Brevet FR2666653A1 — publié le 19920313

I La présente invention concerne un circuit électronique de mesure comportant des moyens d'alimentation électrique contrôlée d'une sonde résistive. La présente invention s'applique en particulier à la mesure de niveau et/ou de volume de fluide dans un réservoir, notamment la mesure de niveau huile dans un carter de moteur de véhicules automobiles. La demanderesse a proposé depuis de nombreuses années un système de mesure, notamment pour la mesure de niveau d'huile, comprenant comme représenté sur les figures 1 et 2 annexées, une sonde 10 formée d'un fil résistif destiné à être placé verticalement dans le carter 12 du fluide 14 à jauger, des moyens 20 formant source d'alimentation à courant constant de la sonde 10 et des moyens 30 de surveillance de la tension aux bornes de la sonde. Pour un fil résistif 10 à coefficient de température positif, la résistance de la sonde 10, donc la tension à ses bornes, tend à augmenter à partir de l'instant initial d'alimentation. Cependant, l'élévation de température, donc de résistance et de tension, dépendent du niveau de fluide 14 dans le carter 12. En effet, la portion de sonde 10 plongée dans le fluide 14 est plus refroidie que celle placée dans l'air. Les moyens 30 de surveillance sont ainsi conçus pour déterminer la différence entre la tension UI aux bornes de la sonde après un temps tl d'alimentation de la sonde 10, et la tension initiale UO au moment de mise en service de l'alimentation 20, ou peu de temps après cette mise en service. Cette différence de tension UI-UO est en effet représentative du niveau de fluide jaugé 14. Le schéma de la figure 1 correspond à un carter 12 plein aux deux tiers d'un fluide 14 Le niveau supérieur de ce fluide 14 est référencé 16. Le schéma de la figure 2 correspond à un carter 12 vide. Si l'on suppose les sondes 10 et les moyens d'alimentation électrique 20 identiques, et des températures ambiantes égales, les tensions UO aux bornes des deux sondes 10 des figures 1 et 2 sont égales à la mise en service de l'alimentation 20. En revanche, les tensions UI aux bornes des deux sondes 10 ne sont plus identiques après un temps tl pour lequel les systèmes sont en équilibre thermique. De fait, dans le cas de la figure 1, la partie émergée de la sonde est plus refroidie que la partie emmergée, par conséquent la résistance totale de la sonde et donc la tension à ses bornes est plus faible que pour la sonde 10 de la figure 2. En conclusion, la différence de tension UI-U O dans le cas d'une sonde partiellement immergée de la figure 1 est inférieure à la différence de tension Ul-U O d'une sonde complètement immergée comme représentée sur la figure 2. Le système de mesure ainsi décrit a déjà fait l'objet d'une abondante littérature On pourra par exemple se référer aux documents FR-A- 2367276 et US-A-4163391 qui décrivent des schémas de base de ce système de mesure. La demanderesse a par ailleurs proposé depuis de nombreuses années un circuit intégré permettant d'effectuer la mesure précitée. Un tel circuit intégré est notamment proposé par la Société Texas Instruments, dans son catalogue, sous les références SN 96527 et SN 96525. On a schématisé sur la figure 3 annexée la structure de moyens d'alimentation électrique à courant constant de la sonde 10 formée par le circuit intégré précité connu. Sur la figure 3 le circuit intégré est schématisé sous forme de l'encadré référencé 40. On aperçoit sur la figure 3 une résistance shunt R 21, une résistance variable R 22, un transistor ballast T 23, une sonde résistive 10 et le circuit intégré 40. La résistance variable R 22 est connectée en parallèle de la résistance shunt fixe R 21 Par ailleurs, la résistance shunt R 21 est connectée en série du trajet de conduction principal émetteur-collecteur du transistor ballast T 23 et de la sonde 10, entre une borne d'alimentation positive +VCC et la masse Le transistor T 23 est piloté, pour débiter un courant constant dans la sonde 10, par un amplificateur opérationnel OP 41 placé dans le circuit intégré 40 Pour cela l'amplificateur opérationnel OP 41 compare la tension prélevée aux bornes du shunt R 21 et appliquée à l'entrée inverseuse de l'amplificateur opérationnel OP 41 à une tension de référence VREF, appliquée sur l'entrée non inverseuse de l'amplificateur opérationnel OP 41. Pour tenir compte des dispersions inévitables au niveau de la résistance shunt R 21 dues aux tolérances de fabrication de celles-ci, le réglage du courant dans la sonde résistive 10 est obtenu par réglage de la résistance ajustable R 22, par exemple par usinage au laser. Cela impose d'utiliser une résistance variable R 22 externe au circuit intégré 40. Le circuit du type représenté schématiquement sur la figure 3 a déjà rendu de grands services et donné lieu à une utilisation à grande échelle depuis de nombreuses années. Cependant, il faut reconnaître que ce circuit présente les inconvénients, certes non rédhibitoires, suivants: encombrement du circuit imprimé dû notamment à la présence de la résistance ajustable R 22, coût, temps de réglage, fiabilité limitée. Le but principal de la présente invention est d'éliminer les inconvénients de la technique antérieure. Ce but est atteint selon la présente invention grâce à un circuit électronique de mesure du type comprenant des moyens d'alimenta- tion électrique contrôlée d'une sonde résistive caractérisé par le fait qu'il comprend: une pluralité de sources d'alimentation électrique, un même nombre d'interrupteurs aptes à mettre sélectivement en service chacune desdites sources d'alimentation électrique, une borne d'entrée apte à recevoir un signal externe de codage représentatif du nombre de sources d'alimentation électrique à mettre en service, un organe de décodage du signal externe, qui commande les interrupteurs, et un organe de validation apte à figer les sorties de l'organe de décodage dans un état déterminé. Selon une caractéristique avantageuse de la présente invention, lesdites sources d'alimentation électrique sont des sources de courant constant. Selon une autre caractéristique avantageuse de la présente invention lesdites sources d'alimentation électrique susceptibles d'être mises sélectivement en service sont connectées en parallèle d'une résistance shunt elle-même connectée en série de la sonde résistive et d'un transistor ballast. Selon une autre caractéristique avantageuse de la présente invention, il est prévu un amplificateur opérationnel qui compare la tension aux bornes du shunt à une tension de référence et qui pilote le transistor ballast pour obtenir un courant constant déterminé dans la sonde résistive. Comme cela sera expliqué par la suite, le circuit électronique de mesure conforme à la présente invention peut faire l'objet de nombreuses variantes de réalisation Par exemple, les sources d'alimenta- tion électriques susceptibles d'être mises sélectivement en service peuvent être utilisées pour régler la tension de référence servant à piloter le transistor ballast. D'autres caractéristiques, buts et avantages de la présente invention apparaîtront à la lecture de la description détaillée qui va suivre, et en regard des dessins annexés, donnés à titre d'exemples non limitatifs et sur lesquels: les figures 1 et 2 précédemment décrites illustrent schématiquement le principe de mesure d'un niveau de fluide à l'aide d'une sonde résistive, la figure 3 précédemment décrite représente schématiquement la structure de moyens d'alimentation électrique connus pour une telle sonde résistive, la figure 4 représente schématiquement des moyens d'alimentation électrique conformes à la présente invention, la figure 5 représente plus en détail la structure de tels moyens d'alimentation électrique conformes à la présente invention, la figure 6 représente schématiquement, sous forme de blocs fonctionnels, la structure générale d'un circuit intégré conforme à la présente invention, la figure 7 représente une première variante de réalisation du circuit conforme à la présente invention, et la figure 8 représente schématiquement une seconde variante de réalisation d'un circuit électronique de mesure conforme à la présente invention. De préférence, l'essentiel du circuit électronique de mesure conforme à la présente invention est réalisé sous forme d'un circuit intégré. Ce circuit intégré est schématisé sous forme de l'encadré référencé 100 sur les figures 4 à 8. Sur la figure 4 on aperçoit le transistor ballast T 23, la sonde 10 et une résistance shunt R 21 Le trajet de conduction principal émetteur/collecteur du transistor ballast T 23 est connecté en série de la sonde 10 et de la résistance shunt R 21, entre une borne d'alimentation positive +VCC et la masse Plus précisément, selon le mode de réalisation particulier représenté sur la figure 4, la sonde 10 est prévue entre le transistor ballast T 23 placé côté bornes d'alimentation positive +VCC, et la résistance shunt R 21 placée côté masse. Le circuit intégré 100 comprend un amplificateur opérationnel OPIIO qui compare une tension de référence VREF à la tension aux bornes de la résistance shunt R 21 Selon le mode de réalisation représenté sur la figure 4, la tension de référence VREF est appliquée sur l'entrée non inverseuse de OPIIO L'entrée inverseuse de OP 110 est reliée aux points communs à la sonde 10 et à la résistance shunt R 21 L'amplificateur opérationnel OP 110 pilote le transistor ballast T 23 de sorte que celuici débite un courant constant requis dans la sonde 10 Pour cela, la sortie de OPIIO est reliée à la base du transistor ballast T 23. Par ailleurs, le circuit intégré 100 comprend plusieurs sources de courant 120 1, 120 2 120 N connectées en parallèle de la résistance shunt R 21 par l'intermédiaire d'interrupteurs commandés 121 1, 121 2 121 N, respectivement associés. Les interrupteurs 121 1 à 121 N sont pilotés par un organe de décodage 130. Cet organe de décodage 130 est placé dans le circuit intégré 100. Comme indiqué précédemment, l'organe de décodage 130 est conçu pour décoder un signal de codage externe appliqué sur une entrée 131 du circuit intégré 100 Le signal externe appliqué sur l'entrée 131 du circuit intégré 100 a pour fonction de définir le nombre de sources 120 1 à N devant être mises en service pour obtenir le courant constant requis dans la sonde 10. De préférence le signal appliqué sur l'entrée 131 du circuit intégré 100 est un signal impulsionnel, le codage, donc le nombre de sources 121 1 à 121 N devant être mises en service étant défini par le nombre d'impulsions successives appliquées sur l'entrée 131 Dans ce cas l'organe de codage 130 comprend essentiellement un compteur 132 recevant sur son entrée d'horloge les impulsions appliquées sur l'entrée 131 du circuit intégré 100, et un décodeur 134 conçu pour décoder la sortie du compteur 132 Les sorties 135 pilotent les interrupteurs 120 1 à 120 N comme représentés schématiquement sur la figure 4. Selon une autre caractéristique importante de la présente invention, il est prévu un organe de validation 133 pour figer les sorties de l'organe de décodage 130 lorsque le réglage adéquat du courant circulant dans la sonde 10 est obtenu. Selon la représentation schématique donnée sur la figure 4, l'organe de validation 133 est intercalé entre la sortie du compteur 132 et l'entrée du décodeur 134 L'organe de validation 133 est commandé par un signal appliqué sur une entrée 136 du circuit intégré 100. L'organe de validation 133 apte à figer l'état des entrées du décodeur 134 et/ou la sortie de l'organe de décodage 130 peuvent être formés de tout moyen classique approprié bien connu des fabricants des circuits intégrés. On a détaillé sur la figure 5 un mode de réalisation des sources de courant 120 1 à 120 N et des interrupteurs 121 1 à 121 N. Selon le mode de réalisation donné sur la figure 5, les sources de courant sont formées de transistors dont le trajet de conduction principal est connecté en parallèle de la résistance shunt R 21, et dont les portes sont reliées par l'intermédiaire des interrupteurs 121 1 à 121 N à un étage de polarisation 122. Les interrupteurs 121 1 à 121 N sont eux- mêmes formés de transistors ayant leur trajet de conduction principal relié entre les portes des transistors 120 1 à 120 N formant source et la sortie de l'étage de polarisation 122 Les portes des transistors formant interrupteur 121 1 à 121 N sont reliées respectivement aux sorties 135 du décodeur 134. Lorsqu'un transistor interrupteur 121 1 à 121 N est bloqué par la sortie correspondante 135 du décodeur 134, le transistor formant source 1 à 120 N associé est également bloqué. Par contre, lorsqu'un transistor interrupteur 121 1 à 121 N est saturé par la sortie 135 correspondante du décodeur 134, le transistor formant source 120 1 à 120 N associé devient conducteur, une source de courant additionnelle est ainsi connectée en parallèle de la résistance shunt R 21. Pour l'essentiel, le réglage des moyens d'alimentation électrique ainsi formé est le suivant. Lors de la mise sous tension initiale du circuit, tous les générateurs 120 1 à 120 N sont coupés Les interrupteurs 121 1 à 121 N sont ouverts. On mesure le courant sonde par un moyen quelconque, par exemple à l'aide d'un ampèremètre connecté à la place de la sonde 10 contre le transistor ballast T 23 et la résistance shunt R 21 Pour obtenir le courant de sonde requis, on applique sur l'entrée 131 le nombre d'impulsions requis Chaque impulsion conduit à la mise en service d'un générateur supplémentaire On change ainsi le courant sonde, les courants des générateurs 120 1 à 120 N venant s'ajouter au courant transitant par la résistance shunt R 21 dont la tension est contrôlée. Lorsque le courant requis est obtenu, un signal approprié est appliqué sur l'entrée 136 afin de figer l'état du décodeur 130, donc le courant dans la sonde 10. Selon le cas, les divers générateurs de courant 120 1 à 120 N peuvent être identiques et débiter des courants égaux, ou les générateurs 1 à 120 N peuvent être conçus pour débiter des courants différents évoluant selon une progression connue. Cette dernière variante est illustrée schématiquement sur la figure 5, o l'on voit une première source de courant 120 1 formée d'un transistor unique, et une deuxième source de courant 120 2 formée de deux transistors connectés en parallèle afin de débiter un courant double de la première source de courant. La tension de référence VREF appliquée sur l'amplificateur opérationnel OP 10 peut être obtenu par tout moyen classique connu de l'homme de l'art. Selon le mode de réalisation particulier représenté à titre d'exemple non limitatif sur la figure 5 la tension de référence appliquée sur l'amplificateur opérationnel OPIIO est obtenue sur un point intermé- diaire d'une branche comprenant en série deux résistances R 112, R 113 et une source de courant constant 114. On a représenté schématiquement sur la figure 6 annexée, la structure générale d'un circuit intégré 100 conforme à la présente invention. On retrouve sur la figure 6 annexée le transistor ballast T 23 connecté en série d'une sonde 10 et de la résistance shunt R 21 On a schématisé sur la figure 6 sous forme du bloc fonctionnel 130 l'organe de codage relié aux entrées 131 et 136 précitées. On a par ailleurs schématisé sur la figure 6 sous forme du bloc fonctionnel 130 l'amplificateur opérationnel OPIIO et les diverses sources de courant 120 1 à 120 N associées aux interrupteurs de mise en service 121 1 à 121 N. Les tensions UO et UI prélevées aux bornes de la sonde 10 peuvent bien entendu être traitées selon toutes dispositions connues de l'homme de l'art pour déterminer le niveau de fluide jaugé, par exemple selon les dispositions décrites dans les documents FR-A-2367276 et US-A- 4163391, ou encore selon les dispositions retenues dans les circuits intégrés disponibles actuellement dans le commerce. Selon le mode de réalisation particulier représenté sur la figure 6, les tensions U O et UI mesurées aux bornes de la sonde 10 sont appliquées à un convertisseur analogique numérique 140 puis appliquées à un module 141 ayant pour fonction de mémoriser celles-ci et d'établir la différence de tension UI-UO Le signal numérique représentatif de cette différence de tension UI-U O sert d'adresse à une mémoire 142, par exemple une mémoire ROM qui délivre à sa sortie un signal représentatif d'une tension de commande de logomètre fonction du niveau de fluide détecté. Le signal de sortie de la mémoire 142 peut transiter par un module de multiplexage 143 avant d'atteindre le circuit de commande 144 du logomètre Ce circuit 144 est piloté par un oscillateur céramique 145. L'ensemble du circuit est contrôlé par une logique de commande 146. Dans le cas d'une mesure de niveau d'huile, l'affichage de ce niveau peut être temporisé ou maintenu jusqu'à l'ouverture du manocontact de pression d'huile. Dans ce cas, l'information d'ouverture du manocontact est appliquée sur l'entrée 147 du circuit intégré 100, reliée à la logique de commande 146. De préférence, le circuit intégré 100 est conçu pour mémoriser la valeur du niveau d'huile mesuré et permettre d'afficher celle-ci sur le logomètre en cas de signal de rappel appliqué sur une entrée 148 du circuit. Selon une autre caractéristique avantageuse de la présente invention, le circuit intégré 100 est conçu pour permettre la mesure et l'affichage d'une seconde donnée Il peut s'agir par exemple de la température d'eau, de la pression d'huile ou de la température d'huile Le passage à la mesure et à l'affichage de la deuxième donnée peut être commandé soit par la fin de la temporisation précédemment citée, soit par l'ouverture du manocontact. On a schématisé sur la figure 6 un capteur de mesure de la seconde donnée sous forme d'une résistance R 150 montée dans un pont entre les entrées 131 et 149 du circuit. Un inverseur 151 permet de relier alternativement l'entrée 131 et une entrée 152 connectées à la sonde au convertisseur analogique numérique 140. 266665; 3 Ainsi lors du passage à la seconde fonction, la valeur de la seconde donnée est appliquée au convertisseur analogique numérique 140. Le signal issu du convertisseur analogique numérique 140 peut transiter par la ROM 142 avant d'atteindre le multiplexeur 143 et les circuits de commande 144 pour commander le logomètre Cependant de préférence le signal correspondant à la seconde donnée issue du convertisseur 140 est appliqué directement au multiplexeur 143 pour piloter le logomètre Dans ce cas le multiplexeur 143 sert à appliquer au circuit de commande 144 soit le signal issu de la ROM 142 pour l'affichage d'un niveau d'huile, soit le signal issu directement du convertisseur analogique numérique 140 pour l'affichage du second paramètre (température d'eau, pression d'huile ou température d'huile). Sur la figure 6, on a référencé schématiquement 153 un module apte à générer une tension de référence pour le convertisseur analogique numérique 140. De préférence, un inverseur 154 est conçu pour commuter la référence du convertisseur analogique numérique 140 sur la tension d'alimentation du capteur R 150 pour une mesure ratiométrique. A titre d'exemple non limitatif la première mesure de tension UO aux bornes de la sonde 10 peut être obtenue une milliseconde après activation de la source de courant, tandis que la seconde tension Ul mesurée aux bornes de la sonde 10 peut être obtenue 0,875 secondes après la première mesure. Selon le mode de réalisation précitée décrit en regard des figures 4, 5 et 6, la sonde 10 est connectée en série entre le transistor ballast T 23 placé côté alimentation positif +VCC et la résistance shunt R 21 placée côté masse. L'invention n'est pas limitée à cette disposition particulière. Ainsi, comme représenté sur la figure 7, on peut prévoir de placer le transistor ballast T 23 entre la résistance shunt R 21 placée côté alimentation positive +VCC et la sonde 10 placée côté masse On aperçoit sur la figure 7 les sources de courant 120 1 à 120 N susceptibles d'être mises en service par les interrupteurs 121 1 à 121 N pilotés par l'organe de décodage 130. On aperçoit par ailleurs sur la figure 7, l'amplificateur opérationnel OPI 10 qui pilote le transistor ballast T 23. On a représenté sur la figure 8 annexée, une autre variante de réalisation dans laquelle les sources de courant 120 1 à 120 N ne sont plus connectées en parallèle de la résistance shunt R 21 mais sont utilisées pour contrôler la *tension de référence VREF appliquée à l'amplificateur opérationnel OP 10. On retrouve sur la figure 8 un transistor ballast T 23, une résistance shunt R 21 et une sonde 10 connectée en série entre une borne d'alimentation positive VCC et la masse. Comme indiqué précédemment en regard de la figure 7, d'une part et des figures 4 à 6 d'autre part, l'ordre de connection du transistor ballast T 23, de la résistance shunt R 21 et de la sonde 10 dans la branche série, peut faire l'objet de diverses variantes. On aperçoit par ailleurs sur la figure 8, l'amplificateur opérationnel O Pl 10 dont la sortie attaque la base du transistor ballast T 23 et qui compare sur ses entrées la tension prélevée aux bornes de la résistance shunt R 21 à une tension de référence VREF. En l'espèce cette tension de référence est définie au niveau d'un point intermédiaire d'une branche comprenant en série, entre une borne d'alimentation positive +VCC et la masse, deux résistances R 112, R 113 et une source de courant constant 114 de façon similaire aux dispositions précédemment décrites en regard de la figure 5. Cependant, selon la figure 8, il est prévu en outre une pluralité de sources de courant constant 120 1 à 120 N, susceptibles d'être connectées en parallèle de la source de courant 114 par l'intermédiaire d'interrupteurs 121 1 à 121 N pour modifier la tension de référence VREF afin d'obtenir le courant constant requis dans la sonde 10. De façon similaire au mode de réalisation précité, les interrupteurs 121 1 à 121 N sont pilotés par les sorties 135 de l'organe de décodage 130 équipées d'un organe de validation 133. Le circuit de mesure conforme à la présente invention peut être conçu pour opérer un affichage analogique à l'aide d'un logomètre comme évoqué précédemment, ou encore un affichage numérique. Bien entendu la présente invention n'est pas limitée aux modes de réalisation particuliers qui viennent d'être décrits mais s'étend à toutes variantes conformes à son esprit. Selon les modes de réalisation précités, les sources d'alimen- tation contrôlée mises sélectivement en service, sont des sources de courant connectées en parallèle d'une résistance shunt ou définissant une tension de référence servant à piloter le transistor ballast. En variante on peut utiliser des sources d'alimentation en tension constante mises sélectivement en service pour obtenir les paramètres d'alimentation requis pour la sonde 10. Par exemple, on peut envisager d'alimenter la sonde 10 sous tension constante contrôlée et de détecter la différence d'intensité traversant la sonde entre l'instant initial d'alimentation TO et un instant ultérieur TI pour lequel le système a atteint sa stabilité thermique. D'autres variantes de réalisation pourront encore être dérivées des dispositions décrites dans le document US-A-4513616 au nom de la demanderesse. On notera que l'électrode de commande des sources 120 1 à N doit être mise à la masse, lorsque les interrupteurs 121 1 à 121 N respectivement associés ne la commande pas, pour ne pas rester à un potentiel flottant mal défini. A cet effet comme représenté sur la figure 5 un inverseur 123 1 à 123 N inverse le potentiel de la commande de 121 1 à 121 N et attaque par sa sortie l'électrode de commande de transistors interrupteurs 124 1 à 124 N connectés respectivement entre l'électrode de commande des sources 120 1 à 120 N et la masse. R E V E N D I C A T I O N S 1 Circuit électronique de mesure du type comprenant des moyens d'alimentation électrique contrôlée d'une sonde résistive caractéri- sé par le fait qu'il comprend: une pluralité de sources d'alimentation électrique ( 120 1-120 N), un même nombre d'interrupteurs ( 121 1-121 N) aptes à mettre sélective- ment en service chacune desdites sources d'alimentation électrique ( 120 1-120 N), une borne d'entrée ( 131) apte à recevoir un signal externe de codage représentatif du nombre de sources d'alimentation électrique à mettre en service, un organe ( 130) de décodage du signal externe, qui commande les interrupteurs ( 121 1-121 N), et un organe de validation ( 133) apte à figer les sorties de l'organe de décodage dans un état déterminé. 2 Circuit électronique de mesure selon la revendication 1, caractérisé par le fait que les sources d'alimentation électrique ( 120 1- N) susceptibles d'être mises sélectivement en service sont des sources de courant. 3 Circuit électronique de mesure selon l'une des revendica- tions 1 et 2, caractérisé par le fait que les sources d'alimentation ( 120 1-120 N) sont connectées, par l'intermédiaire des interrupteurs ( 121 1-121 N), en parallèle d'une résistance shunt (R 21) connectée en série de la sonde résistive ( 10) et d'un transistor ballast (T 23). 4 Circuit électronique de mesure selon l'une des revendica- tions 1 à 3, caractérisé par le fait qu'il comprend un amplificateur opérationnel (OPIIO) qui compare la tension aux bornes d'une résistance shunt (R 21) à une tension de référence et commande un transistor ballast (T 23). Circuit électronique de mesure selon l'une des revendica- tions 1 à 4, caractérisé par le fait que l'organe de décodage ( 130) comprend un compteur ( 132) apte à compter le nombre d'impulsions appliquées sur la borne d'entrée ( 131) et un décodeur ( 134) de la sortie du compteur ( 132), les sorties ( 135) du décodeur ( 134) pilotant les interrupteurs ( 121 1121 N). 6 Circuit électronique de mesure selon la revendication 2, caractérisé par le fait que les diverses sources de courant ( 120 1-120 N) délivrent des courants identiques. 7 Circuit électronique de mesure selon la revendication 2, caractérisé par le fait que les diverses sources de courant ( 120 1-120 N) délivrent des courants différents. 8 Circuit électronique de mesure selon l'une des revendica- tions 1 et 2, caractérisé par le fait que les diverses sources d'alimentation ( 120 1-120 N) définissent une valeur de référence de tension ajustable utilisée pour le pilotage d'un transistor ballast (T 23). 9 Circuit électronique de mesure selon la revendication 1, caractérisé par le fait que les sources d'alimentation électrique ( 120 1- N) sont des sources de tension constante. 10 Circuit électronique de mesure selon l'une des revendica- tions 1 à 9, caractérisé par le fait qu'il comprend un convertisseur analogique numérique ( 140) apte à convertir en valeur numérique deux valeurs de tensions successives (U 0, Ul) mesurées aux bornes de la sonde résistive, un organe ( 141) apte à déterminer la différence entre ces deux tensions successives (UI-UO) et une mémoire ( 142) adressée par ladite valeur de différence pour définir en sortie un signal utile pour commander un dispositif d'affichage. 11 Circuit électronique de mesure selon l'une des revendica- tions 1 à 10, caractérisé par le fait qu'il est réalisé sous forme d'un circuit intégré.