Brevet FR2630598A1 — publié le 19891027

AMPLIFICATEIJR A TRES LARGE BANDE ET FAIBLE BRUIT La présente invention se rapporte aux amplificateurs à très large bande et faible bruit, destinés à l'amplification d'un signal électrique se présentant sous la forme d'un courant. Ces amplificateurs sont, en particulier mais pas uniquement, utilisés pour l'amplification d'un signal photodétecté, et les descriptions et commentaires ci-apres, relatifs à l'amplification d'un courant photodétecté, restent valables pour l'amplification à très large bande et faible bruit de tous autres types de courants de faible intensité, quelle que soit leur origine. De tels amplificateurs sont connus ; trois d'entre eux seront décrits à l'aide des figures i à 3. Mais ces amplificateurs connus présentent divers inconvénients: difficultés de maintenir une réponse constante aussi bien dans le temps quten fonction des variations de température, risques de surmodulation en basse fréquence ou bien difficultés d'obtenir une bande passante suffisante et problèmes de stabilité. La présente invention a pour but d'éviter ou, pour le moins, de réduire ces inconvénients. Ceci est obtenu à l'aide d'un circuit d'amplification tension-courant associé à une résistance de contre-réaction et à une résistance de correction, les valeurs de ces résistances étant choisies dans le rapport inverse des impédances capacitives à leurs bornes Selon itinvention il est proposé un amplificateur à très large bande et faible bruit pour signal électrique se présentant sous la forme d'un courant, caractérisé par la combinaison d'un circuit d'amplification tension-courant comportant une entrée de signal, une sortie d'utilisation et une sortie de contreréaction permettant la contre-réaction par une liaison résistive avec l'entrée de signal, d'une résistance de contre-réaction entre l'entrée de signal et la sortie de contre-réaction et d'une résistance de correction entre la sortie de contre-réaction et un point à potentiel continu donné et en ce que la résistance de correction est choisie de manière que le rapport des impédances capacitives en parallele respectivement sur les résistances de contre-réaction et de correction soit, au moins sensiblement, égal au rapport de la résistance de correction sur la résistance de contre-réaction. La présente invention sera mieux comprise et d'autres caractéristiques apparaîtront à l'aide de la description ci- après et des figures s'y rapportant qui représentent - les figures l A 3, des amplificateurs selon l'art con nu - les figures 4 à 6, des amplificateurs selon l'invention. Sur les différentes figures les éléments correspondants sont désignés par les mêmes références. La figure 1, représente une fibre optique G dont l'ex- trémité est couplée optiquement à une diode photoélectrique D branchée entre un point de potentiel continu +V et un point commun avec la première extrémité d'tune résistance Re et celle d'un condensateur Ct dont la seconds extrémité est à la masse et avec l'entrée + d'un circuit d'amplification M. Le circuit M comporte une entrée - reliée à la masse et une sortie couplée par un circuit d'égalisation, N, à la sortie S de l'amplificateur que constituent les éléments Re, Ct. M et N dont il vient d'être question.Le condensateur Ct ntest pas, à proprement parler, un condensateur mais est le représentation de l'impédance capacitive qui, aux bornes de la résistance Re, est équivalente à la capacite; de la diode D ajoutée à la capacité d'entrée de l'amplificateur. Le montage selon la figure 1 est dit à haute impédance d'entrée. Le courant photodétecté, le, delivré par la diode D, est injecté dans la résistance de charge Re. La tension- développée aux bornes de la résistance Re est amplifiée par le circuit d'amplification M qui possède une bande passante Bm très supé rieure à la bande passante, B, désirée pour l'amplification du courant Ie. Ainsi la bande passante de l'amplificateur selon la figure 1, mais sans Je circuit N, n'est pas limitée par Bm mais est déterminée par la constante de temps 1/2 @@.Re.Ct. La sensibilité du récepteur optique que constitue l'amplificateur associé à la diode D, est inversement proportionnelle à la valeur du courant de bruit équivalent, Ib, ramené sur l'entrée + du circuit d'amplification M ; or la valeur efficace de ce courant de bruit est donnée par Ib = i4.k.T,Fm (1/Re l K. Fm2)lf où k est la constante de Boltzmann, T la température absolue, et K une constante fonction des éléments du montage. Etant donné que le terme K.Fm2 constitue une donnée du problème, il apparaît que, pour réduire le courant de bruit Ib, il faut donner à Re une valeur aussi élevée que possible. Or, du fait de la valeur élevée de Re, la fréquence fc du pôle introduit par Re. Ct est faible devant la bande passante d'utilisation, B, désirée pour l'amplification du courant photodétecté Ie fc = 1/2 @ Re.Ct Cette solution apportée à l'amplification à très large bande et faible bruit d'un courant présente deux inconvénients majeurs - pour obtenir une réponse amplitude/fréquence constante dans toute la bande passante B du montage selon la figure 1, il est nécessaire que la constante de temps du circuit d'égalisation soit identique à la constante de temps Re.Ct et ceci dans toute la bande B ; une telle condition est délicate à remplir compte tenu de l'évolution de la valeur des composants avec le temps et la température - aux fréquences basses, inférieures à fc, l'amplitude de la tension aux hornes de la résistance Re est très élevée, ce qui amine un risque de surmodulation du circuit d'amplification à large bande, M. Pour éviter ces inconvénients il est connu d'utiliser, à la place du montage selon la figur 1. un montage dans lequel une résistance Rg est insérée entre l'entrée - et la sortie d'un circuit d'amplification, M, à bande passante très supérieure A la bande passante du montage. La figure 2, est un schéma d@ ce montage ; elle représente une fibre optique G couplée à une diode photoélectrique D la diode D est branchée entre un point de potentiel continu +V et un point commun avec l'entrée d'un circuit d'amplification M, avec la première extrémité d'une résistance Rg dont la se conde extrémité est reliée à la # sortie du circuit M, et avec la première extrémité d'un condensateur Ct dont la seconde extrémité est à la masse ; l'entrée 4 dn circuit M est reliée à la masse et sa sortie constitue la sortie S du montage. Un condensateur Cg en parallèle sur la résistance Rg symbolise la capacité parasite aux bornes de cette résistance Ce mode d'amplification est appelé amplification de type transimpédance. Un courant de bruit minimum est obtenu grâce A la forte valeur de Rg, étant donné que, comme dans le cas de la figure 1, la valeur efficace du courant de bruit peut s'écrire Ib = [4.k.T.Em (1/Rg + K Fm2)] Grâce à la contre réaction amenée par la résistance Rg la diode D voit une résistance égale à Rg/g+l où g est le gain du circuit M.Comme pratiquement Rg est pris égal à Re la fréquence supérieure de la bande passante du montage est portée de fcl = 1/2@ Re.Ct Rg Re à fc2 = 1/2# Ct = 1/2# Cl = (g+1). fc1, g+1 g+1 ce qui rend inutile l'emploi d'un circuit d'égalisation, l'égali- sation étant réalisée de façon automatique par la boucle de con tre-réactlon . L'amplitude du signal sur l'entrée - du circuit d'amplification M de gain g est égale à ie.Rg/(g+l) ; cette amplitude est (g+l) fois plus faible que celle du signal appliqué sur l'entrée + du montage selon la figure 1. Aux fréquences élevées il faut tenir compte de la capacité parasite, Cg, présente aux bornes de Rg car, au delà de la fréquence fp = l/2S Rg.Cg, l'amplitude du signal sur la sortie S décroît d'environ 6 décibels par octave. Pour éviter ce phénomène il est connu d'ajouter au montage selon la figure 2, un réseau de compensation Rc.Cc comme indiqué sur la figure 3. La figure 3 diffère de la figure 2 par l'adjonction d'une résistance de correction, Rc, en série entre la résistance Rg et la sortie S du montage, et par la représentation d'un condensateur de correction, Cc, entre le point commun aux résistances Rg, Rc et la masse. Si Rc.Cc = Rg.Cg, il est démontré que le module de l'impédance de transfert vue entre l'entrée - et la sortie S est égal à Rg, dans la mesure où le circuit d'amplification M est un amplificateur en tension, ce qui implique que sa résistance de sortie doit tendre vers une valeur nulle. Pratiquement, quand la bande passante, B, désirée, c'est A dire la bande passante en boucle fermée doit être supérieure à l GHz, il apparait très difficile de réaliser l'amplificateur M avec une résistance de sortie tendant vers zéro et une bande passante supérieure à la bande passante, B, désirée même Si, comme il est connu, il suffit que cette bande passante soit supérieure ou égale à 2B. En effet, compte tenu - de la forte valeur à donner à la résistance Rg pour réduire le courant de bruit Ib, - de la pente maximale de l'étage d'entrée du circuit d'amplification M, - de la valeur minimale des capacités parasites limitant la bande passante de l'amplificateur de boucle que constitue le montage, - de la bande passante du circuit M qui -doit être supérieur à 2B, la bande passant B étant proportionnelle à (g+l), il apparaît que la récusation du circuit d'amplification M, de gain g, implique obligatoirement la mise en cascade de deux ou trois étages d'amplification pour essayer d'obtenir la bande passante B en boucle fermée.Or quelle que soit la solution envisagée pour réaliser le circuit d'amplification M, les difficultés suivantes sont rencontrées - bande passante insuffisante, - temps de propagation non négligeable dû à la complexité du système bouclé, si bien que la stabilité du système bouclé est affectée par le retard résultant de ce temps de propagation. La figure 4 est un schéma montrant comment il est possible de réaliser un amplificateur A très large bande et faible bruit selon l'invention. La figure 4 se distingue de la figure 3 par le remplacement du circuit d'amplification M par un circuit d'amplification P d'un autre type, qui sera décrit plus loin. Sur la figure 4 apparaissent une fibre optique G, une diode D et un condensateur Ct qui sont couplés, de la même manière que sur la figure 3, à l'entrée du circuit d'amplification P. Une résistance d'utilisation Ru est branchée entre une première sortie, S, du circuit P et un point de potentiel +V -; sur la figure 3, si cette résistance d'utilisation avait été représentée, elle l'aurait été entre la sortie S et la masse. Une résistance de contre-réaetion Rg est branchée entre l'entrée et la seconde sortie du circuit P ; un condensateur parasite, Cg, est représenté en parallèle sur la résistance Rg.Une résistance R avec, à ses bornes, un condensateur parasite C, est branchée entre la seconde sortie et la masse. Les condensateurs parasites Cg et C représentent la somme des impédances capacitives en parallèle respectivement sur Rg et R. L'idée de base qui a conduit au montage selon la figure 4 a été de remplacer le circuit d'amplification de tension M de la figure 3 par une source de courant commandée en tension, c'est à dire par un circuit d'amplification tension-courant, P, et de raccorder la résistance Rg, dont il a été question lors de la description de la figure 3, sur la résistance de charge, R, de la source de co.urant ; cette résistance de charge est la résistance branchée en série dans la source de courant sur celle des deux sorties de la source qui permet d'effectuer une contre-réaction apériodique, grâce à une résistance reliée à l'entrée de commande du circuit d'amplification; ; l'autre sortie constitue la sortie d'utilisation de la source de courant, c'est à dire la sortie S ; d'est la sortie sur laquelle est branchée la résistance d'utilisation Ru du montage. Ainsi la résistance R va, comme la résistance Rc de la figure 3, pouvoir jouer le rôle de résistance de correction, dans la mesure ou sa valeur, sera choisie de telle sorte que Rg. Cg = R.C, puisque le module de l'impédance de transfert de l'amplificateur se présente alors comme une résistance de valeur Rg. Mais il est à remarquer que la sortie S du montage ne se fait pas sur le point commun à Rg et R car, en ce point, la tension chute de 6 décibels par octave au delà de la fréquence f = 1/2J Rg. Cg ; la sortie S se fait en un point où est délivré le courant fourni par la source de courant à la charge constituée par les éléments Rg, Cg, R et C. Le montage selon la figure 4 présente, en particulier, l'originalité de compenser le pôle parasite Rg. Cg par le pôle parasite R. C car, dans la mesure où Rg. Cg = R. C l'amplification effectuée par le montage est apériodique ; en effet l'entrée du circuit d'amplification P étant équivalente à une masse virtuelle du point de vue dynamique, le rapport, en valeur absolue-, Is/Ie du courant de source au courant photodétecté délivré par la diode D, peut s'écrire sous la forme (Zg+Z)/Z avec Zg = Rg/(1+j Rg.Cg.w) = impédance équivalente à Rg et Cg en parallèle, et Z = R/(1+J R.C.w) = impédance équivalente à R et C en parallèle, dans ces formules w représente la pulsation et j la racine carrée de -1 ; après simplification et en tenant compte de ce que R est choisi de manière que Rg. Cg = R. C, il apparaît que le rapport entre le courant de source et le courant photodétecté, c'est à dire le gain en courant du montage, est égal à (Rg+R)/R et donc que l'amplification est apériodique. La figure 5 montre un exemple de réalisation du circuit d'amplification P de la figure 4. L'entrée de commande en tension du circuit P de la figure 5 se fait sur la grille d'un transistor FET, T1, monté en amplificateur tension/tension ; la source du transistor T1 est à la masse et son drain, polarisé par une résistance Rd reliée au potentiel continu +V, est connecté à la grille d'un transistor FET, T2 ; le drain du transistor T2 constitue la sortie d'utilisation, S, du circuit P tandis que sa source est reliée, à travers la liaison émetteur-collecteur d'un transistor pnp, T3, à la sortie de contre-réaction du circuit P ; la base du transistor T3 est reliée à un potentiel continu +Vl, inférieur à +V.Quant à la résistance R, contrairement à ce qui est indiqué sur la figure 4, elle n'est pas reliée à la masse mais à un potentiel négatif, -VO', dans le montage selon la. figure 5. Il. est à noter que le montage selon la figure 5 ne présente pas de limitation de bande passante du coté des basses fréquences et que la stabllisation automatique du point moyen de fonctionnement de tous les étages est assurée, en particulier celle du transistor T1. Dans le montage selon la figure 5; les tripales actifs que constituent les transistors FET Ti, T2 et le transistor bipo laire T3, fonctionnent respectivement en amplificateur tension-tension, en amplificateur tenslon-courant et en amplificateur suiveur en courant. Avec ce montage, lorsque la résistance d'utilisation, Ru, devient supérieure ou égale au cinquième de la résistance drain-source du transistor T2, il apparaît que le gain en courant ne reste plus égal à (R+Rg)/R mais diminue de même que la bande passante du système bouclé ; le circuit P selon la figure 6 évite cet inconvénient. Le circuit P selon la figure 6 correspond au circuit de la figure 5 après insertion de la liaison collecteur-émetteur d'un transistor npn, T4 entre la résistance d'utilisation Ru et le drain du transistor T2 ; la base du transistor T4 est reliée à un point de potentiel continu +V2 compris entre +V et +Vl. Les transistors T2 et T4, ainsi montés, forment un étage cascode. REVENDICATIONS 1. Ampllficateur à très large bande et faible bruit pour signal électrique se présentant sous la forme d'un courant, caractérisé par la combinaison d'un circuit d'amplification tension-courant (P) comportant une entrée de signal, une sortie d'utilisation (S) et une sortie de contre-réaction permettant la contre-réaction par une liaison résistive avec l'entrée de signal, d'une résistance de contre-réaction (Rg) entre l'entrée de signal et la sortie de contre-réaction et d'une résistance de correction (R) entre la sortie de contre-réaction et un point à potentiel continu donné et en ce que la résistance de correction est choisie de manière que le rapport des impédances capacitives en parallèle respectivement sur les résistances de contre-réaction (Rg) et de correction (R) soit, au moins sensiblement, égal au rapport (R/Rg) de la résistance de correction (R) sur la résistance de contre-réaction (Rg). 2. Amplificateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le circuit d'amplification (P) comporte un premier (T1) et un deuxième (T2) tripale actif montés en série entre son entrée et sa sortie d'utilisation et fonctionnant respectivement en amplification tension-tension et tension-courant et un troi sième tripale actif (T3) monté en circuit amplificateur suiveur en courant, pour coupler le deuxième tripôle à la sortie de con tre-réaction. 3. Amplificateur selon la revendication 2, caractérisé en ce que le circuit d'amplification (P) comporte un quatrième tripôle actif (T4) monté entre le deuxième tripale (T2) et la sortie d'utilisation (S) et formant un circuit amplificateur cascode avec le deuxième tripôle. 4. Amplificateur selon la revendication 2, caractérisé en ce que le premier tripale (T1) est un premier transistor FET dont la grille est couplée à l'entrée du circuit d'amplification (P) dont la source est à un point à potentiel constant, en ce que le deuxième tripôle (T2) est un deuxième transistor FET dont la grille est couplée au drain du premier transistor FET (T1) et dont le drain est couplé à la sortie d'utilisation (S) du circuit d'amplification (P) et en ce que le troisième tripale (T3) est un transistor bipolaire dont la base est à un point à potentiel constant et dont la liaison émetteur-collecteur est disposée en série entre la source du deuxième transistor FET (T2) et la sortie de contre-réaction. 5. Amplificateur selon les revendications 3 et 4, dans leur ensemble, caractérisé en ce qu'un transistor bipolaire (T4), dont la base est à un point à potentiel constant et dont la liaison émetteur-collecteur est en série entre le drain du deuxième transistor PET (T2) et la sortie d'utilisation (S), forme avec le deuxième transistor FET un amplificateur cascode.