Brevet FR2641425A1 — publié le 19900706

La présente invention se rapporte généralement au domaine des amplificateurs de sortie à source de puissance double, pouvant fonctionner en modes de puissance à basse et haute tension, et en particulier, à des amplificateurs de sortie à source de puissance double pour attaquer des bobines de déviation, par exemple dans des blocs de convergence de tubes à rayons cathodiques. Les tubes à rayons cathodiques utilisés dans les visualisations de télévision sont soumis à des distorsions de l'image vidéo sur la plaque du devant du tube à rayons cathodiques. De telles distorsions comprennent une distorsion en coussinet est-ouest, une distorsion en coussinet nord- sud, une non linéarité horizontale et une non linéarité verticale. Les instruments de télévision par projection, qui nécessitent un alignement mécanique entre trois tubes à rayons cathodiques, amplifient non seulement les distorsions de la trame autrement présentes sur la plaque avant du tube à rayons cathodiques, mais ajoutent également des distorsions additionnelles. Celles-ci comprennent une distorsion en trapézoide horizontal et vertical, le biais et le gauchissement. L'image par projection est très déformée, au mieux, si elle est laissée non corrigée. Le problème de la correction de ces distorsions est particulièrement difficile. Les distorsions présentes pour chacune des trois couleurs sont différentes parce que l'alignement du tube à rayons cathodiques avec l'écran de projection est différent pour chaque couleur. Afin de corriger ces distorsions, les instruments de télévision par projection sont normalement pourvus d'un bloc auxiliaire de déviation pour chacun des trois tubes à rayons cathodiques. Ces blocs auxiliaires de déviation sont couramment appelés blocs de convergence. Les bobines des blocs de convergence sont nécessairement excitées de formes d'onde appropriées de courant pour corriger les images sur l'écran de projection. De telles formes d'onde consistent typiquement en combinaisons de paraboles et rampes aux fréquences verticale et horizontale et les produits de tels paraboles et rampes. Chacun des trois tubes à rayons cathodiques nécessite une bobine horizontale et une bobine verticale dans son bloc de convergence. Comme les amplitudes et les formes d'onde de correction nécessaires pour exciter chacune des six bobines dans les trois blocs de déviation sont différentes, il faut six amplificateurs indépendants de sortie. Chacun des amplificateurs de sortie doit recevoir, comme tension d'entrée, une forme d'onde au niveau de la basse tension produite par un générateur de formes d'onde de convergence et produire, à sa sortie, un courant dans la bobine correspondante de convergence qui est proportionnel à cette tension et d'une puissance suffisante pour attaquer la bobine. Un appareil typique de télévision par projection en NTSC peut fonctionner à une fréquence horizontale 1H de 15 734 Hertz, en schéma de balayage entrelacé, o chaque trame d'image est produite par deux balayages verticaux successifs de 262 lignes chacun. Les conditions d'alimentation en tension pour déplacer le faisceau pendant le balayage sont considérablement différentes pendant les intervalles d'aller et de retour de chaque balayage horizontal. L'impédance d'une bobine de convergence pendant le retour est principalement inductive. La consommation de puissance pendant le retour est par conséquent principalement réactive plutSt que dissipative. Néanmoins, un très grand courant doit s'écouler à travers la bobine pendant le retour et dans une direction opposée à l'écoulement de courant pendant l'aller. Par ailleurs, l'écoulement de courant ne peut avoir lieu instantanément. En conséquence, une haute tension doit être appliquée pour attaquer la bobine pendant le retour. Cependant, lorsque de si hautes tensions d'attaque sont également appliquées pendant l'intervalle d'aller bien plus long, il y a une perte considérable d'énergie par dissipation de chaleur. Le fonctionnement des blocs de convergence implique les considérations qui suivent. D'abord, les formes d'onde requises pour exciter les bobines sont considérablement différentes les unes des autres. Deuxièmement, la tension de sortie est relativement basse pendant le temps de balayage actif et s'approche de la tension d'alimentation uniquement pendant le temps de retour horizontal. Troisièmement, pour tout amplificateur donné, la tension de sortie ne peut s'approcher que de l'une des tensions d'alimentation, soit positive ou négative, mais pas des deux. Le choix des tensions d'alimentation pour les amplificateurs de sortie de convergence doit être fait en considérant le changement très rapide du courant de convergence qui est nécessaire et l'inductance de la bobine de convergence. Comme les amplificateurs utilisés sont typiquement des amplificateurs de classe B, une quantité importante de puissance est dissipée dans les dispositifs de sortie parce que la tension de sortie est considérablement plus faible que la tension d'alimenta- tion pendant la plus grande partie de la période de la forme d'onde, c'est-à-dire pendant la portion de balayage actif, par rapport à la portion de retour. Des images de qualité supérieure dans des appareils de télévision par projection peuvent être obtenues lorsque les images ne sont pas produites selon la méthode de balayage entrelacé à la fréquence de 1H mais par la méthode de balayage progressif, o la totalité des 525 lignes sont balayées sans entrelacement. Cela nécessite une déviation horizontale au double de la fréquence car il faut balayer deux fois le nombre des lignes horizontales dans la même période de temps, c'est-à-dire 1/60 d'une seconde. Un tel fonctionnement au double de la fréquence de balayage est souvent appelé balayage 2H. Quand le temps maximum permissible pour le retour a diminué, comme dans le cas d'un instrument de télévision par projection à 2H, la quantité de puissance dissipée par l'amplificateur pendant l'aller augmente de manière significative, car la tension d'alimentation nécessaire pour obtenir le retour doit augmenter en conséquence. La dissipation de puissance est de l'ordre de 60 watts pour un instrument de télévision par projection à 2H ce qui charge l'alimentation en puissance et nécessite de grands radiateurs de chaleur dans les dispositifs de sortie. Un amplificateur de sortie à source de puissance double selon une caractéristique de l'invention, permet de réduire de manière significative la dissipation de puissance dans les amplificateurs de convergence de sortie en utilisant deux alimentations différentes en puissance pendant des portions nettement différentes des formes d'onde, c'est-à-dire pendant l'aller et le retour, respectivement. Une alimentation en puissance basse tension est utilisée lorsque la tension requise à la sortie est relativement basse et une alimentation en puissance haute tension est utilisée lorsqu'un changement rapide du courant de sortie nécessite une haute tension d'attaque. La dissipation spécifique de puissance dans l'étage de sortie de tout amplificateur particulier de convergence dépend de la forme d'onde réelle du courant, mais on estime que les amplificateurs de sortie de convergence de puissance selon cette invention peuvent dissiper à peu près la moitié de la puissance qui serait autrement dissipée par une forme conventionnelle avec une forme d'onde typique de sortie. Non seulement de plus petits radiateurs de chaleur sont nécessaires pour empêcher une augmentation inacceptable de température dans les dispositifs formant amplificateurs de sortie, mais les conditions de la source de puissance elle-même sont réduites, considération très importante pour une forme à 2H. Des efficacités supplémentaires et des réductions de prix peuvent être obtenues en notant qu'aucun, un seul ou au moins seul un petit nombre des amplificateurs pourra avoir à produire une tension de sortie s'approchant à la fois des niveaux d'alimentation à haute tension positif et négatif. Les étages de sortie des amplificateurs restants peuvent être asymétriques, réduisant ainsi la complexité des circuits amplificateurs. Des amplificateurs doubles de puissance, également connus comme amplificateurs d'alimentation double sont connus. Cependant, ils ne produisent pas une tension régulée pour les transistors dans l'étage de sortie pour empêcher la saturation pendant le retour. Par ailleurs, ils ne permettent pas une commutation automatique entre les alimentations à basse et à haute tension, ou sources, en captant directement les niveaux de tension à la sortie et en produisant un signal de commande de demande haute tension par couplage d'un niveau en courant continu directement au signal de tension de sortie. Par ailleurs, ils ne changent pas le niveau de la haute tension réellement appliquée à l'étage de sortie selon le signal de sortie. Le changement de la tension appliquée à l'étage de sortie selon le signal de sortie garantit que le niveau de la haute tension réellement appliquée à l'étage de sortie ne dépassera pas une grandeur prédéterminée en excès du signal de sortie, ce qui empêche sensiblement la saturation de l'étage de sortie et les caractéristiques gênées de commutation résultant de la saturation. Si l'étage de sortie se sature pendant le retour, il peut ne pas y avoir suffisamment de temps pour que l'étage de sortie retourne à un fonctionnement linéaire au moment o commence l'intervalle d'aller suivant, en particulier pendant le balayage à 2H. Par ailleurs, le concept de prévoir des efficiences sensibles de forme, prix et fonctionnement des amplificateurs à source de puissance double par rapport à la nécessité d'amplificateurs symétriques et asymétriques ne s'est pas appliqué à des blocs de convergence ou à des instruments de télévision par projection. La présente invention peut avantageusement être mise en oeuvre dans un amplificateur à puissance double comprenant au moins un étage à gain linéaire pour produire un signal de sortie, couplé à une première source de tension en mode de fonctionnement à basse tension, et couplé par commutation à une source de tension à un second niveau d'une plus grande importance que la première source de tension et d'une polarité identique à la première source de tension. Un circuit surveille le signal de sortie et produit un signal en mode haute tension ou de commande de demande. La nécessité de fonctionnement en mode de haute tension peut être anticipée par combinaison du signal de sortie et d'un niveau prédéterminé de tension, par exemple, par addition, et en comparant la somme à un second niveau prédéterminé de tension. Le second niveau prédéterminé de tension peut être en rapport avec ou correspondre au niveau de la première source de tension. Un régulateur de tension est couplé au circuit de surveillance, au second niveau de tension et à au moins un étage de gain, en mode de fonctionnement à haute tension, en réponse au signal de commande. Le régulateur de tension applique une haute tension à cet étage de gain, la haute tension régulée variant directement avec le signal de sortie et maintenant un fonctionnement sensiblement linéaire de cet étage de gain en mode de haute tension. Le régulateur de tension peut être modulé par un signal correspondant à la somme du signal de sortie et d'un niveau prédéterminé de tension qui lui est couplé, le niveau prédéterminé de tension étant développé par le moyen de surveillance. Le moyen de surveillance anticipe ainsi la demande de haute tension en comparant la somme à un second niveau prédéterminé de tension qui peut correspondre au niveau de la première source de tension. Afin de traiter des signaux bipolaires, l'amplificateur peut de plus comprendre une source à un troisième niveau de tension, d'une polarité opposée à la polarité des sources des premier et second niveaux de tension, qui est couplée à au moins un étage de gain dans les deux modes basse et haute tension. Afin de traiter les signaux bipolaires ayant des excursions de grande importance des deux polarités, l'amplificateur peut comprendre une source à un troisième niveau de tension également couplée à l'étage de gain pour fonctionnement en mode de fonctionnement à basse tension et une source d'un quatrième niveau de tension plus importante que la source du troisième niveau de tension et d'une polarité identique à cette troisième source. Dans cette configuration, le circuit de surveillance peut anticiper la demande de haute tension en combinant séparément, par exemple, par addition, le signal de sortie à chacun des premier et second niveaux prédéterminés de tension et en comparant les sommes à des premier et second niveaux prédéterminés de tension. Les premier et second niveaux prédéterminés de tension peuvent par exemple être les niveaux des sources aux premier et troisième niveaux de tension qui sont couplés à l'étage de gain en mode basse tension. Le régulateur de tension peut comprendre des premier et second étages régulateurs, qui sont respectivement couplés entre les deux sources de tension de grandeur importante et l'étage de gain. Tant que le signal qui est traité ne subit pas des excursions simultanées de polarité positive et négative, seule l'une des sources haute tension de grandeur importante sera couplée à l'étage de gain à la fois. La présente invention a pour autre avantage que les divers circuits de surveillance et régulateurs de tension ou étages peuvent être formés d'un petit nombre de composants, en comparaison avec les amplificateurs à source double qui existent actuellement. L'invention sera mieux comprise et d'autres buts, caractéristiques, détails et avantages de celle-ci apparaîtront plus clairement au cours de la description explicative qui va suivre faite en référence aux dessins schématiques annexés donnés uniquement à titre d'exemple illustrant plusieurs modes de réalisation de l'invention et dans lesquels: - la figure 1 donne un schéma bloc d'une source d'un amplificateur de sortie d'alimentation double selon l'invention; - la figure 2 donne un schéma bloc d'un autre mode de réalisation de l'amplificateur montré à la figure 1; - la figure 3 est un schéma de circuit pour la mise en oeuvre de l'amplificateur montré à la figure 1; - la figure 4 est un schéma de circuit pour la mise en oeuvre de l'amplificateur montré à la figure 2; - la figure 5 est un schéma de circuit pour la mise en oeuvre d'un amplificateur de forme asymétrique qui est opposée à celle montrée à la figure 2; et - la figure 6 est un schéma de formes d'onde illustrant la tension de sortie et le courant de la bobine du bloc pour l'amplificateur montré à la figure 5. Un amplificateur de sortie de convergence d'alimentation ou à source double 10 est montré sous forme de schéma bloc à la figure 1. L'amplificateur est approprié pour produire une forme d'onde de correction pour attaquer une bobine de déviation, par exemple dans 26 4 1425 un bloc de convergence. Une tension d'entrée, sous la forme d'une forme d'onde de correction de déviation, est couplée à l'entrée directe d'un amplificateur différentiel 12. La forme d'onde peut être fournie par le générateur 8. Le générateur de forme d'onde 8 peut être de conception conventionnelle et il n'est pas représenté en détail. L'entrée inverse de l'amplificateur différentiel 12 est couplée à une résistance de détection de courant R qui est en série avec la bobine de déviation 24 d'un bloc de convergence. La tension développée aux bornes de la résistance R est une tension de détection VDETECTION. La sortie de l'amplificateur différentiel 12 est une tension proportionnelle à l'erreur entre la tension d'entrée et le courant de sortie. La tension d'erreur est acheminée par un tampon 14 et forme une entrée d'un étage de sortie 16 classe B. L'étage de sortie 16 est illustré comme comprenant au moins un étage à gain linéaire. L'étage de sortie 16 reçoit la puissance de deux groupes d'alimentation en tension. Chaque groupe comprend des première et seconde sources de tension d'entrée de polarité identique, qui fonctionnent respectivement à des niveaux de grandeur de basse et haute tension, l'un par rapport à l'autre. Ceux-ci sont représentés à la figure 1 par +VBAS et +VHAuT et - VBAS et -VHAuT, respectivement. Les valeurs réelles des sources basse et haute tension peuvent varier selon les conditions du circuit, du signal et de la charge. Un circuit de détection 22 détecte la tension de sortie attaquant la bobine de convergence. Quand la tension de sortie dépasse une valeur prédéterminée, le circuit de détection excite l'un des deux régulateurs de tension 11 et 13 pour coupler une tension d'alimentation plus importante à l'étage de sortie. Le fonctionnement en mode basse tension a lieu quand le signal de sortie est dans une première plage de niveaux de grandeur de tension. Le fonctionnement en mode de haute tension a lieu quand le signal de sortie est dans une seconde plage de niveaux de grandeur de tension plus importants que les niveaux de tension de la première plage. Des circuits ou éléments de circuits 18 et 20 sont prévus pour l'isolement des sources de la plus basse tension d'alimentation par rapport aux sources de la plus haute tension d'alimentation lorsqu'une source d'alimentation à une tension supérieure a été connectée à l'étage de sortie. Cela peut être accompli par l'utilisation de diodes, comme cela est montré. La dissipation de puissance d'un tel amplificateur de sortie est considérablement plus faible que dans une forme conventionnelle, parce que les plus basses et plus hautes valeurs des différentes alimentations peuvent être choisies indépendamment. La haute tension détermine et est par conséquent une fonction de conception du changement maximum de courant nécessaire pour un temps donné de retour et une impédance donnée du bloc. Par ailleurs, la plus basse tension d'alimentation peut être optimisée pour une dissipation minimale de puissance pendant le temps de balayage actif d'aller. Par ailleurs, le circuit de détection applique un signal de commande au régulateur de tension pour changer ou moduler le niveau de la haute tension qui est réellement appliqué à l'étage de gain, pour assurer une réponse linéaire. Un tel réglage peut être produit par un transistor, comme illustré. L'amplificateur de sortie 10 montré à la figure 1 est au moins équilibré et peut être conçu pour être complètement symétrique. Comme on l'a noté ci-dessus, la plupart des amplificateurs de sortie nécessaires pour attaquer un groupe de bobines de convergence ne doivent pas nécessairement être symétriques ni même équilibrés. Au contraire, il est possible qu'une seule des alimentations en puissance à haute tension soit nécessaire. Un tel amplificateur déséquilibré 30 est illustré en schéma bloc à la figure 2. Comme l'indiquent les chiffres identiques de référence, l'amplificateur 30 comprend un amplificateur différentiel 12, un tampon 14 et un étage de sortie 16. La tension de sortie est mesurée par un circuit de détection 22 pour contr8ler un régulateur commutable de tension 11. Cependant, dans cette configuration déséquilibrée, il n'est pas nécessaire de prévoir une source de tension de polarité négative et de grandeur importante. En conséquence, la commutation entre les alimentations en puissance à haute et basse tension se produit uniquement pendant les excursions positives de la tension de sortie. Tandis que le régulateur de tension commutable 11 effectuera une alternance raisonnablement régulière entre les première et seconde sources de tension d'une polarité identique, une troisième source de tension d'entrée -VBAS d'une polarité opposée aux première et seconde sources de tension d'entrée sera couplée à l'étage de sortie dans les deux modes de tension. Ceux qui sont compétents en la matière noteront qu'une forme déséquilibrée peut éliminer la nécessité d'une source d'entrée de haute tension de polarité positive en permettant la commutation entre les sources de plus basse et plus haute tension de polarité négative. Un schéma de circuit pour un amplificateur de sortie d'alimentation double selon le schéma bloc de la figure 1 est montré à la figure 3. La forme du circuit illustré est un amplificateur équilibré et symétrique à sortie d'alimentation double 50. L'amplificateur 50 comprend un amplificateur différentiel 12, un tampon 14, un étage de sortie 16, un circuit de détection 22 pour contrôler chaque alimentation haute tension et des moyens d'isolement 18 et 20 pour isoler les alimentations à basse tension des alimentations à haute tension. Plus particulièrement, l'amplificateur différentiel 12 est formé de transistors Q1 et Q2. Alternativement, on peut utiliser un amplificateur différentiel intégré. La source VEN de signaux de forme d'onde d'entrée est connectée à la base du transistor Q1. Le collecteur du transistor Q1 est connecté à la source d'alimentation haute tension de polarité positive +VH qui, pour une forme 2H, peut être de 50 volts, comme on peut le voir. Les émetteurs des transistors Q1 et Q2 sont connectés ensemble et par la résistance R1, à l'alimenta- tion haute tension négative -VH, qui, pour une forme 2H, peut être de -50 volts, comme on peut le voir. Une résistance de détection est formée par la combinaison en parallèle des résistances R21 et R22, dont chacune est connectée à la bobine de déviation 24 du bloc de convergence Y1 et à la base du transistor Q2, pour développer la tension de détection Vs. Le transistor Q11 convertit le courant de sortie au collecteur du transistor Q2 en une tension de sortie à travers la résistance de charge R18. Cette tension de sortie correspond à une tension régulée VREG. Les diodes D8, Dg, D10 et Dll établissent une tension de polarisation pour le tampon 14, qui comprend les transistors Q9 et Q10. Les émetteurs des transistors Q9 et Q10 de l'étage tampon attaquent les bases des transitors Q4 et Q5 respective- ment par les résistances R13 et R14, respectivement. Les transistors Q4 et Q5 forment un étage de sortie 16 classe B. Les émetteurs des transistors Q4 et Q5 sont connectés aux résistances R7 et R8, respectivement. Le signal de sortie de tension de l'étage de sortie 16 est produit à la Jonction des résistances R7 et R8 qui est connecté à la bobine de déviation 24 du bloc de convergence Y1. L'étage de sortie 16 est alimenté par deux groupes de sources de tension qui sont sélectivement couplés à l'étage de sortie. Une première source de tension d'entrée est +VH, comme on l'a décrit ci-dessus. 264 1 425 Une seconde source de tension d'entrée est d'une polarité identique à la première source de tension d'entrée mais de moindre grandeur. La seconde source de tension d'entrée est +VB, et pour une application particulière 2H, peut être établie à +15 volts. Une troisième source d'entrée de tension est -VH comme décrit ci-dessus. Une quatrième source d'entrée de tension est d'une polarité identique à la troisième mais d'une moindre grandeur. La quatrième source d'entrée de tension -VB peut être établie à -15 volts. Un premier régulateur de tension commutable 11, décrit ci-après en plus de détail, est formé du transistor Q3, des résistances R2 et R3 et de la diode DI. La source de tension d'entrée de moindre grandeur +VB est automatiquement couplée à l'étage de sortie 16 en mode basse tension et le régulateur de tension 11 couple automatiquement la source de tension d'entrée plus importante +VH à l'étage de sortie 16 en mode haute tension. De même, un second régulateur de tension commutable 13 est formé du transistor Q6, des résistances R10 et R11 et de la diode D8. La source de tension de polarité négative de moindre grandeur -VB est automatiquement couplée à l'étage de sortie en mode basse tension et le régulateur de tension 13 couple automatiquement la source de tension de polarité négative importante -VH à l'étage de sortie en mode haute tension. Les premier et second régulateurs de tension peuvent fonctionner indépendamment l'un de l'autre. Cependant, tandis que le premier régulateur est mis en circuit en réponses aux excursions positives du signal de sortie VSOR et que le second régulateur est mis en circuit en réponse aux excursions négatives du signal de sortie VSOR, seule l'une des deux sources de tension de grandeur importante sera couplée à l'étage de sortie 16 par l'un des régulateurs de tension à la fois. En se référant aux sources de tension d'entrée de polarité positive, la diode D2 se trouve polarisée en direct et la diode DI polarisée en inverse, en mode basse tension. Quand la diode D1 est polarisée en inverse, le transistor Q3 est mis hors circuit. Cela isole efficacement la source haute tension de l'étage d'entrée quand la source d'entrée basse tension est couplée à l'étage de sortie en mode basse tension. Dans le mode haute tension, la diode D1 est polarisée en direct et la diode D2 est polarisée en inverse. Quand la diode D1 est polarisée en direct, le transistor Q3 est conducteur, appliquant la haute tension régulée au collecteur du transistor Q4. La polarisation inverse de la diode D2 isole efficacement la source d'entrée basse tension +VL de la source d'entrée haute tension en mode haute tension. Les sources de tension d'entrée de polarité négative sont isolées l'une de l'autre d'une manière analogue par les diodes D7 et D8. Quand la diode D7 est polarisée en direct et que la diode D8 est polarisée en inverse, la source de tension de moindre grandeur -VB est couplée à l'étage de sortie et la source de tension de plus forte grandeur -VH est efficacement isolée. H Inversement, quand la diode D7 est polarisée en inverse et que la diode D8 est polarisée en direct, la source de tension d'entrée -VH est couplée à l'étage de sortie et la source de tension d'entrée -VB en est isolée. Le niveau de l'étage de sortie auquel les premier et second régulateurs de tension, comprenant les transistors Q3 et Q6 respectivement, effectuent un changement entre les modes basse et haute tension, respectivement, est déterminé par des circuits respectifs de polarisation. Un premier réseau de polarisation ou circuit pour la source de tension de polarité positive est formé du transistor Q7, de la diode D3 et de la diode Zener D4, de la résistance R5 et du condensateur C1. Le 264 1 425 réseau de polarisation ou circuit pour les sources de tension de polarité négative est formé du transistor Q8, de la diode Zener D5 et de la diode D6, de la résistance R6 et du condensateur C2. A chaque fois que la tension de sortie VSOR est plus faible que les plus basses tensions d'alimentation +VB - VB, l'étage de sortie de l'amplificateur formé des transistors Q4 et Q5 est couplé aux sources d'entrée basse tension et fonctionne d'une manière conventionnelle et avec une réponse sensiblement linéaire. Cependant, tandis que la grandeur de l'étage de sorte VSOR augmente, l'un des premier et second régulateurs commutables couple sa source d'entrée haute tension respective à l'étage 16 et découple la source d'entrée basse tension de l'étage 16 afin de fournir une puissance suffisante pour attaquer la tension croissante de sortie. Les réseaux de polarisation forment un moyen pour détecter directement la tension de sortie pour anticiper la nécessité d'une haute tension et produire un signal de commande de demande de haute tension pour faire fonctionner les premier et second régulateurs commutables de tension. Les condensateurs C1 et C2 sont chargés à un niveau constant de tension au-dessus et en dessous de la tension de sortie respectivement. Ce niveau de tension est établi à 4 volts par la tension nominale des diodes Zener D4 et D5. Le réseau de polarisation comprenant le transistor Q7 maintient la tension constante au condensateur C1 et le réseau de polarisation comprenant le transistor Q8 maintient la tension constante au condensateur C2. En conséquence, le niveau de tension à la Jonction de l'émetteur du transistor Q7 et de la borne positive du condensateur C1 se trouve égal à la tension VSOR de sortie plus la tension au condensateur C1, désignée par Vcl. De même, le niveau de tension à la 2 6 4 1 425 jonction de l'émetteur du transistor Q8 et de la borne négative du condensateur C2 est la tension de sortie VSOR moins la tension au condensateur C2, désignée par Vc2. Quand la tension de sortie VSOR est relativement basse, et de polarité positive, par exemple de 6 volts, le transistor Q3 est non conducteur et la tension à l'émetteur du transistor Q3 est d'environ une chute dans la diode en dessous de l'alimentation basse tension à +15 volts; la tension à l'anode de la diode D1 est d'environ 4 volts au-dessus de la tension de sortie, c'est-à-dire environ 10 volts. Le transistor Q3 est coupé parce que la diode D1 et la jonction base-émetteur de Q3 sont polarisées en inverse. Quand la tension de sortie s'approche de 11 volts plus une chute dans la diode, la tension à la borne positive du condensateur C1 polarise la diode D1 et la jonction base-émetteur du transistor Q3 en direct. Quand la polarisation directe de la jonction base-émetteur du transistor Q3 est établie, le transistor Q3 devient passant et couple l'étage de sortie.à la source de haute tension d'entrée, +50 volts. La tension au collecteur du transistor Q4 est par conséquent suffisamment élevée pour polariser la diode D2 en inverse afin d'isoler effectivement la source d'entrée basse tension quand la source d'entrée haute tension est couplée en mode de haute tension. En mode de haute tension, l'émetteur du transistor Q3 sera à un niveau de tension qui est à peu près égal à la tension de sortie VSOR plus 4 volts, moins deux chutes de diode, à travers la diode D1 et la Jonction base émetteur du transistor Q3. Si les chutes de diode sont d'environ 0,8 volt chacune, la tension à l'émetteur du transistor Q3, qui est également la tension effective d'alimentation de collecteur du transistor 4, varie directement avec la tension de sortie et est d'environ 2,4 volts plus importante que la tension de sortie. La valeur maximale de la tension à l'émetteur du 264 1425 transistor Q3 sera de 50 volts, moins la chute de tension à travers la jonction collecteur émetteur du transistor Q3. Cet agencement garantit que l'étage de sortie disposera toujours d'une source de tension suffisamment importante sans forcer l'un des transistors Q4 ou Q5 en saturation. C'est pour cette raison que le transistor Q3 agit comme un régulateur de tension, plut8t que simplement comme un commutateur. Le transistor Q3 agit comme un régulateur de tension en émetteur suiveur dans le sens qu'il maintient la tension de collecteur appliquée à l'étage de sortie 16 à une tension VSOR +Vcl -2Vbe. Ainsi, la tension d'alimentation de collecteur pour Q4 suit le niveau de tension V$ OR. La régulation de tension démontre un autre aspect de cette invention. La réponse insaturée sensiblement linéaire de l'étage de sortie est maintenue virtuellement en tout moment, essentiellement sans considérer le mode de fontionnement à basse ou à haute tension, même lorsque les transistors Q3 ou Q6 passent en saturation à la demande de la tension de crête. Les condensateurs C1 et C2 ne sont chargés que lorsque la tension de sortie est plus faible que l'alimentation basse tension. Cependant, pendant le mode à haute tension, la charge dans le condensateur C1 est suffisante pour maintenir une attaque de base adéquate au transistor C3 pendant le temps o le transistor Q3 est en circuit. La même chose est vraie pour le condensateur C2 et le transistor Q6. Quand la tension de sortie tombe en dessous de 11 volts plus une chute de diode, la diode DI devient polarisée en inverse tandis que la diode D2 devient polarisée en direct, mettant ainsi le transistor Q3 hors circuit et couplant l'alimentation basse tension à l'étage de sortie. La charge dans le condensateur C1 ou C2 peut être choisie de façon à minimiser le temps de fonctionnement en mode à haute tension, sans retarder indûment la commutation des sources basse à haute tension d'entrée. Un retard de la puissance disponible à haute tension à l'étage de sortie aura pour résultat que la tension de sortie aura une puissance insuffisante pour produire le signal nécessaire de correction de la bobine du bloc ou pour un retour dans les temps. On peut par conséquent noter que la tension à la Jonction de l'émetteur du transistor Q7 et de la borne positive du condensateur C1 définit un niveau du signal de commande de demande de haute tension pour faire fonctionner le premier régulateur de tension commutable, qui est représenté par le transistor Q3 et la diode D1. Le fonctionnement du réseau de polarisation de polarité négative de l'amplificateur en réponse à une tension de sortie ayant une grande excursion négative est analogue à celui du réseau de polarisation de polarité positive décrit ci-dessus. A chaque fois que la grandeur de la tension de sortie est plus faible que 11 volts plus une chute de diode, la diode D7 se trouve polarisée en direct, la diode D8 polarisée en inverse, le transistor Q6 mis hors circuit et l'alimentation basse tension -VB couplée à l'étage de sortie. A chaque fois que la grandeur de la tension de sortie dépasse 11 volts plus une chute de diode, pendant une excursion négative, la diode D7 se trouve polarisée en inverse, la diode D8 polarisée en direct, le transistor Q6 mis en circuit et la haute tension régulée de la source -VH couplée à l'étage de sortie. Le niveau de tension au condensateur C2 est fonction du calibrage de tension de la diode Zener D5. La tension à la Jonction de l'émetteur du transistor Q8 et de la borne négative du condensateur C2 définit un autre signal de commande de demande haute tension pour faire fonctionner le second régulateur de tension commutable. 264 1 425 Dans un autre agencement, qui n'est pas représenté sur le dessin, les réseaux de polarisation 22 peuvent ne présenter ni transistor ni diode pour charger les condensateurs respectifs C1 et C2 par les sources basse tension. Au contraire, les condensateurs peuvent être chargés par les sources haute tension, éliminant la nécessité des transistors Q7 et Q8 et des diodes D3 et D6. Plus particulièrement, le réseau de polarisation associé aux sources de tension de polarité positive peut comprendre un condensateur en parallèle avec une diode Zener. Le condensateur doit être suffisamment grand pour maintenir l'attaque du transistor Q3 en mode de haute tension, comme dans le circuit illustré. La jonction de l'anode de la diode Zener et du condensateur peut être couplée à et détecter directement la tension de sortie comme dans le mode de réalisation illustré. Cependant, la jonction de la cathode de la diode Zener et du condensateur peut être couplée à la base du transistor Q3 par la résistance R3 et la diode D1, et à une extrémité d'une autre résistance. La résistance R3 doit avoir une valeur suffisamment faible pour maintenir l'attaque du transistor Q3 en mode haute tension, comme dans le circuit illustré. L'autre extrémité de l'autre résistance peut être couplée à la source haute tension. L'autre résistance forme un trajet de courant pour charger le condensateur pendant le mode basse tension et peut par exemple être de 10 kilohms. Dans le réseau de polarisation associé aux sources de tension de polarité négative, la polarité de la diode Zener est inversée. Autrement, les réseaux de polarisation sont les mêmes. On peut s'attendre à ce que cet agencement dissipe un peu plus de puissance à travers l'autre résistance que l'agencement illustré. Cependant, plusieurs composants peuvent être éliminés. Le fonctionnement est le même par le fait que la haute tension est régulée par un signal qui varie directement 264 1 425 avec le signal de sortie, le régulateur de tension étant commuté en réponse à un décalage de niveau de la tension de sortie résultant de la charge à travers les condensateurs. Avantageusement, même pour un système à 2H, le fonctionnement de l'amplificateur pendant l'aller se produit sensiblement en mode basse tension et le fonctionnement en mode haute tension est sensiblement limité à l'intervalle de retour. Par ailleurs, en appliquant le niveau haute tension au bloc de convergence Y1 pendant le retour, l'amplificateur est bien capable d'assurer que le retour se produira dans le court intervalle de temps qui est disponible pendant le balayage à 2H, qui est d'environ 6 microsecondes. Par ailleurs, la commutation entre les modes de tension n'affecte pas de manière néfaste la réponse linéaire de l'étage de sortie, même pendant le retour. Si l'on détermine qu'un amplificateur symétrique n'est pas nécessaire pour une bobine particulière de convergence, le circuit de la figure 3 peut être modifié pour l'élimination de l'une des sources de haute tension d'entrée selon ce qui est approprié, comme le montrent les figures 4 et 5. L'amplificateur 60 montré à la figure 4 est un amplificateur non équilibré, correspondant à l'amplificateur montré à la figure 2. Le circuit de polarisation de tension, comprenant le transistor Q8, les diodes D5 et D6, la résistance R6 et le condensateur C2, a été éliminé. Le second régulateur de tension commutable correspondant au transistor Q6, à la diode D8 et aux résistances R10 et Rll a été éliminé. Le moyen d'isolement représenté par la diode D7 a été éliminé et la source de haute tension négative a été éliminée. En conséquence, la source de basse tension de faible grandeur -VB est couplée directement à l'étage de sortie, par la résistance R9 et la résistance R1. On peut voir que la tension négative de faible grandeur -VB sera couplée à l'étage de sortie en modes haute tension et basse tension. L'amplificateur 70 montré à la figure 5 permet des modes de fonctionnement à basse et haute tension pour des tensions de sortie à excursions négatives, mais non pas pour des tensions de sortie de polarité positive. Dans ce cas, le réseau de polarisation, comprenant le transistor Q7, les diodes D3 et D4, la résistance R5 et le condensateur C1 a été éliminé. Le premier régulateur de tension commutable comprenant le transistor Q3, la diode DI et les résistances R3 et R2 a été éliminé. Les moyens d'isolement représentés par la diode D2 et la source haute tension positive ont également été éliminés. En conséquence, la source de basse tension positive d'entrée sera directement couplée à l'étage de sortie par la résistance R4, dans les deux modes basse et haute tension. Les formes d'onde montrées à la figure 6 illustrent la tension de sortie VSOR et le courant Y1 s'écoulant à travers la bobine du bloc Y1 de la figure 5. On peut voir que la tension de sortie s'approche du niveau de la source de haute tension de polarité négative mais ne s'approche pas du niveau de la source de haute tension de polarité positive. Une telle forme d'onde de tension de sortie peut être attaquée par un amplificateur asymétrique comme le montre la figure 5. Une forme d'onde de correction en forme de rampe à travers la bobine, comme on peut le voir, est la plus exigeante en ce qui concerne la réponse de commutation de l'amplificateur. Tandis que l'intervalle d'aller se termine, peu avant le temps tl, le transistor Q4 de la figure 5 est mis en circuit, le transistor Q5 est hors circuit et le transistor Q6 est hors circuit. L'intervalle de retour commence au temps tl et la tension de sortie tombe nettement. Au temps t2, quand VSOR est d'environ -11 volts, le transistor Q6 se met en circuit, amorçant le mode haute tension. Le courant Iy1 baisse également nettement, mais reste positif. Au temps t3, le courant IyI tombe en dessous de zéro et devient plus négatif. Le transistor Q4 passe hors circuit et le transistor Q5 en circuit. Au temps t4, quand la grandeur de VSOR devient moins négative qu'environ -11 volts, le transistor Q6 passe hors circuit. Le retour est terminé au temps t5, et les conditions transitoires dans l'amplificateur ont la possibilité et de se stabiliser avant que l'aller suivant ne commence peu après le temps t5. La tension de sortie fait passer le courant en rampe linéaire à travers la bobine. Quand le courant passe par zéro au temps t6, devenant positif, le transistor Q5 devient hors circuit et le transistor Q4 de nouveau en circuit. Ceux qui sont compétents en la matière peuvent noter que, typiquement, un circuit multiamplificateur pour blocs de convergence aura un ou plusieurs amplificateurs équilibrés ou symétriques comme le montre la figure 3 et un ou plusieurs amplificateurs non équilibrés comme le montrent les figures 4 et/ou 5. Cet agencement offre une efficacité maximale et une alimentation en puissance d'entrée minimale requise. Par ailleurs, et au point pouvant être garanti par la forme d'onde particulière nécessaire pour attaquer une bobine particulière de déviation, le signal de commande de demande haute tension peut être établi par ajustement de la charge à travers le condensateur C1 ou le condensateur C2. Les signaux ayant des temps plus rapide de montée, peuvent nécessiter une plus haute tension à travers le condensateur respectif afin de garantir une commutation dans le temps du mode basse au mode haute tension. Inversement, les signaux connus comme ayant des temps plus lents de montée peuvent avoir de plus faibles niveaux de tension établis pour les condensateurs C1 ou C2, pour permettre à l'amplificateur de fonctionner en mode basse tension pendant une plus longue période de temps, relativement au mode haute tension. L'agencement résultant est flexible et efficace, sans sacrifier à la fiabilité ou à la qualité de l'image. R E V E N D I C A T I 0 N S 1. Circuit amplificateur à source double et bobine de déviation, du type comprenant: une bobine de déviation pour un tube à rayons cathodiques; un étage à gain linéaire pour produire une tension de sortie pour attaquer la bobine de déviation, couplé à une première source d'un premier niveau de tension en mode de fonctionnement à basse tension; une seconde source d'un second niveau de tension plus important que le premier niveau de tension et d'une polarité identique; un moyen pour détecter la demande haute tension de sortie à un niveau haut en surveillant ladite tension de sortie, caractérisé par: un régulateur de tension (11) couplé au moyen de détection (22), à la seconde source de tension (+VHAUT) et à l'étage de gain (16), pour appliquer une haute tension régulée à l'étage de gain (16) pendant la demande de tension de sortie à niveau haut, la haute tension régulée changeant selon la tension de sortie (VsOR) et maintenant un fonctionnement sensiblement linéaire de l'étage de gain (16). 2. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que la tension de sortie (VsOR) et un premier niveau prédéterminé de tension (Vc1) sont combinés. 3. Circuit selon la revendication 2, caractérisé en ce que la somme de la tension de sortie (VSOR) et du premier niveau prédéterminé de tension (Vc1) est un signal de commande d'entrée pour le régulateur de tension (11). 4. Circuit selon la revendication 2, caractérisé en ce que la somme de la tension de sortie (VsOR) et du premier niveau prédéterminé de tension (Vci) est comparée au premier niveau de tension (+VB). 5. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que le premier niveau prédéterminé de tension (Vc1) est produit par un circuit de polarisation comprenant: un condensateur (C1); un moyen (Q7) pour charger le condensateur (C1); et une diode Zener (D4) pour limiter la charge au condensateur; 6. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que le moyen de détection (22) comprend; une diode Zener (D4); un transistor (Q7) dont le collecteur est couplé à la première source de tension (+VB), dont la base est couplée à la diode Zener (D4) et dont l'émetteur est couplé au régulateur de tension (11); et un condensateur (C1) couplé entre l'émetteur et la diode Zener (D4), la tension de sortie (VsOR) étant appliquée directement à la Jonction de la diode Zener D4 et du condensateur (C1), et un signal de commande d'entrée (VSOR+Vci) du régulateur de tension (11) étant développé à la Jonction de l'émetteur et du condensateur (Cl). 7. Circuit selon la revendication 6, caractérisé en ce que le régulateur de tension (11) comprend: une diode (D1); un second transistor (Q3) dont la base est couplée à la cathode de la diode (D1), dont le collecteur est couplé à la seconde source de tension (+VH) et dont l'émetteur est couplé à l'étage de gain (16), la haute tension régulée étant développée à l'émetteur du second transistor (Q3) et étant fournie et modulée selon le signal de commande (VSOR + Vci) appliqué à travers la diode (Dl). 8. Circuit selon la revendication 1, caractérisé par un moyen (D2) pour isoler la première source de tension de la haute tension régulée. 9. Circuit selon la revendication 1, caractérisé par une troisième source (-VB) d'un troisième niveau de tension, d'une polarité opposée, couplée à l'étage de gain (16) pendant le mode basse tension et pendant le mode haute tension. 10. Circuit selon la revendication 1, caractérisé par: une troisième source (-VB) d'un troisième niveau de tension d'une polarité opposée, couplée à l'étage de gain (16); et une quatrième source (-VH) d'un quatrième niveau de tension d'une plus grande importance que le troisième niveau de tension (-VB) et d'une polarité identique au troisième niveau de tension (-VB); un autre moyen (Q6) pour détecter une autre demande de haute tension en additionnant la tension de sortie (VsOR) et un troisième niveau prédéterminé de tension (-Vc2); et un autre régulateur de tension (13), couplé à l'autre moyen de détection (Q6), à la quatrième source de tension (-VH) et à l'étage de gain (16), pour appliquer une autre haute tension régulée (à l'émetteur de Q6) de la polarité opposée à l'étage de gain (16). 11. Circuit amplificateur à source double et bobine de déviation du type comprenant: une bobine de déviation pour un tube à rayons cathodiques; un étage à gain linéaire pour produire un signal de sortie pour attaquer la bobine de déviation, couplé à une première source de tension d'un premier niveau de grandeur en mode de fonctionnement à basse tension; une seconde source de tension d'un second niveau de grandeur plus important que le premier niveau de grandeur et d'une polarité identique; un moyen pour détecter le signal de sortie et produire un signal de commande de mode à haute tension; caractérisé par: un régulateur de tension (Q3) répondant au signal de commande et couplé à la seconde source de tension (+VH) et à l'étage de gain (16) pour appliquer une haute tension régulée à l'étage de gain (16) en mode de fonctionnement à haute tension, la haute tension régulée variant avec le signal d'entrée (VSOR) et maintenant un fonctionnement sensiblement linéaire de l'étage de gain (16). 12. Circuit selon l'une quelconque des revendications 1 ou 11, caractérisé en ce que le régulateur de tension comprend: une diode (DI); un transistor (Q3) dont la base est couplée à la cathode de la diode (D1), dont le collecteur est couplé à la seconde source de tension (+VH) et dont l'émetteur est couplé à l'étage de gain (16), la haute tension régulée étant développée à l'émetteur du transistor (QS) et étant fournie et changée selon le signal de commande du moyen de détection appliqué à travers la diode (DI). 13. Circuit selon la revendication 11, caractérisé en ce que le moyen de détection comprend un moyen (C1) pour décaler le niveau du signal de sortie (VsoR) afin de définir le signal de commande (VSOR + Vc1), le régulateur de tension (11) appliquant la haute tension régulée quand le signal de commande a une grandeur plus importante qu'une grandeur prédéterminée en rapport avec le premier niveau de tension (+VL). 14. Circuit selon la revendication 12, caractérisé en ce que le moyen de détection comprend: une diode Zener (D4); un second transistor (Q7), dont le collecteur est couplé à la première source de tension (+VL), dont la base est couplée à la diode Zener (D4) et dont l'émetteur est couplé à la diode (D1) du régulateur de tension (11); et un condensateur (C1) couplé à l'émetteur du second transistor (Q7) et à la diode Zener (D4), le 1s signal (VSOR) de sortie étant appliqué directement à la jonction de la diode Zener (D4) et du condensateur (C1) et le signal de commande (VSOR + Vc1) du régulateur de tension (11) étant développé à la jonction de l'émetteur du second transistor (Q7) et du condensateur (C1). 15. Circuit de réglage de convergence du type comprenant: un bloc de convergence ayant une bobine de déviation; et un moyen pour produire une forme d'onde de déviation de correction de convergence, caractérisé par: un amplificateur à source double (10) couplé à la bobine de déviation (24) et au moyen générateur de forme d'onde, l'amplificateur (10) comprenant: un étage de sortie linéaire (16) pour produire un signal de sortie (VSOR) pour attaquer la bobine de déviation (24), couplé à une première source (+ VB) d'un premier niveau de tension en mode de fonctionnement à basse tension; une seconde source (+VH) d'un second niveau de tension de plus grande importance que le premier niveau de tension et de polarité identique; un moyen (D1, C1) pour détecter la demande en haute tension en décalant le niveau du signal de sortie (VSOR) d'un premier niveau prédéterminé de tension et en comparant la grandeur du signal dont le niveau est décalé à un second niveau prédéterminé de tension; et un régulateur de tension (Q3) couplé au moyen de détection, à la seconde source de tension (+VH) et à l'étage de sortie (16) pour appliquer une haute tension régulée à l'étage de sortie (16) en mode de fonctionnement à haute tension quand la grandeur du signal dont le niveau est décalé (VsoR + Vc1) dépasse le second niveau prédéterminé de tension, la haute tension régulée variant avec le signal de sortie (VSOR) et maintenant un fonctionnement sensiblement linéaire de l'étage de sortie (16); et une troisième source (-VB) d'un troisième niveau de tension, d'une polarité opposée à la polarité des première et seconde sources de tension, couplée à l'étage de sortie (16) dans les deux modes à basse et à haute tension. 16. Circuit amplificateur à source double et bobine de déviation, du type comprenant: une bobine de déviation pour un tube à rayons cathodiques; un étage à gain linéaire pour produire un signal de sortie pour attaquer la bobine de déviation, ayant une borne d'alimentation en puissance; une première source de tension couplée à la borne d'alimentation en mode de fonctionnement à basse tension; une seconde source de tension d'un niveau supérieur à celui de la première source de tension et d'une polarité identique; un moyen pour détecter le signal de sortie et produire un signal de commande en mode haute tension qui varie avec le signal de sortie; caractérisé par: un amplificateur (Q3) monté en émetteur suiveur qui est couplé à la seconde source de tension (+VH), qui reçoit le signal de commande (VSOR + Vc1) en tant qu'entrée et produit une haute tension régulée comme sortie pour la borne d'alimentation de l'étage de gain (16), l'amplificateur (Q3) en émetteur suiveur étant couplé à l'étage de gain (16) pour appliquer la haute tension régulée à l'étage de gain en mode haute tension de fonctionnement quand le signal de commande (VSOR + Vc1) est à une grandeur plus importante qu'un niveau prédéterminé de tension, la haute tension régulée variant avec le signal de sortie (VsoR) et maintenant un fonctionnement sensiblement linéaire de l'étage de gain (16). 17. Circuit selon la revendication 16, caractérisé en ce que le signal de commande (Vs0R + Vc1) est produit en décalant le niveau du signal de sortie (Vs0R) à une plage de grandeurs supérieures en additionnant avec un autre niveau de tension prédéterminé (Vcl). 18. Circuit selon la revendication 17, caractérisé en ce que l'amplificateur en émetteur suiveur (Q3) un gain d'environ un, la haute tension régulée ayant une grandeur entre la grandeur du signal de sortie (VSOR) et la grandeur du signal de commande (VSOR + VC1).