Brevet FR2655219A1 — publié le 19910531

La présente invention concerne les circuits de pré- distorsion pour compenser la distorsion d'amplitude et de phase des amplificateurs de puissance et plus particu- lièrement des dispositifs de linéarisation ou égaliseurs de prédistorsion pour micro-ondes ou ondes millimétriques (fré- quences radio), dans lesquels le signal est fractionné, traverse plusieurs canaux séparés à la manière d'une action directe, et recombiné. On utilise des amplificateurs électroniques de signaux pour augmenter la tension, le courant ou la puissance des signaux électriques Idéalement, les amplificateurs augmen- tent simplement l'amplitude du signal sans avoir aucun autre effet sur celui-ci Cependant, tous les amplificateurs de signaux déforment le signal qui est amplifié La distorsion est due à la non-linéarité de la fonction de transfert, ou caractéristique des dispositifs actifs de l'amplificateur On peut réduire la distorsion d'un signal traversant un amplifi- cateur en maintenant à une faible valeur l'amplitude du signal crête à crête, et en faisant fonctionner l'amplifi- cateur de façon que le signal traverse la partie centrale de sa caractéristique de transfert, là o elle est la plus linéaire Cependant, il existe des cas o il est nécessaire que l'excursion du signal de sortie s'étende sur une partie importante de la fonction de transfert de l'amplificateur. Cela est vrai dans le cas des émetteurs de radiodiffusion et de télévision, dans lesquels une telle opération joue un rôle important pour obtenir la puissance de sortie la plus élevée possible à chaque amplificateur de coût élevé Cette situa- tion se présente également dans le cas des amplificateurs de fréquence pour micro-ondes ou ondes millimétriques (fréquence radio ou RF) pour les communications par satellite, car l'aptitude des dispositifs actifs à fonctionner aux fréquen- ces radio impose une structure qui leur permet de fonctionner seulement à des valeurs relativement modérées de la tension et du courant de polarisation, de sorte que l'oscillation du signal constitue une partie importante de la polarisation disponible, et par conséquent de la fonction globale de transfert de l'amplificateur Lorsque l'oscillation du signal de sortie d'un amplificateur fait des excursions sur des parties importantes de la fonction de transfert, l'effet usuel est une compression relative des gros signaux par comparaison aux petits signaux, c'est-à-dire que le gain de l'amplificateur pour les gros signaux a tendance à être inférieur à celui concernant les petits signaux Dans le cas d'un signal sinusoïdal qu'on examine sur un oscilloscope, le signal comprimé de sortie est une sinusoïde d'un aspect généralement semblable à celui du signal d'entrée, mais avec une partie supérieure et une partie inférieure quelque peu aplaties On utilise souvent des amplificateurs de fréquence radio pour amplifier une multitude de signaux, comme dans le cas des opérations avec des satellites à canaux multiples. Lorsque des signaux multiples sont amplifiés, les valeurs de crête du signal deviennent parfois superposées, d'o des excursions de la somme ayant des valeurs crête à crête élevées Dans le cas des signaux de canaux multiples, la compression peut ne pas être aussi facile qu'une mesure à prendre comme mesures de distorsion intermodulation Les mesures de distorsion intermodulation sont généralement effectuées en procédant à la mesure de la quantité relative des produits non voulus accompagnant l'une des porteuses. Une technique bien connue procède à la pré-distorsion du signal appliqué à un amplificateur non-linéaire de manière à pré-compenser la distorsion attendue provoquée par la non- linéarité de l'amplificateur Parmi les problèmes soulevés dans la réalisation des circuits de prédistorsion, il y a celui de trouver un dispositif non-linéaire et une configura- tion correspondante des circuits qui ensemble ont un gain croissant avec le niveau d'augmentation, et qui par consé- quent compenseront la diminution du gain due à la non- linéarité de l'amplificateur Un autre problème réside dans l'adaptation de la non-linéarité du dispositif non-linéaire à celle de l'amplificateur tant en matière d'amplitude que de phase Plus précisément, l'augmentation du gain avec le niveau du signal par suite de la prédistorsion doit être sensiblement adaptée à la diminution du gain avec l'augmenta- tion du signal pouvant être attribuée à l'amplificateur Si le système avec lequel l'égaliseur de prédistorsion est utilisé fonctionne à diverses valeurs de la puissance, l'adaptation de la non-linéarité doit se produire dans la gamme désirée des valeurs. La figure la est un schéma simplifié sous forme de blocs d'un égaliseur typique de prédistorsion de la technique antérieure En figure la, les signaux devant être l'objet d'une prédistorsion sont appliqués par l'intermédiaire d'une borne d'entrée 10 à un premier point d'entrée 12 d'un coupleur hydride 14, 900, 3 d B Les signaux ayant nominale- ment un déphasage nul sont appliqués à partir du coupleur directionnel 14, par l'intermédiaire d'un point de sortie 16, à un réseau non-linéaire désigné dans son ensemble par la référence 18, qui comprend un atténuateur et un déphaseur représentés ensemble par un bloc 20, et comporte aussi un court-circuit La non linéarité est fournie par un générateur de distorsion, désigné dans son ensemble par la référence 22. La forme particulière du générateur de distorsion représenté en figure l A est une paire de diodes antiphases 24, 26, comme cela est décrit dans la technique, par exemple dans le brevet des Etats-Unis d'Amérique N O 4 588 958 Les signaux appliqués au point d'entrée 12 le sont également avec un déphasage nominal de 900 à un point de sortie 28 pour application à un canal linéaire désigné dans son ensemble par la référence 30, qui est constitué d'un circuit en série formé d'un atténuateur variable 32 et d'un déphaseur 34 se terminant par un court-circuit Les signaux appliqués à la borne d'entrée 12 sont introduits dans le canal non-linéaire 18 et dans le canal linéaire 30, sont traités et réfléchis, et appliqués ensemble à un point de sortie 36 Les disposi- tifs de linéarisation par réflexion tels que celui de la figure la ont tendance à présenter une largeur de bande étroite, et sont difficilesà aligner. La figure lb est un schéma simplifié sous forme de blocs d'un égaliseur de prédistorsion à transmission En figure lb, les signaux devant être l'objet d'une prédistor- sion sont appliqués au moyen d'un point d'entrée 50 à un dispositif hybride de fractionnement 3 d B ou coupleur 52, qui divise le signal en une première partie appliquée à un trajet de transmission supérieur, linéaire, désigné dans son ensem- ble par la référence 54, et en une seconde partie qui est appliquée à un trajet de transmission inférieur, non liné- aire, désigné dans son ensemble par la référence 64 Le trajet linéaire 54 est obtenu par la mise en série d'un déphaseur contrôlable 56 et d'un atténuateur contrôlable 58. Les signaux déphasés et atténués qui sont produits à la sortie du canal linéaire 54 sont appliqués à un premier point d'entrée 60 d'un combinateur hybride 3 db, 62 Le canal inférieur non linéaire 64 est constitué d'un circuit en série, d'un déphaseur contrôlable 66 et d'un générateur de distor- sion 68 Le signal déphasé et à distorsion ajoutée, à la sortie du canal non linéaire 64, est appliqué à un second point d'entrée 70 du combinateur hybride 3 db, 62, pour produire au point de sortie 72 de celui-ci la combinaison d'un signal linéaire et d'un signal non linéaire pour application à un amplificateur de puissance (non représenté) qui peut être relié au point de sortie 72 Le générateur de distorsion 68 peut être un générateur à diodes comme cela est représenté en figure la si on dispose d'une puissance d'entrée suffisante, ou bien peut comporter un amplificateur qui a tendance à saturer aux valeurs opérationnelles du signal, comme cela est connu dans la technique Alors que des dispositifs de linéarisation du type transmission tels que celui de la figure 1 b ont tendance à avoir une largeur de bande en fréquence supérieure à celle des dispositifs de linéarisation à réflexion, ils présentent néanmoins une largeur de bande relativement étroite, et sont d'un aligne- ment difficile. On désire disposer d'un type perfectionné d'égaliseur de prédistorsion, dans lequel la non linéarité de la distorsion est facilement adaptée à l'amplificateur, tant en matière d'amplitude que de phase. Selon la présente invention, un égaliseur de prédis- torsion comprend un premier diviseur de signal comportant un point d'entrée destiné à être accouplé à une source de signal qui doit être l'objet d'une prédistorsion, et comprenant aussi des premier et second points de sortie Le premier échantillonneur ou diviseur de signal divise le signal en des première et seconde parties, qui peuvent avoir la même amplitude ou une amplitude différente La seconde partie du signal divisé provenant du premier diviseur de signal est appliquée à un générateur de distorsion pour associer les produits de la distorsion Un second échantillonneur ou diviseur de signal comporte un point d'entrée relié au premier point de sortie du premier diviseur de signal pour engendrer des première et seconde parties du signal Un premier combinateur de signal comporte un premier point d'entrée accouplé au générateur de distorsion et un second point d'entrée accouplé au second point de sortie du second 6 diviseur de signal Les connexions du premier combinateur de signal complètent une boucle dans laquelle les signaux déformés sont combinés à la seconde partie du signal Un agencement de commande de phase et d'amplitude est relié à la première boucle pour commander la phase et l'amplitude relatives des signaux déformés combinés à la sortie du premier combinateur de signal La phase et l'amplitude sont ajustées d'une manière qui a tendance à annuler la totalité du signal à la sortie du premier combinateur de signal à l'exception de la composante de distorsion, qui devient disponible pour recombinaison au signal linéaire Un second combinateur de signal est accouplé au second diviseur de signal et au premier combinateur de signal pour former une seconde boucle grâce à laquelle les signaux linéaires sont combinés à la composante de distorsion séparée afin de fournir un signal prédéformé Dans un mode de réalisation particulier de l'invention, d'autres agencements de commande de phases et d'amplitude sont accouplés à la seconde boucle pour commander les phases et amplitudes relatives de la composante de distorsion par rapport à la partie linéaire du signal Dans encore un autre mode de réalisation de l'inven- tion, un agencement de commande est accouplé à la sortie du premier combinateur de signal et au premier agencement de commande de phase et d'amplitude afin de réduire l'amplitude du signal à la sortie du premier combinateur de signal, d'o la fourniture d'une commande automatique de l'annulation de la composante linéaire afin d'améliorer l'isolation entre la composante de distorsion séparée et la composante du signal linéaire. La suite de la description se réfère aux figures annexées qui représentent respectivement: figure la, un schéma simplifié sous forme de blocs d'un égaliseur de prédistorsion réflectif, et figure lb, un schéma simplifié sous forme de blocs d'un égaliseur de prédistorsion à transmission de la technique antérieure; figure 2, un schéma simplifié sous forme de blocs d'un égaliseur de prédistorsion selon la présente invention; figure 3, un schéma simplifié sous forme de blocs d'un autre mode de réalisation d'un égaliseur de prédistorsion selon la présente invention; figures 4, 5 et 6, des courbes d'un rapport por- teuse/intermodulation pour un mode de réalisation de l'inven- tion en association avec des amplificateurs particuliers; figure 7, un schéma illustrant un échantillon ou combinateur de signal résistif pour emploi dans les agence- ments des figures 2 ou 3; figure 8, un schéma simplifié d'un déphaseur contrô- lable pouvant être utilisé dans les agencements des figures 2 ou 3, figure 9, un schéma simplifié d'un atténuateur en T pouvant être utilisé en conjonction avec les agencements des figures 2 ou 3; figure 10, un schéma simplifié sous forme de blocs d'un égaliseur de prédistorsion selon l'invention, comprenant un circuit de commande pour une annulation automatique; figure 11, un schéma simplifié sous forme de blocs d'un circuit de commande utile dans l'agencement de la figure , et figure 12, un diagramme amplitude-temps de certains signaux de commande utiles dans l'agencement de la figure 11. La figure 2 est un schéma simplifié sous forme de blocs d'un égaliseur de prédistorsion selon la présente invention En figure 2, des signaux devant être l'objet d'une prédistorsion sont appliqués au moyen d'un point d'entrée 210 à un échantillonneur de signal 212 L'échantillonneur de signal 212 divise le signal en deux parties, une première partie étant appliquée par un conducteur 214 à un second échantillonneur de signal 216, et une seconde partie par un conducteur 218 à un générateur de distorsion représenté par un bloc 220 L'échantillonneur de signal 212 peut être un coupleur directionnel ou être une prise du type résistif telle que celle illustrée en figure 7 Le générateur 220 associe les composantes de distorsion à l'échantillon de signal appliqué à son entrée, afin de produire un signal déformé sur un conducteur de sortie 224 Le signal déformé du conducteur 224 est appliqué au moyen d'un atténuateur contrôlable (a E) 226 et d'un déphaseur contrôlable (M) 228 à une borne d'entrée 230 d'un combinateur de signal 232. L'échantillonneur de signal 216 de la figure 2 applique un premier échantillon du signal reçu à sa borne d'entrée au moyen d'un conducteur de sortie 222 à un déphaseur contrôlable 242, et une seconde partie du signal au moyen d'un conducteur 234 et d'un déphaseur 236 à un point d'entrée 238 du combinateur de signal 232 Ces connexions établissent une première boucle de circuit représentée dans son ensemble par la référence 208 Le combinateur de signal 232 combine les signaux appliqués à ses points d'entrée 230 et 238 en provenance de la boucle 208 et produit une combinaison ou signal de sommation sur un conducteur de sortie 240. Le signal linéaire présent sur le conducteur 222 de la figure 2 est appliqué au moyen du déphaseur contrôlable 242 à un point d'entrée 244 d'un combinateur de signal 246 Le signal non-linéaire du conducteur 240 est appliqué au moyen d'un atténuateur contrôlable 248 à un point d'entrée 260 du combinateur de signal 246 Ces connexions établissent une seconde boucle de circuit représentée dans son ensemble par la référence 206 Le combinateur de signal 246 combine le signal linéaire appliqué à son point d'entrée 244 au signal non-linéaire appliqué à son point d'entrée 260 pour produire un signal pré-déformé à un point de sortie 262 Le signal pré-déformé est appliqué à l'entrée de l'amplificateur principal (non représenté). Dans le fonctionnement de l'agencement de la figure 2, le signal linéaire d'entrée devant être l'objet d'une 9 - prédistorsion (désigné par "a" en figure 2) est divisé en une première partie (b) sur le conducteur 214 et une seconde partie (bl) sur le conducteur 218 Le générateur de distor- sion 220 ajoute une distorsion (bx) à la partie (b') échantillonnée du signal pour produire la combinaison d'un signal linéaire et d'une distorsion (b'+bx) sur le conducteur 224 La partie linéaire (b) du signal sur le conducteur 214 est échantillonnée dans l'échantillonneur 216 pour produire une partie de signal (c) sur le conducteur 222 et une autre partie (c') sur le conducteur 234 La partie de signal (c') sur le conducteur 234 est déphasée par un déphaseur 236 qui est ajusté, en combinaison avec le déphasage fourni à la partie de signal (b'+bx) par le déphaseur 228, de sorte que l'échantillon (c') est inversé en phase par rapport à la composante linéaire (b') du signal déformé qui est appliqué au point d'entrée 230 du combinateur de signal 232 Lorsque les amplitudes des composantes linéaires (b') et (c') du signal sont égales, et que leurs phases sont exactement opposées, les composantes linéaires s'annulent dans le combinateur 232, ne laissant que la composante de distorsion (bx) sur le conducteur 240. La composante linéaire (c) sur le conducteur 222 et la distorsion (bx) sur le conducteur 240 sont ajustées en amplitude et phase par le déphaseur 242 et l'atténuateur 248, respectivement, avant combinaison dans le combinateur de signal 246, pour fournir la relation désirée pour la phase et l'amplitude entre les composantes du signal prédéformé combiné c+bx apparaissant au point de sortie 262. La figure 3 est un schéma simplifié sous forme de blocs d'un autre mode de réalisation de l'invention Le mode de réalisation de la figure 3 est semblable au mode de réalisation de la figure 2, et les éléments correspondants sont désignés par les mêmes références En figure 3, l'atté- nuateur contrôlable 226 et le déphaseur contrôlable 228 de la figure 2 sont supprimés et remplacés par un trajet 364, et le - déphaseur 236 de la figure 2 est supprimé et remplacé par la mise en série d'un déphaseur contrôlable 336 et d'un autre atténuateur contrôlable 366 De plus, le déphaseur contrô- lable 242 de la figure 2 est enlevé du trajet entre l'échantillonneur de signal 216 et le combinateur de signal 246, et remplacé par un trajet direct, et un autre déphaseur contrôlable 368 est placé en série avec l'atténuateur contrôlable 248 dans le trajet entre le conducteur 240 et le point d'entrée 260 du combinateur de signal 246 Le fonction- nement de l'agencement de la figure 3 est essentiellement identique à celui de la figure 2. La figure 4 est un graphique de la distorsion porteuse-intermodulation (P/I) de l'égaliseur de prédistor- sion de la figure 2 en combinaison avec un circuit intégré monolithique bipolaire pour micro-ondes (CIMM), du type dit MSA 075 fabriqué par la société AVANTEK En figure 4, la courbe 410 représente la distorsion P/I de l'amplificateur CIMM seul, avec des signaux d'entrée d'une fréquence proche de 1,6 GHZ Aux petites valeurs de recul à partir d'une condition de compression presque complète des signaux, par exemple de 2,5 d B, la distorsion P/I est proche de 20 d B (les composantes d'intermodulation sont de 20 d B au-dessous de l'amplitude de la porteuse) Les courbes 1560, 1600 et 1640 représentent la distorsion P/I de l'amplificateur avec l'égaliseur aux fréquences de 1560 M Hz, 1600 et 1640 M Hz, respectivement. La figure 5 est une courbe de P/I en fonction du recul pour une combinaison de l'égaliseur de prédistorsion de la figure 2 en combinaison avec un amplificateur CIMM à transistor à effet de champ en Ga AS, fabriqué par la société Nippon Electric Company En figure 5, la courbe 510 repré- sente l'amplificateur seul à 1,6 G Hz Les courbes 552, 556, 560, 564, 568 et 572 représentent les performances de la combinaison de l'amplificateur avec l'égaliseur de prédistor- sion aux fréquences de 1,52, 1,56, 1,6, 1,64, 1,68 et 1,72 il - G Hz, respectivement. La figure 6 est une courbe similaire de P/I en fonction du recul pour une combinaison de l'égaliseur de prédistorsion de la figure 2 avec un amplificateur à ondes progressives (TWT) fabriqué par la société Hughes En figure 6, la courbe 610 représente les performances de l'amplifica- teur TWT seul à 1,6 G Hz Les courbes 652, 656 et 616 représentent le fonctionnement de la combinaison aux fréquen- ces de 1,52, 1,56 et 1,60 G Hz, respectivement. La figure 7 est un schéma simplifié d'un échantillon- neur ou combinateur de signal résistif qu'on peut employer en conjonction avec l'agencement de la figure 2 ou de la figure 3 En figure 7, une source de signal 708 est représentée comme comprenant un générateur 710 avec une impédance interne 712 qui est connecté au moyen d'une ligne de transmission représentée par un conducteur 713 à une charge adaptée 714. Une extrémité d'une résistance 716 est reliée au conducteur 713 à un noeud 718 pour la prise d'un échantillon de signal, et est reliée à un noeud 722 à une autre résistance 720 pour former un diviseur de signal ou de tension s'étendant entre le noeud 718 et la masse Une prise 724 est reliée au noeud 722 Une résistance 726 représente la charge reliée à la prise 724. Dans de nombreuses fins, l'agencement de la figure 7 peut fournir des performances d'une nature similaire à celles obtenues avec un coupleur directionnel, mais sans la caracté- ristique directionnelle Par exemple, dans un système de 50 ohms, on prend les résistances 712, 714 et 726 avec une valeur de 50 ohms Si la valeur de la résistance 716 est 390 ohms, et celle de la résistance 720 est 56 ohms, une atténuation de la prise (l'atténuation entre le générateur 708 et la charge 726 de la prise) sera d'environ 26 d B La prise 724 représente une impédance d'environ 51 ohms pour sa charge L'isolement entre la prise 724 et la charge 714 est du même ordre de grandeur, et peut être suffisant en cas 12 - d'utilisation à la place des échantillons 212 de la figure 2 pour empêcher que la distorsion produite par le générateur 220 ne corrompe sensiblement le signal linéaire appliqué au conducteur 214 Les agencements résistifs tels que celui de la figure 7 peuvent être avantageux lorsque les valeurs des signaux sont élevées et qu'un isolement important est admissible Dans d'autres conditions, des coupleurs direc- tionnels ou des hybrides peuvent être être plus avantageux. L'agencement de la figure 7 peut également être utilisé pour une combinaison de signaux en appliquant des signaux au point 724 en même temps que des signaux provenant du générateur 708 afin de produire des signaux combinés à la charge résistive 714. La figure 8 est un schéma simplifié d'un déphaseur contrôlable pouvant être utilisé dans les agencements des figures 2 ou 3 En figure 8, les signaux devant être déphasés sont appliqués au moyen d'un point d'entrée 810 et d'un condensateur 812 de blocage de polarisation à un premier point d'entrée 814 d'un coupleur hybride représenté dans son ensemble par la référence 816 qui, pour un fonctionnement à une fréquence de 3,95 G Hz, peut être constitué d'un tronçon de 26,7 mm d'une ligne de transmission dite SAGE d'un diamètre de 3,57 mm, formée d'une paire de conducteurs torsadés à l'intérieur d'un conducteur extérieur coaxial Une paire de diodes dos à dos à capacité variable 824 et 826 sont montées entre un second point d'entrée 820 du coupleur directionnel 816 et la masse, avec une prise entre elles connectée au moyen d'un filtre RF comportant une bobine RF (RFC) et un condensateur de filtrage 830 à une source 832 de tension de polarisation contrôlable Une seconde paire de diodes à capacité variable 834, 836, dos à dos, comportent entre elles une prise 838 connectée au moyen d'une autre bobine RFC et d'un autre condensateur de filtrage 840 à la source de polarisation 832 Le point de sortie 818 du coupleur directionnel 816 est relié au moyen d'un condensateur de 13 - blocage 842 à un point de sortie 844 auquel des signaux déphasés sont engendrés sous la commande de la polarisation produite par la source 832 Des bobines RF supplémentaires 850 et 852 bloquent la haute fréquence pour des condensateurs supplémentaires de filtrage 860 et 862, respectivement, ce qui fournit un filtrage supplémentaire de 60 Hz pour éviter la modulation des diodes à capacité variable. La figure 9 est un schéma d'un atténuateur contrôlable pouvant être utilisé dans les agencements de la figure 2 ou de la figure 3 En figure 9, les signaux devant être atténués sont appliqués au moyen d'une borne 910 à un réseau en T comportant des première et seconde résistances 911 et 912 reliées par une première diode PIN 914, une seconde diode PIN 916 étant reliée à la masse à partir de leur jonction Les signaux atténués de sortie sont produits au point de sortie 920 Des condensateurs de blocage 922 et le reste du circuit n'ont aucun effet sur les performances en matière de haute fréquence sauf en ce qui concerne la commande de la résistance effective des diodes PIN par le contrôle du courant de polarisation les traversant, comme cela est connu dans la technique. La figure 10 est un schéma simplifié sous forme de blocs d'un égaliseur de prédistorsion selon la présente invention, comprenant un circuit de commande pour l'annula- tion automatique de la composante linéaire de la sortie du combinateur de signal 232 Les éléments de la figure 10 qui correspondent à ceux des figures 2 et 3 sont désignés par les mêmes références L'agencement de la figure 10 est différent de celui des figures 2 ou 3 par l'incorporation d'un échantillonneur de signal 1010 entre deux parties 240 a et 240 b du conducteur 240 à la sortie du combinateur 232. L'échantillonneur 1010 échantillonne le signal à la sortie du combinateur 232 et applique le signal échantillonné à un détecteur d'amplitude 1012, représenté sous forme d'un détecteur à diodes Le détecteur 1012 produit un signal 14 - représentatif d'une amplitude sur un conducteur 1013 pour application à un circuit de commande représenté par un bloc 1014 Le circuit de commande 1014 est relié à l'atténuateur 336 et au déphaseur 366 au moyen de conducteurs 1018 et 1016, respectivement, et règle leurs amplitudes de manière à maintenir l'amplitude du signal à la sortie du combinateur 232 à sa valeur la plus faible ou amplitude la plus petite. L'amplitude la plus petite se produit lorsque la composante linéaire c' du signal qui est appliquée au point d'entrée 238 du combinateur 232 est exactement égale à l'amplitude de la composante b' du signal déformé qui est appliqué au point d'entrée 230 du combinateur 232 et présente une phase opposée pour une annulation totale autour de la boucle 208 L'ampli- tude la plus petite à la sortie du combinateur 232 correspond par conséquent à l'amplitude des composantes de distorsion bx seules L'atténuateur 226 et le déphaseur 228 de la figure 10 fournissent le réglage initial de l'amplitude et de la phase dans la boucle 208, avec l'atténuateur 366 et le déphaseur 336 au centre de leurs gammes de commande, mais ils ne sont pas absolument indispensables. La figure 11 est un schéma simplifié sous forme de blocs d'un circuit de commande pouvant être utilisé dans l'agencement de la figure 10 En figure 11, le signal provenant du détecteur 1012 de la figure 10 est appliqué par le conducteur 1013 à la borne commune d'un commutateur représenté, pour simplifier, par un commutateur mécanique 1110 qui commute sous la commande d'un trajet de commande représenté par 12 a Lors d'un premier demi-cycle du signal de commande appliqué par le trajet 12 a, un élément commun 1110 relie la ligne 1013 à la borne 1112 du commutateur afin d'appliquer le signal du détecteur à une paire de circuits 1116 et 1118échantillonneurs-bloqueurs Lors de l'autre demi-cycle du signal d'horloge appliqué par le trajet 12 a, l'élément 1110 du commutateur relie le conducteur 1013 à une borne 1114, d'o l'application du signal du détecteur à une - autre paire de circuits 1126 et 1128 d'échantillonneurs- bloqueurs Le signal de commande appliqué par le conducteur 12 a est représenté en 1210 dans la figure 12 a Pendant les excursions de sens positif ou excursions supérieures du signal 1210, le conducteur 1013 est relié à la borne 1112, appliquant le signal du détecteur aux circuits 1116 et 1118 en relation avec la commande de l'atténuateur 236 de la figure 10, et pendant la partie de sens négatif, ou partie inférieure, de l'excursion du signal 1210 de la figure 12 a, le conducteur 1013 est connecté à la borne 1114 pour appliquer les signaux du détecteur aux circuits 1126 et 1128 en relation avec la commande du déphaseur 366 de la figure 10. Pendant les intervalles TO/T 12 de la figure 12 au cours desquels les signaux du détecteur sont appliqués aux circuits échantillonneurs/bloqueurs 1116 et 1118, le circuit 1116 est commandé pour prendre un échantillon à un instant relativement tôt, par exemple à l'instant T 4 de la figure 12, sous l'effet d'un signal de commande représenté en 1212 de la figure 12 b, qui est appliqué au circuit échantillonneur- bloqueur 1116 par le conducteur 12 b de la figure 11 Cet échantillon représente l'échantillon "avant réglage" d'une paire d'échantillons A un instant quelque peu ultérieur, par exemple à l'instant T 8 de la figure 12, un autre signal de commande, représenté par 1214 en figure 12 c, et appliqué par le conducteur 12 c au circuit échantillonneur-bloqueur 1118 de la figure 11,-pour donner un échantillon "après réglage" du signal du détecteur devant être prélevé Si l'échantillon "après réglage" a une amplitude supérieure à celle de l'échantillon "avant réglage", un ajustement a été fait dans le mauvais sens, alors que si l'échantillon "après réglage" a une amplitude inférieure à celle de l'échantillon "avant réglage", le signal détecté devient plus petit, et l'annula- tion de la porteuse ou signal linéaire se produit à la sortie du combinateur de signal 232 de la figure 10. 16 - Un comparateur 1120, figure 11, est relié aux sorties des circuits échantillonneurs-bloqueurs 1116 et 1118 Pour un signal détecté positif, les polarités des entrées représen- tées en figure 11 se traduisent par un signal de sortie de sens positif si le réglage est fait dans le mauvais sens, et par un signal de sortie de sens négatif si le réglage est effectué dans le bon sens La sortie du comparateur 1120 est appliquée à une borne d'entrée de passage ou d'inhibition d'une bascule contrôlable 1122, qui reçoit aussi un signal d'horloge par un conducteur 12 e Le signal d'horloge est représenté en 1218 en figure 12 e Le signal appliqué à la bascule 1122 de la figure 11 à partir du comparateur 1120 empêche le rythmage de la bascule, et par conséquent l'empêche de changer d'état, dans la mesure o le réglage se poursuit pour être dans le bon sens Le réglage effectué dans le mauvais sens se traduit par la validation de la bascule 1122, à la suite de quoi à l'instant T 10 de la figure 12, l'impulsion d'horloge suivante 1218 (figure 12 e) change l'état de la bascule Un compteur 1124 comporte une entrée d'horloge (CLK) montée de manière à recevoir des signaux d'horloge appliqués par un conducteur 12 d, et une entrée de commande croissantedécroissante (U/D) accouplée à la sortie de la bascule 1122, et produit un mot numérique sur un trajet de données 1018 pour commander l'atténuation de l'atténuateur 336 de la figure 10 Le comptage du compteur 1124 change de manière récurrente aux instants T 6 et T 16 du cycle allant de TO à l'instant TO suivant en figure 12, soit en augmentant soit en diminuant en réponse à l'état de la bascule 1122, et par conséquent réglant l'atténuation de l'atténuateur 336 de la figure 10. Pendant le fonctionnement du circuit de commande de la figure 11, lorsque la composante linéaire ou de porteuse est loin d'être annulée à la sortie du combinateur de signal 232 de la figure 10, l'état de la bascule 1122 de la figure 11 peut être initialement tel que le rythmage du compteur 1124 17 - se traduit par un incrément, à la suite de quoi le comptage augmente à l'instant 1216, entre les instants T 4 et T 8 au cours desquels les circuits échantillonneurs-bloqueurs 1116 et 1118, respectivement, sont validés pour procéder à l'échantillonnage Ainsi, la sortie du circuit 1116 repré- sente un échantillon du signal détecté avant le réglage de l'atténuateur 336, et le circuit 1118 représente l'échantil- lon après réglage Si l'amplitude de l'échantillon pris par le circuit 1118 à l'instant T 8 dépasse celle de l'échantillon pris par le circuit 1116 à l'instant T 4, le réglage de l'atténuateur doit avoir été fait dans le mauvais sens Le comparateur 1120 répond avec une sortie positive, qui valide la bascule 1122 A l'instant T 10 suivant (figure 12), la bascule 1122 change d'état en réponse à une impulsion d'horloge 1218 (figure 12 e) Cela a l'effet de provoquer la diminution par le compteur 1124 de son comptage à l'instant T 16 suivant du cycle en réponse au signal d'horloge 1216 de la figure 12 d La diminution du comptage du compteur 1124 provoque une réduction de l'atténuation de l'atténuateur 336 de la figure 10, ce qui améliorera l'annulation à la sortie du combinateur 232 de la figure 10 Cela diminue à son tour le signal détecté sur le conducteur 1013 des figures 10 et 11 A l'instant T 4 suivant, un échantillon est de nouveau pris par le circuit 1116 Le compteur diminue de nouveau à l'instant T 6 en réponse au signal 1216, et un autre échantillon est de nouveau prélevé par le circuit 1118 Tant que le réglage continue à s'effectuer dans le sens correct pour l'annulation, le comparateur 1120 inhibe la bascule 1122 pour l'empêcher de changer d'état, de sorte que le compteur 1124 continue à diminuer de façon régulière, améliorant l'annulation. A un certain point, l'atténuation de l'atténuateur 336 de la figure 10 devient supérieure à ce qui est nécessaire pour avoir une bonne nullité Le signal "après réglage" du circuit échantillonneur-bloqueur 1118 dépassera alors le 18 - signal "avant réglage" du circuit 1116 Le comparateur 1120 produira un signal de sortie négatif, qui valide la bascule 1122 A l'instant T 10 suivant, la bascule 1122 changera d'état, ce qui aura pour effet que le compteur 1124 commencera à augmenter son comptage en réponse aux signaux d'horloge 1216 de la figure 12 d Cela a pour effet que l'atténuation de l'atténuateur 336 augmente de nouveau. Ainsi, le système de commande de la figure 11 a pour effet que l'atténuation de l'atténuateur 336 varie autour d'une valeur d'atténuation optimum, la maintenant près d'une valeur qui fournit la meilleure annulation. Le reste du système de commande de la figure 11 est identique, comprenant les circuits échantillonneurs-bloqueurs 1126 et 1128, le comparateur 1130, une bascule 1132, et un compteur 1134, qui répondent aux mêmes signaux de la même manière, sauf que la bascule 1132 répond au signal d'horloge 1220 de la figure 12 f au lieu du signal d'horloge 1218 (figure 12 e) pour la commande du déphaseur 366 de la figure 10. D'autres modes de réalisation de l'invention apparai- tront aux techniciens Par exemple, le signal prédéformé par le dispositif de pré-distorsion de la présente invention peut être utilisé avec tout traitement du signal se traduisant par une distorsion, par exemple une conversion de fréquence, o les dispositifs non-linéaires du convertisseur de fréquence peuvent provoquer une distorsion de l'amplitude Les atténua- teurs et déphaseurs peuvent être commandés mécaniquement au lieu de l'être par tension, et peuvent avoir n'importe quelle forme appropriée, avec adaptation d'impédance ou non. 19 - REVENDICATIONS 1 Egaliseur de pré-distorsion afin de soumettre à une pré-distorsion un signal devant en être l'objet caractérisé en ce qu'il comprend: un premier moyen ( 212) de division de signal compre- nant un point d'entrée ( 210) destiné à être accouplé à une source de signaux devant être l'objet d'une prédistorsion et comprenant aussi des premier et second points de sortie, pour produire, à partir du signal devant être l'objet d'une prédistorsion, des première et seconde parties de signal aux première et seconde bornes de sortie, respectivement, du premier moyen de division de signal; un moyen générateur de distorsion ( 220) accouplé au second point de sortie du premier moyen de division de signal afin d'associer les produits de la distorsion à la seconde partie de signal et produire des signaux déformés combinés; un second moyen ( 216) de division de signal comportant un point d'entrée accouplé au premier point de sortie du premier moyen ( 212) de division de signal afin de recevoir la première partie de signal provenant de celui-ci, et compre- nant aussi des premier et second points de sortie, afin de diviser la première partie de signal provenant du premier moyen de division de signal en première et seconde parties de signal aux premier et second points de sortie, respective- ment, du second moyen de division de signal; un premier moyen ( 232) de combinaison de signal comprenant un premier point d'entrée accouplé au moyen générateur de distorsion ( 220) et un second point d'entrée accouplé au second point de sortie du second moyen ( 216) de division de signal, et comportant aussi un point de sortie, afin de compléter une première boucle ( 208) pour combiner les signaux déformés combinés à la seconde partie de signal; un premier moyen de commande de phase et d'amplitude accouplé à la première boucle pour commander les phase et amplitude relatives des signaux déformés combinés et la - seconde partie de signal selon une manière tendant à tout annuler à l'exception de la composante de distorsion des signaux déformés combinés, d'o il résulte que la composante de distorsion est produite au point de sortie du premier moyen de combinateur; et un second moyen de combinaison ( 246) comprenant un premier point d'entrée accouplé au premier point de sortie du second moyen ( 216) de division de signal et un second point d'entrée accouplé au point de sortie du premier moyen ( 212) de combinaison de signal, d'o l'achèvement d'une seconde boucle ( 206), le second moyen de combinaison comportant aussi un point de sortie, pour combiner la première partie de signal à la composante de distorsion et produire un signal prédéformé au point de sortie ( 262) du second moyen de combinaison de signal. 2 Egaliseur selon la revendications 1, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un second moyen de commande de phase et d'amplitude ( 236, 248) accouplé à la seconde boucle pour commander les phase et amplitude relatives de la composante de distorsion et de la première partie de signal du signal prédéformé. 3 Egaliseur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le premier moyen ( 212) de division de signal comprend un coupleur directionnel dans lequel le point d'entrée est un point commun, et qui fournit un isolement entre les premier et second points de sortie. 4 Egaliseur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le premier moyen de division de signal comprend une prise résistive ( 724). 5 Egaliseur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le second moyen ( 216) de division de signal ou le premier moyen de combinaison de signal ( 232) comprend un coupleur directionnel. 6 Egaliseur selon la revendication 5, caractérisé en ce que le coupleur directionnel est un coupleur 3 d B. 21 - 7 Egaliseur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le moyen générateur de distorsion ( 220) comprend un moyen d'amplification. 8 Egaliseur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le premier moyen de commande de phase et d'amplitude comprend un moyen de déphasage ( 236) monté dans un trajet de signal s'étendant entre le second point de sortie du second moyen de division de signal ( 216) et le second point d'entrée ( 238) du premier moyen de combinaison de signal ( 232). 9 Egaliseur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le premier moyen de commande de phase et d'amplitude comprend un atténuateur ( 226) monté dans un trajet de signal s'étendant entre le second point de sortie du second moyen de division de signal ( 216) et le second point d'entrée ( 230) du premier moyen de combinaison de signal ( 232). Egaliseur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le premier moyen de commande de phase et d'amplitude comporte un moyen de déphasage ( 228) et un atténuateur ( 226) montés dans un trajet de signal s'étendant entre le second point de sortie du premier moyen de division de signal ( 212) et le premier point d'entrée du premier moyen de combinaison de signal ( 232). 12 Egaliseur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le second moyen de combinaison ( 246) comprend un circuit hybride 3 d B. 12 Egaliseur selon la revendication 2, caractérisé en ce que le second moyen de commande de phase et d'amplitude comprend un moyen de commande d'amplitude ( 248) monté dans un trajet de signal s'étendant entre le point de sortie du premier moyen de combinaison de signal ( 232) et le second point d'entrée du second moyen de combinaison de signal ( 246). 13 Egaliseur selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un moyen ( 1012) de détection d'amplitude de signal accouplé au point de sortie du premier 22 - moyen de combinaison de signal et au premier moyen de commande de phase et d'amplitude afin de commander le premier moyen de commande de phase et d'amplitude d'une manière tendant à réduire l'amplitude du signal au point de sortie du premier moyen de combinaison de signal. 14 Egaliseur selon la revendication 13, caractérisé en ce que le moyen ( 1012) de détection d'amplitude de signal comprend un détecteur à diodes pour produire une tension continue représentative de l'amplitude du signal au point de sortie du premier moyen de combinaison de signal. Procédé pour produire un signal soumis à une prédistorsion, caractérisé en ce qu'il comprend les étapes consistant à: diviser un signal devant être l'objet d'une prédis- torsion, en des première, seconde et troisième parties; soumettre à une distorsion la seconde partie de signal pour produire un signal déformé comportant des composantes linéaire et de distorsion; combiner le signal déformé à la première partie de signal afin de produire un signal résiduel; ajuster au moins l'amplitude ou la phase de la première partie de signal par rapport à celles du signal déformé de manière à sensiblement annuler la première partie et la composante linéaire, d'o il résulte que le signal résiduel est principalement la composante de distorsion; combiner le signal résiduel à la troisième partie de signal pour produire un signal prédéformé non réglé; et régler au moins l'amplitude ou la phase de la troisième partie de signal par rapport à celles du signal résiduel afin d'ajuster le signal prédéformé non-réglé. 16 Procédé selon la revendication 15, caractérisé en ce que l'étape de division comprend les étapes consistant à: diviser le signal devant être l'objet d'une prédis- torsion en la seconde partie de signal et une autre partie de signal; et 23 - diviser l'autre partie de signal en les seconde et troisième parties de signal.