Brevet FR2622751A1 — publié le 19890505

La présente invention concerne des amplifica- teurs d'isolation et des techniques de modulation et de démodulation qui peuvent être utiles dans des amplifica- teurs d'isolation, comprenant des circuits destinés à convertir une tension en représentations sous la forme d'une fréquence, d'une phase ou d'une largeur d'impul- sion, et des circuits destinés à reconvertir de telles représentations en un signal de tension ou de courant représentatif de la tension analogique d'origine, et comprenant également une technique de haute précision pour la conversion d'une tension en un rapport cyclique, et une technique à faible ondulation et à grande largeur de bande pour reconvertir de telles représentations en un signal analogique représentatif de la tension d'en- trée d'origine. On utilise couramment dans diverses applica- tions des techniques de conversion de tension en rapport cyclique et des techniques de conversion de tension en fréquence. Le rétablissement d'une tension d'entrée ana- logique s'effectue fréquemment au moyen de démodulateurs de rapport cyclique en tension ou de démodulateurs de fréquence en tension. Des exemples d'applications couran- tes de tels circuits comprennent des alimentations à dé- coupage, des convertisseurs continu-continu et des ampli- ficateurs d'isolation. Dans l'art antérieur, on a effec- tué une conversion de tension en rapport cyclique de pré- cision en comparant une tension de forme d'onde triangu- laire linéaire avec un niveau de tension d'entrée analo- gique, en produisant un niveau "1" lorsque la tension de forme d'onde triangulaire dépasse la tension d'entrée analogique, et en produisant un niveau "0" lorsque la tension de forme d'onde triangulaire est inférieure à la tension d'entrée analogique. Lorsque la tension d'entrée analogique augmente, le rapport cyclique de la forme d'onde de sortie numérique diminue proportionnellement. La précision de la fonction de transfert tension-rapport cyclique dépend fortement de la linéarité de la forme d'onde triangulaire et de la précision du comparateur qui est utilisé, et une partie de l'information contenue dans la tension d'entrée analogiqueest perdue. De plus, la précision de tels circuits deconversion tension-rap- port cyclique de l'art antérieur est dégradée par des erreurs de décalage d'entrée, c'est-à-dire des erreurs dans la relation entre une valeur zéro de la tension d'entrée analogique et le rapport cyclique correspondant de 50% de la forme d'onde de sortie numérique en modula- tion de rapport cyclique. Des démodulateurs à équilibre de charge du type accomplissant une conversion fréquence-tension ou une conversion rapport cyclique-tension sont des dispositifs bien connus. De tels circuits reçoivent un signal d'en- trée sous forme d'impulsions qui est modulé en fréquence ou codé en rapport cyclique. Ce signal est appliqué de façon caractéristique à un filtre passe-haut, et il est appliqué à l'entrée d'un circuit d'interface de démodula- tion approprié, qui peut être un circuit monostable pour un convertisseur fréquence-tension ou un circuit de bas- cule à déclenchement sur des fronts pour un convertisseur rapport cyclique-tension. Le signal de sortie du circuit d'interface de démodulation commande un élément de commu- tation qui applique un courant de référence constant à l'entrée inverseuse d'un amplificateur opérationnel, dont l'entrée non inverseuse est connectée à la masse. La sor- tie de l'amplificateur opérationnel est connectée à l'en- trée inverseuse par l'intermédiaire d'un circuit d'inté- gration qui comprend un condensateur de rétroaction d'in- tégration et une résistance de rétroaction parallèle. Le courant moyen qui circule dans le condensateur de rétro- action doit être égal à zéro, et la tension de sortie de l'amplificateur opérationnel prend la valeur nécessaire Z622751 pour que l'entrée inverseuse soit à une tension de masse virtuelle. La caractéristique de transfert donnant la tension de sortie en fonction de la fréquence ou du rap- port cyclique du signal d'entrée modulé est très précise, mais la tension de sortie contient un niveau élevé de tension d'ondulation. Bien qu'Ton puisse diminuer le ni- veau de tension d'ondulation en augmentant la capacité de rétroaction, ceci a également pour effet de réduire la largeur de bande. Le compromis entre la largeur de bande et la tension d'ondulation est une limitation importante dans de nombreux systèmes, comme dans des boucles d'as- servissement, dans lesquelles l'ondulation doit être fai- ble,mais une faible largeur de bande peut entraîner une instabilité de la boucle. Les techniques antérieures utilisées pour mini- miser la tension d'ondulation sans affecter la largeur de bande n'ont pas donné satisfaction, du fait qu'elles li- mitent la plage de fréquences porteuses auxquelles le dé- modulateur peut fonctionner et/ou elles limitent la pré- cision de la caractéristique de transfert. Par exemple, l'utilisation d'un filtre passe-bas en série avec une sortie ne donne pas un résultat satisfaisant s'il est né- cessaire d'avoir une plage de fréquence de fonctionnement étendue. En outre, de tels filtres sont coûteux. Une au- tre technique consiste à utiliser le démodulateur à équi- libre de charge en tant que composant de rétroaction dans une boucle de verrouillage de phase, mais cette technique souffre d'un manque de souplesse, et elle est complexe et coûteuse. Une autre technique a consisté à utiliser un circuit échantillonneur-bloqueur à la sortie du démodula- teur, et à échantillonner le signal de sortie à un ins- tant déterminé pendant le cycle de démodulation. Cette technique ajoute souvent dans le circuit une erreur supé- rieure à celle qui existait déjà, à cause de décalages et d'erreurs portant sur les caractéristiques temporelles des échantillons dans le circuit échantillonneur-bloqueur. Les amplificateurs d'isolation constituent une application courante de circuits de conversion de tension en rapport cyclique et de démodulateurs à équilibre de charge. La tension d'entrée analogique est convertie en un signal numérique dont le rapport cyclique représente l'amplitude de la tension d'entrée analogique. Ce signal numérique peut être transmis de façon précise à travers une barrière d'isolation classique, telle qu'un dispositif à couplage optique ou un transformateur. Après transmis- sion à travers la barrière, le signal de tension d'entrée est reconstitué au moyen d'un démodulateur de rapport cy- clique en tension. La précision de tels amplificateurs d'isolation a été limitée par les erreurs mentionnées ci- dessus de convertisseurs de tension en rapport cyclique antérieurs et de démodulateurs à équilibre de charge an- térieurs. Un problème de démodulateurs dans des circuits tels que des amplificateurs d'isolation, consiste en ce que des signaux de bruit peuvent être très proches de la fréquence du signal porteur du modulateur/démodulateur. Si c'est le cas, le modulateur produit un signal de dif- férence de fréquence relativement faible, le signal por- teur lui-même et un signal de somme ayant une fréquence égale à la somme du signal de bruit et du signal porteur. Habituellement, il est très facile d'éliminer par filtrage le signal porteur et le signal de somme, mais il est dif- ficile d'éliminer par filtrage le -signal de différence (du fait que sa fréquence est faible), sans éliminer éga- lement le signal de modulation de fréquence basse désiré. Un autre problème d'amplificateurs d'isolation antérieurs consiste dans la difficulté à obtenir une fonction de transfert précise, qui soit relativement in- dépendante de la température et de variations de paramè- tres de fabrication. Un but de l'invention est de procurer un cir- cuit convertisseur de tension en rapport cyclique qui soit précis malgré l'existence de non-linéarités dans une tension d'entrée de forme d'onde triangulaire qui lui est appliquée. Un autre but de l'invention est de procurer un démodulateur à équilibre de charge qui ait une faible ondulation et une grande largeur de bande, sans dégrader la précision de la caractéristique de transfert. Un autre but de l'invention est de procurer un amplificateur d'isolation économique et à hautes perfor- mances, capable de supporter des changements très impor- tants et rapides de la différence entre des tensions de masse de part et d'autre de la barrière d'isolation, sans perte d'information ou de données comme c'est le cas pour les amplificateurs d'isolation de l'art antérieur les plus proches. Brièvement, et conformément à l'un de ses modes de réalisation, l'invention procure un système de modula- teur-démodulateur comprenant un circuit modulateur qui comprend un premier circuit de commutation de courant destiné à produire un premier courant qui est commuté en- tre des valeurs positive et négative sous la dépendance d'un signal modulé en rapport cyclique, qui est produit par le circuit modulateur sous l'effet d'une tension d'en- trée analogique, et une barrière d'isolation destinée à transmettre le signal modulé en rapport cyclique vers un circuit démodulateur qui fait partie de l'amplificateur d'isolation, le circuit démodulateur comprenant un second circuit de commutation de courant, destiné à produire un second courant qui est commuté entre des valeurs positive et négative sous la dépendance du signal modulé en rapport cyclique qui est transmis à travers la barrière d'isola- tion. Dans un mode de réalisation de l'invention qui est décrit, le démodulateur est un démodulateui à équilibre de charge, dans lequel un circuit échantillonneur-bloqueur comporte une entrée analogique connectée à une sortie d'un circuit d'intégration qui intègre le second courant pour produire un signal de sortie du circuit échantil- lonneur-bloqueur, et une tension de sortie analogique qui est une représentation précise de la tension d'en- trée analogique. La tension de sortie analogique est transmise par une résistance de rétroaction à l'entrée d'un amplificateur opérationnel qui fait partie du cir- cuit d'intégration. Un condensateur d'équilibre de char- ge du circuit d'intégration est connecté entre la sortie de l'amplificateur opérationnel et une entrée de celui- ci. Dans un mode de réalisation de l'invention qui est décrit, les premier et second circuits de commutation de courant sont appariés de façon précise pour produire les mêmes rapports entre des valeurs positives et négatives, sous l'effet du signal modulé en rapport cyclique. Le circuit démodulateur et le circuit modulateur sont fa- briqués sur des parties séparées d'une seule puce de se- miconducteur de grandes dimensions, et des composants ajustables sont ajustés de façon précise pour produire la concordance précise. La puce de semiconducteur est ensuite-découpée en morceaux séparés pour former une pu- ce de modulateur et une puce de démodulateur qui sont montéesdans un seul bottier et sont connectées à des bornes de petits condensateurs qui constituent la bar- rière d'isolation. Dans un mode de réalisation qui est décrit, le modulateur comprend un circuit d'intégration qui intègre la somme algébrique du courant d'entrée et du premier courant. Le signal de sortie de ce circuit d'intégration est appliqué à une entrée d'un comparateur à hystérésis, dont la sortie attaque le premier circuit de commutation de courant. Un signal synchronisé sur un signal de bruit connu est appliqué à l'autre entrée du comparateur à hystérésis, pour faire en sorte que la fréquence du signal porteur du modulateur soit synchro- nisée sur le signal de bruit. Ceci empêche le modulateur de générer un signal de battement de fréquence basse qui serait difficile à filtrer. Dans un autre mode de réali- sation, le circuit échantillonneur-bloqueur est réalisé par un circuit échantillonneur-bloqueur du type à "élé- ments en cascade", qui comprend deux circuits échantil- lonneurs-bloqueurs-connectés ensemble en cascade pour réduire encore davantage l'ondulation de la tension de sortie analogique. L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui va suivre de modes de réalisation, et en se référant aux dessins annexés sur lesquels: la figure 1 est un schéma de circuit d'un dé- modulateur à équilibre de charge conforme à l'invention; la figure 2 est un diagramme séquentiel utile à l'explication du fonctionnement du démodulateur à équilibre de charge de la figure 1; la figure 3 est un schéma de circuit d'un am- plificateur d'isolation de l'art antérieur, utilisant un modulateur de tension en rapport cyclique et un démodu- lateur de rapport cyclique en tension; la figure 4A est un schéma synoptique du modu- lateur de tension en rapport cyclique avec rétroaction par des courants positif et négatif commutés, et compre- nant un oscillateur libre; la figure 4B est un modulateur de tension en rapport cyclique avec rétroaction par des courants posi- tif et négatif commutés, et un comparateur à hystérésis qui établit une fréquence d'oscillation interne; la figure 4C est un schéma synoptique d'un am- plificateur d'isolation avec modulation de tension en rapport cyclique comme sur la figure 4B, et démodulation de rapport cyclique en tension; la figure 4D est un amplificateur d'isolation avec un modulateur de tension en rapport cyclique et un démodulateur de rapport cyclique en tension, qui com- prend un circuit échantillonneur-bloqueur dans une bou- cle de rétroaction d'intégrateur, pour réduire l'ondula- tion de la tension de sortie; la figure 5 est un schéma de circuit détaillé de l'amplificateur d'isolation de la figure 4D; la figure 6 est un diagramme séquentiel rela- tif au circuit de la figure 5; la figure 7 est un circuit échantillonneur- bloqueur à "éléments en cascade" perfectionné qu'on peut utiliser dans le circuit de la figure 6; la figure 8 est un diagramme séquentiel rela- tif au circuit échantillonneur-bloqueur de la figure 7; la figure 9 est un schéma qui illustre la fa- brication des sections de modulateur et de démodulateur d'un amplificateur d'isolation sur une seule puce de se- miconducteur, le découpage de la puce en deux moitiés et le montage dans un boîtier des puces de modulateur et de démodulateur séparées, de part et d'autre d'un composant qui constitue une barrière d'isolation; et la figure 10 est un schéma d'un circuit de source de courant qu'on peut utiliser dans les circuits des figures 1, 4A-4D et 5. En considérant maintenant la figure 1, on note que le circuit démodulateur à équilibre de charge 1 re- çoit une tension d'entrée numérique VIN sur le conduc- teur 2, qui est connecté à une borne d'un condensateur 3. L'autre borne du condensateur 3 est connectée par le conducteur 6 à une borne de la résistance 4, dont l'autre borne est connectée au conducteur de masse de démodula- teur, 5, et à une borne d'une résistance 7. L'autre borne de la résistance 7 est connectée à une tension d'alimen- tation positive +V. Le conducteur 6 est également connec- té à une entrée de commande d'échantillonnage d'un cir- cuit échantillonneur-bloqueur 22 et à un circuit d'inter- face de démodulation 8. Le circuit d'interface de démodu- lation 8 peut comprendre une bascule à déclenchement sur des fronts destinée à fermer l'interrupteur 12 sous l'ef- fet d'une impulsion positive, et à ouvrir l'interrupteur 12 sous l'effet d'une impulsion négative, pour réaliser une conversion de rapport cyclique en tension. La sortie du circuit d'interface de démodulation 8 est connectée par un conducteur 11 à l'entrée de commande de l'interrup- teur 12, qui peut être un transistor à effet de champ à jonction (ou JFET) . Les bornes d'acheminement de courant de l'interrupteur 12 sont connectées à une source de cou- rant de référence 13, qui produit un courant de référence IREFERENCE. L'autre borne d'acheminement de courant de l'interrupteur 12 est connectée par le conducteur 14 à l'entrée inverseuse d'un amplificateur opérationnel 15. L'entrée non inverseuse de l'amplificateur 15 est connec- tée au conducteur de masse 5. Le conducteur 14 est égale- ment connecté à une seconde source de courant constant 16, dans laquelle circule un courant de décalage constant IDECALAGE La sortie 17 de l'amplificateur 15 est connec- tée à une borne d'un condensateur d'équilibre de charge 18, dont l'autre borne est connectée au conducteur 14. Le conducteur 17 est également connecté à l'entrée de ten- sion analogique du circuit échantillonneur-bloqueur 22, dont la sortie est connectée au conducteur 23, sur laquel- le apparaît une tension de sortie VOuT. Une résistance de rétroaction 21, ayant une valeur R1, est connectée entre les conducteurs 14 et 23. En considérant maintenant la figure 2, on note que la forme d'onde VIN(DCM) 2 est une tension modulée en rapport cyclique qui représente un signal d'entrée analo- gique. Sous l'effet des fronts de sens positif de VIN (DCM) un circuit différentiateur ou filtre passe-haut, compre- nant le condensateur 3 et les résistances 4 et 7, produit la forme d'onde 6 sur le conducteur 6. (On pourrait uti- liser un circuit monostable à la place du circuit 3, 4, 7.) Dans la forme d'onde 6, la ligne en pointillés 22A désigne la tension de seuil d'échantillon du circuit échantillonneur-bloqueur 22. Le circuit d'interface de démodulation 8 réagit aux fronts de sens positif des pointes positives dans la forme d'onde 6 en fermant l'interrupteur 12, comme l'indique une ligne 11. Les fronts de sens négatif des impulsions négatives de la forme d'onde 6 ouvrent l'interrupteur 12. L'intervalle d'échantillonnage 24 est déterminé par les instants aux- quels les fronts de sens positif et les fronts de sens négatif des impulsions positives de la forme d'onde 6 franchissent la tension de seuil d'échantillonnage 22A. Lorsque la tension sur le conducteur 6 est su- périeure au niveau de tension 22A, la tension de sortie VOUT sur le conducteur 23 suit ou poursuit de façon pré- cise la tension que la sortie de l'amplificateur opéra- tionnel 15 produit sur le conducteur 17. Lorsque la ten- sion sur le conducteur 6 tombe ensuite au-dessous du ni- veau de seuil d'échantillonnage 22A, la tension VOUT sur le conducteur 23 est ensuite maintenue de façon précise à sa valeur présente, jusqu'à ce que la tension de la forme d'onde 6 dépasse à nouveau le niveau de seuil d'échantillonnage 22A. (Divers circuits disponibles dans le commerce peuvent accomplir cette fonction, par exemple avec une nouvelle technique d'échantillonnage-blocage qui est représentée sur les figures 7 et 8). La durée de l'intervalle d'échantillonnage 24 est déterminée par la réponse du circuit de filtre passe- haut 3, 4, 7 au signal d'entrée modulé en rapport cycli- que VN(DCM) La boucle de rétroaction qui va du conduc- IN(DCM)V teur 23 au conducteur 14 en passant par la résistance 21 fait en sorte que le courant dans la résistance 21 soit exactement égal à la somme de IDECALAGE et du courant de référence commuté moyen IREFERENCE. On peut faire varier la valeur de IDECALAGE pour régler VOUT' sans affecter la fonction de transfert qui lie VIN(DCM) à VOUT. En préservant l'équilibre de charge du condensateur 18, et en faisant en sorte que le courant qui traverse la résis- tance 21 soit seulement proportionnel à VOUT, la préci- sion du démodulateur 1 est indépendante de la précision du circuit échantillonneur-bloqueur 22, qui modifie sim- plement les caractéristiques d'ondulation de la forme d'onde 17. L'intervalle d'échantillonnage 24 est détermi- né par le niveau de la tension de seuil d'échantillonnage 22A et par le temps de descente du filtre passe-haut 3, 4, 7. La boucle de rétroaction qui comprend le condensa- teur 18 et la résistance 21 maintient le conducteur 14 à une tension de masse virtuelle qui est égale à la tension du conducteur de masse de démodulateur 5. La forme d'onde 17 est une forme d'onde triangulaire qui résulte de la charge et de la décharge du condensateur 18 avec des cou- rants constants par la résistance 21, et du courant de différence entre IDECALAGE et le courant IREFERENCE commu- té, qui dépend de l'état de l'interrupteur 12. La valeur de VOUT qu'indique la forme d'onde 23 est la valeur d'échantillon de la forme d'onde 17 pendant l'intervalle d'échantillonnage 24, et cette valeur est maintenue cons- tante et égale à la dernière valeur qui est apparue pen- dant l'intervalle d'échantillonnage 24 précédent. Si la diminution progressive de VOUT pendant la totalité de la période est négligeable, l'ondulation est réduite, par rapport à celle de la forme d'onde 17, d'un facteur de 1/[2f.(intervalle d'échantillonnage 24)]. Ce circuit procure une réduction d'ondulation s'élevant jusqu'à un facteur de 100 à 1000 par rapport à celle qu'on peut obtenir sans le circuit échantillonneur-blo- queur 22 connecté de la manière représentée. Il faut noter que le démodulateur à équilibre de charge de la figure 1 n'est pas inconditionnellement stable, mais est inconditionnellement stable pour toutes les fréquences d'entrée supérieures à la fréquence de compensation critique définie par 1/R1.C1, ces termes désignant respectivement la valeur de la résistance 21 et la capacité du condensateur 18. Dps signaux porteurs mo- dulés en phase qui sont utilisés en pratique auront nor- malement une fréquence minimale très supérieure à cette valeur. En considérant ensuite la figure 3, on voit un type fondamental d'amplificateur d'isolation de l'art antérieur. L'amplificateur d'isolation comprend un cir- cuit de modulation de tension en rapport cyclique qui comprend un comparateur 46 et un générateur de forme d'onde triangulaire de précision 58, connecté entre le conducteur de masse 36 du modulateur et une entrée in- verseuse du comparateur 46. Le conducteur 32 applique une tension d'entrée analogique VIN à l'entrée non inverseuse * du comparateur 46. La sortie du comparateur 46 est con- nectée à une borne d'un condensateur faisant fonction de barrière d'isolation 133, ou à d'autres moyens de coupla- ge de signal, dont l'autre borne est connectée à l'entrée d'un circuit de commutation 54. Le circuit de commutation 54 connecte une "source de courant de 2I" 43A à une sour- ce de courant 103 qui fait circuler un courant constant I. Le circuit 43A, 54, 103 constitue ce qu'on appelle un "commutateur de courant I-2I" qui, en fonction de l'état du circuit de commutation de courant 54, fait circuler un courant I de sens positif ou négatif dans le conducteur 164. Un circuit d'intégration comprend la résistance 57 connectée entre le conducteur 164 et le conducteur de masse de démodulateur 5, et un condensateur 56 qui est connecté entre le conducteur 164 et le conducteur de mas- se 5. Ce circuit d'intégration intègre le signal modulé en rapport cyclique qui est produit à la sortie du compa- rateur 46 et qui est transmis à travers le condensateur de barrière d'isolation 133. Le circuit de commutation de courant I-2I, 54, en combinaison avec le circuit d'inté- gration 56, 57, forme donc un démodulateur de rapport cy- clique en tension. On peut diminuer la composante de ten- sion d'ondulation de sortie de VOUT en augmentant la ca- pacité du condensateur 56, mais la largeur de bande de l'amplificateur d'isolation est réduite de façon corres- pondante. La linéarité de cet amplificateur d'isolation repose directement sur la linéarité de la forme d'onde triangulaire du générateur 58. Conformément à l'invention, le circuit de modu- lation en rapport cyclique qui est représenté sur la fi- gure 4A comprend une boucle de rétroaction qui connecte la sortie du comparateur 46 à l'entrée inverseuse d'un amplificateur opérationnel 35, au moyen du conducteur 47, du circuit de commutation de courant I-2I 91, 92, 93 et du conducteur 34. Le conducteur de sortie 37 de l'ampli- ficateur opérationnel 35 est connecté au conducteur 34 par un condensateur de rétroaction 38. Le conducteur 34 est également connecté par une résistance d'entrée 33, ayant une valeur RIN, au conducteur d'entrée 32, auquel est appliquée la tension analogique VIN, ce qui fait cir- culer dans la résistance 33 un courant d'entrée IIN égal à VIN/RIN. Le conducteur de masse 36 du modulateur est connecté à l'entrée non inverseuse de l'amplificateur opérationnel 35. Le conducteur de sortie 37 de l'ampli- ficateur est connecté à l'entrée non inverseuse du compa- rateur 46. Ce circuit fait la somme de +I ou -I et de IN, sur le conducteur 34. Dans ces conditions, l'intégrateur qui comprend la résistance 33, l'amplificateur opération- nel 35 et le condensateur 38 fait varier la tension de "seuil" que le conducteur 37 applique à l'entrée non in- verseuse du comparateur 46, pour faire varier ainsi le seuil du comparateur 46, pour lui donner la valeur quel- conque qui est nécessaire pour que le signal modulé en rapport cyclique VOUT(DCM) sur le conducteur 47 produise pour les courants +I et -I qui sont renvoyés vers le noeud 34,une valeur moyenne correspondant à une tension égale à VIN. L'avantage de ce mode de fonctionnement con- siste en ce que le signal modulé en rapport cyclique qui est produit sur le conducteur 47 est fondamentalement in- dépendant de la linéarité du circuit oscillateur libre 58. Le signal modulé en rapport cyclique qui est produit sur le conducteur 47 représente de façon précise la ten- sion d'entrée analogique VIN, indépendamment du fait que l'oscillateur libre 58 produise ou non une forme d'onde triangulaire linéaire précise, la forme d'onde de cet oscillateur pouvant même par exemple être une sinusoide. La figure 4B montre une variante du circuit re- présenté sur la figure 4A, dans laquelle l'oscillateur libre 58 a été éliminé, et le comparateur 46 est conçu de façon à présenter une hystérésis. Dans ce circuit, l'en- trée inverseuse du comparateur à hystérésis 46 est connec- tée au conducteur de masse 36 du modulateur. Le niveau de tension d'ondulation du signal de sortie de l'intégrateur, sur le conducteur 37,et la tension d'hystérésis entre les niveaux de déclenchement de l'entrée non inverseuse du comparateur à hystérésis 46, sont proportionnels à la fréquence d'oscillation. En se référant à la figure 4C, qui montre un amplificateur d'isolation, on note que la tension de sor- tie modulée en rapport cyclique qui est produite sur le conducteur 47 (par un circuit modulateur semblable à ce- lui de la figure 4B), est appliquée à une borne du con- densateur d'isolation 133, dont l'autre borne 131 est con- nectée à un convertisseur de rapport cyclique en tension, pour former ainsi un amplificateur d'isolation. L'entrée inverseuse de l'amplificateur opérationnel 153 est con- nectée au conducteur 176. Le condensateur 151 et la ré- sistance de sortie 158 sont connectés en parallèle entre les conducteurs 164 et 176, de façon que l'amplificateur opérationnel 153 fonctionne en intégrateur. L'entrée non inverseuse de l'amplificateur opérationnel 153 est con- nectée au conducteur de masse 5 du démodulateur. Les cir- cuits de commutation de courant 91 et 54 sont appariés de façon précise. Le rapport des-sources de courant "2I" 92 et 43A est apparié de façon précise avec le rapport des sources de courant "I" 93 et 103. La fonction de trans- fert de l'amplificateur d'isolation de la figure 4C est donnée par l'équation: OUT (ROUT/RIN)VIN L'amplificateur d'isolation de la figure 4C a une tension d'ondulation égale à VONDULATIO = HYSTERESIS (ROUT/RIN)(CIN/COUT), en désignant par VHYSTERESIS la différence entre les points de déclenchement du comparateur à hystérésis 46. Pour éliminer la majeure partie de cette tension d'ondula- tion; on utilise le circuit représenté sur la figure 4D, comprenant un circuit échantillonneur-bloqueur152 (comme sur la figure 1), dans la boucle de rétroaction entre la sortie de l'intégrateur 153 et son entrée inverseuse. En se référant à la figure 5, on note que l'am- plificateur d'isolation 99 comprend une barrière d'isola- tion capacitive qui comporte des condensateurs 133 et 134. Un circuit convertisseur de tension en rapport cyclique , similaire à celui des figures 4B-4D, produit des si- gnaux de sortie modulés en rapport cyclique, qui sont des compléments logiques sur les conducteurs 131 et 132. Ces signaux logiques complémentaires sont appliqués aux bor- nes de gauche des condensateurs de barrière d'isolation respectifs 133 et 134. La référence 96 désigne un démo- dulateur de rapport cyclique en tension du type à équi- libre de charge, dont les entrées logiques complémentai- res sont respectivement connectées aux bornes de droite des condensateurs de barrière d'isolation 133 et 134. Le signal de tension d'entrée analogique VIN est appliqué au conducteur 32. Le conducteur 32 est con- necté par la résistance d'entrée 33 au conducteur 34, qui est également connecté à l'entrée inverseuse de l'amplificateur opérationnel 35, à une borne du conden- sateur de rétroaction 38, à l'électrode de drain du JFET à canal P 41A, et à la source de courant constant 93. La sortie de l'amplificateur opérationnel 35 est connectée par le conducteur 37 à l'autre borne du con- densateur 38, à l'électrode de drain du JFET à canal P 44A, et à l'entrée inverseuse du comparateur à hystéré- sis 46. (Le comparateur à hystérésis 46 peut être un comparateur classique avec rétroaction positive, comme représenté sur la figure 5 par les références 46, 118 et 119). La sortie du comparateur à hystérésis 46 est connectée à son entrée non inverseuse par le conducteur 47 et la résistance de rétroaction 118. L'entrée non in- verseuse du comparateur à hystérésis 46 est également connectée par la résistance 119 soit au conducteur de masse 36 du modulateur, soit facultativement à un con- ducteur 120 sur lequel est appliqué un signal de synchro- *25 nisation de bruit VBRUIT. La sortie du comparateur à hystérésis 46 est connectée à l'entrée non inverseuse d'un comparateur différentiel 130, dont l'entrée inver- seuse est connectée au conducteur de masse 36. Le compa- rateur différentiel 130 produit sur les conducteurs 131 et 132 des signaux logiques complémentaires codés en rapport cyclique, pour la transmission vers les conduc- teurs 170 et 172, à travers les condensateurs de barrière d'isolation 133 et 134 précités. Les électrodes de source des JFET 41A et 44A sont connectées par le conducteur 42 à la source de cou- rant de référence constant "2I" 92. L'électrode de gril- le du JFET 41A est connectée à l'électrode de grille d'un autre JFET à canal P,107, et à un conducteur 101. Le conducteur 101 est connecté à la sortie non inversée d'un comparateur différentiel 121, dont l'entrée non in- verseuse est connectée par le conducteur 166 à une borne d'un condensateur 128 et à une borne de la résistance 123. L'autre borne de la résistance 123 est connectée au conducteur de masse 36 du modulateur. Le comparateur différentiel 121 comporte une entrée inverseuse qui est connectée par le conducteur 167 à une borne du condensateur 129 et à une borne de la résistance 126, dont l'autre borne est connectée au con- ducteur de masse 36 du- modulateur. Une résistance de ré- troaction 125 est connectée entre le conducteur 167 et une sortie inversée de l'amplificateur 121, au moyen du conducteur 168. Le conducteur 168 est connecté aux élec- trodes de grille du JFET 44A et d'un JFET à canal P 114. Les électrodes de source des JFET 107 et 114 sont con- nectées par le conducteur 169 à la source de courant constant "2I" 111. L'électrode de drain du JFET 107 est connectée à la résistance 110, dont l'autre borne est connectée au conducteur de masse 36 du modulateur. L'électrode de drain du JFET 114 est connectée au conducteur de masse 36 du modulateur par la combinai- son en parallèle de la résistance 115 et du condensateur 116. La borne de droite du condensateur de barrière d'isolation 133 est connectée par le conducteur 170 à l'entrée non inverseuse du comparateur différentiel 137, à une borne de la résistance 139 et à une borne de la résistance de rétroaction 140. La sortie non inversée du comparateur différentiel 137 est connectée à l'autre bor- ne de la résistance 140, et est également connectée par le conducteur 171 à l'électrode de grille des JFET à ca- nal P 147 et 148. L'autre borne de la résistance 139 est connectée au conducteur de masse 5 du démodulateur. La borne de droite du condensateur de barrière d'isolation 134 est connectée par le conducteur 172 à l'entrée inver- seuse du comparateur différentiel 137, à une borne de la résistance 142 et à une borne de la résistance 141. L'au- tre borne de la résistance 141 est connectée au conduc- teur de masse 5 du démodulateur. La sortie inversée du comparateur différentiel 137 est connectée par le conduc- teur 173 à l'autre borne de la résistance 142 et à l'élec- trode de grille des JFET à canal P 143 et 144. Les électrodes de source des JFET 144 et 147 sont connectées par le conducteur 175 à la source de cou- rant constant "2I" 43A. L'électrode de drain du JFET 144 est connectée par le conducteur 161 à une borne du con- densateur 151 et à la sortie de l'amplificateur opération- nel 153. Le conducteur 161 est également connecté à l'en- trée d'un circuit échantillonneur-bloqueur 152 (qui peut être réalisé au moyen d'un circuit échantillonneur-blo- queur tel que celui qui est incorporé dans un circuit Burr-Brown SHC5320). L'entrée de commande d'échantillon- nage du circuit échantillonneur-bloqueur 152 est connectée à une borne du condensateur 149, dont l'autre borne est connectée à une borne de la résistance 150 et à l'électro- de de drain du JFET 143. L'autre borne de la résistance est connectée au conducteur de masse 5 du démodula- teur. L'électrode de drain du JFET 147 est connectée à l'autre borne du condensateur 151 et à l'entrée inver- seuse de l'amplificateur opérationnel 153. L'entrée non inverseuse de l'amplificateur opérationnel 153 est connec- tée au conducteur de masse 5 du démodulateur. L'entrée inverseuse de l'amplificateur opérationnel 153 est égale- ment connectée par le conducteur 176 à la source de cou- rant constant "I" 103 et à une borne de la résistance 158. L'autre borne de la résistance 158 est connectée au conducteur 164, sur lequel apparaît une tension de sor- tie analogique VOUT qui représente de façon précise la tension d'entrée analogique VIN. Les électrodes de source des JFET 143 et 148 sont connectées à la source de courant "2I" 146. L'élec- trode de drain du JFET 148 est connectée à une borne de la résistance 156, dont l'autre borne est connectée à la masse du démodulateur, 5. La sortie du circuit échantillonneur-bloqueur 152 est connectée par le conducteur 160 à l'entrée non inverseuse d'un amplificateur opérationnel 178, dont la sortie est connectée par le conducteur 164 à une borne de la résistance de rétroaction 163. L'autre borne de la ré- sistance de rétroaction 163 est connectée à l'entrée in- verseuse de l'amplificateur opérationnel 178 et à une borne de la résistance 162, dont l'autre borne est con- nectée au conducteur de masse 5. La figure 10 montre un circuit qu'on peut uti- liser pour réaliser les diverses sources de courant "2I" et "I" des figures 1, 4A-4D et 5. La référence 94 désigne une source de courant de référence constant, et les résis- tances 196-199 sont des résistances en Nichrome ajustables par laser, qu'on utilise pour régler les courants 2I et I. En fonctionnement, la tension d'entrée analogi- que VIN qui est appliquée au conducteur 32 produit le courant IIN dans la résistance d'entrée 33 (dont la valeur est RIN), du fait que l'amplificateur opérationnel 35 maintient son entrée inverseuse à la tension de la masse virtuelle 36 du modulateur. L'amplitude de I est supérieu- re à l'amplitude de IIN. Le courant IIN est sommé avec +I ou avec -I dans le condensateur 38, selon que la tension sur le conducteur de sortie 37 de l'amplificateur opéra- tionnel évolue en rampe montante ou en rampe descendante. Le signal de sortie du comparateur 46 est produit sur le conducteur 47 et il est transmis au comparateur à entrée différentielle 130, dont les sorties différentielles in- versée et non inversée sont respectivement connectées aux conducteurs 132 et 131. Les signaux logiques complémen- taires qui sont produits sur les conducteurs 131 et 132 sont appliqués à des entrées de deux cellules différen- tielles identiques 190 et 191. La cellule différentielle 190 fait partie du démodulateur 96, et la cellule diffé- rentielle 191 fait partie du modulateur 95. Les signaux complémentaires modulés en rapport cyclique qui sont présents sur les conducteurs 131 et 132 sont donc repro- duits de façon précise sur les conducteurs 101 et 168 dans le modulateur 95, et des versions identiques des signaux sur les conducteurs 131 et 132 sont également produites sur les conducteurs 171 et 173 du démodulateur 96. Dans chacune des cellules différentielles 190 et 191, on utilise les versions reproduites des signaux modulés en rapport cyclique sur les conducteurs 131 et 132 pour commuter en circuit les sources de courant "2I" 43A et 92, ce qui a pour effet de débloquer le transistor 41A et de bloquer le transistor 44A, et donc de connecter la source de courant "2I" 92 au conducteur 34 si le cou- rant IIN doit être comparé avec le courant de rétroaction +I (comme sur les figures 4B-4D), pour que la tension sur la sortie de l'amplificateur opérationnel 35 évolue en rampe descendante. Lorsque le seuil négatif du comparateur à hystérésis 46 est atteint, la tension sur le conducteur 47 est commutée, ce qui inverse la polarité des signaux sur les conducteurs de sortie 131 et 132 du comparateur différentiel 130, ce qui fait que maintenant le courant IIN est comparé avec -I, et la tension sur la sortie de l'amplificateur opérationnel 35 évolue en rampe montante, jusqu'à ce que le seuil positif du comparateur à hysté- résis 46 soit atteint. Le circuit de démarrage 188 garantit simplement la circulation d'un courant continu entre les conducteurs 167 et 47 au moment de la mise sous tension du modulateur , pour assurer ainsi un démarrage correct de ce dernier. Dans le mode de réalisation de l'invention qui est représenté sur la figure 5, les condensateurs de bar- rière d'isolation 133 et 134, ainsi que les condensateurs 128 et 129, sont tous égaux à une valeur faible de 1 pi- cofarad. Cette faible capacité signifie que la tension de la masse de modulateur 36 et la tension de la masse de dé- modulateur 5 peuvent varier très rapidement l'une par rap- port à l'autre (par exemple sous l'effet d'impulsions de la tension en ligne résultant de décharges statiques), sans affecter la fonction de transfert de l'amplificateur d'isolation. Du fait que les cellules différentielles 191 et sont appariées de façon précise, et du fait que les JFET à canal P 147 et 144 ont des caractéristiques appa- riées de façon précise avec celles des JFET à canal P 41A et 44A, et la valeur RIN de la résistance d'entrée 33 et la valeur ROUT de la résistance de sortie 158 sont appa- riées de façon précise, l'opération de commutation de la source de courant "2I" 43A et de la source de courant "I" 103 pour la connexion au noeud 176 est fondamentalement identique à la commutation de la source de courant "2I" 92 et de la source de courant "I" 93 pour la connexion au noeud 34. Les JFET 148 et 143 et la résistance 150 pro- duisent un signal d'échantillonnage qui est appliqué au circuit échantillonneur-bloqueur 152 pour provoquer un échantillonnage approprié, comme décrit précédemment en relation avec les figures 1 et 2. Ceci synchronise la pé- riôde d'échantillonnage avec le signal modulé en rapport cyclique présent sur les conducteurs 131 et 132, pour ré- duire le niveau d'ondulation sur le conducteur 160. En considérant maintenant la figure 6, on note que VN est la forme d'onde de signal d'entrée analogique IN qui est appliquée au conducteur 32. La tension que l'am- plificateur opérationnel 35 produit sur le conducteur 37 est indiquée par la forme d'onde,37. La forme d'onde 37A représente la différence entre les tensions qui sont ap- pliquées aux entrées 37 et 39 du comparateur à hystéré- sis. Le signal modulé en rapport cyclique que produit le modulateur 95 est indiqué par la forme d'onde 194, qui est la différence entre les tensions sur les conducteurs d'entrée de barrière d'isolation 131 et 132. Les tensions d'entrée V171 et V173 qui sont transmises à travers le condensateur de barrière d'isolation vers les conducteurs 171 et 173 du démodulateur 96, sont indiquées par la for- me d'onde 195, qui représente la différence entre V171 et V173' La forme d'onde 161 représente le signal de sortie de l'amplificateur opérationnel 153 du démodulateur 96. La forme d'onde 164 représente la valeur résultante de VOUT, qui est produite sur le conducteur 164. On a généré les formes d'ondes de la figure 6 en simulant le circuit représenté sur la figure 5 au moyen du programme d'analyse de circuit SPICE, qui est bien connu. Comme indiqué sur la figure 5, l'extrémité infé- rieure de la résistance 119 peut être connectée à un con- ducteur de synchronisation sur le bruit, 120, au lieu d'être connectée au conducteur de masse 36 du modulateur. (Il est bien connu que la présence de bruit à des fré- quences proches d'un signal porteur de modulateur peut produire des fréquences de battement, c'est-à-dire des fréquences de somme et de différence. Les composantes de fréquence de différence peuvent être ramenées dans le spectre de fréquence du signal par un effet de repliement du spectre). Conformément à la présente invention, et comme le montre la-figure 9, la section de modulateur 95 et la section de démodulateur 96 sont fabriquées sur une seule tranche de semiconducteur, et de préférence sur des puces adjacentes dans une zone 97. Les diverses résistances en Nichrome qui sont utilisées pour RIN et ROUT sont ajus- tées par laser de façon précise. Les composants des cir- cuits de commutation de courant I-2I et certains autres composants dans les sections de modulateur et de démodu- lateur sont suffisamment proches les uns des autres pour être appariés de façon précise. Après l'ajustement par laser des diverses résistances en Nichrome, comprenant les résistances de source de courant telles que les ré- sistances 196-199 de la figure 10, on sépare en deux puces la zone 97, le long de la ligne en pointillés 113, une puce contenant le modulateur 95 et l'autre contenant le démodulateur-96. On place ensuite les deux puces dans un bottier approprié 98, avec la sortie du modulateur 95 et l'entrée du démodulateur 96 connectées à une barrière d'isolation comprenant deux condensateurs 133 et 134. Selon une variante, la puce de modulateur 95 est placée dans une situation éloignée de la puce de démodulateur 96, et la barrière d'isolation est une longue fibre opti- que ou un élément semblable. Conformément à l'invention, si on utilise une source de bruit connue VBRUIT dans un système, pour syn- chroniser le fonctionnement du circuit modulateur 95 avec la source de buit, le modulateur 95 ne produira pas une fréquence de battement. Dans ces conditions, il suffit d'éliminer par filtrage les composantes du signal de sortie ayant une fréquence égale à la fréquence du si- gnal porteur; ce filtrage est accompli par la démodula- tion. Par conséquent, lorsqu'il existe une fréquence de bruit dominante, telle que le bruit du réseau d'alimen- tation en énergie électrique, le bruit de machines, etc., * on obtient une réjection du signal de bruit si le modula- teur est synchronisé sur la fréquence du bruit ou sur un sous-harmonique de celle-ci. Dans le mode synchronisé, la fréquence du signal porteur est fixée et n'est plus une fonction de la tension d'entrée. La réjection de signaum à des multiples entiers de la fréquence du signal porteur est accomplie par l'intégration du signal d'entrée qu'ef- fectue le système, sur chaque cycle du signal porteur. On peut montrer mathématiquement ceci de la façon suivante. On suppose que la tension VIN est égale à A.cos(Wit). On a alors: T VOUT =J VIN, o en désignant par T la quantité 21r/wc, c étant la pulsation du signal porteur. On a donc: 2 IT/Co c O A sin(2'TWi/ J) La tension V OUTest donc égale à 0 si W. = N. c en désignant par N un nombre entier. c Ceci signifie que si la pulsation d'entrée W est un harmonique de la pulsation du signal porteur c' c'est-à-dire si le signal porteur du modulateur est synchronisé sur un sous-harmonique d'un signal de bruit, le signal de sortie aura une amplitude égale à zéro. Comme indiqué précédemment, dans de nombreuses applications, du bruit est généré par des sources exter- nes bien connues. De tels signaux de bruit peuvent être supérieurs au niveau de signal qui doit être transmis à travers la barrière d'isolation d'un amplificateur d'iso- lation. On peut cependant annuler un tel bruit par une "intégration à N cycles". L'aptitude à éliminer le signal résultant par synchronisation de la fréquence porteuse du modulateur sur un tel signal de bruit permet d'éviter le filtrage d'une fréquence basse, qui est difficile et qui aurait également pour effet de perturber la démodulation du signal désiré et de réduire la largeur de bande de l'amplificateur d'isolation. Le circuit échantillonneur-bloqueur 152 qui est représenté sur la figure 5 et qu'on a également décrit en détail en relation avec les figures 1 et 2, procure une réduction notable de la tension d'ondulation si l'inter- valle de temps d'échantillonnage peut représenter un pourcentage très faible du cycle d'échantillonnage. Dans l'amplificateur d'isolation de la figure 5, qui est con- çu pour fonctionner avec une largeur de bande s'élevant jusqu'à environ 50 kHz, des retards inhérents aux cir- cuits exigent que l'intervalle d'échantillonnage 24 sur la figure 2 soitapproximativement égal au dixième du cycle d'échantillonnage. Par conséquent, la technique consistant à utiliser un seul circuit échantillonneur- bloqueur 152 et le circuit de filtre 178 de la figure 5 conduit à un niveau d'ondulation excessivement élevé. Pour surmonter cette difficulté, on remplace le circuit échantillonneurbloqueur 152 et le circuit 178 de la figure 5 par un circuit échantillonneur-bloqueur.-à élé- ments en cascade, 152A, représenté sur la figure 7. Le Circuit échantillonneur-bloqueur à éléments en cascade 152A comprend un premier circuit échantillonneur-bloqueur qui comporte des amplificateurs opérationnels 60 et 66. L'entrée inverseuse de l'amplificateur opérationnel 60 est connectée au conducteur 161 de la figure 5. L'entrée non inverseuse de l'amplificateur 60 est connectée au conducteur 71, qui est connecté à la sortie de l'ampli- ficateur opérationnel 66 et à une borne du condensateur 67. L'autre entrée de l'amplificateur opérationnel 66 est connectée à son entrée inverseuse. La sortie non in- versée 61 de l'amplificateur 60 est connectée à une en- trée d'un circuit de commutation 63, qui connecte le conducteur 61 à l'entrée inverseuse 64 de l'amplifica- teur opérationnel 66, pendant que le premier circuit échantillonneur-bloqueur est dans sa phase d'échantil- lonnage. Le circuit de commutation 63 peut être similai- re à un circuit DG 183 fabriqué par Siliconix, eu bien il peut consister en un circuit d'aiguillage de courant à pont de diodes de type classique. La sortie inversée de l'amplificateur 60 est connectée par le conducteur 62 à une entrée du circuit de commutation 63, qui connecte lconducteur 62 à l'entrée non inverseuse 65 de l'ampli- ficateur opérationnel 66 pendant que le premier circuit échantillonneur-bloqueur est dans sa phase d'échantil- lonnage. Le condensateur 68 est connecté entre la masse du démodulateur, 5, et le conducteur 65. Lorsque le pre- mier circuit échantillonneur-bloqueur est dans son mode de blocage, les sorties de l'amplificateur 60 sont décon- nectées des entrées de l'amplificateur opérationnel 66. Un second circuit échantillonneur-bloqueur qui est incorporé dans le circuit échantillonneur-bloqueur à éléments en cascade 152A, comprend un amplificateur 72 et un amplificateur opérationnel 81. L'entrée inverseuse de l'amplificateur 72 est connectée au conducteur 71. L'entrée non inverseuse de l'amplificateur 72 est connec- tée par le conducteur 75 à une borne de la résistance 76, qui est connectée au conducteur de masse 5 du démodula- teur. Le conducteur 75 est également connecté par la ré- sistance 77 à la sortie de l'amplificateur opérationnel 81, par l'intermédiaire du conducteur 164. La sortie in- versée 79 de l'amplificateur 72 est connectée à une en- trée du circuit de commutation 63, qui commute le signal présent sur le conducteur 71 vers l'entrée non inverseuse 82 de l'amplificateur opérationnel 81. Le conducteur 82 est connecté à une borne du condensateur 84, dont l'autre borne est connectée au conducteur de masse 5 du démodula- teur. La sortie inversée de l'amplificateur 72 est con- nectée par le conducteur 74 à une autre entrée du circuit de commutation 63, qui commute le signal sur le conducteur 74 vers l'entrée inverseuse 83 de, l'amplificateur opéra- tionnel 81. Le condensateur 85 est connecté entre la sor- tie et l'entrée de l'amplificateur opérationnel 81. La sortie de l'amplificateur opérationnel 81 est connectée au conducteur de sortie 164. Le fonctionnement du circuit échantillonneur- bloqueurà éléments en cascade 152A consiste simplement en ce que les signaux logiques complémentaires sur les conducteurs 171 et 173 (c'est-à-dire les versions repro- duites de façon précise des signaux complémentaires mo- dulés en rapport cyclique qui sont transmis à travers les condensateurs de barrière d'isolation 133 et 134) font fonctionner en mode d'échantillonnage l'un des circuits échantillonneurs-bloqueurs précités qui font partie du circuit 152A, pendant que l'autre fonctionne en mode de blocage, sauf pendant des transitions des signaux. Les interrupteurs contenus dans le circuit de commutation 63 sont du type à "ouverture avant fermeture". En d'autres termes, dans le circuit de commutation 63, les interrup- teurs 180 rompent le contact pour que le premier circuit échantillonneurbloqueur 60, 66 commence à bloquer la tension d'entrée présente sur le conducteur 161, avant que les interrupteurs 181 établissent le contact pour acquérir la valeur présente sur le conducteur 71 et faire apparaître cette valeur sur le conducteur de sortie 164. De façon similaire, lorsque les interrupteurs 181 sont fermés,'de façon que la tension présente sur le conduc- teur 164 corresponde à l'échantillonnage d'une tension qui est bloquée sur le conducteur 71, les interrupteurs 181 s'ouvrent avant la fermeture des interrupteurs 180. Par conséquent, les opérations d'échantillonnage et de blocage des deux circuits échantillonneurs-bloqueurs , 66 et 72, 81 sont effectuées en chevauchement sauf pendant des transitions de signal. Sur la.figure 8, la forme d'onde 171 désigne la tension sur le conducteur 171 e qui commande le cir- cuit de commutation 63. Les formes d'ondes 71 et 164 représentent les formes d'ondes qui apparaissent respec- tivement sur le conducteur 71 et le conducteur VOUT 164. Pendant l'impulsion 171A de la forme d'onde 171, la sor- tie de l'amplificateur opérationnel 153 produit une pen- te montante 161A sur le conducteur 161. Le premier cir- cuit échantillonneur-bloqueur 60, 66 fait ainsi en sorte que le conducteur 71 suive précisément la pente 161A, comme l'indique la référence 71A. Lorsque la forme d'on- de 171 présente sa transition vers le niveau 171B, le premier circuit échantillonneur-bloqueur bloque le ni- veau de la pente 71A, comme l'indique la référence 71B. Pendant ce temps, le second circuit échantillonneur- bloqueur 72, 81, qui bloquait la valeur précédente pen- dant l'impulsion 171A, échantillonne maintenant le ni- veau 71B. Ceci se poursuit jusqu'à la fin de la pente descendante 61B, qui est inversée pour produire la pente 161C lorsque la forme d'onde 171 passe du niveau 171B au niveau 171C. Dans ces conditions, le premier amplifica- teur échantillonneur-bloqueur 60, 66 commence maintenant à suivre la tension à la partie la plus basse de la pen- te 161B. Pendant ce temps, le second circuit échantil- lonneur-bloqueur 72, 81 continue à bloquer le niveau 71B sur le conducteur 164. Pendant l'impulsion 171C, la forme d'onde 71 suit la pente 161C, ce qui produit la pente 71C. Il n'y a donc pratiquement aucune tension d'ondula- tion superposée sur la forme d'onde VOUT 164. L'amplificateur d'isolation combiné, compre- nant le circuit de la figure 5 avec le circuit échantil- lonneur-bloqueur 152 et le filtre 178 remplacés par le circuit échantillonneur-bloqueur à éléments en cascade 152A, constitue un amplificateur d'isolation à très hautes performances qui ne présente pratiquement aucune tension d'ondulation et qui a néanmoins une grande lar- geur de bande. Les condensateurs de barrière d'isolation de faible valeur (1 picofarad) sont très peu coûteux, et ils permettent des transitions extrêmement rapides de la masse de modulateur 36 et de la masse de démodulateur 5, sans que ces transitions n'affectent la caractéristique de transfert de l'amplificateur d'isolation. On peut changer la fréquence porteuse du sys- tème décrit en changeant simplement la valeur du conden- sateur de l'intégrateur, ce qui peut s'avérer très com- mode. L'invention décrite procure un système économique qui fonctionne avec de faibles erreurs de "décalage d'entrée" au voisinage du niveau de modulation de 50% du signal porteur (ce qui représente une tension d'entrée analogique VIN égale à zéro volt), du fait que le déca- lage d'entrée est déterminé essentiellement par l'inté- grité du signal numérique et par l'appariement précis de sources de courant situées de part et d'autre de la barrière d'isolation. La précision du démodulateur est relativement indépendante d'erreurs dans le circuit échantillonneur-bloqueur. La précision de la modulation est pratiquement indépendante de la linéarité d'une source de synchronisation externe quelconque. Il va de soi que de nombreuses modifications peuvent être apportées au dispositif décrit et repré- senté, sans sortir du cadre de l'invention. 3O REVENDICATIONS 1. Circuit modulateur/démodulateur, caractéri- sé en ce qu'il comprend, en combinaison: (a) un circuit modulateur comprenar (i) des moyens destinés à recevoir un courant d'entrée analogique; (ii) des premiers moyens de commutation (91, 92, 93) destinés à produire un premier courant qui est commuté entre des valeurs positive et négative sous la dépendance d'un signal présent sur un premier conducteur (47); (iii) un premier circuit d'inté- gration (35, 38) destiné à intégrer une somme algébrique du courant d'entrée analogique et du premier courant, pour produire une tension de sortie qui augmente ou dimi- nue selon que la somme algébrique du courant d'entrée et du premier courant est positive ou négative; (iv) des moyens (46) destines à produire sur le premier conducteur (47) un signal modulé en rapport cyclique ayant un premier niveau si la tension de sortie dépasse une tension de seuil, et un second niveau si la différence est inférieure à une autre tension de seuil; (b) des moyens (133) desti- nés à relier le premier conducteur (47) à un second con- ducteur (131); et (c) un démodulateur comprenant (i) des seconds moyens de commutation destines à produire un se- cond courant qui est commuté entre des niveaux positif et négatif sous la dépendance du signal modulé en rapport cyclique présent sur le second conducteur; (ii) un se- cond circuit d'intégration destiné à intégrer le second courant pour produire un signal de sortie analogique qui est une représentation précise du courant d'entrée analo- gique. 2. Amplificateur d'isolation,caractérisé en ce qu'il comprend, en combinaison: (a) un circuit modula- teur comprenant (i) des moyens destinés à produire un courant d'entrée analogique sous la dépendance d'une ten- sion d'entrée analogique; (ii) des premiers moyens de commutation de courant (91, 92, 93) destinés à produire un premier courant qui est commuté entre des valeurs po- sitive et négative sous la dépendance d'un signal présent sur un premier conducteur (47); (iii) un premier circuit d'intégration (35, 38) destiné à intégrer.une somme al- gébrique du courant d'entrée analogique et du premier courant, pour produire une tension de sortie qui augmente ou diminue selon que la somme algébrique du courant d'en- trée analogique et du premier mourant est positive ou né- gative; (iv) des moyens (46) destinés à produire sur le premier conducteur (47) un signal numérique modulé en rapport cyclique ayant un premier niveau si la tension de sortie du premier circuit d'intégration dépasse une ten- sion de seuil, et un second niveau si la tension de sor- tie du premier circuit d'intégration est inférieure à une autre tension de seuil; (b) une barrière d'isolation non galvanique (133) ayant une entrée connectée au premier conducteur et une sortie connectée à un second conducteur (131); et (c) un démodulateur comprenant (i) des seconds moyens de commutation (43A, 54, 103) destinés à produire un second courant qui est commuté entre des niveaux posi- tif et négatif sous la dépendance du signal numérique mo- dulé en rapport cyclique sur le second conducteur; et (ii) un second circuit d'intégration (153, 151) qui est desti- né à intégrer le second courant pour produire une tension de sortie analogique qui est une représentation précise de la tension d'entrée analogique. 3. Amplificateur d'isolation selon la revendi- cation 2, caractérisé en ce que le premier circuit d'in- tégration comprend un premier amplificateur opérationnel (35) ayant une première entrée qui reçoit le courant d'en- trée analogique et qui est connectée à une première borne d'un premier condensateur (38), tandis qu'une seconde bor- ne du premier condensateur est connectée à une sortie du premier amplificateur opérationnel. 4. Amplificateur d'isolation selon la revendica- tion 3, caractérisé en ce que les moyens qui produisent un signal modulé en rapport cyclique comprennent un com- parateur (46) ayant une sortie connectée au premier con- ducteur (47), une première entrée connectée à la sortie du premier amplificateur opérationnel(35), et une seconde entrée qui reçoit une tension de référence. 5. Amplificateur d'isolation selon la revendica- tion 4, caractérisé en ce que le comparateur est un compa- rateur à hystérésis. 6. Amplificateur d'isolation selon la revendica- tion 5, caractérisé en ce que la tension de référence com- prend un signal de bruit périodique, et le comparateur réagit au signal de bruit de façon à synchroniser une fré- quence porteuse du modulateur sur le signal de bruit pé- riodique, pour éviter que le modulateur ne produise un si- gnal de battement de fréquence basse. 7. Amplificateur d'isolation selon la revendica- tion 4, caractérisé en ce que le second circuit d'intégra- tion (153, 151) comprend un second amplificateur opéra- tionnel qui est destiné à recevoir sur une première entrée un signal numérique modulé en rapport cyclique que la bar- rièré d'isolation transmet au second conducteur (131), une seconde entrée connectée de façon à recevoir une tension de référence de masse de démodulateur, un second condensa- teur (151) ayant une première borne connectée à la pre- mière entrée du second amplificateur opérationnel (153) et une seconde borne connectée à une sortie du second ampli- ficateur opérationnel, un circuit échantillonneur-bloqueur (152) ayant une entrée analogique connectée à la sortie du second amplificateur opérationnel, un conducteur de sortie analogique (164) connecté à une première borne d'une résis- tance de sortie, une seconde borne de la résistance de sor- tie étant connectée à la première entrée du second amplifi- cateur opérationnel, la tension de sortie analogique étant produite sur le conducteur de sortie analogique (164) d'un circuit échantillonneur-bloqueur, et le circuit échantil- lonneur-bloqueur comprenant une entrée de commande d'échantillonnage qui est connectée au second conducteur. 8. Amplificateur d'isolation selon la revendi- cation 7, caractérisé en ce que le circuit échantillon- neur-bloqueur est un circuit échantillonneur-bloqueur du type à éléments en cascade. 9. Amplificateur d'isolation selon la revendi- cation 8, caractérisé en ce que le circuit échantillon- neur-bloqueur à éléments en cascade comprend: (a) un premier circuit-échantillonneur-bloqueur (60, 66) compre- nant (i) un troisième amplificateur opérationnel (60) ayant une première entrée (161) qui reçoit un signal d'entrée analogique, et une première sortie (62), (ii) un quatrième amplificateur opérationnel (66) ayant une première entrée (65) et une sortie (71), (iii) des pre- miers moyens de commutation (180) destinés à connecter la première sortie (62) du troisième amplificateur opération- nel à la première entrée (65) du quatrième amplificateur opérationnel, sous la dépendance d'un premier signal de commande d'échantillonnage (173) ; (b) un second circuit échantillonneur-bloqueur (72, 81) comprenant (i) un cin- quième amplificateur opérationnel (72) ayant une première entrée (71) qui est connectée à la sortie du quatrième amplificateur opérationnel, et une première sortie (79), (ii) un sixième amplificateur opérationnel (81) ayant une première entrée (82) et une sortie (164), et (iii) des seconds moyens de commutation (181), destinés à connecter la première sortie (79) du cinquième amplificateur opéra- tionnel à la première entrée (82) du sixième amplifica- teur opérationnel, sous la dépendance du premier signal de commande d'échantillonnage (173). 10. Amplificateur d'isolation selon la revendi- cation 9, caractérisé en ce que le circuit échantillon- neur-bloqueur à éléments en cascade comprend des moyens qui réagissent à un premier niveau du premier signal de commande d'échantillonnage en accomplissant de façon ré- pétée la séquence d'opérations suivante: (1) ils com- mandent aux premiers moyens de commutation (180) de con- necter la première sortie (62) du troisième amplificateur opérationnel (60) à la première entrée (65) du quatrième amplificateur opérationnel (66), pour provoquer l'acqui- sition du signal d'entrée analogique (161) par le qua- trième amplificateur opérationnel (66), et le blocage de ce signal sur la sortie (71) du quatrième amplificateur opérationnel (66), (2), ils commandent aux premiers moyens de commutation (180) de déconnecter ensuite la première sortie (62) du troisième amplificateur opération- nel (60) de la première entrée (65) du quatrième amplifi- cateur opérationnel, sous la dépendance d'un second niveau du premier signal de commande d'échantillonnage (173), de façon qu'une première valeur du signal d'entrée analogique (161) qui est acquise immédiatement avant la déconnexion, soit bloquée sur la sortie (71) du quatrième amplificateur opérationnel (66) et sur la première entrée du cinquième amplificateur opérationnel (72), et (3) ils commandent aux seconds moyens de commutation (181) de connecter la pre- mière sortie (79) du cinquième amplificateur opérationnel (72) à la première entrée (82) du sixième amplificateur opérationnel (81), pour faire en sorte que la première valeur soit acquise par le sixième amplificateur opéra- tionnel (81) et soit bloquée sur la sortie (164) du si- xième amplificateur opérationnel (81) pendant le second niveau. 11. Circuit modulateur de rapport cyclique, ca- ractérisé en ce qu'il comprend, en combinaison-: (a) des moyens destinés à recevoir un courant d'entrée analogique; (b) des premiers moyens de commutation (91, 92, 93) des- tinés à produire un premier courant qui est commuté entre des valeurs positive et négative sous l'effet d'un.signal présent sur un premier conducteur (47); (c) un premier circuit d'intégration (35, 38) destiné à intégrer une somme algébrique du courant d'entrée analogique et du premier courant, pour produire une tension de sortie qui augmente ou diminue selon que la somme algébrique du courant d'entrée analogique et du premier courant est positive ou négative; (d) des moyens (46) destinés à produire sur le premier conducteur (47) un signal modulé en rapport cyclique ayant un premier niveau si la tension de sortie dépasse une première tension de seuil, et un second niveau si la tension de sortie est inférieure à une seconde tension de seuil; et (e) des moyens destinés à commander la fréquence des premiers moyens de commuta- tion. 12. Circuit démodulateur,caractérisé en ce qu'il comprend, en combinaison: (a) un premier circuit destiné à recevoir un signal d'entrée numérique qui est modulé de façon à représenter un signal d'entrée analogi- que (VIN), et à produire sous l'effet de ce signal d'en- trée un signal de commande de commutation (131) compre- nant une séquence d'impulsions; (b) une première source de courant (43A); (c) des moyens de commutation (54) destines à connecter électriquement la première source de courant à un premier noeud de sommation (176) pendant les impulsions du signal de commande de commutation; (d) un circuit d'intégration ayant une première entrée qui est connectée au premier noeud de sommation, et une sortie, pour intégrer un courant qui circule du premier noeud de sommation vers la première entrée; (e) un circuit échan- tillonneur-bloqueur ayant une entrée qui est connectée à la sortie du circuit d'intégration et une sortie, et une entrée de commande d'échantillonnage qui fonctionne sous la dépendance du signal d'entrée numérique; et (f) une résistance de rétroaction qui est connectée entre la sor- tie du circuit échantillonneur-bloqueur et le premier noeud de sommation, la sortie du circuit échantillonneur- bloqueur produisant un signal de sortie analogique (VOUT) qui représente de façon précise le signal d'entrée analo- gique, et le circuit échantillonneur-bloqueur réduisant notablement la tension d'ondulation superposée sur le si- gnal de sortie analogique. 13. Circuit échantillonneur-bloqueur, caracté- risé en ce qu'il comprend, en combinaison: (a) un pre- mier circuit échantillonneur-bloqueur (60, 66) comprenant (i) un premier amplificateur opérationnel (60) ayant une première entrée (161) qui reçoit un signal d'entrée ana- logique, et une première sortie (62), (ii) un second am- plificateur opérationnel (66) ayant une première entrée (65) et une sortie (71), (iii) des premiers moyens de commutation (180) destinés à connecter la première sortie (62) du premier amplificateur opérationnel à la première entrée (65) du second amplificateur opérationnel, sous la dépendance d'un premier signal de commande d'échan- tillonnage (173); (b) un second circuit échantillonneur- bloqueur (72, 81) qui comprend: (i) un troisième ampli- ficateur opérationnel (72) ayant une première entrée (71) qui est connectée à la sortie de l'amplificateur opérationnel d'échantillonnage, et une première sortie (79), (ii) un quatrième amplificateur opérationnel 81) ayant une première entrée (82) et une sortie (164), et (iii) des seconds moyens de commutation (181), destinés à connecter la première sortie (79) du troisième amplifi- cateur opérationnel à la première entrée (82) du quatriè- me amplificateur opérationnel, sous la dépendance du pre- mier signal de commande d'échantillonnage (173).