Brevet FR2644022A1 — publié le 19900907

_.--1- La présente invention concerne des dispositifs de télémétrie et plus particulièrement des dispositifs dans lesquels le concepteur considère qu'il est souhaitable de minimiser le matériel numérique dans un poste de transmission du dispositif même au prix d'une augmentation du matériel numérique se trouvant dans un poste de réception du disposi- tif. On ressent ce souhait lors de la conception de certains systèmes de télémétrie utilisant des câbles, des ondes radio, des ondes lumineuses ou autres milieux pour relier des postes d'émission et de réception. On ressent ce souhait, par exemple, dans le cas o il y a un nombre de postes d'émission supérieur à celui des postes de réception, à cause des économies générales en matière d'équipement numérique qu'on peut alors obtenir dans le système. Cependant, dans certaines circonstances, ce souhait peut se manifester quel que soit les nombres relatifs des postes d'émission et des postes de réception dans le système de télémétrie car les limitations en matière de puissance, de volume ou de poids imposées au poste d'émission sont plus restrictives que celles imposées au poste de réception par les paramètres correspondants. On trouve des exemples de cette situation dans le cas o le poste d'émission se trouve dans un missile, dans un véhicule de lancement ou dans un satellite artificiel d'une planète. - 2 - Dans le but de conserver la largeur de bande télémé- trique et éventuellement de réduire la puissance moyenne, il peut être souhaitable de procéder au sous-échantillonnage du signal électrique numérique représentatif d'un paramètre mesuré. Pour éviter la formation d'ambiguïtés par un tel sous-échantillonnage, il est de pratique courante de filtrer le signal numérique avant le sous-échantillonnage si la limite de Nyquist, pour un échantillonnage correct du signal, dépasse la cadence du sous-échantillonnage. Après filtrage, la cadence du souséchantillonnage dépasse la nouvelle limite Nyquist pour le signal filtré, et les sous-échantillons sont transmis au poste d'émission. Dans certaines applications, les distorsions de phase introduites par des filtres avec des réponses en phase non linéaires ont fâcheusement tendance à obscurcir les caracté- ristiques du signal de télémétrie. Dans de tels cas, les filtres utilisés dans la télémétrie de la technique anté- rieure étaient du type à réponse finie à une impulsion (FIR) de manière à assurer un filtrage de phase linéaire. Les filtres FIR sont non récurrents et ont tendance à impliquer un matériel numérique plus important que les filtres récur- rents - c'est-à-dire les filtres du type à réponse infinie à une impulsion (IIR). L'extension du nombre des échantillons dans la réponse en impulsions du filtre par récurrence permet d'obtenir une coupure plus brutale pour la même charge de calcul. On peut réaliser des bandes passantes ou des bandes d'arrêt plus étroite de façon récurrente pour une valeur fixe de la puissance ou de la complexité du matériel. Un filtre de limitation de largeur de bande avec une coupure plus nette permet à la réponse du filtre d'être sous-échantillonnée plus près de la limite de Nyquist, c'est-à-dire de façon moins fréquente) sans formation d'ambiguïtés. Les filtres récurrents ajoutent les échantillons, addi- tionnant chaque nouvel échantillon tel qu'il est pondéré par un facteur respectif inférieur à l'unité, à un cumul - 3 - d'échantillons pondérés antérieurs, ce qui permet à leur structure d'être relativement simple alors que leur réponse en impulsion est allongée. En général, seul un multiplicateur est utilisé pour chaque processus de cumul, et chaque processus produit une réponse en impulsion de durée étendue en termes de nombre d'échantillons. Cette réponse étendue en impulsion est obtenue par un stockage à court terme des résultats du cumul. Il n'y a aucun besoin pour un réseau à retard étendu et un grand nombre de multiplicateurs pour obtenir une telle durée étendue de la réponse comme cela serait le cas dans un filtre FIR. Les structures plus simples des filtres IIR ont tendance à consommer moins d'énergie et à avoir un volume et un poids plus faibles que les structures des filtres FIR lorsqu'il faut des réponses impulsionnelles dans un grand nombre d'intervalles d'échantillonnage. Cependant, la distorsion en phase qui accompagne l'emploi des filtres IIR a amené les ingénieurs à s'éloigner de l'utilisation de préfiltres récurrents pour le sous- échantillonnage des données télémétriques. La correction de ces distorsions de phase au poste émetteur s'est effectuée, mais l'augmentation ainsi entraînée du filtrage au poste d'émission a également provoqué l'augmentation de la com- plexité du filtre d'ensemble. Dans tous les cas, on n'a pas satisfait le désir de procéder à une minimisation de la complexité et de la puissance au poste émetteur. Un dispositif de télémétrie selon la présente inven- tion emploie un poste émetteur dans lequel des échantillons de signaux numériques répondant à un paramètre mesuré - c'est-à-dire représentatif de données de télémétrie, sont appliqués à un filtre récurrent afin de limiter la largeur de bande du signal en préparation du sous-échantillonnage, afin d'éviter ainsi une formation importante d'ambiguïtés. Ces sous-échantillons sont alors fournis à un émetteur pour la transmission de l'information via un milieu à un poste de réception. Le filtre récurrent a une fonction de système avec -4- des pôles (et éventuellement des zéros) dans le domaine des fréquences complexes, qui introduisent une distorsion indési- rable de phase dans la donnée de télémétrie. La donnée de télémétrie est transmise en même temps que la distorsion de phase l'accompagnant. La distorsion indésirable de phase est compensée dans un poste de réception du dispositif de télémétrie, poste qui comporte un récepteur pour rétablir une réplique de la réponse sous-échantillonnée du filtre. La réplique est de nouveau échantillonnée à la cadence d'échantillonnage origi- nale avec les positions des échantillons exemptes de sous- ensembles remplies de valeurs zéro. La compensation est assurée par filtrage de la replique re-échantillonnée avec un autre filtre ayant une fonction de système passe-bas, pour la suppression des répétitions introduites par le re-échantil- lonnage, fonction de système qui comporte des zéros situés au même endroit dans le domaine de la transformée Z que les pôles de la fonction système du filtre récurrent dans le poste d'émission. Tous les zéros introduits dans l'émetteur sont laissés tranquilles, de sorte qu'ils deviennent une partie de la réponse globale. La suite de la description se réfère aux figures annexées qui représentent respectivement: figure 1, un schéma d'un dispositif de télémétrie dans lequel la présente invention est mise en oeuvre dans certains de ses aspects; Figure. 2, un schéma d'un autre dispositif de télémé- trie dans lequel la présente invention est mise en oeuvre dans certains de ses aspects; Figure 3, un schéma de l'emplacement dans un domaine fréquence complexe-transformée Z pleinement échantillonnée, de pôles et de zéros d'un filtre récurrent, à titre représentatif, pour emploi dans le poste d'émission télémé- tr-ique de la figure 1 ou de la figure 2; figure 4, un schéma de l'emplacement dans le domaine -5- fréquence complexe-transformée Z souséchantillonnée, des zéros de compensation de pôles d'un filtre à réponse finie à une impulsion, non interpolatif, représentatif, pour emploi dans un poste de réception télémétrique tel que représenté en figure 2, figure 5, un schéma de l'emplacement dans le domaine de la transformée Z souséchantillonnée de tous les zéros de ce filtre FIR représentatif; figure 6, un schéma d'une réponse d'ensemble représen- tative de système dans le domaine de la transformée Z pleinement échantillonnée, pour le système de télémétrie de la figure 2 avec utilisation des filtres du type représenté dans les figures 3 à 5. Le dispositif de télémétrie de la figure 1 comprend un poste émetteur 2, un poste récepteur 3 et un milieu 4 de transmission les reliant. Le poste émetteur 2 comporte une source d'échantillons numériques de la donnée de télémétrie qui décrit le paramètre mesuré, tel qu'il est obtenu à partir d'un capteur, par exemple. Un filtre numérique IIR récurrent 6 limite la largeur de bande de ces échantillons de sorte que le spectre de fréquence des échantillons et ses répétitions produites par sous-échantillonnage ultérieur dans un sous- échantillonneur 7 ne se mélangeront pas dans quelque mesure appréciable, de manière à éviter la formation d'ambiguïtés. Les sous-échantillons provenant du sous-échantillonneur 7 sont fournis à un émetteur 8 adapté au milieu de transmission 4 qui est utilisé - par exemple des câbles, une transmission par radiodiffusion, ou une transmission par la lumière. Au poste de réception 3, un récepteur 9 d'un type approprié au milieu de transmission 4 et à l'émetteur 8, rétablit une réplique de la donnée de télémétrie filtrée, sous-échantil- lonnée, fournie à l'émetteur 8. Cette réplique présente dne distorsion de phase par suite de la caractéristique de phase non-linéaire de filtre 6 du poste émetteur. Cette caracté- ristique de phase non-linéaire peut être attribuée au filtre - 6 - 6, récurrent par nature, de sorte que le noyau du filtre est forcément asymétrique. Pour supprimer par compensation cette distorsion de phase, la réplique de la donnée de télémétrie filtrée, sous-échantillonnée, est soumise à un filtrage apres le récepteur 9. Il est plus commode de considérer que ce filtrage est effectué après le re-échantillonnage de la réplique à la cadence d'échantillonnage originelle des signaux numériques, en utilisant le re-échantillonneur ou dispositif d'expansion 10 après le récepteur 9. Le ré-échantillonnage est une procédure permettant de produire à partir d'un jeu d'échan- tillons originaux un nouveau jeu d'échantillons à une cadence d'échantillonnage différente, chaque échantillon nouveau étant produit par une pondération appropriée des échantillons tout près dans l'ancien jeu. La procédure acceptée pour pratiquer l'expansion, ou re- échantillonnage à une cadence d'échantilonnage plus élevée, sur la base d'une interpolation consiste à placer les échantillQns préservés pendant le sous- échantillonnage dans leur ordre cyclique antérieur;à insérer des échantillons zéro dans l'ordre cyclique o les échantillons originaux n'ont pas été préservés pendant le sous-échantillonnage, insertion qui produit des spectres de fréquence de répétition, décalés par les multiples respectifs de la fréquence d'échantillonnage. Le ré- échantillonneur 10 est suivi d'un filtre 11 afin de supprimer les spectres de fréquence de répétition par un filtrage approprié à limite de bande et pour compenser les distorsions de phase indésirées qui sont introduites par le filtre 6. Pour atteindre ce but, le filtre 11 a des zéros dans sa fonction système situés à des points correspondants du domaine de la transformée Z comme les pôles de la fonction système du filtre récurrent 6 ainsi que des zéros qui suppriment les spectres de fréquence de répétition. Le filtre I1l n'est pas, cependant, un filtre complé- mentaire par rapport à la connexion en série du filtre -7- récurrent 6 et du sous-échantillonneur 7. Plus précisément, il ne s'agit pas d'un filtre qui présente une fonction système qui, après connexion aux fonctions système du filtre récurrent 6 et du sous-échantillonneur 7, donne une réponse plate pour toutes les fréquences. Le filtre récurrent 6, étant un filtre de limitation de largeur de bande afin d'éviter les ambiguïtés, fournit une atténuation relativement grande dans les parties de sa bande d'arrêt proches de l'enveloppe de sa réponse en fréquence de manière à exécuter la tâche qui lui est assignée, et la distorsion de phase concomittante est grande pour les fréquences de l'enveloppe et les parties de la bande passante qui en sont proches. Ainsi, un filtre complémentaire devrait fournir un gain relativement élevé à certaines fréquences de manière à compenser l'atténuation relativement élevée permise par le filtre récurrent 6 et un gain relativement minuscule à certaines autres fréquences afin de compenser l'atténuation relativement petite apportée à celles-ci par le filtre 6. Cela nécessite une précision sensiblement plus élevée dans les procédures d'échantillonnage et de filtrage au poste émetteur 2 et dans la procédure de filtrage au poste de réception 3 car la réponse du filtre complémentaire pour quantifier le bruit est très exagérée dans les zones de la fréquence de l'enveloppe. Ce plus grand besoin de précision est incompatible avec le désir de réduire la complexité du matériel numérique au poste émetteur 2. Ce plus grand besoin de précision rend également nécessaire l'augmentation du nombre des prises importantes et de la gamme des poids des prises dans un filtre complémentaire, procédures que l'on désire éviter, si possible. En outre, la zone de gain élevé dans le filtre complémentaire s'étend sur la zone o le spectre de fréquence du signal et les enveloppes des spectres de répétition s'étendent et ont - tendance à s'entremêler pour provoquer une formation indésirable d'ambiguïtés. Par consé- quent, on tend à avoir une exigence plus forte pour la -8- suppression de l'enveloppe imposée au filtre récurrent 6, ce qui est également incompatible avec le désir de disposer d'un matériel de filtrage plus simple au poste émetteur 2. Au contraire, le filtre 11 est un filtre limiteur de largeur de bande avec une bande passante quelque peu plus étroite ou tout au moins qui n'est pas notablement plus large que celle du filtre récurrent. Un tel filtre supprime les spectres de répétition produits par la réinsertion des zéros dans le re-échantillonneur 10, de sorte que ce dernier n'a lui- même pas besoin d'incorporer un filtrage à cet effet et peut, pour faciliter l'analyse, être constitué simplement d'un moyen d'insertion d'échantillons de valeur zéro dans des positions appropriés des échantillons. Le fait que toutes les positions des échantillons, à l'exception des échantillons n dans le signal de sortie du re- échantillonneur 10, soit de valeur zéro, lorsque le filtrage s'effectue exclusivement dans le filtre 11, signifie que ce filtre peut être considéré comme un filtre d'interpolation. On a fait dans la technique antérieure des études poussées sur les procédures pour filtres d'interpolation, en particulier en liaison avec le filtrage double en quadrature, et celles-ci sont utilement appliquées au filtre 11. Pour obtenir une impression plus spécifique quant- au type de filtre qu'on pourrait utiliser comme filtre 11, considérons un filtre ayant une fonction système qui est celle du filtre complémentaire considéré précédemment, tel qu'il est l'objet d'une convolution avec la fonction système d'un filtre à fenêtre de phase linéaire ayant une atténuation appréciable dans les zones de fréquence o reposent les enveloppes du filtre récurrent 6. De préférence, la largeur de bande du filtre à fenêtre doit être plus étroite que celle du filtre récurrent 6, de manière à ce que la largeur de bande du filtre 11 soit quelque peu plus étroite que celle du filtre récurrent 6 (et incidemment à ce qu'il y est suppression des répétitions introduites par l'insertion des -9- échantillons de valeur zéro dans le re-échantillonneur 10). Un tel filtre 11 ne présente pas une plage très élevée dans les amplitudes de ses coefficients de filtrage comme filtre complémentaire, et l'exagération des effets du bruit de quantification aux bords de la bande passante n'est pas encourue. La plage des poids des prises dans le filtre 11 et le nombre des prises importantes ne sont pas plus grands que la norme pour les filtres numériques passe-bas. La demande- resse à calculé par simulation sur ordinateur que des précisions courantes de 12 à 16 bits dans les multiplications impliquées dans les filtres 6 et 11 semblent être suffisan- tes. On a fait ces calculs en supposant qu'un sous- échantillonneur 7 procédait à la sélection de tous les 3èmes échantillons d'une bande de base. Pour éviter la formation d'ambiguïtés dans le souséchantillonnage 3:1 ultérieur, on a choisi à des fins de modification pour fournir un filtre récurrent 6, un filtre passe-bas de Chebyshev de 9 pôles avec une fréquence de coupure à une cadence d'échantillonnage de 0,12, une atténuation d'environ 48 dB à une cadence d'échan- tillonnage de 0,17 et des zéros à la cadence d'échantillon- nage. Les modifications apportées dans le filtre consistaient à remplacer le numérateur de la fonction système par l'unité et à ajuster la sensibilité du filtre de manière à maintenir l'atténuation dans la bande et éliminait la bosse dans la réponse dans les parties à haute fréquence de la bande passante. La variation d'amplitude ainsi que les variations de phase d'un tel filtre dans la bande passante et au-delà sont notoirement élevées. On a conçu le filtre 11 pour qu'il y ait convolution de la fonction système du filtre complémen- taire avec la fonction système d'un filtre passe-bas à phase linéaire. On a produit la fonction système du filtre passe-bas à phase linéaire en suivant les modes opératoires ci-après. Une fonction de synchronisation appropriée fut l'objet d'une - îo- 2644022 - 1 - convolution avec une fenêtre gaussienne d'une étroitesse suffisante de la largeur de bande pour obtenir l'atténuation de la bande éliminée dépassant celle permise par le filtre récurrent 6. A titre de commodité, ce noyau de filtre symétrique fut tronqué à 299 échantillons et, pour diminuer la probabilité d'une erreur de tronquage, fut l'objet d'une convolution avec lui-même. Le filtre passe-bas ainsi obtenu avec un noyau d'une largeur de 599 échantillons a fourni un affaiblissement de blocage de plus de 200 dB dans la bande des fréquences non transmises. On a remarqué que la réponse d'ensemble du système à une impulsion dans un dispositif utilisant les filtres 6,11 venant d'être décrits était symétrique dans le cas de calculs o 12 bits plus le signe.étaient conservés pendant tous les calculs et dans le cas o 9 bits plus le signe étaient conservés pendant les calculs. Une résolution de l'ordre de 2 bits supplémentaires peut être nécessaire dans des mises en oeuvre réelles d'un matériel numérique à cause de la pratique courante de construire les filtres par sections. Une procédure d'étude plus générale pour des disposi- tifs de télémétrie selon la présente invention emploie les transformées Z, de la façon suivante. Une fonction générale de système H(Z) doit pouvoir être mise en facteurs H1(Z) et H2(Z), dans laquelle H1(Z) est constitué du produit de l'unité par chaque zéro du filtre 6, et H2(Z) du produit de l'unité par chaque zéro du filtre 11. On détermine G(Z), produit de l'unité par chaque pôle désiré dans le filtre 6, pour aller avec les zéros de H1(Z) de manière à fournir une fonction système H1(Z)/G(Z) qui permet une limitation appro- priée de bande pour le sous-échantillonnage ultérieur. Cela peut être fait en liaison avec des tables de filtres ou en - utilisant un programme informatique approprié pour la concep- tion des filtres. La fonction système pour le filtre 11 sera alors H2(H) G(Z), qui n'est pas linéaire en phase, mais est à réponse finie à une implsion (FIR) par suite de l'absence de - 11 - pôles. Les filtres 6 et 11 sont en cascade dans la mesure o la fonction générale du système est concernée, de sorte que la fonction générale du système est le produit de ses fonctions respectives Hl(Z)/G(Z) et H2(Z) G(Z), c'est-à-dire H1(Z)H2(Z) qui est égal à H(Z) spécifié à l'origine. On peut maintenant appliquer des procédures connues de synthèse pour la conception de filtres avec les fonctions désirées pour le système. Le filtre 6 peut inclure des zéros pour un certain nombre de raisons différentes. Par exemple, des zéros peuvent être incorporés afin de réduire le nombre des pôles néces- saires pour obtenir la caractéristique de coupure désirée dans le filtre 6. L'utilisation d'une réalisation de filtre éliptique serait un cas. Ou, par exemple, des zéros peuvent être inclus pour mettre en oeuvre le souséchantillonnage qui ne sélectionne pas simplement tous les nèmes échantillons èmes d'une réponse IIR, mais au contraire choisit tous les nmes échantillons d'une moyenne pondérée en phase linéaire (et donc FIR) de 2n + 1 échantillons successifs de la réponse d'un filtre IIR. Plus particulièrement, la réponse IIR peut être l'objet d'une convolution avec une fonction d'interpola- tion pondérée de manière triangulaire, pour réaliser la réponse en amplitude du filtre qui a moins de bruit de quantification à haute fréquence. La figure 2 représente une variante de configuration d'un dispositif de télémétrie qu'on peut parfois utiliser à la place du dispositif de télémétrie de la figure 1. Le poste de réception 3' de la figure 3 est différent du poste de réception 3 de la figure 1 en ce sens que le filtrage après le récepteur 9 n'est pas de nature à pouvoir être interpolé. La donnée de télémétrie sous-échantillonnée, rétablie par le récepteur 9, est limitée en matière de largeur de bande et le filtrage par interpolation n'augmente pas la largeur de bande de la donnée de télémétrie en soi, naturellement. Dans le dispositif de télémétrie de la figure 2, le filtre numérique - 12 - 12 fonctionne à la cadence de sous-échantillonnage, au lieu de la cadence d'échantillonnage d'origine, cadence de sous- échantillonnage qui est choisie dans la conception du poste d'émission 2 de manière à être suffisante pour procéder à l'échantillonnage de la donnée de télémétrie à largeur de bande limitée en dépassement de- la limite de Nyquist. La question d'importance est de savoir si la conception du filtre à la cadence de sous-échantillonnage peut permettre une compensation convenable de la distorsion de phase introduite par les pôles du filtre 6. La nature générale de la technique impliquée dans la réponse à cette question est plus facile à comprendre dans le cas o la limitation de la largeur de bande est passe-bas par nature (bien qu'une extension puisse être apportée au filtrage à bande passante). Dans la description de cette technique par l'exemple de sous- échantillonnage, on choisit la cadence au quart de la cadence d'échantillonnage d'origine car les illustrations graphiques de l'échelle de fréquence des transformées Z sont plus faciles à vérifier visuellement. La transformée Z permet le mappage des fonctions des données échantillonnées sur un cercle unitaire dans un espace de coordonnées complexes suivant une façon qui mappe de manière conforme la façon avec laquelle des fonctions continues dans le domaine fréquence-complexe sont mappées sur l'axe réel d'un espace de coordonnées complexes en utilisant la transformée de Laplace. Dans les figures 3, 4, 5 et 6, la transformée Z est utilisée dans un tel mappage. La figure 3 représente l'emplacement des pôles 13 et des zéros 14 d'un filtre représentatif 6 (du type passe-bas elliptique) dans le domaine de la transformée Z pour la cadence d'échantillonnage d'origine. Les emplacements des pôles 13 sont représentés par des X et ceux des zéros 14 par des 0. Les zéros 14 sont situés sur le cercle unitaire. Les zéros placés sur le cercle unitaire sont connus du technicien spécialisé dans la conception des filtres comme ne dérogeant - 13 - pas à la linéarité des phases. Des paires de zéros ayant des composantes angulaires identiques et des composantes radiales présentant un différentiel de pourcentage analogue par rapport au cercle unitaire sont également connues du techni- cien spécialiste de la conception des filtres comme ne dérogeant pas à la linéarité des phases. On sait que d'autres emplacements pour les zéros introduisent une dérogation à la linéarité de phase dans la caractéristique du filtre. la figure 4 représente les emplacements des zéros 15 de compensation des pôles d'un filtre 12 non interpolatif dans le domaine de la transformée Z pour une cadence de sous- échantillonnage égale au quart de la cadence d'échantillon- nage d'origine. Chaque quadrant du domaine de la transformée bi-linéaire de la figure 3 à la cadence d'échantillonnage d'origine - à savoir celui allant de la fréquence zéro à la moitié de la limite de Nyquist, celui allant de la moitié de la limite Nyquist à cette limite, celui allant de la limite de Nyquist aux trois demis de cette limite, et celui allant des trois demis de la limite de Nyquist à la cadence d'échantillonnage - a une mappe conforme au domaine de la transformée bi-linéaire à la cadence de sous-échantillonnage, avec des composantes radiales du vecteur de la transformée Z préservées et des composantes angulaires multipliées par le rapport entre la cadence d'échantillonnage d'origine et la cadence de sous-échantillonnage. Les emplacements dans le domaine de la transformée Z de la figure 4 pour les zéros 15 de compensation des pôles du filtre FIR non-interpolatif 12 correspondent aux pôles 13 du filtre récurrent 6 comme étant soumis à un changement d'échelle de la fréquence. La 3 composante radiale de chaque zéro 15 du filtre 12 est la même que celle d'un pôle correspondant 13 du filtre 6, mais la composante angulaire de chaque zéro 15 du filtre 12 est quatre fois celle du pôle correspondant 13 du filtre 6. Plus précisément, la composante angulaire est multipliée par le rapport entre la cadence d'échantillonnage d'origine et la - 14 - cadence de sous-échantillonnage. On remarquera que les zéro de compensation des pôles ne sont pas situés sur le cercle unitaire, c'est-àdire que le filtre 12 n'est pas à phase linéaire. La figure 5 représente l'emplacement des zéros du filtre 12. En plus des zéros 15 de compensation des pôles de la figure 4, il y a des zéros supplémentaires 16 dans la bande supprimée du filtre 12, qui sont sur le cercle unitaire. Ces zéros 16 sont ceux qui définissent une fonction de filtre passe-bas à phase linéaire qui est l'objet d'une convolution avec la fonction du filtre de compensation des pôles. La figure 6 représente la réponse de la fonction générale du système dans le domaine de la transformée Z à la cadence d'échantillonnage d'origine. Les pôles 13 de la fonction générale du système sont ceux du filtre 6 et ils sont recouverts des zéros respectifs 15 de compensation des pôles du filtre 12, comme étant transformés par le changement d'échelle de la fréquence. Le technicien spécialisé dans l'étude des filtres sait qu'un pôle et un zéro placé en correspondance n'apportent aucune contribution à la caracté- ristique globale de phase de l'ensemble du.filtre, et par conséquent necompromettent pas la linéarité de la phase de l'ensemble du filtre. Les zéros 15 du filtre 6 sont placés de manière à ne pas introduire une nonlinéarité de la phase, comme on l'a remarqué précédemment, et il en est de même des zéros 16 du filtre 12 non utilisés pour la compensation des pôles et leurs répétitions 17. La possibilité de l'existence d'un problème provient des répétitions 18 des zéros de compensation des pôles du filtre 12 car ils apparaissent dans le domaine de la transformée Z à la cadence d'échantillonnage d'origine. es répétitions 18 sont à des points du cercle unitaire corres- pondant à environ la moitié de la limite de Nyquist, à la limite de Nyquist et aux trois demis de cette limite. Ces - 15 - répétitions sont produites par la nécessité d'effectuer quatre révolutions complètes du domaine de la transformée Z à la cadence de souséchantillonnage pour mapper de manière conforme une révolution complète du domaine de la transformée Z à la cadence d'échantillonnage d'origine. Les répétitions 18 des zéros de compensation des pôles se trouvent hors du circuit unitaire et ont tendance à introduire une non- linéarité dans la réponse en phase, de plus en plus grande lorsqu'on se rapproche de leurs gammes de fréquence. Cela pose un problème au point qu'il y a encore une réponse à amplitude appréciable dans la fonction générale du système dans les zones d'enveloppe à proximité du quart de la limite de Nyquist et des sept quarts de cette limite, se rapprochant des zones o les zéros de compensation des pôles se trouvent sans pôles correspondants. Si les zéros 14 du filtre 6 et les zéros 16 du filtre 12 et leurs répétitions 19 réduisent suffisamment la réponse en amplitude dans ces zones d'enve- loppe, les effets de la distorsion de phase dus aux répétitions 18 des zéros ne constitueront pas un problème appréciable. On peut également s'arranger pour réduire l'écart par rapport à la réponse en phase linéaire, tel que causé par les répétitions 18 dans les zones proches de la moitié et des trois demis de la limite de Nyquist, en incorporant des zéros dans le filtre 6 qui se trouvent à l'extérieur du filtre unitaire. Cependant, cela tend à compromettre le désir d'obtenir un filtrage plus simple au poste d'émission 2. Le type d'analyse incorporant le changement d'échelle de fréquence qu'on vient de décrire en liaison avec des filtres passe-bas non-interpolatifs dans le poste de récep- tion peut être étendu aux cas o il y a des filtres à bande passante non interpolatifs dans le poste de réception pour coopérer avec des filtres récurrents à bande passante dans le poste d'émission dans d'autres modes de réalisation de la présente invention. Ce type d'analyse incorporant le chan- - 16 - gemnt d'échelle de fréquence peut également être étendu de manière à permettre la réalisation de postes de réception en conformité avec la présente invention qui emploient un ré- échantillonneur 10, mais procèdent à un nouvel échantillon- nage à une cadence d'échantillonnage qui est supérieure à la cadence de sous-échantillonnage et qui n'est pas égale à la cadence d'échantillonnage d'origine. Lorsque le filtre interpolatif 11 est utilisé après un ré-échantillonneur 10 procédant au ré-échantillonnage au taux d'échantillonnage d'origine dans un dispositif de télémétrie ayant la configuration de la figure 1, il n'y a aucune répétition des zéros de compensation des pôles par contraste avec le dispositif de télémétrie de la figure 2 dans lequel le filtre 12 est un filtre non interpolatif. Ainsi, on évite les problèmes des répétitions des zéros de compensation de pôles se trouvant hors du cercle unitaire, pour compromettre la linéarité de la phase. Le mode de réalisation de la présente invention représenté en figure 1, dans lequel le re- échantillonnage à la cadence d'échantillonnage d'origine est suivi d'un filtrage interpolatif,. fournit une compensation des pôles parfaite dans les limites de résolution des calculs numériques. - 17 - REVENDICATIONS 1. Poste d'émission (2) de télémétrie pour produire une information concernant la nature d'un signal électrique numérique filtré, souséchantillonné, devant être reçu par un poste de réception (3) de télémétrie comprenant un récepteur (9) pour recevoir en provenance d'un milieu (4) ladite information produite par le poste d'émission de télémétrie afin de rétablir une réplique du signal numérique filtré souséchantillonné et un filtre (11) à réponse finie à une impulsion d'un type comportant une fonction système avec des zéros pour compenser la distorsion de phase et d'autres zéros pour limiter la largeur de bande sur la base d'une phase linéaire, caractérisé en ce qu'il comprend: une source (5) d'échantillons d'une réponse à signal numérique à un paramètre mesuré; un filtre récurrent (6) ayant une fonction de trans- fert comportant des pôles dans le domaine de la transformée Z o la fonction de transfert du filtre à réponse finie à une impulsion a ses zéros pour compenser la distorsion de phase, le filtre récurrent limitant en largeur de bande le signal numérique afin d'obtenir un signal numérique filtré; un moyen (7) pour sous-échantillonner la réponse du filtre récurrent sans formation importante d'ambiguités pour obtenir le signal numérique filtré sous-échantillonné; et un émetteur (8) pour transmettre via le milieu (4) l'information concernant la nature du signal numérique filtré tel que fourni par le moyen de sous-échantillonnage. 2. Poste de réception (3) de télémétrie pour recevoir des signaux de télémétrie produits par un premier poste de télémétrie comprenant une source (5) d'échantillons d'un signal numérique répondant à un paramètre mesuré; un filtre récurrent (6) pour limiter la largeur de bande du signal numérique, un moyen (7) pour sous-échantillonner la réponse du filtre récurrent sans entraîner une formation importante d'ambiguïtés; et un émetteur (8) pour transmission via un - 18 -. milieu (4) entre les premier et second postes de télémétrie une information concernant la nature du signal numérique filtré souséchantillonné, filtre récurrent qui est d'un type ayant une fonction de transfert avec au moins des pôles et éventuellement des zéros qui évite la formation d'ambiguïtés pendant le sous-échantillonnage, mais pôles qui introduisent des distorsions indésirées de phase dans le signal numérique filtré sous-échantillonné, caractérisé en ce qu'il comprend: un récepteur (9) pour recevoir, en provenance du milieu (4) de transmission, l'information concernant la nature du signal numérique filtré souséchantillonné afin de rétablir une réplique de celui-ci; et - un filtre (11) à réponse finie à une impulsion répondant à la réplique pour produire une réponse dans laquelle les distorsions indésirées de phase sont sensible- ment réduites, le filtre à réponse finie à une impulsion ayant une fonction système avec des zéros dans le domaine de la transformée Z à des emplacements correspondant aux pôles du filtre récurrent. 2. Poste de réception de télémétrie selon la revendi- cation 2, caractérisé en ce que le filtre (11) à réponse finie à une impulsion est précédée par un re-échantillonneur (10) qui a tendance à produire des spectres de répétition, et en ce que le filtre à réponse finie à une impulsion comporte d'autres zéros dans sa fonction système ayant le même emplacement dans le domaine de la transformée Z que les zéros d'un filtre de limitation de largeur de bande à phase linéaire, afin de supprimer lesdits spectres. 4. Dipositif de télémétrie pour emploi avec un milieu (4) de transmission, caractérisé en ce qu'il comprend: une source (5) d'échantillons de signaux numériques fournis à une cadence d'échantillonnage prescrite, les échantillons représentant un paramètre mesuré, un filtre récurrent (6) pour limiter la largeur de 33 bande des signaux numériques, le filtre ayant une fonction - 19 - système avec au moins des pôles qui évite la formation d'ambiguités pendant le sous-échantillonnage ultérieur mais qui introduit fâcheusement des distorsions indésirées de phase dans le signal de sortie du filtre à cause des pôles; un moyen (7) pour sous-échantillonner le signal de sortie du filtre sans provoquer une formation importante d'ambiguités; un émetteur (8) pour transmettre une information concernant la nature du signal de sortie du filtre sous- échantillonné via le milieu de transmission; un récepteur (9) pour recevoir une information concer- nant la nature du signal de sortie du filtre sous-échantil- lonné provenant du milieu (4) de transmission et produire une réplique de celui-ci; et un filtre (11) à réponse finie à une impulsion répondant à la réplique pour produire une réponse dans laquelle les distorsions indésirables de phase sont sensible- ment réduites. 5. Dispositif de télémétrie selon la revendication 4, caractérisé en ce que le filtre à réponse finie à une impulsion est précédé par un reéchantillonneur (10) qui produit des spectres de répétition. 6. Dispositif de télémétrie selon la revendication 5, caractérisé en ce que le filtre à réponse finie à une impulsion a une fonction système qui provient d'une opération de convolution de la fonction système inversée du filtre récurrent avec une fonction système de limitation de bande à phase linéaire pour supprimer lesdits spectres. 7. Système de télémétrie selon la revendication 5, caractérisé en ce que le filtre à réponse finie à une impulsion comporte des zéros à des positions dans le domaine de la transformée Z qui correspondent aux positions o le filtre récurrent a des pôles, et en ce que le filtre à réponse finie à une impulsion comporte d'autres zéros qui définissent une fonction système de limitation de bande à - 20 - phase linéaire pour supprimer lesdits spectres. 8. Dispositif de télémétrie selon la revendication 4, - caractérisé en ce que le filtre à réponse finie à une impulsion comporte des zéros à des positions dans le domaine de la transformée Z qui correspondent à des positions o le filtre récurrent a des pâles.