Brevet FR2642916A1 — publié le 19900810

La présente invention concerne un circuit à bande interdite en technologie CMOS, et un circuit amplificateur- séparateur fournissant une tension de référence stable et à faible bruit, qui ne présente pas de bruit d'alimentation et qui est insensible à des signaux transitoires sur le conducteur de sortie. On utilise de façon caractéristique des circuits à bande interdite dans des circuits intégrés pour produire des tensions de référence stables qui sont indépendantes de la température absolue. Un circuit à bande interdite pro- duit une tension VTHERMIQUE qui est proportionnelle à la température et qui est fonction de la différence entre les tensions VBE de deux transistors fonctionnant à des densi- tés de courant différentes. La tension VTHERMIQUE est "am- plifiée" par un circuit multiplicateur résistif pour donner une tension ayant un coefficient de température de +2 mil- livolts par degré Celsius, et cette tension est additionnée avec une tension VBE d'un transistor NPN, qui a un coeffi- cient de température de -2 millivolts par degré Celsius. L'addition produit ainsi une tension de bande interdite qui est indépendante de la température. Des circuits à bande interdite sont largement utilisés dans des circuits inté- grés bipolaires. Il existe également un besoin portant sur des circuits de référence fournissant une tension stable dans des circuits intégrés CMOS. Certains circuits à bande interdite ont été réalisés dans des circuits intégrés CMOS contenant des transistors NPN. On sait que les circuits CMOS sont très sensibles à des variations incrémentielles de tension d'alimentation de haute fréquence, c'est-à-dire à du bruit d'alimentation. Une technique de circuit visant à éviter les effets du bruit d'alimentation consiste dans l'utilisation de tran- sistors à effet de champ (ou TEC) en montage "cascode", connectés en série entre la ligne de tension d'alimentation et le drain d'un transistor à effet de champ qui doit être 2642 9 1 5 isolé des effets du bruit d'alimentation. La grille du transistor cascode est connectée à une tension de référence appropriée qui ne varie pas autant que la tension d'alimen- tation. Il est particulièrement important de pouvoir élimi- ner pratiquement les effets du bruit d'alimentation sur des tensions de référence internes qui sont produites dans le circuit CMOS. Une exigence fondamentale de toute source de ten- sion de référence interne dans un circuit intégré CMOS dans lequel des "charges transitoires" sont commutées à la sour- ce de tension de référence, consiste en ce que cette source doit avoir une falble impédance de sortie, pour que la ten- sion de référence qui est produite ait une relativement bonne "immunité" au bruit qui peut être transmis à la sour- ce de tension de référence. Un but de l'invention est de procurer un circuit amplificateur-séparateur ayant une faible impédance de sor- tie, qui réagit très rapidement à l'application d'une char- ge transitoire sur son noeud de sortie. Un autre but de l'invention est de procurer une source de tension de référence stable, à faible bruit et à faible impédance de sortie, dans un circuit intégré CMOS. Brièvement, et conformément à l'un de ses modes de réalisation, l'invention procure un circuit de référence de tension CMOS stable, à faible bruit et à faible impédan- ce de sortie, comprenant un circuit à bande interdite, un circuit de réjection de bruit d'alimentation connecté à une sortie du circuit à bande interdite, et un amplificateur- séparateur à gain égal à l'unité, comprenant un premier am- plificateur différentiel CMOS ayant une première entrée connectée à la sortie qui fournit la tension à bande inter- dite, une sortie connectée à une entrée d'un amplificateur opérationnel à transconductance CMOS, et une sortie qui est connectée en retour à une seconde entrée du premier ampli- ficateur différentiel CMOS et à une seconde entrée de l'am- plificateur opérationnel à transconductance CMOS. Un con- densateur de valeur élevée est connecté à la sortie de l'amplificateur opérationnel à transconductance pour absor- ber des impulsions parasites de haute fréquence. (L'ampll- ficateur-séparateur doit réagir rapidement au résidu d'une impulsion parasite et doit recharger le condensateur à sa tension initiale, avant l'impulsion parasite.) Dans le mode de réalisation de l'invention qui est décrit, le circuit à bande interdite comprend des premier et second transistors NPN qu'on fait fonctionner de façon qu'ils travaillent avec des densités de courant différentes. Un second amplifica- teur différentiel CMOS ayant des bornes d'entrée connectées aux émetteurs des premier et second transistors NPN main- tient la tension VTHERMIQUE égale à la différence des ten- sions VBE des premier et second transistors NPN entre les bases des premier et second transistors NPN, sous l'effet de la réaction provenant d'une sortie du second amplifica- teur différentiel CMOS. Un transistor à effet de champ MOS à charge de source, qui est attaqué par la sortie du second amplificateur différentiel CMOS, est connecté à un circuit de réfection de bruit d'alimentation qui comprend un tran- sistor MOS en montage cascode, connecté entre un conducteur de tension d'alimentation positive et un drain du transis- tor MOS à charge de source. La grille du transistor MOS cascode est connectéeaudrain d'un transistor MOS de com- mande de miroir de courant à canal P. qui reproduit un cou- rant du transistor MOS à charge de source, de façon à faire circuler le courant reproduit dans un transistor MOS de sortie de miroir de courant à canal P. Des variations in- crémentielles dans la tension d'alimentation sont notable- ment atténuées par le rapport entre le paramètre gm d'un transistor MOS à canal N connecté en diode, dont la source est connectée à la source du transistor MOS à charge de source et dont le drain est connecté au drain du transistor MOS de sortie de miroir de courant à canal P. et le paramé- 26429 16 tre gds du transistor MOS de miroir de courant à canal P. L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui va suivre d'un mode de réalisation, don- né à titre d'exemple non limitatif. La suite de la descrip- tion se réfère aux dessins annexés sur lesquels: la figure 1 est un schéma d'un circuit à bande interdite comprenant un circuit de réfection de bruit d'alimentation qui est utilisé conformément à l'invention; la figure 2 est un schéma d'un circuit amplifica- teur-séparateur rapide, à faible impédance de sortie et à gain égal à l'unité, destiné à isoler la tension de réfé- rence que produit le circuit à bande interdite de la figure 1, pour fournir une tension de référence stable, à faible bruit et à faible impédance dans un circuit CMOS; et la figure 2A est un schéma synoptique du circuit amplificateur-séparateur de la figure 2. En considérant tout d'abord la figure 1, on note qu'un circuit à bande interdite 23 comprend deux transis- tors NPN 150 et 151 connectés en configuration Darlington, qui attaquent un transistor MOS d'entrée à canal N 149 d'un amplificateur différentiel 163. Des transistors NPN en con- figuration Darlington 153 et 154 attaquent la grille d'un transistor MOS d'entrée à canal N 152 de l'amplificateur différentiel 163, et ils ont des aires d'émetteur qui sont égales au huitième des aires d'émetteur des transistors 150 et 151. Les transistors de génération de courant de pola- risation à canal N qui sont représentés, qui ont des élec- trodes de source connectées à -Vcc, font circuler des cou- rants égaux dans les transistors 150, 151, 153 et 154, ce qui fait que les densités de courant dans les transistors 153 et 154 sont notablement plus élevées que dans les tran- sistors 150 et 151. L'amplificateur différentiel 163 comprend des transistors MOS 149 et 152 et des résistances 157 et 158, et il attaque les transistors MOS d'entrée à canal N 161 et 162 d'un second amplificateur différentiel 179. Un signal de sortie de l'amplificateur différentiel 179 sur le con- ducteur 188 attaque un transistor à charge de source à ca- nal N, 181, qui produit une tension de référence de sortie VREF d'environ 2,75 volts. La tension VREF sur le conduc- teur 171 est renvoyée vers la grille d'un transistor MOS à canal N en montage cascode, 164, pour améliorer le rapport de réjection d'alimentation de l'amplificateur différentiel 163, et vers un transistor MOS à canal P 165 qui a pour fonction d'assurer le démarrage du circuit. Les deux transistors MOS à canal P 166 qui sont connectés en diodes, contribuent également au démarrage du circuit. La tension VREF sur le conducteur 171 établit éga- lement un courant dans la résistance 167, le transistor MOS à canal N connecté en diode 168, le transistor MOS à canal P 169 et le transistor MOS de commande de miroir de courant 148, qui est un transistor à canal N connecté en diode, établissant la tension grille-source pour tous les autres transistors MOS à canal N de miroir de courant, dont les sources sont connectées à -Vcc. La tension VREF sur le conducteur 171 fait circu- ler un courant dans les résistances 190 et 191 pour mainte- nir (par réaction) la tension de bande interdite sur la ba- se du transistor NPN 194. Cette tension de bande interdite VBG est la somme de la tension VBE du transistor 194 et d'une tension VTHERMIQUE "amplifiée". La tension VTHERMIQUE résulte de la différence entre la somme des tensions VBE des transistors 150 et 151, et la somme des tensions VBE des transistors 153 et 154, et elle est développée aux bor- nes de la résistance 196. La réaction de la tension VREF par l'intermédiaire du transistor NPN 194, de la résistance et du conducteur 159, agit sur les amplificateurs dif- férentiels connectés en série 163 et 179, de façon qu'ils assurent l'égalité des tensions grille-source des transis- tors MOS à canal N 149 et 152, ce qui fait apparaître la tension VTHERMIQUE aux bornes de la résistance 196. Le transistor MOS à charge de source et à canal N 181 a un rapport largeur de canal/longueur de canal ap- proximativement égal à dix fois celui du transistor MOS à canal N 184. Par conséquent, approximativement un dixième du courant de sortie qui est fourni par l'intermédiaire du transistor MOS à charge de source 181 circule dans le tran- sistor MOS 184 et le transistor MOS cascode à canal N 183, et est ensuite reproduit par le transistor MOS de commande de miroir de courant à canal P 182 et le transistor MOS de sortie de miroir de courant à canal P 185, pour circuler dans le transistor MOS à canal N connecté en diode, 186. La tension VGS du transistor MOS 186 apparaît entre les con- ducteurs 171 et 187. La différence entre la tension VGS du transistor 186 et la tension VGS du transistor MOS à canal N 180 est la tension VDS du transistor à charge de source 181. Cette tension est approximativement égale à 200 millivolts et el- le maintient le transistor MOS à charge de source 181 dans la région de saturation de courant de sa caractéristique de fonctionnement, ce qui assure une faible impédance de sor- tie sur le conducteur 171. Le transistor MOS cascode 180 isole la tension VDS du transistor à charge de source 181 vis-à-vis de variations de bruit sur +Vcc. Le paramètre gm du transistor MOS 186 est approximativement égal à 75 fois le paramètre gds du transistor MOS 185, ce qui fait qu'ap- proximativement un pour cent seulement du bruit présent sur +Vcc peut apparaître sur le conducteur 187. Par conséquent, le circuit de réfection de bruit d'alimentation 175 isole effectivement VREF vis-à-vis de ce bruit de +Vcc. Le condensateur 178, qui a une valeur d'environ picofarads, mais qui peut être augmenté jusqu'à environ 0,1 microfarad par la connexion en parallèle d'un condensa- teur externe, peut être utilisé pour extraire de VREF, par filtrage, le bruit qui a été amplifié par les amplifica- teurs différentiels 163 et 179. Cependant, le fait d'aug- menter la capacité du condensateur 178 dans une mesure suf- fisante pour filtrer un tel bruit indésirable présent sur VREF conduit à un mauvais taux de réjection d'alimentation en haute fréquence pour VREF, sauf si on utilise le circuit de réjection de bruit d'alimentation décrit ci-dessus, du fait que si une variation incrémentielle de +Vcc est trans- mise au drain du transistor MOS181, la valeur élevée du condensateur 178 empêche le conducteur 188 de réagir, ce qui fait que VREF varie sous la dépendance de la variation de +Vcc. - En considérant ensuite la figure 2, on note que la tension VREF que produit le circuit de la figure 1 est appliquée la grille d'un transistor MOS d'entrée à canal N, 100, de l'amplificateur différentiel 140. La source du transistor MOS 100 est connectée à la source d'un autre transistor MOS d'entrée à canal N, 104. Les sources des transistors MOS 100 et 104 sont connectées à une source de courant constant 145, qui peut être réalisée au moyen d'un transistor MOS de polarisation à canal N de type classique. Les drains des transistors MOS 100 et 104 sont respective- ment connectés aux sources de transistors MOS à canal N, 101 et 105, connectés en cascode. Les grilles des transis- tors MOS 101 et 105 sont connectées à une tension d'alimen- tation pour empêcher que les transistors MOS 100 et 104 ne pénètrent dans leurs régions de type "triode". Le drain du transistor MOS cascode 101 est connecté au drain et à la grille d'un transistor MOS à canal P connecté en diode, 102, dont la source est connectée au drain et à la grille d'un transistor MOS de commande de miroir de courant à ca- nal P. 138, dont la source est connectée à +Vcc. Le drain du transistor MOS cascode 105 est connecté par le conduc- teur 120 au drain du transistor cascode à canal P 103 et aux grilles des transistors MOS à charge de source à canal N, 106 et 110, d'un amplificateur opérationnel à transcon- ductance CMOS 141. La source du transistor MOS 103 est con- nectée au drain du transistor MOS de sortie de miroir de courant à canal P, 139, dont la source est connectée à +Vcc et dont la grille est connectée à la grille du tran- sistor MOS 138. Le drain du transistor MOS 106 est connecté à +Vcc. La source du transistor MOS 106 est connectée à la source du transistor MOS connecté en diode à canal P 107, dont la grille et le drain sont connectés à une source de courant constant 146, qui peut être un transistor MOS de polarisation à canal N. La grille et le drain du transistor MOS 107 sont également connectés à la grille du transistor MOS à canal P 112, dont la source est connectée par le con- ducteur 121 à la source du transistor MOS à canal N 110. Le drain du transistor MOS 110 est connecté au drain et à la grille du transistor de commande de miroir de courant à canal P 108, dont la source est connectée à +Vcc. Le drain et la grille du transistor MOS 108 sont éga- lement connectés à la grille du transistor de sortie de miroir de courant à canal P 109, dont la source est connec- tée à +VCc. Le drain du transistor MOS 109 est connecté à la grille et au drain du transistor MOS à canal N 117, dont la source est connectée au conducteur 122. La grille et le drain du transistor MOS 117 sont également connectés à la grille du transistor MOS à canal N 111, dont le drain est connecté à +Vcc. La source du transistor MOS à canal N 111 est connectée au conducteur 121. Le drain du transistor MOS 112 est connecté à la grille et au drain du transistor MOS 114, et à la grille du transistor MOS à canal N 115. Les sources des transistors MOS 114 et 115 sont connectées à -Vcc. Le drain du transis- tor MOS 115 est connecté à la grille et au drain du tran- sistor MOS à canal P 116, et à la grille du transistor MOS à canal P 113. La source du transistor MOS 116 est connec- tée au conducteur 122. La source du transistor MOS à canal P 113 est connectée au conducteur 121, et son drain est connecté à -Vcc. Une petite résistance R est connectée en- tre le conducteur 121 et VREFO. La tension de référence de sortie VREFO est appliquée à la grille du transistor MOS d'entrée 104 de l'amplificateur différentiel 140. Un con- densateur de suppression de transitoires 210 peut être con- necté entre VREFO et la masse. La figure 2A montre un schéma synoptique du cir- cuit amplificateur-séparateur 25A de la figure 2. L'ampli- ficateur-séparateur comprend l'amplificateur différentiel ayant un gain Ai qui reçoit sur son entrée non inver- seuse la tension VREF qui est produite par le circuit à bande interdite de la figure 1. La sortie de l'amplifica- teur 140 est connectée à l'entrée non inverseuse d'un am- plificateur opérationnel à transconductance 141. Sa sortie est connectée à son entrée inverseuse. Le condensateur de suppression de transitoires 210 peut être connecté à la sortie VREFO, si c'est nécessaire pour réduire des impul- sions parasites de haute fréquence. L'amplificateur-sépara- teur 25A peut être conçu de façon que le condensateur 210, en association avec la résistance R, assurent la stabilité en haute fréquence. Le condensateur de suppression de tran- sitoires 210, qui peut avoir une valeur d'environ 10 micro- farads, se comporte comme un réservoir de charge pour per- mettre au circuit amplificateur-séparateur de réagir rapi- dement à des impulsions parasites de VREFO. La tension IVREFO est renvoyée vers l'entrée inverseuse de l'amplifica- teur 140. Les étages amplificateurs 140 et 141 sont conte- nus dans des cadres en pointillés sur la figure 2. Les transistors MOS en montage cascode 101 et 105 procurent une meilleure précision en courant continu, en maintenant des tensions VDS constantes aux bornes des transistors MOS 100 et 104. Le signal de sortie de l'amplificateur différentiel 26429 'i6 est appliqué aux grilles des transistors MOS à canal N 106 et 110. Le conducteur 120 correspond fondamentalement à l'entrée non inverseuse de l'amplificateur à transconduc- tance 141, qui a une configuration quelque peu similaire à celle d'un circuit suiveur en losange classique, connu de l'homme de l'art. Le conducteur 121 est l'entrée inverseuse de l'amplificateur à transconductance 141 de la figure 2. Le rapport entre les rapports largeur de canal/longueur de canal du transistor MOS à canal N 106 et du transistor MOS à canal N 110, est identique au rapport entre les rapports largeur de canal/longueur de canal du transistor MOS à ca- nal P 107 et du transistor MOS à canal P 112, de façon à établir une polarisation appropriée pour les transistors MOS 110 et 112. On peut voir qu'il existe un gain de signal en boucle ouverte élevé du conducteur 121 vers le conducteur 122. L'impédance de sortie de l'amplificateur 141 dans la configuration de réaction qui est représentée, est effecti- vement égale à la résistance de la combinaison en parallèle des impédances de sortie du transistor MOS à canal N 111 et du transistor MOS à canal P 113, divisée par le gain de signal en boucle ouverte. On peut comprendre l'existence du gain de signal élevé, en notant que si la tension sur le conducteur 120 est fixée et si le noeud 121 est perturbé, des courants de signal circuleront à partir des sources des transistors MOS 110 et 112. Ces courants de-signal circu- lent également dans les drains des transistors MOS 110 et 112, et ils sont donc reproduits par un effet de miroir de courant, de façon à réagir avec les impédances de sortie parallèles élevées des transistors MOS 115 et 109, sur le conducteur 122. On peut sélectionner la résistance R et le con- densateur d'atténuation de transitoires 210 pour faire en sorte que la réponse en fréquence de l'étage 141 diminue avant la réponse en fréquence de l'étage 140, ce qui maIn- tient la stabilité. L'amplificateur opérationnel à transconductance 141 se trouve à l'intérieur de la boucle de réaction de l'amplificateur différentiel 140. Par conséquent, l'impé- dance de sortie de valeur faible de l'amplificateur opéra- tionnel à transconductance 141 est encore réduite par le rapport correspondant au gain en tension en boucle ouverte de l'amplificateur opérationnel 140, pour donner une très faible impédance de sortie pour l'ensemble du circuit am- plificateur-séparateur 25A, et une réponse rapide pour le circuit amplificateur-séparateur, de façon à s'opposer à des tensions transitoires qui sont imposées sur la sortie du circuit amplificateur-séparateur CMOS 25A. Le circuit de tension de référence décrit ci- dessus procure un faible bruit, une bonne résistance aux impulsions parasites en sortie et une réponse à stabilisa- tion rapide en présence d'impulsions parasites qui sont im- posées sur la sortie du circuit amplificateur-séparateur A. Le circuit amplificateur-séparateur décrit ci-dessus isole effectivement la tension de sortie du circuit à bande interdite, vis-à-vis de transitoires de sortie. Deux des circuits amplificateurs-séparateurs, ou plus, peuvent être connectés au même circuit à bande interdite, pour procurer une bonne concordance des deux tensions de référence aux sorties des deux amplificateurs-séparateurs, avec un degré d'isolation élevé vis-à-vis de la "diaphonie" entre eux. En outre, le circuit amplificateur-séparateur 25A qui est décrit procure un fonctionnement à faible bruit par l'utilisation de grands rapports entre la largeur de canal et la longueur de canal (c'est-à-dire approximativement 300), et il procure une excellente résistance aux impul- sions parasites en sortie et une réponse de stabilisation rapide en présence d'impulsions parasites, et on peut donc l'utiliser dans de nombreuses autres applications. Il va de soi que de nombreuses modifications peu- 26429'i6 vent être apportées au dispositif et au procédé décrits et représentés, sans sortir du cadre de l'invention. 26429 i6 ô REVENDICATIONS 1. Circuit de référence de tension résistant au bruit d'alimentation, caractérisé en ce qu'il comprend, en combinaison: (a) un circuit à bande interdite comprenant des premier et second transistors (150, 151; 153, 154) dans lesquels il existe des densités de courant différentes, et avec une résistance (196) connectée entre une base du pre- mier transistor (150, 151) et une base du second transistor (153, 154), un premier circuit amplificateur différentiel à transistors à effet de champ (163) ayant des première et seconde bornes d'entrée qui sont respectivement connectées à un émetteur du premier transistor (150, 151) et à un émetteur du second transistor (153, 154); (b) un premier transistor à effet de champ (181) ayant une grille connec- tée à une sortie du premier circuit amplificateur différen- tiel à transistors à effet de champ (163), et une source connectée à un premier conducteur de sortie (171), et pro- duisant sur ce conducteur une première tension de référence (VREF); (c) des moyens de réaction (190, 194, 195, 196) connectés à la sortie du premier circuit amplificateur dif- férentiel à transistors à effet de champ (163) pour appli- quer une fraction de la première tension de référence (VREF), de façon à maintenir aux bornes de la résistance (196) une tension VTHERMIQUE égale à la différence entre une tension VBE du premier transistor (150, 151) et une tension VBE du second transistor (153, 154), afin de main- tenir des tensions égales sur les première et seconde bor- nes d'entrée; et (d) un circuit de réjection de bruit d'alimentation (175) comprenant: (i) un transistor à effet de champ cascode (180) qui connecte un drain du premier transistor à effet de champ (181) à un premier conducteur de tension d'alimentation (+Vcc), et (ii) un circuit de po- larisation (182, 183, 184, 185, 186) qui est connecté au premier conducteur de tension d'alimentation (+Vcc) et à une grille du transistor à effet de champ cascode (180), 26429i6 pour produire une tension de polarisation sur la grille du transistor à effet de champ cascode (180), le circuit de polarisation comprenant des moyens pour atténuer le bruit présent sur le premier conducteur de tension d'alimentation +Vcc), pour empêcher qu'il n'atteigne la grille du tran- sistor à effet de champ cascode (180). 2. Circuit de référence de tension selon la re- À-endicatlon 1, caractérisé en ce que les moyens d'atténua- tion comprennent un circuit de division de tension (182, !85, 186) qui est connecté entre le premier conducteur de tension d'alimentation (+Vcc) et le premier conducteur de sortie (171), le circuit de division de tension ayant une sortie connectée à la grille du transistor à effet de champ cascode (180). 3. Circuit de référence de tension selon la re- vendication 2, caractérisé en ce qu'il comprend un circuit amplificateurséparateur à gain égal à l'unité qui comprend: fi) un second circuit amplificateur différentiel à transis- tors a effet de champ (140), ayant une entrée non inverseu- se connectée au premier conducteur de sortie (171), et un conducteur de sortie dissymétrique (120); et (ii) un ampli- ficateur opérationnel à transconductance à transistors à effet de champ (141) ayant une entrée non inverseuse con- nectée au conducteur de sortie dissymétrique (120), et une sortie connectée à une entrée inverseuse du second circuit amplificateur différentiel à transistors à effet de champ (140), et à une entrée inverseuse (121) de l'amplificateur opérationnel à transconductance à transistors à effet de champ (141). 4. Procédé pour produire une tension de référence stable et à faible bruit à partir d'une source à basse im- pedance, caractérisé en ce qu'il comprend les opérations suivantes: (a) on maintient des densités de courant diffé- rentes dans des premier et second transistors bipolaires (150, 151; 153, 154), et on maintient une tension VTHERMIQUE 2ô49 16 entre les bases des premier et second transistors bipolai- res, au moyen d'un premier amplificateur différentiel CMOS (163), avec un transistor à effet de champ de sortie à charge de source (181); (b) on produit une première tension de référence (VREF) sur une source du transistor à effet de champ de sortie à charge de source (181); (c) on applique une fraction de la première tension de référence (VREF) aux bornes d'une résistance (196) qui est connectée entre des bases des premier et second transistors bipolaires (151, 152; 153, 154), des émetteurs des premier et second tran- sistors étant respectivement connectés aux entrées du pre- mier amplificateur différentiel CMOS (163); et (d) on évite que des variations d'alimentation ne ne manifestent dans la première tension de référence, en (i) connectant un drain du transistor à effet de champ de sortie à charge de source (181) à un premier conducteur de tension d'alimentation (+Vcc), au moyen d'un transistor à effet de champ cascode (180), et (ii) en produisant une tension de grille du tran- sistor à effet de champ cascode (180) en divisant une dif- férence de tension entre le premier conducteur de tension d'alimentation (+Vcc) et le premier conducteur de tension de référence (171), de façon que seule une faible fraction de toute variation d'une tension d'alimentation sur le con- ducteur de tension d'alimentation (+Vcc) soit-transmise à la grille du transistor à effet de champ cascode (180). 5. Procédé selon la revendication 4, caractérisé en ce que l'opération (b) (ii) comprend la reproduction d'un courant de drain dans le transistor à effet de champ de sortie à charge de source (181), au moyen d'un circuit diviseur de tension qui comprend un transistor à effet de champ de sortie de miroir de courant (185), ayant un drain connecté à la grille du transistor à effet de champ cascode (180). 6. Procédé selon la revendication 5, caractérisé en ce qu'il comprend les opérations suivantes: (i) on iso- le la première tension de référence (VREF) en l'appliquant à une entrée d'un second amplificateur différentiel CMOS (140); (ii) on applique la tension de sortie du second am- plificateur différentiel CMOS (140) à une entrée d'un am- plificateur opérationnel à transconductance CMOS (141); (iii) on applique une tension de sortie présente sur un conducteur de sortie (121) de l'amplificateur opérationnel à transconductance CMOS (141) à une autre entrée du second amplificateur différentiel CMOS (140); et (iv) on établit un circuit miroir de courant (109, 116, 117) qui réagit à la tension de sortie de l'amplificateur opérationnel à transconductance CMOS (141) de façon à commander des gril- les d'un transistor à effet de champ de rappel au potentiel positif, à canal N (111), et d'un transistor à effet de champ de rappel au potentiel négatif, à canal P (113), dont les sources sont connectées au conducteur de sortie (121), pour procurer ainsi une faible impédance de sortie sur le conducteur de sortie (121) et une réponse rapide pour s'opposer à des tensions qui sont imposées sur le conduc- teur de sortie (121).