Brevet FR2655494A1 — publié le 19910607

La présente invention se rapporte à un dispositif pour générer un signal modulé en fréquence du genre "signal de rampe", ce dispositif utilisant une génération par filtre dispersif à ondes de surface, ou "filtre dispersif SAW". Des générateurs de ce type sont utilisés principalement d'une part dans les dispositifs de "compression d'impulsion" qui équipent la quasi-totalité des radars modernes, et d'autre part dans les analyseurs de spectre dits "transformateurs de FOURIER" qui mettent en oeuvre l'algorithme connu sous le nom de "Chirp Transform. Le fonctionnement de ces dispositifs inclut la génération d'un ou plusieurs signaux, de durée T déterminée, modulés en fréquence selon une loi linéaire ou non, et, que pour simplifier, l'on appelera dans ce qui va suivre "signaux de rampe". Pour générer des signaux de ce type, le procédé qui est de loin le plus rapide à l'heure actuelle, consiste à utiliser un filtre dispersif à ondes de surface, ou filtre dispersif SAW. Il s'agit d'un filtre analogique, par exemple du type "RAC", comportant deux voies acoustiques munies de sillons gravés à 45 degrés. De tels filtres à ondes de surface sont par exemple décrits dans l'article de Messieurs R.C. Williamson et H.L. Smith "Large time bandwidth product surface wave pulse compressor employing reflective gratings", paru dans la revue britanique "Electronics Letters", volume 8, N016, Août 1972, pages 401 et 402. Sur la figure 1 jointe, on a représenté schématiquement une installation radar, aujourd'hui très courante, dite "à compression d'impulsion". L'impulsion radar 1 est appliquée en 2 à un bloc électronique 3, comportant un filtre dispersif SAW, donc apte à transformer l'impulsion fine 1 en un signal 5 de durée T modulé linéairement en fréquence, et que l'on appellera conventionnellement par la suite "signal de rampe" (bien que cette appellation soit en réalité plutôt utilisée dans les analyseurs de spectre du genre Transformateur de FOURIER), puis à l'émetteur 4. Ce signal 5 est émis par l'antenne émettrice 6 vers la cible 7, sur laquelle il se réfléchit pour être, en retour, capté par l'antenne réceptrice 8 de l'installation (qui peut d'ailleurs être confondue avec l'antenne émettrice 6). Le signal reçu est alors appliqué à un bloc électronique de réception 9, qui comporte un filtre dispersif SAW complémentaire de celui contenu dans le bloc 4 (c'est à dire de courbe fréquence/retard identique mais de pente de signe contraire), et qui est donc apte à retransformer le signal de rampe 5 en une impulsion "fine" dont l'allure réelle est représentée en 10. Le générateur de signal de rampe concerné par l'invention est donc, dans cet exemple d'application, le bloc électronique 3 (ou, au moins, contenu dans ce bloc électronique). Dans ces systèmes à compression d'impulsion, les caractéristiques de l'impulsion comprimée en sortie dépendent fortement de l'erreur de phase résiduelle, c'est à dire de l'écart entre la phase du signal que l'on obtient et la phase théorique désirée. En effet, cette erreur de phase crée en sortie des défauts de fonctionnement, notamment une mauvaise reproductibilité de la loi temps-fréquence et des distorsions de forme de l'impulsion comprimée. Sur la figure 2 jointe a été représentée schématiquement la partie multiplication-convolution d'un analyseur de spectre dit 'transformateur de FOURIER" à filtres dispersifs SAW. Le signal électrique à analyser est appliqué en 11 à un multiplicateur 12 qui reçoit sur son autre entrée 13 un signal de rampe semblable au signal 5 de la figure 1 et généré par une impulsion fine 14 appliquée à un filtre dispersif SAW 15, suivi d'un bloc électronique 16 comportant (ou constituant) le dispositif de l'invention. De manière classique, ce multiplicateur 12 est suivi d'un autre filtre dispersif SAW 17 et d'un bloc électronique de sortie 18. Dans un tel transformateur de FOURIER, l'impulsion comprimée est altérée par l'erreur de phase du filtre dispersif SAW 15 utilisé pour générer le signal de rampe à partir de l'impulsion électrique brève 14. Ce filtre présente des erreurs résiduelles de phase qui, après fabrication et correction acoustique (réalisées classiquement par dépôt sur le substrat d'un film métallique de correction de phase), restent malgré tout de l'ordre de un à dix degrés RMS. Il a déjà été proposé, selon le document FR-A2612711, une correction électronique de ces erreurs au moyen d'un filtre électrique placé en aval. Cette solution, si elle résoud une grande partie du problème, reste compliquée puisqu'il faut effectuer les mesures des erreurs, puis fabriquer le filtre électrique pour que sa fonction de transfert corrige ces erreurs. De plus cette technique s'avère inefficace en hautes fréquences car les erreurs de fabrication et de synthèse du filtre électrique deviennent de même ordre de grandeur que celles à corriger. L'invention vise à remédier à ces inconvénients dus à l'erreur de phase des filtres dispersifs SAW. Elle se rapporte à cet effet à un générateur de signal modulé en fréquence du genre "signal de rampe", utilisant une génération par filtre dispersif à ondes de surface, ou "filtre dispersif SAW", ce générateur comportant une boucle à verrouillage de phase dont la référence est constituée par le signal utile issu de ce filtre dispersif SAW et qui reçoit une tension électrique de prépositionnement qui est modulée par une tension instantanée représentative de l'inverse de l'erreur de phase, mesurée à l'avance, engendrée par ce filtre dispersif SAW, de telle sorte que cette boucle à verrouillage de phase réagisse en introduisant un déphasage qui vient compenser cette erreur de phase. L'invention sera bien comprise, et ses avantages et autres caractéristiques ressortiront, lors de la description suivante de deux exemples non limitatifs de réalisation, en référence au dessin schématique annexe dans lequel - Figure 3 est un schéma synoptique d'une première forme de réalisation de ce générateur de signal de rampe modulé en fréquence - Figure 4 est un ensemble de trois courbes explicatives du fonctionnement de ce générateur ; et - Figure 5 est un schéma synoptique d'une autre forme de réalisation de ce générateur de signal de rampe modulé en fréquence. En se reportant tout d'abord aux figures 3 et 4, ce dispositif comporte un dispositif classique 19 de génération du signal de rampe 20, comportant un filtre dispersif SAW, attaqué, pour générer ce signal 20, par une impulsion fine, ou impulsion de DIRAC, 21, et incluant une électronique classique (dont, par exemple, un amplificateur, un filtre et éventuellement un Contrôle Automatique de Gain). Conformément à l'invention, le signal de rampe 20 est utilisé comme signal de référence d'une boucle à verrouillage de phase 22 qui fonctionne en déphaseur réglé pour corriger l'erreur de phase du filtre dispersif SAW contenu dans le bloc 19. Cette boucle à verrouillage de phase comporte un Oscillateur Commandé en Tension, ou V.C.O., 23, dont (classiquement) une partie de la tension de sortie en 24 est prélevée par un coupleur 25 pour être appliquée à une première entrée 26 d'un comparateur de phase 27. La seconde entrée 28 de ce comparateur reçoit le signal de référence qui est constitué par le signal de rampe 20, entaché de l'erreur de phase à corriger. Cette erreur de phase Aq > est représentée, en fonction du temps t et pendant la durée T du signal modulé linéairement en fréquence 20, sur le diagramme A de la figure 4. La tension d'erreur en sortie 29 du comparateur de phase 27 est appliquée à la première entrée d'un additionneur 30 dont l'autre entrée 31 reçoit une tension de prépositionnement Vp, dont la courbe de variation en fonction du temps t et pendant le laps de temps T précité est représentée au diagramme C de la figure 4. Cette loi de variation C est très particulière, car elle résulte de la modulation d'une tension en dents de scie 32 (en traits mixtes sur la figure 4), qui est elle-même apte à commander le V.C.O. 23 pour que sa tension de sortie 24 suive la même loi linéaire de variation de fréquence que celle suivie par le signal de rampe 20, par une tension variable V/K, représentée sur le diagramme B de la figure 4, qui est égale à l'inverse de l'erreur de phase selon le diagramme A mais convertie en tension, K étant la sensibilité du comparateur de phase 27 en volts/degrés. Cette loi de variation est issue de données numériques enregistrées, après mesures en laboratoire, de l'erreur de phase propre au composant SAW utilisé dans le bloc 19, dans une mémoire PROM 37, et converties en tension de prépositionnement Ve selon la courbe C par un convertisseur numérique-analogique 33. Bien entendu, ce signal de prépositionnement Vp est ajusté en fonction des caractéristiques particulières de la boucle de phase 22 (pente du comparateur de phases 27, gain entre la sortie 29 de ce comparateur de phase et l'entrée de commande 34 du V.C.O. 23, position relative de l'additionneur 30 et du filtre de boucle 36). Comme on le voit par ailleurs sur le dessin, le signal de sortie en 35 de l'additionneur 30 est classiquement appliqué, via un filtre de boucle 36, sur l'entrée de commande 34 du V.C.O. Ce dispositif fonctionne de la façon suivante Compte tenu de la tension en dents de scie 32, le V.C.O. s'accroche facilement sur la référence 20. L'erreur de phase de ce signal de référence en 28 est celle représentée sur la courbe A. Le V.C.O. étant accroché, sa fréquence de sortie en 24 ne peut plus bouger. Comme on lui impose en 34 une modulation de commande correspondant à la courbe B (inverse de l'erreur de phase), il réagit en déphasant son signal de sortie en 24 d'une valeur tendant à annuler cette modulation, c'est à dire d'une valeur inverse de l'erreur de phase de signal référence 20 : ce signal de sortie en 24 est donc corrigé en phase de l'erreur de phase du signal de référence 20. A noter que la courbe B représente alors la tension d'erreur en sortie 29 du comparateur de phase 27. Un moyen commode pour obtenir le signal de prépositionnement C est le suivant dans la mémoire 37 est tout d'abord chargée la loi fréquence tension 32 du V.C.O. 23 en sortie 29 du comparateur de phases 27 est mesurée la loi C d'erreur de la boucle durant l'intervalle de temps T, loi qui est convertie en phase en tenant compte de la sensibilité K du comparateur de phase 27 le chargement de la mémoire 37 est alors modifié point par point jusqu'à ce que la loi relevée 29 reproduise l'inverse de l'erreur de phase A lissée. Bien entendu, la bande passante et les paramètres de la boucle sont choisis de façon à permettre la correction de l'erreur de phase dans la bande nécessaire en général seules les erreurs relativement lentes (quelques oscillations durant la période T) sont à corriger. Comme il va de soi, l'invention n'est pas limitée à l'exemple de réalisation qui vient d'être décrit. C'est ainsi que, par exemple, selon la variante de réalisation schématisée figure 5, l'entrée (additionneur 30) du signal de prépositionnement peut être placée en un autre endroit compris entre la sortie 29 du comparateur 27 et l'entrée de commande 34 du V.C.O. 23, en l'espèce après le filtre de boucle 36 et non pas avant. De même les entrées prépositionnement et correction de phase peuvent être dissociées - prépositionnement juste avant l'entrée commande du VCO - correction de phase juste après la sortie du comparateur de phase. Comme représenté, un diviseur de fréquences par N 38 peut être incorporé entre le coupleur 25 et l'entrée 26 du comparateur de phase 27, de manière à obtenir l'équivalent d'un filtre dispersif de bande passante Bp/N suivi d'un multiplicateur de fréquences par N : en effet, la bande de fréquences Bp couverte par le signal de rampe qui est effectivement en 24 est alors, en raison du diviseur 38, multipliée par le facteur N. Ceci est économiquement avantageux, car un diviseur de fréquences est un composant beaucoup moins onéreux qu'un multiplicateur de fréquences. De plus le filtre 36 comporte avantageusement un dispositif d'élargissement de bande de fréquences pour accélérer le repositionnement du V.C.O. 23 lors du retour (front de descente) de la dent de scie 32, un tel dispositif étant connu en soi. Le générateur de signal modulé en fréquence qui vient d'être décrit peut aussi bien être utilisé comme générateur de signal de rampe dans la partie multiplication-convolution d'un analyseur de spectre du genre transformateur de FOURIER, que comme générateur de signal d'émission d'un dispositif à compression d'impulsion. REVENDICATIONS 1 - Générateur de signal modulé en fréquence du genre "signal de rampe" (20), utilisant une génération (19) par filtre dispersif à ondes de surface, ou "filtre dispersif SAW", caractérisé en ce qu'il comporte une boucle à verrouillage de phase (22) dont la référence (28) est constituée par le signal utile (20) issu de ce filtre dispersif SAW et qui reçoit une tension électrique de prépositionnement (32) qui est modulée par une tension instantanée (B) représentative de 1 inverse de l'erreur de phase (A), mesurée à l'avance, engendrée par ce filtre dispersif SAW, de telle sorte que cette boucle à verrouillage de phase (22) réagisse en introduisant un déphasage qui vient compenser cette erreur de phase. 2 - Générateur de signal modulé en fréquence selon la revendication 1, caractérisé en ce que cette tension de prépositionnement modulée (C) est issue de valeurs préalablement mesurées et introduites numériquement dans une mémoire programmable (37). 3 - Générateur de signal modulé en fréquence selon la revendication 1 ou la revendication 2, caractérisé en ce que la boucle à verrouillage de phase (22) comporte, dans son circuit de retour, un diviseur de fréquences (38) apte à entraîner un élargissement de la bande passante (Bp) couverte par ce signal modulé en fréquence. 4 - Générateur selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que le filtre de boucle (36) de ladite boucle à verrouillage de phase (22) comporte un dispositif apte à élargir la bande de fréquences, afin d'accélérer le repositionnement de l'Oscillateur Commandé en Tension (23) de cette boucle (22) lors du front de descente dudit signal de prépositionnement (32). 5 - Procédé d'obtention de la tension de prépositionnement modulée (C) pour un générateur de signal modulé en fréquence selon la revendication 2 ou la revendication 3, caractérisé par la séquence suivante dans la mémoire (37) est tout d'abord chargée la loi fréquence-tension (32) du V.C.O. (23) de la boucle à verrouillage de phase (22) en sortie (29) du comparateur de phases (27) de cette boucle (22), est mesurée la loi (C) d'erreur de la boucle durant la durée (T) du signal utile (20), loi qui est convertie en phase en tenant compte de la sensibilité (K) du comparateur de phase (27) le chargement de la mémoire (37) est alors modifié point par point jusqu a ce que la loi relevée (C) reproduise l'inverse de l'erreur de phase (A(p) ,éventuellement lissée. 6 - Dispositif à compression d'impulsion, caractérisé en ce qu'il comporte un générateur (4) de signal modulé en fréquence selon l'une des revendications 1 à 4. 7 - Analyseur de spectre du genre "transformateur de FOURIER", caractérisé en ce que sa partie "multiplication-convolution (11 à 18) comporte un générateur de signal de rampe (15, 16) selon l'une des revendications 1 à 4.