Brevet FR2599917A1 — publié le 19871211

L'invention concerne, d'une manière générale, des circuits de commutation d'impédances et, plus particulièrement, un circuit capable de commuter l'un de deux réseaux d'équilibrage d'impédance sur une ligne téléphonique. Dans les centraux privés modernes, on connaît des circuits téléphoniques hybrides pour coupler des signaux audio entre des lignes ou des jonctions téléphoniques bidirectionnelles symétriques et des lignes de réception et d'émission dissymétriques. En Amérique du Nord, les lignes téléphoniques symétriques ont généralement une 10 impédance de ligne nominale de 600 ohms. Ainsi, les circuits hybrides en Amérique du Nord de la technique antérieure appliquaient généralement un signal d'entrée reçu à une ligne symétrique, par l'intermédiaire d'un amplificateur de réception en série avec une résistance de 600 ohms, afin d'adapter l'impédance nominale de la ligne. Au Royaume-Uni, l'administration a récemment établi une norme selon laquelle l'impédance nominale d'une ligne téléphonique peut être l'une de deux impédances complexes qui correspondent respectivement à des boucles d'abonné courtes ou longues. Donc, les circuits hybrides utilisés au Royaume-Uni doivent adapter l'impédance 20 complexe nominale d'une boucle courte ou longue en connectant sélectivement l'un de deux réseaux d'impédances complexes d'équilibrage à la ligne. Les circuits de réseaux d'équilibrage connus utilisaient généralement un relais électronique commandé par un microprocesseur pour 25 commuter l'un de deux réseaux d'impédances sur la ligne. Dans les circuits électroniques modernes, on évite pratiquement d'utiliser de telles pièces mécaniques, car on a constaté que les dispositifs électromagnétiques comportant des pièces mobiles mécaniques sont susceptibles de pannes mécaniques et ont intrinsèquement 30 une faible fiabilité. De plus, les dispositifs électromagnétiques, tels que les contacts et les bobines de relais, prennent beaucoup de place sur les cartes de circuits imprimés et augmentent le poids et l'encombrement des cartes. Suivant la présente invention, il est prévu un circuit à l'état 35 solide capable de commuter l'un de deux réseaux d'impédances d'équili- brage sur une ligne téléphonique sous la commande d'un microprocesseur. Le circuit de la présente invention est petit, bon marché et beaucoup plus fiable que les circuits de commutation électromagnétiques de la technique antérieure. De plus, alors que les relais 5 électromagnétiques consomment généralement beaucoup d'énergie pour alimenter les bobines de relais, etc., le circuit prévu suivant un exemple de réalisation préféré de l'invention ne comprend qu'un seul amplificateur différentiel et une pluralité de résistances qui ne consomment qu'un très faible courant et, donc, que peu d'énergie. On comprendra mieux l'invention en lisant la description suivante, faite en relation avec les dessins joints, parmi lesquels: la Fig. 1 est un bloc-diagramme simplifié d'un circuit hybride de la technique antérieure utilisé en Amérique du Nord, la Fig. 2 est un blocdiagramme simplifié d'un circuit hybride 15 de la technique antérieure utilisé au Royaume-Uni, et la Fig. 3 est un bloc-diagramme simplifié d'un circuit hybride, suivant l'invention, utilisable, par exemple, au Royaume-Uni et qui comprend un circuit capable de connecter l'un de deux réseaux d'impédances d'équilibrage à une ligne téléphonique. A la Fig. 1, un signal V est appliqué à une borne R à partir X x d'un autocommutateur ou central privé ou public, puis amplifié dans un amplificateur de réception 1. Ensuite, le signal amplifié est différentiellement appliqué à une ligne téléphonique symétrique reliée à son central public ou privé distant, par une impedance 25 d'équilibrage d'entrée ZIN. Comme on l'a déjà mentionné, l'impédance des lignes téléphoniques d'Amérique du Nord est normalisée à pratiquement 600 ohms. A la Fig. 1, l'impédance de ligne de 600 ohms est représentée par un élément d'impédance ZL. L'impédance d'entrée ZIN est généralement choisi égale à 600 ohms pour adapter l'impédance de 30 la ligne téléphonique. Les signaux Vt reçus de la ligne téléphonique sont appliqués à la première entrée d'un amplificateur d'émission 2, puis transmis, à la borne d'émission T, vers le central local privé ou public. x Comme l'impédance de ligne ZL est adaptée à l'impédance ZIN, il 35 apparaît sur la ligne un signal de la forme (Vx + Vt)/2. Le signal V amplifié dans l'amplificateur 1 est appliqué à la seconde entrée de l'amplificateur 2 afin que la partie du signal V x qui apparaît sur la ligne et qui est appliquée à la première entrée de l'amplificateur 2 soit choisi pour que les signaux qui sont appliqués à sa première entrée soient amplifiés par un facteur 2 et ceux qui sont appliqués à sa seconde entrée soit amplifiés par un 5 facteur -1. Ainsi, le signal de sortie de l'amplificateur 2 a pour valeurVx + Vt - V = Vt. Cependant, comme on l'a déjà mentionné, l'administration a, au RoyaumeUni, établi une norme selon laquelle l'impédance ZL de la ligne téléphonique peut prendre deux valeurs complexes, selon que la 10 ligne est courte ou longue. Ainsi, alors qu'en Amérique du Nord, l'équilibrage et l'annulation sont effectués par un choix approprié d'une impédance d'équilibrage de ligne ZIN et un réglage approprié du gain, au Royaume-Uni, on doit connecter à la ligne l'un des deux réseaux d'impédances complexes pour adapter l'impédance de la ligne 15 courte ou de la ligne longue. A la Fig. 2, on a montré un circuit hybride de la technique antérieure dans lequel une autre impédance Z'IN d'équilibrage d'entrée (ayant une impédance égale à ZIN) est connectée entre la sortie de l'amplificateur de réception 1 et la seconde entrée de l'amplifica20 teur de transmission 2, un contact de relais étant monté entre ladite seconde entrée et l'un de deux réseaux d'impédance Z1 et Z2 d'équilibrage d'entrée. Une borne de détection et de commande S/D, appartenant à une unité de commande externe, telle qu'un microprocesseur, est reliée, 25 par une résistance 3, à la base d'un transistor 4 dont l'émetteur est à la masse et le collecteur relié à une bobine de relais 5. La bobine 5 est reliée à une source de potentiel +V et est protégée, d'une manière classique, par une diode 6. En fonctionnement, le contact 7 est normalement connecté au 30 réseau Zl d'équilibrage de la ligne courte pour adapter l'impédance faible ZL d'une ligne courte. Dans le cas o la ligne est longue (c'est-à-dire une impédance complexe forte), l'unité de commande externe engendre un signal de niveau logique haut qui, appliqué à la borne S/D, polarise la jonction base-émetteur du transistor 4 dans le 35 sens direct, si bien que le courant passe de la source de tension +V vers la masse, à travers la bobine 5 et la jonction collecteur-émet- teur du transistor 4, en alimentant ainsi la bobine 5 qui commute le contact 7 vers le réseau Z2 d'équilibrage de ligne longue. Ainsi, le circuit de la technique antérieure réalise des commutations entre les réseaux Z1 et Z2, sous le contr8le de l'unité 5 centrale, pour adapter l'impédance de ligne ZL et assurer une annulation correcte du signal V dans l'amplificateur 2. x Comme on l'a déjà mentionné, les relais électromécaniques comportant des parties mobiles souffrent d'inconvénients bien connus: faible fiabilité, consommation de courant importante, grandes dimen10 sions et encombrement. Suivant l'invention, comme le montre la Fig. 3, on utilise un circuit à état solide pour réaliser la commutation entre les réseaux Z1 et Z2 d'équilibrage de ligne. Les réseaux Z1 et Z2 sont reliés en parallèle à la seconde 15 entrée de l'amplificateur 2. Une résistance 8 est montée entre cette seconde entrée de l'amplificateur 2 et l'entrée non inverseuse d'un amplificateur 9 qui a un gain unité. Une seconde résistance 10 est montée entre l'entrée non inverseuse de l'amplificateur 9 et une source de tension Vb0 Une résistance 11 est encore montée entre la borne S/D, ellemême reliée à l'impédance Z1, et l'entrée inverseuse de l'amplificateur 9. Une résistance de réaction 12 est montée entre la sortie de l'amplificateur 9 et son entrée inverseuse, d'une manière bien connue. Enfin, la sortie de l'amplificateur 9 est reliée à l'impédance 25 Z2 d'équilibrage de ligne longue. Les résistances 8, 10, 11 et 12 ont, de préférence, des valeurs identiques, beaucoup plus fortes que la résistance de l'impédance Z1. Leur valeur peut être de 800 kilohms. En fonctionnement, pour commuter le réseau Z1 sur la ligne, 30 l'unité de commande externe engendre un signal de niveau logique bas, tel qu'un signal à la masse, et l'applique à la borne S/D. Le signal Vx, qui apparait sur la seconde entrée de l'amplificateur 2, est également appliqué, d'une manière différentielle, aux entrées non inverseuse et inverseuse de l'amplificateur à gain unité 9, de 35 manière à être amplifié par un facteur 1 et retransmis par la sortie de l'amplificateur 9 à l'impédance Z2. Ainsi, le signal V apparatt x avec des amplitudes et des phases égales des deux c8tés de l'impédance Z2 qui se comporte comme un circuit d'impédance infinie ou circuit ouvert pour le signal Vx Ainsi, le signal Vx n'est appliqué qu'au réseau Zi qui est donc effectivement commuté sur la ligne. De cette manière, les signaux de réception V apparaissant à la x sortie de l'amplificateur 1 sont appliqués de manières égales aux 5 deux entrées de l'amplificateur 2 et s'y annulent, du fait que l'impédance Zl est choisie égale à l'impédance ZL d'une ligne courte et que les impédances d'entrée ZIN et Z',IN sont aussi choisies égales. Pour commuter le réseau Z2 sur la ligne, l'unite de commande externe applique une impédance élevée ou de circuit ouvert à la borne 10 S/D. Le signal V appliqué à la seconde entrée de l'amplificateur 2 x est aussi appliqué quasi-identiquements aux entrées non inverseuse et inverseuse de l'amplificateur 9, car les valeurs égales des résistances 8 et 11 sont beaucoup plus grandes que celles de l'impédance du réseau Zl. Donc, le signal V s'annule dans l'amplificateur 9 dont la x sortie passe, en alternatif, au niveau de la masse. En conséquence, le circuit comprenant le réseau Zl, les résistances 8 et 11 et les entrées de l'amplificateur 9 est un circuit à haute impédance ou ouvert pour le signal V appliqué à la seconde entrée de l'amplificax teur 2 et ce signal V est donc appliqué au réseau Z2 qui se trouve x effectivement commuté sur la ligne. Ainsi, les réseaux Zl et Z2 sont alternativement commutés sur la ligne téléphonique, sous le contr8le de l'unité externe, selon que l'impédance ZL correspond à une ligne courte ou longue. Aucune pièce mécanique, ni électromécanique, n'est nécessaire, si bien que l'on 25 évite les inconvénients des systèmes antérieurs. De plus, le circuit de l'invention ne prend qu'une petite surface de circuit imprimé, est fiable et ne consomme que peut de courant. L'homme de métier pourrait concevoir d'autres exemples de réalisation que ceux que l'on peut utiliser pour des circuits téléphoni30 ques. Ainsi, on peut utiliser le circuit de l'invention pour commuter des impédances complexes ou non sur une ligne transmettant des signaux en courant alternatif, telles que des lignes de circuits audio. Au lieu d'impédances Zl et Z2, on pourrait commuter de simples 35 résistances. REVENDICATIONS 1) Circuit capable de commuter l'un de deux réseaux d'impédance (Z1, Z2) sur une ligne transmettant des signaux alternatifs, caractérisé en ce qu'il comprend: (a) un amplificateur (9) à gain unité et à deux entrées respec5 tivement reliées aux bornes du premier réseau (Z1), la première entrée étant reliée à ladite ligne, et la sortie et la première entrée étant reliées aux bornes du second réseau (Z2), et (b) une borne commandable (S/D) de connection et de déconnexion 10 de la seconde entrée à la masse en alternatif, de manière que, quand la seconde entrée est reliée en.alternatif à la masse, les signaux alternatifs transmis par la ligne soient appliqués en différentiel auxdites entrées et amplifiés dans ledit amplificateur (9) à gain unité pour être appliqués avec des valeurs pratique15 ment égales aux bornes dudit second réseau.(Z2), ledit premier réseau (Z1) étant alors commuté sur la ligne, et que, quand ladite seconde entrée. est déconnectée, les signaux alternatifs transmis par la ligne soient appliqués avec des valeurs pratiquement égales auxdites entrées et s'annulent dans l'amplificateur (9) à gain unité dont la 20 sortie passe à la masse, ce qui commute ledit second réseau (Z2) sur la ligne. 2) Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit amplificateur (9) à gain unité est un amplificateur différentiel dont l'entrée non inverseuse est la première entree et l'entrée 25 inverseuse la seconde entrée. 3) Circuit selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'il comprend encore quatre résistances (8, 10, 11, 12) de valeurs égales nettement plus fortes que celle de l'impédance du premier réseau (Zl), la première résistance (8) étant montée entre la ligne et 301 'entrée non inverseuse, la seconde (10) entre l'entrée non inverseuse et une source de tension (Vb), la troisième (11) entre l'entrée inverseuse et ladite borne de connexion et de déconnexion (S/D), et la quatrième (12) entre l'entrée inverseuse et la sortie dudit amplificateur (9). 4) Circuit selon la revendication 3, caractérisé en ce que chacune desdites résistances (8, 10, 11, 12) a une valeur de 800 kilohms. ) Circuit selon l'une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que lesdits réseaux (Z1, Z2) sont des réseaux d'équilibrage d'impédance utilisés dans un circuit téléphonique hybride. 5 6) Circuit selon l'une des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que la borne (S/D) de connexion et de déconnexion est une sortie d'un microprocesseur qui peut être mise soit à la masse en alternatif, soit à l'état de haute impédance.