Brevet FR2641922A1 — publié le 19900720

DISPOSITIF D'EGALISATION AUTO-ADAPTATIVE POUR INSTALLATION DE DEMODULATION DIFFERENTIELLEMENT COHERENTE La présente invention se rapporte à un dispositif d'égalisation auto-adaptative pour installation de démodu- lation différentiellement cohérente, plus souvent appelée "démodulation différentielle". Elle s'applique en particu- lier à la transmission numérique de messages au travers d'un canal à multi-trajets, de transmittance inconnue à priori, créant de l'interférence inter-symboles sur le message reçu, par exemple à la transmission numérique par faisceaux hertziens sur canal troposphérique. Elle est applicable aux installations qui utilisent une modulation linéaire démodulable en différentiel, telle que la MDP2 (modulation de phase à deux états) et la MDP4 (modulation de phase à quatre états), et avantageusement pour des récepteurs pouvant fonctionner en diversité. La présence d'interférence inter-symboles à ten- dance à dégrader de façon importante les performances du récepteur utilisé dans une transmission numérique par faisceau hertzien. Pour remédier à cet effet, il est con- nu, dans le cas de la modulation cohérente, d'utiliser la technique de l'égalisation auto-adaptative en faisant usage d'un filtre auto-adaptatif placé après le démodulateur. L'égalisation auto-adaptative est une technique connue qui consiste à faire passer le signal reçu dans un filtre auto-adaptatif dont la fonction est de diminuer au mieux l'interférence inter-symboles. Ce filtre, dans les dispositifs connus, est à réponse impulsionnelle finie pour les égaliseurs dits "linéaires". Il se décompose en deux parties pour les égaliseurs dits "à retour de décisions": une partie agissant sur le signal reçu et l'autre partie agissant sur les symboles décidés. Dans les systèmes les plus répandus, car les plus simples, le critère d'optimi- sation du filtre est la minimisation de l'erreur quadrati- ve moyenne, et les coefficients du filtre sont actualisés par l'algorithme du gradient stochastique. En démodulation cohérente, l'algorithme permettant l'adaptation des coefficients est bien connu, et il existe de nombreux systèmes réalisés à ce jour. L'inconvénient de la démodulation cohérente est la nécessité d'estimer la phase du signal reçu: cette estima- tion est particulièrement difficile à réaliser, car les ca- naux considérés génèrent des variations rapides de phase pouvant entraîner un décrochage du récepteur. Une solution pour éviter cette estimation de phase est d'utiliser la démodulation différentiellement cohéren- te, plus couramment appelée "démodulation différentielle". Selon cette technique, l'échantillon précédent sert de ré- férence de phase (bruitée) à l'échantillon de signal trai- té. On obtient alors une simplification des récepteurs, au prix d'une dégradation théorique des performances en taux d'erreur. De même qu'en démodulation cohérente, les perfor- mances de la démodulation différentielle sont dégradées lorsque le canal de transmission n'est pas parfait. Les essais d'égalisation autoadaptative effectués jusqu'à ce jour se sont avérés infructueux, d'une part parce qu'il n'est pas possible de placer un filtre auto-adaptatif en sortie d'un démodulateur différentiel, et d'autre part parce que les algorithmes connus pour l'actualisation des coefficients du filtre ne sont pas applicables dans le cas d'un dispositif de démodulation différentielle. L'invention vise à remédier à cet inconvénient, en permettant d'étendre le principe de l'égalisation auto- adaptative à la démodulation différentielle, en vue d'amé- liorer les performances de la transmission en présence de canaux dispersifs. Elle se rapporte à cet effet à un dis- positif d'égalisation auto-adaptative pour installation de démodulation différentiellement cohérente qui utilise, pour chaque voie de réception, un filtre auto-adaptatif, connu en soi, placé en amont du démodulateur différentiel équipant cette voie, ce filtre auto-adaptatif étant associé à un dispositif de calcul de ses coefficients qui reçoit l'erreur (e) provenant du dispositif de décision et de cal- cul d'erreur situé en aval de ce démodulateur différentiel, ainsi que le signal de sortie de ce filtre auto-adaptatif, ce signal étant échantillonné au rythme symbolique initial (1/T), et qui actualise, à chaque instant (t) égal à un multiple entier (k) de l'espace intersymboles initial (T), chaque coefficient Co(t), Cl(t), C2(t),..., Ci(t),.. ., de ce filtre auto-adaptatif, selon la formule suivante: Ci(t) = Ci(t 1 - - /. y(t - 1). x(k - i) *, e (t) dans laquelle: Ci(t - 1) est la valeur qu'avait prise ce même coefficient Ci à l'instant (k - 1)T;, est un nombre réel positif très inférieur à i et définissant la vitesse d'adaptation filtre; y(t- 1) est la valeur du signal de sortie du filtre auto-adaptatif, ce signal étant échantil- lonné au rythme symbolique de période T, à l'instant (k - 1)T; x(k - i) * étant la valeur complexe conjuguée de l'échantillon présent dans ce filtre à cet instant t, et relatif à ce coefficient Ci, et e(t) étant l'erreur préci- tée (e) à cet instant t = kT. De toute façon, l'invention sera bien comprise, et ses avantages et autres caractéristiques ressortiront, lors de la description suivante d'un exemple de réalisation d'un égaliseur auto-adaptatif en diversité 2 et en démodulation différentielle, en référence au dessin schématique annexé dans lequel: - Figure 1 est un schéma synoptique d'ensemble de cet éga- liseur auto-adaptatif; et - Figure 2 est un schéma synoptique d'un des deux filtres auto-adaptatifs utilisés dans l'égaliseur de la figure 1. En se reportant tout d'abord à la figure 1, le si- gnal, reçu et transposé en fréquence intermédiaire (à par exemple 70 Mégahertz), relatif à la première voie de diver- sité est appliqué en 1 à un filtre-réception 3. De même, le signal, reçu et transposé au fréquence intermédiaire, rela- tif à la deuxième voie de diversité, est appliqué en 2 à un autre filtre-réception 4. A ce stade, il s'agit, bien en- tendu, de signaux analogiques. Ces signaux, présents en 5 et 6 respectivement, sont ensuite transposés en bande de base, c'est-à-dire, à fréquence porteuse nulle et numérisés selon deux voies en quadrature (respectivement 9, 10 et 11, 12), par deux dis- positifs classiques respectifs 7 et 8. Chacun de ces dispo- sitifs 7, 8 de transmission en bande de base et numérisa- tion selon deux axes en quadrature, -reçoit, outre le signal d'entrée (respectivement en 5 et 6), d'une part un signal d'horloge de suréchantillonnage H (dont la période est dans cet exemple égale à la moitié T/2 de l'espace inter- symboles T) et d'autre part (en 13 et 14 respectivement), un signal à fréquence fixe provenant d'un oscillateur local 15. Les signaux numérisés, en 9, 10 et 11, 12 respective- ment, sont des symboles complexes, comme il est bien connu dans la théorie du signal. Conformément à un premier aspect de l'invention, les symboles complexes successifs, suréchantillonnés à T/2 dans cet exemple particulier, présents sur les deux voies en quadrature précitées (9, 10 et 11, 12 respectivement), sont, avant démodulation par un démodulateur différentiel respectif 16, 17, passés chacun dans un filtre auto- adaptatif, respectivement 18 et 19, d'un modèle en soi très classique et d'ailleurs représenté sur la figure 2 qui sera décrite en détails ci-après. Chacun de ces filtres auto-adaptatifs 18, 19 est relié de manière classique à un organe logique, respective- ment 20 et 21, de calcul de ces coefficients Co, Cl, C2,.., Ci,..., Cn (figure 2), par une liaison à double sens, res- - pectivement 22 et 23. Le signal numérique qui sort, en 24 et 25 respec- tivement, de chacun des filtres auto-adaptatifs 18 et 19, est tout d'abord rééchantillonné au rythme symbolique ini- tial (de période égal à l'espace inter-symbole initial T), au moyen d'un dispositif de rééchantillonnage classique, respectivement 26 et 27, et est ensuite appliqué, respecti- vement en 38 et 39, au démodulateur différentiel précité, respectivement 16 et 17. Les signaux respectifs, en sorties 28 et 29 des démodulateurs différentiels 16 et 17, sont ensuite combinés par passage dans un sommateur 30 (bien entendu, dans le cas d'une seule voie de diversité, ce combineur 30 n'existerait pas). Le signal numérique sortant en 31 de cet addition- neur 30 est ensuite appliqué au circuit de décision-32, dont la sortie 33 est celle de l'égaliseur auto-adaptatif de la figure 1. Les signaux, en 31 et 33 respectivement, d'entrée et de sortie de l'organe de décision 32, sont soustraits dans un dispositif de calcul d'erreur 34, dont la sortie 35 est appliquée sur une entrée d'information, respectivement 36 et 37, de chacun des dispositifs logiques de calcul des coefficients précités, respectivement 20 et 21. Ces organes 20, 21 de calcul des coefficients re- coivent en outre, sur encore une autre entrée d'informa- tion, respectivement 40 et 41, les signaux de sortie, en 38 et 39 respectivement, des rééchantillonneurs précités 26 et 27. En se reportant maintenant à la figure 2, le fil- tre auto-adaptatif représenté est par exemple le filtre 18, étant bien entendu que l'autre filtre 19 lui est stricte- ment identique. Sur ce schéma, le symbole numérique com- plexe entrant dans le filtre à l'instant kT (k étant un nombre entier) est désigné par la notation x(k), celui qui y était entré à l'instant (k - 1)T/2 est désigné par la no- tation x (k - 1),..., celui qui y était entré & l'instant (k - i)T/2 est désigné par x (k - i),..., et celui qui y 264 1922 était entré à l'instant (k - n) T/2 est désigné par x (k - n). Pour faciliter la compréhention, on a désigné sur cette figure par les références k, k - 1, k - 2,..., k - i,..., k - n, les points du filtre 18 o sont présents, à l'instant t = kT, les échantillons précités x (k), x (k - 1), x (k - 2),..., s (k - i,...,x (k - n. Chacun de ces points sont séparés, de manière en soi très classi- que pour un filtre auto-adaptatif, par des circuits à retard R1, R2,..., qui introduisent chacun un retard égal à la période du signal H de suréchantillonnage, soit T/2 dans cet exemple précis (en cas d'absence de suréchantillonnage, ils introduisent, bien entendu, chacun un retard égal à T). De manière connue, ces échantillons numériques complexes x (k) à x (k - n) sont chacun appliqués à une en- trée d'un multiplicateur respectif Mo, Ml, M2,..., Mi,.... Mn, qui reçoit sur son autre entrée le coefficient respec- tif Co, Cl, C2,..., Ci,..., Cn en provenance du dispositif de calcul des coefficients 20 (figure 1). Les sorties res- pectives So, Sl, S2..., Si,..., Sn de ces mutiplicateurs Co-à Cn sont, quant à elles, classiquement appliquées à un sommateur 50, qui délivre sur sa sortie le signal 24 égali- sé et échantillonné au rythme de l'horloge H. Comme menti- onné précédemment, ce signal est ensuite rééchantillonné, au moyen du circuit précité 26, représenté ici convention- nellement sous la forme d'un interrupteur qui se ferme aux instants successifs kT, multiples de la période symbolique initial T, et le signal obtenu en 38 est ici désigné par y (t): il s'agit donc du symbole numérique complexe pré- sent en 38 à l'instant t = kT. Conformément à l'autre aspect essentiel de l'in- vention, chacun des coefficients Co, CI, C2,..., Ci,..., Cn du filtre est actualisé, par le circuit 20 précité, à cha- que instant t = kT, a moyen de la formule.suivante: Ci (t) = Ci (t -1) -. y (t - 1). x (k - i) *. e (t) dans laquelle: Ci (t) est la valeur prise par le coefficient Ci à cet instant t Ci (t - 1) est la valeur qu'avait prise ce même coeffi- cient Ci & l'instant (k - 1)T, et qu'il avait donc con- servé dans l'intervalle de temps compris entre (k - 1) T et kT est un nombre réel positif, très inférieur à 1 et qui définit la vitesse d'adaptation filtre 18; par exemple, ce coefficientf est de l'ordre de 0, 001 10. x (k - i) * est la valeur complexe conjuguée de l'échan- tillon prédéfini x (k - i), qui est présent au point (k - i) précité à cet instant t et e (t) est l'erreur e précitée, présente sur le fil 35 à cet instant t. Comme il va de soi, l'invention n'est pas limitée à l'exemple de réalisation qui vient d'être décrit. Elle s'applique aussi bien à une réception en diversité 1 (à une seule voie) qu'à une réception en diversité supérieure à 2. Toutefois, surtout en cas de transmission sur canal tropos- phérique, la transmission en diversité supérieure ou égale à 2 est préférentielle pour pallier aux phénomènes d'éva- nouissement du signal. Bien que le suréchantillonnage soit souvent préféré, cet égaliseur peut aussi fonctionner, de manière d'ailleurs simplifiée, sans suréchantillonnage du signal: les rééchantillonneurs 25 et 26 sont alors sup- primés, et les retards apportés par les circuits Ri, R2,..., sont alors simplement égaux à l'espace inter- symboles T. REVENDICATIONS 1 - Dispositif d'égalisation auto-adaptative pour installation de démodulation différentiellement cohérente, caractérisé en ce qu'il comporte, pour chaque voie de ré- ception (1, 2), un filtre auto- adaptatif (18, 19) placé en amont du démodulateur différentiel (16, 17) équipant cette voie, et en ce que ce filtre auto-adaptatif (18, 19) est associé à un dispositif (20, 21) de calcul de ses coeffi- cients (Co, C1, C2,..., Ci,..., Cn) qui reçoit l'erreur (e> provenant du dispositif de décision et de calcul d'erreur (32, 34) situé en aval de ce démodulateur différentiel, qui reçoit le signal de sortie y (t) de ce filtre auto- adaptatif, ce dernier signal étant échantillonné au rythme symbolique initial (1/T), et qui actualise, à chaque ins- tant t = kT égal à un multiple (k) de l'espace inter- symboles initial (T), chaque coefficient (Co, Cl, C2,.... Ci,..., Cn) de ce filtre auto-adaptatif selon la formule: Ci (t) = Ci (t 1) -t. y (t - 1). x (k - i) *. e (t) dans laquelle: Ci (t) est la valeur donnée à ce coeffi- cient (Ci) à l'instant t; Ci (t - 1) est la valeur qu'avait prise ce même coefficient (Ci) à l'instant (k - 1)T; est un nombre réel positif très inférieur à 1 et définissant la vitesse d'adaptation du filtre; y (t - 1) est le signal de sortie du filtre à l'instant (k - 1)T; x (k - i) * est la valeur complexe conjuguée de l'échantillon x (k - i) présent dans le filtre à cet instant t = kT et relatif à ce coefficient (Ci), et e (t) est l'erreur précitée à cet instant t = kT. 2 - Dispositif d'égalisation auto-adaptative selon la revendication 1, caractérisé en ce le nombre réel posi- tif () qui définit la vitesse d'adaptation du filtre auto-adaptatif (19, 20) a une valeur de l'ordre de 0,001.