Brevet FR2629967A1 — publié le 19891013

-f1 2629967 La présente invention a pour objet d'améliorer la diaphonie de modulateurs à modulation déséquilibrée à quatre états de phase et, plus particulièrement, concerne des modulateurs de ce type dans lesquels on utilise un limiteur d'amplitude. Les transmissions à modulation à saut de phase (PSK) constituent une forme de communication fiable et largement utilisée. On sait que deux signaux PSK binaires (à deux états) peuvent être additionnés ou superposés avec un déphasage relatif de 90 entre les porteuses, pour former des signaux à quatre états de phase (QPSK), de sorte que l'unique porteuse de sommation peut être modulée par deux signaux indépendants d'information. La figure 1 est un schéma sous forme de blocs d'un modulateur 10 décrit dans un article ayant pour titre "Conventional and New Applications for the Quadrature IF Microwave Mixer", de Neuf et Al (Applications classiques et nouvelles pour le mélangeur de micro-ondes FI en quadrature) , aux pages 99-109 du numéro de Janvier 1983 du Magazine Microwave (Microondes). Dans l'agencement de la figure 1, une porteuse haute fréquence (HF) qui doit être modulée QPSK est appliquée à un point d'entrée 12 d'un diviseur de puissance 14 de 3 dB. On connait bien des diviseurs de ce type et on leur donne des noms tels que "hydride 3 db, 0 ". Le diviseur de puissance a une caractéristique telle que le -2- signal au point d'entrée commun se divise en deux signaux idéalement identiques à ses deux points de sortie 16 et 18. De manière intéressante, si des signaux d'égale puissance, et de même phase sont appliqués comme entrées aux points 16 et 18, leur somme apparaît au point 12, mais dans la mesure o les signaux appliqués comme entrées aux points 16 et 18 ne sont pas identiques, la différence n'apparaît pas au point commun 12, mais au contraire passe à un point de rejet (non illustré) o elle est dissipée sous forme de chaleur. Dans le modulateur 10 représenté à la figure 1, les signaux d'égale amplitude, même phase, produit aux points de sortie 16 et 18 du diviseur de puissance 14, en réponse à l'application d'un porteuse à son point d'entrée, sont appliqués individuellement par des conducteurs 44 et 46 à un premier point d'entrée 48 d'un premier mélangeur 20 et un premier point d'entrée 50 d'un second mélangeur 22. Le mélangeur 20 comprend un second point d'entrée 24 qui est destiné à être couplé de manière à recevoir un premier signal d'information, désigné comme étant un signal en phase (I), et le mélangeur 22 comporte également un second point d'entrée 26 qui est destiné à être couplé de manière à recevoir un second signal, indépendant, d'information, désigné comme étant un signal en quadrature (Q). Les désignations I et Q appliquées aux signaux d'information ne concernent aucune relation entre les signaux eux-mêmes, mais comme cela est décrit ci-dessous, se rapportent au résultat de la modula- tion. Chaque mélangeur 20 et 22 fonctionnent dans un mode de modulation à saut de phase. Le fonctionnement d'un mélangeur doublement équilibré comme le modulateur à saut de phase est décrit ci-dessous en liaison avec la figure 2. Le signal de sortie modulé à deux états de phase issu du mélangeur 20 apparaît à la borne de sortie 28 et est appliqué par un conducteur 52 à un point.'entrée 34 du circuit hybride 3 dB à modulation à quatre états de phase ou coupleur directionel 32. Le signal de sortie modulé à deux -3états de phase issu du mélangeur 20 apparaît à la borne de sortie 30 et est appliqué par un conducteur 54 à un point d'entrée 36 du coupleur 32. Une charge 42 de "rejet" est couplée à un point de sortie 40 du coupleur 32 afin de dissiper le signal non souhaité. Le coupleur 3 dB 32 est d'un type bien connu décrit, par exemple, dans le brevet des Etats-Unis d'Amérique n 4 602 227. Ce type de coupleur comprend deux lignes de transmis- sion à proximité étroite l'une de l'autre, qui agissent mutuellement sur un tronçon d'unquart de longueurd'onde à une fréquence comprise dans une bande de fonctionnement. Une ligne de transmission est représentée par la ligne joignant les points 34 et 40 du coupleur 32 de la figure 1, et l'autre ligne de transmission l'est par la ligne reliant les points 36 et 38. On peut utiliser ce type de coupleur à n'importe quelle fréquence, mais on trouve son application la plus courante dans la gamme de fréquence allant d'environ 100 megahertz (MHz) à 10 gigahertz (GHz). Une caractéristique importante du coupleur 32 est que les signaux appliqués au point 34 sont divisés en deux parties, dont l'une est appliquée au point 38 avec une amplitude moitiée (-3 dB) et avec une phase de référence, et lautre est appliquée au point 42, également avec une amplitude moitiée,mais avec la phase de référence plus 90 , par suite du tronçon de ligne quart d'onde de transmission. D'une façon similaire, les signaux appliqués au point 36 sont divisés en deux parties et appliqués au point 40 avec une amplitude moitiéeet une phase de référence, et au point 38 avec une amplitude moitié et avec la phase de référence plus 90 . Lorsque des signaux d'égale amplitude, de même phase, sont appliqués au point 34 et 36 du coupleur 32, la moitié de la puissance totale du signal est appliquée au point 40 et à la charge de rejet 42, et l'autre moitié apparaît aux points de sortie 38 sous forme d'un signal de somme vectorielle. D'autres structures de coupleur fournissent des performances équivalentes dans -4- d'autres gammes de fréquence. La figure 2 est une représentation schématique d'un mélangeur 20 doublement équilibré. Le mélangeur 22 est, naturellement, de structure identique. Les éléments de la figure 2 correspondant à ceux de la figure 1 sont désignés par les mêmes références. Le conducteur d'entrée 44 est relié, par l'intermédiaire d'un point 48, à une extrémité d'un enroulement primaire 210' d'un transformateur 210. L'autre extrémité de l'enroulement primaire 210' est mise à la masse. Un signal de porteuse illustré sous forme d'une forme d'onde sinusoïdale 240 à amplitude fonction du temps est appliqué à un enroulement secondaire 210" qui comporte une prise centrale 212. La prise centrale 212 est reliée à un second point d'entrée 24 afin de recevoir un signal numérique d'information illustré par une forme d'onde 242 à palier de tension fonction du temps, qui est représentéecomme ayant une valeur positive supérieure à 0 volt avant un instant TO, et une valeur négative inférieure à zéro volt après l'instant TO. La forme d'onde 242 représente un passage d'un signal de données binaires entre un niveau logique un, aux instants précédents TO et un niveau logique zéro aux instants suivants TO. Les extrémités de l'enroulement secondaire 210" sont reliés à des points nodaux (noeuds) 214 et 216. Un autre transformateur, représenté dans ses grandes lignes par la référence 220, comprend un enroulement secondaire 220", dont une extrémité est à la masse et l'autre est reliée au moyen du point de sortie 28 au conducteur 32. L'enroulement secondaire 220" est attaqué par un enroulement primaire 220' ayant une prise centrale 222 à la masse. Les extrémités de l'enroulement secondaire 220' sont reliées aux noeuds 224 et 226. Une première diode 228 a son anode reliée au noeud 214 et sa cathode connectée au noeud 224. Une seconde diode 234 a son anode connectée au noeud 216 et sa cathode au noeud 226. Des troisième et quatrième diodes 230 et 232 ont leurs anodes reliées aux noeuds 224 et 226, respectivement, et leurs -- 5 -- cathodes connectées aux noeuds 216 et 214, respectivement. Lors du fonctionnement du mélangeur 20, la porteuse sinusoïdale représentée en 240 est appliquée à l'enroulement primaire 210' et couplée par l'enroulement secondaire 210" pour apparaître entre les noeuds 214 et 216. Pendant le fonctionnement également, la donnée binaire ou signal d'in- formation illustrée par la forme d'onde 242 est appliquée à la borne 24 par rapport à la masse. Avant l'instant TO, la tension 242 a une valeur plus positive que la masse, c'est-à- dire une tension positive. La tension positive polarise en direct les diodes 228 et 234, et le courant de polarisation traverse l'enroulement 210", les diodes 228 et 230, et l'enroulement 220' jusqu'à la masse. Les diodes 230 et 232 sont polarisées en inverse par le signal d'information positif qui est appliqué et représentent un circuit ouvert. Avec les diodes 228 et 234 polarisées en direct et par conséquent conductrices, une connexion s'établit entre le noeud 214 et le noeud 224, et entre les noeuds 216 et 226. Ainsi, avant l'instant TO, la porteuse HF produite aux noeuds 214 et 216 est appliquée aux noeuds 224 et 226 et l'est donc à l'enroulement primaire 220' avec une première polarité de référence, ou phase. La porteuse transformée est appliquée de l'enroulement secondaire 220" au point de sortie 28 avec la polarité de référence, comme cela est illustré par la partie de la forme d'onde 246 précédant l'instant TO, qui est dans ce cas marquée zéro degré. Après l'instant TO, les diodes 228 et 234 deviennent polarisées en inverse et par conséquent deviennent effectivement des circuits ouverts, alors que les diodes 230 et 232 sont amenées à la conduction. Avec les diodes 230 et 232 conductrices, des trajets de conduction sont établis entre les paires de noeuds 214, 226, 216, 224. Par conséquent, après l'instant TO, la porteuse HF apparais- sant entre les noeuds 214 et 216 continue à être appliquée aux noeuds 224 et 226, mais avec une inversion de la polarité. La porteuse HF de sortie, appliquée à la borne de 6- sortie 28, provoque par conséquent une inversion de la polarité (ou prend une phase relative de 180 ) à l'instant TO, comme cela est illustré par la forme d'onde 246 à amplitude fonction du temps. Si les signaux numériques d'information I et Q de la figure 1 sont des binaires, prenant des états logiques haut (1) et bas (O), il n'y a qu'un total de quatre combinaisons possibles des états de l'information I, Q: 1, 1; 1,0; 0,1; et 0,0. Si l'état de l'information est 1,1, la phase relative du signal HF appliqué aux points d'entrée "transit" 34 du coupleur 32 est 0 , ce qui se traduit par une phase de référence 0 au point de sortie 38 pour une composante du signal de sommation de sortie. Pour l'état 1,1 de l'informa- tion, la phase relative de la porteuse appliquée à la borne d'entrée 36 est également 0 , qui, comme on l'a mentionné ci- dessus, est appliquée au point de sortie 38 avec un déphasage de 90 pouvant être attribué à la ligne de transmission quart d'onde. Comme la porteuse appliquée aux points d'entrée 34 et 36 du coupleur 32 était à l'origine atténuée chaque fois de 3 dB par passage dans le diviseur de puissance 14, et étant donné que les mélangeurs 20 et 22 sont identiques et pratiquement sans perte, les porteuses telles qu'elles sont appliquées aux points 34 et 36 ont la même amplitude, et chacune a la moitié de la puissance de la porteuse d'origine appliquée à la borne d'entrée 12. La somme vectorielle des deux porteuses de même amplitude avec un déphasage relatif de apparait au point de sortie 38 du coupleur 32 de la figure 1, et est illustrée sous forme du vecteur 310 de la figure 3. Le vecteur 310 est désigné par 1,1 pour indiquer l'état de l'information qu'il représente. En figure 3, l'axe 0 représente la phase d'un signal de sortie en provenance du point 38 du coupleur 32 de la figure 1, avec le point d'entrée 36 déconnecté d'une source (et terminé par une impédance adaptée) , et avec une entrée logique 1 appliquée au point 24 du mélangeur 20. L'axe 0 est - 7 appelé I, car l'état de l'information Q n'a rien à voir avec la production du signal de sortie 0 . D'une façon similaire, l'axe + 90 de la figure 3 représente la phase d'un signal de sortie en provenance du point 38 du coupleur 32 de la figure 1, avec le point 34 déconnecté (et terminé), et avec un état logique 1 au point d'entrée 26 du mélangeur 22. Ainsi, l'axe +90 qui n'est commandé que par le signal d'information Q d'entrée, est-donc désigné ainsi. Si l'état logique appliqué au modulateur 10 de la figure 1 est 0,1, cela signifie qu'en figure 3 La phase du signal 1 est inversée (à 180 sur l'axe I), et que la phase du signal Q ne l'est pas (90 sur l'axe Q). L'état de l'information 0,1 est par conséquent représenté par le vecteur de sommation 312 et représente la phase du signal de sommation au point de sortie 38 de la figure 1. Une analyse semblable permet la représentation de l'état de l'information 0,0 sous forme du vecteur 314 et de l'état de l'information 1,0 sous forme du vecteur 316. Les vecteurs 310-316 forment un motif croisé symétrique avec des angles de 90' entre eux. Pour résumer, le modulateur QPSK, 10, de la figure 1 reçoit une porteuse HF, et des signaux numériques d'informa- tions I et Q. et produit une porteuse HF ayant une puissance diminuée de 3 dB (par suite de la dissipation dans la charge de rejet 42) plus des pertes de dissipation parasites, dans laquelle la phase relative est telle que représentée en figure 3 avec la paire de vecteurs 310, 314 en quadrature avec la paire de vecteurs 312, 316. Si les signaux d'informa- tion ont des débits différents, comme cela est le cas si, par exemple, le signal I représente un signal vidéo et le-signal Q un signal audio, la modulation QPSK conduit à une dégradation relative du taux d'erreur (BER) du canal à débit binaire élevé par rapport au canal à débit binaire plus faible. Le taux d'erreur binaire peut être égalisé en augmentant la puissance dans le canal acheminant l'informa- tion à débit binaire plus élevé en proportion avec sa largeur -8- de bande plus grande et donc compense le bruit reçu plus élevé par rapport à la puissance du canal à faible débit binaire. Ainsi, le canal I à débit plus élevé aura une porteuse de puissance plus grande que le canal Q à débit plus faible. Ce type de modulation est appelé modulation déséqui- librée à quatre états de phase (UQPSK). La figure 4 est un schéma sous forme de blocs d'un modulateur UQPSK 400, tel qu'il est décrit dans le brevet des Etats-Unis d'Amérique 4 216 542. Comme cela est décrit dans ce brevet, la porteuse à moduler est appliquée par un point 412 à un point d'entrée 498 du coupleur hydribe à quatre états de phase 414, qui produit des signaux relativement déphasés 0 , 90 à ses points de sortie 416, 418. Des atténuateurs 6 dB (non représentés) sont incorporés dans les points de sortie du coupleur 414 pour l'isolement et la stabilité. Un ajusteur de phase 456 permet le réglage d'une relation précise entre phases à 90 . Les deux signaux déphasés et atténués sont appliqués à des points d'entrée 448 et 450, respectivement, des modulateurs à saut de phase 420, 422, respectivement. Les signaux modulés sont appliqués à partir des modulateurs à saut de phase à des bornes d'entrée 434, 436 d'un combinateur 432 (0 ) et combinés sans autre déphasage différentiel pour produire le signal modulé QPSK. Un atténuateur sélectionnable 458 dans le canal I permet le réglage du rapport de puissance Q/I pour produire la UQPSK. Sans tenir compte de la perte de puissance dans le coupleur 414 de la figure 4, qui est la même pour les deux porteuses divisées en puissance aux points de sortie 416 et 418, et également des pertes dans le déphaseur 456, des signaux de porteuse déphasés relativement de 90 , d'égale amplitude, sont appliqués aux points d'entrée 448, 450 des modulateurs à saut de phase 420, 422, respectivement, de la figure 4. Par conséquent, si l'on suppose que l'atténuateur 458 est réglé à 0 dB (pas de perte) des signaux modulés à deux états de phase, en quadrature, de même amplitude, sont -9- appliqués aux points d'entrée 434 et 436 du combinateur 432. Le combinateur 432 additionne les signaux pour produire le motif vectoriel illustré en figure 3 au point de sortie 438, mais avec une amplitude réduite due aux atténuateurs 6 dB dans le coupleur 414, et également à la perte inhérente du combinateur 432. De tels combinateurs ont généralement une perte inhérente de 3 dB. Ainsi, le modulateur 400 a une perte de 9 dB plus des pertes supplémentaires de composantes entre l'entrée HF au point 412 et la sortie au point 438, même avec l'atténuateur 458 réglé à 0 dB. Lorsque l'atténuation de l'atténuateur 458 est augmenté (la perte est accrue), l'amplitude de la composante de la porteuse modulée à 0 qui est appliquée au point d'entrée 434 du combinateur 432 est réduite. Par conséquent, dans l'état 1,1 du signal d'informa- tion, l'amplitude de la composante 0 est réduite par rapport à la composante + 90 , avec le vecteur résultant, illustré en 510 de la figure 5, ayant un angle 4 sélectionné qui est supérieur à 45 par rapport à l'axe 0 ; avec l'augmentation de l'atténuation de l'atténuateur 458 (figure 4), l'angle f s'accroît. Les angles correspondants des autres vecteurs 512, 514 et 516 changent également d'une façon correspondante. En particulier, la phase du vecteur 512 est 180 -, celle du vecteur 514 est 180 +, et celle du vecteur 516 est 360 - Naturellement, si l'atténuateur 458 était placé en ligne avec le conducteur 454 au lieu de l'emplacement illustré, l'angle 4 serait inférieur à 45 , et diminuerait en réponse à une augmentation de l'atténuation. Alors que le modulateur 400 de la figure 4 est capable de produire un signal modulé UQPSK, il est désavantageux par comparaison au modulateur QPSK, 10, de la figure 1, en ce sens que pour des entrées de porteuses HF d'égale amplitude, le signal UQPSK produit par le modulateur 400 a une amplitude beaucoup plus faible, et par conséquent souffrira d'un BER pire que celui du signal QPSK du modulateur 10. Ce résultat peut être corrigé en prévoyant un amplificateur de puissance - 10 - à la sortie du modulateur 400 et a donc une moins bonne fiabilité. Cependant, dans un système dans lequel le niveau de la puissance au point d'entrée HF du modulateur est déjà convenable, comme, par exemple, dans les centaines de watts, la perte supplémentaire du modulateur UQPSK, 400, par comparaison au modulateur QPSK, 10, provoque un problème de rejet de chaleur et nécessite également un second amplifica- teur de puissance élevé, qui peut être coûteux et non fiable. L'atténuateur 458 (figure 4) du brevet des Etats-Unis d'Amérique n 416 542 mentionné ci-dessus pourrait être utilisé dans le modulateur 10 de la figure 1, par exemple en plaçant l'atténuateur 458 de la figure 4 entre les points 28 et 34 de l'agencement de la figure 1. Cet agencement permet d'obtenir une modulation UQPSK, mais une puissance supplémen- taire est dissipée dans l'atténuateur, le niveau du signal de sortie chute dans le canal I, et le taux global des erreurs binaires se détériore au lieu de s'améliorer. L'agencement du modulateur 600 de la figure 6 est semblable à celui du modulateur 10 de la figure 1, et les éléments de la figure 6 correspondant à ceux de la figure 1 sont désignés par les mêmes références. Le modulateur 600 est différent du modulateur 10 en ce sens que le coupleur 90 de sortie 632 est déséquilibré au lieu d'être équilibré. Cela présente l'avantage important que l'énergie appliquée à partir de l'un des points d'entrée 34 ou 36 au point de sortie 38 a une amplitude plus grande que si on utilise un circuit hybride 3 dB (tel que le circuit 32 de la figure 1). Ainsi, la perte entre le point d'entrée 34 et le point de sortie 38 peut être produite par un trajet de transit (par conséquent le point 34 peut être un point d'entrée "transit" ayant une perte inférieure à 3 dB. Par exemple, un coupleur déséquilibré de 7 dB a une perte théorique entre les points 34 et 38 de seulement environ 0,8 dB. Si l'on suppose que les pertes parasites sont de 0,2 dB la perte point de transit à point de sortie n'est que de 1 dB, par rapport aux 3,2 dB - 1i1 pour un circuit hybride équilibré, de 90 . Ainsi, il y a une augmentation de 2 dB de la puissance utile dans dans cette situation qui provient de l'utilisation d'un coupleur désé- quilibré de 7 dB au lieu d'un circuit hybride de 3 dB avec des atténuateurs. La composante de signal appliquée au second point d'entrée 36 apparaît au point de sortie 38, 7 dB au- dessous du niveau de sortie du composant du trajet de transit. La figure 7 est un diagramme vectoriel représentant les phases de sortie de la porteuse modulée apparaîssant au point 38 du modulateur 600 de la figure 6, avec un coupleur directionnel réglable tel que celui décrit dans la demande de brevet des Etats-Unis n 047 941 réglé à une valeur de 7 dB. Comme cela est illustré en figure 7, l'état 1,1 de l'informa- tion est représenté par un vecteur 710 qui fait un angle de 26,6 avec l'axe de référence 0 , et l'état 0,1 est représenté par un vecteur 712 faisant un angle de 153,4 avec l'axe 0 . Les états 0,0 et 1,0 de l'information sont représentés par des vecteurs 714 et 716, respectivement. Tout léger déséquilibre dans la structure qui se traduit par un déphasage autre que de 90 ou relation en quadrature entre les phases des deux porteuses modulées se traduit par des phases qui définissent un parallélogramme comme cela est illustré en figure 8 au lieu d'un rectangle tel que celui représenté en figure 7. Cela introduit une distorsion qu'un récepteur interprète comme diaphonie entre les canaux I et Q, qui a tendance à augmenter le taux d'erreur binaire. La diaphonie est proportionnelle en ampli- tude à la valeur de l'erreur de phase. Il est souhaitable d'améliorer les effets de l'écart de la phase de la quadrature mutuelle. Un modulateur UQPSK selon la présente invention module des premier et second signaux d'information sur des compo- santes en quadrature d'une porteuse. Tout écart des compo- santes de la porteuse par rapport à une quadrature exacte - 12 - peut se traduire par une transmodulation ou distorsion. Un limiteur est couplé pour limiter en amplitude la porteuse modulée afin de réduire la distorsion. La description qui va suivre se réfère aux figures annexées qui représentent respectivement: figure 1, un schéma simplifié sous forme de blocs d'un modulateur QPSK de l'art antérieur comprenant une paire de modulateur à saut de phase; figure 2,- un schéma simplifié de l'un des modulateurs de la figure 1; figure 3, un diagramme vectoriel permettant de com- prendre le fonctionnement du modulateur QPSK de la figure 1; figure 4, un schéma simplifié sous forme de blocs d'un modulateur UQPSK de l'art antérieur; figure 5, un diagramme vectoriel aidant à comprendre le fonctionnement du modulateur de la figure 4; figure 6, un schéma simplifié sous forme de blocsd'un autre modulateur UQPSK comprenant un coupleur hybride désé- quilibré; figure 7, un schéma vectoriel aidant à comprendre le fonctionnement du modulateur de la figure 6 et illustrant un rectangle idéal; figure 8, un diagramme vectoriel aidant à comprendre l'effet d'une erreur de phase dans la production d'un parallélogramme; figure 9, un schéma sous forme de blocs d'un agencement selon la présente invention qui comprend un limiteur d'ampli- tude pour réduire la distorsion introduite par une erreur de phase; figure 10, un schéma simplifié qui illustre un limiteur d'amplitude à diodes; figure la, un schéma simplifié illustrant un type d'amplificateur à transistors à effe_ de champ de limiteur d'amplitude avec des isolateurs pour le réglage de l'impé- dance, et figure 11b, une courbe illustrant sa caractéris- - 13 - tique de transfert; et figures 12a, b, un parallélogramme, la superposition d'un cercle de limitation sur son dessus, et la caractéristi- que plus rectangulaire en résultant. La figure 9 est un schéma sous forme de blocs d'un agencement selon la présente invention destiné à corriger l'erreur de phase décrite en liaison avec la figure 8, dans le but d'améliorer la diaphonie ou distorsion. Siur la figure 9, un modulateur UQPSK, 910, qui peut être semblable à celui décrit en liaison avec la figure 4 ou avec la figure 6, ou qui peut être d'un tout autre type classique, reçoit à sa borne d'entrée 12, un signal de porteuse non modulée produit par un générateur 912 de signaux de porteuse. Le modulateur 900 reçoit également des signaux d'information, désignés I et Q, provenant de bornes 24 et 26, respectivement et produit à une borne de sortie 38 un signal modulé UQPSK, comme on l'a décrit ci-dessus. Comme on l'a déjà mentionné, toute erreur de phase 4 entre l'orthogonalité des composantes de la porteuse, sur lesquelles les signaux I et Q sont modulés peut se traduire par la diaphonie ou une distorsion de la formation lors de la démodulation au récepteur (récepteur non représenté). Ce problème est amélioré par un limiteur d'amplitude 914 qui, comme on le décrit ci-dessous, tant à corriger l'erreur de phase. La figure 10 illustre un limiteur classique d'ampli- tude utilisant des diodes connectées de façon antiparallèle. En figure 10, le limiteur d'amplitude 914 comporte un conducteur de transit 916, ainsi que des diodes anti- parallèles 918 et 920 montées entre le conducteur 916 et la masse. Comme cela est connu du technicien, les diodes 918 et 920 ont une caractéristique qui comprend une partie à tension relativement constante qui agit mutuellement avec l'impédance de la source, représentée en figure 10 par une résistance en tirets 922, pour limiter la tension maximum de sortie à une valeur proche de la tension résiduelle directe de la diode. 262-9967 - 14 - La figure 11 est un schéma simplifié d'un amplifica- teur-limiteur. L'amplificateur-limiteur comporte un isolateur 1194 et une cascade de deux étages 1196, 1198 d'amplifica- teurs-limiteurs, chacun utilisant un transistor à effet de champ en arséniure de gallium. Les transistors à effet de champ sont du type dit 2201 de la société Hewlett-Packard, qui sont particulièrement intéressant dans le cas de fonc- tionnement à des fréquences comprises entre 7 et 9 GHz. La figure 11b est une courbe de la caractéristique d'un amplificateur de limitation tel que celui décrit en liaison avec la figure 11a. En figure 11b, la courbe 1190 comporte une première partie 1192 dans laquelle le gain est pratiquement constant sur la plage d'amplitude des signaux d'entrée comprise entre -11dBm et -4,5dBm. On connait bien dans la technique les amplificateurs de ce type. La figure 12a reproduit la figure 8 à titre de commodité. La figure 12b représente les effets du limiteur 914 de la figure 9 sur les vecteurs de phase distordus de la figure 12a. En figure 12b, le cercle superposé 1200 repré- sente la fonction du limiteur. La fonction 1200 du limiteur, comme cela est représenté en figure 12b a un rayon qui est égal à la longueur des vecteurs de phase courts 612 et 616, et par conséquent a peu d'effet, voire aucun effet sur ces vecteurs de phase. Cependant, le rayon du cercle 1200 est inférieur à la longueur du vecteur de phase 610 et 614, et par conséquent limite la partie des vecteurs 610 et 614 à l'intérieur du cercle 1200, ce qu laisse comme reste des vecteurs de phase 1210 et 1214 àl'intérieur du cercle limite 1200. Comme cela est illustré en figure 12b, la figure définie par les vecteurs de phase 612, 616, 1210 et 1214 définit un rectangle représenté par le pointillé. Ainsi, la figure définie par les vecteurs de phase est sensiblement identique à celle qu'on obtiendrait si l'angle d'erreur de la figure 12a était 0 . - 15 - PEVENDICATIONS 1. Dispositif pour produire avec précision des signaux modulés déséquilibrés, à quatre états de phase, caractérisé en ce qu'il comprend: - un modulateur (900) à modulation déséquilibrée à quatre états de phase destiné à être relié à une source (912) d'un signal de porteuse et à des sources de premiers et de seconds signaux d'information devant être modulés en quadrature déséquilibrée sur la porteuse afin de produire des signaux modulés déséquilibrés à quatre états de phase, ce modulateur tendant à produire une diaphonie si la rela- tion en quadrature est perturbée; et un limiriteur d'amplitude (914) relié au modulateur (900) pour limiter l'amplitude des signaux modulés déséqui- librés à quatre états de phase pour réduire la tendance à la diaphonie. 2. Dispositif selon la revendication 1, caracté- risé en ce que le modulateur comprend: un moyen de fractionnement de puissance en phase, comportant un point d'entrée destiné à recevoir le signal de la porteuse devant être modulé, et comportant également des premier et second points de sortie auxquels sont pro- duites les première et seconde porteuses mutuellement en phase, d'égale amplitude, en réponse à l'application du signal de porteuse non atténué au point d'entrée, un premier moyen de modulation à saut de phase (20) relié au premier point de sortie du moyen de fraction- nement de la puissance pour recevoir la première porteuse, et comportant également un point d'entrée de l'information destiné à être relié de façon à recevoir les premiers signaux d'information, pour la modulation à saut de phase de la première porteuse avec ces premiers signaux d'infor- mation afin de produire des premiers signaux de porteuse modulés; un second moyen de modulation à saut de phase (22) - 16 - relié au second point de sortie du moyen de fractionnement de la puissance pour recevoir la seconde porteuse, et compnortant également un point d'entrée de l'information destiné à être couplé pour recevoir les seconds signaux d'information, pour la modulation à deux états de phase de la seconde porteuse avec ces seconds signaux d'information afin de produire de seconds signaux de porteuse modulés, un coupleur hyDride déséquilibré, de 90', compor- tant des prerier et second (36) points d'entrée reliés aux premier et second moyens de modulation, respectivement, et comportant également un point de sortie, pour le couplage des premiers signaux de porteuse modulés provenant du premier point d'entrée du coupleur hybride au point de sortie du coupleur hybride avec une amplitude et une phase de référence, et pour coupler les seconds signaux de por- teuse modulés provenant du second point d'entrée du cou- pleur hybride au point de sortie de ce coupleur avec une amplitude différente de l'amplitude de référence et avec un déphasage relatif en quadrature, et pour additionner.vecto- riellement les premiers et seconds signaux modulés, mutuel- lement en quadrature, et d'amplitude inégale, afin de produire les signaux modulés déséquilibrés à quatre état de phase. 3. Dispositif selon la revendication 2, caracté- risé en ce que les premier et second moyens de modulation à saut de phase comprennent des mélangeurs équilibrés. 4. Dispositif selon la revendication 3, caracté- risé en ce que les mélangeurs équilibrés sont doublement équilibrés. 5. Dispositif selon la revendication 2, caracté- risé en ce que le coupleur hybride présente une caractéris- tique d'amplitude telle que la différence d'amplitude est de 7 dB, et le signal modulé déséquilibré à quatre états de phase a un angle de phase d'environ 27 avec la première composante du signal de porteuse modulé dans une première - 17 - condition de modulation, et un angle de phase d'environ 153,4 avec cette première composante dans une seconde condition de modulation. 6. Dispositif selon la revendication 2, caracté- risé en ce que le coupleur hybride déséquilibré comprend: un coupleur directionnel à branchement à quatre points de connexion; et une terminaison adaptée qui est reliée à l'un des quatre points de connexion. 7. Dispositif selon la revendication 1, caracté- risé en ce que le limiteur d'amplitude comprend un amplifi- cateur. 8. Dispositif selon la revendication 7, caracté- risé en ce que l'amplificateur comprend un transistor effet de champ. 9. Dispositif selon la revendication 7, caracté- risé en ce qu'il comprend en outre un isolateur (119) monté entre le modulateur et le limiteur. 10. Dispositif selon la revendication 1, caracté- risé en ce que le modulateur comprend: un coupleur de sommation comportant des premier et second points d'entrée, et un point de sortie, pour le couplage au point de sortie de signaux appliqués au premier point d'entrée avec un facteur de couplage d'amplitude de référence et avec une phase de référence, et pour coupler des signaux provenant du second point d'entrée au point de sortie avec un facteur de couplage d'amplitude différent et une seconde phase autre que la phase de référence, un moyen de fractionnement d'amplitude relié à la source de signaux de porteuse pour utiliser ces signaux en au moins des premières et secondes parties atténuées de signal de porteuse, un premier moyen de modulation à saut de phase (420) couplé au moyen de fractionnement de l'amplitude pour la modulation à deux états de phase de la première partie de - 18 - signal en réponse au premier signal d'information afin de former une première partie modulée de signal, un second moyen de modulation à saut de phase (426) relié au moyen de fractionnement d'amplitude pour la modulation à deux états de phase de la seconde partie de signal en réponse au second signal d'information afin de former une seconde partie modulée de signal; et un moyen de couplage relié au coupleur de somma- tion, et aux premier et second moyens de modulation d'am- plitude, pour appliquer les premières et secondes parties modulées de signal au premier et second point d'entrée, respectivement, du coupleur de sommatiQn, d'o il résulte que le coupleur de sommation applique les premières et secondes parties modulées de signal avec une différence d'amplitude dépendant de la différence entre le premier facteur de couplage d'amplitude de référence et le facteur de couplage d'amplitude différent, et avec une différence de phase dépendant de la différence entre la phase de référence et la seconde phase, afin de former un signal modulé déséquilibré à quatre états de phase. 11. Modulateur selon la revendication 10, caracté- risé en ce que le moyen de fractionnement d'amplitude utilise les signaux de porteuse afin de produire les pre- mières et secondes parties atténuées de signal de porteuse, de même amplitude. 12. Dispositif selon la revendication 6, caracté- risé en ce que les premier et second moyens de modulation à saut de phase comprennent chacun un mélangeur équilibré. 13. Dispositif selon la revendication 6, caracté- risé en ce que la différence d'amplitude est 7 dB. 14. Dispositif selon la revendication 6, caracté- risé en ce que la différence de phase est différente de 90 , d'o la tendance à produire ladite diaphonie. 15. Dispositif selon la revendication 14, caracté- risé en ce que le limiteur d'amplitude comprend un amplifi- - 19 - cateur. 16. Dispositif selon la revendication 15, caracté- risé en ce que l'amplificateur comprend un transistor à effet de champ. 17. Dispositif selon la revendication 15, caracté- risé en ce qu'il comprend en outre un isolateur monté entre l'amplificateur et le modulateur. 18. Dispositif selon la revendication 17, caracté- risé en ce qu'il comprend un autre isolateur monté de manière à recevoir le signal modulé déséquilibré à quatre états de phase provenant de l'amplificateur. 19. Procédé pour produire des signaux modulés à quatre états de phase avec une faible diaphonie, caracté- risé en ce qu'il comprend les étapes consistant à: moduler les premiers et seconds signaux d'informa- tion sur une porteuse avec un déphasage relatif de phases en quadrature afin de produire un signal modulé, qui peut avoir tendance à produire de la diaphonie entre les signaux d'information si la quadrature des phases est inexacte; et limiter l'amplitude du signal modulé afin de réduire ladite tendance à produire de la diaphonie.