Brevet FR2663763A1 — publié le 19911227

i L'invention concerne des circuits de régulation ou de limitation de puissance, et plus particulièrement des coupe-circuits assurant une protection contre les surchar- ges et les courts-circuits. Des coupe-circuits actuellement disponibles, du type électromagnétique ou thermique, sont connus pour avoir des temps de coupure de l'ordre de 10 millisecondes ou plus Ce temps de coupure de 10 millisecondes est dangereu- sement trop long dans de nombreuses applications délicates des coupe-circuits, telles que des environnements militai- res, inflammables ou explosifs En outre, dans de grandes installations électrique, le coupe-circuit déclenché doit être positionné et ensuite réarmé manuellement pour rétablir le circuit après que le défaut a été supprimé Ces problèmes de longs temps de coupure et de réarmement manuel, associés aux coupe-circuits mécaniques, peuvent être désavantageux et très graves dans des applications o le temps est un facteur essentiel. Le Triac est un dispositif électronique classique de puissance formé d'un cristal de silicium, comprenant un redresseur commandé au silicium (SCR), bidirectionnel, destiné à recevoir un signal de gâchette pour commander la puissance appliquée à une charge, par exemple dans des gradateurs d'éclairage à grande puissance. Un problème associé aux dispositifs du type SCR ou Triac dans des applications de régulation de puissance est que, une fois que le Triac est mis en conduction, il ne se coupe pas avant que la tension ou le courant d'alimentation soit coupé, ou bien une coupure n'apparaît qu'au passage par zéro suivant de l'alimentation en courant alternatif. Cette durée demandée pour couper le Triac peut atteindre une demi-période de courant alternatif, ce qui a pour résultat d'endommager le Triac dans des conditions de surcharge et de court-circuit. Le brevet des Etats-Unis d'Amérique N O 4 633 161 décrit un régulateur de puissance de gradateur d'éclairage à commande de phase, sans inductance, destiné à coupler une lampe à une source de courant alternatif Ce brevet a trait à l'élimination de l'inductance de filtrage de l'étage de puissance du gradateur électronique classique semi-conducteur Ici, dans ce régulateur de gradateur, la puissance principale est dissipée dans les diodes de deux transistors MOSFET de puissance du fait de la chute de tension directe à travers les diodes FET qui sont utilisées en tant que trajet de conduction de courant pour la charge du gradateur Il en résulte une dissipation excessivement élevée de puissance dans le dispositif FET due au fonction- nement à haute-tension/courant intense dans le mode linéaire Par conséquent, un tel régulateur de puissance de gradateur sans inductance peut être utilisé dans des applications à des gradateurs de faible puissance, mais il dissiperait beaucoup trop de chaleur et claquerait s'il était utilisé dans des circuits de régulation de puissance plus élevée Ce claquage apparaît car la diode de blocage interne, étant située dans le même boîtier que le MOSFET, s'échauffe et élève donc la résistance drain-source à l'état conducteur du MOSFET, accroissant ainsi la dissipa- tion sur le MOSFET lui-même De plus, la dissipation de puissance dans le dispositif de régulation de puissance du brevet précité augmente à travers le MOSFET car le temps de montée du courant de charge s'accroît afin d'éliminer l'inductance du filtre anti-parasite en l'obligeant à fonctionner dans le mode linéaire Par conséquent, en mettant lentement en conduction les transistors à effet de champ, comme cela se produit lorsque l'on rend conducteur le transistor MOSFET sur une demi-période dans le mode linéaire, il en résulte une forte dissipation de chaleur dans le MOSFET En outre, l'absence de l'inductance permet des montées rapides de courant dans le cas d'une condition de court-circuit ou de surcharge, cette montée étant plus rapide que la réponse du circuit de limitation de courant. Le seul élément qui régule la vitesse de montée du courant est l'inductance de la ligne Si le défaut apparaît à un quart de période, o la tension de la ligne est égale à la valeur positive ou négative de crête, et que la ligne électrique menant à la charge est courte, l'efficacité du circuit de limitation de courant est mise en question du fait du courant maximal admis de la charge dans le mode linéaire Ceci contribue aussi à la forte dissipation de chaleur dans le dispositif de régulation de puissance à transistor à effet de champ à métal-oxydesemiconducteur (MOSFET). Compte tenu de ce qui précède, un objet de l'invention est de proposer un coupe-circuit à courant alternatif à semiconducteurs protégeant contre les surcharges et les courts-circuits Un autre objet de l'invention est de fournir un coupe-circuit à courant alternatif à semiconducteur ayant un temps de coupure très court, de l'ordre de quelques microsecondes Un autre objet de l'invention est de fournir un coupe-circuit à courant alternatif à semiconducteurs qui résiste à une destruction par court- circuit, un tel court-circuit détruisant des coupe-circuits et des régulations de puissance classiques à semiconducteur, le coupe-circuit selon l'invention pouvant fonctionner dans des gammes de puissance très élevées, telles que sous des courants dépassant 100 ampères Un autre objet de l'invention est de fournir un coupe-circuit à courant alternatif à semiconducteurs ayant une très faible dissipation de puissance dans le dispositif de régulation de puissance et fonctionnant à des vitesses élevées. Ces objets et autres sont réalisés par la présente invention qui propose un régulateur de puissance à courant alternatif à semiconducteurs comprenant un redresseur dont la sortie est connectée à un commutateur à semiconducteur, tel qu'un transistor à effet de champ à structure métal- oxyde-semiconducteur (appelé ci-après MOSFET) ou un transistor bipolaire, qui est commandé respectivement par la grille ou par la base pour réguler la puissance passant dans une charge Le pont redresseur est connecté à une source à courant alternatif, la sortie de courant continu du redresseur étant connectée aux bornes du commutateur semiconducteur La grille du commutateur est synchronisée sur la source de courant alternatif et est commandée par un circuit de protection contre les surchar- ges et les courts-circuits, lequel circuit détecte les conditions de surcharge et de court-circuit et, par suite, indique à un coupleur optoélectronique de couper la tension de grille et le commutateur à semiconducteur et donc de couper le courant de charge Le circuit de protection contre les surcharges et les courts-circuits comprend un comparateur et un moyen à base de temps pour détecter les conditions de surcharge et de court-circuit et commander, par suite, un transistor de blocage d'attaque afin de bloquer le commutateur à semiconducteurs et donc de couper le courant de charge. Le régulateur de puissance à courant alternatif à semiconducteur selon l'invention présente un temps de coupure de l'ordre de quelques microsecondes et il peut être réalisé de façon à être réarmé dès que le défaut est éliminé Ce temps de coupure très court, associé à la configuration du redresseur et du commutateur déclenché à semiconducteur, donne un régulateur de puissance qui résiste à une destruction par courtcircuit propre à des coupe-circuits classiques à courant alternatif à semicon- ducteurs Le coupe-circuit à courant alternatif à semicon- ducteurs selon l'invention peut aussi fonctionner dans des gammes de courant très intenses, par exemple supérieures à ampères. L'invention sera décrite plus en détail en regard des dessins annexés à titre d'exemple nullement limitatif et sur lesquels: la figure 1 est une combinaison d'un schéma fonctionnel simplifié et d'un schéma du circuit du régulateur de puissance à courant alternatif présentant une protection contre les courts-circuits et les surcharges, conformément à l'invention; la figure 2 est un schéma du circuit du commutateur à courant alternatif à semiconducteurs comprenant le redresseur connecté à un transistor bipolai- re, en tant que variante de réalisation du MOSFET décrit précédemment et représenté à la figure 1; la figure 3 est un schéma du circuit du commutateur à courant alternatif à semiconducteurs comprenant le redresseur connecté à un transistor à effet de champ de détection de puissance, en tant que variante de la réalisation du MOSFET précité; les figures 4 A à 4 H représentent respective- ment une forme d'onde de signaux sur diverses lignes de signaux du système selon l'invention, chaque signal étant synchronisé sur la tension alternative de la ligne; la figure 5 est un schéma montrant d'autres détails du circuit du système représenté sur la figure 1, en particulier les circuits se trouvant dans l'alimentation en énergie à courant continu régulé, le circuit de synchronisation de ligne de courant alternatif, le régulateur de largeur d'impulsion, l'étage à coupleur opto- électronique, l'intégrateur et le circuit de protection à l'état froid, et le pont de diode et le circuit de MOSFET tel que montré sur la figure 1; la figure 6 est un schéma détaillé du circuit de protection contre les surcharges, les courts-circuits et les basses tensions alternatives de lignes, représenté sous une forme simplifiée sur les figures 1 et 5; la figure 7 est un schéma du circuit et un diagramme fonctionnel de l'alimentation en énergie régulée à courant continu comprenant les parties à redresseur et régulateur de tension; et les figures 8 A à 8 H montrent respectivement les formes d'ondes de signaux sur plusieurs lignes de signaux dans le bloc de protection contre les surcharges, les courts-circuits et les basses tensions alternatives de lignes montré sur la figure 6. La figure 1 montre sous la forme d'un schéma fonctionnel simplifié et d'un schéma de circuit, le régulateur transistorisé de puissance à courant alternatif, comprenant sept blocs fonctionnels travaillant conjointe- ment avec le bloc de commande de puissance à courant alternatif, montré en détail Plus particulièrement, l'alimentation double 10 en courant continu fournit la tension d'alimentation nécessaire à tous les circuits impliqués dans le processus, comprenant un signal de synchronisation sur une ligne 180 pour un circuit 20 de synchronisation de ligne de courant alternatif Le circuit 20 de synchronisation de la ligne de courant alternatif génère une tension en rampe descendante linéaire sur une ligne 190 qui est restaurée pour chaque passage à zéro de la tension de la ligne à courant alternatif Un régulateur de largeur d'impulsion compare la tension en rampe reçue sur la ligne 190 à un signal de référence de commande de puissance reçu sur une ligne 210 et provenant d'un circuit d'intégrateur et de protection de mise en marche à froid Un circuit 50 de référence de commande de puissance applique à une ligne 52 un signal de référence en courant continu qui est traité par le circuit 60 d'intégrateur et de protection de mise en marche à froid Le circuit 60 de protection élimine par filtrage toutes pointes ou tout bruit de la tension de référence, lesquelles pointes ou bruits peuvent générer des erreurs dans le régulateur de largeur d'impulsions, appliquant ainsi un signal de référence de régulation de puissance utilisable sur la ligne 210 Le circuit 60 de protection assure aussi une remise à zéro rapide de la puissance de sortie en cas de condition de défaut Le signal de référence de régulation de puissance sur la ligne 210 augmente lentement d'amplitude pour compenser un temps d'établissement lent dans des applications telles qu'une gradation d'éclairage Pour la même raison, la vitesse de décroissance de l'amplitude du signal de référence de régulation de puissance est élevée. A un instant quelconque, lorsque la valeur du signal de tension en rampe sur la ligne 190 est inférieure à celle du signal de référence de régulation de puissance sur la ligne 210, un comparateur 402, décrit ciaprès, applique à une ligne 200 une impulsion de courant qui met en conduction un coupleur opto-électronique 40 Dans ce cas, une impulsion de tension est appliquée par une ligne 220 à la grille d'un transistor à effet de champ à structure métal-oxyde-semiconducteur (MOSFET) 130 de puissance Si le signal de détection du courant de charge sur la ligne 230 dépasse la valeur préalablement établie, le circuit 170 de protection contre les surcharges, les courts-circuits et les basses tensions de la ligne à courant alternatif coupe le courant de charge et remet à zéro le signal sur la ligne 210 Le circuit 170 de protection assume la même fonction dans le cas d'une tension de la ligne de courant alternatif afin d'empêcher le MOSFET de puissance de fonctionner dans un mode linéaire destructeur, provoqué par une amplitude insuffisante de l'impulsion d'attaque de grille sur la ligne 220. La figure 2 montre le redresseur en pont connecté à un transistor bipolaire 131 utilisé en tant que commutateur à semiconducteur et remplaçant le MOSFET 130 de puissance décrit en regard de la figure 1 Dans ce cas, la base du transistor bipolaire 131 est connectée à la ligne de sortie 220 de l'étage à coupleur opto-électronique Le transistor bipolaire 131 assume la même fonction que le MOSFET 130 de puissance. La figure 3 montre une autre variante de réalisation du commutateur à semiconducteur, dans laquelle un transistor à effet de champ 132 de détection de puissance remplace le MOSFET 130 et la résistance 120 de détection de courant décrits en référence à la figure 1 Le FET 132 de détection de puissance est un dispositif classique comprenant un MOSFET de puissance possédant intrinsèquement une aptitude à détecter le courant Comme montré sur la figure 3, le drain et la source du FET 132 de détection de puissance sont connectés aux bornes de la sortie à courant continu du pont redresseur La grille du FET 132 de détection de puissance est connectée de façon à recevoir la ligne de sortie 220 du coupleur opto-électroni- que 40. Les figures 4 A à 4 H sont des diagrammes de signaux électriques présents sur les lignes indiquées sur ces figures et décrites ci-dessus, illustrant ainsi le mode de fonctionnement du régulateur transistorisé de puissance à courant alternatif. La figure 5 montre d'autres détails des éléments fonctionnels du système décrit en regard de la figure 1 L'alimentation double 10 en courant continu est une alimentation classique à courant continu comportant un transformateur 11 qui reçoit une source de courant alternatif par l'intermédiaire de lignes 12 et fournit les tensions demandées vl et v 2 pour les circuits de commande et les circuits d'attaque, de puissance et de protection, ainsi que le signal 180 de synchronisation Les deux parties 15 et 16 de l'alimentation en courant continu reçoivent de l'énergie respectivement de secondaires 13 et 14 et sont isolées électriquement l'une de l'autre, au moyen de leurs masses individuelles, représentées par des symboles respectifs de masse, et par des secondaires isolés de transformateurs, afin de ne pas mettre en danger tout circuit extérieur tel que des unités de commande à distance, ou l'opérateur La partie 15 d'alimentation en courant continu fournit une tension continue de sortie vl sur sa ligne de sortie 21 et, comme montré en détail sur la figure 7, est constituée d'un étage redresseur 17 de Schottkey à double alternance, et d'une diode 18 qui sépare la sortie de l'étage 17 du bloc 19 à régulateur de tension et filtre d'ondulation La partie 16 d'alimentation en courant continu est constituée d'un redresseur double alternance, d'un bloc à régulateur de tension et d'un filtre d'ondulation et fournit une tension v 2 sur la ligne 23 pour le circuit d'attaque de l'étage de puissance ainsi que pour le circuit de protection. Le signal de synchronisation présent sur la ligne 180, comme montré sur la figure 5, est appliqué à l'entrée de non-inversion d'un comparateur 305 par l'intermédiaire d'un réseau constitué de résistances 300 et 301 et d'une diode de Zener 302 Le rôle de ce réseau est de réguler la basse tension de crête du signal de synchro- nisation à tension redressée double alternance, présent sur la ligne 180 Il protège aussi l'entrée du comparateur 305 contre les surtensions La tension de seuil est établie par un diviseur de tension constitué de résistances 303 et 304. Si un signal de synchronisation présent sur la ligne 180 chute au-dessous de la tension de seuil, la sortie du comparateur envoie une impulsion de tension de courte durée au réseau constitué d'une diode de Zener 306 et d'un condensateur 309, chargeant ce condensateur 309 à une tension maximale préalablement établie par la diode de Zener 306 L'étage redresseur en pont 17 montré sur la figure 7 est constitué de quatre diodes de Schottkey Du fait de leur faible chute de tension dans le sens direct et d'une tension de seuil dépassant d'une faible valeur la basse tension de crête d'entrée de synchronisation 180, on obtient une impulsion étroite en sortie du comparateur 305. Si la tension de la ligne à courant alternatif est autre que nulle, aucune tension n'est appliquée par le com- parateur 305 au réseau 306 et 309 Le circuit intégré 310, qui est un dissipateur de courant constant, c'est-à-dire qui présente une valeur de courant de décharge établie par des résistances 311 et 312 et thermocompensée par une diode 313, décharge le condensateur 309 en un signal en rampe descendante linéaire sur une ligne 190 jusqu'à une valeur supérieure à zéro, pour l'immunité au bruit si une régula- tion de puissance à distance est demandée Un condensateur 307 s'oppose à toutes impulsions parasites en sortie du comparateur 305, par suite de transitoires de commutation. Une résistance 308 établit le temps de charge optimal et le courant de polarisation optimal pour la diode Zener 306. Le signal en rampe descendante linéaire présent sur la ligne 190 est appliqué du circuit de synchronisation de la ligne de courant alternatif au régulateur 30 de largeur d'impulsion à travers une résistance 400 connectée à l'entrée de non-inversion d'un comparateur 402 Si l'amplitude du signal sur la ligne 190 chute au-dessous du signal de référence de régulation de puissance sur la ligne 210, le comparateur 402 "allume" la DEL interne d'un coupleur opto-électronique 500 par l'intermédiaire d'une ligne 200 et à travers le réseau constitué de résistances 404 et 405 et d'un condensateur 406, pour un allumage/ex- tinction rapide Un condensateur 403 découple l'entrée d'alimentation du comparateur 402. Pour augmenter encore la vitesse de commutation de sortie du coupleur opto-électronique 40, une résistance 502 est connectée entre sa base et son émetteur Une résistance 501 établit le courant dans le transistor de sortie du coupleur opto-électronique et dans un transistor de blocage 504 Un transistor 506 augmente le débit de décharge de grille du MOSFET 130 de puissance si la grille il est encore chargée alors qu'aucun signal d'entrée ne provient du dispositif 500 à coupleur opto-électronique La résistance 110 empêche une charge de grille excessive du fait de la capacité entre le drain et la grille du MOSFET 130 Le commutateur réel de puissance en courant alter- natif est constitué de diodes de puissance 70, 80, 90, 100 montées dans une configuration en pont et du MOSFET de puissance Un varistor à oxyde métallique 140 empêche toutes surtensions destructrices aux bornes du MOSFET de puissance Lorsque le MOSFET de puissance 130 est en conduction, la tension à ses bornes, en un point 340, chute jusqu'à zéro ou à une très basse valeur, et le signal de sortie sur la ligne de détection 230 croît à travers la résistance 120 de détection de courant La valeur de la résistance 120 est comprise entre 5 et 20 milliohms. Pour éviter une injection de bruit dans la ligne de courant alternatif, un filtre pour parasites radiofréquences, constitué d'une inductance 150 et d'un condensateur 160, est prévu, comme montré sur les figures 1, 2, 3 et 5 L'inductance 150 est choisie avec soin, en raison de sa fonction supplémentaire de limiter la vitesse de montée du courant de charge dans le cas d'une surcharge ou d'un court-circuit On doit prendre en considération deux facteurs lorsque l'on choisit l'inductance 150. Premièrement, l'augmentation de vitesse du courant de charge par rapport à la plage normale spécifiée de fonctionnement doit être inférieure à la réponse globale de la boucle de protection contre les surcharges et les courts-circuits Ceci compense tous retards dans le blocage du courant de charge Ceci est montré par le signal d'accroissement de la tension de charge aux bornes de la charge 250 Le second facteur à prendre en considération est que le point de saturation sur la courbe BH ne doit pas apparaître avant qu'une valeur de courant plus élevée qu'un "maximum avant coupure" soit atteinte. Le circuit 50 de référence de régulation de puissance fournit la tension de référence de régulation de puissance par la ligne 52 au bloc 60 à intégrateur et circuit de protection pour la mise en marche à froid, constitué d'une résistance 601 et d'une diode de Zener 602, afin de limiter sa valeur au-dessous de tous niveaux destructeurs La constante de temps de la résistance 601, de la résistance 603 et du condensateur 605 établit l'augmentation de vitesse du courant de charge, en raison de grandes différences dans le retard thermique de différentes charges Si la tension de référence de régulation de puissance sur la ligne 52 est inférieure à la tension aux bornes du condensateur 605, la tension à la base du transistor 604 est inférieure à sa tension d'émetteur, ce qui rend conducteur le transistor En conséquence, le condensateur 605 se décharge rapidement à une tension égale à la tension de référence de régulation de puissance sur la ligne 52 Une mise en conduction lente du courant de charge évite toutes conditions de surcharge et ne met pas en action le circuit 170 de protection contre les surintensités Une tension de référence de régulation de puissance évoluant rapidement sur la ligne 52 établit à force une nouvelle mise en conduction lente du courant de charge, si le courant de charge est rétabli extérieurement. En raison des grandes différences de retard thermique, comme dans le cas d'applications à une gradation d'éclairage, des différentes charges, le temps de décrois- sance de la tension de référence de régulation sur la ligne 210 en dehors du circuit 60 de protection est beaucoup plus court que le temps de croissance Ceci est conçu pour compenser la faible vitesse de stabilisation de charge et pour ne pas mettre en action le circuit 170 de protection contre les surcharges. En référence à la figure 6, le signal de détection de courant de charge sur la ligne 230 est filtré par une résistance 800 et un condensateur 801 du circuit de protection contre les surcharges, les courts- circuits et les basses tension de la ligne de courant alternatif, et il est appliqué à l'entrée à inversion d'un comparateur 805 Une ligne 840 de référence de limitation de courant de surcharge/court-circuit est positionnée par des résistances 804 et 802 d'un diviseur de tension Un condensateur 803 élimine de cette référence, par filtrage, toutes pointes de tension ou autres bruits Dans le cas d'un défaut de la charge, tel qu'une surcharge ou un court- circuit, o le courant de la charge est supérieur à une valeur préalablement établie, le signal 230 de détection de charge, montré sur la figure 8 A, dépasse la référence sur la ligne 840, et le comparateur 805 envoie une impulsion "basse" 845 (figure 8 B) à la broche T d'entrée de déclen- chement d'un temporisateur 834 Un condensateur 806 découple la tension continue d'alimentation de puissance aux bornes du comparateur 805 La sortie du temporisateur 834 est haute (figure 8 C) pendant un temps "T" tel qu'établi par un condensateur 809 et une résistance 810, faisant conduire un transistor 504 de blocage comme montré sur la figure 5 Le transistor 504 de blocage est rendu conducteur par l'intermédiaire d'une résistance 811 par le signal présent sur la ligne 260 et il coupe la tension à la sortie du dispositif à coupleur opto-électronique 500 (figure 8 D), du réseau constitué des résistances 503 et 505 et du transistor 506, afin de décharger la grille du MOSFET de puissance (figure 8 E), ce qui bloque le courant de la charge A la fin du temps "T", la sortie du temporisa- teur 834 redevient basse, et le courant de charge est rétabli Lorsque le temporisateur 834 est déclenché, un temporisateur 827 est également déclenché par l'inter- médiaire d'une connexion commune 841 et sa sortie est rendue haute pendant les intervalles supérieurs à (i + 1) "T", ce qui rend conducteur un transistor 832 à travers une résistance 833 Ceci modifie la tension appliquée à l'entrée de remise à zéro d'un compteur 814 afin de remettre ce dernier à zéro La broche de remise à zéro du compteur est maintenue haute à travers une résistance 822, une diode de Zener 821 et une résistance 815 En consé- quence, la fonction de remise à zéro est invalidée et le compteur 815 peut commencer à compter des impulsions. Comme montré sur la figure 6, la sortie du temporisateur 834 applique aussi des impulsions -hautes à l'entrée d'horloge (Ck) du compteur 814 à travers une résistance 812 et elle rend conducteur un transistor 818 à travers une résistance 819 Le transistor 818 simule une tension continue basse d'alimentation et bloque un transistor 823, et ce transistor 823 désexcite un relais 825 Le relais 825 est constitué de sa bobine, comme montré en 825, qui actionne les contacts de commutateurs 507 et 607, montrés sur la figure 5, dans la position d'ouverture. La désexcitation du relais 825 (figure 8 F) déconnecte la grille du MOSFET de puissance par l'intermédiaire de la ligne 220 et de la tension 210 de référence de régulation de puissance Le relais 825 peut être remplacé par un coupleur opto-électronique double ou un autre commutateur à semiconducteur, non représenté, avec de faibles modifica- tions du circuit. A la fin du temps "T", la sortie du tem- porisateur 234 devient basse, les transistors 504 et 818 sont bloqués, comme montré sur les figures 5 et 6, et le courant de charge est rétabli Si le défaut persiste, la sortie du comparateur 805 envoie une nouvelle impulsion basse 847 (figure 8 B) au temporisateur 834, plaçant sa sortie à l'état haut pendant un autre temps "T" (figure 8 C) Le compteur 814 reçoit une nouvelle impulsion d'horloge et la compte Le transistor 818 est de nouveau rendu conducteur, simulant un nouveau défaut de fonctionne- ment de l'alimentation en courant continu ou une tension basse de la ligne de courant alternatif En conséquence, le relais 825 est de nouveau désexcité (figure 8 F) par le transistor 823 Le temporisateur 827 a été déclenché par le premier cycle de défaut, le transistor 832 est encore en conduction et la fonction de remise à zéro du compteur est coupée (figure 8 G). Si, après le nombre (i + 1) de cycles de défaut, la condition de surcharge ou de court-circuit persiste encore, la sortie Qi du compteur 814 devienthaute, ce qui rend conducteur un transistor 817 Le transistor 817 agit de façon identique au transistor 818, bloquant le transistor 823 et désexcitant le relais 825. Ceci ne permet pas une restauration automatique du courant de charge, car aucun nouveau cycle de défaut n'est possible L'état de sortie du compteur 814 ne peut pas être modifié à moins qu'une nouvelle impulsion soit appliquée à l'entrée d'horloge, ou à moins qu'un commutateur 820 de restauration (figure 8 H) n'applique une tension positive à l'entrée de remise à zéro R du compteur 814 par l'inter- médiaire de la résistance 831 La restauration ou remise à zéro manuelle n'est possible qu'après le temps (i + I)T, lorsque le transistor 832 est bloqué, ce qui permet la présence d'une tension positive sur l'entrée de remise à zéro R du compteur 814 Avant le temps (i + 1)T, le transistor 817, qui a été bloqué en conduction, empêche la fonction de remise à zéro automatique. Si, après le temps (i + 1)T à partir de l'apparition d'un défaut, le courant de charge persiste, la sortie du temporisateur 827 devient basse et le transistor 832 se bloque, remettant ainsi à zéro le compteur 814 Les valeurs du circuit déterminant le temps (i + 1)T sont choisies de façon à remettre à zéro le compteur pour des défauts non répétitifs. Si la tension de la ligne à courant alternatif chute au-dessous d'une certaine valeur, la tension V 2 d'alimentation en courant continu devient trop basse, ce qui oblige le MOSFET 130 de puissance à fonctionner dans un mode linéaire destructeur Dans le système de la présente invention, comme montré sur la figure 6, si la tension V 2 d'alimentation en courant continu chute au-dessous de la tension d'une diode de Zener 824, le transistor 823 se bloque, désexcitant ainsi le relais 825 et déconnectant la tension 210 de référence de régulation de puissance par l'intermédiaire du contact 607 du relais, comme montré sur la figure 5 De cette manière, le MOSFET 130 de puissance est protégé d'une destruction. D'une façon générale, on peut résumer de la manière suivante le fonctionnement du régulateur de puissance à courant alternatif La tension de la ligne à courant alternatif, sur la ligne 12, passe par zéro 120 fois par seconde A chaque passage par zéro, le conden- sateur 309 du circuit 20 de synchronisation de la ligne de courant alternatif est chargé à une tension préalablement établie, puis déchargé à une valeur IV"" supérieure à zéro, pour l'immunité contre le bruit, par le circuit de dissipation de courant constant comprenant le condensateur 309, le circuit intégré 310, les résistances 311 et 312 et la diode 313 dans le circuit 20 de synchronisation de la ligne de courant alternatif En conséquence, la ligne de sortie 190 présente une rampe descendante linéaire qui est restaurée à chaque passage par zéro de la tension de la ligne de courant alternatif Ensuite, la tension en rampe descente présente sur la ligne 190 est appliquée au régulateur 30 de largeur d'impulsions o elle est comparée au signal de régulation de référence de puissance présent sur la ligne 210 pour produire le signal de régulation de largeur d'impulsion sur la ligne 200 Si la tension en rampe descendante sur la ligne 190 devient inférieure à la tension de référence sur la ligne 210, le coupleur opto- électronique 500 est mis en conduction par le signal de régulation de la largeur d'impulsion présent sur la ligne en sortie du comparateur 402 Cette dernière opération est la fonction principale du régulateur 30 de largeur d'impulsion. Le transistor 506 de sortie de l'étage à coupleur opto-électronique 40 charge la grille du MOSFET de puissance 130 jusqu'à une tension de plus de 10 volts, ce qui le rend conducteur Le MOSFET 130 est connecté diagonalement dans le sens direct sur la sortie 240 de courant continu du redresseur L'entrée de courant alternatif du pont est similaire à une borne de com- mutateur Pour éviter toute détérioration due à de hautes tensions transitoires, le varistor 140 à oxyde métallique est connecté aux bornes du MOSFET de puissance 130. Un filtre LC contre les parasites radiofréquen- ces, constitué de l'inductance 150 et du condensateur 160, est monté entre la charge 250 et l'ensemble redresseur- commutateur afin de réduire tout bruit possible de commutation sur la ligne de courant alternatif L'induc- tance 150 a également pour fonction de limiter la vitesse de montée du courant de charge dans le cas d'une surcharge ou court-circuit. Si, du fait de fortes variations de la tension alternative, les tensions Vl et V 2 sur les lignes 21 et 23 chutent au-dessous d'un certain niveau de sécurité, qui amènerait le MOSFET de puissance 130 dans un mode linéaire destructeur, la grille du MOSFET est déconnectée de l'étage d'attaque et est déchargée De plus, la tension de régulation sur la ligne 210 est coupée Comme indiqué précédemment, le temps de rétablissement de référence est beaucoup plus long que le temps de chute, si tous les défauts sont supprimés. Si le courant de charge en 250 dépasse une valeur préalablement établie sur la ligne 840, le com- parateur 804 se trouvant dans le circuit de surcharge 170 envoie une impulsion "lente" au circuit temporisateur 834, réglé pour une seconde La sortie du temporisateur 834 met en conduction le transistor 504 de blocage d'attaque, ce qui met à zéro la tension de la grille du MOSFET Simul- tanément, le comparateur 805 envoie une impulsion au compteur 814 Après T secondes, le courant de charge 250 est établi Si le défaut existe toujours, un nouveau cycle de temporisation commence et une seconde impulsion est envoyée au compteur 814 Après un nombre "(i+ 1)" de tentatives de rétablissement du courant de charge, si le défaut existe toujours, le signal de sortie du compteur 814 coupe de façon permanente le circuit d'attaque du coupleur opto-électronique, demandant un dépannage du système et une restauration manuelle Par exemple, si, après le second cycle, le défaut tel qu'un court-circuit temporaire provoqué par le claquage d'une lampe a disparu, le circuit fonctionne normalement, car le compteur 814 est remis automatiquement à zéro après (i+l)T secondes Par consé- quent, aucune coupure permanente n'a lieu. Dans le système selon l'invention, le temps de coupure du courant de charge est extrêmement court, de l'ordre de quelques microsecondes, ce qui protège les dis- positifs de régulation de puissance 130, 131 ou 132 d'une autodestruction si le courant maximal de charge est dépassé Le système de l'invention offre aussi une sécurité qui n'existait pas jusqu'à présent dans toutes applications de puissance en courant alternatif à des fins commerciales, industrielles, dangereuses et militaires Il assure une protection contre une auto-destruction coûteuse, une reconstruction coûteuse de bâtiment dans le cas d'incendie provoqué par des courtscircuits Il assure une protection contre des pertes en vies humaines provoquées par des incendies, des explosions ou d'autres accidents d'origine électrique. Il va de soi que de nombreuses modifications peuvent être apportées au régulateur décrit et représenté sans sortir du cadre de l'invention. REVENDICATIONS 1 Régulateur de puissance à courant alternatif à semiconducteurs destiné à réguler le courant traversant une charge ( 250) et provenant d'une source de courant alternatif connectée à cette charge, le régulateur étant caractérisé en ce qu'il comporte un pont redresseur ayant des bornes ( 12) d'entrée de courant alternatif connectées à ladite charge et à ladite source de courant alternatif afin que le pont redresseur, la charge et la source de courant alternatif soient connectés pour établir un trajet de courant de charge les parcourant, le pont redresseur comprenant des bornes de sortie de courant continu, un moyen ( 130, 131 ou 132) de commutation à semiconducteur monté entre les bornes de sortie de courant continu du pont redresseur et comprenant une grille de commande de conduction et de blocage de courant continu pour rendre conducteur et bloquer ledit moyen de commutation et permettre à un courant de le traverser et permettre ainsi audit courant provenant de la source de courant alternatif de circuler dans le trajet de courant de charge, à travers ladite charge, le moyen de commutation à semiconducteur étant bloqué directement par la grille de commande pour bloquer ainsi le trajet du courant de charge passant par le pont redresseur et ladite charge, le régulateur comportant en outre des moyens ( 40) de génération de signal de grille, synchronisés sur la source de courant alternatif, afin d'appliquer un signal de grille à ladite grille de commande pour rendre conducteur ou bloquer ledit moyen de commuta- tion à semiconducteur, et des moyens ( 170) de protection de circuit qui, en réponse au passage du courant à travers la charge, produisent, indépendamment de la valeur de la tension de ligne de la source de courant alternatif, un signal de blocage appliqué aux moyens de génération du signal de grille afin que le moyen de commutation à semiconducteur soit ouvert pour bloquer ainsi le trajet du courant de charge traversant le pont redresseur et la charge et bloquer le courant de charge. 2 Régulateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens de protection de circuit comprennent des moyens destinés à détecter les conditions de surcharge et de court-circuit dans le courant de charge. 3 Régulateur selon la revendication 2, caractérisé en ce que les moyens de détection de conditions de surcharge et de circuit comprennent une résistance ( 120) de détection de courant connectée au commutateur à semiconducteur pour détecter une indication du courant de charge, un moyen comparateur ( 805) destiné à comparer le courant détecté par la résistance de détection de courant à une valeur prédéterminée de sécurité, et un moyen de temporisation ( 834) connecté au comparateur pour indiquer lorsque le courant détecté dépasse ladite valeur prédéter- minée de sécurité pendant un temps prédéterminé. 4 Régulateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens de génération d'un signal de grille comprennent un transistor de blocage d'attaque ( 504) destiné à bloquer le signal de grille. Régulateur selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un circuit ( 20) de ligne de courant alternatif destiné à générer une tension en rampe descendante linéaire qui est restaurée à chaque passage par zéro de la tension de la ligne de courant alternatif, un régulateur ( 30) de largeur d'impul- sion destiné à comparer ladite tension en rampe à un signal de référence de régulation de puissance, et un générateur ( 40) d'impulsions destiné à générer ledit signal de grille lorsque la tension en rampe est inférieure au signal de référence de régulation de puissance, afin que ledit signal de grille, sous la forme d'une impulsion de tension, soit appliqué à ladite grille de commande pour commander le commutateur à semiconducteur. 6 Régulateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens de protection de circuit comprennent un moyen destiné à déterminer lorsqu'une condition de surcharge existe, un moyen destiné à détecter lorsqu'une condition de surcharge a été éliminée après un temps prédéterminé, et un moyen destiné à restaurer automatiquement lesdits moyens de génération du signal de grille après que la condition de surcharge a été éliminée. 7 Régulateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le moyen de commutation à semiconduc- teur comprend un transistor à effet de champ ( 130) à structure métaloxyde-semiconducteur, dont les bornes sont connectées entre les bornes de sortie de courant continu du redresseur. 8 Régulateur selon la revendication 7, caractérisé en ce qu'il comporte une résistance ( 110) de grille montée entre la grille du transistor à effet de champ MOS et la masse pour empêcher une charge excessive de la grille. 9 Régulateur selon la revendication 7, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un varistor à oxyde métallique ( 140) monté en parallèle avec le transis- tor à effet de champ MOS pour le protéger. Régulateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le moyen de commutation à semiconduc- teur comprend un transistor bipolaire ( 131) monté entre les bornes de sortie de courant continu du redresseur, la base de ce transistor bipolaire constituant ladite grille de commande destinée à recevoir le signal de grille. 11 Régulateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le moyen de commutation à semiconduc- teur comprend un transistor à effet de champ ( 132) de détection de puissance dont la source et le drain sont connectés entre les bornes de sortie de courant continu du pont redresseur, ce transistor comportant une grille qui constitue ladite grille de commande connectée de façon à recevoir le signal de grille. 12 Régulateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens de génération du signal de grille comprennent un dispositif ( 30) de régulation de largeur d'impulsion destiné à régler le signal de grille et, par conséquent, l'état de conduction du moyen de commutation à semiconducteur, afin d'affecter la valeur moyenne du courant de charge sur une certaine période de temps. 13 Régulateur selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un moyen ( 50) à tension de commande situé dans les moyens de génération du signal de grille afin de commander le signal de grille et l'état de conduction du commutateur à semiconducteur. 14 Régulateur selon la revendication 13, caractérisé en ce que le moyen à tension de commande présente une tension de référence. Régulateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens de protection du circuit comprennent un moyen de restauration automatique destiné à restaurer automatiquement les moyens de génération du signal de grille et le moyen de commutation à semiconduc- teur au bout d'un temps prédéterminé T à partir de l'instant o une condition de surcharge a amené lesdits moyens de protection de circuit à produire ledit signal de blocage, ledit moyen de restauration automatique étant recyclé par des tentatives répétées de rétablir le courant à travers la charge et de bloquer le signal de grille pendant une période de temps prédéterminée si ladite condition de surcharge persiste après chaque cycle de restauration, et de bloquer le moyen de commutation à semiconducteur et le courant de charge en permanence si la condition de surcharge se maintient après un nombre donné de cycles de restauration. 16 Régulateur de puissance à courant alter- natif à semiconducteurs destiné à réguler le courant traversant une charge ( 250) depuis une source de courant alternatif connectée à cette charge, caractérisé en ce qu'il comporte un redresseur ayant des bornes ( 12) d'entrée de courant alternatif connectées à la charge et à la source de courant alternatif afin que le pont redresseur, la charge et la source de courant alternatif soient connectés pour établir un trajet de courant de charge qui les traverse, le pont redresseur comprenant des bornes de sortie de courant continu, le régulateur comportant en outre un moyen ( 130, 131 ou 132) de commutation à semicon- ducteur monté entre les bornes de sortie de courant continu du pont redresseur et comprenant une grille de commande de conduction et de blocage à courant continu pour rendre conducteur et bloquer le moyen de commutation à semiconduc- teur et permettre à un courant de le traverser, permettant ainsi audit courant provenant de la source de courant alternatif de circuler dans le trajet d'écoulement de charge et à travers ladite charge, le moyen de commutation à semiconducteur étant bloqué automatiquement par la grille de commande afin d'empêcher l'établissement du trajet de courant de charge à travers le pont redresseur et ladite charge, des moyens ( 40) de génération du signal de grille, synchronisés sur ladite source de courant alternatif, destinés à appliquer un signal de grille à ladite grille de commande afin de faire fonctionner le moyen de commutation à semiconducteur pour le rendre conducteur ou le bloquer, et des moyens de commande destinés à commander les moyens de génération du signal de grille afin que le moyen de commutation à semiconducteur soit mis en conduction ou bloqué par le signal de grille pour respectivement fermer ou ouvrir le trajet du courant de charge à travers le pont redresseur et la charge afin de réguler le courant de charge. 17 Régulateur selon la revendication 16, caractérisé en ce que les moyens de commande comprennent un moyen ( 50) à tension de commande situé dans les moyens de génération du signal de grille pour commander ledit signal de grille et l'état de conduction du commutateur à semiconducteur. 18 Régulateur selon la revendication 17, caractérisé en ce que le moyen à tension de commande présente une tension de référence. 19 Régulateur selon la revendication 16, caractérisé en ce que le moyen de commande comprend un moyen ( 170) de protection de circuit destiné à détecter des conditions de surcharge et de court-circuit dans le courant de charge. 20 Régulateur selon la revendication 19, caractérisé en ce que le moyen de protection de circuit, destiné à détecter les conditions de surcharge et de court- circuit, comprend un moyen ( 120) destiné à détecter une indication du courant de charge, un moyen ( 805) de comparaison destiné à comparer le courant détecté par la résistance de détection de courant à une valeur prédéter- minée de sécurité, et un moyen destiné à bloquer le commutateur à semiconducteur en réponse au moyen de comparaison si ladite valeur de sécurité est dépassée. 21 Régulateur selon la revendication 16, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un circuit de ligne ( 20) à courant alternatif destiné à générer une tension en rampe descendante linéaire qui est restaurée à chaque passage par zéro de la tension de la ligne de courant alternatif, un régulateur ( 30) de largeur d'impul- sions destiné à comparer la tension en rampe à un signal de référence de régulation de puissance, et un générateur ( 40) d'impulsions destiné à générer le signal de grille lorsque la tension en rampe est inférieure au signal de référence de régulation de puissance, afin que le signal de grille, sous la forme d'une impulsion de tension, soit appliqué à la grille de commande pour commander le commutateur à semiconducteur. 22 Régulateur selon la revendication 16, caractérisé en ce que le moyen de protection de circuit comprend un moyen destiné à déterminer lorsqu'une condition de surcharge existe, un moyen destiné à détecter lorsqu'une condition de surcharge a été éliminée après un temps prédéterminé, et un moyen destiné à restaurer automatique- ment les moyens de génération de signal de grille après que ladite condition de surcharge a été éliminée. 23 Régulateur selon la revendication 16, caractérisé en ce que les moyens de génération du signal de grille comprennent un régulateur ( 30) de largeur d'impul- sion destiné à régler le signal de grille et, par consé- quent, l'état de conduction du moyen de commutation à semiconducteur, affectant ainsi la valeur moyenne du courant de charge sur une certaine période de temps.