Brevet FR2600215A1 — publié le 19871218

OSCILLATEUR DOUBLEUR DE FREQUENCE, FONCTIONNANT EN HYPERFREQUENCES La présente invention concerne un oscillateur hyperfréquence à faible bruit à proximité de la fréquence porteuse. Cet oscillateur est de type doubleur, c'est-à-dire que la fréquence délivrée sur la charge est double de la fréquence d'oscillation des transistors dans le montage dit "pushpush". La diminution du bruit proche de la fréquence centrale est obtenue au moyen d'une impédance BF optimale placée entre les grilles des deux transistors, ce circuit soit mettant les sources de bruit non corrélées en série, soit empêchant les sources de bruit BF des transistors d'être mises à la masse. 1Q0 Il est important pour les oscillateurs hyperfréquences actuels et futurs, qui travaillent à plusieurs dizaines de gigahertz, que la fréquence qu'ils délivrent dans une charge soit la plus pure possible, c'est-à-dire qu'il n'y ait pas d'oscillation parasite dans une bande Je fréquences proches de la fréquence centrale, dite porteuse: par 15 exemple dans une bande de 10 kHz autour de 20 GHz. Différents moyens sont connus pour obtenir ce résultat. Ils varient selon le schéma de l'oscillateur considéré. Par exemple, dans un oscillateur à contre-réaction, on peut séparer la fonction de limitation et la fonction d'amplification, mais ce type d'oscillateur 20 exige des transistors qui oscillent à 100 GHz si la porteuse est à 100 GHz. De tels transistors sont de dimensions très petites et manquent de puissance. Le montage dit "push-push", utilisé dans l'invention, a l'avantage de ne nécessiter que deux transistors qui oscillent à 5È GHz si 25 l'on veut obtenir une porteuse à 100 GHz. Dans ce montage, les deux transistors sont montés en parallèle, et leurs grilles sont réunies à deux microbandes, parallèles entre elles, entre lesquelles est positionné un résonateur diélectrique céramique. Les microbandes sont mises à la masse à travers une résistance, classiquement 50ú1. Si l'on considère chaque transistor pris séparément, le circuit résonant microbande + résonateur diélectrique est bien connu, mais chacun des deux circuits résonants n'annule pas le bruit basse fréquence propre aux transistors. Selon l'invention, les sources de bruits basses fréquences non cOrrelées des transistors à effet de champ sont: - soit chargées sur une impédance infini&. au moyen d'une capacité de forte valeur placée entre l'extrémité de la microbande de grille et la résistance mise à la masse. Cette capacité empêchant 10 la mise à la masse des sources de bruit BF entraine une diminution du bruit FM à l'harmonique 2, - soit mises en série au moyen d'une self qui réunit entre elles les deux microbandes de grilles des transistors, cette self étant soudée en des points, situés entre le résonateur diélectrique et 15 l'extrémité de la microbande réunie à une résistance, tels que le bruit basse fréquence autour de l'harmonique 2, dans la charge, est diminué, et éloigné de la porteuse. Les sources de bruits basses fréquences des transistors peuvent être mises en série parce qu'un condensateur, pour chaque microbande, est interposé entre l'extré20 mité de la microbande et la résistance mise à la masse: la valeur de ces condensateurs est assez grande pour qu'en hyperfréquences ils soient équivalents à un court circuit et que pour les basses fréquences ils soient équivalents à un circuit ouvert et que la selg précédente réunit les deux grilles d'un point de vue basse fréquence. 25 - De façon plus précise, l'invention concerne un oscillateur doubleur de fréquence, fonctionnant en hyperfréquences, comportant, dans un montage dit "push-push", deux transistors à effet de champ travaillant en parallèle, dont les électrodes de sources et drains sont connectées à des impédances, la charge d'utilisation 30 étant connectée en un point commun aux impédances des électrodes de sortie des deux transistors, dont les grilles sont connectées, pour chaque transistor, par une impédance, à une première extrémité d'une ligne microbande dont la seconde extrémité est mise à la masse par une résistance, un résonateur diélectrique étant placé entre les deux lignes microbandes en un point tel que l'oscillation est obtenue, cet oscillateur étant caractérisé en ce que, en vue de diminuer le bruit basse fréquence dans la charge aux environs de la fréquence principale, dite porteuse, les sources de bruit propres aux transistors sont isolées de la masse en courant continu, et chargées par une impédance basse fréquence de valeur infinie, constituée par deux capacités de forte valeur, chacune de ces deux capacités étant interposée entre la seconde extrémité d'une ligne microbande et sa résistance de mise à la masse. L'invention sera mieux comprise par la description plus détaillée d'un exemple d'application, en s'appuyant sur les figures jointes en annexe, qui représentent: - figure i1 schéma simplifié d'un oscillateur push-push selon l'art connu, - figure 2: schéma électrique d'un oscillateur selon l'invention, - figure 3: schéma de réalisation de l'oscillateur selon l'invention, la charge étant montée sur les sources, figure 4: schéma de. réalisation de l'oscillateur selon l'invention, la charge étant montée sur les drains. La figure I représente le schéma, très simplifié, d'un oscillateur doubleur en montage dit "push-push". I1 comprend deux transistors à effet de champ 1 et 2 qui sont montés en parallèle. Les trois électrodes de grille, source et drain de chaque transistor sont réunies à des circuits d'impédance, 3, 4 et 5 pour le premier 25 transistor, 6, 7 et 8 pour le second transistor. Les impédances de grilles et de sources peuvent être mises à la masse, ce qui confère au circuit son caractère en boucle. La charge 9 est connectée au point milieu des impédances 5 et 8 de sorties: si les transistors I et 2 oscillent à 15 GHz par exemple, la fréquence d'oscillation dans la 30 charge est double, soit 30 GHz, qui est l'harmonique 2. Les impédances de grilles 3 et 6 peuvent être constituées chacune par une microbande et un résonateur diélectrique convenablement positionné pour la fréquence désirée. Le résonateur diélectrique peut aussi être commun aux deux microbandes de grilles. Mais cette topologie convertit le bruit basse fréquence en bruit FM proche de la fréquence porteuse car chaque générateur de bruit donne du bruit converti. Ce schéma est connu: l'invention y apporte des modifications qui permettent de l'améliorer en supprimant le bruit proche de la porteuse. On appelle Vgî et Vg2 les tensions hyperfréquences de grille -à ne pas confondre avec les tensions de polarisation-et idl et id2 les courants hyperfréquences de drain, pour les deux transistors 1 et 2. Si les courants idl et id2 sont en opposition de phase au mode 15 fondamental et en phase à l'harmonique 2, on peut montrer que dans la charge n'existe que l'harmonique 2. En effet: i av + bv2 + cv3 + dv4 dl=gI gI gI gi Si' les deux transistors sont identiques, ce qui est le cas 20 général, et en opposition de phase au fondamental v - -vl Vg2 -VgI donc id2 =-avgl + bv2- CVl+ dv d2 gl g1 g1 gi La somme dans la charge est id = 2bv2 + 2dv4 id 9l g gl Par ailleurs vgl = Vg.+ Vbl + Vb2 dans laquelle: -v est la tension hyperfréquence du transistor au fondamental - gb est la tension de bruit basse fréquence due au transistor 1 Vbl est la tension de bruit basse fréquence due au transistor I - vb2 est la tension de bruit basse fréquence due au transistor 2. Lorsque les circuits BF de grilles sont en série la source de bruit basse fréquence du transistor 2 est aussi en série avec la source de bruit basse fréquence du transistor 1, mais si les sources de bruit des transistors ne sont pas corrélées -ce qui est le cas dans l'invention-on a Vbl. Vb2 0 Si on écrit le courant drain id sous une forme plus générale Id = Av2Bv4 Av sin2 t + Bv3sin4wt d g g g (tW étan: la pulsation) on voit cqe lecourant dans la charge comporte des termes en: 2.o, et 2.-o + 2wb w 0 = pulsation du mode fondamental Wb = pulsation du bruit basse fréquence Le bruit en 2wo 2u.b existe, mais il est plus éloigné de la fréquence porteuse (2) et moins gênant que le bruit 2wo +w b des oscii;ateurs classiques. Les sources de bruit basse fréquence non correlées sont mises en série au moyen d'une self et de deux capacités conformément au 2 schéma de la figure 2, qui représente un oscillateur selon l'invention, 20 dans une forme générale. Cette self BF contribue à donner la condition selon laquelle les générateurs de bruit basse fréquence sont en opposition de phase. Sur ce schéma, les transistors à effet de champ I et 2 ont leurs sources et drains connectés à des impédances Z2 et Z3 dont le 25 détail sera donné ultérieurement, en figures 3 et 4. La charge 9 est réunie au point commun des impédances de sorties Z2 par l'intermédiaire d'une microbande 10. La grille du premier transistor I est réunie par un fil métallique -qui constitue une impédance Z1- à une première extrémité d'une microbande 11, dont la deuxième extrémité est réunie, à travers une capacité 12 de forte valeur C0, à une résistance 13 mise à la masse. De la même façon, la grille du deuxième transistor 2 est réunie par un fil métallique à une microbande 14, une capacité 15 et une résistance 16. Les deux microbandes 11 et 14 sont parallèles entre elles, et un résonateur diélectrique 17 est positionné entre les microbandes 11 et 14 de telle façon que le circuit oscille à la fréquence désirée et que la condition des courants en opposition de phase au fondamental soit remplie. Une self de choc de valeur Lo, 10 constituée par un enroulement en fil de cuivre, est montée en pont entre les deux microbandes 11 et 14, et soudée en des points qui seront précisés ultérieurement. Le résonateur diélectrique 17 couplé aux deux lignes microbandes 11 et 14 donne la condition d'opposition de phase pour vg et 15 vg2, à la fréquence fondamentale. Mais de plus, le résonateur diélectrique 17 est équivalent, dans son plan de couplage 19 avec les microbandes 11 et 14, à un circuit ouvert à sa fréquence de résonance, et à un court-circuit aux autres fréquences. Son influence en basse fréquence est donc quasi-nulle, et les sources de 20 bruit basse fréquence, mises en série par la self de choc 18, se referment entre elles. La self de choc 18, de valeur élevée L0, est équivalente à une impédance de valeur infinie à la fréquence de résonance du résonateur diélectrique 17: elle n'a donc pas d'action pour les hyperfréquences. Les deux capacités 12 et 15 de forte valeur C0, par exemple pF, sont nécessaires pour mettre en série les deux sources de bruit. Elles font que le potentiel continu de polarisation des grilles n'est plus référencé par rapport à une masse, mais cela est sans importance car les grilles s'autopolarisent. Par contre, ces deux 30 capacités 12 et 15 permettent de refermer le circuit des sources de bruit. Pour régler l'oscillateur selon l'invention, on opère d'abord sans self de choc 18. Le résonateur diélectrique 17 est déplacé le long des deux microbandes -et éventuellement transversalement-jusqu'à ce que la fréquence désirée soit obtenue sur la charge 9. La position finale détermine le plan de couplage 19. Le point 20, en lequel la self 18 doit être soudée sur la microbande 11, ou 14, doit être distant du plan de couplage 19 d'une longueur égale à X/4 - X étant la longueur d'onde guidée à la fréquence de travail des transistors- ou multiple de X/4 si la fréquence est trop élevée pour qu'il soit possible de souder en 20 un fil, compte tenu de l'encombrement du résonateur 17. A titre d'exemple, si la fréquence dans la charge est 20 GHz, 10 les transistors travaillent à O10GHz, X/4=2,9 mm et le résonateur 17 a un diamètre de 4 mm: il est possible de faire une soudure en 20 à une distance À/4. Si la fréquence dans la charge est 30GHz, X/4=1,9 mm à.15 GHz et le résonateur a un diamètre de 3,4 mm: il est préférable de faire la soudure en 20 à 3 À/4. Une autre façon de réduire le bruit FM d'un oscillateur est d'avoir les générateurs de bruit BF chargés sur une impédance infinie. C'est une solution intéressante lorsqu'on veut réaliser des oscillateurs de fréquence plus élevée. Dans ce cas, on ne met pas en place la self L0 18, qui met en série les deux sources de bruit. Les 20 capacités 12 et 15, intercalées entre les entrémités des microbandes de grilles 11 et 14 et les résistances 13 et 16 de mise à la masse, sont équivalentes à un circuit ouvert aux basses fréquences: les sources de bruit sont chargées par une impédance infinie, et il s'ensuit une diminution du bruit. Le schéma de l'oscillateur, dans cette variante de l'invention, est le même que celui de la figure 2, ou que les figures 3 et 4, mais sans le self L0 18 de mise en série des sources de bruits. A 30 GHz, un oscillateur selon l'invention, muni de deux capacités 12 et 15, présente une amélioration de 5 dB par rapport à 30 un osciUllateur connu, en montage "push-push" sans ces capacités. La figure 2 donne le cas général d'un oscillateur doubleur selon l'invention: les électrodes d'accès des transistors 1 et 2 sont couplées à des impédances Z2 et Z3 selon que la charge 9 est branchée sur les sources des transistors (figure 3) ou sur les drains (figure 4). Dans les deux cas, les impédances Z1 de grilles des transistors 1 et 2 sont constituées par le fil ou ruban métallique de connection sur les microbandes 11 et 14. Si la charge 9 est couplée aux sources (figure 3), l'impédance Z2 de source est, pour chaque transistor, constituée par une self 23: - en parallèle avec une self 24 mise à la masse - et en série avec un circuit LC parallèle constitué par une 10 self 25 et une capacité 26, ce circuit étant connecté à la microbande 10 de liaison avec la charge 9. De même, l'impédance Z3 de drain est, pour chaque transistor, constituée par une self 27 en serie avec une capacité 28 mise à la masse. La tension de polarisation VD est appliquée aux transistors DS au point commun à la self 27 et à la capacité 28. Une capacité 29, de forte valeur, intercalée entre la microbande 10 et la charge 9, découple la charge de la tension continue de polarisation. Si la charge 9 est couplée aux drains (figure 4), le schéma est 20 très voisin du précédent. Les impédances de sources Z2 sont constituées des mêmes selfs 23 et 25 et capacité 26, mais sans la self 27. Le circuit LC +26 est mis à la masse. Les impédances de drain Z3 sont constituées des mêmes self 25 27 et capacité 28, avec polarisation par une tension VDS appliquée au point commun à la self 27 et à la capacité 28. Mais une self 30 est montée en parallèle avec la self 27: l'extrémité libre de la self est connectée au microruban 10. Bien entei'du, une capacité 29 de forte valeur (20 pF) découple 30 la charge 9 de la tension continue. Avec l'oscillateur doubleur selon l'invention, une amélioration de 5dBc/Hz à 10 kHz de la porteuse 20 GHz a été obtenue sur le bruit FM, due à la présence de la self 18. Alors que le bruit mesuré à 10 kHz de la porteuse valait -83 dBc/Hz sans self 18, c'est-à-dire dans un montage connu, il vaut -88 dBc/Hz dans un oscillateur selon l'invention, avec self 18 en série entre les microbandes 11 et 14 de grilles, les meilleurs résultats de réduction du bruit FM sont obtenus si la partie imaginaire du résonateur a une pente élevée, et si la fréquence d'oscillation est égale à la fréquence. du mode fondamental du résonateur. L'oscillateur doubleur selon l'invention est utilisé dans les systèmes hyperfréquences de télécommunications, radars, et en électronique professionnelle de traitement de l'information. 2 6 0 0 2 1 5 REVENDICATIONS 1. Oscillateur doubleur de fréquence, fonctionnant en hyperfréquences, comportant, dans un montage dit "push-push", deux transistors (1, 2) à effet de champ travaillant en parallèle, dont les électrodes de sources et drains sont connectées à des impédances 5 (Z2, Z3), la charge d'utilisation (9) étant connectée en un point commun aux impédances (72) des électrodes de sortie des deux transistors (1, 2), dont les grilles sont connectées, pour chaque transistor, par une impédance (Z 1), à une première extrémité d'une ligne microbande (11, 14) dont la seconde extrémité est mise à la 10 masse par une résistance (13, 16), un résonateur diélectrique (17) étant placé entre les deux lignes microbandes (11, 14) en un point tel que l'oscillation est obtenue, cet oscillateur étant caractérisé en ce que, en vue de diminuer le bruit basse fréquence dans la charge (9) aux environs de la fréquence principale, dite porteuse, les sources de 15 bruit propres aux transistors (1, 2) sont isolées de la masse en courant continu, et chargées par une impédance basse fréquence de valeur infinie, constituée par deux capacités (12, 15) de forte valeur (C0), chacune de ces deux capacités étant interposée entre la seconde extrémité d'une ligne microbande (11, 14) et sa résistance 20 (13, 16) de mise à la masse. 2. Oscillateur doubleur selon la revendication 1, caractérisé en ce que, en vue de mettre en série les sources de bruit non corrélées, l'impédance basse fréquence comporte en outre une se If (18) connectée (en 20) aux secondes extrémités -des lignes microbandes 25 (11, 14). 3. Oscillateur doubleur selon la revendication'l 1, caractérisé en ce que, les courants de grilles (ig1, ig2) des transistors (1, 2) étant en opposition de phase pour le mode fondamental et en phase pour l'harmonique 2, le bruit basse fréquence dans la charge (9) est éloigné de la fréquence porteuse (2wo) et a une fréquence définie par 2 o_2 wb', o étant la pulsation de mode fondamental et cb la pulsation du bruit basse fréquence. 4. Oscillateur doubleur selon la revendication 1, caractérisé en 5 ce que, le résonateur diélectrique (17) définissant avec les deux lignes microbandes (11, 14) un plan de couplage (19), les extrémités de la self (18) qui met en série les sources de bruit sont soudées sur les secondes extrémités des lignes microbandes (11, 14) en un point (20) distant du plan de couplage (I9) d'une longueur multiple de X/4, 10 X étant la longueur d'onde guidée du mode fondamental. 5. Oscillateur doubleur selon l'une quelconque des revendications I à 4, caractérisé en ce que la charge (9) est connectée sur les circuits (Z2) de sources des transistors (1, 2). 6. Oscillateur doubleur selon l'une quelconque des revendi15 cations 1 à 4, caractérisé en ce que la charge (9) est connectée sur les circuits (Z3) de drains des transistors (1, 2).