Brevet FR2628231A1 — publié le 19890908

(i RÉPUBLIQUE FRAN AISE ( N' de publication 2 628 231 (à n'utiliser que pour les INSTITUT NATIONAL commandes de reproduction) DE LA PROPRIÉTÉ INDUSTRIELLE D N d'enregistrement national 89 028 12 PARIS ( Int CI4 G 05 F 1/625. @ DEMANDE DE BREVET D'INVENTION A1 ) Date de dépôt: 3 mars 1989. t Demandeur(s): Société dite-: HUGHES AIRCRAFT COMPANY - US. ) Priorité: US, 4 mars 1988, n 07/164,281. ) Inventeur(s): Eugène T. Perusse; Eugène L. Hammer. 4 Date de la mise à disposition du public de la demande: BOPI " Brevets " n 36 du 8 septembre 1989. 6 Références à d'autres documents nationaux appa- rentés: rné Titulaire(s); ( Mandataire(s): Cabinet André Bouju. Régulateur de tension hybride à grande vitesse avec réduction de l'effet Miller. Le régulateur de tension pour réguler la tension appliquée une charge 17 à partir d'une source de tension d'entrée Utilisation pour la régulation de tension, notamment dans les fournissant une tension de source EN, la charge 17 étant systèmes à impulsions tels que les radars à impulsions. activée pendant l'existence d'une impulsion de charge, est caractérisé par: un premier régulateur de tension 13 alimenté par une tension d'entrée ELR et connecté à charge pour réguler la tension Eor appliquée à la charge 17, ce premier régulateur de tension 13 présentant un temps de réponse qui décroît avec l'accroissement de la tension d'entrée ELR sur ce premier régulateur de tension 13, et ayant une consommation de.,, /3 19 puissance qui augmente avec l'accroissement de la tension neu d'entrée EL., sur ce premier régulateur de tension 13: et un a -. L;E"I; régulateur de tension programmé 11 connecté à la source de. tension d'entrée EIN et à l'entrée du premier régulateur de " / tension 13 pour commander la tension d'entrée ELR sur le premier régulateur de tension 13, ce régulateur de tension programmé 11 fournissant une tension d'entrée augmentée au premier régulateur de tension 13 au début de l'impulsion de charge, pour donner une réponse plus rapide, et réduisant ensuite la tension d'entrée EL, sur le premier régulateur 13 pour réduire la consommation de puissance. L D Vente des fascicules à l'IMPRIMERIE NATIONALE, 27, rue de le Convention -75732 PARIS CEDEX 15 -1 L'invention est relative aux régulateurs de tension, et plus particulièrement aux régulateurs de ten- sion utilisés dans les systèmes à impulsions, tels que les radars à impulsions. Les systèmes à impulsions, tels que les radars à impulsions présentent une charge fortement dynamique aux systèmes de conversion et de régulation de puissance. Pour satisfaire les exigences de stabilité de système des radars en projet utilisant des amplificateurs HF à semi- conducteurs, on pense que les tensions de polarisation sur les transistors de ces amplificateurs à semi- conducteurs doivent être très stables, c'est-à-dire bien régulées. L'analyse a montré qu'il est très souhaitable de fournir la régulation demandée au point d'utilisation. Les systèmes actuels n'ont pas la capacité de fournir des tensions de polarisation très stables avec de bons rendements en coût et en puissance. Dans la techni- que antérieure, de grandes batteries de condensateurs ont été utilisées pour satisfaire aux exigences de stabilité de tension des charges dynamiques dans les radars. La taille et le poids des systèmes utilisant ces batteries de condensateurs augmentent proportionnellement à l'aug- mentation des exigences sur la performance. Le type et le nombre des condensateurs nécessaires dans ces systè- mes diminuent la fiabilité du système. Les batteries de condensateurs doivent aussi être réparties sur l'antenne lorsque des étages de puissance HF répartis sont utilisés sur l'antenne, ce qui pénalise de façon indésirable le volume et le poids de l'antenne. La technique antérieure a également utilisé des régulateurs linéaires dans les systèmes d'alimenta- tion de radars. Ces régulateurs linéaires de la techni- que antérieure avaient un faible rendement et demandaient cependant de grandes batteries de condensateurs. La taille des batteries de condensateurs est un compromis avec le rendement. Le maintien du temps de réponse et de la stabilité des systèmes de la technique antérieure utilisant des régulateurs linéaires demande aussi des circuits de commande compliqués pour l'élément filtre du régulateur linéaire. Une mesure de la stabilité d'un système de régulation est le temps que demande le système pour revenir à son état permanent ou de repos après une per- turbation par des causes externes (ou internes), c'est- à-dire la réponse transitoire. Un exemple d'une telle perturbation est l'impulsion ou dynamique de charge que présente un radar à impulsions à un convertisseur de puissance. En ce qui concerne le régulateur linéaire, la stabilité peut être mesurée par le temps qu'il faut à la tension de sortie du régulateur linéaire pour reve- nir à sa valeur permanente après une brusque variation du courant de charge, telle qu'un passage de la charge nulle à la pleine charge. Quand les régulateurs linéai- res utilisent des transistors à effet de champ, ce que l'on appelle l'effet Miller augmente le temps qu'il faut à la tension de sortie du régulateur linéaire pour reve- nir à sa valeur permanente après une variation du courant de charge, et par conséquent détériore la stabilité du système. Un objet de l'invention est donc de fournir un régulateur de tension amélioré pour réguler la ten- sion appliquée à une charge à partir d'une source de tension d'entrée fournissant une tension de source, la charge étant activée pendant l'existence d'une impulsion de charge. Un autre objet de l'invention est d'améliorer les régulateurs de tension utilisables dans les systèmes à impulsions, comprenant les radars à impulsions. Un autre objet de l'invention est de fournir un régulateur de- tension qui fasse preuve d'une stabilité améliorée avec un meilleur rendement et un moindre coût par rapport aux approches de la technique antérieure. Un autre objet de l'invention est de réduire la détérioration de la performance due à l'effet Miller dans un régulateur de tension utilisant un régulateur linéaire ayant un élément filtre à transistor. Selon l'invention, le régulateur de tension est caractérisé par: un premier régulateur de tension alimenté par une tension d'entrée et connecté à une charge pour régu- ler la tension appliquée à la charge, ce premier régula- teur de tension présentant un temps de réponse qui décroît avec l'accroissement de la tension d'entrée sur ce premier régulateur de tension, et ayant une consomma- tion de puissance qui augmente avec l'accroissement de la tension d'entrée sur ce premier régulateur de tension; et un régulateur de tension programmé connecté à la source de tension d'entrée et à l'entrée du premier régulateur de tension pour commander la tension d'entrée sur le premier régulateur de tension, ce régulateur de tension programmé fournissant une tension d'entrée aug- mentée au premier régulateur de tension au début de l'impulsion de charge, pour donner une réponse plus rapide, et réduisant ensuite la tension d'entrée sur le premier régulateur pour réduire la consommation de puis- sance. Ainsi, on met en série deux régulateurs de tension entre une source de puissance et une charge. Le premier régulateur de tension, ou régulateur d'entrée, est programmé pour réduire les effets parasites dégradant la performance du second régulateur de tension. La pérfor- mance est améliorée par une réduction du temps de réponse et l'augmentation concomitante de stabilité. L'importance des améliorations que l'on peut obtenir de cette manière augmente lorsque l'amplitude et la vitesse des variations du courant de charge augmentent, car l'effet indésirable des parasites augmente également avec l'amplitude et la vitesse des variations du courant de charge. Dans un mode de réalisation préféré, le régu- lateur de tension d'entrée est un régulateur à commuta- tion programmé, et le second régulateur de tension, en - 15 série avec lui, est un régulateur linéaire. La réponse rapide aux variations dynamiques de l'impédance de charge du régulateur linéaire est accrue par la program- mation du régulateur à commutation. La programmation du régulateur à commutation réduit les effets qui dégradent la performance du régulateur linéaire, causés par les inductances de fuite ou parasites en série, et les capa- cités internes et de fuite associées à un élément régu- lateur série, tel qu'un transistor à effet de champ (TEC). Dans un mode de réalisation particulier utilisant un TEC comme élément filtre du régulateur linéaire, l'effet Miller parasite est réduit en maintenant une différence de potentiel élevée entre le drain et la source du TEC pendant le front de montée d'une impulsion de charge et en programmant ensuite la décroissance de la tension à l'entrée du régulateur linéaire, dans le but de conserver la puissance et d'accroître le rendement. L'invention qui vient d'être résumée va main- tenant être décrite en détail, en liaison avec les dessins, dont: - la figure 1 est un schéma-bloc du mode de 2628231 réalisation préféré de l'invention; - la figure 2 est un schéma des circuits illustrant le mode de réalisation préféré de l'invention; - la figure 3 est un schéma des circuits montrant les éléments parasites utiles à la description du fonctionnement du mode de réalisation préféré; - la figure 4 montre en ordonnée la variation de la capacité, en fonction de la tension grille/source ou drain/source portée en abscisse, pour un transistor à effet de champ typique du type MOS (Métal Oxyde Semi-conducteur); - les figures 5A à 5H illustrent des formes d'ondes utiles pour expliquer le fonctionnement du mode de réalisation préféré; - la figure 6 est un schéma des circuits d'un régulateur à commutation utilisable dans le mode de réalisation préféré; - la figure 7 est un schéma des circuits d'un régulateur linéaire utilisable dans le mode de réalisa- tion préféré; - les figures 8 et 9 illustrent des modes de réalisation alternatifs de régulateurs à commutation utilisables dans le mode de réalisation préféré. Comme il est indiqué sur la figure 1, le mode de réalisation préféré comprend un régulateur à commuta- tion 11 alimenté par une source de tension d'entrée EIN venant d'une source de puissance, à travers ses première et seconde entrées 23, 25. Le régulateur à commutation 11 est connecté en série à un régulateur linéaire 13, dont la sortie est connectée à une charge dynamique pulsée 17. La charge dynamique pulsée 17 est représentée comme un commutateur 19 et une résistance variable 21. Une impulsion "marche" 47 active le commutateur 19 via un conducteur 15. Le conducteur 15 fournit aussi l'impulsion "marche" au régulateur à commutation 11. 6 2628231 Dans une application, la charge pulsée 17 peut être, par exemple, la tension de polarisation d'un amplificateur de puissance HF, et l'impulsion "marche" peut déclencher la HF sur l'amplificateur de puissance. Dans une telle application, le courant de charge du régulateur I L varie avec la séquence d'impulsions du radar, la température, le temps et d'autres variables. Par conséquent, la charge pulsée 17 peut être définie comme une résistance dont la valeur varie d'une valeur fixe à l'infini, comme cela se passe dans le fonctionne- ment du commutateur 19, qui peut être ou non présent dans une réalisation matérielle. La figure 2 montre une exécution généralisée du circuit du mode de réalisation préféré de la figure 1. Dans le circuit 11 du régulateur à commutation de la figure 2, un condensateur d'entrée C est connecté aux A bornes d'entrée 23, 25. L'une des bornes d'entrée, 23, est aussi reliée à l'élément commutateur S1 du régula- teur à commutation 11. Quand le commutateur S1 relie les premier et second points de contact 49, 51, la tension d'entrée est fournie à un circuit convertisseur de puissance comprenant un condensateur CB, une diode D1 et une inductance L1. La cathode de la diode D1 est reliée électriquement au point de contact 49, tandis que l'anode de la diode D est reliée à la ligne d'en- i trée 25. L'inductance L1 relie la cathode de la diode D à la première borne du second condensateur CB. La seconde borne du second condensateur CB est reliée à la seconde ligne d'entrée 25. Le régulateur à commutation 11 de la figure 2 comprend de plus un comparateur/modulateur de largeur d'impulsion 31 ayant une première et une seconde entrée, 27, 29 respectivement. La première borne d'entrée 27 du comparateur/modulateur de largeur d'impulsion 31 est reliée à une borne 53 électriquement identique à la 7 2628231 première borne du second condensateur CB. Cette connexion donne une rétroaction de la sortie du régula- teur à commutation 11 sur le comparateur/modulateur de largeur d'impulsion 31. La seconde entrée 29 du comparateur/modulateur de largeur d'impulsion 31 est reliée à une source de référence programmable 33. La source de référence programmable 33 reçoit une entrée d'un élément retardateur 35, qui reçoit l'impulsion "marche" 47 sur un conducteur 37 connecté au conducteur 15. Le comparateur/modulateur de largeur d'impul- sion 31 donne sur sa ligne de sortie 32 un signal de sor- tie formé d'un train d'impulsions ayant une largeur d'impulsion variant proportionnellement à la différence entre l'entrée 27 du comparateur/modulateur de largeur d'impulsion 31 et le niveau d'entrée de référence 29. Le commutateur S1 est fermé pendant la durée de l'impul- sion de sortie du comparateur/modulateur de largeur d'impulsion 31, reliant électriquement les bornes 49 et 51. Le régulateur linéaire 13 est représenté comme comprenant un transistor à effet de champ (TEC) Q1 ayant une source 54, un drain 55 et une grille 57. La grille 57 du transistor à effet de champ Q1 est connectée à la sortie d'un comparateur de commande 43. Une première entrée du comparateur de commande 43 est reliée à la source 54 du premier transistor Q1' La seconde entrée 41 du comparateur de commande 43 est connectée à une source de référence fixe continue 45. La sortie du comparateur de commande 43 commande la tension appliquée entre la grille 57 et la source 54 du transistor Q1 En commandant la tension entre grille et source de Q1' la conductance de la résistance passante du TEC Q1 varie. Suivant la théorie bien connue de la rétroaction, le comparateur de commande 43 commande la conductance ou résistance passante, 8 2628231 de telle sorte que la tension en 54 (et aux bornes de la charge 17 lorsque l'interrupteur 19 est fermé), reste constante malgré les variations du courant de charge ou de la tension d'entrée. Le TEC Q1 est représenté comme un dispositif à canal N, préféré en raison de ses pertes plus faibles. Les TEC à canal P. les transistors bipo- laires ou n'importe quel autre élément résistif à commande linéaire peuvent être utilisés. Dans le mode de réalisation de la figure 2, la tension de sortie programmée du régulateur à commuta- tion 11 est commandée par le circuit de rétroaction interne de la borne 53 sur l'entrée 27 du comparateur/ modulateur de largeur d'impulsion 31, et par l'impulsion "marche" externe 47, pour fournir une tension xrégulée programmée à l'entrée du régulateur linéaire 13. Le retard donné par l'élément de temporisation 35 détermine le moment auquel la tension de sortie du régulateur à commutation est programmée, par rapport au courant de charge IL. Comme le verra l'homme de métier, le disposi- tif de commutation S1 utilisé dans le régulateur à 1- commutation 11 peut être n'importe quel type de commuta- teur, mais c'est typiquement un transistor, qu'il soit bipolaire ou à effet de champ. La figure 3 illustre quelques-uns des éléments incontrôlés ou parasites inhérents à l'étage régulateur linéaire 13 et utiles à la discussion du mode de réalisa- tion préféré. Pour les besoins de cette discussion, les éléments de fuite ou parasites correspondant au TEC Q1 sont censés comprendre les autres fuites dues à l'inter- connexion physique et aux montages. Les éléments para- sites représentés comprennent la capacité Miller ou grille/drain Cgd/Crss; l'inductance de grille Lgs, une capacité de fuite entre grille et source Cgs, une capa- cité entre drain et source Cds, une inductance de source Ls et une inductance de drain Ld. Dans la figure 3, le ss ds' 9 2628231 TEC Q1 est représenté comme commandé par un comparateur de commande 43 contenu entre les tirets 46. Le compara- teur de commande 43 est représenté comme comprenant un comparateur OP3, les première, deuxième, troisième et quatrième résistances RA, RB, Rc, RD, et les premier et second transistors de commande Q51 Q6 Les résistances RA, RB, RC, RD, et les transistors de commande Q5, Q6 contribuent ensemble à réaliser une fonction d'amplifi- cation et de changement de niveau sur la sortie du comparateur OP3, comme il est discuté avec plus de détails ci-dessous. Comme on peut le voir sur les courbes de la figure 4, les capacités d'un transistor à effet de champ tel que le transistor Q varient énormément, et de - 15 manière fortement non linéaire, avec la tension sur - l'élément. Selon l'effet Miller bien connu, la capacité de rétroaction Crssest amplifiée par le gain de tension du transistor à effet ce champ Q1 De telles variations non linéaires de capacité compliquent aussi bien les exigences de commande que celles de la rétroaction d'un régulateur de haute stabilité avec une charge dynamique. Ces parasites ont aussi un effet plus grand sur la per- formance du régulateur quand les variations de l'impé- dance de charge augmentent en amplitude et en fréquence. La capacité de Miller Cdg/Crss est probable- ment la capacité parasite la plus nuisible lorsqu'on désire travailler en haute fréquence. Comme l'indique la figure 4, la capacité de Miller est la plus grande quand les différences de potentiel sont les plus basses ou négatives. Ainsi, comme il est reconnu dans la technique, la réduction de l'effet Miller demande le maintien d'une grande différence de potentiel (plus grande que cinq volts) aux bornes du TEC Q1' dans un régulateur linéaire. D'un autre côté, pour rendre le rendement maximum, il est nécessaire de maintenir la chute de tension aux bornes du TEC Q au minimum lorsque le courant.de charge IL circule. Selon l'invention, les effets des parasites que l'on vient de décrire sont réduits, tout en mainte- nant le rendement, en programmant la tension d'entrée au régulateur linéaire 13 au moyen du régulateur à commutation programmé 11. En particulier, la tension sur le régulateur linéaire 13 est programmée de sorte que, au début et pendant la durée du front de montée de l'impulsion de charge aux bornes de la charge 17, la tension d'entrée ELR sur le régulateur linéaire 13 soit plus grande que la tension requise pour fournir la somme de la tension de sortie EOUT plus la chute de tension minimum de conduction d'un régulateur linéaire 13. Cette - 15 tension d'entrée plus élevée ELR sur le régulateur linéaire 13 fournit une fonction de forcement qui augmente la circulation du courant IL dans la charge 17 et dans les inductances de fuite en série (Lds, Lss), d'une valeur voisine de zéro jusqu'au courant de pleine charge (par exemple 30 ampères pour une application typique). Les hautes tensions drain/source et drain/ grille qui en résultent sur le TEC Q1' réduisent les capacités effectives entre les éléments, particulière- ment la capacité entre le drain et la porte, c'est-à- dire la capacité de Miller. La réduction de ces capaci- tés parasites améliore la réponse aux variations d'impé- dance de la charge 17. Après l'apparition du front de montée de l'impulsion de charge, la tension d'entrée ELR sur le régulateur linéaire 13 est programmée à la baisse, entraînant un fonctionnement plus efficace. Ces effets bénéfiques seront davantage expliqués et illustrés dans la discussion qui suit des diagrammes de formes d'ondes des figures 5A à 5H. Les figures 5A à 5H montrent plusieurs formes d'ondes idéalisées, dont les références se rapportent aux l figures 2 et 3. Les figures 5A à 5D utilisent une échelle de temps commune, tandis que les figures 5E à G utilisent une échelle de temps dilatée dans un but d'illustration. Des niveaux typiques de tension et de courant sont aussi indiqués sur les figures 5A à 5H. L'application de l'impulsion "marche" 47, figure 5A, fournie par une source extérieure, provoque une chute de l'impédance de la charge 17. Le courant dans la charge 17, représenté sur la figure 5C, augmente avec une vitesse déterminée par l'impédance parasite et l'élément régulateur Q1 en série. Le transitoire de montée 71 sur la tension de sortie EoUt de la figure 5B et la décroissance 73 du courant de sortie à la fin de l'impulsion 47 résultent de l'énergie emmagasinée dans le circuit d'inductances de fuite Lgs, Lds, Lss quand le courant IL s'interrompt. On peut noter que le transi- toire 71 dans Eout et la décroissance 73 de IL ne nuisent pas à la performance dans les applications aux circuits typiques. Comme on l'a indiqué, les figures 5E, 5F et 5G utilisent une échelle de temps dilatée pour mieux illus- trer l'invention. Pendant l'intervalle de temps t1 o l'impulsion "marche" est absente, la valeur de Eout se situe au premier niveau de tension Vl, qui peut être, par exemple, de 35 volts. Pendant l'intervalle de temps t2, la tension de sortie Eout tombe d'abord à 30 volts, par exemple, en raison de l'inductance et des résistances du circuit, lorsque le courant commence à circuler dans les inductances en série Lds, Lss. La tension de sortie Eout augmente alors jusqu'au point 101. Au-delà du point 101, le comparateur de commande 43 à rétroaction prend la commande de la résistance de "marche" DE Qi' diminuant la résistance passante de Q1' et augmentant par là la vitesse de variation de la tension de sortie. La tension de sortie Eout augmente par conséquent plus 12 2628231 rapidement pendant l'intervalle de temps t3 au-delà du point 101, jusqu'à ce qu'au point 103, la tension Eout atteigne sa valeur stable V2, par exemple 34,995 volts. La différence (V1-V2) dans Eout, pendant l'intervalle t1 de temps de blocage et après qu'elle ait atteint la stabilité pendant l'impulsion "marche" 47, est déterminée par le gain en continu ou en basse fréquence dans le comparateur de commande 43 et le TEC Q1' Une valeur typique de cette différence V1-V2 est de cinq millivolts, et des valeurs de t2 et t3 données à titre d'illustration, sont de 0,12 et 0,007 microseconde, respectivement. La tension d'entrée programmée EOND est illus- trée sur la figure 5F. Comme on peut le voir, elle - comprend une impulsion de tension 111 de même durée to que l'impulsion "marche" 47 de la figure 5A, et retardée d'un intervalle t4>t2t3 à partir du début de l'impulsion "marche" 47. La tension correspondante ELR entrant dans le régulateur linéaire 13 est représentée sur la figure G. Le changement de tension de référence sur la ligne 29 à l'entrée du comparateur modulateur de largeur d'impulsion 32, donné par la montée de l'impulsion de tension retardée EOND, fait baisser ou décroître linéai- rement la tension ELR entrant dans le régulateur linéaire 13, pendant un intervalle de temps t6, comme indiqué sur la figure 5G. A la fin de l'impulsion "marche" 47, la tension programmée, EOND, est ramenée à nouveau à sa valeur de réglage de temps "d'arrêt". La tension d'entrée ELR sur le régulateur linéaire 13 est programmée pour décroître sur un inter- valle t6 avec une vitesse lente par rapport au temps de réponse transitoire du régulateur linéaire 13 qui doit absorber le transitoire initial du courant de charge. A titre d'illustration, l'intervalle t6 peut être de l'ordre de 1 à 5 microsecondes. La lente décroissance de la tension d'entrée sur le régulateur linéaire 13 ne demande pas le fort courant de commande qui serait requis pour maintenir la réponse rapide à haut rendement si la tension d'entrée ELR (et la tension drain/source) changeait rapidement. La dernière forme d'onde, figure 5H, illustre l'effet de la tension d'entrée programmée. En général, le temps de réponse, ou temps nécessaire pour atteindre la tension stable de fonctionnement V2, décroît quand l'am- plitude de la fonction de forcement ELR-Eout augmente. La vitesse initiale de montée 114 de la tension de sor- tie est plus rapide en raison d'une tension de forcement (ELR-Eout) plus élevée. La vitesse de montée de la tension de sortie jusqu'au niveau de régulation V2 est aussi plus rapide en raison du fait que la tension d'entrée plus élevée pendant cet intervalle provoque la baisse de la capacité porte/drain Cgd et de la capacité porte/source gd Cgs, demandant moins de courant de commande et un change- ment moindre de la tension de commande porte/source, pour un courant de charge donné. En ce qui concerne l'effet Miller, les courbes de la figure 4 montrent que les valeurs typiques pour Ciss+Crss varient approximativement de 1400 pf + 100 pf = 1500 pf à 4200 pf + 3200 pf = 7400 pf lorsque la tension drain/source devient inférieure à 5 volts. Par conséquent, pour un circuit de commande donné 43 de la figure 3, le temps de réponse est augmenté au minimum d'un facteur 7400pf/1500pf = 5. Lorsqu'on considère l'augmentation de Crss due au gain de l'étage à transistor (typiquement supérieur à dix), le temps de réponse du régulateur 13 devient proportionnellement plus long. Par conséquent, on réduit considérablement le temps de réponse en mainte- nant ELR-Eout à une valeur plus grande que cinq volts. Comme on l'a indiqué, la programmation à la baisse de la tension ELR à l'entrée du régulateur linéaire 13, comme sur la figure 5G, améliore le rendement. Par exemple, en programmant une baisse de 7 volts sur ELR pendant l'impulsion de charge, on entraîne une réduction nette de 7 volts multipliés par 30 ampères, soit 210 watts. Ceci constitue une économie significative de puissance par rapport à la puissance typique de sortie, donnée à titre d'illustration, de 35 volts multipliés par 30 ampè- res, soit 1050 watts. La figure 6 donne un diagramme schématique de circuit détaillé d'un régulateur à commutation 11 selon le mode de réalisation préféré. Dans ce circuit, un commutateur à TEC, S1, est commandé par un modulateur de largeur d'impulsion ICl, en réponse à la sortie d'un comparateur OPIC. Lecommutateur à TEC, S1, peut être, par exemple, un TEC IR 540. La tension de sortie du.régulateur à commuta- tion 11, qui est la tension d'entrée ELR du régulateur linéaire, rétroagit par la ligne 27 sur un comparateur modulateur de largeur d'impulsion OPIC à travers un réseau diviseur résistif comprenant les résistances R1, R2 et R3. La tension EOND (figure 5F) est appliquée par une ligne 36 à travers une résistance R7 et une résis- tance variable Re, à la base d'un transistor Q2' qui peut être, par exemple, un 2N2222. Le transistor Q2 fait varier le courant issu d'un diviseur de tension de réfé- rence formé par les résistances R10, R6, R4. La tension de référence fournie au diviseur vient de la borne "REF" du circuit intégré IC1 du modulateur de largeur d'impul- sion, qui est connecté à une borne d'un condensateur C3, dont l'autre borne est reliée à la masse. La variation de courant donnée par le transistor Q2 en réponse à l'impulsion "marche" retardée EOND provoque une réduction (programmation) de-la tension à la jonction des résistan- ces R5 et R6 qui constitue l'entrée du comparateur OPIC. La variation de sortie du comparateur OPIC provoque la réduction par le modulateur IC1 de la tension ELR, comme illustré sur la figure 5G. Le comparateur OPIC peut être un amplificateur opérationnel HA2540, et est fourni avec un réseau de rétroaction typique de sa sortie sur son entrée, compre- nant les résistances Ril et R12 et les condensateurs Cf et Cfa. Le comparateur OP1 est montré de plus avec des connexions aux tensions de polarisation respectives V01 et V02, qui peuvent, par exemple, être de + 15 volts et -15 volts, respectivement. Les lignes de polarisation vers les sources de tensions V01 et V02 sont respective- ment connectées aux condensateurs de filtrage C1 et C2, qui sont connectés en commun à une ligne 103. * La sortie du comparateur OPIC alimente à tra- vers une résistance R13 l'entrée du circuit intégré IC1 du modulateur de largeur d'impulsion, qui peut être, par exemple, un circuit intégré UC1825. La sortie du modula- teur de largeur d'impulsion IC1 fournit une impulsion de commande modulée en largeur au commutateur (TEC) S1 à travers un transformateur T1. Comme le sait l'homme de métier, le modulateur de largeur d'impulsion IC1 contrôle la largeur de cette impulsion de commande en fonction de la sortie du comparateur OPIC. La fréquence de fonction- nement de IC1 est réglée par la sélection d'une résis- tance R19 et d'un condensateur C6, comme le savent les techniciens. Le condensateur C7 est connecté pour donner une fonction de "départ en douceur", comme cela est également connu dans la technique. Associé au modulateur IC1 se trouve un réseau de polarisation comprenant les condensateurs C8, C9, C10, et les résistances R22 R, R23, R24. La tension de polarisa- tion V01 est connectée à.l'entrée de polarisation Vcc du modulateur de largeur d'impulsion IC1, et à chacune des premières bornes des condensateurs C9, C10 et des résis- tances R22, R23, R24. Les secondes bornes des condensa- teurs C9 et C10 sont mises à la masse, tandis que la seconde borne de la résistance R22 est connectée à l'entrée Vc'du modulateur de largeur d'impulsion IC1. La résistance R22 est aussi connectée à travers le condensateur shunt C8 à la borne de masse de puissance du circuit intégré IC1 du modulateur de largeur d'impul- sion. Les résistances R23 et R24 sont respectivement 23 24 connectées aux sorties A et B du modulateur de largeur d'impulsion IC1. Les circuits de rétroaction en courant, ou de commande de mode du courant, sont aussi connectés au modulateur de largeur d'impulsion IC1 à circuits inté- grés pour renforcer la stabilité de la boucle de rétro- action, et particulièrement pôur réduire l'effet du filtre de sortie L1, C14, C15 sur la stabilité de la rétroaction. De même, les circuits détecteurs de courant 112, comprenant un transformateur de courant L2, sont connectés à la ligne EIN 23 pour dériver un signal de rétroaction de courant, en liaison avec les diodes D3, D4, la diode zener Z et une résistance R25. 4j' 1 25' La première sortie 121 des circuits détecteurs de courant 112 est connectée, à travers un diviseur de tension résistif ajustable comprenant les résistances R21, R20, R17, à l'entrée limiteuse de courant (Ilim) du modulateur de largeur d'impulsion IC1. La tension à lVentrée Ilim est comparée intérieurement à une tension de référence. Quand la tesnion Ilim est supérieure à la tension de référence intérieure, les sorties A et B du circuit intégré sont coupées, ce qui met le commutateur S1 en position d'arrêt. Cette opération donne une protec- tion du régulateur contre les courants excessifs. La seconde sortie des circuits détecteurs de courant 112 est connectée, à travers un réseau à résis- tance variable comprenant les résistances R16, R15, à l'entrée "rampe" du circuit intégré IC1, à travers une résistance R14, et à l'entrée C1 de IC1 à travers un condensateur C4 et la combinaison en parallèle du condensateur C5 et de R18. Comme il est bien connu dans la technique, l'effet de la rétroaction de courant sur les entrées "rampe" et C1 est de réduire effectivement le réseau dipôle comprenant l'inductance Li, et les condensateurs C14 C15 à un réseau monop8ôle. Ceci rend la nécessaire compensation du régulateur plus facile et permet des performances améliorées. Les sorties A, B du circuit intégré IC1 du modulateur de largeur d'impulsion alimentent aussi les circuits qui provoquent l'ouverture de l'interrupteur S1 du TEC. Les circuits comprennent une porte OU 123, un transistor Q3' et un transistor Q4. Quand les deux sor- ties A et B du circuit intégré IC1 du modulateur de lar- geur d'impulsion sont d'un niveau faible, le signal faible à la sortie de la porte OU est couplé, à travers un condensateur dérivateur C1l et une résistance R27, à la base du transistor Q3, qui peut être, par exemple, un 2N5583. Ce faible signal sur la base du transistor Q3 met le transistor Q3 en état passant, connectant le transformateur T2 à la tension de polarisation V01, à travers deux résistances R30a, R29, et un condensateur C12. La tension positive appliquée au transformateur T2 quand le transistor Q3 est en état passant est couplée à la base du transistor Q4, un 2N3507, et à une résis- tance R31. Cette tension couplée provoque la conduction du transistor Q4' connectant la grille du commutateur S1 à sa source. Cette connexion coupe le commutateur S1 en déchargeant son condensateur d'entrée, annulant ainsi la tension de grille. Les résistances R30 et R31 fournis- sent un chemin de décharge pour l'énergie emmagasinée dans l'inductance primaire du transformateur T2 pendant l'impulsion "passante". La résistance R31 fournit aussi un chemin à basse impédance entre la base et l'émetteur - du transistor Q4' et donne l'assurance que le transistor Q4 reste à l'état "bloqué", sauf quand il est piloté par le transformateur T2. ta résistance R32 fournit un chemin à basse impédance de la grille du commutateur S1 à sa source, et donne l'assurance que le commutateur S1 n'est pas mis en position "marche" par les courants de fuite du drain vers la grille. Le commutateur S1 à transistor à effet de champ est connecté à un filtre convertisseur de puissance F1. Ce filtre F1 comprend une inductance L1, deux conden- sateurs C14, C15, une diode D1, une résistance R33 et un condensateur C14a. Une cathode de la diode D1 et une borne du condensateur C14a sont connectés à la sortie du commutateur Sl, à TEC. Les condensateurs C14 et C15 sont connectés à la sortie de l'inductance L1. L'anode de la diode D1, une borne de la résistapce R33, et la borne opposée des condensateurs C14 et C15 sont connectées ensemble. La sortie du filtre convertisseur de puissance F1 est la tension ELR fournie au régulateur linéaire I3. Un schéma d'un circuit 13 d'un régulateur linéaire.spécifique conforme au mode de réalisation préféré est illustré sur la figure 7. En général, selon ce circuit, la tension de sortie Eot est commandée par out le transistor (TEC) Q1. Un-signal de rétroaction VFDBK est envoyé dans un amplificateur opérationnel basse fréquence OP2 et dans un amplificateur opérationnel OP3 qui a la grande largeur de bande nécessaire pour obtenir la réponse transitoire rapide requise. L'amplificateur basse fréquence OP2 fournit une tension de référence hautement stable à la seconde entrée de l'amplificateur opérationnel à large bande OP3. La sortie de l'amplifi- cateur opérationnel à large bande OP3 commande le tran- sistor Q1 par l'intermédiaire d'un circuit de commande et d'un réseau translateur de tension comprenant les cinquième et sixième transistors Q5, Q6. Les amplifica- teurs opérationnels OP2 et OP3 peuvent être respectivement 19 2628231 un LM 118 et un OptoElectronic 9914A. Une discussion plus détaillée de ces circuits va maintenant être présentée. Le second amplificateur opérationnel basse fréquence OP2 est muni d'une référence de tension fixe Vref par l'intermédiaire d'un réseau comprenant trois résistances R34, R35, R37 et un condensateur C16. La seconde entrée de l'amplificateur opérationnel OP2 reçoit la tension de rétroaction de référence VFDBK, qui est fournie à travers une résistance R36. Les bornes de polarisation de l'amplificateur OP2 sont connectées à une ligne commune & travers les condensateurs shunt C17, C18. Un condensateur de rétroaction C19 relie la sortie de l'amplificateur opérationnel OP2 à sa première entrée. Le réseau de rétroaction autour de l'amplificateur opéra- tionnel OP2 comprend de plus une résistance R39, une résistance R38 et un condensateur C20, qui fournissent le signal de rétroaction à haute fréquence exigé à l'en- trée inverseuse de l'amplificateur opérationnel à large bande OP3' La sortie de l'amplificateur opérationnel OP2 est connectée à l'entrée non inverseuse du troisième amplificateur opérationnel OP3 à travers un réseau compre- nant deux résistances R37a, R37b et un condensateur C22. La rétroaction sur la seconde entrée de l'amplificateur opérationnel OP3 est aussi fournie par un réseau de rétroaction comprenant un circuit standard de stabilisa- tion d'amplificateur opérationnel. La tension de polarisation sur l'amplificateur opérationnel OP3 est shuntée par les première et seconde paires de condensateurs C23,C24 et C25, C26. L'un des condensateurs de chaque paire accomplit une fonction de filtrage haute fréquence, tandis que l'autre condensateur accomplit une fonction de filtrage basse fréquence. De telles paires de condensateurs seront observées ailleurs dans les circuits. Elles ne sont pas nécessaires sur l'amplificateur opérationnel OP1, car cet amplificateur OP1 n'a de gain qu'en continu et en basses fréquences. 2628231 Le gain de cet amplificateur tombe à zéro typiquement à des fréquences de quelques dizaines de hertz. La sortie de l'amplificateur opérationnel OP3 est connectée à travers une résistance R45 à la porte d'un transistor à rétroaction Q5. Un condensateur C27 fournit une compensation interne de fréquence de l'am- plificateur opérationnel OP3, et un condensateur C28 - fournit un pic, ou signal dérivé, de commande, à Q5, qui aide à obtenir une réponse transitoire rapide du régula- teur. Comme il a été indiqué ci-dessus, les transis- tors à effet de champ Q5, Q6 fournissent une fonction de commande et de translation de 'tension par rapport au transistor Q1' Cette fonction a pour but de faire une translation d'environ 5 à 15 volts jusqu'à la tension de fonctionnement de Qi' qui peut être de l'ordre de volts, par exemple. En conséquence, la source du TEC Q5 est connectée à la masse à travers une résistance R0. Le drain du TEC Q est connecté à la porte du TEC 5 Q6 à travers un réseau comprenant la résistance R51 et 6 cmpeat51 un condensateur C40, qui fournit une polarisation appro- priée au TEC Q5' Le TEC Q6 est polarisé par une tension de ELR plus V appliquée par une ligne 105 à un réseau de pola- risation comprenant les résistances R47 et R48. Les résistances R47 et R48 appliquent la tension de polari- sation ELRà la source du transistor Q6' tandis que la résistance R48 est connectée entre la source de tension de polarisation ELR + V et la porte du TEC Q6. Le TEC Q6 est protégé contre les transitoires par une diode zener bidirectionnelle Z1 connectée entre sa grille et la source de tension de polarisation Vin + V. Les condensateurs C29, C30, sont connectés entre la masse et la ligne 105 de source de tension de polarisation, et accomplissent des fonctions de filtrage en basses et 21 2628231 hautes fréquences, respectivement. Le drain du TEC Q6 est connecté à travers une résistance R52 à la grille du commutateur Q1 à TEC, qu'il pilote. Le reste des cir- cuits de pilotage comprend une résistance R53 en série avec un condensateur C34, connectés aux bornes de la résistance R52, une résistance R55 connectée entre le drain du TEC Q6 et la source du TEC Ql' et un condensa- teur C35 en série avec une résistance R54, connectés entre la grille du transistor à effet de champ Q1 et sa source. Comme il a été indiqué ci-dessus, la tension d'entrée ELR du transistor à effet de champ Q1 est appli- quée à son drain par une ligne 107. Cette ligne 107 est reliée à la masse à travers les premier et second conden- sateurs C31, C33, qui sont-à nouveau des condensateurs de filtrage basses et hautes fréquences, respectivement. Les condensateurs C29, C30 filtrent une tension continue externe décalée, de l'ordre de 20 volts dans une applica- tion typique. La sortie du circuit 13 du régulateur linéaire apparaît à travers un condensateur C39 qui est connecté entre la sortie du TEC Q1 et la masse. La source du TEC Q1 est aussi connectée à un circuit de rétroaction diviseur de tension 109. Ce circuit comprend quatre résistances R56, R57, R58, R59 connectées en série. Chacune des trois résistances R56, R57, R58 a un conden- sateur C36, C37, C38 respectivement, connecté en paral- lèle. Comme indiqué, la tension de rétroaction VFDBK est prise au point de connexion des résistances R58 et R59. De cette façon, l'amplificateur opérationnel OP3 contrôle le niveau de tension de sortie et engendre les sorties requises pour commander le transistor Q1 de sorte que la tension de sortie désirée Eout soit maintenue. Le réseau de rétroaction diviseur de tension réduit la tension Eout aux bornes de sortie à un niveau de l'ordre de 10 volts. 22 2628231 On a ainsi montré un procédé pour réduire ou neutraliser les effets dégradants des capacités drain/ grille et grille/source lorsqu'on essaie de donner une réponse rapide (par exemple 10 à 100 nanosecondes) à.un régulateur de tension fonctionnant avec un haut rende- ment sur une charge dynamique ou pulsée. L'amélioration de performance offerte par l'invention a.été observée sur un montage d'essai. Les figures 8 et 9 montrent des modes de réa- lisation alternatifs de régulateurs commutatifs qui peu- vent être utilisés avec le régulateur linéaire de la figure 2. Sur la figure 8, la sortie 32 du comparateur/ modulateur de largeur d'impulsion 31 est représentée en commande d'un convertisseur transformateur à pont complet, qui, comme cela est bien connu dans la techni- que, comprend une section de commutation 61, un trans- formateur 63, et un filtre 65. La figure 9 illustre la sortie 32 du comparateur/modulateur de largeur d'impul- sion 31 en commande d'un convertisseur direct "push- pull", un autre circuit régulateur. commutatif bien connu, utilisant deux éléments commutateurs 81, connectés à un transformateur 83, qui sort sur un filtre 85. Beaucoup d'autres variétés de régulateurs commutatifs peuvent être utilisées selon l'invention, y compris divers convertisseurs à base de modulateur de largeur d'impulsion, de même que des convertisseurs à résonance. Beaucoup d'autres variétés de régulateurs linéaires série sont également connues, et l'invention n'est pas limitée à un quelconque circuit particulier. On notera de plus que l'impulsion "passante" 47 ne se termine pas nécessairement avec l'impulsion de charge. L'impulsion "passante" peut continuer après la fin de l'impulsion de charge. Elle peut aussi débuter après l'apparition de l'impulsion de charge. Cependant, ce retard entrainera une perte inutile de puissance. 23 2628231 Les techniciens verront que le mode de réali- sation préféré que l'on vient de décrire peut subir de nombreuses modifications et adaptations sans sortir du champ et de l'esprit de l'invention. On comprendra donc que l'invention puisse être réalisée autrement qu'elle a été spécifiquement décrite ici. REVENDICATIONS 1. Régulateur de tension pour réguler la tension appliquée à une charge (17) à partir d'une source de tension d'entrée fournissant une tension de source (EIN), la charge (17) étant activée pendant l'existence d'une impulsion de charge, caractérisé par: un premier régulateur de tension (13) alimenté par une tension d'entrée (ELR) et connecté à une charge (17) pour réguler la tension (EoUT) appliquée à la charge (17), ce premier régulateur de tension présentant un temps de réponse qui décroît avec l'accroissement de la tension d'entrée (ELR) sur ce premier régulateur de ten- sion (13), et ayant une consommation de puissance qui augmente avec l'accroissement de la tension d'entrée (EL sur ce premier régulateur de tension (13); et un régulateur de tension programmé (11) connecté à la source de tension d'entrée (EIN) et à l'entrée du premier régulateur de tension (13) pour commander la tension d'entrée (EIN) sur le premier régulateur de ten- sion (13), ce régulateur de tension programmé (11) four- nissant une tension d'entrée augmentée au premier régu- lateur de tension (13) au début de l'impulsion de charge, pour donner une réponse plus rapide, et réduisant ensuite la tension d'entrée (ELR) sur le premier régulateur (13) pour réduire la consommation de puissance. 2. Le régulateur de tension de la revendica- tion 1, dans lequel le régulateur de tension programmé (11) répond à une impulsion qui arrive après l'impulsion de charge, pour réduire la tension d'entrée (ELR) sur le premier régulateur de tension (13). 3. Le régulateur de tension de la revendica- tion 2, dans lequel le premier régulateur de tension (13) comprend des moyens de commutation (Q1) connectés à son entrée (53) et à la charge (17) pour commander la tension fournie à la charge (17). 2628231 4. Le régulateur de tension de la revendica- tion 3, dans lequel les moyens de commutation (Q1) comprennent des transistors, et dans lequel la tension d'entrée augmentée au début de l'impulsion de charge réduit les effets parasites associés aux transistors. 5. Le régulateur de tension de la revendica- tion 1, dans lequel le premier régulateur de tension (13) comprend un régulateur linéaire de tension. 6. Le régulateur de tension de la revendica- tion 5, dans lequel le régulateur linéaire (13) fournit un courant de charge (IL) à la charge (21), et dans lequel la tension d'entrée (ELR) du régulateur linéaire (13) est réduite à la valeur minimum requise pour satis- faire au courant de charge (I). 7. Le régulateur de tension de la revendica- tion 6, dans lequel la tension d'entrée (ELR du régula- teur linéaire (13) est réduite à ladite valeur minimum avec une vitesse lente en comparaison avec la réponse transitoire du régulateur linéaire (13). 8. Le régulateur de tension de la revendica- tion 1, dans lequel le régulateur de tension programmé (11) comprend: des moyens fournis (S1) avec la source de tension et répondant à un signal de commande pour comman- der le niveau de la tension d'entrée (E Ld du régulateur linéaire (13); et des moyens (31, 33, 35) pour fournir sélective- ment le signal de commande aux moyens de commutation (S), de façon à fournir une tension augmentée à l'entrée du régulateur linéaire (13) pendant l'impulsion de charge, et à réduire ensuite la tension dientrée (ELR) du régu- lateur linéaire (13). 9. Le régulateur de tension de la revendica- tion 8, dans lequel les moyens de fourniture sélective (31, 33, 35) comprennent: 26 2628231 un comparateur/modulateur de largeur d'impul- sion (31) ayant une sortie (32) connectée aux moyens de commande (Si), et une première (27) et une seconde (29) entrées, la première entrée (27) étant connectée à l'entrée (53) du régulateur.linéaire (13); et une source de référence de tension programmée (33) connectée à la seconde entrée (29) du compatateur/ modulateur de largeur d'impulsion (31). 10. Le régulateur de tension de la revendica- tion 9, dans lequel la source de référence de tension programmée (33, 35) comprend: des moyens de temporisation (35) pour recevoir une impulsion 547) et émettre une impulsion retardée; et une source de tension de référence (33) pour fournir une tension de référence à la seconde entrée (29) du comparateur/modulateur de largeur d'impulsion (31), et pour réduire la tension de référence pendant pratiquement la durée de l'impulsion de charge, en réponse à ladite impulsion retardée. 1/7 /. ',3 /19 17 TENSION EN o REGULATEUR REGULATEUR IL D'ENTREE o A COMMUTATION LINEAIRE / / CHARGE IMPULSION "MARCHE" S 2/ PULSEE __it>47 15 F/GI/ I. // f /3 I /7 SILi ' 55 19 23 5,s, 53 5 154 -;9 - I I.. I I RETRO-ACTION r CHARGE PULSEE 29 COMPARATEUR/ I 39 I MODULATEUR DE ARGFI IR D'IMPULSIONS REFERENCE MANDE DE COMMANDE DE PROGRAMMABLE --33 I 4.COMPARATEUR I { r--J - | RETARD h 25' 'I 4 _ I _I REFERENCE 5_ _ IMPULSION 37 "MARCHE" 47 f F 0. 4? /5 F'/G2 l 4/ /s / "u I &33nd ir-- Ic?/Z 398VH3 I i I l l fdn31V'dVdWOO te 31 30 3BNVWWOlI (AL.g7 Il v I s-^ SPDOf iii I I I I I sp1 00e.J' I3a0 I 9 IJ (^8 - g,,)J i. ú22 I Ló_.. I IOG. z F - -t z,5 4/ P-Àv. 9/- 00 33MfOS/NIVUf nO 33unRos/311IHs NOISN31 (M (SJ7OA) SOA SOA Of Sú 0ú 9Z Oz I1 01 g 0 S 01 Q i - | I.0001 c, 5510 oo - ' m. p AO =SgA AO =A oo L __ _ _ i I oooS too EsA , 03 11- g aij*,/ON03 sao 1, ' LA, 6 I I ___-. AS, úgi /Lt 9 D/S - 9:9/.,- N. sa / Cu 5 1 Wl l dMèl r _Wio|l w 'Olle !1w "7-,zÀ z, I; --1--,- IZIl E t * r.....-1 -. 1 1_. O L__ cJ* I bt 7---' 3SSVW 2z: Lios+ r in I, l 9- I O9 IZmj 6úU I 60/ o -'19 6çO gtúUt 6gb 1 I I I I9 l I (j.--__ I' sa 1(103L- -9 3ssvW I g,'J, ooJ.,J6o (o. 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