Brevet FR2642592A1 — publié le 19900803

La présente invention concerne un procédé de modulation angulaire à phase stationnaire d'un signal sinusoidal, porteur d'information numérique, par un autre signal binaire conténant cette information. L'invention a aussi pour objet le modulateur pour la transmission d'information numérique suivant ce procédé. Cette invention s'applique notamment à la transmission de données ou d'autres informations numériques dans toutes les branches de télécommunication et peut être utilisée dans le contrôle automatique des quadripôles. Lorsqu'il s'agit de la transmission des signaux binaires par les voies de télécommunication (notamment dans le cas d'une voie téléphonique) on parle de deux niveaux de modulations 1. La modulation intermédiaire par des impulsions binaires d'un ou plu sieurs paramètres d'un signal harmonique dont la fréquence se trouve dans la bande BF. 2. La modulation finale dtun signal harmonique dont la fréquence se situe dans la bande HF, UlIF ou VHF. Les principaux procédés de modulation qui peuvent être utilisés à ces deux niveaux sont les suivants - modulation d'amplitude, - modulation de fréquence, - modulation de phase. Etant donné que le rapport S/B (Signal/Bruit) pour la modulation d'amplitude est le moins intéressant de tous les procédés de modulation, et pour plusieurs autres raisons, elle n'est pas employée dans la technique de transmission de données. Alors, les procédés de modulations largement utilisés sont la modulation de fréquence, la modulation de phase et leurs dérivés plus ou moins complexe. Pour la transmission de données, par exemple, par la voie hertzienne les principaux procédés de modulation intermédiaire sont FFSKet DPSK, qui tout compte fait n'assurent pas le rapport S/B permettant d'avoir la sensibilité du récepteur supérieure à 10 uV (-87dBm DDP). On connaît également la méthode de modification ou suppression d'une demi-onde de sens positif ou négatif dans une ou plusieurs ondes complètes d'une sinusoïde de haute fréquence (Brevet NO 1.358.290). Cette méthode ne peut être utilisée qu'au niveau de la modulation finale. Mais elle nlest pas épargnée, elle aussi, de défauts. Il s'agit de nombreuses interférences qu'elle provoque dans le canal. Pour baisser le taux d'erreurs d'information à la réception il est nécessaire d'employer les différents codes de protection du signal transmis contre les bruits. La complexité des codes augmente le prix des systèmes et diminue la vitesse réelle de transmission d'information utile. La présente invention a pour objet d'augmenter simultanément le rapport S/B et la vitesse de transmission. L'invention est particulièrement intéressante par la simplicité de sa réalisation. Suivant l'invention, la modulation angulaire à phase stationnaire d'un signal sinuso#dal comprend la fixation de l'amplitude de ce signal à son niveau maximum pour la phase #m = #/2 + m2# (Figure 1) ou à son niveau minimum pour la phase #ml = @@# + m2it (Figure 2), avec m = 0,1,2... II est nécessaire que le front montant des impulsions binaires soit synchronisé avec le signal sinuso#dal à la phase choisie. La durée T d'une impulsion unitaire doit être égale à un nombre entier des périodes de la sinusolde T = nTo. Les figures 1 et 2 représentent un cas particulier pour n = 1. Le choix de n et To dépend de la vitesse de transmission et de la bande passante du canal de télécommunication. Les impulsions binaires périodiques de différente durée T, de différent rapport cyclique an et synchronisées avec la sinuso#de à la phase m 2 + m2n. ainsi que les signaux modulés suivant ce procédé sont présentes respectivement sur la figure 3. Les expressions présentées ci-dessous décrivent les signaux modulés En(t), répartition de l'énergie En(t) dans la bande de spectre et l'énergie du signal modulé en (t) sur une charge fictive de 1 Ohm pendant une période du signal binaire avec une approche supérieure à 10 i. #o Pour le signal Fig. 3B # = To, T1 = 2To, &alpha;1 = 2, #1 = #o E1(t) = Um(0,5+0,86 cos t - 0,5 cos #ot+0,17 cos 3/2 #ot) #o E12(t) = U2m(0,75+0,35 cos t - 0,26 cos 3/2#ot+0,27 cos 2 #ot - 0,08 cos 5/2#ot) 2 e12(t) = 0,75 V2m Pour le signal Fig. 3C # = To, T2 = 3To, &alpha;;2 = 3, #2 = ##/3 #o 4 E2(t) = Um(0,33+0,61 cos t+0,49 cos 2/3#ot-0,67 cos #ot+0,17 cos 4/3 #ot) #o E22(t) = U2m(0,63+0,26 cos t+0,18 cos 2/3#ot-0,16 cos 4/3 #ot - 0,23 cos 5/3#ot 3 +0,3 cos 2 uot,' e2(t) = 0,74 U2m Pour le signal Fig. 3D T = To, T3 = 4To, a3 = 4, #3 = #o #o E3(t) = Um(0,25+0,48 cos t+0,48 cos t+ 0,37 cos 3/4#ot - 0,75 cos #ot 4 2 +0,13 cos 4 #ot) 3 4 #o #o E32(t) = U2m(0,67+0,29 cos t + 0,11 cos t-0,17 cos 3/4 #ot - 0,2 cos 3/2#ot 4 2 -0,14 cos @/4 #ot+ 0,41 cos 2 wot) e3(t) = 0,7UZm Pour le signal Fig. 3E T = 2To, T4= 3To, &alpha;;4 = 3/2, #o 4 4 2 @ 5 E4(t) = Um(0,66+0,49 cos t-0,33 cos #ot+0,41 cos 4/3 #ot-0,23 cos 5/3 #ot) #o E42(t) = U2m(0,72+0,48 cos t - 0,22 cos #ot+0,27 cos 4/3 #ot-0,1 cos 5/3#ot 3 -0,14cos 7/3#ot+0,16 cos 8/3 #ot) e42(t) = 0,65U2m Pour le signal Fig. 3F T = 2To, T5 = 4To, a5 = 2, #5 = #o E5(t) = Um(0,5+0,6 cos t+0,11 cos 3/4 #ot-0,5 cos #ot + 0,45 cos 5/4#ot) #o #o E52(t) = U2m(0,60+0,38 cos t+0,19 cos t-0,2 cos 3/4 #ot-0,23 cos #ot 4 2 +0,15 cos 5/4 #ot+0,16 cos 3/2 #ot-0,19 cos 7/4 #ot-0,22 cos 9/4 #ot) e52(t) = 0,93U2m #o Pour le signal Fig. 3G # = 2To, T6 = 5To, &alpha;;6 = 5/2, #6 = E6(t) = Um(0,4+0,6 cos t+0,13 cos 2/5 #ot+0,15 cos 4/5 #ot-0,6 cos #ot 5 +0,4 cos 6/5 #ot) #o E62(t) = U2m(0,6+0,25 cos t+0,29 cos 2/5 #ot+0,1 cos 3/5 #ot 5 -0,19 cos 4/5 #ot-0,17 cos #ot+0,23 cos 7/5 #ot+0,24 cos 2#ot) e62(t) = 0,92U2m #o Pour le signal Fig. 3H # = 3To, T7 = 4To, &alpha;;7 = 4/3, #7 = #o #o E7(t) = Um(0,75+0,48 cos t - 0,48 cos t+0,37 cos 3/4 #ot-0,25 cos #ot 4 2 + 0,13 cos W uot) #o #o E72(t) = U2m(0,87+0,24 cos t- 0,19 cos t+0,19 cos 3/4 #ot+0,23 cos 3/2 #ot 4 2 -0,14 cos 7/4 #ot) e72(t) = 0,98U2m Pour le signal Fig. 3K T #o E8(t) = Um(0,6+0,62 cos t-0,25 cos 2/5 #ot-0,19 cos 3/5 #ot+0,18 cos 4/5 #ot 5 -0,4 cos #ot+0,2 cos 6/5 #ot #o E82(t) = U2m (0,73+0,41 cos t-0,15 cos 2/5 #ot-0,26 cos 3/5 #ot -0,22 cos 4/5 #ot-0,13 cos #ot+0,25 cos 7/5 #ot+0,13 cos 2#ot-0,12 cos #ot) 5 e82(t) = 0,99U2m #o Pour le signal Fig. 3L # = 3To, T9 = 6To, &alpha;;9 = 2, #9 = 6 E9(t) = Um(0,5+0,66 cos #0/6t-0,28 cos #0t+0,42 cos 5/6 #ot-0,5 cos #ot +0,23 cos 7/6 #ot) #o #o 7 3 #o #o E92(t) = U2m (0,74+0,34 cos t-0,14 cos t-0,1 cos 7/6 #ot+0,14 cos 3/2 #ot -0,21 cos #ot+0,21 cos 2#ot) 6 e92(t) = U2m A partir des expressions En(t), on peut constater que les spectres des signaux modulés pour chaque série des impulsions présentées sur la figure 3 contiennent une harmonique de la fréquence n qui dépasse la fréquence oo, en exception de la série des impulsions présentée sur la figure 3E. Les expressions En2(t) de la répartition de l'énergie montrent que toute l'énergie du signal modulé se trouve à l'intérieur de son spectre limité à la fréquence Qo, Cette propriété du signal modulé suivant ce procédé permet d'éliminer dans le signal En(t) les harmoniques supérieures à essO sans pour autant dégrader le signal. Les exemples suivants montrent le champ d'application de l'invention. Avec, par exemple, d'un choix de fo = 3000 HZ et de # = l/fo, on peut effectuer la transmission de données à 3000 Bauds par un canal téléphonique. Avec un autre choix de ## et de T, on peut réaliser la transmission des échantillons d'un signal vidéo. Le fait que le spectre du signal modulé E(t) en dynamique couvre pratiquement toute les fréquences jusqu'à la fréquence oo permet de tester automatiquement tous les quadripôles. La description ci-après et la figure 4 des dessins annexés se rapportent à un exemple particulier de réalisation du procédé selon l'invention. La figure 4 représente le schéma de principe du modulateur. Il comprend deux parties. Une partie qui exécute les fonctions logiques, la deuxième partie effectue le traitement du signal analogique. La partie logique comprend l'interface 1 qui permet la compatibilité du modulateur avec n'importe quelle source de l'information numérique, le circuit de synchronisation 2 des impulsions binaires, le synthétiseur 3 de la sinusoude digitale et l'horloge 4. En absence des impulsions binaires à l'entrée du modulateur, une sortie du synthétiseur 3 fournit à l'entrée du filtre passebas 5 et à l'entrée d'intégrateur 8, les échantillons unidirectionnels d'un signal sinusoTdal. Lorsque la phase de la sinusoïde atteint sa valeur m ou film, choisie préalablement par le constructeur, on trouve sur la deuxième sortie du synthétiseur 3, reliée à une des entrées du circuit de synchronisation 2, une impulsion d'interrogation du dernier.Si une impulsion binaire est présenté à entrée du modulateur, la sortie du circuit de synchronisation 2 délivre à l'entrée du synthétiseur 3 un signal de verrouillage de phase de la sinusoïde. A la fin de l'impulsion binaire quelle que soit sa durée, le synthétiseur reprend la continuité de la sinusoTde. La sortie du filtre passe-bas 5 dont la fréquence de coupure se trouve à la proximité de soo, légèrement décale vers le haut, est reliée à l'entrée de l'amplificateur 6. La sortie de l'amplificateur 6 délivre à une des entres du sommateur 7 le signal alternatif. La chaine de correction, constituée de l'intégrateur 8, comparateur 9 et sommateur 7, permet d'avoir à la sortie du modulateur un signal symétrique par rapport à zéro volt. L'intégrateur 8 applique à l'entrée du comparateur 9 la valeur moyenne du signal sortant du synthétiseur 3. Sur la deuxième entrée du comparateur 9 est appliquée la tension de référence égale à la valeur moyenne de la sinusotde non modulée. En absence de la modulation, la sortie du comparateur 9 est à zéro volt. En présence de la modulation, la sortie du comparateur 9 délivre à la deuxième entrée du sommateur 7 un signal proportionnel à la valeur moyenne du signal modulé unidirectionnel. Les essais de la maquette du modulateur effectuant ce procédé ont donnés le résultat suivant. Un faisceau hertzien de la classe 11F3 sur la fréquence de 150 MHZ servait de canal de tèlécommunication. La vitesse de transmission de 2700 bauds. La fréquence de 2700 HZ du modulateur était modulée par les séries des impulsions périodiques telles qu'elles sont présentées sur la figure 3. La réception de l'information obtenue avec un signal de 1 uV (-107 c3Gm DDP) à i'entrée du récepteur était satisfaisante. Ce qui est à 20 dG supérieur par rapport aux procédés déjà connus. Revendications 1. Procédé de modulation angulaire à phase stationnaire d'un signal si nusoTdal caractérisé en ce que le verrouillage à une phase unique #m = #/2 + m2# ou #ml =3/2# + m2# s'effectue par la fixation de l'amplitude du signal respectivement à son niveau maximum ou à son niveau minimum. 2. Procédé selon la revendication 1 caractérisé en ce que le front montant des impulsions binaires est synchronisé avec la sinusoïde à une des deux phases #m ou tm- 3. Procédé selon les revendications précédentes caractérisé en ce que la durée des impulsions binaires est égale à un nombre entier des périodes de la sinusoTde. 4. Modulateur pour réaliser le procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes caractérisé en ce qu'il comprend une partie logique avec l'interface 1, le circuit de synchronisation 2, le synthétiseur 3 de la sinusoTde et l'horloge 4, et une partie de traitement du signal analogique avec le filtre passe-bas 5, l'amplificateur 6, le sommateur 7, I'intégrateur 8 et le comparateur 9. 5. Modulateur selon la revendication 4 caractérisé en ce que le synthétiseur 3 en absence des impulsions binaires à l'entrée du modulateur, fournit par une de ses sorties les échantillons unidirectionnels d'un signal sinusoïdal à l'entrée du filtre passe-bas 5 et à l'entrée de l'intégrateur 8 et par l'autre sortie les impulsions d'interrogation du circuit de synchronisation 2 lorsque la sinusoide atteint la phase préalablement choisie parmi #m et #ml. 6. Modulateur selon les revendications 4 et 5 caractérisé en ce qu'en présence de l'impulsion binaire à l'entrée du modulateur le circuit de synchronisation 2 après avoir reçu le signal d'interrogation en provenance du synthétiseur 3 délivre à l'entrée du dernier le signal de verrouillage de phase jusqu'à la disparition de l'impulsion binaire à l'entrée du modulateur, après quoi le synthétiseur 3 reprend la continuité de la sinusolde. 7. Modulateur selon les revendications 4 et 5 caractérisé en ce que le signal unidirectionnel filtré par le filtre passe-bas 5 et transformé par l'amplificateur 6 en signal alternatif est appliqué à l'entrée du sommateur 7. 8. Modulateur selon les revendications 4, 5 et 7 caractérisé en ce que la chaîne de correction, constituée de l'intégrateur 8 et du comparateur 9, délivre à la deuxième entrée du sommateur 7 un signal proportionnel à la valeur moyenne du signal unidirectionnel sortant du synthétiseur 3 et rend le signal modulé symétrique par rapport à zéro volt.