Brevet FR2659811A1 — publié le 19910920

Récepteur de radlonavigation par satellite. La présente invention concerne un récepteur de radionavigation par satellite. Elle s'applique notamment à la réalisation d'un récepteur du système connu de radionavigation par satellite GPS code C/A, dont des descriptions peuvent être trouvées dans les publications de l'institut de navigation de Washington DC ayant pour titre "Global positioning system" nO 0.936406-01-1 et nO 0.936406-00-3. Dans le système GPS code C/A chaque récepteur de radionavigation reçoit des signaux étalés en spectre à la fréquence de 1575,42 MHz. Ces signaux qui sont émis par les satellites du système, sont recueillis au sol par un aérien de diagramme de rayonnement hémisphérique, avec un niveau de signal très faible, de l'ordre de -133 dbm pour chaque satellite reçu. Le signal reçu est démodulé par un récepteur lié à l'aérien qui en extrait des informations, d'une part, d'almanach et d'éphéméride et d'autre part, de temps de propagation des signaux émis des satellites jusqu'sou récepteur et de décalage doppler de leur fréquence de réception.Les informations d'almanach et d'éphéméride sont complétées par des coefficients de correction qui sont propres à chacun des satellites poursuivis par le récepteur, toutes ces informations sont superposées à leur code pseudo-aléatoire d'étalement de spectre. Les informations d'almanach et d'éphéméride permettent à un calculateur de navigation de calculer à tout instant la position des satellites poursuivis par le récepteur. Les informations relatives au temps de réception des signaux des satellites et au décalage doppler permettent au calculateur de navigation de connaître l'éloignement et la vitesse propre des satellites poursuivis. A partir des informations précédentes, le calculateur de navigation a pour tâches principales de calculer la position du récepteur relativement au géode terrestre et éventuellement de délivrer le temps universel coordonné, TUC. D'autres fonctions cosmographiques peuvent également être greffées aux fonctions. principales précédemment décrites et notamment les fonctions nécessaires à la navigation dans des zones déterminées du géoïde. Selon une structure connue des récepteurs GPS, les signaux en provenance d'un aérien sont amplifiés et convertis en signaux analogiques en bande de base par un récepteur superhétérodyne généralement à double changement de fréquence à cause du grand gain qu'il faut réaliser. Les signaux obtenus sont éventuellement numérisés et trois traitements sont exécutés sur les signaux obtenus en bande de base. Un premier traitement consiste à effectuer une corrélation avance/retard avec une réplique du code pseudo-aléatoire d'étalement de spectre du satellite reçu pour chiffrer finement la distance > encore appelé pseudo-distance, séparant le satellite du récepteur.Le deuxième traitement consiste à effectuer une corrélation par boucle de "costas" avec une horloge de référence pour chiffrer la vitesse de déplacement du satellite le long du rayon vecteur satellite/récepteur, cette mesure portant le nom de mesure de "delta pseudo distance satellite". Enfin le troisième traitement consiste à effectuer une dernière corrélation avec l'horloge de référence pour démoduler les signaux DPSK de données d'almanach, d'éphéméride et les coefficients de correction superposés au code d'étalement de spectre du satellite. Ce dernier traitement donne également un chiffrage grossier de la distance satellite qui est complété par le premier traitement pour obtenir la pseudo distance réelle. Toutes ces données sont ensuite traitées par un processeur de navigation qui en déduit la position du récepteur et le temps.Naturellement la mise en oeuvre de cette structure requiert l'utilisation d'un nombre important de composants qui limite, pour des questions de coût et d'encombrement, l'exploitation des récepteurs à un nombre réduit de canaux. Le but de l'invention est de pallier les inconvénients précités. A cet effet, l'invention a pour objet un récepteur de radionavigation par satellite du type comprenant une chaîne de réception couplée à un processeur de navigation, caractérisé en ce que la chaîne de réception est d'un type homodyne et est formée par un seul étage de changement de fréquence suivi d'une chaîne d'amplificateurs couplée à un circuit de chiffrage pour chiffrer les signaux transitant entre chaque amplificateur avant leur transmission au calculateur de navigation. L'invention a pour avantage qu'elle permet des réalisations de récepteurs GPS code C/A très économiques même pour des productions en petites séries. Par rapport à un récepteur superhéterodyne classique le récepteur selon l'invention présente l'avantage de ne posséder qu'un seul étage de changement de fréquence pour ramener directement les signaux reçus en bande de base. Comme le signal bande de base utile du code GPS C/A est constitué d'un lobe en sin X/X de largeur 2 MHz, centré à l'origine des fréquences, la logique de conception d'un récepteur homodyne voudrait qu'il soit constitué seulement de deux voies en fréquence intermédiaire, une voie en phase I et une voie en quadrature Q de bandes passantes comprises entre O à 1 MHz dans une chaîne de traitement parfaitement adaptée (au sens mathématique du terme).Cependant selon l'invention, la structure du récepteur est encore davantage simplifiée puisque le récepteur ne possède qu'une seule voie de fréquence intermédiaire traitant des signaux sur une bande passante de 2 MHz centrée sur la fréquence 1 MHz. L'avantage de cette disposition est qu'elle divise le coût de réalisation des étages à frequence intermédiaire et évite les problèmes d'appariement de voies I et Q au prix cependant d'une bande passante deux fois plus élevée et d'une numérisation à fréquence double (4 MHz au lieu de 2 fois 2 MHz). Mais ceci n'offre pas de difficultés de réalisation notoires du fait des fréquences peu élevées mises en jeu, bien que le rapport signal/bruit diminue dans l'amplificateur à fréquence intermédiaire du fait que la bande de bruit correspondant aux fréquen ces négatives, qui ne porte pas le signal, est également amplifié.Cette perte est cependant tolérable attendu que les satellites usuels ont des bilans énergétiques de l'ordre de 40 dBHz et qu'une dégradation de seulement 3 dB de ce bilan n'apparaît pas significative. D'autre part, la technique de chiffrage permet de répartir le gain en fréquence intermédiaire total qui est extrêmement élevé sur N étages d'amplification de constitution semblable dont les bandes passantes des filtres qui leur sont associés peuvent cependant varier avec la solution du chiffrage retenu.Un autre avantage est qu'il n'est pas nécessaire pour réaliser les filtres de recourir à des gabarits critiques et les coefficients de qualité peuvent être choisis suffisamment faibles pour permettre des réalisations sans réglage avec des composants de tolérance standard (10i). En pratique l'utilisation de filtres de Bessel à l'ordre 3, est tout à fait satisfaisante. D'autre part, la mise en oeuvre d'un circuit de chiffrage présente l'immense avantage de rendre insensible le récepteur aux dérives de gain des amplificateurs quelle que soient leurs causes, chaleur ou dispersion de leurs caractéristiques en fabrication par exemple et de ne pas créer de fréquences images en dehors de la bande passante du récepteur. Un autre intérêt de l'invention est qu'elle permet de traiter les informations en bande de base par programme exécutable par un processeur numérique de traitement du signal ce qui a pour avantage de simplifier l'horloge de référence de réception car les dérives à long terme de I'oscillateur local dues au vieillissement et aux dérives thermiques peuvent être traitées numériquement. De la sorte, il n'est plus nécessaire de thermostater l'oscfflateur local ou de lui imposer des spécifications de dérive à long terme particulièrement étroite comme dans les autres types de récepteurs GPS. La structure homodyne mis en oeuvre dans le récepteur de l'invention permet également de simplifier la structure de l'horloge de référence du récepteur. Comme la fréquence intermédiaire est unique, l'oscillateur local du récepteur se trouve ainsi réduit à sa plus simple expression, car il n'y a qu'une fréquence locale à produire pour la tête haute fréquence. Cependant la nécessité de numériser l'information requiert en aval la fourniture d'une fréquence d'échantillonnage dont les caractéristiques de stabilité relative doivent être du même ordre que celles de l'oscillateur local du récepteur pour ne pas perturber les traitements en bande de base. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront ci-après grâce à la description qui suit faite en regard des dessins annexés qui représentent La figure 1 l'organisation d'un recepteur GPS selon l'invention La figure 2 un mode de réalisation de la tête haute fréquence du récepteur de la figure 1 La figure 3 un mode de réalisation du module de traitement bande de base du récepteur de la figure 1 Les figures 4 à 6 des organigrammes illustrant les procédés de démodulation et de reconnaissance de code mis en oeuvre par l'invention pour permettre la reconnaissance des ondes porteuses des signaux transmis par les satellites et des codes GPS correspondants. L'organisation matérielle du récepteur selon l'inven- tion qui est représentée à la figure 1 comprend un module de tête HF 1 couplé à un processeur de navigation 2 au travers d'un module de conversion d'informations GPS sous forme numérique 3 et d'un module de traitement en bande de base 4 commandé par un module logiciel 5. Le module de tête HF 1 est représenté sur la figure 2 connecté à un module 3 de conversion d'information GPS sous forme numérique. I1 comporte > représentés à l'intérieur d'une ligne fermée en pointillés, un récepteur homodyne 5, une chaîne d'amplification 6 et un générateur de fréquence 7. Le récepteur homodyne 5 comporte un premier filtre 8 accordé sur la fréquence 1575, 42 MHz et interposé entre deux circuits amplificateurs microondes monolithiques 9, 10 et un deuxième filtre passe bas 11 de fréquence de coupure 2 MHz. Un circuit mélangeur en anneaux 12 est interposé entre la sortie de l'amplificateur 10 et l'entrée du filtre 11 pour transposer la fréquence 1575,42 MHz appliquée sur une première entrée du circuit mélangeur 12 en une fréquence de 1 MHz égale à la moitié de la bande passante du filtre 11.Cette transposition a lieu par application d'un signal de fréquence 1574 > 42 MHz sur la deuxième entrée du circuit mélangeur 12. Le signal obtenu à la sortie du filtre 11 est amplifié par un amplificateur 13 avant d'être transmis à la chaîne d'amplification 6. Le signal GPS est transmis à l'entrée du circuit d'amplification 9 par un aérien 14 relié au circuit d'amplification 9 au travers éventuellement d'un circuit de protection 15 réalisable par tous moyens connus non représentés. La chaîne d'amplification de chiffrage 6 comporte deux circuits amplificateurs à faible gain (typiquement 30dB) 16 et 17 reliés par leurs entrées à deux filtres passe bas 18 et 19 dont les caractéristiques sont identiques à celles du filtre 11.Deux circuits mélangeurs en anneaux 20 et 21 sont placés respectivement entre les entrées du filtres 18 et 19 et les sorties des amplificateurs 13 et 16. Un circuit de chiffrage 22 applique deux signaux de chiffrage S1 et S2 respectivement sur une première entrée du circuit mélangeur 20 et 21, les deuxièmes entrées des circuits mélangeurs 20 et 21 étant reliées respectivement aux sorties de l'amplificateur 13 et de l'amplificateur 16. Le circuit de chiffrage 22 permet d'une part, de réaliser un découpage de l'amplificateur en étages de faibles gains de façon qu'à l'intérieur de celui-ci les couplages n'aient pas d'effets significatifs, et d'autre part, d'appliquer au signal présent entre les étages une transformation adaptée au signal, tel que le spectre de celui-ci reste globalement invariant et non finement invariant dans la transformation.De la sorte, l'opération de chiffrage qui est appliquée au signal entre les étages conserve l'ensemble du spectre en modifiant cependant l'emplacement de chacune de ses raies. La stabilité de chaque amplificateur doit alors être étudiée en effectuant une analyse fréquentielle classique de stabilité par les diagrammes connus de Bode, de Black ou de Nyquist etc.. et en tenant compte des caractéristiques spectrales ou impulsionnelles du chiffrage considéré. Bien qu'à priori n'importe quel dispositif connu de chiffrage puisse être utilisé, le chiffrage des signaux transitant entre deux amplificateurs successifs peut être avantageusement réalisé au moyen, soit d'un premier chiffrage par interpolation de signe d'échantillon, soit eventuellement par un deuxième chiffrage par corrélation de codes de Gold pseudo-orthogonale. Suivant le premier mode de chiffrage chacune des raies du spectre du signal est transposée en une raie de même amplitude mais a une fréquence symétrique par rapport à une fréquence centrale. Appliquée au mode de réalisation de la figure 2, l'invariance globale du spectre impose un choix de la fréquence d'interpolation aux alentours de 2 MHz. Les codes de chiffrage Si sont définis en choisissant deux codes S1 et S2 parmi par exemple six échantillons successif de codes 11 à 16 définis comme suit 1 = 111000 12 = 011100 13 = 001110 3 i = 000111 4 15 = 100011 5 1 = 110001 6 Un circuit de chiffrage 22 correspondant peut alors être formé par un simple circuit logique programmé.Comme la demi fréquence d'interpolation (environ 1 MHz) est finement invariante dans la transformation, l'étage d'amplification en fréquence intermédiaire doit présenter un 0 de transmission à cette fréquence pour préserver les caractéristiques de découplage de gain du chiffrage pour garantir la stabilité. Mais ceci ne peut être considéré comme un inconvénient car l'information portée par cette composante fréquentielle est dupliquée sur toutes les autres raies du spectre en sin X/X. Suivant le deuxième mode de chiffrage par corrélation de Gold pseudo-orthogonale, chaque raie spectrale du signal est étalée en un lobe de raies secondaires au moyen d'une modulation par déplacement de phase DPSK avec un code d'étale- ment de spectre produit localement. Pour des raisons évidentes de commodité de réalisation, le code pseudo-aléatoire d'étalement local peut être avantageusement cadencé de façon synchrone avec l'horloge d'échantillonnage. En particulier, il peut arriver que le choix d'une longueur de moment de code local différente de celle des codes incidents, puisse améliorer les performances de rejection de résidus d'intercorrélation entre le code d'étalement local qui est désigné ci-après code LO, et le code d'étalement des satellites poursuivis par le récepteur. Comme les codes GPS C/A sont formés habituellement par 36 codes de Gold de 1023 moments, cadencés à 1,23 Mbits par seconde et sont choisis dans une famille de F de 1025 codes orthogonaux possibles et que ces codes sont obtenus en effectuant le produit de deux séquences pseudo-aléatoires P1 et P2 correspondant au rebouclage par des polynômes générateurs du type 10 1 + X3 + X et 1+X2 +X3 +X6 +X8 + X9 + 10 d'un registre à décalage de longueur 10 bits, il est possible de profiter des caractéristiques de faible intercorrélation des codes de Gold d'une même famille en utilisant comme code d'étalement LO n'importe lequel des 989 codes de la famille F non utilisés par les codes GPS. Ceci permet de réaliser simplement le circuit de chiffrage au moyen d'un réseau logique programmable formé de deux registres à décalage programmés pour générer les séquences P1 et P2, et de deux circuits OU EXCLUSIF prélevant sur ces regis tres des échantillons décalés pour produire des rangs de code de Gold S1 et S2 diférents, et séquencés avec une fréquence d'horloge égale au 1/12 fois la fréquence de référence 12,3 MHz soit 1,25 MHz. Comme l'ensemble des codes de Gold muni de l'opera- tion d'addition modulo 2 forme un corps clos complet, le produit de deux codes de Gold de même famille donne un code de la même famille, l'invariance globale stricte du spectre au cours de la transformation est ainsi garantie. Dans ces conditions les filtres associés aux étages de fréquence intermédiaire 11, 18 et 19 peuvent être avantageusement choisis tous identiques et de bande passante égale à 2 MHz. Le générateur de fréquence 7 comporte un oscillateur de référence à quartz 23 couplé à une boucle à verrouillage de phase formée de façon connue par un oscillateur commandé en tension 24, un diviseur de fréquence 25, un circuit mélangeur en anneaux 26, et un filtre passe bas 27 de fréquence de coupure 2 MHz. Le générateur de fréquence 7 fournit un signal de fréquence 1574,42 MHz par multiplication par quatre de la fréquence fournie par la boucle à verrouillage de phase au travers de deux circuits multiplieurs par deux 28 et 29 et de deux amplificateurs 30 et 31. Un deuxième signal de fréquence 4,100 MHz est obtenu également à la sortie du générateur de fréquence 7 sur la sortie d'un circuit diviseur 32 par trois de la fréquence fournie par I'oscillateur 23. Le module de conversion de l'information GPS sous forme numérique, représenté avec la référence 33 sur la figure 2, est couplé à la sortie du circuit d'amplification 17. Il est formé de façon connue et non représentée par un circuit échan tillonneur bloqueur, un comparateur au niveau 0 de tension et un circuit basculeur commandé par l'horloge d'échantillonnage. Le module de traitement en bande de base qui est représenté à la figure 3 comprend un processeur de signal numérique 34 couplé à une pile de registres 35, à une mémoire vive 36 et à un circuit logique 37. Le processeur 34 est programmé pour effectuer des opérations "OU exclusif" sur des suites de données série ou bien entre eux sur. des mots de 16 bits. Les résultats des corrélations obtenus, désignés dans ce qui suit par "corrélat", sont cumulés par le circuit logique 37. Ce circuit fournit par exemple une valeur binaire égale à zéro lorsque le mot qui est appliqué sur son entrée par le processeur 34 possède autant de bits à 1 qu'à O et les valeurs +8 ou -8 décimales si tous les bits du mot appliqué sur son entrée ont soit la valeur 1 binaire ou zéro binaire respectivement.Le module de traitement comprend également une mémoire EPROM 3 et une mémoire à double accès 39 servant d'interface avec le processeur de navigation. Ce module permet d'effectuer deux traitements sur les signaux fournis par tête HF 1. Le premier traitement consiste à effectuer un calcul de corrélation de l'onde porteuse fournie par la tête HF 1 au moyen d'une boucle de "costas" numérique et le deuxième traitement effectue un calcul de corrélation du code d'étalement en énergie. Pour effectuer ces traitements, le signal GPS fourni par la tête HF est assemblé en mots de 16 bits par la pile de registres 35. Les mots de 16 bits sont collectés par une procédure d'interruption du logiciel lorsque la pile de registre 35 est pleine. Les mots GPS incidents sont ensuite empilés dans une pile logicielle de profondeur de 256 mots, par exemple.L'intérêt de la pile logicielle de registres qui est ainsi créée est qu'elle peut être à la disposition de N processus de traitement des signaux satellites concurrents, chaque processus étant propriétaire de son propre pointeur de lecture de la pile de registre 35. En cours de traitement les processus peuvent ainsi rendre compte directement de leurs résultats au processeur de navigation 2. Chaque élément de code est livré au processeur de signal 34 sous la forme de quatre bits consécutifs du signal d'entrée, la valeur de chaque mot de quatre bits dépendant de la difference de phase a existant entre l'onde GPS et l'horloge de réfé- rence des récepteurs. Dans ces conditions, les codages suivants peuvent être adoptés La démodulation de phase de l'onde porteuse peut alors être effectuée par corrélation du signal mis sous forme numérique par le module 3 avec les mots suivants 1100110011001100 -- - > t = Oc 0110011001100110 --j = +900 0011001100110011 --- > ss = +1800 1001100110011001 --- > /E = -90 Cette corrélation a lieu au moyen d'une boucle de "costas" numérique de la manière représentée par les étapes de traitement 40 à 47 de la figure 4. Suivant l'organigramme repr8senté, à l'étape 40 les valeurs de differences de phase sont mémorisées dans une table de phase adressée par un registre d'index à l'étape 41.La corrélation de phase consiste alors à l'étape 42 à effectuer une première corrélation P entre le signal incident et la différence de phase (T) lue dans la table de phase pour effectuer à l'étape 43 un cumul A de ce "corrélat" au moyen du circuit logique 37 de la figure 3. Une seconde corrélation Q est effectuée à l'étape 44 entre le signal incident et la différence de phase (T + 1) pointée à l'adresse suivante de la table de phase 42. Un cumul B de ce "corrélat" est effectué à l'étape 45. Un produit signé C des cumuls A. B est exécuté à l'étape 46. La valeur T du registre d'index 41 est incrémentée à l'étape 47 à chaque fin l'exécution de l'étape 46 tant que la valeur du produit C n'est pas nulle. Lorsque la valeur C du produit est nulle l'accrochage du module de traitement réalisé sur l'onde porteuse est réalisé et le module de traitement passe à l'exécution du processus de corrélation de code dont les étapes d'exécution sont représentées sur l'organi- gramme de la figure 5. Dans ce processeur, le cycle de code qui a une durée de 1 ms est alors décrit par 256 mots de 16 bits. La corrélation de code s'effectue par une corrélation d'énergie au moins sur un cycle complet de code. Comme les paramètres de corrélation de code n'évoluent pratiquement pas durant un cycle de code, le traitement peut s'effectuer par cycle entier car le décalage du code incident par rapport au code local est toujours inférieur à la valeur d'un élément de code sur la durée d'un cycle. En effet, perdre un élément de code sur un cycle revient à considérer un doppler de un pour mille soit 1, 5 MHz, ce qui n'a pas d'importance puisque les fréquences doppler sur lequel le récepteur travaille ont des caractéristiques cent fois plus faibles.D'autre part le générateur de code est toujours complètement synchrone à la porteuse GPS, de sorte que si la boucle de costas du récepteur est verrouillée, la prédiction de positionnement de code effectuée par l'intégration du doppler porteuse durant un cycle de code est toujours exacte. Pour l'exécution du processus décrit par l'organigramme de la figure 5, les éléments de code peuvent être rangés dans une mémoire par exemple suivant 8 tables de 256 mots de 16 bits non représentées, d'une façon telle que le décalage entre les mêmes éléments des deux tables consécutives c'est-à-dire de deux bits soit d'un demi élément de code. Dans chaque table, les éléments consécutifs sont les troncatures par mots de 16 bits du code de Gold CA propre aux satellites poursuivis. Les tables ainsi constituées peuvent être repérées par un indice n compris entre 1 à 8. Dans ce qui suit le symbole G(n) (k) sera utilisé pour désigner un mot d'ordre K dans chaque table n. Pour simplifier les calculs et grâce au faible décalage relatif existant entre le code GPS et le code incident le numéro de la table de code utilisé durant la corrélation d'un cycle de code peut être maintenu constant. De la sorte la corrélation code/énergie pendant un cycle de code est décrite de la façon représentée aux étapes 48 à 56 de la figure 5. L'indice de table n modulo 8 et la phase à l'origine k modulo 64 correspondant à la phase de code au départ de la corrélation sont calculés soit en tenant compte des résultats donnés par la boucle de costasnumérique de la figure 4, soit en postulant un prépositionnement de phase de code si le système n'est pas encore en mode de poursuite de satellite.A l'étape 49, un cycle de corrélation sur 256 mots de la pile de registre 35 est effectué avec le contenu complet de la table de code d'indice n - 1 en partant de la position k. L'énergie globale sur les "corrélats" du cycle est calculée à l'étape 50 en faisant les sommes A' des carrés des cumuls des ncorrélats", cette opération pouvant être répétée sur un nombre de cycles quelconque. Les calculs précédents sont recommencés aux étapes 51 à 52 en partant de l'indice de table n + 1 et de la phase k. L'énergie B' de cumul des corrélats est obtenue à l'étape 52. La différence C' = A'- B' des énergies est calculée à l'étape 53 afin de contrôler la présence d'un maximum d'énergie dans la boucle de code. Lorsque la boucle est verrouillée C' vaut 0, la phase k est augmentée de 1 unité à l'étape 56 tant qu'à l'étape 55 la valeur C' n'est pas nulle. Quand le récepteur GPS est verrouillé sur la porteuse du signal incident par la boucle de costas, la boucle de code devient inutile si le verrouillage de la boucle de code est déjà acquis.Du fait que le générateur du code de satellite est verrouillé en phase sur la porteuse satellite les prédictions de dérive de la boucle de costas incluent toutes les dérives de la boucle de code. Cependant, si la boucle de code est devenue inutile cela ne signifie pas qu'il faille cesser de corréler le code GPS. En effet, cette corrélation est le seul moyen de recouvrer la modulation de données du satellite nécessaire pour reconstituer sa trajectoire, ceci signifie seulement qu'il est possible de contrôler le générateur de code local avec les informations de commande de la boucle de costas, c'est ce qu'il est possible de faire dans un corrélateur composite code porteuse du type décrit par les étapes 57 à 67 de l'organigramme de la figure 6.Sur cet organigramme le calcul du pointeur de table de phase T en fonction de la dérive doppler courante est effectué aux étapes 57 et 58. L'indice de table n et la phase à l'origine k correspondant à la phase de code au départ de la corrélation sont calculés à l'étape 59. A l'étape 60 le déphasage (T) et le mot d'ordre de la nième table Gnk modulo 2 sont ajoutés. Une première corrélation P entre le signal incident et la phase (T) est exécutée à l'étape 51 et le cumul de ce "corrélat" est effectué à l'étape 62. A l'étape 63 la somme du déphasage (T + 1) et du mot Gnk modulo 2 est exécutée. Une seconde corrélation Q entre le signal incident et la valeur de phase (T + 1) est effectuée à l'étape 64 et le cumul des prises de "corrélat" est effectué à l'étape 65, le produit C'=A' B' des cumuls est effectué à l'étape 66, le processus est repris tant que le produit C' n'est pas nul. Naturellement les modes de réalisation de l'invention qui viennent d'être décrits ne sont pas uniques, en particulier la condition d'invariance globale de spectre qui a été fixée dans les réalisations décrites et qui ont pour but unique de cantonner le spectre du signal dans les fréquences basses pour faciliter l'amplification et simplifier la structure des filtres en diminuant au maximum le coefficient de qualité n'est pas impérative. En effet, dans la structure qui vient d'être décrite les filtres en fréquence intermédiaire assurent seulement la réjection des brouilleurs hors bande GPS parce que l'isolation des étages repose uniquement sur les performances du chiffrage.En particulier, les performances en bruit du récepteur sont absolument indépendantes de la largeur des filtres en fréquence intermédiaire parce qu'elles sont obtenues par filtrage numérique après corrélation au niveau du traitement bande de base. Par conséquent, la méthode de chiffrage décrite autorise une grande latitude de choix de la bande passante des filtres en fréquence intermédiaire et de la sorte en un cas extrême si aucune spécification n'est imposée sur la sensibilité au brouillage hors bande il devient tout à fait possible de ne plus utiliser de filtre en fréquence intermédiaire en ne se limitant qu'à utiliser des étages d'amplification totalement apériodiques. Dans ces conditions, en acceptant que les filtres en fréquence intermédiaire soient de bande passante plus élevée que la bande de 2 MHz utilisée précédemment la condition d'invariance globale au sens strict du spectre peut être abandonnée si l'on admet que le spectre du signal peut être globalement déplacé ou étalé par le chiffrage tout en restant dans la bande passante des filtres à fréquence intermédiaire. Si la condition d'invariance globale du spectre ne s'impose plus, le nombre de familles de chiffrage applicable s'accroît d'autant plus et de la sorte, la liste de ces familles devient très difficile à déterminer. Cependant il est probable que des récepteurs basés sur d'autres algorithmes de chiffrage que ceux qui viennent d'être décrits auraient des structures plus compliquées et seraient de prix beaucoup plus élevés que les récepteurs basés sur les principes décrits précédemment à cause de l'élargis se- ment de la bande passante des filtres en fréquence intermédiaire. REVENDICATIONS 1. Récepteur de radionavigation par satellite du type comprenant une chaîne de réception (1) couplée à un processeur de navigation (2), caractérisé en ce que la chaîne de réception est d'un type homodyne et est formée par un seul étage de changement de fréquence (12) suivi d'une chaîne d'amplificateurs (16, 17) couplée à un circuit de chiffrage (22) pour chiffrer les signaux transitant entre chaque amplificateur avant leur transmission au calculateur de navigation (2). 2. Récepteur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le chiffrage a lieu par interpolation de signe d'échantillongs, chacune des raies du spectre du signal étant transposée en une raie de même amplitude mais à une fréquence symétrique par rapport à la fréquence centralisée. 3. Récepteur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le chiffrage a lieu pour corrélation de codes de Gold pseudo -orthogonale. 4. Récepteur selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que chaque amplificateur (18, 19) est couple à un filtre passe bas (18, 19). 5. Récepteur selon la revendication 4, caractérisé en ce que les bandes passantes des filtres passe bas de la chaîne sont toutes identiques. 6. Récepteur selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que les signaux de chiffrement sont appliqués sur la chaîne d'amplificateurs au moyen de modulateurs en anneaux (20, 21). 7. Récepteur selon l'une quelconque des revendications 1 à 6, caractérisé en ce que les couplages entre la chaîne d'amplification (6) et le processeur de navigation (2) a lieu au travers d'un processeur de traitement de signal (34) convenablement programmé pour effectuer la démodulation numérique des signaux transmis par la chaîne d'amplificateurs. 8. Récepteur selon l'une quelconque des revendications 1 à 7, caractérisé en ce que les signaux transmis pour la chaîne d'amplificateurs sont des signaux GPS code C/A chiffrés par le circuit de chiffrage. 9. Récepteur selon les revendications 7 et 8, caractérisé en ce que la démodulation numérique des signaux est obtenue au moyen d'une boucle de costas numérique (40, 47) suivi d'une boucle numérique (48, 55) de corrélation de code.