Brevet FR2604843A1 — publié le 19880408

DISPOSITIF DE RECEPTION D'EMISSIONS DE RADIO, DE TELEVISION OU D'ECHOS RADAR La présente invention se rapporte à un dispositif de réception d'émissions de radio, de télévision, ou d'échos radar. Le dispositif selon l'invention est susceptible de recevoir des ondes modulées en phase. Le dispositif selon la présente invention effectue un traitement numérique du signal notamment pour synchroniser une horloge d'émission avec une horloge de réception. Ainsi, il est avantageux d'effectuer une pré-synchronisation avec par exemple un dispositif à transfert de charges, l'analyse du signal permettant de déterminer la phase du signal transmis ne se fera alors qu'autour du pic de corrélation du code. De plus, l'analyse de ces pics de corrélation, et de ses éventuelles asymétries permettent d'en déduire avec beaucoup de précision la phase de référence. Avantageusement, on utilise à la réception un filtre adapté à la partie utile du signal, c'est-à-dire un filtre adapté qui élimine les éventuelles distorsions du signal autour des transitions.Ainsi on s'assure au cas où la bande passante du canal de transmissions serait limitée, que les distorsions ne vont pas-perturber la réception du signal. La présente invention a principalement pour objet un récepteur caractérisé par le fait qu'il comporte une horloge et un calculateur susceptible d'effectuer la synchronisation de son horloge avec une horloge de l'émetteur en effectuant l'analyse du signal reçu. La présente invention a aussi pour objet un récepteur caractérisé par le fait que ledit récepteur est un récepteur d'onde modulée en phase. La présente invention a aussi pour objet un récepteur caractérisé par le fait que ledit calculateur est susceptible d'effectuer la corrélation du signal par un code et de déterminer le maximum du pic de corrélation en comparant l'amplitude d'au moins deux points du pic. La présente invention a aussi pour objet un récepteur caractérisé par le fait que le dispositif susceptible d'effectuer la convolution du signal reçu par un code comportant un dispositif à transfert de charges dont certaines cellules, correspondant au code binaire utilisé, sont reliées à une sortie. La présente invention a aussi pour objet un récepteur caractérisé par le fait qu'il comporte un filtre adapté dont la courbe de réponse est de faible largeur permettant de réduire la bande passante du canal de transmission. La présente invention a aussi pour objet un récepteur caractérisé par le fait que ledit récepteur est un récepteur d'émissions radiophoniques. La présente invention a aussi pour objet un récepteur caractérisé par le fait que ledit récepteur est un récepteur d'émissions de télévisions. La présente invention a aussi pour objet un récepteur caractérisé par le fait qu'il comporte un dispositif permettant, par le calcul, d'éliminer les échos multiples en les soustrayant au signal ou en les retardant de façon à les mettre en phase modulo 2 in, avec le signal direct. L'invention a aussi pour objet un récepteur, caractérisé par le fait qu'il est susceptible d'éliminer les échos multiples par filtrage numérique en utilisant un filtre dont la fonction de transfert h (t) étant la fonction de transfert de l'espace se trouvant entre l'émetteur et le récepteur. L'invention a aussi pour objet un récepteur, caractérisé par le fait que g(t) est déterminé en effectuant la transformée de Fourier inverse du rapport de la transformée de Fourier de la fonction d'intercorrélation du signal reçu par le codage d'émission et de la transformée de Fourier de la fonction d'autocorrélation du code d'émission. La présente invention a aussi pour objet un récepteur caractérisé par le fait qu'il est susceptible d'afficher des images en haute résolution. La présente invention a aussi pour objet un récepteur radar caractérisé par le fait qu'il est susceptible d'utiliser le rayonnement émis par un émetteur radar distinct, pour déterminer la position et/ou la vitesse des cibles. La présente invention a aussi pour objet un récepteur radar caractérisé par le fait qu'il est susceptible de recevoir le rayonnement provenant directement de l'émetteur radar ainsi que le rayonnement émis par l'émetteur et réfléchi par une cible. La présente invention a aussi pour objet un récepteur radar caractérisé par le fait qu'il comporte une antenne principale susceptible de capter le rayonnement électromagnétique réfléchi par la cible et une antenne auxiliaire susceptible de recevoir le rayonnement incident provenant directement de l'émetteur. La présente invention a aussi pour objet un récepteur radar caractérisé par le fait qu'il comporte une antenne unique susceptible de recevoir le rayonnement provenant directement de l'émetteur ainsi que le rayonnement provenant de l'émetteur et réfléchi sur la cible. La présente invention a aussi pour objet un récepteur radar caractérisé par le fait qu'il comporte au moins un mélangeur susceptible de combiner le rayonnement provenant de l'émetteur et le rayonnement réfléchi par une cible. La présente invention a aussi pour objet un récepteur radar caractérisé par le fait que ledit récepteur radar est un récepteur radar monopulse. La présente invention a aussi pour objet un récepteur radar caractérisé par le fait qu'il comporte une horloge susceptible d'être synchronisée avec une horloge de ltémetteur. L'invention sera mieux comprise au moyen de la description ci-après et des figures annexées données comme des exemples non limitatifs parmi lesquels - la figure 1 est un schéma illustrant les distorsions du signal - la figure 2 illustre la réponse d'un filtre adapté selon l'invention - la figure 3 est un schéma montrant la dissymétrie des échantillons de signal reçu à deux instants différents - la figure 4 est un schéma illustrant les informations que l'on peut tirer de la dissymétrie du signal illustré sur la figure 3 - la figure 5 est un schéma illustrant l'utilisation de trois pics de corrélation successifs - la figure 6 est un schéma d'un émetteur de télévision - la figure 7 est un schéma d'un premier exemple d'un récepteur de télévision selon l'invention - la figure 8 est un second exemple de réalisation d'un récepteur de télévision selon l'invention. - la figure 9 est un schéma de réalisation d'un démodulateur amplitude-phase selon l'invention - la figure 10 est un organigramme illustrant un exemple de programme mis en oeuvre d'un dispositif selon l'invention - la figure 11 est un schéma d'un premier exemple de réalisation d'un radar selon l'invention - la figure 12 est un schéma d'un second exemple de réalisation d'un radar selon l'invention - la figure 13 est un schéma d'un troisième exemple de réalisation d'un radar selon l'invention - la figure 14 est un schéma d'un quatrième exemple de réalisation d'un radar selon l'invention - la figure 15 est un schéma d'un cinquième exemple de réalisation d'un radar selon l'invention - la figure 16 est un schéma d'un sixième exemple de réalisation d'un radar selon l'invention - la figure 17 est un schéma d'un septième exemple de réalisation d'un radar selon l'invention; ; - la figure 18 est un schéma d'un huitième exemple de réalisation d'un radar selon l'invention. Sur les figures 1 à 18 on a utilisé les mêmes références pour désigner les mêmes éléments. Dans la description du brevet, on a utilisé les mêmes références pour désigner les filtres adaptés ainsi que leurs courbes de réponse. Sur la figure 1, on peut voir un signal électromagnétique modulé en phase de périodes T. La limitation de la bande passante du canal de transmission provoque, au niveau des transitions de phase 20, des distorsions. Ainsi, le signal comporte des périodes 31 situées autour des transitions de phase 20 comportant de la distorsion et des périodes 14 situées entre des périodes 31 durant lesquelles il est possible de faire des mesures de phase. Aussi, il est avantageux d'effectuer la mesure de phase uniquement durant les périodes 14. Sur la figure 2, on peut voir la réponse d'un filtre adapté aux périodes. Ce filtre est plus étroit qu'un filtre adapté à la période T du signal. Pour un filtre adapté permettant de recueillir la moitié de l'énergie de celle recueillie par un filtre adapté 23, le rapport signal sur bruit est réduit de trois décibels. Par contre l'exactitude de la phase mesurée est très sensiblement augmentée. Sur la figure 3, on peut voir l'amplitude 16 d'un signal corrélé par un code en fonction du temps 15. Sur l'exemple illustré sur la figure 3 nous voyons deux points 17 et 18 d'amplitudes différentes. Il est possible de déduire des amplitudes des points 17 et 18 le temps correspondant au maximum cherché du pic de corrélation. Sur la figure 4, on peut voir le pic de corrélation 19 déduit des points 17 et 18. Le temps 10 correspond au maximum du pic de corrélation permettant d'obtenir une synchronisation précise. Sur la figure 5, on peut voir la répétition de trois pics de corrélation 11 semblables. L'utilisation des trois pics de corrélation semblables est équivalente à l'utilisation d'un code cyclique. Ainsi on supprime entre les pics 20 les lobes secondaires 32 qui perturbent la mesure permettant de déterminer l'instant 10, correspondant au maximum du pic permettant d'obtenir une synchronisation de très grande précision. L'utilisation de code pseudo-aléatoire de longueur N permet d'obtenir des pics 11 d'amplitude 2N -1. La mesure de la synchronisation effectuée dans une zone 22 située autour du pic de corrélation 11 central. Sur la figure 6, on peut voir un dispositif permettant de réaliser des émissions de télévision. Ledit dispositif comporte, connectés en série, une source de signal vidéo par exemple une caméra de télévision 7, un convertisseur analogique-numérique 6, un dispositif de codage de phase 2, un amplificateur 3 et une antenne d'émission 4. Une horloge de grande précision 5 est reliée au convertisseur analogique-numérique 6, au dispositif de codage de phase 2 et à un générateur de code pseudo-aléatoire 13. Le dispositif générateur de code pseudo-aléatoire 13 est relié au dispositif de codage de phase 2 et/ou à l'entrée de l'amplificateur 3. Avantageusement, une régie 8 permet de choisir, de mélanger, ou de modifier les images que l'on désire émettre. La régie 8 permet d'exploiter les possibilités du dispositif selon la présente invention, notamment le fait qu'il est possible de séparer le canal physique de transmission des données transmises. Ainsi, il est par exemple possible de transmettre sur un même canal des images de télévision, du son, - des données alphanumériques ainsi que des signaux de commande de machines. La régie 8 permet de traiter, mélanger et répartir entre deux divers canaux les données à transmettre. Dans l'exemple illustré sur la figure 6, la régie 8 est une régie numérique. Elle se trouve donc entre la sortie du convertisseur analogique-numérique 6 et l'entrée du dispositif de codage de phase 2.La régie 8 dispose d'entrées lui permettant de recevoir des images vidéo provenant d'autres sources, comme par exemple d'autres caméras de télévision ou des magnétoscopes (non représentés). Avantageusement la régie 8 permet de former une pluralité de canaux transmis simultanément sur une pluralité d'ondes porteuses et/ou en multiplexage temporel. Ainsi il est possible de ne pas limiter les transmissions aux images de télévision mais ainsi de transmettre par exemple des données numérisées ou du son. De plus il est possible de répartir les informations à transmettre entre les canaux disponibles. Par exemple, on répartie les informations nécessaires à la transmission d'émission de télévision à haute définition entre deux canaux de transmission. Dans une variante de réalisation utilisant une régie 8 analogique la régie se trouve entre la caméra 7 et l'entrée du convertisseur analogique-numérique 6. La caméra de télévision 7 permet d'obtenir une image vidéo. L'image vidéo est numérisée par le convertisseur analogiquenumérique 6 synchronisé pa l'horloge 5. La régie 8 permet d'effectuer les modifications jugées nécessaires de l'image numérisée. Le dispositif de codage de phase 2 convertit la valeur numérique de l'image à une valeur de la phase du signal. Par exemple si le signal vidéo a été numérisé sur quatre bits (ce qui correspond à seize niveaux) la valeur "4" correspondra à un retard de phase de fl /2. La valeur de quatre bits a été choisie à titre d'exemple non limitatif il est bien entendu que des numérisations du signal vidéo comportant un nombre de bits bien plus important ne sort pas du cadre de la présente invention. Le nombre de niveaux de phase distincte est limité par la précision des horloges notamment de l'horloge d'émission, des détecteurs de phase et celle de la synchronisation ainsi que par le rapport signal sur bruit. Il faut toutefois rappeler que les possibilités de synchronisation d'horloge à distance, par vole radio sont limités par la fréquence des ondes porteuse utilisées et par la théorie de la relativité. Pour un bon fonctionnement du système il est impératif qu'à la réception on puisse recréer une référence de phase. Comme on le verra plus loin, pour cela on utilisera une horloge. La fréquence de ces synchronisations de l'horloge d'émission et de réception est fonction de la précision et de la stabilité de ces horloges. L'horloge 5 d'émission faisant partie d'un équipement très coûteux sera avantageusement une horloge de très grande précision à long terme par exemple une horloge atomique. Selon la précision désirée l'horloge 5 sera par exemple une horloge rubidium ou cesium ou une horloge au cesium sur jet atomique. Le choix de l'horloge utilisé dépend notamment des distances sur lesquelles on peut pouvoir transmettre. Il est possible d'utiliser un oscillateur à quartz présentant une grande stabilité à court terme asservi à une horloge atomique présentant une grande stabilité à long terme. L'asservissement d'une horloge à quartz peut provoquer des instabilités engendrées par la dissipation de l'énergie fournie à I'oscillateur pour le forcer à prendre une valeur désirée. Pour s'affranchir desdites instabilités une variante de réalisation comporte deux oscillateurs à quartz synchronisés alternativement sur une horloge atomique. On synchronise un oscillateur à quartz avec l'horloge atomique, simultanément et jusqu a sa propre synchronisation l'autre oscillateur à quartz est utilisé comme référence pour l'émission. L'utilisation de deux oscillateurs à quartz asservis alternativement n'est pas limitée à l'émetteur. Dans le récepteur il est avantageux d'utiliser deux osciliateurs à quartz asservis alternativement à l'horloge de l'émetteur, Avantageusement, la synchronisation de l'horloge d'émission 5 et une horloge de réception est obtenue par convolution et/ou corrélation du signal reçu par un code par exemple pseudoaléatoire. Pour obtenir la synchronisation d'horloge de cette façon il est nécessaire d'émettre un code. Dans une première variante de réalisation, un générateur de code pseudo-aléatoire 13 émet en permanence un code. Le générateur de code pseudo-aléatoire 13 est relié au dispositif de codage de phase 2. Le code pseudo-aléatoire engendré par le générateur 13 est superposé en permanence au codage de phase de l'image. Par exemple l'image codée en phase est modulée par le code pseudo-aléatoire. Cette modulation peut être de faible amplitude. A la réception la corrélation du code pseudo-aléatoire engendré par un générateur 13, par le même code, permet d'extraire des signaux de synchronisation d'horloge. Plus la modulation de codage de phase par le code engendré par le générateur de code pseudo-aléatoire 13 est faible, plus il sera nécessaire d'utiliser des codes longs. Dans la mesure où le codage est connu et/ou à la réception on arrive à obtenir des signaux de synchronisation il sera possible en plus de la démodulation de phase de l'image d'effectuer une démodulation de phase correspondant au code de synchronisation. Ainsi, la modulation due au code pseudo-aléatoire ne dégrade sensiblement par la rapport signal/bruit. Dans une seconde variante de réalisation le code de synchronisation est émis périodiquement, par exemple en alternance avec les données à transmettre. Avantageusement, dans le cas d'émission de programmes de télévision, le code pseudo-aléatoire assurant la synchronisation est émis durant les intervalles de temps qui ne sont pas utilisés pour transmettre le signal comme les retours lignes et/ou les retours trames. Dans le cas oû le dispositif de codage est un dispositif de codage de phase l'amplificateur d'émission 3 peut travailler en classe C dans laquelle il a le meilleur rendement. Sur la figure 7, on peut voir un exemple de réalisation d'un récepteur selon l'invention. Sur l'exemple illustré sur la figure 7, le récepteur est un récepteur de télévision susceptible de visualiser des images sur un tube cathodique 170 et d'émettre des sons par une paire de haut-parleurs 181. Le récepteur selon l'invention comporte, connectée en série, une antenne 4, un premier amplificateur hyperfréquence 3, un mélangeur 80 un second amplificateur fréquence intermédiaire 3, un filtre adapté 140, un mélangeur 81, un convertisseur analogique-numérique 6, un démodulateur amplitude phase 112, un calculateur 231, un calculateur 232, un dispositif de décodage 20, des convertisseurs numériques-analogiques 60, des amplificateurs 3, un tube à rayon cathodique 170 ou des hautparleurs 181. D'autre part, le second mélangeur 81 est relié à un dispositif à transfert de charges 130 (CCD en terminologie anglosaxonne) un interface 122, un calculateur 23. D'autre part, le calculateur 23 est relié par l'intermédiaire d'un interface 102 à une horloge 5, par intermédiaire d'un interface 101, un dispositif de commande de synchronisation du balayage du tube à rayon cathodique 170, par un bus 212 au convertisseur analogique-numérique 6, par un bus 211 au démodulateur amplitude phase 112, par un bus 210 au calculateur 231, par un bus 209 à un bus 109 et par un bus 110 au calculateur 232. Le convertisseur analogique-numérique 6 est relié au démodulateur amplitude phase 112 par un bus 107. Le démodulateur amplitude phase 112 est relié au calculateur 231 par une paire de bus 108. Le calculateur 231 est relié au calculateur 232 par un bus 109. Le calculateur 232 est relié au dispositif de décodage 20 par un bus 152. Avantageusement, l'horloge 5 comporte un oscillateur à quartz 103 commandé par une boucle à verrouillage de phase 104 (PLL en terminologie anglo-saxonne). L'horloge 5 est susceptible de délivrer deux fréquences 105 et 106 nécessaires au fonctionnement du récepteur. Le dispositif de décodage 20 est relié à un ensemble de convertisseurs numériques -analogiques 60. Dans l'exemple illustré sur la figure 7, le récepteur comporte cinq convertisseurs numériques-analogiques 60, trois reliés aux commandes de canons à électrons d'un tube à rayon cathodique couleur 170 et deux reliés à des haut-parleurs 181. Avantageusement, les convertisseurs numériques-analogiques 60 sont reliés à des amplificateurs 3. D'autre part, le dispositif de décodage 20 est relié à un bus 111. L'antenne 4 capte des ondes radio-électriques. Le premier amplificateur 3 amplifie les ondes captées. Le mélangeur 81 permet une réduction de fréquence, en assurant les battements entre les ondes captées par l'antenne 4 et amplifiées par l'amplificateur 3 et une fréquence déduite de la fréquence d'horloge 5. Par exemple, on démodule le signal par une fréquence égale à la fréquence de la porteuse moins la fréquence d'échantillonnage. La fréquence d'échantillonnage est par exemple égale à 16 MHz. Le signal dont la fréquence a été réduite et amplifiée par l'amplificateur 3. Avantageusement, l'amplificateur 3 est un amplificateur à commande automatique de gain. L'amplificateur reçoit la commande 35 de gain. L'amplificateur 3 est connecté à un filtre adapté 140. Avantageusement, le filtre 140 est un filtre à réponse étroite correspondant au filtre 24 de la figure 2. Le filtre 140 est par exemple réalisé sous forme de filtre à onde acoustique de surface (SAW en terminologie anglo-saxonne). Le duplexeur ou mélangeur 81 effectue des battements entre le signal et une fréquence générée à partir de l'horloge. Ladite fréquence est par exemple égale à la fréquence intermédiaire après démodulation par le premier mélangeur 80 moins la fréquence d'échantillonnage divisée par quatre. Le convertisseur analogique-numérique 6 numérise les signaux avec par exemple une fréquence d'échantillonnage de 16 MHz et une résolution de huit bits. Le démodulateur amplitude 112 effectuera une démodulation de phase ou de phase et d'amplitude. Il délivre, par exemple sur huit bits sur les deux bus 108 la valeur réelle et imaginaire du signal.Dans un exemple de réalisation du dispositif selon l'invention, le démodulateur amplitude phase 112 fournit avec une fréquence de 4 MHz les valeurs imaginaires et réelles du signal de huit bits. Avantageusement, un calculateur 231 assure un traitement numérique du signal l'élimination des échos-multiples. En effet, l'antenne 4 reçoit non seulement le signal direct émis par l'émetteur mais aussi les signaux réfléchis. Ces signaux ont suivi un trajet différent de celui suivi par le signal direct. Ainsi il présente un retard par rapport au signal direct. Ce retard se traduit par une différence de phase. Mais la réflection n'est pas totale, ainsi le signal réfléchi ne présente pas la même amplitude que le signal direct. Le signal total reçu à chaque instant est la superposition du signal direct avec les signaux réfléchis. Ainsi à un instant ti on reçoit un signal Yi. ti- ti-1= 1/fe, feétant la fréquence d'échantillonnage, par exemple 10 MHz. A un instant Y on reçoit un signal n Yn = a0 S0 + a1 S1 + a2 S2 + ... + an Sn Yn+1 = a0 S1 + a1 S2 + a2 S3 + ... + an Sn+1 Yn+2 = a0 S2 + a2 S3 + a2 S4 + ... + an Sn+2 Yn+3 = a0 S3 + a1 S4 + a2 S5 + ... + an Sn+3 Yn+p = a0 Sp + a2Sp+1 + ... + an Sp+n a1 représente l'amplitude complexe du premier signal réfléchi, a2 du deuxième signal réfléchi, a3 du troisième signal réfléchi ainsi de suite. an représente l'amplitude du signal direct. On peut normer le signal en posant a = 1. Le calculateur 23 fournit, à partir des données recueillies auprès du démodulateur amplitude phase 112 les coefficients aO à an. Nous voyons que nous obtenons à la réception, un système d'équation où au bout d'un temps suffisamment long il est possible d'obtenir plus d'équations que d'inconnus. Les calculateurs 232 éliminent les inconnus du système. Une fois connu le coefficient du système d'équation, le calculateur 23 effectue des corrections de signal en apportant le retard nécessaire pour corriger l'influence des signaux réfléchis sur le signal reçu. On peut généraliser pour un signal d'émission x(t) continu, sans que la fréquence d'échantillonnage soit nécessairement constante. On capte un signal y(t) y(t) = x(t) x h(t) (1) 3E étant le produit de convolution et h(t) la fonction de transfert de l'espace entre l'émetteur et le récepteur. En l'absence d'écho parasite h(t) = a0 6 (t - to) 6 étant la fonction de Dirac, a0 l'amplitude du signal reçu et to le temps d'arrivée au récepteur du signal. En présence d'échos multiples, la fonction de transfert h(t) devient : Pour s'affranchir des échos parasites il est nécessaire d'éliminer dans h(t) : Prenons la transformée de Fourier de l'équation (1) : Y(f) = X(f) . H(f) Y(f) étant la transformée de Fourier de y(t), X(f) la transformée de Fourier de x(t) et H(f) la transformée de Fourier de h(t). Soit #yx(t), la fonction d'intercorrélation de y et de x #yx(#) = # = #y(t) x(t+#)d# Or à la réception on connaît le codage x(t) utilisé à l'émission. Soit #yx(f) la transformée de Fourier de #yx(t) #yx(f) = Y(f) . X(f) #yx(f) = H(f) . |X(f) |2 #yx(f) = H(f) . #xx(f) donc: Soit G(f) = 1 et g(t) la transformée de Fourier inverse de G(f) g(t) est la fonction de transfert d'un filtre qui supprime les échos multiples. Avantageusement, le filtre dont la fonction de transfert est g(t) est un filtre numérique programmable. Avantageusement, à l'émission, on interrompt le signal par des blancs permettant à la réception de faciliter l'analyse des échos multiples afin de mieux les éliminer. Le calculateur 131 est relié par un bus 109 au calculateur 223, le calculateur 223 détermine à partir des valeurs corrigées I et Q du signal réel et imaginaire la phase du signal en utilisant la formule Arc tg (I/Q) = (p Avantageusement, la fonction Arc tg (I/Q) est tabulée dans une mémoire. Dans cette variante de réalisation le dispositif 223 est une mémoire, 109 est le bus d'adresse de ladite mémoire et le bus 152 est le bus de données de ladite mémoire. Le calculateur 232 reçoit par un bus 110 une référence de phase à partir du calculateur 23. Dans le cas où les émissions de télévision sont criptées, le dispositif selon l'invention comporte un dispositif de secrétage 20. Les émissions sont criptées par exemple pour ne les rendre accessibles qu aux gens ayant acquitté une redevance spéciale.Le dispositif de décriptage 20 fournit par l'intermédiaire d'un convertisseur numérique-analogique 60 et d' amplificateur 3 les signaux nécessaires au fonctionnement des canons électrons d'un tube à rayon cathodique couleur 170. Le son stéréophonique est obtenu à partir du dispositif de décriptage 20 par l'intermédiaire de deux convertisseurs numériques-analogiques 60, de deux amplificateurs 3 et de deux haut-parleurs 181. Avantageusement, on dispose à la sortie du récepteur selon l'invention d'un bus 111. Sur le bus 111 sont disponibles des données numériques. par exemple le bus 111 permet de transmettre des données alphanumériques susceptibles, sur commande d'être affichées sur l'écran 170, et/ou des ordres de télécommande. Les ordres de télécommande sont par exemple les ordres d'allumage ou d'extinction du téléviseur, de mise en enregistrement d'un magnétoscope ou de l'extinction des lumières. Ces ordres sont déclenchés par exemple au début ou à la fin des émissions de télévision. Avantageusement, ces ordres sont pris en compte par les dispositifs auxquels ils sont destinés que en cas de validation sur lesdits dispositifs. Le dispositif à transfert de charges 130 permet d'obtenir une pré-synchronisation de horloge 5 avec une horloge 5 de l'émetteur. La pré-synchronisation permet de n'effectuer que la synchronisation de la phase (p par les calculs que autour du pic de synchronisation ainsi, de réduire très sensiblement la quantité des calculs effectués par le calculateur 23. Le dispositif à transfert de charge 130 comporte de nombreuses cellules reliées en séries. A chaque impulsion d'horloge le signal se propage de chaque cellule dans la cellule suivante. A chaque impulsion d'horloge, la première cellule reçoit des signaux présents sur l'entrée du dispositif à transfert de charges. De même, à chaque impulsion d'horloge la valeur de la charge présente dans la dernière cellule est disponible à la sortie du dispositif à transfert de charges. Pour effectuer la convolution d'un signal par un code numérique on relie à la sortie du dispositif 130 les cellules correspondant à la valeur 1 d'un code binaire. les cellules correspondant au 0 du code binaire ne sont pas reliées à ltextérieur du dispositif à transfert de charges 130. Le dispositif à transfert de charge joue le rôle d'un filtre transverse. La tension sera maximale à la sortie du dispositif à transfert de charges 130 quand les cellules reliée à ladite sortie comporteront des charges correspondant à l'amplitude maximale du signal. Ainsi, pour obtenir la synchronisation à un moment donné il suffit d'envoyer, en tenant compte du retard introduit par le traitement, le signal modulé selon le même code que celui contenu dans un dispositif à transfert de charges 130. Le retard entre l'introduction du signal dans le dispositif à transfert de charges 130 et l'obtention du pic de synchronisation sur sa sortie correspond principalement au temps nécessaire pour que les signaux atteignent la dernière cellule et est donc sensiblement égal au nombre de cellules que multiplie le temps correspondant à un cycle d'horloge. I1 est évident que pour obtenir une synchronisation la plus fine possible il est nécessaire d'utiliser des codes longs et donc un dispositif à transfert de charges comportant un grand nombre de cellules. Dans une variante de réalisation le dispositif à transfert de charges 130 sont amovibles du récepteur de télévision. Dans la mesure où pour faire fonctionner le récepteur de télévision selon l'invention, il est nécessaire d'obtenir une présynchronisation à l'aide d'un dispositif à transfert de charges comportant un code correspondant au code des émissions il est possible de réserver toutes ou une partie des émissions au possesseur de cartes de contrôle comportant le dispositif à transfert de charges dont le code correspond à l'émission captée. Ainsi, il est possible de délivrer des cartes de contrôle comportant un dispositif à transfert de charges, pour des émissions à péages qu'on facture du paiement de la redevance de télévision, ou à un public sélectionné pour réception d'émissions spécialisées par exemple, au médecin pour des émissions médicales.Dans ce cas, il est avantageux de transférer à partir de ladite carte comportant un dispositif à transfert de charges 130 les codes au calculateur 23 lui permettant d'établir la synchronisation de phase. Des interfaces permettent d'adapter les signaux entre les divers éléments du récepteur de télévision. Le calculateur 23 est un processeur du signal de type filtre transverse. Le calculateur 23 comporte par exemple des processeurs produits par la Société "Texas Instruments" sous la référence TMS 320 C 25, par la Société MOTOROLA sous la référence 56000 ou par la société THOMSON CSF sous la référence TS 68 930. Le calculateur 23 assure le calcul de corrélation du signal reçu par un code juste autour du pic de corrélation, effectue l'analyste du signal sur des échantillons du signal 17 et 18 des figures 3 et 4 lui permettant de déterminer le maximum du pic de corrélation on déduit la phase de référence permettant l'asservissement de l'horloge 5 et la détermination de la valeur de la phase des émissions et modulations de phase ; déterminent les coefficients nécessaires au démodulateur amplitude phase 112 et au calculateur 231 permettant l'élimination des échos-multiples; et adaptent le décodage à la qualité de la réception. Avantageusement, à l'émission, pour obtenir des émissions en modulation de phase, on émet une séquence binaire pseudoaléatoire répétée trois fois. Ainsi on simule un code cyclique on évite, en l'absence d'échos parasites, la présence d'un lobe secondaire entre les pics du signal Les échos parasites provoquent l'apparition de pics de faible amplitude entre les pics 11. A la réception la synchronisation obtenue par le dispositif à transfert de charges 130 permet de faire une analyse fine du pic central tout en ne consacrant à cette opération que des moyens de traitement de calculs raisonnables. La synchronisation est obtenue par exemple par une analyse du type écartométrie de deux échantillons successifs du signal au voisinage du pic central. Si les deux échantillons ont même amplitude le milieu du pic de corrélation 10 se trouve exactement au milieu contre les échantillons. Dans le cas général du rapport des amplitudes est déduit la position du milieu du pic de corrélation. Dans des variantes de réalisation du dispositif selon la présente invention on utilise une interpolation ou la méthode des moindres carrés (LMS en terminologie anglo-saxonne) pour déterminer le maximum de pics. Dans une variante simplifiée du dispositif selon l'invention la synchronisation est effectuée par émission d'impulsions directement exploitables sans effectuer la corrélation par un code du signal incident. Avantageusement à l'émission, les informations à transmettre sont partagées en deux groupes, les informations nécessaires à l'obtention d'une image de qualité moyenne, et les informations complémentaires, permettant de passer de la qualité d'image inoyenne à l'image en haute résolution. Dans une première variante de réalisation on utilise les retours ligne et retours trame pendant lesquels il n'est pas nécessaire de transmettre des informations constituant une image pour transmettre les informations de service et le son. Dans une seconde variante de réalisation on transmet simultanément à l'image les informations nécessaires à l'obtention de l'image et à la réception du son. Des exemples de répartition numérique de l'information sont donnés à titre d'exemple non limitatif - deux bits de poids fort de l'image moyenne résolution, deux bits de poids faible des informations nécessaires au passage à la haute résolution ; cette variante correspond à une réalisation susceptible de travailler même avec un faible rapport signal bruit - deux bits de poids fort de l'image moyenne résolution, un bit pour le son, deux bits pour les informations complémentaires permettant d'atteindre la haute résolution - trois bits pour la télévision moyenne définition, trois bits d'informations complémentaires haute définition; - cinq bits d'image moyenne définition, un bit son et cinq bits d'informations complémentaires permettant de passer à la haute définition;; cette variante correspondant aux réalisat,ons destinées à fonctionner avec un bon rapport signal sur bruit. A la réception, en analysant les échos multiples, le calculateur 23 détermine si les bits de poids faible permettant d'obtenir une image en haute résolution sont transmis correctement, et effectuent la commutation par des bus 110 du calculateur 232 permettant d'obtenir soit la moyenne soit la haute résolution. Avantageusement, en plus de cette commande automatique le passage haute définition- moyenne définition est accessible à l'utilisateur du récepteur de télévision selon l'invention. Avantageusement, l'horloge 5 comporte deux oscillateurs à quartz synchronisés alternativement. Pendant la synchronisation d'un oscillateur à quartz 103 le second oscillateur sert de base de temps et de référence de phase. (Sur la figure 7 un seul oscillateur à quartz 103 a été illustré). L'invention n?est pas limitée à l'utilisation des oscillateurs à quartz. l'utilisation d'autres types d'oscillateurs comme par exemple des oscillateurs à céramique ou oscillateurs atomiques ne sort pas du cadre de la présente invention. Les récepteurs d'émission radiophoniques ne sortent pas du cadre de la présente invention. Le récepteur d'émission radiophonique ne comporte pas d'écran de visualisation 170. Dans une variante de réalisation du dispositif selon l'invention un même récepteur permet de recevoir des émissions radiophoniques ainsi que les émissions de télévision. Sur la figure 8, on peut voir une variante de réalisation du dispositif selon l'invention. Le dispositif illustré sur la figure 8 comporte un bus unique 120 permettant de relier le calculateur 23 au convertisseur analogique-numérique 6, au démodulateur amplitude phase 112, au calculateur 231, au dispositif de détermination de phase 232. Sur la figure 8, le tube à rayon cathodique 170, les haut-parleurs 181, le convertisseur numérique-analogique 60 et l'amplificateur 3 n'ont pas été représenté. un bus 121 symbolise la disponibilité d'informations sous forme numérique, quel que soit leurs utilisations futures. Sur la figure 9, on peut voir un exemple de réalisation d'un démodulateur amplitude phase 112 utilisable dans un dispositif selon la présente invention. L'exemple illustré correspond au cas où la fréquence d'échantillonnage f e est égale à quatre fois la bande B. D'autres exemples de réalisation correspondant par exemple à f = 6B ou f = 8B ne sortent pas du cadre de la présente e e invention. Les principes du démodulateur d'amplitude phase 112 consistent à échantillonner les signaux sur porteuse. Pour cela il est nécessaire que la bande passante de leur fréquence intermédiaire soit adaptée à la bande utile du signal pour ne pas détériorer le rapport signal bruit. Le circuit 112 comprend un circuit de traitement 920 qui permet de restituer la partie réelle I du signal. Il comprend également un circuit de traitement 940 qui permet de restituer la partie imaginaire Q du signal. Chacun de ces deux circuits réalise le filtrage et le sous-échantillonnage. La suite d'échantillons xn, n = 0, 1 .N, est reçu A l'entrée de chacun des circuits 920 et 940. Ces deux circuits réalisent un filtrage numérique et le sous-échantillonnage. Soit y n le signal à la sortie de ces circuits, l'opération de filtrage et de sous-échantillonnage sur les échantillons xnest obtenu en effectuant les opérations suivantes : où h représente les coefficients complexes du filtre numérique u réalisé. On remarque qu'à un échantillon y n correspond l'échantillon x4n. L'opération de filtrage et d'échantillonnage représentée par l'équation (1) peut se simplifier en constatant que si on considère u échantillons passés et u échantillons futurs, le coefficient complexe h à appliquer pour un échantillon donné n parmi les u échantillons passés est égal au conjugué de h c'est n à-dire h*n, à appliquer à l'échantillon futur correspondant dans le temps, L'opération consiste donc en fait à réaliser la fonction suivante Avec :h -u= h * u Pour simplifier la compréhension on prend un exemple dans lequel u = 0, 1, 2, 3 ; hu= au+ jbuet h u= hu* d'où h-u= au - jbu yn= x4n-3(au-jbu) + x4n+3(au + jbu) soit : soit pour l'exemple précédent Le circuit 921 permet de réaliser la fonction (x4n u+ k4n+u) c'est-à-dire la sommation des échantillons considérés comme passés et des échantillons considérés comme futurs. Le circuit 941 permet de réaliser la fonction (x4n +u x4n u) c'est-à-dire la différence de ces mêmes échantillons. Le- circuit 922 permet de mémoriser les 2u éléments réels, c'est-à-dire qu'il va effectuer l'opération Le circuit 942 permet de mémoriser les 2u éléments imaginaires, c'est-A-dire qu'il va effectuer l'opération La sortie du circuit 922 délivre un signal numérique en quadrature avec le signal à la sortie du circuit 942. Le circuit 921 comprend avantageusement une pile 925 premier entré, premier sorti (FIFO en terminologie anglosaxonne) qui reçoit successivement les échantillons xn, ces échantillons sont mémorisés dans une mémoire vive 24 RAM en terminologie anglo-saxonne) qui va constituer la mémoire contenant les échantillons futurs (+ 4 échantillons à un instant donné). Un circuit séquentiel 925 par exemple du type à réseau de logique programmable (PLA en terminologie anglo-saxonne) permet d'adresser la mémoire . Ces échantillons sont mis dans un registre 926 qui les stocke pour les transmettre à une pile 927 du type du type premier entré-premier sorti (FIFO en terminologie anglo-saxonne) d'une part et à un additionneur 928 d'autre part. La pile 927 introduit successivement les échantillons qui étaient dans la mémoire 924 pour les rentrer dans une mémoire vive 929. La mémoire 929 permet de mémoriser les échantillons "futurs" qui deviennent "passés". Un circuit séquentiel 930 permet d'adresser cette mémoire 929. Les données lues dans la mémoire 929 sont stockées dans un registre 931 qui les restitue à une entrée de l'additionneur 928 en même temps que le registre 926 restitue les données stockées à l'autre entrée de l'additionneur. L'additionneur 928 reçoit donc successivement à chaque entrée les échantillons futurs et passés ( x4n uet x4n+u) pour les additionner et délivrer à la sortie successivement les échantillons résultant de la somme. Le circuit 922 comprend un circuit multiplieur accumulateur 931 (MAC). Ce circuit 931 comprend un multiplieur 932 qui reçoit le signal de sortie de l'additionneur 928 et les données stockées dans une mémoire morte programmable (PROM en terminologie anglo-saxonne) 933 dans laquelle sont enregistrés les coefficients réels audu filtre. Cette mémoire 933 est commandée par un séquenceur à réseau logique programmable 934. Cet additionneur est associé à un accumulateur 936 pour effectuer la somme de 2u éléments et délivrer un échantillon qui est stocké dans un registre 937. Le circuit 941 est constitué par les circuits référencés 951 à 950. Les circuits 943 à 947, 949 et 950 sont identiques respectivement aux circuits 923 à 927, 929 et 930 c'est-8-dire qu'ils assurent la même fonction en vue d'un même résultat. Seul le 948 différé puisqu'il s'agit d'un soustracteur qui permet d'effectuer la différence entre les échantillons "futurs" et les échantillons passés. Le circuit 942 est constitué par les circuits référencés 951 à 957. Les circuits 51 à 57 sont identiques respectivement aux circuits (931) à (937), ils assurent la même fonction en vue du même résultat. Cependant la mémoire morte programmable 953 contient non pas les coefficients réels du filtre mais les coefficients complexes budu filtre. Le registre 957 délivre des échantillons en quadrature avec les échantillons de sortie du registre 937. Le démodulateur amplitude phase permet d'effectuer une démodulation amplitude-phase d'un signal sur porteuse f. en utilisant une fréquence d'échantillonnage fe qui peut être très inférieure à la fréquence porteuse puisque cette fréquence est egale à 4B, dans une réalisation préférentielle et B étant généralement très petit par rapport à fi (le rapport peut aller de 1 à 50 par exemple). Sur la figure 10, on peut voir un organigramme d'un programme permettant au calculateur 23 de déterminer la position du milieu du pic de synchronisation. En 501 le calculateur 23 reçoit la première interruption de synchronisation. Le calculateur 23 stocke le temps de la première synchronisation. En 502 le calculateur 23 reçoit la seconde interruption de synchronisation. En 502 on stocke dans une mémoire le temps de la seconde synchronisation. En 503 on calcule la durée écoulée entre les deux synchronisations obtenues en 502 et en 501. La durée séparant deux synchronisations successives, obtenues avec le dispositif à transfert de charges 130 sont sensiblement équidistantes dans le temps. Ainsi le calculateur 23 peut prévoir le temps de la prochaine synchronisation. En 504 le calculateur 23 vérifie qu'on se trouve dans la fenêtre de corrélation pendant laquelle on peut faire les mesures. Si non on va en 505. En 505 soit on sort de ce programme, soit on revient en 504 en attendant de se trouver dans la fenêtre de corrélation. Si oui, on va en 506. En 506 on effectue les acquisitions de l'amplitude du signal. On va en 507. En 507 on vérifie si les points mesurés sont symétriques. Si oui, on va en 509. En 509 on calcule le sommet du pic de corrélation correspondant au milieu entre le point d'acquisition. On va en 510. Si non on va en 508. En 508 on effectue le calcul du pic de corrélation. On va en 510. En 510 on effectue la synchronisation d'horloge sur la nouvelle référence de phase. On va en 511. En 511 on calcule la date de la prochaine synchronisation. On va en 512. En 512 on sort de ce programme. Sur la figure 11, on peut voir un exemple de réalisation d'un récepteur radar selon l'invention. L'utilisation d'un récepteur radar ne comportant pas d'émetteur ou dont l'émetteur ne fonctionne pas présente de nombreux avantages - un récepteur n'étant que passif est beaucoup plus difficile à détecter - est d'un prix de revient faible - l'utilisation d'émetteur en onde continue (CW en terminologie anglo-saxonne) permet de diminuer la puissance crête de l'émetteur et favorise l'utilisation d'émetteur transistorisé;; - la séparation de la réception de l'émission permet d'optimiser les guides d'onde de l'émetteur pour transmettre de fortes puissances par exemple de l'ordre de quelques mégawatts et les guides d'onde du récepteur pour des puissances faibles par exemple de l'ordre de quelques microwatts - parfois peut se trouver beaucoup plus proche de la cible et donc recevoir un signal réfléchi plus fort. Il est par exemple possible d'utiiiser une antenne unique assurant l'illumination du champ de bataille pour une pluralité de radars. Cette antenne peut être soit omnidirectionnelle, soit, par exemple, une antenne à balayage électronique 3D avec une grande agilité spatiale illuminant successivement toutes les cibles devant être poursuivies par une pluralité de récepteurs. D'autre part, il est possible d'utiliser le rayonnement émis par un radar ami ou même ennemi pour effectuer la poursuite d'une cible. On peut citer à titre d'exemple non limitatif d'application du dispositif selon l'invention l'utilisation d'un radar de type classique (émetteur-récepteur) sur un bâtiment important comme par exemple un porte-avions, et d'une pluralité de petits bâtiments équipés uniquement de récepteurs. Par exemple des vedettes peuvent ainsi assurer de façon plus efficace la protection du porte-avions, notamment contre des missiles anti-navires. Les vedettes se tenant éloignées du porteavions par exemple à une distance comprise entre 5 et 35 kilomètres ont plus de temps pour réagir en détruisant un missile. De plus la vedette n'étant pas visée par un missile l'équipage pourra réagir avec plus de sang-froid.Il est à remarquer que les vedettes sont toujours sous la protection électronique et physique du porte-avions. Il est connu de réaliser des radars multistatiques comportant des émetteurs et des récepteurs séparés. Toutefois, l'émetteur et le récepteur devaient être fixes. Tout déplacement faussait les acquisitions de position de cibles. De plus, le traitement Doppler n'était qu'approximatif car le rayonnement reçu n'était pas cohérent. Par analogie, le récepteur radar selon la présente invention permettant les mouvements des émetteurs et des récepteurs est appelé radar multidynamique. Pour obtenir un récepteur de radars efficace et notamment pour pouvoir faire une exploitation permettant une bonne résolution en vitesse par analyse Doppler du signal reçu, il est impératif d'obtenir une bonne synchronisation entre l'émetteur et le récepteur. Dans exemple illustré sur la figure 11, la corrélation est obtenue par convolution et/ou corrélation du signal émis par un code. Une fois la synchronisation établie le signal direct provenant de l'émetteur est éliminé par les calculs. Le dispositif de la figure Il comporte connectés en série une antenne de réception 4, un amplificateur 3, un mélangeur 80, un amplificateur 3, un récepteur 639, un dispositif d'exploitation 635, un dispositif d'affichage 170.A la sortie du second amplificateur 3 sont connectés en parallèle un dispositif à transfert de charges 130, un corrélateur 131. La sortie du dispositif à transfert de charges 130 est reliée, à travers un interface 122 au corrélateur 131. Le corrélateur 131 est relié à une horloge 5. L'horloge est reliée d'une part à un oscillateur local 82 et d'autre part au récepteur 139. L'oscillateur local 82 est relié au mélangeur 80. Lors de la réception du signai direct émis par le radar, le dispositif à transfert de charges 130 et/ou le corrélateur 131 permettent d'obtenir une synchronisation fine de l'horloge 5 avec l'horloge de l'émetteur. L'établissement de cette synchronisation fine implique la connaissance du code utilisé à l'émission. Ainsi seuls les bâtiments amis peuvent utiliser (de façon parasitaire) le rayonnement émis par un radar. De plus, la connaissance du code permet l'élimination par les calculs du rayonnement direct. Toutefois dans certaines circonstances le rayonnement direct étant prépondérant il est impératif d'utiliser un amplificateur à limiteur. Cet amplificateur à limiteur est par exemple le second amplificateur 3. En disposant d'une phase juste à l'intérieur de chaque impulsion il est possible d'effectuer des traitements Doppler classiques, qui jusqu'ici n'étaient possibles qu'avec des radars émetteurs-récepteurs. De plus l'utilisation de synchronisation fréquente permet à tout moment de compenser les déplacements relatifs de l'émetteur par rapport au récepteur. Sur la figure 12, on peut voir un exemple de réalisation du récepteur radar selon l'invention permettant de recevoir des messages à partir du rayonnement émis par un radar. Il est impératif en radar, pour augmenter la résolution d'effectuer des compressions d'impulsions. Ainsi, on effectue le codage du signal émis. Dans la mesure où plusieurs codages sont possibles, le choix du codage permet d'effectuer la transmission d'information. Ainsi, un même rayonnement peut servir aussi bien à la détection de cibles, qu'à la transmission d'informations. Dans la mesure où le rayonnement provenant d'un radar est d'une très grande puissance, ce type de transmission est extrêmement difficile à brouiller. D'autre part, il est à noter que le brouillage devra éclairer le récepteur pour être d'une quelconque efficacité.Cette condition risque d'être très difficile à remplir sur un champ de bataille le récepteur passif étant difficile à détecter. Le dispositif illustré sur la figure 12 comporte en plus des dispositifs de la figure Il un décodeur 20 connecté au récepteur 639. Le décodeur 20 est connecté à un dispositif d'affichage comme par exemple un tube à rayon cathodique 171 ou un bus. Le bus peut être connecté par exemple à un ordinateur, une imprimante ou une télécommande. Ainsi qu'il est possible d'afficher un message transmis ou de faire exécuter un ordre de télécommande. Avantageusement, le décodeur 20 est connecté au dispositif d'exploitation radar 637. Ainsi, l'émetteur peut transmettre les informations concernant une cible dont il assure lui-même la poursuite. De cette façon il est possible de désigner les cibles prioritaires, et de permettre au récepteur d'accrocher plus rapidement une fenêtre de poursuite sur ladite cible. De plus, la comparaison des positions et vitesse de cible acquises par l'émetteur (dans la mesure où il comporte aussi un récepteur) et les récepteurs permet de tester le bon fonctionnement ou l'étalonnage des récepteurs. De plus, l'émetteur est susceptible de prévenir les récepteurs d'un prochain changement du codage utilisé. Seul les numéros (la référence) du code et la date du changement sont transmis. Les codes secrets eux-mêmes étant stockés au niveau de l'émetteur et des récepteurs. Dans le cas de transmission ascendante (des récepteurs vers l'émetteur) ou horizontales (entre récepteurs) des moyens de communications classiques sont utilisés. Toutefois, il est impératif de ne pas permettre le repérage des récepteurs, par ailleurs entièrement passifs. On utilise par exemple des émetteurs radio à évasion de fréquence. Il est impératif de garantir la confidentialité au moins pendant quelques dizaines de minutes des informations transmises qui, si non, risquent de diminuer l'efficacité de la défense. Par exemple, en plus du codage des informations les positions sont indiquées par rapport à un repaire secret choisi arbitrairement. Sur la figure 13, on peut voir un exemple de réalisation du dispositif selon 11 invention comportant un générateur de code 13. Le générateur de code 13 émet à chaque cycle d'horloge un code vers le corrélateur 131. l'utilisation d'un registre à décalage dont certaines cellules seront bouclées à travers une porte Ou-exclusif sur son entrée permet de générer les codes de très grande longueur. Ainsi il est extrêmement facile d'utiliser des codes de très grande longueur identique s sur l'émetteur et sur le récepteur. Sur la figure 14, on peut voir un exemple de réalisation de récepteur radar monopulse selon l'invention. Le récepteur radar comporte une antenne 4 comprenant 4 sources par exemple de type cornet 642. Ainsi il est possible d'effectuer la somme et la différence dans les deux plans. L'utilisation de monopulse susceptible de mesure gisement : le gisement comportant uniquement deux cornets ne sort pas du cadre de la présente invention. Chaque cornet 642 est relié à un amplificateur 3. Chaque amplificateur 3 est relié à un mélangeur 80. Le mélangeur 80 est relié à un Te magique 633. Le Te magique délivre sur trois sorties la somme 631 des quatre cornets, la différence verticale 632 et la différence horizontale 630. La voie somme 631 et les voies différentes 632 et 630 sont reliées à un récepteur 634. Le récepteur 634 est relié à un dispositif d'exploitation radar 637. Le dispositif d'exploitation radar est relié à un dispositif d'affichage 170. D'autre part, la sortie des mélangeurs 80 est reliée, sur chaque voie, à un dispositif à transfert de charges 130 et/ou un calculateur 23. Le dispositif à transfert de charges et/ou le calculateur 23 sont reliés à des horloges 5. Les horloges 5 sont reliées à des oscillateurs locaux 82 au récepteur 643 et au dispositif d'exploitation radar 637 par des lignes 638. Les oscillateurs locaux 82 sont reliés au mélangeur 80. Dans la mesure où en effectuant la poursuite, le réflecteur 4 se déplaçant, le dispositif de la figure 14 comporte des synchronisation avec l'horloge d'émission sur chaque voie du moyens de monopulse. Avantageusement le dispositif d'exploitation assure par l'intermédiaire d'une ligne 640 et d'un servomécanisme 641, la poursuite des cibles. Le calculateur 23 est illustré dans la variante de réalisation les figures 14 et 18 effectue le calcul de corrélation. Sur la figure 15, on peut voir un exemple de réalisation du récepteur radar selon l'invention. L'exemple de la figure 15 comporte un récepteur comprenant une antenne principale 4 assurant la poursuite de la cible et une antenne 1004 recevant le signal direct provenant de l'émetteur. Dans la mesure où émetteur utilise un rayonnement cohérent les traitements effectués se rapprochent de l'holographie. Le dispositif selon l'invention comporte une antenne principale 4 et un amplificateur 3 connectés à une première entrée d'un mélangeur 1080 ainsi qutune seconde antenne auxiliaire 1004 et un amplificateur limiteur 1003 connectés à la seconde entrée dudit mélangeur 1080. La sortie du mélangeur 80 est connectée au récepteur 634. Le récepteur 639 est connecté au dispositif d'exploitation radar 137 et le dispositif d'exploitation 637 est connecté au dispositif d'affichage 170. La taille et par conséquent le gain de l'antenne auxiliaire 1004 est adaptée aux amplitudes du signal qu'elle est susceptible de capter. Sur la figure 16, on peut voir un exemple de réalisation de récepteur radar selon l'invention comportant une antenne principale 4, une antenne auxiliaire 1004 et le dispositif de synchronisation de l'horloge 5. Le dispositif comporte connectés en série une antenne auxiliaire 1004, un amplificateur à limiteur 1003, un mélangeur 80. A la sortie du mélangeur 80 sont connectés en parallèle un mélangeur 1080, un dispositif à transfert de charges 130, un corrélateur 131. Le dispositif à transfert de charges 130 est relié par l'intermédiaire d'un interface 122 au corrélateur 31. Le corrélateur 131 est relié par l'intermédiaire d'un interface 1220 à une horloge 5. L'horloge 5 est reliée à deux oscillateurs locaux 82, à un récepteur radar 634, à un dispositif d'exploitation 637. Chaque oscillateur local 82 est relié à l'une des entrées d'un mélangeur 80. L'antenne principale 4 est reliée à l'autre entrée d'un des mélangeurs 80 par l'intermédiaire d'un amplificateur 3. les sorties des deux mélangeurs 80 sont reliées aux entrées du mélangeur ou duplexeur 1080. La sortie du mélangeur ou duplexeur 1080 est reliée au récepteur radar 634. La sortie du récepteur radar 634 est reliée à l'entrée du dispositif d'exploitation radar 637. Le dispositif d'exploitation radar 637 est relié à un dispositif d'affichage 170. L'amplificateur 1003 est un amplificateur à limiteur éliminant le risque de saturation du récepteur 634. L'association du traitement du signal réfléchi par la cible par le signal direct reçu par l'antenne 1004 à l'utilisation d'horloges synchronisées permet d'effectuer tous les traitements fins aussi bien à l'intérieur de chaque récurrence radar que la comparaison de signaux appartenant à des récurrences successives. La mesure de la variation de la position d'échos à l'intérieur d'une récurrence permet au système d'exploitation 637 de faire une analyse Doppler fine. Le traitement du signal réfléchi par la cible par le signal direct effectué dans une variante de réalisation du dispositif illustrée sur la figure 16, après une réduction de fréquence. Sur la figure 17, on peut voir un exemple de réalisation de récepteur radar monopulse selon l'invention. Le dispositif radar comporte d'une part une antenne 4 comportant quatre sources ou récepteurs 642 par exemple de type cornets. Chaque source est reliée à un amplificateur 3. Chaque amplificateur 3 est relié à une première entrée d'un mélangeur 80. D'autre part le dispositif comporte une antenne auxiliaire 1004 reliée à un amplificateur limiteur 1003 relié aux secondes entrées des quatre mélangeurs 80. Les quatre sorties des mélangeurs 80 sont reliées à un Te magique 633. Le Te magique délivre sur des sorties 631, 632 et 630 la voie somme et deux voies différences. La voie somme et les deux voies différences sont connectées au récepteur radar 634. Le récepteur radar 634 est relié au dispositif d'exploitation radar 637. Le dispositif d'exploitation radar (637) est relié à un dispositif d'affichage 170. L'antenne 4 effectue la poursuite d'une ou de plusieurs cibles, tandis que l'antenne 1004 est pointée en direction de l'émetteur radar. L'antenne 1004 reçoit soit des rayonnements du lobe principal d'une antenne par exemple omnidirectionnelle soit de l'énergie provenant d'un lobe secondaire. Sur la figure 18, on peut voir une variante de réalisation d'un récepteur radar monopulse selon 11 invention. Le dispositif comporte une antenne 4 comprenant 4 sources ou récepteurs 642 de type cornet. Chaque source est reliée à un amplificateur 3. Chaque amplificateur 3 est relié à une première entrée d'un mélangeur 80. D'autre part le système comporte une antenne auxiliaire 1004 reliée à un amplificateur limiteur 1003. La sortie de l'amplificateur 1003 est reliée d'une part à un dispositif à transfert de charges 130 et d'autre part à un calculateur 23 par l'intermédiaire d'un interface 1221. Le dispositif à transfert de charges 130 est relié au calculateur 23 à travers un interface 122. Le calculateur 23 est relié à l'horloge 5 à travers un interface 1220. L'horloge 5 est reliée à un oscillateur local 82. L'oscillateur local 82 est relié aux secondes entrées des quatre mélangeurs 80. Les sorties des quatre mélangeurs 80 sont reliées à un Te magique 633, le Te magique permet d'obtenir une voie somme 631 et deux voies différences 632 et 630. La voie somme et les voies différences sont connectées au récepteur 134. Le récepteur est connecté au dispositif d'exploitation radar 637.Le dispositif d'exploitation radar est connecté à un dispositif de visualisation 170. L'horloge 5 est connectée au récepteur 634 au dispositif d'exploitation 637. Le dispositif illustré sur la figure 18 permet une exploitation très fine sur rayonnement réfléchi par les cibles tant que l'on reçoit les rayonnements directs provenant de l'émetteur. De plus, pour un récepteur et un émetteur fixes il est possible de continuer d'effectuer un traitement fin durant des interruptions des liaisons entre l'émetteur et le récepteur. Dans ce cas, l'horloge 5 continue à fournir la référence de phase nécessaire au bon fonctionnement du système. Toutefois il est impératif que émetteur dispose d'une source de rayonnement cohérent. De même, pour un émetteur radar dont le déplacement par rapport au récepteur est lent en fonction de la longueur d'onde utilisée, l'horloge 5 permet de continuer à faire du traitement fin, notamment le traitement Doppler pendant les absences de courte durée de liaison directe entre l'émetteur et le récepteur. L'invention s'applique à la réalisation de récepteurs, notamment de récepteurs nécessitant la connaissance de la phase du signal reçu. L'invention n'est pas limitée à l'utilisation d'un émetteur unique. Il est possible d'utiliser une pluralité d'émetteurs. Les récepteurs ont ainsi la possibilité soit de choisir l'émetteur leur permettant d'assurer la poursuite de la cible avec un maximum d'efficacité. De plus, il est possible à un récepteur de comparer (ou corréler) les échos renvoyés par une cible provenant d'une pluralité d'émetteurs. Ainsi il est possible d'obtenir des données plus précises et plus sûres. Si par exemple l'écart type par rapport à la moyenne une mesure est très grande on élimine cette mesure. Le résultat sera la moyenne des résultats obtenus à partir des autres émetteurs. Chaque émetteur utilise un codage et/ou une fréquence différente. L'invention s'applique principalement à la réalisation d'un récepteur de radio ou de télévision destiné aux émissions en modulation de phase ainsi qu'au récepteur radar utilisant les rayonnements directs provenant d'un émetteur ainsi que le rayonnement provenant du même émetteur réfléchi par une cible. REVENDICATIONS 1. Récepteur, caractérisé par le fait qu'il comporte une horloge (5) et un calculateur (23) susceptibles d'effectuer la synchronisation de son horloge (5) avec une horloge (5) de l'émetteur en effectuant l'analyse du signal reçu. 2. Récepteur selon la revendication 1, caractérisé par le fait que ledit récepteur est un récepteur d'onde modulée en phase. 3. Récepteur selon la revendication 1 ou 2, caractérisé par le fait que le dit calculateur (23) est susceptible d'effectuer la corrélation du signal par un code et de déterminer le maximum du pic de corrélation en comparant l'amplitude d'au moins deux points (17 et 18) du pic (19). 4. Récepteur selon l'une des revendications précédentes, caractérisé par le fait que le dispositif (130) susceptible d'effectuer la convolution du signal reçu par un code comportant un dispositif à transfert de charges (i30) dont certaines cellules, correspondant au code binaire utilisé, sont reliées à une sortie. 5. Récepteur selon la revendication 1, 2, 3 ou 4, caractérisé par le fait qu'il comporte un filtre (140) adapté dont la courbe de réponse (24) est de faible largeur permettant de réduire la bande passante du canal de transmission. 6. Récepteur selon la revendication 1, 2, 3, 4 ou 5, caractérisé par le fait que ledit récepteur est un récepteur d'émissions radiophoniques. 7. Récepteur selon l'une des revendications précédentes, caractérisé par le fait que ledit récepteur est un récepteur d'émissions de télévisions. 8. Récepteur selon l'une des revendications précédentes, caractérisé par le fait qu'il comporte un dispositif permettant, par le calcul, d'éliminer les échos multiples en les soustrayant au signal ou en les retardant de façon à les mettre en phase modulo 2 , avec le signal direct. 9. Récepteur, selon la revendication 8, caractérisé par le fait qu'il est susceptible d'éliminer les échos multiples par filtrage numérique en utilisant .un filtre dont la fonction de transfert h(t) étant la fonction de transfert de l'espace se trouvant entre l'émetteur et le récepteur. 10. Récepteur, selon la revendication 9, caractérisé par le fait que g(t) est déterminé en effectuant la transformée de Fourier inverse du rapport de la transformée de Fourier du la fonction d'intercorrélation du signal reçu par le codage d'émission et de la transformée de Fourier de la fonction d'autocorrélation du code d'émission. 11. Récepteur selon la revendication 7, 8, 9 ou 10, caractérisé par le fait qu'il est susceptible d'afficher des images en haute résolution. 12. Récepteur radar selon la revendication 1,2,3,4,5,8,9 ou 10, caractérisé par le fait qu'il est susceptible d'utiliser le rayonnement émis par un émetteur radar distinct, pour déterminer la position et/ou la vitesse des cibles. 13. Récepteur radar selon la revendication 12, caractérisé par le fait qu'il est susceptible de recevoir le rayonnement provenant directement de l'émetteur radar ainsi que le rayonnement émis par l'émetteur et réfléchi par une cible. 14. Récepteur radar selon la revendication 13, caractérisé par le fait qu'il comporte une antenne principale (4) susceptible de capter le rayonnement électromagnétique réfléchi par la cible et une antenne auxiliaire (1004) susceptible de recevoir le rayonnement incident provenant directement de l'émetteur. 15. Récepteur radar selon la revendication 13, caractérisé par le fait qu'il comporte une antenne unique (4) susceptible de recevoir le rayonnement provenant directement de l'émetteur ainsi que le rayonnement provenant de l'émetteur et réfléchi sur la cible. 16. Récepteur radar selon la revendication 14, caractérisé par le fait qu'il comporte au moins un mélangeur (80, 1080) susceptible de combiner le rayonnement provenant directement de l'émetteur et le rayonnement réfléchi par une cible. 17. Récepteur radar selon la revendication 12, 13, 14, 15 ou 16, caractérisé par le fait que ledit récepteur radar est un récepteur radar monopulse. 18. Récepteur radar selon la revendication 12, 13, 14, 15, 16 ou 17, caractérisé par le fait qu'il comporte une horloge (5) susceptible d'être synchronisé avec une horloge de l'émetteur.