Brevet FR2659510A1 — publié le 19910913

La présente invention se rapporte à un perfectionnement pour l'élimination d'une onde perturbatrice dans un dispositif de réception d'un spectre dispersé, qui reçoit diverses sortes d'informations en utilisant le spectre dispersé. Jusqu'à maintenant, divers systèmes ont été étudiés et développés pour un système de communication Le système de communication sur spectre dispersé est connu comme l'un des systèmes ayant une haute fiabilité. Par ce système de communication sur spectre dispersé, du côté émetteur, l'information est transmise en forçant des signaux modulés primaires tels que des données sur bande étroite d'une information sur bande de base, du son etc, à sauter à un certain nombre de fréquences dans une large bande à une vitesse rapide (système FH, saut des fréquences), ou en dispersant le spectre sur une large bande en utilisant un code de pseudo-bruit rapide (code PN) (système DS, Séquence Directe) ou en dispersant le spectre par combinaison de ces systèmes (système FH/DS) et, du côté récepteur, les signaux sur large bande sont inversement dispersés en signal modulé primaire sur bande étroite d'origine par un corrélateur pour reproduire les signaux d'information Récemment, l'attention a été dirigée vers ce système de communication sur spectre dispersé en tant que système de communication ayant une fiabilité extrêmement élevée par le fait qu'il est résistant à l'interférence externe et au bruit, qu'il a de plus une haute discrétion etc L'un des points les plus importants de ce système de communication à spectre dispersé est la construction du corrélateur du côté récepteur Un corrélateur, qui est considéré comme étant le plus simple et le plus pratique et comme ayant une haute fiabilité de nos jours en communication sur spectre dispersé sans fil est un dispositif utilisant une onde acoustique de surface (ayant pour abréviation ci-après SAW). Comme corrélateur à SAW, on connaît en général le type corrélateur (ligne à retard à prise) et le type convolutionneur Là, bien que le type corrélateur ait une construction simple et généralement une forte efficacité, il est fortement influencé par le coefficient de température du substrat Par ailleurs, bien que le type convolutionneur soit à peine influencé par les variations de température, son efficacité est généralement faible. Cependant, dans le cas o le code PN décrit ci-dessus est variable, le type corrélateur ne permet pas de le traiter. parce que le code PN est fixe Au contraire, on peut changer la sorte du code PN pour le type convolutionneur. En conséquence, si l'efficacité est à un niveau utilisable dans la pratique, un corrélateur du type convolutionneur est bien plus facile à utiliser. Par ailleurs, dans le système sur spectre dispersé, par le système DS, comme un code PN très rapide est mélangé à l'information sur bande de base par un mélangeur pour la transformer en une information sur bande large, ce système peut être très simplement réalisé. Cependant, sa perturbation ou sa séparation des autres canaux est faible et il pose un problème de distance. Le signal directement dispersé pa le code PN est soumis à un traitement de corrélation avec un signal de référence au moyen d'un corrélateur dans l'étage à fréquence intermédiaire du côté récepteur Quand le code PN du côté récepteur est en accord avec celui du côté émetteur, un pic de corrélation est émis par le corrélateur Cependant, quand le rapport de la puissance totale du signal sur spectre dispersé à la puissance du spectre de la perturbation est proche de ou plus important que le gain du procédé (gain de traitement) du convolutionneur, même dans une communication sur spectre dispersé, des erreurs de communication ne sont produites que par le système DS. Les figures 7 A, 7 B et 7 C ainsi que les figures 8 A, 8 B et 8 C illustrent les points problématiques du système de l'art antérieur Ces figures montrent un exemple dans lequel la méthode de modulation du système est déterminée de manière que, en utilisant un convolutionneur à SAW en tant que corrélateur par le système DS, quand l'information sur bande de base est " 1 ", le pic de convolution soit émis et quand l'information sur bande de base est " O ", il n'y ait pas de pic de convolution émis. Comme indiqué aux figures 7 A, 7 B et 7 C, quand il n'y a pas de perturbation, le pic de convolution est correctement restauré, selon que l'information est " 1 " ou "t O "t Cependant, quand le rapport de la puissance totale du signal sur spectre dispersé (SS) à la puissance totale du spectre de perturbation etc 1 est proche de ou plus important que le gain de traitement du convolutionneur, il n'est pas possible de juger si l'information est " 1 " ou " O " et par conséquent une erreur est produite. En conséquence, il est nécessaire d'éliminer cette onde perturbatrice pour améliorer la propriété anti-perturbation par un autre traitement de signaux. Comme l'une des méthodes efficaces d'amélioration, il est utile d'éliminer le spectre perturbateur indiqué à la figure 8 A au moyen d'un filtre Cependant, comme on ne peut savoir à l'avance o se produira le specte perturbé, un filtre programmable fonctionnant en temps réel est nécessaire Cependant, aucun filtre satisfaisant de ce type n'a encore été développé. Comme on l'a décrit ci-dessus, comme on ne peut savoir à l'avance à quelle position de fréquence dans le spectre dispersé apparaîtront les perturbations, il est souhaitable d'augmenter l'aggravation du rapport S/N due à la pertubation à toute position de fréquence o apparaît l'onde perturbatrice. Par conséquent, la présente invention a pour objet, en tenant compte de ce point, d'éliminer l'onde perturbatrice par une méthode simple sans nécessiter aucun filtre programmable compliqué pour assurer une communication d'une haute fiabilité. Afin d'atteindre l'objectif cidessus, selon la présente invention, dans un dispositif de communication sur spectre dispersé, un moyen est disposé pour éliminer les composants excessifs produits par la perturbation etc, d'une manière simple et efficace, autre que le pic souhaité de corrélation, après avoir dispersé inversement le signal sur spectre dispersé du côté récepteur. Pour ce moyen, dans un premier mode de réalisation, on utilise un mélangeur ayant des caractéristiques de mise au carré. Selon un deuxième mode de réalisation, le signal de référence du corrélateur est modulé en fréquence et selon un troisième mode de réalisation, le centre du spectre du signal sur spectre dispersé, qui est faible vis-à-vis de la perturbation, est éliminé au moyen d'un filtre Chacune de ces constructions est efficace seule mais des combinaisons sont plus efficaces. Par la construction du premier mode de réalisation décrit ci-dessus, les composantes de l'onde perturbatrice sont éliminées par mise au carré de la sortie en corrélation, sur laquelle est superposée l'onde perturbatrice et en disposant des filtres passe-bande en deux groupes séparés Cela est dû au fait, que, étant donné que les composantes perturbatrices sont concentrées à proximité du courant continu et à proximité d'une fréquence deux fois plus importante que la fréquence des composantes de l'onde perturbatrice, par leur mise au carré, les composantes de l'onde perturbatrice sont -éliminées par élimination de ces composantes de fréquence à proximité du courant continu et des composantes de fréquence égales au double de celle des composantes de l'onde perturbatrice, au moyen des filtres passe-bande, et de cette manière, on peut détecter avec un rapport S/N élevé, la composante souhaitée du signal sur spectre dispersé. Ensuite par la méthode de modulation de fréquence du signal de référence, qui est la construction du second mode de réalisation de l'invention, la fréquence centrale du signal de référence introduit dans le corrélateur est toujours éloignée dans le temps de la composante de fréquence de l'onde perturbatrice en disposant un moyen pour sa modulation de fréquence et de cette manière, il est possible d'empêcher que les composantes de l'onde perturbatrice soient émises à la sortie du corrélateur lors du traitement en corrélation. Par ailleurs, par la méthode du filtre, qui est la construction du troisième mode de réalisation de l'invention, bien que le voisinage du centre soit particulièrement faible par rapport à l'onde perturbatrice, comme le courant électrique est concentré à proximité du centre, il est possible d'obtenir une sortie en corrélation ayant un rapport S/N élevé en éliminant au préalable les composantes de l'onde perturbatrice qui entrent à proximité du centre au moyen d'un filtre, avant introduction dans le corrélateur, afin d'empêcher cela. L'invention sera mieux comprise, et d'autres buts, caractéristiques, détails et avantages de celle-ci apparaîtront plus clairement au cours de la description explicative qui va suivre faite en référence aux dessins schématiques annexés donnés uniquement à titre d'exemple illustrant plusieurs modes de réalisation de l'invention, et dans lesquels: la figure 1 donne un schéma bloc d'un mode de réalisation du circuit de traitement de signaux éliminant l'onde perturbatrice ayant une construction de mélangeur doublement équilibré à un étage selon la présente invention; les figures 2 A et 2 B sont des schémas montrant un spectre des fréquences de sortie en corrélation et une forme d'onde dans le temps avant le traitement du signal indiqué à la figure 1; les figures 3 A et 3 B sont des schémas montrant un spectre des fréquences de sortie en corrélation et une forme d'onde dans le temps après traitement de signaux indiqués à la figure 1; la figure 4 donne un schéma bloc d'un mode de réalisation du circuit de traitement de signaux, éliminant l'onde perturbatrice, ayant une construction d'un mélangeur doublement équilibré à plusieurs étages selon la présente invention; la figure 5 donne un schéma bloc d'un mode de réalisation du circuit de traitement de signaux éliminant l'onde perturbatrice par la méthode de modulation de fréquence du signal de référence du corrélateur selon la présente invention; la figure 6 donne un schéma bloc d'un mode de réalisation du circuit de traitement de signaux, éliminant l'onde perturbatrice par la méthode du filtre à encoche selon la présente invention les figures 7 A, 7 B et 7 C montrent des formes d'onde de la sortie en corrélation selon un système de l'art antérieur, lorsqu'il n'y a pas d'onde perturbatrice; les figures 8 A, 8 B et 8 C montrent l'aggravation des formes d'onde de la sortie en corrélation selon le système de l'art antérieur lorsqu'il y a des ondes perturbatrices (P); la figure 9 donne un schéma bloc montrant un exemple modifié qui est une combinaison du mode de réalisation indiqué à la figure 5 avec celui indiqué à la 7, figure 1 la figure 10 donne un schéma bloc montrant un exemple modifié, qui est une combinaison du mode de réalisation indiqué à la figure 6 avec celui indiqué à la figure 1; la figure 11 donne un schéma bloc montrant un exemple modifié, qui est une combinaison des modes de rélisation indiqués aux figures 1, 5 et 6; la figure 12 donne un schéma bloc montrant un lo exemple modifié, qui est une combinaison du mode de réalisation indiqué à la figure 5 avec celui indiqué à la figure 4; la figure 13 donne un schéma bloc montrant un exemple modifié, qui est une combinaison du mode de réalisation indiqué à la figure 6 avec celui indiqué à la figure 4; et la figure 14 donne un schéma bloc montrant un exemple modifié qui est une combinaison des modes de réalisation indiqués aux figures 5, 6 et 7. Certains modes de réalisation préférés de la présente invention seront expliqués ci-dessous en se référant aux dessins. La figure 1 montre la construction d'un mode de réalisation de la partie principale (section de traitement de signaux D B M) d'un dispositif de communication à spectre dispersé ayant une construction utilisant un mélangeur doublement équilibré (D B M) servant de mélangeur ayant des caractéristiques de mise au carré selon la présente invention Sur la figure 1, le chiffre de référence 1 est un amplificateur; 2 est un mélangeur doublement équilibré; et 3 est un atténuateur Une sortie de corrélateur d'un signal sur spectre dispersé d'un corrélateur 17, avec ondes perturbatrices, est divisée en deux parties après amplification par l'amplificateur 1. L'une d'entre elle est menée directement au mélangeur doublement équilibré 2 et l'autre est conduite à l'autre entrée du mélangeur 2 après passage à travers l'atténuateur 3 pour régulation du niveau du signal. Ensuite, la sortie du mélangeur 2 est forcée à passer à travers un filtre passe-bande 4 afin d'éliminer les ondes perturbatrices et, de cette manière, on peut obtenir une sortie souhaitée en corrélation ayant un excellent rapport signal/bruit. Un exemple de l'aspect de ce traitement de signaux avec mélangeur doublement équilibré est indiqué aux figures 2 A et 2 B ainsi qu'aux figures 3 A et 3 B. La figure 2 A montre un spectre des fréquences de la sortie du corrélateur du côté récepteur Un pic aigu dû à une onde perturbatrice se trouve dans une région indiquée par Sl, qui est éloignée d'un spectre large, qui est la sortie en corrélation du signal sur spectre dispersé souhaité. La forme d'onde par rapport à l'axe des temps, à ce moment, est indiquée à la figure 2 B Sur cette forme d'onde, 52 est le pic souhaité de corrélation et l'onde perturbatrice est observée sous la forme d'une grande ondulation 53 dans la ligne de base Comme on l'a indiqué ci-dessus, comme le pic de corrélation est superposé sur l'onde perturbatrice, le rapport signal/bruit est faible et une erreur est produite à la restauration de l'information sur bande de base par détection du pic de corrélation. Cependant, si l'on utilise le circuit de traitement de signaux ayant la construction du mélangeur doublement équilibré indiquée à la figure 1, avec un filtre passe-bande ayant les caractéristiques indiquées à la figure 3 A, il est possible d'obtenir une forme d'onde du pic de corrélation 54,par rapport au temps, ayant un rapport signal/bruit élevé, o l'onde perturbatrice indiquée à la figure 3 B est supprimée Le rapport signal/bruit a été amélioré grâce au fait que la sortie en corrélation superposée sur cette onde perturbatrice a été mise au carré, donc les composantes de fréquence de l'onde perturbatrice ont été déplacées jusqu'à proximité du courant continu et le voisinage d'une fréquence double de celle de la composante de l'onde perturbatrice d'origine a fait qu'il a été possible de ne choisir que la composante de fréquence du pic de corrélation par le filtre passe-bande 4. Le mode de réalisation décrit ci-dessus est utile, dans le cas o il n'y a qu'une onde perturbatrice Le mode de réalisation décrit à la figure 4 a une construction à plusieurs étages, dont chacun se composent d'un mélangeur doublement équilibré et d'un filtre passe-bande, donc on ne peut pas éliminer moins de deux ondes perturbatrices dans le cas o il y a plus d'une onde perturbatrice Sur cette figure, les chiffres 5, 9 et 13 sont des amplificateurs; 6, 10 et 14 sont des mélangeurs doublement équilibrés; 7, 11 et 15 sont des atténuateurs; et 8, 12 et 16 sont des filtres passe-bande Dans le cas o il n'y a pas moins de deux ondes perturbatrices, quand la sortie en corrélation du corrélateur 17 ne comprenant pas moins de deux ondes perturbatrices est mise au carré, une composante de fréquence (désignée par of comme exemple) de la différence des fréquences entre les différentes ondes perturbatrices apparaît dans la bande des fréquences du pic de corrélation (que l'on appelle bande d'information du pic de corrélation) Par le présent mode de réalisation, il est possible d'éliminer les ondes perturbatrices, quelle que soit la valeur de la composante de fréquence of de la différence des fréquences entre des ondes perturbatrices différentes. Pour cette raison, comme cela est indiqué à la figure 4, pour la construction à plusieurs étages comprenant des mélangeurs doublement équilibrés et des filtres passe-bande, la bande passante du filtre passebande dans chaque étage est choisie afin de satisfaire les relations suivantes f L n-i * f H Q ( 1) 2 N 1 n 2 2 ( 2) f L O > O ( 3) i = 1,2, N ( 4) o f L représente la fréquence de coupure côté basse fréquence du filtre passe-bande; f H la fréquence de coupure côté haute fréquence; la valeur N dans f L Q ou f H O indique le numéro du dernier étage et i dans f L O est la position de chaque étage La bande passante du filtre, dans chacun des étages, est établie de façon à satisfaire les équations 1 à 4 Par ailleurs, le niveau du signal d'entrée au mélangeur, dans chacun des étages, est régulé par l'atténuateur 7, 11 ou 15, de manière que sa sortie ait des caractéristiques mises au carré par rapport à l'entrée. D'abord, par le filtre 8 dans le premier étage, les ondes perturbatrices ayant des différences de fréquences satisfaisant à _ f * ( 5) _( du côté basse fréquence sont éliminées Les ondes perturbatrices ayant des différences de fréquence satisfaisant L ( 6) sont éliminées par les combinaisons des mélangeurs 10, 14 et des filtres 12, 16 du deuxième étage et des suivants. Cela est dû au fait que, quand les bandes passantes sont établies comme indiqué par l'équation 1, les composantes des différences des fréquences entre différentes ondes perturbatrices satisfont l'équation 2 n-1 X l f > H ( 7) et elles sont éliminées par la coupure des composantes à haute fréquence au moyen du filtre 16 dans le dernier étage La condition exprimée par l'équation 3 est nécessaire pour la coupure du bruit de la composante en courant continu après passage à travers le mélangeur doublement équilibré dans chacun des étages. f H du filtre passe-bande de chacun des étages peut avoir toute valeur si cela force la bande de l'information du pic de corrélation à le traverser Cependant, il est préférable que sa valeur soit légèrement supérieure à f HO du filtre passe-bande au dernier étage Un exemple de la bande passante de chaque filtre de ce mode de réalisation est indiqué ci-dessous Lorsqu'un convolutionneur à SAW (fréquence centrale d'entrée: 215 M Hz, largeur de bande 23 M Hz) est utilisé pour le corrélateur dans le récepteur, la sortie du corrélateur ayant une fréquence centrale de 430 M Hz et une largeur de bande de 46 M Hz est émise à l'étage à fréquence intermédiaire du récepteur Dans l'étage suivant de la sortie de ce corrélateur est formé un circuit de traitement de signaux à construction à plusieurs étages, composé de n= 3 étages, chacun consistant en un mélangeur doublement équilibré et un filtre passe-bande de façon que f H Q = 30 M Hz et f L O = 8 M Hz. En construisant le dispositif récepteur de cette manière, il a été possible d'éliminer l'onde perturbatrice, quelle que soit la valeur de la composante de fréquence of de la différence des fréquences entre différentes ondes perturbartrices Par ailleurs, à ce moment, la différence entre le cas o seul le corrélateur est utilisé et le cas o le circuit de traitement de signaux selon la présente invention est placé dans l'étage suivant le corrélateur réside dans le fait que, en représentant le rapport de la puissance totale du signal sur spectre dispersé souhaité à la puissance totale de la perturbation entrant dans la bande de communication du spectre dispersé par D/U, la propriété anti- perturbation pour obtenir un même taux d'erreur est améliorée, relativement, de plus d'environ 15 d B par le circuit selon ce mode de réalisation. Les valeurs numériques données ci-dessus ne sont qu'un exemple En bref, il suffit que le circuit de traitement de signaux se compose de plusieurs étages, chacun consistant en un mélangeur doublement équilibré et un filtre passe-bande de façon qu'un nombre arbitraire d'étages satisfassent aux équations ( 1) à ( 4) Par ailleurs, au lieu du mélangeur doublement équilibré, on peut utiliser tout mélangeur s'il a des caractéristiques de mise au carré Pour le filtre passe-bande, tout filtre peut être utilisé s'il satisfait aux conditions exprimées par les équations ( 1) à ( 4) décrites ci-dessus. Le mode de réalisation indiqué à la figure 5 sera maintenant décrit, lequel est un exemple correspondant au deuxième mode de réalisation, construit de manière que le signal de référence pour le corrélateur soit modulé en fréquence Sur la figure, le chiffre de référence 17 est un convolutionneur; 18 est un mélangeur; 19 est un oscillateur à modulation de fréquence; 20 est un générateur de code PN; et 21 est un générateur de signaux d'horloge Bien que le signal reçu comprenne une onde perturbatrice dans l'étage à fréquence intermédiaire, il est introduit dans le convolutionneur 17 servant de corrélateur en tant que signal transmis. Par ailleurs, un code PN, inversé dans le temps par rapport au code PN du signal reçu, est produit par le générateur 20 en appliquant un signal d'horloge du générateur de signaux d'horloge 21 au générateur de code PN 20 A ce moment, une porteuse modulée en fréquence est produite en utilisant l'oscillateur 19 et est multipliée par le code PN décrit cidessus au moyen du mélangeur 18 pour émettre le signal de référence, celui-ci étant introduit dans le convolutionneur 17 En ce qui concerne le glissement de fréquence de la modulation de fréquence, dans le cas du convolutionneur 17, un effet peut également être obtenu si ce glissement est arbitraire vers le haut jusqu'à l'inverse du temps: Cg pendant lequel la SAW se propage sur l'électrode de convolution. Un exemple de valeurs numériques concrètes étant donné, dans le cas o la fréquence centrale du convolutionneur est de 215 M Hz et o le retard de la porte de convolution est de 9 us, quand le glissement de fréquence du signal de référence (d'un côté de la fréquence centrale) est de 50 k Hz et que l'onde modulée représentant la vitesse du glissement est de 20 k Hz, la propriété anti-perturbation est améliorée de plus d'environ 10 d B par rapport au cas o le signal de référence n'est pas modulé en fréquence. Les valeurs décrites ci-dessus ne représentent qu'un exemple En bref, le second mode de réalisation de l'invention est caractérisé en ce que le signal de référence est modulé en fréquence de manière que sa fréquence centrale ne soit pas en accord avec les composantes de fréquence de l'onde perturbatrice et que l'on puisse obtenir un effet si le glissement de fréquence est plus faible que 1/ Cg Par ailleurs, la méthode de modulation de fréquence peut être toute méthode et l'effet peut être obtenu par toute méthode, si le glissement de fréquence peut être établi dans les limites de 1/rg et qu'une onde modulée est appliquée. Le mode de réalisation indiqué à la figure 6 correspond au troisième mode de réalisation, o le centre du spectre du signal sur spectre dispersé particulièrement faible vis-à-vis de la perturbation est éliminé au moyen l O d'un filtre à encoche fixe Sur la figure, 22 est le filtre à encoche fixe; 23 est un amplificateur; et 24 est un convolutionneur à SAW Bien que le système à spectre dispersé soit un système simple, il présente l'inconvénient que la puissance électrique est concentrée à proximité du centre du spectre du signal sur spectre dispersé Par conséquent, si l'onde perturbatrice se trouve au centre, elle est faible en propriété anti-perturbation étant donné les caractéristiques du convolutionneur. Dans le présent mode de réalisation, seule la proximité du spectre dispersé du signal reçu dans l'étage à fréquence intermédiaire est prélevée au préalable et utilisée en tant que signal reçu appliqué au convolutionneur après passage à travers l'amplificateur. De cette manière, il est possible de supprimer l'inconvénient selon lequel il est faible en particulier vis-à-vis de l'onde perturbatrice apparaissant à proximité du centre du spectre des fréquences du signal sur spectre dispersé, c'est-à-dire l'inconvénient décrit ci-dessus. i Un exemple de valeurs numériques concrètes utilisées dans le présent mode de réalisation est le suivant, dans le cas du système DS utilisant un code PN de 127 pastilles, o la fréquence du code est de 14 M Hz, lorsqu'un convolutionneur, pour lequel la fréquence centrale est de 215 M Hz et le retard de la porte de convolution est de 9 us, est utilisé, en utilisant un filtre à encoche o la fréquenc centrale est de 215 M Hz, la bande à 3 d B a environ 1,5 M Hz de large et l'atténuation au centre est d'environ 38 d B Le spectre des fréquences du signal sur spectre dispersé est d'environ 28 M Hz et même si une partie correspondant à environ 1,5 M Hz en est soustraite par le filtre à encoche, l'aggravation du pic de corrélation est légère et il est possible d'améliorer la partie faible de la portion centrale vis-à-vis de l'onde perturbatrice, avec une haute efficacité. Les valeurs numériques données ci-dessus ne sont qu'un exemple En bref, il est utile, pour améliorer la propriété anti- perturbation, d'atténuer la portion centrale du spectre des fréquences du signal sur spectre dispersé par insertion du filtre à encoche et on peut utiliser utilement, pour le filtre à encoche, soit un circuit LCR, soit un filtre numérique, soit un filtre à SAW. La propriété anti-perturbation peut être remarquablement améliorée par rapport à celle obtenue en utilisant les différents systèmes séparément, lorsque l'on combine deux du système à construction mélangeur doublement équilibré utilisé dans le mode de réalisation indiqué à la figure 4, du système indiqué à la figure 5 o le signal de référence du corrélateur est modulé en fréquence, et du système à filtre à encoche utilisé dans le mode de réalisation montré à la figure 6 ou bien les trois systèmes. La figure 9 illustre une combinaison du mode de réalisation indiqué à la figure 5 avec celui indiqué à la figure 1 o la sortie en corrélation d'un convolutionneur 17 est appliquée à la mélangeur doublement équilibré 2 et à un atténuateur 3 par un amplificateur 1. La figure 10 illustre une combinaison du mode de réalisation indiqué à la figure 6 et de celui indiqué à la figure 1, o la sortie en corrélation d'un convolutionneur 14 est appliquée au mélangeur doublement équilibré 2 et à l'atténuateur 3 par l'amplificateur 1. La figure 11 illustre une combinaison du mode de réalisation indiqué aux figures 1, 5 et 6. La figure 12 illustre une combinaison du mode de réalisation indiqué sur la figure 5 avec celui indiqué à la figure 4. La figure 13 illustre une combinaison du mode de ralisation indiqué à la figure 6 avec celui indiqué à la figure 4. La figure 14 illustre une combinaison du mode de réalisation des figures 5, 6 et 4. Comme on l'a expliqué ci-dessus, selon la présente invention, dans un dispositif de communication sur spectre dispersé, il est possible d'éliminer l'onde perturbatrice avec une haute efficacité par application d'une méthode simple au récepteur et une communication d'une haute fiabilité est rendue possible. En particulier, dans le cas o l'on effectue la communication en utilisant une onde électromagnétique faible, l'effet de l'élimination de laperturbation est remarquable. Par ailleurs, le dispositif d'élimination de l'onde perturbatrice selon la présente invention peut largement s'appliquer, en tant que système d'élimination d'une onde perturbatrice, non seulement à la communication sur spectre dispersé mais également lorsqu'une bande d'information ayant une large bande des fréquences est soumise à une onde perturbatrice sur bande étroite. R E V E N D I C A T I O N S 1 Dispositif de réception sur spectre dispersé caractérisé en ce qu'il comprend: un corrélateur ( 17) formant la corrélation entre un signal reçu et un signal de référence pour obtenir une sortie en corrélation; au moins un mélangeur ( 2) ayant des caractéristiques de mise au carré, disposé dans un étage suivant ledit corrélateur; et au moins un filtre passe-bande ( 4) ne permettant qu'à une composante prédéterminée de la bande des fréquences à la sortie du mélangeur de le traverser, ledit filtre étant disposé dans un étage suivant ledit mélangeur. 2 Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que des circuits, dont chacun se compose du mélangeur et du filtre passe-bande, connectés en série, sont connectés en série en un certain nombre d'étages suivant le corrélateur ( 17). 3 Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend de plus un atténuateur ( 3) et en ce que le mélangeur est un mélangeur doublement équilibré ayant deux entrées, la sortie en corrélation étant appliquée à l'une des entrées dudit mélangeur, l'autre étant appliquée à l'autre entrée par l'atténuateur. 4 Dispositif de réception sur spectre dispersé caractérisé en ce qu'il comprend: un générateur de code PN ( 20) pour produire un code PN, qui est inversé dans le temps par rapport à un code PN d'un signal reçu, en se basant sur un signal d'horloge un oscillateur à modulation de fréquence ( 19) pour produire une porteuse modulée en fréquence; un mélangeur ( 18) émettant un signal de référence obtenu par multiplication de ladite porteuse par le code PN à la sortie dudit générateur; et un corrélateur ( 17) formant la corrélation entre le signal reçu et le signal de référence pour obtenir une sortie en corrélation. Dispositif de réception d'un spectre dispersé caractérisé en ce qu'il comprend: un filtre à encoche ( 22) disposé dans un étage à fréquence intermédiaire du dispositif récepteur pour extraire une bande prédéterminée dans le spectre d'un signal reçu provenant de l'étage à fréquence intermédiaire; et un corrélateur ( 24) formant la corrélation entre le signal reçu et un signal de référence pour obtenir une sortie en corrélation. 6 Dispositif selon la revendication 5, caractérisé en ce que la bande prédéterminée est une bande à proximité du centre du spectre. 7 Dispositif selon la revendication 4, caractérisé en ce qu'il comprend de plus: au moins un mélangeur ( 18) ayant des caractéristiques de mise au carré, disposé dans un étage suivant le corrélateur; et au moins un filtre passe-bande ( 4) ne permettant qu'à une bande prédéterminée de fréquences à la sortie du mélangeur de le traverser, disposé dans un étage suivant ledit mélangeur. 8 Dispositif selon la revendication 5, caractérisé en ce qu'il comprend de plus: au moins un mélangeur ( 18) ayant des caractéristiques de mise au carré, qui se trouve dans un étage suivant le corrélateur; et au moins un filtre passe-bande ( 4) ne permettant qu'à une bande prédéterminée de fréquences à la sortie du 1 9 mélangeur de le traverser, disposé dans un étage suivant le mélangeur. 9 Dispositif selon la revendication 8, caractérisé en ce qu'il comprend de plus: un générateur de code PN ( 20) pour produire un code PN, qui est inversé dans le temps par rapport à un code PN d'un signal reçu, en se basant sur un signal d'horloge; un oscillateur à modulation de fréquence ( 19) pour produire une porteuse modulée en fréquence; un mélangeur ( 18) émettant un signal de référence obtenu par multiplication de la porteuse par le code PN à la sortie du générateur; et un corrélateur ( 17) formant la corrélation entre le signal reçu et le signal de référence pour obtenir une sortie en corrélation. Dispositif selon la revendication 8, caractérisé en ce que des circuits dont chacun se compose du mélangeur et du filtre passe-bande en série sont connectés en un certain nombre d'étages. 11 Dispositif selon la revendication 9, caractérisé en ce que des circuits dont chacun se compose du mélangeur ayant des caractéristiques de mise au carré et du filtre passe-bande en série, sont connectés en un certain nombre d'étages.