Brevet FR2662858A1 — publié le 19911206

"LIGNE DE TRANSMISSION EN MODE A ONDES LENTES, DU TYPE MICRORUBAN ET CIRCUIT INCLUANT UNE TELLE LIGNEZ L'invention concerne une ligne de transmission d'ondes, en mode ondes lentes, du type dit microruban, incluant une première couche conductrice dite inférieure faisant office de plan de masse, une seconde couche conductrice dite supérieure en forme de ruban de dimensions transversale et longitudinale spécifiques, et un troisième matériau non conducteur disposé entre ces deux couches conductrices. L'invention concerne également les circuits incluant une telle ligne. L'invention trouve son application dans la réalisation de lignes de transmission intégrables, c'est-à-dire pouvant être incluses dans des circuits intégrés, et plus spécialement dans les circuits intégrés monolithiques et hyperfréquences connus sous la dénomination de MMIC's (de l'anglais : Monolithic Microwave Integrated Circuits). D'une façon générale, l'invention trouve son application dans la réalisation de lignes de transmission permettant la miniaturisation des circuits intégrés incluant ces lignes, et/ou l'augmentation des performances de fonctionnement de ces circuits. L'invention trouve donc son application dans la réalisation des circuits intégrés monolithiques et plus spécialement des MMIC's. Une ligne de transmission de type microruban est décrite dans la publication intitulée : "Properties of Microstrip Line on Si-SiO2 System", par HIDEKI HASEGAWA, et alii, dans IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Vol.MTT-19, Noll, November 1971, pp.869-881". Selon le document cité, une ligne de type microruban est constituée d'une structure empilée formée d'une couche métallique faisant office de plan de masse, d'un couche semiconductrice en silicium (Si), d'une couche diélectrique en silice (SiO2) et d'un ruban métallique de dimension transversale prédéterminée. Ce document enseigne qu'une telle ligne admet la propagation de trois modes fondamentaux. Le premier est un mode quasi-TEM, le second est un mode dit à "effet de peau", et le troisième est un mode dit à "ondes lentes". Plus la résistivité de la couche semiconductrice est grande, plus le mode de propagation se rapproche d'un mode TEM classique. Le troisième mode dit à "ondes lentes" apparaît lorsque la fréquence de fonctionnement est faible, de l'ordre de 10 à 103 MHz, et lorsque la résistivité de la couche semiconductrice est également faible, de l'ordre de 10-4 à 102 Q.cm. Dans ce mode "ondes lentes" l'énergie magnétique est distribuée dans la couche semiconductrice, alors que l'énergie électrique est stockée dans la couche diélectrique. La somme de ces énergies est transmise perpendiculairement aux couches, à travers la couche diélectrique de silice (SiO2) de faible épaisseur. La vitesse de phase diminue donc du fait du transfert d'énergie à l'interface semiconducteur-diélectrique (si/sioz). La constante de phase est exprimée en termes de longueurs d'onde normalisées : hglho, rapport qui est égal à la vitesse de propagation dans la ligne divisée par la vitesse de la lumière dans le vide. La fréquence limite supérieure dépend fortement de la résistivité de la couche semiconductrice et devient maximale lorsque la résistivité 10-i a cm cette fréquence restant inférieure au GHz. D'autre part, la constante de phase et l'impédance caractéristique de la ligne sont également très dépendantes de la dimension transversale du ruban, et de l'épaisseur de couche semiconductrice diélectrique + diélectrique séparant le plan de masse du ruban. En conclusion, ce document enseigne que le fonctionnement en mode ondes lentes présente des pertes élevées qui pourraient être diminuées en construisant une structure multicouches entre le plan de masse et le ruban, cette structure multicouches étant formée par l'alternance de couches semiconductrices et de couches diélectriques de faibles épaisseurs, afin de réduire les pertes par effet de peau. Si une telle structure multicouches était utilisée pour réaliser une ligne microruban fonctionnant en mode ondes lentes, alors la dimension de la ligne pourrait être réduite, ce qui permettrait de réduire les dimensions des circuits intégrés avec la ligne fonctionnant dans le domaine des fréquences de l'ordre du GHz ou inférieures. Un problème technique qui se pose actuellement est l'intégration monolithique des circuits hyperfréquences sur substrat semi-isolant. En effet, si un circuit hyperfréquence n est pas intégré monolithiquement, il est moins performant du fait des pertes dans les liaisons entre substrats, il fonctionne à des fréquences moins élevées du fait des capacités parasites qui apparaissent, il montre une plus forte consommation, et il est plus coûteux du fait qu'il requiert des surfaces plus grandes de substrats semi-isolants, et des étapes de fabrication plus nombreuses. Or les lignes de transmission connues nécessaires à la réalisation des circuits hyperfréquences, par exemple les lignes microrubans fonctionnant en mode quasi TEM, occupent à ce jour une surface importante sur les substrats, rendant l'intégration monolithique difficile, dès que le circuit devient complexe. Le problème technique de l'intégration monolithique des circuits MICs (de l'anglais Microwave Integrated Circuits) ne peut être résolu que si l'on résout préalablement le problème de la miniaturisation des lignes de transmission, tout en tenant compte du fait que leur réalisation doit rester en synergie de fabrication avec les autres éléments du circuit, par exemple les transistors et les lignes d'interconnexion et en tenant compte du fait que les pertes dans les lignes ne doivent pas augmentées et que la fréquence de fonctionnement doit être celle des circuits hyperfréquences. Or, le dispositif connu de l'état de la technique ne répond pas à ces exigences. En effet : ou bien il fonctionne en mode quasi TEM et dans ce cas les dimensions des lignes sont trop importantes, ou bien il fonctionne en mode ondes lentes avec l'avantage d'un déphasage important et de plus faibles dimensions, mais dans ce cas il présente entre autres les inconvénients suivants - le domaine de fréquences exploré est trop bas et non compatible avec les MMICs - le substrat présente une résistivité trop faible qui n'est pas compatible avec la réalisation des autres éléments des circuits MMICs, ou qui au moins limite leurs performances - la génération d'ondes lentes est très dépendante de la résistivité du substrat, ce qui entraîne que le dopage du substrat doit être très bien optimisé. Cette optimisation rend le procédé de réalisation d'un circuit incluant une telle ligne coûteux, avec néanmoins des risques de dispersion dans les performances - le dispositif formé par la ligne nécessite un plan de masse à l'arrière du substrat, ce qui résulte en difficultés technologiques pour réaliser des interconnexions - les pertes dans le fonctionnement en mode ondes lentes avec une seule couche semiconductrice sont très élevées - si l'on veut diminuer les pertes, pour profiter de l'avantage présenté par les lignes ondes lentes relatif à la diminution de leur dimension, alors la technologie de fabrication du substrat incluant des couches alternées semiconductrices-diélectriques rend le dispositif encore plus difficile à réaliser, plus coûteux et moins compatible avec l'intégration monolithique. Il résulte donc de l'enseignement de l'article cité que les lignes fonctionnant en mode ondes lentes sont attractives pour la réalisation de circuit monolithiques intégrés du fait que leurs dimensions pourraient être minimisées par rapport à ces lignes fonctionnant en mode TEM ou quasi-TEM classique, mais que d'autre part, leur domaine de fonctionnement, leurs performances, et leur technologie de réalisation sont incompatibles avec ceux requis pour les circuits MMICs. L'objet de la présente invention est donc de proposer une ligne de transmission en mode ondes lentes du type MICRORUBAN, dans laquelle la structure de propagation est pleinement compatible avec les circuits intégrés, par exemple avec les circuits intégrés hyperfréquences et notamment avec les MMICs. A cet effet, un objet de l'invention est de proposer une ligne de transmission en mode ondes lentes du type MICRORUBAN dont les caractéristiques sont indépendantes des caractéristiques du substrat. Un objet de l'invention est de proposer une telle ligne dénuée de plan de masse sur la face arrière du substrat. Un objet de l'invention est de proposer une telle ligne dont les pertes ne sont pas plus élevées que celles des lignes microrubans fonctionnant en mode TEM ou quasi-TEM classique. Un objet de l'invention est de proposer une telle ligne dont les dimensions sont plusieurs fois inférieures à celles des lignes fonctionnant en mode TEM ou quasi-TEM classique, pour des caractéristiques de ligne identiques. Un objet de l'invention est de proposer une telle ligne capable d'être associée aux circuits hyperfréquences. Un objet de l'invention est de proposer une telle ligne dont le procédé de réalisation est en complète synergie avec les procédés de réalisation de tous circuits intégrés classiques quel que soit le substrat semiconducteur choisi pour ce circuit, sans augmentation du nombre d'étapes nécessaires aux procédés, et n'utilisant que des couches ou matériaux mis en oeuvre dans lesdits procédés. Selon l'invention, les problèmes sont résolus au moyen d'un circuit tel que décrit dans le préambule de la revendication 1, caractérisé en ce que la ligne de transmission a, longitudinalement, une structure périodique, chaque période, de longueur Q, étant formée d'undit pont suivi d'undit pilier, en ce que chaque pont est constitué d'un tronçon du ruban conducteur supérieur, de longueur Q1 La ligne selon l'invention peut alors être incluse dans un circuit MMIC avec tous les avantages déjà cités qui en résultent. L'invention sera mieux comprise au moyen de la description suivante illustrée par les figures schématiques annexées dont - la figure la qui représente une ligne de transmission en mode ondes lentes de type microruban, vu du dessus, dans l'exemple I de réalisation - la figure lb qui représente une telle ligne de transmission dans l'exemple Il de réalisation - la figure 1c qui représente une telle ligne de transmission dans l'exemple V de réalisation - la figure Id qui représente une telle ligne de transmission vu du dessus dans l'exemple VI de réalisation - la figure 2a qui représente la ligne de la figure la en coupe transversale selon l'axe A-A' de cette figure la - la figure 2b qui représente la ligne de la figure la en coupe longitudinale selon l'axe B-B' de cette figure la - la figure 2c qui représente la ligne de la figure la en coupe transversale selon l'axe C-C' de cette figure la - la figure 3 qui représente le schéma équivalent à une ligne selon la figure 1 - la figure 4 qui représente le facteur de ralentissement (ou d'ondes lentes) AO/Ag en fonction de la fréquence F de propagation exprimée en GHz dans l'exemple I de réalisation - la figure 5 dont la courbe A représente la partie réelle Re de l'impédance caractéristique Zc de la ligne, et la courbe B représente la partie imaginaire Im de cette impédance, dans l'exemple I, et en fonction de la fréquence F en GHz - la figure 6 dont la courbe C représente les pertes a en dB/cm en fonction de la fréquence F en GHz, et la courbe D représente les pertes u par rapport à la longueur d'onde Àg en fonction de ladite fréquence F - la figure 7 qui représente la ligne de la figure 1d en coupe longitudinale selon l'axe B-B' de cette figure 1d ; - la figure 8 qui représente la ligne décrite dans l'exemple III en coupe longitudinale - la figure 9 qui représente la ligne décrite dans l'exemple IV en coupe longitudinale - la figure 10 qui représente le facteur de ralentissement (ou d'ondes lentes) AO/Ag en fonction de la fréquence F de propagation exprimée en GHz dans l'exemple V de réalisation - la figure 11 qui représente la ligne décrite dans l'exemple VI selon la coupe CC' de la figure id. - la figure 12 qui représente, vu du dessus, schématiquement une ligne coplanaire connectée à une ligne ondes lentes selon l'invention - la figure 13 qui représente à titre exemplatif un circuit utilisant le dispositif de la figure 12. De nombreuses variantes de la ligne ondes lentes selon l'invention sont possibles. Toutes ces variantes ont en commun les éléments essentiels de l'invention qui vont être mis en lumière dans la description d'un premier exemple de réalisation, choisi parmi d'autres pour sa simplicité. EXEMPLE I Cet exemple de réalisation est illustré par les figures 1 et 2 à 6. La figure la montre une ligne ondes lentes vue du dessus, de structure MICRORUBAN. Cette ligne est réalisée sur un substrat 10 qui peut être en un matériau absolument quelconque. Par exemple complètement isolant, totalement conducteur, semi-isolant ou semiconducteur ; ce choix illimité de matériaux pour réaliser le substrat permet d'appliquer l'invention à toutes les sortes de circuits, dans toutes les technologies envisageables, lorsque le circuit comprend une ligne de transmission. Sur le substrat 10, la ligne comprend la succession de - une couche conductrice 11, par exemple en un métal bon conducteur pouvant faire office de plan de masse de dimension transversale Wl - une couche diélectrique 2, de permitivité relative gr2 et d'épaisseur ez, de longueur totale au moins égale à celle de la couche 11, et de dimension transversale W3 - un ruban en un matériau conducteur, par exemple un métal bon conducteur 12 ; ce ruban 12, de faible dimension transversale W2, forme avec les couches précédentes une structure périodique, de périodicité 2 ; à cet effet, le ruban conducteur 12 comprend des parties 3 en contact avec la couche diélectrique 2, ces parties 3 étant de dimension longitudinale 22 (parallèlement à l'axe BB'), et des parties 4 suspendues entre deux parties 3, ces parties 4 suspendues ayant une dimension longitudinale ai (parallèlement à l'axe B-B'), de sorte que 2 = ai + 22 - les dimensions transversales des couches 11, 2, 12, sont telles que : W2 La figure 2b montre une coupe longitudinale selon l'axe BB' de la ligne de la figure la. Cette figure montre que, dans l'exemple I, pour effectuer le contact des parties 3 du ruban 12 avec la couche diélectrique 2, le ruban 12 est affaissé au niveau des parties 3.Au contraire, dans les parties suspendues 4, le ruban 12 est surélevé d'une hauteur e1 par rapport à la surface supérieure de la couche diélectrique 2. Les parties suspendues 4 sont les parties dans lesquelles se fait la propagation. Dans ces parties, le ruban 12 est suspendu au-dessus d'un diélectrique 1, de permitivité relative gr Pour des raisons de simplification de language on appellera ci-après - PONTS les parties 4 du ruban 12 suspendues audessus du diélectrique 1, les ponts 4 ayant une longueur ai et constituant les régions de propagation - PILIERS les parties 13 formées de l'association de la couche conductrice inférieure 12, de la couche diélectrique 2 d'épaisseur e2 et des parties 3 du ruban 12, les piliers 13 formant une structure MIM (métal-isolant-métal) de longueur 22. La figure 2a montre une coupe transversale de la ligne selon l'axe A-A' de la figure 1, au niveau d'un pont 4, et la figure 2c montre une coupe transversale de la ligne selon l'axe CC' de la figure 1 au niveau d'un pilier 13. De cet exemple de réalisation I, il ressort que les éléments essentiels pour réaliser une ligne ondes lentes résident dans - une structure de ligne MICRORUBAN comprenant une couche conductrice inférieure 11, un ruban conducteur supérieur 12 et une partie intermédiaire diélectrique 1, 2 - le fait que cette structure est périodique, de période Q, formée de PONTS 4 suspendus sur un premier diélectrique 1, de permitivité relative er1 de longueur Q1, ces ponts dans lesquels se fait la propagation de l'onde étant disposés entre deux PILIERS 13 formés d'une structure capacitive (dans cet exemple I, la structure capacitive est une structure MIM constituée de la couche inférieure conductrice 11, de la couche diélectrique 2, de permitivité r2 et du ruban conducteur 12, les piliers ayant une longueur 22 telle que 22 + Q1 = 2) - les valeurs des paramètres : tr1 Er2, Qf ai, el, la valeur de la capacité et W1, W2 de la structure de la ligne sont liées entre elles pour résulter en la propagation d'ondes lentes et fournir un déphasage important sur une longueur totale A de ligne de transmission courte.(Dans l'exemple I, la valeur de la capacité est liée à ai et er). En dehors de ces éléments essentiels - le pas 2 de la structure périodique peut être constant ou non. On décrira plus loin un exemple de réalisation de ligne à pas non constant - le matériau choisi pour réaliser le substrat n'a aucune influence sur le fonctionnement de la ligne ; le substrat ne sert que de support - le dessin de la ligne peut être linéaire, en méandre, en spirale ; tout autre dessin imaginable est possible. - la capacité peut être un élément passif ou actif. - en outre la couche diélectrique de la structure MIN peut être éventuellement formée de deux couches diélectriques superposées (2a, 2b). Ce genre de structure a deux couches diélectriques est connue de l'homme de métier et n'est donc pas représentée sur les dessins. Ce sont ces caractéristiques qui conduisent à de nombreuses variantes de la ligne de transmission ondes lentes, particulièrement aisées à réaliser, particulièrement performantes et entre autres spécialement applicables à la réalisation de circuits MMICs. En effet, le fonctionnment ondes lentes de la ligne, produisant des déphasages importants sur une faible longueur A résulte dans le fait que ces lignes sont plus facilement intégrable que les lignes MICRORUBANS connues. Dans le but d'évaluer les performances d'une telle ligne, il est nécessaire d'évaluer la constante de propagation y dans la longueur 2 de la ligne. On appellera ci-après Ylr w2 les constantes de propagation respectivement dans la partie PONT 4, et dans la partie PILIER 13. ai, 22 les longueurs PONTS, PILIERS déjà définies comme ai + 22 = 2 Z1, Z2 les impédances caractéristiques respectivement dans les parties PONTS 4 et PILIERS 13. La constante de propagation y est liée aux pertes a dans la ligne et à la constante de phase ss par la relation y =a + js. La constante de phase ss dans la ligne est liée à la longueur d'onde Ag de propagation dans la ligne par la relation ss = 2R/Ag La permitivité effective reff est liée à la longueur d'onde normalisée hglho déjà définie précédemment par ereff = (Ao/hg)2 La figure 3 représente le schéma équivalent d'une cellule unitaire de la ligne, c'est-à-dire comprenant un demi PONT, un PILIER et un second demi-PONT. On définit 81 = Y1 Q1 et 82 = Y2 22 D'autre part, B est la susceptance de la discontinuité entre le PONT 4 sur le diélectrique 1 et le PILIER 13 MIM. En utilisant un procédé classique de calcul applicable aux structures périodiques, la constante de propagation est liée aux autres paramètres de la ligne définis précédemment pour la cellule unitaire du schéma équivalent de la figure 3, par la relation ch(y.Q) = {K+ ch(81+82) + K-h(81-82) - B/2(Zl+Z2)sh(6i+82) B/2(Zt-Z2)sh(B1-B2)) où K+ = (1+K) avec K = Z2/Zi + Z1/Z2 = B2 Z2Z1 Cette relation permet le calcul de la constante de phase 8. Il résulte de ces calculs qu'en choisissant ai, 22 gr 1, gr2 ei et e2 W1 et W2 de manière appropriée, la vitesse de phase de la ligne est faible. D'où l'existence du mode dit ondes lentes. Pour répondre aux conditions établies par ces calculs, on a réalisé dans cet exemple I, une ligne ondes lentes où - le substrat 10 est semi-isolant de manière à intégrer la ligne dans un circuit MMIC, - le diélectrique 1 sous les PONTS 4 est l'air de permitivité relative #rI = 1 - le diélectrique 2 dans les piliers 13 de structure MIM est choisi entre la silice (SiO2) et le nitrure de silicium (Si3N4) ; dans ces conditions, la permitivité relative de la couche diélectrique 2 a une valeur de l'ordre de 6 pour la silice (Si02) et une valeur de l'ordre de 7 pour le nitrure de silicium (Si3N4) ; on réalisera ces couches 2 dans les conditions technologiques très strictes, propres aux circuits intégrés, de manière à obtenir pour les permitivités er2 ces valeurs élevées ; si les conditions technologiques sont moins strictes, les valeurs peuvent être moins élevées, de l'ordre de 4 - les couches conductrices 11 et 12 sont choisies parmi les métaux qui constituent d'ordinaire le premier niveau d'interconnexion d'un circuit intégré pour la couche conductrice inférieure 11, et le second niveau d'interconnexion d'un circuit intégré pour la couche conductrice supérieure 12 formant le ruban. Ainsi, dans cet exemple de réalisation I, la ligne est en complète synergie de fabrication avec un circuit intégré MMIC. Cependant, il est évident que d'autres choix peuvent être faits pour les matériaux. Le tableau I ci-dessous rassemble les valeurs préférentielles des paramètres pour mettre en oeuvre la ligne dans cet exemple I. TABLEAU I Erl = 1 (air) gr2 r 6 (Si02) ou r 7(Si3N4) #1 # 100 m #2 # ailio el - 1,5 zm à 2,5 tim e2 = e1/10 W2 2 20 m W1 - 500 pm W2 La figure la montre en outre que le diélectrique 2 a une longueur légèrement supérieure à celle du plan de masse il (qui peut être raccordé à la masse par des plots 21) pour permettre la réalisation d'une entrée E par un plot 22a, et d'une sortie O de la ligne ondes lentes par un plot 22b. Les figures 4, 5 et 6 donnent des courbes montrant les performances d'une ligne, obtenues dans les conditions où les éléments de la ligne ont les valeurs données dans le tableau I. La figure 4 montre le facteur d'ondes lentes Ào/Àg en fonction de la fréquence F en GHz. De cette figure, on déduit que la permitivité effective relative ereff est très élevée aux basses fréquences, fréquences par exemple inférieures à 4 GHz, puis reste quasiment constante entre 4 et 20 GHz, avec une valeur de l'ordre de 20. Cette valeur doit être comparée avec des valeurs de permitivité relative effective connues de l'homme du métier pour des lignes MICRORUBANS classiques, et qui sont de l'ordre de 6 à 8 lorsque la ligne est réalisée sur alumine (Al203) ou sur semiconducteur. La figure 5 représente les parties réelles et imaginaires, respectivement Re(Zc) sur la courbe A, et Im(Zc) sur la courbe B, de l'impédance caractéristique Zc de cette ligne. La partie réelle de l'impédance Zc est extrêmement faible. Cette ligne selon l'exemple I trouvera donc des applications très intéressantes dans la réalisation de ligne basse impédance pour transformateur d'impédance. La figure 6 montre les pertes a dans la ligne, exprimées en dB/cm sur la courbe C, en fonction de la fréquence F en GHz. Ces pertes par cm sont légèrement plus élevées que celles d'une ligne MICRORUBAN classique. Mais, du fait que la vitesse de phase est faible, la ligne ondes lentes a une longueur totale A réduite de 2 à 4 fois par rapport à une ligne MICRORUBAN classique. Il en résulte que les performances de la ligne ondes lentes ne sont pas détériorées par rapport à une ligne MICRORUBAN classique, alors qu'elle présente au contraire l'avantage d'être plus courte donc plus facilement intégrable. Par exemple, pour un déphasage de 1800, dans la bande de fréquence KU, la présente structure de ligne ondes lentes produit des pertes évaluées à environ 2dB. EXEMPLE Il Cet exemple est illustré par la figure lb vue du dessus et par la figure 7 qui est une coupe selon l'axe BB' de la figure lb. Dans l'exemple précédent, la couche diélectrique 2 était continue d'une extrémité à l'autre de la ligne. Si la technologique le permet, la couche 2 peut être éliminées sous les PONTS, par contre, elle est indispensable pour réaliser la structure MIM des piliers 13. D'autre part, dans exemple I son influence sous les ponts 4 est négligeable. EXEMPLE III Cet exemple est illustré par la figure lb et par la figure 8. La ligne ondes lentes ne présente pas de changements dans la représentation schématique vu du dessus et peut donc être illustrée par la figure lb. La figure 8 est une coupe selon l'axe B-B' de la figure lb dans cet exemple de réalisation. Selon la coupe de la figure 8, le diélectrique 2 de la structure MIM des piliers 13 présente la même épaisseur que le diélectrique 1 disposé sous les ponts 4. Par contre, la couche de diélectrique 2 qui pouvait subsister sous les PONTS 4 dans l'exemple I, doit être exclue dans cet exemple III, comme on en a montré la possibilité dans l'exemple II. Pour obtenir le fonctionnement en ondes lentes, du fait que l'on a choisi ici el = e2 les autres paramètres vont varier considérablement par rapport à ceux qui sont présentés dans le tableau I. Plus particulièrement, les rapports des longueurs 1 et 22 seront très différents. Par contre, les permitivités respectivement Erl et r2 peuvent être les mêmes que dans l'exemple I, et par conséquent les diélectriques 1 et 2 peuvent être identiques. EXEMPLE IV Cet exemple peut être illustré par la figure la, vu du dessus et par la figure 9. La ligne ondes lentes ne présente pas de changement dans la représentation schématique de la figure la vu du dessus. La figure 9 est une coupe selon l'axe B-B' de la figure la dans cet exemple de réalisation. Selon la coupe de la figure 9l le diélectrique 1 et le diélectrique 2 sont réalisés au moyen du même matériau et présente donc la même permitivité relative : Erl = er2. Pour obtenir le fonctionnement en mode ondes lentes, les autres paramètres de la ligne sont alors très différents de ceux dont les valeurs sont données dans le tableau I. Plus particulièrement, les rapports entre les épaisseurs e1 et e21 les rapports entre les longueurs ai et 22 seront très différents. EXEMPLE V Cet exemple est illustré par les figures lc et 10. Dans tous les exemples précédents, la courbe de la figure 4, représentant le facteur de ralentissement pouvait rester sensiblement valable, en ajustant les valeurs des différents paramètres. Comme il était recherché, on obtenait dans tous les cas un facteur de ralentissement consant dans les moyennes et hyperfréquences (4 à 20 GHz). Il en résultait une variation de déphasage 13 en fonction de la fréquence F. Au moyen de la ligne ondes lentes réalisée selon le principe de l'invention, on peut obtenir au contraire un déphasage ss qui reste constant en fonction de la longueur d'onde. Il suffit pour cela de réaliser une structure de ligne ondes lentes dans laquelle le facteur de ralentissement Aolhg varie, par exemple ce facteur de ralentissement montrant une croissance qui se rapproche d'une forme hyperbolique, comme montré sur la courbe de la figure 10. Dans ces conditions, le déphasage ss = deviendra sensiblement constant en fonction de la fréquence F, dans la bande de fréquences 4 à 20 GHz. Ce résultat est obtenu au moyen de la structure de ligne ondes lentes représentée schématiquement vue du dessus sur la figure îc. La caractéristique principale de cette ligne est que la périodicité 2 montre une croissance et notamment une croissance géométrique. Le facteur de croissance peut être inclus entre 1 (1 étant non compris puisque l'on se trouverait alors dans le cas des exemples précédents) et environ 3. En ce qui concerne la technologie proprement dite d'une telle ligne de périodicité 2 non constante, l'homme du métier peut adopter de préférence celle de l'exemple I qui est particulièrement aisée à mettre en oeuvre. Mais rien n'empêche de créer de nouvelles variantes en appliquant à cet exemple V l'enseignement tiré des exemples Il à IV. EXEMPLE VI Cet exemple est illustré par la figure Id vu du dessus et par la figure 11. Dans l'exemple précédent, l'homme du métier avait la possibilité d'agir sur le déphasage ss par la mise en oeuvre d'une structure particulière de la ligne ondes lentes. Dans cet exemple VI, on propose une structure donnant la possibilité d'agir électroniquement sur ledit déphasage ss. Tel que montré vu du dessus sur la figure Id, la couche conductrice Il présente elle-même une structure périodiquer de période 2. Dans les régions 13' correspondant aux PILIERS 13 de la figure la par exemple, on a réalisé une diode 13' polarisée par une tension de polarisation continue VDD qui peut présenter différentes valeurs. Dans l'exemple VI, la DIODE 13' est plus commodément un transistor à effet de champ à grille Schottky, dont la source S et le drain D court-circuités sont portés à la tension de polarisation continue VDD et dont la grille G est portée à la masse M. Evidemment, dans la région du transistor ou DIODE 13', le substrat 10 n'est plus quelconque, comme dans les exemples.précédents, mais doit comporter une zone active lova, d'un matériau semiconducteur, par exemple du type de conductivité N, le reste du substrat lOb de part et d'autre de la couche active 10a étant semi-isolant. Les régions 10a et 10b peuvent être des couches de matériau choisis parmi les semiconducteurs tels que : le silicium (Si) ou l'arséniure de gallium (GaAs) par exemple.Le transistor à grille Schottky 13' est réalisé par exemple de la manière suivante Une couche lOb semi-isolante et des régions IOa dites zones actives sont réalisée par tout moyen connu de l'homme du métier des circuits intégrés. Les zones actives 10a sont réalisées avec une périodicité 2 choisie pour la ligne ondes lentes. Les zones actives 10a doivent présenter des dimensions nécessaires et suffisantes pour recevoir un transistor à effet de champ à grille Schottky. Cette technologie est connue de tout homme du métier des circuits intégrés. La couche conductrice Il est ensuite réalisée. en dehors des régions actives iota, la couche conductrice 11, dont le matériau est choisi de préférence parmi les métaux aptes à former une grille Schottky, présente la dimension transversale W1 déterminée comme dans les exemples précédents. Dans les régions actives lova, la couche métallique Il est par contre étrécie (voir la figure ld).Longitudina- lement, selon l'axe BB' de la figure Id, elle présente une dimension dite largeur de grille du transistor Schottky et perpendiculairement à l'axe BB', elle présente une dimension faible de l'ordre du pm dite longueur de grille du transistor Schottky. Puis des contacts ohmiques d'un matériau 14 formant des plots de source S et de drain D sont disposés de part et d'autre de la grille G selon un schéma classique de transistor à effet de champ à grille Schottky. Le transistor a grille Schottky 13' est illustré par la figure 11 en coupe selon l'axe CC' de la figure Id. Le ruban 12 est ensuite réalisé, montrant des ponts 4 dans les régions de la couche métallique 12, où cette dernière présente la dimension W1. Pour effectuer les contacts électriques entre le ruban 12 et les contacts ohmiques 14 de source S et de drain D de chaque transistor à effet de champ 13', dans une réalisation particulièrement intéressante, le ruban 12 est partagé en deux parties 12a et 12b, la partie 12a venant établir le contact en surface du contact ohmique de source S, et la partie 12b venant établir le contact en surface du contact ohmique de drain D par exemple. Le dispositif est symétrique par rapport à l'axe BB' ainsi que par rapport à l'axe CC' de la figure Id. Afin d'éviter les courts-circuits entre le ruban 12 et la couche métallique 11, les parties 12a et 12 peuvent être constituées de ponts à air, ou bien une couche diélectrique isolante mince telle que la couche 2 décrite dans les exemples précédents peut être prévue à la fois sous les ponts 4 et débordant légèrement la couche métallique Il dans les régions de grille Schottky, tout en laissant dénudés les contacts ohmiques sur lesquels les parties de ruban 12a et 12b viennent reposer et établir le contact électrique. Par cette méthode, les sources S et drain D des transistors 13' sont court-circuités et la grille Schottky G est mise à la masse M par l'intermédiaire de la couche métallique 11. Il suffit ensuite de prévoir une ligne de connexion 15 pour raccorder au moins un contact ohmique S ou D à une tension de polarisation VDD ajustable. Comme il a été dit précédemment, le ruban 12, ses parties 12a et 12b peuvent être réalisées par tout métal approprié à réaliser les seconds niveaux d'interconnexion des circuits intégrés. Par conséquent, la ligne de connexion 15 qui relie les contacts ohmiques peut être réalisée dans la même technologie. La phase 13 de la ligne ondes lentes est alors réglable électroniquement par l'ajustage de la tension de polarisation VDD qui fait varier la capacité grille-source du transistor 13'. EXEMPLE DE REALISATION VII Cet exemple est illustré par la figure 12 schématiquement vu du dessus. La ligne de transmission ondes lentes dont les éléments essentiels ont été donnés, et dont un certain nombre d'exemples parmi les nombreuses variantes possibles a été décrit dans les exemples I à VI, résout, comme on l'a vu, entre autres deux problèmes techniques cruciaux pour la mise en oeuvre des circuits intégrés en général et des MMIC's en particulier, à savoir - elle présente une surface réduite - elle est réalisable sur la face principale du circuit intégré - ses connexions sont compatibles avec des éléments de circuits planaires - ses connexions sont compatibles avec les éléments réalisés sur la face principale du circuit intégré - cette ligne est notamment basse impédance. La figure 12 rerpésente la connexion d'une telle ligne ondes lentes basse impédance et de surface réduite, avec une ligne coplanaire haute impédance. Par ligne coplanaire, il faut entendre une ligne réalisée sur la face principale du circuit intégré ou MMIC, montrant un ruban conducteur central de faible dimension transversale disposé entre deux rubans conducteurs de plus grande dimension transversale. L'impédance de la ligne coplanaire dépend de la dimension transversale du ruban conducteur central dans lequel se fait la propagation de la distance qui le sépare des deux autres rubans généralement connectés à un potentiel de référence ou masse. Le déphasage (généralement exprimé en longueur d'onde, par exemple A/4 A/2) dépend de la longueur de la ligne. D'autres facteurs interviennent dans le calcul réel des caractéristique de la ligne tels que : l'épaisseur du ruban, la nature du substrat. On peut réaliser au moyen des lignes coplanaires, aussi bien des lignes hautes impédances que des lignes basses impédances. Mais, si les lignes coplanaires hautes impédances ont des dimensions compatibles avec les circuits intégrés, par contre, les lignes coplanaires basses impédances ont des dimensions, notamment transversales, qui occupent une surface énorme du circuit intégré, ce qui est tout à fait défavorable à l'intégration monolithique. La ligne ondes lentes basse impédance permet alors en calculant sa longueur et ses caractéristiques de manière appropriée de former une ligne présentant par exemple le même déphasage qu'une ligne coplanaire, (A/4, A/2). Donc, lorsque se pose le problème de réaliser une ligne basse impédance, l'homme du métier a tout intérêt à adopter la structure de l'une des lignes ondes lentes selon l'invention, comme décrite précédemment. D'autre part, lorsque se pose le problème de réaliser un transformateur d'impédance, l'homme du métier a tout intérêt à adopter la structure montrée vu de dessus sur la figure 12, montrant la connexion entre une ligne haute impédance coplanaire (par exemple A/4) et une ligne basse impédance ondes lentes selon l'invention ( par exemple A/4 également). En effet, par rapport à une ligne coplanaire de même caractéristique, la ligne basse impédance ondes lentes selon l'invention va présenter - une largeur réduite d'un facteur - 10 - une longueur réduite d'un facteur ~ 2 à 4. Tel que représenté sur la figure 12, la partie Pi délimitée par des traits discontinus est la ligne basse impédance ondes lentes selon l'invention, et la partie P2 est une ligne coplanaire haute impédance telle que connue de l'homme du métier. Sur le substrat 10, un premier niveau de métallisation va former le plan de masse Il de la ligne ondes lentes P1 se séparant en deux rubans pour former les lignes de masse 11a et 11b de la ligne coplanaire P2. La ligne ondes lentes P1 comprendra, réalisée sur la couche conductrice il, une couche diélectrique 2, comme déjà décrite, débordant le plan de masse 11 de la ligne ondes lentes Pi dans les régions nécessaires pour éviter les courts-circuits entre le plan de masse Il et la ligne 12 réalisée ultérieurement. Ensuite, la ligne ondes lentes Pi comprendra le ruban 12, réalisant comme déjà décrit des piliers 13 et des PONTS 4, ruban 12 qui se continue directement sur le substrat 10 entre les lignes de masse 11a et 11b pour former la structure coplanaire de la ligne P2. A cet effet, il est généralement nécessaire que la couche diélectrique 2 déborde le plan de masse Il de la ligne ondes lentes Pi du côté de la ligne coplanaire P2 pour éviter les courts-circuits entre le plan de masse Il et la ligne 12. Si une sortie O est souhaitée pour la ligne ondes lentes Pi, du coté opposé à sa connexion avec la ligne coplanaire Pi, la couche diélectrique 2 est prolongée aussi au-delà du plan de masse 11, et le ruban 12 est muni d'une sortie O comme montré sur les figures la, lb, îc. EXEMPLE VIII Cet exemple n'est pas illustré. On a vu que la ligne ondes lentes basse impédance possédait un plan conducteur 11, raccordable à la masse, en contact avec la surface principale supérieure du substrat. Si besoin est, le contact avec un autre plan de masse réalisé sur la seconde face du substrat, ou face arrière du substrat, peut être fait comme il est connu de l'homme du métier sous le nom de "trou métallisé". EXEMPLE IX Dans cet exemple, illustré par la figure 13, on montre un exemple d'application du transformateur d'impédance décrit dans l'exemple VII, à un circuit intégré. Tel que représenté sur la figure 13, le circuit comporte un transistor, par exemple à effet de champ Ti, ayant une grille G1 pour recevoir un signal Fi dans une bande de fréquences donnée, ayant un drain D1 connecté à une tension de polarisation continue VD1 à travers une charge R1, ayant une sortie Oi pour ledit signal et ayant une source Si par exemple connectée à la masse M. Un circuit à base de transformateur d'impédance P1 + P2 peut être appliqué sur la grille G1 du transistor T1. Une ligne haute impédance P2, par exemple A/4 est connectée par une extrémité à la grille G1 et par son autre extrémité à la fois à une ligne basse impédance Pi ondes lentes selon l'invention et à une tension de polarisation continue VGî. La ligne basse impédance P1 est donc connectée par une extrémité à la fois à P2 et à VG1, et son autre extrémité est ouverte dans cette application. La ligne ondes lentes selon l'invention à de larges applications dans les circuits intégrés de toutes sortes ainsi que dans les MMIC's (hyperfréquences) du fait que son fonctionnement peut être, comme on l'a dit, indifférent au substrat, qu'elle présente de faibles dimensions par rapport aux autres lignes ayant les mêmes caractéristiques, et qu'elle est compatible avec toutes les technologies de circuits intégrés utilisée à ce jour. REVENDICATIONS 1. Ligne de transmission d'ondes, en mode ondes lentes, du type dit microruban, incluant une première couche conductrice dite inférieure faisant office de plan de masse, une seconde couche conductrice dite supérieure en forme de ruban de dimensions transversale et longitudinale spécifiques, et un troisième matériau non conducteur disposé entre ces deux couches conductrices, caractérisée en ce que la ligne de transmission a, longitudinalement, une structure périodique, chaque période, de longueur Q, étant formée d'undit pont suivi d'undit pilier r en ce que chaque pont est constitué d'un tronçon du ruban conducteur supérieur, de longueur al 2. Ligne selon la revendication 1, caractérisée en ce que la capacité formant les piliers est de type MIM (métalisolant-métal) constituée de l'empilement de la couche conductrice inférieure, d'unedite seconde partie du troisième matériau, laquelle est de nature diélectrique, et d'un tronçon du ruban conducteur supérieur de longueur 22, la somme des longueurs respectives ai des ponts et 22 des piliers étant égale à la valeur 2 de la période. 3. Ligne selon la revendication 1, caractérisée en ce que la capacité des piliers est réalisée par la capacité d'une diode ou par la capacité grille-source d'un transistor à effet de champ. 4. Ligne selon la revendication 2, caractérisée en ce que, y étant la constante de propagation dans la période de longueur 2 de la ligne, définie par la relation y = a + jB, où a sont les pertes dans la longueur 2 de la période de la ligne, B est la constante de phase dans la même période, #i est la constante de propagation dans un pont, Y2 est la constante de propagation dans un pilier, Z1 est l'impédance caractéristique d'un pont, Z2 l'impédance caractéristique dans un pilier, B est la susceptance de la discontinuité entre un pont et un pilier, R f = (1 + K), avec K = Z2/Z1+Z1/Z2 = B2Z2Z1, 81 = w1-Q1, 82 = Y2-Q2, cette constante de propagation X est liée aux autres éléments par la relation ch(#.2) = {K+ ch(8i+8#) + R-h(S 2) - B/2(Z1+Z2)sh(81+82) B/2(Zi-Z2)sh(81-82)} 5.Ligne selon la revendication 4, caractérisée en ce que ladite seconde partie diélectrique incluse dans les piliers de structure MIM a une épaisseur e2 faible devant celle el de ladite première partie diélectrique sous les ponts et forme une couche continue disposée sur la première couche conductrice faisant office de plan de masse, cette couche diélectrique continue ayant des dimensions suffisantes pour éviter des courts-circuits entre le ruban supérieur et la couche conductrice inférieure faisant office de plan de masse. 6. Ligne selon la revendication 5, caractérisée en ce que la première partie diélectrique du troisième matériau est l'air, la seconde partie diélectrique du troisième matériau est choisie entre la silice (SiO2) et le nitrure de silicium (Si3N4). 7. Ligne selon la revendication 6, caractérisée en ce que Wi et W2 étant les dimensions transversales respectives de la couche conductrice inférieure et du ruban, erl et er2 étant les permitivités relatives des première et seconde parties de troisième matériau respectivement sous les ponts et dans les structures MIM, les caractéristiques de la ligne sont données par erî = 1 (air), er2 - à 6 à 7, (silice ou nitrure de silicium) ei I 1,5 m à 2,5 #m,e2 ~ e1/10, Q1(pont) ~ 100pmr Q2 (pilier) - Q1/10, W2 (ruban) t 20 pm, W1 100 m (couche conductrice inférieure). 8. Ligne selon la revendication 4, caractérisée en ce que ladite seconde partie diélectrique est limitée aux régions de structure MIM, en ayant des dimensions suffisantes pour éviter les courts-circuits entre le ruban supérieur et la couche inférieure faisant office de plan de masse. 9. Ligne selon la revendication 8, caractérisée en ce que el = e2. 10. Ligne selon la revendication 4, caractérisée en ce que er1 = tr2- 11. Ligne selon l'une des revendications 1 à 10, caractérisée en ce que la longueur 2 de la période de la ligne est constante pour obtenir un facteur de ralentissement AO/Ag (défini par le rapport entre la longueur d'onde dans le vide ho et la longueur d'onde se propageant dans la ligne Ag) constant en même temps qu'un déphasage ss non constant, en fonction de la fréquence dans la ligne. 12. Ligne selon l'une des revendications 1 à 10, caractérisée en ce que la longueur 2 de la période est croissante pour obtenir un facteur de ralentissement (défini par le rapport entre la longueur d'onde Ao dans le vide et la longueur d'onde Ag dans la ligne, non constant, en même temps qu'un déphasage 13 constant en fonction de la fréquence dans la ligne. 13. Ligne selon la revendication 12, caractérisée en ce que la longueur 2 de la période croît géométriquement. 14. Ligne selon la revendication 3, caractérisée en ce que dans la région des piliers on forme dans le support de la ligne une zone active appropriée à recevoir un transistor, en ce que la couche conductrice inférieure est étrécie dans cette région pour avoir des dimensions transversales et longitudinales caractéristiques du contact Schottky ou grille d'un transistor à effet de champ, en ce que cette grille est disposée parallèlement à l'axe longitudinal de la ligne, et en surface de la zone active, entre deux plots ohmiques dits source et drain du transistor, n'ayant aucun contact électrique avec la couche conductrice inférieure, en ce que, longitudinalement de part et d'autre de la zone active, le ruban supérieur est divisé en deux parties de ruban qui viennent respectivement établir un contact électrique avec les plots de source et drain du transistor, tout en évitant les courts-circuits entre la couche conductrice inférieure et le ruban supérieur dans les régions où ces éléments sont superposés avec une faible distance. 15. Utilisation d'une ligne selon la revendication 14, caractérisée en ce que le ruban et la couche conductrice inférieure sont reliés chacun à des potentiels continus différents permettant le fonctionnement du transistor dans une zone susceptible de résulter en une capacité grille-source voulue pour le fonctionnement ondes lentes de la ligne. 16. Circuit intégré incluant une ligne selon l'une des revendications 1 à 14. 17. Circuit intégré selon la revendication 16t incluant en outre une ligne du type dit coplanaire, selon laquelle un ruban conducteur est disposé en surface d'un support entre deux lignes de masse, caractérisé en ce que le ruban de la ligne coplanaire est disposé en continuité du ruban supérieur de la ligne ondes lentes, en ce que les deux lignes de masse sont raccordées à la couche conductrice inférieure de la ligne ondes lentes en formant une seule couche, et en ce qu'une portion de couche électriquement isolante est disposée entre le ruban supérieur et la couche conductrice inférieure dans la région de raccord entre les deux types de ligne pour éviter les courts-circuits.