Brevet FR2642242A1 — publié le 19900727

La présente invention concerne de façon générale les convertisseurs analogique-numérique, et elle porte plus particulièrement sur des convertisseurs analogique-numérique basés sur un ordinateur, du type employant des processus ité- ratifs pour réaliser une conversion avec une résolution éle- vée. Des convertisseurs numérique-analogique (A/N) utili- sent de façon caractéristique des résistances de précision coûteuses, et lorsqu'on augmente la résolution et la préci- sion d'un convertisseur, on augmente également le nombre de résistances de précision dans le convertisseur. A titre d'exemple, un convertisseur A/N à réseau en échelle de l'art antérieur utilise un réseau de résistances de précision pour produire un ensemble de tensions de référence ayant des va- leurs différentes. On compare une tension d'entrée avec cha- que tension de référence, et on trouve la valeur approchée de la tension d'entrée en identifiant les tensions de référence qui sont supérieures à la tension d'entrée et les tensions de référence qui lui sont inférieures. Le nombre de résistances de précision et de comparateurs nécessaires augmente en même temps que la résolution du convertisseur, ce qui fait que des convertisseurs A/N de ce type ayant une résolution élevée sont coûteux. Un convertisseur A/N à rampe d'un type caractéristi- que de l'art antérieur utilise un convertisseur N/A pour pro- duire une tension de référence qu'un comparateur compare avec une tension d'entrée à numériser. On augmente de façon incré- mentielle la tension de référence en augmentant des données d'entrée appliquées au convertisseur N/A, jusqu'à ce que le comparateur indique que la tension de référence dépasse la tension d'entrée. A ce point, les données d'entrée qui atta- quent le convertisseur N/A constituent une approximation de la tension d'entrée. Bien que le convertisseur N/A qui est utilisé dans un convertisseur A/N à rampe contienne habi- tuellement des résistances de précision et un comparateur, un convertisseur A/N à rampe nécessite moins de résistancesde précision et de comparateurs qu'un convertisseur A/N à réseau en échelle, pour le même degré de résolution. Néanmoins, le nombre de résistances de précision qui sont nécessaires aug- mente proportionnellement à la résolution désirée, ce qui fait que ces convertisseurs du type à rampe à résolution éle- vée sont également coûteux. Certains convertisseurs A/N basés sur un ordinateur utilisent des processus itératifs pour accroître la résolu- tion d'un convertisseur A/N. Un tel convertisseur A/N basé sur un ordinateur, qui est décrit dans le brevet des E.U.A. n 4 555 692, délivré le 26 novembre 1985 à Eng, Jr. et col., est un convertisseur A/N à "reste circulant" employant un convertisseur A/N à rampe de type classique, qui numérise initialement une tension d'entrée pour produire une repré- sentation numérique de "première passe" de la tension d'en- trée, à faible résolution. La différence entre la tension d'entrée et la tension de référence finale qui est produite par le convertisseur A/N à rampe pendant la mesure de la première passe (la "tension de reste") est ensuite amplifiée et appliquée, en tant que signal d'entrée de "seconde passe", au convertisseur A/N à rampe, qui produit ensuite une re- présentation numérique de la tension de reste. Les données de sortie de seconde passe du convertisseur sont ensuite divi- sées et additionnées aux données de sortie de première passe du convertisseur, pour produire une représentation de "se- conde passe" de la tension d'entrée, ayant une résolution plus élevée. Une seconde tension de reste, correspondant à la différence amplifiée entre la première tension de reste et la tension de référence finale qui est produite par le convertisseur A/N à rampe pendant la seconde passe, est ensuite numérisée par le convertisseur A/N à rampe pendant une "troisième passe" dans le convertisseur, et le résultat est divisé et additionné à la représentation de seconde pas- se, pour produire une représentation de "troisième passe" de la tension d'entrée, ayant une résolution encore plus éle- vée. On peut répéter plusieurs fois le processus pour obtenir des représentations de la tension d'entrée ayant une résolu- tion qui augmente progressivement. Cependant, le bruit qui est introduit par l'appareil de mesure devient habituellement la source prédominante de la tension de reste après un nombre de passes ne dépassant pas cinq, et la précision de tels con- vertisseurs A/N à reste circulant est limitée de façon carac- téristique à environ 18 bits significatifs. En plus de la numérisation de tensions d'entrée avec une résolution et une précision élevées, un convertisseur A/N de précision doit également travailler avec un niveau de li- néarité élevé sur une plage d'entrée étendue, il doit pouvoir être étalonné aisément et il doit rester étalonné pendant de longues durées. Les convertisseurs A/N de précision de l'art antérieur exigent de façon caractéristique l'utilisation d'un équipement de test spécialisé et un réglage manuel soigneux de condensateurs variables ou de potentiomètres pour l'éta- lonnage. Selon un aspect de l'invention, un convertisseur analogique-numérique (A/N) à haute résolution utilise un con- vertisseur numérique-analogique (N/AI à résolution relative- ment faible et à plage d'entrée étroite (qu'on appellera ci- après "détecteur à fenêtre") pour produire des représenta- tions numériques des valeurs d'une plage étendue de tensions d'entrée, avec une résolution relativement élevée. Un circuit de sélection automatique de gamme, commandé par microproces- seur, calibre initialement une tension d'entrée à numériser, en lui donnant un niveau qui est compris dans la plage d'en- trée du détecteur de fenêtre, et le détecteur d'entrée con- vertit ensuite en premières données numériques représentati- ves la tension d'entrée calibrée. Ces données sont appliquées au microprocesseur qui commande le circuit de sélection auto- matique de gamme et le microprocesseur détermine la valeur approchée de la tension d'entrée, à partir de ces données. Le microprocesseur règle ensuite le circuit de sélection automa- tique de gamme de façon à augmenter d'un facteur de 10 la va- leur de la tension d'entrée calibrée. Le microprocesseur ap- plique ensuite des données de commande numériques à un géné- rateur de signal, pour que celui-ci produise une tension de décalage de valeur connue, qui diffère de la tension d'entrée calibrée d'une valeur approximativement égale à la fraction 1/100 de la limite d'entrée de pleine échelle du détecteur à fenêtre. Un amplificateur de différence amplifie ensuite d'un facteur de 100 la différence de tension entre la tension de décalage et la tension d'entrée, et le détecteur à fenêtre convertit la tension de différence amplifiée en secondes don- nées numériques représentatives qui sont transmises au micro- processeur. Le microprocesseur calcule ensuite des troisièmes données numériques représentant la tension d'entrée avec une résolution élevée, sur la base de la valeur connue de la ten- sion de décalage, du facteur de calibrage du circuit de sé- lection automatique de gamme, de la valeur des secondes don- nées numériques et de l'amplification de l'amplificateur de différence. Dans le mode de réalisation préféré de l'inven- tion, le détecteur à fenêtre effectue une numérisation avec une résolution de 18 bits et le générateur de signal produit des tensions de décalage dont la valeur est commandée avec une résolution de 14 bits. Cette combinaison de composants permet au microprocesseur de caractériser un signal d'entrée avec une résolution de 28 bits. Selon un autre aspect de l'invention, le détecteur à fenêtre comprend un convertisseur analogique-numérique à reste circulant, du type décrit dans le brevet des E.U.A. n 4 555 692 précité. Ce détecteur à fenêtre numérise des tensions d'entrée avec une résolution de 18 bits, il procure un fonctionnement très stable et très linéaire sur une plage de tensions d'entrée de +/- 2 volts et il est du type à auto- étalonnage, ne nécessitant aucun réglage manuel par un opéra- teur. Dans le mode de réalisation préféré de l'invention, le circuit de sélection automatique de gamme est conçu de façon à calibrer une tension d'entrée avec des facteurs de 1/1000, 1/100, 1/10, 1, 10 et 100, et il permet d'utiliser un détec- teur à fenêtre à plage étroite pour numériser des tensions d'entrée comprises dans une plage allant approximativement de -1200 à +1200 volts. Selon un aspect supplémentaire de l'invention, le générateur de signal qui produit la tension de décalage con- siste en un générateur à rapport cyclique programmable ou va- riable qui est attaqué par un oscillateur à quartz. Le géné- rateur à rapport cyclique variable produit un signal carré ayant un rapport cyclique qui est déterminé conformément à la valeur des données de commande que fournit le microprocesseur. Le signal carré module une tension de référence continue con- nue, pour produire le signal de tension de décalage qui est également un signal carré, mais dont l'amplitude, en moyenne temporelle, est proportionnelle au rapport cyclique du signal de sortie du compteur. Le signal de différence que produit l'amplificateur de différence est donc un signal sous forme d'impulsions, mais un filtre est prévu pour convertir en une tension continue ce signal de différence sous forme d'impul- sions, avant qu'il ne soit appliqué à l'entrée du détecteur à fenêtre. Dans le mode de réalisation préféré de l'invention, l'oscillateur à quartz travaille à 10 MHz et il permet de commander le rapport cyclique du signal de sortie avec une résolution de 14 bits. Du fait que la fréquence de l'oscilla- teur-à quartz est très stable, la moyenne temporelle de la valeur de la tension de décalage est une fonction très stable des données de commande qui sont appliquées au générateur à -rapport cyclique variable, et on peut la régler à une valeur connue avec un degré de précision élevé. La combinaison d'un générateur à rapport cyclique variable commandé par un oscillateur d'horloge à quartz pour produire une tension de décalage de précision, avec le con- vertisseur A/N à reste circulant de l'art antérieur et le circuit de sélection automatique de gamme, permet à l'inven- tion de numériser des signaux d'entrée avec une résolution, une précision et une linéarité élevées, et cette combinaison permet en outre d'étalonner le dispositif aisément et auto- matiquement, sans réglage manuel. De plus, du fait que le dé- tecteur à fenêtre et le convertisseur A/N commandé par un oscillateur à quartz sont très stables, le convertisseur N/A de l'invention reste normalement étalonné de façon précise pendant une longue durée. Un but de l'invention est donc de procurer un con- vertisseur analogique-numérique et un procédé de conversion perfectionnés, pour numériser des tensions d'entrée avec un degré élevé de résolution, de précision et de linéarité. Un autre but de l'invention est de procurer un con- vertisseur analogique-numérique et un procédé de conversion perfectionnés, qui permetentun étalonnage aisé et qui puissent fonctionner pendant de longues durées sans nécessiter une reprise de l'étalonnage. D'autres caractéristiques et avantages de l'inven- tion seront mieux compris à la lecture de la description qui va suivre d'un mode de réalisation, donné à titre d'exemple non limitatif. La suite de la description se réfère aux des- sins annexés dans lesquels les éléments semblables sont dési- gnés par des références semblables, et dans lesquels: La figure 1 est un schéma synoptique du convertis- seur analogique-numérique de l'invention; La figure 2 est un schéma synoptique d'un détecteur à fenêtre de l'art antérieur; et La figure 3 est un schéma mixte, synoptique et dé- veloppé, qui représente de façon plus détaillée le convertis- seur analogique-numérique de la figure 1. En considérant la figure 1, on voit un convertisseur analogique-numérique à rapport cyclique variable et à détec- tion de fenêtre, 10, conforme à l'invention, qui est repré- senté sous forme de schéma synoptique et qui est conçu pour convertir une tension d'entrée analogique Vin en données nu- mériques représentatives. La tension d'entrée Vin est appli- quée à un circuit de sélection automatique de gamme 12, qui peut calibrer sélectivement la tension d'entrée en la multi- pliant par un facteur de 0, 001, 0,01, 0,1, 1, 10 ou 100, sous la dépendance de données de commande numériques appli- quées D3. La tension de sortie Vin' du circuit de sélection automatique de gamme 12 est appliquée à un amplificateur de différence 14 par l'intermédiaire d'un interrupteur S1. Un générateur de signal 16 produit un signal de tension de déca- lage Vdec qui est également appliqué à l'amplificateur de différence 24, et l'amplificateur produit une tension de sor- tie Vo qui est 100 fois supérieure à la différence entre Vin' et Vdec. La tension de sortie Vo de l'amplificateur 14 est appliquée par un autre interrupteur S2 à l'entrée d'un détec- teur à fenêtre 18, qui consiste en un convertisseur A/N à plage étroite, capable de produire des données de sortie D1 qui sont représentatives de la valeur de Vo. Le signal de sortie Vin' du circuit de sélection automatique de gamme 12 est également appliqué à l'entrée du détecteur à fenêtre 18 par l'intermédiaire d'un interrupteur S3, de façon que lors- que l'interrupteur S2 est ouvert et l'interrupteur S3 est fermé, les données de sortie D1 du détecteur à fenêtre 18 représentent la valeur de Vin', au lieu de celle de Vo. Les données de sortie numériques D1 du détecteur à fenêtre 18 sont appliquées en tant que données d'entrée à un micropro- cesseur 20 qui fournit un signal de sortie numérique D2, pour commander la valeur de la tension de sortie de décalage Vdec du générateur de signal 16. Le microprocesseur 20 produit également les données D3 qui commandent la sélection de gamme du circuit de sélection automatique de gamme 12,.et il pro- duit des signaux qui commandent les positions des interrup- teurs S1, S2 et S3. Dans le mode de réalisation préféré de l'invention, le détecteur à fenêtre 18 est un convertisseur numérique-ana- logique à reste circulant, du type décrit dans le brevet des E.U.A. n 4 555 692 précité. La figure 2 montre une représen- tation sous forme de schéma synoptique simplifié du détecteur à fenêtre 18, pour illustrer le principe de fonctionnement du détecteur à fenêtre, qui est décrit de façon plus complète dans le brevet précité. Le détecteur à fenêtre 18 comprend un convertisseur numérique-analogique 40 destiné à présenter en sortie une tension de référence Vref dont la valeur est com- mandée par des données de commande numériques Dc provenant d'un microprocesseur 42. (Dans l'invention, un seul micro- processeur peut remplir les fonctions du microprocesseur 42 de la figure 2 et du microprocesseur 20 de la figure 1.) Un signal d'entrée à numériser Vo, est appliqué par l'intermé- diaire d'un commutateur SW1 à un comparateur 44, et la ten- sion de référence Vref est appliquée à l'autre entrée du com- parateur. Le comparateur applique au microprocesseur 42 un signal de sortie Vc qui indique si la valeur de Vo dépasse la valeur de Vref. Le signal d'entrée Vo est également appliqué à une entrée d'un amplificateur de différence 46, par l'in- termédiaire du commutateur SW1, et la tension de référence Vref est appliquée à une autre entrée de l'amplificateur de différence. L'amplificateur de différence 46 produit une tension de reste Vr qui est un multiple de la différence de tension entre Vref et Vo; Cette tension de reste est mémori- sée par un circuit de mémoire 48, à la réception d'un signal de commande provenant du microprocesseur 42. La tension de reste Vr' qui est mémorisée dans le circuit de mémoire 48 peut être appliquée en tant que signal d'entrée à l'amplifi- cateur de différence 46, à la place de Vo, par l'intermédiai- re du commutateur SW1. Le commutateur SW1 est placé initialement dans la position dans laquelle il transmet à l'amplificateur 46 Vo et non Vr', et le microprocesseur 42 contrôle initialement la tension de sortie Vc du comparateur 44, tout en réglant de façon itérative la tension de sortie Vref du convertisseur , jusqu'à ce que Vref soit aussi proche que possible de Vo. Le microprocesseur mémorise ensuite la dernière valeur de Dc dans une mémoire (non représentée). La position du commuta- teur SW1 est changée pour appliquer la tension de reste Vr', au lieu de Vo, en tant que signal d'entrée pour le compara- teur 44 et l'amplificateur de différence 46. Ensuite, le mi- croprocesseur 42 règle de façon itérative la tension de sor- tie Vref du convertisseur 40, jusqu'à ce que Vref soit aussi proche que possible de la tension de reste Vr', et il enre- gistre en mémoire la nouvelle valeur de Vref. L'amplificateur de différence 46 fournit une seconde tension de resteVr qui représente la différence amplifiée entre la première tension de reste Vr' et Vref. La seconde tension de reste est mémori- sée dans le circuit de mémorisation 48, dans lequel elle rem- place la première tension de resté mémorisée Vr'. La seconde tension de reste mémorisée Vr' est appli- quée en entrée du comparateur 44 et de l'amplificateur de différence 46, et elle est mémorisée de la même manière que la première tension de reste. Ce processus est répété plu- sieurs fois, dans des conditions dans lesquelles la valeur numérique Dc de Vref correspond à chaque tension de reste successive qui est enregistrée en mémoire. Le microprocesseur multiplie ensuite les données Dc mémorisées correspondant à chaque tension de reste, par la valeur cumulée de l'amplifi- cation du reste, et il fait la somme des données mémorisées Dc, pour produire des données D1 qui sont représentatives de la valeur de Vo. En pratique, le fonctionnement de l'appareil de la figure 2 est limité à cinq itérations de génération de reste, du fait que le bruit qui est produit par l'amplifica- teur de différence 46 et d'autres composants du circuit de- vient la source prédominante de tension de reste Vr après cinq itérations. Le détecteur à fenêtre qui est décrit dans le brevet précité est réalisé en utilisant des circuits in- tégrés CMOS, ce qui procure un fonctionnement très stable vis-à-vis des variations de la température ambiante, et donne un signal de sortie numérique représentant la tension d'en- trée avec une résolution de 18 bits. Cependant, du fait des limitations de tension des circuits CMOS, le détecteur à fe- nètre 18 a une plage d'entrée relativement étroite, d'environ +/- 2 volts. Le convertisseur A/N 10 de l'invention utilise plu- sieurs fois le détecteur à fenêtre 18 dans le but de numéri- ser un signal d'entrée Vin avec une résolution très supérieu- re à 18 bits. Premièrement, pendant un fonctionnement en "mo- de de recherche", le convertisseur A/N utilise deux fois le détecteur à fenêtre pour déterminer la valeur de Vin, dans les limites de résolution du détecteur à fenêtre. Du fait que le détecteur à fenêtre a une plage d'entrée étroite, on pré- calibre initialement une tension d'entrée inconnue Vin en divisant Vin par un nombre élevé (un facteur de 1000 dans le mode de réalisation préféré de l'invention), pour produire pour le détecteur à fenêtre une tension d'entrée de "première passe" qui est comprise de façon certaine dans la plage d'en- trée de pleine échelle de +/- 2 V du détecteur à fenêtre, à condition que Vin soit comprise dans la plage de +/- 2000 V. Le détecteur à fenêtre numérise la tension d'entrée de pre- mière passe, pour produire un signal de sortie numérique de "première passe", qui est multiplié par un facteur de 1000, pour fournir une première estimation de Vin. Si Vin est in- férieure à 1000 volts, la première estimation de Vin présente une résolution relativement faible (quelque peu inférieure à la résolution de 18 bits du détecteur à fenêtre) car, bien que la tension d'entrée du détecteur à fenêtre pour la pre- mière passe soit numérisée avec une résolution de 18 bits, le pré-calibrage de Vin a donné à la tension d'entrée du détec- teur à fenêtre pour la première passe une valeur relativement proche de zéro, par rapport à la plage d'entrée de pleine échelle du détecteur à fenêtre, en particulier si Vin est très faible. Par conséquent, un ou plusieurs des bits de fort -2642242 poids du signal de sortie numérique de première passe du dé- tecteur à fenêtre seront des zéros lorsque Vin est inférieure à 1000 volts, et seuls les bits d'ordre inférieur du signal de sortie du détecteur à fenêtre pour la première passe ap- portent une information significative concernant la valeur de Vin. Après la détermination d'une valeur approchée de Vin par l'estimation de la première passe, on pré-calibre ensuite Vin avec un facteur approprié (c'est-à-dire qu'on multiplie ou on divise Vin par ce facteur), sur la base de l'estimation de première passe de Vin, pour produire une tension d'entrée de détecteur à fenêtre de "seconde passe", qui correspond à une fraction notable des limites de la plage de tension d'en- trée de +2 V ou -2 V du détecteur à fenêtre, c'est-à-dire que la tension obtenue est comprise par exemple entre 0,1 et 1,3 volt ou entre -0,1 et -1,3 volt, selon la polarité de la ten- sion d'entrée. Le détecteur à fenêtre numérise ensuite cette tension d'entrée de détecteur à fenêtre de seconde passe, pour fournir un signal de sortie numérique de "seconde passe" représentant la valeur de la tension d'entrée de seconde pas- se avec pratiquement la pleine résolution à 18 bits du détec- teur à fenêtre. Une fois que la valeur de la tension d'entrée de seconde passe est connue, on utilise une troisième fois le détecteur à fenêtre pendant un mode de fonctionnement de "mesure" du convertisseur A/N, pour produire une représenta- tion de Vin avec une résolution élevée. Dans le mode de fonctionnement de mesure, le convertisseur A/N augmente dans un rapport de 10 le facteur de pré-calibrage de la tension d'entrée Vin, pour produire une tension de "troisième passe" qui est 10 fois supérieure à la tension d'entrée de seconde passe. Cependant, le détecteur à fenêtre ne numérise pas di- rectement la tension de troisième passe. A la place, le con- vertisseur A/N estime la valeur de la tension de troisième passe en multipliant par un facteur de 10 le signal de sortie de seconde passe du détecteur à fenêtre, et il produit en- suite une tension de décalage réglée de façon précise dont la valeur est connue avec une résolution d'au moins 28 bits et de préférence d'environ 32 bits, et qui diffère d'une quanti- té prédéterminée de la valeur estimée de la tension de troi- sième passe. La tension de troisième passe est ensuite rédui- te de la quantité qui correspond à la tension de décalage (au moyen d'un amplificateur de différence), pour créer une ten- sion de différence. Cette tension de différence est amplifiée (par exemple avec un facteur de 100), et elle est ensuite ap- pliquée en entrée du détecteur à fenêtre. Le détecteur à fe- nêtre numérise cette tension de différence pendant le mode de fonctionnement de mesure du convertisseur A/N, pour produire un signal de sortie numérique de "troisième passe" qui, après * avoir été divisé par un facteur de 100, représente la diffé- rence entre la tension d'entrée de troisième passe et la ten- sion de décalage. Conformément à l'invention, la valeur de la tension de décalage est réglée de façon que la tension de différence amplifiée soit également une fraction notable de la limite de tension d'entrée de pleine échelle de +2 V du détecteur à fenêtre, c'est-à-dire qu'elle soit comprise par exemple dans la plage de 0,1 volt à +1,3 volt, afin que le détecteur à fenêtre numérise la tension de différence avec pratiquement sa pleine résolution de 18 bits. On calcule ensuite une représentation numérique à plus haute résolution de la tension de troisième passe, en divisant par 100 le signal de sortie numérique de troisième passe du détecteur à fenêtre, et en ajoutant le résultat à la valeur connue de la tension de décalage. On détermine en- suite la tension d'entrée en multipliant (ou en divisant) la valeur calculée de la tension de troisième passe conformément à l'atténuation (ou au gain) du pré-calibrage de la tension d'entrée de la troisième passe. La représentation numérique calculée de la tension de troisième passe (et donc la valeur calculée de la tension d'entrée) a une résolution beaucoup plus élevée (environ 28 bits) que la résolution du détecteur à fenêtre (18 bits), du fait que la valeur de la tension de décalage est connue avec une résolution d'au moins 28 bits, et du fait que le détecteur à fenêtre utilise pratiquement sa pleine résolution de 18 bits pour numériser la faible tension de différence amplifiée entre la tension de troisième passe et la tension de décalage. Le résultat numérique consiste dans l'ajustement approprié des bits d'ordre inférieur de la tension de décalage à 28 bits qui est nécessaire pour calcu- ler la valeur de la tension de troisième passe avec approxi- mativement une résolution de 28 bits. En considérant la figure 1, on note que le micro- processeur 20 place le convertisseur 10 dans le mode de fonctionnement de recherche, dans lequel les valeurs de pre- mière passe et de seconde passe de Vin sont déterminées, en effectuant tout d'abord les opérations qui consistent à ou- vrir les interrupteurs S1 et S2, à fermer l'interrupteur S3 et à fixer des données D3 de façon que le circuit de détec- tion automatique de gamme 12 divise la tension d'entrée Vin par 1000. La tension de première passe résultante Vin' est appliquée à l'entrée du détecteur à fenêtre 18 par l'inter- médiaire de l'interrupteur S3, et elle est ensuite numérisée par le détecteur à fenêtre avec une résolution de 18 bits. Le microprocesseur 20 détermine la valeur approchée de la tension d'entrée Vin à partir des données de sortie résultan- tes de première passe, D1, du détecteur à fenêtre, et il mo- difie le gain (ou l'atténuation) du circuit de sélection au- tomatique de gamme 12, de façon que la valeur de seconde passe de Vin' soit aussi proche que possible de +/- 1,3 volt, par exemple, ce qui représente une fraction notable de la limite de pleine échelle de +/- 2 volts de la plage d'entrée du détecteur à fenêtre. Le détecteur à fenêtre 18 numérise à nouveau Vin', pour fournir au microprocesseur 20 des don- nées D1, représentant les données de sortie numériques de seconde passe, qui indiquent une approximation de seconde passe de Vin' avec une résolution de 18 bits. Ensuite, pendant le mode de fonctionnement de mesure, le convertisseur 10 détermine plus précisément la valeur de Vin. Dans ce mode, le microprocesseur 20 ouvre l'interrupteur S3, il augmente d'un facteur de 10 le gain du circuit de sé- lection automatique de gamme 12 et, sur la base de la valeur des données de sortie du détecteur à fenêtre pour la seconde passe, D1, il règle la valeur des données D2 qui commandent le fonctionnement du générateur de signal 16, afin que le gé- nérateur de signal produise une tension de décalage Vdec telle que la différence entre Vdec et la valeur de troisième passe de Vin' soit aussi proche que possible de 0,013 volt. Le microprocesseur 20 ferme ensuite les interrupteurs S1 et S2, de façon que l'amplificateur de différence 14 produise une tension de sortie Vo égale à 100 fois la différence entre Vdec et Vin', qui est donc de l'ordre de 1,3 volt, c'est-à- dire une fraction notable de la limite de tension d'entrée de pleine échelle du détecteur à fenêtre, afin que le détecteur à fenêtre 18 numérise la tension de différence Vo avec prati- quement la pleine résolution de 18 bits. Les données de sortie numériques de troisième passe D1 représentent la différence entre Vin' et Vdec, amplifiée par le gain de 100 de l'amplificateur 14. Le microprocesseur peut donc déterminer la valeur de troisième passe de Vin', en divisant par 100 les données numériques de troisième passe D1, et en ajoutant le résultat à l'équivalent numérique de la valeur connue de Vdec, que le microprocesseur a déterminée à partir des données de commande D2. On détermine ensuite la valeur de Vin à partir de la valeur de troisième passe calcu- lée de Vin', en multipliant Vin' par le gain (ou l'atténua- tion) du circuit de sélection automatique de gamme 12. Le fonctionnement du convertisseur A/N ressortira plus clairement de l'examen de la façon selon laquelle il numérise une tension d'entrée Vin ayant par exemple la valeur de 1,23456789 volt. Pendant le mode de fonctionnement de re- cherche, le microprocesseur 20 règle initialement le circuit de sélection automatique de gamme 12 de façon qu'il divise la tension d'entrée par 1000, afin que la valeur de premièere passe de Vin' soit de 0,0123456789 volt. Cette tension d'en- trée de première passe Vin' est appliquée par l'interrupteur S3 à l'entrée du détecteur à fenêtre 18, et elle est ensuite convertie par le détecteur à fenêtre 18 en un signal de sor- tie numérique à 18 bits de première passe, D1, indiquant une tension Vin' de 0,01234 volt. Les données de première passe D1 ne contiennent pas les bits d'ordre inférieur de Vin', à cause des limitations de résolution du détecteur à fenêtre. A partir de D1, et à partir du réglage d'atténuation du cir- cuit de sélection automatique de gamme 12, le microprocesseur détermine que Vin est égale à 12,34 volts, avec une réso- lution de 3 chiffres et demi (environ 10 bits). Le micropro- cesseur 20 règle ensuite le circuit de sélection automatique de gamme 12 pour qu'il divise par 10, de façon que la valeur de seconde passe de Vin' soit de 1,23456789 volt. La tension de seconde passe Vin' est appliquée à l'entrée du détecteur à fenêtre 18 par l'intermédiaire de S3, et le détecteur à fenê- tre produit un signal de sortie numérique à 18 bits de secon- de passe, D1, indiquant une tension Vin' de seconde passe de 1,23456 volt. A partir de cette valeur de seconde passe D1, et à partir du réglage de division par 10 du circuit de sé- lection automatique de gamme, le microprocesseur 20 détermine que Vin est égale à 12,3456volts, avec une résolution de 5 chiffres et demi (environ 18 bits). A ce point, le microprocesseur 20 place le conver- tisseur 10 dans le mode de mesure, en changeant le réglage du circuit de sélection automatique de gamme 12, de façon qu'il ait un gain de troisième passe de 1 (c'est-à-dire 10 fois sa valeur de seconde passe de 0,1), afin que la valeur de troi- sième passe de Vin soit égale à 12,3456789 volts. Le micro- processeur fixe la valeur de D2 de façon que le générateur de signal 16 produise une tension de décalage Vdec de valeur connue, aussi proche que possible de 12,3326 volts (c'est-à- dire 0,13 volt moins l'estimation de seconde passe de Vin), avec une précision d'au moins 28 bits. Pour cet exemple, on suppose que Vdec a en réalité une valeur de 12,3327124 volts. Le microprocesseur ouvre également l'interrupteur S3 et il ferme les interrupteurs S1 et S2. Lorsque Vdec est égale à 12,3327124 volts et Vin' est égale à 12,3456789 volts, la tension de différence Vo que produit l'amplificateur de dif- férence 14, qui a un gain de 100, est égale à 1,29665 volt. Le détecteur à fénêtre 18 numérise Vo et le signal de sortie de troisième passe D1 du détecteur à fenêtre 18 indique que Vo est égale à 1,29665 volt avec une résolution de 5 chiffres et demi (18 bits). Le microprocesseur 20 divise 1, 29665 par , c'est-à-dire le gain de l'amplificateur 14, pour déter- miner la différence de 0,0129665 volt entre Vin' et Vdec. Du fait que le microprocesseur sait que la valeur de Vdec est égale à 12,3327124 volts, il additionne 0,0129665 à 12,3327124, pour déterminer la valeur 12,3456789 de la ten- sion d'entrée Vin avec une résolution de 8 chiffres et demi (28 bits). Sur la figure 3, le convertisseur N/A 10 de la figu- re 1 est représenté sous la forme d'un schéma synoptique et développé plus détaillé, comprenant des détails de modes de réalisation préférés du circuit de sélection automatique de gamme 12, de l'amplificateur de différence 14 et du généra- teur de signal de décalage 16. Le circuit de sélection auto- matique de gamme 12 comprend un amplificateur opérationnel 21, et la tension d'entrée Vin du circuit de sélection auto- matique de gamme 12 est appliquée à une entrée non inverseuse de l'amplificateur 21, par l'intermédiaire d'un interrupteur K1. La tension Vin est également divisée par un facteur 100 au moyen d'un diviseur de tension d'entrée 23, et le résultat divisé est appliqué à l'entrée non inverseuse de l'amplifica- teur 21 par l'intermédiaire d'un autre interrupteur K2. Le signal de sortie de l'amplificateur 21 est renvoyé vers une entrée inverseuse de l'amplificateur par l'intermédiaire d'un interrupteur K3, de façon que lorsque K3 est fermé, l'ampli- ficateur 21 ait un gain égal à l'unité. Le signal de sortie de l'amplificateur 21 est également appliqué à un réseau di- viseur à résistances 25 qui est conçu de façon à produire deux tensions qui sont également renvoyées vers l'entrée in- verseuse de l'amplificateur 21, par l'intermédiaire d'une paire d'interrupteurs respectifs K4 et K5, de façon que lors- que K4 est fermé, l'amplificateur 21 ait un gain de 10, et que lorsque l'interrupteur K5 est fermé, l'amplificateur 21 ait un gain de 100. La sortie de l'amplificateur 21 est en outre connectée à une entrée d'un interrupteur K6, et à un diviseur de tension de sortie 27 qui divise par un facteur de la tension de sortie de l'amplificateur 21, le résultat divisé étant appliqué à l'entrée d'un autre interrupteur K7. Les sorties des interrupteurs K6 et K7 sont connectées en- semble pour fournir le signal de sortie Vin' du circuit de sélection automatique de gamme. Les positions de commutation de tous les interrup- teurs K1-K7 sont commandées par des données D3 qui provien- nent du microprocesseur 20 par l'intermédiaire d'un circuit d'interface 36 de type bien connu. Les états de commutation de l'interrupteur K1 et de l'interrupteur K2 déterminent si le signal de tension d'entrée Vin est divisé initialement par un facteur de 100 avant d'être appliqué à l'amplificateur 21. L'amplificateur 21 amplifie son signal d'entrée par un facteur de 1, 10 ou 100, selon que l'interrupteur K3, K4 ou K5 est fermé, et les interrupteurs K6 et K7 déterminent si le signal de sortie de l'amplificateur 21 est divisé ou non par 10, pour produire Vin'. Ainsi, en commandant les états des interrupteurs K1-K7, le microprocesseur 20 peut régler le circuit de sélection automatique de gamme 12 de façon à produire un signal de sortie Vin' ayant une valeur qui est sélectivement égale à 1/1000, 1/100, 1/10, 1, 10 ou 100 fois la valeur du signal d'entrée Vin. Le Tableau qui suit indique des réglages appropriés pour K1- K7 pour diverses plages de tension d'entrée pendant les modes de fonctionnement de re- cherche et de mesure, ainsi que le gain résultant, Vin'/Vin, du circuit de sélection automatique de gamme 12. Dans le Ta- bleau, un symbole "+" indique que l'interrupteur est fermé et un symbole "-" indique que l'interrupteur est ouvert. TABLEAU Tension d'entrée Interrupteurs (+ ou -) en volts K1 K2 K3 K4 K5 K6 K7 Gain Mode de recherche 0,0 à 0,13 + + - + - 10 0,1 à 1,3 + - + --+ - 1 1,0 à 13 + + - + 0,1 à 130 - + + - - + - 0,01 100 à 1200 - + + - - - + 0,001 Mode de mesure 0,0 à 0,13 + - - - + + - - 0,1 à 1,3 + - - + - + - 10 1,0 à 13 + - + - - + - 1 10 à 130 - + - - - + 0,1 à 1200 - + + - - + - 0,01 L'amplificateur de différence 14 comprend une paire d'amplificateurs opérationnels 22 et 26 et un circuit de filtre 24. La tension d'entrée Vin' de l'amplificateur de différence 14 est appliquée par l'intermédiaire d'un inter- rupteur Sl et d'une résistance R1 à une entrée inverseuse de l'amplificateur 22. Une entrée non inverseuse de l'amplifi- cateur 22 est reliée à la masse. Le point de connexion entre l'interrupteur S1 et la résistance R1 est également relié à la masse par l'intermédiaire d'un autre interrupteur S5. Le signal de sortie du générateur de signal 16 est également appliqué à l'entrée inverseuse de l'amplificateur 22 par l'intermédiaire d'une autre résistance R2. Le signal de sor- tie de l'amplificateur 22 est filtré par le circuit de filtre 24 et il est ensuite renvoyé vers l'entrée inverseuse de l'amplificateur 22 par l'intermédiaire d'une résistance R3. Les valeurs de R1, R2 et R3 sont réglées de façon que l'am- plificateur 22 et le filtre 24 produisent un signal de sortie filtré Vo' ayant une valeur égale à la somme des moyennes temporelles de Vin' et Vdec. Le signal de sortie Vo' est ap- pliqué par une résistance R4 à une entrée inverseuse de l'am- plificateur 26, ayant une entrée non inverseuse reliée à la masse, et ayant une sortie qui est connectée en réaction à son entrée inverseuse par l'intermédiaire d'une résistance R5. Les valeurs de R4 et R5 sont sélectionnées de façon que le signal de sortie Vo de l'amplificateur 26 soit 100 fois supérieur à Vo'. Le générateur de signal 16 comprend un générateur à rapport cyclique variable 30 dont l'entrée d'horloge est at- taquée par une sortie de signal d'horloge d'un oscillateur à quartz à 10 MHz 32. Le générateur à rapport cyclique variable 32 est conçu de façon à produire un signal de sortie carré Vs ayant un rapport cyclique proportionnel à la valeur de données appliquées D2 qui proviennent du microprocesseur 20 (par l'intermédiaire des circuits d'interface 36). Le géné- rateur à rapport cyclique variable fait passer alternative- ment Vs à l'état haut et à l'tétat bas pendant des nombres sélectionnés de cycles de signal d'horloge de l'oscillateur 32, de la manière déterminée par les données D2. Un commuta- teur S7 est prévu pour appliquer sélectivement une tension de référence de décalage positive ou négative(+Vref ou -Vref) à un interrupteur S4. Le signal de sortie de l'interrupteur S4 est constitué par la tension de décalage Vdec mentionnée précédemment, qui est appliquée à l'entrée inverseuse de l'amplificateur 22 par l'intermédiaire de la résistance R2. La sortie de S4 est également connectée à la masse par l'in- termédiaire d'un autre interrupteur S6. La tension de sortie carrée commandée en rapport cyclique, Vs, du générateur à rapport cyclique variable 30, commande les états de commuta- tion de S4 et S6, qui s'ouvrent et se ferment avec des phases mutuellement opposées. Les états de commutation des interrup- teurs et des commutateurs S1, S2, S3, S5 et S7 sont tous com- mandés par le microprocesseur 20, par l'intermédiaire des circuits d'interface 36. Bien que la valeur instantanée de Vdec soit toujours égale à 0 ou à +/- Vref, la moyenne tem- porelle du signal Vdec est proportionnelle à son rapport cy- clique, qui est lui-même proportionnel aux données D2. On utilise le générateur de signal et l'amplifica- teur 14 pendant le mode de fonctionnement de mesure. Pendant le mode de fonctionnement de mesure du convertisseur 10, les interrupteurs S1 et S2 sont fermés, tandis que les interrup- teurs S3 et Q5 sont ouverts, et le microprocesseur 20 place le commutateur S7 dans la position dans laquelle il applique + Vref à l'interrupteur S4, si le microprocesseur détermine à partir de l'estimation de seconde passe de Vin, obtenue pendant le mode de fonctionnement de recherche précédent, que la tension Vin est négative. Inversement, le microprocesseur place le commutateur S5 sur la position dans laquelle il applique - Vref à l'interrupteur S4 s'il a été déterminé pré- cédemment que Vin était positive. Egalement pendant le mode de fonctionnement de mesure, le microprocesseur applique les données D2 au générateur à rapport cyclique variable 30, pour commander le rapport cyclique de Vs de façon que la moyenne temporelle du signal Vdec modulé en largeur d'impul- sions soit aussi proche que possible d'une valeur supérieure de 0,13 volt à la valeur de troisième passe de Vin', mais de polarité opposée. L'amplificateur 22 produit ensuite un si- gnal de sortie modulé en largeur d'impulsions dont la moyenne temporelle est proportionnelle à la somme de Vin' et de la moyenne temporelle de la valeur de Vdec. Du fait que Vin' et Vdec ont des polarités différentes, le signal de sortie de l'amplificateur 22 est proportionnel à la différence entre les valeurs absolues des deux tensions. Le signal de sortie de l'amplificateur 22 est filtré par le filtre 24 pour pro- duire un signal de sortie continu Vo' qui est amplifié par un facteur de 100 par l'amplificateur 26, pour produire Vo. Du fait que la fréquence d'horloge de l'oscillateur à quartz 32 est très stable, la valeur de la moyenne tempo- relle de la tension de décalage Vdec est une fonction très stable des données de commande qui sont appliquées au géné- rateur à rapport cyclique variable 30, et on peut régler cette moyenne temporelle à une valeur connue avec un degré de précision élevé. La combinaison d'un générateur à rapport cyclique variable dont l'entrée d'horloge est commandée par un oscillateur à quartz, pour produire une tension de déca- lage modulée en largeur d'impulsions, avec le convertisseur A/N à reste circulant de l'art antérieur et le circuit de sélection automatique de gamme, permet au convertisseur 10 de l'invention de numériser une plage étendue de tensions d'entrée avec une résolution, une précision et une linéarité élevées, et elle permet en outre d'étalonner aisément le convertisseur, sans réglage manuel de condensateurs ou de résistances variables, comme c'est habituellement nécessaire pour des convertisseurs à résolution élevée de l'art anté- rieur. Le microprocesseur étalonne automatiquement le con- vertisseur 10. Les amplificateurs opérationnels 22 et 26 de l'amplificateur de différence 14 introduisent une erreur de décalage dans la tension de sortie Vo de l'amplificateur de différence et, dans une première étape d'étalonnnage, on me- sure l'erreur de décalage de l'amplificateur de différence 14. En considérant la figure 3, on note que les interrupteurs S1 et S3 sont ouverts et les interrupteurs S2 et S5 sont fer- més, et que le rapport cyclique du générateur de signal 16 est fixé à zéro (c'est-à-dire que l'interrupteur S6 reste fermé), de façon que la tension Vdec soit égale à 0. Le si- gnal d'entrée de l'amplificateur 22 est donc égal à 0 volt, et le signal de sortie Vo de l'amplificateur 26 représente l'erreur de décalage de l'amplificateur de différence 14. Le détecteur à fenêtre 18 numérise Vo et le microprocesseur 20 enregistre dans une mémoire non volatile 34 les données de sortie D1 du détecteur à fenêtre, représentant Vo. Ensuite, le microprocesseur 20 corrige avec cette valeur d'erreur de décalage mesurée les données de sortie D1 du détecteur à fe- nêtre 18. On étalonne ensuite le détecteur à fenêtre 18 pour tenir compte d'erreurs dans les valeurs de résistances in- ternes qui sont utilisées pour produire des tensions de réfé- rence, et pour tenir compte d'erreurs de décalage ou de gain qui sont associées à des composants contenus dans le détec- teur à fenêtre 18. Le microprocesseur 20 obtient les données de sortie D1 du détecteur à fenêtre 18 sous l'effet de plu- sieurs tensions d'entrée différentes du détecteur à fenêtre, Vo, allant de -2 à +2 volts, et il utilise les résultats pour étalonner le détecteur à fenêtre 18 de la manière dé- crite dans le brevet des E.U.A. n 4 555 692 précité. On pro- duit les différentes tensions d'entrée en ouvrant les inter- rupteurs S1 et S3, en fermant l'interrupteur S5 et en utili- sant ensuite le générateur de signal 16 pour produire des tensions de décalage Vdec ayant des valeurs, en moyenne tem- porelle, qui sont comprises entre -0,02 et +0,02 volt. L'am- plificateur de différence 14 amplifie ensuite ces tensions de décalage d'un facteur de 100, il les filtre et il les appli- que ensuite en tant que signaux d'entrée Vo au détecteur à fenêtre 18, par l'intermédiaire de l'interrupteur S2. Comme décrit dans le brevet précité, le microprocesseur calcule à partir des données de sortie D1 du détecteur à fenêtre, qui sont produites sous l'effet de ces signaux d'entrée Vo, un ensemble de valeurs de "bits d'échelle" L1-L6, qui tiennent compte d'erreurs dans les résistances de précision qui sont utilisées dans le détecteur à fenêtre. Le microprocesseur calcule également à partir de ces données un facteur de cor- rection de gain E et un facteur de correction de décalage Z, qui traduisent des-erreurs éventuelles de gain ou de décalage de dispositifs qui sont incorporés dans le détecteur à fenê- tre. Le microprocesseur 20 enregistre ces facteurs L1-L6, Z et E dans la mémoire 24, en vue d'une utilisation ultérieure dans la correction des données de sortie D1 du détecteur à fenêtre, conformément à une équation d'étalonnage qui est décrite dans le brevet précité. L'étape d'étalonnage finale consiste à déterminer la relation entre un changement de la tension de décalage Vdec qui est produite par le générateur de signal 16, et des changements dans le signal d'entrée nu- mérique D2, afin d'étalonner le fonctionnement du générateur de signal. On applique en tant que tension d'entrée Vin pour le convertisseur 10 une tension standard (par exemple +10 volts) provenant d'une source de tension précise, et le con- vertisseur 10 mesure cette tension standard de la même ma- nière que n'importe quelle autre tension d'entrée. A la fin du processus de mesure, Vdec sera approximativement égale à -10,013 volts, pour décaler Vin' de la quantité appropriée, et le signal de sortie numérique Dl traduira la différence de tension entre Vdec et Vin'. On change ensuite de 1 bit les données d'entrée D2 qui sont appliquées au générateur à rapport cyclique variable, ce qui provoque un petit change- ment de la tension de différence Vo que produit l'amplifica- teur de différence 14. Le détecteur à fenêtre 18 numérise la nouvelle valeur de la tension Vo et il produit une nouvelle valeur de sortie Dl qui diffère d'une faible quantité de la valeur précédente de D1. Le microprocesseur 20 calcule en- suite la différence entre la nouvelle valeur et l'ancienne valeur de D1, corrigée par les facteurs d'étalonnage men- tionnés précédemment, et cette différence représente le poids W d'un bit des données D2, à utiliser pour le calcul de la valeur de la tension Vin'. Plus précisément, les don- nées D2 sont multipliées par W, et elles sont ensuite addi- tionnées à la valeur des données de sortie corrigées du dé- tecteur à fenêtre, D1, pour obtenir une quantité numérique représentant la tension d'entrée Vin'. On détermine ensuite Vin en multipliant (ou en divisant) Vin' par le gain (ou l'atténuation) du circuit de sélection automatique de gamme 12. Il faut noter que le processus d'étalonnage n'exige au- cun équipement externe autre qu'une source de tension stan- dard et n'exige aucun réglage manuel de moyens de commande. Le convertisseur 10 permet donc d'effectuer une conversion analogiquenumérique avec une résolution élevée pour une plage étendue de tensions d'entrée, sans exiger de grands nombres de composants de précision, et sans exiger un réglage manuel ou un équipement de test pour l'étalonnage. Il va de soi que de nombreuses modifications peu- vent être apportées au mode de réalisation décrit et repré- senté, sans sortir du cadre de l'invention. REVENDICATIONS 1. Procédé pour mesurer de façon précise un signal d'entrée, caractérisé en ce qu'il comprend les opérations suivantes: on mesure le signal d'entrée (Vin) avec un pre- mier degré de résolution, pour produire une première repré- sentation de la valeur du signal d'entrée; on décale le si- gnal d'entrée (Vin) avec un signal de décalage (Vdec) pour produire un signal de différence, la valeur du signal de décalage étant réglée de façon à différer de la valeur de la première représentation, avec un écart égal à une valeur non nulle correspondant à une proportion notable d'une limite d'une plage de signal d'entrée de pleine échelle d'un dispo- sitif de mesure de valeur de signal (18); on mesure la va- leur du signal de différence (Vo) avec le dispositif de me- sure de valeur de signal (18), pour produire une seconde re- présentation de la valeur du signal de différence; et on détermine la valeur du signal d'entrée (Vin) avec un second degré de résolution, conformément à la valeur du signal de décalage (Vdec) et à la valeur mesurée du signal de diffé- rence. 2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que le dispositif de mesure de valeur de signal (18) me- sure le signal de différence de la manière suivante: il am- plifie le signal de différence avec un facteur d'amplifica- tion prédéterminé, pour produire un signal de différence am- plifié; il mesure le signal de différence amplifié, le fac- teur d'amplification étant tel que la valeur du signal de différence amplifié est mesurée avec pratiquement la pleine résolution du dispositif de mesure de valeur de signal (18); et il détermine la valeur du signal de différence conformé- ment à la valeur mesurée du signal de différence amplifié (Vo), en combinaison avec le facteur d'amplification. 3. Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce que l'opération de mesure du signal de différence ampli- fié (Vo) comprend les opérations suivantes: on produit un signal numérique de référence; on produit un signal analogi- que de référence proportionnel au signal numérique de réfé- rence; on compare le signal de différence amplifié (Vo) avec le signal analogique de référence, et on règle le signal nu- mérique de référence pour modifier le signal de référence analogique de façon à lui donner une première valeur pour la- quelle les valeurs du signal de différence amplifié et du signal analogique de référence présentent une première rela- tion prédéterminée; on amplifie une différence entre les va- leurs du signal de différence amplifié et du signal analogi- que de référence, pour produire un signal de reste; on enre- gistre le signal de reste; on compare le signal de reste en- registré avec le signal analogique de référence, et on règle le signal numérique de référence pour modifier le signal analogique de référence, de façon à lui donner une seconde valeur pour laquelle les valeurs du signal de reste et du signal analogique de référence ont une seconde relation pré- déterminée; et on détermine la valeur du signal de différence amplifié (Vo) conformément aux valeurs des signaux numériques de référence et des signaux de reste. 4. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'opération de mesure de la valeur du signal d'entrée (Vin) avec un premier degré de résolution, pour produire une première représentation de la valeur du signal d'entrée, com- prend les opérations suivantes: on pré-calibre le signal d'entrée avec un facteur de calibrage pour produire un si- gnal d'entrée pré-calibré (Vin) dont la valeur représente une propcrtion notable de la plage de signal d'entrée de pleine échelle d'un dispositif de mesure de valeur de signal (18); on mesure le signal d'entrée précalibré avec le dispositif de mesure de valeur de signal; et on détermine la première représentation de la valeur du signal d'entrée conformément à la valeur mesurée du signal d'entrée (Vin) et au facteur de calibrage. 5. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'opération de mesure de la valeur du signal d'entrée (Vin) avec un premier degré de résolution, pour produire une première représentation de la valeur du signal d'entrée, com- prend les opérations suivantes: on pré-calibre le signal d'entrée (Vin) avec un premier facteur de calibrage, pour produire un premier signal d'entrée pré-calibré (Vin') dans la plage de signal d'entrée d'un dispositif de mesure de va- leur de signal (18); on mesure le premier signal d'entrée pré-calibré (Vin') avec le dispositif de mesure de valeur de signal (18); on précalibre le signal d'entrée avec un second facteur de pré-calibrage, pour produire un second signal d'entrée pré-calibré ayant une valeur qui représente une pro- portion notable d'une limite de la plage de signal d'entrée de pleine échelle du dispositif de mesure de valeur de si- gnal, la valeur du second facteur de pré-calibrage étant dé- terminée conformément à la valeur mesurée du premier signal d'entrée précalibré; on mesure le second signal d'entrée pré-calibré (Vin') avec le dispositif de mesure de valeur de signal (18); et on détermine la première représentation de la valeur du signal d'entrée (Vin) conformément à la valeur me- surée du second signal d'entrée pré-calibré et au second fac- teur de calibrage. 6. Procédé pour mesurer avec précision un signal d'entrée, caractérisé en ce qu'il comprend les opérations suivantes: on mesure la valeur du signal d'entrée (Vin) avec un premier degré de résolution, pour produire une première représentation de la valeur du signal d'entrée; on décale le signal d'entrée avec un signal de décalage (Vdec) pour pro- duire un signal de différence, la valeur du signal de décala- ge étant réglée de façon à différer de la valeur de la pre- mière représentation du signal d'entrée avec un écart qui, lorsqu'il est amplifié par un facteur d'amplification prédé- terminé, correspond à une proportion notable d'une limite de pleine échelle d'une plage de signal d'entrée d'un dispositif de mesure de valeur de signal (18); on amplifie le signal de différence avec le facteur d'amplification précité; on mesure la valeur du signal de différence amplifié (Vo) avec le dis- positif de mesure de valeur de signal (18); et on détermine la valeur du signal d'entrée avec un second degré de résolu- tion, conformément à la valeur du signal de décalage (Vdec) et à la valeur mesurée du signal de différence. 7. Procédé pour mesurer avec précision un signal d'entrée (Vin), caractérisé en ce qu'il comprend les opéra- tions suivantes: on pré-calibre le signal d'entrée (Vin) avec un facteur de pré-calibrage, pour produire un signal d'entrée pré-calibré (Vin') ayant une valeur qui correspond à une proportion notable d'une limite de signal d'une plage de signal d'entrée de pleine échelle d'un dispositif de me- sure de valeur de signal (18); on mesure le signal d'entrée pré-calibré avec le dispositif de mesure de valeur de signal (18), pour déterminer une première représentation de la va- leur du signal d'entrée, conformément à la valeur mesurée du signal d'entrée pré-calibré, en combinaison avec le facteur de calibrage; on décale le signal d'entrée avec un signal de décalage en modulation d'impulsions en largeur (Vdec), pour produire un signal de différence, la moyenne temporelle de la valeur du signal de décalage étant réglée de façon que la moyenne temporelle de la différence entre la valeur du si- gnal de décalage (Vdec) et la valeur de la première repré- sentation du signal d'entrée, soit une proportion notable d'une limite de la plage de signal d'entrée de pleine échel- le d'un dispositif de mesure de valeur de signal (18); on filtre et on amplifie le signal de différence; on mesure la valeur du signal de différence filtré et amplifié (Vo), avec le dispositif de mesure (18), pour déterminer la valeur du signal de différence conformément à la valeur mesurée de la différence filtrée et amplifiée, et à la valeur d'amplifica- tion du signal de différence; et on détermine la valeur du signal d'entrée (Vin) conformément à la valeur de la moyenne temporelle du signal de décalage (Vdec) et à la valeur mesu- rée du signal de différence. 8. Appareil pour mesurer de façon précise un signal d'entrée, caractérisé en ce qu'il comprend: des moyens (18) destinés à mesurer la valeur du signal d'entrée (Vin) avec un premier degré de résolution, pour produire une première représentation de la valeur du signal d'entrée; des moyens (16) destinés à décaler le signal d'entrée avec un signal de décalage (Vdec) pour produire un signal de différence, la valeur du signal de décalage étant réglée de façon à différer de la valeur de la première représentation du signal d'entrée, avec un écart qui, lorsqu'il est amplifié par un facteur d'amplification prédéterminé, correspond à une proportion notable d'une limite de pleine échelle d'une plage de signal d'entrée des moyens de mesure (18); des moyens (14) destinés à amplifier le signal de différence avec le facteur d'ampli- fication, le signal de différence amplifié (Vo) étant appli- qué aux moyens de mesure (18) et étant mesuré par ces der- niers; et des moyens (20) pour déterminer la valeur du si- gnal d'entrée (Vin) conformément à la valeur du signal de dé- calage (Vdec) et à la valeur mesurée du signal de différence amplifié (Vo). 9. Procédé pour mesurer de façon précise un signal d'entrée analogique (Vin), caractérisé en ce qu'il comprend les opérations suivantes: on produit un signal de décalage en modulation par impulsions en largeur (Vdec), ayant un rap- port cyclique qui est déterminé par des données de commande numériques appliquées (D2); on produit un signal de différen- ce de valeur proportionnelle à la moyenne temporelle de la différence entre les valeurs du signal de décalage et du si- gnal d'entrée analogique; on produit des premières données numériques (D1) représentatives de la valeur du signal de différence; et on calcule la valeur du signal d'entrée ana- logique (Vin) conformément aux valeurs des données de com- mande numériques (D2) et des premières données numériques (D1). 10. Procédé selon la revendication 9, caractérisé en ce que l'opération consistant-à produire un signal de décala- ge en modulation d'impulsions en largeur (Vdec) ayant un rap- port cyclique déterminé par des données de commande numéri- ques appliquées (D2) comprend les opérations suivantes: on produit un signal d'horloge de période constante; on produit un signal de commande binaire périodique (Vs) ayant un rap- port cyclique qui est commandé par les données de commande numériques (D2) et ayant une fréquence qui est commandée par le signal d'horloge; on applique un premier signal de réfé- rence (+Vref) de valeur constante à un interrupteur (S4); et on commande l'état de commutation de cet interrupteur (S4) avec le signal de commande binaire périodique (Vs), de façon que le premier signal de référence (+ Vref) soit modulé en largeur d'impulsions avec le rapport cyclique du signal de commande binaire périodique (Vs), pour produire ainsi le si- gnal de décalage (Vdec). 11. Procédé pour mesurer avec précision un signal d'entrée (Vin), caractérisé en ce qu'il comprend les opéra- tions suivantes: on mesure la valeur du signal d'entrée (Vin) avec un premier degré de résolution, pour produire une première représentation de la valeur du signal d'entrée; on décale ce signal d'entrée avec un signal de décalage en mo- dulation d'impulsions en largeur (Vdec), pour produire un signal de différence, la moyenne temporelle de la valeur du signal de décalage étant déterminée conformément à la valeur de la première représentation du signal d'entrée; on mesure la moyenne temporelle de la valeur du signal de différence avec un dispositif de mesure de valeur de signal (18) ; et on détermine la valeur du signal d'entrée (Vin) avec un second degré de résolution, conformément à la valeur de la moyenne temporelle du signal de décalage (Vdec) et à la valeur mesu- rée du signal de différence. 12. Procédé selon la revendication 11, caractérisé en ce que la valeur de la moyenne temporelle du signal de décalage (Vdec) est réglée de façon que la moyenne temporelle de la différence entre la valeur du signal de décalage et la valeur de la première représentation du signal d'entrée (Vin) soit une proportion notable d'une limite de la plage de si- gnal d'entrée de pleine échelle du dispositif de mesure de valeur de signal (18). 13. Dispositif pour mesurer avec précision un signal d'entrée (Vin), caractérisé en ce qu'il comprend: des moyens (18) destinés à mesurer la valeur du signal d'entrée avec un premier degré de résolution, pour produire une première re- présentation de la valeur du signal d'entrée; des moyens (16) destinés à décaler le signal d'entrée avec un signal de décalage en modulation d'impulsions en largeur (Vdec), pour produire un signal de différence, la valeur du signal de dé- calage étant déterminée conformément à la valeur de la pre- mière représentation du signal d'entrée (Vin); des moyens (14) destinés à filtrer et à amplifier le signal de diffé- rence-, le signal de différence filtré et amplifié (Vo) étant appliqué aux moyens de mesure (18) et étant mesuré par ces derniers; et des moyens (20) destinés à déterminer la valeur du signal d'entrée avec un second degré de résolution, con- formément à la valeur de la moyenne temporelle du signal de décalage (Vdec) et à la valeur de la moyenne temporelle mesu- rée du signal de différence. 14. Appareil selon la revendication 13, caractérisé en ce que les moyens de-décalage comprennent: des moyens destinés à fournir un signal de différence (+Vref) de valeur constante; un oscillateur (32) destiné à produire un signal d'horloge de période constante; des moyens (20) qui réagis- sent à la première représentation en produisant des données de commande numériques (D2); un générateur à rapport cyclique variable (30), qui fonctionne sous la dépendance du signal d'horloge de façon à produire un signal de commande binaire périodique (Vs) ayant un rapport cyclique qui est déterminé conformément à la première représentation, et ayant une pé- riode proportionnelle à la période du signal d'horloge; et des moyens de commutation (S4) qui fonctionnent sous la dé- pendance du signal de commande binaire périodique (Vs) pour moduler en largeur d'impulsions le signal de référence, pour produire ainsi le signal de décalage en modulation d'impul- sions en largeur (Vdec). 15. Circuit convertisseur analogique-numérique, ca- ractérisé en ce qu'il comprend: des moyens (16) destinés à produire un signal de décalage en modulation d'impulsions en largeur (Vdec) ayant un rapport cyclique qui est déterminé par des données de commande numériques appliquées (D2); des premiers moyens amplificateurs de différence (14) destinés à recevoir le signal de décalage (Vdec) et un signal d'entrée analogique (Vin), et à produire un signal de différence ayant une valeur proportionnelle à la moyenne temporelle de la différence entre les valeurs du signal de décalage et du signal d'entrée analogique; et des moyens (18) destinés à produire des premières données numériques (D1) représentati- ves de la valeur du signal de différence, ces premières données numériques, combinées avec les données de commande numériques, étant représentatives de la valeur du signal d'entrée analogique. 16. Circuit convertisseur analogique-numérique selon la revendication 15, caractérisé en ce que les moyens (16) destinés à produire un signal de décalage en modulation d'impulsions en largeur (Vdec), ayant un rapport cyclique qui est déterminé par des données de commande numériques appli- quées, comprennent: des moyens destinés à fournir un premier signal de référence (+Vref) de valeur constante; un oscilla- teur (32) destiné à produire un signal d'horloge de période constante; un générateur à rapport cyclique variable (30) qui fonctionne sous la dépendance du signal d'horloge et des don- nées de commande numériques (D2), pour produire un signal de commande binaire périodique (Vs) ayant un rapport cyclique qui est déterminé par les données de commande numériques, et ayant une période proportionnelle à la période du signal d'horloge; et des moyens de commutation (S4) qui fonctionnent sous la dépendance du signal de commande binaire périodique (Vs), pour moduler en largeur d'impulsions le premier signal de référence, afin de produire le signal de décalage en modu- lation d'impulsions en largeur (Vdec). 17. Circuit convertisseur analogique-numérique selon la revendication 15, caractérisé en ce que les premiers moyens amplificateurs de différence (14) comprennent: un premier amplificateur (22) qui fonctionne sous la dépendance du signal de décalage (Vdec) et du signal d'entrée analogique (Vin) de façon à décaler le signal d'entrée analogique avec le signal de décalage précité; des moyens (24) destines à filtrer le signal d'entrée décalé, pour produire ainsi un si- gnal d'entrée décalé et filtré; et un second amplificateur (26) destiné à amplifier le signal d'entrée décalé et filtré, pour produire ainsi le signal de différence (Vo). 18. Circuit convertisseur analogique-numérique selon la revendication 15, caractérisé en ce que les moyens (18) destinés à produire des premières données numériques (D1) représentatives de la valeur du signal de différence, com- prennent un convertisseur analogique-numérique à reste circu- lant. 19. Circuit convertisseur analogique-numérique ca- ractérisé en ce qu'il comprend: des moyens à gain variable (12) destinés à produire un second signal analogique de sor- tie (Vin') ayant une valeur proportionnelle à un premier si- gnal analogique d'entrée (Vin), conformément à un rapport de proportionnalité qui est déterminé par des premières données numériques appliquées aux moyens à gain variable (12); des moyens (14, 16) destinés à décaler le second signal analogi- que (Vin') d'une valeur de décalage, et à amplifier le second signal analogique décalé résultant, pour produire ainsi un signal de différence analogique (Vo), la valeur de décalage étant déterminée conformément à des secondes données numéri- ques (D2) qui sont appliquées aux moyens de décalage; des moyens (18) destinés à produire des troisièmes données numé- riques représentatives de la valeur du signal de différence; et des moyens (20) qui sont connectés de façon à recevoir les troisièmes données numériques, pour produire les premiè- res et secondes données numériques, et pour produire des quatrièmes données numériques représentatives de la valeur du premier signal analogique (Vin), la valeur des quatrièmes données numériques étant une fonction de la valeur de décala- ge qui est déterminée par les secondes données numériques, par la valeur des troisièmes données numériques et par la va- leur du rapport de proportionnalité déterminé par les premiè- res données numériques.