Brevet FR2622074A1 — publié le 19890421

i "Circuit destiné à éliminer les signaux parasites de tension alternative superposés à des signaux de ten- sion continue à amplifier" L'invention concerne un circuit destiné à éliminer les signaux parasites de tension alternative superposés à des signaux de tension continue à ampli- fier, avec un amplificateur de signal à caractéristi- que passe-bas, auquel sont appliqués aussi bien les signaux continus à amplifier que les signaux parasites alternatifs. L'amplificateur de signaux continus faibles constitue, par exemple, un problème qui se pose souvent en technique de mesure électrique ou électro- nique. Notamment, en mesure à distance o, en raison de la distance importante entre le détecteur et sa station de traitement, de tels signaux continus sont transmis à un amplificateur par l'intermédiaire de longs conducteurs, le risque est très grand que, par induction, des tensions parasites se superposent au signal propre de mesure, qui trouvent leur origine dans les champs électromagnétiques des unités produc- trices d'énergie. Ils peuvent aussi provenir d'appa- reils d'alimentation en courant ou d'appareils du ré- seau insuffisamment filtrés, ce qui est appelé les tensions de ronflement dans le domaine de fréquences de 50 à 120 Hz, selon que les tensions continues d'a- limentation proviennent d'un redresseur demi-onde ou pleine onde de réseaux à 50 ou 60 Hz. Comme de tels parasites ne permettent plus une mesure exacte, quand les amplitudes des parasites atteignent ou voire même dépassent en hauteur celle des signaux utiles, il faut trouver des moyens d'af- faiblir de façon décisive ces parasites dans leur effet nuisible. Pour supprimer les tensions parasites dans les circuits de courant continu l'utilisation de filtres passe-bas est connue qui peuvent être réalisés sous forme de filtres actifs ou passifs. Un exemple d'une telle self de filtrage électronique dont la ré- sistance en courant continu est nettement plus faible que sa résistance dynamique (résistance au courant al- ternatif) est décrit dans un article "Transistors et leurs applications dans l'industrie", "Zeitschrift Elektronik" 1962, N' 5, page 132. Alors que les filtres passe-bas passifs nécessitent l'emploi de con- densateurs relativement volumineux, qui utilisent beaucoup de place pour leur implantation, les filtres passe-bas actifs sont constitués d'un grand nombre de composants électroniques. De même que les filtres actifs passe-bas, les amplificateurs sélectifs sont plus faciles à réaliser. Il leur faut cependant traiter aussi les si- gnaux parasites ce qui peut devenir problématique quand la hauteur de leur amplitude dépasse plusieurs fois celle du signal utile. Les effets nuisibles de signaux parasites peuvent aussi être réduits par leur compensation, com- me cela est décrit par exemple dans le Brevet US 4 129 853, o les signaux parasites qui proviennent de variations de la luminosité du fond et de l'éclaire- ment lors du palpage optique au moyen de détecteurs photosensibles, sont compensés en détectant ces si- gnaux parasites, en les stockant et en les soustrayant du signal global lors de l'exploitation du signal. Comme la dépense en composants est ici très élevée, cela procure des inconvénients quand sont né- cessaires une mise en oeuvre technique moyenne et une fiabilité élevée de l'atténuation du signal parasite. C'est pourquoi, le but de la présente inven- tion est de créer un circuft qui présente des proprié- tés améliorées du point de vue suppression de signal parasite avec une dépense supportable en composants et une sécurité de fonctionnement élevée. Ce but est atteint par la création selon l'invention d'un circuit pour éliminer les signaux pa- rasites de tension alternative qui sont superposés aux signaux de tension continue à amplifier, avec un am- plificateur de signal à caractéristique passe-bas, auquel sont appliqués aussi bien les signaux continus à amplifier que les signaux parasites alternatifs, ca- ractérisé en ce qu'un amplificateur auxiliaire est prévu, auquel sont appliqués aussi les signaux parasi- tes alternatifs, celui-ci, après amplification de somme les applique en opposition de phase à l'amplifi- cateur de signal, auquel sont appliqués les signaux parasites alternatifs, par l'intermédiaire de son point de somme. D'autres améliorations de l'invention sont caractérisées en ce que l'amplificateur de signal est structuré en amplificateur de mesure à pont de résis- tance conducteurs; l'amplificateur auxiliaire est un amplificateur pur de tension alternative, auquel sont appliqués les signaux parasites par l'intermédiaire de couplages d'entrée, le signal de compensation étant appliqué à l'entrée somme de l'amplificateur de signal par l'intermédiaire d'un couplage de sortie; le di- mensionnement des couplages de signal parasite aux entrées et à la sortie de l'amplificateur auxiliaire est choisi de telle façon que pour de très hautes fré- quences le courant de compensation est équivalent au courant initial du signal parasite dans l'amplifica- teur de signal; les couplages de signal parasite sont calculés comme des filtres passe-haut; la somme des constantes de temps des filtres passe-haut d'entrée et du filtre passehaut de sortie de l'amplificateur auxiliaire correspond à la constante de temps du fil- tre passe-bas dans la boucle de contre-réaction de l'amplificateur de signal; en utilisant une sommation pondérée des signaux d'entrée dans l'amplificateur de signal la pondération de la sommation des signaux pa- rasites dans l'amplificateur auxiliaire est choisie de manière analogue. La présente invention présente l'avantage que, par une compensation améliorée des signaux para- sites sur les conducteurs portant les mesures, il est obtenu des valeurs de mesures à distance plus précises; le circuit pour éliminer les signaux para- sites ne nécessite globalement qu'une dépense modérée en composants pour une sécurité élevée de fonctionne- ment. Un exemple d'application de l'invention est expliqué ci-dessous à l'aide des figures pour un sys- tème à plusieurs conducteurs. - la figure 1 représente un montage de mesu- re connu à trois conducteurs pour la mesure à distance de variations de résistance d'une résistance et - la figure 2 représente un circuit selon l'invention avec injection en opposition de phase des signaux parasites dans l'amplificateur en vue de leur compensation. Dans un montage connu selon la figure 1, le courant I appliqué par une source de courant constant Q traverse aussi bien une résistance normale N que la résistance X par l'intermédiaire des conducteurs LI et L3. La source de courant constant Q est, par exemple, une source de courant à résistance interne très élevée ou une source de courant qui est reliée aux points d'alimentation B et B' par l'intermédiaire d'une ré- sistance série très forte. Le conducteur L2 reste en tant que "conducteur sonde" ou conducteur de référen- ce, non parcouru par le courant. Les tensions de si- gnal U1 qui s'établissent en fonction du débit de cou- rant et de la variation de la résistance à mesurer X, entre le point d'alimentation B et le conducteur L2 ainsi que U2 entre le point d'alimentation B' et le conducteur L2 sont amplifiées dans l'amplificateur de signal A; jusqu'à une valeur U3. L'amplificateur de signal AI peut être, par exemple, un amplificateur opérationnel qui est branché en amplificateur d'addition. Chacun des conducteurs de mesure L1 et L2 est branché par l'intermédiaire d'une résistance R à l'entrée inverseuse - de l'amplificateur de signal AI tandis que le conducteur L2 est directement branché à l'entrée positive +. Pour R >> N, X vaut: Rf Rf_ Rf (1) U3 = R (U1 + U2) = R. I (X-N) = R.AU = Vl.AU R R R Les chutes de tension dues aux résistances des conducteurs Li et L3 ne sont pas prises en compte dans cette relation car il peut être admis que ces ré- sistances sont identiques et qu'ainsi elles se compen- sent. Dans le circuit de contre-réaction RK de l'am- plificateur opérationnel Al se trouve -une résistance Rf dont la valeur est choisie de manière à obtenir un gain V1 plus élevé. Comme cette résistance de contre- réaction Rf est branchée en parallèle à un condensa- teur Cf, la réponse en fréquence de l'amplificateur, donc l'amplification en fonction de la fréquence du signal, acquiert une caractéristique passebas de la forme: (2) = U-1 Rf VI (2)/ U1l R(1 + p.Tf) 1 + p.Tf (3) avec p = j; Tf = Rf.Cf On suppose, en outre, que des tensions para- sites sont induites dans les conducteurs de mesure L1 à L3 qui sont désignées par l'indice du conducteur de mesure el à e3, le signal d'entrée /U1 appliqué à l'amplificateur Al de signal branché en amplificateur opérationnel est calculé selon la relation suivante: (4) /\Ui = i(X - Niel + 2.e2 - e3 = LUX + /Ne L'amplification de ce signal a lieu selon la relation (2), mais aussi les signaux parasites, qui sont représentés par Le dans l'équation 4), sont éga- lement amplifiés. La figure 2 représente un montage de circuit selon l'invention en tant que montage de compensation. Dans ce montage, la somme des signaux parasites est amplifiée dans un amplificateur auxiliaire A2 et en- suite est réinjectée en opposition de phase au point somme S de l'amplificateur de signal Ai. De manière analogue à l'amplificateur de signal A1 représenté à la figure 1, l'amplificateur opérationnel branché com- me amplificateur de tension alternative A2 délivre la tension de compensation uk à sa sortie. Les signaux parasites el à e3 sont conduits à l'amplificateur auxiliaire par l'intermédiaire de passe-bas constitués du montage en série d'une résistance R3 et d'un con- densateur C3. Le gain Vl est réglé par la résistance R4 dans le circuit de contre-réaction RK. Le signal de sortie, la tension de compensation uk est injectée par l'intermédiaire d'un filtre passe-haut constitué du montage en série d'une résistance R2 et d'un condensa- teur C2 au point somme S de l'amplificateur de signal Al, c'est-à-dire son entrée inverseuse -. Cette tension de compensation se calcule ainsi: =e. R4 p.T3 (5) uk = R3 (1 + p. T3); T3 = R3.C3 En tant qu'amplificateur pur de tension al- ternative, l'amplificateur auxiliaire A2 ignore la part de tension continue du signal d'entrée, de sorte que seule la tension de compensation résultant des fractions de signaux parasites est appliquée en oppo- sition de phase au signal parasite initial /\e au point somme S de l'amplificateur de signal A1 par l'intermédiaire du filtre passe-haut, constitué du montage en série de la résistance R2 et du condensa- teur C2. On en déduit la relation suivante: (6) U3 = Vl (AUx + /e) - UK. R2 avec R2' R2 = R2 (1 + p.T2 et T2 = R2.C2 on obtient: p.T2 (7) U3=/\Ux.Vl+/e.Vl[ R4 R p.T32] [ R3 R2'(1 + p.t3)(1 + p.T2) Comme le montre la relation (7), il est pos- sible de compenser complètement une somme de tension parasite Le quand l'expression entre crochets F peut être rendue nulle: R4 R p.T3 p.T2 (&) F R3'R2 (l+p.T3)' (1+p.T2): Cela ne peut être obtenu avec les filtres passe-bas simples du montage de la figure 2, c'est-à- dire avec des circuits RC. C'est pourquoi il est pro- posé un équilibrage de la valeur du courant de compen- sation à p -> m puisqu'une compensation, en tant qu'opération sur les vecteurs n'est généralement pos- sible que pour l'égalité des modules et l'opposition de phase exacte de l'angle de phase des vecteurs. Pour p -> m on a la relation suivante: R4 R (9) R. R2 R3' R2-1 1.5 Le report du signal parasite a lieu mainte- nant avec: U3.,/e _1 1 [(l+p.T2).(1-ip.T3)-p2.T2.T3 ze: !(i+p.Tf) (1 + p. T2).(1 + p.T3) (10) V 1 + p(T2 + T3) (l+p.Tf).(l+p.T2).(1+p.T3) Une caractéristique passe-bas pure du monta- ge est obtenue par un dimensionnement selon l'équation (11). (11) Tf = T2 + T3 Ainsi, le comportement de transformation du circuit correspond aux deux membres RC découplé dans le circuit d'amplification. Comme l'amplificateur auxiliaire A2 est un amplificateur pur de tension alternative, il n'est pas soumis à des problèmes de tension continue lors du dimensionnement de son impédance. La part de tension alternative qu'il faut encore amplifier dans l'ampli- ficateur de signal Ai pouvait cependant être encore réduite de beaucoup, sans qu'il faille intervenir techniquement par branchement dans le comportement vis-à-vis du courant continu de cet amplificateur. Ce type de compensation de tension parasite n'est pas limité à des systèmes à 3 conducteurs comme décrits ci-dessus, mais est utilisable à des amplifi- cateurs d'addition de signaux avec n'importe quel nom- bre d'entrées, la pondération de la sommation peut être adaptée à des conditions différentes par la modi- fication appropriée des résistances R et R3 de régla- ge. R E V E N D I C A T IONS 1 ) Circuit destiné à éliminer les signaux parasites de tension alternative el à e3, superposés à des signaux de tension continue (U., U2) à amplifier avec un amplificateur de signal (Ai) à caractéristique passe-bas, auquel sont appliqués aussi bien les si- gnaux continus à amplifier que les signaux parasites alternatifs, caractérisé en ce qu'un amplificateur (A2) auxiliaire est prévu, auquel sont appliqués aussi les signaux parasites alternatifs (1. à 13), celuici, après amplification de somme les applique en opposi- tion de phase à l'amplificateur de signal, auquel sont appliqués les signaux parasites alternatifs, par l'in- termédiaire de son point de somme (S). 2 ) Circuit selon la revendication 1, carac- térisé en ce que l'amplificateur de signal (A1l) est structuré en amplificateur de mesure à pont de résis- tance (3) conducteurs. ) Circuit selon la revendication 1 et/ou 2, caractérisé en ce que l'amplificateur auxiliaire (A2) est un amplificateur pur de tension alternative, auquel sont appliqués les signaux parasites (el à e3) par l'intermédiaire de couplages d'entrée (R3, C3), le signal de compensation (uk) étant appliqué à l'entrée somme (S) de l'amplificateur de signal (Ai) par l'in- termédiaire d'un couplage de sortie (R2, C2). ) Circuit selon l'une quelconque des re- vendications 1 à 3, caractérisé en ce que le dimen- sionnement des couplages de signal parasite aux entrées et à la sortie de l'amplificateur auxiliaire (A2) est choisi de telle façon que pour de très hautes fréquences le courant de compensation est équivalent au courant initial du signal parasite dans l'amplifi- cateur de signal (A1). 5D) Circuit selon l'une quelconque des re- vendications 1 à 4, caractérisé en ce que les coupla- ges de signal parasite sont calculés corrme des filtres passe-haut (R2/C2, R3/C3). 6 ) Circult selon la revendication 5, carac- térisé en ce cue la somme (T2 et T3) des constantes de temps des filtres passe-haut d'entrée et du filtre passe-haut de sortie de l'amplificateur auxiliaire (A2) correspond à la constante de temps (Tf) du filtre passebas dans la boucle de contre-réaction (RK) de l'ampliflicateur de signal (AI). 7) Circuit selon l'une quelconque des re- vendications I à 6, caractérisé en ce qu'en utilisant une sommation pondérée des signaux d'entrée dans l'am- plificateur de signal (A2) la pondération de L- sorzation des signaux parasites dans l'amplificateur auxiliaire (AI, est choisie de manière analogue.