Brevet FR2640099A1 — publié le 19900608

Procédé et dispositif de transmission de données à modulation à gradient de phase minimal L'invention concerne la transmission de données. Plus particulièrement, elle s'applique à la démodulation d'un signal représentatif de données transmis sous une modulation à gradient de phase minimal. On connaît déjà des systèmes de transmission de données entre une source de données et un destinataire via un canal de transmission dans lesquels l'émetteur et le récepteur fonctionnent sous une modulation à gradient de phase minimal. Une telle modulation est appelée MSK (de la terminologie anglo-saxonne "Minimum Suif t Keying). Elle consiste, au niveau de l'émetteur, à partir de deux ondes porteuses originellement en quadrature, à moduler lesdites ondes en phase en fonction des bits successif s, pris en alternat et conformés en arrondi, d'un signal numérique qui représente les données à transmettre, L'étendue de modulation correspond à une inversion de phase. I1 s'agit d'une modulation bidimensionnelle dite décalée. C'est-à-dire qu'elle impose un décalage entre les changements de niveaux sur les deux trains de données modulant les deux ondes porteuses en quadrature. Un tel décalage a l'avantage d'éviter des variations trop importantes de l'enveloppe du signal à transmettre. Un autre avantage de la modulation MSK est la mise en forme des bits par des sinusoides. Grâce à cette conformation dite en arrondi, les variations d'amplitude au cours des sauts de phase sont réduites. En effet, l'inversion de phase s'effectue à l'instant où la puissance instantanée de l'enveloppe est nulle d'où le terme de modulation à gradient de phase minimal. Au niveau du récepteur, il y a lieu d'effectuer l'opération inverse consistant à démoduler le signal reçu afin de restituer les données. Les procédés classiques pour démoduler un signal MSK sont les suivants. D'abord le procédé dit démodulation cohérente qui consiste à engendrer des signaux porteurs locaux (au niveau du récepteur) par élévation au carré du signal reçu. Ensuite, le procédé dit démodulation non cohérente qui consiste à utiliser un discriminateur de fréquence car la modulation MSK est aussi une modulation de fréquence à phase continue d'indice 0,5. Ces procédés classiques sont relativement satisfaisants dans le cas d'une transmission de données normale comprenant un niveau de bruit moyen. La démodulation non cohérente est toutefois moins performante que la démodulation cohérente puisqu'elle conduit à une perte de 2 à 3 dB de rapport signal à bruit équivalent par rapport à la démodulation cohérente. Si l'on considère maintenant le cas général d'un signal modulé comportant des raies à fort niveau (c'est le cas, par exemple, d'un signal modulé par une séquence périodique courte), lesdites raies jouent le rôle de brouilleur vis-à-vis des autres transmissions de données. Afin d'éviter de telles perturbations, il est nécessaire d'augmenter la période des séquences courtes qui risquent de se produire. Cette opération est généralement appelée "étalement du spectre des données" par l'homme du métier. Or, l'opération inverse consistant, à la réception, à désétaler (ou comprimer) le spectre des données ne permet pas de mettre en pratique de façon satisfaisante la démodulation cohérente fondée sur l'élévation au carré du signal reçu. En effet, dans ce cas, le rapport signal utile (données)/bruit est négatif du fait de cette élévation au carré. L'invention vient apporter une solution à ce problème. Un but de l'invention est de fournir un système de démodulation d'un signal représentatif de données transmis sous une modulation à gradient de phase minimal ayant subi, à l'émission, un étalement du spectre des données L'invention vise ainsi à bénéficier à la fois des qualités de réduction du bruit procuré par l'étalement/désétalement du spectre des données et des qualités de transmission procurées par la modulation à gradient de phase minimal décrites ci-avant. L'invention porte sur un procédé de transmission de données, dans lequel on module des première et seconde ondes porteuses originellement en quadrature par inversion de phase respectivement selon des premier et second signaux polaires à conformation sinusoîdale, dont la polarité dépend des bits successifs, des données à transmettre, lesdits premier et second signaux bipolaires étant constitués de segments consécutifs, pris en alternance, d'au moins une séquence pseudo-aléatoire, lesdits segments étant conformés en arrondi après modulation en polarité par lesdits bits successifs des données à transmettre. Selon la définition générale du procédé selon l'invention, la réception d'un signal ayant subi un étalement du spectre des données sous une modulation à gradient de phase minimal, se fait suivant un procédé qui comprend les opérations suivantes - engendrer des premier et second signaux locaux en quadrature semblables aux première et seconde ondes porteuses en quadrature telles que reçues; - démoduler séparément les ondes reçues par lesdits premier et second signaux locaux pour obtenir ainsi des premier et second signaux en bande de base; - engendrer des première et seconde répliques polaires; - démoduler par corrélation les premier et second signaux en bande de base avec les seconde et première répliques, respectivement; - faire la somme algébrique des premier et second signaux en bande de base ainsi démodulés par corrélation; et - échantillonner le signal ainsi obtenu en vue de reconstituer les données transmises. Selon un mode de réalisation préféré de l'invention, les première et seconde répliques polaires sont constituées chacune de segments consécutifs en forme de ligne brisée comprenant chacun un créneau rectangulaire polaire suivi d'un palier à zéro. Selon un aspect important de l'invention, les répliques polaires ont chacune un rapport ae forme compris entre 0,5 et 0,8. Dans le cas de bits de données conformés en arrondi par une sinusoide, les répliques ont un rapport de forme égal à 0,7. Plus précisément, les première et seconde répliques polaires sont décalées dans le temps l'une par rapport à l'autre de la durée d'un demi-segment. Dans ces conditions, la réception comporte des opérations de démodulation des ondes reçues pour obtenir des premier et second signaux en bande de base, suivies d'opérations de démodulation par corrélation desdits premier et second signaux en bande de base avec les première et seconde répliques. Moyennant une somme algébrique des signaux en bande de base ainsi démodulés par corrélation avec les répliques, un filtrage convenable, une élévation au carré et une somme algébrique des signaux ainsi traités, on obtient une information qui représente la corrélation entre lesdites répliques et les premier et second signaux en bande de base. Dans une première opération de recherche, on décale alors progressivement les première et seconde répliques, jusqu'à obtenir la coincidence temporelle de ces répliques avec les premier et second signaux en bande de base. Très avantageusement, après cette opération de recherche de coincidence, on réalise une opération de poursuite de la coincidence, au cours de laquelle les première et seconde répliques sont calées aussi précisément que possible avec les premier et second signaux en bande de base. Cette poursuite est de préférence faite par "écartométrie de phase". Dans une seconde opération de recherche, parallèle et simultanée à la première opération de recherche, on décale les répliques décalées en avance et/ou en retard de la durée d'un demi-segment, jusqu'à obtenir la coincidence temporelle de ces répliques ainsi décalées, avec les signaux en bande de base. Cette seconde opération de recherche est deux fois plus rapide que la première opération de recherche. L'invention porte également sur un dispositif récepteur pour la mise en oeuvre du procédé selon l'invention. Selon une définition générale du dispositif récepteur selon l'invention, ledit dispositif récepteur comporte - des moyens récepteur pour recevoir le signal émis; - un oscillateur local commandé en tension propre à engendrer des premier et second signaux locaux en quadrature semblables aux première et seconde ondes porteuses en quadrature telles que reçues, lesdites ondes porteuses reçues étant modulées en quadrature par inversion de phase respectivement selon des premier et second signaux bipolaires constitués de segments consécutifs, pris en alternance, d'au moins une séquence pseudo-aléatoire, lesdits segments étant conformés en arrondi après modulation en polarité par les bits successifs des données à transmettre; - un démodulateur propre à démoduler séparément les ondes reçues par lesdits premier et second signaux locaux pour obtenir des premier et second signaux en bande de base;; - un générateur de séquences pseudo-aléatoires, couplé au démodulateur, propre à engendrer des première et seconde répliques polaires; - un démodulateur-corrélateur propre à démoduler par corrélation les premier et second signaux en bande de base avec les seconde et première répliques polaires, respectivement; - des moyens sommateur propres à faire la somme algébrique des premier et second signaux en bande de base ainsi démodulés par corrélation; - des moyens d'échantillonnage du signal ainsi obtenu, en vue de reconstituer les données transmises. Dans ces conditions, il est avantageux que chaque dispositif récepteur comporte des moyens propres à décaler progressivement les première et seconde répliques, jusqu'à obtenir la coïncidence temporelle de ces répliques avec les premier et second signaux en bande de base Selon un mode de réalisation préféré du dispositif récepteur de l'invention, le dispositif récepteur comprend des moyens propres à réaliser une opération de poursuite de la coïncidence, au cours de laquelle les première et seconde répliques, sont calées aussi précisément que possible avec les premier et second signaux en bande de base. En pratique, les moyens de poursuite de la coïncidence comprennent des moyens de poursuite par écartométrie de phase. Selon un autre mode de réalisation préféré de l'invention, le dispositif récepteur de l'invention comprend des moyens auxiliaires propres à effectuer une recherche plus rapide de la coïncidence temporelle des répliques décalées en retard et/ou en avance de la durée -d'un demi-segment, avec les premier et second signaux en bande de base. Avantageusement, le générateur de séquences pseudo-aléatoires délivre des répliques constituées chacune de segments consécutifs en forme de ligne brisée comprenant chacun un créneau rectangulaire polaire suivi d'un palier à zéro. En pratique, le rapport de forme des répliques a une valeur comprise entre 0,5 et 0,8. Avantageusement, il est égal à 0,7 pour des bits de données conformés en arrondi par une sinusoïde. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à l'examen de la description détaillée ci-après, et des dessins annexés, sur lesquels - la figure 1 représente une vue schématique d'un émetteur de signaux modulés MSK de type connu; - la figure 2 représente des chronogrammes illustrant les signaux d'émission modulés MSK de type connu; - la figure 3 est une vue. schématique du démodulateur selon l'invention; - la figure 4 est un chronogramme illustrant les répliques selon l'invention; - la figure 5 illustre de façon détaillée la poursuite de la coïncidence temporelle entre les répliques et les signaux en bande de base selon l'invention. Les dessins annexés comportent à de nombreux titres des éléments de caractère certain. Ils pourront donc non seulement servir à éclairer la description ci-après, mais aussi contribuer à la définition de l'invention, le cas échéant. Sur la figure 1, on a représenté le c6té émetteur d'un système de transmission de données, de type connu, portant émission comprend une source numérique 4 produisant le message numérique à transmettre et un émetteur 6 fournissant le signal porteur du message qui doit transiter par un canal de transmission (non représenté). De façon connue, l'émetteur 6 comprend un modulateur 10 de type à modulation à gradient de phase minimal MSK dans lequel les première et seconde ondes porteuses originellement en quadrature sont modulées par inversion de phase en fonction des bits successifs en alternat d'un signal numérique délivré par la source numérique 4 dont les bits sont conformés en arrondi et qui représentent les données à transmettre, et des moyens d'omission 12. De façon connue, un générateur de séquences pseudo-aléatoires 8 est couplé à la source numérique 4 pour produire au moins deux signaux bipolaires constitués de segments consécutifs, pris en alternance, d'au moins une séquence pseudo-aléatoire, lesdits segments étant conformés en arrondi après modulation en polarité par les bits successifs des données à transmettre Cette opération d'étalement du spectre des données permet de réduire l'action néfaste des brouilleurs de transmission. Sur la partie A de la figure 2, on a représenté le train numérique délivré par la source numérique 4. Ce train est constitué de symboles bipolaires de période Tn. Par exemple, le débit de transmission des symboles ou bits est de l'ordre de 6.103 bits par seconde (Tn = 6.103 hertz). Sur la partie B de la figure 2, on a représenté une séquence pseudo-aléatoire scindée par exemple en 510 segments S de période Tsp. Par exemple, le débit de la séquence pseudo-aléatoire a une valeur de l'ordre de 106 éléments par seconde (T5 = 106 hertz). Le générateur de séquences pseudo-aléatoires 8 est par exemple constitué d'un registre à décalage à neuf étages propre à délivrer une séquence pseudo-aléatoire de longueur maximale de 512 éléments. On annihile d'abord l'état dans lequel tous les étages du registre à décalage sont à la valeur zéro. On supprime ainsi un élément binaire afin de scinder la séquence pseudo-aléatoire en un nombre entier non premier de segments consécutifs pseudo-aléatoires. Sur les parties C et D de la figure 2, on a représenté les chronogrammes des ondes porteuses originellement en quadrature modulées par inversion de phase respectivement selon les premier et second signaux bipolaires délivrés par le générateur à séquences pseudo-aléatoires 8 couplé à la source numérique 4. Les signaux bipolaires B1 et B2 sont des signaux modulés sous une modulation à gradient de phase minimal (MSK). Les signaux BI et B2 sont constitués de segments S' consécutifs, pris en alternance, de la séquence pseudo-aléatoire S délivrée par le générateur de séquences pseudo-aléatoires 8 et conformés en arrondi après modulation en polarité par les bits successifs des données à transmettre délivrés par la source numérique 4. Plus précisément, le signal bipolaire B1 est constitué des segments de rang pair S'0, S'2, S'4, ... tandis que le signal bipolaire B2 est constitué des segments de rang impair S'1, S'3, S'5 .... Les segments S' des signaux bipolaires B1 et B2 ont une durée Tb double de celle des segments S de la séquence pseudo-aléatoire Tsp. On remarquera que les signaux bipolaires B1 et B2 sont décalés l'un par rapport à l'autre de la durée d'un demi-segment S'. Sur la figure 3, on a représenté le côté récepteur du système de transmission de données selon l'invention portant la référence générale 14. Le dispositif-récepteur 14 comprend des moyens récepteur 18 pour recevoir le signal émis 16 modulé par les ondes porteuses décrites en référence aux figures 1 et 2. Un organe séparateur 20 sépare les ondes porteuses reçues sur deux voies. Un oscillateur local 22 (VCXO) commandé en tension engendre, par l'intermédiaire d'un amplificateur 23 et d'un déphaseur 21, des premier et second signaux locaux en quadrature semblables aux première et seconde ondes porteuses en quadrature telles que reçues. Un démodulateur 24 démodule séparément les ondes reçues par les premier et second signaux locaux engendrés par l'oscillateur 22 pour obtenir à la sortie des moyens de filtrage 26 des signaux en bande de base Sq et Si. Selon une caractéristique importante de l'invention, il est prévu, dans le dispositif récepteur selon l'invention, un générateur de séquences 28 propre à engendrer des première et seconde répliques polaires P1M et P2M que l'on décrira plus en détail ci-après. Sur la figure 4, on a représenté un chronogramme illustrant une réplique, par exemple PM1. La réplique PM1 est constituée de segments consécutifs S" en forme de ligne brisée comprenant chacun un créneau rectangulaire polaire suivi d'un palier à zéro. Les segments S" ont une durée Tseg égale à la durée Tb des segments S' décrits en référence à la figure 2 alors que les créneaux rectangulaires polaires ont une durée aTseg. Le rapport de forme a peut avoir une valeur variant entre 0,5 et 0,8. Pour des bits de données conformés en arrondi par une sinusolde, le rapport de forme a est par exemple égal à 0,7.Pour des bits de données conformés en arrondi par un autre signal tel que gaussien, le rapport de forme a peut avoir une valeur différente que l'on choisira de façon optimum pour obtenir un calage rapide des répliques avec les signaux en bande de base. En pratique, les répliques PM1 et PM2 délivrées par le générateur 28 sont décalées l'une par rapport à l'autre de la durée d'un demi-segment S". On se réfère à nouveau à la figure 3. Un démodulateur-corrélateur 30 démodule par corrélation les premier et second signaux en bande de base Sq et Si avec les seconde et première répliques polaires P2M et P1M, respectivement. Des moyens sommateur 32 effectuent la somme algébrique des premier et second signaux en bande de base ainsi démodulés par corrélation. Le signal démodulé et représentatif des données ainsi obtenu à la sortie des moyens 32 est intégré et échantillonné par des moyens 34 d'intégration et d'échantillonnage en vue de reconstituer les données transmises. Les moyens 34 comprennent un intégrateur avec remise à zéro et un échantillonneur-bloqueur cadencé sous une fréquence dont la valeur est déterminée grâce à l'opération de calage des répliques sur les signaux en bande de base que lion décrira en détail ci-après A priori, les deux répliques P1M et P2M ne sont pas en coïncidence temporelle avec les signaux en bande de base Si et Sq; leur corrélation va donc donner un résultat nul. I1 y a lieu donc de prévoir dans le dispositif-récepteur de l'invention des moyens propres à rechercher la coïncidence temporelle entre les première -et seconde répliques P1M et P2M avec les premier et second signaux en bande de base Sq et Si. Ces moyens de recherche doivent décaler les répliques délivrées par le générateur 28 jusqu'à ce que ces moyens de recherche fournissent un pic de corrélation, indiquant que ces répliques P1M et P2M sont synchrones des signaux en bande de base Sq et Si à la durée par exemple d'un quart de segment S" près s4eg > Ces moyens de recherche de la coïncidence temporelle entre les répliques P1M et P2M avec les signaux en bande de base Si et Sq comprennent les éléments suivants Tout d'abord, des moyens de filtrage 35 filtrent le signal obtenu à la sortie des moyens sommateurs 32. Ces moyens de filtrage 35 sont par exemple des filtres de type passe-bas propres à récupérer un signal de niveau moyen et constant Ensuite, un organe mélangeur multiplie par elle-même la valeur du signal ainsi filtré par les moyens 35. Un démodulateur-corrélateur 38 démodule par corrélation les signaux en bande de base Sq et Si avec les répliques polaires P1M et P2M respectivement. Des moyens sommateur 40 effectuent la somme algébrique des signaux en bande de base Sq et Si ainsi démodulés par corrélation avec les répliques P1M et P2M respectivement. Des moyens de filtrage 42 de type passe-bas filtrent le signal obtenu à la sortie des moyens sommateur 40. Un organe mélangeur 44 multiplie par elle-même la valeur du signal ainsi filtré par les moyens de filtrage 42. Un organe sommateur 46 effectue la somme algébrique des signaux délivrés par les organes mélangeurs 36 et 44. Des moyens de filtrage 48 filtrent le signal obtenu par l'organe sommateur 46. Des moyens de mesure 49 comparent la tension du pic de corrélation délivré par le signal ainsi filtré par l'organe de filtrage 48 par rapport à une tension prédéterminée. Enfin, un organe de commande décale par un signal de commande de défilement 51 les première et seconde répliques jusqu'à obtenir une tension de pic de corrélation supérieure à la tension prédéterminée propre à indiquer la coïncidence temporelle des première et seconde répliques avec les signaux en bande de base Si et Sq. Dans un premier temps, l'organe de commande 50 provoque le défilement des répliques par pas égaux à Tseg, c'est-à-dire par pas de durée égale à un segment sn. Les moyens de recherche décrits ci-avant permettent d'obtenir un accrochage à un quart de segment S" près. Cela est possible alors même que la fréquence de l'oscillateur 22 peut être différente de la fréquence des ondes porteuses reçues. Lorsque l'accrochage est convenable, un filtre d'une boucle d'asservissement de type boucle de Costas 52 applique un signal à l'oscillateur local 22 en vue de mettre sa fréquence en phase avec celle des ondes porteuses reçues. Le filtre 52 reçoit en entrée le signal délivré par un organe 56 propre à faire le produit algébrique du signal S'i délivré par l'organe de filtrage 35 par le signal Slq délivré par l'organe de filtrage 42. L'organe de commande 50 délivre un signal de commande de constante de temps 55 au filtre 52 de manière à ce que ce filtre 52 ait une largeur de bande très faible afin de minimiser les effets du bruit reçu. Plus précisément, après I'opération d'accrochage des répliques sur les signaux en bande de base, l'organe de commande 50 libère le filtre 52 et commande la tension de l'oscillateur local 22. Quand la tension de commande de 1'oscillateur local 22 a atteint une valeur moyenne correspondant au calage approximatif en fréquence, la constante de temps de la boucle est augmentée très fortement de façon à réduire l'influence du bruit. Cette augmentation peut être graduelle de façon à optimiser le temps de stabilisation de la boucle aboutissant au calage correct de phase. Sur la partie A de la figure 5 on a représenté une courbe illustrant la variation de tension du pic de corrélation PC obtenu à la sortie de l'organe de filtrage 48 en fonction du décalage entre les répliques et les signaux en bande de base. Sur l'axe des ordonnées, on a représenté la tension du pic de corrélation, sur l'axe des abscisses on a représenté la valeur du décalage entre les répliques et les signaux en bande de base. La courbe F1 est relative à une modulation où les bits de données sont rectangulaires tandis que la courbe F2 est relative à une modulation MSK (bits de données conformés en arrondi). Sur la courbe FI, on remarque que lorsque le décalage temporel entre les répliques et les signaux en bande de base est supérieur à 2Tsp (c'est-à-dire la durée d'un segment des répliques 2Tsp = Tseg) le pic de corrélation a une valeur nulle. Par contre, dès que le décalage temporel est inférieur à la durée 2top, l'effet de corrélation commence à produire un pic de corrélation de valeur non nulle. La tension du pic de corrélation atteint son maximum lorsque le décalage est nul. On observe que le pic croît linéairement entre zéro et son maximum quand le décalage varie de 2Tsp à zéro. Mais avec la modulation MSK, les signaux bipolaires sont modulés en amplitude par une demi-sinusoide (conformation en arrondi), si bien que la courbe F2 représentant la variation de tension du pic de corrélation en fonction du décalage temporel entre les répliques et les signaux en bande de base est pondérée par une fonction sinusoïde. Après l'opération d'accrochage des répliques sur les signaux en bande de base à mieux que un quart de segment près S", les moyens de commande 50 pilotent des moyens de poursuite de la coïncidence temporelle entre les répliques et les signaux en bande de base. Ces moyens de poursuite de la coîncidence temporelle comprennent les éléments suivants D'abord, un démodulateur-corrélateur 60 démodule par corrélation le premier signal en bande de base Sq avec la seconde réplique décalée en retard de la durée d'un demi-segment S", c'est-à-dire P2M (- Tse2q 9 ); Ensuite, un démodulateur-corréateur 62 démodule par corrélation le second signal en bande de base Si avec la première réplique décalée en retard d'un demi-segment S", c'est-à-dire PIM (- Tseq 2 Un organe sommateur 66 effectue la somme algébrique des signaux délivrés par les démodulateurs-corrélateurs 60 et 62. Un organe de filtrage de type passe-bas 68 filtre le signal délivré par l'organe sommateur 66. Un organe mélangeur multiplie par elle-même la valeur du signal délivré par l'organe de filtrage 68. Un démodulateur-corrélateur 72 démodule le premier signal en bande de base Sq avec la seconde réplique décalée en avance de la durée d'un demi-segment S", c'est-à-dire P2M Tsg 2 Un démodulateur-corrélateur 74 démodule par corrélation le second signal en bande de base Si avec la première réplique P1M ( w ) décalée en avance de la durée d'un demi-segment S". Un organe sommateur 76 effectue la somme algébrique des signaux délivrés respectivement par les démodulateurs-corrélateurs 72 et 74. Un organe de -filtrage de type filtre passe-bas 78 filtre le signal délivré par l'organe sommateur 76. Un organe mélangeur 80 multiplie par elle-même la valeur du signal délivré par l'organe de filtrage 78. Des moyens différenciateurs 82 effectuent la différence algébrique entre les deux signaux délivrés respectivement par les organes mélangeurs 70 et 80. Des moyens de filtrage 84 de type filtre passe-bas filtrent le signal ainsi délivré par l'organe différenciateur 82. Enfin, les moyens de commande 50 recevant le signal délivré par l'organe de filtrage 84, via un organe comparateur 85, commandent le défilement des première et seconde répliques jusqu'à obtenir une différence algébrique nulle propre à indiquer un calage en phase desdites première et seconde répliques sur les premier et second signaux en bande de base à 1/20 de segment S" près environ. Sur la partie B de la figure 5, on a représenté une courbe de décalage qui illustre la poursuite de la coïncidence temporelle par écartométrie de phase. Sur l'axe des ordonnées on a représenté la tension du pic de corrélation obtenu à la sortie de l'organe de filtrage 84. Sur l'axe des abscisses, on a représenté le décalage temporel entre les répliques et les signaux en bande de base. La courbe F1' est relative à une modulation où les bits de données sont rectangulaires tandis que la courbe F2' est relative à une modulation MSK. On remarquera qu'unie tension nulle nulle indique un calage en phase des répliques avec les signaux en bande de base à 1/20 de segment S" près environ. On se réfère à nouveau à la figure 3. Selon une autre caractéristique de l'invention, moyennant des modifications mineures des moyens de poursuite de la recherche de la coïncidence temporelle entre les répliques et les signaux en bande de base, on peut obtenir des moyens de recherche de coïncidence temporelle auxiliaires deux fois plus rapide que les moyens de recherche décrits ci-avant et propres à opérer simultanément et parallèlement par rapport à ces moyens de recherche. Ces modifications consistent à appliquer au démodulateur-corrélateur 60 une première réplique PM1 décalée en avance de la durée d'un demi-segment PM1 ( 2 à procéder à la somme algébrique des signaux délivrés par les organes mélangeurs 70 et 80 par l'intermédiaire d'un organe sommateur 86. Le signal obtenu à la sortie de l'organe sommateur 86, filtré par un organe de filtrage du type passe-bas 88, est appliqué à l'organe de commande 50 via un organe comparateur 89 et un organe OU 90. L'organe de commande 50 pilote, via un signal de décalage 53, le défilement des répliques P1M et P2M ainsi décalées, jusqu'à obtenir la coïncidence temporelle entre lesdites répliques et les signaux en bande de base. Cette recherche auxiliaire est deux fois plus rapide que la recherche décrite ci-avant. Le dispositif récepteur conforme à l'invention présente des performances remarquables tout en ne faisant appel qu Revendications. 1. Procédé de transmission de données, dans lequel on module des première et seconde ondes porteuses originellement en quadrature par inversion de phase respectivement selon des premier et second signaux bipolaires à conformation sinusoidale, dont la polarité dépend des bits successifs, des données à transmettre, lesdits premier et second signaux bipolaires (B1 et B2) étant constitués de segments consécutifs, pris en alternance, d'au moins une séquence pseudo-aléatoire, lesdits segments étant conformés en arrondi après modulation en polarité par les bits successifs des données à transmettre, caractérisé en ce qu'il comprend, à la réception, les étapes suivantes - a) engendrer des premier et second signaux locaux en quadrature semblables aux première et seconde ondes porteuses telles que reçues;; - b) démoduler séparément les ondes reçues par lesdites premier et second signaux locaux pour obtenir des premier et second signaux en bande de base (Sq et Si); - c) engendrer des première et seconde répliques polaires (P1M et P2M); - d) démoduler par corrélation les premier et second signaux en bande de base (Sg et Si) avec les seconde et première répliques (P2M et P1M), respectivement; - e) faire la somme algébrique des premier et second signaux en bande de base (Sq et Si) ainsi démodulés par corrélation; - f) échantillonner le signal ainsi -obtenu en vue de reconstituer les données transmises 2.Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que les première et seconde répliques polaires (P1M et P2M) sont constituées chacune de segments consécutifs (S") en forme de ligne brisée comprenant chacun un créneau rectangulaire polaire suivi. d'un palier à zéro. 3. Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce que les répliques polaires (P1M et P2M) ont chacune un rapport de forme compris entre 0,5 et 0,8. 4. Procédé selon la revendication 3, caractérisé en ce que le rapport de forme des répliques polaires (PlM et P2M) est égal à0,7. 5. Procédé selon l'une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce qu'on décale dans le temps les première et seconde répliques polaires (P1M et P2M). 6. Procédé selon la revendication 5, caractérisé en ce qu'on décale les première et seconde répliques polaires (PlM et P2M) l'une par rapport à l'autre de la durée d'un demi-segment (S"). 7. Procédé selon l'une des revendications 1 à 6, caractérisé en ce que l'étape e) comprend l'étape supplémentaire suivante - el) décaler progressivement Les première et seconde répliques (P1M et P2M), jusqu'à obtenir la coincidence temporelle de ces répliques avec les premier et second signaux en bande de base (Sq et Si). 8. Procédé selon la revendication 7, caractérisé en ce que l'étape el) comprend les étapes suivantes - ell) filtrer le signal obtenu par la somme algébrique des premier et second signaux en bande de base démodulés par corrélation (Sq et Si) avec les seconde et première répliques (P2M et Plu), respectivement; - e12) multiplier par elle-même la valeur du signal ainsi filtré; - el3) démoduler par corrélation les premier et second signaux en bande de base (Sq et Si) avec les première et seconde répliques polaires (PlM et P2M), respectivement; - el4) faire la somme algébrique des premier et second signaux en bande de base (Sq et Si) ainsi démodulés par corrélation avec les seconde et première répliques (P2M et P1M) respectivement;; - el5) filtrer le signal obtenu par la somme algébrique des premier et second signaux en bande de base (Sq et Si) ainsi démodulés; - el6) multiplier par elle-même la valeur du signal ainsi filtré; - el7) faire la somme algébrique des signaux filtrés ainsiélevés au carré; - e18) filtrer le signal ainsi obtenu représentatif du pic de corrélation entre les première et seconde répliques (PlM et P2M) et les premier et second signaux en bande de base (Sq et Si); e19) mesurer la tension dudit pic de corrélation;; - e20) décaler progressivement les première et seconde répliques (P1M et P2M) jusqu'à obtenir un pic de corrélation de tension supérieure à une tension prédéterminée propre à indiquer la coïncidence temporelle des première et seconde répliques (P1M et P2M) avec les premier et second signaux en bande de base (Sq et Si). 9. Procédé selon la revendication 7 ou larevendication 8, caractérisé en ce que l'étape el) comprend les étapes supplémentaires suivantes - e2) réaliser l'opération de poursuite de la coïncidence, au cours de laquelle les première et seconde répliques (PlM et P2M) sont calées aussi précisément que possible avec les premier et second signaux en bande de base (Sq et Si). 10. Procédé selon la revendication 9, caractérisé en ce que l'étape e2) comprend les étapes supplémentaires suivantes - e21) démoduler par corrélation le premier signal en bande de base (Sq) avec la seconde réplique décalée en retard de Tseg la durée d'un demi-segment (P2M (~ S2g)); - e22) démoduler par corrélation le second signal en bande de base (Si) avec la première réplique décalée en retard Tseq de la durée d'un demi-segment (P1M ( 2)) 2 - e23) faire la somme algébrique des premier et second signaux (Sq et Si) en bande de base ainsi démodulés; - e24) filtrer le signal ainsi obtenu:: - e25) multiplier par elle-même la valeur du signal ainsi filtré; - e26) démoduler par corrélation le premier signal en bande de base (Sq) avec la seconde réplique décalée en avance de Tseq la durée d'un demi-segment (P2M (ts - e27) démoduler par corrélation le second signal en bande de base (Si) avec la première réplique décalée en avance Tseg de la durée d'un demi-segment (P1M (l Se2q)); - e28) faire la somme algébrique des premier et second signaux en bande de base ainsi démodulés; - e29) filtrer le signal ainsi obtenu; - e30) multiplier par elle-même la valeur du signal ainsi filtré; - e31) faire la différence algébrique entre ces deux signaux filtrés et élevés au carré; ; - e32) déplacer les première et seconde répliques jusqu'à obtenir une différence algébrique nulle propre à indiquer une coïncidence temporelle des première et seconde répliques avec les premier et second signaux en bande de base. 11. Procédé selon l'une des revendications 1 à 10, caractérisé en ce que l'étape d) comprend les étapes supplémentaires suivantes - dl) démoduler par corrélation le premier signal en bande de base (Sq) avec la première réplique décalée en avance Tseq de la durée d'un demi-segment (P1M (+Tseq) )t - d2) démoduler par corrélation le second signal en bande de base (Si) avec la seconde réplique décalée en avance de Tseq la durée d'un demi-segment (P2M (+ 2 )) - d3) faire la somme algébrique des premier et second signaux en bande de base ainsi démodulés; - d4) filtrer le signal ainsi obtenu; - d5) multiplier par elle-même la valeur du signal ainsi filtré;; - d6) démoduler par corrélation le premier signal en bande de base (Sq) avec la seconde réplique décalée en avance de Tseg la durée dtun demi-segment (P2M (+ S2g)); - d7) démoduler par corrélation le second signal en bande de base (Si) avec la première réplique décalée en avance de la durée d'un demi-segment (P1M (+ Seq)); 2 - d8) faire la somme algébrique des premier et second signaux en bande de base ainsi démodulés; - d9) filtrer le signal ainsi obtenu; - d10) multiplier par elle-même la valeur du signal ainsi filtré; - dll) faire la somme algébrique des signaux ainsi élevés au carré; - d12) filtrer le signal obtenu par la somme algébrique des signaux ainsi élevés au carré;; - dl3) décaler les première et seconde répliques ainsi décalées en avance et/ou en retard de la durée d'un demi-segment, jusqu a obtenir une somme algébrique nulle représentative de la coïncidence temporelle de ces première et seconde répliques ainsi décalées avec les premier et second signaux en bande de base. 12. Procédé selon la revendication 8, caractérisé en ce qu'il comprend en outre les étapes supplémentaires suivantes : - g) faire le produit algébrique du signal obtenu lors de l'étape ell) par le signal obtenu lors de l'étape el5); - h) filtrer le signal ainsi obtenu; - i) appliquer le signal ainsi filtré aux premier et second signaux locaux en vue de corriger leur fréquence par rapport à celle des ondes porteuses reçues.13.Dispositif récepteur pour la mise en oeuvre du procédé selon l'une des revendications 1 à 12, caractérisé par le fait qu'il comporte : - des moyens récepteur (18) pour recevoir le signal émis (16); - un oscillateur local (22) commandé en tension propre à engendrer des premier et second signaux locaux en quadrature semblables aux première et seconde ondes porteuses en quadrature telles que reçues, lesdites ondes porteuses étant en quadrature par inversion de phase respectivement selon des premier et second signaux bipolaires constitués de segments consécutifs, pris en alternance d'au moins une séquence pseudo-aléatoire, lesdits supports étant conformés en arrondi après modulation en polarité par les bits successifs des données à transmettre;; - un démodulateur (24) propre à démoduler séparément les ondes reçues par lesdits premier et second signaux locaux pour obtenir des premier et second signaux en bande de base (Sq et Si); - un générateur de séquences pseudo-aléatoires (28) propre à engendrer des première et seconde répliques polaires (PlM et P2M); - un démodulateur-corrélateur (30) propre à démoduler par corrélation les premier et second signaux en bande de base (Sq et Si) avec les seconde et première répliques polaires (P2M et P1M), respectivement; - des moyens sommateur (32) propres à faire la somme algébrique des premier et second signaux en bande de base ainsi démodulés par corrélation; - des moyens d'échantillonnage (34) du signal ainsi obtenu en vue de reconstituer les données transmises. 14. Dispositif selon la revendication 13, caractérisé en ce que le générateur de séquences pseudo-aléatoires (28) est propre à scinder les répliques en segments (S") consécutifs en forme de ligne brisée comprenant chacun un créneau rectangulaire polaire suivi d'un palier à zéro. 15. Dispositif selon la revendication 14, caractérisé en ce que le générateur (28) est propre à délivrer des répliques (P1M et P2M) avec un rapport de forme compris entre 0,5 et 0,8. 16. Dispositif selon la revendication 15, caractérisé en ce que le-générateur (28) est propre à délivrer des répliques (P1M et P2M) avec un rapport de forme égal à 0,7. 17. Dispositif selon l'une des revendications 13 à 16, caractérisé en ce que le générateur de séquences pseudo-aléatoires (28) est propre à décaler dans le temps les première et seconde répliques polaires (P1M et P2M). 18. Dispositif selon la revendication 17, caractérisé en ce que le générateur de séquences pseudo-aléatoires (28) est propre à décaler les première et seconde répliques l'une par rapport à l'autre de la durée d'un demi-segment (S" > . 19. Dispositif selon l'une des revendications 13 à 18, caractérisé en ce qu'il comprend en outre des moyens propres à décaler progressivement les première et seconde répliques, jusqu'à obtenir la colncidence temporelle de ces répliques avec les premier et second signaux en bande de base. 20. Dispositif selon la revendication 19, caractérisé en ce que les moyens de décalage progressif des première et seconde répliques, jusqu'à obtenir la coîncidence temporelle de ces répliques avec les premier et second signaux en bande de base comprennent - des premiers moyens de filtrage auxiliaires (35) propres à filtrer la somme algébrique des premier et second signaux en bande de base (Sq et Si) démodulés par corrélation avec les seconde et première répliques (P2M et Plu}, respectivement; - des premiers moyens mélangeur auxiliaires (36) propres à multiplier par elle-même la valeur du signal ainsi filtré;; - un premier démodulateur-corrélateur auxiliaire (38) propre à démoduler par corrélation les premier et second signaux en bande de base (Sq et Si) avec les seconde et première répliques polaires (P2M et PlM), respectivement; - des premiers moyens sommateur auxiliaires (40) propres à faire la somme algébrique des premier et second signaux en bande de base ainsi démodulés par corrélation; - des seconds moyens de filtrage auxiliaires (42) propres à filtrer la somme algébrique des premier et second signaux en bande de base ainsi démodulés par corrélation; - des seconds moyens mélangeur (44) propres à multiplier par elle-même la valeur du signal ainsi filtré; - des seconds moyens sommateur auxiliaires (46) propres à faire la somme algébrique des signaux ainsi élevés au carré; ; - des troisièmes moyens de filtrage auxiliaires (48) propres à filtrer le signal obtenu par la somme algébrique des signaux ainsi élevés au carré; - des moyens de mesure auxiliaires propres à mesurer la tension du pic de corrélation délivré par les troisièmes moyens de filtrage auxiliaires (48); - les moyens de commande (50) étant propres, à décaler progressivement les première et seconde répliques jusqu'à obtenir un pic de corrélation de tension supérieure à une tension prédéterminée propre à indiquer la coïncidence temporelle des première et seconde répliques (P1M et P2M) avec les premier et second signaux en bande de base (Sq et Si > . 21. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 13 à 20, caractérisé en ce qu'il comprend en outre des moyens propres à réaliser l'opération de poursuite de la coïncidence, au cours de laquelle les première et seconde répliques sont calées aussi précisément que possible avec les premier et second signaux en bande de base. 22. Procédé selon la revendication 21, caractérisé en ce que les moyens propres à réaliser l'opération de poursuite de la coïncidence temporelle comprennent - un second démodulateur-corrélateur auxiliaire (60) propre à démoduler par corrélation le premier signal en bande de base (Sq) démodulé avec la seconde réplique décalée en retard de la durée d'un demi-segment (P2M (--52q)) - un troisième démodulateur-corrélateur auxiliaire (62) propre à démoduler par corrélation le second signal en bande de base avec la première réplique décalée en retard de la Tg durée d'un demi-segment (P1M (+ i - des troisièmes moyens sommateur auxiliaire (66) propres à faire la somme algébrique des premier et second signaux en bande de base ainsi démodulés;; - des quatrièmes moyens de filtrage auxiliaire (68) propres à filtrer le signal ainsi obtenu; - des troisièmes moyens mélangeur auxiliaires (70) propres à multiplier par elle-même la valeur du signal ainsi filtré; - un quatrième démodulateur-corrélateur auxiliaire (72) propre à démoduler par corrélation le premier signal en bande de base (Sq) avec la seconde réplique décalée en avance de Tseg la durée d'un demi-segment (P2M ( + 2 )); - un cinquième démodulateur-corrélateur auxiliaire (74) propre à démoduler par corrélation le second signal en bande de base (Si) avec la première réplique décalée en avance Tseq)) de la durée d'un demi-segment (PlM (+ 2 - des quatrièmes moyens sommateur auxiliaires (76) propres à faire la somme algébrique des premier et second signaux en bande de base ainsi démodulés;; - des cinquièmes moyens de filtrage auxiliaires (78) propres à filtrer le signal ainsi obtenu; - des quatrièmes moyens mélangeur auxiliaires (80) propres à multiplier par elle-même la valeur du signal ainsi filtré; - des moyens différenciateur (82) propres à faire la différence algébrique entre ces deux signaux filtrés' et élevés au carré; - les moyens de commande (50) étant propres à décaler les première et seconde répliques (P1M et P2M) jusqu a obtenir une différence algébrique nulle propre à indiquer un calage en phase des première et seconde répliques sur les premier et second signaux en bande de base. 23. Dispositif selon l'une des revendications 11 à 20, caractérisé en ce qu'il comprend en outre des moyen auxiliaires propres à décaler progressivement les première et seconde répliques décalées en avance et/ou en retard de la durée d'un demi-segment desdites répliques, jusqu'à obtenir la coïncidence temporelle de ces répliques ainsi décalées avec les premier et second signaux en bande de base. 24. Dispositif selon la revendication 23, caractérisé ,en ce que les moyens de décalage auxiliaires des première et seconde répliques décalées en avance et/ou en retard de la durée d'un demi-segment desdites répliques comprennent - le second démodulateur-corrélateur auxiliaire (60) propre à démoduler en outre par corrélation le premier signal en bande de base (Sq) avec la première réplique décalée en avance de la durée d'un demi-segment (P1M (+ seq)), - le troisième démodulateur-corrélateur auxiliaire (62) propre à démoduler en outre par corrélation le second signal en bande de base (Si) avec la seconde réplique décalée en avance de la durée d'un demi-segment (P2M ( t )), - un cinquième organe sommateur auxiliaire (86) propre à faire la somme algébrique des signaux filtrés par les organes de filtrage (70 et 80), - un sixième organe de filtrage auxiliaire (88) propre à filtrer le signal ainsi obtenu, - les moyens de commande (50) étant propres à décaler les première et seconde répliques ainsi décalées jusqu'à obtenir une somme algébrique nulle représentative de la coïncidence temporelle des première et seconde répliques ainsi décalées avec les premier et second signaux en bande de base. 25. Dispositif selon l'une des revendications 13 à 24, caractérisé en ce qu'il -comprend des moyens mélangeur supplémentaires (56) propres à faire le produit algébrique du signal délivré par l'organe de filtrage (35), par le signal délivré par l'organe de filtrage (42); - des moyens de filtrage supplémentaires (52) du signal ainsi obtenu; - les moyens de commande (50) étant propres à appliquer le signal ainsi filtré aux premier et second signaux locaux en vue de corriger leur fréquence par rapport à celle des ondes porteuses reçues 26. Dispositif selon la revendication 25, caractérisé en ce que les moyens de filtrage supplémentaires (52) sont agencés en boucle de Costas. 27. Dispositif selon la revendication 13, caractérisé en ce que les moyens d'échantillonnage (34) sont des moyens intégrateur-échantillonneur-bloqueur.