Brevet FR2607643A1 — publié le 19880603

La présente invention concerne un commutateur à semiconducteurs à micro-ondes, apte à réaliser la com- mutation de la voie de transmission pour des micro-ondes selon que l'énergie de l'onde électrique appliquée est élevée ou faible. Sur les figures l(a) et l(b), on a représenté respectivement une vue en plan et une vue en élévation latérale montrant la constitution d'un commutateur à se- miconducteurs à micro-ondes, qui est décrit dans "IEEE Transactions on ED", Vol. ED-28, N 2, Février 1981 "Dis- positifs FET à GaAs à résonance pour la commutation des micro-ondes". Sur le dessin, la référence 1 désigne un substrat semiconducteur, la référence 2 désigne la pre- mière ligne en forme de microbande (les lignes à micro- bandes seront désignées ci-après simplement sous le ter- me de lignes), la référence 3 désigne la seconde ligne, la référence 4 désigne la troisième ligne, les références et 6 désignent respectivement des lignes inductives, les références 7 et 8 désignent des lignes de polarisation de grilles et la référence 9 désigne la plaque de masse. La plaque de masse 9 est constituée par le dépôt, au moyen d'une métallisation, d'un conducteur sur la surface arriè- re du substrat semiconducteur 1. Les première, seconde et troisième lignes possèdent une capacité électrostatique distribuée par rapport à la plaque de masse 9. La tension à micro-ondes se propage dans lesdites lignes lorsque la tension est appliquée entre ces dernières et la plaque de masse. La référence 10 désigne le premier transistor à effet de champ (désigné ci-après de façon abrégée sous le terme de transistor FET), la référence 11 désigne une électrode de drain du transistor FET 10, la référence 12 désigne l'électrode de source du transistor FET 10, la référence 13 désigne l'électrode de grille du transistor FET 10, la référence 14 désigne le second transistor FET, la référence 15 désigne l'électrode de drain du transis- tor FET 14, la référence 16 désigne l'électrode de source du transistor FET 14 et la référence 17 désigne l'élec- trode de grille du transistor FET 14. Une extrémité de la première ligne 2 est rac- cordée à la borne d'entrée/sortie et l'autre extrémité est réalisée en forme de fourche. Les deux branches de cette fourche sont raccordées respectivement aux électrodes de source 12, 16 des premier et second transistors FET. Il faut en outre noter que l'électrode de drain 11 du pre- mier transistor FET 10 est raccordée à la seconde ligne 3 et que l'électrodede drain 15 du second transistor FET 14 est raccordée à la troisième ligne 4. La tension de pola- risation est appliquée respectivement à l'électrode 13 du premier transistor FET 10 et à l'électrode de grille 17 du second transistor FET par l'intermédiaire des lignes 7, 8 de polarisation de grille. Les électrodes de source et les électrodes de drain du premier transistor FET 10 et du second transistor FET 14 sont placées au même poten- tiel par rapport à la polarisation en courant continu, et la ligne à impedance élevée 18, dont l'extrémité est rac- cordée à la plaque de masse 9, est reliée aux lignes prin- cipales de manière à rendre le potentiel des lignes prin- cipales égal à celui de la plaque de masse 9. En se référant à la figure 2, qui montre un circuit équivalent comportant les connexions représentées sur les figures l(a) et l(b), les mêmes chiffres de réfé- rence que ceux utilisés sur les figures l(a) et l(b) dé- signent des parties identiques. On va expliquer ci-après le fonctionnement du commutateur à semiconducteurs à micro-ondes représenté sur les figures l(a) et l(b). Le potentiel présent sur la plaque de masse 9 (c'est-à-dire que la tension est nulle) est appliqué à l'électrode de grille 13, et l'électrode de grille 17 est placée à la tension de polarisation VPOLARISATION (VVPOLARISATIONJ 7 Vp1), qui est inférieu- re à la tension de pincement Vp qui lui est appliquée. Une faible impedance R1 est établie, en rapport avec la tension à microondes, entre l'électrode de source 12 et l'électrode de drain 11, et la liaison entre l'électrode de source 16 et l'électrode de drain 15 est interrompue de sorte qu'une impedance capacitive JX2 apparaît en rapport avec la micro-onde. Cette impédance JX2 est branchée en parallèle avec l'impédance produite par la ligne inducti- ve 6 et entre en résonance parallèle, pour la fréquence des micro-ondes, de sorte qu'une impédance élevée est pro- duite. Par conséquent, la première ligne 2 et la seconde ligne 3 sont raccordées pour les micro-ondes, mais la li- aison entre la première ligne 2 et la troisième ligne 4 est interrompue. De façon similaire, si le potentiel de zéro V est appliqué à l'électrode de grille 17 et la tension de polarisation VPOLARISATION est appliquée à l'électrode de grille 13, la première ligne 2 et la troisième ligne 4 sont raccordées, mais la liaison est interrompue entre la première ligne 2 et la seconde ligne 3. Etant donné que le commutateur à semiconduc- teurs à micro-ondes conforme à l'art antérieur est ainsi agencé, la tension de claquage des transistors à effet de champ pose un problème. Par exemple en supposant que l'impédance caractéristique des lignes à microbandes res- pectives est Z et que la puissance d'entrée est P. le transistor FET 14 étant bloqué et la puissance d'entrée P étant transmise par la première ligne 2 à la seconde ligne 3 sans la production d'aucune onde stationnaire, la valeur effective Ve de la tension entre la première ligne et la plaque de base 9 est Ve = iP, qui devient la ten- sion sur l'électrode de source 16. La valeur maximale de cette tension est de 1,4 Ve. D'autre part, étant donné que l'électrode de grille 17 est placée à la tension de polarisation VPOLARISATION' la tension maximale appliquée entre l'électrode de grille et l'électrode de source est égale à 1,4 VPOLARISATION' à savoir 13,6Vsi on sup- pose par exemple que l'on a VPOLARISATION = -5 V, Z = 50- et P = 3 W. Cependant, il n'est pas possible d'obtenir une tension de claquage élevée de plus de 13,6 V entre l'électrode de grille et l'électrode de source dans les transistors FET destinés à servir d'interrupteurs pré- sentant une faible perte et possédant une faible résis- tance R1 entre l'électrode de drain et l'électrode de source, à l'état CONDUCTEUR, tout en maintenant la ten- sion de polarisation de grille à zéro V. Le rendement de fabrication des transistors FET ayant une caractéristi- que de tension de claquage élevée est par conséquent mauvais de sorte qu'il peut en résulter l'obtention de commutateurs à semiconducteurs à micro-ondes onéreux. Les figures 3(a) et 3(b) montrent un autre exemple de l'agencement de commutateurs à semiconducteurs à micro-ondes tels qu'ils ont été présentés dans les ar- ticles techniques rapportés lors du symposium "IEEE 1982 Microwave and Millimeter-Wave Monolithic Circuits Sympo- sium" qui s'est tenu aux Etats-Unis d'Amérique en Juin 1982. Sur les figures 3(a) et 3(b), la référence 19 désigne la seconde ligne d'entrée/sortie, la référence 20 désigne la troisième ligne d'entrée/sortie, la référence 21 désigne une ligne de faible impédance possédant une longueur équivalente à la moitié de la longueur d'onde, et la référence 22 désigne une ligne de forte impédance possédant une longueur équivalente à une moitié de la longueur d'onde. Des lignes à microbandes sont formées sur le substrat semiconducteur 1. La référence 23 désigne le premier transistor à effet de champ (désigné ci-après de façon abrégée sous le terme de premier transistor FET), la référence 24 dé- signe l'électrode de drain du premier transistor FET, la référence 25 désigne l'électrode de source du premier transistor FET et la référence 26 désigne l'électrode de grille du premier transistor FET. L'électrode de source du second transistor FET est raccordée à la plaque de base 9 par l'intermédiaire de fils d'or 27 ou analogues, et l'électrode de drain 24 du premier transistor FET est raccordée à la ligne de faible impédance 21. La référence 28 désigne le second transistor à effet de champ (désigné ciaprès de façon abrégée sous le terme de second transistor FET), la référence 29 désigne l'électrode de drain du second transistor FET, la réfé- rence 30 désigne l'électrode de source du second transis- tor FET et la référence 31 désigne l'électrode de grille du second transistor FET. L'électrode de source 30 du se- cond transistor FET est raccordée à la plaque de masse 9 par l'intermédiaire de fils d'or 27 ou analogues, et l'é- lectrode de drain 29 du second transistor FET est raccor- dée à la ligne d'impédance élevée 22. Une tension de polarisation est appliquée à l'électrode de grille 26 du premier transistor FET 23 à partir de la première borne de polarisation 33 par l'in- termédiaire du circuit de polarisation 32 incluant des lignes à microbandes. De façon similaire une tension de polarisation est appliquée à l'électrode de grille 31 du second transistor FET 28 à partir de la seconde borne de polarisation 34 par l'intermédiaire du circuit de polari- sation 32. Le point, o la première ligne d'entrée/sortie 2, la ligne de faible impédance 21 et la ligne d'impédance élevée 22, sont raccordées les unes aux autres, est dési- gné par le terme de point de jonction 35. Alors les élec- trodes de source du premier transistor FET 23 et du second transistor FET 28 sont respectivement raccordées à un point situé sur la ligne de faible impédance 21 et sur la ligne d'impédance élevée 22 qui est séparé d'une distance égale à un quart de la longueur d'onde, par rapport au point de jonction 35. Afin que les électrodes de source et les élec- trodes de drain des deux transistors FET soient placées au même potentiel, la ligne de masse d'impédance élevée 36 raccorde la plaque de masse 9 à la première ligne d'en- trée/sortie 2. On va expliquer ci-après le fonctionnement du commutateur. La figure 4 représente un circuit équivalent aux figures 3(a) et 3(b), servant à expliquer le fonctionnement du commutateur à semiconducteurs à microondes représenté sur ces figures. Dans ce schéma équivalent, on n'a pas re- présenté le circuit de polarisation 32 et la ligne de masse d'impédance élevée 36, pour simplifier le dessin. Pour expliquer le fonctionnement du commutateur en se référant à la figure 4, on va tout d'abord considérer le cas o une micro-onde de faible puissance a été fournie par la première ligne d'entrée/sortie 2, puis le cas o une micro-onde possédant une forte puissance de l'ordre de plu- sieurs watts a été produite. Tout d'abord, on suppose que la micro-onde de faible puissance a été délivrée par la première ligne d'en- trée/sortie 2 et se propage en direction de la troisième ligne d'entrée/sortie 20. Alors, une tension de polarisation négative VPOLARISATION (IVPOLARISATIONI > [Vpl) inférieure à la tension de pincement Vp est appliquée à la seconde borne de polarisation 34, et le second transistor FET 28 présente une impédance élevée. Simultanément la première borne de polarisation 33 est placée à zéro V et le transistor FET 23 présente une faible impédance, qui est désignée par R1. Etant donné que cette impédance R1 est suffisamment infé- rieure à l'impédance caractéristique Z1 de la ligne de fai- ble impédance 21, l'impédance, telle qu'elle est vue depuis le point de jonction 35 en direction de la seconde ligne d'entrée/sortie 19, représente une valeur aussi élevée que dans le cas de l'état presque complètement ouvert. Par con- séquent, la micro-onde délivrée par la première ligne d'en- trée/sortie 2 se propage le long de la ligne de forte impé- dance 22 et apparaît dans la troisième ligne d'entrée/sor- tie 20. A cet instant, étant donné que le second transis- tor FET 28 présente une impédance élevée, la micro-onde, qui se propage, n'est pas perturbée. Ci-après, on va considérer le cas, dans lequel une micro-onde de puissacne élevée est délivrée par la pre- mière ligne d'entrée/sortie 2 et o la micro-onde est en- voyée à la seconde ligne d'entrée/sortie 19. Dans ce cas, les conditions de polarisation appliquées au transistor FET sont supposées être les suivantes. La seconde borne de polarisation 34 est placée à zéro V et une tension de polarisation négative VpOLARISATION (IVpoLARISATIONI > IVpI) inférieure à la tension de pincement Vp est appliquée à la première borne de polarisation 32. Dans ces conditions de polarisation, le second transistor FET 28 présente une fai- ble impédance R2 et le premier transistor FET 23 présente une impédance élevée. Par conséquent, l'impédance, telle qu'elle est vue depuis le point de jonction 35 en direction de la troisième ligne d'entrée/sortie 20, présente une va- leur aussi élevée que dans le cas d'un état presque complè- tement ouvert, et la micro-onde délivrée par la première ligne d'entrée/sortie se propage le long de la ligne de faible impédance 21 et apparait dans la seconde ligne d'en- trée/sortie 19. On notera ici que le premier transistor FET 23 présente une impédance élevée et ne perturbe pas la propa- gation des micro-ondes le long de la ligne de faible impé- dance 21 présentant l'impédance caractéristique Z1. Dans le commutateur qui se trouve dans de telles conditions de polarisation, étant donné que la micro-onde de forte puissance se propage, le courant à haute fréquen- ce, qui traverse le second transistor FET 28, et la tension à haute fréquence, qui est appliquée au premier transistor FET 23, possèdent tous deux des valeurs élevées. C'est pour- quoi il est nécessaire d'utiliser des transistors FET aptes à supporter de telles valeurs élevées. Si l'on suppose qu'une micro-onde possédant une puissance égale à P watts a été introduite, le courant ma- ximum à haute fréquence I, qui traverse le second transis- tor FET 28, peut être exprimé par la relation suivante RSZe + 2ZZà dans laquelle R2 est la résistance du second transistor FET 28 polarisé à zéro V et Z2 est l'impédance caractéristique de la ligne d'impédance élevée 22. Par ailleurs, la tension de crête à haute fré- quence V, qui est appliquée au premier transistor FET 23, peut être exprimée par la relation suivante: Zl V = Z, V2Z0P dans laquelle Z1 est l'impédance caractéristique de la li- gne a faible impédance 21. Par exemple, en supposant que la puissance d'en- tré/sortie est égale à 5 W, que l'on a Z0 = 50 E-, R2 = 3.Y et que Z2 est égale à 75 L, Z1 étant égale à 40J.L, la va- leur du courant est égale à 0,23 A et la valeur de la ten- sion est égale à 14 V. En ce qui concerne l'intensité de 0,23 A du courant, cette valeur est un courant de drain qui peut être produit par des transistors FET possédant une largeur de grille normale de 1 mm, et ne pose aucun problème. Cependant, en ce qui concerne la tension, la va- leur de 14 V est une valeur qui peut dépasser éventuelle- ment la valeur admissible pour des transistors FET. En d'autres termes, si l'on suppose que la tension de polari- sation de grille du premier transistor FET 23 est égale à VpOLARISATION, que la tension de pincement est supposée être représentée par Vp et que la tension de claquage au niveau de la grille est supposée être représentée par VBR, on peut établir les relations suivantes: IVBRI V + jVpl IVPOLARISATIONI = 2V + IVPI Si l'on suppose que la valeur absolue de la tension de pincement lVpl est égale à 2 V, il est néces- saire d'avoir 16 V pour la tension de claquage Iv BRI et 9 V pour la tension de polarisation IVPoLARISATIONI. On ne peut pas obtenir aussi aisément cette tension de cla- quage de 16 V au moyen du type de transistors FET qui sont conçus pour une fabrication en grandes séries, et il est également difficile de rendre égale à une valeur de lror- dre de 3 W la puissance d'entrée admissible pour des com- mutateurs à semiconducteurs à micro-ondes de ce type. En outre, afin de réduire la tension appliquée aux transistors FET, il faut choisir la longueur électri- que de la ligne de faible impédance 21 égale à la moitié de la longueur d'onde, ce qui a pour effet d'entraîner un accroissement de la surface du substrat semiconducteur 1 constituant ce commutateur à semiconducteurs à micro-ondes. Etant donné que le commutateur à semiconducteurs à micro-ondes représenté aux figures 3(a) et 3(b) est constitué de la manière expliquée précédemment, afin de per- mettre l'obtention et l'accroissement de la puissance d'en- trée admissible à un niveau de plusieurs watts, il faut uti- liser un procédé de fabrication mettant en oeuvre des étapes opératoires particulières pour la fabrication de transistors FET qui soient très résistants vis-à-vis de tensions élevées, et ceci entraîne des problèmes tels que la réduction du ren- dement de fabrication et le caractère inapproprié pour une fabrication en grande série. Simultanément, étant donné qu'on utilise une ligne de faible impédance possédant une longueur équivalente égale à la moitié de la longueur d'on- de, qui ne permet pas l'application de tensions élevées au transistor FET, il faut augmenter les dimensions du sub- strat semiconducteur. Un but général de la présente invention est de résoudre les problèmes mentionnés précédemment. Un premier but de la présente invention est de réaliser un commutateur à semiconducteurs à micro-ondes, qui permette la commutation des voies de transmission à l'aide de transistors FET possédant une faible résistance en rapport avec la tension, dans le cas o la longueur des lignes à microbandes, le long desquelles une micro-onde de puissance relativement élevée se propage, est limitée. Afin d'atteindre cet objectif, les transistors FET d'une première forme de réalisation conforme à la pré- sente invention sont bloqués lors d'une interruption d'une micro-onde de puissance relativement élevée, mais la ligne de microbande n'est pas interrompue. La ligne à microbande est court-circuitée au moyen du transistor FET en un point distant d'un quart de longueur d'onde par rapport au point au niveau duquel la ligne à microbande doit être interrom- pue. Dans un circuit à constantes réparties, comme par exemple une ligne à microbande, si un point de la ligne est court-circuité, l'impédance au niveau d'un point dis- tant d'un quart de longueur d'onde par rapport à un point court-circuité devient élevée. C'est pourquoi le court-cir- cuitage de la ligne au moyen d'un transistor FET entraîne le même effet que l'interruption de la ligne, et il est possible d'avoir une conception qui sert à régler tous les transistors FET de manière qu'ils restent à l'état CONDUC- TEUR dans l'état de commutation, dans lequel une puissance relativement élevée est transmise. C'est pourquoi il est possible de réduire la tension de la micro-onde appliquée entre les électrodes de drain et les électrodes de source du transistor FET, dans un circuit dans lequel la direction de la ligne à microban- de, qui transmetu n vant eetliite une direction comme dans le cas de la commutation d'une antenne à micro-ondes entre les modes d'émission et de réception. Ainsi, il ne se pose aucun problème, en ce qui concerne la résistance en rapport avec la tension entre les électrodes des transistors FET, et le rendement de fabrication des commutateurs à semiconducteurs à microbandes est amélioré. Un second but de la présente invention consiste à fournir un commutateur à semiconducteurs à micro-ondes présentant une capacité d'utilisation élevée et apte à ré- aliser la commutation des voies de transmission d'une mi- cro-onde. Afin d'atteindre cet objectif, le commutateur à semiconducteurs à microondes conforme à une seconde forme de réalisation de l'invention est constitué de telle sorte qu'un transistor FET est branché en série avec l'une des lignes d'entrée/sortie au voisinage du point de jonc- tion de trois lignes d'entrée/sortie, et l'autre transis- tor FET est branché en parallèle avec l'autre ligne d'en- trée/sortie, dans une position distante d'un quart de lon- gueur d'onde, par rapport au point de jonction. Dans le commutateur à semiconducteurs à micro- ondes conforme à la seconde forme de réalisation, lors- qu'une micro-onde possédant une puissance de quelques watts est introduite, le transistor FET branché en série avec la ligne d'entrée/sortie, qui est utilisée en tant que côté sortie, et le transistor FET branché en parallèle avec la ligne d'entrée/sortie, qui doit être interrompue, sont tous les deux placés dans un état de faible impédance. Par consé- quent, toute tension à haute fréquence appliquée à ces tran- sistors FET est suffisamment faible pour que les commuta- teurs à semiconducteurs à micro-ondes conformes à la présen- te invention puissent traiter un niveau de puissance de quelques watts même si la tension de claquage du transistor FET est faible. Ainsi lorsqu'une micro-onde de forte puissance est introduite, les transistors FET sont polarisés de ma- nière à présenter une faible impédance, et une tension à haute fréquence appliquée entre l'électrode de drain et l'électrode de source des transistors FET est réduite, de sorte que les transistors FET ne sont pas endommagés. Par conséquent, il n'est pas nécessaire que les transistors FET possèdent une tension de claquage élevée et, par con- séquent, le rendement de fabrication des commutateurs est fortement amélioré. Il faut en outre noter que, étant don- né qu'il n'est pas nécessaire de réduire la tension en fréquence appliquée au transistor FET en utilisant une li- gne de faible impédance possédant une longueur équivalente à la moitié de la longueur d'onde, les commutateurs peu- vent être plus petits. Un troisième but de la présente invention est de fournir un commutateur à semiconducteurs à micro-ondes présentant des caractéristiques correspondant à une puis- sance électrique supérieure, une perte inférieure et une isolation électrique supérieure. Afin d'atteindre cet objectif, le commutateur à semiconducteurs à micro-ondes correspondant à une troi- * sième forme de réalisation selon la présente invention est agencé de telle sorte que les électrodes de drain et les électrodes de source du premier transistor FET bran- ché en série avec les première et troisième lignes d'en- trée/sortie et du second transistor FET branché en paral- lèle avec la seconde ligne d'entrée/sortie sont raccordés au moyen de lignes à inductance possédant un agencement identique. Dans le commutateur à semiconducteurs à micro- ondes conforme à cette forme de réalisation, même si l'on utilise un transistor FET possédant une grille plus large et une faible impédance, la ligne inductive branchée entre les électrodes de drain et les électrodes de source et la capacité des transistors FET entraînent l'apparition d'une résonance parallèle, qui permet au commutateur à semicon- ducteurs à micro-ondes de présenter des performances cor- respondant à une faible perte et une isolation élevée, lorsque ce commutateur se trouve dans l'état de réception. Par conséquent, il est possible d'accroitre la caractéristique d'isolation dans le cas de l'application d'une puissance électrique élevée dans l'état de transmis- sion, d'empêcher un endommagement et une altération des transistors FET et d'obtenir une performance de perte fai- ble dans l'état de réception. D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention ressortiront de la description donnée ci-après prise en référence aux dessins annexes, sur les- quels: - les figures l(a) et l(b), dont il a déjà été fait mention, représentent une vue en plan et une vue en élé- vation latérale montrant la constitution d'un exemple des commutateurs à semiconducteurs à micro-ondes de l'art an- térieur; - la figure 2, dont il a déjà été fait mention, est un circuit équivalent du commutateur représenté sur les figures 1 (a) et 1 (b); - les figures 3(a) et 3(b), dont il a déjà été fait mention, montrent une vue en plan et une vue en élévation latérale de la constitution d'un autre exemple des commu- tateurs à semiconducteurs à micro-ondes de l'art antérieur - la figure 4, dont il a déjà été fait mention, mon- tre un circuit équivalent du commutateur représenté sur les figures 3(a) et 3(b); - les figures 5(a) et 5(b) représentent une vue en plan et une vue en élévation latérale montrant la consti- tution d'un commutateur à semiconducteurs à micro-ondes conforme à la première forme de réalisation selon la pré- sente invention; - la figure 6 montre une circuit équivalent du com- mutateur représenté sur les figures 5(a) et 5(b); - les figures 7(a) et 7(b) représentent une vue en plan et une vue en élévation latérale montrant la consti- tution d'un commutateur à semiconducteurs à micro-ondes conforme à la seconde forme de réalisation selon la pré- sente invention; - la figure 8 montre un circuit équivalent du com- mutateur représenté sur les figures 7(a) et 7(b); et - les figures 9(a) et 9(b) représentent une vue en plan et une vue en élévation latérale montrant la cons- tituticn d'un commutateur à semiconducteurs à micro-ondes conforme à la troisième forme de réalisation selon la présente invention. Sur ces figures, on a utilisé les mêmes chif- fres de référence pour désigner des parties identiques. Ci-après, on va donner une description des for- mes de réalisation préférées de l'invention. En se référant tout d'abord aux figures 5(a), (b) et 6, on va expliquer la première forme de réalisa- tion de la présente invention. Sur ces dessins, les réfé- rences, qui sont les mêmes que celles utilisées sur les figures l(a) et l(b), désignent les mêmes parties ou des parties correspondantes. La référence 37 désigne le point de jonction entre la première ligne 2 et la seconde ligne 3. La référence 38 désigne le troisième transistor FET, la référence 39 désigne le premier trou traversant, la référence 40 désignel'électrode de drain du transistor FET 38, la référence 41 désigne l'électrode de source du transistor FET 38, la référence 42 désigne le second trou traversant, la référence 43 désigne la ligne inductive et la référence 44 désigne l'électrode de grille du transis- tor FET 38. On notera ici que le terme "le premier point" est utilisé pour désigner le point de jonction entre la seconde ligne 3 et l'électrode de drain 15 du second tran- sistor FET 14 et que le terme "le second point" est utili- sé pour désigner le point de jonction entre la seconde li- gne 3 et l'électrode de drain 40 du troisième transistor FET 38. Les longueurs de lignes à microbandes reliant le point de jonction 37 au premier point et reliant le premier point au second point sont toutes deux choisies équivalen- tes à un quart de longueur d'onde (la longuer d'onde de la fréquence centrale prévue). On notera en outre que-la se- conde ligne 2 est raccordée à une antenne à micro-ondes, que la seconde ligne 3 est raccordée à un récepteur à mi- cro-ondes et que la troisième ligne 4 est raccordée à un émetteur à micro-ondes, de sorte que le commutateur à se- miconducteurs à micro-ondes peut être utilisé pour réali- ser une commutation de l'antenne entre les modes d'émis- sion et de réception. Etant donné qu'une puissance élec- trique-extrêmement faible est transmise par l'antenne au récepteur; il n'existe aucun problème même si les tran- sistors FET 10, 14 et 38 sont bloqués. On va expliquer ci-après le fonctionnement du commutateur à semiconducteurs à micro-ondes représenté sur les figures 5(a) et 5(b), en se référant également à la figure 6. Lorsque la tension de polarisation de grille, qui est égale à zéro V, est appliquée aux électrodes de grille 13, 17 et 44, les transistors FET 10, 14 et 38 sont tous placés à l'état CONDUCTEUR. La première ligne 2 est raccordée à la troisième ligne 4 par l'intermédiai- re de l'électrode de drain 11 et de l'électrode de source 12, et l'électrode de drain 15 est raccordée à la plaque de masse 9 par l'intermédiaire de l'électrode de source 16 et du trou traversant 39. L'électrode de drain 40 est raccordée à la plaque de masse 9 par l'intermédiaire de l'électrode de source 41 et du trou traversant 42, et la seconde ligne 3 est court-circuitéeà la plaque de masse 9 au niveau du premier point distant d'un quart de longueur d'onde par rapport au point de jonction 37, et au niveau du second point distant d'un quart de longueur d'onde par rapport au premier point. C'est pourquoi l'impédance, tel- le qu'elle est vue depuis le point de jonction 37 en di- rection de la seconde ligne 3, est suffisamment élevée pour que la puissance de la micro-onde ne se propage pas le long de la seconde ligne 3 et de la première ligne 2, et la troisième ligne 4 est raccordée au moyen du transis- tor FET 10. Si le court-circuitage a été parfaitement exé- cuté par le transistor FET 14, il n'est pas nécessaire d'avoir un courtcircuitage réalisé par le transistor FET 38. Mais en réalité la puissance de fuite est court-circui- tée par le transistor FET 38 au niveau de second point de sorte qu'une partie de la puissance relativement élevée transmise de la micro-onde à partir de la troisième ligne 4 ne peut pas se propager le long de la seconde ligne 3, ce qui empêche l'apparition d'accidents, comme par exemple l'endommagement du récepteur à micro-ondes. Lorsque la tension de polarisation négative de grille VpOLARIsATION est appliquée aux électrodes de gril- le 13, 17 et 44 de manière à bloquer les transistors FET 10, 14 et 38, une impédance capacitive est établie entre l'électrode de drain et l'électrode de source de chaque transistor FET et provoque l'apparition d'une résonance parallèle, en association avec les lignes inductives res- pectives 5, 6 et 43, ce qui fournit une impédance élevée. Par conséquent, la micro-onde délivrée par la première li- gne 2 se propage le long de la seconde ligne 3. Dans ce cas, la tension de la micro-onde, telle qu'elle est appli- quée à chaque transistor FET, devient faible étant donné le niveau faible de la puissance de la micro-onde, et, par conséquent, la tension de claquage des transistors FET ne pose aucun problème. Conformément au fonctionnement expliqué ci-des- sus, lorsque les transistors FET 10, 14 sont placés à l'é- tat CONDUCTEUR, un courant possédant une intensité relati- vement élevée traverse les transistors. Par conséquent, la largeur des électrodes de grille des transistors FET 10, 14 peut être accrue. Au contraire, lorsque le transistor FET 38 est placé à l'état CONDUCTEUR, l'intensité du courant, qui le traverse, est si faible que l'électrode de grille n'a pas besoin d'être élargie. Si l'on augmente la largeur de la grille, la résistance parallèle présentée lorsque le transistor FET est bloqué en vue d'obtenir une impédance élevée due à la resonance parallèle avec la ligne inducti- ve est réduite et ceci entraîne une augmentation des per- tes. Compte tenu de ce fait, il faut donner à la grille du transistor FET 38 une largeur inférieure à la largeur de la grille des transistors FET 10 et 14. En résumé, étant donné que tous les transistors FET sont placés à l'état CONDUCTEUR lorsqu'une puissance relativement élevée doit être transmise, la résistance par rapport à une tension entre les électrodes des transistors FET devient insignifiante. En se référant aux figures 7(a), 7(b) et 8, on va maintenant expliquer la seconde forme de réalisation de la présente invention, Sur la figure 7(a), des première, seconde et troisième lignes d'entrée/sortie 2, 3, 4 sont formées, comme cela a déjà été expliqué, sur le substrat semiconducteur 1 et constituent les lignes à microbandes. Sur la figure 7(a), de façon similaire à ce qui est repré- senté sur la figure 5(a), l'électrode de drain 11 du pre- mier transistor FET 10 est raccordée au point de jonction 37 de la première ligne d'entrée/sortie 2 et de la secon- de ligne d'entrée/sortie 3, et l'électrode de source 12 S05 du premier transistor FET 10 est raccordée à la troisième ligne d'entrée/sortie 4. Par ailleurs, l'électrode de drain 15 du second transistor FET 14 est raccordée à la seconde ligne d'entrée/sortie 3 en un emplacement distant essentiellement d'un quart de longueur d'onde par rapport au point de jonction 37, et l'électrode de source 16 du second transistor FET 14 est raccordée par l'intermédiaire d'un trou traversant 39 à la plaque de masse 9. Il faut noter que la tension de polarisation est appliquée par la première borne de polarisation 46 et par la seconde borne de polarisation 47 par l'intermédiai- re du circuit 45 de polarisation des lignes à microbandes, à la borne de grille 13 du premier transistor FET 10 et à l'électrode de grille 17 du second transistor FET 14. Le circuit de polarisation 45 possède une ligne d'impédance élevée 48 ayant une longueur correspondant à un quart de longueur d'onde, une ligne de faible impédance 49 ayant également une longueur correspondant à un quart de lon- gueur d'onde, et une ligne de raccordement 50, qui relie la première borne de polarisation 46 ou la seconde borne de polarisation 47 au point de jonction des lignes 48 et 50. Afin que des électrodes de drain 11 du premier transistor FET 10 et l'électrode de drain 15 du second transistor FET 14 puissent être placées au même potentiel de masse par rapport au courant continu, une extrémité de la première ligne d'impédance élevée 51 possédant une lon- gueur correspondant à un quart de longueur d'onde est rac- cordée à la seconde ligne d'entrée/sortie 17, et l'autre extrémité est raccordée au trou traversant 52, De façon similaire, afin que l'électrode de source 12 du premier transistor FET 10 puisse être placée au potentiel de mas- se par rapport au courant continu, une extrémité de la se- conde ligne d'impédance élevée 53, qui possède une longueur correspondant à un quart de longueur d'onde, est raccordée à la troisième ligne d'entrée/sortie 4, l'autre extrémité est raccordée au trou traversant 52. Sur le dessin, les chiffres de référence 54, 55 et 56 désignent respectivement les première, seconde et troisième bornes d'entrée/sortie. On va expliquer ci-après le fonctionnement. La figure 8 montre un schéma équivalent expli- quant le fonctionnement du commutateur à semiconducteurs à micro-ondes représenté sur les figures 7(a) et 7(b). Tout d'abord, on va considérer l'état dans le- quel une micro-onde possédant un faible niveau de puissan- ce est délivrée par la première borne d'entrée/sortie 54 et se propage en direction de la seconde borne d'entrée/ sortie 55, avec une faible perte. Pour la commodité de l'explication, cet état est désigné comme étant l'état de réception. Dans cet état, les première et seconde bornes de polarisation 46, 47 ont leur tension de polarisation négative VPOLARISATION' inférieure à la tension de pince- ment Vp des transistors FET raccordés à cette borne, de sorte que les premier et second transistors FET 10 et 14 présentent une impédance élevée. Par conséquent, l'impé- dance vue depuis le point de jonction 37 en direction de la troisième borne 56 devient élevée et la micro-onde dé- livrée par la première borne d'entrée/sortie 54 se propage en direction de la seconde ligne d'entrée/sortie 3 à par- tir de la première ligne d'entrée/sortie 2. En outre, étant donné que le second transistor FET 14 branche en pa- rallèle avec la seconde ligne d'entrée/sortie 3 présente également une impédance élevée, la micro-onde n'est pas perturbée dans sa propagation. Il faut également noter que, étant donné que la distance entre le premier transistor FET 10 et le se- cond transistor FET 14 est réglée de manière à être égale approximativement à un quart de longueur d'onde, une fai- ble réflexion est supprimée et l'on peut obtenir des ca- ractéristiques de faible réflexion et de faible perte pour la fréquence centrale. Ci-après, on va considérer le cas o une micro- onde présentant un niveau de puissance élevée est délivrée par la première borne d'entrée/sortie 54. Dans ce cas, la micro-onde se propage avec une faible perte en direction de la troisième borne d'entrée/sortie 56, et la propaga- tion en direction de la seconde borne d'entrée/sortie 55 est bloquée. Pour les besoins de l'explication, cet état est désigné sous le terme d'état d'émission. Dans cet état, la tension de polarisation de grille, qui est égale à zéro V et est égale au potentiel de masse, est appliquée aux première et seconde bornes de polarisation 46, 47, de sorte que le premier et le second transistors FET 10, 14 présentent une faible impédance. Etant donné que la distance entre le point de jonction 37 de la première ligne d'entrée/sortie 2 et de la seconde ligne d'entrée/sortie 3, et le second transistor FET 14 est déterminée comme étant égale approximativement à un quart de longueur d'onde, l'impédance vue depuis le point de jonction 37 en direction de la seconde borne 55 présen- te une valeur élevée semblable à celle qu'elle présente dans l'état totalement ouvert. D'autre part, étant donné que le premier transistor FET 10 présente une faible impé- dance, l'impédance vue depuis le point de jonction 36 en direction de la troisième borne 55 forme une impédance ca- ractéristique (qui est égale à une impédance de charge) de la troisième ligne d'entrée/sortie 4. Par conséquent, la micro-onde, qui possède un niveau de puissance élevé, tel- le qu'elle est délivrée par la première borne d'entrée/sor- tie 54, est amenée à se propager dans la première ligne d'entrée/sortie 2 et dans le premier transistor FET 10, le long de la troisième ligne d'entrée/sortie 4 jusqu'à la troisième borne d'entrée/sortie 56. Comme cela ressort des explications données plus haut, deux transistors FET sont polarisés de manière à pré- senter une faible impédance lorsqu'une micro-onde de forte puissance est envoyée au commutateur à semiconducteurs re- présenté sur les figures 7(a) et 7(b). Par conséquent, il n'existe aucun risque d'application d'une haute tension dépassant la tension de claquage des transistors FET. Il faut, en outre, noter que le courant à haute fréquence, qui traverse les deux transistors FET présen- tant une faible impédance, augmente lorsque la puissance des micro-ondes devant être délivrées augmente, mais ceci peut être résolu au moyen d'un accroissement de la largeur des grilles des transistors FET. En se référant aux figures 9(a) et 9(b), on y voit représenté une variante de la seconde forme de réali- sation représentée sur les figures 7(a) et 7(b), en tant que troisième forme de réalisation de la présente invention. Dans cette forme de réalisation, le premier transistor FET et le second transistor FET 14 possedent la même confi- guration et une électrode de grille relativement large. De façon plus spécifique, le premier transistor FET 10 et le second transistor FET 14 sont munis d'électrodes de grille 13 et 17, qui possèdent une configuration en zig-zag per- mettant d'accroître la largeur des grilles. La première li- gne inductive 57 est branchée entre l'électrode de drain 11il et l'électrode de source 12 du premier transistor FET. De même, la seconde ligne inductive 58 est branchée entre l'électrode de drain 15 et l'électrode de source 16 du se- cond transistor FET. La première ligne d'entrée/sortie 2 et la secon- de ligne d'entrée/sortie 3 sont raccordées au point de jonction 37, sous des angles obliques par rapport à la di- rection longitudinale de l'électrode de grille 13, de ma- nière à former une découpe en forme de coin. L'électrode de drain 11 du premier transistor FET 10 est également rac- cordée au même point de jonction 37. D'autre part, en ce qui concerne le second transistor FET 14, une connexion est établie entre la seconde ligne d'entrée/sortie 3 et l'électrode de grille 17 du second transistor FET 14 pos- sédant la configuration en zig-zag, dans une position espa- cée d'environ un quart de longueur d'onde du point de jonc- tion 37, de telle manière que les parties de gauche et de droite de la seconde ligne d'entrée/sortie 3 sont raccor- dées, dans cette position, selon des angles obliques oppo- sés par rapport à la direction longitudinale de l'électro- de de grille 17, de manière à former une découpe en forme de coin. En outre, une extrémité de la première rêsistan- ce de polarisation 59 est raccordée à l'électrode de gril- le 13 et une extrémité de la seconde résistance de polari- sation 60 est raccordée à l'électrode de grille 17. On notera que la valeur résistive des résistan- ces de polarisation est réglée à une valeur de l'ordre de quelques K_ Agrâce au choix de la densité des porteurs, de l'épaisseur et de la surface de la couche active obtenue par croissance ou formée par injection dans le substrat semiconducteur. Les autres extrémités des première et se- conde résistances de polarisation 59 et 60 sont raccordées à l'une des électrodes du condensateur 61 prévu sur le substrat semiconducteur 1 et une ligne de polarisation 63 est formée de manière à raccorder l'une des électrodes à la borne commune de polarisation 62. L'autre des électro- des du condensateur 61 est raccordée au trou traversant 39 et est mise à la masse. On va expliqur maintenant la fonction et le fonctionnement de la troisième forme de réalisation. Dans l'état d'émission, la borne commune de polarisation 62 est raccordée au potentiel de masse (O V). Etant donné que les électrodes de drain et les électrodes de source des premier et second transistors FET 10, 14 sont toutes les deux conductrices du point de vue du courant continu et sont placées au même potentiel par rapport au courant continu, au moyen de trou traver- sant 39, il apparalt une faible impédance entre les élec- trodes de drain et les électrodes de source des transis- tors FET. Le niveau de puissance d'entrée est supposé être de l'ordre de 5 W. Etant donné qu'un courant à haute fréquence d'environ 0,5 A est amené à circuler, on utilise les électrodes de grille possédant la configuration en zig-zag afin d'accroltre le courant drain-source des tran- sistors FET, et la largeur totale de grille est accrue à 2-3 mm. Etant donné que cet agencement augmente la surface des transistors FET,-les parties en forme de coin sont prévues dans la seconde ligne d'entrée/sortie 3 de manière à réduire la distance entre la ligne 3 et le trou traver- sant 39, tout en raccordant l'angle défini par les parties en forme de coins à l'électrode de drain 15 du second tran- sistor FET. On notera également que, étant donné que le se- cond transistor FET 14 est prévu dans la direction du cou- rant à haute fréquence circulant dans la seconde ligne d'entrée/sortie 3, le courant à haute fréquence est affec- té de façon important par le second transistor FET 14. Ainsi, étant donné qu'une faible impedance est prévue en- tre les électrodes de drain et de source du second transis- tor FET 14 et que l'électrode de source est raccordée à la masse, il se produit une réflexion intense, de sorte que l'on peut obtenir une isolation élevée. Par exemple, on peut obtenir une isolation éle- vée supérieure à 18 dB dans la bande X dans un transistor FET dont la longueur totale de grille est égale à environ 3 mm. On notera, en outre, que le courant redresseur de grille, qui est amené à circuler lorsqu'une puissance élevée est introduite, peut être limité de manière à em- * pêcher tout accroissement du à la production d'une tension négative par la première résistance de polarisation 59 et la seconde résistance de polarisation 60, qui sont raccor- dées aux électrodes de grille, ce qui empêche un endommage- ment et une détérioration des transistors FET. Par exemple, si la puissance appliquée est de W, la tension à haute fréquence au niveau des électrodes de grille sera égale à environ 0,55 V. Dans le type de ré- alisation, dans lequel aucune résistance de polarisation n'est introduite, si un courant à haute fréquence de 100 pA est amené à circuler, la tension de grille sera réduite d'environ 0,3 V dans le cas de l'utilisation d'une résis- tance de 3 K O'7 en tant que résistance de polarisation, et cette résistance de polarisation agit dans le sens d'une réduction du courant à haute fréquence, qui amène ce der- nier à un niveau inférieur à 100 pA. En outre, par rapport à un circuit de polarisa- tion constitué par un circuit à constantes réparties, le circuit de polarisation constitué par les résistances 59, et le condensateur 61 implique qu'il est possible de réduire les dimensions de la surface occupée et de donner des dimensions plus faibles à la microplaquette. Dans l'état de réception, une tension de pola- risation inférieure à la tension de pincement est appliquée aux électrodes de grille respective 13, 17 des premier et second transistors FET à partir de la borne commune de po- larisation 62, par l'intermédiaire des première et seconde résistances de polarisation 59, 60. Dans cet état, l'impédance présente entre les électrodes de drain et de source du transistor FET est ca- pacitive. Etant donné que la largeur totale des grilles est si importante, la capacité entre les électrodes de drain et de source peut être également élevée. Etant donné que la longueur des première et se- conde lignes inductives 57, 58 branchées entre les élec- trodes de source et de drain des premier et second tran- sistors FET 10, 14 est choisie de manière à établir une résonance en parallèle avec la capacité présente entre les électrodes de drain et de source, une impédance élevée peut être établie entre les électrodes de drain et de sour- ce. Par conséquent, dans l'état de réception, les micro-ondes possédant un faible niveau de puissance et dé- livrées par la première borne d'entrée/sortie 54 peuvent atteindre la seconde borne d'entrée/sortie 55 sans être affectées d'une manière substantielle par le premier tran- sistor FET 10, ni ensuite par le second transistor FET 14, et, par conséquent, il est possible d'obtenir une caracté- ristique de faible perte. Dans la forme de réalisation expliquée plus haut, les lignes d'entrée/sortie sont disposées de manière à croiser obliquement le bord longitudinal des électrodes de grille 13, 17 des premier et second transistors FET. Par conséquent, les premier et second transistors FET 10, 14 peuvent être disposés en étant plus rapprochés. Cet agencement permet d'utiliser un condensateur 31 pour la mise à la masse commune des hautes fréquences, et d'utili- ser une borne de polarisation en commun pour deux transis- tors FET, ce qui permet de donner des dimensions plus fai- bles à la microplaquette et de simplifier le circuit exté- rieur de câblage de polarisation. On comprendra que la constitution expliquée plus haut peut permettre d'utiliser des configurations res- pectives identiques pour les électrodes des premier et se- cond transistors FET 10, 14 ainsi que pour les première et seconde lignes inductives 57, 58 raccordées à ces transis- tors FET. Ceci permet, par conséquent, d'utiliser des tran- sistors FET possédant des caractéristiques identiques pour constituer à la fois le transistor FET servant au branche- ment en série et le transistor FET servant au branchement en parallèle de sorte que le coût et le temps, qui sont re- quis pour développer des transistors FET pour des commuta- teurs, peuvent être réduits et qu'en outre les procédures d'essai, utilisées au cours de la fabrication, peuvent être simplifiées. Bien que l'on ait décrit et illustré les formes de réalisation préférées de la présente invention, le spé- cialiste de la technique notera que l'on peut y apporter des modifications et des changements sans pour autant sor- tir du cadre de l'invention. REVENDICATIONS 1. Commutateur à semiconducteurs à micro-ondes, dans lequel des premier et second transistors à effet de champ (10, 14) et des première, seconde et troisième li- gnes à microbandes d'entrée/sortie (2, 3) sont formées in- tégralement sur un substrat semiconducteur (1), caractéri- sé en ce que le premier transistor à effet de champ (10) est branché en série entre la troisième ligne d'entrée/ sortie (4) et le point de jonction (37) des première, se- conde et troisième lignes d'entrée/sortie (2, 3, 4), dans une position voisine du point de jonction, et que le se- cond transistor à effet de champ (14) est raccordé à la seconde ligne d'entrée/sortie (3) dans une seconde posi- tion qui est distante approximativement d'un quart de lon- gueur d'onde par rapport au point de jonction (37), entre la seconde position et la masse, les électrodes de drain et les électrodes de source des transistors à effet de champ (10, 14) étant placées au même potentiel, la commu- tation des voies de transmission pour les micro-ondes se propageant le long des lignes à microbandes (2, 3) étant réalisée au moyen d'une modification d'une tension de po- larisation appliquée aux électrodes de grille des tran- sistors à effet de champ. 2. Commutateur selon la revendication 1, carac- térisé en ce que l'électrode de drain et l'électrode de source du premier transistor à effet de champ (10) sont branchés en série entre le point de jonction (37) et la troisième ligne d'entrée/sortie (4), et que l'électrode de drain du second transistor (14) est raccordée à la se- conde position, l'électrode de source du second transis- tor étant raccordée à la masse. 3, Commutateur à semiconducteurs à micro-ondes apte à réaliser la commutation des voies de transmission pour un courant à micro-onde se propageant le long de première, seconde et troisième lignes à microbandes (2, 3, 4) formées sur un substrat semiconducteur (1), carac- térisé en ce qu'il comporte: - un premier transistor à effet de champ (10) inter- calé entre le point de jonction (37) des première et se- conde lignes à microbandes (2, 3) et une extrémité de la troisième ligne à microbande (4), - une première ligne inductive (5) branchée en pa- rallèle avec le premier transistor à effet de champ (10), - un second transistor à effet de champ (14) inter- calé dans une position située sur.la seconde ligne d'en- trée/sortie (3) distante approximativement d'un quart de la longueur d'onle de la fréquence centrale par rapport au point de jonction situé entre cette position et une plaque de masse, et - une seconde ligne inductive (6) branchée en paral- lèle avec le second transistor à effet de champ (14), - et que les première et troisième lignes à micro- bandes (2, 4) sont raccordées l'une à l'autre du point de vue du courant à micro-onde, que l'impédance d'entrée de la seconde ligne à microbande (3), vue à partir du point de jonction, devient élevée sous l'effet de la commande des premier et second transistors à effet de champ (10, 14) maintenant ces derniers à l'état conducteur, et que la liaison des première et troisième lignes à microbandes (2, 4) est interrompue et que les première et seconde li- gnes à microbandes (2, 3) sont raccordées l'une à l'autre, en rapport avec le courant à micro-onde, au moyen de la commande des premier et second transistors à effet de champ (10, 14), maintenant ces derniers à l'état bloqué. 4. Commutateur selon la revendication 3, carac- térisé en ce qu'il comporte en outre un troisième tran- sistor à effet de champ (38) intercalé dans la seconde li- gne d'entrée/sortie (3), dans une seconde position distan- te approximativement d'un quart de la longueur d'onde par rapport à la première position, et ce entre cette seconde position et la plaque de masse, et une troisième ligne in- ductive (43) branchée en parallèle avec le troisième tran- sistor à effet de champ (38), ce troisième transistor à effet de champ étant placé à l'état conducteur lorsque les premier et second transistors à effet de champ (10, 14) sont placés à l'état conducteur, et étant placé à l'état bloqué lorsque les premier et second transistors à effet de champ sont placés à l'état bloqué. 5. Commutateur selon la revendication 4, carac- térisé en ce que la largeur de la grille du troisième transistor à effet de champ (38) est choisie plus étroite que la largeur des grilles des premier et second transis- tors à effet de champ (10, 14). 6. Commutateur à semiconducteur à micro-ondes, comportant des premier et second transistors à effet de champ (10, 14), des première, seconde et troisième lignes à microbandes d'entrée/sortie (2, 3, 4) et des première et seconde lignes inductives (5, 6), caractérisé en ce que l'électrode de drain et l'électrode de source du premier transistor (10) sont raccordées en une position voisine du point de jonction (37) des première et seconde lignes d'entrée/sortie (2, 3), et ce en étant branchées en série entre ce point de jonction et la troisième ligne d'entrée/ sortie (4), que l'électrode de drain du second transistor à effet de champ (14) est branchée en parallèle avec la seconde ligne d'entrée/sortie (3) en une seconde position distante approximativement d'un quart de la longueur d'on- de par rapport au point de jonction, que l'électrode de source du second transistor (14) est raccordée à la masse, que les électrodes de drain et les électrodes de source des premier et second transistors à effet de champ (10, 14) sont placées au même potentiel par rapport au courant continu, qu'il se produit une commutation des voies de transmission de la micro-onde se propageant sur les lignes à microbandes (2, 3, 4), et ce entre la voie de transmis- sion partant de la première ligne d'entrée/sortie (2) pour aboutir à la seconde ligne d'entrée/sortie (3) et la voie de transmission partant de la première ligne d'entrée/sor- tie (2) pour aboutir à la troisième ligne d'entrée/sortie (4), sous l'effet d'une modification de la tension de po- larisation appliquée aux électrodes de grille des premier et second transistors et que la première ligne inductive (5) est branchée entre l'électrode de drain et l'électrode de source du premier transistor àeffet de champ (10) et que la seconde ligne inductive (6) est branchée entre l'électrode de drain et l'électrode de source du second transistor à effet de champ (14). 7. Commutateur selon la revendication 6, carac- térisé en ce que les première et seconde lignes d'entrée/ sortie (2, 3) recoupent obliquement un côté longitudinal de l'électrode de grille du premier transistor de manière à former une structure possédant une partie découpée en forme de coin, par rapport à la direction longitudinale de l'électrode de grille du premier transistor (10) et sont raccordées à l'électrode de drain de ce premier transistor, et qu'une partie de la seconde ligne d'entrée/sortie (3) et son autre partie recoupent un côté longitudinal de l'é- lectrode de grille du second transistor à effet de champ (14), dans des directions opposées, de manière à former une structure possédant une partie découpée en forme de coin par rapport à la direction longitudinale de l'électrode de grille du second transistor (14) et sont raccordées à l'é- lectrode de drain de ce dernier. 8. Commutateur selon la revendication 7, carac- térisé en ce que la forme des électrodes du premier tran- sistor à effet de champ (10) est identique à celle des électrodes du second transistor à effet de champ (14) et que les première et seconde lignes inductives (5, 6) sont de forme identique. 9. CommUtateur selon la revendication 8, carac- térisé en ce qu'il comporte en outre un condensateur (61) et des première et seconde résistances de polarisation (59, 60), qu'une extrémité de la première résistance de polarisation (59) est raccordée à l'électrode de grille du premier transistor à effet de champ (10), qu'une extré- mité de la seconde résistance (60) est raccordée à l'élec- trode de grille du second transistor à effet de champ (14), que les autres extrémités des première et seconde résistances de polarisation sont raccordées à une première des électrodes du condensateur (61), dont l'autre électro- de est raccordée à la masse, ladite première électrode étant raccordée à une ligne de polarisation (63) compor- tant une borne de polarisation (62). 10. Commutateur selon la revendication 9, carac- térisé en ce que les premier et second transistors à effet de champ (10, 14), les première, seconde et troisième li- gnes d'entrée/sortie (2, 3, 4), les première et seconde lignes inductives (5, 6), le condensateur (61) et les pre- mière et seconde résistances de polarisation (59, 60) sont formés intégralement sur un même substrat semiconducteur (1).