Brevet FR2649273A1 — publié le 19910104

Dispositif d'égalisation autoadaptative pour des échantillons numériques codés en duobinaire". La présente invention concerne un dispositif d'éga- lisation autoadaptative pour le traitement d'échantillons nu- mériques codés en duobinaire et transmis par un canal quasi- stationnaire, dispositif comprenant un filtre numérique trans- versal, un circuit d'estimation de l'erreur en sortie du fil- tre, et un automate pour réaliser un processus d'autoadapta- tion des coefficients du filtre numérique. Un tel dispositif est utilisé dans des systèmes de communications numériques. Dans ces systèmes, une suite de symboles émise par une source est transmise à travers un canal. Le canal modifie la forme des impulsions appliquées à son entrée et en augmente la durée. Les symboles successifs peuvent donc se chevaucher. Ce phénomène de chevauchement est appelé "interférence inter- symbole". Il induit une perturbation de chaque symbole par les symboles voisins et la restitution du message par un échantil- lonneur et un détecteur à seuils risque d'être erronée. L'in- terférence intersymbole apparaissant dans les systèmes de transmission a différentes causes, parmi lesquelles: - en liaison hertzienne, elle est causée par la présence de trajets multiples. Le nombre de trajets secondaires (ou réflé- chis), leurs retards et leurs amplitudes relatives varient dans le temps; ce canal ne peut donc être caractérisé qu'à un instant donné; il est non stationnaire. - sur un réseau câblé ou une distribution collective, les trajets multiples peuvent souvent être modellisés par un tra- jet double. Dans le cas d'un modèle à deux; ajets (écho sim- ple), la distorsion résultante est équivalente à un filtrage linéaire, les paramètres ne sont pas modifiés rapidement en cours du temps; ce canal est dit stationnaire. - en outre, des interférences intersymboles sont suscepti- bles d'être provoquées dans les récepteurs mêmes par leurs propres circuits de filtrage et de démodulation et notamment par les imperfections de la démodulation dans le cas d'une modulation d'amplitude à bande latérale réduite. On a constaté qu'un décodeur de Viterbi est moins sensible à l'interférence intersymbole qu'un décodeur à seuils, mais ses performances ne sont pourtant pas tout à fait suffisantes. L'article d'Adam LENDER intitulé "Decision Directed Digital Adaptive Equalization Technique for High-Speed Data Transmission" dans la publication: "IEEE Transactions on Com- munication Technology", vol.COM-18, n05, Oct.1970, pages 625- 632, décrit un égaliseur qui est congu pour un signal duobi- naire, avec une quantification de 10 bits, et il utilise l'al- gorithme du gradient stochastique. La fréquence du signal est de 4600 bauds. On a constaté que la convergence de l'algorith- me est compromise si l'on cherche à diminuer le nombre de bits de quantification. L'invention est basée sur l'idée d'utiliser un éga- liseur autoadaptatif dans un décodeur de télévision selon la norme D2-MAC et la constatation que, moyennant certaines dis- positions particulières concernant l'initialisation et l'arrêt du processus d'autoadaptation, il est possible de réduire le nombre de bits de quantification des coefficients du filtre sans pour autant entrainer de défauts de convergence. Afin de pouvoir diminuer ce nombre, tout en préser- vant la fiabilité de la convergence, le dispositif selon l'in- vention comporte un élément de décision pour stopper le pro- cessus d'ajustement répétitif des coefficients lorsque la va- leur des échantillons en sortie du dispositif est comprise dans une des fenêtres d'un ensemble de fenêtres prédétermi- nées, et chacun des coefficients du filtre est défini par un nombre de bits limité à huit ou neuf. La constatation qu'un seul échantillon est compris dans une desdites fenêtres est suffisante pour stopper le pro- cessus d'autoadaptation des coefficients. Ainsi le dispositif est le plus simple possible, et néanmoins son efficacité n'est pas diminuée. L'ensemble de fenéres se compose avantageusement de trois.-fenêtres, l'une encadrant le niveau normal d'un échan- tillon zéro, une autre encadrant le niveau normal d'un échan- tillon haut, et la troisième encadrant le niveau normal d'un échantillon bas. En outre, le dispositif comporte des moyens pour activer le processus d'autoadaptation seulement pendant les périodes de signal numérique présentes au début de chaque li- gne d'image, et pour court-circuiter le filtre pendant les pé- riodes de multiplex temporel qui suivent les périodes de si- gnal duobinaire. Le filtre est avantageusement un filtre à huit coefficients, dissymétrique, et dont le coefficient principal est le troisième. Pour faciliter la convergence du processus, le dis- positif est muni de moyens. pour, lors de l'initialisation, mettre le coefficient principal du filtre à un, et les autres à zéro. Au cours de l'autoadaptation, l'automate additionne ou soustrait à chacun des coefficients du filtre une quantité égale à une puissance négative de deux. Ceci peut être réalisé de façon particulièrement simple lorsque cet automate comporte à cet effet, pour chacun des coefficients à adapter, un comp- teur dont la capacité exprimée en bits est égale au nombre de bits de quantification des coefficients du filtre, et en ce que les additions/soustractions sont réalisées en incrémen- tant/décrémentant les chiffres de comptage du compteur. Dans un mode de réalisation simple le susdit élé- ment de décision est constitué à partir d'une mémoire morte dite PROM à laquelle le signal filtré numérique est fourni en tant qu'adresse, et chacune des adresses possibles contient une valeur numérique exprimant la décision correspondante. Du fait de la diminution du nombre de bits et de la simplification de tous les circuits associés qui en résulte, le dispositif complet d'égalisation peut être réalisé sous une forme intégrée. La description qui va suivre, en regard des dessins annexes décrivant des exemples non limitatifs fera bien com- prendre comment l'invention peut être réalisée. La figure 1 illustre un système dans lequel l'in- vention est utilisée. La figure 2 est un schéma général de dispositif d'égalisation. La figure 3 représente un 'diagramme de l'oeil'. La figure 4 est un schéma de filtre transversal utilisable dans le dispositif selon l'invention. La figure 5 est un schéma synoptique du dispositif d'égalisation complet. Dans le système de la figure 1, le signal D2-MAC/ paquet reçu sur une antenne 2 est retransmis en modulation d'amplitude (modulation réalisée dans un centre de distribu- tion 4) par un réseau de distribution par câble 14, vers un ou plusieurs téléviseurs dont un est représenté en 5. On utilise une modulation d'amplitude à bande latérale réduite qui offre l'avantage d'occuper moins de place, pour la même bande pas- sante du signal modulant, que la modulation d'amplitude à dou- ble bande. Malheureusement, elle peut faire apparaître de l'interférence intersymbole si certains paramètres de la chai- ne de transmission et de la démodulation ne respectent pas les principes théoriques. Pour le type de décodage envisagé ici, le signal D2-MAC/paquet est récupéré en bande de base sur la prise péri- télévision du récepteur 5 à modulation d'amplitude et à bande latérale réduite (sortie dite vidéocomposite d'un téléviseur classique). Les signaux sont traités, pour y être décodés, dans l'élément 7 et les signaux d'image décodés, avec les si- gnaux de son et les signaux de synchronisation sont renvoyés sur les bc:nes de la susdite prise de péritélévision. Le si- gnal à cor:iger par l'égaliseur de l'invention est la partie duobinaire du multiplex temporel du signal D2-MAC/paquet. L'égaliseur est donc situé dans l'élément 7 en amont du circuit de décodage des données duobinaires; il est précédé d'un convertisseur analogique/numérique. Sur le schéma du dispositif de correction de la figure- 2, le signal d'entrée xk (k est l'indice temporel de l'échantillon) est amené à un filtre numérique transversal 27. Le signal filtré Yk qui en sort est amené à un compara- teur à seuils 33 dans lequel le signal Yk est comparé à deux seuils L placés à mi-amplitude de chacune des polarités du diagramme de l'oeil" du signal reçu (fig 3), et le résultat de la comparaison permet de décider de la valeur normalisée (basse, nulle, haute) à attribuer au signal. Le signal "déci- dé" ak est le signal utile. Il est amené à un élément 34 qui calcule l'erreur, appelée ek, pour chaque échantillon. Cette erreur est la différence entre le signal "décidé" qui a une amplitude normalisée, et le signal filtré Yk. L'erreur ek est fournie à un automate 35. Ce dernier adapte les coeffi- cients du filtre dans le but de diminuer l'erreur quadratique moyenne. Il fournit au filtre les N coefficients ci adaptés. Plusieurs types d'application d'un tel schéma exis- tent pour réaliser un filtrage adaptatif au sens général, et plus particulièrement un filtrage auto-adaptatif, ou une annu- lation d'écho. Pour supprimer l'interférence intersymbole, l'er- reur quadratique moyenne entre le symbole "décidé" et le sym- bole réellement émis doit devenir minimale. Dans un filtrage adaptatif, la séquence de symboles est connue et le récepteur dispose de la séquence, qui est comparée au signal décidé: il n'y a pas d'estimation à faire sur le signal reçu. Ce dispositif fonctionne sur de fortes distorsions, mais la synchronisation est délicate à réaliser. Dans un filtrage auto-adaptatif, le signal reçu est estimé. Cette estimation sert de signal de référence. Ce dis- positif fonctionne sur toute information. Il n'y a pas de mémorisation de séquence. Habituellement, les algorithmes correspondants prévoient une phase d'apprenti.sage. Dans le cas d'un annuleur d'écho, il est nécessaire que le perturbateur soit connu: il est soustrait du signal re- çu pour obtenir le signal émis. Un tel dispositif est réservé aux réseaux bi-directionnels de télécommunication. Dans la présente application, le perturbateur est inconnu; le troisième cas est donc exclu. Le premier cas né- cessite d'avoir en permanence la mémorisation des informations de la séquence dans le récepteur. C'est donc le filtrage auto- adaptatif qui est ici le plus approprié..En outre, le présent système de transmission n'introduit pas de fortes distorsions, et la phase d'apprentissage n'est même pas nécesssaire. Pour le processus d'autoadaptation, deux critères principaux d'optimisation peuvent être utilisés, à savoir: ou bien obtenir le minimum de la distorsion maximale, ou bien obtenir le minimum de l'erreur quadratique moyenne. De nombreux algorithmes existent pour répondre à ces critères. Les plus utilisés sont: - le forçage à zéro utilisé pour le minimum de la distor- sion maximale - l'algorithme du gradient stochastique pour la minimisa- tion de l'erreur quadratique moyenne. De complexité équivalente, l'algorithme du gradient présente de meilleures performances: c'est cet algorithme qui a été choisi. Soit un filtre transversal non récursif à N coeffi- cient Co,...CN_1; les données d'entrée, ainsi que les coef- ficients peuvent se mettre sous la forme: Xk-1 IxkC Xk=. et C =. Ixk...+ c,. {XkN+1 cN-11 N-1 Le signai en sortie du filtre Yk=E cixk-i i=o peut s'écrire: Yk = cT-Xk o CT désigne le vecteur transposé de C. L'erreur est représentée par l'écart entre Yk et ak: ek = CT.Xk - ak Il s'agit de minimiser l'erreur quadratique moyenne J(C): J(C) = E(Jekl2)= E(ICTXkaki2) (1) (E est l'espérance mathématique) qui représente une moyenne d'ensemble, proche de la moyenne temporelle: 1 k Jk(C) = -.jE ek2 (2) k j1 Lorsque le filtre s'est stabilisé en régime permanent, l'équa- tion (1) peut s'écrire encore: J(C) = CT.G.C. - 2CT.V + a2 avec: a2 = E (laki2) G = E (Xk. XkT) V = E (Xk.ak) Le gradient de J(c) par rapport au vecteur C est donné par: 3J/8C = 2 (GC - V) Le vecteur optimal est défini lorsque le gradient est nul, donc: Copt = Gt.V On peut montrer que la matrice G est non singulière et que le vecteur Coptest unique. Pour converger vers Copt, l'algorithme du gradient détermi- niste utilise un procédé récursif pour modifier le filtre après chaque estimation: a aJ C(k+1) = C(k) - - - = C(k)-a.E(ekXk) 2 8Ck o a est une constante positive, qu'on nomme incrément de l'algorithme. L'égaliseur fournit à l'organe de décision un échantillon Yk représentant la meilleure estimation du symbole émis au sens de l'erreur quadratique moyenne minimale. La valeur délivrée par l'organe de décision est notée âk. Commz on ne dispose pas de la vraie valeur de ak, mais seulement de âk, c'est cette dernière valeur qui est utilisée en pratique pour réali- ser l'algorithme. En pratique, le calcul de E(ekxk) qui fait inter- venir une espérance mathématique s'avère délicat; si la moyen- ne d'ensemble (1) se rapproche de la moyenne temporelle (2), donc si k est grand, l'estimation du gradient donnée par la valeur instantanée ek. xk est possible et les coefficients sont adaptés par la relation: ci(k+l1) = ci(k)-a.ek.xk-i (3) La récursivité de l'algorithme du gradient stochastique réali- se à la fois moyennage et minimisation. Le procédé comporte deux phases: - la phase de filtrage proprement dite, à l'issue de la- quelle on obtient une erreur d'estimation ek liée à l'état actuel C du filtre. - la phase d'adaptation contrôlée par ek, par xk, ainsi que par l'incrément a. Les avantages de cet algorithme sont les suivants: - il y a peu de calculs (2N multiplications, N additions pour le filtrage, comme pour l'adaptation), donc la réa- lisation n'est pas complexe. - des versions simplifiées de cet algorithme peuvent encore réduire le coût du système (version "signe à pas a cons- tant). C'est ainsi qu'on a choisi içi une version simplifiée de l'é- quation (3): ci(k+1) = ci (k) - a.sgn ek.sgn Xki (4) (sgn = "signe de") La réalisation de cette équation est possible en utilisant des "OU exclusif' pour la multiplication des deux signes. Les-problèmes dûs au fait qu'on ne dispose que d'estimations de l'erreur et ceux dûs aux simplifications peu- vent être évités en choisissant un pas a assurant un compromis entre la finesse de convergence (valeur de l'erreur quadrati- que moyenne résiduelle) et la vitesse de convergence. Dans la présente application, la vitesse de convergence n'a pas une grande importance, et il suffit de choisir un pas a assez pe- tit pour assurer la convergence. Néanmoins, étant donné que s l'égaliseur est destiné à équiper du matériel de type 'grand public", il ne faut pas non plus opter pour un pas a trop pe- tit, car la quantification des coefficients du filtre (c'est- à-dire le nombre de valeurs discrètes différentes qu'ils peu- vent prendre) est directement égale à l'inverse du pas, et le coût des multiplications croit, quand a diminue. Les essais ont montré qu'un pas a41/27- 0,008, pour un filtre à huit coefficients, assurait la convergence et don- nait des résultats suffisants. Le filtre auto-adaptatif préfé- ré a les caractéristiques suivantes: - c'est un filtre transversal ou linéaire non récursif à huit coefficients répartis en C_2,C_1,Co,C1,C2,C3, C4,C5; Co est le coefficient principal, C-2 et C-1 servent à corriger les perturbations de démodulation et C1 à C5 servent à corriger ces mêmes perturbations ainsi que les échos dont le retard est de 50 à 500ns. - il est auto-adaptable sur le critère de l'erreur quadra- tique moyenne minimale et à l'aide de l'algorithme du gradient déterministe signé. - le pas d'incrémentation est a - 0,008 et la quantifica- tion des coefficients est de 8 bits y compris le signe. Sur le schéma de filtre numérique transversal de la figure 4 les signaux sont indiqués avec les mêmes références que dans l'exposé théorique cidessus. Le signal xk à l'entrée 11 du filtre est amené à un groupe de multiplieurs 38 en parallèle (les multiplieurs sont tous identiques et pour alléger la fi- gure, seule la référence du multiplieur le plus à gauche est indiquée). Chacun d'eux reçoit un coefficient multiplicateur respectivement C-2,C-1,, Co,C1,C2,C3, C4,C5 (de la gauche vers la droite) en provenance de l'élément 35 de la figure 2. Le signal sortant de chaque multiplieur est amené à un sommateur 12, à chaque fois à travers un circuit retar.steur T,2T,3T,.. 7T, respectivement de la gauche vers la droite (les signes T,2T,3T...7T représentent à la fois les références des élé- ments et les durées de retardement). Le sommateur 12 fournit en sortie le signal Yk- Dans le dispositif complet représenté par la figure , le.signal duobinaire est amené sous forme numérique sur un bus 11 à huit fils. Le signal xk est exprimé, non pas en bi- naire naturel, mais en binaire signé (complément à deux): le bus 11 comporte donc sept fils de valeur et un fil de signe. Le signal xk est amené au filtre numérique 27 qui est cons- titué selon le schéma de la figure 4. Son signal de sortie Yk traverse un élément 26 qui est un registre commutateur. Le signal d'entrée xk est également amené à un élément 28 de retardement destiné à fournir un signal identique au signal d'entrée mais retardé du nombre R de périodes d'horloge voulu pour être en synchronisme avec le signal issu du filtre 27. Ce signal retardé (xkR) est fourni à un registre 29. Le signal de sortie 31 est prélevé à volonté dans le registre 29 (xkR non filtré) ou dans le registre 26 (Yk filtré). Ce signal est amené à un élément 36 qui détermine directement le signe de l'erreur sgn(ek). Il n'utilise pas de comparateur à seuils à proprement parler (le commparateur 33 avait été men- tionné plus haut pour simplifier les explications), mais con- tient une mémoire morte (PROM) dont le rôle sera expliqué maintenant.Pour une valeur déterminée du signal Yk, il est facile de déterminer à la fois ak et ek. Pour illustrer cela, une valeur Yk est indiquée à titre d'exemple sur la figure 3. Sa valeur est supérieure au seuil L le plus haut: donc ak vaut 1. Comme la valeur Yk est supérieure à ak, le signe de l'erreur est positif. Pour n'importe quelle valeur de Yk les mêmes déductions simples peuvent être faites. En pratique, la valeur de Yk est introduite dans la mémoire PROM en tant qu'adresse, et à chaque adresse a été inscrite à l'avance la valeur sgn(ek) qui correspond. Cette valeur est délivrée sur un fil 22. Ce fil 22 ainsi que le fil de signe 32 portant le signe de xk (et qui est prélevé sur le bus 11) sont conne tés aux entrées d'une porte OU exclusif 9. Le fil 32 traverse en outre un élément de retardement 17, de façon que le signe amené à la porte 9 devienne celui de l'échantil- lon Xk.i, au lieu de celui de l'échantillon xk. En choi- sissant par exemple l'état UN pour désigner le signe plus et l'état ZERO pour désigner le signe moins, il est aisé de véri- fier, en passant en revue tous les cas possibles (tableau de vérité), que la porte 9 fournit en sortie le signal: -sgn(ek).sgn(xk-i)- Pour le traitement des 8 coefficients du filtre, il faut une configuration qui permette de les mémoriser et de les adapter: on utilise dans le dispositif d'Adam LENDER déjà ci- tée un stockage série, à l'aide d'une mémoire rapide, ou de registres à décalage. Bien que cette solution offre un gain de place, elle permet difficilement de réaliser la lecture, l'a- daptation et l'écriture en un seul coup d'horloge pour chaque coefficient, ce qui ralentit le temps d'adaptation et exige des temps d'accès mémoire très courts ( figuration différente avec stockage parallèle qui a été choi- sie: pour réaliser la multiplication par a, chaque coefficient du filtre est représenté respectivement par le chiffre de comptage d'un compteur 38,39,40,....,45, chiffre qui est mémo- risé par chaque compteur et transféré au filtre 27 via un re- gistre 21. Les compteurs qui correspondent aux coefficients à ajuster comptent en binaire signé avec une capacité de;27, soit;128, c'est à dire que leur capacité exprimée en bits est égale au nombre de bits de quantification des coefficients du filtre. Ainsi l'incrémentation ou la décrémentation d'une uni- té représente une variation d'un cent vingt huitième de la va- leur maximale, ce qui revient donc à ajouter ou retrancher a. En appliquant une telle variation dans le sens correspondant au produit des signes de Xki et ek, on réalise l'opéra- * tion: -a.sgn(ek). sgn(xk-i) de l'équation 4. A cet effet le signal de sortie de la porte 9 est amené aux compteurs pour commander le comptage ou-le dé- comptage selon que ledit signal de sortie est à UN ou à ZERO. Certains décodeurs de signal D2-MAC/paquet disponibles dans le commerce travaillent avec une fréquence d'échantillons de 20,25 Mhz alors que le rythme de bits de la période duobi- naire.en D2-MAC/paquet est de 10,125 Mhz: lorsqu'on utilise un signal fourni par un tel décodeur, on n'en traite qu'un échan- tillon sur deux dans le présent dispositif. A cet effet, un signal d'horloge H à 10,125 Mhz, en phase avec les ventres du diagramme de l'oeil (figure 3), qui est engendré à partir du susdit décodeur, est amené à tous les éléments du présent dis- positif et notamment à l'élément 36 pour y déclencher la lec- ture de sgn(ek). Il est amené aussi à un organe de gestion 16 qui est relié aux compteurs et au registre 21. Cet organe sert notamment à désigner le compteur qui doit fonctionner à un instant donné, au moyen de l'entrée d'autorisation ("ena- ble") de ce dernier. En effet les compteurs fonctionnent cha- cun à leur tour au rythme de l'horloge, de façon à ce que la valeur de i dans Xki soit à chaque fois la bonne. Après huit périodes d'horloge, les valeurs de comptage sont toutes établies et l'organe 16 déclenche alors la fourniture des va- leurs des coefficients par le registre 21 au filtre 27. A ce moment, l'organe de gestion 16 attend encore huit périodes d'horloge, afin que l'effet de la modification des coeffi- cients soit complet en sortie du filtre puis en sortie de l'élément 36 (le temps de transit total est d'environ huit périodes d'horloge), et il déclenche alors un nouveau cycle d'autoadaptation des coefficients, le cas échéant. L'ensemble des éléments ou organes 16,38-45,21 cons- titue ainsi un automate pour réaliser le processus d'autoadap- tation des coefficients du filtre. Sur la figure 3 sont indiquées des fenêtres F qui constituent un ensemble composé de trois fenêtres F, l'une encadrant le niveau normal d'un échantillon zéro, une autre encadrant le niveau normal d'un échantillon haut (1), et la troisième encadrant le niveau normal d'un échantillon bas (-1). Il Est clair que pour chaque valeur de Yk, le fait qu'elle soit ou non comprise dans une des fenêtres F ne dépend que de ladite valeur de Yk. Ainsi que cela a été expliqué plus haut, l'élément 36 contient dans une mémoire PROM, pour chaque adresse correspondant à une valeur de Yk, le signe de ek: en plus, un code est enregistré à chaque adresse indi- quant.si la valeur de Yk est comprise dans une des fenêtres de l'ensemble de fenêtres F. L'élément 36 est ainsi un élément de décision qui fournit ledit code via un fil 19 à l'organe 16, de façon que ce dernier stoppe l'incrémentation des comp- teurs, c'est à dire l'autoadaptation des coefficients, lors- qu'une valeur de Yk a été trouvée dans une des fenêtres. Une seule valeur de Yk trouvée dans une des fenêtres suffit pour provoquer l'arrêt du processus, qui est ensuite maintenu arré- té jusqu'à ce qu'une valeur de Yk soit à nouveau trouvée en dehors des fenêtres. Par mesure de sécurité le coefficient principal du filtre est exclu du processus d'autoadaptation et maintenu à UN en permanence. Afin de diminuer l'erreur quadratique moyen- ne résiduelle en sortie, sans compliquer la gestion des coef- ficients, on peut avantageusement attribuer une dynamique deux fois plus forte, c'est à dire neuf bits, au coefficient prin- cipal, tout en laissant à huit bits la dynamique des coeffi- cients latéraux; ceci est réalisable si l'amplitude de varia- tion de ces derniers n'est pas supérieure à la moitié de l'am- plitude du coefficient principal. Pour le type d'écho envisagé ici, cette hypothèse est réaliste. Le filtre auto-adaptatif doit se comporter au dé- part, et au moins jusqu'à ce que la synchronisation de l'hor- loge ait été établie par le décodeur de signaux D2-MAC/paquet, comme un filtre passe-tout. Après que cette synchronisation ait été établie, un signal correspondant à la durée de la sal- ve duobinaire (10,5 pS) est introduit sur une entrée 30, pour être fourni aux registres 29, 26 et à l'organe de gestion 16. A partir de ce signal, l'organe 16 active le processus d'auto- adaptation pendant cette période (10,5 pS), puis l'arrête pen- dant le reste de la ligne de télévision (53. ps). Le signal est aussi amené aux registres 26 et 29, Four mettre la sor- tie de l'un en état de haute impédance pendant que l'on utili- se la sortie de l'autre et vice versa, de façon à choisir le signal filtré pendant la période de signal duobinaire et le signal non filtré pendant le reste de la ligne de télévision. Pendant ce reste de ligne on utilise un signal non filtré., car l'échantillonnage y est fait à 20,25 Mhz, alors que le fonc- tionnement du filtre est prévu à 10,125 Mhz, pour des raisons théoriques; moyennant quelques modifications, il pourrait néanmoins être envisagé de filtrer un échantillon sur deux des composantes MAC pendant ce reste de ligne, en laissant par conséquent alors le filtre toujours en service. Lors de l'initialisation de l'égaliseur, tous les coefficients ont la valeur zéro dans les compteurs. Bien que le coefficient principal du filtre soit maintenu à UN en per- manence, avec certains types de filtres numériques il est néanmoins nécessaire de l'initialiser. A cet effet, l'organe 16 de gestion est relié à un élément 20 qui, lors de l'initia- lisation, transfère la valeur UN depuis un registre vers le compteur qui correspond au coefficient principal. Avec d'au- tres types de filtre, on pourrait cabler définitivement à UN le coefficient principal. Pour permettre un fonctionnement correct de ce fil- tre auto-adaptatif, il est utile de prévoir un circuit capable de détecter les coupures de l'alimentation, tels que ceux cou- ramment utilisés dans les téléviseurs avec microprocesseurs, de façon à réinitialiser le processus d'auto-adaptation après une telle coupure. Le présent dispositif pourrait aussi être utilisé avec des signaux de type DMAC ou à haute définition, moyennant toutefois quelques modifications. REVENDICATIONS: 1... Dispositif d'égalisation autoadaptative pour le trai- tement d'échantillons numériques codés en duobinaire et trans- mis par un canal quasi-stationnaire, comprenant un filtre nu- mérique transversal, un circuit d'estimation de l'erreur en sortie du filtre, et un automate pour réaliser un processus d'autoadaptation des coefficients du filtre numérique, carac- térisé en ce qu'il comporte en outre un élément de décision pour stopper le processus d'autoadaptation des coefficients lorsque la valeur des échantillons en sortie du dispositif est comprise dans une des fenêtres d'un ensemble de fenêtres pré- déterminées, et en ce que chacun des coefficients du filtre est défini par un nombre de bits limité à huit ou neuf. 2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il est appliqué dans un système utilisant la norme D2-MAC. 3. Dispositif selon l'une des revendications 1 ou 2, ca- ractérisé en ce que l'ensemble de fenêres se compose de trois fenêtres, l'une encadrant le niveau normal d'un échantillon zéro, une autre encadrant le niveau normal d'un échantillon haut, et la troisième encadrant le niveau normal d'un échan- tillon bas. 4. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que la constatation qu'un seul échantillon est compris dans une desdites fenêtres est suffi- sante pour stopper le processus d'autoadaptation des coeffi- cients. 5. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens pour activer le processus d'autoadaptation seulement pendant les périodes de signal numérique présentes au début de chaque li- gne d'image. 6. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que le filtre est à huit coef- ficients. 7. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que le coefficient principal est le troisième. 8. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que le coefficient principal du filtre est défini par neuf bits et les autres par huit bits. 9. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens pour que, lors de l'initialisation du processus d'autoadaptation, le coefficient principal soit à un, et les autres à zéro. 10. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il est muni de moyens pour courtcircuiter le filtre pendant les périodes de multiplex temporel qui suivent les périodes de signal duobinaire. 11. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel l'automate qui réalise l'autoadapta- tion additionne ou soustrait à chacun des coefficients du fil- tre une quantité égale à une puissance négative de deux, ca- ractérisé en ce que cet automate comporte à cet effet, pour chacun des coefficients à adapter, un compteur dont la capaci- té exprimée en bits est égale au nombre de bits de quantifica- tion des coefficients du filtre, et en ce que l'addition/sous- traction est réalisée en incrémentant/décrémentant le chiffre de comptage dudit compteur. 12. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que le susdit élément de déci- sion est essentiellement constitué d'une mémoire morte dite PROM à laquelle le signal filtré numérique est fourni en tant qu'adresse, et qui contient à chacune des adresses possibles une valeur numérique exprimant la décision correspondante. 13. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel les échantillons numériques sont in- troduits au rythme de 20,25 Mhz, caractérisé en ce qu'il est muni de modens pour traiter un échantillon sur deux pendant les périoces de signal duobinaire, et en ce que le processus d'autoadaptation et le filtrage proprement dit sont réalisés avec une fréquence d'horloge de 10,125 Mhz. 14. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il est réalisé sous une for- me intégrée.