Brevet FR2633471A1 — publié le 19891229

DESCRIPTION Procédé de démodulation cohérente d'un signal modulé numéri- quement en phase continue et à enveloppe constante". L'invention concerne un procédé de démodulation co- hérente par traitement numérique d'un signal modulé numérique- ment en phase continue et à enveloppe constante, le terme mo- dulé de ladite phase étant égal au produit de convolution de l'impulsion de phase étalée sur plusieurs temps bits par l'in- formation binaire transmise par paquets, le signal reçu trans- posé en bande de base sur deux voies en quadrature étant con- verti en numérique et transmis à un processeur de signal qui effectue le traitement du processus de démodulation. Ce procédé peut s'appliquer à n'importe quelle mo- dulation de phase du genre précité: (GMSK, MSK, 2SRC, TFM, GTFM...) dont la loi d'évolution suivant une variation pro- gressive de la phase a pour avantage de réduire le spectre.Un autre avantage résulte du fait que l'énergie transmise est constante. En particulier la modulation de type GMSK dont la variation de phase est étalée sur le plus grand intervalle de temps (5 temps bit), présente la meilleure efficacité spectra- le. Malheureusement, ceci a pour effet d'augmenter d'une façon importante l'interférence inter-symbole. L'utilisation de cette modulation à bande étroite. peut s'envisager dans de nombreux domaines tels que les systè- mes de communications protégées en VHF et UHF, les transmis- sions par satellites ou les réseaux radiomobiles. Les avanta- ges précités l'ont fait retenir par le Groupe Spécial Mobile (GSM) du CEPT pour être utilisée dans le futur réseau mobile numérique Pan-Européen à partir de 1992. Les divers procédés de démodulation connus mettent en oeuvre des méthodes différentielle ou cohérente. La première méthode a l'avantage d'être relative- ment simple mais les performances en terme de taux d'erreur sont très dégradées. La démodulation cohérente présente de meilleures OS performances mais elle nécessite un dispositif supplémentaire de récupération de la phase de la porteuse. Une des faiblesses rencontrées avec ce type de dé- modulation réside dans l'emploi de méthodes classiques de syn- chronisation qui utilisent des boucles à verrouillage de phase pour récupérer la porteuse et l'horloge. En effet dans le cas d'un système fonctionnant en Accès Multiples à Répartition dans le Temps (AMRT) ou en éva- sion de fréquence (EVF) et lorsque le signal subit des éva- nouissements dus au canal, les temps de resynchronisation des boucles analoqiques deviennent trop longs et réduisent la du- rée utile du signal (cf. brevet américain Ne 4 570 125 de R.B.Gibson et B.Hill). La mise en oeuvre d'une méthode de démodulation cohérente par traitement numérique du signal offre comme principal avantage la possibilité de mémoriser et de traiter le signal par paquets pour chacun desquels on doit effectuer un traitement séquentiel se terminant par une décision sur les informations binaires transmises. La première opération de la séquence consiste à re- chercher le début du paquet; c'est la synchro-trame. Puis la synchro-bit permet de déterminer les instants de décision et d'assurer le bon calage temporel du filtre adapté. Le rôle de ce filtre est de réduire le bruit sans dégrader l'information utile. Le dernier traitement est extrêmement important: il s'agit de l'estimation de la phase initiale et de l'écart résiduel de fréquence. La phase initiale est un paramètre qui n'est pas maîtrisé dans un système de transmission. Une mauvaise estima- tion de ce paramètre est désastreuse sur le taux d'erreurs. L'écart de fréquence résiduel est la résultante de l'écart de fréquence entre l'émetteur et le récepteur et de l'écart en fréquence dû à l'effet Doppler. Une évaluation dé- fectueuse de cet écart de fréquence se traduit par des erreurs de décision sur les derniers bits du paquet, lorsque la phase a suffisamment tourné pour provoquer de telles erreurs. Après avoir estimé la phase initiale et l'écart de fréquence résiduel on effectue une compensation et finalement on décide les bits transmis. Une méthode numérique de démodulation utilisée en 2SRC a été proposée dans l'article de LOUBATON et VALLET inti- tulé: "Démodulation pseudo-cohérente de signaux de type MSK adaptée aux transmissions en EVF" et publié dans la Revue Technique Thomson-CSF, vol. 17, Septembre 1985, N 3, pages 521-554. Dans cette méthode on retrouve la séquence de trai- tement suivante: synchro-trame par corrélation partielle; synchro-bit par détection de passage à zéro de la phase diffé- rentielle; filtrage adapté; estimation de l'écart de fré- quence résiduel par transformation de Fourier rapide sur les échantillons au carré; estimation de la phase initiale par moyenne; compensation en phase. Apres simulation, il s'avère que les algorithmes proposés s'adaptent mal à la GMSK. En effet, à cause de l'interférence inter-symbole qui ne peut plus étre négligée, la détermination de la syn- chro-bit est très dégradée en présence d'un écart résiduel en fréquence supérieur à 200 Hz. De plus pour estimer cet écart de fréquence, on ne peut plus éliminer la modulation en effectuant une élévation au carré. Une technique de démodulation pour la transmission de paquets par radio est donnée dans l'article de C.HEGARD, J.A. HELLER et A.J. VITERBI intitulé: "A microprocessor-based PSK Modem for Packet Transmission over Satellite Channels' et paru dans IEEE, vol.COM-26, N"5, Mai 1978. Inspiré de cette technique, qui ne s'applique qu'aux modulations de type PSK sans interférence intersymbole, le procédé de l'invention vise à obtenir une synchronisation permettant d'effectuer la démodulation cohérente de n'importe quel type de modulation présentant de l'interférence inter- symbole et ce, même avec un niveau de bruit et un écart rési- duel en fréquence importants. A cet effet ce procédé est remarquable en ce que chacun desdits paquets comporte une séquence préliminaire par laquelle on dispose d'un signal de référence connu sur N bits permettant de détecter approximativement la synchro-trame et la synchro-bit par corrélation avec la phase différentielle et d'amorcer l'estimation des paramètres de phase initiale 80 et d'écart résiduel en fréquence âfo, l'affinement progressif des valeurs approchées étant obtenu au moyen de deux boucles numé- riques imbriquées: une boucle lente initialisée au-delà d'une valeur de seuil pour la détection de la synchro-bit, une bou- cle rapide effectuant des décisions intermédiaires sur des blocs additionnels de bits pour l'estimation de 8o et Afo. Lesdltes détections de synchro-trame et de syn- chro-bit sont obtenues par une première corrélation sur la phase différentielle permettant de connaître l'instant d'émis- sion desdits paquets à T/4, T étant la durée d'un bit, puis par une deuxième corrélation sur la phase différentielle ef- fectuée avec un signal de référence decalé de T/4. Les fonc- tions de corrélation correspondantes présentent chacune un pic indépendant de la phase initiale et très peu dépendant de l'écart résiduel en fréquence, le pic de niveau supérieur et le pic de niveau inférieur définissant respectivement une syn- chro-bit principale SYNP et une synchro-bit secondaire SYNS. La précision de T/8 ainsi obtenue sur la synchro-bit est suffisante pour connaître l'instant d'échantillonnage. Ladite détection de synchro-bit est suivie d'un filtrage adapté effectué avec la valeur SYNP par un filtre à réponse impulsionnelle finie de type Gaussien afin de limiter la bande de bruit. Lesdites estimations de la phase initiale 60 et de l'écart résiduel en fréquence Afo à la suite dudit filtrage comportent les étapes suivantes: Elimination du terme de modulation en effectuant le produit du signal reçu par le conjugué du signal de référence. - Déroulement de la phase en éliminant les sauts de phase de 2ff pour obtenir une variation linéaire ayant pour équation y = Awox + 8o avec Aw0 = 2UAfo. - Calcul des paramètres estimés AwO et O80 par une méthode de régression linéaire et de l'écart N = E Iy- (Awo.Xi+ 80)12 entre les points correspondant à ladite phase déroulée et ladite droite de régression. Si ledit écart c est inférieur à ladite valeur de seuil, ladite estimation de Afo et 8o est affinée suivant une boucle rapide en plusieurs passes exploitant les décisions in- termédiaires sur les N bits de la séquence préliminaire aux- quels on ajoute à chaque passe un certain nombre de bits déci- dés. Si ledit écart e dépasse ladite valeur de seuil du fait d'une évaluation défectueuse de synchro-bit, ledit pro- cessus de calcul est réinitialisé suivant une boucle lente pour refaire le filtrage adapté et l'estimation de Afo et eo à partir de l'autre valeur de synchro-bit égale à ladite valeur secondaire SYNS. Après la dernière passe, une compensation ne laisse subsister que la composante de phase du signal qui n'est plus affectée par l'écart résiduel en fréquence ni par la phase à l'origine. La décision finale est ensuite effectuée puis un décodage différentiel fournit enfin la suite d'informations binaires transmises. L'invention sera mieux comprise à l'aide de la des- cription suivante donnée à titre d'exemple non limitatif, la- dite description étant accompagnée de dessins qui représen- tent: Figure 1: le schéma bloc d'un dispositif modulateur-démodula- teur. Figure 2: les variations d'impulsion de phase pour les modu- lations de types GMSK, MSK et 2SRC. Figure 3: les diagrammes d'occupation spectrale pour les mo- dulations de types GMSK, MSK et 2SRC. Figure 4: le diagramme de l'oeil pour la modulation GMSK. Figure 5: les variations temporelles de la phase du signal reçu après filtrage lors de la séquence d'évalua- tion de 8o et Afo. Figure 6: l'organigramme de l'ensemble du traitement de démo- dulation selon le procédé de l'invention. Figure 7: les courbes de taux d'erreur relevées dans la lit- térature pour la modulation GMSK. Figures 8 et 9: les courbes de taux d'erreur selon le procédé de démodulation de l'invention appliqué à un signal modulé en GMSK. La démodulation d'un signal GMSK selon le procédé de l'invention a été simulée sur un dispositif modulateur-dé- modulateur dont la figure 1 donne le schéma sous la forme de blocs fonctionnels comportant successivement: - Un ensemble de génération de trame 1 contenant un polynôme générateur d'un train binaire pseudoaléatoire au débit de 16 kbits/s. Le format de chaque trame transmise est de 128 bits avec une séquence préliminaire connue de N = 16 ou 32 bits que l'on vient placer en début de trame au moyen d'un système de registres et de bascules. Il reste donc 128-N bits disponibles pour l'information à transmettre. - Un modulateur 2 qui génère une impulsion de phase à varia- tion progressive de type GMSK. Le signal modulé est disponi- ble en bande de base à partir de deux voies I et Q en qua- drature. - Les éléments de transposition à la fréquence intermédiaire de 70 MHz. Cette transposition est opérée à l'émission au moyen des mélangeurs 3 et 4 effectuant respectivement le mé- lange des signaux provenant des voies I et Q avec le signal d'un oscillateur local 5 à la fréquence Fe et le même si- gnal déphasé de 90 dans le déphaseur 6. Après sommation des signaux en provenance des deux voies dans l'additionneur 7, le signal résultant issu de cet additionneur traverse suc- cessivement un atténuateur 8, un générateur de bruit blanc gaussien 9 de densité spectrale No permettant de simuler les conditions réelles de fonctionnement et un filtre à large bande 10 centré sur 70 MHz. A la réception, le signal transmis est retransposé en bande de base (parties réelle et imaginaire sur les voies I' et Q' respectivement) au moyen des mélangeurs 3' et 4', de l'oscillateur local 5 à la fréquence Fr et du dépha- seur 6. - Un ensemble de conversion numérique 11 comportant respecti- vement pour les deux voies I' et Q' à traiter, les filtres passe-bas 12 et 13 qui assurent l'échantillonnage en respec- tant la condition de Shannon et les convertisseurs analogi- que-numérique 14 et 15 précédés d'échantillonneurs-bloqueurs qui maintiennent le niveau du signal pendant la durée de la conversion. Les voies I' et Q' sont ressorties pour effectuer des contrôles (entre autres la visualisation des voies I et R après filtrage) après transformations inverses opérées à travers les convertisseurs numérique-analogique 16 et 17 et les filtres 18 et 19. Le train binaire est également sor- ti après décodage à travers la bascule 20. - Un ensemble de traitement 21 comportant un processeur de si- gnal dans lequel est effectuée la démodulation du signal GMSK selon le procédé de l'invention. Lorsque l'information numérique à transmettre est portée par la phase, le signal modulé peut se mettre sous la forme: S(t,B) = E exp{j[2T.fot + 60o + (t,B)]} t: temps B: (Bi) suite d'informations binaires transmises. E: énergie du signal T: durée d'un bit fo: fréquence de la porteuse (pulsation wo = 2Ufo) 80: phase à l'origine e(t,B): phase variant suivant la suite d'informations binai- res: i +" p(t,B) = 2E E B.i.q(t-iT) 2i=- Le terme 1/2 dans l'expression de la phase corres- pond à l'indice de modulation, c'est-à-dire au rapport excur- sion de fréquence sur fréquence rythme. La fonction q(t) appelée impulsion de phase traduit la façon dont la phase va varier. La figure 2 représente la variation de cette fonc- tion pour les modulations de type GMSK, MSK et 2SRC. Pour la GMSK la variation de phase est étalée sur 5 temps bit contre 2 temps bit pour la 2SRC et 1 temps bit pour la MSK. Cette variation étant plus lente pour la GMSK, le spectre occupé est moindre ainsi que le montrent les courbes de la figure 3 représentant les variations de la densité spec- trale de puissance en dB en fonction du produit de la fréquen- ce par la durée d'un bit, pour les modulations MSK (en trait continu), 2SRC (en traits pointillés) et GMSK (en traits mix- tes). Mais l'étalement de l'information sur 5 temps bit pour la GMSK se traduit par la présence d'interférence inter- symbole mise en évidence par le diagramme de l'oeil de la fi- gure 4 obtenu par l'observation du signal GMSK sur un oscil- loscope synchronisé par l'horloge temps-bit. On va maintenant expliciter les étapes successives de la démodulation cohérente d'un signal modulé numériquement en phase continue et à enveloppe constante selon le procédé de l'invention. Afin de pouvoir utiliser une méthode qui exploite la présence d'interférence inter-symbole, il est apparu indis- pensable d'insérer en tête de chaque paquet une séquence pré- liminaire de longueur N. Cette séquence connue va permettre de détecter le début de la trame par corrélation et ensuite d'amorcer l'esti- mation de 8o et Afo. Le traitement peut être décomposé en quatre parties principales: synchrotrame et synchro-bit, filtrage adapté, estimation de eo et Afo, et décision. Synchro-trame et svnchro-bit La détection de la synchro-trame et de la synchro- bit est effectuée par corrélation sur la phase différentiel- le. Le signal complexe normalisé retransposé en bande de base à la réception a pour expression: S(t) = exp.j[2f.àfo.t + o80 + @(t)] dans laquelle Afo représente l'écart entre la fréquence d'émission fe et la fréquence de réception fr auquel s'ajoute la fréquence d'effet Doppler fd lorsque le récep- teur se trouve en mouvement par rapport à l'émetteur: Afo = fe - fr + fd. Grâce à la séquence préliminaire, on dispose d'un signal de référence connu sur une durée NT, soit: R(t) = expj 9(t) avec te[O,NT] On définit alors un signal S' égal au produit du signal S par son conjugué retardé de deux temps bit: S'(t) = S(t).S*(t-2T) = exp.j[4U.Af0T + w(t) - (t-2T)] En posant Ap(t) = e(t)-p(t-2T) on fait apparaitre la phase différentielle entre deux temps bit, d'o S'(t) = exp.j[4n.afo.T+AW(t)] Dans cette expression de S'(t), le terme de phase initiale a disparu et l'écart de fréquence se traduit par un déphasage constant. On définit de même à partir du signal de référence R un autre signal R' tel que: R'(t) = R(t).Rt(t-2T) = exp.j.Aà(t) La fonction de corrélation des deux signaux comple- xes S' et R' s'écrit: NT C(l) = I S'(t).R'*(t-x)dt = T NT exp.j.4T.Af0T f expj [AW(t)-Aw(t-T)]dt T En prenant le module au carré de C(T), le terme exp.j.4U.AfoT disparaît NT IC(T)[2 = | | exp.j[At(t)-Aw(t-T)]dtl2 T La recherche du maximum de la fonction IC(T)I2 per- met alors de déterminer le début du paquet. L'intérêt d'effectuer la corrélation sur la phase différentielle est que le pic de corrélation est indépendant de la phase à l'origine et peu dépendant de l'écart en fré- quence tant que Af0T"1, c'est-à-dire tant qu'on se situe dans la bande de transmission du filtre placé en sortie de l'émetteur. Cependant le niveau du maximum du pic de corréla- tion est plus sensible au bruit (ce qui revient à avoir une dégradation de 3 dB du rapport signal à bruit). Deux aspects interviennent dans le choix de la sé- quence préliminaire: sa longueur (N = nombre de bits) et la configuration des bits. Plus la séquence sera longue, meilleures seront les Probabilités de Fausse Alarme (PFA) et de Non-Détection (PND). La configuration binaire de la séquence a une in- fluence sur la précision du calage temporel. Le choix n'est pas très facile, mais on peut malgré tout la choisir en res- pectant les contraintes suivantes: - suite non périodique (sinon il se forme plusieurs pics de corrélation), - suite non constante (sinon il apparait un étalement tempo- rel important), - suite qui ne comporte pas trop de valeurs alternées (sinon cela entraine des variations de phase trop faibles). On peut appliquer la méthode de corrélation exposée ci-dessus au calcul de la synchro-trame en effectuant cette corrélation à raison de n échantillons par temps bit. soit: S(i) = exp.j[2TAf0i T + 80 + p(i)] Rl(i) = exp.jp(i -) On calcule: * T S'(i) = S(i).S(i-4) = exp.j[4UAfoT + Ap(i)] T R'1(i) = Rl(i).Rî(i-4) = exp.jAp(i 2) 2N-1 2 En posant: Ci(j) = S'(i).R 1(i-) la recherche du maximum de C1(j) permet de détecter le début du paquet. Lorsque ce maximum est détecté, la synchro-trame est acquise et l'instant d'émission du paquet est connu à T/4. Cette précision n'est pas suffisante pour déter- miner la synchro-bit. Pour affiner l'estimation, il faut effectuer une seconde corrélation avec un signal de référence décalé de T/4. On définit comme pour la première corrélation: R2(i) = exp.j.p(i T/2 + T/4) R'2(i) = exp.j.Ap(i T/2 + T/4) 2N-1 * 2 C2(j) = I S'(i)R'z(i-j)l Les deux corrélations CI(j) et C2(j) vont présenter des pics pour les indices J1 et J2 respectivement. Si Ci(J1)>C2(J2) on prendra synchro-bit = J1 T/2 Si C2(J2)>Ci(J1) on prendra synchro-bit = J2 T/2 + T/4 * Cette double corrélation permet d'avoir une préci- sion de T/8 sur la synchro-bit. Compte tenu de la lenteur de la variation de la phase pour la modulation GMSK, cette précision est suffisam- ment bonne pour connaître l'instant d'échantillonnage. On a déjà précisé que dans certains cas o le rap- port signal à bruit est faible (Eb/No synchro-bit pouvait être erroné. Cela résulte de l'apprécia- tion incertaine du niveau des pics de corrélation (par exem- ple si l'on choisit J2 T/2 + T/4 au lieu de J1 T/2). Pour faire l'ultime décision on va définir SYNP la valeur de synchro-bit dite 'principale" et SYNS la valeur de synchro-bit dite "secondaire". Si Ci(J1)>C2(J2) alors SYNP: J1 T/2 SYNS: J2 T/2 + T/4 Si C2(J2)>CI(Jî) alors SYNP: J2 T/2 + T/4 SYNS: J1 T/2 Le filtrage adapté sera effectué avec la valeur SYNP. La modification éventuelle sera effectuée dans l'algorithme d'estimation de l'écart de fréquence et de la phase initiale à partir d'un critère d'erreur qui sera défi- ni ultérieurement. L'erreur sur la synchro-bit a peu d'effet sur le filtrage adapté; par contre cela dégrade énormément l'esti- mation de àfo et e0. Cette méthode de double corrélation sur la phase différentielle est judicieuse car elle permet de déterminer le début de la trame et d'effectuer une première estimation de la synchro-bit. Ce dernier paramètre sera confirmé ou ajusté au cours de l'estimation de la phase de la porteuse. Filtrage adapté On peut montrer (cf. P.A.LAURENT: 'Interprétation des modulations d'indice demi-entier. Extension à des indi- ces voisins et applications"-9" Colloque GRETSI, Nice, Mai 1983) que toutes les modulations numériques de la forme S(t,B) = exp.j.(t,B) peuvent se représenter sous la forme d'une modulation d'amplitude selon l'expression suivante: + À n S(t,B) = E j CiFp(t-iT) avec C= I B i= i p 1 i=-- dans laquelle Fp(t) est la fonction principale. La décomposition de la modulation GMSK en une modu- lation d'amplitude est particulièrement intéressante, car elle permet de déterminer facilement le filtre adapté. Ce dernier a une réponse impulsionnelle égale à Fp(t-synchro-bit). Le terme synchro-bit tient compte de la position du signal reçu par rapport à l'horloge d'échantillonnage. Le filtre adapté est réalisé sous la forme d'un filtre à Réponse Impulsionnelle Finie à 11 coefficients. Estimation de la phase initiale et de l'écart de fréquence La méthode envisagée est basée sur l'exploitation de la séquence préliminaire. En sortie-du filtre adapté on dispose d'un signal reçu dont la variation en fonction du temps est représentée sur la figure 5a. Après normalisation, ce signal a pour ex- pression: Z(t) = exp.j[2U.Afot + o0 + W(t)] La séquence préliminaire étant connue, on peut fa- cilement calculer l'évolution du signal sur un intervalle [O,NT], N étant le nombre de bit de la séquence préliminai- re. On connait alors le signal de référence dont la fi- gure 5b montre la variation en fonction du temps et dont l'expression normalisée peut s'écrire: Zo(t) = exp.j.p(t) pour ttc[O,NT] En effectuant le produit du signal reçu Z(t) par le conjugué du signal de référence Zo(t) on élimine le terme w(t) dû à la modulation (figure 5c). Z(t)_X ft^ = { f - ^ ' Ae x+p_2n]te1. L'étape suivante consiste à transformer le signal complexe obtenu en une variation linéaire traduisant l'évo- lution de la phase. 0(t) = Arctg[Z(t).Zo(t)] = {2n.Afo.t+G0]modulo 2E Pour cela, il faut dérouler la phase en éliminant les sauts de phase de 2E. La figure 5d représente cette variation dont l'équation est: y = Aw0.X + 8o avec Aw0 = 2n.Afo Par une méthode de régression linéaire, on peut calculer les paramètres estimés Awo et e0. Ce calcul est systématique et donc simple à mettre en oeuvre. A partir des paramètres estimés, on peut maintenant compenser le signal en effectuant une multiplication comple- xe: Signal reçu: Z(t) = exp.jt[wot+0o+w(t)] Signal compensé: S(t) = Z(t) exp[-j(Awot+0o)] S(t) = exp.j[(Awo-Awo)t+8o-8o+w(t)] Si l'estimation est correcte, Aw0 = Awo, 80 = 60 et S(t) = exp.j.p(t) Le signal obtenu n'est plus affecté par un écart de fréquence ni par la phase à l'origine. L'estimation de Aw0 et 8o est sensible à trois pa- ramètres: le bruit, le calage temporel et la longueur de la séquence préliminaire. Lorsque le bruit augmente (Ib/No entraîner des variations soudaines de phase qui se tradui- sent par des sauts de 2 U sur la phase déroulée. Ce problème a été éliminé en utilisant une technique de détection et de correction de saut de phase de 2 E. La sensibilité au calage temporel est liée à l'éva- luation de la synchro-bit. Si ce paramètre est mal estimé, la modulation n'est pas parfaitement éliminée; cela se tra- duit par une phase déroulée affectée d'un résidu de modula- tion. L'estimation de Awo et G0 s'en trouve dégradée. Pour avoir une estimation de fréquence suffisamment bonne (erreur inférieure à 10 Hz) qui n'entraîne pas d'er- reur de décision, il est nécessaire d'utiliser une séquence préliminaire de longueur supérieure ou égale à 64 bits. Sur 128 bits, cela entraîne un rendement de trans- mission maximum de 50 %. Un tel-rendement est tout à fait incompatible avec une transmission par paquets. Si l'on adopte au départ une séquence préliminaire de longueur plus faible N = 16 ou 32 bits, la méthode expo- sée ci-dessus permet d'obtenir des échantillons compensés. Cependant, la précision de l'estimation n'est pas suffisante pour corriger parfaitement la phase lorsque le niveau de bruit est important. Une erreur de 20 Hz entre le début du message et la fin se traduit par une rotation de phase de 58 , ce qui en- traîne des erreurs de décision sur la fin du paquet. Ce sont donc les bits proches de la fin du paquet qui sont les plus affectés. L'idée de l'invention consiste à décider un certain nombre de bits, par exemple les 16 bits suivant la séquence préliminaire et de refaire le processus d'estimation en con- sidérant une nouvelle séquence de référence correspondant aux N bits de séquence préliminaire plus 16 nouveaux bits décidés. En quatre nouvelles passes, on arrive à obtenir une précision de quelques Hertz pour Eb/No = 6 dB. Cela fait à la fin une estimation sur N t+ 64 bits. La longueur de la séquence préliminaire a pu être ainsi notablement réduite par cette méthode d'estimation en plusieurs passes qui exploite les décisions intermédiaires sur des blocs de bits, qui résiste très bien au bruit et dont la convergence est rapide. Toutefois, ainsi qu'il a déjà été évoqué, l'estima- tion de Awo et o80 est sensible à la synchro-bit. Une mauvaise estimation de synchro-bit va se tra- duire par une différence importante entre les points corres- pondant à la phase déroulée et la droite de régression: Soit ó = C (Y- Awo.X--80)2 1 1 1 Dans ce cas, e va augmenter de plus en plus. Très rapidement (à la première ou à la deuxième passe) e va dépasser unevaleur de seuil et va ordonner un changement de synchro-bit. On prendra alors pour valeur de synchro-bit la va- leur secondaire SYNS. Tout le processus de calcul est alors réinitialisé pour refaire le filtrage adapté et l'estimation de Aw0 et o80 avec la nouvelle valeur de synchro-bit. Décision Après compensation, la décision est effectuée sur l'expression du signal mis sous la forme d'une modulation d'amplitude faisant intervenir la fonction principale Fp(t). Pour calculer les bits transmis il suffit de faire enfin un décodage différentiel. La figure 6 fournit sous forme d'organigramme tout le processus de calcul. Le déroulement d'estimation des paramètres Awo et à partir du DEBUT de programme (case 22) peut paraître lourd à mettre en oeuvre, mais il es, systématique et rela- tivement simple. On effectue d'abord une estimation grossière de la synchro-trame (case 23) et de la synchro-bit (case 24) par corrélation, ensuite le filtrage adapté (case 25), puis la détermination approchée de la phase de la porteuse par ré- gression linéaire sur 16 ou 32 temps bit: suppression de la modulation (case 26), déroulement de la phase (case 27), es- timation de Aw0 et 80 et calcul de l'écart e (case 28). On compare enfin l'écart e calculé à une valeur de seuil S (ca- se 29). La suite du processus de démodulation peut alors être décrite comme un système de deux boucles numériques im- briquées: - une première boucle pour l'estimation de àwO et e0 se re- fermant par la liaison 31, - une seconde boucle pour l'estimation de synchro-bit se re- fermant par la liaison 32. A chaque passage dans la première boucle numérique, on redécide dans la case 30 les bits qui suivent la séquence préliminaire afin d'affiner au fur et à mesure l'estimation de Awo et 00. Ces décisions sont dites intermédiaires. A chaque passage dans la seconde boucle numérique, on calcule dans la case 29 l'écart E que l'on compare à la valeur de seuil. Ce critère va permettre de valider ou de réajuster la synchro-bit. On distingue deux cas possibles dans le traite- ment: - pas de remise en cause de la synchro-bit. La détermination de Awo0 et 80 est alors effectuée en quelques passes par une convergence rapide de la première boucle. - remise en cause de la synchro-bit. Dans ce cas, on recom- mence tout le processus de filtrage et de démodulation. Le temps de traitement par la voie de la seconde boucle de- vient alors plus long. La suite de l'organigramme à partir de la dernière passe (case 30) comporte la mise en oeuvre de la décision finale (case 33) et de la FIN du programme (case 34). A titre indicatif, on a représenté sur la figure 7 les courbes de taux d'erreurs théoriques relevées dans la littérature pour les modulations GMSK et MSK. Les courbes 1 et 2 correspondent à un démodulateur cohérent avec récupération de porteuse par une boucle d'as- servissement analogique, de bandes passantes BL = 460 Hz et 920 Hz respectivement. Ce type de démodulation ne pourrait donc pas fonctionner, ni en EVF ni en AMRT. De plus ces courbes sont obtenues sans écart de fréquence. La courbe 3 correspond au résultat obtenu avec un démodulateur différentiel analogique. A 10-2 de taux d'erreurs, la dégradation par rapport à la théorie est très importante (7 dB environ). Les courbes de taux d'erreurs obtenus avec le pro- cédé de démodulation de l'invention sont portées sur les fi- gures 8 et 9 pour des séquences préliminaires de 32 et 16 bits respectivement et avec des écarts de fréquences Afo = 800 Hz (courbes 1) et Afo = 1600 Hz (courbes 2). Pour Afo = 800 Hz les résultats sont assez bons. A un taux d'erreur de 10-2, on a une dégradation de 1,2 dB pour N = 32 bits et de 1,4 dB pour N = 16 bits par rapport aux taux d'erreur théoriques dont les courbes sont également reportées sur lesdites figures. Les résultats sont peu sensibles à l'écart de fré- quence tant que Afo peu dégradés. Le procédé de l'invention a permis de mettre en oeuvre un algorithme de démodulation cohérente de la modula- tion numérique de type GMSK. Les résultats de simulation montrent que cette mé- thode résiste bien au bruit et à un eé-art de fréquence même important entre l'émetteur et le récepteur. Ce procédé est donc tout a fait compatible avec un fonctionnement en AMRT ou en EVF et il peut s'appliquer à n'importe quelle modulation présentant de l'interférence in- ter-symbole. REVENDICATIONS 1. Procédé de démodulation cohérente par traitement numérique d'un signal modulé numériquement en phase continue et à enveloppe constante, le terme modulé de ladite phase étant égal au produit de convolution de l'impulsion de phase étalée sur plusieurs temps bits par l'information binaire transmise par paquets, le signal reçu transposé en bande de base sur deux voies en quadrature étant converti en numérique et transmis à un processeur de signal qui effectue le traite- ment du processus de démodulation, caractérisé en ce que cha- cun desdits paquets comporte une séquence préliminaire par la- quelle on dispose d'un signal de référence connu sur N bits permettant de détecter approximativement la synchro-trame et la synchro-bit par corrélation avec la phase différentielle et d'amorcer l'estimation des paramètres de phase initiale e0 et d'écart résiduel en fréquence Afo, l'affinement progressif des valeurs approchées étant obtenu au moyen de deux boucles numé- riques imbriquées: une boucle lente initialisée au-delà d'une valeur de seuil pour.la détection de la synchro-bit, une bou- cle rapide effectuant des décisions intermédiaires sur des blocs additionnels de bits pour l'estimation de 60 et Af0. 2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que lesdites détections de synchro-trame et de synchro-bit sont obtenues par une première corrélation sur la phase diffé- rentielle permettant de connaitre l'instant d'émission desdits paquets à T/4, T étant la durée d'un bit, puis par une deu- xième corrélation sur la phase différentielle effectuée avec un signal de référence décalé de T/4, les fonctions de corré- lation correspondantes présentant chacune un pic indépendant de la phase initiale et très peu dépendant de l'écart résiduel en fréquence, le pic de niveau supérieur et le pic de niveau inférieur définissant respectivement une synchro-bit principa- le SYNP et une synchro-bit secondaire SYNS, la précision de T/8 ainsi obtenue sur la synchro-bit étant suffisante pour connaître l'instant d'échantillonnage, ladite détection de synchro-bit étant suivie d'un filtrage adapté effectué avec la valeur SYNP par un filtre à réponse impulsionnelle finie de type Gaussien afin de limiter la bande de bruit. 3. Procédé selon les revendications 1 et 2, caractéri- sé en ce que lesdites estimations de la phase initiale 8O et de l'écart résiduel en fréquence Afo à la suite dudit filtrage comportent les étapes suivantes: - élimination du terme de modulation en effectuant le produit du signal reçu par le conjugué du signal de référence, - déroulement de la phase en éliminant les sauts de phase de 21 pour obtenir une variation linéaire ayant pour équation y = Aw0x + Oc avec Ati, = 21tf0, - calcul des paramètres estimés Aw0 et 80 par une méthode de régression linéaire et de l'écart E = E | - (0w1.x + 6 J,=O z entre les points correspondant à ladite phase déroulée et ladite droite de régression. 4. Procédé selon les revendications 1 à 3, caractérisé en ce que ledit écart ó étant inférieur à ladite valeur de seuil, ladite estimation de Afo et 60 est affinée suivant une boucle rapide en plusieurs passes exploitant les décisions in- termédiaires sur les N bits de la séquence préliminaire aux- quels on ajoute à chaque passe un certain nombre de bits déci- dés. 5. Procédé selon les revendications 1 à 3, caractérisé en ce que ledit écart E dépassant ladite valeur de seuil du fait d'une évaluation défectueuse de synchro-bit, ledit pro- cessus de calcul est réinitialisé suivant une boucle lente pour refaire le filtrage adapté et l'estimation de Afo et eo à partir de l'autre valeur de synchro-bit égale à ladite valeur secondaire SYNS. 6. Procédé selon la revendication 4, caractérisé en ce qu'à la suite de la dernière passe, une compensation ne laisse subsister que la composante de phase du signal qui n'est plus affectée par l'écart résiduel en fréquence ni par la phase à l'origine, la décision finale étant ensuite effectuée et un décodage différentiel fournissant enfin la suite d'informa- tions binaires transmises. 7. Procédé selon l'ensemble des revendications 1 à 6, caractérisé en ce qu'il s'applique aux démodulations cohéren- tes de signaux modulés selon des modulations de types GMSK, 2SRC, TFM, GTFM,... dont la loi d'évolution de la phase suit une variation progressive.