Brevet FR2648917A1 — publié le 19901228

DISPOSITIF RADAR DESTIt4E A DETECTER DES CIBLES A COURTE DISTANCE L'invention concerne un dispositif radar destiné à analyser l'espace proche pour y détecter au moins une cible quasiment ponctuelle, le dispositif radar-et/ou ladite cible étant mobiles de sorte que leur vitesse vectorielle relative soit quasiment constante dans cet espace proche, le dispositif radar comportant des moyens pour former un signal de battement entre le signal de l'onde émise vers la cible et le signal de l'onde reçue. Le dispositif radar envisagé ici est destiné à la détection de cibles à courte distance, allant environ de quelques longueurs d'onde à quelques centaines de longueurs d'onde du signal de porteuse émise. Un tel dispositif peut être utilise par exemple dans des fusées de proximité pour obus ou enqin afin de commander l'explosion d'une charge explosive destinée à détruire une cible. La portée maximale d'une telle charge est généralement inférieure à 20 mètres. Dans le cas le plus fréquent d'une charge explosive à effet radial, le Probleme pratique consiste à détecter la présence d'une cible (souvent assimila- ble à un écho ponctuel) lorsque l'angle de relèvement de la cible mesure à partir de l'engin attaquant passe par une valeur prédéterminée en phase de rapprochement. A basse altitude, cette fonction est à assurer en dépit des échos parasites du sol. On conçoit donc que cette fonction requière un pouvoir séparateur géométrique si possible meilleur que le metre. Parmi les dispositifs radar connus, on peut distinouer les radars émettant une onde porteuse modulée et les radars émettant une onde porteuse non-modulée. D'une manière générale, les radars utilisant la modulation d'une porteuse permettent fondamentalement une mesure de distance et sont utilisés pour des cibles a grandes distances,telles que l'on peut considérer que les ondes émises et reçues sont planes. Les radars émettant une porteuse non-mQdulée ne sont généralement aptes qu'à détecter par effet doppler la présence d'une cible mobile, sans pouvoir effectuer la localisation en distance. Dans ces radars, on forme un signal de battement entre le signal correspondant à l'onde 2648 9 17 émise et le signal correspondant à l'onde réfléchie par la cible. Ce signal de battement a une fréquence, dite fréquence Doppler, qui est proportionnelle à la vitesse radiale relative de la cible par rapport au radar. Or, à l'encontre des idées reçues, on a trouvé que le signal de battement formé dans un radar à ondes non modulées et fonctionnant pour des cibles ponctuelles à courte distance est également porteur d'informations dedistance dès lors que l'on peut estimer le vecteur vitesse du mouvement relatif cible - engin porteur du radar. Ce signal peut être utilisé pour déterminer complètement,à un instant donné, la position de la cible par rapport au radar. L'invention est basée sur une observation qui ne semble pas avoir été systématiquement exploitée jusqu'a présent, à savoir que la courbe représentant le signal de battement en fonction de la position du radar sur sa trajectoi- re est entièrement déterminée par la distance entre les trajectoires de la cible et du radar. La présente invention a donc pour but de fournir des moyens de traitement du signal de battement formé dans un radar fonctionnant sur des cibles ponctuelles à courte distance, pour en extraire des infor- mations caractérisant à un instant donné la position de la cible. Conformément à l'invention, ce signal de battement est appliqué à au moins un filtre transversal capable de stocker des échantillons du signal de battement se produisant pendant un intervalle de temps 7, les coefficients de ce filtre étant déterminés substantiellement comme les échantillons pendant un intervalle de temps r- se déterminant à l'instant to, d'un signal de battement prédéterminé s (t) tel que o So(t) = A cos (4-rT) avec I + L =V' t o o étant une valeur prédéterminée de la vitesse relative v, h étant une valeur prédéterminée de la distance de passage minimale h o du dispositif radar par rapport a la cible t o étant mesuré depuis une origine des temps coicidant avec l'instant o] dispositif radar passe à la distance h de la cible, étant la longueur d'onde émise, A etant un terme dépendant de la directi\ité du système d'antenne du radar 2648 9 17 des moyens étant prévus pour détecter la valeur maximale du signal de sortie du filtre transversal, la détection de cette valeur maximale indiquant que la vitesse relative v est éoale à lo que la distance de passage minimale h est égale à h et qu'à l'instant de cette detectiorn le radar se trouve a une distance x =t t de son point de passage a la oto distance minimale de la cible. Pour faciliter les explications, on a supposé ci-dessus que dans le dispositif radar de l'invention, l'émission était effectuée avec une onde entretenue, non modulée. Ilais pratiquement, l'onde émise peut être également, comme dans les radars classiques, une onde porteuse modulée, par exemple en fréquence ou par impulsions. En effet, on peut toujours se ramener dans cette situation à l'exploitation d'un signal égal au produit de deux fonctions du temps. La première est une fonction de la modulation qui ne variera que lentement en fonction du temps et la seconde est le signal de battement précédemment défini. Seules les Variations de cette deuxieme fonction seront siqnificati\es. Pour supprimer tout risque d'apparition d'une zone aveugle lorsqu'on exploite un déplacemernt proche du passage du radar à la distan- ce minimale de la cible, or, peut former deux signaux de battement, l'un formé avec le signal de l'onde émise, l'autre formé avec ce siqnal déphasé de 90 . Dans ce cas, le dispositif de l'invention utilise deux filtres transversaux identiques pour traiter les deux signaux de batte- ment et comporte des mo)ens pour détecter la valeur maximale du signal de combinaison des signaux de sortie des deux filtres. Une possibilité équivalente consiste a n'utiliser qu'un seul signal de battement qui est appliqué à deux filtres transversaux dont les coefficients sont déterminés respectivement à partir du signal de battement s (t) et du signal so (t) en quadrature avec s o(t), le signal de combinaison des signaux de sortie des deux filtres étant utilisé comme précédemment. Selon une variante de l'invention destinée à pallier l'effet de signaux parasites prévisibles (notamment l'écho de sol), les coeffi- cients de chaque filtre transversal sont déterminés comme des échantil- lons du signal de battement prédéterminé s (t) ou ist), affectés d. corrections calculables en fonction desdits signaux parasites. corrections calculables en fonction desdits signaux parasites. La description suitante en regard des dessins annexes, le tout donné à titre d'exemple, fera bien comprendre comme l'invention peut être réalisée. La figure 1 représente dans l'espace le mouvement d'un radar et d'une cible. La figure 2 représente dans un plan P de la figure 1 le mou- \ement équivalent du radar se déplaçant à vitesse uniforme sur une droite proche d'une'cible fixe. La figure 3 représente un schéma du dispositif radar de l'in- vention muni d'un filtre transversal. La figure 4 est un diagramme montrant les variations du signal de battement en fonction de la position du radar sur sa trajec- toire. La figure 5 est un diagramme montrant les variations du signal de battement prédétermine s (t), servant à déterminer les coefficients du filtre transversal. La figure 6 est un schéma partiel du dispositif de l'invention muni d'une batterie de filtres transversaux pour couxrir un domaine de distances. La figure 7 est un schéma du dispositif de l'inention utili- sant deux voies en quadrature pour traiter le signal de battement. La figure S est un schéma montrant une alternative équivalente à la figure 7, mais n'utilisant qu'un seul mélangeur. Pour définir le genre de problèmes que l'in\ention se propose de résoudre, on a représenté sur la figure l, dans l'espace défini par les axes rectangulaires CX, C\, CZ, deux mobiles représentés par les points R et T. Le point R animé d'une vitesse uniformel],Rest porteur d'un radar qui émet des ondes dans l'espace pour y détecter une cible proche supposée ponctuelle et représentée par le point T animé d'une vitesse uniformet. Le mouvement relatif des deux points R et T peut se représen- ter dans un plan P, en supposant par exemple que le point T est fixe et que Me point R est animé de la vitesse= - Le plan P est défini 1R V eplnP sTdfn par le vecteur vitesse l et les positions initiales de R et T. 2 6 4 8 9 1 7 Sur la figure 3 on a représenté un schéma simplifié du dispositif radar de l'invention. On suppose que ce radar est du type émettant une onde pure non modulée. Il comporte donc un oscillateur 1 connecte a une antenne d'émission 2 supposée omnidirectionnelle pour faciliter la formulation. L'onde réfléchie par la cible est captée par une antenne réception 3 supposée dans un but de simplification dis- tincte de l'antenne d'émission et omnidirectionnelle. Le circuit mé- langeur 4 forme le signal de battement entre le signal fourni par l'an- tenne réception 3 et le signal fourni par le coupleur 5 qui prélève une fraction du signal issu de l'oscillateur 1. La présente invention consiste en un traitement du signal de battement fourni par le circuit mélangeur 4, afin d'en déduire des informations concernant la position de la cible. Ce traitement que l'on décrira plus loin est basé sur les considérations qui suivent. L'onde pure émise par le radar avec la pulsation OOest de la forme e. L'onde reçue après réflexion sur une cible a la distance a un retard 3 par rapport à l'onde émise et est de la forme ke) E'r) avect:, k étant un nombre réel inférieur a ', c étant la vitesse de propagation. On en déduit que le signal de battement entre les sionaux correspondant aux ondes emises et reçues par le radar possède une phase instantanée Cf = C I.)- p ( étant la longueur d'onde émise). Son amplitude instantanée est de la forme E = -, A étant une constan- te. Le facteur A deviendrait une fonction proportionnelle à la directivi- té de l'antenne selon l'équation radar connue si l'antenne était direc- tive. Cette phase Cf et cette amplitude E ne dépendent, tout autre paramètre étant fixé, que de o et donc que de la position du radar représenté par le point R sur l'axe Ox. Le signal de battement en fonction de l'abscisse x du point R peut s'écrire: f,?T' ( 1) ( s( x) =a. cos ( avec = x + h La courbe des. ariations du signal de battement s(x),en fonction de x, est représentée schématiquement sur la figure 4. Cette courbe est é\idemment symétrique par rapport au point O o6 le radar R passe à la distance minimale h de la cible T. Comme cela ressort clairement de la formule (1), la forme de la courbe s(x) est entiere- ment déterminée par la distance minimale de passage h. On peut montrer ;:ement que la fréquence spatiale instantanée de s(x) le long de axe des x peut s'é -rire p = ?-. h, ce qui permet de cÀ- - À, x verifier également que les variations de la frequence spatiale p en fonctTon de x, sont entièrement.déterminées par la distance minimale de passage h. Dans le domaine des temps, le signal de battement s(t) peut s'écrire comme l'indique la formule (1). en choisissant l'origine des temps au point x = 0 ( s(t) = A cos (4'' avec. x h/ et x =VlYt La courbe des 'ariations du signal de battement s(t) en fonc- tion du temps a la meme forme que celle des variations du signal s(x) en fonction de x. Pour un couple de valeurs données de la vitesse'-Cet dc- la di-stdnce minimale de passage h, cette courbe s(t) est complète- ment déterminée. On peut noter que la fréquence instantanée du signal s(t) 'aut ce qui n'est' autre que l'expression :3ituetle de la fréquence doppler. Lorsque le radar est éloigné de la :ble, c'est-à-dire pour un angle de relèvement a vient de faire. Si le radar R se déplace à la vitesse lsur une trajec- toire à la distance h par rapport à la cible T, on peut prévoir la o forme du signal de battement qui aura l'expression s (t) obtenue en o faisantIY77 et h= h dans la formule (2). o o Ce signal de battement prévu s0(t) est représenté à la figure 5. Si le bruit en réception est gaussien et blanc, on peut vérifier si le signal de battement s(t) effectivement obtenu est bien celui prévu s 0(t), en effectuant un calcul de convolution pour former un signal N(t) suivant l'expression (3) Y(t) = s(t) *-s (t) o *désignant l'opération de convolution. 2648 9 17 Si le signal Y(t) est maximum, le signal de battement s(t) coincide avec le s (-t) qui est le signal de battement prévu s 0(t) a\ec oo un déroulement du temps de l'instant présent aux instants antérieurs. On peut en déduire que le système radar-cible a bien les caractéristi- ques prévues h eet. Pratiquement, ce calcul de convolution est effectué dans le dispositif radar de l'invention à l'aide d'un filtre transversal classi- que adapté au signal'de battement prévu so(t) en utilisant comme coeffi- cients des échantillons de ce signal s (t), limité dans le temps. o Ce filtre transversal est représenté par la référence 7 sur la figure 3. I1 sert à traiter le signal de battement s(t) obtenu à la sortie du filtre 6 qui supprime pratiquement du signal fourni par le mélangeur 4, toutes les composantes de battement non significatives. Le filtre transversal 7 représenté de façon usuelle comporte un 'reqistre 5 formé de N éléments et actionné par des impulsions de décalaoe axant I la fréquence F = Le registre 6 procure ainsi un retard I NT qui constitue la durée de la mesure et, à chaque instant d'échantillonnage nT (n entier 'ariant de -D à + co), il contient N échantillons du signal de batte- ment s(t) appliqué à son entrée. Pour répondre au théorème de Shannon, la fréquence d'échantillonnage F est au moins égale au double de la fréquence maximale 21t, du signal de battement prévu. A chaque instant d'échantillonnage, les N échantillons présents dans le registre S sont appliques aux circuits multiplicateurs m a mN pour être multiplié par les coefficients de filtre k à kNl Les produits ainsi formés sont o N-' appliqués au circuit additionneur 9 qui forme aux instants nT le signal de sortie du filtre Y(n). Comme le montre la figure 5, les coefficients de filtre k o à kN_1 sont des échantillons du signal de battement prévu so (t), le temps se déroulant en sens inverse de celui indiqué sur l'axe des temps. Ces échantillons sont séparés par l'intervalle de temps T et sont pris dans un intervalle de temps (tl, to) égal au retard iprocuré par le registre S. Dans l'exemple représenté sur la figure 5, les instants t et tO se trouvent du même côté de l'origiqe des temps et correspon- dent à des positions M1 et M0 du radar sur l'axe des x, d'abscisses x = vt et x =v t 1 ol1 o o o 2648 9 17 S ertte situation se rencontre dans le cas particulier d'une fusée de proximité. Les échantillons du signal de sortie Y(n) du filtre sont détec- és dans le circuit de détection 10 et les échantillons détectés sont :ppliques a un circuit de comparaison 11 chargé de détecter la valeur mraximale du signal Y(n). L'obtention de cette valeur maximale indique la coïncidence -,tre le signal de battement s(t) applique au filtre et le signal de aittement prévu s (t) dans l'inter\alle de temps t Il résulte des o :eplications cidessus,que si la \itesse l est connue, à l'instant O o,] la valeur maximale de Y(n) est obtenue, le radar R se trouve au reint M, c'est-àdire sur une trajectoire dont la distance minimale o i la cible T est h et à une distance x = 9't du point 0 de passaqe 0 0 O0 - i cette distance h. Autrement dit, à l'instant o une valeur maximale O e Y(r) est obtenue, les coordonnées de la cible dans le plan P sont :,irfaitement déterminées. Au suiet des instants t et tI qui fixent les limites utiles O J signal prévu s (t), on peut faire les remarques suivantes. L'instant o de la fin de l'intervalle de temps (tl, tO) fixe en définitive l'an- ';J, de relèvement. l sous lequel le radar "soit" la cible au moment ou O !',n détecte que la trajectoire du radar est à une distance h de la :ble, puisque tg = h /x = h / 9't. Dans l'application du radar J une fusée de proximité o la charge portée par la fusée doit exploser :',ur un angle- O O 'instant t du début de l'interalle (t, t O) n'est déterminé que par dxes considérations pratiques telles que la longueur du registre S ou la ssibilité d'avoir à la distance x1 - a t1 une puissance de signal jus- ifiant de poursuivre l'intégration. En se plaçant toujours dans le cas o la vitesse 1est connue, s,écegale à ao il est aisé de comprendre que pour pouvoir détecter que a distance de la trajectoire du radar à la cible prend l'une des valeurs hi,.....hL, le dispositif radar devra comporter, comme le montre la figur.- 6, une batterie de filtres 7-0, 7-,.....7-L recevant le signal e b tement s(t) et se distinguant par des jeux de coefficients diffé- rents et déterminés par des signaux de bêtement attendus so0(t), sl(t), sL(t). 26 48917 Ces signaux so(t), sl(t)... sL(t) sont obtenus en faisant dans la formule (2) -= Iet respectivement h = h h = h h = hL Les 0 O 1'À' signaux fournis par les filtres 7 - 1, 7 - 2..... 7 - L sont appliqués aux circuits de détection 10 - 1, 10 - 2.... 10 - L, suivis des circuits comparateurs 11 - 1, 11 - 2,.... 11 - L. La détection d'une valeur maximale par l'un de ces circuits comparateurs indique la distan- ce de la trajectoire du radar par rapport à la cible, parmi les distances h, h -- L. Pour-l'application à une fusée de proximité, on peut s'arranger en choisissant convenablement pour chaque filtre la fin de l'intervalle de temps qui détermine les limites des signaux de batte- ment attendus, pour qu'à l'instant de la détection d'une valeur maximale à la sortie de n'importe quel filtre, la cible soit "vue" par le radar sous le même angle de relèvementi. Avec un nombre de filtres suffisam- ment grand, on peut pratiquement couvrir avec le radar un domaine de distances de passage minimales h allant de zero a une valeur maximale, chaque filtre couvrant un domaine élémentairea h réparti autour des distances nominales ho, hl... hL. Le domaine élémentaire L h est détermire par le pouoir réparateur du radar suivant l'axe des ordonnées (figure 2) appelé par la suite pouvoir séparateur en distance radiale. Pdr exemple, on a pu calculer qu'en ondes métriques, on peut avoir un poJvoir séparateur A h de 2,50 m quand le déplacement du radar est de l'ordre de 10, de sorte que pour cou\rir un domaine de distances mini- males de O à 20 m, il est suffisant d'utiliser dans le radar une batterie de 6 filtres. On a supposé jusqu'à présent que la vitesse relative était connue et égale à '9. Dans le cas o cette vitesse relative rpeut o prendre M valeurs, le dispositif radar devra comporter, au lieu d'un filtre pour chaque distance minimale h prévue, une batterie de M filtres ayant des jeux de coefficients correspondant aux vitesses relatives pre- vues. On peut définir un pouvoir séparateur en vitesse à v qui détermine le nombre de filtres à utiliser pour couvrir un certain domaine de vitesse. Par exemple,t t est de l'ordre de 5 % dans les conditions numériques précédentes. Dans le cas o l'on désire que le radar détecte la cible, à différentes abscisses x dans le plan P, il doit être muni pour chaque couple de distance h et de vitesseL, d'une batterie de filtres a\ant des jeux de coefficients correspondant à ces différentes abscisses. On peut également définir un pouvoir séparateur x, que l'on peut appeler pouvoir séparateur en distance tangentielle qui détermine le nombre de filtres à utiliser pour couvrir un certain domaine de distances x. Enfin, dans le cas o l'on désire que le radar détecte la cible, avec un angle de relèvement donné, il doit être muni pour chaque vitesse, d'une batterie.de filtres correspondant aux d.fféren- tes valeurs de h prévues et aux valeurs de x qui en résultent puisque x = h/tg. On peut vérifier que le principe de mesure dans ie d;sposi- tif radar de l'invention est non-ambigu puisque les trois variables \ (ou h), L'et x, définissant le signal de battement dans un intervalle de temps Z donnré ont des influences entièrement distinctes sur le sional de battement s(t): Une variation de la distance tangentielle x se traduit par un simple décalage dans le temps du signal de battement. Une variation de la vitesse ' se traduit par une multiplica- tion de fréquence sur le signal de battement. Une variation de la distance radiale modifie l'ensemble des phases du signal reçu proportionnellement à 6 et par conséquent, affecte différemment le signal de battement selon l'instant considéré. La réalisation pratique des filtres transversaux peut faire appel à divers mo\ens connus analogiques ou numériques. Un mode de réalisation analogique consiste par exemple à utiliser des dispositifs à transfert de charge CCD. Un mode de réalisation numérique consiste à effectuer une conversion analogique - numérique du signal de battement et à effectuer le filtrage grâce à un registre à décalage associé à des circuits de calcul numériques. La réalisation numérique des filtres peut être considérable- ment simplifiée en prenant l'une ou l'autre des mesures suivantes. 2648 9 17 I1 Une mesure consiste à se contenter pour le signal de batte- ment d'une approximation en marche d'escalier, avec un nombre de niveaux réduit. A la limite, cette approximation peut conduire à ne retenir que les passages par zéro du signal de battement, qui contiennent la plus grande partie de l'information utile. Ceci est réalisable pratique- ment en écrêtant le signal de battement de sorte que le signal appliqué à un filtre transversal est un signal logique à deux valeurs - 1 ou - 1, Une autre mesure consiste à faire les mêmes approximations pour le signal de battement prévO s (t). De la sorte, les coefficients d'un filtre transversal sont quantifiés selon un nombre de niveaux réduit. A la limite, on peut se contenter de deux niveaux - 1 ou - l, déterminés par le signe du signal de battement prévu s o(t). On a pu vérifier par des simulations qu'avec ces simplifica- tions qui conservent les variations do fréquence instantanée des si- gnaux de battement s(t) et s (t) le radar de l'invention garde des o propriétés en pouvoir séparateur qui peuvent être suffisantes dans certaines applications. Avec le dispositif de l'invention tel qu'on vient de le décrire, il se présente une difficulté lorsque le signal de battement s(t! est utilisé jusqu'au passage du radar R au point O et lorsque la cible T se trouve à la distance ho +X /4 du point O, au lieu de la o distance h utilisée pour déterminer les coefficients du filtre 7. Dans o ce cas, on peut vérifier que le signal de battement s(t) au voisinage du point O est en quadrature avec le signal de battement prévu s o(t) de sorte que le calcul de convolution effectué dans le filtre conduit à un signal de sortie qui peut tendre vers zéro, ce qui empêche la détection de la cible pourtant à une distance voisine dans le sens radial de la distance h prévue. o Pour pallier cette difficulté, une solution représentée par le schéma de la figure 7 consiste à former à partir du signal reçu sur l'antenne 3 deux signaux de battement s(t) et s'(t) en phase et en qua- drature. Le signal de battement s(t) en phase est formé, comme on l'a expliqué à l'aide de la figure 3, au moyen du circuit mélangeur 4 e trai- té au moyen du filtre 6 et du filtre adapté 7 pour former le signal Y(nj. Le signal de battement s'Et) en quadrature est fo:me à l'aide du cir- cuit mélangeur 4' qui reçoit le signal de sortie de circuit déphaseur 12 déphasant de 90 le signal d'oscillation locale provenant du cou- pleur 5. Le signal de battement s'(t) est traité au moyen du filtre 6' et du filtre adapté 7' qui sont exactement semblables aux filtres 6 et 7 et qui servent à former le signal Y'(n). Selon une \ariante du dispo- sitif utilisant deux signaux de battement en quadrature, les sionaux f(n) et '(n) sont appliqués à deux détecteurs 10 et 10' formant des signaux proportionnels à Y(n) et '(n). Le circuit additionneur 13 forme le signal S(n) de somme de ces signaux. Le signal S(n) est appliqué au circuit comparateur 11 qui indique la détection d'unccible correspondant à des signaux de battement attendus. Selon une autre variante, les détec- teurs 10 et 10' forment le module des signaux lin) et V' n), les signaux de module ainsi formés étant additionnés pour former le signal S(n' appli- que au circuit comparateur 11. Bien entendu, les signaux de battement en phase et en cuadrature peuvent aussi être traités par une batterie de filtres adaptés. Une alternative équivalente au schema de la figure 7 est repré- sentée par le schéma de la figure 8. Les éléments de la figure 8 a>ant la même fonction que ceux de la figure 7 sont référencés de la même maniè- re. L'alternative de la figure 8 permet de n'utiliser qu'un seul circuit mélangeur formant le signal de battement s't) Ce signal de battement est traité dans deux voles 6, 7. 10 et 6'. 7'', 10'. La première voie comporte le filtre transversal 7 dont les coefficients sont déterminés à partir du signal de battement prévu s (t) qui a la forme déjà indiquée A cos (4 t). La deuxième \oie comporte le filtre transversal 7'' dont les coefficients sont déterminés à partir du signal so(t) déphasé de 900, qui a donc la forme A sin( T-). Les signaux de sortie des deux fil- tres 7 et 7'' sont uTilisés exactement comme on l'a expliqué à l'aide de la figure 7. On a supposé jusqu'à présent que le signal reçu par le dis- positif radar était affecté d'un bruit blanc, par exemple d'origine thermique. Or, ce bruit peut être produit par différents échos parasites qui, dans la mesure o l'on peut prévoir leur contribution, dans le signal de battement, peuvent être atténués en modifiant les coefficients du fil- tre adapté, utilisé pour traiter le signal de battement. Pour certaines applications, un bruit important est constitué par l'écho parasite rétrodiffusé par le sol. En s'appuyant sur l'expérimentation ou en faisant certaines hypothèses concernant la diffusion du sol, on peut déterminer, pour un radar se déplaçant à altitude constante, la densité énergétique produite par l'écho du sol Z(f). I1 est alors clair que l'on peut minimiser l'effet de cet écho parasite en prenant pour coefficientsdu filtre transversal non plus des valeurs qui suivent la fonction s (-t) mais des valeurs qui suivent la réponse impulsionnelle I (t) du filtre adapté au signal et au bruit considéré, c'est-à-dire o i (t) s s(-t)* J ZI J signifiant la transformation de Fourier inverse. On peut éliminer de la même manière, en corrigeant les coefficients du filtre adapté, d'autres échos parasites prévisibles, tels que par exemple celui engendré par un mouvement parasite de l'engin porteur du radar. On s'est placé jusqu'à présent dans le cas o la cible à dé- tecter par le radar peut être assimilée à un point. filais le dispositif radar de l'invention peut être utilisé également pour analyser une cible compiexe pouvant être réduite à plusieurs "points brillants", dès que la distance entre ces points est supérieure au pouwoir séparateur qéo- métrique du radar. Un pouvoir séparateur convenable peut être obtenu en émettant avec une longueur d'onde, suffisamment faible ou un déplace- ment important. Le signal de battement formé par la cible complexe est alors une combinaison linéaire des signaux de battement formés par les points composant la cible complexe et peut être traité par des filtres adaptés ou des batteries de filtres adaptés c rrespondant aux points composant la cible. Le dispositif radar adapté à la réception d'une cible complexe peut alors reconnaître cette cible complexe parmi d'autres. Comme on l'a expliqué, le dispositif radar de l'invention peut fournir une mesure du relèvementc d'une cible à un instant donné. Plu- sieurs dispositifs radars ayant des antennes à des distances fixes ou connues les unes des autres peuvent alors fournir plusieurs mesures de relèvement d'une cible qui peuvent être exploitées selon les principes habituels des mesures goniométriques. En particulier, un dispositif de mesure formé de deux radars à une distance fixe suffisante l'un a l'autre, peut être utile pour l'observation frontale d'une cible, c'est- à-dire dans la direction du vecteur vitesse du dispositif de mesure. En effet, avec un seul radar se déplaçant dans cette direction, l'anqle de relèvement S de la cible peut rester égal à zéro et la fréquence ins- tantanée du signal de battement rester égale à sa valeur maximale 21 pour toutes les positions du radar de sorte quale signal de battement ne peut fournir aucune indication sur la position de la cible oar rapport au radar; par contre, avec un dispositif de mesure à deux radars, au moins l'un d'entre-eux fournit un signal de battement à fréquence instantanée variable et l'on peut obtenir en intégrant pendant un déplacement suffisant le signal doppler différentiel mesuré entre les deux radars, l'information de position de la cible par rapport au dispositif de mesure. REVENDICATION5 1. Dispositif radar destiné à analyser l'espace proche pour ? détecter au moins une cible quasiment ponctuelle, le dispositif radar et/ou ladite cible étant mobiles de sorte que leur vitesse vectorielle relative soit quasiment constante dans cet espace proche, le disposi- tif radar comportant des moyens pour former Lnsignal de battement entre le signal de l'onde émise vers la cible et le signal de l'onde reçue (ou deux signaux de battement formés respectivement à l'aide du signal de l'onde émise et du signal de l'onde émise déphasé de 90 ) caractérisé en ce que le (ou chaque) signal dé battement est appliqué à au moins un filtre transversal capable de stocker des échantillons du signal de battement se produisant pendant un intervalle de temps,les coeffi- cients de ce filtre étant déterminés substantiellement comme les échantillons pendant un intervalle de temps Z. se terminant à l'instant t, d'un signal de battement prédéterminé s (t) tel que oo s(t) = A cos (4772-) avec ='z x:+ h CIe x atx o 79- étant une \aleur prédéterminée de la vitesse relatite C', h étant une valeur prédéterminée de la distance de passage minimale h o du dispositif radar par rapport à la cible, t étant mesuré depuis une origine des temps coïncidant avec l'instant o o le dispositif radar passe à]a distance h de la cible, o > étant la longueur d'onde émise, A étant un terme dépendant de la directivité du système d'antenne du ra- dar, des moyens étant prévus pour détecter la valeur maximale du signal de sortie du filtre transversal (ou du signal de combinaison des signaux de sortie des deux filtres transversaux), la détection de cette valeur maximale indiquant que la vitesse relative .est égale àV, que la dis- tance de passage minimale h est égale à h et qu'à l'instant de cette o détection, le radar se trouve à une distance x = Vet de son point de o o. passage à la distance minimale de la cible. 2. Dispositif radar selon la revendication 1, caractérisé en ce que le signal de battement entre le signal de l'onde émise et le signal de l'onde reçue est appliqué à au moins un couple de filtres trans- versaux dont les coefficients sont déterminés respectivement à partir 2648 9 17 dudit Signal prédéterminé s (t) et du signal s (t) en quadrature avec so(t). des moyens étant prévus pour détecter la valeur maximale du signal de combinaison des signaux de sortie des deux filtres. 3. Dispositif radar selon la revendication 1 ou 2. caractérisé en ce que les coefficients de chaque filtre transversal sont déterminés comme des échantillons du-signal de battement prédéterminé s o(t) ou sot, affectés de corrections calculables en fonction de signaux parasites possibles dont. l'influence doit être minimisée. 4. Dispositif radar selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que le signal dç battement appliqué à l'entrée de cha- que filtre transversal est quantifié selon un nombre de niveaux limité pouvant être réduit à deux niveaux + 1 et - 1 obtenus en écretant le signal de battement. 5. Dispositif radar selon l'une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que les coefficients de chaque filtre transversal sont quantifiés selon un nombre de niveaux limité pouvant être réduit à deux niveaux déterminés comme le signe dudit signal de battement prédéterminé ou de ce sienal corrigé. 6. Dispositif radar selon l'une des revendications 1 à 5, caractér:sé en ce que chaque signal de battement est appliqué à une batterie de plusieurs filtres transversaux exploitables simultanément dont le nombre est déterminé par le nombre d'ensembles distincts de valeurs prédéterminées de h, v et x, les coefficients de chaque filtre étant déterminés à partir des taleurs de h, v et x de chaque ensemble distinct. 7. Dispositif radar selon l'une des revendications 1 à 5, des- tiné à détecter une cible sous un angle de relèvements donné, caractéri- sé en ce que chaque signal de battement est appliqué à une batterie de plusieurs filtres transversaux, exploitables simultanément dont le notLre est déterminé par le nombre de couples distincts de valeurs prédéterminées de h et v, les coefficients de chaque filtre étant déterminés à partir des valeurs de h et v de chaque couple distinct et de la relation x: h/tgs4. 8. Dispositif radar selon l'une des revendications 1 à 7, des- tiné à détecter une cible complexe assimilable à un ensemble de plusieurs cibles quasiment ponctuelles, caractérisé en ce que chaque signal de bat- tement est appliqué à un ensemble de filtres transversaux (ou à un ensemble de batteries de filtres transversaux), chaque filtre (ou chaque batterie de filtres) étant agencé(e) pour détecter l'une desdites cibles quasiment ponctuelles. 9. Système radar constitué de plusieurs dispositifs selon l'une des revendications 1 à 8, et dont les antennes sont séparées par des distances connues.