Brevet FR2611408A1 — publié le 19880902

"Circuit de commande de gain d'un amplificateur d'écoute par haut-parleur pour la suppression de l'effet Larsen" La présente invention concerne un circuit de com- mande de gain d'un amplificateur pour l'écoute par haut-par- leur dans un appareil comportant par ailleurs un microphone et son amplificateur associé, notamment dans le but de supprimer l'effet Larsen, circuit consistant essentiellement en une bou- cle de contre-réaction réduisant le gain de l'amplificateur d'écoute par haut-parleur lorsque le signal provenant du mi- crophone dépasse un seuil déterminé. L'invention concerne également l'application de ce circuit de commande de gain à un poste téléphonique à écoute amplifiée par haut-parleur. Il est bien connu que dans tous les systèmes comportant à la fois un hautparleur alimenté par son amplificateur ainsi qu'un microphone dont le signal est appliqué plus ou moins directement à l'amplificateur, il exis- te un risque d'oscillation par effet Larsen dû au couplage acoustique entre le haut-parleur et le microphone. C'est le cas par exemple d'un poste téléphonique muni d'une écoute am- plifiée, cas auquel l'invention s'adresse plus particulière- ment mais non exclusivement. Dans un poste téléphonique à écoute amplifiée il est nécessaire de prévoir des moyens pour supprimer l'état d'oscillation Larsen et il est très souhaitable que cette sup- pression, par une forte réduction du gain de l'amplificateur du haut-parleur, interviennent de manière automatique, c'est- à-dire sans que l'utilisateur du poste ait à exercer une in- tervention quelconque. Diverses solutions techniques ont déjà été propo- sées. D'une manière générale, on peut constater que ces solu- tions consistent à prévoir, d'une part, un circuit de détec- tion de l'état d'oscillation due à l'effet Larsen fournissant à la sortie un signal de commande qui peut être du type tout - 2 - ou rien, ou proportionnel, et d'autre part, un circuit de com- mande proprement dit qui agit sur un étage préamplificateur à gain variable et provoque une réduction, voire une annulation totale du gain lorsque le circuit de détection de l'effet Lar- sen a constaté un état d'oscillation. Un exemple de poste téléphonique à écoute amplifiée et régulation de gain est fourni par le document FR-A-2 537 810. Cependant, par principe, un tel montage est encore sujet à relaxation puisque, à la suite d'une oscillation, une première réduction de gain peut entraîner une disparition de cette oscillation tandis qu'un instant après, la commande de gain agissant dans le sens d'une augmentation apparait alors une seconde oscillation, et ainsi de suite... On comprend facilement qu'il n'existe pas une solu- tion simple pour réaliser la fonction recherchée et ceci d'au- tant plus que le circuit de détection de l'effet Larsen doit être très sélectif pour distinguer un signal d'oscillation d'un signal audio de forte amplitude mais momentanné comme un bruit ambiant ou un choc sur le microphone. L'invention vise à fournir un circuit de commande convenable du gain de l'amplificateur d'écoute par haut-par- leur, évitant la relaxation et qui ferait appel à des circuits essentiellement intégrables. Conformément à l'invention, ce but est atteint par un circuit de commande conforme au paragraphe préliminaire, caractérisé en ce que la boucle de contre-réaction comportant des premiers moyens de contrôle, commandant une réduction de gain de l'amplificateur d'écoute par haut parleur avec une première constante de temps, et le dit seuil prédéterminé étant un premier seuil, elle comporte encore des seconds mo- yens de contrôle comparant le signal provenant du microphone à un second seuil, plus faible que ledit premier seuil, qui com- mandent une réduction de gain avec une seconde constante de temps inférieure à la première, à partir du moment o le gain a été réduit en dessous d'une valeur de gain de référence par lesdits premiers moyens, alors qu'ils restent inactifs lorsque 3- le gain reste supérieur à ladite valeur de référence. En l'absence d'oscillation Larsen, lesdits premiers moyens de contrôle sont normalement suffisants pour atténuer convenablement l'amplification du signal d'écoute par haut- parleur, si cela est nécessaire, et d'assurer la régulation de l'amplification de la manière habituelle. Tout signal acoustique qui parvient au microphone avec un fort niveau mais pour une durée brève, c'est-à-dire une durée inférieure à la première constante de temps, ne dé- clenche pas les seconds moyens, par opposition à l'instabilité provoquée par l'effet Larsen qui engendre, par couplage acous- tique, un fort signal de microphone et pour une durée généra- lement importante dépendant des conditions de couplage acous- tique entre le haut-parleur et le microphone. Dès que les pre- miers moyens de contrôle ont conduit à abaisser le gain en dessous de la valeur déterminée prise comme référence, ce qui se produit après la première constante de temps, les seconds moyens de contrôle entrent en action avec une constante de temps réglée nettement plus faible que la constante de temps des premiers moyens, et le gain est rapidement réduit à la va- leur nécessaire pour que la régulation s'opère par comparaison avec le second seuil. Comme le second seuil est choisi de va- leur inférieure au premier seuil, il ne se produit pas de re- laxation et le circuit ne revient à des conditions normales de gain que lorsque le signal du microphone devient inférieur au second seuil, soit en pratique, lorsque la cause de l'oscil- lation a disparu. Selon un mode de mise en oeuvre avantageux par sa simplicité, le circuit de commande de gain est caractérisé en ce que le gain de l'amplificateur d'écoute par haut parleur est commandé par la tension de charge d'un condensateur, char- gé en permanence à travers une source de courant et en ce que les premiers et seconds moyens de contrôle ont leurs sorties qui provoquent la décharge de ce condensateur via respective- ment une première et une seconde résistance de décharge, la première résistance de décharge ayant une valeur plus élevée que celle de la seconde résistance de décharge. -- 4 --8 4- Selon ce mode de mise en oeuvre, le circuit de com- mande se caractérise en outre en ce que le condensateur est chargé à partir du potentiel le plus positif du circuit, en ce que lesdits premiers et seconds moyens de contrôle déchargent le condensateur par leur borne de sortie qui est du type à transistor NPN (ou MOS à canal N), à collecteur ouvert (ou drain ouvert), et en ce que la première résistance de décharge du condensateur est disposée en série avec la seconde résis- tance de décharge. Les transistors de ce type ont l'avantage d'être facilement intégrables. L'utilisation de sorties du type à collecteur ou- vert permet de pouvoir coupler les sorties des premières et seconds moyens de contrôle à travers leur résistance de dé- charge respective puisque l'état de haute impédance de la sor- tie de l'un des moyens de contrôle reste sans effet sur la sortie de l'autre. Un mode particulier de mise en oeuvre de l'inven- tion est caractérisé en ce que les premiers moyens de contrôle comportent un premier comparateur dont l'entrée positive re- çoit le signal provenant du microphone après amplification, dont l'entrée négative est porté à une première tension de ré- férence laquelle étant inférieure au niveau continu du signal provenant du microphone, définit par rapport à ce niveau ledit premier seuil, et dont la sortie constitue la sortie desdits premiers moyens de contrôle, en ce que les seconds moyens de contrôle comportent un deuxième, un troisième et un quatrième comparateur, tous à sortie du type à collecteur ouvert d'un transistor NPN, en ce que le deuxième comparateur a son entrée négative qui reçoit le signal provenant du microphone après amplification, et son entrée positive qui est portée à une deuxième tension de référence légèrement supérieure à la pre- mière tension de référence mais cependant inférieure au niveau continu du signal provenant du microphone et qui définit par rapport à ce niveau ledit second seuil, en ce que la sortie du deuxième comparateur est d'une part connectée au point inter- médiaire d'un premier pont d'impédances lequel est connecté par ailleurs entre les tensions extrêmes du circuit -5- et d'autre part connectée à l'entrée négative du troisième comparateur, en ce que le quatrième comparateur reçoit sur son entrée positive une tension sensiblement égale à la tension de charge du condensateur et a son entrée négative portée à une troisième tension de référence correspondant à la tension pré- sentée par le condensateur pour ladite valeur de gain de réfé- rence, en ce que la sortie du quatrième comparateur est con- nectée au pied d'un deuxième pont d'impédances connecté en tê- te à la tension la plus positive et dont le point intermédiai- re est connecté à l'entrée négative du troisième comparateur et fait apparaitre, lorsque la sortie du quatrième comparateur est à l'état bas, une quatrième tension de référence qui est réglée à une valeur inférieure à la tension du point intermé- diaire du premier pont d'impédances lorsque la sortie du deuxième comparateur est dans l'état de haute impédance, et en ce que la sortie du troisième comparateur constitue la sortie desdits deuxièmes moyens de contrôle. A l'exception du condensateur dont la tension com- mande le gain de l'amplificateur d'écoute par haut-parleur, les éléments constituant le circuit de commande peuvent être intégrés ce qui conduit à un circuit particulièrement économi- que. La description qui va suivre en regard des dessins annexés fera bien comprendre comment l'invention peut être ré- alisée, dessins dans lesquels: - la figure 1 représente un schéma bloc du circuit de commande selon l'invention, appliqué à un poste téléphonique à écoute amplifiée, - la figure 2 montre un diagramme plus détaillé du circuit de commande selon l'invention, et - la figure 3 donne un diagramme de tensions en fonction du temps en plusieurs points du circuit de la figure 2. La figure 1 représente le schéma général d'un appa- reil comportant un microphone 1, une chaîne d'amplification et de traitement du signal 2 et 3, et un haut-parleur 4. Dans le cas particulier d'un poste téléphonique le bloc représenté en 2 comporte un préamplificateur 5 pour le signal du microphone, -2 6 -- un module séparateur 6 encore appelé fonction hybride, raccor- dé à la ligne téléphonique L et un préamplificateur d'écoute 7 pour l'écouteur 8 du combiné. Le bloc représenté en 3 assure l'amplification du signal d'écoute en vue d'alimenter le haut- parleur 4 et comporte un étage préamplificateur 3a à gain com- mandable et un étage amplificateur de puissance 3b à gain fi- xe. Selon les circonstances, un couplage acoustique peut se produire entre le haut parleur 4 et le microphone 1 qui est susceptible d'entraîner une instabilité connue sous le nom d'effet Larsen. En vue de suprimer cet effet indésirable ou d'en atténuer considérablement les conséquences il est pré- vu un circuit de commande de gain 10 de l'amplificateur d'é- coute par haut-parleur contenu dans le bloc 3. Le circuit de commande de gain 10 se comporte globalement comme une boucle de contre- réaction. Son signal d'entrée S peut être prélevé en tout point de la chaîne d'amplification entre le microphone 1 et le haut parleur 4 mais de préférence il est prélevé sur le microphone 1 notamment dans le cas d'un poste téléphoni- que. Selon l'invention le signal S est appliqué après une éventuelle amplification à l'entrée de premiers moyens de con- trôle 100 qui effectuent une comparaison du signal S avec une première tension de référence VR1. Le circuit de commande de gain 10 comporte égale- ment un condensateur C dont une armature est reliée à la masse et l'autre est chargée à partir du potentiel positif V+ à tra- vers une résistance de charge RC. La tension de charge VC de ce condensateur C peut être limitée si on le désire par un li- miteur de tension 11 constitué par exemple par un certain nom- bre de jonctions semiconductrices en direct situation qui peut exister par construction à l'entrée de commande de gain de l'étage préamplificateur 3a. La tension VC sert à la commande de gain de l'amplificateur d'écoute 3 et peut être convertie en courant de commande au moyen d'une résistance R comme indi- qué sur la figure. Le condensateur C peut être déchargé par la sortie des premiers moyens de contrôle 100 à travers une pre- mière résistance de décharge RD1 et une seconde résistance de -7- décharge RD2 connectée en série. La tension de repos du signal S détermine par rapport à la première tension de référence VR1 un premier seuil qui lorsqu'il n'est pas franchit maintient la sortie des premiers moyens de contrôle 100 à l'état de haute impédance, la sortie de ces moyens étant du type à collecteur ouvert. Lorsque le premier seuil est franchi la sortie des premiers moyens de contrôle 100 passe à l'état bas et provoque la décharge du condensateur C à travers les résistances de dé- charge RD1 et RD2 selon une première constante de temps qui est égale à (RD1 + RD2).C. Le signal S est également appliqué à l'entrée de seconds moyens de contrôle 200 et ce signal est comparé à une deuxième tension de référence VR2 alors que la sortie de ces seconds moyens de contrôle 200 est connectée au point intermé- diaire entre les résistances de décharge RD1 et RD2. La deu- xième tension de référence VR2 est choisie telle qu'elle forme avec la tension de repos du signal S un second seuil inférieur audit premier seuil. Comme on le verra en détail ultérieure- ment, les seconds moyens de contrôle 200 sont également com- mandés à partir de la tension de charge VC du condensateur C, et la sortie de ces seconds moyens n'est activée que lorsque la tension VC est descendue en dessous d'une troisième tension de référence VR3 correspondant à la tension présentée par le condensateur C pour une valeur réduite de gain qui sert de ré- férence. Ainsi les seconds moyens de contrôle 200 ne comman- dent une réduction du gain de l'amplificateur de puissance qu'à partir du moment ou les premiers moyens de contrôle 100 ont déjà réduit le gain en dessous de ladite valeur de réfé- rence. Dans ce cas, la sortie des seconds moyens de contrôle 200 qui est également du type à collecteur ouvert provoque une décharge du condensateur C à travers la résistance de décharge RD2 choisie de préférence de valeur très inférieure à la pre- mière résistance de décharge RD1 et donc selon une seconde constante de temps très inférieure à la première constante de temps des.premiers moyens de contrôle 100. Si le signal S du microphone conserve une amplitude relativement élevée c'est-à- dire supérieure au second seuil déterminé par la deuxième ten- - 8 - sion de référence VR2, le gain de l'amplificateur d'écoute 3 se trouve régulé par les seconds moyens de contrôle 200. Au contraire, lorsque l'amplidude du signal S re- descend en dessous du second seuil, et donc à plus forte rai- son en dessous du premier seuil, les deux sorties des premiers et seconds moyens de contrôle sont à l'état de haute impédance et par conséquent le condensateur C se recharge à travers la résistance RC et le gain de l'amplificateur d'écoute 3 retour- ne à une valeur élevée nominale. On se reporte maintenant à la figure-2 qui repré- sente à titre d'exemple de mise en oeuvre un schéma plus dé- taillé du circuit de commande 10 de la figure 1. Les deux bornes du microphone sont reliées aux deux bornes d'entrée 13 et 14 du circuit de commande 10. La réfé- rence continue du signal de microphone est tout d'abord élimi- née par un filtre en pi constitué par l'association en série du condensateur 15 de la résistance 16 et du condensateur 17. Le signal de microphone ainsi filtré est appliqué via les ré- sistances de protection 18 et 19 aux entrées d'un amplifica- teur différentiel 20. Entre la tension positive d'alimentation V+ et la tension de référence (masse) est disposée une chaine de quatre résistances 21, 22, 23, 24, qui déterminent une première ten- sion de référence VR1 au noeud entre les résistances 24 et 23, une deuxième tension de référence VR2 au noeud entre les résistances 23 et 22 et une tension de référence principale VRO au noeud entre les résistances 22 et 21. La tension de ré- férence principale VRO est appliquée à l'entrée positive de l'amplificateur différentiel 20 à travers une résistance de protection 25 et l'entrée négative de cet amplificateur diffé- rentiel est rebouclée sur sa sortie via une résistance de con- tre-réaction 26. En définitive, le signal qui est noté S' sur la fi- gure et qui est le signal de microphone amplifié par l'ampli- ficateur différentiel 20, a un niveau continu sensiblement égal à la tension de référence principale VRO. A titre d'exem- ple pratique, le gain de l'amplificateur différentiel 20 est établi au voisinage de 50 les tensions de référence VR0, VR1 et VR2 sont établies aux alentours de la moitié de la tension V+ tandis que la tension de référence VR1 est inférieure à la tension de référence principale VRO de 12 millivolts environ, différence qui constitue ledit premier seuil, et que la deu- xième tension de référence VR2 est inférieure à la tension de référence principale VRO de 1,5 millivolt, et constitue ledit second seuil qui est huit fois plus petit que le premier seuil. Le signal S' provenant du microphone, après ampli- fication, est appliqué à l'entrée positive d'un premier compa- rateur 101 à sortie collecteur ouvert et dont l'entrée négati- ve reçoit la première tension de référence VR1. Le signal S' est également appliqué à l'entrée négative d'un deuxième com- parateur 202 à sortie collecteur ouvert tandis que son entrée positive reçoit la deuxième tension de référence VR2. La sor- tie du comparateur 202 est connectée au point A intermédiaire d'un pont constitué par la résistance 28 connectée par ail- leurs à la tension positive V+ et par la résistance 29 connec- tée à la masse. Les valeurs des résistances 28 et 29 sont choisies de telle sorte que la tension VA du point A est légé- rement supérieure à la moitié de la tension positive V+. Un troisième comparateur 203 à sortie collecteur ouvert a son en- trée négative connectée au point A. Un quatrième comparateur 204 à sortie collecteur ouvert a son entrée négative porté à une troisième tension de référence VR3 portée par le point B intermédiaire d'un pont de résistance 30 et 31 qui sont con- nectées respectivement par ailleurs à la tension positive V+ et à la masse. La troisième tension de référence VR3 corres- pond à la tension présentée par le condensateur C pour une certaine valeur de gain de référence en dessous duquel les se- conds moyens de contrôle devront entrer en action, comme il sera expliqué ci-après. Conformément à ce qui a déjà été dé- crit à propos de la figure 1, le condensateur C est chargé en permanence à partir de la tension positive V+ à travers la ré- sistance de charge RC et éventuellement déchargé selon les circonstances à partir des sorties du premier comparateur 101 - 10 - et du troisième comparateur 203 à travers respectivement les résistances de décharges RD1 et RD2 dont le branchement série est connecté au point de jonction entre la résistance de char- ge RC et le condensateur C. La sortie du troisième comparateur 203 qui lorsqu'elle est à haute impédance porte une tension sensiblement égale à la tension de charge du condensateur C est connectée via une résistance de protection 32 à l'entrée positive du quatrième comparateur 204. Enfin la sortie du qua- trième comparateur 204 est connectée au pied d'un pont cons- titué des résistances 34 et 35 qui est connecté en tête à la tension positive V+ et dont le point intermédiaire F fait ap- paraître une quatrième tension de référence VR4 qui, lorsque la sortie du quatrième comparateur 204 est à l'état bas, est réglée à une valeur inférieure & la tension VA du point A lorsque la sortie du deuxième comparateur 202 est & l'état de haute impédance. Le point F intermédiaire du pont de résistan- ce 34 et 35 est connecté à l'entrée positive du troisième com- parateur 203. On va maintenant décrire à l'aide de la figure 3 le fonctionnement du circuit de commande de gain 10 de la figure 2. La figure 3 représente d'une part le signal S' provenant du microphone après amplification, par comparaison avec la pre- mière tension de référence VR1 et la deuxième tension de réfé- rence VR2, et d'autre part les signaux: - VD en sortie du premier comparateur 101 - VA, tension du point A, par comparaison avec la tension VR4 - VC, tension de charge du condensateur C, par comparaison avec la tension VR3 - VE, tension à la sortie du troisième comparateur 203. - Il est à noter sur cette figure, que pour plus de commodité les signaux représentés sont à une échelle tout à fait arbitraire et non proportionnée. On a représenté une pre- mière période tl durant laquelle le signal S' présente une am- plitude passagèrement élevée qui est caractéristique du signal de parole. On rappelle que le signal de parole peut être ca- ractérisé par un facteur de crête qui suit sensiblement la loi: - 1 1 - 8 = (n/Ln2) e - x13/2 o x représente le rapport entre la valeur absolue d'un seuil donné et la tension efficace du signal, et 8 représente la somme des durées de dépassement de ce seuil rapportée au temps total d'observation. Le circuit de commande 10 tire parti de cette propriété caractéristique du signal vocal. Durant cette période tl le premier comparateur 101 a sa sortie qui passe à l'état bas lorsque la première tension de référence VR1 est franchie et influe progressivement à tra- vers la résistance de décharge DR1 de valeur relativement éle- * vée, sur la tension de charge VC du condensateur C. Pendant la même période la deuxième tension de référence VR2 est égale- ment franchie de sorte que le deuxième comparateur 202 a sa sortie qui présente un signal VA qui au repos est à l'état bas et présente des créneaux positifs pour les alternances corres- pondantes du signal S' cependant que le quatrième comparateur 204 n'ayant pas basculé la tension VR4 du point F se maintient au potentiel le plus élevé V+. Ainsi le troisième comparateur 203 ne bascule pas pendant cette période de temps tI. On a représenté également à la figure 3 une autre période de temps t2 durant laquelle est supposée réalisée une condition de couplage acoustique telle que le système oscille tandis que pour la période de temps suivante t3 les conditions d'oscillation ont disparu. Durant un premier intervalle de temps correspondant à la première constante de temps de dé- charge dûe à l'action du premier comparateur 101 et de la pre- mière résistance de décharge RD1 le gain de l'amplificateur d'écoute 3 est progressivement réduit sous le seul effet du premier comparateur 101 et ceci jusqu'à ce que la tension de charge du condensateur VC tombe en dessous de la troisième tension de référence VR3. A cet instant, le quatrième compara- teur 204 bascule et le point F fait apparaître une tension de référence VR4 inférieure au sommet des créneaux positifs du signal VA en sortie du comparateur 202. A partir de cet ins- tant le troisième comparateur 203 est en mesure de basculer en réponse aux créneaux positifs de la sortie du deuxième compa- - 12 - rateur 202 et induit sur sa sortie à l'état bas une décharge accélérée du condensateur C sous l'effet de la résistance de décharge RD2 choisie nettement inférieure à la résistance RD1. Le gain passe alors rapidement à une valeur très faible sous l'effet de la commande de tension du condensateur C et le circuit régule alors la valeur de ce gain en fonction des con- ditions et de l'amplitude du signal S' tant que celui-ci pré- sente une amplitude telle que la deuxième tension de référence VR2 reste franchie par les alternances négatives de ce signal. Durant la troisième période de temps t3 les condi- tions de couplage acoustique ayant été modifiées le signal S' est supposé réduit à une valeur faible telle qu'aucun des deux seuils ne soit dépassé. Les sorties des premiers comparateurs 101 et troisième comparateur 203 sont maintenant à l'état de haute impédances de sorte que le condensateur C se recharge à travers la résistance de charge RC. Lorsque la tension VC de charge du condensateur C dépasse le niveau de la troisième tension de référence VR3 présentéepar le point B le quatrième comparateur 204 bascule à nouveau à l'état de haute impédance en sortie de sorte que la tension au point F remonte à la va- leur de la tension positive V+. L'ensemble des comparateurs 202, 203 et 204 retourne à son point stable de fonctionnement en l'absence d'une amplitude élevée du signal S'. On observe en définitive que le comparateur 101 jouant le rôle de premiers moyens de contrôle agit selon une première constante de temps déterminée principalement par la résistance de décharge RD1 tant que le signal S' reste d'une amplitude qui peut être régulée par les premiers moyens sans que le gain ne soit abaissé en dessous du gain de référence correspondant à la troisième tension de référence VR3. Lorsque le signal du microphone est de forte ampli- tude (les deux seuils étant dépassés), le condensateur C se décharge selon ladite première constante de temps après quoi l'ensemble des comparateurs 202, 203 et 204 entrent en fonc- tionnement avec une constante de temps due à la résistance de décharge RD2 qui peut être choisie par exemple 20 fois infé- rieure à la résistance de décharge RD1 et cet ensemble de com- - 13 - parateurs constituant les seconds moyens de contrôle, régulent alors la décharge du condensateur et donc le gain de l'ampli- ficateur d'écoute 3 tant que le signal S' conserve une ampli- tude qui dépasse le second seuil correspondant à la deuxièmeOS tension de référence VR2. La partie du circuit 10 de la figure 2, qui est en- tourée d'un cadre 36 en tirets, peut être facilement intégrée sous forme de circuit monolithique. Pour faciliter cette opé- ration, certaines résistances de valeur élevée peuvent être avantageusement remplacées par des éléments fonctionnellement équivalents. Ainsi, le premier pont d'impédance décrit comme étant constitué par les résistances 28 et 29 peut être, selon une variante non représentée sur la figure, constitué par l'association en série d'une source de courant connectée à la tension V+ et d'une impédance non linéaire connectée à la mas- se, cette impédance non linéaire étant formée d'une pluralité de jonctions semiconductrices en série qui fixe normalement la tension VA du point A. Il en va de même pour le deuxième pont d'impédance décrit comme formé des résistances 34 et 35 et en- core pour celui formé par les résistances 30 et 31. De manière similaire la résistance 21 peut être remplacée par une source de courant et la résistance 24 par une série de jonctions semi-conductrices en direct, tandis que les résistance 22 et 23, qui sont de plus faible valeur, peuvent être conservées. - 14 - REVENDICATIONS: 1. Circuit de commande de gain d'un amplificateur pour l'écoute par hautparleur dans un appareil comportant par ailleurs un microphone et son amplificateur associé, notamment dans le but de supprimer l'effet Larsen, circuit consistant essentiellement en une boule de contre-réaction réduisant le gain de l'amplificateur d'écoute par haut-parleur lorsque le signal provenant du microphone dépasse un seuil déterminé ca- ractérisé en ce que la boucle de contre-réaction comportant des premiers moyens de contrôle, commandant une-réduction de gain de l'amplificateur d'écoute par haut parleur avec une première constante de temps, et le dit seuil prédéterminé étant un premier seuil, elle comporte encore des seconds mo- yens de contrôle comparant le signal provenant du microphone à un second seuil, plus faible que ledit premier seuil, qui com- mandent une réduction de gain avec une seconde constante de temps inférieure à la première, à partir du moment o le gain a été réduit en dessous d'une valeur de gain de référence par lesdits premiers moyens, alors qu'ils restent inactifs lorsque le gain reste supérieur à ladite valeur de référence. 2. Circuit de commande de gain selon la revendication 1 caractérisé en ce que le gain de l'amplificateur d'écoute par haut-parleur est commandé par la tension de charge d'un condensateur, chargé en permanence à travers une source de courant et en ce que les premiers et seconds moyens de contrô- le ont leurs sorties qui provoquent la décharge de ce conden- sateur via respectivement une première et une seconde résis- tance de décharge, la première résistance de décharge ayant une valeur plus élevée que celle de la seconde résistance de décharge. 3. Circuit de commande de gain selon la revendication 2 caractérisé en ce que le condensateur est chargé à partir du potentiel le plus positif du circuit, en ce que lesdits pre- miers et seconds moyens de contrôle déchargent le condensateur par leur borne de sortie qui est du type à transistor NPN (ou MOS à canal N), à collecteur ouvert (ou drain ouvrert), et en ce que la première résistance de décharge du condensateur est -15 - disposée en série avec la seconde résistance de décharge. 4. Circuit de commande de gain selon la revendication 3 caractérisé en ce que les premiers moyens de contrôle com- portent un premier comparateur dont l'entrée positive reçoit le signal provenant du microphone après amplification, dont l'entrée négative est porté à une première tension de référen- ce laquelle étant inférieure au niveau continu du signal pro- venant du microphone, définit par rapport à ce niveau ledit premier seuil, et dont la sortie constitue la sortie desdits premiers moyens de contrôle, en ce que les seconds moyens de contrôle comportent un deuxième, un troisième et un quatrième comparateur, tous à sortie du type à collecteur ouvert d'un transistor NPN, en ce que le deuxième comparateur a son entrée négative qui reçoit le signal provenant du microphone après amplification, et son entrée positive qui est portée à une deuxième tension de référence légèrement supérieure à la pre- mière tension de référence mais cependant inférieure au niveau continu du signal provenant du microphone et qui définit par rapport à ce niveau ledit second seuil, en ce que la sortie du deuxième comparateur est d'une part connectée au point inter- médiaire d'un premier pont d'impédances lequel est connecté par ailleurs entre les tensions extrêmes du circuit et d'autre part connectée à l'entrée négative du troisième comparateur, en ce que le quatrième comparateur reçoit sur son entrée posi- tive une tension sensiblement égale à la tension de charge du condensateur et a son entrée négative portée à une troisième tension de référence correspondant à la tension présentée par le condensateur pour ladite valeur de gain de référence, en ce que la sortie du quatrième comparateur est connectée au pied d'un deuxième pont d'impédances connecté en tête à la tension la plus positive et dont le point intermédiaire est connecté à l'entrée négative du troisième comparateur et fait apparaître, lorsque la sortie du quatrième comparateur est à l'état bas, une quatrième tension de référence qui est réglée à une valeur inférieure à la tension du point intermédiaire du premier pont d'impédances lorsque la sortie du deuxième comparateur est dans l'état de haute impédance, et en ce que la sortie du - 16 - troisième comparateur constitue la sortie desdits deuxièmes moyens de contrôle. 5. Application du circuit de commande selon l'une des revendications 1 à 4 à un poste téléphonique à écoute ampli- fiée par haut-parleur.