Brevet FR2654883A1 — publié le 19910524

Il La présente invention concerne un circuit d'attaque de dispositfs de commutation pour attaquer des dispositifs de commutation qui sont montés en "totem pole" entre une borne de puissance à haut potentiel et une borne de puissance à bas potentiel. La figure 1 est un schéma synoptique représentant un circuit onduleur à modulation de largeur d'impulsions d'un montage en pont triphasé, qui est généralement employé pour exciter un moteur 1 tel qu'un moteur sans balais triphasé, par exemple Comme cela est représenté sur la figure 1, trois paires de dispositifs de commutation de puissance montés en totem pole 2 U et 2 L, 3 U et 3 L, et 4 U et 4 L sont montés en parallèle entre une borne de puissance à haut potentiel P et une borne de puissance à bas potentiel N Les dispositifs de commutation de puissance 2 U, 2 L, 3 U, 3 L, 4 U et 4 L sont débloqués, c'est-à-dire rendus conducteurs, ou "passants", ou bloqués par des signaux de commande issus d'un circuit de commande 5. La figure 2 est un schéma partiellement synoptique représentant une partie du circuit de commande 5 qui est relative à des dispositifs de commutation de puissance monophasés 2 U et 2 L Dans le circuit représenté sur la figure 2, des transistors bipolaires à grille isolée (appelés ci- après "transistors") 6 U et 6 L sont employés comme dispositifs de commutation 2 U et 2 L. Considérant la figure 2, on voit qu'une partie génératrice de signaux de commande de blocage/déblocage 7 produit des signaux de commande pour commander le blocage/déblocage des transistors 6 U et 6 L, et fournit ces signaux à une borne d'entrée 8 U d'une branche supérieure d'un côté à tension élevée et à une autre borne d'entrée 8 L d'une * O t branche inférieure d'un côté à tension basse, respectivement. Le signal de commande reçu à la borne d'entrée SU a son niveau déplacé vers le haut dans un circuit de déplacement de niveau 9 et est appliqué à l'entrée d'un amplificateur d'attaque l U auquel une tension élevée Vp d'une source de tension est appliquée, tandis que le signal de commande reçu à la borne d'entrée 8 L est appliqué directement à l'entrée d'un amplificateur d'attaque l OL auquel une tension VN d'une source à basse tension est appliquée Le circuit de déplacement de niveau 9 peut être constitué par un photocoupleur 11 qui est formé d'un élément émetteur de lumière lla et d'un élément récepteur de lumière llb, comme cela est représenté sur la figure 4, par exemple Le signal de commande reçu à la borne BU est appliqué à l'élément émetteur de lumière lla, et l'élément récepteur de lumière llb est relié à la tension Vp de la source à tension élevée, ce qui produit un signal de commande à tension élevée Les amplificateurs d'attaque l U et l OL amplifient les signaux de commande reçus Le signal de sortie de l'amplificateur d'attaque l U est appliqué à la grille du transistor de la branche supérieure par l'intermédiaire d'une résistance de grille RGU, tandis que le signal de sortie de l'amplificateur d'attaque l OL est appliqué à la grille du transistor 6 L de la branche inférieure par l'intermédiaire d'une autre résistance de grille RGL. La figure 3 est un chronogramme représentant les signaux de commande de blocage/déblocage qui sont appliqués aux bornes d'entrées BU et 8 L Lorsque le transistor 6 U de la branche supérieure et le transistor 6 L de la branche inférieure sont débloqués simultanément, un court-circuit est créé entre la borne de puissance à haut potentiel P et la borne de puissance à bas potentiel N, et un courant de court- circuit de grande intensité circule dans les transistors 6 U et 6 L, de sorte que ces transistors 6 U et 6 L risquent d'être détruits Pour empêcher cela, des temps morts TR sont prévus dans les branches supérieure et inférieure entre les signaux de commande de blocage/déblocage qui sont appliqués aux bornes d'entrée 8 U et 8 L A cette fin, la partie génératrice de signaux de commande de blocage/déblocage 7 représentée sur la figure 2 comprend une partie génératrice de signaux de déclenchement 7 a et une partie génératrice de temps morts 7 b. La partie génératrice de signaux de déclenchement 7 a produit des signaux sans tenir compte des temps morts TR des branches supérieure et inférieure, tandis que la partie génératrice de temps morts 7 b fournit les temps morts TR des branches supérieure et inférieure pour les signaux Ces fonctions de la partie génératrice de signaux de déclenchement 7 a et de la partie génératrice de temps morts 7 b peuvent être remplies par un micro-ordinateur, par exemple Ou bien, la fonction de la partie génératrice de signaux de déclenchement 7 a peut être remplie par un micro-ordinateur, tandis que la fonction de la partie génératrice de temps morts 7 b peut être remplie par un circuit tel qu'un circuit logique à retard. Dans le circuit classique d'attaque de dispositifs de commutation ayant la structure décrite ci-dessus, les temps morts des branches supérieure et inférieure TR doivent nécessairement être prévus entre les signaux de commande de blocage/déblocage pour les branches supérieure et inférieure. Par conséquent, le traitement nécessaire pour produire les signaux de commande de blocage/déblocage est compliqué, et la charge de travail du micro-ordinateur est fortement accrue, notamment dans le cas de commutation à fréquence élevée. Par ailleurs, la durée TR des temps morts des branches supérieure et inférieure est déterminée en fonction des temps de déblocage et de blocage des dispositifs de commutation et des temps de retard des amplificateurs d'attaque Les temps de déblocage et de blocage des dispositifs de commutation de puissance varient suivant le type et le pouvoir de coupure de ces dispositifs de commutation de puissance et avec les conditions de charge Il a été nécessaire de fixer la durée TR des temps morts des branches supérieure et inférieure, qui est généralement une période fixe, à la valeur de la période la plus longue déterminée dans les conditions les plus défavorables De plus, les temps morts TR des branches supérieure et inférieure doivent malheureusement être modifiés lorsque le type des dispositifs de commutation de puissance ou les conditions de charge changent. L'invention concerne donc un circuit d'attaque de dispositifs de commutation pour attaquer des premier et deuxième dispositifs de commutation montés en totem pole entre une borne de puissance à haut potentiel et une borne de puissance à bas potentiel. Un circuit d'attaque de dispositifs de commutation selon l'invention comprend des premiers moyens de surveillance reliés au premier dispositif de commutation pour surveiller l'état passant/bloqué de ce premier dispositif de commutation pour fournir un premier signal de surveillance, des deuxièmes moyens de surveillance reliés au deuxième dispositif de commutation pour surveiller l'état passant/bloqué du deuxième dispositif de commutation pour fournir un deuxième signal de surveillance, des moyens de fourniture de signaux de commande pour fournir un premier signal de commande commandant l'état passant/bloqué du premier dispositif de commutation et un deuxième signal de commande commandant l'état passant/bloqué du deuxième dispositif de commutation, des premiers moyens d'attaque reliés aux deuxièmes moyens de surveillance et aux moyens de fourniture de signaux de commande pour recevoir le deuxième signal de surveillance et le premier signal de commande pour fournir un premier signal d'attaque pour débloquer le premier dispositif de commutation à ce premier dispositif de commutation lorsque le deuxième signal de surveillance indique l'état bloqué du deuxième dispositif de commutation et que le premier signal de commande commande le déblocage du premier dispositif de commutation, et des deuxièmes moyens d'attaque reliés aux premiers moyens de surveillance et aux moyens de fourniture de signaux de commande pour recevoir le premier signal de surveillance et le deuxième signal de commande pour fournir un deuxième signal d'attaque pour débloquer le deuxième dispositif de commutation à ce deuxième dispositif de commutation lorsque le premier signal de surveillance indique l'état bloqué du premier dispositif de commutation et que le deuxième signal de commande commande le déblocage du deuxième dispositif de commutation. Selon l'invention, puisqu'un circuit d'attaque de dispositifs de commutation comprend des premier et deuxième moyens de surveillance pour suiveiller l'état passant/bloqué de premier et deuxième dispositifs de commutation montés en totem pole et des premier et deuxième moyens d'attaque pour attaquer alternativement les premier et deuxième dispositifs de commutation dans des conditions prédéterminées sur la base de signaux de surveillance reçus des premiers et deuxièmes moyens de surveillance et de signaux de commande commandant le blocage/déblocage des premiers et deuxièmes moyens de commutation, un temps mort nécessaire est automatiquement créé entre le blocage de l'un des dispositifs de commutation et le déblocage de l'autre dispositif de commutation sans qu'il soit nécessaire de fixer un temps morts dans les branches supérieure et inférieure pour les signaux de commande commandant le déblocage/blocage des premiers et deuxièmes dispositifs de commutation, de sorte que des temps morts convenables dans les branches supérieure et inférieure sont régulièrement obtenus si le type des dispositifs de commutation ou les conditions de charge sont changés. En conséquence, l'invention a pour but de fournir un circuit d'attaque de dispositifs de commutation qui peut fournir régulièrement des temps morts dans les branches supérieure et inférieure sans qu'il soit nécassaire de fixer préalablement des temps morts, même si le type des dispositifs de commutation ou les conditions de charge sont changés. Ces objets, caractéristiques et avantages de l'invention, ainsi que d'autres, apparaîtront mieux à la lecture de la description détaillée de l'invention donnée ci- après en relation avec les dessins annexés, dans lesquels: la figure 1 est un schéma synoptique représentant un circuit onduleur triphasé à modulation de largeur d'impulsions; la figure 2 est un schéma partiellement synoptique d'un circuit d'attaque de dispositifs de commutation; la figure 3 est un chronogramme illustrant les temps morts dans les branches supérieure et inférieure pour les signaux de commande; la figure 4 est un schéma de principe représentant un exemple de structure d'un circuit de déplacement de niveau; la figure 5 est un schéma synoptique représentant une forme de réalisation d'un circuit d'attaque de dispositifs de commutation selon l'invention; la figure 6 est un schéma synoptique représentant un circuit matérialisant la forme de réalisation représentée sur la figure 5; la figure 7 est un chronogramme illustrant le fonctionnement du circuit représenté sur la figure 6; les figures 8 à 13 sont des schémas de principe représentant divers exemples de structures de circuits pour surveiller l'état passant/bloqué des dispositifs de commutation; et la figure 14 est un schéma synoptique représentant un autre exemple de structure d'un circuit de surveillance. La figure 5 est donc un schéma synoptique représentant une forme de réalisation d'un circuit d'attaque de dispositifs de commutation selon l'invention De même que la figure 2, la figure 5 ne représente que pour une seule phase les dispositifs de commutation de puissance 2 U et 2 L qui sont montés en totem pole entre une borne de puissance à haut potentiel P et une borne de puissance à bas potentiel N. Considérant la figure 5, on voit qu'une partie génératrice de signaux de commande de blocage/déblocage 7 produit des signaux de commande pour commander l'état passant ou bloqué des dispositifs de commutation de puissance 2 U et 2 L, et fournit ces signaux aux bornes d'entrée 8 U et 8 L, respectivement Les signaux de commande reçus aux bornes d'entrée 8 U et 8 L sont appliqués à une entrée des circuits de décision 12 U et 12 L, respectivement Des circuits de surveillance 13 U et 13 L surveillent l'état passant/bloqué des dispositifs de commutation de puissance 2 U et 2 L, respectivement Le signal de sortie du circuit de surveillance l U de la branche supérieure a son niveau déplacé vers le bas par un circuit de déplacement de niveau 14 et est appliqué à une entrée du circuit de décision 12 L du côté de la branche inférieure, tandis que le signal de sortie du circuit de surveillance 13 L du côté de la branche inférieure est appliqué directement à une entrée du circuit de décision 12 U du côté de la branche supérieure Le circuit de déplacement de niveau 14 peut être constitué par le photocoupler 11 représenté sur la figure 4, par exemple. Lorsqu'un signal de commande reçu de la partie génératrice de signaux de commande de blocage/déblocage 7 commande le déblocage du dispositif de commutation de puissance 2 U du côté de la branche supérieure et que le signal de sortie du circuit de surveillance 13 L indique l'état bloqué du dispositif de commutation de puissance 2 L du côté de la branche inférieure, le circuit de décision 12 U fournit un signal d'attaque pour débloquer le dispositif de commutation de puissance 2 U du côté de la branche supérieure Ce signal d'attaque a son niveau déplacé vers le haut par le circuit de déplacement de niveau 9 qui est constitué par le photocoupleur il représenté sur la figure 4, par exemple, et appliqué à la grille du dispositif de commutation de puissance 2 U du côté de la branche supérieure par l'intermédiaire d'un amplificateur d'attaque 10 U et d'une résistance de grille RGU Par conséquent, le dispositif de commutation de puissance 2 U du côté de la branche supérieure est débloqué. Lorsqu'un signal de commande reçu de la partie génératrice de signaux de commande de blocage/déblocage 7 commande le déblocage du dispositif de commutation de puissance 2 L du côté de la branche inférieure et que le signal de sortie du circuit de surveillance 13 U indique l'état bloqué du dispositif de commutation de puissance 2 U du côté de la branche supérieure, le circuit de décision 12 L fournit un signal de commande pour débloquer le dispositif de commutation de puissance 2 L du côté de la branche inférieure Ce signal d'attaque est appliqué à la grille du dispositif de commutation de puissance 2 L du côté de la branche inférieure par l'intermédiaire d'un amplificateur d'attaque 10 L et d'une résistance de grille RGL Par conséquent, le dispositif de commutation de puissance 2 L du côté de la branche inférieure est débloqué. La figure 6 est un schéma synoptique représentant un exemple de structure réalisée en employant des transistors bipolaires à grille isolée 6 U et 6 L, des portes ET 15 U et 15 L et des inverseurs 16 U et 16 L comme dispositifs de commutation de puissance 2 U et 2 L, circuits de décision 12 U et 12 L et circuits de surveillance 13 U et 13 L, respectivement, représentés sur la figure 5 Le fonctionnement du circuit représenté sur la figure 6 est maintenant décrit en relation avec le chronogramme représenté sur la figure 7. On suppose qu'un signal de commande SîL reçu à la borne d'entrée 8 L passe d'un niveau haut commandant le déblocage du transistor 6 L du côté de la branche inférieure à un niveau bas commandant le blocage pendant qu'un signal de commande Sl U reçu à la borne d'entrée 8 U passe simultanément d'un niveau bas commandant le blocage du transistor 6 U du côté de la branche supérieure à un niveau haut commandant le déblocage à un instant tl Un signal d'attaque 53 L fourni par la sortie de la porte ET 15 L passe au niveau bas en réponse au niveau bas du signal de commande Sl L, ce qui fait que la tension de grille VGL (c'est-à-dire la valeur de la tension par rapport à la tension d'émetteur VEL) du transistor 6 L commence à diminuer L'inverseur 16 L reçoit la tension de grille VGL afin de surveiller l'état passant/bloqué du transistor 6 L Le transistor 6 L est bloqué à l'instant t 2 o la tension de grille VGL devint inférieure à la tension de seuil VTH( 6 L) de ce transistor 6 L La tension de seuil VTH( 16 L, de l'inverseur 16 L est fixée inférieure à la tension de seuil VTH( 6 L) du transistor 6 L Après que le transistor 6 L s'est bloqué, la tension de grille GGL tombe au-dessous de la tension de seuil VTH( 16 L) de l'inverseur 16 L à l'instant t 3, ce qui fait que le signal de surveillance 52 L fourni par la sortie de l'inverseur 16 L passe du niveau bas au niveau haut. Le signal de commande à niveau haut Slu est également appliqué à une entrée de la porte ET 15 U et, par conséquent, le signal d'attaque 53 U fourni par la porte ET 15 U passe du niveau bas au niveau haut lorsque le signal de surveillance 52 L, qui constitue l'autre signal d'entrée de la porte ET 15 U, passe au niveau haut En réponse à ces signaux, la tension de grille VGU (c'est-à-dire la tension par rapport à la tension d'émetteur VEU) commence à augmenter Le signal de surveillance 52 U fourni par la sortie de l'inverseur 16 U passe du niveau haut au niveau bas à l'instant t 4 o la tension de grille VGU est supérieure à la tension de seuil VTH( 16 U) de l'inverseur 16 U, et le transistor 6 U est débloqué à l'instant t 5 o la tension de grille VGU est supérieure à la tension de seuil VTH( 6 U) du transistor 6 U. Par conséquent, un temps mort ayant une durée TR est défini entre le blocage du transistor 6 L et le déblocage du transistor 6 U. On suppose maintenant que le signal de commande Slu passe au niveau bas et que le signal de commande Sl L passe au niveau haut à l'instant t 6 En réponse au niveau bas du signal de commande 516, un signal d'attaque 53 u fourni par la sortie de la porte ET 15 U passe au niveau bas, ce qui fait que la tension de grille VGU du transistor 6 U commence à diminuer. L'inverseur 16 U reçoit la tension de grille V Gu afin de surveiller l'état passant/bloqué du transistor 6 U La tension de grille V Gu tombe au-dessous de la tension de seuil VTH( 6 U) du transistor 6 U à l'instant t 7, ce qui fait que ce transistor 6 U est bloqué La tension de seuil VTH( 16 U) de l'inverseur 16 U est fixée plus bas que la tension de seuil VTH( 6 U) du transistor 6 U Après que le transistor 6 U est bloqué, la tension de grille V Gu tombe au-dessous de la tension de seuil VTH( 16 u) de l'inverseur 16 U à l'instant t 8, ce qui fait que le signal de surveillance 52 U fourni par la sortie de l'inverseur 16 U passe du niveau bas au niveau haut. Le signal de commande à niveau haut SîL est également appliqué à une entrée de la porte ET 15 L et, par conséquent, le signal d'attaque 53 L fourni par la sortie de la porte ET 15 L passe du niveau bas au niveau haut lorsque le signal de surveillance 52 U, qui constitue l'autre signal d'entrée de la porte ET 15 L, passe au niveau bas En réponse à ces signaux, la tension de grille VGL du transistor 6 L commence à augmenter Le signal de surveillance 52 L fourni par la sortie de l'inverseur 16 L passe du niveau haut au niveau bas à l'instant t 9 o la tension de grille VGL est supérieure à la tension de seuil VTH( 16 L) de l'inverseur 16 L, et le transistor 6 L est débloqué à l'instant tio o la tension de grille VGL est supérieure à la tension de seuil VTH( 6 L) du transistor 6 L. il Par conséquent, un autre temps mort de durée TR est également défini entre le blocage du transistor 6 U et le déblocage du transistor 6 L. On suppose ensuite que le signal de commande Si L également passe au niveau haut à l'instant t 1 o le signal de commande SIU est au niveau haut Le signal de surveillance 52 U fourni par la sortie de l'inverseur 16 U est à ce moment au niveau bas pour indiquer l'état passant du transistor 6 U et, par conséquent, le signal d'attaque 53 L fourni par la sortie de la porte ET 15 L reste au niveau bas atteint avant que le signal de commande SîL passe au niveau haut Par conséquent, le transistor 6 L est empêché de se débloquer en réponse au niveau haut du signal de commande Sl L lorsque le transistor 6 U est à l'état passant en réponse au niveau haut du signal de commande Slu Le signal de commande Sl U passe du niveau haut au niveau bas à l'instant t 12, ce qui fait que le transistor 6 U est bloqué et que le transistor 6 L est bloqué absolument de la même manière que dans le fonctionnement décrit plus haut après linstant t 6 Le temps mort TR est défini à cet instant, comme cela a été décrit plus haut. On suppose maintenant que le signal de commande Slu également passe au niveau haut à l'instant t 13 o le signal de commande Sl L passe au niveau haut Le signal de surveillance 52 L fourni par la sortie de l'inverseur 16 L est au niveau bas, ce qui indique l'état passant du transistor 6 L et, par conséquent, le signal d'attaque 53 U fourni par la sortie de la porte ET 15 U reste au niveau bas atteint avant que le signal de commande Sl U passe au niveau haut Par conséquent, le transistor 6 U est empêché de se débloquer en réponse au niveau haut du signal de commande Slu lorsque le transistor 6 L est à l'état passant en réponse au niveau haut du signal de commande Sl L Le signal de commande SîL passe du niveau haut au niveau bas à l'instant t 14, ce qui fait que le transistor 6 L est bloqué et le transistor 6 U est débloqué absolument de la même manière que dans le fonctionnement décrit plus haut après l'instant t 1 Le temps mort TR est défini à cet instant, comme cela est décrit plus haut. Par conséquent, les transistors 6 U et 6 L ne sont pas débloqués en même temps, même si les signaux de commande Si U et SîL passent simultanément au niveau haut, tandis que le temps mort TR est nécessairement défini entre le blocage d'un des transistors et le déblocage de l'autre transistor. Dans la forme de réalisation décrite ci-dessus, les transistors 6 U et 6 L ne conduisent pas en même temps, même s'il n'est prévu absolument aucun temps mort entre les signaux de commande Sl U et SîL ou si ces signaux de commande Slu et SîL passent simultanément au niveau haut De plus, le temps mort correct TR est nécessairement créé entre le blocage d'un des transistors 6 U et 6 L et le déblocage de l'autre. La forme de réalisation représentée sur la figure 6 peut être modifiée de plusieurs façoons Des modes de modification préférés sont décrits ci-après. ) Au lieu du transistor bipolaire à grille isolée 6 U ( 6 L), le dispositif de commutation 2 U ( 2 L) peut être constitué par un dispositif du type commandé en tension analogue à un transistor bipolaire à grille isolée tel qu'un transistor MOS de puissance 17 U ( 17 L) représenté sur la figure 8, par exemple Ou encore, un transistor bipolaire 18 U ( 18 L) peut être employé comme cela est représenté sur la figure 9 Pour surveiller l'état passant/bloqué du transistor MOS de puissance 17 U ( 17 L) représenté sur la figure 8, sa tension de grille VGU (VGL) (c'est-à-dire la valeur de la tension par rapport à la tension de source VSU (Vs L) peut être détectée par l'inverseur 16 U ( 16 L) représenté sur la figure 6, de la même manière que dans le cas du transistor bipolaire à grille isolée 6 U ( 6 L) mentionné plus haut, par exemple Pour surveiller l'état passant/bloqué du transistor bipolaire 18 U ( 18 L) représenté sur la figure 9, sa tension de base VBU (VBL) (c'est- à-dire la tension par rapport à la tension d'émetteur VEU (VEL)) peut être détectée par l'inverseur 16 U ( 16 L) représenté sur la figure 6, de la même manière que dans le cas du transistor bipolaire à grille isolée 6 U ( 6 L) mentionné plus haut, par exemple. 2 ) Le transistor bipolaire à grille isolée 6 U ( 6 L) mentionné plus haut peut être remplacé par un transistor du même type 19 U ( 19 L) représenté sur la figure 10 qui comporte une borne de détection de courant selon la description donné dans la "Gazette de publication des brevets japonais" N 060 94772 (U.S S N 529240) , par exemple Pour surveiller l'état passant/bloqué du transistor 19 U ( 19 L), une résistance de détection de courant 20 peut être connectée à la borne de détection de courant pour détecter la tension VMON (c'est-à- dire la valeur de tension par rapport à la tension d'émetteur VEU (VEL)) produite aux bornes de la résistance de détection de courant 20 par le courant circulant dans le transistor 19 U ( 19 L) sous l'action de l'inverseur 16 U ( 16 L) représenté sur la figure 6, apr exemple. 30) Pour surveiller l'état passant/bloqué du transistor bipolaire 18 U ( 18 L) une résistance de détection de courant 21 peut être connectée à la base du transistor bipolaire 18 U ( 18 L) pour produire une tension aux bornes de cette résistance 21 servant de tension de surveillance VMON, par l'intermédiaire d'un amplificateur 22, comme cela est représenté sur la figure 11 Comme procédé de surveillance d'état passant/bloqué qui est applicable à tout type de dispositif de commutation 2 U ( 2 L), un transformateur de courant 23 représenté sur la figure 12 ou une résistance de détection de courant 24 représentée sur la figure 13 peut être inséré dans un trajet de courant principal pour le dispositif de commutation 2 U ( 2 L) pour produire une tension induite dans le transformateur de courant 23 ou produite aux bornes de la résistance de détection de courant 24 par le courant principal circulant dans le dispositif de commutation 2 U ( 2 L), par l'intermédiaire d'un amplificatur 25, comme tension de surveillance VMON Il est possible de détecter si la tension de surveillance VMON a atteint ou non un niveau de tension prescrit sous l'action de l'inverseur 16 U ( 16 L) représenté sur la figure 6, par exemple. ) Le circuit de surveillance 13 U ( 13 L) peut être constitué par un comparateur de tension 26 représenté sur la figure 14, à la place de l'inverseur 16 U ( 16 L) Le comparateur 26 représenté sur la figure 14 reçoit une tension à surveiller telle qu'une tension de surveillance VMON et une tension de référence préalablement fixée Vréf fournie par une source de tension de référence 27 pour fournir un signal de surveillance à bas niveau ou à haut niveau 52 u ( 52 L) selon que la tension de surveillance VMON a dépassé ou non la tension de référence Vréf. Bien que la forme de réalisation décrite plus haut ait été décrite en relation avec un circuit d'attaque de dispositifs de commutation pour un circuit onduleur à modulation de largeur d'impulsions, l'invention est également applicable à tous les types de circuits d'attaque pour dispositifs de commutation qui sont montés en totem pole entre des bornes de puissance à haut potentiel et des bornes de puissance à bas potentiel. Bien que la présente invention ait été décrite et illustrée en détail, il est bien entendu que la description donnée et les figures annexées ne sont données qu'à titre d'exemple et ne doivent pas être interprétées comme constituant une limitation quelconque de l'invention L'esprit et le cadre de l'invention ne sont limités que par les termes des revendications annexées. REVENDICATIONS 1 Circuit d'attaque de dispositifs de commutation pour attaquer des premier et deuxième dispositifs de commutation ( 2 U, 2 L) montés en totem pole entre une borne de puissance à haut potentiel et une borne de puissance à bas potentiel, caractérisé en ce qu'il comprend: des premiers moyens de surveillance ( 13 U) reliés au premier dispositif de commutation ( 2 U) pour surveiller l'état passant/bloqué de ce premier dispositif de commutation pour fournir un premier signal de surveillance; des deuxièmes moyens de surveillance ( 13 L) reliés au deuxième dispositif de commutation ( 2 L) pour surveiller l'état passant/bloqué de ce deuxième dispositif de commutation pour fournir un deuxième signal de surveillance; des moyens de fourniture de signaux de commande ( 7) pour fournir un premier signal de commande commandant le blocage/déblocage du premier dispositif de commutation ( 2 U) et un deuxième signal commandant le blocage/déblocage du deuxième dispositif de commutation ( 2 L); des premiers moyens d'attaque ( 12 U) reliés aux deuxièmes moyens de surveillance ( 13 L) et aux moyens de fourniture de signaux de commande ( 7) pour recevoir le deuxième signal de surveillance et le premier signal de commande pour fournir un premier signal d'attaque pour débloquer le premier dispositif de commutation ( 2 U) à ce premier dispositif de commutation lorsque le deuxième signal de surveillance indique l'état bloqué du deuxième dispositif de commutation ( 2 L) et que le premier signal de commande commande le déblocage du premier dispositif de commutation ( 2 U); et des deuxièmes moyens d'attaque ( 12 L) reliés aux premiers moyens de surveillance ( 13 U) et aux moyens de fourniture de signaux de commande ( 7) pour recevoir le premier signal de surveillance et le deuxième signal de commande pour fournir un s deuxième signal d'attaque pour débloquer le deuxième dispositif de commutation ( 2 L) à ce deuxième dispositif de commutation lorsque le premier signal de surveillance indique l'état bloqué du premier dispositif de commutation ( 2 U) et que le deuxième signal de commande commande le déblocage du deuxième dispositif de commutation ( 2 L). 2 Circuit d'attaque de dispositifs de commutation selon la revendication 1, caractérisé en ce que les premiers moyens d'attaque ( 12 U) comportent un circuit de déplacement de niveau ( 9)relié au premier dispositif de commutation ( 2 U) pour déplacer vers le haut le niveau du premier signal d'attaque. 3 Circuit d'attaque de dispositifs de commutation selon la revendication 1, caractérisé en ce que les deuxièmes moyens d'attaque ( 12 L) comportent un circuit de déplacement de niveau ( 14) relié aux premiers moyens de surveillance ( 13 U) pour déplacer vers le bas le niveau du premier signal de surveillance. 4 Circuit d'attaque de dispositifs de commutation selon la revendication 1, caractérisé en ce que les premiers moyens d'attaque ( 12 U) comportent une porte ET ( 15 U) pour recevoir le premier signal de surveillance et le premier signal de commande pour fournir le premier signal d'attaque. Circuit d'attaque de dispositifs de commutation selon la revendication 1, caractérisé en ce que les deuxièmes moyens d'attaque ( 12 L) comportent une porte ET ( 15 L) pour recevoir le premier signal de surveillance et le deuxième signal de commande pour fournir le deuxième signal d'attaque. 6 Circuit d'attaque de dispositifs de commutation selon la revendication 1, caractérisé en ce que les premiers moyens de surveillance ( 13 U) comportent un inverseur ( 16 U) ayant une tension de seuil prédéterminée relié à une électrode de commande du premier dispositif de commutation ( 2 U) pour discriminer la tension de cette électrode de commande du premier dispositif de commutation et ladite tension de seuil. 7 Circuit d'attaque de dispositifs de commutation selon la revendication 1, caractérisé en ce que les deuxièmes moyens de surveillance ( 13 L) comportent un inverseur ( 16 L) ayant une tension de seuil prédéterminée reliée à une électrode de commande du deuxième dispositif de commutation ( 2 L)pour discriminer la tension de cette électrode de commande du deuxième dispositif de commutation et ladite tension de seuil. 8 Circuit d'attaque de dispositifs de commutation selon la revendication 6, caractérisé en ce que la tension de seuil prédéterminée est inférieure à la tension de seuil du premier dispositif de commutation ( 2 U). 9 Circuit d'attaque de dispositifs de commutation selon la revendication 7, caractérisé en ce que la tension de seuil prédéterminée est inférieure à la tension de seuil du deuxième dispositif de commutation ( 2 L). Circuit d'attaque de dispositifs de commutation selon la revendication 1, caractérisé en ce que le premier dispositif de commutation ( 2 U) comprend un transistor bipolaire à grille isolée ( 19 U) avec une borne de détection de courant, et en ce que les premiers moyens de surveillance ( 13 U) comprennent une résistance de détection de courant ( 20) montée entre la borne de détection de courant du transistor bipolaire à grille isolée et un point de connexion des premier et deuxième dispositifs de commutation ( 2 U, 2 L). 11 Circuit d'attaque de dispositifs de commutation selon la revendication 1, caractérisé en ce que le deuxième dispositif de commutation ( 2 L) comprend un transistor bipolaire à grille isolée ( 19 L) avec une borne de détection de courant, et en ce que les deuxièmes moyens de surveillance ( 13 L) comprennent une résistance de détection de courant ( 20) montée entre la borne de détection de courant du transistor bipolaire à grille isolée et la borne de puissance à bas potentiel. 12 Circuit d'attaque de dispositifs de commutation selon la revendication 1, caractérisé en ce que les premier et deuxième dispositifs de commutation ( 2 U, 2 L) comprennent des transistors bipolaires ( 18 U, 18 L), et en ce que les premier et deuxième moyens de surveillance ( 13 U, 13 L) comprennent une résistance de détection de courant ( 21) montée entre la base du transistor bipolaire et un amplificateur ( 22) pour amplifier la tension produite aux bornes de la résistance de détection de courant ( 21). 13 Circuit d'attaque de dispositifs de commutation selon la revendication 12, caractérisé en ce que les premier et deuxième moyens de surveillance ( 13 U, 13 L) comprennent en outre une source de tension de référence pour produire une tension de référence ( 27) prédéterminé et un comparateur de tension ( 26) pour recevoir le signal de sortie de l'amplificateur ( 22) et la tension de référence pour fournir le signal de surveillance. 14 Circuit d'attaque de dispositifs de commutation selon la revendication 1, caractérisé en ce que les premiers et deuxièmes moyens de surveillance ( 13 U, 13 L) comprennent un transformateur de courant ( 23) monté en série avec un trajet de courant principal des premier et deuxième dispositifs de commutation ( 2 U, 2 L) et un amplificateur ( 25) pour amplifier la tension induite dans le transformateur de courant ( 23). Circuit d'attaque de dispositifs de commutation selon la revendication 1, caractérisé en ce que les premiers et deuxièmes moyens de surveillance ( 13 U, 13 L) comprennent une résistance de détection de courant ( 24) montée en série avec un trajet de courant principal des premier et deuxième dispositifs de commutation ( 2 U, 2 L) et un amplificateur ( 25) pour amplifier la tension produite aux bornes de la résistance de détection de courant ( 24).