Brevet FR2643461A1 — publié le 19900824

DISPOSITIF DE MESURE ELECTRIQUE A INJECTION OPTOELECTRONIQUE Application å la détenmination de la fréquence de transition fT d'un transistor bipolaire. La présente invention concerne un dispositif de mesure, dans un très large spectre de fréquences, des parametres et de la fonction de transfert de tripôles, de quadripôles et, plus généralement, de systemes, à n paires de pôles, formés de circuits électriques- et/ou électroniques, au moyen d'une ou plusieurs liaisons optoélectroniques. Le système, sous test, peut être soumis à un régime de signal sinusoïdal permanent ou impulsionnel ou de salve (burst). Les signaux qui en résultent sont soumis à des mesures d'amplitude et/ou de déphasage, de retard, de temps de montée et/ou de descente, ou de distorsion harmonique. Cette invention présente la particularité de permettre de distinguer les signaux de test, d'éventuels signaux parasites synchrones et des signaux dè bruit produit par le systeme testé. En effet, les différentes grandeurs électriques sont obtenues, par couplage photoélectrique, entre une ou plusieurs sources de lumière et un ou plusieurs photorécepteurs, ce qui permet, par simple interruption du ou des trajets de lumière, de séparer les différentes informations électriques sans aucune modification de la configuration initiale des circuits mis en jeu. Un exemple, non limitatif, de la présente invention concerne la détermination précise de la fréquence de transition fT d'un transistor bipolaire. Cette grandeur fT représente la fréquence pour laquelle le module du gain en courant du transistor bipolaire, fonctionnant en émetteur commun, est égal à un. Pour obtenir la valeur de fT il est nécessaire que le transistor soit soumis, en régime de fonctionnement dynamique et linéaire, à une attaque en courant sur sa base, son collecteur étant en court-circuit. Ces deux conditions sont difficilement réalisables, en particulier, en hautes fréquences. Or, actuellement, on cherche à accroître les valeurs élevées de fT, déjà obtenues, en utilisant des technologies et des matériaux nouveaux. Il existe, pour l'industrie, des semiconducteurs, des appareils spécialisés, par exemple le modèle OT-1H de Baird Atomic, qui permet de mesurer le module du gain en courant , pour des fréquences fixes de 20, 100 ou 200 MHz, le circuit collecteur du transistor testé étant refermé sur une résistance de charge de 10 n. Or, cette charge peut entrainer une erreur importante, sur la valeur de fT, lorsque -les courants collecteurs Ic, de polarisation, sont supérieurs à quelques mA, car l'effet Miller, dû a la capacité de réaction collecteur-base du transistor, croît avec la valeur de Ic. De plus, la présence d'une résistance série collecteur modifie aussi la mesure. Ainsi les appareils existant donnent-t-il une "valeur apparente" de la fréquence de transition.D'autres appareils, plus évolués, donnent les parametres admittances y ou S, en haute fréquence, du composant testé. Ceci permet de déterminer les différents éléments qui constituent le schéma équivalent naturel ou de Giacolletto. Ces appareils sont principalement basés sur des techniques de ponts,-déviés par exemple du capacimètre de Wien, ou des techniques d'analyseur de réseaux. Tous ces appareils sont onéreux et l'interprétation des résultats peut être quelques fois délicate, bien que leur précision intrinsèque puisse être - excellente : 0,3 % dans certaines plages de fréquence et d'impédance. Nous noterons, de plus, que les analyseurs de réseaux manquent de précision lorsque les impédances mises en jeu s'écartent notablement des valeurs correspondantes aux impédances caractéristiques (50 n par exemple). Le but de la présente invention est de remédier à ces inconvénients et de fournir un dispositif précis de mesure avec une bonne sensibilité et une bonne détectivité, en particulier, dans la plage de -fréquence de 1 MHz à 1 GH=. I7 est bien entendu que cette plage de fréquence est indiquée à titre d'exemple non limitatif et que le dispositif suivant l'invention pourrait s appliquer à des fréquences différentes, notamment supérieures, par exemple dans le domaine des hyperfréquences. Un autre but de l'invention est de fournir un dispositif simple et précis, bien que les signaux, dont on veut mesurer les amplitudes et/ou les déphasages, par rapport à un signal de référence, soient de faibles niveaux et perturbés par des tensions indésirables que l'on peut identifier et mesurer. La figure 1 est un schéma synoptique montrant le principe de fonctionnement du dispositif suivant l'invention. Une ou plusieurs sources de lumière modulée 1 en intensité et pilotée(s) par un générateur 2 éclaire(nt) à tour de rôle ou en même temps un nombre non limitatif de photorécepteurs 3, 4, 5, 6 et 7 par exemple. Les photorécepteurs 3, 4 et 5 servent de générateurs de signaux de test et peuvent être connectés entre deux points du circuit de test. Le photorécepteur 6 est connecté en parallèle avec la sortie du dispositif sous test et avec l'entrée du circuit de mesure 8. La comparaison pour chaque fréquence, par exemple, des signaux générés par les photorécepteurs 3, 4 ou 5, et ceux générés par le photorécepteur 6, permet d'accéder au courant de court-circuit, quelle que soit la charge du dipôle de sortie.De même, de façon duale, la comparaison des signaux générés par les photorécepteurs 3, 4 ou 5 et le signal généré par le photorécepteur 7, qui est en série avec l'amplificateur 9, permet de connaitre la tension en circuit ouvert, même si l'impédance de charge est faible par rapport à l'impédance de sortie de ce dipôle. En conséquence, il est également possible d'en déduire l'impédance de sortie du dipôle considéré uniquement à partir de signaux de nature optoélectronique. Une permutation des différents photorécepteurs de test et circuits de mesure permet d'accéder au test du circuit à partir de points différents. Les valeurs des éventuels éléments de charge ne servent qu'à obtenir des signaux photoélectriques dont les amplitudes soient convenables. Des atténuateurs optiques ou d'éventuels obturateurs optiques 10, 11, 12, 13, 14 permettent d'ajuster les niveaux d'injection optoélectronique sur les photorécepteurs 3, 4, 5, 6 ou 7. En plus de pouvoir respecter la condition de faible injection, donc de linéarité, ceci permet, par exemple, aux signaux de test, captés par les amplificateurs 8 ou 9, d'offrir les mêmes amplitudes ou des valeurs d'amplitudes relatives quelconques sans modification notable du déphasage. Un vecteur-mètre 15 (ou un voltmètre associé à un phasemètre) permet de mesurer les amplitudes relatives ou absolues des -signaux issus des différentes liaisons optoélectroniques traversant le circuit sous test 16 et captés par les circuits 8 et/ou 9. La mesure des déphasages de ces signaux par rapport à une voie de référence, maintenue fixe, permet par comparaison, d'accéder aux déphasages absolus. Si le "réseau de test" est parfaitement connue il est possible d'accéder, de la même façon, aux caractéristiques internes des photorécepteurs si une seule voie optique est utilisée.De façon duale, avec un ou plusieurs photorécepteurs, dont le comportement en fréquence est connu, il est possible d'accéder aux caractéristiques des différents émetteurs de lumière en étudiant le flux lumineux émis, soit à partir de la tension d'excitation, soit à partir du courant d'excitation, par des associations, au point de vue dynamique, du type parallèle et du type série. La comparaison entre les associations parallèle-série, permet d'accéder, indirectement, aux impédances propres des émetteurs. La possibilité d'avoir plusieurs voies optoélectroniques permet de calibrer, pour chaque fréquence de test, toute l'électronique de détection et de mesure. Dans certains cas favorables, les erreurs peuvent alors être réduites aux erreurs de linéarités des appareils de mesure (amplitude et phase). Ces erreurs peuvent ainsi être très faibles pour deux signaux dont les amplitudes et les déphasages sont voisins. La deuxième conséquence est qu'if est possible de garantir une erreur maximale en contrôlant parfaitement la nature des signaux indésirables ou parasites en obturant tous les faisceaux optiques alternatifs. La figure 2 est un schéma synoptique montrant le principe de fonctionnement du dispositif suivant l'invention avec une extension vers les fréquences élevées. Une technique hétérodyne, ou de mélange, est alors utilisée pour effectuer les mesures à une fréquence fi, nettement plus faible que la fréquence de test f1 délivrée par le générateur de test 2 Pour cela on dispose d'un deuxième générateur de test 17, dont la fréquence f2, la phase et l'amplitude des signaux qu'il délivre sont éventuellement asservis, aux signaux générés par le générateur pilote 2 , par le dispositif 18. Ce générateur auxiliaire, qui sert d'oscillateur local, pilote deux mélangeurs 19 et 20. Le mélangeur 19 reçoit d'autre part un signal issu directement du générateur principal 2.Le signal de fréquence intermédiaire fi est amplifié par un circuit non apériodique 21 et est appliqué sur la voie référence du vecteur-mètre 23. De même, le signal issu de 6 ou de 7, amplifié éventuellement par 24, est soumis au mélangeur 20. Le signal, détecté et amplifié par 22, est appliqué à la voie signal du phasemètre. Dans les lignes qui suivent, sera décrit, à titre non limitatif, une forme d'exécution de l'objet de l'invention appliqué à la détermination de la fréquence de transition fT d'un transistor bipolaire. 1 - PRINCIPE Le principe consiste à comparer (figure 3), en amplitude et phase, deux signaux générés par deux photodiodes 30 et 31 dont l'une est connectée, au point de vue dynamique, à l'entrée du composant sous test 32 et l'autre à sa sortie. Les photodiodes D1 et D2 sont successivement éclairées par la même source de lumière monochromatique 34 modulée sinusoidaîement par un générateur 35. Deux tensions alternatives vl et v2 sont successivement obtenues en sortie. La photodiode D1 (30) connectée à l'entrée sert de générateur de petits signaux alternatifs (régime linéaire) au transistor sous test. La photodiode D2 (31) génère en sortie une tension v2. Cette tension qui sert de référence permet de calibrer, pour chaque fréquence, en amplitude et phase, toute la chaine de mesure. Les amplitudes des tensions v1 et v2 peuvent être ajustées de façon indépendante par deux atténuateurs optiques intercales entre la source de lumière et les photodiodes. Nous montrerons que ce réglage optique des niveaux de vi et v2 permet de minimiser les erreurs introduites par les appareils de mesure. 2 - MéTHODE DE LA DETERMl,XATr3;, DE LA FREOUENCE DE TRANSITION fT Le schéma équivalent en régime faible niveau du transistor et des photodiodes est représenté par la figure 4. Dans la zone de polarisation inverse utilisée et en négligeant les effets de la résistance série répartie, le schéma équivalent des photodiodes D1 et D2 peut être considéré valable jusqu'à plusieurs centaines de MHz. CT représente la capacité de transition et R5 est la résistance série localisée du composant. Pour le transistor, I-e modele naturel de Giacoletto est utilisé. Considérons les deux états de fonctionnement du pont correspondant aux éclairements successifs de D1 et D2. Avec l'hypothèse de linéarité sous faible injection de lumière, J1 est présent lorsque D1 est éclairée et J2 = O. De même, l'éclairement de D2 donne un courant J2 et J1 = O. En utilisant les transformations Thévenin-Norton, nous obtenons, pour chacune des photodiodes D1 et D2 un schéma équivalent parallèle. Nous avons par exemple pour D1 (figure 5) : de même pour D2. La figure 6 représente le schémaéquivalentlorsque D1 est éclairé avec y1 = G'S1 + GB + j (C'T1 + Cbe)# Yb = gb + jCb # y2 = Gc + G'S2 + Ge + j(C'T2 + Ce + Cce)# La tension v1 obtenue alors sur le collecteur du transistor est donnéepar la relation :: Y1 -YBB' 0 0 J'1 -YBB' Y2 -yb -jCc 0 (4) # 0 -(gm+yh) (Y3+gm) -9c 0 O (gm-jCc) -(gm+ge) Y4 0 -jCbc 0 0 -Ycc' 0 v1 = Y1 = Y1 + YBB' + j Cbc # où Y2 = YBB' + yb + j Cc # Y3 = yb + ye + gc Y4 = gc + YCC' + j Cc # # Y est le déterminant de la matrice du circuit représenté par lafigure 6. Lorsque la photodiode D2 est éclairée avec l'hypothèse de faible injection, nous supposons qu'aucune impédance n'est modifiée dans l'ensemble du circuit ; seul le générateur J'2 remplace J'1 (fig. 6). On en déduit alors V2 : Y1 -YBB' 0 0 0 -YBB' Y2 -yb -jCc 0 (5) 0 -(gm+yb) (Y3+gm) -gc 0 (gm-jCc) -(gm+gc) Y4 0 -jCbc 0 0 -YCC' J'2 v2= #Y Le rapport des deux tensions v1 et v2 est mis sous la forme : Cette expression permet de remarquer que : : - la fonction vl2 est indépendante du déterminant aY, donc de l'admittance Y2 ; c'est-à-dire que v12 est indépendant de l'admittanceconmune à la photodiode et au collecteur du transistor, en particulier des admittances de charge du transistor et d'entrée du préamplificateur de mesure. De ce fait, il n'est pas nécessaire que le transistor soit en court-circuit en sortie ; il est donc possible d'utiliser un circuit sélectif pour favoriser le rapport signal/bruit ; - v12 est proportionnel au rapport des deux courants photoélectriques. Si les deux photodiodes sont appairées, c'est à dire présentent la même réponse en fréquence des courants photoélectriques J1 et J2 et la même constante de temps série RSCT, le rapport J'1/J'2 peut être considéré indépendant de la fréquence.Cependant, l'impédance interne de la photodiode D1 intervient directement dans la fonction F12 par l'admittance yI. Nous allons montrer que, sous certaines conditions, la fonction v12 est proche d'une fonction passe-bas du premier ordre. Pour cela, nous étudions respectivement les réponses en fréquence de J'1/J'2 et de la fonction F12. 3 - CHC:X DES PHOTORECEPTEURS. ETUDE DE J'1/J'7 La bonne précision des résultats obtenus est liée en partie à la connaissance de la réponse en fréquence du courant photoélectrique de courtcircuit externe délivré par chaque photorécepteur. Plusieurs types de photorécepteurs peuvent être utilisés. r.ous avons choisi deux photodiodes PIN appairées au point de vue réponse photofréquentielle et dont la surface photosensible centrale est ho ogère. Ces photodiodes peuvent fonctionner jusqu'à plusieurs centaines de IYH=. 4 - REPOSE E. FREj1JE','CE DE LA FONCTION Fi 2 Les paramètres du schéma équivalent du transistor permettant d'accéder à la fréquence de transition sont contenus dans la fonction F12. L'étude de la réponse en fréquence en amplitude et déphasage de cette fonction nous permet de définir les conditions d'accès à fT. Le modèle utilisé est celui représenté par la figure 4. Cette fonction est proche d'une fonction passe-bas du premier ordre à laquelle est associée une constante de temps Tc, pour des fréquences inférieures ou voisines de fc = 1. Pour des 2#-#c fréquences supérieures, le module et la phase s'écartent d'une fonction du premier ordre. Tous les termes secondaires des circuits base et émetteur du schéma équivalent ont sensiblement la même influence. La resistance RBB' présente une influence négligeable aux fréquences inférieures à 10 fcv Ce résultat peut être expliqué par le fait que le transistor subit une excitation proche d'une attaque en courant.Pour une gamme de fréquences inférieures et voisines de fc les courbes de déphasage et d'amplitude ne sont dépendantes que des termes rb, CT1 Cb du circuit d'entrée et des termes Cc et RCC'. Bien que RCC' puisse être faible, son influence n'est pas négligeable du fait de la méthode de comparaison. Dans ce domaine de fréquence, F12 peut donc être réduite à une expression de la forme avec gm = Ic/uT et UT = qkT = 26 mV, dont la valeur asymptotique basses fréquences est ou B0 =gmrb est le gain en courant aux basses fréquences. La résistance de polarisation R8 peut être très grande par rapport à rb, la constante de tempsde la fonction F12 est alors : #c = rb [CT1 + Cb + CC (1 + gm RCC')] (9) Nous remarquons que l'effet Miller, introduit par la présence de C c se réduit à l'influence de la résistance série du collecteur. La fréquence de coupure fe du gain en courant est L'expression donnant la fréquence fB en fonction de fcs est donnée par : ou ss O et C11 peuvent être obtenus par des mesures préalables. Par contre, le terme RCC' n'est pas connu avec précision, son influence peut cependant être estimée. Ainsi, pour un courant IC = 2,6 mA, par exemple, et R,cl de l'ordre d'une dizaine d'Ohms, un produit gm Rcc' = I est obtenu.Cependant, dans la pratique, le fabricant indique une fréquence de transition apparente qui tient compte de l'influence de RCCl- En effet, généralement la détermination de fT est obtenue à partir d'un court-circuit externe en régime dynamique. Dans ce cas, fss annoncé sera donne par : Après avoir situé la gamme de fréquence dans laquelle la fonction F12 est proche d'une fonction du premier ordre, nous allons considérer les erreurs de mesure introduites respectivement sur les tensions vl et v. Il s'agit du bruit aléatoire et de l'induction due à la présence simultanée de deux signaux issus d'un même générateur. 5 - PRECiSION - RESULTATS La précision des mesures n'est pas principalement limitée par le bruit aléatoire généré dans le circuit, car l'utilisation d'une amplification sélective est possible. Par contre, la présence d'un signal induit vj, cohérent et qui se superpose au signal utile, peut créer des erreurs importantes. Cette tension après une éventuelle amplification par le composant sous test est présente à la sortie. La majorité des techniques de mesures proposées ne permet pas de distinguer simplement les erreurs apportées par l'induction. Cette induction est en effet fonction des impédances et de la topologie du circuit de test et de mesure. Le pont à injection optoêlectronique permet d'évaluer directement les niveaux respectifs du bruit et du signal induit en supprimant la lumière modulée à la fois aux photodiodes D1 et D2. En effet, la suppression de la lumière modulée ne modifie pas les caractéristiques du circuit puisqu'il suffit d'interposer un obturateur sur le trajet du faisceau laser. Ainsi, l'amplitude et la phase de vi peuvent être connues. Les-erreurs introduites sur l'amplitude et la phase respectives des tensions utiles vl et v2 peuvent donc être évaluées. 5-1 Influence de l'induction sur vl2 Considérons une tension de référence sinusoïdale vref, prise comme origine des phases, une tension utile sinusoidale vl et un signal induction vi de même fréquence et cohérent avec v1.Ainsi v'i qui est le signal mesuré est la somme vectorielle de vl et vi, avec vl = V1 sin (wt + 1) et vi = Vi sin (t + L'erreur de phase #1 introduite est alorsdonnée par la relation : sin #li #1 = #'1-#1 = - arc tg ali + cos #li (13) avec #li = #l - #i et ali = V1/Vi De même, l'erreur introduite par l'induction sur l'amplitude du signal est donnée en valeur relative, par la relation : Cette dernière expression montre que l'erreur relative sur l'amplitude est maximale lorsque le signal utile et ltinduction sont soit en phase, soit en opposition de phase. Alors que la relation précédente montre que l'erreur sur le déphasage est maximale lorsque v1 et vi sont sensiblement en quadrature. Dans le cas du pont à injection optoélectronique, utilisant la méthode de comparaison, les deux signaux v1 et V2 apparaissent alternativement. Avec l'hypothèse de faible injection photonique, la tension induite vi en sortie aura la même amplitude et la même phase dans les deux cas. Les erreurs de phases el et e2 sont données en utilisant la relation (13). L'erreur de phase résultante e12 s'écrit alors où a12 = v1/v2 est le rapport des amplitudes théoriques. En posant que aO est le rapport v1/vi à la fréquence de coupure fcX le rapport a1 est donné par la relation ali = aofc/f (16) Nous faisons l'hypothese que le rapport signal sur induction varie en raison inverse de la fréquence. En posant a'12 = v'1/v'2, le rapport des amplitudes mesurées, nous pouvons définir le rapport R = a'12/al2. Ce qui donne à partir de la relation (15): Dans le cas particulier du montage émetteur commun, le vecteur vl présente un déphasage supplémentaire de 1800 aux basses fréquences. Donc le déphasage #12 dans les expressions (15) et (17) est compris dans leslimites : #/2 # #12 # # 5-2 Précision sur la déterminationde fT La valeur de fc peut être obtenue à partir des mesures d'amplitude et/ou de phase.La détermination de fT devra alors prendre en compte les erreurs liées à l'induction et données par les relations (15) et (17) mais aussi celles qui dépendent du bruit et des spécifications de l'instrumentation de mesures. a) Mesures de phases En considerant que l'expression de v12 évolue corre une fonction du premier ordre, l'expression de la fréquence de coupure, dans le cas du montage émetteur commun, est donnée par la relation : L'erreur relative sur fc s'écrit alors ou eT = e12 + ko12 + e0 représente l'erreur de phase totale. e12 erreur de phase due à l'induction est donnée par la relation (15). Le terme k12 correspond aux non linéarités du phasemètre à la fréquence de mesure. Enfin e0 représente la résolution du phasemètre qui tient compte du niveau de bruit superposé au signal mesuré le plus bruité. En effet, nous pouvons considérer que la présence de bruit se traduit par une perte de resolution compte-tenu de la constante de temps d'intégration du "OU exclusif" du phasemètre. Une deuxième perte de résolution peut apparaître si on utilise une technique hétérodyne. La mesure du déphasage s'opere alors à une fréquence fixe fi à l'aide d'une amplification sélective. La gigue du signal fi entraine une modulation d'amplitude de ce même signal.Cependant, pour des fréquences de mesures inférieures à 100 MHz on peut négliger cet effet. Enfin, l'utilisation d'une amplification sélective permet de réduire l'erreur de déphasage introduite par une éventuelle distorsion harmonique. L'erreur #fc/fc devient maximale quelle que soit la fréquence # fc lorsque le signal v1 et l'induction vi sont en quadrature. Elle diminue avec le rapport a12, ce qui correspond au fait que a2i augmente. Cependant, a12 devra être voisin de l'unité pour que les causes d'erreurs attribuées à la dynamique des signaux d'entrée du phasemètre, soient minimales. Ainsi, pour a12 = l l'erreur est inférieure à 3 % pour des fréquences de mesures plus petites ou voisines de f0 pour un rapport ali > 40 dB quel que soit le déphasage de vi par rapport à v1. A cette erreur s'ajoutent celles dues aux non-linéarités et à la résolution du dispositif de mesure de phase. L'erreur peut devenir importante aux basses fréquences du fait de la présence de #0 car #12 est très petit. Aux hautes fréquences, l'erreur est due au cu- l ces effets produits par l'induction et les non-linéarités. La non linéarité en phase et la résolution prises en compte correspondent à des corditiors o-ti,.ales du phasenètre. Dans ce cas, l'erreur est inférieure à 5 = pour des fréquences proches de fc. b) Mesure des amplitudes Aux fréquences inférieures et voisines de fc le module de la fonction v12 est de la forme : ou v120 est obtenu en utilisant la reation (14). Toute incertitude sur le module de cette fonction correspond à une incertitude #fc sur la fréquence de coupure. Nous avons alors avec v'120 = Ro.vî20 où R est donné par l'expression (17) aux basses fréquences. A ces fréquences, le rapport ali est très grand et #12 tend vers 1800 donc Ro tend vers l'unité et par conséquent v120 = V'120 Donc, des relations (20) et (21) nous déduisons que Pour ali = 40 dB et a12 = 1, l'erreur devient maximale lorsque l'induction et la tension v1 sont approximativement soit en phase, soit en opposition de phase et diminue avec le rapport a12.Comme precédemment, la valeur a12 = 1 sera choisie pour éviter le changement de calibre du voltmètre. Dans ce cas, l'erreur maximale est inférieure à 5 % au voisinage de fc Si nous tenons compte des erreurs apportées par l'instrumentation de mesure, les tensions effectivement mesurées sont de la forme : V"1 = V'1(1 + k0) + V01 (23) v"2 = v'1(1 + k0) + V02 où k0 représente la précision relative du voltmètre, v01 et v02 tiennent compte principalement du bruit superposé aux tensions v'1 et v'. Le rapport R" des tensions mesurées est donc de la forme : avec v'1 aln = vol Un rapport aln de 50 dB est nécessaire pour obtenir une erreur inférieure à 5 % au voisinage de fc quelle que soit la relation de phase entre le signal et l'induction. Une linéarité de 1 % correspond à celle des meilleurs voTtmètres alternatifs. Comme precédemment, on constate une erreur importante aux basses fréquences du fait de l'influence de v01 et v02 car 912 est faible. REVENDICATIONS 1 - Dispositif de mesure comprenant des liaisons optoélectroniques constituées et caractérisées par - une ou plusieurs sources de lumière modulée par un générateur externe imposant la fréquence ou le temps de montée d'un signal de test. Pour chaque fréquence de travail ou temps de montée, la ou les sources de lumière excitent séparément ou simultanément différents photorécepteurs, - un ou plusieurs photorécepteurs qui servent à générer des signaux électriques de test et de calibrage de toute la chaîne de mesure en amplitude et phase. Un photorécepteur, placé en parallèle à la sortie du circuit sous test, fournit, directement, lorsqu'il est soumis à l'éclairement, un signal de test à l'entrée de la chaîne de mesure. Ce procédé permet d'obtenir le véritable courant de court-circuit externe du circuit sous test, mer si celui-ci est charge par une admittance quelconque.De façon duale, un photorécepteur placé en série entre la sortie du dispositif sous test et l'entrée du circuit de mesure permet d'obtenir la veritable tension en circuit ouvert du circuit sous test, même si celui-ci est charge par une impédance quel conque. 2 - Dispositif selon la revendication 1 qui permet de determiner en particulier la frequence de transition fT de transi-stors bipolaires. En plus des circuits de polarisation du transistor sous test, deux photorécepteurs sont connectés, du point de vue dynamique, l'un sur la base et l'autre sur le collecteur. 3 - Dispositif selon l'une des revendications 1 ou 2 caractérise en ce que la ou les sources de lumière sont quasi-monochromatiques et émettent une lumière modulé en intensité. Ces sources peuvent être constituées de toute source de lumière modulable électriquement ou mécaniquement, en intensité, par exemple : un laser couplé à un modulateur externe (acousto ontique, à effet Kerr, Pockells, Faraday...) ou une diode électroluminescente ou une diode laser. Pour les diodes, c'est le courant de polarisation qui sera modulé en amplitude. 4 - Dispositif selon l'une des revendications 1, 2 ou 3 caractérisé en ce que les photorécepteurs peuvent etre de tout type, des cellules à vide, des tubes photomultiplicateurs, des photodiodes, des phototransistors, par exemple. 5 - Dispositif selon l'une des revendications 1, 2, 3 ou 4 caractérisé en ce que le trajet optique peut être aérien ou guidé par des fibres optiques par exemple et comporter des atténuateurs optiques ou des obturateurs. 6 - Dispositif suivant l'une des revendications 1, 2, 3, 4 ou 5 caractérisé en ce qu'un photorécepteur est connecté en permanence à l'entrée de la chaîne de mesure, ce qui permet de la calibrer et de mesurer le courant de courtcircuit du circuit sous test et/ou la tension en circuit ouvert. 7 - Dispositif selon l'une des revendications 1, 2, 3, 4, 5 ou 6 caractérisé en ce qu'il est possible de vérifier la présence de signaux indésirables, tels que le bruit et les tensions induites et synchrones avec le générateur de test, sans aucune modification électrique des circuits, ce qui permet de réaliser des mesures d'amplitude et/ou de déphasage avec une grande précision. 8 - Dispositif selon l'une des revendications 1, 2, 3, 4, 5, 6 ou 7 caractérisé en ce qu'il est possible d'effectuer la mesure en utilisant une amplification à bande étroite ou une technique hétérodyne. Pour cela, on utilise un deuxième oscillateur dont la fréquence f2 = f1 ' fi est décalée par rapport à fl.