Brevet FR2626377A1 — publié le 19890728

OSCILLATEUR NUCLEAIRE COMPRENANT UNE SONDE A RESONANCE MAGNETIQUE NUCLEAIRE La présente invention concerne un circuit oscillateur associé à une sonde de magnétomètre à résonance magnétique nu- cléaire (RMN). De telles sondes sont connues dans la technique et di- vers types de magnétomètres à RMN sont par exemple décrits dans les demandes de brevets français 1 447 226, 2 098 624 et 2 583 487. On rappellera que cet appareil comprend au moins deux échantillons liquides contenus dans des flacons, ces flacons étant disposés dans une cavité résonante excitée à très haute fréquence. Un dé- tecteur comprend des enroulements autour desdits flacons pour le prélèvement et la réinjection d'un signal à la fréquence de Larmor définie d'une part par le champ magnétique dans lequel baigne la sonde et d'autre part par le rapport gyromagnétique propre aux échantillons liquides contenus dans les flacons. La figure 1 représente un exemple de sonde RMN montée dans un oscillateur nucléaire selon l'art antérieur. Dans cette figure, le bloc 1 désigne une sonde RMN comprenant deux flacons 2 et 3, un enroulement détecteur et excitateur basse fréquence 4 et une alimentation VHF. A la sortie de cette sonde est disposé un filtre VHF 5 pour éliminer la fréquence VHF. En parallèle sur les sorties du filtre VHF 5 sont disposés une succession de condensa- teurs 6 dont deux seulement sont représentés et qui peuvent être mis en circuit ou non par des commutateurs 7 pour réaliser un ef- fet de filtrage du bruit autour de la fréquence de Larmor, en re- lation avec les self inductances des bobines 4 et les résistances 8, également connectées aux bornes de sortie du filtre 5. La sor- tie du filtre basse fréquence 6, 7, 8 est connectée aux entrées d'un circuit d'amplification large bande 9 comprenant des étages préamplificateurs et amplificateurs. La sortie du circuit d'amplification 9 est renvoyée, d'une part, au point milieu des résistances 8, éventuellement par l'intermédiaire d'un circuit dé- phaseur de 90 degrés 10, d'autre part, à un ensemble de mesure de fréquence comprenant un système de numérisation et de filtrage nu- mérique 11 et un fréquencemhtre 12 qui est généralement connecté à une horloge de haute précision 13. La sortie du fréquencemètre 12 est par exemple appliquée à un microprocesseur pour gérer les in- formations reçues et éventuellement les coder et les réémettre. Ainsi, l'enemble des éléments 1 h 10 constitue ce qui est appelé habituellement un oscillateur nucléaire qui oscille normalement h la fréquence de précession des spins nucléaires (ou fréquence de Larmor f0) si les conditions de gain et de phase convenables sont respectées. Or, par suite de dissymétries géomé- triques et électroniques ou d'effets parasites sur les bobinages (effets capacitifs, couplage entre bobines), ce montage risque de constituer un oscillateur h la fréquence propre des bobines, géné- ralement comprise entre 10 et 25 kHz selon la capacité parasite en parallèle avec les bobinages, notamment celle apportée par les câ- bles reliant les bobinages h l'amplificateur. Il est donc néces- saire d'injecter le signal d'excitation exempt de toute énergie en dehors d'une bande de quelques centaines de Hz autour de la fré- quence de Larmor, qui est généralement selon les conditions dans lesquelles est placée la sonde comprise entre 1000 et 3000 Hz. Dans le montage classique de la figure 1, ce problème est résolu par l'ensemble de filtrage susmentionné constitué des résistances 8 et d'un ou plusieurs des condensateurs 6 qui sont sélectivement connectés en parallèle avec les bobinages selon l'état des inter- rupteurs 7 (en pratique, ces interrupteurs 7 seront des interrup- teurs à semiconducteur, par exemple des transistors MOS). Cette solution présente plusieurs inconvénients liés, d'une part, au déphasage important et variable apporté par ce mode de filtrage, d'autre part, à la sensibilité à la température qui en résulte, sans compter le problème posé par le choix initial du condensateur à brancher dans le filtre. Un tel filtrage ne pourra pas avoir une bande passante très étroite. On aura au mieux des bandes passantes de l'ordre de quelques centaines de Hz. De plus, même si l'ensemble des éléments I à 10 de la figure 1 permettait de constituer un oscillateur nucléaire sa- tisfaisant, il reste à mesurer la fréquence de fonctionnement de cet oscillateur. Pour cela, on arrive généralement dans l'art an- térieur à la solution lourde représentée consistant à utiliser une numérisation et un filtrage numérique par le filtre 11 avant d'effectuer une mesure par un fréquencemètre. En effet, de façon classique la mesure d'une fréquence s'obtient a partir de la mesu- re de la période d'un signal à l'aide d'une horloge de précision dont on compte le nombre Np de périodes pendant un temps corres- pondant à un multiple de périodes du signal, nT; la fréquence mesurée vaut alors: f = nFH/Np. Cette procédure n'est utilisable que si le signal dont on veut mesurer la fréquence a un bruit faible correspondant à une phase aléatoire instantanée inférieure d'au moins un ordre de grandeur à 2n. De plus, pour obtenir une précision élevée, il faut filtrer le signal pour éliminer l'énergie du bruit hors de la ban- de 1/2Tc autour de la raie de résonance, Tc étant le temps de comptage (Tc = nT). De cette façon, le phénomène bien connu de re- pliement des fréquences en présence d'un échantillonnage d'une in- formation, par exemple la mesure de période d'un signal par comp- tage, est minimisé et la mesure de fréquence est ainsi calculée avec la précision requise, ce qui entratne la nécessité dans les techniques de l'art antérieur d'utiliser un filtre numérique avant le fréquencemètre. On notera qu'un tel filtre numérique constitue un appareillage lourd comprenant lui-même des microprocesseurs. En outre, même avec ces précautions, la fréquence mesu- rée ne sera pas la fréquence de Larmor f0 mais une fréquence fm = f0 + tg4/T o T est le temps de relaxation de la sonde qui varie avec la température et 4 un déphasage lié notamment à la pré- sence du filtre à capacités commutables et aux divers étages d'amplification. Ce déphasage n'est pas prédéterminable et correspond donc à une erreur. En fait, le facteur d'erreur tg/T est de l'ordre de 10- 3 f0. Ceci ne constitue pas a priori une limitation pour les mesures classiques. En effet, ce n'est gé- néralement pas fo que l'on cherche à mesurer mais les variations de f0 et si le terme d'erreur était constant cela ne poserait pas de problème. Mais en fait, il apparalt que les valeurs T et $ varient avec le temps et la température et qu'ainsi, fondamenta- lement, ce système ne peut fournir une précision supérieure à 10-6 sur des durées supérieures à une minute. En conséquence, un objet de la présente invention est de prévoir un nouveau circuit d'oscillateur nucléaire minimisant les inconvénients des dispositifs de l'art antérieur susmentionnés. Un objet plus particulier de la présente invention est de filtrer de façon simple avec un circuit de faible encombrement, de faible consommation et de faible coût le signal d'oscillation d'un oscillateur nucléaire. Un autre objet de l'invention est de filtrer le signal nucléaire réinjecté dans l'oscillateur nucléaire de façon à éviter toute oscillation parasite à la fréquence propre des bobinages. Un autre objet de la présente invention est de prévoir un tel système qui permette une mesure de fréquence avec une pré- cision de l'ordre de 10-8. 262^377 Un autre objet de la présente invention est de regrouper la fonction de filtrage du signal précédant le fréquencemètre et la fonction de filtrage du signal nucléaire réinjecté, dans un seul dispositif placé à l'intérieur de l'oscillateur nucléaire. En d'autres termes, un problème que l'invention vise à résoudre est le fonctionnement correct d'un oscillateur nucléaire dans toute la gamme de fréquences possibles de fonctionnement (couramment de 1000 à 3000 Hz) et dans un vaste domaine de tempé- rature. Un autre problème que la présente invention vise à ré- soudre concerne la mesure de la fréquence avec une précision de quelques 10-8 pour des fréquences allant de 1000 à 3000 Hz. Ainsi, la présente invention prévoit d'injecter dans une sonde de magnétomètre à RMN un signal d'excitation exempt de toute énergie en dehors d'une bande de quelques Hz autour de la fréquence de Larmor. D'autre part, la présente invention vise à réinjecter ce signal à partir d'un filtre à bande très étroite de sorte que le déphasage entre le signal d'injection et la sortie de l'amplificateur du signal de la sonde RMN soit sensiblement constant et pratiquement nul pour tout le domaine de fréquences et de températures. Ce signal est donc toujours centré sur la fré- quence de Larmor, à une erreur près due aux déphasages résiduels des bobines, et surtout de l'amplificateur malgré sa grande bande passante. Du fait que l'on a un signal filtré dans une bande très étroite, celui-ci peut directement être exploité par un fréquence- mètre à comptage. Ainsi la présente invention prévoit un oscillateur com- prenant une sonde magnétométrique à résonance magnétique, dont la fréquence de résonance, proportionelle à l'intensité du champ ma- gnétique ambiant, peut varier dans une plage de l'ordre de deux octaves et comprenant en outre, des moyens de boucle d'asservisse- ment en phase entre le signal de sortie de l'amplificateur du si- gnal de la sonde et le signal d'excitation qui y est réinjecté et des moyens d'initialisation de la boucle d'asservissement permet- tant de balayer le spectre des fréquences d'excitation. Selon un mode de réalisation de la présente invention, la boucle d'asservissement de phase comprend comme comparateur un convertisseur numérique/analogique dont l'entrée numérique reçoit la sortie numérisée d'un oscillateur à fréquence commandée par une tension (VCO) et dont l'entrée de polarisation reçoit le signal de sortie de la sonde. Selon un mode de réalisation de la présente invention, l'oscillateur à fréquence commandée par une tension fournit des signaux en créneaux et fonctionne à une fréquence égale à N fois la fréquence à filtrer (N étant un entier positif), un compteur modulo N reçoit la sortie dudit oscillateur et fournit des valeurs i allant de 1 à N et une mémoire contient des valeurs d'une fonc- tion sinusdidale de 2xi/N, dont la sortie est fournie au conver- tisseur numérique/analogique. Selon un mode de réalisation de la présente invention, N est compris entre 256 et 4096 (28 et 212). Selon un mode de réalisation de la présente invention, le signal réinjecté dans la sonde est obtenu à partir d'une deuxième mémoire contenant des valeurs d'une fonction sinusdidale de 2ni/N, recevant la sortie du compteur modulo N, et dont la sor- tie est transmise à l'entrée d'excitation basse fréquence de la sonde RMN par l'intermédiaire d'un second convertisseur numérique/ analogique. Ces objets, caractéristiques et avantages de la présente invention seront exposés plus en détail dans la description sui- vante de modes de réalisation particuliers faite en relation avec les figures jointes parmi lesquelles: la figure 1, décrite précédemment, représente un schéma classique d'un oscillateur à résonance magnétique nucléaire; les figures 2A et 2B représentent des caractéristiques décrites précédemment d'amplitude et de phase d'une sonde RMN en fonction de sa fréquence d'excitation; la figure 3 représente le schéma général d'un filtre se- lon la présente invention; la figure 4 représente un schéma sous forme de blocs plus détaillé d'un filtre selon la présente invention et de son application à une sonde RMN; et la figure 5 représente plus en détail une partie du schéma sous forme de blocs de la figure 4 comprise entre le compa- rateur de phase et un oscillateur à fréquence commandée par une tension. Les figures 2A et 2B représentent respectivement la ca- ractéristique amplitude/fréquence et la caractéristique phase/ fréquence d'une sonde RMN considérée comme un filtre. On voit a partir de la caractéristique phase/fréquence de la figure 2B que la différence entre la fréquence d'excitation et la fréquence de résonance est une fonction sensiblement linéaire de la phase pour des valeurs de phase variant entre -%/4 et +X/4 et correspondant à une bande de fréquence fc - B/2, fc + B/2. Par contre, dans cette plage de fréquence, la figure 2A montre que l'amplitude du signal de résonance est sensiblement constante. La présente invention s'appuie sur cette observation et propose, plutôt que d'utiliser un filtrage passe-bande du signal de la sonde, de réaliser un asservissement de phase entre le si- gnal d'excitation et le signal de sortie de la sonde. Ainsi, les inventeurs ont été amenés à étudier l'utili- sation de systèmes du type boucle de verrouillage de phase souvent désignés dans la technique par le sigle PLL, d'après les initiales des termes anglosaxons Phase Locked Loop. Il s'agit là d'une utilisation tout à fait inusuelle d'une boucle à verrouillage de phase qui est classiquement utili- sée quand deux systèmes situés à distance l'un de l'autre doivent être strictement asservis, par exemple un émetteur et un récepteur de télévision, pour régler finement une horloge locale du récep- teur par rapport à une horloge de l'émetteur. Mais, dans ce cas, on sait a priori quelle est la valeur de l'horloge de l'émetteur et l'on cherche simplement à faire un réglage fin d'un oscillateur prévu au niveau du récepteur pour l'adapter très exactement au si- gnal d'horloge émis. Ici, le problème est tout à fait différent étant donné que le signal émis que l'on cherche d'une part à fil- trer, ou en d'autres termes à reconstituer par la boucle à ver- rouillage de phase, peut varier dans une très grande plage de fréquences, voisine de 2 octaves, par exemple de 1000 à 3000 Hz comme cela a été indiqué précédemment. D'autre part, on cherche à réinjecter ce signal qui arrive très fortement bruité dans une sonde RMN qui fait partie de la boucle d'asservissement. La figure 3 représente sous forme de blocs la présente invention sous son aspect le plus général. Etant donné une sonde RMN 20, celle-ci, si elle est convenablement excitée, fournit en sortie le signal basse fréquence 21 dont on veut déterminer la pulsation b (ou la frequence f0). Ce signal est envoyé à la pre- mière entrée d'un comparateur de phase 22 dont la sortie est re- liée à un filtre très basse fréquence 23 et un oscillateur à fréquence commandée par sa tension d'entrée (VCO) 24. La sortie du VCO 24 est envoyée, d'une part, sur une borne 25 à un fréquencemè- tre pour mesurer la fréquence de résonance de la sonde RfN et donc le champ magnétique détecté, d'autre part, par une boucle 26, à l'entrée d'excitation basse fréquence de la sonde RMN et à une en- trée négative du comparateur de phase 22 pour réaliser l'asservis- sement de phase. Un déphaseur 27 fournissant un déphasage déterminé peut être utilisé pour compenser un déphasage constant entre l'entrée et la sortie de la sonde, couramment 90 . Ce procédé, sous son aspect général, à savoir l'utilisa- tion d'une comparaison de phase entre le signal d'excitation et le signal de résonance de sortie d'une sonde RMN pour caler la fré- quence de l'oscillateur nucléaire comprenant cette sonde le plus près possible de la fréquence de Larmor constitue l'un des aspects de la présente invention. D'autre part, la présente invention prévoit des moyens pour faire fonctionner une boucle à verrouillage de phase dans l'application particulière considérée. Ces moyens seront décrits plus en détail dans le cadre d'un mode de réalisation en relation avec la figure 4. Dans la figure 4, on peut voir la sonde RMN 30 dont la sortie est amplifiée par un premier amplificateur 31. La sortie de l'amplificateur 31 est envoyée à l'entrée de signal de référence d'un convertisseur numérique/analogique 32. Ce conver- tisseur numérique/analogique constitue le comparateur de phase d'une boucle à verrouillage de phase 33 qui comprend essentielle- ment un filtre passe-bas 34 par exemple un filtre du deuxième or- dre, un réseau correcteur 35, un VCO0 36, un compteur 37, une mémoire de fonction sinusdidale 38 et une bascule tampon (LATCH) 39. D'autre part, la sortie de l'amplificateur 31 est également envoyée à un détecteur d'amplitude 40 suivi d'un circuit d'initia- lisation 41. La sortie du compteur 37 est également transmise à une deuxième mémoire de fonction sinusóidale 42 et à une deuxième bascule tampon 43 dont la sortie est envoyée par l'intermédiaire d'un convertisseur numérique/analogique 44 à l'entrée d'excitation basse fréquence de la sonde RMN, ce qui correspond au signal réin- jecté 26 de la figure 3. De même, le signal envoyé à l'entrée nu- mérique du convertisseur numérique/analogique 32 correspond au signal 26 déphasé par le déphaseur 27 envoyé à l'entrée de compa- raison du comparateur de phase 22; en effet, les deux mémoires de fonctions sinusoidales 38 et 42 ont pour objet de fournir des fonctions sinusoidales déphasées de n/2, par exemple un cosinus et un sinus. En supposant la boucle accrochée, c'est-à-dire fonction- nant sur la fréquence de Larmor f0 de la sonde, le fonctionnement de cette boucle est le suivant. L'oscillateur VCO 36 fournit un signal sensiblement en forme de créneaux à une fréquence Nf0, N étant un entier, par exemple compris entre 32 et 4096 (25 et 212). Le compteur 37 est un compteur modulo N qui fournit des valeurs de comptage successives de 1 à N (ou de O à N-1) pour chaque créneau fourni par le VCO 36. Ces valeurs 1 à N sont fournies comme valeurs d'adresse à la mémoire 38 qui contient les valeurs de la fonction cos2ii/N; c'est-àdire que l'on a en sortie de la mémoire 38 un échantillonnage à N valeurs de la fonction cos2nfO. Cette sortie, synchronisée par une bascule 39 recevant le signal Nfo du VCO, est envoyée au convertisseur numérique/analo- gique 32 dont l'entrée de tension de référence est le signal am- plifié de sortie de la sonde, c'est-à-dire, normalement, si la boucle est effectivement verrouillée sur la bonne fréquence, le signal Asin(2tf0t + t). On obtient donc, en sortie du convertisseur numérique/ analogique un signal d'erreur proportionnel au déphasage entre l'entrée du convertisseur numérique/analogique 32 et le signal de sortie de l'amplificateur 31 auquel se superposent les signaux à la fréquence 2f0 et un terme résiduel à la fréquence fo. Comme ce- la est classique, ce signal est filtré par un filtre passe-bas très basse fréquence 34 afin de supprimer les termes en f0 et 2f0 et un réseau correcteur 35 à l'entrée du VCO 36. Le réseau correc- teur 35 est essentiellement un réseau à avance de phase destiné à assurer la stabilité du système avec une marge de gain ou de phase suffisante comme cela sera précisé ci-après. Comme le montrent les calculs, pour qu'une telle boucle de verrouillage de phase puisse s'accrocher, il faut que les fré- quences des signaux aux deux entrées du convertisseur analogi- que/numérique 32 soient extrêmement proches (écart de quelques Hz). Or, à la mise sous tension du système, il n'y a aucune raison pour que la fréquence de sortie du VCO corresponde à une fréquence qui soit N fois la fréquence de Larmor. Pour résoudre ce problème, la présente invention prévoit un système d'initialisation de la bou- 262ú577 cle. Selon ce système, l'amplitude du signal de sortie de l'ampli- ficateur 31 est détectée par un détecteur d'amplitude 40 tel qu'un détecteur synchrone, détectant cette amplitude pour la fréquence fo correspondant à la valeur instantanée (divisée par N) de la fréquence de sortie du VCO 36. Quand cette amplitude est inférieu- re à un minimum prédéterminé, le détecteur d'amplitude 40, agit sur un circuit d'initialisation 41 connecté au circuit de filtrage 34 pour fournir à l'entrée du VCO 36 un signal en forme de rampe de façon à faire varier la fréquence de sortie du VCO sur toute la plage concernée. Quand la fréquence de sortie (divisée par N) de ce VCO 36 passe par la fréquence de résonance de la sonde RMN, un signal est détecté par le détecteur 40 qui inhibe l'action du circuit d'initialisation 41 et la boucle se verrouille automati- quement. La figure 5 représente plus en détail une partie du schéma de la figure 4 et plus particulièrement la partie compre- nant le circuit d'initialisation, comprise entre la sortie de l'amplificateur 31 et le VCO 36. On retrouve dans ce schéma le circuit de détection d'amplitude 40, le circuit d'initialisation 41 et le convertisseur numérique/analogique 32. La sortie du convertisseur numérique/analogique 32 est reliée, par l'intermé- diaire d'un amplificateur 50, et d'un circuit sommateur 51, à un circuit de filtre passe-bas atténuateur 52. La sortie du filtre 52 est connectée à un circuit 53 qui assure une fonction d'intégra- tion et d'avance de phase et qui correspond au circuit correcteur de la figure 4. Ce circuit 53 comprend notamment un amplifica- teur opérationnel 54 qui reçoit le signal à traiter sur son entrée inverseuse par l'intermédiaire d'une résistance Ri et dont la sor- tie est connectée à cette entrée inverseuse par l'intermédiaire d'un condensateur C en série avec une résistance R2. Le circuit sommateur 51 reçoit comme première entrée la sortie de l'amplificateur 50 sur une borne 60; il reçoit égale- ment le signal de référence de sortie de l'amplificateur 31 sur une borne 61 et le signal de sortie du circuit d'initialisation sur une borne 62. L'entrée sur la borne 61 est utilisée classique- ment pour effectuer la suppression d'une fraction de la tension de référence. Le circuit d'initialisation 41 est connecté à la borne 62 par l'intermédiaire d'un circuit qui peut être schématisé comme comprenant deux interrupteurs 63 et 64. Une fois que la boucle est verrouillée, le commutateur 64 est fermé et le commutateur 63 est ouvert et l'entrée sur la borne 62 n'a aucun effet. Toutefois, dans une phase initiale, quand on veut "accrocher" la boucle, l'interrupteur 64 est ouvert et l'interrupteur 63 est fermé comme cela est représenté sur la figure et un signal à niveau haut est appliqué sur la borne 62. Ce signal, une fois transmis au circuit correcteur 53 qui a une fonction de filtre proportionnel-intégral, applique à l'entrée du VCO une rampe de tension pour rechercher la zone d'accrochage. Quand la fréquence du VCO passe par la valeur Nf0, le détecteur synchrone, qui a pour première entrée le signal de sortie de l'amplificateur 31 et pour deuxième entrée le bit de poids fort du compteur 37 qui change d'état à la fréquence fo, et dont la sortie est proportionnelle à l'amplitude du signal de la première entrée, voit sa sortie passer d'une valeur faible bruitée mais constante à une valeur crête importante. Un détecteur à seuil, qui compare cette sortie à un seuil fixe mais ajustable, fait basculer les relais 63 et 64 dès que le niveau du seuil est dépassé. La tension à l'entrée du VCO se bloque et la boucle s'asservit, aucun signal n'étant appliqué sur la borne 62 du cir- cuit sommateur 51. D'autre part, sur la figure 5, on notera que des paramè- tres déterminants pour la stabilité de la boucle et pour la déter- mination de la largeur de bande du filtre suiveur équivalent à cette boucle sont le temps de relaxation T de la sonde RMN, le gain Kp du convertisseur numérique/analogique 32 et de son ampli- ficateur de sortie 50, et le gain Kv du VCO 36 associé à son comp- teur 37 correspondant à un diviseur par N. Il faut également tenir compte des paramètres de constantes de temps définies par le fil- tre correcteur, c'est-à-dire essentiellement les constantes x1 et T2: 1 = R1C, et r2 = R2C, la résistance R2 et le condensateur C étant placés dans la boucle de réaction de l'amplificateur 54 du filtre proportionnel intégral ou filtre actif du second ordre 53 et la résistance Ri étant la résistance d'entrée représentée en figure 5. Les valeurs de t1 et -12 sont choisies en fonction des paramètres Kp, Kv, T, wn et A, wn et étant deux paramètres bien connus de l'homme de l'art qui fixent respectivement la largeur de bande et le degré de stabilité du système en boucle fermée. Les expressions de -1 et -2 sont obtenues de la façon qui suit: - on peut montrer que la fonction de transfert en boucle ouverte du système décrit par la figure 3 dans laquelle le réseau correcteur 23 aurait été débranché, est I4/Au # KpKv[T/(l + Tp)] o.A4 est la sortie du comparateur de phase pour une excitation Au (en tension) à l'entrée du VCO dont la variation de fréquen- ce autour de sa valeur nominale est Af = KvAu ÀKp est le gain statique du comparateur de phase 22 p est l'opérateur de Laplace, bien connu de l'homme de l'art. - on choisit comme réseau correcteur un réseau bien connu du type proportionnel-intégral car il assure une erreur A4 nulle en régime permanent, donc une oscillation à la fréquence f = u/I selon la formule w = wO+(1/T)tg4 o X est un déphasage hors de la boucle à asservissement de phase (amplificateur 31, bobina- ges 4), et une stabilité non conditionnelle du système en boucle fermée. La formule de ce réseau est (1 + t2 P)/rl p - on peut montrer que la fonction en boucle fermée T(p) du système s'obtient à partir de la fonction en boucle ouverte to- tale C(p) ci-dessous C(p) = Kp KV[T/(1 + Tp)][(1 + T2p)/T1p] T(p) = C(p) /[l + C(p)] = (1 + T2p)/[1+[(il/TK)+T2]p+(Tl/K)p2] oỶ K = K.. De façon classique, on définit pour cette fonction de transfert dite du deuxième ordre, les paramètres wn = (K/Tl)l/2 appelé pulsation propre du système est représentatif de la bande de bruit et de la rapidité de réponse du système. 10. = (1/2)[(1/wnT) + t2wn] appelé coefficient d'amortis- sement qui est représentatif du degré de stabilité du système. Pour minimiser le temps de réponse du système, on prend très souvent # 0,5 à 0,707. On observe que un ne dépend pas de la sonde RMN; par contre la stabilité de la boucle dépend du temps de relaxation T de la sonde. En fonction des paramètres wn et C, on peut définir la bande de bruit de la boucle fermée comme la bande d'un filtre rec- tangulaire équivalent ayant la même variance pour un bruit blanc identique sur les deux filtres et superposé au signal. On montre que cette bandepeut s'exprimer mathématiquement en fonction des paramètres un et C qui sont respectivement la pulsation propre et l'amortissement du système en boucle fermée par: NBW = (wn/2)/(C + 1/4C), en Hz. A titre d'exemple, et pour illustrer l'originalité de l'invention, en particulier en ce qui concerne le réseau correc- teur, on choisit Kp Kv, t1 pour avoir n le plus faible possible: Kp: on peut de façon pratique réaliser un gain de com- parateur de phase de 1/80 sans dégrader les perfor- mances du déphasage causées par les dérives de décalage de zéro des amplificateurs 50 et 51. * Pour cela, on assure un gain du multiplieur, cons- titué du convertisseur numérique/analogique 32 et de l'amplificateur 50 de 1V/rd. Le gain de l'amplificateur-filtre-sommateur 51 est de 1/8 = R4/R5. L'atténuateur filtre 52 a un gain statique de R6/(R6 + R7) = 1/10 (les résistances R4 à R7 sont indiquées sur la figure 5). Kv: le VCO 36 est polarisé de façon connue pour avoir un gain de 1600(rd/s)/volt. = R1C: de façon pratique, on peut choisir RI = 2M Q et C = 10 AF, car l'amplificateur 53 est choisi pour avoir une impédance d'entrée élevée, et un courant de fuite très faible comme la capacité C. On obtient: un = [(1600/80)/2011/2 = 1 rd/s. Si de façon classique, on désire obtenir un amortisse- ment é égal à 0,5, on détermine -2 = R2C comme ci-dessous, sachant que T # 2 secondes: (l1/nT) + t2wn = 2 t = 1 soit -2 = 1 - (1/T) = 1/2 d'o R2 = 1/(2 10-5) = 50 kQ On observe ainsi la dépendance du choix de R2 par rap- port au temps de relaxation pour obtenir l'amortissement désiré. Selon un autre aspect de la présente invention, et en revenant sur la figure 4, on notera que l'on a choisi comme VCO de la boucle de phase un ensemble correspondant au VCO 36, fournis- sant une fréquence N fois plus élevée que la fréquence à détecter, suivi d'un compteur et d'une mémoire de fonction sinusdldale 38. Ce choix est notamment dicté par le fait que le signal de sortie de la boucle doit être réinjecté sur la sonde RMN. Il est parti- culièrement important que ce signal à la fréquence f soit exempt d'harmoniques pour éviter que cette sonde oscille sur l'une de ses fréquences propres. En effet, dans de nombreuses réalisations, la sonde présente une fréquence propre à quelques kHz, par exemple 14 kHz, qui, si elle était excitée, rendrait impossible la détection de la fréquence recherchée située entre 1000 et 3000 Hz. Le fait d'utiliser successivement une mémoire à 256 positions 42 pour dé- finir une fonction sinusoidale échantillonnée suivie d'une bascule tampon 43 et d'un convertisseur numérique/analogique 44 permet de fournir à la sonde un signal exempt d'harmoniques dans la bande 0-30 kHz ce qui ne serait pas le cas si on utilisait directement la sortie d'un VCO réglé sur la fréquence voulue qui est un signal rarement parfaitement sinusdidal et qui devrait lui-même être re- filtré par un filtre suiveur à commutation de capacités de type connu avant d'être injecté à la sonde à R.MN, puis mis sous forme "carrée" pour attaquer le multiplieur du comparateur de phase. C'est aussi un avantage au niveau du comparateur de phase 32 que l'entrée de la boucle soit aussi sinusdidale que possible pour améliorer la qualité de la comparaison de phase fournie par le convertisseur numérique/analogique 32. Pour satisfaire aux rela- tions de phase souhaitées, la mémoire 38 contient la fonction cos(2%i/N) et la mémoire 42, la fonction sin(2ni/N). Bien entendu, la présente invention est susceptible de nombreuses variantes quant à la réalisation de chacun des blocs de circuit et même, dans certains cas, de leur agencement relatif, comme cela apparaîtra à l'homme de l'art. Par exemple, comme circuit d'initialisation, on pourrait adopter une structure autre que celle à détecteur synchrone décri- te ci-dessus. On pourrait utiliser pour réaliser transitoirement la fonction de détection d'amplitude la sortie du convertisseur analogique/numérique après un filtrage équivalent à 34 puisqu'il s'agit là d'un multiplieur quasi-sinusOidal. Cette sortie ampli- fiée et filtrée sera comparée à un seuil choisi en fonction du ni- veau moyen du bruit. Tant qu'elle est inférieure au seuil, le VCO 36 fournit une fréquence continuement variable. Dès qu'elle at- teint le seuil, c'est-à-dire que la sortie du VCO est proche de la fréquence de Larmor, la boucle se verrouille. REVENDICATIONS 1. Oscillateur comprenant une sonde magnétométrique à résonance magnétique, dont la fréquence de résonance, proportio- nelle à l'intensité du champ magnétique ambiant, peut varier dans une plage de l'ordre de deux octaves, caractérisé en ce qu'il com- prend: - des moyens de boucle d'asservissement en phase (33) entre le signal de sortie de la sonde (30) et le signal d'excita- tion qui y est réinjecté, et - des moyens d'initialisation (40, 41, 63, 64) de la boucle d'asservissement permettant de balayer le spectre des fréquences d'excitation. 2. Oscillateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que la boucle d'asservissement de phase (33) comprend comme comparateur un convertisseur numérique/analogique (32) dont l'entrée numérique reçoit la sortie numérisée d'un oscillateur à fréquence commandée par une tension (VCO) et dont l'entrée de po- larisation reçoit le signal de sortie de la sonde. 3. Oscillateur selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'il comprend: - un oscillateur à fréquence commandée par une tension (VCO) (36) fournissant des signaux en créneaux et fonctionnant à une fréquence égale à N fois la fréquence à filtrer (N étant un entier positif); - un compteur modulo N (37) recevant la sortie dudit oscillateur (VCO) et fournissant des valeurs i allant de 1 à N; et - une mémoire (38) contenant des valeurs d'une fonction sinusdidale de 2ii/N, dont la sortie est fournie au convertisseur numérique/analogique (32). 4. Oscillateur selon la revendication 3, caractérisé en ce que N est compris entre 32 et 4096 (25 et 212). 5. Oscillateur selon la revendication 3, caractérisé en ce que le signal réinjecté dans la sonde est obtenu à partir d'une deuxième mémoire (42) contenant des valeurs d'une fonction sinu- soidale de 2%i/N, décalée de 90 par rapport à celle de la mémoire (38), recevant la sortie du compteur modulo N (37), et dont la sortie est transmise à l'entrée d'excitation de la sonde RMN par l'intermédiaire d'un second convertisseur numérique/analogique (44).