Brevet FR2627648A1 — publié le 19890825

Système de transmission à modulation MSK et détection différentiellement cohérente La présente invention concerne de *manière générale la modulation è phase continue. Plus particulièrement, l'invention concerne un système de transmission à modulation binaire et n détection différentiellement cohérente. La détection différentiellement cohérente d'un signal à phase continue est une solution particulièrement intéressante dans des situations o la récupération de la porteuse est difficile, en raison de la simplicité du récepteur qui en découle et de ses performances. Les performances obtenues pour ce type de détection ne présente qu'une faible dégradation par rapport aux performances obtenues avec une détection cohérente nécessitant un récepteur de complexité accrue. Par ailleurs, la modulation à phase continue d'indice 0,5 connue par l'homme du métier sous l'appellation de modulation MSK (Minimum Shift keying) présente l'avantage d'un faible encombrement spectral du signal modulé notamment par rapport à la modulation à quatre états de phase (PSK). Ces deux raisons, entre autres, font que la modulation MSK à détection différentiellement cohérente est envisagée pour être utilisée notamment pour des liaisons de transmission numériques entre des terminaux radio mobiles dans le projet d'un système de télécommunications par satellite (MSAT).pour terminaux mobiles. Dans ce contexte, il est souhaitable de fournir de nouveaux équipements émetteur/récepteur présentant des performances accrues par rapport aux équipements émetteur/récepteur connus. M.K. SIMON et C.C. WANG décrivent dans l'article "Differential Detection of Gaussian MSK in a Mobile Radio Environment", IEEE Transactions on Vehicular Technology, Vol. VT-33, N' 4, November 1987, un système de transmission à modulation GMSK (Gaussian MSK) et à détection différentiellement cohérente utilisant dans un récepteur un filtre de réception à réponse impulsionneile d'allure gaussienne un message composé d'une suite de symboles à transmettre de l'émetteur vers le récepteur est codé différentiellement dans l'émetteur en une suite de symboles codés de telle manière qu'un -2- symbole codé de rang k dans la suite dépend du symbole correspondant de même rang du message et du symbole codé de rang k - 2. Un retard de durée 2T, o T est la période de rythme à laquelle sont délivrés les symboles, est prévu dans le récepteur pour retarder un signal codé reçu portant la suite de symboles codés. Le signal reçu et le signal reçu retardé sont multipliés afin de déduire par filtrage passe- bas du produit obtenu un signal dont des échantillons à des instants kT sont comparés à un seuil d'amplitude non nul afin de décider des valeurs à attribuer à chacun des symboles du message. Ce système de transmission à modulation GMSK apporte une diminution de la probabilité d'erreur de décision sur les symboles reçus par rapport à d'autres équipements connus, une meilleure ouverture du diagramme de l'oeil étant obtenue à la suite du codage i e différentiel effectué selon lequel un k ime symbole codé dépend du iême i éme (k-2)ime symbole codé et non du (k-l)ime svmbole codé comme cela est classique. Toutefois, dans ce système, l'interférence entre symboles inhérente à la modulation MSK n'est pas éliminée des échantillons du signal reçu. Une diminution plus importante de la probabilité d'erreur de décision peut être obtenue par un système de transmission dans lequel le bruit d'interférence entre symboles est éliminé des échantillons du signal reçu. La présente invention vise à fournir un tel système de transmission. A cette fin, un système de transmission à modulation à phase continue de type MSK comprenant un équipement émetteur et un équipement récepteur de type différentiellement cohérent reliés à travers un support de transmission, l'équipement émetteur comprenant des moyens pour coder un message entrant composé d'une suite ordonnée de K symboles délivrés successivement à une période prédéterminée, K étant un entier quelconque, en une suite codée ordonnée de K symboles codés différentiellement et délivrant un signal à phase continue de type MSK modulé par une.suite d'impulsions convoyant ladite suite codée ordonnée, est caractérisé en ce que l'équipement récepteur comprend des moyens de filtrage supplémentaires en série avec un filtre adapté à la forme d'onde des impulsions de ladite suite d'impulsions pour éliminer dans des -3- échantillons d'une suite d'impulsions reçue une interférence entre symboles inhérente audit signal à phase continue de type MSK. Lesdits moyens supplémentaires de filtrage sont constitues d'un égaliseur. L'entier M est un entier impair afin de simplifier la structure d'un circuit de décision inclus dans l'équipement récepteur. Les calculs théoriques montrent que la probabilité d'erreur de décision est d'autant plus faible que l'entier-M est grand. Néanmoins, la quasi-totalité de la diminution possible de la probabilité d'erreur de décision par augmentation de l'entier M est obtenue pour M = 3. Dans le système de transmission selon l'invention, pour une même probabilité d'erreur de décision, le rapport signal/bruit requis pour le signal modulé reçu dans l'équipement récepteur est réduit d'environ 1,5 dB par rapport à celui requis dans le système de transmission divulgué par M.K. SIMON et C.C. WANG. D'autres avantages et caractéristiques de l'invention apparaîtront à la lecture de la description suivante de plusieurs réalisations du -système de transmission selon l'invention en référence aux dessins annexés correspondants, dans lesquels: - la Fig. 1 montre sous une forme schématique simplifiée la structure générale du système de transmission selon l'invention; - la Fig. 2 représente un égaliseur analogique ou numérique inclus dans un récepteur du système afin d'éliminer l'interférence 2Z5 entre symboles; - la Fig. 3 montre une première réalisation du système de transmission comprenant un récepteur à filtres de réception en bande de base; - la Fig. 4 montre un récepteur du type récepteur de HILBERT et à filtre de réception passe-bande inclus dans une seconde réalisation du système; - la Fig. 5 montre un récepteur de structure simplifiée de même type que le récepteur de la Fig. 5 découlant du choix d'une fréquence porteuse, d'une fréquence de rythme des symboles du message, et de l'entier M tel que leur produit soit entier; et - la Fig. 6 montre un émetteur à modulateur MSK angulaire inclus dans un système de transmission selon l'invention. -4- Afin de faciliter la compréhension du fonctionnement des réalisations pratiques du système de transmission selon l'invention, réalisations décrites en référence aux Figs. 3 à 5, ledit système est d'abord décrit, en référence à la Fig. 1, pour une transmission en bande de base et sous une forme schématique simplifiée correspondant à un modèle complexe d'un système équivalent en bande de base. Dans un espace complexe, la multiplication d'un complexe par j et -j correspond respectivement à des rotations de phase de +7/2 et -T/2. De plus, un signal MSK étant constitué par la somme de deux porteuses, cos(2Âf0t) et -sin(2lf0t), déphasées de -r/2 et modulées respectivement par des premier et second signaux codés différentiellement en fonction de l'information à transmettre, un système de transmission MSK peut être représenté sous la forme d'un système à 2 voies de transmission, une première voie "réelle" modulant la porteuse cos(2rf0t) et une seconde voie "imaginaire" modulant la porteuse -sin(2f0ot). Le signal MSK transmis sur un support de transmission vers un récepteur est altéré par la transmission. Après démodulation dans ledit récepteur, les premier et second signaux Z0 codés différentiellement reçus contiennent chacun une partie de l'information portée initialement entièrement par l'autre signal codé. A un symbole transmis véhiculé par exemple par le premier signal codé différentiellement correspond à la réception un échantillon reçu représenté dans le plan complexe par une composante réelle obtenue par échantillonnage du premier signal reçu lors d'un premier intervalle de temps correspondant à la transmission du symbole par l'émetteur et une composante imaginaire obtenue par échantillonnage du second signal reçu au même premier intervalle de temps. De même, à un symbole transmis véhiculé par le second signal codé différentiellement correspond à la réception un symbole reçu représenté dans le plan complexe par une composante imaginaire obtenue par échantillonage du second signal reçu lors d'un second intervalle de temps correspondant à la transmission du symbole par l'émetteur et une composante réelle obtenue par échantillonnage du premier signal reçu au même second intervalle de temps. D'une analyse mathématique à partir du modèle théorique du système de transmission selon l'invention sont déduits la structure optimale d'un filtre de réception inclus dans un récepteur du système pour produire un signal duquel est éliminée l'interférence entre symboles, ainsi qu'une loi de détection différentielle optimale que doit réaliser un circuit de décision inclus également dans ledit récepteur afin de prendre des décisions concernant des valeurs de symboles transmis par un émetteur du système, et cela avec une probabilité minimale d'erreur. En référence à la Fig. 1, le système de transmission selon l'invention comprend un émetteur MSK, I et un récepteur MSK à démodulation différentielle cohérente 2. L'émetteur I et le récepteur 2 sont reliés par un support de transmission 3. L'émetteur I est constitué d'un codeur différentiel 11 et d'un filtre d'émission 12. Le codeur différentiel 11 reçoit en entrée un message à transmettre Me composé d'une suite de K symboles a0 à K-' o K est un entier, mutuellement indépendants et prenant chacun l'une des valeurs équiprobables 1, -1. En sortie, le codeur 11 délivre une suite de K symboles complexes a à aK-1 en réponse à l'entrée des symboles e0 à aK-I' respectivement. Le codage réalisé par le codeur 11 étant de type différentiel, les symboles a0 à a K-1 sont liés par une fonction de codage différentiel; cette fonction est exprimée par l'égalité: ak = Jak ak-M () o k est un indice entier compris entre 0 et K - 1, M est un paramètre entier de préférence impair et supérieur à 1, et j est l'imaginaire de module unité tel que j2 = -1. Les symboles a a aK_1 prennent alternativement des valeurs réelles 1 ou -1 et imaginaires j ou - j. Dans les systèmes de transmission MSK connus, le paramètre M prend généralement la valeur M = 1, c'est-à-dire que ième la valeur d'un (k+l) e symbole ak délivré par le codeur différentiel dépend de la valeur du symbole précédent ak_1 délivré par le codeur différentiel. Dans le système selon l'invention, la v usbdl p e eeième valeur du (k+l)i m s ymbole ak délivré par le codeur Il dépend de la valeur du (k+l - M) ime symbole akM délivré par le codeur 11. La finalité de cette disposition apparaîtra clairement par la suite - 6 - dans la description. Le codeur Il mémorise des symboles initiaux aM à a Les symboles aM à a] sont déterminés de sorte que les symboles ak sont égaux e I ou -1 lorsque k est un entier pair égal à 2n et égaux à j ou -j lorsque k est un entier impair égal à 2ni + 51. Le filtre d'émission 12 recoit en entrée les symboles complexes a0 aK1 à un rythme de fréquence 1/T et délivre en sortie un signal MSK en bande de base s b(t). L'enveloppe complexe sb(t) du signal MSK est exprimée par l'égalité: k = K-1 sb(t) = (2Eb) 1/2 E ak.h(t-kT), (2) k= 0 o Ebest l'énergie du signal pendant un intervalle de temps de durée T, et h(t) est la réponse impulsionnelle du filtre 12 donnée par les égalités: h(t) = (T) 1/. sin((/2T).t) pour t c [0O,2T t et h(t) = 0, pour t t [0,2T]. Le récepteur 2 est constitué d'un filtre de réception 21, d'un échantillonneur 22 à la fréquence d'échantillonnage 1/T, et d'un circuit de décision 23. Le filtre de réception 21 reçoit en entrée un signal MSK en bande de base z (t) correspondant au signal transmis sb(t): zb(t) = sb(t).exp(je) + n(t) , (3) o exp(je) et n(t) représentent respectivement un déphasage et un bruit gaussien complexe introduit par la transmission du signal sb(t) à travers le support de transmission 3. En sortie, le filtre 21 fournit un signal y(t) exprimé par le produit de convolution: y(t) f Z(T).,g(T--t). dT, (4) o g(-t) représente la réponse impulsionnelle du filtre de réception 21 et T une variable temporelle. Le signal y(t) est échantillonné par l'échantillonneur 22 à la fréquence 1/T. Aux instants d'échantillonnage kT, l'échantillonneur 22 fournit des échantillons y(kT) du signal y(t), notés également Yk' Des égalités (2), (3) et (4), il découle qu'un échantillon Yk est déterminé par l'égalité: 7- m=K-1 +1 1/25 y = (2Eb) /2exp(je) E am. fh(t-mT).g(t-kT).dt + Vk (5) m = O - o m est un indice entier et V un bruit d l'intégration du Vk ubri 0 'intégration du bruit n(t). Dans le système selon l'invention, les échantillons Yk doivent être affranchis de l'interférence entre symboles afin de réduire la probabilité d'erreur de décision. Un échantillon Yk ne doit donc dépendre que du symbole a k à l'exclusion de tout autre symbole m =k n amk; cette condition n'est réalisée que si l'intégrale: f h(t-mT).g(t-kT).dt est nulle pour tout m # k; ce qui revient à satisfaire à la condition de Nyquist: f h(t).g(t-kT).dt = dok (6) o ok représente le symbole de Kronecker égal à 1 pour k = O et O,k Z0 égal à 0 pour k 0O. L'échantillon Yk est alors exprimé par l'égalité: 1/2k Yk = (2Eb)/. exp(j6). ak + \. (7) Afin de préserver l'optimalité du filtre 21, la fonction h(t) 2; doit nécessairement être décomposable en une somme de fonctions g(t-qT). L'égalité suivante doit être vérifiée: q=Q h(t) = Z pq. g(t-qT), (8) q = -Q o les coefficients pq sont des coefficients réels associés respectivement aux fonctions g(t-qT) et l'indice q est entier et prend des valeurs positives et négatives entre -Q et Q. Dans le plan complexe des transformées de Fourier, l'égalité (8) devient H(f) = G(f). E p. exp(-j2rfqT) q q o H(f) et G(f) sont respectivement les transformées de Fourier des fonctions h(t) et g(t). De cette dernière égalité est déduite l'expression de la fonction de transfert G (f) du filtre de réception 2], fonction de transfert qui est la transformée de Fourier de la fonction g(-t). L'expression: 1/E pq. exp(-j2ÂfqT) q étant réelle, la fonction G (f) est déterminée par l'égalité: * * G (f) = H (f) /E p. exp(-j2nfqT) (9) q q o le symbole * indique le complexe conjugué correspondant. De l'expression (9) découle la structure du filtre de réception 2] qui est composé d'un filtre classique 211 adapté à la forme d'onde de la réponse impulsionnelle h(t) et ayant une fonction de transfert H (f) qui est le complexe conjugué de la fonction de transfert H(f) du filtre d'émission 12, et d'un égaliseur 212 ayant une fonction de transfert E (f) approximant la r fonction de transfert théorique: E(f) = 1/E pq exp(j2ÂfqT) q Les coefficients p sont calculés è partir de l'expression: +" p = f h(t). h(t-qT). dt. Cette expression est déduite de l'égalité (8) par calcul du produit de convolution de part et d'autre de l'égalité (8) et par application de la condition de Nyquist (6). Le calcul des coefficients p pour l'expression de h(t) donnée postérieurement à l'égalité (2), donne: P-1 P0I = 1/ Po1 P Pl = 1/t et pq = 0 pour q [ E-l,0,1] Soit E(z), la transformée en z correspondant à la fonction E(f): E(z) = 1/(]+(]/).z-1 + (1/).z) La transformée E(z) de la fonction de transfert E(f) comprend un p8le instable, c'est-à-dire de module supérieur à 1, et n'est donc pas réalisable pratiquement. Néanmoins, la fonction de transfert théorique E(f) est approximée par la fonction de transfert E r(f) réalisable pratiquement et calculée pour minimiser, r en l'absence de bruit, l'erreur quadratique moyenne entre les réponses dues à E(f) et E (f). Il peut être démontré que la r fonction de transfert E (f) satisfait l'expression: r E (f) = Z c. exp (-j2rfqT), r q q dans laquelle les coefficients c sont tels que c = c et q q -q satisfont à la relation matricielle: P' = B x C, o P' et C sont des vecteurs ayant respectivement pour composantes les coefficients pq et c et B est une matrice carrée ayant -q q (2Q+1)2 coefficients b.. tels que: bij = Z pq Pq+i-j' 1S q i et j. représentant respectivement la ligne et la colonne dans la matrice B du coefficient b.. considéré. 1i L'égaliseur 212 peut être réalisé sous la forme d'un égaliseur analogique à l'aide de circuits de retard constitués de lignes de retard. Il peut également être réalisé sous forme numérique, par exemple à l'aide d'un micro-ordinateur ou d'un circuit.numérique. Dans ce dernier cas, il comprend en entrée un échantillonneur suivi d'un convertisseur analogique/numérique. L'échantillonneur 22 du récepteur 2 est alors supprimé et la fonction du circuit de Z5 décision 23 peut éventuellement être réalisée par ledit micro-ordinateur. De plus, l'égaliseur 212 et le filtre adapté 21] peuvent être réalisés sous la forme d'un filtre unique 21 numérique ou analogique. La structure générale de l'égalisehr 212 est montrée à la Fig. 2. Cette structure est classique et découle directement de l'expression de E (f). L'égaliseur 212 comprend 2Q circuits de r retard 2120(0+1) à 2120Q, 2Q+1 amplificateurs 2121-Q à 2121Q, et un sommateur 2122 à 2Q+1 entrées. Les circuits de retard réalisent chacun un retard de durée égale à T. Le sommateur 2122 délivre en sortie le signal y(t) affranchi de l'interférence entre symboles aux instants d'échantillonnage kT. - 10 - Les échantillons yk bien qu'affranchis de l'interférence entre symboles par le filtre 2] contiennent un bruit V'k, comme montré par l'égalité (7). Le bruit Vk est un bruit corrélé; sa fonction d'autocorrélation est égale à: A(Vk, Vku) 2NO.qu o u est un indice entier, 2N est la densité spectrale de puissance du bruit n(t) dans la bande de fréquence du signal s (t) b transmis par l'émetteur 1, et o q est le coefficient d'indice u donné par l'égalité: 1/2T qu = T f [ exp(j2ÂuT)/E pq exp(-j2zfqT)]. df. (]0) -1/2T q Le circuit de décision 23 doit être conçu de manière maximiser l'expression: exp E(2Eb/N0) (q -qM. Re[a ka kM)/(q2-q2M). I [2(2Eb)/2 Y *t R-1 A i () v o Re[.] est la composante réelle du produit complexe entre crochets, a k et a k étant respectivement les symboles complexes crohet, ak etak-M susceptibles d'être émis, o I o[J.] est la fonction de Bessel modifiée d'ordre zéro, et IY.R.A Iest le module du scalaire y.R.A, Y et A étant des vecteurs respectivement de v T'I i coordonnées (y., Yk M) et (a k' akk M), R v étant la matrice inverse. une matrice de corrélation de bruit: qo qM R =2N. V qM q0 les coefficients qu étant déterminés par l'égalité (10), et yt étant le vecteur ligne transposé correspondant au vecteur colonne y Y. Le circuit de décisiop 23 doit prendre la décision qui maximise l'expression (11). I1 est intéressant afin de simplifier i i* l'expression (11) que M soit impair. Le produit a k.a I-M est alors un imaginaire, compte tenu que les coefficients a k sont alternativement réels et imaginaires. En développant l'expression (11), il vient l'expression de la décision optimale ak correspondant au symbole ak: a = 1. signe de [Im[Yk.Y k-M (12) -!] - Il peut être également démontré que la probabilité d'erreur de décision prise sur un symbole ak diminue Iorsque M croît. Pour M- ayant une valeur infinie en pratique supérieure ou égale à 3, la probabilité d'erreur de décision est égale à: (1/2) exp (-Eb/No.qo). Cette même probabilité d'erreur dans le cas d'un système de transmission équivalent à modulation différentielle binaire à deux états de phase (BPSK) pris comme référence est donné par l'expression connue: (1/2). exp (-E b/NO) b 0 Pour une même probabilité d'erreur de décision, un système de transmission selon l'invention doit donc avoir un rapport signal/bruit, égal à Eb/NO., supérieur en dB de 10 log q0 par rapport au rapport signal/bruit requis pour le système de transmission à modulation BPSK. Pour les coefficients pO = 1, P1 = P 1 = 1/z, le coefficient qo est égal à 1,3, d'o: log q0 = 1,13 dB. Un tel résultat représente une amélioration au moins de 1,5 dB par rapport à l'état de la technique notamment par rapport au système de transmission divulgué par M.K. SIMON et C.C. WANG. Une première réalisation préférée du système de transmission selon l'invention comprenant un émetteur MSK la et un récepteur 2a à filtres de réception en bande de base est montrée à la Fig. 3. - L'émetteur la est de type à modulateur linéaire MSK. Il comprend un codeur différentiel 11, et un modulateur linéaire 13. Le codeur différentiel Il reçoit en entrée le message à transmettre Me constitué des K symboles eóO à aK-1 et délivre les composantes Refa2 n des symboles réels a2n et les composantes 2n- 2n Im[a2 + des symboles imaginaires a2n+l respectivement par des 2n+l1n+ première et seconde sorties 111 et 112.' Le codeur différentiel Il est un circuit logique séquentiel facilement réalisable par l'homme du métier à l'aide de portes logiques et de bascules; sa structure interne n'est donc pas ici décrite en détail. Le modulateur linéaire MSK 13 comprend 2 filtres d'émission I2r et 12i, deux multiplieurs analogiques 131r et 131i et un sommateur analogique I32. Les filtres d'émission 12r et 12i sont analogues et ont chacun la réponse impulsionnelle h(t) définie précédemment. Le filtre 12r -]2 - reçoit en entrée les composantes Re[a] = a2 des symboles a2n d'indice pair et délivre en sortie un signal composé d'une suite d'impulsions modulées en amplitude s (t). Le filtre 12i recolt en r entrée les composantes Im[a2n+ 1 j a /j des symboles a2n+ d'indice impair et délivre en sortie un signal composé d'une suite d'impulsions modulées en amplitude si(t). Le multiplieur 131r reçoit le signal s (t) et une porteuse r sinusoïdale cos(2nfot) de fréquence fo respectivement à des première et seconde entrées et délivre en sortie un signal fréquence porteuse modulé en amplitude s (t).cos(211fot). Le multiplieur 131i reçoit le signal si (t) et une porteuse sinusoïdale -sin(2rf ot) de fréquence fo et déphasée de 7/2 par rapport à la porteuse cos(2rfot), respectivement I des première et seconde entrées. Le multiplieur 131i délivre en sortie un signal à fréquence porteuse modulé en amplitude -si(t).sin(27rf0t). Le sommateur 132 reçoit les signaux s (t).cos(27fot) et -s.(t).sir (2rf ot) respectivement des première et seconde entrées et délivre en sortie un signal MSK à fréquence porteuse s(t) = s (t).cos(27f0t) - si(t).sin(2f0ot) . Le signal s(t) est transmis au récepteur 2a à travers la liaison de transmission 3. Le récepteur 2a comprend un démodulateur 20, deux filtres de réception 21r et 21i, deux échantillonneurs 22r et 22i, et un circuit de décision 23. Le démodulateur 20 comprend deux multiplieurs analogiques 20]r et 201i et un oscillateur local non asservi, non représenté, délivrant deux porteuses sinusoïdales de fréquence nominale fo et déphasées entre elles de -7/2, 2 cos(2rfot) et -2 sin(2rfot). Les multiplieurs 201r et 20]i sont analogues et reçoivent tous deux à des premières entrées respectives un signal z(t) correspondant au signal s(t) déphasé et bruité par sa transmission travers la liaison 3. Le multiplieur 201r reçoit la porteuse sinusoïdale de fréquence foy 2 cos(2rf0t), à une seconde entrée et délivre en sortie le signal 2 z(t). cos(27rfot) constitue d'une somme d'une composante réelle du signal s (t), d'une composante réelle r du signal s (t), et d'autres composantes autour de la fréquence 2f0 dans le spectre des fréquences. Le multiplieur 201i reçoit la porteuse sinusoïdale de fréquence fO, -2 sin.(2Âfot), à une seconde - 13 - entrée et délivre en sortie le signal -2.z(t).sin(2zfot) constitué d'une somme de composantes imaginaires du signal si(t) d'une composante imaginaire du signal s (t), et d'autres composantes autour de la fréquence 2f0 dans le spectre dés fréquences. Les filtres de réception 21r et 21i sont analogues au filtre 21 décrit en référence à la Fig. I. Ils sont chacun constitués d'un filtre adapté à la forme d'onde de la réponse impulsionnelle h(t) et d'un égaliseur. Le filtre 21r reçoit en entrée le signal 2 z(t).cos(2rf0t) et délivre en sortie un signal y r(t) représentant les composantes réelles des signaux s (t) et si(t) comprises dans r le signal 2.z(t).cos(2vf0t). Les autres composantes autour de la fréquence 2f0 comprises dans le signal 2 z(t). cos(2fot) sont éliminées par le filtre 21r de type passe-bas. Le filtre 21i reçoit en entrée le signal -2.z(t).sin(2nfot) et délivre en sortie un signal yi(t) représentant les composantes imaginaires des signaux si(t) et sr(t) comprises dans le signal -2.z(t).sin(2rf0t). Les autres composantes autour de la fréquence 2f0 comprises dans le signal - 2.z(t). sin(2fo0t) sont éliminées par le filtre 21i. Les signaux y r(t) et yi(t) représentent respectivement les composantes réelle et imaginaire du signal complexe y(t) (Fig. 1) correspondant aux symboles réels a2n et imaginaires a2n+l transmis. Les échantillonneurs 22r et 22i sont analogues. Ils reçoivent en entrée respectivement les signaux y (t) et yi(t) et délivrent aux instants d'échantillonnage kT des échantillons correspondants r et yik Les échantillons vrk et ik sont respectivement les Yrk Yik' i composantes réelle et imaginaire d'un échantillon complexe Yk = Yrk + J'Yik correspondant à un symbole complexe ak- Le circuit de décision 23 comprend un circuit de calcul de Im[yk.y k-M], 231, et un détecteur de signe 232. Le circuit de calcul de ImEyk.y kM], 231, comprend deux circuits de retard 2311r et 2311i, deux multiplieurs analogiques 2312a et 2312b et un sommateur analogique 2313. Le circuit 231 reçoit les échantillons Yrk et Yik délivrés par les échantillonneurs 22r et 22i. L'échantillon Y rk est appliqué en entrée du circuit de retard 2311r et à une première entrée du multiplieur 2312a. L'échantillon Yik est applique en entrée du circuit de retard 2311i et à une - 14 - première entrée du multiplieur 23]2h. Les circuits de retard 2311r et 231] i délivrent en sortie respectivement des échantillons Yr(k-M) et Yi(k-11) Les échantillons yr(k-M1) et Yi(k-M) sont respectivement les composantes réelle- et imaginaire de l'échantillon complexe Yk-M correspondant au symbole complexe akM. Les multiplieurs 2312a et 2312b délivrent en sortie les produits rk i(k-M) ik r(k-M) qui sont appliqués respectivement à Yrk ' Yi(k-M) et vi -.rkM une entrée inverse - et à une entrée directe + du sommateur 2313. Le sommateur 2313 fournit en sortie la composante imaginaire IMEy kM = Yik Y r(k-) - YrkYi(k-M) du produit complexe Yk-Y k-M' Le détecteur de signe 232 reçoit en entrée la composante imaginaire Imyk.y k -M] fournie par le circuit de calcul 231 et délivre en. sortie une décision &k = 1 lorsque ladite composante est positive et égale à &k = -1 lorsqu'elle est négative. Une seconde réalisation préférée du systime de transmission selonl'invention comprend un émetteur analogue à l'émetteur la montré à la Fig. 3 et un récepteur 2h du type récepteur de HILBERT à déphasage de i/2 ne nécessitant pas d'oscillateur local pour la démodulation du signal reçu z(t). Le récepteur 2b est montré à la Fig. 4. Il comprend un filtre de réception passe-bande 24 ayant pour fréquence centrale égale à la fréquence porteuse fo, un démodulateur 25, et un circuit de décision 27. Le filtre de réception passe-bande 24 a une réponse impulsionnelle c(t) et est le filtre passe-bande de 'fréquence centrale fo correspondant au filtre de réception en bande de base 21r, 22i montré e la Fig. 3. La réponse impulsionnelle c(t) du filtre passe-bande 24 esf déduite, comme il est connu, à partir de la réponse impulsionnelle g(-t) du filtre en bande de base 21r, 2]i. La réponse impulsionnelle c(t) du filtre 24 est donnée par l'expression: c(t) = 2.Re[g(-t).exp(j2if0t)]. La structure du filtre 24 reste analogue à celle du filtre en bande de base 22r, 22i. Le filtre 24 comprend un filtre passe-bande adapté et un égaliseur. - 15 - Le filtre de réception 24 reçoit en entrée le signal z(t) et délivre en sortie un signal yt(t): yt(t) = ReCy(t).exp(j2Âf0t)] = Re[y(t)].cos(27fot) + Re[j.y(t)].sin(2Tf 0t1 S =v (t).cos(2rf0t) - yi(t).sin(27f0t), o y(t) est le signal complexe défini précédemment et ayant pour composantes réelle y (t) et imaginaire yi(t), composantes); (t) et r i r Yi(t) délivrées respectivement par les filtres en bande de base correspondants 21r et 21i en réponse au signal z(t) démodulé (Fig. 3). Le signal yt(t) est fourni au démodulateur 25. Le démodulateur 25 comprend deux multiplieurs analogiques 251a et 251b, un circuit de retard 252, un déphaseur de -Â/2, 253, et deux filtres passe-bas 254a et 254b, Le signal yt(t) est appliqué en entrée du circuit de retard 252 et à des premières entrées respectivement des multiplieurs 251a et 251b. Le circuit de retard fournit en sortie un signal yt(t-}IT) correspondant au signal yt(t) retardé d'une durée égale à MT: Yt (t-MT) = y (t-MT).cos(2f0 (t-MT)) - yi (t-MT).sin(2f0 (t-MT)). Le signal y t-(t-MT) est appliqué en entrée du déphaseur 253 et Zo à une seconde entrée du multiplieur 251a. Le déphaseur 253 déphase de -7/2 la porteuse de fréquence f0 et n'altère pas les autres composantes du signal yt(t-MT) de fréquence différente de f0. Le déphaseur 253 délivre en sortie un signal yt(t-MT) _/2 correspondant au signal yt(t-MT) déphasé de -7/2: Yt(t-MT)-r/2 = Yr(t-MT). sin(2Âf0(t-MT) + Yi(t-1T). cos(2nf0(t-MT)). Le déphaseur 253 fournit le signal yt(t-IT)/2 à une seconde entrée du multiplieur 251b. Les multiplieurs 251a et 251b délivrent respectivement en sortie les produits: yt(t).yt(t-MT) et yt(t)y(t-WMT)-/2 Les produits yt(t).yt(t-MT) et yt(t).yt(t-MT)_/2 sont appliqués respectivement en entrée des filtres passe-bas 254a et 254h. Les filtres passe-bas 254a et 254b ont pour fonction d'éliminer des composantes des produits Yt(t).yt(t-MT) et yt Yt(t-}1T)_/2 autour de la fréquence 2f0. Les filtres passe-bas -!6 - 254a et 254b délivrent respectivement des signaux y2 (t) et y2b(t) a correspondant aux produits y (t).yt(t-MT) et yt.yt(t-MlT)_/ après t t t 1t 2 filtrage passe-bas: y2 (t)= (]/2) [Yr(t).yr(t-IT).cos(2rf0MIT} + v (t). i(t-MlT).sin(2tfoMT) Ir 'i - yr(t-MT).yi(t).sin(2nrf0MT) + yi(t).yi(t-MT).cos(2ff0MT)], et yb(t) = (1/2).[yr(t).yr(t-MT).sin(2Âf0MT) Yr (t).Yi(t-MT).cos(2f 0MT) + Yr(t-MT) .yi(t).cos(2rf0MT) + yi(t).yi(t-MT).sin(2TfoMT)J Les signaux y2 (t) et y2b(t) sont fournis en entrée respectivement des échantillonneurs 26a et 26b qui délivrent en sortie des échantillons Y2ak et y2bk Les échantillons v2 et y2 ak bk ak bk sont fournis au circuit de décision 27. Le circuit de décision 27 comprend un circuit de calcul de Im[yk.y kM, 271 et un détecteur de signe 272. Le circuit de calcul 271 comprend deux multiplieurs analogiques 271]a et 271]b et un sommateur analogique 2712. Les multiplieurs 2711a et 2711b sont analogues et recoivent à des premières entrées respectivement les échantillons, 2 et 2?k Les )ak Ybi' multiplieurs 271la et 2711b reçoivent également à des secondes entrées respectivement des tensions continues d'amplitude -sin(2rf0MT) et cos(2rf0MT). Le multiplieur 2711a délivre à une première entrée du sommateur 2712 le produit -y2 k.sin(2rfCMT); le multiplleur 2711b délivre à une seconde entree du sommateur 2712 le produit y2bk.cos(2TfOMT). Le sommateur 2712 délivre en sortie la somme des produits -y2 k.sin(2Âf0MT) et y2bk.cos(2ffOMT) égale à: ik Yr(k-M) Yrk-Yi(k-M) = (1/2).Im[yk.y k-M Le détecteur de signe 272 est analogue au détecteur de signe 232 montré à la Fig. 3. Il reçoit en entrée le signal 2.lmEyk.y k-M ' délivre par le sommateur 27,12, détecte son signe et fournit en sortie une décision &k =] si le signe détecté est positif est une décision &k = -1 si le signe détécté est négatif. Une troisième réalisation préférée du système de transmission selon l'invention comprend un émetteur analogue à l'émetteur la - 17 - montré à la Fig. 3 et un récepteur 2c de structure simplifiée par rapport au récepteur 2a montre à la Fig. 4. De l'expression de y2b(t) donnée précédemment, il apparait qu'il est intéressant pour simplifier la structure du récepteur 2b de choisir la fréquence f0 et la durée M.T de telle manière que le produit fo.M.T soit un entier. En effet, dans ce cas sin(2ef 1T) = 0 est cos(2Âf0MT) = I et le signal y2bt) est alors égal à (1/2)[Yi(t).yr(t-MT)-yr(t).yi(t-MT)J. Le signal (1/2)Im[yk.y k_ = (1/2)[yik. (kf) - Yk Yk_) peut donc être obtenu directement par échantillonnage du signal y2b(t) aux instants kT. Le récepteur 2c, montré à la Fig. 5, est conçu pour fonctionner dans ce cas de figure o le produit f O.M.T est un entier. Le récepteur 2c est obtenu en supprimant.dans le récepteur 2a tous les circuits destinés à produire le signal y, (t), et le * a signal (I/2) ImEyk.y kM par combinaison des signaux y2a (t) et Y2b(t). Le récepteur 2c comprend done le filtre de réception passe-bande 24, un démodulateur 25c déduit du démodulateur 25 par suppression du multiplieur 251a et du filtre passe-bas 254a, l'échantillonneur 26b et le détecteur de signe 272. Les échantillons y2b(t) délivrés par l'échantilloneur 26b sont appliqués directement en entrée du détecteur de signe 272. Selon une variante de réalisation du système de transmission selon l'invention, l'émetteur à modulateur MSK linéaire la montré à la Fig. 3 est remplacé par un émetteur à modulateur MSK angulaire lb montré à la Fig. 6. L'émetteur à modulateur MSK angulaire lb est constitué d'un codeur différentiel Ilb, d'un filtre 12b ayant une.réponse impulsionnelle rectangulaire hb(t) de durée T et d'un oscillateur commandé en tension 13b de fréquence centrale f0, ces quatre circuits étant connectés en cascade et dans l'ordre cité. - Le codeur différentiel 11 reçoit en entrée le message à transmettre Me composé des symboles a0 à aK-l et délivre en sortie une suite de symboles codés en à 8K_1. Les symboles 8 à BK_1 sont délivrés en réponse à l'entrée respectivement des symboles c0 à aK-I' Le codeur 1lbh réalise une fonction de codage différentiel exprimée par l'égalité: - ?8 - i= M-1 (bi- 1)/2 ek = (-1) ()/. ak.n ki k k-1 i= l Les symboles 8 K à K1 sont fournis en.entrée du filtre 12h et modulent en amplitude des impulsions rectangulaires de durées T délivr signal MSK. - 19 - REVENDICATIONS 1 - Système de transmission à modulation à phase continue de type MSK comprenant un équipement 4metteur (]) et un équipement récepteur de type différentiellement cohérent. (2) reliés à travers un support de transmission, l'équipement émetteur (1) comprenant - des moyens pour coder (11; lllb, l12b) un message entrant (Me) composé d'une suite ordonnée de K symboles (a0 àe) délivres successivement à une période prédéterminée (T), K étant un entier quelconque, en une suite codée ordonnée de K symboles codés différentiellement (a0 à aKI, 80 à 8K_1) et délivrant un signal à phase continue de type MSK (s(t), s0(t)) modulé par une suite d'impulsions (s (t), si(t); sf(t)) convoyant ladite suite codée ordonnée (a0 à aKl), caractérisé en ce que l'équipement récepteur (2) comprend des moyens de filtrage supplémentaires (21, 21 et r 21., 24) en série avec un filtre adapté (211) à la forme d'onde des impulsions (h(t), hb(t)) de ladite suite d'impulsions (s(t), so(t)) pour éliminer dans des échantillons '(yk) d'une suite d'impulsions reçue (v(t)) une interférence entre symboles inhérente audit signal à phase continue de type MSK. 2 - Système de transmission conforme à la revendication 1, caractérisé en ce que lesdits moyens de filtrage supplémentaires (21, 21 et 21i,24) comprennent un égaliseur analogique (212) ou r i numérique. 3 - Système conforme à la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que l'équipement émetteur est du tvpe à modulateur linéaire - (la), et en ce- que lesdits moyens pour coder (11) réalisent une fonction de codage différentiel (ak = jek.akM) telle qu'un symbole codé quelconque (ak) de rang k dans ladite suite codée (a0 à ak_) dépend du produit du symbole codé (a M3 de rang kM et du symbole k-M (ak) de rang k du message entrant (Me), M étant un entier prédéterminé de préférence impair et supérieur à]. 4 - Système conforme à la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que l'équipement émetteur est du type à modulateur angulaire (lb), et en ce que lesdits moyens pour coder (lib) réalisent une fonction de codage différentiel (8k = (M-1)/2 B.ak. 8kl.gk_2.._) telle qu'un symbole codé quelconque (k) de rang k dans adsk-M+1_) rang k dans ladite suite codée ( à 8 Kî1 dépend du produit des - 20 - symboles codés de rang k-1 à k-M+1 et du symbole (cx ak) de rang k du message entrant (Me). - Système de transmission conforme à la revendication 3 ou 4, caractérisé en ce que l'équipement de réception (2) comprend des moyens (23, 25 et 27) pour décider avec une probabilité minimale ième d'erreur de la valeur (1, -1) d'un k symbole (ak) du message (Me) en fonction de premières et secondes valeurs de premier et second signaux (y (t) et yi(t)) composant la suite d'impulsions reçue (y(t)) respectivement à des premier et second instants d'échantillonnage ((k-M)T et kT) de rangs k-M et k correspondant respectivement à la transmission par l'équipement émetteur (1) des (k-M)ime et kime symboles codés (akM, ak), lesdites premières valeurs des premier et second signaux (y (t) et yi(t)) au premier instant d'échantillonnage ((k-M)T) de rang k-M représentant respectivement des première et seconde composantes ( (kND) et y k) d'un (k-M)ième symbole codé reçu correspondant- au (k-M) me symbole (ak) du message (Me) et lesdites secondes valeurs des premier et second signaux (yr(t) et Yi(t)) au second instant d'échantillonnage (kT) de rang k représentant respectivement des première et seconde composantes (yrk et Yik) d'un ki me symbole codé reçu correspondant au kieme symbole (ak) du message (Me). 6 - Système de transmission conforme à la revendication 5, caractérisé en ce que lesdits moyens pour décider (23, 25 et 27) comprennent des moyens pour calculer la différence entre le produit de la première composante (Y(k M)) du (k-M)ième symbole godé reçu r(k-M) ieme et de la seconde composante (yik) du k symbole codé recu et le produit de la seconde composante (Yi(k M)) du (k-M)ime symbole codé reçu et de la première composante (y rk) du kime smbole codé reçu, et de moyens pour détecter le signe de ladite différence afin de décider directement à partir de ce signe de la valeur (&k) à ième attribuer au k symbole (ck) du message (Me). 7 - Système de transmission conforme à l'une quelconque des revendications 1 à 6, caractérisé en ce que ladite période (T) à laquelle sont délivrés les K symboles du message (Me), l'entier impair M, et une fréquence (f) d'une porteuse dudit signal à phase - 21 - continue de type MSK (sCt), so0(t)) sont prédéterminés de telle manière que leur produit (f O.M.T) soit un entier. 8 - Système conforme à l'une quelconque des revendications 1 à 7 caractérise en ce que l'entier impair M est égal à 3.