Brevet FR2625400A1 — publié le 19890630

La présente invention concerne de façon générale un système d'alimentation pour un magnétron de cuisson, et elle porte plus particulièrement sur un tel système utili- sant un onduleur à pont à double alternance. La plupart des fours à micro-ondes qu'on trouve actuellement sur le marché utilisent un système d'alimenta- tion LC à 50 ou 60 Hz, qui est de façon générale conforme à la description faite dans le brevet des E.U.A. n 3 396 342, délivré à Feinberg le 6 août 1968. Il y a plus de vingt ans qu'existe ce type d'alimentation qui est employé dans des appareils de cuisson à microondes depuis des appareils de faible puissance dits "subcompacts", jusqu'à des appareils combinés du type four électrique/four à micro-ondes. Parmi les avantages du système d'alimentation de Feinberg figurent la simplicité qui résulte de l'utilisation de quatre composants seulement, et une bonne maîtrise du facteur de puissance. Les inconvénients comprennent la taille et le poids élevés auxquels on aboutit en commandant la puis- sance uniquement par le rapport cyclique, le fonctionnement du filament dans un régime de puissance non continu à des niveaux de puissance autres que 100%, un appel de courant élevé et le bruit du circuit magnétique feuilleté. L'incon- vénient de taille et de poids du système de Feinberg résulte de la nécessité d'employer un transformateur à 50 ou 60 Hz d'une puissance nominale d'environ 1,2 kVA. Le fer et le cuivre d'un tel transformateur pèsent de façon caractéristi- que environ 700 g, et ils occupent un volume de 1710 cm3. De plus, il est nécessaire d'employer un composant consistant en un condensateur de grandes dimensions physiques, lors- qu'on utilise un tel transformateur, de façon à réaliser une régulation à courant constant pour la puissance du magnétron vis-à-vis de variations de la tension du secteur. On a utilisé ou proposé un système symétrique en relation avec l'alimentation d'un magnétron de cuisson. Bien que le système symétrique évite certains des inconvénients de la configuration d'alimentation de Feinberg, un tel sys- tème symétrique présente des inconvénients tels qu'un coût élevé, une logique complexe, des transistors de puissance à haute tension en montage Darlington, des réseaux d'amortis- sement réactifs (c'est-à-dire qui dissipent de la puissance), un déséquilibre inhérent dans les caractéristiques volts- secondes pour chaque demi-cycle de fonctionnement, résultant de caractéristiques de blocage non contrôlées de transistors de commutation, un mauvais facteur de puissance d'entrée (par exemple 0,6), un niveau élevé de génération de pertur- bations électromagnétiques, un mauvais rendement de conver- sion et un coût plus élevé des composants magnétiques. Les composants magnétiques ayant un coût plus élevé correspon- dent à une structure employant un transformateur à fuites variables en tant que moyen de commande de puissance. Une autre structure antérieure est décrite dans le brevet des E.U.A. n 4 281 372, délivré à Kornrumpf le 28 juillet 1981. Bien qu'elle soit de façon générale utilisa- ble, cette structure présente plusieurs inconvénients. En particulier, cette structure est plus complexe et coûteuse que le système de Feinberg. Un courant de crête de plus de 4 ampères est nécessaire pour permettre de fournir 700 watts de puissance micro-onde. Ce courant de crête a tendance à faire apparaître un fonctionnement initial du magnétron sur des modes indésirables, et finalement une défaillance à court terme. En outre, cette structure peut provoquer des perturbations électromagnétiques excessivement élevées. Cette structure a également l'inconvénient de nécessiter des tran- sistors de commutation qui doivent accepter des courants de crête élevés et qui doivent tenir des tensions très élevées. Un inconvénient supplémentaire de cette structure consiste en ce qu'une logique complexe est nécessaire pour commander le fonctionnement des éléments de commutation. Un but de principe de l'invention est donc de pro- curer un système de génération d'énergie micro-onde compor- tant une alimentation qui soit économique et qui ait un fai- ble encombrement et un faible poids. Un but supplémentaire de l'invention est de procu- rer un système de génération de signal d'énergie micro-onde ayant un circuit d'alimentation qui ait un rendement élevé, un niveau minimal d'émissions de perturbations électromagné- tiques et qui élimine ou minimise par ailleurs les inconvé- nients des circuits d'alimentation envisages ci-dessus. L'invention procure une structure pour l'alimenta- tion d'un magnétron de cuisson par l'utilisation d'un ondu- leur à pont à double alternance. L'onduleur utilise quatre éléments de commutation pour alterner la circulation du cou- rant dans un enroulement primaire d'un transformateur de puissance. Un enroulement secondaire du transformateur de puissance connecte l'alimentation au magnétron, Dans une forme de l'invention, les éléments de commutation sont des éléments de commutation à semiconducteurs, plus particulière- ment des transistors MOS à effet de champ (ou MOSFET), et une diode est branchée en parallèle sur chacun des éléments de commutation à semiconducteurs. On utilise un redresseur en pont pour fournir de l'énergie au circuit onduleur. L'énergie que le redresseur en pont fournit au circuit onduleur est de l'énergie continue ayant une tension minimale pendant le fonctionnement, et une ondulation qui est produite par l'énergie alternative à l'entrée du redresseur, cette ondula- tion ayant une amplitude au moins aussi grande que la tension minimale. Le circuit onduleur comprend un circuit de commande pour commander le fonctionnement des éléments de commutation. Dans une forme de l'invention, le circuit de commande génère des impulsions de commande ou d'attaque de grille pour commu- ter les éléments de commutation à semiconducteurs à des fré- quences de l'ordre de 20-30 kHz, pour que la fréquence du courant dans l'enroulement primaire soit de façon similaire de l'ordre de 20-30 kHz. Une forme de l'invention utilise un circuit de commande comprenant un modulateur de largeur d'impulsion. L'enroulement primaire est de préférence le seul enroulement primaire du transformateur. Dans un aspect plus spécifique de l'invention, les bornes de commande de deux des éléments de commutation sont flottantes par rapport aux deux autres éléments de commuta- tion, et on utilise un circuit d'attaque isolé pour appliquer des signaux aux bornes de commande flottantes. Dans une forme de l'invention, le circuit d'attaque isolé comprend un trans- formateur d'isolation ayant un enroulement primaire connecté au circuit de commande et ayant deux enroulements secondaires, avec chaque enroulement secondaire connecté à l'une des bor- nes de commande flottantes. Dans une autre forme de l'inven- tion, le circuit d'attaque isolé comprend deux condensateurs, chaque condensateur correspondant à l'un des éléments de com- mutation ayant une borne de commande flottante. On peut faire fonctionner chaque condensateur de façon à utiliser sa charge pour fermer l'élément de commutation correspondant. Dans un autre aspect spécifique de l'invention, le circuit de commande reçoit un signal d'entrée de commande re- présentatif du courant dans le magnétron, et on peut faire fonctionner le circuit de commande de façon à commuter des paires des éléments de commutation vers un état ouvert en fonction de la valeur du signal d'entrée de commande. Un dis- positif de réglage de puissance qui est incorporé dans le circuit de commande permet de changer la puissance du magné- tron en changeant la longueur d'intervalles pendant lesquels les éléments de commutation sont fermés. Plus précisément, le dispositif de réglage de puissance peut être une résistance variable de réglage de puissance, et le signal d'entrée de commande dépend également du réglage de la résistance varia- ble de réglage de puissance. La suite de la description se réfère aux dessins annexés qui représentent respectivement: Figure 1: un schéma synoptique fonctionnel du sys- tème de l'invention; Figure 2: un schéma simplifié du système de l'in- vention; Figure 3: un diagramme séquentiel de signaux qui sont générés dans différentes parties du système de l'inven- tion; Figure 4: des détails d'un circuit de commande qui est utilisé avec le système de l'invention; Figure 5A: un circuit d'attaque isolé qu'on pour- rait utiliser à la place d'un transformateur d'isolation de la figure 4; Figure 5B: un circuit d'absorption de courant qu'on pourrait utiliser dans le circuit d'attaque de la figure 5A Figure 6: une structure utilisable pour réguler la tension de filament; Figure 7: une configuration qu'on pourrait utili- ser avec l'invention; et Figures 8, 9 et 10: des représentations respecti- ves de face, de côté et en coupe d'un radiateur. Structure générale Dans le schéma synoptique de la figure 1, le systè- me de génération d'énergie micro-onde 14 de l'invention com- prend un filtre de protection contre les perturbations élec- tromagnétiques, 16, qui est connecté à une ligne d'un réseau de distribution d'énergie électrique classique. Le filtre 16 empêche le système 14 d'émettre des signaux nuisibles vers la ligne du réseau alternatif. Le filtre de protection contre les perturbations électromagnétiques 16 est connecté à un re- dresseur/filtre 18. Comme représenté, le signal de sortie du redresseur/filtre 18 sur la ligne 20 est un signal de tension continue non régulée, ce qui signifie qu'il présente une ondu- lation notable résultant de la fréquence de 50 ou 60 Hz qui est appliquée au système 14. Comme on le décrira ci-après de façon détaillée, le système utilise la tension continue non régulée sur la ligne 20 du fait que ceci permet d'employer (dans le redresseur/filtre 18) un condensateur de filtrage plus petit que celui qui serait par ailleurs nécessaire. Le plus petit condensateur absorbe à partir de la ligne du réseau électrique alternatif un courant notablement inférieur à celui qui serait par ailleurs nécessaire. Il faut évidemment noter que le schéma synoptique du système 14 est quelque peu simplifié, dans la mesure o il ne comporte pas des interrupteurs de sécurité, des panneaux de commande par l'utilisateur, un fusible d'entrée et des compo- sants similaires qui sont bien connus dans le cadre d'un sys- tème de génération d'énergie micro-onde. La tension continue non régulée présente sur la ligne 20 est appliquée à un onduleur/circuit d'attaque 22 à pont à double alternance. L'onduleur/circuit d'attaque 22, qui est sous la commande d'un circuit de commande 24, fournit à un transformateur de puissance 26 une tension alternative élevée à une fréquence d'environ 20 kHz. Le circuit de commande 24 peut recevoir des signaux d'entrée provenant de l'utilisateur, en ce qui concerne le réglage de puissance, la durée de fonc- tionnement et d'autres conditions que fixent habituellement les utilisateurs lorsqu'ils font fonctionner un four à micro- ondes. Comme représenté, le circuit de commande 24 est connec- té au transformateur de puissance 26. Comme on l'envisagera ci-après de façon plus détaillée, le circuit de commande 24 reçoit un signal de réaction à partir du transformateur de puissance 26. Le transformateur de puissance 26 fournit de l'énergie à un doubleur de tension 30 qui alimente à son tour le magnétron 32. Le magnétron 32 reçoit également du courant pour son filament à partir du transformateur de puissance 26. Onduleur et circuits associés Comme le montre la figure 2, le filtre de protec- tion contre les perturbations électromagnétiques 16 du systè- me de génération d'énergie micro-onde 14 reçoit une tension de 120 volts par l'intermédiaire de contacts de relais d'ali- mentation 34 et d'un fusible 36. Le filtre de protection con- tre les perturbations électromagnétiques 16 est un filtre en double pi qui comprend des condensateurs 38 et des inductan- ces 40. Le signal provenant du filtre 16 est appliqué au re- dresseur en pont 18R qui applique un signal redressé aux li- gnes 42 et 44. Le signal est filtré par un condensateur de filtrage 18C de façon que le signal entre les lignes 42 et 44 soit un signal de tension continue non régulée. Si on utilise un condensateur de filtrage de 30 pF, 250 V=, le ni- veau du signal entre les lignes 42 et 44 variera entre 30 et volts. L'ondulation ou la variation de niveau qui résulte du signal alternatif d'entrée est donc au moins aussi grande que la tension minimale normale pendant le fonctionnement, c'est-à-dire 30 volts. En faisant fonctionner le système 14 à partir d'une tension continue non régulée, on évite la né- cessité d'employer un condensateur ayant une valeur de capa- cité élevée pour le condensateur de filtrage 18C. L'utilisa- tion d'un condensateur de valeur suffisamment élevée pour le filtre réduirait l'ondulation du signal alternatif entre les lignes 42 et 44, mais elle entraînerait l'absorption initiale d'un courant très élevé, susceptible de faire fondre le fusi- ble 36 et/ou de provoquer le déclenchement d'un disjoncteur dans l'installation électrique domestique de l'utilisateur. L'onduleur/circuit d'attaque 22 comprend des pre- mier, second, troisième et quatrième transistors 46F, 46S, 46T et 46R. Les transistors remplissent la fonction d'élé- ments de commutation à semiconducteurs pour commuter vers les lignes de sortie 48 et 50 de l'onduleur la tension continue non régulée qui est présente entre les lignes d'entrée 42 et 44 de l'onduleur. Les éléments de commutation 46F, 46S, 46T et 46R sont bloqués et débloqués par le circuit de commande 24. Dans l'exemple de réalisation considéré, les éléments de commutation sont des transistors à effet de champ de puis- sance de 270 V, 18 A, qui sont commercialisés par Interna- tional Rectifier sous la désignation IRF 640. Le circuit de commande 24 est directement connecté aux bornes de commande des éléments de commutation à semi- conducteurs 46S et 46R. (Pour les transisotrs à effet de champ MOS qui sont représentés, la borne de commande sera évidemment la grille.) De plus, le circuit de commande 24 commande les éléments de commutation à transistors à effet de champ MOS 46F et 46T par l'intermédiaire d'un transforma- teur d'isolation qui comporte un enroulement primaire 52 et des enroulements secondaires 54F et 54S. Le transformateur d'isolation remplit la fonction d'un circuit d'attaque isolé pour permettre aux bornes de commande (plus précisément, aux grilles) des éléments de commutation 46F et 46T de flotter par rapport aux éléments de commutation 46S et 46R. Le transformateur d'isolation, qui comporte l'enroulement pri- maire 52 et les enroulements secondaires 54F et 54S, est un simple transformateur d'impulsions 1:1:1. Les drains des éléments de commutation à semiconducteurs 46F et 46T sont directement connectés à la ligne d'entrée 42 de l'onduleur, et on peut donc les considérer comme des bornes d'entrée de ces éléments de commutation, tandis que les bornes de source des éléments de commutation 46F et 46T peuvent être considé- rées comme des bornes de sortie, puisqu'elles sont directe- ment connectées aux lignes de sortie respectives 50 et 48 de l'onduleur. D'autre part, les sources des transistors 46S et 46R fonctionnent en bornes d'entrée dans la mesure o elles reçoivent par l'intermédiaire de la résistance 56 le signal d'entrée provenant de la ligne d'entrée 44 de l'ondu- leur, tandis que les drains des éléments de commutation 46S et 46R fonctionnent en bornes de sortie dans la mesure o ils sont respectivement connectés aux lignes de sortie 50 et 48 de l'onduleur. 5. Une diode 58 est connectée en parallèle sur chacun des éléments de commutation 46F, 46S, 46T et 46R. Les diodes 58 empêchent la destruction des éléments de commutation à transistors, par échauffement excessif, pendant l'intervalle mort momentané qui apparait entre le blocage d'une paire d'éléments de commutation et le déblocage de l'autre paire d'éléments de commutation. Les lignes de sortie 48 et 50 de l'onduleur sont connectées à un enroulement primaire 60 d'un transformateur de puissance 26. Le rapport de transformation entre l'enrou- lement primaire 60 et l'enroulement secondaire à haute ten- sion 64 est établi pour produire aux bornes d'un enroulement secondaire une onde carrée de 2000volts lorsque cet enroule- ment est chargé de façon à débiter un courant moyen de 540 mA. Cette tension est doublée à simple alternance par une diode 66 et un condensateur de maintien de charge 68. L'onde carrée résultante, correspondant à une tension de sens néga- tif de 4000 volts, est appliquée à la cathode du magnétron de cuisson 70. Le transformateur de puissance 26 peut-avoir de façon caractéristique un enroulement primaire 60 compor- tant 24 spires et un enroulement secondaire à haute tension 64 comportant 440 spires. De plus, un enroulement secondaire basse tension 72, ayant une seule spire, fournit les 3 volts et 14 ampères (en valeur efficace) qui sont nécessaires pour le filament du magnétron 70, et un enroulement secon- daire à 2 spires, 74, fournit de l'énergie à basse tension pour alimenter le circuit de commande 24. Fonctionnement fondamental de l'onduleur et du circuit de commande On expliquera le fonctionnement fondamental de l'inverseur 22 en continuant à considérer la figure 2, mais en considérant également le diagramme séquentiel de la figure 3. Le circuit de commande 24, qui est envisagé en détail ci- après, peut être utilisé pour fournir différents niveaux de puissance au magnétron 70. Les parties (a) - (f) de la figure 3 concernent un fonctionnement à faible puissance (20%), tan- dis que les parties (g) (1) concernent un fonctionnement du magnétron à forte puissance (100%) En considérant tout d'abord le fonctionnement à faible puissance, on note que le circuit de commande 24 pro- duit une impulsion de commande ou d'attaque de grille qui est représentée dans la partie (a) de la figure 3, et cette impul- sion de commande apparaît à la sortie A du circuit de commande 24 sur la figure 2. L'impulsion de commande débloque ou ferme l'élément de commutation à transistor 46S et, par l'intermé- 1.5 diaire du primaire 52 et du secondaire 54S, elle ferme l'élé- ment de commutation 46T. Le circuit de commande 24 commande la puissance qui est fournie au magnétron 70 en commandant la largeur de l'impulsion. Dans la partie (a) de la figure 3, l'impulsion a une largeur de 5 microsecondes. La fréquence des impulsions est constante, et les impulsions de commande A sont produites de façon répétitive pendant une série de pre- miers intervalles de temps commençant toutes les 40 microse- condes. Une série d'impulsions de commande B (dont une seule est représentée dans la partie (b) pour faciliter l'illustra- tion), intercalées entre les premiers intervalles de temps, sont produites sur la sortie B du circuit de commande 24. L'impulsion de commande B ferme les éléments de commutation 46F et 46R. Comme représenté dans la partie (c)de la figure 3, la fermeture alternée des paires d'éléments de commutation (46S et 46T ensemble, et 46F et 46R ensemble) applique la tension continue non régulée (dont la valeur de crête s'élève jusqu'à 160 volts)dans des directions alternées à l'enroule- ment primaire 60 du transformateur de puissance 26. Le cou- rant qui circule dans l'enroulement primaire 60 est représen- té dans la partie (d) de la figure 3, tandis que la tension aux bornes de l'enroulement secondaire 64 est représentée dans la partie (e). Le courant résultant du magnétron, d'environ 800 mA, est représenté dans la partie (f) de la figure 3. Le fonctionnement du circuit qui est représenté dans les parties (g) - (1l de la figure 3 est pratiquement identi- que à celui des parties (a) - (f) de la figure 3, à l'excep- tion du fait que les impulsions de commande A et B ont une plus grande largeur, ce qui augmente la largeur de toutes les impulsions de signal associées. Ceci correspond à une valeur supérieure de la durée pendant laquelle le courant de 800 mA est appliqué au magnétron, comme représenté dans la partie L de la figure 3. Par conséquent, un courant moyen de 270 mA est appliqué pendant le fonctionnement à puissance élevée, tandis que le courant moyen n'est que de 50 mA pour le fonctionnement à faible puissance. Il faut noter que, même dans le fonctionnement à puissance élevée des parties (g) - (1) de la figure 3, il doit y avoir une courte zone inactive entre la fin de l'une des impulsions de commande sur la sortie A ou la sortie B, et le début de l'impulsion de commande sur l'autre sortie. L'exis- tence de cette "zone inactive" apparaît le mieux dans la par- tie (i) de la figure 3, et il faut noter que cette zone inac- tive représente le retard depuis la fin de l'impulsion de commande B jusqu'au début de l'impulsion de commande A. Ce re- tard pourrait être de façon caractéristique de 2,5 microsecon- des pour une zone inactive totale de 5 microsecondes, en con- sidérant également le retard correspondant entre la fin de l'impulsion de commande A et le début de l'impulsion de com- mande B. Détails du circuit de commande Le circuit de commande 24 assure les fonctions de régulation vis-à-vis de la tension alternative d'entrée et de commande de la puissance de sortie. Il détecte le courant du magnétron et il utilise cette information de courant dans un système de réaction (système en boucle fermée) pour com- mander la largeur d'impulsion des signaux de commande qui sont appliqués à l'inverseur 22. Le circuit de commande 24, qui est représenté de façon plus détaillée sur la figure 4, fonctionne en circuit modulateur de largeur d'impulsion. Pour la commodi- té de l'illustration, la figure 2 ne contient pas certains composants qui apparaissent dans la représentation plus dé- taillée de la figure 4. Le circuit de commande 24 comprend une puce de géné- rateur de signal d'attaque 24C d'un type approprié, comme le SG3526J, qui est un circuit intégré modulateur de largeur d'impulsion fabriqué par Silicon General. On établit la caden- ce de répétition d'impulsion, qui est de 20 kHz dans le mode de réalisation préféré, en utilisant un condensateur 76 et une résistance 78 pour la fixation des caractéristiques temporel- les, et ces composants pourraient avoir des valeurs respecti- ves de 0,005 pF et de 7,5 kQL. Une résistance 80, qui établit la zone inactive, pourrait par exemple avoir une valeur de 91L. On utilise un condensateur de démarrage lent 82, qui pourrait avoir une valeur caractéristique de 100 pF, pour,in-. troduire un retard avec variation linéaire depuis le démarrage jusqu'à l'obtention de la largeur d'impulsion correspondant au fonctionnement normal. Lorsque le circuit de commande 24 est dans un état d'attente (c'est-à-dire lorsqu'il ne produit pas des impul- sions de commande), le courant de repos est d'environ 12 mA sous une tension de 15 V. Le courant de repos est transmis par une résistance de limitation 84 connectée à la ligne de tension continue non régulée 42, et il est lissé par le con- densateur de lissage 86, pour faire disparaître l'ondulation qui provient du réseau électrique alternatif. On pourrait obtenir une meilleure régulation en plaçant une diode zener de 15 V (non représentée) en parallèle avec le condensateur 86. Pendant la génération d'impulsions de commande, le courant de fonctionnement plus élevé pour le circuit de commande est fourni par l'enroulement de basse tension 74 du transformateur de puissance 26 (seul l'enroulement 74 est représenté sur la figure 4). Ce courant d'alimentation est redressé par la diode 8 et il est filtré par le condensateur 86. On utilise une résistance de limitation de courant 90, qui pourrait avoir une valeur de 33S-I, pour fournir une tension aux col- lecteurs communs de la puce de circuit de commande 24C. On réalise la fonction de régulation vis-à-vis de la tension du réseau électrique alternatif et de commande de la puissance de sortie, en détectant le courant du magnétron et en utilisant ce signal pour commander la largeur d'impul- sion de signaux de commande que produit le circuit de comman- de 24. On réalise une commande proportionnelle de la largeur d'impulsion en utilisant un amplificateur d'erreur 106 qui est interne à la puce de circuit de commande 24C. Un transformateur à tore 94 rermplit la fonction de transformateur de courant pour détecter le courant du magné- tron. L'enroulement secondaire de ce transformateur comporte spires et l'enroulement primaire du transformateur 94 - comporte 1 spire, pour fournir un courant transformé de façon appropriée. Le courant transformé produit une tension aux bornes de la résistance 96, branchée en série avec une résis- tance variable de commande de puissance 98, et cette tension est redressée par une diode 100 pour appliquer un signal au * noeud commun entre la résistance 96 et la diode 100. Ce si- gnal est proportionnel au courant du magnétron pour un régla- ge donné de la résistance variable de commande de puissance 98. L'utilisateur règle la résistance variable de commande de puissance 98 pour sélectionner la puissance de sortie désirée pour le magnétron. Ce signal de tension proportionnel est appliqué par une diode 102 à l'entrée de signal positive d'un amplificateur à transconductance 106, dans la puce de commande 24C. La ligne de masse de signal 44 flotte par rap- port à la masse 92 relative au réseau électrique alternatif, à cause des caractéristiques de conduction en sens direct des diodes qui font partie du redresseur en pont 18R (le redres- seur 18R est représenté seulement sur la figure 2). Une iso- lation est donc nécessaire entre le noeud du magnétron 70 qui est connecté à la masse du réseau électrique alternatif, et la ligne de masse de signal ou ligne d'entrée de l'onduleur, 44. Le transformateur 94 assure également l'isolation néces- saire. La structure interne de la puce de circuit de com- mande à modulation de largeur d'impulsion 24C, procure un signal de sortie ayant une largeur d'impulsion proportionnel- le à l'erreur d'entrée, telle qu'elle est déterminée par l'amplificateur d'erreur 106. Pendant le fonctionnement nor- mal, la largeur d'impulsion est déterminée par la tension aux bornes des résistances 96 et 98, et cette tension est elle- même déterminée par le courant du magnétron. Un exemple peut être utile pour mieux expliquer l'opération de réaction, et on considérera tout d'abord la régulation vis-à-vis de la tension d'entrée. Si les constantes du circuit sont établies pour obtenir la pleine puissance de sortie du magnétron, soit 700 watts,à partir d'une valeur basse, de 110 volts, de la tension du réseau électrique alternatif, lorsque la puce de modulateur de largeur d'impulsion 24C produit des largeurs d'impulsion correspondant à un rapport cyclique de 75%, une augmentation de la tension du réseau électrique alternatif provoquera une augmentation du courant du magnétron ayant pour effet d'augmenter l'erreur d'entrée qui est appliquée à l'amplificateur d'erreur 106. Cette augmentation de l'erreur d'entrée réduit à son tour la largeur d'impulsion et ramène le courant du magnétron au point de consigne. Pour la com- mande de puissance, le réglage par l'utilisateur de la résis- tance variable de réglage de puissance 98 change la tension aux bornes des résistances 96 et 98, et change donc le signal qui est appliqué à l'entrée positive de l'amplificateur 106. Ceci change la largeur d'impulsion du signal de commande qui est appliqué à l'onduleur 22, ce qui change à son tour la puissance qui est appliquée au magnétron. On utilise également l'amplificateur 106 pour assu- rer une protection contre des courants de crête excessifs dans les éléments de commutation 46F, 46S, 46T et 46R. Dans ce but, on utilise la résistance de détection de courant 56 pour détecter la valeur du courant de commutation. La tension qui est développée aux bornes de la résistance 56 est appli- quée par la diode 104 à l'entrée positive de l'amplificateur d'erreur 106. Les diodes 104 et 102 sont connectées en une configuration logique OU, pour permettre l'utilisation de l'amplificateur 106 à la fois pour la commande du courant du magnétron et pour la limitation du courant de commutation dans le circuit onduleur 22. La commande de gain et de phase de l'amplificateur d'erreur ou amplificateur à transconductance 106 est accom- plie par un réseau de compensation de fréquence externe, com- prenant un condensateur 108 et une résistance 110. A titre d'exemple, en utilisant un condensateur 108 de 100 pF et une résistance 110 de 5 kIL, on réalise une compensation pour as- surer la stabilité pour un gain égal à l'unité, en plaçant un pôle à 400 Hz. On effectue les opérations de démarrage et d'arrêt de la puce de circuit de commande à modulateur de largeur d'impulsion 24C, par la commande du contact de relais 112 qui connecte à la ligne de masse de signal 44,et déconnecte de cette ligneune entrée de mise hors fonction (SD). Isolation de sonde de température Comme le montre la figure 4, on peut utiliser une sonde de température 114 en association avec la puce de com- mande 24C. Plus précisément, la sonde de température 114 comprend un élément résistif 116 qui est fonction de la tem- pérature, dont une borne est connectée à la masse pour le réseau électrique alternatif, 92. Une isolation électrique est donc nécessaire entre la sonde de température 114 et la masse de signal flottante 44 de la puce de circuit de comman- de 24C. On utilise un transformateur à tore 118 pour réaliser l'isolation nécessaire. On peut utiliser un connecteur BNC ou autre (non représenté) pour connecter la sonde 114 au trans- formateur 118 et pour la déconnecter de ce dernier. La sonde de température 114 peut étre attaquée par les impulsions qui sont émises sur la sortie B de la puce 24C. Ces impulsions sont appliquées à l'enroulement primaire du transformateur 118 par l'intermédiaire d'une résistance 120. De plus, ces impulsions de sortie sont appliquées à un réseau de résistan- ces de point de consigne de température, qui comporte des ré- sistances 122 et 124 et une résistance variable 126. Le noeud commun entre la résistance 120 et l'enroulement primaire du transformateur 128 est connecté à l'entrée positive d'un am- plificateur comparateur 128, interne à la puce 24C. Lorsque cet amplificateur comparateur incorporé 128 est active, il supprime les impulsions de commande qui sont émises en A et B, ce qui met hors fonction l'onduleur 22. Lorsque la tempé- rature augmente, la résistance de l'élément 116 diminue, ce qui fait circuler davantage de courant dans l'enroulement primaire du transformateur d'isolation 118. Cette variation de courant est détectée sous la forme d'une tension variable aux bornes de la résistance de détection 120. Lorsque cette tension qui dépend de la température est égale au point de consigne qui est déterminé par la tension que produisent les résistances 122, 124 et 126, elle active l'amplificateur comparateur 128 et fait passer l'onduleur dans un mode hors fonction. Par conséquent, lorsque la température que détecte l'élément 116 atteint la température prédéterminée qui est établie par le réglage de la résistance variable 126, l'éner- gie micro-onde est interrompue. ircuit d'attaque isolé à condensateur flottant En considérant maintenant les figures 2 et 5A, on va décrire une solution alternative au circuit d'attaque avec isolation comprenant l'enroulement primaire 52 et les enrou- lement secondaires 54F et 54S (figure 2). Au lieu d'utiliser un transformateur d'isolation comme le circuit d'attaque avec isolation du mode de réalisation de la figure 2, la figure A montre comment on peut connecter un circuit de commande 24 pour faire fonctionner le transistor supérieur 46F au moyen d'un circuit d'attaque isolé à condensateur flottant 152. En pratique, le circuit d'attaque isolé comprendrait deux exemplaires du circuit d'attaque à condensateur flot- tant 152, puisqu'on comprend aisément qu'un circuit 152 si- milaire serait connecté entre la sortie B du circuit de commande 24 et la grille du transistor 46T (figure 2). Le circuit d'attaque à condensateur flottant 152 est basé le fait que des transistors à effet de champ de puissance, tels que le MOSFET 46F, sont commandés en tension et absorbent un courant de grille négligeable dans l'état conducteur. Le circuit d'attaque 152 utilise donc un conden- sateur 154 pour stocker la tension d'attaque. Le condensa- teur 154 flotte saur le potentiel de la source de l'élément de commutation à transistor à effet de champ 46F et du drain de l'élément de commutation 46S. Lorsque le transistor 46S est débloqué (la sortie B produit une impulsion de commande), le condensateur 154 se charge à 15 volts par l'intermédiaire de la résistance 156 et de la diode 158. A la suite du blocage ou de l'ouver- ture de l'élément de commutation 46S et d'une courte zone inactive (la puce de commande 24 fonctionne d'une manière identique à celle décrite cidessus), la puce de commande produit une impulsion sur la sortie A. Cette impulsion de commande débloque l'élément de commutation 46R et elle dé- clenche également, par l'intermédiaire de la résistance , la circulation d'un courant dans le circuit d'absorp- tion de courant à haute tension 162. La circulation du courant vers le circuit d'absorption de courant 162 active la porte 164 qui était précédemment inactive. Le signal de sortie de la porte 164 débloque ensuite rapidement l'élément de commu- tation 46F, par l'intermédiaire d'éléments de commutation complémentaires 166 et 168 et de résistances associées 170 et 172. Une résistance 174 et une diode 176 sont connectées à une entrée de la porte 164 pour fournir des signaux d'en- trée appropriés. Au moment o se termine l'impulsion présente sur la sortie A du circuit de commande à modulateur de largeur d'im- pulsion 24, le signal appliqué à l'entrée inférieure de la porte 164 change. Le signal de sortie de la porte 164 réduit à son tour à une valeur presque égale à zéro (l'élément de commutation à transistor 158 est conducteur) la tension d'at- taque grille-source du transistor 46F, ce qui a pour effet de bloquer l'élément de commutation 46F. Un exemple d'un circuit approprié pour le circuit d'absorption de courant 162 peut consister en un simple cir- cuit d'absorption de courant tel que celui représenté sur la figure 5B, dans lequel on utilise un transistor 250 pour faire passer à l'état conducteur un circuit miroir de courant formé par des transistors 252 et 254, auquel cas aucune con- nexion à la tension de 15 volts n'est nécessaire. On notera qu'on pourrait employer de façon similaire d'autres circuits d'absorption de courant. Compensation de puissance pour le filament Dans des systèmes d'alimentation LC classiques pour des magnétrons de fours, l'enroulement d'alimentation du fi- lament du magnétron est bobiné sur le même circuit magnétique que l'enroulement à haute tension. Par conséquent, l'enroule- ment du filament est sous tension lorsque l'enroulement pri- maire du transformateur de l'alimentation LC est sous tension, et il est hors tension lorsque le primaire est hors tension. Le filament peut donc se refroidir pendant les intervalles d'arrêt du cycle de fonctionnement, pouvant avoir une durée de l'ordre de 15 à 30 secondes avec des circuits d'alimenta- tion classiques à 50 ou 60 Hz. Trois secondes sont approxima- tivement nécessaires pour chauffer la cathode jusqu'à la tem- pérature normale de fonctionnement dans le cas du démarrage avec une cathode froide. Pendant cette période, le magnétron peut osciller sur un mode incorrect, ou bien il peut sauter de façon répétée entre des modes anormaux, en particulier dans le cas du démarrage avec une cathode froide. Lorsque le magnétron saute vers un mode anormal ou quitte ce dernier, l'oscillation cesse souvent, ce qui fait habituellement ap- paraître des transitoires de très haute tension (de façon caractéristique 12 à 14 kV). Le système présent évite les intervalles d'arrêt potentiellement longs qui sont caractéristiques de configu- rations de commande par rapport cyclique. La cathode du ma- gnétron reste donc à une température presque constante, ce qui améliore la durée de vie du magnétron et élimine le pro- blême de la génération périodique de transitoires de haute tension. Une technique couramment utilisée dans l'art anté- rieur utilise un transformateur de filament séparé qui est placé en parallèle avec le transformateur de puissance et qui fournit une tension de filament constante (à l'exception de variations de la tension du filament qui sont produites par des variations de la tension du réseau électrique al- ternatif). On pourrait employer cette technique avec le cir- cuit onduleur de l'invention. Cependant, dans l'exemple de réalisation considéré, un enroulement secondaire de basse tension sur le transformateur de puissance fournit la ten- sion de filament. Dans ce système, l'enroulement de filament 72 (figure 2) peut provoquer des changements de la puissance fournie au filament du magnétron 70 lorsqu'on fait varier la largeur d'impulsion pour régler la puissance du magnétron, comme décrit précédemment en relation avec la figure 3. La figure 6 montre un exemple de réalisation d'une structure prévue pour réguler la puissance du filament afin de supprimer des variations qui apparaîtraient par ailleurs sous l'effet de la variation de la largeur d'impulsion. L'enroulement primaire 60 du transformateur de puissance 26 est connecté aux lignes de sortie 48 et 50 de l'onduleur, exactement comme sur la figure 2. Un circuit de régulation pour le filament du magnétron est ajouté du côté secondaire du circuit du transformateur de puissance, pour procurer la régulation désirée pour le filament. Il faut noter que l'enroulement secondaire supplémentaire 74 de la figure 2 a été omis sur la figure 6, dans un but de clarté. Sur la figure 6, on note aisément que le condensa- teur 182 et la diode 184 ont pour fonction de doubler la tension, à simple alternance, essentiellement de la même façon que le condensateur 68 et la diode 66 de la figure 2. Un dispositif à impédance variable commandée, se présentant sous la forme d'une petite réactance à circuit magnétique saturable, 186, qui comprend un enroulement de commande 188 et deux enroulements commandés 190 et 192, est connecté fonctionnellement au circuit d'alimentation du filament, entre l'enroulement secondaire de filament à basse tension 72 du transformateur de puissance principal 26, et le fila- ment du magnétron, pour stabiliser la puissance du filament. L'impédance du dispositif à impédance variable change sous l'effet d'un signal de commande qui est produit par un dis- positif de détection, qui détecte un changement de la puis- sance qui est fournie à l'enroulement primaire du transfor- mateur de puissance. Le circuit magnétique de la réactance 186 comporte deux branches magnétiques extérieures et une branche centra- le. Les enroulements commandés 190 et 192 sont bobinés dans des sens opposés sur des branches extérieures respectives. L'enroulement de commande 188 est bobiné sur la branche in- térieure. On pourrait utiliser dans le circuit de l'exemple de réalisation considéré une réactance ayant une inductance d'enroulement commandé qui varie d'environ 150 pH en l'abs- cence de courant dans l'enroulement de commande, jusqu'à environ 50 pH avec un courant d'enroulement de commande mA, soit un rapport de commande 3:1. (Le filament est essentiellement une charge résistive, ce qui fait que la commande du courant commande fondamentalement aussi la ten- sion.) Un dispositif de détection destiné à détecter des variations de la puissance qui est appliquée à l'enroule- ment primaire 60 du transformateur 26 dans l'exemple de réalisation considéré, est réalisé sous la forme d'une ré- sistance de détection 194 qui est connectée en série entre la cathode de la diode 184 et la masse 92 de l'anode du ma- gnétron. Des diodes 196 et 198 sont connectées de façon à établir un chemin de courant passant par la résistance 194, respectivement pour le courant de charge et le courant de décharge du condensateur 182. La tension au point de conne- xion de la diode 184 et de la résistance 194 est propor- tionnelle au courant du magnétron, qui est une fonction di- recte de la puissance qui est appliquée à l'enroulement primaire 60. Une tension représentative de la puissance ap- pliquée à l'enroulement primaire 60 apparait donc au point de connexion de la diode 184 et de la résistance 194. On utilise cette tension en tant que tension de commande pour la réactance 186. Une extrémité de l'enroulement de comman- de 188 de la réactance 186, qu'on appelle la borne de com- mande, est connectée au point de connexion de la diode 184 et de la résistance 194. L'autre extrémité ou l'autre-borne est connectée à un circuit de tension d'alimentation de ré- férence. Le circuit d'alimentation de référence - est alimenté par un enroulement secondaire à basse tension 202 du transformateur de puissance 26. Un circuit redresseur à double alternance 204, qui est connecté aux bornes de l'en- roulement secondaire 202, fournit en 206 une tension conti- nue pulsée qui est filtrée par un condensateur de filtrage 207. Cette tension est appliquée à une borne d'une diode zener 208 par une résistance de limitation de courant 210. L'autre borne de la diode zener 208 est connectée à la mas- se, de façon à fournir une tension de référence pratique- ment constante qui est appliquée à l'autre extrémité de l'enroulement de commande 188. Avec cette configuration, la tension aux bornes de l'enroulement de commande 188, qui détermine l'inductance des enroulements commandés 190 et 192, est la différence entre la tension de commande au point de connexion de la diode 184 et de la résistance de détection 194, et la ten- sion de référence en 212. On sélectionne la valeur de la ré- sistance 194 et le niveau de la tension zener de façon à li- miter la tension de commande en 212 à une plage de valeurs ne dépassant pas la tension de référence, sur la plage dési- rée du courant du magnétron. Du fait que la tension qui est appliquée à la borne de commande de l'enroulement 188 est toujours inférieure ou égale à la tension de référence, et du fait qu'elle varie en fonction directe du courant du ma- gnétron, la tension aux bornes de l'enroulement de commande 188, et donc le courant dans l'enroulement 188, varient en fonction inverse du courant du magnétron. Comme décrit en relation avec la figure 3, on fait varier la puissance qui est appliquée à l'enroulement pri- maire 60 en faisant varier la largeur des impulsions que le circuit onduleur 22 (figure 2) applique à l'enroulement pri- maire. Lorsque la largeur d'impulsion augmente, le courant du magnétron augmente. Lorsque le courant du magnétron aug- mente, la tension au point de connexion de la résistance 194 et de la diode 184 augmente proportionnellement. Ceci dimi- nue la différence de tension aux bornes de l'enroulement de commande 188, ce qui augmente proportionnellement l'impédan- ce des enroulements commandés 190 et 192, branchés en série avec le filament du magnétron, ce qui a pour effet de rédui- re le courant du filament. Du fait que le filament est es- sentiellement un élément résistif, la réduction du courant réduit proportionnellement la puissance du filament. De fa- çon similaire, une diminution de la puissance qui est appli- quée à l'enroulement primaire, résultant par exemple de la réduction de la largeur des impulsions qui sont appliquées à l'enroulement primaire, réduit le courant du magnétron. La tension de commande est réduite proportionnellement, ce qui augmente la différence de tension aux bornes de l'enroule- ment de commande 188. Cette augmentation de la tension aux bornes de l'enroulement de commande diminue l'impédance des enroulements commandés 190 et 192, ce qui augmente la puis- sance qui est appliquée au filament. Les caractéristiques de la réactance 186, lorsqu'elles sont employées de cette manière, contribuent à stabiliser la tension du filament vis-à-vis de variations qui apparaîtraient par ailleurs lorsqu'on fait varier la largeur d'impulsion qui est appli- quée à l'enroulement primaire 60. Configuration physique du circuit La figure 7 montre une structure caractéristique utilisant l'onduleur à pont à double alternance à l'inté- rieur d'un four à micro-ondes. Une carte de circuit imprimé 216 porte les composants électroniques pour la commutation, comprenant les quatre éléments de commutation à semiconduc- teurs 46F, 46S, 46T et 46R. Des radiateurs associés aux transistors de commutation, la puce de commande à modulateur de largeur d'impulsion et des composants de commande asso- ciés, le condensateur de filtrage d'entrée de l'onduleur, le transformateur d'isolation pour l'attaque des grilles, et un relais de puissance, qui ne sont pas identifiés séparément sur la figure 10, seraient également montés sur la carte de circuit 216. Pour réduire au plus faible niveau possible les températures de fonctionnement des transistors de commuta- tion, les radiateurs des transistors sont montés dans des positions décalées, et sont refroidis par circulation forcée d'air, en étant placés dans la circulation d'air du ventila- teur de refroidissement 218 du magnétron. La chambre 220 du four à micro-ondes guide la circulation forcée d'air de re- froidissement de façon que cet air passe sur toutes les sur- faces qui rayonnent de la chaleur, qui sont simplement re- présentées sur la figure 10 par les blocs situés au-dessus de la circuit de circuit 216. Une partie du flux d'air forcé est dirigée vers le transformateur de puissance 26. Comme représenté, le transformateur de puissance 26 est placé très près de la carte de circuit imprimé 216 pour réduire l'in- ductance parasite. Les figures 8, 9 et 10 montrent des vues détail- lées d'un radiateur 219 qu'on peut utiliser dans la configu- ration de la figure 7. On utilise ce radiateur pour établir des conditions de fonctionnement appropriées pour les tran- sistors de commutation. Du fait que la température de bol- tier maximale pour des transistors de commutation particu- liers apparaît au centre géométrique de la puce, il est vi- tal d'évacuer cette chaleur. Il est également nécessaire de prévoir une masse thermique suffisante pour éviter des ex- cursions thermiques pendant que les transistors passent par des cycles de conduction et de blocage. Une plaque de monta- ge 220 pour un bottier TO 220 est en contact thermique avec un chemin thermique principal 222 à partir duquel s'étendent une série d'ailettes de refroidissement 224. Il faut noter que diverses valeurs spécifiques d'éléments de circuit, diverses structures spécifiques et d'autres détails n'ont été indiqués que dans un but d'illus- tration. REVENDICATIONS 1. Système de génération d'énergie micro-onde ca- ractérisé en ce qu'il comprend: un magnétron (32) capable de produire de l'énergie micro-onde pour la cuisson; un transformateur de puissance (26) ayant un enroulement pri- maire (60) et un enroulement secondaire d'alimentation de magnétron (64) qui est connecté de façon à fournir de. l'énergie au magnétron (32); un circuit onduleur à pont à double alternance (22), comportant des première et seconde lignes d'entrée (42, 44) et des première et seconde lignes de sortie (48, 50), avec la première ligne de sortie (48) connectée à une première extrémité de l'enroulement primaire (60), et la seconde ligne de sortie (50) connectée à une se- conde extrémité de l'enroulement primaire (60), ce circuit onduleur (22) comprenant des premier, second, troisième et quatrième éléments de commutation à semiconducteurs (46F, 46S, 46T, 46R), chacun de ces éléments de commutation à se- miconducteurs comportant une borne d'entrée, une borne de sortie et une borne de commande, chaque borne de commande pouvant être activée de façon à fermer et ouvrir son élément de commutation à semiconducteurs associé, ce circuit ondu- leur (22) comportant en outre un circuit de commande (24) qui est destiné à commander tous les éléments de commutation à semiconducteurs (46F, 46S, 46T, 46R) par leurs bornes de commande de façon que, pendant une première série d'inter- valles de temps: le premier élément de commutation à semi- conducteurs (46F) soit fermé pour connecter fonctionnelle- ment la première ligne d'entrée (42) à la seconde ligne de sortie (50)j le quatrième élément de commutation à semicon- ducteurs (46R) soit fermé pour connecter fonctionnellement la seconde ligne d'entrée (44) à la première ligne de sortie (48), et les second et troisième éléments de commutation à semiconducteurs (46S, 46T) soient ouverts, la fermeture des premier et quatrième éléments de commutation à semiconduc- teurs (46F, 46R) faisant circuler un courant dans une pre- mière direction dans l'enroulement primaire (60); et de façon que pendant une série de seconds intervalles de temps, al- ternant avec les premiers intervalles de temps: le second élément de commutation à semiconducteurs (46S) soit fermé pour connecter fonctionnellement la seconde ligne d'entrée (44) à la seconde ligne de sortie (50), le troisième élément de commutation à semiconducteurs (46T) soit fermé pour con- necter fonctionnellement la première ligne d'entrée (42) à la première ligne de sortie (48), et les premier et quatrième éléments de commutation à semiconducteurs (46F, 46R) soient ouverts, la fermeture des second et troisième éléments de commutation à semiconducteurs (46S, 46T) faisant circuler un courant dans une seconde direction, opposée à la première direction, dans l'enroulement primaire (60); et en ce que les premier et second éléments de commutation à semiconducteurs (46F, 46S) s'étendent en série entre la première ligne d'en- trée (42) et la seconde ligne d'entrée (44), et les troisième et quatrième éléments de commutation à semiconducteurs (46T, 46R) s'étendent en série entre la première ligne d'entrée (42) et la seconde ligne d'entrée (44), et en ce que le cir- cuit de commande (24) reçoit un signal d'entrée de commande représentatif du courant dans le magnétron (32), et le cir- cuit de commande (24) commute vers un état ouvert des paires des éléments de commutation à semiconducteurs (46F, 46S, 46T, 46R) à un instant qui dépend du signal d'entrée de com- mande. 2. Système de génération d'énergie micro-onde se- lon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend en outre une diode (58) en parallèle sur chacun des éléments de commutation à semiconducteurs (46F, 46S, 46T, 46R). 3. Système de génération d'énergie micro-onde se- lon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un redresseur en pont (18R) ayant des lignes d'entrée de tension alternative et capable d'appliquer aux première et seconde lignes d'entrée (42, 44) du circuit onduleur (22) une tension continue ayant un niveau minimal pendant le fonc- tionnement, et une ondulation qui est produite par la tension alternative sur les lignes d'entrée, cette ondulation ayant une amplitude au moins aussi grande que le niveau minimal de tension. 4. Système de génération d'énergie micro-onde selon la revendication 3, caractérisé en ce que les bornes de com- mande des premier et troisième éléments de commutation à se- miconducteurs (46F, 46T) sont flottantes par rapport aux se- cond et quatrième éléments de commutation à semiconducteurs (46S, 46R), ce système comprenant en outre un circuit d'atta- que isolé (52, 54F, 54S; 152), et en ce que le circuit de commande (24) est capable de commander les premier et troi- sième éléments de commutation à semiconducteurs (46F, 46T), par le fait que le circuit d'attaque isolé applique des si- gnaux aux bornes de commande des premier et troisième élé- ments de commutation à semiconducteurs (46F, 46T). 5. Système de génération d'énergie micro-onde selon la revendication 3, caractérisé en ce que le transformateur (26) comprend en outre un enroulement secondaire d'alimenta- tion de filament (72) qui est connecté à un filament du ma- gnétron (32). 6. Système de génération d'énergie micro-onde selon la revendication 1, caractérisé en ce que le circuit de com- mande (24) produit des impulsions de commande pour commuter les éléments de commutation à semiconducteurs (46F, 46S, 46T, 46R) à une fréquence supérieure à 20000 Hz, de façon que la fréquence du courant dans l'enroulement primaire (60) soit supérieur à 20000 Hz. 7. Système de génération d'énergie micro-onde selon la revendication 6, caractérisé en ce que le circuit de com- mande (24) comprend un modulateur de largeur d'impulsion (24C). 8. Système de génération d'énergie micro-onde selon la revendication 7, caractérisé en ce que le circuit de com- mande (24) est capable de fermer des paires des éléments de commutation à semiconducteurs (46F, 46S, 46T, 46R) pendant une durée qui dépend du signal d'entrée de commande. 9. Système de génération d'énergie micro-onde se- lon la revendication 8, caractérisé en ce que le circuit de commande (24) comprend une résistance variable de réglage de puissance (98), et le signal d'entrée de commande dépend du réglage de cette résistance variable de réglage de puis- sance (98). 10. Système de génération d'énergie micro-onde se- lon la revendication 1, caractérisé en ce que chacun des éléments de commutation à semiconducteurs (46F, 46S, 46T, 46R) 'est un transistor à effet de champ, et l'enroulement primaire (60) est le seul enroulement primaire du transfor- mateur de puissance (26). 11. Système de génération d'énergie micro-onde ca- ractérisé en ce qu'il comprend: un magnétron (32) capable de produire de l'énergie micro-onde pour la cuisson; un transformateur de puissance (26) ayant un enroulement pri- maire (60) et un enroulement secondaire d'alimentation de magnétron (64) qui est connecté de façon à fournir de l'énergie au magnétron (32); un circuit onduleur à pont à double alternance (22), comportant des première et seconde lignes d'entrée (42, 44) et des première et seconde lignes de sortie (48, 50), avec la première ligne de sortie (48) connectée à une première extrémité de l'enroulement primaire (50), et la seconde ligne de sortie (50) connectée à une se- conde extrémité de l'enroulement primaire (60), ce circuit onduleur (22) comprenant des premier, second, troisième et quatrième éléments de commutation (46F, 46S, 46T, 46R), cha- cun de ces éléments de commutation comportant une borne d'entrée, une borne de sortie et une borne de commande, cha- que borne de commande pouvant être activée de façon à fermer et ouvrir son élément de commutation associé, ce circuit on- duleur (22) comportant en outre un circuit de commande (24) qui est destiné à commander tous les éléments de commutation (46F, 46S, 46T, 46R) par leurs bornes de commande de façon que, pendant une première série d'intervalles de temps: le premier élément de commutation (46F) soit fermé pour connec- ter fonctionnellement la première ligne d'entrée (42) à la seconde ligne de sortie (60), le quatrième élément de commu- tation (46R) soit fermé pour connecter fonctionnellement la seconde ligne d'entrée (44) à la première ligne de sortie (48), et les second et troisième éléments de commutation (46S, 46T) soient ouverts, la fermeture des premier et qua- trième éléments de commutation (46F, 46R) faisant circuler un courant dans une première direction dans l'enroulement primaire (60); et de façon que pendant une série de seconds intervalles de temps, alternant avec les premiers interval- les de temps: le second élément de commutation (46S) soit fermé pour connecter fonctionnellement la seconde ligne d'entrée (44) à la seconde ligne de sortie (50), le troi- sième élément de commutation (46T) soit fermé pour connecter fonctionnellement la première ligne d'entrée (42) à la pre- mière ligne de sortie (48), et les premier et quatrième élé- ments de commutation (46F, 46R) soient ouverts, la fermeture des second et troisième éléments de commutation (46S, 46T) faisant circuler un courant dans une seconde direction, op- posée à la première direction, dans l'enroulement primaire (60); et en ce que les premier et second éléments de commu- tation (46F, 46S) s'étendent en série entre la première li- gne d'entrée (42) et la seconde ligne d'entrée (44), et les troisième et quatrième éléments de commutation (46T, 46R) s'étendent en série entre la première ligne d'entrée (42) et la seconde ligne d'entrée (44); et en ce que les bornes de commande des premier et troisième éléments de commutation (46F, 46T) flottent par rapport aux second et quatrième élé- ments de commutation (46S, 46R), le système comprenant en outre un circuit d'attaque isolé (52, 54F, 54S; 152); et en ce que le circuit de commande (24) est capable de commander les premier et troisième éléments de commutation (46F, 46T) par le fait que le circuit d'attaque isolé applique des si- gnaux aux bornes de commande des premier et troisième élé- ments de commutation (46F, 46T). 12. Système de génération d'énergie micro-onde se- lon la revendication 11, caractérisé en ce que le circuit d'attaque isolé comprend un transformateur d'isolation (52, 54F, 54S) ayant un enroulement primaire (52) connecté au circuit de commande (24), et ayant deux enroulements secon- daires (54F, 54S), avec chaque enroulement secondaire du transformateur d'isolation connecté à la borne de commande de l'un correspondant des premier et troisième éléments de commutation (46F, 46T). 13. Système de génération d'énergie micro-onde se- lon la revendication 11, caractérisé en ce que le circuit d'attaque isolé (152) comprend un premier condensateur (154) qui se charge lorsque le second élément de commutation (46S) est fermé, et la charge de ce premier condensateur (154) ferme le premier élément de commutation (46F) sous la dépen- dance du circuit de commande (24); et en ce que le circuit d'attaque isolé comprend un second condensateur qui se char- ge lorsque le quatrième élément de commutation (46R) est fermé, et la charge de ce second condensateur ferme le troi- sième élément de commutation (46T) sous la dépendance du circuit de commande. 14. Système de génération d'énergie micro-onde se- lon la revendication 11, caractérisé pn ce que le circuit de commande (24) comprend un modulateur de largeur d'impulsion (24C). 15. Système de génération d'énergie micro-onde se- lon la revendication 14, caractérisé en ce que le circuit de commande (24) reçoit un signal d'entrée de commande qui est représentatif du courant dans le magnétron (32), et ce cir- cuit de commande (24) est capable de commuter vers un état ouvert des paires des éléments de commutation (46F, 46S, 46T, 46R) lorsque le signal d'entrée de commande atteint un niveau prédéterminé; et en ce que chacun des éléments de com- mutation (46F, 46S, 46T, 46R) est un élément de commutation à semiconducteurs. 16. Système de génération d'énergie micro-onde ca- ractérisé en ce qu'il comprend:un magnétron (32) capable de produire de l'énergie micro-onde pour la cuisson; un transformateur de puissance (26) ayant un enroulement primai- re (60) et un enroulement secondaire d'alimentation de magné- tron (64) qui est connecté de façon à fournir de l'énergie au magnétron (32); un circuit onduleur à pont à double alternan- ce (22), comportant des première et seconde lignes d'entrée (42, 44), et des premier et seconde lignes de sortie (48, 50) avec la première ligne de sortie (48) connectée à une pre- mière extrémité de l'enroulement primaire (60), et la seconde ligne de sortie (50) connectée à une seconde extrémité de l'enroulement primaire (60), ce circuit onduleur (22) compre- nant des premier, second, troisième et quatrième éléments de commutation (46F, 46S, 46T, 46R), chacun de ces éléments de commutation comportant une borne d'entrée, une borne de sor- tie et une borne de commande, chaque borne de commande pou- vant être activée de façon à fermer et ouvrir son élément de commutation associé, ce circuit onduleur (22) comportant en outre un circuit de commande (24) qui est destiné à commander tous les éléments de commutation (46F, 46S, 46T, 46R) par leurs bornes de commande de façon que, pendant une première série d'intervalles de temps: le premier élément de commuta- tion (46F) soit fermé pour connecter fonctionnellement la première ligne d'entrée (42) à la seconde ligne de sortie (50), le quatrième élément de commutation (46R) soit fermé pour connecter fonctionnellement la seconde ligne d'entrée (44) à la première ligne de sortie (48), et les second et troisième éléments de commutation (46S, 46T) soient ouverts, la fermeture des premier et quatrième éléments de commutation (46F, 46R) faisant circuler un courant dans une première di- rection dans l'enroulement primaire (60); et de façon que pendant une série de seconds intervalles de temps, alternant avec les premiers intervalles de temps: le second élément de commutation (46S) soit fermé pour connecter fonctionnelle- ment la seconde ligne d'entrée (44) à la seconde ligne de sortie (50), le troisième élément de commutation (46T) soit fermé pour connecter fonctionnellement la première ligne d'entrée (42) à la première ligne de sortie (48), et les pre- mier et quatrième éléments de commutation (46F, 46R) soient ouverts, la fermeture des second et troisième éléments de commutation (46S, 46T) faisant circuler un courant dans une seconde direction, opposée à la première direction, dans l'enroulement primaire (60); et en ce que les premier et se- cond éléments de commutation (46F, 46S) s'étendent en série entre la première ligne d'entrée (42) et la seconde ligne d'entrée (44), et les troisième et quatrième éléments de com- mutation (46T, 46R) s'étendent en série entre la première li- gne d'entrée (42) et la seconde ligne d'entrée (44), et en ce que le circuit de commande (24) reçoit un signal d'entrée de commande représentatif du courant dans le magnétron (32), et le circuit de commande (24) commute vers un état ouvert des paires des éléments de commutation (46F, 46S, 46T, 46R) à un instant qui dépend du signal d'entrée de commande. 17. Système de génération d'énergie micro-onde se- lon la revendication 16, caractérisé en ce que le circuit de commande (24) comprend une résistance variable de réglage de puissance (98), et le signal d'entrée de commande dépend du réglage de cette résistance variable de réglage de puissance (98). 18. Système de génération d'énergie micro-onde se- lon la revendication 16, caractérisé en ce que le circuit de commande (24) comprend un modulateur de largeur d'impulsion (24C). 19. Système de génération d'énergie micro-onde se- lon la revendication 18, caractérisé en ce que le circuit de commande (24) comprend en outre un dispositif de réglage de puissance (98) qu'on peut régler pour changer la puissance du magnétron (32), en changeant la longueur des premier et second intervalles de temps. 20. Système de génération d'énergie micro-onde se- lon la revendication 16, caractérisé en ce que les bornes de commande des premier et troisième éléments de commutation (46F, 46T) flottent par rapport aux second et quatrième éléments de commutation (46S, 46R), ce système comprenant en outre un circuit d'attaque isolé (52, 54F, 54S; 152); et en ce que le circuit de commande (24) est capable de commander les premier et troisième éléments de commutation (46F, 46T) par le faitque le circuit d'attaque isolé applique des si- gnaux aux bornes de commande des premier et troisième élé- ments de commutation (46F, 46T); et en ce que chacun des éléments de commutation (46F, 46S, 46T, 46R) est un élément de commutation à semiconducteurs.