Brevet FR2644314A1 — publié le 19900914

DISPOSITIF ELECTRONI0UE DE DéMARRAGE ET D'ALIMENTATION POUR TUBES FLUORESCENTS A ELECTRODES PRECHAUFFABLES La présente invention est relative à un dispositif électronique de démarrage et d'alimentation pour lampes à décharge dans un gaz ou vapeur munies de deux électrodes préchauffables tels que tubes fluorescents. Primitivement, un tube fluorescent était branché en parallèle à un starter et cet ensemble était connecté avec une inductance en série au réseau soit à un courant alternatif de 280 V, 50 ou 60 Hz . Le démarrage étant aléatoire et la consommation en énergie de l'inductance pendant le régime de fonctionnement étant très fort, on s'est orienté par la suite vers des circuits électroniques générant une haute fréquence d'alimentation de manière plus fiable et plus économique. De multiples dispositifs ont ainsi permis d'améliorer sensiblement le rendement global de ces tubes fluorescents. La majorité de ces dispositifs fonctionnent suivant un principe de conversion du courant alternatif basse fréquence du secteur en courant continu, lui-méme reconverti en courant alternatif haute fréquence. Un nouveau phénomène parasite apparatt alors du fait que la conversion courant alternatif/courant continu s'effectue normalement grâce à l'utilisation de quatre diodes montées en pont de Graetz suivi d'un filtrage du courant pulsé unidirectionnel résultant à l'aide d'un condensateur de valeur obligatoirement élévée. En effet, on peut observer que l'absorption de courant sur le réseau électrique alternatif se présente dans le temps sous la forme d'une suite de pics correspondants au maximum des alternances, soit au moment où la tension secteur dépasse la tension présente aux bornes du condensateur de filtrage.En d'autres termes, ce condensateur de filtrage alimentant les circuits électroniques conserve en permanence la majorité de sa charge ce qui résulte en de longues périodes de nonconsommation d'énergie du secteur, suivit de brefs moments de recharge. Ces appels de courant étant usuellement faibles, il n'en résulte alors aucune modification perceptible de la forme de la tension secteur en fonction du temps. Toutefois, tel n'est plus tout-à-fait le cas lorsque l'on envisage l'installation d'un nombre important de dispositifs dans un båtiment. Alors, l'intensité totale au niveau de l'ensemble du bâtiment à fournir ponctuellement n'est plus négligeable. Ceci a comme conséquence une déformation notable de la forme de la tension au maximum des alternances, soit l'apparition d'harmoniques de basse fréquence de prédominance impaire. Vis-à-vis du réseau électrique, cet effet est inacceptable. De plus, de récents décrets de normes électriques définissent la valeur maximale des harmoniques autorisées vis-à-vis du courant à 25 X de la valeur efficace de ce courant pour une harmonique de rang 3 soit 150 Hz. Pour obvier ce problème, plusieurs solutions sont actuellement utilisées. Une première solution consiste & ajouter sur la ligne secteur une inductance L formant avec le condensateur C de filtrage un filtre passe-bas de seuil égal & 150 Hz. Le calcul usuel de la fréquence de résonnance pour un circuit LC montre rapidement que pour une valeur de condensateur C elevée la valeur de l'inductance L doit litre aussi. Il apparat alors une chute de potentiel importante aux bornes de cette inductance soit une perte d'énergie dégagée en chaleur par effet joule ce qui revient au même inconvénient que les circuits de branchement primitifs. Une seconde alternative consiste en l'utilisation d'un transformateur de rapport 1/1 réalisant une isolation galvanique. Mais là aussi, des pertes d'énergie par effet joule sont constatées. Une dernière solution consiste à réaliser un premier découpage haute fréquence des alternances basse fréquence du secteur avant redressement ce qui permet d'obtenir effectivement une isolation galvanique empêchant le retour d'harmonique sur le réseau d'alimentation mais complique le dispositif général et limite le rendement global. La solution idéale consiste en fait à s'affranchir de ce condensateur de filtrage générateur de parasite, ou du moins de le réduire à une très faible valeur. Ceci a comme conséquence immédiate que la tension d'alimentation des circuits électroniques reste alternative avec chaque période équivalent à une pure fonction sinusoidale positive (soit correspondante à des valeurs d'angles d'entrée allant de 0 à 1800). Ainsi, cette tension d'alimentation passe cycliquement par une valeur quasiment nulle. On constate alors qu'une telle forme de tension devient impropre à alimenter les dispositifs électroniques pour de tubes fluorescents connus. En effet, soit considéré un premier type de dispositif dit "auto-oscillant" tel, par exemple, celui décrit dans l'exposé FR 2 599 208. Ce dispositif est essentiellement constitué d'un circuit de charge comprenant une inductance branchée en série avec un tube fluorescent et un condensateur branché entre les bornes de ce même tube , deux transistors montés en "push-pull" entre les bornes d'alimentation et reliés en leur point commun au circuit de charge par l'intermédiaire d'un petit transformateur dont les deux secondaires permettent de prélever un signal alternatif haute fréquence de contre-réaction pilotant ces deux transistors. Ce dispositif comprend de plus un circuit générant une impulsion de démarrage.Alors, le passage régulier de la tension d'alimentation à une valeur quasiment nulle ne permet plus d'assurer par les deux secondaires du transformateur un minimum de tension sur les grilles de ces transistors qui cessent de fonctionner. Le cycle complet de démarrage décrit doit alors se répéter à chaque alternance de la tension d'alimentation soit 100 fois par seconde. Quand bien même on laisserait ce cycle de démarrage se répéter avec de réels risques de ratés, il en résulterait aussi l'apparition de sonorités conséquentes de fréquence 100 Hz polluantes. Un second type de dispositif électronique comprend un oscillateur indépendant alimentant au travers d'un étage d'amplification un circuit de charge résonnant qui fournit & un ou plusieurs tubes fluorescents l'énergie électrique adaptée au démarrage et au maintien en condition allumée. Dans les dispositifs de ce type, décrit par exemple dans les exposés FR 2 520 575 et EP 0 065 794, on retrouve comme précédemment un étage d'amplification comprenant deux transistors de puissance montés en série entre les bornes d'alimentation et un circuit de charge branché en leur point commun, lequel circuit inclut un condensateur branché en parallèle avec un tube fluorescent et une inductance montée avec ce méme tube.Plus particulièrement dans ces circuits, l'élément de commande de ces transistors, bases ou grilles, est contrôlé par un circuit oscillant indépendant saturant alternativement l'un puis l'autre transistor. Tel qu'expliqué dans ces exposés, il est de plus apparu nécessaire de prévoir un second circuit indépendant modifiant la fréquence de l'oscillateur au cours du démarrage du dispositif afin de réaliser une première phase de préchauffage, une seconde phase d'amorçage et une dernier phase de fonctionnement permanent. Là encore, tel que divulgué, il est toujours prévu un convertisseur de la tension alternative secteur en courant continu stabilisé pour l'alimentation globale du dispositif de par la présence d'éléments semiconducteurs, tels qu'amplificateurs opérationnels ou bascules, présents dans ces circuits variateur de frequence ou oscillateur, ce circuit de conversion présentant les désavantages mentionnés ci-dessus. Le but de présente invention est un dispositif électronique de démarrage et d'alimentation pour tubes fluorescents à électrodes préchauffables ne nécessitant plus de condensateur de filtrage de la tension secteur redressée constituant l'unique facteur d'harmonique basse fréquence polluante. Plus particulièrement, dans un dispositif-comprenant :: - un circuit redresseur (6) du courant alternatif secteur, - un ou plusieurs circuits de charge résonnant montés en parallèle, chaque circuit se présentant sous la forme d'un branchement en série d'une inductance, de la première électrode du tube fluorescent, d'un condensateur et de la seconde électrode du tube fluorescent, - un étage d'amplification comprenant deux transistors montés en série entre les lignes première et seconde d'alimentation du dispositif et reliés en leur point commun au circuit de charge, - un circuit oscillant pilotant au travers d'un transformateur les transistors de telle sorte que chacun soit alternativement en l'état de conduction, et - un circuit variant la fréquence du circuit oscillant lors du démarrage du dispositif, la présente invention tend à résoudre le problème du démarrage à partir d'une tension d'alimentation alternative unidirectionnelle de 100 Hz non filtrée. Bien évidemment, la séquence de démarrage doit pouvoir respecter une première phase de préchauffage des électrodes et une seconde phase de déclenchement instantané et fiable des tubes fluorescents. Le rendement énergétique du dispositif doit de préférence entre la meilleure possible de l'ordre de 90 %. Enfin, il serait souhaitable qu'un tel dispositif permette aussi de moduler aisément l'intensité lumineuse délivrée par ces tubes. Ces buts sont réalisés grtce à un dispositif dont la valeur du condensateur de filtrage à la sortie du circuit redresseur, si présent, est inférieur ou égal à 0,04 gF et comprenant de plus pour l'alimentation courant continu des seuls circuits oscillant et variateur de fréquence le long d'une troisième et quatrième ligne un circuit d'alimentation temporaire actif lors de la phase de démarrage et un circuit d'alimentation dépendant de l'un des circuits de charge, lequel circuit est actif en phase de fonctionnement permanent. Avantageusement, le circuit d'alimentation temporaire comprend des moyens d'accumulation de l'énergie électrique sous forme continue chargés par le circuit redresseur et appliquant cette énergie le long de la troisième ligne au circuit variateur de fréquence et au circuit oscillant ; et des moyens de commutation dont l'élément de commande est contrôlé par un élément capacitif, lequel moyen déconnecte le retour par la quatrième ligne & la seconde ligne du courant continu de ces circuits pendant une première phase d'acquisition d'énergie par les moyens d'accumulation puis, une fois l'élément capacitif chargé après un temps prédéterminé, rétablit ce retour. Utilement, le circuit d'alimentation permanent comprend - un enroulement autour de l'inductance de l'un des circuits de charge, enroulement dont l'une des extrémités est reliée & une seconde ligne d'alimentation du dispositif et l'autre extrémité est reliée au travers d'une résistance à l'anode d'une diode de redressement, - un condensateur de filtrage branché entre la cathode de la diode et la seconde ligne, - un condensateur de charge et une diode zener de régulation de tension, ceux-ci étant branchés en parallèle d'un c8té à la seconde ligne et de l'autre côté d'une part à la cathode de la diode de redressement au travers d'une résistance et d'autre part à la troisième ligne d'alimentation des circuits variateur et oscillateur. Selon un premier mode de réalisation préférentiel, le circuit oscillateur comprend alors deux ponts diviseurs montés en parallèle entre les troisièmes et quatrièmes lignes d'alimentation, un premier essentiellement constitué de trois résistances identiques, un second constitué de deux résistances et d'un condensateur, la tension aux points intermédiaires correspondants étant comparée par deux comparateurs respectivement, le premier agissant sur l'entrée R, le second sur l'entrée S d'une bascule dont la sortie est d'une part amplifiée par un amplificateur avant application au primaire d'un transformateur, d'autre part branchée à un inverseur qui pilote un élément de commutation court-circuitant ou non le condensateur.Le circuit variateur de fréquence peut alors comprendre un élément de commutation reliant ou non un condensateur en parallèle au condensateur du pont diviseur et dont l'élément de contrôle est relié au travers d'une diode à l'une des bornes d'un autre condensateur laquelle borne est aussi reliée à la troisième ligne d'alimentation au travers d'une résistance, l'autre borne du condensateur étant reliée à la quatrième ligne. Selon un second mode de réalisation préférentiel, le circuit oscillant peut comprendre un premier inverseur dont la sortie est reliée 9 l'entrée d'un second inverseur, la sortie duquel est reliée par un condensateur et une résistance branchée en série à l'entrée du premier inverseur, ces deux inverseurs étant alimentés par la troisième et la quatrième ligne une résistance ajustable branchée entre la sortie du premier inverseur et le point commun du condensateur et de la résistance : ainsi qu'un montage en parallèle d'au moins deux inverseurs amplifiant le signal issu de la sortie du second inverseur.Le circuit variateur de fréquence peut comprendre alors un premier pont diviseur de tension essentiellement constitué d'un condensateur et de deux résistances montées en série entre la troisième et la quatrième ligne et un branchement en série d'une résistance et d'une diode entre d'une part le point commun entre les deux résistances du pont diviseur et d'autre part l'entrée du second inverseur. Le circuit oscillant peut comprendre également une diode intercalée entre le premier et le second inverseur et dont l'anode est reliée à la résistance ajustable alors que la cathode est reliée & l'entrée du second inverseur. I1 peut être utile d'inclure un circuit de filtrage de fréquences comprises entre 50 et 150 KHz en amont du circuit redresseur comprenant deux bobinages respectivement montés en série sur les lignes d'alimentation secteur et en opposition de phases l'un par rapport & l'sutre, un premier condensateur monté en amont des bobinages entre les bornes secteurs et un pont de condensateurs monté en aval des bobinages entre les bornes secteurs et ayant leur point commun relié à la terre. Suivant des dispositions préférentielles, les transistors de l'étage d'amplification sont du type MOS et ils sont protégés en surtension entre leur grille et leur source par un pont de diode zener, en surtension entre le drain et la source gracie å une diode, et en surintensité par un circuit comprenant un transistor court-circuitant au travers d'une diode la grille et la source en fonction d'une différence de potentiel apparaissant aux bornes d'une résistance montés en série à la source, laquelle tension est transmise à la base du transistor par des diodes. L'invention sera mieux comprise à l'étude d'un mode de réalisation pris à titre d'exemple nullement limitatif et décrit par les figures suivantes - la figure f est le diagramme de principe du dispositif, - la figure 2 est le plan détaillé des composants électroniques formant un premier mode de réalisation du dispositif, - la figure 3 est un plan détaillé de l'oscillateur 29 associé au premier mode de réalisation de la figure 2, et - la figure 4 est le plan détaillé des composants électroniques formant un second mode de réalisation du dispositif. En référence à le figure 1, le dispositif selon l'invention est branché A la tension alternative basse fréquence 50 ou 60 Hz du réseau alimenté par l'Office National de Production d'Energie Electrique. Cette tension passe d'abord par un circuit antiparasitage 100 avant d'être appliquée aux bornes d'entrée d'un circuit redresseur 6. Ce circuit antiparasitage 100 empêche la remontée de tout parasite résiduel de fréquence avoisinant 100 Khz du dispositif vers le secteur. Ces tensions parasites étant faibles, c'est-à-dire inférieures à 1 t, ce circuit 100 n'est considéré que comme une option pour des applications très particulières, notamment des locaux prévus pour abriter des matériels informatiques ou radars.Le circuit redresseur 6 est de préférence un pont de quatre diodes monté selon la méthode connue dite de Graetz. Le condensateur 16 branché à la sortie de ce circuit redresseur 6 étant très faible voire inexistant, la tension présente sur les lignes de sortie c et d est alternative unidirectionnelle positive dont la forme des alternances correspond & celle présente sur le réseau secteur mais de fréquence double, c'est-à-dire que ces alternances ont une durée d'1/100ème (1/120ème) de seconde et une forme sinusoïdale dont les valeurs d'entrée vont de O à 1800 exactement. La ligne d est dans la suite de l'exposé considérée comme la ligne de masse de retour qui est toutefois différente de la ligne de mise à la terre E expliquée par la suite. Entre ces deux lignes d'alimentation c et d sont branchés deux transistors en série 34 et 43, c'est & dire que, dans le cas de transistors nOS, le drain du transistor 34 est relié à la ligne c, la source de ce transistor 34 est reliée au travers d'un circuit de protection 142 au drain du transistor 43 et la source du transistor 43 est reliée au travers d'un circuit de protection 144 à la ligne d. Deux condensateurs 54 et 67 sont branchés en série entre les lignes c et d. Entre le point commun M des transistors 34 et 43 et le point commun Q des condensateurs 54 et 67 est branché un circuit de charge permettant d'alimenter un ou plusieurs tubes en énergie électrique sous une forme adaptée lors de leur démarrage puis de leur fonctionnement.Dans le cas de deux tubes fluorescents, ce circuit de charge se présente sous la forme de deux branches parallèles, chaque branche se présentant sous la forme d'un branchement en série d'une inductance 51 ou 56, de la première électrodre du tube fluorescent 52 ou 57, d'un condensateur 55 ou 59 et de la seconde électrode du tube fluorescent 53 ou 58. En d'autres termes, sur chaque branche, l'inductance 51 ou 56 est branchée en série avec le tube fluorescent dont les deux électrodes sont respectivement reliée entre elles par un condensateur. Les transistors 34 et 43 sont prévus d'être pilotés de telle sorte que cycliquement l'un soit en l'état de conduction et l'autre en l'état de blocage puis inversement, cette variation de situation s'effectuant à très haute fréquence de l'ordre de la centaine de KHz. Ceci permet de faire apparaître au point intermédiaire M la tension présente entre les lignes c et d, mais hachée à la fréquence de basculement des transistors 34 et 43. Les condensateurs 54 et 67 autorisent alors un retour de l'énergie électrique traversant le circuit de charge vers la ligne c ou d selon l'état de conduction du transistor 34 ou 43 tout en coupant toutes composantes continues résiduelles à ce niveau. La sortie du circuit redresseur 6 alimente par ailleurs par les lignes a et b un circuit 110 d'alimentation temporaire, plus précisément lors du démarrage, de tension continue stabilisée sur les lignes e et f. Un second circuit 150 est prévu qui, en prélevant de l'énergie électrique au moyen d'un enroulement 66 autour de l'inductance 56, permet d'alimenter de manière permanente la ligne e via la ligne k en tension continue stabilisée une fois le dispositif démarré. Les lignes e et f alimentent deux circuits à savoir un circuit 130 oscillateur et un circuit 120 qui par action sur la ligne g modifie la fréquence d'oscillation du circuit 130. Le signal oscillant généré par le circuit 130 est transmis, grace à un transformateur 135 comprenant deux secondaires, & deux circuits distincts commandant respectivement les grilles des transistors 34 et 43. Du fait que les deux secondaires du transformateur 135 sont en opposition de phase, on obtient alors une conduction alternative des transistors et ce dés que leur potentiel grille/source dépasse environ 4 V. Les fréquences lors du démarrage et en phase de fonctionnement permanent du signal généré par l'oscillateur 130 et son variateur 120 sont déterminées en fonction des valeurs des inductances 51,56 et des condensateurs 56,59 de telle sorte qu'en phase de démarrage les circuits de charge n'entrent pas en résonnance et permettent le passage d'un courant de préchauffage au travers des électrodes puis, en phase de fonctionnement les circuits de charge entrent en résonnance donc appliquent aux bornes des condensateurs et des électrodes une surtension de facteur Q de l'ordre de 4 qui permet le déclenchement et le maintien allumé des tubes fluorescents. Le détail des circuits cités précédemment va maintenant entre décrit en relation avec les figures 2, 3 et 4. De manière identique sur les figures 2 et 4, le bloc 110 comprend d'abord un transistor 15 contrôlant le retour de la ligne f vers la ligne d via la ligne b. Le drain de ce transistor 15 est relié à la ligne f et la source est reliée à la ligne b de retour vers la ligne d. Une résistance 19 de forte valeur ohmique branchée entre les lignes f et d fixe un potentiel drain/source nécessaire à la commutation de ce transistor KOS 15. La grille de ce transistor 15 est contrôlée par un premier circuit générant une constante de temps T1 et composé de deux résistances 7,8 branchées en série entre les lignes a et d, d'une résistance 12 et d'une diode zener 13 branchée en série entre le point commun des résistances 7 et 8 et la grille du transistor 15 et d'un condensateur 17 et d'une résistance 18 de décharge branchés entre le point commun de la résistance 12 et de la diode zener 13 et la ligne d. Comme on peut aisément le comprendre, la portion de tension présente entre les résistances 7 et 8 permet de charger lentement le condensateur 17.Une fois que la tension présente aux bornes de ce condensateur dépasse la tension d'ouverture de la diode zener 13 plus 2 V, soit à la fin d'un délai T1, cette tension est appliquée a la grille du transistor 15 qui, saturant, relie seulement alors la ligne f à la ligne b puis d. Par ailleurs, le circuit 110 d'alimentation temporaire comprend un second circuit composé d'une résistance 9 branchée entre le circuit redresseur 6 et la ligne e ainsi qu'un condensateur il et une résistance de décharge 10 branchés entre la ligne e la ligne d. Durant la période T1 pendant laquelle le transistor 15 débranche le retour de la ligne f à la ligne d, les circuits variateur 120 et oscillateur 130 ne pourront faire aucun appel de courant sur la ligne e. Le condensateur 11 pourra alors se charger alimenté par le circuit redresseur 6 au travers de la résistance 9. Cette période Ti est déterminée par la valeur des résistances 7,8 et 12 et du condensateur 17 de telle sorte qu'elle soit suffisamment longue pour permettre une charge suffisante du condensateur 11.En effet, une fois cette période Ti achevée et le transistor 15 commuté reliant ainsi la ligne f à ligne b, ce condensateur li doit alimenter la ligne e donc les circuits 1?0 et 130 durant une période T2 suffisamment longue pour permettre le préchauffage et le déclenchement des tubes fluorescents. Toujours de manière identique sur les figures 2 et 4, le circuit d'alimentation permanent 150 comprend un enroulement 66 autour de l'inductance 56 dont l'une des branches est reliée à ligne d et l'autre est branché à la cathode d'une diode de redressement 64 via une résistance 65. Un condensateur de filtrage 63 est branché entre l'anode de cette diode 64 et la ligne d. Un condensateur de charge 61 et une diode zener 60 sont branchés d'un côté à la ligne d et de l'autre côté d'une part à l'anode de la diode 64 au travers d'une résistance 62 et d'autre part à la ligne k rejoignant la ligne e mentionnée précédemment. Ainsi, la tension alternative prélevée par l'enroulement 66 est redressée par la diode 64 puis préfiltrée par le condensateur 63.Le courant issu, traversant la résistance 62 de faible valeur ohmique, va charger le condensateur de type chimique 61 jusqu'a la valeur correspondant à la tension de zener de la diode 60 qui a pour fonction de réguler cette tension. Cette tension ainsi filtrée et régulée peut alors être appliquée via les lignes k et e pour alimenter les circuits 120 variateur et 130 oscillateur. Les résistances 62 et 65 ont pour objet de limiter le courant traversant les diodes 64 et 60. On comprend aisément que tant que le dispositif n'a pas démarré, ce circuit d'alimentation 150 reste inopérant.Mais compte-tenu de la présence du circuit d'alimentation temporaire 110 assurant l'alimentation en courant continu durant toute la période T2 correspondant au préchauffage puis au déclenchement des tubes fluorescents, on comprend qu'a la fin de cette période T2 les tubes étant déclenchés et la tension aux bornes de l'inductance 56 ayant chutée à une plus faible valeur, alors le circuit 150 peut immédiatement prendre le relai et maintenir les circuits variateur 120 et oscillateur 130 en fonctionnement. Compte-tenu de la capacité limitée dans le temps, soit pendant la période T2, d'alimentation en courant continu du condensateur 11, il convient que les circuits variateur 120 et oscillateur 130 soient les plus économiques possibles. Un premier mode de réalisation avantageux du circuit 130 va maintenant être décrit en relation avec la figure 3. Ce circuit 130 comprend un composant électronique intégré 29 et un premier pont diviseur de tension constitué des résistances 28,25 et du condensateur 20 monté en série entre les lignes e et f. Ce composant intégré 29 comprend également un pont diviseur de tension réalisé par trois résistances 300 identiques branchées entre les bornes v et m elles-mêmes reliées aux lignes e et f respectivement. Il comprend de plus deux comparateurs 310 et 320. L'entrée positive du comparateur 310 est reliée via la borne Th au point intermédiaire xl entre les résistances 28 et 25 : et l'entrée négative est reliée au point intermédiaire yl entre la première et la seconde résistance 300. L'entrée négative du second comparateur 320 est reliée via la borne T au point intermédiaire x2 entre la résistance 25 et le condensateur 20. L'entrée positive de ce second comparateur 320 est reliée au point y2 intermédiaire entre la seconde et la troisième résistance 300. La sortie du premier comparateur 310 agit sur l'entrée R et le second sur l'entrée S d'une bascule 330. La sortie de cette bascule 330 est amplifiée par un amplificateur opérationnel 340 pour fournir un courant d'environ 200 mmA aussi bien pour les états hauts que bas. Ce signal de sortie est par la suite appliqué à l'enroulement primaire 30 via un condensateur 24 de coupure de composantes continues. La seconde extrémité de l'enroulement 30 est reliée & la ligne f. Par ailleurs, la sortie de la bascule 330 est aussi appliquée à un inverseur 350 commandant au travers d'une résistance 360 la base d'un transistor 370. Ce transistor 370 court-circuite ou non le condensateur 20. A la mise sous tension du circuit 130, le potentiel aux points yl et y2 est égal au deux tiers et au tiers de la tension respectivement. Le condensateur 20 étant déchargé, la tension x2 est quasiment nulle et la tension xl est intermédiaire entre y2 et yl. Alors, compte-tenu des branchements des comparateurs, l'entrée R de la bascule 330 est à l'état bas alors que l'entrée S est à l'état haut. La sortie de la bascule 330 est alors à l'état haut et la sortie de l'inverseur 350 commandant le transistor 370 est à l'état bas, lequel transistor est alors en état de non conduction. Le condensateur 20 se chargeant petit-à-petit, la tension x2 devient supérieure à y2 puis la tension xl devient elle-aussi supérieure à yl. Alors l'entrée R bascule à l'état haut alors que l'entrée S est elle-meme déjà passée à l'état bas.Ceci a comme conséquence le changement a l'état bas de la sortie de la bascule 330 donc à l'état haut de la sortie de l'inverseur 350 soit la saturation du transistor 370 qui court-circuite maintenant le condensateur 20. Ce condensateur 20 se déchargeant, les tensions en xl et x2 s'abaissent jusqu'à des valeurs inférieures aux tensions présentes en yl et y2 provoquant un nouveau changement d'état de la bascule 330 donc l'ouverture à nouveau du transistor 370. On comprend ainsi que ce circuit se met automatiquement en oscillation avec une fréquence dépendante essentiellement'de la vitesse de charge et de décharge du condensateur 20 donc de sa valeur propre. L'entrée C de contrtle du composant électronique 29 permet d'accéder au point yl du pont diviseur permettant alors d'imposer une tension différente de seuil vx au point yl et vx/2 au point y2 ce qui modifie d'une autre manière la fréquence de l'oscillateur. On peut mettre à profit cette borne C pour y appliquer une tension voulue et modifier à volonté la fréquence de cette oscil lateur, donc l'intensité lumineuse résultante du tube fluorescent. Le circuit variateur de fréquence 120 associé au premier mode de réalisation du circuit 130 est maintenant décrit en relation avec la figure 2. Ce circuit comprend essentiellement un condensateur 27 branché d'une part entre le point commun à la résistance 25 et au condensateur 20 et d'autre part au collecteur d'un transistor 14 dont l'émetteur est relié à la ligne f. Le circuit de contrôle de la base de ce transistor 14 comprend un premier branchement en série d'une résistance 23 et d'une diode zener 26 entre la ligne e et le base de ce transistor 14 ainsi qu'un branchement en parallèle d'un condensateur de charge 22 et d'une résistance de décharge 21 entre la ligne f et le point commun situé entre la résistance 23 et la diode zener 26. Lors de l'application de la tension continue filtrée sur le ligne e, le condensateur 22 étant encore déchargé, la tension & l'entrée de la diode zener 26 est faible et ie transistor 14 reste en l'état de nonconduction. Le circuit oscillateur 130 fonctionne alors exactement tel qu'expliqué précédemment à fréquence élevée mais différente de la fréquence de résonnance du circuit de charge. Les électrodes des tubes fluorescents peuvent alors entre préchauffées. Lorsque la borne positive du condensateur 22 chargée par la résistance 23 aura atteint la tension de seuil de la diode zener 26 plus la tension base-émetteur du transistor 14, alors ce dernier entrera en conduction et permettra, via sa jonction collecteur/émetteur le branchement en parallèle du condensateur 27 avec le condensateur 20.De ce fait, la fréquence délivrée par le circuit 130 chutera brutalement de manière à obtenir alors la fréquence mettant les circuits de charge en résonnance ce qui amorçent immédiatement les tubes fluorescents. A l'inverse, lorsque le dispositif est coupé du réseau, la résistance 21 permet de décharger le condensateur 22 plus rapidement que par ses fuites internes ce qui assure le démarrage du système systématiquement avec une phase de pré chauffage. Un second mode de réalisation avantageux du circuit 130 va maintenant être décrit en relation avec la figure 4. Ce circuit oscillateur 130 comprend un premier inverseur 80 dont la sortie est reliée au travers d'une diode 82 à l'entrée d'un second inverseur 83. La sortie de l'inverseur 83 est elle-même reliée à l'entrée du premier inverseur 80 par un condensateur 84 et une résistance 86 branchés en série. Une résistance variable 85 est branchée entre la sortie de l'inverseur 80 et le point commun du condensateur 84 et de la résistance 86. Le signal présent à la sortie de l'inverseur 83 est amplifié par un montage en parallèle de quatre inverseurs 86 avant d'être appliqué au condensateur 24. Les deux inverseurs 80 et 83 ainsi que les quatre inverseurs 86 sont du type HOS regroupés dans un seul et unique bottier alimenté entre les lignes e et f. En supposant la diode 82 court-circuitée et le condensateur 84 initialement déchargé, le fonctionnement de l'oscillateur est le suivant. Lors de la mise sous tension simultanée des six inverseurs, le potentiel à la sortie de l'inverseur 83 correspond à un niveau logique bas du fait de la décharge du condensateur 84. Ceci implique un niveau haut sur son entrée donc sur la sortie de l'inverseur 80 soit un niveau bas sur l'entrée de cet inverseur 80. La résistance ajustable 85 étant d'une part connectée sur la sortie de l'inverseur 80 au niveau haut et d'autre part au condensateur 84 déchargé donc au niveau bas, un courant correspondant & la charge de ce condensateur 84 va circuler au travers de cette résistance ajustable 85.La tension au point commun du condensateur 84 et de la résistance ajustable 85 qui se trouve appliquée à l'entrée de l'inverseur 80 gracie à la résistance 86 va donc augmenter au fur et à mesure de la charge du condensateur 84. Lorsque cette tension au point commun aura atteint 50 t de la tension d'alimentation présent sur la ligne e, l'inverseur 80 va basculer imposant alors un niveau haut à l'entrée de l'inverseur 83 qui lui-même basculera impliquant un niveau bas à sa sortie. Le potentiel aux bornes de la résistance 85 et du condensateur 84 est donc inversé provoquant le passage d'un courant déchargeant ce condensateur 84. Une fois celui-ci déchargé, la tension au point commun entre la résistance ajustable 85 et le condensateur 84 est à nouveau basse, cette tension se retrouvant à l'entrée de l'inverseur 80 par la résistance 86. Cet inverseur 80 bascule et on retrouve alors les conditions initiales du circuit. Le cycle décrit précédemment recommence. Ce circuit 130 oscille ainsi sur une fréquence déterminée par la valeur de la résistance ajustable 85 et du condensateur 84. Cette oscillation présente à la sortie de l'inverseur 83 est amplifiée par le montage en parallèle des quatre autres inverseurs 86 avant d'être appliquée aux primaires 30 du transformateur au travers du condensateur 24. Si un minimum de tension, par exemple 10 /. de la tension présente sur la ligne e, est imposé par une ligne g entre la sortie de l'inverseur 80 et l'entrée de l'inverseur 83, le condensateur 84 ne pourra plus se décharger à une valeur inférieure à cette tension minimum imposée. En d'autres termes, ce condensateur 84 atteindra plus rapidement une tension correspondant à 50 4 de la tension d'alimentation provoquant un basculement plus tôt que précédemment de l'inverseur 80. On constate donc une plus grande rapidité du phénomène oscillatoire décrit précédemment soit une augmentation de sa fréquence. La diode 82 permet justement l'application d'une telle tension de commande sur la ligne g en empêchant cette tension de perturber la sortie de l'inverseur 80. Le circuit variateur de fréquence 120 associé à ce second mode de réalisation du circuit 130 est maintenant décrit toujours en relation avec la figure 4. Ce circuit comprend essentiellement un pont diviseur de tension constitué du condensateur 73 et des résistances 71 et 72 montées en série entre les lignes e et f. Une résistance de forte valeur ohmique 70 branchée en parallèle au condensateur 73 permet de décharger ce dernier lors de l'arrêt du dispositif. Ce circuit variateur de fréquence 120 comprend également un branchement en série d'une résistance 75 et d'une diode 76 reliant d'une part le point commun entre les résistances 71 et 72 et d'autre part, par la ligne g, le point commun entre la cathode de la diode 82 et l'entrée de 1'inverseur 83. Ce branchement en série permet d'appliquer à l'entrée de l'inverseur 83 la tension présente au-point commun des résistances 71,72. Lors de l'application de la tension continue filtrée sur la ligne e, le condensateur 73 ayant été préalablement déchargé par la résistance 70, un fort courant de charge apparatt dans les résistances 71 et 72. Une différence de potentiel apparaît donc aux bornes de la résistance 72 qui est appliquée via la résistance 75 et la diode 76 à l'entrée de l'inverseur 83. La diode 76 permet d'injecter cette tension dans le circuit oscillant 130 sans qu'un retour en arrière du signal oscillatoire ne soit rendu possible. La résistance 75 limite l'intensité fournit à l'entrée de l'inverseur 83 car seul un paramètre en tension importe. Le circuit oscillateur 130 a alors commencé à fonctionner tel qu'expliqué précédemment à une fréquence élevée qui est supérieure à la fréquence de résonnance du circuit de charge permettant aux électrodes des tubes fluorescents d'être préchauffées. Au fur et à mesure de la charge du condensateur 73, le courant traversant la résistance 72 diminue ce qui abaisse par la même la fréquence d'oscillation du circuit 130.Lorsque ce condensateur 73 est totalement chargé, plus aucune tension n'apparat sur la ligne g et le circuit 130 oscille à une fréquence maintenant imposée par les valeurs du condensateur 84 et de la résistance ajustable 85, laquelle fréquence correspond & celle de résonnances du circuit de charge ce qui amorce immédiatement les tubes fluorescents. Cette possibilté de contrtle de la fréquence d'oscillations du circuit 130 par application d'une tension sur la ligne g peut être mis à profit lors du fonctionnement des tubes fluorescents pour moduler leur flux lumineux par légères variations de cette fréquence d'oscillation autour de la valeur de résonnance. Ceci est réalisé gracie à un circuit annexe recevant une tension continue au point 22 sur la ligne h. Ce circuit annexe comprend un montage en série d'une résistance 91 et d'une diode 95 reliant la ligne h à la résistance 75. Un condensateur 92, une résistance 93 et une diode zener 94 sont reliés en parallèle entre d'une part la ligne f et d'autre part le point commun entre la résistance 91 et l'anode de la diode 95. La résistance 91 limite l'intensité du courant. Le condensateur 92 assure un filtrage anti-parasites.La diode zener 94 empêche la tension rapportée d'atteindre une valeur supérieure à la moitié de la tension d'alimentation sur la ligne e de manière à ne pas bloquer le circuit oscillateur 130. enfin, la diode 95 permet d'injecter cette tension de commande sans pertuber la phase de préchauffage. Les transistors 34 et 43 présents sur les figures 2 et 4 étant de préférence du type HOS, il est souhaitable de prévoir des circuits de protection 142,144 identiques pour chacun des transistors. Plus particulierement dans le circuit 142, toute surtension entre le drain et la source du transistor 34 est protégé par la diode 5D et toute surtension entre la grille et la source est protégée par un pont de diodes zener-monté en série mais opposé entre la grille et la source.La protection contre une surintensité pouvant apparaStr-e entre le drain et la source comprend une résistance 39 de faible valeur ohmique branchée entre la source du transistor 34 et le point intermédiaire n. La chute potentielle provoquée par le p-assage du courant au travers de cette résistance est appliqué grace à une diode 38 entre la base et l'émetteur d'un transistor 37 dont la jonction émetteur collecteur court-circuite au travers d'une diode 35 la tension entre la grille et la source du transistor 34. Ainsi, si l'intensité traversant la résistance 39 dépasse 4 A par exemple, la différence de potentiel apparatssant entre la base et l'émetteur du transistor 37 l'amène à l'état de saturation abaissant ainsi immédiatement la tension de grille donc mettant le transistor 34 en l'état de non-conduction.Le circuit de protection 144 pour le transistor 43 est rigoureusement identique au circuit 142 précédemment décrit. Comme on peut le constater, le dispositif selon l'invention réussi alimenter le circuit de charge en tension secteur redressée et hachurée à une haute fréquence de l'ordre d'une centaine de KHz, et ce avec un condensateur 16 de filtrage très faible voire inexistant. Ainsi, de par la suppression de ce condensateur de filtrage, on a pu éliminer la cause même des parasites de l'ordre d'une centaine d'Hz véritablement polluants par l'induction de distortion sur la tension secteur. Outre le fait de satisfaire aux nouvelles normes électrotechniques en vigueur, ce dispositif permet son installation en grand nombre dans des bâtiments sans pour autant remettre en cause le câblage électrotechnique de ce dernier, Dans des cas très particuliers nécessitant une tension réseau quasiment parfait on a toutefois constaté que ce dispositif induit encore des parasites extrêmement faible de l'ordre d'une centaine de KHz. Pour ce, un circuit antiparasitage 100 optionnel a été prévu qui comprend deux bobinages 2 et 3 montés en opposition de phase respectivement sur les lignes a et b, un condensateur 1 monté en amont des bobinages et un pont de condensateur 4 et 5 monté en aval des bobinages, c'est-àdire proche du circuit de redressement 6. Le point commun des condensateurs 4 et 5 est alors relié à la terre physique. Ainsi, les parasites de haute fréquence apparaissant dans les bobinages 2 et 3 mais en sens opposé s'annulent d'eux-mêmes alors que la tension basse fréquence du réseau traverse ce circuit 100 vers le circuit de redressement 6 sans aucune difficulté. A titre nullement limitatif, les valeurs numériques préférentielles pour les -composants importants du dispositif sont présentées ci-dessous. R9 = 50 KQ - R23 = 100 KQ Cll = 470 gF C22 = 10 gF R12 = 100 KQ R25 = 1 KQ C17 = 10 gF C27 = 47 pF C20 = -10 pF I29 = IC 555 C73 = 10 gF T34,43 = IRF 830 R74 = 10 KQ R32,40 = 22 Q R72 = 47 KQ L56,51 = 1 mH R7S = 100 KQ L66 = 3 tours sur L56 R86 = 10 KQ C61 = 10 tiF R85 = 20 KQ aj Z60 = 16 V/I W 3 C84 = 1 nF C54 = 100 nF/500 V C67 = 100 nF/500 V. Il est à noter que si le dispositif précédemment décrit présente une certaine complexité, les composants mentionnés ci-dessus le constituant sont en général de taille faible ce qui permet d'assembler ce dispositif facilement sur une petite plaque de l'ordre de 80 mm de long par 10 mm de large et 15 mm de haut. La réalisation matérielle de tels dispositifs peut aisément etre effectuée par des machines entièrement automatiques assurant un haut niveau de fiabilité. De plus, de par le choix particulier des transistors 34,43 associés aux résistances 32,40 ce dispositif présente une fiabilité augmentée due a une température globale de fonctionnement plus basse. De nombreuses améliorations peuvent être apportées à ce dispositif dans le cadre de cette invention. REVENDICATIONS l. Dispositif électronique de démarrage et d'alimentation pour tubes fluorescents à électrodes préchauffables comprenant - un circuit redresseur (6) du courant alternatif secteur, - un ou plusieurs circuits de charge résonnant montés en parallèle, chaque circuit se présentant sous la forme d'un branchement en série d'une inductance (51,56), de la première électrode (52,57) du tube fluorescent, d'un condensateur (55,59) et de la seconde électrode (53,58) du tube fluorescent, - un étage d'amplification comprenant deux transistors (34,43) montés en série entre les première et seconde lignes d'alimentation (c,d) du dispositif et reliés en leur point commun (m) au circuit de charge, - un circuit oscillant (130) pilotant au travers d'un transformateur (135) les transistors (34,43) de telle sorte que chacun soit alternativement en l'état de conduction, et - un circuit (120) variant la fréquence du circuit oscillant (130) lors du démarrage du dispositif caractérisé en ce que, si présent, la valeur du condensateur de filtrage (16) à la sortie du circuit redresseur (6) est inférieure ou égale à 0,04 F et en ce que le dispositif comprend de plus pour l'alimentation en courant continu du circuit oscillant (130) et du circuit variateur de fréquence (120) le long d'une troisième et quatrième ligne (e) et (f) un circuit d'alimentation temporaire (110) actif lors de la phase de démarrage et un circuit d'alimentation (150) dépendant de l'un des circuits de charge, lequel circuit (150) est actif en phase de fonctionnement permanent. 2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que le circuit d'alimentation temporaire (110) comprend des moyens d'accumulation de d'énergie électrique sous forme continue (11) chargés par le circuit redresseur (6) et appliquant cette énergie le long de la troisième ligne (e), et des moyens de commutation (15) dont l'élément de commande est contrôlé par un élément capacitif (17), lequels moyens déconnectent le retour par la quatrième ligne (f) à la seconde ligne (d) du courant continu des circuits variateur de fréquence (120) et oscillateur (130) pendant une première phase d'accumulation d'énergie par l'élément (11) puis, une fois l'élément capacitif (17) chargé après un temps prédéterminé, rétablit ce retour. 3. Dispositif selon la revendication 1. caractérisé en ce que le circuit d'alimentation permanent (150) comprend - un enroulement (66) autour de l'inductance (56) de l'un des circuits de charge, enroulement dont l'une des extrémités est reliée & la seconde ligne d'alimentation (d) et l'autre extrémité est reliée au travers d'une résistance (65) a l'anode d'une diode de redressement (64), - un condensateur de filtrage (63) branché entre la cathode de la diode (64) et la seconde ligne (d), - un condensateur de charge (61) et une diode zener de régulation de tension, ceux-ci étant branchés en parallèle d'un côté à la seconde ligne (d) et de l'autre côté d'une part a la cathode de la diode de redressement (64) au travers d'une résistance (62) et d'autre part à la ligne (k) puis la troisième ligne (e) d'alimentation des circuits variateur (120) et oscillateur (130). 4. Dispositif selon la revendication l, caractérisé en ce que le circuit oscillateur (130) comprend deux ponts diviseurs montés parallèlement entre les troisième et quatrième lignes d'alimentation (e) et (f), un premier essentiellement constitué de trois résistances identiques (300), un second constitué de deux résistances (28,25) et d'un condensateur (20), la tension aux points intermédiaires correspondants (xl/yi,x2/y2) étant comparée par deux comparateurs (310,320) respectivement, le premier (310) agissant sur l'entrée (R), le second sur l'entrée (S) d'une bascule (330) dont la sortie est d'une part amplifiée par un amplificateur (340) avant application au primaire du transformateur 135, d'autre part branchée à un inverseur (350) qui pilote un élément de commutation (370) court-circuitant ou non le condensateur (20). 5. Dispositif selon la revendication 4, caractérisé en ces que le circuit variateur de fréquence (120) comprend un élément de commutation (14) reliant ou non un condensateur (27) en parallèle au condensateur (20) et dont l'élément de contrtle est relié au travers d'une diode (26) à l'une des bornes d'un condensateur (22) laquelle borne est aussi reliée à la troisième ligne (e) d'alimentation au travers d'une résistance (23), l'autre borne du condensateur (22) étant reliée à la quatrième ligne (f). 6. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que le circuit oscillant (130) comprend un premier inverseur (80) dont la sortie est reliée à l'entrée d'un second inverseur (83), la sortie duquel est reliée par un condensateur (84) et une résistance (86) branchée en série & l'entrée du premier inverseur (80), ces deux inverseurs étant alimentés par la troisième (e) et la quatrième ligne (j) : une résistance ajustable (85) branchée entre la sortie du premier inverseur (80) et le point commun du condensateur (84) et de la résistance ainsi qu'un montage en parallèle d'au moins deux inverseurs amplifiant le signal issu de la sortie du second inverseur (83). 7. Dispositif selon la revendication 6, caractérisé en ce que le circuit oscillant comprend une diode (82) intercalée entre le premier (80) et le second inverseur (83) et dont l'anode est reliée à la résistance ajustable (85) alors que la cathode est reliée à l'entrée du second inverseur (83) et en ce que le circuit variateur de fréquence (120) comprend un premier pont diviseur de tension essentiellement constitué d'un condensateur (73) et de deux résistances (71,72) montées en série entre la troisième (e) et la quatrième ligne (f) et un branchement en série d'une résistance (75) et d'une diode (76) entre d'une part le point commun entre les deux résistances du pont diviseur et d'autre part l'entrée du second inverseur (83). 8. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'un circuit de filtrage des fréquences comprises entre 50 et 150 KHz (100) situé en amont du circuit redresseur (6) comprend deux bobinages (2,3) respectivement montés en série sur les lignes d'alimentation secteur (A,B) et en opposition de phases l'un par rapport à l'autre, un premier condensateur (1) monté en amont des bobinages entre les bornes (A,B) et un pont de condensateurs (5,4) montés en aval des bobinages entre les bornes (A,B) et ayant leur point commun relié à la terre. 9. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que les transistors (34,43) sont du type MOS et en ce qu'ils sont protégés en surtension entre leur grille et leur source par un pont de diode zener (33/36,41/45), en surtension entre le drain et la source gracie à une diode (50,48), et en surintensité par un -circuit comprenant un transistor (37,46) court circuitant au travers d'une diode (35,42) la grille et la source en fonction d'une différence de potentiel apparatssant aux bornes d'une résistance (39,49) montée en série à la source, laquelle tension est transmise à la base des transistors (37,46) par des diodes (38,47).