Brevet FR2661790A1 — publié le 19911108

i Dispositif d'amplification très large bande continu-hyperfréquences, notamment réalisable en circuit intégré Le domaine de l'invention est celui de l'amplification de signaux électriques très large bande, du continu aux hyperfréquences, et plus précisément du continu jusqu'à des fréquences microondes supérieures à 6 G Hz. Une application privilégiée de l'invention est l'amplification de signaux transmis par des systèmes de transmission à très haut débit, notamment en fibre optique monomode. En effet, l'augmentation rapide du trafic dans les systèmes de transmission ces dernières années a favorisé le développement des systèmes optiques de transmission monomode à très haut débit Les répéteurs optiques réalisés pour de tels systèmes requièrent la mise en place de circuits électroniques rapides pour la modulation à l'émission et pour la démodulation à la réception Dans ces répéteurs, ou têtes optiques, des amplificateurs très large bande sont nécessaires à la modulation de la diode laser d'émission et à la démodulation de la photodiode de réception. L'invention peut également être utilisée en instrumentation, par exemple pour la réalisation d'amplificateurs pour impulsions rapides ou échelons à temps de montée court, ainsi que pour des applications militaires, notamment dans le domaine des amplificateurs vidéo, des applications médicales, et plus généralement dans tous les domaines o il est nécessaire d'amplifier sur une très large bande de fréquences. Il est connu que les éléments actifs utilisés à la construction des amplificateurs à deux accès (transistors) présentent la particularité d'avoir besoin de polarisations continues différentes à chaque accès. Il devient donc nécessaire dans un amplificateur à plusieurs étages d'amplification d'utiliser soit des condensateurs de forte valeur, pour laisser passer les fréquences basses, soit des topologies d'amplificateur continu, pour permettre la polarisation indépendante de chaque étage d'amplification. On connaît par exemple des amplificateurs à condensateur intra-étage tels que les amplificateurs SHF 74 et SI-F 74 P, commercialisés par la société SHF- DESIGN BERLIN (marque déposée) Dans de tels amplificateurs, les conden- sateurs utilisés ont une valeur de 10 n F Leur réalisation ne peut donc être faite qu'en technologie hybride. La très large bande de fréquences est obtenue en utilisant une boucle de contre-réaction à chaque étage, avec un condensateur de 50 p F dans la boucle, afin de pouvoir maintenir des polarisations en continu différentes à chaque accès de transistor De tels amplificateurs ont un gain plat d'environ 2 d B dans une bande de 500 K Hz à 8 G Hz. Outre les problèmes de mise en oeuvre, obligeant l'utilisation de circuits hybrides, les amplificateurs à condensateur sont confrontés à l'impossibilité, de par le principe même du condensateur, d'amplifier les fréquences basses (entre O et 500 K Hz dans cet exemple). L'utilisation des condensateurs peut être évitée dans des amplificateurs continus réalisés en technologie circuit intégré microondes monolithique (MMIC), tels que ceux décrits par Colleran, W T et A A Abidi, dans "A 3 2 G Hz, 26 d B wide-band monolithic matched Ga As MESFET feedback amplifier using Cascodes". (Un amplificateur Ga As MESFET monolithique large bande à contre-réaction, 3,2 G Hz, 26 d B, utilisant des transistors en topologie cascode) (IEEE Trans. Microwave Theory Tech, vol MTT-36, pp 1377-1385, October 1988). Ces amplificateurs comprennent une série d'étages d'amplification à base de transistors à effet de champ en arséniure de gallium (Ga As MESFET). L'indépendance de polarisation entre le drain du transistor actif d'un étage et la grille du transistor actif de l'étage suivant est assurée par deux transistors et un pont à diodes Des amplificateurs de ce type réalisés en technologie MMIC à base de transistors Ga As MESFET de longueur de grille de 1 grm sont limités en haute fréquence à moins de 3 5 G Hz L'utilisation d'une technologie à base de transistors de 0,5 Mm de grille permet d'étendre cette limite supérieure à 5 G Hz. Il est possible d'augmenter la bande de fréquence d'un tel amplificateur d'environ 25 %, en utilisant des transistors montés en topologie cascode. L'utilisation de transistors s'avère très efficace pour l'isolation en continu entre les étages En revanche, ces transistors coupent très vite en hautes fréquen- ces De plus, il se pose rapidement des problèmes de résonance De tels amplificateurs restent donc limités dans les hyperfréquences. Une autre façon de réaliser un amplificateur très large bande est proposée par Kahlert, J, W Piscalar et N Mulombe dans "DC-12 3 G Hz broadband amplifier",(amplificateur large bande continu-12,3 G Hz) (El Lett, vol 25, n' 21, pp.1463-1465, 12 oct 1989) Il s'agit d'amplificateurs à duplexage spectral, dans lesquels les fréquences inférieures et les fréquences supérieures sont séparées par un réseau composé de condensateurs et de résistances La partie du signal composée de hautes fréquences est amplifiée normalement en hyperfréquences, et la composante à basses fréquences est amplifiée par une série d'amplificateurs opérationnels avant d'être réinjectée sur la grille du transistor d'amplification Le réseau à amplificateurs opérationnels sert également à polariser ce transistor Un amplificateur à deux étages ainsi réalisé en circuit hybride permet d'obtenir un gain de 10 d B + 1,5 d B du continu à 12,3 G Hz. Les amplificateurs à duplexage spectral ne peuvent être réalisés qu'en technologie hybride Par ailleurs, ils sont de conception relativement complexe, et comprennent un nombre important de composants de base. L'invention a pour objectifs de pallier ces différents inconvénients de l'état de la technique. Plus précisément, un objectif essentiel de l'invention est de fournir un dispositif d'amplification très large bande, du continu à des fréquences supérieures à 6 G Hz, notamment applicable à la transmission sur fibre optique monomode. L'invention a ainsi notamment pour objectif de fournir un tel dispositif non limité en performance en hyperfréquences par les composants et l'architecture utilisés. Un autre objectif de l'invention est de fournir un tel dispositif d'amplifica- tion aisément réalisable en circuit intégré, et notamment en circuit intégré microonde monolithique (MMIC). Un objectif particulier de l'invention est de fournir un dispositif d'amplifi- cation continu microondes ne nécessitant pas l'utilisation de condensateurs de forte valeur, ou de tout autre composant imposant une réalisation en circuit hybride. L'invention a également pour objectif de fournir un tel dispositif d'amplification de coût de revient faible, c'est-à-dire à nombre réduit de com- posants, et notamment de composants actifs. Un autre objectif important de l'invention est de limiter les différents phénomènes de perturbations micro-ondes qui peuvent apparaître dans de tels dispositifs d'amplification Notamment, l'invention vise à éviter l'utilisation de transistors pour assurer l'isolation entre deux étages d'amplification. L'invention a également pour objectif de fournir un dispositif d'amplifica- tion à gain d'amplification élevé. Ces objectifs, ainsi que d'autres qui apparaîtront par la suite, sont atteints à l'aide d'un dispositif d'amplification très large bande continu-hyperfréquences, notamment pour l'amplification de signaux transmis à très haut débit sur fibre optique, du type comprenant au moins un étage d'amplification dont l'élément actif d'amplification est un transistor à effet de champ monté en source commune, chacun desdits étages d'amplification comprenant des moyens de maintien simultané d'une polarisation de tension continue positive sur le drain dudit transistor d'amplification et d'une polarisation de tension continue négative ou nulle sur la grille dudit transistor. Avantageusement, lesdits moyens de maintien d'une polarisation de tension continue positive sur le drain dudit transistor d'amplification sont constitués d'un transistor à effet de champ opérant en charge saturable, la grille étant reliée à la source, et le drain étant alimenté à partir d'une source de tension positive. Dans un mode de réalisation préférentiel de l'invention, lesdits moyens de maintien d'une polarisation de tension continue nulle sur la grille dudit transistor d'amplification sont constitués d'une résistance, reliant ladite grille à la masse. De façon avantageuse, le dispositif d'amplification comprend également des moyens de maintien d'une tension continue nulle en sortie dudit étage d'amplification. Ces moyens de maintien d'une tension continue nulle en sortie dudit étage d'amplification peuvent notamment comprendre un pont à diodes, assurant une chute de tension entre le drain dudit transistor d'amplification et ladite sortie de l'étage d'amplification sensiblement égale à la tension entre le drain et la source dudit transistor. De façon avantageuse, ledit transistor opérant en charge saturable a un développement de grille suffisant pour permettre l'alimentation simultanée en courant continu dudit transistor d'amplification et dudit pont à diodes au-dessus du courant de seuil. Préférentiellement, le dispositif d'amplification comprend des moyens de maintien d'un courant constant et supérieur au courant de seuil dans ledit pont à diodes. Dans un mode de réalisation particulier de l'invention, lesdits moyens de maintien d'un courant constant sont constitués d'un transistor à effet de champ opérant en charge saturable, la grille étant reliée à la source, et alimenté à partir d'une source de tension négative. Avantageusement, un condensateur est placé en parallèle avec ledit pont à diodes, de façon à compenser les pertes en hautes fréquences. De façon préférentielle, le dispositif d'amplification comprend une résistance de contre-réaction, placée entre la grille dudit transistor d'amplification et la sortie dudit étage d'amplification. Le dispositif de l'invention peut également comprendre au moins un réseau d'adaptation sans perte, placé en entrée dudit étage d'amplification et/ou en sortie dudit transistor d'amplification. De façon avantageuse, lesdits réseaux d'adaptation sont des éléments localisés et/ou des éléments distribués en microruban. Dans un mode de réalisation particulier de l'invention, lesdits transistors à effet de champ sont des transistors en arséniure de gallium Ils peuvent également avantageusement être des transistors à hétérojonction à haute mobilité d'électrons. Le dispositif d'amplification de l'invention peut être de façon avantageuse implanté dans un circuit intégré micro-ondes monolithique. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de la description suivante d'un mode de réalisation préférentiel du dispositif de l'invention, donné à titre illustratif et non limitatif, et des dessins annexés dans lesquels: la figure 1 est le schéma de principe d'une tête de réception optique comprenant deux amplificateurs; la figure 2 présente le schéma électrique d'un étage d'un dispositif d'amplification selon l'invention, tel qu'utilisé dans la tête de réception optique de la figure 1 la figure 3 est un exemple de topographie sur circuit intégré d'un dispositif d'amplification à quatre étages tels que présentés en figure 2. Le mode de réalisation particulier décrit ci-dessous s'applique notamment à la réception de signaux transmis à très haut débit en fibre optique monomode. Il est clair toutefois que le dispositif de l'invention trouve de nombreuses applications dans d'autres domaines, et notamment chaque fois qu'il est nécessaire d'amplifier sur une très large bande de fréquences, pouvant aller du continu aux hyperfréquences. La figure 1 présente le schéma de principe d'une tête de réception optique. De façon classique, les signaux 11 transmis sont reçus par une photodiode 12. Ces signaux sont transmis au module 13 de démodulation, par l'intermé- diaire de deux amplificateurs 14 et 15. Le premier amplificateur 14 est un amplificateur transimpédance, comprenant une résistance 16 en parallèle Son objectif essentiel est de réaliser une adaptation d'impédance entre la photodiode 12 et les circuits suivants 15, 13 En effet, une photodiode a une impédance dont la partie résistive est quasi infinie, alors que les circuits d'amplification 15 et de démodulation 13 fonctionnent classiquement avec une résistance d'entrée de l'ordre de 50 2. Dans le domaine optique, on vise le double objectif d'obtenir une bande de fréquences la plus large possible, avec un bruit le plus faible possible. L'amplificateur transimpédance 14, ou pré-amplificateur doit donc réaliser le meilleur compromis entre l'amortissement (minimal) et la largeur de bande (maximale) Avantageusement, il permet également d'obtenir un peu de gain d'amplification. Le second amplificateur 15, ou post-amplificateur, a pour but d'amplifier le signal avant la démodulation 13 Il a par exemple une impédance d'entrée et de sortie d'environ 50 S 2. Les deux amplificateurs 14 et 15 peuvent avantageusement être réalisés selon la topologie de l'invention Cela permet en effet de ne pas rencontrer de problèmes de limitation dans les hyperfréquences L'exemple de réalisation présenté en figure 3 correspond plus précisément au post-amplificateur 15. La figure 2 est le schéma électrique d'un mode de réalisation particulier d'un étage N d'amplification selon l'invention. L'élément actif d'amplification de cet étage est un transistor Tl à effet de champ (FET) monté en source commune La source 22 de ce transistor Tl est reliée à la masse 35 du circuit Le signal à amplifier 20 est injecté sur la grille 21 de Tl, et le signal amplifié est obtenu sur le drain 23 de ce transistor Tl. Le dispositif comprend des moyens de maintien simultané des polarisations de tension positive sur le drain 23 et de tension nulle sur la grille 21 du transistor en source commune Tl. La tension de grille nulle est assurée à chaque étage par une résistance Ri qui relie la grille 21 de cet étage à la masse 35. Dans un autre mode de réalisation, la tension de grille peut être maintenue négative En effet, une tension grille-source négative permet d'augmen- ter la sensibilité de l'amplificateur. Le drain du transistor Tl est alimenté en tension VDS par l'intermédiaire d'un transistor à effet de champ T 2, opérant en charge saturable La grille 26 de ce transistor T 2 est reliée à la source 27, elle même connectée au noeud 24, correspondant, en ce qui concerne le fonctionnement en continu, au drain 23 du transistor Tl Le drain 28 du transistor T 2 est relié à une source de tension continue positive VDD 32. Dans un tel dispositif à plusieurs étages d'amplification N-1, N, N+ 1, il est nécessaire d'abaisser la tension continue en sortie de chaque étage N, de façon à ramener une tension continue négative ou nulle en entrée de l'étage N+ 1. Selon l'art antérieur, cette fonction de décalage en tension est par exemple assurée par un ou plusieurs transistors et un pont à diodes Cette solution présente l'avantage d'être aisée à mettre en oeuvre, et d'assurer une bonne isolation en continu entre les étages En revanche, elle entraîne une limitation des performan- ces de l'amplificateur, dans le domaine des hautes fréquences En effet, les transistors coupent très vite dans les hautes fréquences, et il apparaît des problèmes de résonance Ainsi, ce type de montage est limité à 3 ou 4 G Hz, selon sa complexité et la performance en hyperfréquence des transistors utilisés. Dans le dispositif de l'invention, la fonction de décalage est assurée par un seul pont à diodes PD, reliant la sortie 24 de l'élément d'amplification Tl à la sortie 25 de l'étage N d'amplification Dans ce cas, il n'y a pas de limitation intrinsèque à la performance en hyperfréquence de l'amplificateur. Le nombre et la taille des diodes du pont à diodes PD sont choisis en fonction des besoins en alimentation continue (courant et tension de drain) du transistor Tl en source commune La chute de tension à travers le pont à diodes PD est égale à la tension entre drain 23 et source 22 VDS du transistor Tl Dans le mode de réalisation présenté, la source 22 étant reliée à la masse 35, cette chute de tension est égale à la tension entre le drain 23 et la masse On ramène ainsi une tension nulle entre la sortie 25 de l'étage N d'amplification et la masse 35. Le courant de seuil circulant dans ce pont à diodes PD est maintenu constant par un transistor T 3, dont la grille 29 est rattachée à la source 31 afin de créer une charge saturable Ce transistor T 3 est alimenté sur sa source 31 à partir d'une source de tension négative VSS 33, afin d'assurer un courant suffisant dans le pont à diodes PD pour maintenir la tension continue nulle à la sortie 25 de l'étage N auquel est relié le drain 30. Un condensateur Cl est placé en parallèle avec le pont à diodes PD, entre la sortie 24 de l'élément d'amplification Tl et la sortie 25 de l'étage N d'amplifica- tion Ceci permet de compenser les pertes en hautes fréquences dues au pont à diodes PD. Une résistance de contre-réaction R 2, placée entre l'entrée 21 et la sortie 25 de l'étage d'amplification, permet de réaliser la performance dynamique du dispositif, sans nuire aux conditions de polarisation statique Cette résistance R 2 a notamment pour but de faciliter l'adaptation du transistor Tl, et d'obtenir ainsi la bande de fréquences la plus large possible Par ailleurs, elle permet également d'assurer la stabilité du dispositif, et un gain d'amplification plat. Des réseaux d'adaptation à éléments sans pertes Li, L 2 à chaque étage permettent, avec les résistances Ri et R 2, de faire l'adaptation très large bande du transistor Ces réseaux peuvent être réalisés soit avec des éléments localisés, soit avec des éléments distribués en microruban, soit avec un mélange des deux. Le premier réseau d'adaptation Ll est placé entre l'entrée 20 de chaque étage d'amplification et la grille 21 du transistor Tl Le second réseau L 2 est relié d'une part au drain 23 du transistor Tl et, d'autre part, au noeud 24, correspondant à l'entrée du pont à diodes PD et à la source 27 du transistor T 2. Un tel dispositif peut avantageusement comprendre plusieurs étages d'amplification N-1, N, N+ 1, similaires à celui décrit. On précise ci-dessous une façon de déterminer la taille des différents transistors Tl, T 2 et T 3, et des diodes du pont à diodes PD. La première étape est le choix du développement de grille du transistor Tl, en fonction de considérations hyperfréquences (gain, bruit, adaptation) On établit ainsi le courant drain-source IDS du transistor Tl. La taille, c'est-à-dire le développement de l'anode, des diodes dans le pont à diodes PD est ensuite choisie en fonction d'un compromis entre les pertes en courant alternatif et la consommation en courant continu IPD dans le pont à diodes PD La taille des diodes peut par exemple être choisie de façon que le courant Ip D soit inférieur ou égal à ID 516 Il est clair que, par ailleurs, IPD doit être supérieur ou égal au courant de seuil des diodes. La taille de la grille du transistor T 3, qui opére comme une charge saturable, est ensuite choisie afin de maintenir le courant IPD dans le pont à diodes. Enfin, la taille de la grille transistor T 2 est choisie telle que le courant fourni IDD soit égal à IDS + PD Le drain de la charge saturable T 2 est alimenté à partir d'une source de tension positive VDD, choisie de manière à maintenir la tension drain-source, VDS, aux bornes du transistor Tl nécessaire pour assurer son fonctionnement optimal en amplification. De même, la source de la charge saturable T 3 est alimentée à partir d'une source de tension négative VSS, choisie de manière à maintenir une tension nulle entre le noeud 25 et la masse 35. La figure 3 présente un exemple de topographie sur circuit intégré d'un tel dispositif d'amplification à quatre étages 41, 42, 43 et 44, réalisé en technologie circuit intégré microondes monolithique (MMIC) à base de transistors à effet de champ en arséniure de gallium (Ga As MESFET) Ce circuit suit les règles de la fonderie Ga As MESFET MMIC ANADIGICS (marque déposée). Le signal à amplifier est introduit sur le plot d'entrée 45, et successivement amplifié par les quatre étages d'amplification 41, 42, 43 et 44 Le signal amplifié est récupéré sur le plot de sortie 46. Ce dispositif d'amplification à quatre étages permet d'obtenir un gain du continu à 10 G Hz de 22 d B + 1,5 d B. Il est bien sûr possible de réaliser le dispositif de l'invention selon d'autres technologies, et par exemple à l'aide de transistors à haute mobilité d'électrons. il REVENDICATIONS 1 Dispositif d'amplification très large bande continu-hyperfréquences, notamment pour l'amplification de signaux transmis à très haut débit sur fibre optique, du type comprenant au moins un étage (N) d'amplification dont l'élément actif d'amplification est un transistor (Tl) à effet de champ monté en source commune, caractérisé en ce que chacun desdits étages (N-1, N, N+ 1) d'amplification comprend des moyens de maintien simultané d'une polarisation de tension continue positive sur le drain ( 23) dudit transistor (Tl) et d'une polarisation de tension continue négative ou nulle sur la grille ( 21) dudit transistor (Tl). 2 Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que lesdits moyens de maintien d'une polarisation de tension continue positive sur le drain ( 23) dudit transistor (Tl) sont constitués d'un transistor (T 2) à effet de champ opérant en charge saturable, la grille ( 26) étant reliée à la source ( 27), et le drain ( 28) étant alimenté à partir d'une source de tension positive ( 32). 3 Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 ou 2, caractérisé en ce que lesdits moyens de maintien d'une polarisation de tension continue négative ou nulle sur la grille ( 21) dudit transistor (Tl) sont constitués d'une résistance (Ri), reliant ladite grille ( 21) à la masse ( 35). 4 Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens de maintien d'une tension continue nulle en sortie ( 25) dudit étage (N) d'amplification. 5 Dispositif selon la revendication 4, caractérisé en ce que lesdits moyens de maintien d'une tension continue nulle en sortie dudit étage d'amplification comprennent un pont à diodes (PD), assurant une chute de tension entre le drain ( 23) dudit transistor d'amplification (Tl) et ladite sortie ( 25) de l'étage (N) d'amplification sensiblement égale à la tension entre le drain ( 23) et la source ( 22) dudit transistor (Tl). 6 Dispositif selon la revendication 2 et la revendication 5, caractérisé en ce que ledit transistor (T 2) a un développement de grille suffisant pour permettre l'alimentation simultanée en courant continu dudit transistor (Tl) et dudit pont à diodes (PD) au-dessus du courant de seuil. 7 Dispositif selon l'une quelconque des revendications 5 ou 6, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens de maintien d'un courant constant et supérieur au courant de seuil dans ledit pont à diodes (PD). 8 Dispositif selon la revendication 7, caractérisé en ce que lesdits moyens de maintien d'un courant constant sont constitués d'un transistor (T 3) à effet de champ opérant en charge saturable, la grille ( 29) étant reliée à la source ( 31), et alimenté à partir d'une source de tension négative ( 33). 9 Dispositif selon l'une quelconque des revendications 6 à 8, caractérisé en ce qu'un condensateur (Cl) est placé en parallèle avec ledit pont à diodes (PD), de façon à compenser les pertes en hautes fréquences. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 à 9, caractérisé en ce qu'il comprend une résistance de contre-réaction (R 2), placée entre la grille ( 21) dudit transistor d'amplification (Tl) et la sortie ( 25) dudit étage (N) d'amplification. 11 Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 à 10, caractérisé en ce qu'il comprend au moins un réseau d'adaptation sans perte (Ll, L 2), placé en entrée (Ll) dudit étage d'amplification et/ou en sortie (L 2) dudit transistor d'amplification (Tl). 12 Dispositif selon la revendication 11, caractérisé en ce que lesdits réseaux d'adaptation (Li, L 2) sont des éléments localisés et/ou des éléments distribués en microruban. 13 Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 à 12, caractérisé en ce que lesdits transistors (Tl, T 2, T 3) à effet de champ sont des transistors en arséniure de gallium ou des transistors à hétérojonction à haute mobilité d'électrons. 14 Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 à 13, caractérisé en ce qu'il est implanté dans un circuit intégré micro-ondes monolithique.