Brevet FR2625327A1 — publié le 19890630

Description *Radar à compression d'impulsions et application à la carto- graphie ou à la météorologie." L'invention concerne un radar à compression d'im- pulsions du type à modulation quasi-linéaire de la fréquence du signal émis pendant l'impulsion, comportant une chaîne d'é- mission munie d'un oscillateur-amplificateur à haute fréquen- ce, une antenne émettrice-réceptrice et une chaîne de récep- tion munie d'un organe de compression d'impulsions. Les radars à compression d'impulsions ont de mul- tiples applications. Ils fonctionnent pour la plupart en bande X et peuvent être disposés au sol ou aéroportés. Dans ce der- nier cas, ils servent notamment à la surveillance maritime, à la cartographie, à la météorologie. Dans ces radars, on utilise couramment comme os- cillateur-amplificateur à haute fréquence, dans la chaîne d'émission, c'est-à-dire comme source de puissance, des tubes à onde progressive. Il est aussi possible d'utiliser des sour- ces à l'état solide à diodes Impatt. Le principe des radars à compression d'impulsions est bien connu et décrit par exemple dans Techniques de l'in- génieur, Electronique, tome 5, E 6660-1,24. Par comparaison avec le radar en impulsion classique, le radar à compression d'impulsions permet de conserver l'indépendance entre la durée T et la bande af du signal, ce qui conduit à la notion de taux de compression: T.Af. D'un point de vue pratique, ceci signi- fie qu'à puissance égale des deux types de radars précités, la portée et la définition du radar à compression d'impulsions sont améliorées dans le rapport du taux de compression par rapport au radar en impulsion de même puissance. Cet avantage primordial s'obtient moyennant une complication du système de radar. A partir d'un radar en impulsion classique à amplifica- tion de puissance, il faut placer après le découpeur du signal d'émission à fréquence intermédiaire un filtre -(f) qui dépha- se différemment les diverses fréquences du spectre du signal émis et, & la réception, après le changement de fréquence, un filtre y*(f) qui a pour effet de compenser les déphasages ap- portés par le filtre 1(f). Tous les procédés pratiques se ra- mènent à utiliser, pour l'expansion des impulsions, une modu- lation linéaire, ou quasi-linéaire, de la fréquence du signal émis, suivie à la réception d'une modulation linéaire de la fréquence en sens inverse. On notera que la chaine d'émission ainsi obtenue est complexe puisqu'elle comporte, en amont de l'oscillateur-amplificateur en hyperfréquence, les éléments suivants disposés en cascade: un premier oscillateur local OL1 qui engendre la fréquence intermédiaire, un découpeur pour la conformation des impulsions émises en fréquence intermé- diaire, le filtre 1(f) toujours en fréquence intermédiaire et un mélangeur qui reçoit sur une deuxième entrée le signal d'un deuxième oscillateur local OL2. Par ailleurs, lorsqu'on sou- haite modifier les caractéristiques du radar à compression d'impulsions de l'art antérieur il est nécessaire de changer les deux filtres y(f) et y*(f) qui doivent rester adaptés l'un à l'autre. Diverses techniques ont été tour à tour utilisées pour fabriquer les fitres y(f) et y*(f): filtres à constante répartie, filtres à ondes acoustiques, lignes à quartz à onde de volume et, plus récemment des lignes à transducteurs en peigne à onde de surface ou des lignes en analogique échantil- lonnné. Pour la génération du signal en impulsion à haute fré- quence et à bas niveau de puissance, il n'est pas toujours né- cessaire d'utiliser une ligne dispersive au titre du filtre y(f), la génération pouvant aussi être directe, telle qu'une commande d'oscillateur. Cependant, même dans ce dernier cas, l'oscillateur fonctionne en fréquence intermédiaire et le sys- tème obtenu reste complexe, donc cher. Un but de la présente invention est de mettre à profit la dérive en température d'une diode Impatt fonction- nant en impulsion, qui engendre une décroissance sensiblement linéaire de la fréquence du signal émis par la diode pendant la durée de l'impulsion. Un autre but de l'invention est d'engendrer di- rectement un signal en impulsion à haute fréquence et à niveau moyen qui présente dans l'impulsion une variation linéaire, ou quasi-linéaire de la fréquence. Encore un autre but de l'invention est de réali- ser un radar à compression d'impulsions de conception simple, dans lequel le signal de synchronisation de l'oscillateur-am- plificateur en hyperfréquence est obtenu directement en hyper- fréquence. Encore un autre but de l'invention est de limiter à un minimum, dans la chaîne d'émission, les organes fonction- nant en fréquence intermédiaire et en hyperfréquences dans un radar à compression d'impulsions. Encore un autre but de l'invention est de réali- ser un radar simple et fiable pour faire de la cartographie et/ou pour des applications météorologiques. Selon l'invention ces buts sont atteints et les inconvénients de l'art antérieur sont atténués grâce au fait que le radar défini au premier paragraphe de la description est remarquable en ce que dans la chaîne d'émission une diode Impatt d'un combineur à une diode engendre directement en hy- perfréquence un signal de synchronisation dudit oscillateur- amplificateur consistant en des impulsions modulées selon des rampes négatives de fréquence, qu'un circuit d'alimentation alimente ladite diode Impatt sous un courant sensiblement constant et qu'un générateur d'horloges commande, pour la gé- nération de chaque impulsion d'émission successivement la fer- meture puis l'ouverture d'un interrupteur disposé en série sur le conducteur d'alimentation de ladite diode Impatt. Lorsqu'on étudie le fonctionnement d'un combineur à diodes Impatt, on constate que lorsque le combineur n'est pas synchronisé, par absence de signal de synchronisation dans la cavité résonnante du combineur, le spectre est très large 26253 27 et ne ressemble pas à un spectre d'impulsions de largeur T à fréquence constante dans l'impulsion et de fréquence de répé- tition d'impulsions FR. Ceci est dû au fait que dans l'impul- sion il y a une variation de fréquence due à l'élévation de la température de jonction de la diode. Si un combineur à diodes Impatt est utilisé comme source de puissance dans un radar en impulsion classique, il s'agit là d'un défaut et il convient, pour supprimer ce défaut, soit de synchroniser le combineur à diodes par un signal en hyperfréquence à fréquence constante, soit de modifier la forme du courant modulateur dans les dio- des Impatt de façon à compenser la variation parasite de fré- quence. Si l'on mesure la variation de fréquence dans l'impul- sion on constate que, abstraction faite des premières et des dernières microsecondes en début et en fin d'impulsion, la va- riation de fréquence est pratiquement linéaire, pour un cou- rant modulateur constant dans l'impulsion. L'idée de base de l'invention est de mettre à profit cette particularité de fonctionnement d'une diode Impatt dans un combineur à diodes en utilisant directement le signal de sortie d'un combineur à une diode Impatt comme signal de synchronisation de la source de puissance dans un radar à compression d'impulsions. Comme déjà indiqué ci-dessus, la source de puissance en question peut être notamment un tube à ondes progressives ou un combi- neur à diodes Impatt. Les tubes à ondes progressives (T.O.P.) utilisés surtout dans les radars aéroportés peuvent fournir une puissance allant jusqu'à 10 kW crête, pour des largeurs d'impulsions comprises entre quelques dixièmes de microsecon- des et quelques dizaines de microsecondes, avec des rapports cycliques d'environ 2%. A ces puissances élevées les T.O.P. sont alimentés par des tensions et des courants respectivement d'environ 12500 V et 2,5 A et leur masse est en proportion de leur puissance élevée. Il existe cependant des T.O.P. de puis- sance plus faible de l'ordre de 1 kW, plus appropriés à la mi- se en oeuvre de la présente invention. De préférence, on uti- lise comme source de puissance dans le radar selon l'invention 26 2532 7 des composants actifs constitués par des diodes Impatt à l'ar- séniure de gallium regroupés en un ou plusieurs combineurs à diodes, ce qui permet d'obtenir des puissance crêtes de l'or- dre de une à quelques centaines de watts crête, les caracté- ristiques de largeur d'impulsion, et de rapport cyclique étant comparables à celles des T.O.P. précités. Dans de tels combi- neurs à diodes, chaque diode Impatt est alimentée par un cir- cuit d'alimentation à courant constant pendant l'impulsion, ce courant étant de l'ordre de 1 A et des interrupteurs sont dis- posés en série sur les conducteurs d'alimentation des diodes. Si l'on s'en tient à un signal de synchronisation obtenu directement en sortie.de la diode Impatt du combineur à une diode alimentée à courant constant, les défauts de linéa- rité de la courbe F(t) de ce signal peuvent être gênants pour certaines applications surtout à cause de lobes secondaires d'un niveau trop élevé que cela entraîne à la réception. En conséquence, un premier mode de réalisation de l'invention visant à améliorer la linéarité en fréquence du signal d'émission du radar à compressionn d'impulsions est re- marquable en ce que ledit circuit d'alimentation comporte un modulateur de courant réglé pour engendrer dans ladite diode Impatt, pendant la durée de l'impulsion, un courant modulé qui compense au moins au premier ordre les défauts de linéarité dudit signal de synchronisation. Un deuxième mode de réalisation du radar selon l'invention muni d'un combineur à diodes comme source de puis- sance, compatible avec le précédent, est remarquable en ce que le même signal d'horloge commande à la fois l'interrupteur d'alimentation de la diode Impatt du combineur à une diode et les interrupteurs d'alimentation des diodes du combineur à diodes. Un troisième mode de réalisation du radar selon l'invention muni d'un combineur à diodes comme source de puis- sance est remarquable en ce qu'il comporte en outre dans la chaîne d'émission entre ledit combineur à une diode et ledit combineur à diodes un interrupteur pour hyperfréquences qui est commandé en conduction à partir dudit générateur d'horlo- ges ainsi que les interrupteurs d'alimentation des diodes du- dit combineur à diodes selon une première durée d'impulsion 205 utile, et que l'interrupteur d'alimentation de la diode Impatt dudit combineur à une diode est commandé en conduction à par- tir dudit générateur d'horloges selon une deuxième durée qui contient ladite première durée, pour la génération de chaque impulsion d'émission. De préférence, l'interrupteur pour hy- perfréquences est constitué par une diode PIN commandée à l'ouverture et à la fermeture par un signal de tension logique issu du générateur d'horloges. Ce mode de réalisation permet de sélectionner dans l'impulsion de sortie du combineur à une diode Impatt, à titre de signal de synchronisation, seulement la partie centrale de l'impulsion qui présente la meilleure linéarité de fréquence en fonction du temps sous la forme d'une rampe négative de fréquence. La description qui suit en regard des dessins an- nexés, le tout donné à titre d'exemple, fera bien comprendre comment l'invention peut être réalisée. - La figure 1 est un schéma synoptique d'un radar à compression d'impulsions selon l'art antérieur. La figure 2a est le schéma synoptique d'un combi- neur à une diode Impatt muni d'un circuit d'alimentation et d'un interrupteur sur le conducteur d'alimentation. La figure 2b représente la courbe de réponse de fréquence en fonction du temps F(t) du combineur de la figure 2a dont la diode Impatt est alimentée à courant constant. La figure 3 est le schéma synoptique d'un premier mode de réalisation du radar.à compression d'impulsions selon l'invention. La figure 4 est le schéma synoptique d'un deuxiè- me mode de réalisation du radar à compression d'impulsions se- lon l'invention. La figure 5 est le schéma synoptique d'un troi- sième mode de réalisation du radar à compression d'impulsions selon l'invention. La figure 6a représente différentes positions dans le temps d'une première durée d'impulsion utile à l'inté- rieur d'une deuxième durée d'impulsion en sortie de l'oscilla- teur à une diode Impatt et les figures 6b, 6c, 6d et 6e les spectres des signaux hyperfréquences correspondants. La figure 7 est une vue en perspective en partie arrachée d'une antenne à fentes supportant les circuits hyper- fréquences du radar selon l'invention. Les figures 8a, 8b, 8c, 8d, 8f sont des diagram- mes de temps et la figure 8e est un spectre, servant à expli- citer le fonctionnement du radar à compression d'impulsions selon l'invention. Sur les figures, les mêmes références représen- tent les mêmes éléments avec les mêmes fonctions. Un radar à compression d'impulsions connu tel que représenté à la figure 1 comporte en cascade dans la chaine d'émission: un premier oscillateur local 1, un découpeur 2 et un filtre 3, qui fonctionnent en fréquence intermédiaire, puis un premier mélangeur 4, une source de puissance 5, un duple- xeur 6 et une antenne 7 qui fonctionnent en hyperfréquen- ce. L'oscillateur local 1 fournit un signal de fréquence in- termédiaire par exemple à 30 MHz. Ce signal est découpé par le découpeur 2 en impulsions de durée comprise entre quelques di- xièmes et quelques dizaines de microsecondes, par exemple ps, avec un rapport cyclique de préférence inférieur à 3% et typiquement égal à 1%. Le filtre 3 réalise une expansion temporelle de chaque impulsion; en pratique, le filtre 3 en- gendre, dans l'impulsion, une rampe de fréquence à pente posi- tive ou négative. Pour fixer les idées, on suppose que le fil- tre 3 est constitué par une ligne à transducteurs en peigne à onde de surface engendrant des rampes négatives de fréquence avec une excursion en fréquence par exemple égale à 3 MHz. Le mélangeur 4 effectue un battement additif entre le signal de sortie du filtre 3 et un deuxième oscillateur local 8 qui en- gendre un signal hyperfréquences par exemple à 9 GHz. Le si- gnal de sortie du mélangeur 4, sur la borne 10, est constitué par des impulsions en hyperfréquences (9 GHz) à bas niveau de puissance, présentant une variation linéaire à pente négative de fréquence dans l'impulsion (3 MHz en 10 ps). Ce signal est amplifié en hyperfréquences par la source de puissance 5, par exemple un T.O.P., pour fournir un signal de puissance par exemple égale à 1 kW crête, ou un combineur à diodes Impatt pour fournir un signal de puissance typiquement égale à 100 W crête. Ce dernier signal de puissance traverse le duplexeur 6, par exemple un circulateur, puis est émis par l'antenne émet- trice-réceptrice 7. La chaîne de réception comporte en cascade l'an- tenne 7, le duplexeur 6, un deuxième mélangeur 9, un organe de compression d'impulsions (filtre) 11, un amplificateur 12 et la borne de sortie 13. Le signal d'écho à bas niveau de puis- sance constitué par des impulsions expansées en hyperfréquen- ces est capté par l'antenne 7, traverse le circulateur 6 et, à partir d'une deuxième sortie 14 de ce dernier, est transmis au mélangeur 9 qui effectue un battement soustractif entre le si- gnal d'écho et le deuxième signal d'oscillation locale hyper- fréquence. On obtient ainsi en sortie du mélangeur 9 un signal comparable au signal de sortie du filtre 3. Le signal à fré- quence intermédiaire traverse ensuite l'organe 11 qui a une fonction de transfert pratiquement inverse de celle du fitre 3. L'organe 11 est par exemple une ligne à transducteurs en peigne à onde de surface; de préférence l'organe 11 intègre, de façon connue, un filtrage visant à atténuer le niveau des lobes secondaires pour les rabaisser de -13,5 dB à -30 dB en- viron par rapport au lobe principal. Ceci constitue une pondé- ration obtenue par une légère désadaptation du filtre 11 en lui donnant une loi de transmittance non rectangulaire, ce qui provoque un léger élargissement du signal (10 à 20%) et une légère perte de filtrage (1 dB). Le signal est ensuite ampli- fié dans l'amplificateur 12 et fourni par ce dernier à titre de signal utile sur la borne de sortie 13. Dans le radar à compression d'impulsions selon l'invention, les éléments 5 à 13 de la figure 1 sont conservés et les éléments 1 à 4 sont remplacés par le circuit de la fi- gure 2a. Sur le schéma de la figure 2a est représenté un circuit combineur à une diode (combineur à une diode) 16 com- portant une diode Impatt 17. Le combineur 16 est muni d'une cavité 18 et constitue un résonateur. La diode Impatt est ali- mentée, par l'intermédiaire du conducteur 19, par un circuit d'alimentation 21 constitué lui-même d'un générateur de ten- sion 22 et d'un modulateur 23. Pour produire sur la borne de sortie 24 un signal sous forme d'impulsions en hyperfréquence, un circuit interrupteur (interrupteur) 25 est disposé en série sur le conducteur 19. L'ouverture et la fermeture de l'inter- rupteur 25 sont commandées par un signal de tension logique issu d'un générateur d'horloges 26; le même signal d'horloge commande aussi le modulateur 23. Les combineurs à diodes(s) Impatt sont bien con- nus dans la technique des oscillateurs à haute fréquence. De préférence le combineur 16 est circulaire, c'est-à-dire que sa cavité 18 est cylindrique comme décrit par exemple dans le brevet US 3 931 587 en ce qui concerne le principe de fonc- tionnement. La diode Impatt 17 est par exemple une diode MA 46045 fabriquée par la société américaine MACOM, qui est ali- mentée par un courant compris entre 0,8 et 1,2 A et peut four- nir une puissance crête de 12,5 W. La fréquence d'oscillation choisie, qui correspond à un mode possible, parmi plusieurs modes, déterminée par la cavité et l'adaptation à cette cavi- té, est par exemple égale à 9300 MHz. On peut aussi choisir une diode Impatt présentant des performances comparables pro- duite par la société américaine VARIAN ou par la société japo- naise NEC. Pour obtenir la forme de courant désirée dans la diode Impatt 17 le générateur de tension 22 fournit au modula- teur 23 un signal de tension de l'ordre de 60 à 80 V. Le modu- lateur 23 est de préférence constitué par un ensemble de tran- sistors fonctionnant en amplification et recevant sur leur ba- se des signaux de commande logique à partir du signal de com- mande en provenance du générateur d'horloges 26. L'interrup- teur 25 est, de préférence, constitué par un transistor à ef- fet de champ V.MOS commandé par un signal de tension logique sur sa grille. Le modulateur 23 est normalement conçu pour four- nir un courant constant, par exemple de 1 A à la diode Impatt 17, de façon à constituer une source de courant1 pendant la durée de chaque impulsion. Lorsqu'un courant constant est in- jecté dans une diode Impatt du type précité monté dans un com- bineur à diode 16, la courbe de réponse de fréquence en fonc- tion du temps sur la borne de sortie 24, F(t), pour une impul- sion de largeur maximale de 32 p permise par la diode est tel- le que représentée par C à la figure 2b. La courbe C est assi- milable en première approximation à une rampe négative de fré- quence, R, de pente: 0,302 Mhz/ps, autour de 9290 MHz, soit par exemple 2, 4 MHz en 8 ps. La courbe C est obtenue pour un courant constant de 0,85 A environ et affecte la forme d'un S très allongé autour de la droite R, les parties les plus aber- rantes de la courbe C par rapport à la rampe R étant celle qui correspond aux trois premières microsecondes de l'impulsion et, pour une impulsion de longue durée, la partie située au- delà de 26 ps après le début de l'impulsion. La zone pratique- ment linéaire s'étend donc sur environ 20 ps avec une excur- sion de fréquence AF correspondante d'environ 6 MHz. La courbe. théorique de réponse en fréquence normalement souhaitée en sortie du combineur à une diode 16 est une droite horizontale, c'est-à-dire une constante en fonction du temps. L'aspect de la courbe C qui apparaît comme un défaut pour la plupart des applications de ces diodes résulte d'une dérive en température de la diode, liée à l'élévation rapide de la température de jonction de la diode pendant l'impulsion. En l'occurrence cet- te variation négative quasi-linéaire est mise à profit pour engendrer la forme de signal souhaité pour un radar à compres- sion d'impulsions étant donné par ailleurs que les valeurs d'excursion AF obtenues conviennent et que la jonction de la diode Impatt 17 a un temps suffisant pour se refroidir entre deux impulsions, étant donnés les rapports cycliques prati- qués, compris entre 1% et 3%. Pour un courant modulateur de 1,2 A au lieu de 0,85 A, l'excursion de fréquence AF est d'en- * viron 10 MHz sur la même durée, la forme de la courbe C demeu- rant sensiblement la même.Lorsqu'on utilise le signal sur la borne 24 comme signal de synchronisation de la source de puis- sance 5, figure 1, c'est-à-dire lorsqu'on connecte les bornes 10 et 24, les éléments 1 à 4 étant supposés absents, on ob- tient le radar selon l'invention sous sa forme d'exécution la plus simple et la plus générale comme représenté à la figure 3. Les valeurs numériques relatives à la courbe C qui sont in- diquées ci-dessus impliquent qu'un taux de compression T.AF de l'ordre de 200 est envisageable pour le radar à compression selon l'invention. Sur la figure 3 la source de puissance 5 est schématisée sous la forme d'un circulateur 28 relié à un os- cillateur-amplificateur 29 qui est de préférence un combineur à diodes Impatt. On notera que le signal de synchronisation de l'oscillateur 29, sur le conducteur 31, est obtenu directement en hyperfréquence, ce qui simplifie beaucoup la chaine d'émis- sion du radar. L'oscillateur local, à la réception, référencé 32 fournit un signal dont la fréquence constante est, de pré- férence, inférieure à la fréquence du signal d'écho en impul- sions fourni à l'entrée du mélangeur 9. Par exemple, l'oscil- lateur local 32 fournit un signal de fréquence 9260 MHz et le mélangeur 9 opère un battement soustractif entre la fréquence du signal d'écho (fréquence moyenne de 9290 KHZ) et la fré- quence constante de 9260 MHz. Le mélangeur 9 fournit donc à sa sortie un signal en.impulsions dont la fréquence est égale à la différence entre celle du signal d'écho et celle du signal issu de l'oscillateur local 32. L'organe de compression d'im- pulsions, référencé 33, doit avoir une fonction de transfert inverse de celle du combineur àdiodes 16. En association avec la diode Impatt 17 choisie précitée, l'organe 33 est par exem- ple une ligne à transducteurs en peigne à ondes de surface, modèle DS-303,6-8-131 A fabriquée par la société américaine ANDERSEN LABORATORIES. Cette ligne, qui intègre une pondéra- tion visant à rabaisser le niveau des lobes secondaires, a les caractéristiques suivantes: fréquence centrale: 30 MHz bande passante: 3, 6 MHz dispersion: 8 ps pondération: dimensions: 5,05 x 2,51 x 058 cm. L'organe 33 peut aussi être conçu spécialement pour le radar de la figure 3, ce qui signifie plus précisément que sa fonc- tion de transfert peut prendre en compte les non-linéarités de la courbe C, figure 2b, de façon à les compenser, en associa- tion avec le rabaissement des lobes secondaires, toujours sou- haitable. On notera à ce sujet que la ligne ANDERSEN précitée rabaisse les lobes secondaires à -32 dB. Le radar de la figure 3 convient pour des appli- cations pour lesquelles des performances moyennes sont requi- ses avec cependant une définition et une portée améliorées sensiblement dans le rapport du taux de compression par rap- port à un radar en impulsion non comprimée classique, à haute fréquence comparable. La figure 4 représente un radar semblable à celui de la figure 3, dans lequel la source de puissance est consti- tuée par un combineur à diodes Impatt circulaire 35. Le combi- neur 35 est semblable au combineur 16 à cela près qu'il com- porte 10 diodes Impatt 36 et qu'il est synchronisé, à partir de sa cavité 37 par le signal de sortie du combineur 16 qui a traversé une partie du circulateur 28. Le circuit d'alimenta- tion 38 qui comporte les éléments 22 et 23 comporte aussi un générateur de tension 39 et un modulateur 41, et des interrup- teurs 42 sont disposés en série sur les conducteurs d'alimen- tation des diodes Impatt 36. Les diodes 36 sont alimentées à courant constant et les éléments 39, 41 et 42 sont semblables aux éléments 22, 23 et 25 respectivement. Un circuit d'alimen- tation séparé pour chaque diode 36 permet de régler le courant de façon indépendante dans chaque diode. S'il y a une disper- sion de caractéristiques faible entre les diodes 36 on peut envisager d'en alimenter plusieurs à partir d'un même circuit d'alimentation. Dans le circuit de la figure 4, le même signal d'horloge commande simultanément les interrupteurs 25 et 42 et de façon concomitante les modulateurs 23 et 41. Les non-linéarités de la courbe C, figure 2b, peuvent être compensées de façon connue, pour les circuits des figures 3 et 4, de manière passive et/ou active. La manière passive consiste à introduire une self de valeur appropriée en série sur le conducteur 19, comme représenté en 43 en trait interrompu sur la figure 4. La manière active, qui permet de réaliser une linéarisation assez fine de la courbe C selon la droite R et qui est à la portée de l'homme du métier, consiste à modifier la valeur de la tension d'alimentation et/ou à ajuster la commande du modulateur 25 pour que ce dernier en- gendre un courant variable d'un dixième d'ampère environ pen- dant l'impulsion, selon une courbe d'intensité en fonction du temps favorable à la linéarisation recherchée. Un autre moyen d'améliorer la linéarité de la courbe C, compatible avec ceux qui précèdent, est décrit ci-dessous en référence à la figu- re 5. Le circuit de la figure 5 diffère de celui de la figure 4 pour l'essentiel en ce qu'un interrupteur pour hyper- fréquences 45 est introduit entre le combineur à une diode 16 et le circulateur 28. De préférence, l'interrupteur 45 est constitué par une diode PIN commandable à partir d'un signal de tension logique, et deux isolateurs 46 et 47 sont agencés de part et d'autre de l'interrupteur 45. Le générateur d'hor- loge 48 fournit deux signaux de commande d'impulsion. Un pre- mier signal sur un conducteur 49 commande l'interrupteur 25 et le. modulateur 23 pour engendrer des impulsions de durée T1 par exemple égale à 13 ps comme représenté à la figure 6a. Un deu- xième signal sur un conducteur 51 commande simultanément les interrupteurs 42 et le modulateur 41, c'est-à-dire l'alimenta- tion des diodes Impatt 36, et le commutateur pour hyperfré- quences 45 pour engendrer des impulsions utiles de durée T2. Chaque durée de conduction T2 des diodes 36 est comprise dans une durée de conduction T1 correspondante de la diode 17. Il est ainsi possible d'opérer sur la courbe C un effet d'obtura- teur ou de fenêtre, permettant de sélectionner la partie la plus linéaire de cette courbe. Les résultats obtenus sont in- diqués ci-après en référence aux figures 6a à 6e. Pour les positions b et e de l'impulsion utile: T2=8ps, les plus éloignées du début de l'impulsion: T1=13ps, figure 6a, on s'approche le plus d'un spectre théorique, voir pour cela les spectres des figures 6b et 6e, la différence par rapport au spectre théorique parfait étant due aux non-linéa- rites résiduelles de la courbe C, alors que les spectres des figures 6c et 6d montrent clairement l'influence très défavo- rable de la forte non-linéarité du début de l'impulsion T1. On notera, en examinant les spectres des figures 6b à 6e-que les défauts de linéarité ne sont pas des défauts du type de modu- lations sinusoïdales, pour passer de la rampe R à la courbe C, qui se traduiraient par des spectres nettement dentelés de part et d'autre de la fréquence centrale Fc. Au lieu de cela on observe seulement une légère décroissance de l'amplitude dans le spectre. Ce dernier type de défaut se rapproche d'un défaut du type exponentiel ou quadratique dont l'influence sur l'impulsion comprimée est moins sévère qu'un défaut sinusoïdal et qui se traduit par un élargissement du pic central et une moyenne de l'ensemble des lobes secondaires. Le type de défaut en question peut être partiellement corrigé à partir de l'or- gane de compression d'impulsions 33, plus précisément & partir du filtre de pondération des lobes secondaires, généralement intégré à l'organe 33. Dans le radar de la figure 5, un combineur à dio- des 35 ayant une puissance de sortie de 100 W crête environ est synchronisé par un signal d'entrée dans la cavité 37, de l'ordre de 7 W. On sait que dans le cas d'oscillateurs syn- chronisés (injection-locking oscillators en langue anglaise), la bande de synchronisation maximale dF se déduit en première approximation de la relation dF = 2Fc (Pe)1/2 (1) QL Ps o Pe puissance d'entrée (7 W) Ps puissance de sortie (100 W) QL = 100 Fc fréquence centrale (9290 MHz) soit dF = 49 MHz. Or, la plage de variation de fréquence dans l'impulsion envi- sagée, visible sur les figures 6b à 6e n'est que de l'ordre de 4 MHz (typiquement 3,6 MHz). La relation (1) ci-dessus in- dique que pour une puissance du signal de synchronisation éga- le à 7 W, il est possible d'augmenter la puissance du radar de la figure 5 sans modifier la structure fondamentale du cir- cuit. Il suffit pour cela d'augmenter la puissance de la sour- ce de puissance, de façon non représentée, par exemple en aug- mentant le nombre de diodes Impatt du combineur 35 (16 diodes au lieu de 10) et/ou en agençant en parallèle deux ou trois combineurs à diodes 35 synchronisés à partir du même signal en provenance du circulateur 28. Il est ainsi possible d'obtenir un radar à compression d'impulsions selon le circuit de la fi- gure 4 ou de la figure 5 ayant une puissance de 300 W crête environ. Selon une autre forme d'exécution de l'invention, non représentée sur les schémas synoptiques, il est aussi pos- sible d'augmenter de façon connue la puissance du radar des figures 4 et 5 en ajoutant un étage de puissance supplémentai- re, ce qui consiste à rajouter entre les circulateurs 28 et 6 un troisième circulateur relié à plusieurs combineurs à diodes tels que 35 (environ 10 combineurs) qui reçoivent en parallèle le signal de sortie du circulateur 28 en tant que signal de synchronisation. Ceci permet d'obtenir un radar à compression d'impulsions selon l'invention ayant une puissance de l'ordre de 1 kW crête. La génération du signal de synchronisation de la source de puissance directement en hyperfréquences permet, en disposant les parties hautes fréquences des chaines d'émission et de réception du radar derrière.une antenne à fentes, de réaliser un ensemble: antenne-émission-réception compact et léger, comme représenté à la figure 7. Sur la figure 7, la référence 53 désigne une an- tenne à fentes supportant à sa partie arrière l'ensemble des parties hautes fréquences des chaines d'émission et de récep- tion du radar. Les axes de pivotement en gisement et en éléva- tion de l'ensemble sont référencés respectivement 54 et 55. Le circuit représenté, fournissant une puissance de 1 kW environ, comporte le combineur à une diode 16 et 11 combineurs à diodes 35. Les circuits micro-électroniques 56 fonctionnant en hyper- fréquences ainsi que les modulateurs sont réalisés de préfé- rence selon la technologie des circuits hybrides. Si le radar est conçu pour fonctionner dans des conditions sévères de température, cette dernière pouvant va- rier de -40 C à +85 C par exemple, il est avantageux, selon une variante de l'invention, de placer au moins le combineur à une diode 16 dans une enceinte thermostatée telle que repré- sentée symboliquement par le trait interrompu 57 sur la figu- re 7. Les principales applications visées pour le radar à compression selon l'invention sont son application à la mé- téorologie et/ou à la cartographie, le radar étant disposé au sol ou aéroporté. Pour des puissances de l'ordre du kW on peut envisager une application à la surveillance maritime. D'une façon générale, les applications sont celles des radars à com- pression d'impulsions. Des résultats obtenus en utilisant une diode Impatt 17 de la société MACOM et une ligne 33 de la société ANDERSEN LABORATORIES précisées ci- dessus, sont indiqués aux figures 8a à 8f o les abscisses et les ordonnées sont en échelle linéaire. La figure 8a représente la forme du signal sur la borne de sortie 13 du radar, pour le mode de réalisa- tion de la figure 5, avec un courant modulateur constant dans la diode Impatt 17, représenté à la figure 8b. On observe, sur l'impulsion comprimée de la figure 8a des lobes secondaires d'un niveau élevé. Sur les figures 8c et 8d analogues aux fi- gures 8a et 8b respectivement, toujours pour le mode de réali- sation de la figure 5, le courant modulateur subit une varia- tion d'amplitude globale de 0,1 A environ, figure 8d, et les lobes secondaires de l'impulsion comprimée, figure 8c, sont nettement atténués. Les figures 8e et 8f se rapportent au cir- cuit de la figure 5 dans lequel à la fois la position de la fenêtre de découpage de l'impulsion T1 par l'impulsion T2 et la valeur du courant modulateur dans la diode Impatt 17 ont été optimisés. Le spectre de l'impulsion utile T2 avant com- pression est représenté à la figure 8e et, sur la représenta- tion de l'impulsion comprimée de la figure 8f, on constate que les lobes secondaires sont ramenés à -20 dB par rapport au lo- be principal. Revendications 1. Radar à compression d'impulsions du type à modu- lation quasi-linéaire de la fréquence du signal émis pendant l'impulsion, comportant une chaîne d'émission munie d'un os- cillateur-amplificateur à haute fréquence, une antenne émet- trice-réceptrice et une chaîne de réception munie d'un organe de compression d'impulsions, caractérisé en ce que dans la chaîne d'émission une diode Impatt d'un combineur à une diode engendre directement en hyperfréquence un signal de synchroni- sation dudit oscillateur-amplificateur consistant en des im- pulsions modulées selon des rampes négatives de fréquence, qu'un circuit d'alimentation alimente ladite diode Impatt sous un courant sensiblement constant et qu'un générateur d'horlo- ges commande, pour la génération de chaque impulsion d'émis- sion successivement la fermeture puis l'ouverture d'un inter- rupteur disposé en série sur le conducteur d'alimentation de ladite diode Impatt. 2. Radar à compression d'impulsions selon la reven- dication 1, caractérisé en-ce que ledit circuit d'alimentation comporte un modulateur de courant réglé pour engendrer dans ladite diode Impatt, pendant la durée de l'impulsion, un cou- rant modulé qui compense au moins au premier ordre les défauts de linéarité dudit signal de synchronisation. 3. Radar à compression d'impulsions selon la reven- dication 1 ou 2 comportant un oscillateur-amplificateur à hau- te fréquence constitué par un combineur à diodes dont chaque diode est alimentée par un circuit d'alimentation à courant constant pendant l'impulsion, issu d'un modulateur, et dans lequel des interrupteurs sont disposée en série sur les con- ducteurs d'alimentation des diodes dudit combineur à diodes. 4. Radar à compression d'impulsions selon la reven- dication 3, caractérisé en ce que le même signal d'horloge commande à la fois l'interrupteur d'alimentation de la diode Impatt dudit combineur à une diode et les interrupteurs d'ali- mentation des diodes dudit combineur à diodes. 5. Radar à compression d'impulsions selon la reven- dication 3, caractérisé en ce qu'il comporte en outre dans la chaine d'émission entre ledit combineur à une diode et ledit combineur à diodes un interrupteur pour hyperfréquences qui est commandé en conduction à partir dudit générateur d'horlo- ges ainsi que les interrupteurs d'alimentation des diodes du- dit combineur à diodes selon une première durée d'impulsion utile, et que l'interrupteur d'alimentation de la diode Impatt dudit combineur à une diode est commandé en conduction à par- tir dudit générateur d'horloges selon une deuxième durée qui contient ladite première durée, pour la génération de chaque impulsion d'émission. 6. Radar à compression d'impulsions selon l'une des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que les parties à hau- tes fréquences des chaines d'émission-et de réception dudit radar sont fixées contre la partie arrière d'une antenne d'émission-réception à fentes. 7. Radar à compression d'impulsions selon la reven- dication 6 dans lequel les circuits micro-électroniques fonc- tionnant en hyperfréquences ainsi que les modulateurs sont réalisés selon la technologie des circuits hybrides. 8. Radar à compression d'impulsions conçu pour fonc- tionner dans des conditions sévères de température, selon l'une des revendications 1 à 7, caractérisé en ce qu'au moins ledit combineur à une diode est placé dans une enceinte ther- mostatée. 9. Application du radar à compression d'impulsions de faible puissance selon l'une des revendications précédentes à la cartographie. 10. Application du radar à compression d'impulsions de faible puissance selon l'une des revendications précédentes à la météorologie.