Brevet FR2623669A1 — publié le 19890526

La présente invention concerne des systèmes qui uti- lisent des égaliseurs adaptatifs. Dans les systèmes de transmission en bande vocale et d'autres systèmes de transmission de données, un signal dit de canal secondaire, qui achemine des informations de diagnostic, de maintenance et d'autres informations, est sou- vent multiplexé en fréquence avec le signal de canal primaire qui achemine les données des utilisateurs. On utilise habi- tuellement des filtres passe-bande dans la partie de récep- teur de modems fonctionnant en bande vocale, pour éliminer par exemple du signal reçu l'énergie du canal secondaire, dans le but d'égaliser et de traiter de toute autre manière le canal primaire et de récupérer les données qu'il achemine. Cette façon de procéder est en général satisfaisante. Cependant, du fait qu'on conçoit des systèmes en bande vocale travaillant avec des débits binaires de plus en plus élevés, le filtre qui est utilisé pour éliminer l'énergie du canal secondaire doit satisfaire des exigences de plus en plus sé- vères. Ceci est dû au fait qu'il devient de plus en plus im- portant que le signal du canal primaire soit transmis sans distorsion par le filtre. Par exemple, dans un système de transmission de données en bande vocale qui transmet des don- nées à 19,2 kbit/s, on a trouvé qu'un filtre du 28-ième ordre est nécessaire.-Un tel filtre augmente de façon non négligea- ble le coût et les exigences de dissipation de puissance et d'aire de la carte de circuit du modem. Lorsqu'un égaliseur adaptatif est du type à espace- ment fractionnaire au lieu d'être du type synchrone, c'est-à- dire lorsqu'il comporte des "prises" qui ont un espacement inférieur à l'intervalle de baud, au lieu d'avoir un espace- ment égal à l'intervalle de baud, cet égaliseur s'adaptera de façon à avoir une fonction de transfert qui, d'une part, rejette toute énergie dans une région de bande de fréquence se trouvant à l'extérieur du canal sur les données duquel l'égaliseur s'adapte, et qui, d'autre part, maintient une fonction de transfert optimale ou presque optimale dans ce canal. Dans ces conditions, l'inventeur a reconnu que le filtre qu'on utilise habituellement pour éliminer par exemple l'énergie du canal secondaire, avant que le signaI reçu ne soit présenté à l'égaliseur du canal primaire, est inutile lorsque l'égaliseur est du type à espacement fractionnaire, du fait qu'en l'absence d'un tel filtre, sa fonction sera remplie automatiquement par l'égaliseur lui-même. Ainsi, con- formément à l'invention, on supprime simplement le filtre. Outre la réduction la volume, du coût, etc., de sys- tèmes qui utiliseraient par ailleurs le filtre passe-bande, la présente invention procure une amélioration dans le trai- tement du signal global. Ceci résulte du fait que le filtre passe-bande utilisé précédemment ne pouvant jamais tre idéal, il constitue lui-même une source de dégradation, même si elle est relativement mineure, du signal qui est présenté à l'éga- liseur, ce qui augmente encore la charge de traitement de ce dernier. L'élimination du filtre passe-bande conformément à l'invention, supprime donc avantageusement la source de dé- gradation du signal et permet de concentrer le traitement effectué par l'égaliseur sur la compensation de la distorsion qui est induite par le canal de transmission. L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui va suivre d'un mode de réalisation et en se référant aux dessins annexés sur lesquels: La figure 1 est un schéma synoptique de la partie de récepteur d'un modem de transmission de données en bande vocale qui met en oeuvre les principes de l'invention; La figure 2 montre le spectre de fréquence d'un exemple de signal reçu par le modem de la figure 1; et Les figures 3 et 4 montrent des fonctions de trans- fert d'égaliseur, utiles à l'explication du fonctionnement de l'invention. Le récepteur 100 représenté sur la figure 1 est prévu pour l'utilisation dans un modem de transmission de données en bande vocale. Dans l'émetteur (non représenté), des bits à émettre sont reçus à partir de l'utilisateur en groupes de vingt- huit. Ces bits sont ensuite codés en treillis pour donner des points de signal à 8 dimensions, ou symboles. Chaque symbole est transmis sous la forme de quatre impulsions de porteur en quadrature à deux dimensions, au cours de quatre intervalles de baud successifs de T = 1/2742,8571 s. Les bits sont ainsi transmis à une cadence de 1/4T = 685,7142 symboles à huit dimensions par seconde, ce qui donne une cadence de transmis- sion de données binaires de 19,2 kbit/s, c'est-à-dire 19200 bits par seconde. Comme le montre la figure 2, ce signal oc- cupe la bande de fréquence 360-3240 Hz qui est centrée sur une fréquence porteuse d'environ 1800 Hz, et dont la forme est définie de façon à présenter une largeur de bande en excès d'environ 5%. Comme le montre également la figure 2, un train de données secondaires à 110 bits par seconde, repré- sentant une information de diagnostic, de maintenance ou au- tre, est modulé en utilisant la modulation par déplacement de fréquence (FSK) dans la bande de fréquence 216-284 Hz, avec une mise en forme pour donner une largeur de bande en excès d'environ 25%. Le signal émis, qui possède donc de l'énergie dans deux canaux multiplexés en fréquence, est reçu par le récep- teur 100 sous la forme du signal r(t) sur le conducteur 116, à partir duquel il est dirigé vers deux sections du récep- teur. L'une de ces sections est constituée par le filtre passe-bande analogique 171 et le circuit de canal secondaire 173. Le filtre 171 élimine du signal reçu l'énergie qui cor- respond au canal primaire, et il transmet le signal filtré résultant vers le circuit du canal secondaire, 173. D'une manière classique, ce dernier récupère les données qui sont acheminées dans le canal secondaire, et il les applique au circuit de diagnostic dans le modem (non représenté), sur le conducteur 174. Les contraintes qui s'appliquent au filtre 171 ne sont pas particulièrement sévères du fait que le si- gnal FSK qui est acheminé dans le canal secondaire est aisé- ment démodulé, par exemple par la mesure de la distance en- tre ses passages par zéro, ce qui est une technique dont la précision n'est pas notablement dégradée si, à cause d'une faible pente de coupure du filtre 171, le signal du canal secondaire est quelque peu corrompu par de l'énergie prove- nant du canal primaire. L'autre section du récepteur à laquelle le signal r(t) est appliqué constitue le reste des circuits représen- tés sur la figure 1, et elle est chargée de la récupération des données qui sont acheminées dans le canal primaire, le récepteur appliquant finalement ces données sur le conduc- teur 167. Dans la technique classique, le signal reçu ferait l'objet d'un filtrage passe-bande dans le but d'éliminer l'énergie du signal du canal secondaire, avant un traitement ultérieur. Cependant, à cause du débit binaire élevé qui in- tervient, un tel filtre, si on l'utilisait, aurait l'incon- vénient d'être très complexe, par exemple du 28-ième ordre, dans le but de procurer une coupure abrupte et d'assurer ainsi que (a) seule une fraction minimale de l'énergie du canal primaire est perdue, et que (b) seule une fraction mi- nimale de l'énergie du canal secondaire fuit dans la bande du canal primaire. Cependant, conformément à l'invention, on n'effec- tue aucun filtrage passe-bande de ce type. A la place, on met à profit le fonctionnement de l'égaliseur à espacement fractionnaire 150, décrit ci-après, pour réaliser effective- ment la fonction de filtrage passe-bande. Ainsi, à ce point, r(t) est simplement transmis par un filtre anti-repliement 120. Le filtre 120 est un filtre passe-bas qui élimine l'énergie contenue dans le signal r(t) à des fréquences d'une valeur nominale supérieure à 4 kHz. En l'absence de ce filtre, cette énergie serait réfléchie dans le signal du ca- nal primaire après échantillonnage par le convertisseur A/N 125. Comme pour le filtre 171, les paramètres du filtre 120 ne sont pas critiques, et on peut donc réaliser le filtre avec seulement quelques composants simples. Le récepteur 100 comprend en outre une horloge mai- tresse 130 qui génère 4096 impulsions d'horloge maîtresse toutes les T secondes sur le conducteur 131. Ces impulsions sont reçues par le générateur de synchronisation de récep- teur 135, qui compte les impulsions sur le conducteur 131 et qui génère des signaux de synchronisation sur un certain nombre de conducteurs de sortie, pour commander le déroule- ment séquentiel des diverses fonctions de traitement de si- gnal dans le récepteur. L'un de ces conducteurs, représenté de façon explicite, est le conducteur 136. Ce dernier trans- met des impulsions vers le convertisseur A/N 125, à une ca- dence telle que le convertisseur A/N 125 génère des échan- tillons de ligne du signal reçu, à la cadence de 4/T échan- tillons par seconde. Le convertisseur A/N 125 génère donc sur son conducteur de sortie 126, pendant le m-ième inter- valle de baud de récepteur, quatre échantillons de ligne en bande transposée r1 rm, r2m, r3m et r4m. Ces échantillons con- tiennent une énergie notable provenant à la fois des canaux primaire et secondaire, et l'énergie du canal secondaire n'est pratiquement pas atténuée par rapport à l'énergie du canal primaire. Les échantillons de ligne en bande transpo- sée sur le conducteur 126 sont transmis au filtre de Hilbert 128 par l'intermédiaire d'un additionneur 124 (dont la fonc- tion est envisagée ci-après) et du conducteur 127. Pour cha- que intervalle de baud, le filtre de Hilbert 128 génère sur le conducteur 129 une paire de transformées de Hilbert numé- riques rm/rm, et une paire de transformées de Hilbert numé- riquesr'/r'. Une paire de transformées de Hilbert apparaît donc sur le conducteur 129 une fois toutes les T/2 secondes. Les paires de transformées de Hilbert sur le con- ducteur 129 sont transmises à un égaliseur à réponse impul- sionnelle finie 150, de conception classique. Du fait que l'égaiiseur reçoit et traite plus d'un signal d'entrée pour chaque intervalle de baud, on l'appelle un égaliseur "à es- pacement fractionnaire". On l'appelle plus précisément un égaliseur à espacement fractionnaire de type T/2, du fait qu'il reçoit et traite des signaux d'entrée à une cadence de deux par intervalle de baud. Les signaux de sortie de l'éga- liseur 150, sur le conducteur 151, sont générés une fois par intervalle de baud, et sont respectivement les composantes réelle et imaginaire zm et zm d'un signal de sortie d'éga- liseur en bande transposée Z. m' Les composantes du signal de sortie d'égaliseur en bande transposée Z sont transmises au démodulateur 153 qui m reçoit les valeurs de cos(wcmT+e*)et sin( cw mT+e*) à partir cm c m de la source de signal porteur 165, sur le conducteur 166, et qui génère sur le conducteur 156 un signal en bande de base complexe à phase corrigée, Ym On désigne ici par e* ym m une estimation de correction de phase du signal porteur (qui est générée de la manière décrite ci-après), qui tient comp- te de discordances de la phase du signal porteur que génère la source de signal porteur 165, par rapport au signal por- teur modulant dans l'émetteur. Ces discordances sont dues par exemple à des différences de fréquence d'émetteur/récep- teur, des différences de phase de signal porteur d'émetteur/ récepteur, un décalage de phase induit par le canal, etc. Ymcomporte des composantes réelle et imaginaire Ym et Ym' qui sont appliquées à un décodeur de Viterbi clas- sique 164. Ce dernier travaille sur chaque groupe successif de quatre signaux de sortie complexes sur le conducteur 156 (chacun de ces groupes représentant un seul point de signal à 8 dimensions reçu), pour déterminer quel point à 8 dimen- sions a été le plus vraissemblablement émis, et pour récupé- rer ainsi les vingt-huit bits représentés par ce point. Ces bits sont ensuite appliqués sur le conducteur 167. L'égaliseur 150 et le circuit de récupération de signal porteur 153 utilisent en tant que signal d'entrée un signal d'erreur représentatif de la différence entre les signaux à phase corrigée Ym sur le conducteur 156, et des décisions qui sont prises ensuite dans le récepteur, en ce qui concerne la nature réelle des points de signal qui ont été émis. La façon la plus précise de générer cette erreur consiste à utiliser les décisions qui sont prises dans le décodeur de Viterbi 164. Il existe cependant un retard no- table, par exemple de 70 intervalles de baud, dans le déco- deur de Viterbi 164. Il en résulte que l'utilisation des dé- cisions qui sont formées dans le décodeur de Viterbi 164 nécessiterait par exemple l'utilisation dans les relations d'actualisation des coefficients de l'égaliseur d'une taille de pas (le coefficient P dans les équations (2) et (3) ci- après)plus petite que celle qcu'on utiliserait par ailleurs. Ceci réduirait à son tour la sensibilité de l'égaliseur. Dans le cadre d'une autre solution possible, on note que la récepteur 100 comprend un quantificateur 160 qui fournit sur son conducteur de sortie 161 des versions quan- tifiées de Ym et Ym' qu'on désigne par a* et a*. Ces déci- m m sions dites "souples" ou "d'essai" peuvent occasionnellement différer des décisions correspondantes auxquelles on arrive finalement dans le décodeur de Viterbi 164, en ce qui con- cerne les valeurs des deux composantes correspondantes d'un point de signal à 8 dimensions particulier. Les décisions d'essai constituent cependant une mesure suffisamment pré- cise de ce que seront les décisions finales, pour qu'on puisse les utiliser avantageusement pour la génération d'er- reur pour l'égaliseur et la récupération du signal porteur. Dans ce but, un soustracteur 163 fournit sur son conducteur de sortie 162 les composantes réelle et imaginaire d'un si- gnal d'erreur en bande de base complexe Lm, ayant des com- posantes réelle et imaginaire m et m' avec (ym - a*) A -. m m mm m et = (Ym - a*). Le signal d'erreur en bande de base com- plexe A est modulé dans la bande transposée par le "remo- m dulateur" 166 qui, comme le démodulateur 153, reçoit le si- gnal porteur sur le conducteur 166. Le signal de sortie du remodulateur est un signal d'erreur complexe en bande trans- posée E ayant des composantes réelle et imaginaire e et m m em, qui sont appliquées à l'égaliseur 150 pour l'actualisa- tion des coefficients. Les signaux d'entrée et de sortie du quantificateur 160 sont également appliqués au circuit de calcul d'estimation de phase 178 qui, de manière classique, fournit l'estimation de phase du signal porteur e* mention- m née ci-dessus. En particulier, pour chaque intervalle de baud, l'égaliseur 150 multiplie les (2M42) échantillons en bande transposée les plus récents qui lui sont appliqués, c'est- à-dire ceux formés le plus récemment, par des coefficients complexes respectifs qui sont enregistrés dans l'égaliseur, et il forme la somme des produits résultants, pour former le signal de sortie d'égaliseur Zm conformément à: M/2 Zm = L [C2i-l(m)Rm-i+l + C2i(m)Rm-i+l] (1) i= -M/2 Dans l'équation (1), les termes Ci(m) sont des coefficients à valeurs complexes, ayant chacun une valeur particulière associée au m-ième intervalle de baud du récepteur. Chaque coefficient d'indice impair C1(m), C3(m), etc., est multi- plié par un échantillon respectif parmi les échantillons "sans signe prime" Rm, Rm_1, etc., tandis que chaque coef- ficient ayant un indice pair, C2(m), C4(m), etc., est mul- tiplié par l'un respectif des échantillons "avec le signe prime", Rm, R ' etc. Les valeurs de l'ensemble complet des m -l' coefficients à un instant quelconque définissent la fonction de transfert de l'égaliseur, ce qui fait que l'actualisation des valeurs des coefficients actualise la fonction de trans- fert de l'égaliseur. Après avoir généré Zm conformément à l'équation (1), l'égaliseur 150 actualise les valeurs de coefficient qui sont enregistrées à l'intérieur, pour fournir des va- leurs de coefficient associées au (m+1)-ième intervalle de baud. Les règles d'actualisation qui sont utilisées à titre d'exemple sont définies par les relations: C2i1 (m + 1) = C2i_1(m) - Em-dRm-i+d+1 - C2i-1(m)] (2) C2i(m + 1) = C2i(m) - 13E dR' id+ - [C2i(m)] (3) 2i 2i m-d m-l-d+1[2() dans lesquelles P et Y sont des constantes sélectionnées. Le paramètre d est un nombre prédéterminé, qui est à titre d'exemple égal à l'unité, dont l'introduction dans les rè- gles d'actualisation a pour but de tenir compte du retard entre la génération d'échantillons en bande transposée Rm et R R' et la génération du signal d'erreur Em. Les règles d'ac- m tualisation des équations (2) et (3) mettent en oeuvre l'al- gorithme qu'on appelle algorithme d'actualisation par erreur quadratique moyenne stochastique, et le terme final dans chacune de ces équations représente ce qu'on appelle la "fuite de prise". En plus de leur utilisation interne dans l'égali- seur 150, les valeurs de coefficient actualisées sont trans- mises par le conducteur 159 au circuit de récupération de synchronisation 145. Ce dernier détermine si la synchronisa- tion du récepteur doit être avancée ou retardée (si néces- saire), et il fournit un signal représentatif de ce fait sur un conducteur ajout/suppression 146, qui est dirigé vers le générateur de signaux de synchronisation de récepteur 135. A son tour,- ce dernier règle de façon appropriée la phase des impulsions présentes sur le conducteur 136, et donc la 1 0 phase avec laquelle les échantillons présents sur le conduc- teur 126 sont formés, en supprimant (c'est-à-dire en igno- rant) l'une des impulsions d'horloge sur le conducteur 131, ou en ajoutant une impulsion d'horloge supplémentaire, selon que la synchronisation de réception doit être avancée ou re- tardée. Le circuit de récupération de synchronisation peut par exemple utiliser la technique qui est décrite dans le brevet des E.U.A. n 4 334 313, délivré le 8 juin 1982 à R. D. Gitlin et col., ou bien (avec une inversion dans l'ordre d'égalisation et de démodulation) celle qui est décrite dans la demande de brevet conjointe des E.U.A. n 113 973, dépo- sée par R.L. Cupo et col. le 29 octobre 1987, et intitulée "Equalizer-Based Timing Recovery". On va maintenant passer à une explication des prin- cipes qui sont à la base de l'invention, en supposant qu'à un certain instant après que l'égaliseur 150 a eu l'opportu- nité "d'apprendre" les caractéristiques du canal de trans- mission, sa fonction de transfert est celle qui est repré- sentée sur la figure 3. La forme de la fonction de transfert dans le canal primaire est donc celle qui est nécessaire pour égaliser de façon optimale le canal primaire. On suppo- sera en outre qu'il n'existe pas d'énergie dans le canal se- condaire au moment présent. Dans ces circonstances, l'égali- seur prendra une certaine fonction de transfert (qui est de façon caractéristique non nulle) dans la région secondaire, et cette fonction de transfert présente une forme qui est relativement arbitraire, du fait qu'il n'y a pas d'énergie du canal secondaire à atténuer. On supposera que dans les conditions dans lesquel- les l'égaliseur présente la caractéristique de transfert de la figure 3, de l'énergie apparaît maintenant dans le canal secondaire, et que cette énergie n'est pas éliminée par fil- trage avant d'être transmise au convertisseur A/N. Du fait que la fonction de transfert de l'égaliseur est différente de zéro dans la région du canal secondaire, un niveau nota- ble d'énergie du canal secondaire traversera initialement l'égaliseur, entraînant ainsi une corruption de son signal de sortie et une augmentation du signal d'erreur sur le con- ducteur 162. L'égaliseur réagira à cette erreur accrue en adaptant ses coefficients de manière à réduire l'erreur, ce qui signifie qu'il doit produire, ou essayer de produire, un zéro dans la région du canal secondaire. Si l'égaliseur 150 était un égaliseur synchrone, il apparaîtrait un problème à ce point, du fait que dans un égaliseur synchrone un jeu de coefficients de prises procure la "solution" optimale pour'le canal primaire, c'est-à-dire procure la plus petite erreur quadratique moyenne pour le canal primaire, et donc le taux d'erreur optimal pour les données du canal primaire. Il est cependant hautement impro- bable que le jeu de coefficients de prises auquel l'égali- seur aboutira dans sa tentative de créer le zéro précité soit celui qui procure la solution optimale précitée. La ca- ractéristique de transfert du canal primaire sera donc infé- rieure à l'optimum, et les performances d'erreur en souffri- ront. De plus, du fait que le signal reçu est échantillonné au rythme de baud, toute énergie du canal secondaire qui est appliquée au convertisseur A/N sera introduite dans le canal primaire par repliement du spectre. Par conséquent, même si l'égaliseur était capable de créer une caractéristique de transfert acceptable dans les deux canaux, cette énergie ré- sultant du repliement du spectre constituerait un facteur de corruption important pour le signal du canal primaire. Cependant, du fait que l'égaliseur 150 est un éga- liseur à espacement fractionnaire, aucune des conditions précitées ne constitue un problème. Premièrement, les échantillons qui sont appliqués à l'égaliseur sont fournis de façon caractéristique à une ca- dence au moins égale à la cadence de Nyquist, ce qui fait que le problème de repliement de spectre mentionné ci-dessus ne se manifeste pas. De plus, dans un égaliseur à espacement fractionnai- re, de nombreux jeux de valeurs de coefficients fournissent approximativement la même erreur quadratique moyenne. La for- me de la fonction de transfert dans la région du canal secon- daire, qui est représentée sur la figure 3, n'est donc qu'une possibilité parmi un ensemble virtuellement illimité de pos- sibilités, en supposant à nouveau qu'il n'y a pas d'énergie dans le canal secondaire. Par conséquent, en présence d'éner- gie dans le canal secondaire, l'égaliseur à espacement frac- tionnaire est capable de créer des zéros dans la région du canal secondaire sans affecter défavorablement la caractéris- tique du canal primaire. Ceci est représenté sur la figure 4 qui représente la fonction de transfert de l'égaliseur à un instant postérieurà l'apparition de l'énergie du canal secon- daire, et après que l'égaliseur a eu l'opportunité d'adapter * ses coefficients. On note que bien que l'égaliseur ait main- tenant créé un zéro dans la région du canal secondaire, ce qui fait qu'il remplit effectivement, conformément à l'inven- tion, la fonction de filtrage passe-bande qui aurait été rem- plie par ailleurs par un filtre passe-bande séparé, la carac- téristique de transfert dans la région du canalprimaire res- te pratiquement inchangée. On répète que ceci est une consé- quence du fait qu'il n'existe pas un seul jeu particulier de valeurs de coefficients nécessaire pour égaliser de façon optimale le canal primaire. En retournant maintenant à la figure 1, on est en mesure d'envisager la fonction de l'additionneur 124. Dans un système dans lequel l'énergie du canal secondaire n'est pas toujours présente, mais va et vient, il existe une pos- sibilité qu'à partir d'une caractéristique de transfert du type représenté sur la figure 4, c'est-à-dire avec un zéro dans la région du canal secondaire, l'égaliseur prenne, pen- dant son adaptation en cours, une caractéristique de trans- fert qui ressemble davantage à celle de la figure 3, en créant ainsi un problème au moment ô l'énergie du canal se- condaire réapparaît brusquement. Pour faire face à cette situation, une source de si- gnaux audiofréquence 123 fournit des signaux audiofréquence, sous forme numérique, aux fréquences de symboles et d'espaces ("0" et "1") du signal FSK du canal secondaire. L'addition- neur 124 ajoute ces signaux au signal de sortie du convertis- seur A/N 125, pour garantir ainsi la présence continuelle d'une certaine énergie dans la région du canal secondaire du signal qui est présenté à l'égaliseur 150, même lorsque au- cune énergie réelle du canal secondaire n'est émise. Ceci garantit à son tour que la fonction de transfert de l'égali- seur reste celle qui est représentée sur la figure 4. Ce qui précède illustre simplement les principes de l'invention. A titre d'exemple, l'invention n'est pas limitée à des égaliseurs ayant un espacement de prises de T/2, mais est applicable à n'importe quel espacement de prises frac- tionnaire. De plus, bien que l'invention soit décrite ici dans le contexte d'un égaliseur à espacement fractionnaire en bande transposée, elle est également applicable à des con- figurations dans lesquelles on utilise un-égaliseur à espace- ment fractionnaire en bande de base. De plus, bien que l'in- vention soit décrite ici dans le contexte d'un modem fonc- tionnant en bande vocale, elle est également applicable.à virtuellement n'importe quel environnement de traitement de signal dans lequel un égaliseur à espacement fractionnaire est utilisé, ou pourrait être utilisé. L'utilisation de l'in- vention n'est pas limitée non plus au type de signal décrit ici, c'est-àdire un signal FSK de canal secondaire, en ce qui concerne le signal à éliminer par l'égaliseur. Enfin, l'utilisation de l'invention ne dépend évidemment pas de la technique de modulation particulière qui est éventuellement utilisée dans le système, ni des cadences de bit ou de baud. En outre, bien que l'invention soit décrite ici dans un environnement dans lequel les diverses fonctions de traitement de signal sont accomplies par des blocs fonction- nels discrets, une ou plusieursde ces fonctions pourraient tout aussi bien être accomplies par un ou plusieurs micro- processeurs programmés de façon appropriée, par des circuits intégrés de traitement de signal numérique microprogrammés, etc. On notera que l'homme de l'art pourra imaginer de nombreuses configurations qui, bien que n'étant pas repré- sentées ou décrites explicitement ici, mettent en oeuvre les principes de l'invention. REVENDICATIONS 1. Appareil caractérisé par des moyens pour recevoir un signal qui est émis vers cet appareil sur un canal de com- munication, le signal émis étant constitué par des premier et second signaux multiplexés en fréquence, et l'énergie dans le premier signal multiplexé en fréquence représentant un train de données; un égaliseur à espacement fractionnaire; des moyens pour former des échantillons du signal reçu à une ca- dence inférieure à la fréquence de Nyquist qui est associée au signal émis, et pour appliquer ces échantillons à l'égali- seur d'une manière telle que, dans les échantillons, à l'en- trée de l'égaliseur, l'énergie qui provient du second signal multiplexé en fréquence ne soit pratiquement pas atténuée par rapport à l'énergie qui provient du premier signal multiplexé en fréquence, cet'égaliseur générant un signal égalisé sous la dépendance des échantillons; et des moyens pour former, sous la dépendance du signal égalisé, des décisions concer- nant les valeurs des données, l'égaliseur actualisant sa fonction de transfert sous la dépendance du signal égalisé et des décisions précitées. 2. Appareil selon la revendication 1, caractérisé en ce que le second signal multiplexé en fréquence est un signal qui achemine une information. 3. Appareil caractérisé par des moyens pour recevoir un signal qui est émis vers l'appareil sur un canal de com- munication, le signal émis étant constitué par des premier et second signaux multiplexés en fréquence, et l'énergie dans le premier signal multiplexé en fréquence représentant un train de données; des moyens pour former des échantillons du signal reçu à une cadence inférieure à la fréquence de Nyquist qui est associée au signal émis, ces échantillons contenant une énergie notable provenant conjointement des premier et second signaux multiplexés en fréquence; un égaliseur à espacement fractionnaire pour générer un signal égalisé sous la dépen- dance des échantillons; et des moyens pour former, sous la dépendance du signal égalisé, des décisions concernant les - valeurs des données, l'égaliseur actualisant sa fonction de transfert sous la dépendance du signal égalisé et des déci- sions. 4. Appareil selon la revendication 2, caractérisé en ce que les données sont représentées par des symboles qui apparaissent à une cadence de 1/T symboles par seconde, T étant un intervalle de symbole prédéterminé, et en ce que l'égaliseur génère le signal égalisé en faisant la somme des produits d'un ensemble de coefficients par des signaux res- pectifs qui sont obtenus à partir de certains des échantil- lons, ces signaux respectifs apparaissant à une cadence su- périeure à 1/T par seconde. 5. Appareil caractérisé par des moyens destinés à recevoir un signal qui est émis vers cet appareil sur un ca- nal de communication, le signal émis étant constitué par des premier et second signaux multiplexés en fréquence, l'éner- gie dans le premier signal multiplexé en fréquence représen- tant un train d'impulsions de transmission de données appa- raissant à une cadence de 1/T par seconde, T étant un inter- valle de baud prédéterminé; des moyens pour échantillonner des échantillons du signal reCu à une cadence supérieure à 1/T échantillons par seconde, mais inférieure à la fréquence- de Nyquist qui est associée au signal émis, sans éliminer une fraction notable de l'énergie dans le second signal mul- tiplexé en fréquence, par rapport à l'énergie dans le pre- mier signal multiplexé en fréquence; des moyens ëgaliseurs à espacement fractionnaire pour former un signal égalisé qui est associé à chacune des impulsions de transmission de don- nées, ce signal égalisé étant une fonction des produits de signaux obtenus à partir de certains des échantillons, par des coefficients respectifs parmi un ensemble de coeffi- cients qui ont des valeurs respectives associées au signal égalisé; des moyens, fonctionnant sous la dépendance des signaux égalisés qui sont formés par les moyens égaliseurs à espacement fractionnaire, de façon à former des décisions concernant les valeurs de symboles de données que représen- tent les impulsions de transmission de données; et des moyens pour actualiser les valeurs de l'ensemble de coeffi- cients, en vue de leur utilisation par les moyens égaliseurs dans la formation d'un signal égalisé qui est associé à un symbole ultérieur parmi les symboles de données. 6. Procédé caractérisé par les opérations suivan- tes: on reçoit un signal qui est émis sur un canai de com- munication, le signal émis comprenant des premier et second signaux multiplexés en fréquence, l'énergie dans le premier signal multiplexé en fréquence représentant un train de don- nées; on forme des échantillons du signal reçu à une cadence inférieure à la fréquence de Nyquist qui est associée au si- gnal émis, ces échantillons contenant une énergie notable provenant conjointement des premier et second signaux multi- plexés en fréquence; on génère un signal égalisé, sous la dépendance des échantillons, dans un égaliseur à espacement fractionnaire; on forme des décisions concernant la valeur des données, sous la dépendance du signal égalisé; et on actualise la fonction de transfert de l'égaliseur sous la dépendance du signal égalisé et des décisions. 7. Procédé selon la revendication 5, caractérisé en ce que les données sont représentées par des symboles de données qui apparaissent à une cadence de 1/T symboles par seconde, T étant un intervalle de symbole prédéterminé, et en ce que l'opération de génération comprend l'opération qui consiste à faire la somme des produits d'un ensemble de coef- ficients par des signaux respectifs obtenus à partir de cer- tains des échantillons, ces signaux respectifs apparaissant à une cadence supérieure à 1/T par seconde. 8. Procédé caractérisé en ce qu'il comprend les opérations suivantes: on reçoit un signal qui est émis sur un canal de communication, le signal émis comprenant des premier et second signaux multiplexés en fréquence, l'éner- gie dans le premier signal multiplexé en fréquence représen- tant un train de symboles de données apparaissant à une ca- dence de 1/T symboles par seconde, T étant un intervalle de symbole prédéterminé; on forme des échantillons du signal reçu à une cadence supérieure à 1/T échantillons par seconde, mais inférieure à la fréquence de Nyquist qui est associée au signal émis, sans éliminer une fraction notable de l'éner- gie contenue dans le second signal multiplexé en fréquence, par rapport à l'énergie contenue dans le premier signal mul- tiplexé en fréquence; on forme un signal égalisé qui est as- socié à l'un individuel des symboles de données, ce signal égalisé étantune fonction des produits de certains des échan- tillons par des coefficients respectifs parmi un ensemble de coefficients qui ont des valeurs respectives associées au symbole précité parmi les symboles de données; on forme, sous la dépendance du signal égalisé, une décision concer- nant la valeur du symbole précité parmi les symboles de don- nées, et un signal d'erreur représentatif de la différence entre le signal égalisé et la décision précitée; et on ac- tualise les valeurs de l'ensemble de coefficients, pour l'utilisation dans l'opération de formation de signal égalisé au cours de la formation d'un signal égalisé qui est associé à un symbole ultérieur parmi les symboles de données.