Brevet FR2622752A1 — publié le 19890505

Description "CIRCUIT FORMANT UN FILTRE ACTIF R.C POUR APPLICATION COUPE- BANDE" L'invention concerne un circuit formant un filtre RC actif pour application coupe-bande dans les domaines des hautes et hyperfréquences, à fonction de transfert biquadra- tique, comportant une chaîne comprenant un bloc pour réaliser une fonction filtre et amplificateur, et comportant un bloc pour réaliser la sommation V5 entre le signal de sortie de la chaîne et le signal VE appliqué & l'entrée du circuit. L'invention trouve son application dans la réali- sation de circuits intégrés formant filtres, dans le domaine des hautes et des hyperfréquences, pouvant par exemple, sous une forme de réalisation, être utilisés comme coupe-bande dans des doubleurs de fréquence pour rejeter le signal indésirable - à la fréquence fondamentale ou pouvant, sous une autre forme de réalisation, être utilisés comme coupe-bande avec des en- trées et sorties différentielles; ou pouvant encore dans une autre forme de réalisation être particulièrement bien adaptés pour un réglage fin de la réjection. Un filtre actif passe-tout (A.P. = de l'anglo- saxon ALL PASS) est déjà connu de l'état de la technique par la publication de J.TOW, dans "IEEE Spectrum, December 1969, pp.103-107", intitulée "A Step-by-Step Active-filter Design". Cette publication décrit, entre autres, une réali- sation de filtre passe-tout à fonction de transfert biquadra- tique, lequel filtre est représenté sur la figure 8 du docu- ment cité.-Ce circuit comprend trois amplificateurs opération- nels montés en série, cette chaîne étant retrobouclée. Un qua- trième amplificateur opérationnel réalise la sommation de la sortie du premier amplificateur opérationnel et de l'entrée du circuit filtre. Les amplificateurs opérationnels qui entrent dans - 2 - la constitution de ce circuit présentent un gain qui est certes infini en basses fréquences, mais qui devient très faible en hautes et hyperfréquences. Pour cette raison, le circuit connu du document cité présente l'inconvénient de ne pouvoir être utilisé dans ces domaines de fréquence. D'autre part, la chaîne rebouclée présente l'in- convénient d'entraîner, dans certaines conditions le circuit à osciller. La figure 6 du document cité montre aussi un fil- tre actif passe-bande (BP = de l'anglo-saxon BAND-PASS) qui présente des caractéristiques similaires et donc exactement les mêmes inconvénients. Les circuits connus du document cité présentent en outre les inconvénients suivants: d'une part, ils sont formés d'un grand nombre de transistors, ce qui: - rend le coût de fabrication élevé dans tous les cas, - entraîne l'occupation d'une grande surface et est désavantageux pour l'application aux circuits intégrés, - entraine une forte consommation et est éga- lement désavantageux pour l'application citée ci-dessus. D'autre part, leur fréquence caractéristique n'est pas ajustable. Enfin, les capacités utilisées dans ce circuit présentent une dimension importante et font que ce circuit n'est pas intégrable. C'est pourquoi la présente invention propose un circuit de filtre actif qui permet de s'affranchir de ces in- convénients et qui notamment: - peut fonctionner en hautes ou en hyperfré- quences; - et, dans le cas de l'application aux hyper- fréquences est facilement intégrable et présente une faible surface et une faible consommation; - 3 - - présente des caractéristiques telles que la fréquence de réjection et la réjection sont ajustables et facilement réglables; - - peut admettre une entrée et une sortie en différentiel. Selon l'invention, ce but est atteint au moyen d'un circuit tel que décrit dans le préambule caractérisé en ce que le bloc filtre est constitué de deux blocs filtre F1 et F2 à fonction chacun de passe-tout d'ordre 1 en série, et en ce que la chaîne comprend en outre un bloc amplificateur A1 en série avec le bloc filtre F1, F2, placé entre la sortie de ces derniers et la sortie de la chaîne, en ce que le signal d'entrée VE est appliqué par ailleurs sur le bloc sommateur S3 à travers un amplificateur A2, et en ce que le bloc S3 sommateur est formé par le couplage des sorties des blocs amplificateurs A1 et A2 pour former la sortie S du circuit sur laquelle le signal de sortie VS est disponible. L'invention sera mieux comprise au moyen de la description suivante illustrée par les figures ci-après an- nexées dont: - la figure I qui représente le diagramme fonc- tionnel du circuit. selon l'invention; - la figure 2a qui représente un exemple de réali- sation du circuit selon l'invention au moyen de transistors à effet de champ; - les figures 2b et 2c qui représentent les courbes respectivement du rapport des tensions de sortie et d'entrée du circuit en fonction de la fréquence et du dépha- sage w + w entre le signal de sortie et le signal d'entrée en fonction de la fréquence; - la figure 3a qui représente une variante du cir- cuit selon l'invention; - la figure 3b qui représente une autre variante du circuit selon l'invention. Pour rendre plus clair l'exposé de l'invention on rappelle tout d'abord que la fonction de transfert d'un filtre - 4 - actif coupe-bande du second ordre est donné dans un tableau aux pages 94-95 de l'ouvrage intitulé "Filtres actifs" par Paul BILDSTEIN aux "Editions de la Radio" (9 rue Jacob, PARIS,-FRANCE). Pour un filtre coupe-bande d'ordre 2 idéal, cette fonction de transfert s'écrit selon la relation (1): du tableau I, relation dans laquelle: s est la variable de Laplace qui se déduit de la variable p utilisée dans l'ouvrage cité (p étant la variable de Laplace réduite) par la relation (2) du tableau I, en po- sant d'autre part la relation (3) du tableau I. Les autres paramètres de la fonction de transfert (1) sont définis dans l'ouvrage de référence cité tels que wl est la pulsation de réfection pour laquelle la fonction (1) F(jwl) = O rigoureusement et donc pour laquelle la réfection est totale; Qo est le facteur de qualité ou sélectivité qui indique la raideur des pentes de la courbe IF(jw)l au voisi- nage de Wl; wo est la pulsation associée aux pôles de la fonction de transfert. Il a été choisi ici de faire corres- pondre l'écriture w1 à l'écriture Wp de l'ouvrage de réfé- rence cité, avec wl = wo dans cet ouvrage. G est le gain du circuit à basse fréquence (lors- que w * O et que s * O, le terme facteur de G se réduit à 1, et F(jw) 4 G). La fonction de transfert d'un circuit non plus idéal, mais présentant une structure fixée réelle, pour la- quelle ne sont pas posées de conditions sur la valeur des élé- ments, est, dans le cas le plus simple, du deuxième ordre et s'exprime par la relation (4) du tableau I. On s'intéresse ici pour des raisons pratiques de simplicité au cas o wl = wo quelles que soient les valeurs des éléments du filtre, et o, QI étant le facteur de réfection, - 5 IQ11 > Qo pour que le filtre fonctionne en coupe-bande, ce qui conduit à deux cas: Q1 > Qo et Q1 Il apparait alors un nouveau paramètre du filtre qui est la réjection R du filtre donnée par la relation (5) du tableau I, si on suppose que wl - wo. Plus la valeur absolue de Q1 (notée 1Q11) est grande, meilleure est la réjection R. La réjection R est, à la limite, totale lorsque Q1î est infinie. On peut alors classer les coupe-bandes réels en deux catégories: - la première catégorie correspond au cas o Q1 est fini, et supérieur à O (Q1 > O) quels que soient les élé- ments du filtre. Dans ces conditions, les filtres ne peuvent réaliser une réjection totale. C'est la valeur maximale de Q1 qui fixe les limites du filtre. En effet, pour une valeur de Q1 donnée, si la valeur de Qo augmente, la réjection R dimi- nue. - la seconde catégorie correspond au cas o le fait que Q1 soit supérieur ou inférieur à O dépend au con- traire des éléments du filtre. Dans ce cas, il existe des va- leurs particulière des éléments telle que (1/Qi) = O, et o la réjection R est totale. La fonction de tranfert G(s) donnée par la relation (4) se réduit alors à la fonction F(s) donnée par la relation (1). Les filtres appartenant à la seconde catégorie présentent notamment la propriété de pouvoir être réalisés en choisissant des élémens tels que Q1 = -Qo (et toujours wl = wo), ce qui conduit à ce que la fonction (4): JG(jw)l = G = constante. Le filtre devient alors du type passe-tout d'ordre 2. La différence de phase entre les signaux de sortie et d'en- trée passe de O à -2r lorsque w varie de O à l'infini. -- 6 -- Le but principal de l'invention est de réaliser des filtres actifs, comportant un nombre aussi restreint que possible d'éléments afin de favoriser l'intégration, et fonc- tionnant en hautes et hyperfréquences. A cet effet, les circuits intégrés des filtres se- lon l'invention seront favorablement réalisés sur l'arséniure de gallium (GaAs). En outre, selon l'invention, on a choisi de réa- liser des filtres actifs coupe-bandes de la seconde catégorie, ce qui permet d'obtenir entre autres avantages: - une réjection R importante et facilement ré- glable; - une sélectivité aussi grande que celle des filtres passifs connus de l'état de la technique cité plus loin; _ un facteur de réjection Q1 continûment ajus- table. Les filtres conformes à l'invention seront avan- tageusement utilisés dans des doubleurs de fréquences pour re- jeter le signal indésirable à la fréquence fondamentale. Le circuit selon l'invention, bien qu'étant de la seconde caté- gorie, ne sera pas utilisé comme passe-tout d'ordre 2. On verra en effet qu'il est lui-même réalisé au moyen de cellules passe-tout chacune d'ordre 1 dans un exemple de réalisation décrit plus loin. Il est, d'autre part également connu de l'état de la technique des filtres coupe-bandes de la seconde catégorie fonctionnant en hautes fréquences. Mais ces circuits sont réa- lisés au moyen d'éléments passifs. On pourra considérer, par exemple, le circuit dit "Pont de Robinson" également connu sous le nom de "Pont de Wien", et représenté à la page 121 de l'ouvrage de référence intitulé "Electric Filters" par T.H. TURNEY (Ed. Pitman and Sons, London, England, 1945). Ce cir- cuit, bien que capable de fonctionner en hyperfréquences, pré- sente divers inconvénients et notamment: - une sortie obligatoirement différentielle, - 7 - - une impédance de sortie élevée, - un gain nul du fait qu'il est réalisé au moyen d'éléments passifs, - d'une façon générale, des réglages difficiles et -de faibles performances. Le schéma fonctionnel du circuit coupe-bande selon l'invention est représenté sur la figure 1. Ce circuit est formé de deux parties délimitées par des traits pointillés sur cette figure 1: - une première partie formée des blocs F1 et F2 à fonction chacun de filtre passe-tout; une seconde partie AS à fonction d'amplificateur sommateur. Les blocs F1 et F2 ont pour fonction de transfert respectivement les relations (6) et (7) du tableau I. Le bloc AS est formé d'un amplificateur A1 de gain kl et d'un amplificateur A2 de gain k2. L'amplificateur A1 est monté en cascade avec les blocs F1 et F2 alors que l'amplifi- cateur A2 est en parallèle sur la branche formée de F1, F2 et A2. Le bloc S3 fait la somme des sorties des amplificateurs A1 et A2, et fournit le signal de sortie Vs du circuit selon l'invention, dont le signal d'entrée VE est appliqué au point commun d'entrée du bloc F1 et de l'amplificateur A2. En conséquence la fonction de transfert du circuit global de la figure 1 est G(s) donné par la relation (4), les paramètres étant définis par les relations (8), (9), (10), (11) et (16). Dans ces relations: T1 et T2 sont respectivement les constantes de temps associées aux pôles des blocs F1 et F2; T'l et T'2 sont respectivement les constantes de temps asso- ciées aux zéros des blocs F1 et F2; On notera que dans le cas normal: T': Tl T'2 = T2 et wl = wo. - 8 - On notera aussi que Qo maximal = 1/2 est obtenu pour r1 = T2. Le circuit selon l'invention constitue donc un filtre coupe-bande de la seconde catégorie définie plus haut, qui peut réaliser une réjection totale. Exemple de réalisation I Un premier exemple de réalisation du circuit selon l'invention est représenté sur la figure 2a. Ce circuit de la figure 2a est une version de base du circuit selon l'inven- tion, qui admet plusieurs variantes dont les caractéristiques seront exposées dans les autres exemples de réalisation. Dans la version de la figure 2a, les blocs filtres passe-tout (AP) sontidentiques. Il comprennent d'abord chacun un pont déphaseur, lequel est suivi d'un étage amplificateur différentiel PUSH-PULL. Chaque pont déphaseur comprend entre les noeuds opposés, respectivement 11, 12 et 21, 22, pour F1 et F2, sur une première branche une résistance Ril, R21, et une capacité Cil, C21; et sur une seconde branche une capacité C12, C22 et une résistance R12, R22. La sortie de chaque pont déphaseur est disponible aux points communs, 13, 14 et 23, 24 respecti- vement pour F1 et F2, des résistances et capacités de chaque branche. Les résistances R11, R12, R21, R22 des ponts déphaseurs sont en réalité constituées, telles que repré- sentées sur les figures 2a, 3a, 3b, par des transistors à effet de champ (MESFET) respectivement Tll, T12 pour le pont déphaseur du bloc F1, et T21, T22 pour le pont déphaseur du bloc F2. La source et le drain de ces transistors forment les extrémités des résistances, et leur grille reçoit une tension de polarisation Es. Ces résistances sont donc ajustables par le réglage de cette tension Es (voir figure 2a). Ce réglage permet de choisir et d'ajuster la fréquence fj de réjection du circuit selon l'invention. Une résistance placée en série avec Es permet de protéger Tll, T12, T21, T22 et d'augmenter un peu fi. La fréquence maximale flmax pour la réjection R correspond à une tension grille-source nulle (VGs = O) pour -9- les transistors des ponts déphaseurs, ce qui est obtenu pour: E6maximale = E2 = 2,5V pour l'exemple décrit (voir la figure 2a). La fréquence minimale flmin pour la réjection R correspond à la tension minimale choisie en fonction de la tension de seuil du transistor qui peut être appliquée entre les grille et source des transistors du pont déphaseur, c'est- à-dire: VGsmin = -1,8V, ce qui est obtenu pour Eemin = E2 - 1,8V = 0,7V dans cet exemple. Le rapport entre les tensions de sortie Vsp entre les points 13, 14 ou 23, 24, et les tensions d'entrée VEp entre les points 11, 12 ou 21, 22 des ponts déphaseurs est donné par la relation (12) du tableau I, relation dans la- quelle Ro et Co sont les valeurs des résistances et des capa- cités des différents éléments dés ponts déphaseurs. Chaque bloc F1 ou F2, à fonction de passe-tout, comprend ensuite un.étage amplificateur différentiel dont cha- que branche est du type PUSH-PULL. Ces amplificateurs, tels que représentés sur la figure 2a, comprennent une première branche constituée d'un transistor haut (T13 et T23 respectivement pour F1 et F2), et d'un transistor bas (T14 et T24 respectivement pour F1 et F2) en série. Cette première branche est en parallèle sur une se- conde branche constituée d'un transistor haut (T15 et T25 res- pectivement) en série avec un transistor bas (T16 et T2s res- pectivement). Les drains des transistors haut sont communs et portés à une tension d'alimentation continue El. Les sources des transistors bas sont communes et portées à la masse. Les grilles des transistors hauts sont reliées respectivement aux noeuds de sortie du pont déphaseur qui pré- cède l'étage amplificateur, ces noeuds étant aussi reliés en croix aux grilles des transistors bas du même étage amplifica- teur. - 10 - Les grilles des transistors hauts sont en outre polarisées à travers une résistance par une tension d'alimen- tation continue E2 (R13 pour Tj13), (RI5 pour T15), (R23 pour T23) et (R25 pour T25). Les grilles des transistors bas sont aussi polari- sées par une tension respectivement E5 et E4 pour les filtres F1 et F2. A cet effet, des capacités d'isolement (respective- ment C13, C14 pour F1 et C23, C24 pour F2) sont interposées sur les connexions de branchement en croix des grilles des transistors hauts et bas. La sortie de chaque étage amplificateur différen- tiel se fait entre les noeuds communs des transistors hauts et bas de chaque branche PUSH-PULL. La sortie de l'étage amplificateur de F2 se fait au noeud 25 entre les transistors T23 et T24. D'autre part l'entrée VE de la chaîne F1, F2 est appliquée sur le noeud 11 du premier pont déphaseur à travers une capacité d'isolement Cl10, le noeud 12 recevant une tension de polarisation E2. Les sorties 13 et 14 du premier pont déphaseur sont appliquées sur les grilles des transistors 13 et 15 des transistors hauts de l'étage amplificateur de F1 et sur les grilles des transistors bas T16 et T14 de ce même amplifica- teur. Les sorties 15 et 16 de cet amplificateur sont appli- quées à travers des capacités d'isolement C210 et C220 aux en- trées 21 et 22 du pont déphaseur du bloc F2. Les sorties 23 et 24 de ce pont déphaseur sont appliquées sur les grilles des transistors hauts T23 et T25 et sur celles des transistors bas T24 et T26 couplés en croix de l'étage amplificateur de F2. La sortie 25 de cet étage amplificateur est disponible au point commun des transistors T23 et T25. Les transistors formant les étages amplificateurs différentiels PUSH-PULL sont tous des transistors à effet de champ. La tension de polarisation E4 appliquée sur les - 11 - grilles des transistors bas de l'étage amplificateur de F2 sert au réglage grossier de la réjection R du circuit global, alors que la tension de polarisation Es appliquée sur les grilles des transistors bas de l'étage amplificateur de F1 sert au réglage fin de cette réjection R. Le circuit selon l'invention comprend ensuite un amplificateur Al placé en série avec les blocs FI et F2. Cet amplificateur Ai tel que représenté sur la figure 2a, est for- mé du transistor à effet de champ T31- La source de ce transistor T31 est portée à la masse et son drain est porté à la tension d'alimentation E1 par l'intermédiaire d'une charge. Cette charge est constituée du transistor T30 dont le drain est porté à la tension d'ali- mentation El, dont la grille est polarisée à travers une ré- sistance R30 par la tension E2, cette grille étant d'autre part reliée à sa source à travers la capacité C30. La sortie de cet étage amplificateur A1 est disponible sur le drain du transistor T31. La grille du transistor amplificateur T31 (entrée de l'amplificateur A1) reçoit à travers une capacité C310 la sortie de l'étage amplificateur PUSH-PULL de F2 prélevée au point commun 25 des transistor T23, T24. Cette grille est d'autre part polarisée par la tension E4 à travers une résis- tance R31. La tension de polarisation E4 ajuste à la fois le gain G2 du bloc F2 et le gain kl de l'amplificateur Al, elle ajuste donc grossièrement le facteur de réjection Q1. Par contre la tension de polarisation Es, qui est appliquée sur les grilles des transistors bas de l'étage am- plificateur PUSH-PULL du bloc F1, ajuste finement le gain de cet étage amplificateur et donc ajuste finement le facteur de réfjection Qi. Dans cet exemple de réalisation, on choisira: E1 = 6V E2 = 2,5V - 12 - et E4 sera ajusté pour obtenir: E5 2 -0,8V. On notera que E2 peut être remplacée par un pont de résistances placé entre E1 et la masse pour diminuer le nombre des sources de tensions nécessaires. Le circuit selon l'invention comprend encore un amplificateur A2 de gain k2. Cet amplificateur est constitué d'un transistor à effet de champ T32 monté en parallèle et donc admettant la même charge que le transistor T31 (A1). le transistor amplificateur T32 reçoit sur sa grille (entrée de A2) le signal d'entrée VE à travers une capacité d'isolement C320. Les drains communs de T31 et T32 réalisent la fonction du sommateur S3 (voir lafigure 1). La grille du transistor amplificateur T32 (A2) est en outre polarisée par une tension E3. Cette tension de polarisation doit rester fixe Mais sa valeur n'est pas nécessairement très précise (on utilisera E3 - 0,8 V). Le montage représenté sur la figure 2a, ajoute un déphasage w sur la sortie Vs disponible sur le drain commun des transistors T31 (A1) et T32 (A2) par rapport au schéma fonctionnel représenté sur la figure 1. Pour une tension de polarisation Es des grilles des transistors des ponts déphaseurs telle que: Es = 2,5V, la fréquence de réjection est fi = 3,23 GHz, Es = 0,7V, la fréquence de réjection est f1 = 0,90 GHz. La bande couverte est donc très large. D'autre part, si la tension de polarisation Es est contrôlée avec une précision de 25 mV, le circuit selon l'in- vention garantit: une réjection R) 56dB à f1 = 3,23 GHz, une réjection R > 60dB à F1 = 0,90 GHz. Ces résultats sont très faciles à obtenir, car le circuit selon l'invention est particulièrement facile à ré- gler. Il est en effet aisé de régler le gain de chaque étage - 13 - amplificateur PUSH-PULL utilisé. C'est pourquoi justement ces amplificateurs ont été choisis de type PUSH-PULL de préférence à des amplificateurs inverseurs classiques dans chaque bloc F1 et F2. On notera aussi que le gain des PUSH-PULLs'ajus- tant mieux aux fréquences les plus basses, la réjection y est meilleure. Elle reste cependant très élevée. Le gain du cir- cuit global dans les fréquences les plus basses est de l'ordre de 12dB. Il est de 10dB aux fréquences les plus élevées. * Les fréquences de réjection fl = 3,23 GHz est obtenue pour Es = -1V et Es -0,85V fl = 0,90 GHz est obtenue pour E- = -1,6V et E5 - -0,95V. Les figures 2b et 2c donnent respectivement à ti- tre d'exemple, les caractéristiques simulées sur ordinateur des rapports des signaux IVs/VE en dB en fonction de la fréquence de fonctionnement, laquelle est en GHz; et la va- leur du déphasage w entre les signaux VS et VE en fonction de la fréquence en GHz, pour E4 = -1V, E5 = -0,85V, Es = 2,5V. Le circuit selon l'invention procure notamment l'avantage de rendre f1 ajustable, ce qui résulte en: - la possibilité de rattrappage de la valeur de fl dont les circuits intégrés fournissent toujours des valeurs dispersées, du fait de la dispersion des caractéristiques des éléments d'un circuit à l'autre; - la possibilité d'utilisation du même circuit à de nombreuses fréquences différentes. Le tableau II donne à titre d'exemple non limita- tif, des valeurs des éléments pour la mise en oeuvre du cir- cuit de la figure 2a, avec des transistors à effet de- champ du type normalement passant en l'absence de polarisation grille- source, présentant une tension de seuil de l'ordre de VT = -2,5V et une longueur de grille 2 = 0,8 im. Le circuit selon l'invention a été réalisé au moyen des éléments du tableau II sur un substrat en arséniure de gallium (GaAs). - 14 - En reprenant l'équation (4) qui s'applique comme on l'a vu au présent circuit, on a déjà remarqué plus haut que: 1 / le circuit de filtre selon l'invention est du type coupe-bande lorsque la relation (13) est vérifiée. La structure selon l'invention permet d'obtenir Q1 positif ou négatif et la relation (14) vérifiée. 2 / le circuit selon l'invention permet aussi d'obtenir Q1 = -Qo, ce qui correspond au cas o le circuit à la fonction de passe- tout. Qui plus est, le circuit selon l'invention permet de passer de la fonction de coupe-bande à la fonction de passe- tout avec les mêmes éléments. Il suffit en effet de faire varier les polarisa- tions de grille des transistors des différents étages, pour obtenir la variation soit de k1, soit de k2, soit de G. On peut alors passer de manière continue de: QI = - (coupe-bande) à Q1i = -Qo (passe-tout). Exemple de réalisation II Ce second exemple de réalisation du circuit selon l'invention est illustré par la figure 3a. Le circuit de la figure 3a est une version qui permet de régler le gain et donc la réjection plus finement. A cet effet, les amplificateurs des blocs F1 et F2 ne sont pas identiques. L'amplificateur du bloc F1 ne présente pas les grilles des transistors hauts et bas reliées en croix, donc n'est plus du type PUSH-PULL. Il est simplement constitué de deux suiveurs dont le gain est moins grand que dans l'exemple I, mais qui peut être ajusté de manière plus fine. Ainsi, la réjection est plus facile à ajuster. Un choix peut donc être fait entre le circuit de - 15 - l'exemple I et celui de l'exemple II selon l'application envi- sagée. Dans cet exemple II, on utilise maintenant une tension continue Es 0, tout en lui conservant des valeurs négatives (Es est montré sur le tableau III. Les fréquences de réjection obtenues sont: fi = 3,42 GHz pour Es = 2,5V f1 = 0,945 GHz pour EG = 0,7V. La bande couverte par la fréquence f1 dans le cir- cuit de l'exemple II est aussi un peu plus large que celle de l'exemple I. Si la tension E5 est contrôlée à 25mV, on garan- tit: R > 59 dB à fl = 3,42 GHz R > 61 dB à fi = 0,945 GHz Le gain aux fréquences les plus basses est équiva- lent à 7,5 dB du fait comme on l'a dit que les suiveurs mon- trent moins de gain que les PUSH-PULL de l'exemple précédent. Pour obtenir les fréquences de réfection fi = 3,42 GHz il faut E4 = -0, 85V, Es -0,19V fi = 0,945 GHz il faut Es = -1,85V, E5s -0,28V. Exemple de réalisation III Cet exemple a été spécialement étudié pour per- mettre une utilisation en différentiel (voir la figure 3b). L'entrée VE = VE2 - VE1 différentielle est appliquée entre les noeuds 11 et 12 du pont déphaseur du pre- mier bloc Fi. La sortie peut être différentielle: ce sera VS = VS1 - VS2, la tension VS1 étant disponible au noeud 25 de l'amplificateur différentiel du second bloc F2 et la tension VS2 au noeud 26. La sortie peut aussi être obte- nue par référence à la masse, on utilisera alors l'une des tensions disponibles soit au noeud 25 soit au noeud 26. - 16 - Le bloc amplificateur A1 est fusionné avec l'étage amplificateur PUSHPULL du bloc F2. A cet effet, les grilles des transistors bas T24, T26 decet étage sont polarisées par la même tension continue E4 que celle qui polarise les grilles des transistors bas T14, T16 de l'étage amplificateur PUSH- PULL du bloc F1. Ceci permet d'obtenir par le réglage de E4, le réglage grossier de la réjection du circuit global. Le bloc amplificateur A2 est réalisé par l'adjonc- tion de transistors à effet de champ T'23, T'24, T'25, T'26 en parallèle respectivement sur tous les transistors T23, T24, T25, T2s de l'amplificateur PUSH-PULL du bloc F2. Les grilles des transistors hauts T'23, T'25 sont couplées en croix par le moyen des capacités C'26, C'23 et C'25, C'24 avec les grilles des transistors bas respectivement T'26, T'24. D'autre part, ces grilles couplées en croix reçoi- vent le signal d'entrée différentiel. Ainsi, les grilles de T'23 et T'2s sont reliées à la borne 11 par l'intermédiaire de la capacité C10 d'isolement en continu, et les grilles des transistors T'2s et T'24 sont reliées à la borne 12 par l'in- termédiaire de la capacité C120 d'isolement en continu. Les grilles des transistors hauts T'23 et T'25 sont aussi polarisées par la tension continue E2 à travers les résistances R'23 et R'25, alors que les grilles des transis- tors bas T'24, T'26 sont polarisées par la tension continue E5 à travers les résistances R'24, R'26 pour le réglage fin de la réjection. - Le tableau III donne à titre d'exemple non limi- tatif des valeurs des éléments pour la mise en oeuvre du cir- cuit de la figure 3b. Le réglage de la fréquence fl se fait toujours par E6 polarisation des grilles des transistors des ponts dépha- seurs. La sommation S3 est réalisée du fait que les tan- sistors de A1 et A2 sont montés en parallèle. Les fréquences de réjection: - 17 - fl = 3,85 GHz est obtenue pour E6max = E2 = 2,5V fl = 0,906 GHz est obtenue pour Esmax = E2 -1,8V = 0,7V. La bande de fréquence couverte par fl est plus large que dans les exemples de réalisation précédemment dé- crits. Cela est lié au fait que lorsque la fréquence f1 est élevée, les étages amplificateurs apportent un retard de phase tendant à diminuer cette fréquence f1. Du fait que dans cet exemple III, la structure est telle que le circuit global com- porte un étage de moins que dans les exemples I et II, la fré- quence fl est moins affectée par le déphasage dû aux étages amplificateurs. Si E5 qui est le réglage fin de la réjection est contrôlée à 25mV, on garantit: R) 53 dB à fl = 3,85 GHz R > 51 dB à fl = 0,906 GHz Le gain aux fréquences les plus basses est de l'ordre de 1dB si on utilise la sortie différentielle VS = VS1 - VS2 aux noeuds 25 et 26, et de environ -5dB si on utilise une sortie asymétrique VS1 ou VS2 en 25 ou en 26. D'autre part, la fréquence de réjection f1 = 3,85 GHz est obtenue pour E4 = -0,8V, E5 -1,09V f1 = 0,906 GHz est obtenue pour E4 = -1,95V, E5 -1,1V avec les valeurs des éléments du tableau IV. - 18 - TABLEAU I (s/wÂ)2 + 1 F($) = G. (1) (s/wo)2 + (1/Qo)(s/wo) + 1 p = s/wl1 (2) vsp 1 - RoCo - = (12) s = jw (3) VEp 1 + RoCo (s/wl)2 + (1/Q1) (slwl) + 1 G(s) = G. (4) (s/wo)2 + (1/Qo)(s/wo) + 1 IF(jw)I maximale IF(O)I IQ1I R = _ _ _ = _ --. (5) IF(jw)jminimale JF(iwi) Qo 1-T'i Gl(s) = G1 X (6) IQ'l > Qo (13) 1 + T1 1 - T'2 1/Qi = 0 (14) G2(s) = G2 x (7) 1 + T2 ki + k2 G1 G2 Wl = () (9) ki T1 T2 + k2 G1 G2 T'l T'2 (TI T2)% Qo - (10) Tl+T2 G = k + k2 G1 G2 (11) K1 Tl T2 + k2 G1 G2 T'1 T'2) Qi = (16) K1(T1+T2)- k2 G1 G2 (T'1 + T'2) - 19 - TABLEAU II (Fig.2a) Résistances Capacités Transistors Alimentation R kQ Ci1 pF T(2) pm E V R13 10 Cil 0,13 Tii 10 E1 6 R15 10 C12 0,13 T12 10 E2 2,5V Rt4 10 C13 1 T13 40 E3 -0,8 R16 10 C14 1 T14 40 E4 R23 10 C21 0,13 T15 40 Es R25 10 C22 0,13 T 40 Es R24 10 C23 1 T21 10 R26 10 C24 1 T22 10 R30 10 C3r 1 T23 40 R31 10 C310 1 T24 40 R32 10 C320 1 T25 40 Clio 1 T2s 40 C210 1 T30 25 C220 1 T31 35 TR2 10 E4 = réglage grossier de la réjection R E5 = réglage fin de la réjection R Es = réglage de la fréquence f1 de réjection - 20 - TABLEAU III (Fig.3a) R kQ C11l pF T() jm E V R13 10 Cil 0,12 Til 10 Ei 6 R14 10 C12 0,12 T12 10 E2 2,5V R15 10 C21 0,12 T13 40 E3 -0,8 R16s 10 C22 0,12 T14 25 E4 R23 10 C23 - T15 40 E5 R24 10 C24 - T16 25 Es R25 10 C30 - T21 10 R26 10 C31 - T22 10 R3o 10 C32 - T23 40 R31 10 Clio - T24 40 R32 10 C210 - T25 40 C220 - T26 40 T30 45 T31 10 T32 70 E4 = réglage grossier de la réjection R E5 = réglage fin de la réjection R Es = réglage de la fréquence fj de réjection - 21 - TABLEAU IV (Fig.3b) Résistances Capacités Transistors Alimentation R kQ C11 pF T (2) ipm E V R13 10 C11l 0,13 Til 10 El 6 R14 10 C12 0,13 T12 10 E2 2,5 R15 -10 C13 1 T13 40 E4 R16s 10 C14 1 T14 40 E5 R23 10 C21 0,13 T15 40 ES R'23 10 C22 0,13 T16 40 R24 10 C23 1 T21 10 R'24 10 C24 1 T22 10 R25 10 C'23 1 T23 30 R'25 10 C'24 1 T'23 10 R2S 10 C'25 1 T24 30 R'26 10 C'26 1 T'24 10 C110 1 T25 30 C120 1 T'25 10 C210 1 T26 30 C220 1 T'2= 10 E4 = réglage grossier de la réjection R E5 = réglage fin de la réjection R E6 = réglage de la fréquence fl de réjection - 22 - Revendications 1. Circuit formant un filtre R.C. actif pour applica- tion coupe-bande dans les domaines des hautes et hyperfré- quences, à fonction de transfert biquadratique, comportant une chaine comprenant un bloc pour réaliser une fonction filtre et amplificateur, et comportant un bloc S3 pour réaliser la som- mation VS entre le signal de sortie de la chaîne et le si- gnal VE appliqué à l'entrée E du circuit, caractérisé en ce que le bloc filtre est constitué de deux blocs filtre F1 et F2 à fonction de passetout chacun d'ordre 1 en série, et en ce que la chaîne comprend en outre un bloc amplificateur A1 en série avec le bloc filtre F1, F2, placé entre la sortie de ces derniers et la sortie de la chaîne, en ce que le signal d'entrée VE est appliqué par ailleurs sur le bloc sommateur S3 à travers un amplificateur A2, et en ce que le bloc S3 sommateur est formé par le couplage des sorties des blocs amplificateurs A1 et A2 pour former la sortie S du circuit sur laquelle le signal de sortie Vs est disponible. 2. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que chaque bloc F1 et F2 comprend un pont déphaseur associé à un étage amplificateur. 3. Circuit selon la revendication 2, caractérisé en ce que chaque pont déphaseur est formé, entre les deux noeuds d'entrée de deux branches parallèles, la première branche com- portant dans l'ordre une dite première résistance et une dite première capacité, notées Tll et Cll pour le pont déphaseur du bloc F1, et notées T21 et C21 pour le pont déphaseur du bloc F2, la seconde branche comportant dans l'ordre une dite se- conde capacité et une dite seconde résistance, notées C12 et T12 pour F1 et notées C22 et T22 pour F2; les sorties de cha- que pont se faisant entre les noeuds formés par les points communs des résistances et capacités de chaque branche. 4. Circuit selon la revendication 3, caractérisé en ce que les résistances des ponts déphaseurs sont ajustables pour régler la fréquence de réjection fi du circuit global. - 23 - 5. Circuit selon la revendication 4, caractérisé en ce que les résistances ajustables des ponts déphaseurs sont constituées par des transistors à effet de champ dont la grille est polarisée par une tension ajustable EG. 6. Circuit selon l'une des revendications 2 à 5, ca- ractérisé en ce que les étages amplificateurs associés aux ponts déphaseurs dans chaque bloc passe-tout F1, F2 sont du type amplificateur différentiel. 7. Circuit selon la revendication 6, caractérisé en ce que les amplificateurs différentiels sont formés de deux branches en parallèle entre une tension d'alimentation con- tinue E1 et la masse, la première branche comportant un tran- sistor dit haut respectivement pour F1 et F2, les transistors T13, T23, et d'un transistor dit bas en série, respectivement T14, T24, la seconde branche comportant un transistor dit haut, respectivement pour F1, F2, les transistors T15, T25, et un transistor dit bas en série respectivement T1s,.T26, les grilles des transistors hauts recevant les signaux des noeuds de sortie du pont déphaseur qui les précède et étant polari- sées par une tension E2 à travers des résistances de protec- tion, et les grilles des transistors bas étant polarisées par une tension à travers des résistances de protection, les sor- ties de chaque étage amplificateur différentiel se faisant au point commun des transistors hauts et bas des branches. 8. Circuit selon la revendication 7, caractérisé en ce que les grilles des transistors hauts et bas de l'étage am- plificateur différentiel du second bloc F2 sont reliées en croix à travers des capacités d'isolement en continu, formant un amplificateur de type PUSH-PULL. 9. Circuit selon la revendication 7, caractérisé en ce que les grilles des transistors hauts et bas de l'étage am- plificateur différentiel du premier bloc F1 sont aussi reliées en croix à travers des capacités d'isolement en continu. 10. Circuit selon l'une des revendications 8 ou 9, caractérisé en ce que le signal d'entrée du circuit VE est - 24 - appliqué sur l'un des noeuds d'entrée 11 du pont déphaseur du premier bloc F1, l'autre noeud d'entrée 12 étant porté à la tension de référence continue E2 et en ce que les grilles des transistors bas de l'étage amplificateur différentiel du bloc F2 sont polarisées par une tension E4 variable pour l'ajustement grossier de la réjection R du circuit global, et en ce que les grilles des transistors bas de l'étage amplificateur différentiel du bloc F1 sont polarisées par une tension E5 variable pour l'ajustement fin de la réjection R du circuit global. 11. Circuit selon la revendication 10, caractérisé en ce que le bloc amplificateur A1 est formé d'un transistor à effet de champ T31 dont la source est reliée à la masse, le drain à la sortie S, et dont la grille reçoit à travers une capacité C310 le signal de sortie du second bloc passe-tout F2, le drain de ce transistor T31 étant en outre porté à la tension d'alimentation E1 à travers une charge et la grille de ce transistor T31 étant polarisée à travers une résistance R31 par une source de tension continue E4 réglable pour faire varier le gain (kl) de ce bloc amplificateur, et en ce que le bloc amplificateur A2 est formé d'un transistor à effet de - champ T32 monté en parallèle sur le transistor T31 pour réa- liser la sommation S3, la grille du transistor T32 recevant à travers une capacité C320 le signal d'entrée VE du circuit et étant de plus polarisée à travers une résistance R32 par la source de tension E3 pour faire varier le gain (k2) de ce bloc amplificateur. 12. Circuit selon la revendication 11, caractérisé en ce que la charge des transistors T31 et T32 des amplificateurs A1 et A2 est une charge active formée d'un transistor à effet de champ T30 dont la source est reliée aux drains communs des transistors T31 et T32, et dont le drain est porté à l'alimen- tation continue E1, la polarisation de la grille du transistor T30 étant réalisée du fait qu'elle est reliée à une tension continue E2, à travers une résistance R30, et cette grille - 25 - étant en outre reliée à la source de T30 à travers une capa- cité C30. 13. Circuit selon la revendication 10, caractérisé en ce que, pour recevoir une entrée différentielle VE = V2 - V1 et fournir une sortie différentielle VS = VS2 - V51, l'entrée différentielle est appliquée entre les noeuds d'entrée 11 et 12 du pont déphaseur du premier bloc F1, en ce que le bloc amplificateur AI est réalisé par l'étage amplifi- cateur différentiel du second bloc F2, du fait que les grilles des transistors bas T24, T26 de ce bloc F2 sont polarisées par la même tension continue que la tension qui polarise les grilles des transistors bas de l'étage amplificateur différen- tiel du premier bloc F1, par exemple E4, pour obtenir le ré- glage grossier de la réjection, en ce que le bloc amplifica- teur A2 est réalisé par l'adjonction de transistors à effet de champ T'23, T'24, T'25, T'26, en parallèle, sur chacun des transistors hauts T23, T25 et bas T24, T26 respectivement des deux branches de l'étage amplificateur différentiel du bloc F2, les grilles d'un transistor haut et d'un transistor bas couplées en croix, respectivement T'23, T'26 étant reliées à l'un des bornes 11 de l'entrée différentielle, et les grilles des autres transistors hauts et bas respectivement T'25, T'24, couplées en croix étant reliées à l'autre borne 12 de l'entrée différentielle, ce second bloc F2 assurant ainsi la sommation S3, en ce que les grilles de ces transistors bas T'24, T'26 sont polarisées par une tension E5 par l'intermédiaire des ré- sistances R'24 et R'26 pour le réglage fin de la réjection, en ce que les grilles des ces transistors hauts T'23, T'25 sont polarisées par la tension E1 à travers des résistances R'23 et R'25 et en ce que la sortie différentielle VS du circuit global est disponible entre les points communs 25 et 26 des transistors hauts et bas sur chaque branche. 14. Circuit selon l'une des revendications 11, 12 ou 13, caractérisé en ce qu'il présente la fonction d'un coupe- bande par le réglage des valeurs des tensions E1, E2, E3, E4, - 26 - Es, E6 relativement les unes par rapport aux autres pour ob- tenir des gains kl, k2, G1, G2 des blocs amplificateurs tels que la réjection R de ce circuit est supérieure à 1. 15. Circuit selon l'une des revendications 11, 12 ou 13, caractérisé en ce qu'il présente la fonction d'un passe- tout par le réglage des valeurs des tensions El, E2, E3, E4, Es, Es, relativement les unes par rapport aux autres pour ob- tenir des gains kl, k2, G1, G2 des blocs amplificateurs tels que le facteur de réjection Q1 est opposé au facteur de qua- lité Q0. 16. Circuit selon l'une des revendications 11, 12 ou 13, caractérisé en ce que, par le réglage des valeurs des ten- sions E3 et E4 par rapport aux tensions El, E2, Es, E6 pour obtenir des variations des gains kl, k2, et G1, G2, il en ré- sulte une variation continue du facteur de réfection Q1 entre -- et +#. 17. Circuit selon l'une des revendications 5 à 16, ca- ractérisé en ce que qu'il est intégré sur un substrat en ar- séniure de gallium (GaAs) et réalisé au moyen de transistors à effet de champ du type ndrmalement passant en l'absence de polarisation grille-source.