Brevet FR2623950A1 — publié le 19890602

La présente invention concerne un convertisseur statique d'une tension continue d'entrée en une tension continue de sortie, du type comprenant au moins un module à résonance qui génère une tension alternative d'une fréquence prédéterminée à partir de ladite tension d'entrée, un circuit redresseur de ladite tension alternative fournissant ladite tension de sortie et des moyens variateurs de cette tension continue de sortie. Dans des convertisseurs connus de ce type, les moyens de variation de la tension de sortie agissent sur la fréquence, la largeur des impulsions formées par le découpage de la tension d'entrée ou sur l'amplitude des impulsions. Ces convertisseurs présentent les inconvénients majeurs que leur rendement n'est pas suffisamment élevé, qu'ils sont sujets à des perturbations électromagnétiques importantes, par conduction ou par rayonnement, à des valeurs de sortie relativement faibles, et d'être d'un encombrement trop important. La présente invention a pour but de proposer un convertisseur du type énoncé plus haut, qui ne présente pas les inconvénients qui viennent d'être décrits. Pour atteindre ce but, un convertisseur selon la présente invention est caractérisé en ce qu'il comprend deux modules à résonance qui sont montés en parallèles et débitent dans ledit circuit redresseur de sortie et dont les courants de sortie présentent un déphasage avantageusement réglable, les moyens de régulation du déphasage constituant lesdits moyens de variation de la tension continue de sortie. Selon une caractéristique avantageuse de l'invention, chaque module à résonance comprend au moins deux interrupteurs montés en une configuration avantageusement en demi-pont dont le point milieu est relié à un circuit oscillant et que les deux interrupteurs sont commandés sensiblement à la fréquence du circuit oscillant, sensiblement au passage par zéro du courant, le temps affecté à la commande des interrupteurs étant égal à la demi-période du circuit oscillant. Selon une autre caractéristique avantageuse de l'invention, une diode de clampage est montée en parallèle à chaque interrupteur et le temps qui sépare la commande des deux interrupteurs de chaque module est égal à deux fois la demi-période du circuit oscillant. L'invention sera mieux comprise, et d'autres buts, caractéristiques, détails et avantages de celle-ci apparaîtront plus clairement au cours de la description explicative qui va suivre faite en référence aux dessins schématiques annexés donnés uniquement à titre d'exemple illustrant un mode de réalisation de l'invention, et dans lequel - la figure 1 montre le schéma de principe d'un convertisseur selon la présente invention; - la figure 2 montre sous forme d'un schéma bloc le circuit de commande des commutateurs du convertisseurs selon la figure 1, et - la figure 3 et 4 illustrent le fonctionnement du convertisseur selon l'invention, à l'aide de deux états de fonctionnement. Selon la figure 1 un convertisseur selon la présente invention comprend deux modules oscillants I, II qui débitent dans un transformateur T qui assure l'isolement galvanique et l'adaptation de la tension de sortie. Le circuit secondaire du transformateur comporte un pont redresseur PR qui produit à la sortie la tension continue de sortie Us, un condensateur CF étant prévu pour le filtrage à la sortie du pont redresseur. Le module à résonance I comprend deux interrupteurs Il, I12 réalisés par exemple sous forme d'un transistor qui sont montés en une configuration en demi-pont dont le pont milieu est relié à un circuit oscillant comprenant un montage en série formé par une inductance L1 et un condensateur C1. La sortie de ce circuit est reliée à la borne d'entrée du transformateur T. Une diode de clampage Dll, D12 est disposée en parallèle à chaque interrupteur. Le deuxième module II présente la même structure que le premier et comprend deux interrupteurs I21, I22 montés en configuration en demi-pont. Le point milieu est relié à un circuit oscillant en série comprenant une inductance L2 et un condensateur C2 et dont la sortie est reliée à l'entrée du transformateur T. Des diodes de montées en parallèles aux interrupteurs I21, I22 portent les références D21, D22. La figure 2 montre le circuit électronique de commande des quatres interrupteurs I11, I12, I21, I22. On constate que dans ce circuit électronique un circuit de commande des interrupteurs est associé à chaque module I ou II. Le circuit de commande des interrupteurs I11, I12 comprend un élément tel qu'un multivibrateur monostable Mol qui produit un signal de commande d'une durée de temps égale à To/2, qui est alternativement aiguillé sur les interrupteurs I11, I12, par un circuit d'aiguillage CaI, comme signal Sll, S12, To étant la période des circuits oscillants des modules I et II. Comme il ressort des figures 3 et 4, les signaux Sll et S12 sont séparés d'une durée de temps minimale égale à To pour des raisons qui seront expliquées plus loin. Le circuit de commande associé aux modules II, comprend comme le circuit de commande du module I, un montage formé par un multivibrateur Mo2 et par un circuit d'aiguillage Ca2, qui produit les signaux S21, S22 également séparés d'un temps égal à To. Le circuit électronique de commande comprend en outre un oscillateur OS de fréquence fixe qui génère des signaux de commande qui sont appliqués directement au circuit de commande du module I et par l'intermédiaire d'un circuit multivibrateur monostable Mo3 au circuit de commande du medule 11. Ce multivibrateur Mo3 introduit un décalage de phase e entre les signaux S11 et S22 des interrupteurs Il et I22, d'une part, et des signaux S12, S21 des interrupteurs I12, I21, d'autre part, comme cela ressort des figures 3 et 4. Ce décalage de phase e est variable, par exemple à l'aide d'un amplificateur opérationnel Am à deux entrées dont l'une reçoit une tension de référence Uref tandis qu'à l'autre entrée est appliquée la tension de sortie Us du convertisseur.Ainsi le décalage &commat; peut être varié de façon à obtenir une tension de sortie Us constante. En se reportant aux figures 3 et 4 on décrira ci-après le fonctionnement du convertisseur selon la présente invention: la figure 3 est un diagramme des impulsions de commande des deux modules lorsque le convertisseur est en régime de fonctionnement.de marche à vide. Dans ce cas l'angle de déphasage entre les signaux de commande Sll, S22 et entre S12 et S21 est zéro. Les deux modules fonctionnent en opposition de phase. En effet pendant la durée de temps To/2 de la présence des signaux Sll et S22, c'est-à-dire de la fermeture des interrupteurs I11 et I22, le courant iI peut être représenté par une demi-onde sinusordale positive tandis que le courant iII du module II est négatif. Pendant la demi-période To/2 qui suit, les courants changent de signe et présentent une allure déformée typique d'un courtcircuit du module. Cette déformation n'a cependant pas d'effet dans la mesure où grâce aux diodes de clampage Dli et D22 l'énergie en trop peut retourner à la source pendant cette demi-période, sans que le courant ne soit coupé par les interrupteurs I12, I21, qui restent ouverts pendant un temps To qui suit le temps de fermeture des interrupteurs. Comme le montre le diagramme, on observe le même comportement du convertisseur lorsque les interrupteurs I12 et I21 sont fermés et les interrupteurs I11 et I22 sont ouverts. Etant donné que les courants des deux modules I, II débitant dans le transformateur T sont en opposition de phase, le courant résultant iR est zéro. R La figure 4 est un diagramme des impulsions de commande des deux modules I, II lorsque le convertisseur fonctionne à pleine charge. Dans ce cas le déphasage e présente sa valeur maximum égale à To/2. Pendant la durée de temps de To/2 de fermeture de ses interrupteurs, chaque module débite un courant de forme sinusoïdale dans le transformateur T. Ces courants étant en phase, le courant résultant i R s'écoulant à travers le transformateur T présente sa valeur maximum et est de forme sinusoldale. Par conséquent la tension de sortie Us présente sa valeur maximale. Le convertisseur selon l'invention possède un grand nombre d'avantages. On constate tout d'abord que son rendement est élevé. En effet, les pertes de commutation sont réduites. Le régime est d'allure sinusoidal. La commutation s'effectue au passage par zéro du courant. Les contraintes sont ainsi réduites sur les éléments de commutation (par exemple des transistors) côté primaire et sur les diodes du côté secondaire. Le volume du convertisseur est réduit. En effet la réduction des pertes de commutation permet une fréquence de travail élevée et autorise des bobinages de faible volume et des refroidisseurs moins conséquents. Les filtrages aussi bien du c6té entrée que du côté sortie se trouvent réduits. Le régime sinusoïdal supprime des fortes variations du courant dans le temps qui constitue des sources de rayonnement. La self de fuite du transformateur faisant partie intégrante du circuit oscillant ne génère pas de surtension à la coupure. Le bruit accoustique est réduit dans la mesure où les faibles variations du courant dans le temps (di/dt) réduisent les phénomènes de magnétostriction générateur de bruit accoustique. REVENDICATIONS 1. Convertisseur statique d'une tension continue d'entrée en une tension continue de sortie, du type comprenant au moins un module à résonance qui génère une tension alternative d'une fréquence prédéterminée à partir de ladite tension d'entrée, un circuit redresseur de ladite tension alternative fournissant ladite tension de sortie et des moyens variateurs de cette tension de sortie, caractérisé en ce qu'il comprend deux modules à résonance (I, II) qui sont montés en parallèles et débitent leur courant (iI , i dans un transformateur différentiel (T), lesdits moyens de variation de la tension de sortie étant constitués par les moyens de variation du déphasage des deux courants (iI , ici). 2. Convertisseur-selon la revendication 1, caractérisé en ce que chaque module (I ou II) à résonance comprend au moins deux interrupteurs (Ill, I12; I21, I22) montés chacun en une configuration avantageusement en demi-pont dont le point-milieu est relié à un circuit oscillant et que les deux interrupteurs sont commandés sensiblement à la fréquence du circuit oscillant, sensiblement au passage par zéro du courant, le temps affecté à la commande des interrupteurs étant égal à la demi-période To/2 du circuit oscillant. 3. Convertisseur selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'une diode de clampage (D11, D12, D21, D22) est montée en parallèle à chaque interrupteur (I11, I12, I21, I22), et que le temps qui sépare la commande des deux interrupteurs (I11, I12, I21, I22) de chaque module (I; IIY est égal à la période (To) du circuit oscillant. 4. Convertisseur selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que le circuit oscillant de chaque module (I, II) comprend un montage en série dune inductance (L1; L2) et d'un condensateur (C1; C2). 5. Convertisseur selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que le dispositif de commande des interrupteurs (I11 à I22) comprend un oscillateur générateur (OS) d'impulsions de commande qui sont transmis directement à un circuit de commande des interrupteurs d'un module et par l'intermédiaire d'un élément de déphasage (Mo3) ou circuit de commande de l'autre module, chaque circuit de commande comprenant avantageusement un multivibrateur monostable (Mol; Mo2) produisant un signal d'une durée égale à la demi-période du circuit oscillant, qui est aiguillé alternativement au interrupteurs de chaque module (I,II).