Brevet FR2636186A1 — publié le 19900309

Cette invention se rapporte à un récepteur utilisé en communication sur spectre dispersé (ayant ci-après, pour abréviation SSC). La communication sur spectre dispersé est agencée de manière que le c8té émetteur transmette l'information par dispersion du spectre d'émission (extension de bande) en utilisant un code PN (code séquence maximale de longueur de code 127, par exemple) à une vitesse bien supérieure à l'information et qu'un c8té récepteur mette le signal reçu en corrélation avec un code PN dans son propre récepteur pour démoduler la donnée. Ce système présente l'avantage, entre autres, que la détérioration du signal reçu due à un évanouissement sélectif de la fréquence peut être réduite. Un tel récepteur de communication sur spectre dispersé utilisé en communication de ce type est revélé, par exemple, dans la Publication du Brevet Japonais N 59-186440A. Comme le montre la figure 5, ce récepteur se compose essentiellement de filtres appropriés 1 et 2, d'un déphaseur 3 et d'un détecteur de phase 4 et il est configuré pour appliquer un signal reçu sur spectre dispersé S à des filtres appariés 1' et 2' pour sa mise en corrélation avec un code de récepteur et obtenir les signaux de sortie A et B. Le signal de sortie B est déphasé de 900 dans le déphaseur 3 et le signal déphasé B' de sortie et le signal A de sortie sont appliqués au détecteur de phase 4 pour démoduler un signal de don- née D. Cependant, dans le récepteur conventionnel de communication sur spectre dispersé, le déphaseur, étant donné sa position du c8té sortie du filtre apparié, doit déphaser un signal de sortie sur une large bande et il doit par conséquent être un déphaseur sur large bande. Par ailleurs, plus la bande dispersée est large, plus la 2636 186 largeur de bande du déphaseur doit être importante et il faut également déphaser uniformément dans cette bande. Cependant, il est difficile de réaliser un déphaseur satisfaisant à ces conditions. Outre cela, le déphaseur doit pouvoir régler la phase afin de corriger un écart de phase provoqué dans la pratique par des variations des caractéristiques des éléments, des variations de la longueur du câblage, des variations des températures etc.... Cependant, il est très difficile de réaliser un tel agencement sur une large bande. En supposant que le déphaseur est configuré pour des réglages de phase comme indiqué ci-dessus pour aJuster automatiquement un écart de phase, comme le signal à l'entrée du corrélateur est un signal sur spectre dispersé, la sortie du corrélateur est un signal à forme d'onde en crête en corrélation ayant une largeur étroite dans le temps et un circuit de commande pour le traitement de ce signal est compliqué en conséquence. La présente invention a par conséquence pour objet de produire un récepteur de SSC ayant un agencement excellent dans la pratique qui facilite la réalisation d'un déphaseur, pouvant régler sa phase et pouvant automatiquement ajuster un écart de phase. Afin d'atteindre l'objectif, un récepteur de SSC selon l'invention comprend une première voie contenant un convolutionneur; une seconde voie contenant un déphaseur et un convolutionneur; un commutateur pour la commutation des première et seconde voies; deux amplificateur pour amplifier respectivement les sorties des deux convolutionneurs; un multiplicateur pour multiplier les sorties des deux amplificateurs; un circuit de réglage de la phase pour contr8ler le dépha- seur; un circuit de commande de réglage automatique du gain pour réappliquer des signaux répondant à une sortie du multiplicateur aux deux amplificateurs; et un moyen prévu dans les voies de contre-réaction vers les deux amplificateurs pour verrouiller les gains des deux amplificateurs. Lorsqu'un réglage de la phase est effectué, l'opération de réglage automatique du gain est fixée pour augmenter la précision et la vitesse du réglage de la phase. Par conséquent, le récepteur de SSC selon l'invention, qui est configuré non seulement pour choisir un signal CW mais également fixer le fonctionnement du circuit de réglage automatique du gain, peut contrSler la phase sans être sous l'influence du circuit de réglage automatique du gain. L'invention sera mieux comprise, et d'autres buts, caractéristiques, détails et avantages de celle-ci apparaitront plus clairement au cours de la description explicative qui va suivre faite en référence aux dessins schématiques annexés donnés uniquement à titre d'exemple illustrant plusieurs modes de réalisation de l'invention, et dans lesquels: - la figure 1 donne un schéma bloc d'un système récepteur de SSC selon l'invention; - la figure 2 montre les formes d'ondes des sorties convolution; - la figure 3A donne un schéma bloc d'un système récepteur de SSC général; - la figure 3B en montre le signal de donnée; - la figure 4 donne un schéma bloc d'un système récepteur de SSC selon l'invention en tant qu'un autre mode de réalisation; et - la figure 5 donne un schéma bloc montrant un agencement essentiel d'un récepteur de SSC. L'invention sera décrit ci-dessous en détail en se référant à des modes de réalisation illustrés sur les dessins. La figure 3A montre un récepteur de SSC qui se compose généralement d'un moyen de corrélation comme des convolutionneurs 1 et 2, un déphaseur 3, un détecteur de phase 4, un commutateur 5, un circuit 6 de réglage de la phase et un circuit 7 de réglage automatique du gain, et qui est configuré pour appliquer un signal reçu sur spectre dispersé S à l'une des entrées de chacun des convolutionneurs 1 et 2 et appliquer des signaux de référence E et F aux autres entrées des deux convolutionneurs pour mettre les signaux en corrélation et obtenir des signaux de sortie A et B. Ces signaux sont appliqués au détecteur de phase 4 pour obtenir un signal de donnée D. Comme le montre la figure 3B, le signal de donnée D a une forme d'onde en crête. Par conséquent, lorsque l'on effectue un réglage de la phase dans le déphaseur 3 et le circuit 6 de réglage de la phase, le signal introduit est d'abord changé du signal reçu au signal CW par l'élément de commutation 5 puis le réglage de la phase est accompli. Dans ce réglage de la phase, le circuit 6 de réglage de la phase se comporte pour minimiser la sortie du détecteur de phase 4 mais le circuit 7 de réglage automatique du gain se comporte de manière opposée pour maintenir la sortie du détecteur de phase 4 à une valeur constante. Par conséquent, il faut beaucoup de temps pour le réglage de la phase, et l'on ne peut s'attendre à un réglage approprié de la phase. La figure 1 donne un schéma bloc montrant un agencement essentiel d'un récepteur de SSC selon l'invention selon un mode de réalisation. Sur la figure 1, des éléments identiques ou équivalents à ceux de la figure 3 sont marqués des mêmes chiffres de références. Les chiffres 9 et 9' indiquent des multiplicateurs, 10 un multiplicateur se comportant comme un moyen démodulant, 11 un filtre passe-bas, 12 un circuit de maintien, 13 un convertisseur analogique/numérique, 14 un filtre à boucle séquentiel et 15 un commutateur. L'opération de réglage de la phase du mode de réalisation ci-dessus vous sera expliquée ci-dessous. Quand le commutateur 5 est contact avec un contact I1, le signal reçu sur spectre dispersé S est appliqué à l'une des entrées du convolutionneur 1 et à l'une des entrées du convolutionneur 2 et les premier et second signaux de référence Rf et R 2 sont appliqués fi fú2 aux autres entrées des deux convolutionneurs 1 et 2. Un signal CW, CW1, ayant la même fréquence que celle d'une porteuse haute fréquence du signal S sur spectre dispersé est appliqué à l'une des entrées du déphaseur 3 et à l'une des entrées du multiplicateur 9. Le déphaseur 3 déphase le signal CW1 de 90 et l'applique à l'une des entrées du multiplicateur 9'. Aux autres entrées des multiplicateurs 9 et 9' sont appliqués des codes PN, PN1 et PN2, qui sont nécessaires pour la démodulation et les sorties des multiplicateurs 9 et 9' sont utilisées en tant que premier et second signaux de références Rfi et Rf2. Les convolutionneurs 1 et 2 mettent en corré- lation le signal S sur spectre dispersé avec les premier et second signaux de référence Rfl et Rf2 respectivement fi f et les sorties respectives corrélation Vol et Vc2 sont appliquées au multiplicateur 10 via les amplificateurs 8 et 8'. Une sortie du multiplicateur 10 est appliquée au filtre passe-bas 11 pour obtenir un signal de démodulation de donnée Vf. Le signal reçu sur spectre dispersé S peut s'exprimer par: S = Vd(t) = P 1(t) sin( ot) +A P2( t) cos( ot) *....... (1) o P1 (t) et P2t) indiquent des premier et second codes PN utilisés pour la démodulation du c8té émetteur, A indique une donnée qui est 1 ou -1, et le signal S est également appliqué aux deux convolutionneurs 1 et 2. Quand la quantité de déphasage du déphaseur est e, les premier et second signaux de références R 1 et Rf2 appliqués aux convolutionneurs 1 et 2 peuvent s'exprimer par: R f = V ri(t) = P (t) cos( ot) (2) R f2 = Vr2(t) = P 2( t) Cos(c o t + 8) (3) o P1 (t) et P2 (t) indiquent les codes PN1 et PN2 utilisés pour la démodulation du c8té récepteur et ce sont les images miroirs (signaux inversés dans le temps) de P1 (t) et P2 (t) du c8té émetteur. *eios el BI 4 4eddw euT2Jo,p euwo; us snos 01 (1) EA e9J;ue eun,p e ess4d ep uoT;se-A el enb jaeou nMJ TI -fnouuoTnlToAuoo ns e;ueJ9quT eTTeuuoT4Tppw esqd eun;sa 49 e JneuuoTInToAuoo np 9;ToMoTJJeaI 4Se 'k ZO (S8).(...+ a + 4: oZ)so. L = (4)A '(()TA) AN O) : a.d.eawtdxe,s nad () A '(1.) 1A3 ANOQ ineuuoT;nloAuoo ap erqzos ut S (/. ). (0 +o ')soo = (.-)zA (9).... oo = () A : ad ewTjdxa sel uo,nbsol (4) ZA a. (4) IA sagaJu xnap sep uoTnloAuoo -e enbTpur.:() ZA '(4) "AI ANOO no ( S)........ ((U)jA '(q)PA) ANO D = ()7A (,)......... ((1)'A '()PA A 4 0 = ( 4) ' DA :.ed jewTjdxa, s 4ueanad sanauuoT4nlToAuoo xnap sep (;) Z A 1a (4) 1A S!T4.JOS Sl 9 8 l 9ú9Z Comme la corrélation entre P1 (t) et P2 (t) et la corrélation entre P2 (t) et P1 (t) sont faibles, de grandes erreurs ne sont pas produites dans les cas suivants: Vc(t) C O N V ( Pl ( t)sin( u t) , P( L Tcos(oo t)).... (9) Vc(t), C O NV ( A l'(t) cos(Wo t), PW7iC' cos( O t +)). ( 1 0) Les équations (9) et (10) peuvent s'exprimer par les formes progressives qui suivent: Vc1(t) = ' R s(t)sin(2 ot +) (1 l) Vc2(t) 2 2 A R 2(t) cos(2 Co t + 0 + 2) (]2) o R (t) et R2 (t) sont les convolutions entre P1 (t) et P1 (t) et entre P2 (t) et P2 (t), et 01 et 02 sont les phases additionnelles inhérentes aux convolutionneurs respectifs. Une sortie Vm(t) après multiplication de Vcl (t) par Vc2 (t) est exprimée par: Vnl(t) = Vcl(t) Vc2(L) = 71 ' 2 A * R l(t) ' R2(t) * cos(2 c o t + O 1) cos(2 ' o t + e + 2) (1 3) Quand l'équation (13) implique la relation suivante: 8+ 2 - /2... (] 4) Vm (t) peut s'exprimer par: Vm(t) = 1 À 2- A R(t) I R(t) * sin(2 donnée est possible. Lorsque l'on établit e + 2 = 41 dans l'équation (14), Vf(t) est zéro (Vf(t) = O) et la démodulation est impossible. Comme on l'a mentionné précédemment, q1 et 2, ne coincident pas toujours du fait de la différence entre les caractéristiques des deux convolutionneurs, de faibles différences des caractéristiques des températures et des longueurs du câble etc... Par conséquent, dans ce cas, on peut noter de l'équation (14), que la quantité prédéterminée de déphasage e peut être: 8 = ô - l X/2- 2...... (1 6) On peut de plus noter que les multiplicateurs 9, 9' et 10 peuvent être des circuits non linéaires utilisant un transistor ou une diode. De ce point de vue, pour corriger l'écart de phase, l'invention est configurée pour changer la connexion de l'élément de commutation au contact 12 pour appliquer le signal CW, CW1, à l'une des entrées de chacun des convolutionneurs 1 et 2 et est configurée pour changer les premier et second codes PN en tensions continues de polarisation. Quand le signal d'entrée est indiqué par Vd(t), il peut être exprimé par: Vd(t) = cos( o t)... (. 1 8) Par ailleurs, comme les premiers et second codes PN sont changés en tensions continues, on peut établir la relation qui suit: P1(t) = P2(t.) = i.. ( 9) Par conséquent, les sorties en convolution V'cl(t) et V'c2(t) peuvent s'exprimer par: V'ci(t) = ' cos(2 o t + 1) ". (20) V'c2(t) = ' * cos( 2 co t + 2) (2 1) Une sortie V'm(t) après multiplication de V'cl(t) et V'c2(t) peut s'exprimer par: V'I(t) = - À * 2cos(2 wut 4- 1) * cos (2 C U t + 2) (22) Si l'on établit la relation suivante: 0 + 2 = - /2 (23) la sortie V'm(t) est comme suit: V'm(t) = 2 COS(2 X t + sin ( 2 c o t + l) (2 4) (24) et une sortie V'f(t) du filtre passe-bas 11 est comme suit: V's( t) CC 7 1 2 - cos( - - 2) (25) -- t2 5) Quand la sortie indiquée cidessus est une valeur positive, le déphaseur 3 est réglé pour avoir un retard de phase tandis qu'avec une valeur négative de sortie, le déphaseur 3 est réglé pour avoir une avance de phase, de façon à être finalement équilibré à: V'(t) = O (...2 (6) La condition d'équilibre dans ce cas est: I- 8 - 2 = X/2.... 2 7) Par conséquent, la relation qui suit peut être établie: 8 = f t - 2 - /2...*...... (2 8) La condition de l'équation (28) coincide avec la condition optimale de démodulation de la donnée. Ainsi, le circuit de réglage de la phase règle de manière que la sortie V'f(t) du filtre passe-bas devienne zéro (0). Cependant, le circuit 6 de réglage automatique du gain effectue le réglage opposé afin de maintenir V'f(t) à la tension de consigne. Par conséquent, il arrive souvent que le réglage de la phase n'est pas bien effectué on prend du temps. Afin d'empêcher cela, non seulement l'élément de commutation est commuté au contact I mais l'élément de commutation est commuté également à G2 afin de fixer les gains des amplificateurs 8 et 8' en utilisant le signal de consigne CS. De cette manière, le fonctionnement du circuit de réglage automatique du gain peut être verrouillé et l'objectif est atteint. Le même effet est obtenu en utilisant l'agencement montré à la figure 4 au lieu de l'agencement de la figure 1. Dans l'agencement de la figure 4, on emploie le commutateur 15 pour appliquer sélectivement la sortie du filtre passe-bas ou un signal CS prédéterminé au circuit 7 du réglage automatique du gain. Comme on l'a expliqué ci-dessus, le dispositif selon l'invention ne prend pas de temps pour le réglage de la phase et assure un bon réglage de la phase. REVEND I CATIONS 1. Récepteur de communication sur spectre dispersé, caractérisé en ce qu'il comprend: - une première voie comprenant un premier moyen de corrélation (1); - une seconde voie comprenant un déphaseur (3) et un second moyen de corrélation (2); - un premier commutateur (5) pour sélectivement appliquer un signal d'entrée ou un signal CW aux premier et second moyens de corrélation; - un moyen de démodulation (10) pour démoduler la donnée, en se basant sur les sorties desdits premier et second moyens de corrélation; - un circuit (6) de réglage de la phase pour régler le déphasage du déphaseur; - un circuit (7) de réglage automatique du gain répondant au moyen de démodulation pour régler les gains des sorties des deux moyens de corrélation; et - un-moyen (15) pour verrouiller lesdits gains. 2. Récepteur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le moyen de verrouillage est un second commutateur (15) pour apliquer sélectivement une sortie du circuit de réglage automatique du gain ou un signal prédéterminé aux deux amplificateurs. 3. Récepteur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le moyen de verrouillage est un troisième commutateur (15) pour appliquer sélectivement une sortie du moyen de démodulation via un filtre passe-bas ou un signal prédéterminé au circuit de réglage automatique du gain. 4. Récepteur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le moyen de verrouillage est lié au premier commutateur (5).