Brevet FR2625324A1 — publié le 19890630

RECEPTEUR ANTIBROUILLE POUR SYSTEME RADAR A IMPULSIONS La présente invention se rapporte aux systèmes de transmission de signaux en impulsions, dans lesquels sont inclus des moyens pour comprimer le niveau de signaux impulsionnels indésirables ; elle concerne plus particulièrement un récepteur antibrouillé pour système radar à impulsions, qui comprend des moyens permettant de rejeter des signaux de brouillage et d'extraire les signaux radar. Les fondements des systèmes radar à impulsions sont largement exposés dans divers ouvrages techniques, sur ce sujet on pourra utilement consulter l'ouvrage de M.I.SKOLNIK "RADAR HANDBOOK" 1970 édité par Mc GRAW-HILL et se reporter plus particulièrement aux chapitres concernant les systèmes radar de visualisation des cibles mobiles (VCM) mettant en oeuvre des techniques numériques (DMTI selon l'appellation anglo-saxonne). En exploitation les systèmes radar opèrent dans un environnement particulièrement hostile, où des signaux électroniques de contre-mesures (ECM) sont émis intentionnellement par un adversaire éventuel qui cherche à décevoir le système radar, en dégradant la performance de détection de celui-ci, notamment par un accroissement du taux de fausse-alarme, dans le but de réduire la sensibilité du système et/ou de saturer les moyens de poursuite et de visualisation des cibles radar. Un procédé de brouillage couramment mis en oeuvre par l'adversaire consiste à émettre un signal microonde de forte puissance qui est modulé en fréquence, de façon aléatoire, sur une large plage de fréquence. Ce signal de brouillage produit une excitation également aléatoire des circuits du récepteur, avec - pour résultat une multitude de signaux de bruit impulsionnels qui se superposent aux signaux utiles. En effet, un récepteur, radar classique, adapté pour recevoir des signaux en impulsion de durée miminale 6, com prend, notamment : un amplificateur sélectif à fréquence intermédiaire (FI) ayant une bande passante t F, telle que le produit EF.d soit voisin de l'unité, et un détecteur d'enveloppe qui transpose les signaux de sortie de l'amplificateur Fl en vidéofréquence.De cette configuration du récepteur, il résulte que les signaux de brouillage après avoir transité dans l'amplificateur FI sont corrélés avec les signaux utiles et ne peuvent pratiquement plus être éliminés. Aussi, pour remédier à ce défaut des récepteurs radar classiques, il a été proposé et réalisé des récepteurs radar qui mettent. en oeuvre une technique connue sous le nom de "DICKE- FlX" Sur ce sujet on pourra se reporter au cours de H. CARPENTIER "ELEMENTS CONSTITUTIFS DU RADAR" enseigné à l'ENSTA (Ecole Nationale Supérieur des Techniques Avancées). Un récepteur radar mettant en oeuvre une technique DICKE FIX comprend essentiellement : un premier amplificateur à fréquence intermédiaire ayant une bande passante W égale à M fois la largeur spectrale AF des signaux en impulsions rayonnés par l'antenne, avec M notablement plus grand que l'unité, dans la pratique de l'ordre de 10 ; un étage limiteur de niveau également à large bande, un second amplificateur à fréquence intermédiaire ayant une bande passante Q F, un détecteur d'enveloppe, et enfin, un circuit d'ébasage à une tension de seuil Vs. On peut montrer qu'à la sortie du second amplificateur à fréquence intermédiaire le rapport de la puissance du signal de brouillage à la puissance des signaux utiles est sensiblement égale à la grandeur du facteur M. Les récepteurs radar DICKE-FIX de l'état de la technique sont réalisés selon des techniques analogiques et présentent les inconvénients inhérents à ces techniques, notamment : une certaine imprécision sur les grandeurs mesurées et un stabilité précaire des réglagles. Le but de la présente invention est de rémédier aux déficiences précitées des récepteurs radar antibrouillés de l'art antérieur. Pour atteindre ce but, l'invention propose un récepteur radar antibrouillé qui comprend : un amplificateur à fréquence intermédiaire dont la bande passante est égale à M fois la largeur spectrale des signaux en impulsions rayonnées par l'antenne ; un générateur de signaux d'horloge qui est synchronisé par le signal de déclenchement des impulsions d'émission, ce générateur délivre un signal d'échantillonnage à une fréquence Fs au moins égale à la largeur de bande de l'amplificateur à fréquence intermédiaire et connectées à cet amplificateur à fréquence intermédiaire deux voies de signal I et Q identiques qui opèrent en quadrature de phase, chacune de ces voies de signal comprenant, connectés en série, un détecteur de phase contrôlé par le signal de sortie d'un oscillateur local à fréquence intermédiaire ; un codeur analogique-numérique sur P niveaux de quantification, ce codeur analogique-numérique étant commandé par le signal d'échantillonnage à fréquence F5, un limiteur numérique de niveau et un filtre numérique adapté à la forme des signaux en impulsions émis. Dans le but de rejeter les signaux de brouillage et de discriminer les signaux radar, les signaux de sortie des voies de signal I et Q sont combinés dans un opérateur qui fournit le module des échantillons codés, et la sortie de cet opérateur est connecté à l'entrée d'un comparateur numérique de niveau dont la seconde entrée est connectée à une source de tension de valeur fixe ou dépendante du bruit du récepteur. Selon l'invention des moyens sont prévus pour discriminer les signaux radar des cibles mobiles et rejeter les signaux de retour indésirables, ces moyens comprenant des filtres Doppler qui sont disposés entre les codeurs analogique-numériques et les limiteur numériques de niveau. Selon une autre forme de réalisation les filtres Doppler sont connectés à la sortie des filtres numériques adaptés. D'autres caractéristiques apparaîtront dans la description détaillée de l'invention, faite en regard de dessins annexés ; sur ces dessins: - la figure la est un bloc diagramme fonctionnel d'un récepteur radar antibrouillé de l'art antérieur. - les figures lb, lc et Id montrent la forme des signaux en différents points du récepteur de la figure la. - la figure 2a est un bloc diagramme fonctionnel d'un récepteur radar antibrouillé selon l'invention, - les figures 2b, 2c, 2d et 2e montrent les formes des signaux en différents points du récepteur de la figure 2a. - la figure 3 est un bloc diagramme fonctionnel d'une première forme de réalisation d'un limiteur numérique de niveau. - la figure 4 est un diagramme vectoriel des composantes des échantillons codés. - la fgure 5 est un bloc diagramme fonctionnel d'une seconde forme de réalisation d'un limiteur numérique de niveau. - la figure 6 est un schéma électrique d'une forme de cons traction du codeur analogique-numérique. - la figure 7 est un schéma électrique d'une première forme de construction du filtre numérique adapté de la figure 2a. - la figure 8 montre la réponse impulsionnelle h(t) du filtre numérique de la figure 7. - la figure 9 est un bloc diagramme fonctionnel du filtre numérique de la figure 7. - la figure 10 est un schéma électrique d'une seconde forme de réalisation du filtre numérique adapté de la figure 2a. - la figure Il est un bloc diagramme fonctionnel d'un récepteur antibrouillé dans lequel sont inclus des moyens de filtrage Doppler des signaux radar. - la figure 12 est un bloc diagramme fonctionnel montrant une variante de réalisation du récepteur de la figure 11. La figure la est un bloc diagramme fonctionnel qui se rapporte à un récepteur radar antibrouillé selon la technique "DICKE-FIX" qui permet de rejeter, dans une large mesure les signaux de brouillage, de nature impulsionnelle, captés par l'antenne du système radar. Un premier amplificateur 1 à fréquence intermédiaire (FI), ayant une largeur de bande M. AF, amplifie suffisamment les signaux d'entrée pour permettre leur écrétage dans un circuit limiteur d'amplitude 2. La sortie de ce limiteur d'amplitude est connectée à un second amplificateur 3 à fréquence intermédiaire ayant un bande passante AF qui est adaptée à la durée des signaux en impulsions émis.La valeur de la bande passante AF est donnée par la relation F = où ô est la durée des impulsions et K un facteur de proportionnalité constant qui dépend de la forme de l'impulsion ; dans le cas d'une impulsion standard la valeur de K est de l'ordre de 1,2. Les signaux de sortie de l'amplificateur 3 à bande étroite sont fournis à un détecteur d'enveloppe 4 qui délivre des signaux unipolaires à vidéofréquence et ces signaux sont appliqués à l'entrée d'un circuit ébaseur constitué, par exemple, par un comparateur de niveau 5 dont l'entrée de référence est connectée à une source de tension de seuils qui peut avoir une valeur fixe ou dépendante du niveau de bruit du récepteur. Les figures lb, 1c et îd illustrent le fonctionnement de ce récepteur. La figure lb représente la forme des signaux à la sortie du premier amplificateur 1 à fréquence intermédiaire, le signal de brouillage Sb, dont la durée est de l'ordre de (M.EF) 1 et le signal radar 5v dont la durée est sensiblement égale à l'inverse de. la bande passante QF du second amplificateur à fréquence intermédiaire. Le niveau du signal de brouillage Sb est notablement supérieur au niveau du signal radar Sr et ces signaux sont portés par Inonde porteuse à fréquence intermédiaire (FI).La figure tc représente la forme des signaux après écrétage dans le limiteur d'amplitude 3 ; on voit que le signal de brouillage Sbet le signal radar Sr ont alors un niveau identique et que leur durées relatives ne sont pas modifiées par leur passage dans le limiteur d'amplitude. La figure Id représente toujours ces deux signaux, mais à la sortie du second amplificateur FI, on voit maintenant que le niveau du signal de brouillage Sb est notablement inférieur au niveau du signal radar 5r et que sa durée s'est accrue en conséquence. Après détection, l'enveloppe des deux signaux s'est maintenue et en comparant le niveau de cette enveloppe à une tension de seuil, la partie du signal d'enveloppe correspondant au signal de brouillage est rejetée.Ainsi lorsque la valeur du facteur M est suffisamment importante, le taux de fausse alarme du récepteur peut être maintenu suffisamment constant. La figure 2 est un bloc diagramme fonctionnel d'un récepteur radar antibrouillé, selon l'invention. Un amplificateur 1 à fréquence intermédiaire (FI) ayant une bande passante W égale à M fois la largeur spectrale des signaux en impulsions rayonnée par l'antenne du système radar est connectée par son entrée au mélangeur d'entrée microonde, non représenté. La sortie de cet amplificateur FI est connectée à deux voies de signal I et Q qui opèrent en quadrature de phase. Un générateur 6 de signaux d'horloge synchronisé par le signal de drrienchement SYNC des impulsions d'émission délivre un signal d'échantillonnage dont la fréquence Fs est au moins égale à la bande passante W de l'amplificateur FI. De plus, un oscillateur local 7 cohérent à fréquence intermédiaire délivre deux signaux en quadrature de phase.Les deux voies de signal I et Q étant identiques, chacune de ces deux voies de signal comprend, connectés en séries un détecteur de phase 8a, 8b contrôlé par l'un des signaux de l'oscillateur cohérent 7 à fréquence intermédiaire ; un codeur analogique-numérique (A/N) 9a, 9b dont l'entrée de commande reçoit le signal d'échantillonnage fourni par le générateur 6 de signaux d'horloge et ce codeur A/N échantillonne et code le niveau du signal de sortie du détecteur de phase sur P niveaux représentés par des mots de N digits binaires, incluant un bit de signe ; un limiteur numérique 10a, 10b qui normalise l'amplitude des échantillons codés pour fournir des signaux I', Q' dont la grandeur est fonction de la phase et indépendante du module du signal de sortie de l'amplificateur 1 à fréquence intermédiaire ; enfin, un filtre numérique 1 la, llb qui est adapté à la forme des signaux en impulsions émis, complète une voie de signal. Les signaux de sortie 51 et SQ des filtres numériques adaptés 1 la et 1 lb sont appliqués aux entrées d'un opérateur 12 dont la fonction est de calculer le module de chaque échantillon codé, cet opérateur réalise la fonction (S 2 + S 2)1/2 ou une fonction appro I q ximée. La sortie de l'opérateur 12 est appliquée à une première entrée d'un comparateur numérique 13 et la seconde entrée de ce comparateur est connectée à une source de tension numérique de référence Vs, dont la grandeur détermine le niveau d'ébasage des signaux de sortie SR. Ces signaux de sortie SR sont alors épurés des signaux de brouillage et sont formés de signaux radar superposés au bruit thermique du récepteur. Les figures 2b à 2c, qui montrent la forme des signaux en différents points du récepteur, illustrent le fonctionnement de celuici. La figure 2b montre les signaux de sortie des codeurs A/N, un signal de brouillage Sb et un signal radar 5r Ces deux signaux sont des signaux numériques ayant pour grandeur : - sur la voie de signal I Sb = Rb cos et 5r = R r cos - sur la voie de signal Q Sb = Rb sin # et Sr = R r sin La figure 2c montre la forme des signaux de sortie r et Q' du limiteur numérique 12 ; comme il sera décrit ultérieurement, ces signaux sont des signaux numériques ayant pour grandeur : - sur la voie de signal I 1b = cos et Ir = cos - sur la voie de signal Q Qb = sin # et Qr = sin La figure 2d montre la forme des signaux de sortie des filtres numériques lla et îlb, et l'on peut voir que le niveau du signal de brouillage est notablement réduit par rapport au niveau du signal radar, du fait de la fonction d'intégration des filtres numériques. La figure 2e montre les signaux de sortie SR du comparateur numérique 13 dans lequel le signal de brouillage a été rejeté. La figure 3 est un schéma fonctionnel d'une première forme de réalisation d'un limiteur numérique de niveau qui peut être utilisé pour constituer les limiteurs numériques de niveau 10a et 10b décrits à la figure 2. Les sorties I et Q des codeurs A/N sont connectées aux entrées d'un premier opérateur 100 qui reconstitue le module R des échantillons codés, selon la fonction 2 2 R = (I i + Q i) ou une fonction approximée.La sortie I est également appliquée à l'entrée d'un second opérateur 101 qui calcule le cosinus de l'angle Xdes signaux échantillonnés selon la relation I' = I/R = cos De même la sortie Q est appliquée à l'entrée d'un troisième opérateur 102 qui calcule le sinus de l'angle des signaux échantillonnés selon la relation Q' = Q/R = sin qui Les relations vectorielles entre les composantes I, Q et I, Q' des échantillons codés sont illustrées sur le diagramme de la figure 4, sur ce diagramme on voit que les signaux I' et Q' sont normalisés en ce sens que leur amplitude est indépendante du module R des échantillons codés et fonction essentiellement de la phase relative par rapport à la phase de l'oscillateur local à fréquence intermédiaire. La figure 5 est un bloc diagramme fonctionnel d'une seconde forme de réalisation des limitateurs numériques de niveau 10a et 10b. Les sorties I et Q des codeurs A/N 9a et 9b sont appliquées aux entrées d'un premier opérateur 103 qui fournit la grandeur de l'argument des échantillons codés. Ce premier opérateur est connecté à un second opérateur 104 qui fournit les valeurs (cos % et (sin correspondantes. Ces premier et second opérateurs peuvent être des tables qui sont inscrites dans des mémoires mortes adres sables (ROM). Les signaux d'adresses de la première mémoire ROM sont fournis par les signaux numériques I et Q dans lesquels le bit de signe est exclu. Les bits de signe des signaux numériques sont stockés respectivement dans des premiers registres 105 et 106.Il en résulte que la grandeur de l'argument Cli est limitée entre 0 et 900 (premier quadrant). Enfin des seconds registres connectés respectivement aux premiers registres et au second opérateur 104 permettent de rétablir les grandeurs algébriques I' = cos Q) et Q' = sin des échantillons codés. Ces formes de réalisation des limiteurs numériques n'ont été décrits qu'à titre illustratif, dans la pratique elles pourront être réalisées sous différentes variantes selon la précision recherchée sur les valeurs de r et Q'. La figure 6 est un schéma électrique d'un codeur analogiquenumérique permettant d'échantillonner et de coder le niveau d'un signal analogique avec une cadence élevée. Ce type de codeur A/N est connu sous le nom de "codeur A/N simultané" et il peut être utilisé pour constituer les codeurs A/N 9a et 9b de la figure 2. Dans un tel codeur A/N, toutes les opérations apparaissent simultanément; à cet effet, il comporte (2N,1) comparateurs de tension qui effectuent des décisions indépendantes quant à la grandeur de la tension analogique à coder, par rapport à 2N niveaux de quantification fournis par un réseau résistif, constitué des résistances Ro à Rn-l, ce réseau résistif est connecté à une source de tension continue de référence Vr calibrée.Pour permettre de coder des signaux analogiques bipolaires, une tension de décalage VO = Vr/2 est insérée dans la voie d'entrée du codeur. Un circuit logique ayant (2N 1)entrées est commandé par un signal d'échantillonnage (Fs) et les décisions sont converties en mots binaires parallèles de N bits (A -A ,), dont un bit de signe. Ce codeur A/N simultané, apparamment complexe du fait de la nécessité de disposer de (2N,1) comparateurs de tension, est maintenant aisément réalisable selon une technique d'intégration à grande échelle (LSI). Par exemple, le modèle TDC 1025 E 1 C produit par la firme américaine TRW permet de coder le niveau de signaux analogiques sur 256 niveau (N = 8 bits) à des cadences de l'ordre de 75 MHz.De plus, on pourra noter que ce type de codeur A/N ne nécessite pas de disposer, en amont, d'un échantillonneur-bloqueur. La figure 7 est un schéma électrique d'un filtre numérique qui peut être utilisé pour réaliser les filtres numériques adaptés 1 la et lîb de la figure 2. Le signal d'entrée ei échantillonné et codé en amplitude est appliqué aux entrées d'un premier additionneur dans l'une des entrées duquel sont disposés en série : un élément de retard z-m (avec Z = ej#ts) et un multiplicateur par un facteur K1. La sortie de ce premier additionneur est connectée à une entrée d'un second additionneur qui est associé à un élément de retard Z-1 et un multiplicateur par un facteur K2 pour constituer un intégrateur. Le signal de sortie filtrée eO est prélevé sur cet intégrateur.Si le signal d'entrée ei est un signal rectangulaire échantillonné avec une période T5, la valeur du coefficient K1 est fixée égale à -1, tandis que la valeur du coefficient K2 est fixée égale à l'unité, ainsi la fonction de transfert en Z correspondante est: D'autre part, si la durée ô du signal rectangulaire est égale à mTs, la - sanction de transfert en fréquence du filtre est H (f) = Sin w 6 flf 6 La réponse impulsionnelle h (t) d'un tel filtre est représentée à la figure 8, elle correspond à un signal rectangulaire de durée ô= mTs. On pourra remarquer que le filtre de la figure 4 est formé de deux sections : une première section qui est constituée par un différentiateur et une seconde section qui est constituée par un intégrateur. La figure 9 est un bloc diagramme fonctionnel qui représente une forme de réalisation du filtre numérique 11 décrit à la figure 7. Les échantillons codés délivrés par le codeur analogique-numérique 9 sont appliqués à l'entrée de données (D) d'un élément de retard numérique 110 de durée mTs sensiblement égale à la durée des signaux d'entrée. L'entrée et la sortie complémentée Qm-l de cet élément de retard sont connectées aux entrées d'un premier additionneur 111. La sortie de ce premier additionneur est fourni à un accumulateur qui est constitué par un second additionneur 112 et un registre bouclé 113 sur cet additionneur. L'élément de retard 110 peut être constitué par un registre à décalage ayant m étages de N bits et l'entrée de décalage (CP) est connectée au générateur de signaux d'horloge 6. On pourra noter que ce registre à décalage peut être d'un type programmable pour permettre de varier la durée de retard et ainsi la réponse en fréquence du filtre.Selon une variante de réalisation de ce filtre, l'élément de retard peut être constitué par une mémoire FIFO (premier entré-premier sorti) ayant un nombre m de registres de N bits, une telle mémoire FIFO permet également de modifier la durée du retard en agissant sur le signal de lecture. Ce type de filtre numérique permet c- de varier sa réponse impulsionnelle en vue de son adaptation à des signaux en impulsions de forme et de durée variables. La figure 10 est un schéma électrique d'un filtre transverse numérique qui peut également être utilisé pour réaliser les filtres numériques lla et îlb de la figure 2. Ce filtre comprend m cellules, chacunes de ces cellules comportant un élément de retard Z et un multiplicateur par un facteur de pondération C.. Les sorties des multiplicateurs sont sommées dans un additionneur et par ajustement de la valeur des coefficients CO à cm, la réponse impulsionnelle peut être formée et adaptée à la forme des impulsions d'émission. Par exemple, pour obtenir une réponse impulsionnelle rectangulaire, la grandeur de tous les coefficients CO à Cm est faite égale à l'unité.L'ouverture du filtre, qui dépend du nombre de cellules de ce filtre, peut être modifiée si les coefficients de pondération CO à Ci sont réglés à une valeur nulle. Ce type de filtre, en apparence complexe, peut être réalisé selon une technique d'intégration à grande échelle (LSI) ; un exemple d'un tel filtre est fourni par le modèle TDC 1028, produit par la firme américaine TRW, ce filtre peut être associé par tranches (BIT-SLICE) afin d'accrottre l'ouverture du filtre, la taille des mots binaires d'entrée et des mots binaires des coefficients de pondération. On voit que les filtres transverses procurent une grande souplesse de construction et permettent d'adapter leur réponse impulsionnelle à des formes d'impulsions variées. Les signaux radar sont formés de signaux utiles se rapportant aux échos des cibles mobiles et de signaux indésirables, tels que les signaux de "clutter" provenant des retours de sol et de pluie, ces signaux indésirables peuvent être éliminés par filtrage Doppler. La figure 1 I est un bloc diagramme fonctionnel d'une première forme des moyens de filtrage Doppler des signaux radar. Les signaux Si et S des filtres numériques adaptés lla et llb sont appliqués à q l'entrée de filtres numériques VCM (Visibilité des Cibles Mobiles) ces filtres VCM étant déjà connus ; par exemple, des filtres à simple, double ou triple annulation : ces filtres fournissent des signaux de sortie Si et Sq qui sont appliqués aux entrées d'un opérateurl5 qui réalise la fonction (S2I + 1/2 , ou une fonction Q approximée.La sortie de l'opérateur 15 est connectée à l'entrée d'un comparateur numérique de niveau 16, dont la seconde entrée est connectée à une source de signal de seuils qui détermine le niveau d'ébasage des signaux d'entrée. En l'absence de signaux de brouil lage, les limiteurs numériques de niveau 10a et l0b peuvent, être éliminés ; à cet effet la sortie de ces limiteurs numériques comporte un inverseur SW1 ou SW2. La figure 12 est un bloc diagramme fonctionnel d'une seconde forme de réalisation d'un récepteur dans lequel sont incorporés des filtres numériques VCM. Selon cette seconde forme de réalisation les filtres VCM sont insérés entre la sortie des détecteurs analo gique-numériques 9a et 9b et l'entrée des limiteurs numériques de niveau 10a et 10b. Comme décrit précédemment, les signaux de sortie des filtres numériques adaptés lla et llb sont combinés dans un opérateur 15 et appliqués à l'entrée d'un dispositif d'ébasage 16. On voit maintenant plus clairement, les avantages fournis par un récepteur antibrouillé réalisé conformément à l'invention. La mise en oeuvre de techniques numériques assure la précision des mesures et la stabilité des caractéristiques du récepteur. De plus, les signaux radar étant suréchantillonnés, la perte d'information est négligeable, et ainsi les signaux peuvent être filtrés de façon optimale. Le récepteur antibrouillé tel qu'il vient d'être décrit n'est pas limité dans ses caractéristiques aux formes de réalisation représentées sur les dessins annexés. Notamment, d'autres formes de réalisation des codeurs analogique-numériques sont envisageables, dans la mesure ou leur cadence de codage est suffisamment élevée. Les modes de réalisation des limiteurs numériques et des filtres numériques adaptés n'ont été donnés qu'à titre illustratif. REVENDICATIONS 1. Récepteur antibrouillé pour système radar Doppler en impulsions, ayant un amplificateur à fréquence intermédiaire (1) dont la bande passante W est égale M fois la largeur spectrale des signaux radar en impulsions rayonnées par l'antenne, caractérisé en ce que dans le but d'éliminer des signaux de brouillage éventuels, il comprend : un générateur (6) de signaux d'horloge synchronisé par les signaux de déclenchement (sync) des impulsions d'émission, lequel générateur (6) délivre un signal d'échantillonnage à une fréquence Fs au moins égale à la bande passante de l'amplificateur (1) à fréquence intermédiaire et connectées à la sortie de cet amplificateur deux voies de signal I et Q identiques opérant en quadrature de phase ; chacune de ces voies de signal comporte un détecteur de phase (8a, 8b) contrôlé par le signal de sortie d'un oscillateur cohérent (7) à fréquence intermédiaire, un codeur analogique-numérique (9a, 9b) sur P niveaux commandé par le signal d'échantillonnage, un limiteur numérique (10a, 10b) de niveau et un filtre numérique (lla, llb) adapté à la forme des signaux radar en impulsions. 2. Récepteur selon la revendication 1, caractérisé en ce que les sorties des voies de signal I et Q sont connectées aux entrées d'un opérateur numérique (12) qui fournit le module des composantes I et Q des signaux de sortie des filtres numériques adaptés (1 la et llb) et la sortie de ce limiteur numérique est connectée à une première entrée d'un comparateur numérique de niveau (13) dont la seconde entrée est connectée à une source de tension de seuil (Vs). 3. Récepteur selon la revendication 2, qui comprend en outre, deux filtres VCM (14a, 14b) qui sont connectés respectivement à la sortie des filtres numériques adaptés (1 la, lob), les sorties de ces deux filtres VCM étant appliquées aux entrées d'un opérateur numérique (15) qui fournit le module des signaux de sortie de ces filtres VCM et la sortie de l'opérateur numérique est connectée à l'entrée d'un second comparateur numérique de niveau (16) dont la seconde entrée est connectée à une source de tension de seuil V's. 4. Récepteur selon la revendication 2, qui comprend en outre deux filtres VCM (14a, 14b) qui sont disposés respectivement dans chacun des voies de signal I et Q et entre la sortie des codeurs analogique-numériques (9a, 9b) et l'entrée des limiteurs numériques de niveau (10a, 10b).