Brevet FR2672748A1 — publié le 19920814

AMPLIFICATEUR OPERATIONNEL DE SUIVI ET DE MAINTIEN La présente invention se rapporte au domaine général des amplificateurs de suivi et de maintien et des amplificateurs d'échantillonnage et de maintien. En particulier, elle propose un nouveau circuit d'amplificateur de suivi et de maintien utilisant les condensateurs de compensation de phase ayant des structures d'amplificateur opérationnel classique comme condensateurs de maintien dans le mode de fonctionnement de maintien. L'objet général des amplificateurs de suivi et de maintien est de suivre avec précision un signal d'entrée analogique et, à des moments précis, de maintenir avec précision, à sa sortie, la valeur instantanée du signal d'entrée pendant un certain laps de temps. Cette forme de conditionnement de signal est particulièrement importante en aval des convertisseurs analogique-vers-numérique à étages multiples, où la qualité de conversion est grandement améliorée en gardant une valeur pratiquement constante à l'entrée du convertisseur analogique-versnumérique pour un signal analogique donné. Le produit vitesse/précision de la conversion d'analogique en numérique à étages multiples peut être multiplié par l'utilisation de circuits d'échantillonnage et maintien appropriés.Ainsi le signal analogique variable est suivi et une suite de ses valeurs, à des intervalles choisis, est gardée constante pour conversion en représentation numérique par le convertisseur analogique-vers-numérique. Les dispositifs de suivi et de maintien et des dispositifs d'échantillonnage et de maintien ont pratiquement la même fonction, mais la durée d'échantillonnage est arbitrairement longue dans les premiers tandis qu'elle est courte et fixe dans les derniers. Pour cette raison, un dispositif de suivi et de maintien peut généralement être utilisé comme dispositif d'échantillonnage et maintien mais l'inverse n'est pas forcément valable. Les circuits de suivi et de maintien classiques vont, d'une manière typique, de paire avec des circuits de commutation et des condensateurs de maintien avec un ou plusieurs amplificateurs. A l'intérieur de cette description générale, différentes topologies ont été développées pour améliorer la performance de chaque circuit pour des applications spécifiques. Par exemple, le brevet US n03 838 346 de Cox (1974) décrit un circuit d'échantillonnage et maintien conçu d'une manière à être directement sensible à un signal d'entrée bipolaire sans décalage de courant continu utilisant le condensateur de maintien pour le filtrage passe-bas.Un amplificateur opérationnel et une paire de diodes réagissent au signal d'entrée et conduisent, respectivement, quand il a une pente positive, tandis qu'un autre amplificateur et une autre paire de diodes réagissent et conduisent quand le signal d'entrée a une pente négative. Le signal échantillonné est maintenu dans un condensateur pendant la durée d'une période de maintien et la fuite du condensateur est empêchée par les deux paires de diodes qui sont rendues non conductrices pendant la durée du maintien. Le brevet US n04 370 572 de Cosand et al. (1983) montre un circuit d'échantillonnage et de maintien dans lequel des signaux analogiques sont traités par action différentielle afin de réduire au minimum les erreurs inhérentes au traitement à sortie unique. Le circuit comprend deux amplificateurs d'entrée produisant un signal analogique différentiel sur une paire de lignes de signal analogique connectées à une paire de condensateurs de maintien, un amplificateur de sortie différentiel dont les entrées sont couplées avec ces condensateurs et produisant un signal de sortie analogique échantillonné, et des moyens de commutation pour coupler de manière sélective les lignes de signal analogique avec la paire de condensateurs de maintien.En raison du traitement différentiel du signal analogique, les erreurs dues aux courants d'entrée tiré par l'amplificateur de sortie sont annulées dans un circuit équilibré d'une manière appropriée, puisque ces courants tendent à augmenter ou à diminuer la charge sur les deux condensateurs. De même, toute énergie de commutation couplée à l'un des condensateurs en mode de maintien tend à être contrebalancée par une énergie d'équilibrage couplée avec l'autre condensateur de maintien. Le brevet US n04 779 012 (1988) de Moscovic décrit un amplificateur de suivi et de maintien comportant des moyens de commutation supplémentaires pour ajouter des signaux compensatoires à la deuxième entrée d'un amplificateur opérationnel utilisé dans le système afin de contrebalancer les effets indésirables de la première entrée de l'amplificateur opérationnel. Le résultat est un circuit avec des temps de réglage très courts et des fréquences de conversion proportionnellement plus hautes pour le dispositif analogique-vers-numérique. Le brevet US n0 4 806 790 de Sone (1989) décrit un dispositif de suivi et de maintien avec un circuit de verrouillage pour garder le niveau de tension du condensateur de maintien à une valeur constante dans le mode de maintien. Cet objectif est atteint en gardant le noeud de base du transistor de charge à une valeur prédéterminée par des moyens de verrouillage de tension fonctionnant de manière à bloquer ce transistor. Ainsi, condensateur fournit un courant de base seulement au transistor d'attaque en limitant ainsi la dérive de tension au noeud de sortie. Enfin, le brevet US n0 4 845 382 (1989), d'Eouzan et al. décrit un dispositif d'échantillonnage et de maintien dans lequel deux circuits d'échantillonnage et de maintien identiques et parallèles sont couplés avec un amplificateur différentiel. Le signal devant être échantillonné est appliqué à l'entrée du premier circuit d'échantillonnage et de maintien, tandis qu'une tension électrique continue est appliquée à l'entrée de l'autre, les deux étant commandés par les mêmes impulsions de commande. Cela a pour résultat que le signal échantillonné produit à la sortie de l'amplificateur différentiel est un signal pur, exempt des signaux d'échantillonnage de brouillage donnés par le premier circuit d'échantillonnage et de maintien. Ainsi, il y a toujours une demande pour un dispositif de suivi et de maintien avec un minimum de composants et une faible complexité pour une plus grande vitesse, une meilleure précision, une faible puissance au repos et un faible coût de réalisation. La nouvelle topologie décrite ici vise à atteindre ces objectifs. Un objectif important de la présente invention est donc de proposer un circuit de suivi et de maintien d'une complexité réduite pouvant suivre un signal à haute fréquence et le maintenir pendant le stade de maintien avec une détérioration minimale. Un autre objectif de l'invention est qu'il puisse passer du mode de suivi au mode de maintien à grande vitesse et avec une faible distorsion. Un autre but de l'invention est un circuit pouvant maintenir une faible impédance de sortie dans le mode de fonctionnement de maintien. Un autre objectif est un dispositif de suivi et de maintien avec un minimum de traversée vers la sortie pendant le mode de fonctionnement de maintien. Un autre objectif de la présente invention est que le dispositif de suivi et de maintien puisse être réalisé sur un support semi-conducteur sans traitement supplémentaire. Un autre objectif est la création d'un amplificateur opérationnel de suivi et de maintien avec des caractéristiques de performance supérieures pouvant être utilisées dans des structures de réseau de contre réaction standard généralement applicables aux amplificateurs opérationnels standard. Un objectif supplémentaire de l'invention est la possibilité d'appliquer le même concept général à une variété de conceptions et de modes de réalisation physiques pour s'adapter aux différents procédés de réalisation actuellement connus dans la technique. A cette fin, le dispositif décrit dans la présente invention peut être réalisé dans d'autres circuits évidents pour les personnes expérimentées dans la technique, en utilisant des transistors bipolaires ou d'autres dispositifs équivalents, tels que les transistors à effet de champ à jonction, les transistors à effet de champ à semiconducteurs à grille isolée par oxyde métallique ou autres dispositifs connus dans l'industrie sous l'appellation de MOS. Encore un autre objectif de l'invention est la réalisation des buts mentionnés ci-dessus d'une manière viable économiquement et commercialement. Ceci est fait par l'utilisation de composants simples et de procédés de fabrication qui sont déjà sur le marché ou pouvant être développés à des prix compétitifs. Conformément à ces objectifs et à d'autres, le circuit de suivi et de maintien de la présente invention comprend un amplificateur opérationnel dans lequel les mêmes condensateurs sont utilisés pour la compensation de phase et comme condensateurs de maintien différentiels. Le circuit est commuté du suivi au maintien en bloquant l'étage d'entrée par des jonctions base-émetteurs de polarisation inversée au moyen de pilotage de courant avec verrouillage par résistance. La faible impédance de sortie dans le mode de maintien est conservée parce que la moitié de la voie de compensation différentielle est connectée à la sortie. La traversée est éliminée en montant en cascode les dispositifs d'entrée du premier étage et en bloquant les dispositifs cascode pendant le mode de maintien. La pente négative du condensateur due aux courants de polarisation est minimisée par neutralisation du courant du second étage. Différents autres buts et avantages de l'invention apparaîtront dans la description des caractéristiques qui va suivre et dans les nouvelles particularités soulignées dans les revendications annexées. Donc pour atteindre les objectifs décrits ci-dessus, l'invention présente les particularités ci-dessous illustrées dans les dessins, plus complètement décrites dans la description détaillée du mode de réalisation préféré et soulignées dans les revendications. Cependant, les dessins ainsi que la description ne décrivent qu'une des différentes manières de mettre en oeuvre l'invention. Les caractéristiques et avantages de l'invention ressortiront d'ailleurs de la description qui va suivre à titre d'exemple en référence aux dessins annexés, sur lesquels La figure 1 est un schéma de principe montrant la structure typique d'un amplificateur opérationnel avec des condensateurs de compensation de phase. La figure 2 est le schéma d'un circuit montrant l'agencement de suivi et de maintien selon la présente invention, dans lequel les condensateurs de compensation de phase du circuit de la figure 1 sont également utilisés comme condensateurs de maintien, et qui montre l'utilisation de pilotage de courant et de verrouillage par résistance pour passer du mode de fonctionnement de suivi au mode de fonctionnement de maintien. La figure 3 montre un schéma de principe plus complet du dispositif opérationnel de suivi et de maintien selon la présente invention, illustrant l'utilisation de dispositifs cascode dans la voie du signal ainsi que les circuits utilisés pour les bloquer afin d'éviter la traversée dans le mode de maintien. La figure 4 montre un schéma de principe encore plus détaillé du mode de réalisation de l'invention de la figure 3, comprenant la neutralisation du courant de polarisation du second étage et une boucle de contre réaction de la ligne de polarisation de ligne négative à la ligne de polarisation de ligne positive pour améliorer le temps de réglage et la distorsion. En faisant d'abord référence à la figure 1 des dessins, dans lesquels les mêmes éléments sont désignés par les mêmes repères numériques, il y est montré le schéma de principe simplifié d'un montage typique pour un amplificateur opérationnel avec gain unitaire. Un amplificateur du second étage différentiel 10, montré dans la représentation simplifiée conventionnelle, a une capacité de compensation de phase de contre réaction 20, connectée entre le noeud de sortie 16 et l'entrée d'inversion 12 de l'amplificateur opérationnel. Un second condensateur de compensation de phase 30 est connecté entre l'entrée non inversante 14 et la tension de référence de la masse G. Afin de produire la compensation de phase requise, les deux condensateurs 20 et 30 sont choisis de manière à être pratiquement égaux.Un étage d'entrée typique de l'amplificateur comprend deux résistances 48 et 58, deux transistors bipolaires du type n-p-n, 40 et 50, une source de courant 60 entre une ligne d'alimentation de courant positif (+V) 100 et une ligne d'alimentation de courant négatif (-V) 102. La base du premier transistor bipolaire du type n-p-m 40 est connectée avec une borne d'entrée 44 où un signal d'entrée analogique variable Vin est donné à l'amplificateur par une source extérieure. Le collecteur du transistor 40 est connecté à la ligne positive par la résistance 48 et au noeud d'entrée d'inversion 12 du second étage différentiel 10, son émetteur étant connecté avec la ligne négative par la source de courant constant 60.Le collecteur du second transistor bipolaire du type n-p-m 50 est connecté à la résistance 58 et au noeud d'entrée non inversant 14 de l'amplificateur opérationnel 10, son émetteur étant également connecté avec la source de courant continu 60 tandis que sa base est connectée à la sortie de l'amplificateur opérationnel 10 du second étage en contre réaction négative directe. En pratique, les deux transistors sont polarisés de manière appropriée pour le fonctionnement linéaire dynamique de sorte que tous les composants sont actifs et que le courant de sortie VOut au noeud 16 suit de près la valeur du courant d'entrée V= à la borne 44 en raison de la connexion de contre réaction à 100 %.Différentes connexions de contre réaction, bien connues des techniciens experts peuvent être utilisées pour produire différentes fonctions de transfert nécessaires à des applications particulières. La présente invention utilise le circuit de base de la figure 1 conjointement à des moyens de commutation pour isoler les condensateurs de compensation de phase 20 et 30 de l'étage d'entrée de l'amplificateur, afin de constituer un dispositif de suivi et de maintien. La figure 2 montre un schéma simplifié de l'agencement de circuit requis pour réaliser ce concept dans lequel l'étage d'entrée est bloqué en utilisant un pilotage de courant et un verrouillage par résistance. Le passage du courant à travers le premier étage est commandé par une série de transistors bipolaires de type n-p-m 70, 72, 74 et 76 connectés avec la ligne d'alimentation de courant négatif 102 par la source de courant constant 60.Le collecteur du transistor 74 est connecté aux émetteurs des transistors du premier étage 40 et 50, sa base étant maintenue à une tension de polarisation en sens direct par la source de courant de seuil constant 78. Les collecteurs des transistors 40 et 50 sont par ailleurs connectés, respectivement, avec les collecteurs des transistors bipolaires p-n-p 46 et 56, dont les émetteurs à leur tour sont connectés, respectivement, par les noeuds 47 et 57 aux résistances 48 et 58 et ensuite à la ligne de tension positive 100. Les noeuds de base des transistors 46 et 56 sont connectés avec et actionnés par le noeud émetteur commun (montré à la figure 4 en tant que noeud 86) dans le second étage différentiel 10.Le collecteur du transistor 76, dont l'émetteur est polarisé en sens direct, par le même transistor d'attaque 74 de source de courant constant 60, est connecté directement à la ligne de tension positive 100, tandis que son émetteur est connecté à la source de courant constant 60. Donc, une partie du courant de la source de courant 60 passe à travers le transistor 74 et le reste à travers le transistor 76. Finalement, les deux branches de l'étage d'entrée sont également connectées par les noeuds 47 et 57 à la source de courant 60 par deux transistors bipolaires n-p-n 70 et 72, respectivement, qui sont pilotés par une entrée de commande VTSH affectant leur tension de base. La figure 2 montre que le signal de commande VTSH au noeud 71 est faible par rapport à la source de courant 78, les deux transistors bipolaires n-p-n 70 et 72 sont polarisés en sens inverse et le circuit fonctionnel se ramène à celui montré à la figure 1 avec la voie de courant perdu supplémentaire passant par le transistor 76, dans lequel une partie du courant traversant la source de courant 60 est pilotée par le premier étage de l'amplificateur et l'appareil fonctionnel en mode de suivi. Donc, le signal de sortie VOUT à la borne 16 suit le signal VIN à la borne 44.Quand le signal de commande VTSH est fort, les transistors 70 et 72 sont activés ce qui augmente la tension émettrice ce qui, à son tour, bloque les transistors 74 et 76 et interrompt le passage de courant à travers le premier étage du dispositif. Il en résulte que la totalité du courant dirigé à travers les transistors 70 et 72 est égale au courant passé au préalable à travers les transistors 74 et 76, et la somme des courants passés par les transistors 48 et 58 augmente d'une valeur égale au courant perdu passant au préalable par le transistor 76. Ce courant ajouté fait chuter les tensions aux noeuds 47 et 57 et, donc fait également chuter les bornes émettrices des transistors bipolaires p-n-p 46 et 56, pendant que leurs tensions de base sont maintenues par les condensateurs 20 et 30, de manière à ce que ces transistors également soient bloqués.Dans cet état, le second étage comprenant les condensateurs 20 et 30, du dispositif de suivi et de maintien est isolé de l'entrée et le dispositif fonctionne en mode de maintien. Le signal apparaissant à la borne de sortie 16 est égal au courant accumulé pendant le mode de fonctionnement de suivi dans les condensateurs de compensation de phase 20 et 30, qui, à présent, fonctionnent comme des condensateurs de maintien. Dans le cas idéal, ces condensateurs maintiendraient ce courant constant pendant toute la période de maintien pour la conversion en forme numérique ou toute autre application en aval. En pratique, le condensateur s'affaiblit et une traversée de courant alternatif modifie la tension de sortie pendant la période de maintien. Afin de réduire la traversée à un minimum en mode de maintien, un étage d'entrée de transistors bipolaires np-n monté en cascode est utilisé, comme le montre la figure 3. Les transistors 43 et 53 sont montés en cascode entre les bornes de collecteur du transistor 40 et du transistor 50, respectivement, et les bornes de collecteur correspondantes des transistors 46 et 56. Ces dispositifs cascode de mode suivi de l'étage d'entrée sont prévus pour isoler le second étage, en les bloquant en mode de maintien, de la traversée résultant du couplage capacitif du signal d'entrée par les transistors 40 et 50. Afin d'activer et de bloquer les transistors cascode de mode suivi 43 et 53 entre le mode de suivi et le mode de maintien, respectivement, la tension de base de ces dispositifs est commandée par pilotage de courant à l'aide d'un circuit de verrouillage par résistance.Par conséquent, comme le montre la figure 3, les transistors bipolaires n-p-n 41 et 51 sont ajoutés au circuit entre, respectivement, les noeuds 47 et 57 et les transistors 70 et 72, et sont en couplage d'émetteurs avec les transistors 43 et 53 afin de fournir d'autres dispositifs cascode de mode maintien pendant la période de maintien. Une source de tension constante 77 à partir de la ligne de tension positive 100 est connectée, par des résistances 80 et 81 pratiquement égales, respectivement, aux noeuds 82 et 83, qui sont, eux, connectés avec les bases des paires de transistors cascode 41 et 51, et, respectivement 43 et 53. Les noeuds 82 et 83 sont connectés avec les bornes de collecteurs des transistors bipolaires n-p-n 75 et 73, respectivement, qui alimentent la source de courant constant 64 connectée entre leurs bornes d'émetteur et la ligne de tension négative 102. Comme le verrait un technicien expert, lorsque la tension de commande VTSH est faible et que le transistor 73 est bloquer, la tension au noeud 83 est maintenue à un niveau de polarisation en sens direct par la source de courant constant 77, tandis que la tension au noeud 82 est maintenue à un faible niveau par la source de courant constant 77 en plus de la chute de tension à travers la résistance 80 provoquée par le courant passant par le transistor 75, qui est polarisé en sens direct par la source de courant constante 78.Quand VTSH est élevée, les transistors 73 et 75 sont respectivement activés et bloqués, ce qui fait que le courant traversant le noeud 85 est éloigné de la résistance 80 et dirigé dans la résistance 81, avec une hausse de tension correspondante au noeud 82 et à la base de la paire de transistors cascode de mode maintien 41 et 51, et une chute de tension au noeud 83 et à la base de la paire de transistors 43 et 53 cascode de mode suivi. Donc, pendant que le signal de commande VT,H monte pour passer dans le mode de maintien, les transistors cascode de mode maintien 41 et 51 sont activés pour fermer la connexion entre les noeuds 47 et 57 et leurs dispositifs de commutation respectifs 70 et 72, de sorte que la tension aux noeuds 47 et 57 peut être abaissée comme expliqué cidessus.En même temps, la chute de tension au noeud 83 bloque les transistors cascode de mode suivi 43 et 53, ce qui isole pratiquement les condensateurs 20 et 30 et le second étage d'une traversée du signal d'entrée dans le mode de maintien. Comme le montre schématiquement la figure 3 , des réseaux de neutralisation de courant de polarisation 66 sont également prévus par des moyens bien connus par les techniciens experts, à l'entrée du second étage du dispositif afin de réduire le taux d'affaiblissement des condensateurs 20 et 30 dû aux courants de polarisation d'entrée dans le second étage. Ceci est souhaitable parce que l'affaiblissement du condensateur provoque des erreurs de sortie dues au gain en mode commun du second étage. Une neutralisation de courant de polarisation est couramment utilisée à l'étage d'entrée des amplificateurs opérationnels à transistors bipolaires afin de réduire les courants de polarisation d'étage d'entrée. Dans la présente invention, elle est utilisée au second étage pour commander l'affaiblissement du condensateur.Donc, lorsque le circuit est commuté de suivi à maintien, l'étage d'entrée est bloqué et les condensateurs conservent la tension d'entrée différentielle du second étage. Par conséquent, la sortie de l'amplificateur est maintenue à sa valeur au moment de la commutation. La figure 4 montre un schéma de principe plus détaillé de l'amplificateur opérationnel de suivi et de maintien de la présente invention utilisant une commutation par polarisation inverse de jonction baseémetteur, ce qui donne une faible capacité parasite de condensateur et une grande vitesse de commutation. Le dispositif de suivi et de maintien correspondant a très peu de composants dans la voie de signal, ce qui aboutit à une réalisation simple et peu coûteuse, de faibles besoins de puissance au repos, une réponse très rapide et une précision exceptionnelle.En comparaison au dispositif de suivi et de maintien classique, le dispositif de la présente invention a démontré des caractéristiques de performance impressionnantes, avec des améliorations plusieurs fois multipliées dans les domaines de la linéarité, de la réjection de mode commun, de la réjection d'alimentation de courant, de la distorsion, de la traversée, et du temps de réglage. Comme le montre le schéma de la figure 4, l'étage d'amplificateur 10 de la figure 3 comporte un second étage et un étage de sortie. Le second étage comporte des transistors bipolaires p-n-p 88 et 98, chargés activement par les dispositifs symétriques de transistors bipolaires n-p-n 87 et 97, respectivement. Le noeud émetteur commun 86 des transistors 88 et 98 est connecté avec les bornes de base des transistors 46 et 56 pour procurer une boucle de contre réaction de polarisation en mode de suivi. Les transistors 88 et 98 sont pilotés par les transistors bipolaires n-p-n émetteur-suiveur 89 et 99 respectivement, qui, eux, sont pilotés par l'étage d'entrée. Un étage tampon supplémentaire 11 est ajouté au réseau entre la sortie du second étage, au noeud 16, et la sortie de l'amplificateur opérationnel de suivi et de maintien, au noeud 18.Le signal de sortie au noeud 18 est réinjecté directement à la borne d'entrée négative de l'étage d'entrée (mais d'autres agencements de réinjection sont évidemment possibles, comme mentionnés ci-dessous). Le noeud de sortie est également connecté avec une moitié de la compensation différentielle, le condensateur 20 afin de fermer la boucle de contre réaction pendant le mode de maintien pour maintenir une faible impédance de sortie. Comme mentionné ci-dessus, les réseaux de neutralisation de courant 66 pour les transistors émetteur-suiveur 89 et 99 sont utilisés afin de réduire le taux d'affaiblissement pendant la période de maintien. Au cours du processus d'optimisation du circuit de polarisation de l'invention, il a été découvert avec étonnement qu'une ligne de polarisation de ligne négative à faible résistance avec contre réaction sur la ligne de polarisation de ligne positive donne une meilleure réponse transitoire et une distorsion plus faible. La figure 4 montre la ligne de contre réaction 104 entre le réseau de polarisation de ligne négative pour la source de courant 60 et le réseau de polarisation de ligne positive pour la source de courant 62, ce qui produit de façon évidente une performance améliorée du dispositif. Enfin, les sources de courant 61, 63 et 65 sont indiquées sous forme schématique pour compléter le schéma, ce qui sera évident pour les techniciens experts. Il est entendu que beaucoup de conceptions de circuits détaillées équivalentes sont possibles à l'intérieur du domaine de la présente invention, avec les modifications correspondantes pour faire en sorte que les niveaux de courant et les paramètres satisfassent les exigences pour un fonctionnement approprié du circuit. La structure des circuits électroniques décrite dans la présente invention convient à une fabrication monolithique et peut être réalisée entièrement en utilisant des composants couramment disponibles.D'autre part, les techniciens experts peuvent aisément concevoir des circuits pour mettre en oeuvre l'invention avec d'autres composants, tels que les transistors à effet de champs et les transistors à effet de champs à semi-conducteurs à grille isolée par oxyde métallique, ou tous dispositifs équivalents tels que les transistors généralement connu dans l'industrie sous l'appellation MOS. La structure de la présente invention procure un amplificateur de suivi et de maintien ayant d'excellentes caractéristiques et pouvant être utilisés soit comme dispositif de suivi et de maintien, soit comme amplificateur opérationnel classique. Par conséquent, il convient pour être adapté, selon des principes connus, pour produire différentes fonctions de transfert y compris l'amplification inversante, l'amplification noninversante, l'addition, la différenciation, l'intégration et tout autre structure utilisée avec les amplificateurs opérationnels classiques. Donc, différentes modifications dans les détails, les étapes et les matériels qui ont été décrits, peuvent être effectuées par des techniciens experts à l'intérieur des principes et du domaine de l'invention illustrée ici et définie dans les revendications annexées. Bien que l'invention ait été particulièrement montrée et décrite en se référant à un mode de réalisation préféré de celleci, il sera compris aisément par les personnes expérimentées dans cette technique que des modifications dans la forme et dans des détails peuvent être effectuées sans sortir de l'esprit et du domaine de l'invention, qui par conséquent n'est pas limitée aux détails décrits ici, mais il doit être admis que le domaine des revendications embrasse tous dispositifs et procédés équivalents. REVENDICATIONS 1. Circuit amplificateur de suivi et de maintien pouvant être commuté entre un mode de fonctionnement de suivi dans lequel le signal de sortie (Vout) dudit amplificateur suit un signal d'entrée (Vin) analogique, et un mode de maintien, dans lequel ledit signal de sortie (Vout) maintient sur ordre sa valeur, caractérisé en ce qu'il comprend (a) un étage d'entrée différentiel auquel ledit signal d'entrée (Vin) analogique est appliqué (b) un second étage différentiel (10), ayant une capacité de compensation de phase différentielle interne, à partir duquel ledit signal de sortie (Vout) est obtenu et réinjecté dans ledit étage d'entrée, et (c) des moyens de commutation pour bloquer ledit étage d'entrée, en faisant ainsi fonctionner ledit amplificateur en mode de maintien et en utilisant ladite capacité de compensation de phase différentielle comme capacité de maintien différentielle pour maintenir, sur ordre, ledit signal de sortie (Vout). 2. Circuit amplificateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que lesdits moyens de commutation pour bloquer ledit étage d'entrée comprennent des jonctions de transistors bipolaires (40, 50) qui sont polarisées en sens inverse pour commuter ledit circuit amplificateur en mode de maintien. 3. Circuit amplificateur selon la revendication 2, caractérisé en ce que lesdites jonctions de transistors bipolaires (40, 50) sont polarisées en sens inverse par pilotage de courant. 4. Circuit amplificateur selon la revendication 3, caractérisé en ce que lesdites jonctions de transistors bipolaires (40, 50) sont polarisées en sens inverse par pilotage de courant avec verrouillage par résistance. 5. Circuit amplificateur de suivi et de maintien pouvant être commuté entre un mode de fonctionnement de suivi dans lequel le signal de sortie (Vout) dudit amplificateur suit un signal d'entrée (Vin) analogique, et un mode de maintien, dans lequel ledit signal de sortie (Vout) maintient, sur ordre, sa valeur, caractérisé en ce qu'il comprend (a) un étage d'entrée différentiel auquel ledit signal d'entrée (Vin) analogique est appliqué ; (b) un second étage différentiel (10), ayant une capacité de compensation de phase différentielle interne, à partie duquel ledit signal de sortie (Vout) est obtenu et réinjecté dans ledit étage d'entrée ;; (c) des moyens de commutation pour bloquer ledit étage d'entrée, en faisant ainsi fonctionner ledit amplificateur en mode de maintien et en utilisant ladite capacité de compensation de phase différentielle comme capacité de maintien différentielle pour maintenir, sur ordre, ledit signal de sortie (Vout) ; et (d) des dispositifs cascode de mode suivi (43, 53) d'étage d'entrée et des moyens pour bloquer lesdits dispositifs cascode de mode suivi (43, 53) en mode de maintien pour atténuer la traversée. 6. Circuit amplificateur selon la revendication 5, caractérisé en ce qu'il comprend en outre ; (e) des dispositifs cascode de mode maintien (41, 51) d'étage d'entrée et des moyens pour activer lesdits dispositifs cascode de mode maintien (41, 51) en mode de maintien pour atténuer davantage la traversée. 7. Circuit amplificateur selon la revendication 6, caractérisé en ce que lesdits dispositifs cascode de mode maintien (41, 51) et de mode suivi comprennent des jonctions de transistors bipolaires (40, 50) et en ce que lesdits moyens pour bloquer lesdits dispositifs cascode de mode suivi (43, 53) et pour activer lesdits dispositifs cascode de mode maintien (41, 51) en mode de maintien pour atténuer une traversée consiste en une polarisation en sens inverse des jonctions base-émetteur desdits dispositifs cascode de mode suivi (43, 53) et en même temps en une polarisation en sens direct des jonctions base-émetteur desdits dispositifs cascode de mode maintien (41, 51). 8. Circuit amplificateur selon la revendication 7, caractérisé en ce que ladite polarisation inversée des jonctions base-émetteur desdits dispositifs cascode de mode suivi (43, 53) et la polarisation en sens direct simultanée des jonctions base-émetteur desdits dispositifs cascode de mode maintien (41, 51) pendant le mode de maintien est effectuée par pilotage de courant. 9. Circuit amplificateur selon la revendication 8, caractérisé en ce que ladite polarisation inverse des jonctions base-émetteur desdits dispositifs cascode de mode suivi (43, 53) et la polarisation en sens direct simultanée des jonctions base-émetteur desdits dispositifs cascode de mode maintien (41, 51) pendant le mode de maintien est effectuée par pilotage de courant avec verrouillage par résistance. 10. Circuit amplificateur selon la revendication 4, caractérisé en ce qu'il comprend en outre (d) des dispositifs cascode de mode suivi (43, 53) d'étage d'entrée et des moyens pour bloquer lesdits dispositifs cascode de mode suivi (43, 53) en mode de maintien pour atténuer la traversée. 11. Circuit amplificateur selon la revendication 10, caractérisé en ce qu'il comprend en outre (e) des dispositifs cascode de mode maintien (41, 51) d'étage d'entrée et des moyens pour activer lesdits dispositifs cascode de mode maintien (41, 51) en mode de maintien pour atténuer davantage la traversée. 12. Circuit amplificateur selon la revendication 6, caractérisé en ce que lesdits moyens de commutation pour bloquer ledit étage d'entrée comprennent des jonctions de transistors bipolaires (40, 50) qui sont polarisées en sens inverse pour commuter ledit circuit amplificateur en mode de maintien, et caractérisé en ce que lesdites jonctions de transistors bipolaires (40, 50) sont polarisées en sens inverse par pilotage de courant avec verrouillage par résistance. 13. Circuit amplificateur selon la revendication 12, caractérisé en ce que lesdits dispositifs cascode de mode maintien (41, 51) et de mode suivi comprennent des jonctions de transistors bipolaires (40, 50) et en ce que lesdits moyens pour bloquer lesdits dispositifs cascode de mode suivi (43, 53) et pour activer ledit dispositif cascode de mode maintien (41, 51) en mode de maintien pour atténuer la traversée consiste en une polarisation inverse des jonctions base-émetteur des dispositifs cascode de mode suivi (43, 53) et en une polarisation en sens direct simultanée des jonctions base-émetteur desdits dispositifs cascode de mode maintien (41, 51) par pilotage de courant avec verrouillage par résistance. 14. Circuit amplificateur selon la revendication 13, caractérisé en ce qu'il comprend en outre (f) des moyens pour produire une neutralisation de courant de polarisation dans ledit second étage afin de réduire à un minimum l'affaiblissement dans ladite capacité de maintien due aux courants de polarisation dans les dispositifs de second étage. 15. Circuit amplificateur selon la revendication 14, caractérisé en ce qu'il comprend en outre (g) une boucle de contre réaction entre une ligne de polarisation de ligne négative à faible impédance dans ledit étage d'entrée différentiel et une ligne de polarisation de ligne positive dans ledit second étage différentiel (10). 16. Circuit amplificateur selon la revendication 6, caractérisé en ce que lesdits moyens de commutation pour bloquer ledit étage d'entrée et lesdits dispositifs cascode de mode maintien (41, 51) et de mode suivi comprennent des transistors de jonction à effet de champ qui sont bloqués par pilotage de courant avec verrouillage par résistance. 17. Circuit amplificateur selon la revendication 6, caractérisé en ce que lesdits dispositifs cascode de mode maintien (41, 51) et de mode suivi comprennent des transistors à effet de champ à semi-conducteur à grille isolée par oxyde métallique et en ce que lesdits moyens pour bloquer lesdits dispositifs cascode de mode suivi (43, 53) et pour activer lesdits dispositifs cascode de mode maintien (41, 51) en mode de maintien pour atténuer la traversée consistent en un blocage des jonctions grille-source desdits dispositifs cascode de mode suivi (43, 53) et en activant simultanément les jonctions grille-source desdits dispositifs cascode de mode maintien (41, 51).