Brevet FR2644653A1 — publié le 19900921

DISPOSITIF SEMICONDUCTEUR INTEGRE INCLUANT UN CIRCUIT ISOLATEUR ACTIF' Desgript'o L'invention concerne un dispositif semiconducteur intégré incluant un circuit isolateur actif comprenant au moins un transistor à effet de champ. L'invention trouve son application dans la réalisa- tion de systèmes hyperfréquences tels qu'une tête de réception d'antenne pour satellite artificiel, dans laquelle il est né- cessaire d'isoler l'oscillateur local des variations d'impé- dance du mélangeur. L'invention trouve aussi son application dans la réalisation de circulateurs hyperfréquences. Un circuit isolateur est connu du brevet US n'4,679,010, juillet 1987, ainsi que par la publication intitulée.: "The design of a 6-Port active circulator' par I.J. BAHL dans 1988 IEEE, MTT-S Digest' pages 1011-1014. Ces documents décrivent un circuit circulateur actif constitué de trois circuits isolateurs et de trois coupleurs. Notamment la plublication enseigne que dans de nom- breux circuits hyperfréquences, des composants non réciproques tels que des isolateurs ou des circulateurs sont utiles pour éviter des interactions entre les différents blocs du systè- me. Dans les sytèmes hyperfréquences conventionnels on utili- sait la ferrite pour réaliser de tels composants. Aujourd'hui ces composants peuvent être réalisés sur des substrats en GaAs en ajoutant des disques de ferrite et des aimants permanents. Cependant cette technique résulte en une très grande taille et un poids important des composants et n'est pas compatible avec la technologie des circuits intégrés monolithiques hyperfré- quences. C'est pourquoi le brevet et la publication citée pro- posent un circulateur actif entièrement intégrable. A cet effet, dans la publication citée les circuits isolateurs nécessaires à la réalisation du circulateur sont constitués d'amplificateurs monolithiques distribués à quatre cellules fonctionnant entre 1 à 10 GHz avec un gain de 7 dB, des pertes par retour et une isolation meilleure que 12 dB et 20 dB res- pectivement. Cet amplificateur utilise 4 transistors à effet de champ, de grille 0,5 x 150 pm et consomme environ 60 mw. Une description complète de ces circuits isolateurs peut être trouvée dans la publication intitulée: OA monolithic GaAs 1-13 GHz Travelling-Wave Amplifier' dans IEEE TRANSACTION ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES, Vol.NTT-30, No.7, July 1982 par YALCIN AYASLI et al. Ce circuit isolateur connu présente plusieurs incon- vénients: - l'adaptation de 12 dB et l'isolation de 20 dB réalisées par ce circuit ne sont pas suffisantes pour l'application envi- sagée citée plus haut; l'utilisation de 4 transistors pour former ce circuit en- traine une consommation importante de 60 mw; - la surface occupée est grande (2 mM2) ce qui présente un in- convénient pour l'application aux circuits intégrés; - les performances sont sensibles aux paramètres technologi- ques. Au contraire dans le brevet cité, le circuit isola- teur est différent. Dans le brevet cité, le circuit isolateur contient un FET monté en grille commune, à l'entrée, et un FET monté en drain commun, à la sortie. La dimension des FETs est optimisée pour obtenir une bonne adaptation à 50 Q. Le circuit connu de ce brevet contient en outre des circuits L-C série, reliés entre la ligne de transmission et la masse dont la fonction est d'équilibrer le circuit. Le premier transistor fonctionne comme un amplificateur dimen- sionné pour les hautes fréquences. Le circuit est prévu pour bloquer les basses fréquences dans toutes les directions. Ce brevet cité enseigne que le second transistor présente une impédance grille-source si élevée qu'un signal réfléchi entrant par la sortie et se propageant dans la direc- tion opposée en sens entrée-sortie, a une atténuation de dB. En réalité l'homme du métier sait que la capacité grille-source d'un transistor est 10 fois plus faible environ, que sa capacité grille-drain. Les performances annoncées dans ce brevet cité semblent donc tout & fait surévaluées. Une autre publication intitulée *Active isolator- combiner divider and magic-T as miniaturize function bloc' par TSUNEO TOKUMITSU dans GaAs IC Symposium IEEE 1988 p.273 à 276 décrit le mnme circuit isolateur. Cette publication enseigne que l'isolation n'est que de 20 dB à 10 GHz avec une adapation en entrée & la même fré- quence, de 15 dB. Ces performances sont insuffisantes pour les appli- cations envisagées à la présente invention. D'autre part, les circuits isolateurs connus du brevet et de la dernière des publications citées comportent 4 selfs qui sont des éléments nécessitant chacun une grande surface dans un circuit, et qui doivent donc être évités autant que possible pour les applications aux circuits intégrés. La présente invention a pour but de proposer un circuit isolateur actif permettant d'obtenir une meilleure adaptation ainsi qu'une meilleure isolation que les circuits connus, sur une large bande de fréquences, et ceci au moyen d'un circuit très simple, compact, peu sensible aux paramètres technologiques et de faible consommation. Ces buts sont atteints au moyen d'un dispositif tel que décrit dans le préambule, en outre caractérisé en ce que le circuit isolateur comprend un circuit amplificateur à con- tre-réaction utilisé dans le sens inverse du sens convention- nel. Dans ces conditions, le circuit selon l'invention 6 446 53 peut être beaucoup plus simple que l'amplificateur distribué connu de la publication et du brevet cités. Dans une mise en oeuvre, le dispositif selon l'in- vention est caractérisé en ce que cet amplificateur comprend un étage incluant un transistor à effet de champ, monté en source commune, dont le drain reçoit le signal d'entrée VE, et dont la grille fournit le signal de sortie VS, et un cir- cuit de contre-réaction disposé entre la grille et le drain. Le dispositif selon l'invention présente ainsi l'avantage de pouvoir être réalisé dans toute technologie au moyen de transistors & effet de champ par exemple dans les technologies mettant en oeuvre lIs composés III-V ou encore le silicium. Dans les technologies mettant en oeuvre les composés III-V, les fréquences de fonctionnement atteintes peuvent être extrêmement élevées. L'invention sera mieux comprise au moyen de la des- cription suivante illustrée par les figures annexées dont: - la figure la qui représente schématiquement le circuit iso- lateur selon l'invention; - la figure lb qui représente le schéma équivalent du circuit de la figure la; - la figure 2 qui représente schématiquement le circuit isola- teur dans une mise en oeuvre au moyen de transistors à effet de champ en arséniure de gallium; - les figures 3a et 3b qui représentent, en fonction de la fréquence, les paramètres 521, S12, 522 et 511 en dB du circuit selon l'invention pour un temps de transit des électrons sous la grille de 2,8 ps; - les figures 4a et 4b qui représentent ces mêmes paramètres pour un temps de transit de 3,5 ps; - et les figures 5a et 5b qui représentent ces mêmes paramè- tres pour un temps de transit de 2,1 ps. Tel que représenté sur la figure la, le circuit iso- lateur selon l'invention comprend un transistor à effet de champ Tt, de source S, de grille G et de drain D. Pour réaliser un circuit isolateur, ce transistor à effet de champ est monté en amplificateur à contreréaction utilisé dans le sens inverse du sens conventionnel. A cet effet, une branche de contre-réaction incluant une résistance RF est disposée entre sa grille et son drain. Le signal d'entrée VE est appliqué entre sa source et son drain et le signal de sortie VS est prélevé entre sa source et sa grille. L'impédance de sortie du circuit précédent est symbolisée par la résistance RE disposée entre le drain et la source du transistor Tl. L'impédance d'entrée du circuit suivant est symbolisée par la résistance RS disposée entre la grille et la source du transistor T1. La conductance de la contre-réaction est alors gF = 1/RF; la conductance d'entrée est alors gE = 1/RE; et la conductance de sortie q5 = 1/RS. Le circuit de la figure lb est le schéma équivalent au circuit de la figure la. gm représente la transconduc- tance du transistor T1, gD représente sa conductance de drain, RF est encore la résistance de la branche de contre- réaction et CGS est la capacité grille-source du transistor TI. Dans ces conditions, le gain du circuit isolateur selon l'invention est donné par la relation (1) du tableau I. La conductance d'entrée de cet isolateur est YE donnée par la relation (2). Dans ces relations w est la pulsation du signal VE de fréquence F appliqué à l'entrée de l'étage isolateur. Dans le tableau I, l'isolation représentée par le rapport de la tension d'entrée sur la tension de sortie est donnée par la relation (3); la conductance de sortie de l'isolateur est YS donnée par la relation (4). Dans la relation (4) le terne jwCGS est une petite susceptance qui augmente avec la fréquence et qui peut appor- ter des limitations aux très hautes fréquences. 26446 53 Selon l'invention, on impose que la conductance de la contre-réaction gF soit égale à la transconductance gM du transistor T1. Dans ces conditions, le terme donnant l'iso- lation devient nul ce qui signifie que le gain de l'étage en inverse est nul. On veut d'autre part que le circuit isolateur selon l'invention consiste en une adaptation des circuits précédents et des circuits suivants à une impédance de référence donnée Ro. Pour obtenir ce résultat, les caractéristiques du transis- tor à effet de champ T1 sont choisies pour que la somme de sa transconductance gM et de sa conductance de drain gD soit égale à l'inverse de l'impédance Ro donnée. Ces conditions sont rappelées par les relations (5) et les relations (6) du tableau III. Il en résulte que l'impédance d'entrée du circuit isolateur selon l'invention s'exprime alors par la relation (7) et son impédance de sortie par la relation (8) du tableau rr. Si l'on choisit l'impédance de référence Ro égale à 50 Q alors le gain de l'isolateur VS/VE est équivalent à 112 (relation Ibis du tableau III), et l'isolation VE/Vs est égale à O (relation 3bis du tableau III). Dans une forme de réalisation, la branche de contre- réaction peut comprendre seulement une résistance RF dispo- sée entre la grille et le drain du transistor Tt. Dans le cas o on choisit l'impédance de référence R0 égale à 50 Q il faut alors choisir la taille du transistor pour que gM+gD= 20 mS. Dans ces conditions la conductance d'entrée YE = 20 mS, et la conductance de sortie égale 20 mS, plus une petite susceptance citée plus haut. Tel que représenté sur la figure 2, le circuit isolateur selon l'invention est une mise en oeuvre particu- lièrement appropriée à être utilisée aux fréquences élevées. A ces fréquences élevées, il apparait des retards dus au temps de transit des électrons sous la grille du transistor Tt et aux constantes de temps produites par les résistances d'accès et les résistances intrinsèques du transistor ainsi qu'à la capacité grille-source. Pour compenser ces retards aux fré- quences élevées, la branche de contre-réaction peut comprendre aussi une ligne LF disposée en série avec la résistance RF. Cette ligne sera favorablement une ligne microruban. Dans la forme de réalisation du circuit selon l'invention illustrée par la figure 2, pour rendre ajustable la valeur de la transconductance gM du transistor Ti et pour compenser les effets des dispersions de ses caractéristiques dues à la technologie, la grille du transistor Ti est munie de moyens de polarisation. Ces moyens de polarisation comprennent une ten- sion de polarisation continue négative VG1 appliquée sur la grille à travers une résistance Rpl. D'autre part, lors de la mise en oeuvre du circuit selon l'invention illustrée sur la figure 2, on a constaté qu'il était avantageux pour améliorer les performances du cir- cuit de munir le transistor T1 d'une charge active. A cet effet, un transistor T2 est disposé entre une tension d'ali- mentation continue VDD et le drain du transistor T1. De plus la grille du transistor T2 est polarisée à travers une résis- tance Rp2 par une tension de polarisation positive VG2. Eventuellement une capacité C2 relie la grille du transistor de charge T2 au drain du transistor de l'étage isolateur Ti. Enfin une capacité de découplage C1 peut être interposée entre le point commun de la grille et de la résistance Rpl, et le point ST o la branche de contre-réaction est raccordée c'est-à-dire le point o la tension de sortie VS est prélevée. Dans un exemple de réalisation, le circuit illustré par la figure 2 est réalisé au moyen des éléments du tableau II. L'impédance de référence pour l'isolateur est Ro = 50 9 les transistors T1 de l'isolateur et Tz de la charge sont des MESFETs réalisés au moyen d'arséniure de gallium (GaAs). 26 46 5-3 L'épaisseur du substrat en GaAs sous le circuit isolateur est de 100 pm. La source du transistor Tl est reliée à la masse au moyen d'un trou métallisé qui réalise une impédance selfique de liaison LS équivalente à une inductance d'environ 0,03 nH. Les autres éléments sont donnés dans le tableau II. Pour le calcul de la longueur de la ligne, on a tenu compte de la relation (9) donnée dans le tableau I o les éléments pour résoudre cette relation sont également donnés. Les performances du circuit sont illustrées par les figures 3 à 5. Les figure 3a et 3b donnent les paramètres S21, S12, S22 et S1l en dB du circuit en fonction de la fréquence en GHz pour un temps de transit r de 2,8 ps. On peut déduire des courbes que l'isolation est meilleure que 30 dB et l'adap- tation meilleure que 20 dB, dans une bande de fonctionnement de 1 à 13 GHz. Ainsi-ces performances obtenues sont nettement meilleures que celles du circuit décrit au titre. de l'état de la technique. En outre le circuit selon l'invention est plus com- pact puisqu'il est réalisé au moyen d'un seul élément réac- tif. La consommation est plus faible car on n'utilise qu'un transistor qui dans l'exemple de réalisation cité présente une dimension de 100 pm. De plus les performances du circuit ne' sont sensibles qu'à la transconductance gM du transistor, et ce dernier peut être ajusté en agissant sur la polarisation de grille VG1 du transistor Tl. Ceci permet de compenser les effets des dispersions des caractéristiques du transistor Tl dues à la technologie. Les figures 4a et 4b donnent ces mêmes paramètres pour un temps de transit T de 3,5 ps et les figures 5a et 5b donnent ces paramètres pour un temps de transit de 2,1 ps. Les figures 4 et 5 montrent donc les performances de l'isolateur dans les conditions o le temps de transit des électrons est de 25 % plus grand ou 25 % plus petit par rapport à la valeur initiale des figures 3. On constate que la réponse du circuit est modifiée mais que les performances ne sont pas dégradées; c'est-à-dire que l'isolation est toujours supérieure à 30 dB et que l'adaptation d'entrée est toujours supérieure à 20 dB dans la bande 1 à 13 GHz. On notera que la charge active a été choisie pour diminuer les pertes de l'étage et que l'on a constaté d'une façon inattendue que ce montage améliorait l'isolation. Le circuit selon l'invention est absolument monoli- thiquement intégrable, très compact et très large bande. Il élimine les problèmes de réflection qui apparaissent dans les circuits hyperfréquence par exemple lorsque des blocs montés en série ne sont pas adaptés; ou encore lorsque le circuit contient un oscillateur, pour éviter que cet oscillateur bouge en fréquence. Le circuit selon l'invention ne présente pas un gain en direct extrêmement élevé, mais ceci est un petit inconvé- nient qui n'est pas un problème du fait que, en circuit inté- gré hyperfréquences, il est aisé de rajouter un petit amplifi- cateur afin de rattraper ce genre de pertes. Le circuit selon l'invention peut être également réalisé de façon favorable au moyen de transistors connus de l'homme du métier sous le nom de HEMTs, et d'une façon géné- rale au moyen de tous transistors à effet de champ tels que les transistors connus de l'homme du métier sous le nom de MOSFETs. IABLEAU I gm = transconductance du transistor Tl gF = 1/RF conductance de la résistance de contre-réaction gE = 1/RF conductance de sortie de l'étage précédent g5 = 1/RS conductance d'entrée de l'étage suivant gD = conductance de drain du transistor Tt CGs = capacité grille-source du transistor T1 w = pulsation du signal de fréquence F, d'entrée VE et sortie VS. Gain de l'isolateur = Vs/VE = gF/(gF+GS+jwCGs)(1) Conductance d'entrée de l'isolateur = YE YE = gF + gD + gF(qgm-gF)/(gF+gS+jwCGS)(2) Isolation = VE/VS = -(gm-gF)/(gF+gE+gD) (3) Conductance de sortie de l'isolateur = YS YS = jwCGS + gF(gm+gD+gE)/(gF+gD+gE) (4) Longueur de la ligne = (RF/Zc)VT (9) o v est la vitesse de phase et T = T + T2 avec T1 = temps de transit des électrons sous la grille T2 = (RG + RGS) CGS et Zc = impédance caractéristique de la ligne. Impédance de référence pour l'isolateur Ro = 50 Q Transistors T1, T2 = MESFETs réalisés au moyen d'arséniure de galliun (GaAs), à deux doigts de grille Longueur de grille des transistors T1, T2 kG 0,5 Pm Largeur de grille des transistors T1, T2 WG 100 P Epaisseur du substrat en GaAs sous le circuit isolateur H = 100 Um Impédance selfique de liaison de source du transistor T1 i la masse LS = 0,03 nH Résistances de charge Rp1 = Rp2 = 10 kQ Capacité d'isolement en continu C1 = lpF Résistance de la branche de contre-réaction RF = 59,4 Q Ligne microruban de la branche de contreréaction LF de largeur Wl = 10 Pm de longueur LI = 458 pm Impédance caractéristique de la ligne Z1=0,46 nH(=0,5nH) Tension de polarisation négative VG1 = -0,5 V positive VG2 = 2,5 V Tension d'alimentatioon continue VDD = 4 V TABLEAU III gm = 1/RF = gR (5) 1/Ro = gm+gD (6) Imp. entrée ZE = 1/(1/RF + gD) = RF = Ro (7) Imp. sortie ZS = 1/(1/RF + jwCGS) a RF = Ro {8) Gain de l'isolateur = Vs/VE = 1/2 (ibis) Isolation = VE/VS = 0 (3bis) Revendications 1. Dispositif semiconducteur intégré incluant un circuit isolateur, caractérisé en ce que ce dernier comprend un ampli- ficateur à contre-réaction utilisé dans le sens inverse du sens conventionnel. 2 Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que cet amplificateur comprend un étage incluant un transis- tor à effet de champ, monté en source commune, dont le drain reçoit le signal d'entrée, et dont la grille fournit le signal de sortie, et un circuit de contre-réaction disposé entre la grille et le drain. 3. Dispositif selon la revendication 2, caractérisé en ce que cet étage comprend des moyens pour présenter un gain nul en inverse et une-impédance égale à une impédance de réfé- rence Ro donnée. 4. Dispositif selon la revendication 3, caractérisé en ce que pour que cet étage présente un gain nul en inverse, la conductance gR du circuit de contre-réaction et la transcon- ductance gM du transistor à effet de champ sont choisies égales. 5. Dispositif selon la revendication 4, caractérisé en ce que, pour que cet étage présente une impédance égale à une impédance Ro donnée, les caractéristiques du transistor à effet de champ sont choisies pour que la somme de sa transconductance gM et de sa conductance de drain gD égale l'inverse de l'impédance Ro donnée. 6. Dispositif selon la revendication 5, caractérisé en ce que le circuit de contre-réaction est formé d'une branche comprenant une résistance RF. 7. Dispositif selon la revendication 6, caractérisé en ce que pour compenser les retards dus au temps de transit des électrons sous la grille, et aux constantes de temps produites par les résistances d'accès et intrinsèques du transistor et la capacité grille-source, aux fréquences élevées, la branche de contre-réaction comprend aussi une ligne LF en série avec la résistance RF. 8. Dispositif selon l'une des revendications 4 à 7, ca- ractérisé en ce que pour rendre ajustable la valeur de la trans- conductance gM du transistor, et pour compenser les effets des dispersions de ses caractéristiques dues à la technologie, la grille du transistor est munie de moyens de polarisation. 9. Dispositif selon la revendication 8, caractérisé en ce que les moyens de polarisation de grille comprennent une ten- sion de polarisation continue VG1 négative appliquée sur la grille à travers une résistance Rp1. 10. Dispositif selon l'une des revendications 2 à 9, ca- ractérisé en ce que le transistor à effet de champ de l'étage isolateur dit premier transistor est muni d'une charge active appliquée sur son drain. 11. Dispositif selon la revendication 10, caractérisé en ce que la charge active comprend un transistor à effet de champ dit second transistor dont la source est reliée au drain dudit premier transistor, dont le drain est relié à une tension d'ali- mentation continue VDD et dont la grille est reliée à une ten- sion de polarisation continue positive VG2 à travers une ré- sistance Rp2 et en ce que éventuellement une capacité relie la grille et la source du second transistor. 12. Dispositif selon la revendication 11, caractérisé en ce qu'il est réalisé au moyen d'une technologie mettant en oeuvre des transistors à effet de champ en composé III-V, par exemple des transistors du type dit MESFET ou HEMT. 13. Dispositif selon la revendication 12, caractérisé en ce que le premier et le second transistors sont du type dit MESFET en arséniure de gallium, à deux doigts de grille, de longueur de grille QG équivalente à 0,5 pm, de largeur de grille WG équivalente & 100 Vm. 14. Dispositif selon la revendication 13, caractérisé en ce que la résistance de la branche de contre-réaction, RF équivalente à 60 Q. la ligne en série avec cette résistance est une ligne microruban d'impédance caractéristique environ 100 Q correspondant à une inductance d'environ 0,5 nH. 15. Dispositif selon la revendication 14, caractérisé en ce que la tension de polarisation négative VGI = -0,5 V, la tension de polarisation positive VG2 = +2,5 V, la tension d'alimentation continue VDD = 4 V, les résistances de polari- sation Rpl et Rp2 sont égales à 10 kIQ. 16 Dispositif selon la revendication 15, caractérisé en ce que une capacité de découplage Cj est disposée entre l'extré- mité de la résistance Rp1 de polarisation de grille et la sortie ST au point o est reliée la branche de contre-réaction. 17. Dispositif selon la revendication 11, caractérisé en ce qu'il est réalisé en une technologie mettant en oeuvre les transistors à effet de champ en silicium du type dit MOSFET.