En ce qui concerne la ligne 624 telle qu'elle est normalisée ainsi que représentée en figure lb, celle-ci présente dans le signal de luminance, des niveaux de gris, de blanc et de noir ayant chacun une durée de 7,9 ps. Bien entendu le même principe précédemment mentionné peut alors être appliqué mais avec un intervalle de garde plus court en raison de la longueur moins importante des signaux présents. Le fonctionnement général précédemment décrit du dispositif tel que représenté en figure 2b, peut alors être mis en oeuvre de la façon ci-après - le bloc de mesure du niveau moyen du signal vidéo fréquence, noté 21 comprend un bloc 210 de comptage de numéros de lignes et trames d'images recevant du décodeur les signaux de synchronisation de lignes de trames et d'images. Ce bloc 210 de comptage délivre un signal de numéros de lignes, noté snl, et un signal de numéros de trames, noté snt. En outre, le bloc de mesure 21 comporte un circuit 211 générateur de signaux de commandes de début et de fin de calcul de la valeur moyenne du signal vidéo fréquence. Ce circuit générateur 211 reçoit le signal de numéro de ligne snl délivré par le bloc 210 de comptage de numéros de lignes et de trames. Le bloc 21 de mesure comporte également un circuit 212 de filtrage et de calcul de la valeur entre les instants de début noté td et de fin notés tf du calcul de la valeur moyenne. Ces instants sont définis par les signaux sdf de commande et de début et de fin de calcul. Le circuit de filtrage et de calcul 212 délivre un signal filtré sf représentatif de la valeur moyenne du signal vidéo fréquence sv. En outre, le bloc 21 de mesure comporte un circuit 213 générateur d'un signal de commande ou représentatif d'un coefficient de pondération. Le circuit 213 générateur du signal de commande de pondération peut avantageusement être synchronisé par le signal de numéro de trame snt délivré par le bloc de comptage 210. En outre, un circuit 214 de mémorisation et de pondération de la valeur moyenne du signal vidéo fréquence est prévu, ce circuit recevant respectivement le signal de commande de pondération sp et le signal filtré sf représentatif de la valeur moyenne du signal vidéo fréquence sv. Le circuit 214 de mémorisation et de pondération délivre le signal srd représentatif du décalage de la valeur du signal de clampage par rapport à une valeur de référence. En outre, ainsi que représenté en figure 2b, le circuit 22 générateur de tension de décalage comporte un circuit 220 de gain négatif recevant le signal représentatif du décalage de la valeur du signal de clampage par rapport à une valeur de référence, ce signal étant noté srd et délivre un signal opposé noté -srd. Le circuit générateur de tension de décalage comprend également un circuit 221 d'adaptation de niveau de signal recevant le signal opposé précité noté -srd et délivrant la tension de décalage constituant le signal de correction sc. Le signal de correction précité est ainsi délivré compte tenu des caractéristiques du démodulateur/décodeur au circuit sommateur 11. On notera en particulier que le circuit 221 d'adaptation de niveau de signal, additionne en fait une valeur de déport continu fixe, laquelle dépend de la spécification du décodeur (par exemple 5 volts pour le niveau du noir à l'entrée du décodeur) avec le décalage ctest-à-dire le signal -srd opposé engendré par le circuit 220 de gain négatif.Le signal résultant constituant le signal de correction sc est alors additionné au niveau du sommateur 11 avec le signal d'amplitude régulée sar délivré par le circuit de régulation d'amplitude 10 précédemment mentionné. On notera en particulier, en raison de la liaison continue ou quasi continue entre la sortie du démodulateur et l'entrée du décodeur, que le signal vidéo fréquence devra présenter une référence continue stable, ce qui implique une bonne régulation des alimentations du démodulateur. Ce point ne sera pas décrit en détail car les modulateurs actuels présentent des alimentations en tension continue de niveau suffisamment stable pour permettre la mise en oeuvre du dispositif objet de la présente invention. En ce qui concerne le bloc de comptage 210, celui-ci peut être constitué par différents compteurs de type classique, lesquels permettent d'engendrer les signaux de début de ligne 23 et 335 par exemple, ces signaux de début de ligne constituant en fait le signal de numéro de ligne snl précité. En outre, le bloc de comptage 210 permet de compter les trames pour engendrer des signaux de synchronisation ou de commande du circuit 213 permettant d'engendrer le signal sp de commande de pondération. En ce qui concerne le circuit 211 générateur des signaux de début et de fin de calcul, on indiquera que celui-ci permet par exemple à partir des signaux d'horloge d'échantillonnage à 20,25 MHz du signal D2MAC/P d'engendrer un intervalle de garde (T1) compris entre 2 et 10 ps après le début et avant la fin du signal de luminance. En ce qui concerne le circuit 212 de filtrage et de calcul de la valeur moyenne du signal vidéo fréquence sv, celui-ci permet de filtrer et de calculer la valeur moyenne du signal de luminance des lignes 23 et 335 entre les signaux de début et de fin précédemment cités, ce circuit 212 étant alors commandé par les signaux sdf précités. Bien entendu, le circuit 212 de filtrage et de calcul de la valeur moyenne est un circuit à entrée haute impédance afin de ne pas perturber la valeur du signal vidéo fréquence transmise au décodeur. En ce qui concerne enfin le circuit 213 générateur d'un signal de commande de pondération sp, celui-ci permet de fixer un facteur de pondération à appliquer à la valeur moyenne du signal vidéo fréquence de la trame en cours par rapport aux valeurs de la trame ou des trames précédentes. Le signal de commande de pondération sp est ainsi délivré directement au circuit 214 de mémorisation et de pondération précédemment mentionné. Une description plus détaillée d'un mode de réalisation avantageux non limitatif des circuits 212, 213, 214 et 220, 221 sera maintenant donnée en liaison avec les figures 2c et 2d. Sur la figure 2c, les références - OP1 à OP6 désignent des amplificateurs opérationnels de type classique à faible tension de décalage (offset), - R1 à R15 désignent des résistances de valeur déterminée pour le montage des amplificateurs opérationnels précité, - T désigne des transistors tels que par exemple des transistors à effet de champ jouant le rôle de portes électroniques ou d'interrup- teurs de commande, - C à C3 désignent des capacités de valeur adap tée pour assurer soit le découplage de résis tance, soit des contre-réactions dans le cas de la constitution d'un intégrateur pour réa liser le circuit de filtrage et de calcul de la valeur moyenne, - Vcc désigne une valeur de polarisation adaptée pour assurer le fonctionnement des composants classiques précédemment cités. Ainsi qu'on pourra le remarquer sur la figure 2c, on a reporté l'ensemble des circuits représenté précédemment sur la figure 2b. En ce qui concerne en premier lieu, le circuit de filtrage et de calcul de la valeur moyenne 212, celui-ci comporte les amplificateurs opérationnels OP1, OP2, OP3, lesquels sont des amplificateurs opérationnels à faible bande passante. L'entrée positive de l'amplificateur opérationnel OP1 est connectée en sonde au signal vidéo-fréquence sv délivré à l'entrée du décodeur. I1 permet d'assurer un filtrage puis d'effectuer un déport continu pour passer d'un signal crête-crête évoluant de 5 à 7 volts ou de 5 à 6 volts à un signal crête-crête évoluant de O à respectivement - R2/Rlx2 ou - R2/Rlxl volts. L'amplificateur opérationnel OP2 permet de délivrer le signal à intégrer à l'amplificateur OP3 pendant l'intervalle d'intégration entre les instants td et tf précédemment mentionnés, puis de remettre à zéro l'amplificateur OP3, c'est-à-dire l'intégrateur, lorsque le résultat de l'intégration a été stocké par le circuit de mémorisation de la valeur moyenne et de pondération 214. L'amplificateur opérationnel OP2 présente connecté à sa borne négative, un premier circuit de remise à zéro T, R4, RC recevant un signal de remise à zéro RAZ et un circuit de commande de calcul de la valeur moyenne C, R, R3, T recevant le signal sdf. Bien entendu, les transistors T constituent des portes de commutation. L'amplificateur opérationnel OP3 permet dtin- tégrer le signal délivré par l'amplificateur opérationnel OP2, un potentiomètre P8 permettant d'affiner le réglage de la valeur zéro, zéro volt lorsqu'il n'y a pas de correction à effectuer sur le signal. En ce qui concerne le circuit 214 de mémorisation et de pondération de la valeur moyenne calculée par le circuit 212 précédemment décrit, celui-ci comprend l'amplificateur opérationnel OP4 monté en échantillonneur bloqueur, la capacité C3 jouant le rôle de capacité d'échantillonnage. Cette capacité est chargée à travers la résistance R12 et le choix de la constante de temps R12xC3, permet par exemple de pondérer la valeur de correction à appliquer au signal en fonction des valeurs précédentes. On notera en particulier que le signal sp peut alors permettre de commander un transistor T à l'ouverture, ce même signal sp pouvant par exemple commander la commutation d'une ou plusieurs capacités C'3 montées en parallèle sur la capacité C3, afin de choisir la valeur de la constante de temps R12x(C3 + C'3) par exemple, afin d'assurer la pondération précitée.La commande de pondération peut être effectuée par l'intermédiaire d'un interrupteur noté K à l'initiative de l'opérateur. En ce qui concerne les circuits 220 et 221 constitutifs du circuit de gain négatif et du circuit de déport continu, on notera que ces deux circuits peuvent dans le mode de réalisation représenté en figure 2c, être réalisés par l'amplificateur opérationnel OP5. Ce dernier permet d'effectuer la différence entre le décalage à appliquer au signal vidéo-fréquence sv et le déport continu, lequel, ainsi que déjà mentionné précédemment dans la description, dépend des caractéristiques du démodulateur, en particulier du fait que la porteuse est modulée ou non. En ce qui concerne le circuit sommateur 11, celui-ci est réalisé ainsi que représenté sur la figure 2c, par l'amplificateur opérationnel OP6, ce dernier recevant le signal d'amplitude régulée sar sur son entrée positive venant du bloc 10 de régulation d'amplitude et le déport continu sur sa borne négative, ce signal de déport continu constituant en fait le signal de correction sc précédemment mentionné dans la description. On notera toutefois que le déport continu est fonction de la mesure de niveau de noir sur les lignes 23 et 335 par exemple. Sur la figure 2d on a représenté les différents chronogrammes aux différents points de tests A,B,C,D. Au point A, le signal de luminance est représenté pendant la durée correspondante de 34,5s pour la ligne 23 ou 335 par exemple. Au point B, le signal de début et de fin de calcul de la valeur moyenne est représenté par le signal noté sdf engendré par le circuit 211. On notera tout d'abord que le circuit 210 peut être constitué par des réseaux logiques programmables constituant un système de compteur, lequel délivre une impulsion à chaque début de ligne 23 et 335 considérée. Ces impulsions peuvent être réalisées lorsque le décodeur est par exemple constitué par circuit décrit dans le document cité en introduction à la description, à partir d'impulsions négatives de durées 600 ns délivrées à chaque début de ligne sauf à la ligne 625.Les impulsions de début et de fin peuvent alors permettre d'engendrer un signal sdf tel que représenté au point B de la figure 2d au moyen du circuit 211 générateur de tops de début et de fin. Ce signal permet bien entendu en combinaison avec le signal de remise à zéro RAZ, lequel est appliqué au point C de la figure 2c, d'engendrer l'intervalle d'intégration compris entre les instants td et tf précédemment mentionnés. On comprendra bien sûr que l'amplificateur opérationnel OP2 est en fait rendu conducteur durant la présence du signal sdf représenté en figure 2d en l'absence de signal de remise à zéro RAZ où lorsque celui-ci est à son niveau bas.Le signal de remise à zéro RAZ est également délivré par le bloc 211 précité, lequel peut également être constitué par des compteurs réalisés à partir de réseaux logiques programmables, ces compteurs étant synchronisés par les impulsions transmises par le bloc de comptage 210 précédemment décrit et par l'horloge à 20,25 MHz d'échantillonnage du signal D2MAC/P. On notera que le signal sdf délivré par le bloc générateur de début et de fin de calcul entraîne le mode de fonctionnement ci-après - à chaque impulsion de numéro de ligne snl correspondant à la ligne 23 ou 335 par exemple, un compteur constitutif du bloc générateur 211 est par exemple remis à zéro. Ce compteur décompte les échantillons de signal vidéo sv, par rapport au signal d'horloge à 20,25 MHz, d'échantillonnage D2MAC/P. Lorsque ce compteur arrive au numéro d'échantillon qui correspond au début de l'intervalle de calcul de moyenne, il délivre au circuit 212 de filtrage et de calcul de la valeur moyenne, la transition de passage de l'état bas à l'état haut représenté en figure 2d au point B, laquelle déclenche ainsi le début du calcul de la valeur moyenne précitée.Lorsque ce même compteur arrive au numéro d'échantillon qui correspond à la fin de l'intervalle de calcul de moyenne, il fait au contraire passer ce signal par la transition de l'état haut à l'état bas tel que représenté au point B de la figure 2d, pour ainsi commander l'arrêt du calcul de la valeur moyenne précitée. En outre, le signal de remise à zéro RAZ permet le pilotage de l'amplificateur opérationnel OP2 en combinaison avec le signal sdf précité. Le signal de remise à zéro est par exemple à l'état haut avant le début du calcul de la valeur moyenne ainsi que représenté au point C de la figure 2d, ce qui permet le maintien à zéro de l'entrée de l'intégrateur. Ce même signal de remise à zéro passe à l'état bas par la transition représentée au point C après un retard T1 par rapport à la transition du signal de commande d'intégration sdf précédemment décrit. Le signal de remise à zéro RAZ reste alors à l'état bas pendant toute la durée d'intégration, c' est-à-dire de calcul de la valeur moyenne, le signal de remise à zéro RAZ étant maintenu à son état bas pendant une durée supplémentaire après la fin de la durée d'intégration engendrée par la nouvelle transition du niveau haut au niveau bas du signal sdf en tf. Ce maintien du signal de remise à zéro RAZ à son niveau bas, aucune remise à zéro n'étant effectuée pour l'intégrateur, permet à celui-ci de conserver la valeur moyenne finale d'intégration. Ainsi qu'on l'a représenté au point D de la figure 2c, le signal sp délivré par le bloc de commande de pondération 213, permet en fait d'assurer alors l'échantillonnage de la valeur moyenne finale par l'intermédiaire de l'échantillonneur bloqueur constitué par l'amplificateur opérationnel OP4 précédemment décrit. En ce qui concerne le bloc 213 de commande de pondération, on notera que ce dernier n' est pas indispensable et ainsi qu'on l'a représenté d'ailleurs en figure 2c, la pondération peut être réalisée par l'intermédiaire du circuit de commutation K,T pour assurer le choix de la constante de temps R12x(C3 + C'3), c'est-à-dire à l'intérieur du bloc 214 de mémorisation et de pondération de la valeur moyenne. On notera dans ce cas que le bloc 213 peut alors se -réduire à un bloc de mise en forme du signal de numéro de trame snt délivré par le bloc de comptage 210 précité. En ce qui concerne la connexion en liaison continue ou sensiblement continue sur l'entrée du décodeur du signal vidéo-fréquence sv, on notera que lorsque ce circuit décodeur est constitué par le décodeur décrit dans le document cité dans l'introduction à la description de la présente demande de brevet, celle-ci s'effectue sur la broche 35 ou 37 du convertisseur V.C.O. 2133. Le circuit de clampage à la fréquence ligne qui est normalement utilisé et qui reçoit le signal délivré par la broche 48 du circuit décrit dans le document précédemment cité n'est pas utilisé et est donc totalement déconnecté, au clampage à fréquence ligne étant alors substitué un clampage à fréquence trame conformément au dispositif objet de la présente invention. Dans le cas où la liaison continue précédemment mentionnée est effectuée sur la broche 35 du convertisseur V.C.O. 2133, le signal vidéo sv, signal D2MAC/P, doit varier de 5 volts pour un niveau de noir à 7 volts pour un niveau de blanc. Si au contraire la connexion est effectuée sur la broche 37 de ce même circuit, le signal doit au contraire varier de 5 volts pour un niveau de noir à 6 volts pour un niveau de blanc. Les réglages correspondants en fonction de la connexion peuvent alors être effectués avantageusement par le potentiomètre P13 de réglage, lequel permet d'ajuster le déport continu ausignal représentatif de décalage srd tel que représenté en figure 2c. En ce qui concerne en outre, les blocs 10 et 12 de régulation d'amplitude et d'étage de sortie à faible impédance constitutif de la chaîne de liaison continue I, on notera simplement que le bloc 10 peut être constitué par un circuit de contrôle automatique de gain, lequel ne sera pas décrit car du domaine des compétences normales de l'homme de métier. On notera également que l'étage de sortie à faible impédance 12 n'est pas indispendable puisque, par exemple, dans le mode de réalisation de la figure 2c, l'amplificateur opérationnel OP6 constitutif du sommateur 11, permet d'assurer la sortie à faible impédance normalement introduite par l'étage de sortie à faible impédance 12. On a ainsi décrit un dispositif de suppression de bruit de clampage à la fréquence ligne d'un signal de télévision en réception, qui apparaît en effectuant un clampage à la fréquence ligne lorsqu'on utilise l'intervalle de clamp normalisé et que le signal est perturbé par des échos ou du bruit. Ce dispositif est particulièrement avantageux dans la mesure où celui-ci permet une redéfinition de la référence continue du signal vidéofréquence à la fréquence trame, les liaisons capacitives entre démodulateur et décodeur étant supprimées. REVENDICATIONS 1. Dispositif de suppression de bruit de clampage d'un signal de télévision en réception, caractérisé en ce que ledit dispositif comporte - une chaîne (I) de liaison continue ou quasi continue entre la sortie du démodulateur et l'entrée du décodeur, - un circuit (II) de correction, à la fréquence trame, de la valeur du niveau du signal de clampage, ce circuit délivrant un signal de correction (sc) à ladite chaine de liaison continue ou quasi-continue. 2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite chaîne de liaison continue ou quasi-continue comporte - un circuit (10) de régulation d'amplitude dont l'entrée reçoit directement, en fonctionne ment, le signal délivré en sortie du démodula teur, et délivrant un signal d'amplitude régu lée (sar), - un circuit sommateur (11) recevant sur une première entrée ledit signal d'amplitude régu- lée, et sur une deuxième entrée ledit signal de correction. 3. Dispositif selon la revendication 2, caractérisé en ce que ledit circuit (II) de correction comporte un circuit de mémorisation, à la fréquence trame, d'une valeur de référence correspondant à la valeur de référence du signal de clampage. 4. Dispositif selon l'une des revendications 1 ou 2, caractérisé en ce que ledit circuit de connexion (II), à la fréquence trame, de la valeur du niveau du signal de clampage est constitué en bande sur ladite chaine (I) de liaison continue ou quasi-continue. 5. Dispositif sleon la revendication 4, caractérisé en ce que ladite bande comprend - des moyens (21) de mesure, sur une ligne d'image ou de trame de rang déterminé, du ni veau moyen du signal vidéo-fréquence délivré par ladite chaîne de liaison continue audit décodeur, délivrant à la fréquence trame un signal (srd) représentatif du décalage de la valeur du signal de clampage par rapport à une valeur de référence, - des moyens (22) générateurs d'une tension de décalage recevant ledit signal (srd) représen tatif du décalage, ces moyens générateurs délivrant la tension de décalage de façon à corriger sur la chaine de liaison continue ou quasi-continue par l'intermédiaire du signal de correction (sc) la valeur du niveau du signal de clampage. 6. Dispositif selon la revendication 5, caractérisé en ce que lesdits moyens de mesure du niveau moyen du signal vidéo-fréquence délivré par ladite chaine (I) de liaison continue au décodeur comportent - des moyens (210) de comptage de numéro de ligne et de trame d'image recevant du décodeur les signaux de synchronisation de ligne de trame et d'image, et délivrant un signal de numéro de ligne (snl) et un signal de numéro de trame (snt), - un circuit (211) générateur de signaux (sdf) de commande de début et de fin du calcul de la valeur moyenne du signal vidéo-fréquence, ce circuit générateur recevant ledit signal de numéro de ligne (snl), - un circuit (212) de filtrage et de calcul de la valeur moyenne du signal vidéo-fréquence entre les instants de début (td) et de fin (tf) du calcul de la valeur moyenne, définis par les signaux (sdf) de commande de début et de fin de calcul, ce circuit de filtrage et de calcul délivrant un signal filtré (sf) repré sentatif de la valeur moyenne du signal vidéo fréquence (sv), - un circuit (213) générateur d'un signal (sp) représentatif d'un coefficient de pondération recevant ledit signal de numéro de trame (snt), - un circuit (214) de mémorisation et de pondé ration de la valeur moyenne du signal vidéo fréquence recevant respectivement ledit signal (sp) représentatif du coefficient de pondéra tion et le signal filtré (sf) représentatif de la valeur moyenne du signal vidéo-fréquence et délivrant ledit signal représentatif du déca lage de la valeur du signal de clampage par rapport à une valeur de référence. 7. Dispositif selon l'une des revendications 5 ou 6, caractérisé en ce que lesdits moyens (22) générateurs d'une tension de décalage comportent - un circuit (220) de gain négatif recevant ledit signal (srd) représentatif du décalage de la valeur du signal de clampage par rapport à une valeur de référence, et délivrant un signal opposé (-srd), - un circuit (221) d'adaptation de niveau de si gnal recevant ledit signal opposé (-srd) et délivrant ladite tension de décalage consti tuant le signal de correction (sc) compte tenu des caractéristiques du démodulateur/décodeur audit circuit sommateur.