Brevet FR2612018A1 — publié le 19880909

-2 1 -- MELANGEUR HYPERFREQUENCES". La présente invention a pour objet un mélangeur hyperfréquences présentant un premier et un deuxième transis- tor à effet de champ, l'un des transistors étant destiné à re- cevoir sur sa grille un signal d'oscillateur local et l'autre un signal d'entrée radio-fréquence, le premier transistor ayant une source connectée à un premier pôle de tension d'ali- mentation, et un drain relié en un point commun à une source du deuxième transistor, et le drain du deuxième transistor étant relié à un deuxième pôle de tension d'alimentation à travers une résistance. Un tel mélangeur a été décrit dans l'article pu- blié par Peter HARROP et collaborateurs dans la publication Proceedings of the Sixth European Microwave Conference" Rome 14-17-september 1976 p. 8-13. Ce mélangeur a été concu pour un fonctionnement dans la gamme 7-9 GHz environ. La demanderesse a constaté que, l'entrée sur la grille du deuxième transistor devenait d'autant plus instable que la fréquence de coupure fT du transistor était plus éle- vee. La demanderesse a pu identifier que cette instabi- lité était dẻ à d'une part la capacité drain-source des deux transistors, et d'autre part à l'influence de la fréquence de coupure fT des transistors, leur capacité grille-drain n'a- yant pas d'influence déterminante sur cette instabilité. L'invention propose de réaliser une compensation permettant de maîtriser cette instabilité. Le mélangeur selon l'invention est dans ce but ca- ractérisé en ce que le drain du deuxième transistor est chargé par un élément de circuit réalisant un court-circuit à la fré- quehce du signal d'oscillateur local et en ce qu'il comporte 2612 0 1 8 2- un élément selfique disposé entre ledit point commun et un pô- le de mode commun, la valeur de l'élément selfique étant choi- sie de manière à compenser les capacités drain-source des transistors et donc à éliminer l'instabilité de l'entrée sur la grille du deuxième transistor. Selon un mode de réalisation avantageux le premier transistor est destiné à recevoir sur sa grille le signal ra- diofréquence, et le deuxième transistor est destiné à recevoir sur sa grille le signal d'oscillateur local. Les grilles du premier et/ou du deuxième transistor peuvent comporter en entrée un circuit d'adaptation pour le signal radiofréquence et/ou le signal d'oscillateur local. L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui va suivre donnée à titre d'exemple non limita- tif en liaison avec les dessins qui représentent: - la figure 1 un mélangeur selon l'art antérieur, - la figure 2 un mélangeur selon l'invention, - la figure 3, un schéma équivalent illustrant le fonctionnement du circuit de la figure 1, avec en pointillés la self L disposée selon l'invention (figure 2) - la figure 4 un mode de réalisation du mélangeur de la figure 2 - et les figures 5 et 6 une comparaison entre un circuit selon l'invention et un circuit analogue à l'art anté- rieur, au voisinage de 15 GHz et avec une fréquence intermé- diaire de 200 Mhz, quant aux courbes de gain respectivement en fonction de la puissance d'oscillateur local et de la fréquen- ce. Selon la figure 1, un mélangeur décrit dans l'arti- cle précité comporte un transistor T1 à effet de champ sur substrat AsGa, en l'occurence un transistor du type MESFET, présentant une source S1 connectée au pôle de mode commun, une grille G1 recevant un signal d'oscillateur local LO, et un drain D1 connecté à la source S2 d'un transistor T2 à effet de champ sur substrat AsGa, en l'occurence également du type MESFET. Le transistor T2 reçoit sur sa grille G2 un signal ra- diofréquence RF et produit à sa sortie constituée par son - 3 - drain D2 un signal IF de fréquence intermédiaire. Entre les grilles G1 et G2 et le pôle de mode cor- mun sont montés deux réseaux d'alimentation comportant une self et un condensateur en série à savoir (L1, C1) pour le transistor T1 et (L2, C2) pour le transistor T2, le point commun aux deux éléments de chaque réseau recevant une tension de polarisation de grille Vg. Enfin, entre le drain D2 du transistor T2 et le pô- le de mode commun, est monté un réseau d'alimentation compor- tant en série une self L3 et un condensateur C3. Le point com- mun à la self L3 et au condensateur C3 est polarisé par une tension de polarisation de drain Vd. Un tel circuit a été conçu avec des transistors présentant une grille de longueur 0,8 micron environ. Au cas o on veut réaliser un mélangeur fonction- nant plus haut en fréquence, et mettant en oeuvre dans ce but des transistors dont la fréquence de coupure intrinsèque est beaucoup plus élevée que dans le cas précédent, la demanderes- se a constaté qu'apparaissait une instabilité sur la grille G2. Cette instabilité peut être compensée en désadaptant l'en- trée de la grille G2, mais au prix d'une augmentation impor- tante de la puissance du signal injecté sur cette grille; une puissance d'environ 20 mV environ s'avère alors nécessaire pour maintenir un facteur de gain correct entre le signal de fréquence intermédiaire FI de sortie et le signal radiofré- quence RF d'entrée. Selon la figure 2, le transistor T1 reçoit le si- gnal radiofréquence RF à travers un réseau d'adaptation R1 et le transistor T2, le signal d'oscillateur local LO à travers un réseau d'adaptation R2, ces réseaux incluant les alimenta- tions. Comme le montre l'article de Christos TSIRONIS et col- laborateurs paru dans IEEE Transactions on microwave Theory and Thechniques Vol MTT 32 n"3 mars 1984 pp.248-255, ce mode d'attaque est plus avantageux car les non-linéarités inter- viennent essentiellement dans le transistor à effet de champ T2 (transconductance gm2 et résistance de canal Rd2) et le transistor à effet de champ T1 ne fait qu'amplifier le signal 2612 0 18 - 4 - de radiofréquence. Les hautes fréquences (LO, RF) sont court-circui- tées par un réseau élémentaire R3 qui peut être par exemple une ligne de métallisation ouverte de longueur A/4 (x dési- gnant la longueur d'onde correspondant à la fréquence d'oscil- lateur local) ou bien encore un condensateur de faible valeur (environ lpF) de type interdigité en résonance série à la fré- quence d'oscillateur local (voir l'article de Christios TSIRONIS et collaborateurs p 249 II) Selon l'invention, on stabilise l'entrée sur la grille G2 du transistor T2 en disposant un élément selfique L de valeurs convenablement choisie entre le point d'intercon- nexion du drain D1 du transistor T1 et de la source S2 du transistor T2, et le pôle de mode commun. Le circuit de la figure 2 peut être modélisé en première approximation par le circuit de la figure 3. Les transistors T1 (Tz) sont modélisés par les condensateurs CgS1 (CgS2), les sources de courant commandées en tension I1 (I2) et les impédances de sortie Yl (Y2). Le drain du deuxième transistor T2 est chargé par une ligne R3 en circuit ouvert qui ramène un court-circuit à la fréquence d'oscillateur local LO et par une résistance R reliée au pôle de mode commun. Le signal radiofréquence RF injecté sur la capacité CgS1 est am- plifié par le premier transistor T1 et injecté sur la source du deuxième transistor T2 o les non-linéarités dûes au fort signal d'oscillateur local LO injecté sur la capacité Cgs2 du deuxième transistor T2 génèrent le signal de fréquence inter- médiaire FI qui est prélevé sur le drain du deuxième tran- sistor T2. On a: Yl = gdl + jw Cds1 Y2 = gd2 + jw Cds2 avec - 5 - gdl, gdz = conductance drain-source respectivement des transistors T1 et T2. CdS1, CdS2: capacité drain-source respectivement des transistor T1 et T2. A la fréquence d'oscillateur local LO, l'impédance d'entrée Zi de la grille G2 du transistor T2 peut alors s'é- crire (en faisant abstraction de l'élément selfique L): i gd1 + gd2 - gmz (Cdsl + Cds2)/Cgs2 Zi = (gd1 + gd2)2 + w2 (Cdsl + Cds2)2 [(Cds1 + Cdsz) w + (gdl + gd2)gm2/wCgs2] 1 -J + (gd1 + gd2)2 + w2 (Cdsl + Cds2)2 jwCgs2 avec gm2 = transconductivité du transistor T2 Cgs2 = capacité grille-source du transistor T2 L'instabilité est dûe au fait que le terme réel se retrouve avoir une valeur négative lorsqu'on met en oeuvre des transistors ayant une fréquence de coupure fT élevée. En effet, la fréquence de coupure fT2 du transistor T2, qui est définie comme la fréquence à laquelle son gain est de O dB, a pour valeur: 9m2 fT2 = gm2 2rCgs2 L'instabilité se produit quand: A = gdl + gd2 - gm2(Cds1 + Cds2)/Cgs2 fréquence de coupure fT2 du transistor T2 est élevée. Une solution pour remédier à cette instabilité con- siste à désadapter l'entrée G2 du transistor T2 et à introdui- re une résistance qui permet de rendre positif le terme résis- tif de l'impédance d'entrée Zi. Cette solution a pour inconvé- nient d'augmenter considérablement la puissance nécessaire du signal d'oscillateur local LO. 6- Selon l'invention, on dispose l'élément selfique L entre le drain D1 interconnecté avec la source S2, et le pô61e de mode commun. L'expression de l'impédance d'entrée Zi devient alors (toujours à la fréquence d'oscillateur local OL): 1 1 Z'i =- [ gd1 + gd2 - 2nfT2 (Cds1 + Cds2- -L)] D w2L j 1 wT 1 - - [w(Cds1 + Cds2 - -)+(gd1 + gd2)-] + D w2L w jwCgs2 avec wT = 2r fT et D = (gdl + gd2)2 + w2 (Cds1 + Cds2)2 w2L L'instabilité sera compensée lorsque: A' = gdl + gd2 - 2ufT2 (Cds1 + Cds2 - -)) O w2L soit: 1 2ir fT2 L mélangeur avec une puissance minimale. La mise en oeuvre de l'élément selfique L peut également permettre d'obtenir d'autres avantages. Tout d'abord la présence de cette self a pour conséquence que le point milieu du montage (D1, S2) est ramené au pôle de mode commun en continu, ce qui permet de polariser indépendamment les transistors T1 et T2. Ensuite, la self L a pour effet de court-circuiter les bruits à la fréquence intermédiaire IF générée par le 26120 18 - 7 - premier transistor T1 du mélangeur, ce qui est particulièrement intéressant dans le cas des transistors hyperfréquences par exemple les MESFET. Le bruit basse fréquence généré par le transistor T1 est amplifié par le transistor T2. La valeur de la tension V sur le drain D1 du premier transistor (source S2 du transistor T2) est donnée par la formule suivante: RdIo V = (w2 + jw Cds Rd [ 1 - ()] W w avec Rd = 1 gd i Wl = fLCds avec i0 = I1 = courant de bruit généré par le premier transistor T1. En d'autres termes, la self L permet de réaliser un filtre passe-bande dont la fréquence centrale est située au milieu de la bande utile de réception, de manière à filtrer le bruit situé dans la bande des fréquences intermédiaires et généré par le premier transistor T1. Enfin, la self L peut être choisie de manière à adapter la sortie sur le drain D1 du transistor T1 à l'entrée sur la source du transistor T2. La condition d'adaptation s'écrit: = Cds W2RFL WRF = 2r FRF, FRF désignant la fréquence reçue, et FRF t FLO. Dans ce cas, A' = gd>O. Selon la figure 4, le mélangeur comporte deux étages, un premier étage réalisant la fonction mélangeuse proprement dite et un deuxième étage formant tampon. 2612 0 18 - 8 - La source S1 du transistor T1 est reliée au pôle de mode commun à travers un condensateur de découplage C10, la source S1 étant alimentée par une source de tension négative V51 et le drain D2 du transistor T2 au pôle de mode commun à travers deux éléments en série, à savoir une résistance R1 et un condensateur C3 de découplage, le point commun à ces deux éléments étant alimenté par une tension de polarisation drain- source VD2. Les entrées des signaux radio-fréquence RF et d'os- cillateur local LO sont réalisées à travers des capacités de liaison hyperfréquence respectivement C'1 et C'2. Le réseau R1 d'adaptation à l'entrée sur la grille G1 comporte un élément selfique L'I en série avec la capacité C'1 et connecté à la grille G1, et entre d'une part le point commun à la capacité C'1 et à l'élément selfique C'1, et d'autre part le pôle de mode commun, il comporte un élément selfique L1 et un conden- sateur de découplage hyperfréquences C1. Le point commun à l'élément selfique L1 et au condensateur C1 reçoit une tension de polarisation de grille Vgl. Le réseau R2 d'adaptation à l'entrée sur la grille G2 comporte un élément selfique L'2 en série avec une capacité C'2 et connecté à la grille G2, et en- tre d'une part le point commun à la capacité C'2 et à l'élé- ment selfique L'2, et d'autre part le pôle de mode commun, il comporte un élément selfique L2 et un condensateur C2 de dé- couplage hyperfréquences. Le point commun à l'élément selfique L2 et au condensateur C2 reçoit une tension de polarisation de grille Vg2. Le réseau figuré par une ligne de transmission SC de longueur XL0/4 (AL0 désignant la longueur d'onde de la fréquence d'oscillateur local dans le substrat). Un condensateur C4 de liaison à la fréquence inter- médiaire FI est disposé entre le drain D2 du transistor T2 et la grille G3 d'un transistor T3 à effet de champ. La grille G3 est polarisée par une tension Vg3 appliquée à la borne commune à un condensateur C5 de découplage de la fréquence intermé- diaire et à une résistance R2. L'autre borne du condensateur C5 est connectée au pôle de mode commun et l'autre borne de la - 9 - résistance R2, à la grille G3. Le drain D3 du transistor T3 reçoit une tension de polarisation de drain VD3 et est relié au pôle de mode commun à travers un condensateur C6 de décou- plage de la fréquence intermédiaire. La source S3 du transis- tor T3 est connectée au drain D4 d'un transistor T4 dont la source S4 est connectée au pôle de mode commun et dont la grille G4 est connectée au pôle de mode commun. Le signal de fréquence intermédiaire SIF est ob- tenu au point commun à S3 et D4 après passage à travers un condensateur de liaison de fréquence intermédiaire IF. Les figures 5 et 6 représentent les résultats qui peuvent être obtenus avec le mélangeur de la figure 4 en com- paraison avec les montages ne présentant pas l'élément selfi- que L1 et pour lesquels on est contraint de désadapter l'en- trée sur la grille G2 en supprimant l'élément selfique L'2 et en remplaçant l'élément selfique L2 par une résistance. La figure 6 représente le gain exprimé en dB en fonction de la puissance P du signal d'oncillateur local, pour une valeur de la fréquence intermédiaire fIF de 200 MHz et une fréquence d'oscillateur local fLO de 15 GHz. La courbe I correspond à l'art antérieur et la courbe II au circuit de la figure 4. La désadaptation nécessaire de l'entrée sur la gril- le G2 impose une puissance du signal d'oscillateur beaucoup plus élevée dans les circuits de l'art antérieur. La figure 6 représente le gain exprimé en dB en fonction de la fréquence, la courbe III correspondant a une puissance PLO du signal d'oscillateur local LO de 5,5 mW (7,5 dBm) pour un circuit de l'art antérieur, et la courbe IV à une puissance PLO de 1,6 mW (2dBm) pour le circuit de la figure 4, avec dans les deux cas une fréquence intermédiaire fIF de 200 MHz. La courbe IV, bien que correspondant à une puissance injectée par l'oscillateur local qui est plus de deux fois inférieure, correspond à des gains supérieurs à ceux de la courbe III. L'invention ne se limite pas aux modes de réalisa- tion décrits et représentés. Par exemple les éléments selfi- ques peuvent être réalisés de différentes manières; inductan- - 10 - ce ou ligne de transmission connue sous la dénomination angle-saxonne de microstrips ou de coplanar lines. Un mélangeur selon l'invention peut être intégré sur substrat A1203 et monolithiquement intégré sur substrat GaAs. - 11 - REVENDICATIONS: 1. Mélangeur hyperfréquences présentant un premier et un deuxième transistor à effet de champ, l'un des transistors étant destiné à recevoir sur sa grille un signal d'oscillateur local et l'autre un signal d'entrée radio-fréquence, le pre- mier transistor ayant une source connectée à un premier pôle de tension d'alimentation, et un drain relié en un point com- mun à une source du deuxième transistor, et le drain du deu- xième transistor étant relié à un deuxième pôle de tension d'alimentation à travers une résistance, caractérisé en ce que le drain du deuxième transistor (T1) étant chargé par un élé- ment de circuit (R3) réalisant un court-circuit à la fréquence du signal d'oscillateur local, il comporte un élément selfique (L) disposé entre ledit point commun et un pôle de mode com- mun, l'élément selfique étant choisi de manière à compenser les capacités drain-source des deux transistors et donc à sta- biliser l'entrée sur la grille du deuxième transistor (T2). 2. Mélangeur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le premier transistor (T1) est destiné à recevoir sur sa grille le signal radiofréquence (RF) et le deuxième tran- sistor est destiné à recevoir sur sa grille le signal d'oscil- lateur local (LO). 3. Mélangeur selon une des revendications 1 ou 2 ca- ractérisé en ce que la grille du premier transistor (T1) com- porte un circuit d'adaptation (R1) au signal qu'elle est des- tinée à recevoir. 4. Mélangeur selon une des revendications 1 à 3 carac- térisé en ce que la grille du deuxième transistor (T2) compor- te un circuit d'adaptation (R2) au signal qu'elle est destinée à recevoir. 5. Mélangeur selon une des revendications précédentes caractérisé en ce que l'élément selfique a une valeur L telle que: L 21T fT2 1 21 fT2 Cds - gd wo2 2612 0 1 8 - 12 - avec: FT2 fréquence de coupure à 0 dB du deuxième transistor Cgs2 capacité grille source du deuxième transistor Cds1 et Cds2 capacités drain-source respectivement du premier et du deuxième transistor. gdj et gd2 conductance respectivement du premier et du deuxième transistor. et Cds = Cds1 + Cds2, gd = gd1 + gd2 wo = 2ivFo Fo = fréquence de l'oscillateur local la plus haute. 6. Mélangeur selon la revendication 5, caractérisé en ce que l'élément selfique L est choisi de manière à réaliser un filtre passe-bande dont la fréquence centrale est située sensiblement au milieu de la bande utile de réception, de ma- nière à filtrer le bruit situé dans la bande des fréquences intermédiaires et généré par le premier transistorT1. 7. Mélangeur selon l'une des revendications 5 ou 6ca- ractérisé en ce que l'élément selfique a une valeur L voisine de Lo avec i Lo = Cds w2LO avec WLO = 2r FLO, FLO désignant la fréquence d'oscilla- teur local.