Brevet FR2626421A1 — publié le 19890728

FL TRF leUMIF TIQIF A IrtTMATrTW. C!W'VJTTI.SlR ANAI "rTlh/Z NIFR 011TF FN r'MPtRTANT APPL TrATtN FT PR^^i.IFi rw rnN- VF:R T f ANAl i'. IF IlmAN TF DII La présente invention concerne de façon générale le domaine du filtrage numérique. On a déjà proposé de placer un filtre numérique passe-bas à décimation (ou sous-échantillonnage) à la sortie d'un convertisseur analogique/numérique (CAN) pour donner au CAN une résolution en amplitude accrue par sur-échantillonnage du signal analogique, c'est-à- dire par échantillonnage à un multiple de la fréquence de Nyquist. Dans un filtre numérique à décimation, la fréquence d'échantillonnage en sortie est plus basse (par exemple 100 fois plus basse) que la fréquence des échantillons d'entrée. L'article de Candy "Decimation for Sigma Delta Modulation" dans IEEE Trans. on Comm., Janvier 1986, montre que, pour les CAN qui utilisent la modulation sigma-delta du second ordre, une réponse en fréquence proche de l'optimum pour le filtre à décimation est: H(f) = sin3(Nf/f)/sin3(, f/f5) s s o N est le taux de décimation (rapport entre la fré- quence d'échantillonnage d'entrée --f5-- et la fréquence d'échantillonnage de sortie). L'article de Huber et al., "FIR Lowpass Filter for Signal Decimation...", ICASSP. 1986, Tokyo, décrit un filtre à décimation qui n'exige pas de multiplication explicite et permet d'obtenir la réponse désirée pour l'utilisation avec un modulateur delta-sigma à l'aide d'un filtre à réponse impulsionnelle finie (en abrégé FIR) suivi d'accumulateurs en cascade. La décimation est réalisée par un bloc séparé qui suit le filtre. Les convertisseurs analogique/numérique sont utilisés par exemple dans des modems pour convertir le signal analogique de ligne en signal numérique. Dans des modems représentatifs à annulation d'écho, l'annulation d'écho et le rééchantillonnage sont tous deux réalisés dans le domaine analogique et sont suivis par une con- version analogique/numérique à relativement basse réso- lution. Les modems qui doivent fonctionner avec d'autres schémas de communication, par exemple en multiplexage à division de fréquence, exigent d'autres filtres de ré- ception. On peut réaliser un modem multimode ayant des filtres de réception analogiques multiples, sélectionna- bles par programme. Suivant un aspect de l'invention, un filtre nu- mérique à décimation destiné à recevoir un flot d'échan- tillons numériques d'entrée à une fréquence d'échan- tillons d'entrée et à fournir un flot correspondant d'échantillons numériques de sortie à une fréquence d'échantillons de sortie différente comporte des moyens pour mémoriser les échantillons numériques d'entrée; les échantillons du flot de sortie sont générés à partir des échantillons numériques d'entrée mémorisés; et un échantillon de sortie est rendu disponible pour être in- clus dans le flot de sortie à tout moment, de sorte que l'échantillon de sortie peut être pointé avec une phase sélectionnable. Des modes particuliers de réalisation de l'in- vention comportent une ou plusieurs des caractéristiques suivantes. Le filtrage peut être fait par un étage de filtrage sans decimation suivi d'un étage de décimation. d'intégration et de "vidage" ou restitution. Un échan- tillon de sortie peut être rendu disponible à tout mo- ment en prévoyant une paire de circuits d'intégration et de restitution fonctionnant de telle façon que. lorsque l'un des circuits intègre, l'échantillon le plus récem- ment crééee par l'autre circuit d'intégration et de resti- tution est disponible pour être inséré dans le flot de sortie. Suivant un autre aspect général de l'invention, un CAN a un modulateur sigma-delta destiné à générer un flot à haut débit d'échantillons numériques d'un signal analogique à une fréquence sensiblement supérieure à la fréquence de Nyquist et un filtre numérique à décimation destiné à recevoir le flot à haut débit et à fournir un flot correspondant d'échantillons numériques de sortie filtrés à un debit plus faible, le rapport de décimation étant sélectionnable. Des modes particuliers de réalisation de l'in- vention incorporent une ou plusieurs des caractéristi- ques suivantes. Le filtre numérique de décimation com- porte un filtre à réponse impulsionnelle finie ayant des éléments de stockage successifs pour mémoriser les échantillons numériques à fréquence élevée et un élément cartographique pour convertir un jeu de signaux prélevé à partir d'une partie seulement des éléments de stockage en un flot de valeur, l'élément cartographique étant configuré pour obtenir la réponse impulsionnelle dési- rée. L'élément cartographique n'effectue pas de multi- plications explicites. Les éléments de stockage particu- liers à partir desquels le jeu de signaux est prélevé sont sélectionnés en fonction du rapport de décimation désiré, en utilisant un multiplexeur ayant des entrées connectées à plusieurs des éléments de stockage. Un autre aspect général encore de l'invention porte sur un modem à modes multiples destiné à être uti- lise avec un canal sur lequel une porteuse peut être mo- dulée suivant au moins deux schémas de modulation possi- bles différents, le canal étant d'un type qui provoque des échos et les schémas de modulation incorporant des moyens destinés à éviter les effets des échos: la por- teuse modulée provenant du canal est convertie en un flot correspondant d'échantillons numériques par un cir- cuit de réception qui a un CAN alimentant un filtre nu- mérique programmable de façon à fournir, à volonté, des fonctions de filtrage applicables respectivement aux deux schémas de modulation différents à suppression d'écho, de sorte qu'il n'est pas nécessaire de prévoir, en tête du CAN, des filtres de réception différents ap- plicables aux différents schémas de modulation. Dans des modes particuliers de réalisation, le schéma de modula- tion comporte une annulation d'échos ou un multiplexage à répartition de fréquence. L'invention permet de réaliser un filtre numéri- que qui est simple, n'exige qu'un faible volume de mé- moire, a un rapport de décimation sélectionnable et a une phase de sortie sélectionnable: le filtre n'exige pas de calculer ou de mémoriser des coefficients de pri- se explicites. Il n'exige pas de multiplications expli- cites. Un CAN basé sur le filtre peut avoir une résolu- tion élevée et un rapport de décimation variable, tout en restant d'un prix modéré. Des modes multiples peuvent être traités à l'aide d'un seul filtre numérique pro- grammable. L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui suit de modes particuliers de réali- sation, donnés à titre d'exemples non limitatifs. La description se réfère aux dessins qui l'accompagne, dans lesquels: - la figure 1 est un synoptique d'un filtre nu- mérique à décimation: - la figure 2 est un synoptique d'un modem: - la figure 3 est un synoptique d'un mode d'exécution possible de parties du modem de la figure 2: et - la figure 4 est un synoptique d'une fraction d'un modem à modes multiples. Le filtre numérique à décimation 10 montre en figure 1 reçoit un flot d'échantillons d'entrée numéri- ques à un seul bit xi (avec i = 0, 1,...), à une fré- quence d'échantillons d'entrée fs, sur une ligne d'en- trée 12. Il fournit un flot correspondant d'échantillons de sortie numérique yi (avec i = 0. 1,...) sur une li- gne de sortie 14 à une fréquence sélectionnée parmi K fréquences de sortie différentes fk inférieures à fs avec une phase de sortie sélectionnable. Les échantillons xi sur la ligne d'entrée 12 sont introduits dans un registre à décalage série 16 et décalés à la cadence d'impulsions d'horloge d'entrée sur une ligne 18. Le registre à décalage 16 a 2N+1 éléments , N étant le rapport de décimation maximum désiré (par exemple fs/fmin o fmin est la fréquence de sortie la plus basse désirée) x0 est l'élément qui retient l'échantillon chargé le plus récemment et x_2N retient l'échantillon le plus ancien. A chaque impulsion d'horloge sur la ligne 18, trois des échantillons dans le registre à décalage sont appliqués aux trois lignes d'entrée d'adressage 22. 24 et 26 d'un élément cartographique 28 (par exemple une table de consultation). L'echantillon appliqué à la li- gne d'adressage 22 est toujours prélevé sur l'élément x0 du registre a décalage 16. L'échantillon appliqué à la ligne d'adresse 24 est prélevé sur un des K éléments différents du registre à décalage (o les K éléments différents incluent l'élément x N et les éléments ad- jacents) par l'intermédiaire d'un multiplexeur K:i dési- gné par 30, sous la commande d'un signal de commande du rapport de décimation, applique sur la ligne 32. Le si- gnal de commande gouverne également un second multiple- xeur 34 de type K:1, c'est-à-dire permettant de sélec- tionner l'un de K échantillons différents (prélevés sur l'élément x_2N et les éléments adjacents) pour l'appli- quer sur la ligne 26. L'élément cartographique donne une carte de cha- que combinaison possible des trois bits d'adresse pour constituer une valeur de sortie correspondante destinée à réaliser la fonction de réponse impulsionnelle que l'on décrira plus loin. Les valeurs de sort.ie successi- ves de l'élément 28 sont fournies à la fréquence de l'horloge d'entrée 18 à deux intégrateurs en cascade 36 et 38 qui comportent chacun un sommateur 40. 42 et un élément de retard de bouclage 44, 46 (fournissant un re- tard égal à une duree d'impulsion d'horloge) également déclenché par des impulsions d'horloge d'entrée à fré- quence f provenant de la ligne 18. La sortie de l'lnté- s grateur 38 est fournie simultanément à une paire de cir- cuits d'intégration et de restitution 48 et 50 montés en parallèle. Chaque circuit d'intégration et de restitu- tion comporte un sommateur 52, 54 et un élément à retard de bouclage 56, 58. Les éléments à retard sont cadencés par des impulsions d'horloge d'entrée à la fréquence f (provenant de la ligne 18) et sont mis respectivement à zéro par des impulsions "RAZ pair" et "RAZ impair" four- nies (comme les signaux de commande pair et impair) par un circuit de commande de sortie 60 à partir des impul- sions d'horloge d'échantillonnage d'entrée sur la ligne 64. Les impulsions "RAZ pair" et "RAZ impair" sont alternées et apparaissent toutes deux à la même fréquence fs/2Nk, o Nk est le taux ou rapport de décimation effectivement choisi. Les signaux de commande "pair" et "impair" provenant du circuit de commande de sortie 60 comportent également des signaux de retenue "pairs" et "impairs" qui sont appliqués au cours des périodes des échantillons de sortie pairs et impairs. Les sorties des deux circuits d'intégration et de restitution sont alternativement fournies, par l'ln- termédiaire d'un multiplexeur 2:1 désigné par 62 (com- mandé par un signal pair/impair sur la ligne 64, appa- raissant à la fréquence fs/2Nk et provenant du diviseur d'horloge 60) sur une ligne de sortie 14. Etant donné qu'il y a deux circuits d'intégration et de restitution fonctionnant en alternance et un multiplexeur, il y a toujours un échantillon disponible, et cet échantillon peut être utilisé à tout moment pour autoriser une pour- suite, par exemple la poursuite d'une horloge présentant éventuellement une gigue. L'élément 28 est réalisé de telle façon que la réponse globale en fréquence du filtre 10 soit proche de l'optimum pour l'utilisation en aval d'un modulateur delta-sigma du second ordre (non représenté à la figure 1). c'est-a-dire ayant la fonction de transfert H(f) = sin3(fNkf/fs)/sin3(if/fs) Le filtre 10 a une réponse impulsionnelle cor- respondante, basée sur les principes suivants. Tout d'abord, le filtre à deux étages et sans décimation comprenant le registre à décalage 16, l'élé- ment 28 et deux integrateurs 36 et 38. fournit dans son ensemble la réponse en fréquence requise pour un modula- teur delta-sigma du premier ordre: H(f) = sin2(wNkf/fs)/sin2(wf/fs) k s s La réponse impulsionnelle de cette partie sans décimation est: h(i) = s(i)*s(i). o * désigne l'opérateur de convolution et: S(1) = 1, pour n = O, 1, 2.... Nk-l, = O. sinon. et o la réponse en fréquence du filtre dont la réponse impulsionnelle est s(i) est: S(f) = sin(vNkf/fs)/sin(wf/fS) Alors: o f(i) =d(i)*s(i) *d(i)*s(i) d(i) = x(i) - x(i-1), et d(i)*I(i) = 1, pour i = 1 = O, sinon On voit que d(i) et I(i) sont des opérations inverses. On peut donc implémenter h(i) à l'aide d'un fil- tre ayant la réponse f(i) suivi par une cascade de deux étages lntegrateurs. Par le calcul à partir des équa- tions ci-dessus, on peut montrer que: f(i) = 1, pour i = O -2, pour i = Nk 1, pour i = 2Nk O, dans les autres cas. La réponse impulsionnelle représentee par f(i) est implémentee en prévoyant l'élément 28 de façon qu'il fournisse, au cours du i-ème intervalle d'échantillonna- ge, une sortie (zi) déterminée par l'équation: zi = xi - 2xi-N + Xi-2n Le filtre à deux étages sans décimation est sui- vi par un filtre à intégration et restitution, à décima- tion, dont la réponse en fréquence est H(f) = sin (1*Nk*f/fs)/sin (w*f/f5) On peut implementer le filtre à intégration et restitution en mettant à zéro un accumulateur et en ac- cumulant N échantillons de données d'entrée pour calcu- ler un seul échantillon de sortie. Pour modifier le taux de décimation, il suffit de changer les emplacements des prises en utilisant les multiplexeurs 30 et 34 suivant les équations ci-dessus et de changer le diviseur dans le circuit de commande de sortie 60. On utilisera par exemple les prises O. 65 et 130 pour un taux de decimation de 65. De façon générale, on utilisera les prises 0, Nk et 2Nk pour un taux de déci- mation Nk. Dans une application donnée à titre d'exemple et montrée en figure 2, le filtre numérique 10 (figure 1) fait partie d'un CAN 110 à haute résolution (15 bits) dans un modem 112 à duplex intégral et à suppression d'écho fonctionnant suivant la recommandation CCITT V.32. Dans le modem 112, les données numériques à émet- tre à partir d'un équipement terminal de données (DTE) 114 passent par un modulateur/démodulateur 115, un CAN 116 a modulation delta-sigma sur 14 bits, un filtre pas- se-bas analogique 120, un bloc de gain de transmission 122, un filtre passe-bas analogique continu 124, un cir- CUlt hybride 133, et un interface de ligne 126 vers une ligne téléphonique à deux fils 128. Le signal analogique entrant, reçu sur la ligne 128, passe également par l'interface 126. Le circuit hybride 133 l'isole et l'en- voie, à travers un filtre passe-bas analogique continu 134, un bloc de gain de réception 130, un filtre passe- bande analogique à bande large 132, le CAN 110 sur 15 bits, un filtre de réception programmable (de suppres- sion d'écho) 111 et le modulateur/démodulateur 115 vers le DTE 114. Les filtres 124, 120. 132 et 134 sont confi- gurés pour modeler la bande de façon adaptée à la ligne téléphonique 128, mais ils sont propres à tout mode de communication sur la ligne 128 (par exemple suppression d'écho ou multiplexage à division de fréquence). Le fil- trage spécifique au mode de communication (dans le cas présent à suppression d'écho) est réalisé dans le filtre de réception 111. La figure 3 montre un mode de réalisation possi- ble du modem de la figure 2. Les fonctions, dans le do- maine analogique, de la partie de filtrage passe-bas du CAN 116, du filtre passe-bas 120, du bloc de gain d'émission 122, du filtre passe-bas 124, du filtre pas- se-bas 134. du bloc de gain de réception 130, du filtre passe-bande 132, et la fonction de modulation sigma-del- ta analogique du CAN 110 sur 15 bits (figure 2) sont toutes réalisées par une micro-plaquette ou "puce" de tète analogique programmable (ANAFEC) 150 utilisant une technologie à condensateur de commutation. La figure 2 montre que l'interface de ligne 126 et le circuit hybri- de 133 sont des composants analogiques discrets. La mi- cro-plaquette ANAFEC 150 émet des données d'émission analogiques et accepte des données de réception analogi- ques, par l'intermédiaire d'arrangements d'accès de don- nees (DAA) 152 et 154 qui desservent respectivement une ligne a deux fils 128 et une ligne à quatre fils 156. L'ANAFEC 150 communique également avec une micro-pla- quette ou "puce" numérique de tête en technologie CMOS. ou DFE, 158 par des lignes série 160, 162, 164, 166, 168 qui transportent respectivement: des données d'émission modulées en sigma-delta (TxD) vers l'ANAFEC 150: des données de réception modulées en sigma-delta (RxD) vers le DFE 158: un signal d'horloge d'échantillonnage à 1,152 MHz vers l'ANAFEC 150: des multiplets de commande (CSD) vers l'ANAFEC 150 (chacun sous forme d'un octet de données et d'une adresse de 3 bits de pointage de l'un de six registres dans l'ANAFEC): et une trame de don- nées de commande (CDF) qui encadre le mot de commande de 11 bits. L'ANAFEC 150 implémente également la génération du diagramme de l'oeil, la commande de gain du haut-par- leur HP et les fonctions de bouclage pour le contrôle des fonctions du modem. Le DFE 158 est avantageusement constitué par une puce programmable qui réalise: (a) la fonction de filtrage passe-base numérique de décimation du CAN de réception 110 sur 15 bits (figu- re 2) suivant le schéma de la figure 1: (b) les fonctions de modulation sigma-delta nu- mériques du CNA d'émission 116 (figure 2), (c) les fonctions de boucle de verrouillage de phase à poursuite de synchronisation programmable d'é- mission et de réception et l'interfaces parallele/série, pour la communication sur les lignes 160 à 168. Le DFE 158 assure également la communication entre deux processeurs de signal 170 et 172 en technolo- gie CMOS (qui seront décris plus loin), le DFE 158, et l'ANAFEC 150, par l'intermédiaire de l'interface série représenté par les lignes 180 à 192. Le DFE 158 comporte également une file tampon (FIFO) qui constitue tampon pour les données numériques d'émission et un interpolateur numérique pour effectuer le rééchantillonnage afin de réduire le bruit de bande sur la ligne téléphonique. Les échantillons rééeechantil- lonnés sont alors fournis au modulateur numérique delta- sigma. Les fonctions du modulateur/démodulateur 115 (figure 2) sont remplies par la paire de processeurs de signal 170, 172, entre lesquels les tâches sont parta- gées de la façon décrite dans la demande de brevet US n' 586.681 du 6 mars 1984 (Qureshi). Les processeurs 170 et 172 constituent respectivement "maltre" et "esclave". Les processeurs 170 et 172 communiquent l'un avec l'au- tre à travers l'interface série 180-192 du DFE. Le micro-processeur hôte 198 communique avec les processeurs 170, 172 et avec le processeur d'entrée-sor- tie (E/S) 176, en technologie CMOS, par le bus de don- nées hôte 164. Les données sont transférées dans les deux sens entre le processeur d'entrée-sortie (E/S) 176 et le DTE 114 sur l'interface de ligne 178 à 15 lignes. Le DFE 158 envoie les données aux processeurs "maltre" et "esclave" 170 et 172 par une ligne série 184 marquée "D OUT". Les processeurs "maltre" et "esclave" envoient des données au DFE par la ligne de données sé- rie 186, désignée par "D IN". Le DFE génère les signaux de synchronisation de trame sur 180, 182, 190 et 192 pour commander le flot de données sur les lignes série 184 et 186 et émet sur 188 un signal d'horloge constant à 2,308 MHz "S CLK" utilise pour synchroniser les si- gnaux de données et de commande transitant sur 180, 182, 184, 186, 190 et 192. La ligne série 186 "D IN" transfère des données de CAN d'émission codées sur 14 bits, des données trans- férées pour l'autre processeur de signal, des données de commande de DFE (fréquence d'échantillonnage, phase d'échantillon, etc.), des données de commande d'ANAFEC (rebouclage, gain de réception, gain d'émission. etc.) et des données de diagramme de l'oeil. La ligne série D OUT 184 transporte des données analogique/numérique de réception sur 15 bits, des don- nées transférees depuis l'autre processeur de signal et une information d'état du DFE (phase d'échantillonnage. décalage de fréquence, états d'erreur, test). Les processeurs de signal "maltre" et "esclave" et 172 sont respectivement desservis par des mémoi- res vives (RAM) 194 et 196. Ces mémoires peuvent être déchargees à partir du processeur hôte par l'intermé- diaire du bus de données hôte 164. Les circuits constituant processeur hôte 198 comportent un micro-processeur programmé (tel que Moto- rola 868HC09), des mémoires vives, des mémoires mortes programmables électriquement. des mémoires mortes effa- cçables électriquement. et un réseau de portes. Il est relié au bus de données hôte 164. Le processeur d'en- tree/sortie 176 et le processeur hôte 198 reçoivent des signaux d'horloge CLK de synchronisation 200, 206 et 208 de modem d'émission (marquée par Tn) et de réception (indiquée par Tx). Le signal 210 est un signal d'horloge constant à 9,216 MHz pour le processeur d'entree/sortie 176 en technologie CMOS. Le processeur hôte 198 commande le DFE par l'in- termédiaire de la ligne de signal marche (RUN) 204 qui * est verrouillée par la ligne de validation de puce 202. Le processeur hôte communique avec le DFE 158 et avec 1'ANAFEC 150 à travers les processeurs 170 et 172 par l'intermédiaire du bus de données hôte 164 et des lignes de données série 184 et 186. La conversion série/paral- lele est réalisée dans les processeurs de signal 170 et 172. La figure 4 montre que, du fait que le filtre de décimation numérique de la figure 1 permet d'atteindre une résolution élevée,. on peut munir le filtre de récep- tion numérique programmable 111 de programmes de filtra- ge à suppression d'écho 200, ou de filtrage à multiple- xage à division de fréquence 202, ou on peut mettre en oeuvre d'autres modes, chacun des modes étant sélection- nable par un signal de sélection de mode. On peut alors configurer le filtre passe-bande analogique 132 de façon spécifiquement adaptée à la ligne téléphonique, mais aussi bien de façon adaptée à tout autre mode de commu- nication sur ligne télephonique. Il n'est donc plus né- cessaire de prévoir des filtres analogiques multiples 132. L'invention est susceptible de nombreuses autres variantes encore et permet notamment de réaliser des filtres dérives du précédent, par exemple destinés à des modulateurs delta-sigma du troisième ordre. REVENDICATIONS 1. Filtre numérique à décimation destiné à re- cevoir un flot d'échantillons numériques d'entrée (xi) à une fréquence d'échantillonnage d'entrée et à fournir un flot correspondant d'échantillons numériques de sortie (yi) à une fréquence d'échantillonnage de sortie diffé- rente, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens (16) ayant un jeu d'éléments (20) pour mémoriser plusieurs échantillons numériques d'entrée et un circuit pour gé- nérer les échantillons du flot de sortie à partir des échantillons numériques d'entrée mémorisés, ledit cir- cuit ayant des moyens (48,50) pour rendre un échantillon de sortie disponible pour être inclus dans le flot de sortie à tout moment, de sorte que l'on peut donner à l'échantillon de sortie une phase sélectionnable. 2. Filtre selon la revendication 1, caractérisé en ce que le circuit comprend une paire de circuits d'intégration et de restitution (48,50) fonc- tionnant de telle façon que, lorsque l'un des circuits intègre, l'échantillon le plus récemment généré par l'autre circuit d'intégration et de restitution est dis- ponible pour être inclus dans le flot de sortie. 3. Filtre selon la revendication 1, caractérisé en ce que le circuit comprend un étage de filtrage sans décimation (16,28,36,38) suivi d'un étage d'intégration et restitution, à décimation. 4. Filtre selon la revendication 1, 2 ou 3, caractérisé en ce que le circuit comprend de plus des moyens (30,32,34) permettant de sélectionner un rapport de décimation entre la fréquence d'échantillons d'entrée et la fréquence des échantillons de sortie. 5. Convertisseur analogique/numérique, compre- nant un modulateur delta-sigma pour fournir un flot, à fréquence élevée, d'échantillons numériques d'un signal analogique, la fréquence étant sensiblement supérieure à la fréquence de Nyquist, caractérisé en ce qu'il comprend de plus un filtre numé- rique à décimation destiné à recevoir le flot à debit élevé et à fournir un débit correspondant d'échantillons numériques filtrés de sortie à fréquence plus faible, le rapport de décimation entre la fréquence élevée et la fréquence faible étant sélectionnable. 6. Convertisseur selon la revendication 5, caractérisé en ce que le filtre numérique à décimation comprend un filtre à réponse impulsionnelle finie ayant des éléments de mémorisation successifs (20) pour mémo- riser les échantillons numériques arrivant à fréquence élevee, et un élément cartographique (28) pour convertir un jeu de signaux prélevés à partir d'une partie seule- ment desdits éléments de mémorisation (20) en un flot de valeurs, ledit élément cartographique (28) étant confi- guré de façon à avoir la réponse impulsionnelle désirée. 7. Convertisseur selon la revendication 6, caractérisé en ce que l'élément de cartographie (28) n'effectue pas de multiplication explicite. 8. Convertisseur selon la revendication 5, 6 ou 7, caractérisé en ce que les élements de mémorisation (20) à partir desquels on prélève les signaux sont sélection- nés en fonction du rapport de décimation souhaité. 9. Convertisseur selon la revendication 8, caractérisé en ce qu'il comprend un multiplexeur (30.34) ayant des entrées reliées à plusieurs des éléments de mémorisation (20), ledit multiplexeur étant commandé par un signal (32) correspondant au rapport de décimation désiré. 10. Convertisseur selon la revendication 5, caractérisé en ce que le filtre numérique à décimation comporte un circuit destiné à générer des échantillons du flot de sortie à partir des échantillons numériques d'entrée mémorisés, ledit circuit comprenant des moyens (48,50) pour rendre un échantillon de sortie disponible pour être inclus dans le flot de sortie pendant les pé- riodes qui ne seront pas limitées à un seul instant, de sorte que chacun des échantillons de sortie peut être fourni avec une phase sélectionnable. 11. Modem à modes multiples, destiné à être uti- lisé en association avec un canal sur lequel on peut mo- duler une porteuse suivant au moins deux schémas de mo- dulation différents possibles, ledit canal étant d'un type qui provoque un écho du signal émis sur la voie du signal reçu, lesdits schémas de modulation mettant en oeuvre des techniques pour supprimer les effets de l'écho, caractérisé en ce qu'il comprend: un circuit de réception destiné à recevoir la porteuse modulée provenant du canal et à la convertir en un flot correspondant d'échantillons numériques, le cir- cuit de réception ayant un convertisseur analogique/nu- mérique (110) alimentant un filtre numérique programma- ble (111) destiné à fournir des fonctions de filtrage sélectionnables, respectivement applicables à deux sché- mas de modulation à suppression d'écho différents, de sorte qu'il n'est pas nécessaire de prévoir, en amont du convertisseur analogique/ numérique, des filtres de ré- ception différents pour les différents schémas de modu- lation. 12. Modem selon la revendication 11, caractérisé en ce que le convertisseur analogique/numé- rique comporte un modulateur delta-sigma pour fournir un flot à fréquence élevée d'échantillons numériques de la- dite porteuse à une fréquence sensiblement plus élevée sur la fréquence de Nyquist et un filtre numérique à dé- cimation pour recevoir le flot à fréquence élevée et pour fournir un flot correspondant d'échantillons numé- riques de sortie filtrés, à fréquence plus basse. 13. Modem selon la revendication 11, caractérisé en ce que l'un desdits schémas de modulation est à suppression d'écho ouàmultiplexage à division de fréquence. 14. Modem selon la revendication 11, caractérisé en ce que le filtre numérique programmable comporte un jeu d'éléments de mémorisation (20) pour mé- moriser plusieurs échantillons numériques d'entrée de la porteuse modulée et des circuits pour générer les échan- tillons du flot converti d'échantillons numériques à partir des échantillons numériques d'entrée mémorisés, lesdits circuits comportant des moyens (48,50) pour ren- dre un échantillon généré disponible en vue de son in- clusion dans le flot converti pendant des périodes qui ne sont pas limitées à un seul instant, de sorte que l'échantillon généré peut être fourni avec une phase sélectionnable. 15. Modem selon la revendication 11, caractérisé en ce que ledit convertisseur analogique/nu- mérique comprend un modulateur delta-sigma pour générer un flot à fréquence élevée d'échantillons numériques d'un signal analogique à une fréquence nettement plus élevée que la fréquence de Nyquist et un filtre numéri- que à decimation destiné à recevoir le flot à fréquence élevée et à fournir un flot correspondant d'échantillons numériques de sortie filtrées à une fréquence plus fai- ble, le rapport de décimation entre la fréquence élevée et la fréquence faible étant sélectionnable. 16. Procédé de filtrage numérique à décimation permettant de recevoir un flot d'échantillons numériques d'entrée à une fréquence d'échantillonnage d'entrée et de fournir un flot correspondant d'échantillons numéri- ques de sortie filtrées à une fréquence d'échantillonna- ge de sortie différente. caractérisé en ce qu'on mémorise plusieurs échantillons numériques d'entrée et on génére, à partir des échantil- lons numériques d'entrée mémorisés, les échantillons du flot de sortie, en rendant un échantillon de sortie dis- ponible en vue de son inclusion dans le flot de sortie à tout moment, de sorte que chaque échantillon de sortie peut être fourni avec une phase sélectionnable. 17. Méthode de conversion analogique/numérique suivant laquelle on génère un flot à fréquence élevée d'échantillons numériques d'un signal analogique, à une fréquence sensiblement supérieure à la fréquence de Ny- quist, par modulation delta-sigma, et on reçoit ce flot à fréquence élevée caractérisé en ce qu'on transforme le flot à fréquence élevée en un flot correspondant d'échantillons numéri- ques de sortie filtrés à fréquence plus faible, le rap- port de décimation entre la fréquence élevée et la fré- quence faible étant sélectionnable.