Brevet FR2648231A1 — publié le 19901214

Procédé et dispositif d'imagerie ultra-sonore d'objets en milieu liquide L'invention concerne les procédés et dispositifs d'imagerie ultrasonore mettant en oeuvre un réseau linéaire ou matriciel de transducteurs et un bloc électronique émetteur/récepteur qui est associé aux transducteurs par l'intermédiaire de moyens imposant aux signaux émis un retard ou un déphasage qui varie avec les transducteurs suivant une loi qui réalise une focalisation à une distance déterminée en tenant compte des différences de parcours. Elle concerne plus particulièrement ceux de ces procédés et dispositifs qui sont destinés à être utilisés en milieu liquide, et notamment marin, pour détecter des objets relativement éloignés, comparés à ceux détectés en imagerie médicale par exemple. On connaît déja des dispositifs de ce genre. Certains utilisent des moyens de création de retard, par des techniques numériques. La nécessité de disposer d'un nombre minimum d'échantillons par période fait qu'ils ne sont utilisés directement que pour les fréquences basses adaptées pour l'imagerie marine a très grande portée, notamment en bathymétrie océanique. D'autres, fonctionnant à des fréquences plus élevées, utilisent des moyens analogiques. Si par exemple il y a émission d'un signal de fréquence w et d'enveloppe temporelle A(t), représentable par E(t) - A(t) . exp t-2Jwt] (1) la contribution du transducteur d'ordre i au signal d'écho fourni par une cible ponctuelle sera, à un facteur près Ri(t)#A(t-#i/c) . exp [-2j@v(t-#i/c)] (2) 6i/c étant le temps de parcours, égal à la distance divisée par la célérité dans le milieu liquide. Deux méthodes sont classiquement utilisées pour compenser les retards #i/c. L'une consiste à retarder le signal reçu par chaque transducteur i de #0 - #i/c, où 0 est un temps constant. L'autre consiste à compenser les déphasages ; en pratique, elle est mise en oeuvre en appliquant aux signaux reçus un retard choisi parmi un nombre fini de retards tous compris entre 0 et 1/, Cette technique, décrite dans le document FR-A-2 292 978, a l'avantage de la simplicité. En contrepartie, elle augmente les lobes secondaires et gêne le fonctionnement à fréquence variable. La fiabilité et la précision des techniques numériques rend souhaitable d'étendre leur application à l'imagerie aux fréquences ultra-sonores relativement élevées requises pour les portées moyennes et faibles. A titre indicatif, les dispositifs d'imagerie frontale en milieu marin fonctionnent dans une plage comprise entre 600 et 900 kHz et les sonars de pêche multifaisceaux entre 75 et 130 kHz. Une solution pour réduire la fréquence de travail du bloc électronique consiste à soumettre les signaux fournis par les transducteurs à une détection superhétérodyne à l'aide d'un signal de référence de fréquence wRt ce qui permet de passer de la fréquence du signal à une fréquence R - vR plus faible, en général d'au moins un ordre de grandeur, que l'on peut traiter numériquement. Si on soumet les signaux Ri à une telle détection super-hétérodyne, on obtient, pour le transducteur d'ordre i, un signal R'i(t) de la forme R'i(t) # A(t-#i/c).exp[2j@(v-vR) t - v #i/c] (3) qui est numérisable si vR est choisie de façon à ramener v~ = | v-vR | à une valeur beaucoup plus faible (pratiquement 10 à 100 fois plus faible) que , et peut donc être retardé par des techniques numériques. Par ailleurs, R'i conserve l'information de phase de Ri : on peut en conséquence calculer, pour tous les R'i, les déphasages à apporter pour permettre de sommer ensuite les signaux. Mais, comme on l'a vu plus haut, la sommation de signaux après simple compensation de phase (comparable a une compensation des retards modulo 1/v~) renforce les lobes secondaires ; au surplus, les déphasages calculés ne sont valables que pour une seule fréquence. L'invention vise notamment à fournir un procédé d'imagerie ultra-sonore à réduction de fréquence par détection super-hétérodyne qui écarte cet inconvénient dans une large mesure. Dans ce but, l'invention propose de retarder les signaux de réception R'i(t) de retards T " i #"i = #"0 - [v/(v-vR)].#i/c #"i = #"0 - &alpha; #i/c, avec &alpha; = v/v~ (4) Les retards T"i comportent un terme constant majorant tous les retards et un terme constitué du retard du au temps de parcours, multiplié par le facteur de réduction de fréquence ; ce second terme peut avoir une valeur dépassant largement la période basse fréquence il 11 il ne constitue donc pas une simple compensation de phase. Les signaux finalement obtenus R"i sont de la forme R"i = Ri(t-#"i) # A[t-#"0 + (&alpha;-1) #i/c].exp [-2j@v~(t-#"0)] (5) Grâce a ce mode de compensation, on fait disparaire les discontinuités du retard apporté à l'enveloppe A, lorsqu'on effectue une compensation de phase par l'adjonction de retards modulo 1/ ~. Le procédé qui vient d'être défini présente cependant une limitation, qui peut étre genante lorsque les décalages temporels atteignent plusieurs fois la durée de la fréquence 1/ ~ : l'étalement temporel du signal lors de la reconstruction par sommation des R"i peut dégrader la résolution longitudinale. C'est pourquoi le procédé proposé intéresse surtout l'imagerie sous marine où la résolution longitudinale requise excède en général de beaucoup la longeur d'onde acoustique utilisée, permettant de ce fait de faire appel à des valeurs a de réduction de fréquence relativement élevées, comme il est indiqué plus loin. En donnant au signal d'émission appliqué aux transducteurs une enveloppe temporelle A(t) apodisée, croissante jusqua un maximum (qui peut être conservé sur un nombre de périodes 1/ dépendant du nombre total de périodes du train émis, pratiquement toujours supérieur à 100) puis décroissante, on peut notablement réduire les lobes secondaires associés à la focalisation. Souvent, une forme parabolique ou, mieux, en cosinus surélevé, donne des résultats satisfaisants. Cette forme peut être modélisée sous forme polynomiale. Plus généralement, l'enveloppe est choisie telle que la sommation des signaux Ri(t-T"i) donne une focalisation ayant les lobes secondaires les plus faibles. Plus la valeur de a est élevée et plus le procédé se prête à la réalisation des retards par des techniques numériques. On retiendra donc en général la valeur de a la plus grande compatible avec la résolution longitudinale à obtenir, souvent de l'ordre de quelques décimètres pour l'imagerie a grande distance (sonars multifaisceaux de bathymétrie ou de pèche), de quelques centimètres pour l'imagerie à faible portée (imagerie frontale ou caméra ultrasonore portant à quelques mètres ou quelques dizaines de mètres), qui est fixée par la cadence d'échantillonnage. Pour sélectionner a, dont on verra plus loin qu'il peut être positif (si ~ est inférieur à v) ou négatif, on peut considérer que, en général - la durée du signal d'émission doit correspondre à au moins quatre oscillations à basse fréquence v~ ; - la résolution longitudinale diminue si la durée de l'émission augmente ; - l'échantillonnage numérique convenable pour les signaux basse fréquence est de l'ordre de 16 par oscillation, ce qui revient à des retards numériques programmés avec une précision de 1/32". La qualité de la focalisation obtenue est alors équivalente à celle donnée par un traitement classique de compensation de retards avec la précision T/32 où T est la période du signal ultrasonore lui-même. Pour une valeur élevée de a, le traitement numérique est considérablement facilité, la cadence de numérisation et le nombre d'oscillations - et donc d'échantillons - étant réduits dans le rapport a, Si on conserve cette valeur optimale, les mêmes retards, qui varient en proportion de 6i/c, programmes une fois pour toutes, peuvent etre utilisés quelle que soit la fréquence dans la plage autorisée par les transducteurs. I1 suffit pour cela d'adopter une fréquence vR qui varie avec suivant la relation vR - 9(l-l/a) (6) On peut ainsi de façon simple modifier la fréquence de travail et faire une exploration à fréquence variable. On peut indiquer qu'en général une valeur de a comprise entre 10 et 20 donnera des résultats satisfaisants pour un sonar de peche ; mais a peut aller jusqu'a 100 pour un imageur frontal, fonctionnant à fréquence plus élevée. Le procédé suivant l'invention se prete par ailleurs à une focalisation dynamique, c'est-à-dire à une modification instantanée de la mise au point pour une plage importante de profondeur z mesurée à partir de la matrice de transducteurs. En effet, dans l'approximation de Fresnel, les différences ##i entre les longueurs de parcours #i pour le transducteur d'ordre i et o0 pour un transducteur de référence (par exemple le plus rapproche), pour une direction de visée constante, varient en restant proportionnelles entre elles. On a ##i(z) = #(z) . ##i(z0) (7) étant la variation de 6 et A(z) étant une fonction de z qui est entièrement déterminée par la géométrie de répartition des transducteurs et qui est égale à 1 pour z - z0. Les retards qui assurent la focalisation d distance z0, avec un rapport de fréquence &alpha;0 lié à la fréquence de référence vR0 par vR0 = v(1-1/&alpha;0), l'assurent également à une toute autre distance z si on adopte une fréquence de référence v'R, modifiée par rapport a vR donnée par la formule (6), du fait que la valeur a(z) utilisée pour a dépend de z suivant la relation &alpha;(z) = &alpha;0[##i(z0) / ##i(z)] c'est-à-dire : a(z) r aO / #(z) (8) Pour cela, dans ce mode de mise en oeuvre du procédé, on fait varier la fréquence de référence vR au fur et à mesure que les signaux d'écho sont reçus par les transducteurs, de façon que la condition (8) reste respectée. Enfin, il faut remarquer que, à condition d'agir simultanément sur l'amplitude et la fréquence du signal de référence, l'invention permet simultanément de - commander le gain de réception, - assurer une focalisation dynamique. Si par exemple les transducteurs sont répartis sur un arc de cercle de rayon , il est possible de maintenir la focalisation pour une mise au point allant de la profondeur de z0 (à partir du transducteur central) jusqu'à l'infini en adoptant une loi de variation des retards avec X(z)= [(1/#) + (1/Z)) / t(l/P) + (1-z0)] 'R reste toujours très proche de wRw ses variations étant d'un ordre de grandeur inférieur à l'écart ~ v - vR0 ; 'R est en effet donnée par la formule : v'R(z) = vR0 [1- (#(z) / &alpha;0) ] / (1-1/&alpha;0) (9) I1 faut enfin remarquer que vR peut être supérieur à ", ce qui conduit à une valeur négative de a et à un renversement des retards a i/c à utiliser dans le traitement. L'invention propose également un dispositif d'imagerie ultrasonore de détection d'objets éloignés en milieu liquide et notamment marin, comprenant un réseau linéaire ou matriciel de transducteurs et un bloc électronique émetteur/récepteur associé aux transducteurs par l'intermédiaire de moyens de retard, comprenant des moyens pour soumettre les signaux fournis par les transducteurs à une détection super-hétérodyne à partir d'un signal à fréquence de référence, des moyens pour numériser le signal à fréquence réduite obtenu par conversion analogique-numérique, des moyens pour retarder les signaux de réception de retards respectifs qui diffèrent entre eux des retards dus au temps de parcours multipliés par le facteur de réduction de fréquence. L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui suit d'un mode particulier de réalisation, donné à titre d'exemple non limitatif. La description se réfère aux dessins qui l'accompagnent, dans lesquels - la Figure 1 est un schéma de principe montrant une répartition possible des transducteurs d'un dispositif d'imagerie suivant un arc de cercle, cinq transducteurs étant utilisés simultanément pour former une image avec focalisation sur un point F, à distance z0 - la Figure 2 est un schéma synoptique d'une chaine de traitement numérique des échos pour dispositif d'imagerie, assurant une focalisation - la Figure 3 montre l'allure d'une enveloppe A(t) assurant une apodisation - la Figure 4 est un schéma synoptique d'un circuit d'émission qui peut être associé à la chaine de réception de la Figure 2. La répartition de transducteurs 10 schématisée en Figure 1 est fréquemment utilisée dans un dispositif d'imagerie sous-marine frontale à moyenne distance. Les transducteurs 10o,..., 10i,..., 10n sont répartis régulièrement sur un arc de cercle. En général, les transducteurs ne sont pas tous utilisés à la fois. Seul un groupe donnant une ouverture jugée suffisante et faisant face à la direction visée est utilisé. En imagerie frontale, on peut ainsi faire appel à une base circulaire de soixante quatre transducteurs et constituer l'image par soixante quatre voies préformées constituées à partir de groupes de vingt à quarante transducteurs. Pour un sonar de péche multifaisceaux, l'image peut être faite à partir d'un nombre plus réduit de voies préformées, par exemple 16. La chaîne montrée en Figure 1 est destinée à être incorporée dans un tel dispositif comportant également un émetteur d'excitation des transducteurs 10 qui peut être de constitution classique mais a avantageusement la constitution qui sera décrite plus loin en faisant référence à la Figure 4. Le signal d'écho Ri provenant du transducteur 10i par exemple est soumis à détection super-hétérodyne dans un bloc comportant un multiplieur 12i qui reçoit également le signal à fréquence de référence vR et un filtre passe-bas 14i. Le signal à basse fréquence résultant R'i est transmis par un multiplexeur 16 à un convertisseur analogique/numérique ou CAN 18 cadencé par les signaux d'horloge fournis par une base de temps 19. Le CAN traite les signaux provenant de plusieurs transducteurs 10. Le nombre maximum nO de transducteurs auxquels peut être associé un meme CAN dépend de la cadence maximale possible d'écriture dans une mémoire vive à lecture-écriture 20 qui reçoit les échantillons numérisés fournis par le CAN 18. Si on désigne par v~ la fréquence des signaux R'i et par N le nombre d'échantillons prélevés par période basse fréquence l/ ~, le produit nO N - ne doit pas dépasser la cadence maximale d'écriture en mémoire 20. Pratiquement, N est en général égal à 16 et on sera souvent amené à affecter un même CAN à nO = 4, 8 ou 16 transducteurs avec les technologies disponibles à l'heure actuelle. La commande du multiplexeur 16 et l'adressage d'écriture, dans la mémoire 20, des échantillons fournis par le CAN 18 sont commandés par un circuit d'adressage 22 qui sélectionne chaque transducteur 10 à son tour. Lorsque le nombre nO de transducteurs est inférieur au nombre de transducteurs mis en oeuvre simultanément pour réaliser l'image, ces nO transducteurs ne sont pas adjacents, mais régulièrement répartis sur l'ensemble de la matrice, circulaire dans le cas illustré en Figure 1. Dans ce qui suit, on supposera, pour plus de simplicité, que la chaîne de traitement comporte un seul CAN 18. Mais les adjonctions a effectuer pour traiter les échantillons en provenance de plusieurs CAN apparaissent immédiatement. 1. On supposera tout d'abord que l'image doit etre reconstituée à partir d'un nombre élevé de voies de réception : c'est le cas de l'imagerie frontale. I1 est dans ce cas nécessaire d'écrire les échantillons en mémoire 20 pendant le temps de retour des échos et de faire une lecture et un traitement différés, qui doivent intervenir aussi rapidement que possible. Les circuits de lecture de la chalne montrée en Figure 2 préforment chacune des voies pour chaque transducteur mis en oeuvre, chaque voie préformée intéresse un groupe de transducteurs pondérés selon une loi, par exemple de variation parabolique ou en cosinus déplacé, ce afin de réduire les lobes secondaires. Les retards associés à chaque voie préformée permettent de focaliser dans une direction qui peut être oblique d'un angle W relativement à la direction normale au groupe retenu, comme il est indiqué à la figure 1, ce qui peut être indispensable pour les directions de focalisation extrêmes de l'image. Pour un transducteur, une voie préformée est traduite par un coefficient de pondération d'apodisation (éventuellement nul si ce transducteur n'appartient pas au groupe retenu), et par un retard. Le circuit de lecture des nO transducteurs traités par chaque circuit comporte deux mémoires programmées, où sont stockées les MnO informations de coefficients d'apodisation (mémoire 26) et de retard (mémoire 34) associés aux M voies préformées envisagées. I1 peut etre avantageux, en général, de prévoir un nombre M de voies préformées supérieur au nombre retenu effectivement pour constituer l'image, ce qui permet de modifier celle-ci très souplement, grâce au circuit 28 adressant les mémoires 26 et 34 pour sélectionner la voie préformée lue. Un adressage complémentaire, fourni par la carte pilote 22, détermine celui des nO transducteurs qui est lu, adressage concernant également la mémoire vive 20. L'information de retard, délivrée par la mémoire 26 à la lecture seulement, est additionnée par l'additionneur 30 à une adresse séquentielle fournie par la carte pilote 24, en sorte que l'adresse de lecture est modifiée relativement d celle d'écriture, ce qui équivaut au retard souhaité avec une précision liée à l'échantillonnage d'écriture. L'échantillon lu 32 à la sortie de la mémoire vive 20 est alors multiplié par le coefficient d'apodisation délivré par la mémoire 34. Tous les produits élémentaires formés dans le multiplieur 36 sont accumulés, pour un même transducteur, dans un accumulateur 38. Le résultat final est stocké dans un registre 40. Le signal de sortie correspondant à une voie préformée est construit par addition en 41 de tous les résultats stockés dans les registres 40 des p circuits semblables travaillant en parallele pour traiter simultanément les pnO transducteurs de la base. Le signal numérique résultant subit alors un traitement classique de détection et compression numériques pour fournir l'information d'image. 2. Si le nombre de voies préformées est faible7 ce qui peut être le cas pour un sonar de pêche, il n'est plus nécessaire de mémoriser toutes les informations reçues pour les traiter en temps différé. La lecture peut s'effectuer en temps réel en partageant le temps entre l'écriture et la lecture, ce qui réduit la complexité de la mémoire vive 20 puisque cette mémoire n'a plus à stocker d ' informations pendant un temps supérieur au retard maximal exigé par la focalisation. A titre d'exemple, on peut indiquer qu'un imageur comprenant n 5 32 transducteurs, avec lecture simultanée de seize voies préformées, a été réalisé. Le dispositif comportait deux branches ayant chacune un multiplexeur 16 à seize entrées et un convertisseur analogique/numérique 18. Le temps était partagé entre une opération d'écriture et trois opérations de lecture. Les signaux de voies préformées étaient reconstruits à partir de quatre échantillons par oscillation basse fréquence, alors que 16 échantillons étaient écrits : l'expérience a montré qu'on obtient encore ainsi un résultat acceptable. Les coefficients d'apodisation fournis par la mémoire morte 34 peuvent notamment avoir l'allure générale d'une parabole ou d'un cosinus surélevé montré en Figure 3. I1 faut remarquer que, quel que soit le mode de réalisation adopté, le circuit 28 peut etre prévu pour ne retenir, lors de la restitution, que certaines seulement des voies de réception mémorisées. On peut ainsi notamment - effectuer une opération de zoom réduisant l'exploration de l'image à une fraction seulement de l'espace représentable, ou - modifier automatiquement le groupe de voies préformées affecté à la constitution de l'image, afin de compenser le roulis d'un bateau de surface sur lequel est monté le dispositif. Par élimination de certaines des fonctions que remplit le dispositif de la Figure 2, on peut effectuer aussi une focalisation numérique par compensation de retard de type classique, par exemple sur un imageur de très grande portée, à fréquence basse, explorant les fonds océaniques : ce mode de fonctionnement correspond au cas particulier ou. a - 1, la détection super-hétérodyne étant omise. Le circuit de la Figure 4 peut être associé à celui de la Figure 3 pour fournir le signal d'émission E(t) et le signal de référence à fréquence VR. I1 comporte également des moyens pour effectuer une correction fine de fréquence de référence permettant de respecter la relation (8) ci-dessus, moyens qui peuvent etre omis dans des modes de réalisation simplifiés. Le circuit comprend un oscillateur 44 qui, dans le mode de réalisation illustré, est commandé par la tension appliquée sur son entrée 46 et peut être constitué par un multivibrateur. Cet oscillateur fournit un signal périodique constitué par des créneaux oscillant entre deux valeurs binaires, à une fréquence vP supérieure d'au moins un ordre de grandeur à la fréquence Ce signal binaire est appliqué à un diviseur 48 programmable, qui fournit sur sa sortie une fréquence /k lorsqu'il reçoit un signal présentant un premier niveau logique sur son entrée de commande 50, un signal de sortie à fréquence vp/(k+l) lorsque le niveau logique à son entrée de commande est égal à 0. Un tel diviseur permet de générer de façon simple les fréquences d'émission et vR de référence ayant pour valeur . vp/k.m vR = vP/[(k+1)m] où m est un nombre entier prédéterminé. Dans ce cas, la valeur a intervenant dans la formule (4) ci-dessus est égale à k + 1. On peut également permuter et vR et, dans ce cas, a est égal à -k. Dans la pratique, on adopte généralement pour m, qui est le nombre d'échantillons par période du signal basse fréquence, une valeur égale à 8 ou 16. La sortie du diviseur 48 est appliquée à une chaîne de reconstitution de signal sinusoidal, qui comporte un compteur 52 de capacité m, qui attaque l'entrée d'adressage d'une mémoire morte programmée de façon à synthétiser une sinusolde en sortie, sous forme de m échantillons par période. Le signal numérique fourni par la mémoire 54 est mis sous forme analogique par un convertisseur numérique/analogique ou CNA 56. On voit que le CNA 56 fournit, pendant l'application d'un niveau 1 sur l'entrée de commande du diviseur 48, un signal sinusoïdal à fréquence ". Un commutateur 50, qui reçoit également la commande logique d'émission et de réception, oriente alors la sinusoïde vers une chaine d'émission du signal E(t). La chaîne montrée schématiquement en Figure 4 permet d'apodiser le signal de façon à éviter.l'étalement temporel du signal lors de la reconstitution. Dans ce but, la chaîne comprend un multiplieur hybride 60 ayant une entrée analogique qui reçoit la sinusoïde synthétisée et une entrée numérique reliée à la sortie d'une mémoire morte programmée 62. Un générateur de séquence d'émission 64, mis en action parla commande logique d'émission et cadencé par la base de temps, permet d'obtenir, à la sortie du multiplieur hybride 60, un signal ayant l'allure montrée en Figure 3, ce qui améliore l'apodisation de la focalisation effectuée à la réception. Une chaine de génération du signal de référence à fréquence wRf alimentée par le commutateur 58 lorsque la commande logique d'émission est au niveau bas, a une constitution similaire à celle de la chaîne d'émission. Elle comporte encore un multiplieur hybride 66 et une mémoire morte 68 cadencée par un générateur 70 de séquence de réception. La mémoire 68 est programmée de façon à provoquer une variation d'amplitude de vR provoquant une variation de gain temporelle compensant la réduction du niveau des échos lointains due à l'absorption du milieu liquide. La correction fine de fréquence de référence est assurée, dans le circuit de la Figure 4, par addition, à un signal de niveau fixe 72 de commande de fréquence, d'un niveau variable au cours de la séquence de réception. Pour cela, le circuit comprend un additionneur 74 dont la sortie alimente l'entrée 46 de l'oscillateur 44. Cet additionneur reçoit, sur une entrée, le signal de commande de fréquence 72 et, sur l'autre entrée, la sortie d'un convertisseur numérique/analogique 76 relié à la sortie d'une mémoire morte programmée de stockage des coefficients de correction, dont le contenu est adressé séquentiellement par le générateur de séquences de réception 70. Le dispositif dont les composants concernés par l'invention viennent d'etre décrits peut être complété par des moyens de type connu et on pourra notamment se reporter, pour trouver une description d'exemple de ces moyens, aux documents FR-A-2 492 982 (demande 80 22880) et FR-A-2 472 753 (demande 79 32097). REVENDICATIONS 1. Procédé d'imagerie ultrasonore de détection d'objets relativement éloignés en milieu liquide, notamment marin, mettant en oeuvre un réseau linéaire ou matriciel de transducteurs (10) et un bloc électronique émetteur-récepteur qui est associé aux transducteurs par l'intermédiaire de moyens imposant aux signaux reçus des retards destinés à créer une focalisation à distance déterminée, suivant lequel on soumet les signaux fournis par les transducteurs à une détection super-hétérodyne les faisant passer d'une fréquence w à une fréquence v~ = v-vR plus faible d'un ordre de grandeur au moins, caractérisé en ce que l'on soumet les signaux de réception R'i(t) obtenus par détection super-hétérodyne à des retards de la forme #"i = #"0 - #"i = "0 - Q oi/cv avec a r où "0 est un terme constant, a = "j', si est le temps de parcours jusqu'au point de focalisation et c est la vitesse des ultrasons dans le milieu. 2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'on donne au signal appliqué aux transducteurs une enveloppe temporelle A(t) apodisée, croissante jusqu'à un maximum puis décroissante, améliorant l'apodisation de la focalisation lors de la reconstitution par sommation des signaux retardés. 3. Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce que ladite enveloppe est de forme parabolique ou en cosinus surélevé et est modélisée sous forme polynomiale. 4. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'on assure une focalisation dynamique en profondeur par modification progressive de &alpha;. 5. Dispositif d'imagerie ultrasonore de détection d'objets éloignés en milieu liquide et notamment marin, comprenant un réseau linéaire ou matriciel de transducteurs (100,..., 10i,..., 10n) et un bloc électronique émetteur/récepteur associé aux transducteurs par l'intermédiaire de moyens de retard, comprenant des moyens (12, 14) pour soumettre les signaux fournis par les transducteurs à une détection superhétérodyne à partir d'un signal à fréquence de référence ( R) des moyens (18) pour numériser le signal à fréquence réduite (v~) obtenu par conversion analogiquenumérique, des moyens (20-30) pour retarder les signaux de réception R'i(t) de retards respectifs qui diffèrent entre eux des retards dus aux temps de parcours multipliés par le facteur de réduction de fréquence.