Brevet FR2601208A1 — publié le 19880108

i 2601208 La presente invention concerne les circuits repéeteurs de tension et, plus precisement, un circuit répeteur de tension a basse distorsion harmonique pour des charges a composant resistif de valeur peu elevée, convenant particulièrement bien 5 pour être incorpore dans un circuit integre. realisé monolithiquement par une technique de type MOS (métal-oxydesemiconducteur) . La nécessite se présente fréquemment, dans un circuit :ntegre, d'appliquer, a une charge a composant resistif de 10 va.eur relativement basse (par exemple de quelques kQ), une tension fournie par un générateur de tension de signal à impedance de sortie élevée. En outre, pour certaines applications, afin de piloter correctement le composant resistif de la charge, il faut pouvoir fournir à celle-ci un courant qui peut avoir une excursion ("swing") élevée iorsqu'une tension de signal est appliquee à cette charge. Pour satisfaire cette exigence, il est généralement nterpose, entre le generateur de tension de signal et la charge, un circuit repeteur de tension qui reproduit ("répète") 20 en sortie la tension de signal d'entrée et présente une impédance d'entrée élevée et une basse impédance de sortie, de maniere à réaliser le désaccouplement d'impédance requis entre le generateur de tension et la charge. Des circuits répéteurs de tension sont utilisés par exemple 25 a l'intérieur de montages complexes dans des circuits intégrés monolithiquement. Les caractéristiques essentielles exigées d'un circuit repéteur de tension de ce type sont les suivantes: - un gain de tension pratiquement unitaire; - une basse impédance de sortie; - la capacite de fournir tout le courant, tant continu que de signal, necessaire pour piloter correctement le composant résistif de la charge: - un maximum de réduction de la distorsion harmonique introduite dans le signal de sortie, même en présence de signaux de sortie qui présentent une forte excursion de courant. D'autres qualitées requises très importantes, surtout pour 10 certaines applications, sont les suivantes - une faible occupation de surface d'intégration; - la facilite d'insertion a i'interieur de. montages plus complexes; - une dissipation de puissance limitée avec une vitesse de 15 reponse convenable. Un circuit repeteur de tension connu, désigne en général par le nom "buffer" (tampon) non inverseur a gain unitaire, comprend un amplificateur overationnei a gain de tension en boucle ouverte A éleve, dont la borne de sortie et la borne 20 d'entrée inverseuse sont reliees en court-circuit entre elles. La borne d'entree non inverseuse et la borne de sortie de l'amplificateur operationnei constituent respectivement la borne d'entree et la borne de sortie du circuit repeteur de tension. Le gain de tension de ce circuit est, comme on le 25 sait, egal à A/ il est pratiquement égal a i. L'impédance de sortie du circuit répéteur de tension est égale à l'impédance de sortie de l'amplificateur opérationnel 30 en boucle ouverte, divisée par le facteur (1+A). Si l'on utilise un amplificateur opérationnel dont le gain de tension en boucle ouverte est élevé et dont l'impédance de sortie en boucle ouverte n'est pas excessivement haute, par exemple un amplificateur normal du type à deux étages de gain de tension 35 en cascade, l'impédance de sortie du circuit repeteur de tension est donc extrêmement basse. Si l'on utilise un amplificateur opérationnel qui est en mesure de piloter correctement le composant résis-if de la charge, en particulier en mesure de fournir en sortie le courant exige par celui-c., Le circuit resultant satisfait aussi a la troisième et a la quatrième conditions requises precitees. A cet effet, on utilise en géneral un amplificateur 5 opérationnel "de puissance", le terme "puissance" étant ajoute précisément pour indiquer que l'amplificateur opérationnel est en mesure de piloter de manière convenable des charges a composant resistif de valeur peu élevée. Ce type d'amplificateur contient en général un étage final proJete 10 spécialement (cf. par exemple: "MOS Operational Amplifier Design - A Tutorial Overview" de P.R. Gray et R.G. Meyer dans IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol. SC-1l, n b, décembre 1982, pp. 969-982, partie VII, et "Large Swing CMOS Power Amplifier" de K.E. Brehmer et J.B. Wieser dans IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol. SC- 18, né 6, decembre 1983, pp. 624-629); en effet, un amplificateur dont l'étage de sortie n'aurait pas éteé projete de manière appropriée n'est pas en mesure de fournir un courant continu de sortie de valeur appreciable, sans que son gain de tension en boucle ouverte 20 soit réduit a une valeur très faible. En utilisant un amplificateur opérationnel qui comprend deux etages de gain de tension en cascade et, en general, un étage final supplémentaire de puissance, on peut ainsi obtenir un circuit répéteur de tension qui satisfait convenablement aux 25 quatre premières exigences indiquées dans le préambule. Mais le fait que l'amplificateur comprenne deux étages de gain entraîne une occupation importante de surface d'intégration par le circuit repéteur de tension, à cause aussi de la necessite d'inserer à l'intérieur de l'amplificateur un condensateur de 30 compensation, qui peut avoir une valeur assez élevee, afin d'améliorer la stabilité d'ensemble du système. En outre, l'étage final supplémentaire de puissance aggrave encore l'occupation de surface d'intégration. En outre, la dissipation de puissance de ce montage peut se 35 révéler excessive, du fait que dans un amplificateur opérationnel à deux étages, il y a différentes "branches" de circuit qui absorbent du courant d'alimentation. Il y a lieu de rappeler, a ce propos, que la présence du condensateur de 260 1 208 compensation est également prise en compte dans le dimensionnement des courants de polarisation des etages de l'amplificateur, afin d'obtenir une vitesse de réponse convenable. Or l'étage final de puissance entraine une absorption supplémentaire de courant d'alimentation. Enfin, ce circuit se prête mal à l'insertion à l'intérieur de montages plus complexes, integres monolithiquement. Un autre circuit repéteur de tension connu est celui qu'on appelle suiveur de source. Dans l'essentiel, un tel circuit comprend, comme élément actif, un transistor à effet de champ du type MOS, convenablement polarisé, qui travaille en zone de saturation. L'électrode de gàchette et l'electrode de source du transistor constituent respectivement la borne d'entrée et la borne de 15 sortie du circuit repéteur. Une charge, R., que l'on supposera purement resistive pour simplifier, peut être inserée entre la borne de sortie et une borne de reference (par exemple la borne de masse, s'il s'agit d'un transistor à canal N). Comme l'homme de l'art le sait, dans l'hypothèse d'une transconductance gdu transistor beaucoup plus elevee que l'inverse de sa résistance de sortie, ce circuit, du point de vue du signal, est pratiquement equivalent, pour des fréquences de signal inférieures à sa fréquence de coupure, a un générateur de tension de valeur égale a la tension de signal 25 appliquée a L'entrée, comportant en série une résistance qui, en première approximation, est égale à inverse de la transconductance gm du transistor. Le gain de tension du circuit est donc approximativement égal à R/(RL-+I/gm.). Dans l'hypothèse o la transconductance gS est très supérieure à 30 l'inverse de la résistance de charge R., le gain de tension du circuit suiveur de source est pratiquement unitaire. Xais le circuit répéteur de tension ainsi obtenu présente les inconvénients suivants: - Pour certains types d'application, en particulier si la 35 résistance de. charge RL est de l'ordre de quelques k , l'impédance de sortie du circuit (égale, comme on l'a vu, à i/g. peune pas être suffisamment basse pour garantir une 2 6 0 1 2 0 8 valeur du gain de tension du circuit repéteur suffisamment proche de l'unité; - En présence d'une forte excursion de la tension de signal d'entrée.et, par conséquent, de la tension de sortie), la 5 valeur du courant total absorbe par la charge varie considérablement avec la valeur de la tension de signal. Si la valeur de la résistance de charge R. est basse, il se produit une variation appreciable du courant qui traverse le transistor et, par suite, de la valeur de la transconductance de celui-ci, 10 avec la variation de la valeur de la tension fournie en sortie en effet, comme on le sait, la transconductance d'un transistor à effet de champ du type MOK0S qui travaille en zone de saturation est proportionnelie à la racine carrée du courant qui traverse le transistor). Le gain de tension de ce circuit 15 varie dcnc avec la variation de la tension fournie en sortie, ce qui conduit à l'introduction de distorsion harmonique dans le signal en sortie. Afin d'obtenir, pour l'impédance de sortie du circuit repeteur de tension, une valeur plus basse que celle qui peut 20 être obtenue avec le circuit suiveur de source normal qui vient d'être decritet d'avoir par consequent un circuit dont le gain de tension est encore plus proche de l'unite, on peut utiliser un montage connu plus complexe, tel que represente sur la fig. 1. Le circuit comprend un premier transistor Mi a canal N et un second transistor M2 à canal P, tous deux à effet de champ du type MOS. L'electrode de gâchette du transistor M1 constitue une borne d'entrée IN du circuit répeteur de tension. L'électrode de drain du transistor M1 et l'électrode de 30 gâchette du transistor N2 sont connectées entre elles en un premier noeud de circuit Di, qui est relie au pôle positif VDO d'un générateur de tension d'alimentation par l'intermédiaire d'un premier génerateur de courant constant Ir1. L'électrode de source du transistor M1 et l'e-ectrode de 35 drain du transistor Y2 sont connectees entre elles en un second noeud de circuit qui est relié au pôle négatif Vss du générateur de tension d'alimentation par l'intermeédialre d'un second generateur de courant constant i2. Ce noeud de circuit 6 2 6 02601208 constitue une borne de sortie OUT du circuit répeteur de tension. L'electrode de source du transistor M2 est reliéee au pôle positif VDD. L'electrode de substrat du transistor Ml est connectee en court-circuit & l'électrode de source du transistor lui-même. Entre la borne de sortie OUT et le pôle négatif Vis est inséree une charge Ru, supposée de type purement résistive a des fins d'illustration. Les deux generateurs de courant constant de polarisation Ii, et ie sont realises suivant des techniques connues de l'homme de l'art: les valeurs des courants fournis par eux sont en corrélation mutuelle et elles sont propres a polariser de façon appropriee les deux transistors Ml et M2, qui 15 fonctionnent en zone de saturation. Sur la fig. 1 est aussi representé un condensateur Cc, monté entre le noeud de circuit DI et le pôle negatif Vsz, condensateur qui peut être éventuellement nécessaire pour une compensation de fréquence. La valeur de ce condensateur est 20 très petite, de l'ordre de tres peu de pF. Dans l'analyse du fonctionnement du circuit, qui sera effectuée relativement & des fréquences de signal inférieures à la frequence de coupure du circuit, les effets de ce condensateur seront négliges. Lorsqu'une tension a répéter V, est appliquée entre la borne d'entrée IN et le p6ôle négatif Vss, il est fourni, par le circuit répéteur, entre la borne de sortie OUT et le pôle negatif Vss, une tension de sortie Vot. Les deux transistors Xl et M2 et la resistance de charge R. sont traversés par des courants qui sont indiqués 30 respectivement par I, , im et Iot sur la fig. 1. Sur la fig. 2a est représenté le circuit équivalent du circuit de la fig. 1, pour signal faible. Ce circuit est obtenu en remplaçant chacun des composants du montage de la fig. 1 par son circuit équivalent. Chacun des deux transistors à effet de 35 champ le type MOS est remplacé par un circuit constitue par le montage en parallèle de la résistance de sortie du transistor et d'un génerateur de courant commandé en tension qui fournit, en direction drain-source avec sens entrant dans l'électrode de 260 1 208 source, un courant de valeur égale au produit entre la transconductance du transistor et la tension de signal présente entre l'eiectrode de gâchette et l'électrode de source du même transistor. Chacun des deux genérateurs de courant constant de 5 polarisation, considérés comme réels, est remplace par sa resistance équivalente de sortie. Sur la fig. 2a, il est par contre tenu compte du fait que, du point de vue du signal, les deux pôles du générateur de tension d'alimentation sont à considérer comme étant en court-circuit. Conformément a ce qui 10 a ete dit precédemment, le condensateur de compensation Cc a été negilge dans ce circuit équivalent. Entre la borne de sortie OUT et le pôle negatif Vss est inseree la résistance de charge RL. Sur la fig. 2a, vg., gmi et ri., désignent respectivement 15 a tension de signai entre l'électrode de gâchette et -'électrode de source, la transconductance et la résistance de sortie du transistor MI, v9_2, gm2 et r.2 désignent respectivement la tension de signal entre l'électrode de gâchette et l'électrode de source, la transconductance et la 20 résistance de sortie du transistor M2 et rk1 et rkm désignent respectivement la résistance de sortie du générateur de courant constant de polarisation I>l et celle du generateur Iz; vi et vo. designent respectivement la tension de signal d'entrée et ia tension de signal de sortie; iot designe le courant de signal de sortie qui traverse la resistance de charge R.: on a evidemment io =. = vot/Ru. Par application du théorème de Thévenin, le circuit équivalent de la fig. 2a est transforme en le circuit représenté sur la fig. 2b,dans laquelle le circuit équivalent 30 du circuit repéteur de tension est remplacé par un genérateur de tension de signal réel v. ayant une résistance de sortie Dans l'hypothèse gm., 1/ri. on obtient par des calculs faciles v_ = vin. On peut effectuer le calcul de la resistance de sortie du circuit, rot., en référence à la fig. 2a, en appliquant une tension vx entre la borne de sortie OUT et le pôle négatif V5s et en calculant le courant iAu qui entre dans le circuit 260 1 208 repeteur de tension à travers la borne de sortie, en supposant que la borne d'entrée IN est reliée a un potentiel fixe' (vi, = 0). Cn a alors par definition rout =- v-/i. (1) On a evidemment v9._ = -vx, etant donne que l'électrode de g&chette du transistor X1 est supposée reliée à un potentiel fixe. Il faut maintenant calculer la tension de signal v9.2.' Si l'on designe par ik1 le courant de signal qui traverse la 10 resistance rku, on a: =k 1>g,2 - >V92- Vz - 82-vz+ g9mlvgsl =, - mlvz (2) rd.1 rdal Vg.2 = -klrkl = -r (v2-2)+ gm1lvzrkl (3) ta"' V952 (1 + l) = Vz + gml vzrkl (4) v, = V (+ +9m (5) rdsl ou re* s r+irklf/(re + rkl) est la résistance équivalente au montage paralèiele entre r.i et rki. Dans l'hypothèse gmire.1, on a (6) 1,Vg2 Vzgmird (6) Ainsi, en négligeant les courants qui traversent rd_. et r.d_ par rapport aux courants gmi V9, et gm.vg.2 et en neégligeant en outre le courant qui traverse la résistance rkz, on trouve: iz e --gmlvgl + gm2vOJ2 C gmlVZ + gm2gmlrdvz = gml(l + g, 2rd)v. (7) d'o on a enfin ro gml(l+gm2f') (8) En comparaison du simple circuit suiveur de source dont il a eété question précedemment, le circuit de la fig. 1 a donc une 25 resistance de sortie plus basse d'un facteur (1 + g.r4), qui, 9 2601208 avec un dimensionnement normal du circuit (ga " l/rd*), est approximativement égale à gm2rd*. Le gain de tension du circuit, qui est pratiquement égal à R^./(RL + ro.t), est donc très proche de l'unité, méme en présence de résistances de charge de valeur très basse. Toutefois, la valeur de la distorsion harmonique introduite dans le signal de sortie, bien que réduite par rapport au cas du simple circuit suiveur de source, n'est pas encore à des valeurs optimales. La valeur du courant Il qui traverse le 10 transistor Ml est égale à celle du courant fourni par le generateur de courant constant IB1, ce qui fait que la valeur de la transconductance g., reste constante et ne depend pas de la valeur de la tension fournie en sortie Vot. La valeur de rus ne depend pas non plus de la valeur de la tension fournie 15 en sortie, étant donne que ni rkî. ni r.l n'en dépendent. Toutefois, en présence d'excursions importantes de la tension du signal de sortie, La valeur du courant Iout qui traverse la résistance de charge R. varie fortement en fonction de cette tension. Etant donne que tout le courant de signal ion qui traverse la résistance de sortie passe a travers le transistor M2 (on a en effet I2 = Ion + I^^ - Il), si la valeur de la résistance de charge R1 n'est pas tres elevee, la valeur du courant I2 qui traverse le transistor M2 varie sensiblement avec la variation de la tension Vo., ce qui fait que la valeur de la transconductance g.o et, par suite, la valeur de rou varient en fonction de cette dernière. Ainsi, le gain de tension du montage de la fig. 1 varie avec la variation de la valeur de la tension fournie en sortie et on a donc une introduction de distorsion harmonique dans le signal de sortie. 30 Pour réduire la distorsion harmonique introduite dans le signal de sortie, on pourrait polariser le circuit de telle manière que la valeur de repos du courant 12 soit beaucoip plus élevee que le courant maximal de signal de sortie i, afin de rendre négligeable la variation que subit la transconductance 35 g.2 avec la variation de la tension fournie en sortie par le circuit. Toutefois, cela conduirait, en présence de charges a composant résistif de valeur assez basse, a une dissipation de 2 6 2601208 puissance excessive par le circuit et ne serait donc pas une solution optimale. Le but de la presente invention est de réaliser un circuit repeteur de tension, capable de piloter une charge a composant 5 résistif de valeur peu élevée, circuit qui introduit dans le signal de sortie une faible distorsion harmonique et, à égalite de coût, presente, par rapport aux circuits connus, des caracteristiques de fonctionnement meilleures dans l'ensemble. Ce but est atteint, d'apres l'invention, avec un circuit 10 repeteur de tension a basse distorsion harmonique pour charges à composant resistif, réalisé avec des transistors complémentaires à effet de champ du type MOS, comportant au moins une borne d'entree pour le raccordement à un Générateur de tension et au moins une borne de sortie pour le raccordement 15 a une charge, caracterisé par le fait qu'il comprend un premier et un deuxieme transistors ayant un premier type de conductivité et un troisième transistor ayant un second type de conductivite opposé au premier, l'électrode de gâchette du premier transistor constituant ladite borne d'entrée du circuit 20 repéteur, l'électrode de source du premier transistor et les electrodes de drain du deuxième et du troisième transistors etant interconnectées en un premier noeud de circuit qui constitue ladite borne de sortie du circuit repéteur, 'electrode de drain du premier transistor étant reliée à une 25 premiere borne d'un génerateur de tension d'alimentation au moyen d'un générateur de courant constant et étant en outre reliée a i'electrode de gâchette du deuxième transistor au moyen d'un premier générateur de tension constante, l'électrode de source du deuxième transistor étant reliée & une seconde 30 borne du generateur de tension d'alimentation, l'électrode de source du troisième transistor étant reliée à la première borne du generateur de tension d'alimentation, la borne d'entrée du circuit répéteur de tension étant en outre reliée à l'électrode de gâchette du troisième transistor au moyen d'éléments de 35 circuit de polarisation et d'amplification avec inversion de signal. L'invention pourra être mieux comprise a l'aide de la description detaillée qui suit, donnée purement à titre d'exemple et, par consequent, non limitative, en reference aux dessins annexes. La fig. 1 est un schéma du circuit repeteur de tension connu, comprenant deux transistors à effet de champ de type MOS, precedemment decrit. La fig. 2a est un schéma d'un circuit pour signal faible, équivalent au circuit répéteur de tension connu représenté sur la fig. 1. La fig. 2b est un schema d'un circuit équivalent simplifié, 10 dérivé de celui de la fig. 2a. La fig. 3 est un schéma, en partie par blocs, d'un circuit repéteur de tension à basse distorsion harmonique, pour charges & composant resistif de valeur peu élevee, selon l'invention. La fig. 4 est un schéma partiel d'une partie du circuit, 15 representee par des blocs sur la fig. 3. La fig. 5a est un schéma d'un circuit pour signal faible, equivalent au circuit répéteur de tension selon l'invention représente sur la fig. 3. La fig. 5b est un schéma d'un circuit équivalent simplifié, 20 dérivé de celui de la fig. 5a. La fig. 6 est un schéma par blocs d'un circuit répéteur de tension à basse distorsion harmonique pour charges à composant resistif de valeur peu élevée selon une autre forme préférée de réalisation de l'invention, comprenant le circuit de la figure 25 3. Un circuit répéteur de tension selon l'invention, représenté sur la fig. 3, comprend un premier et un deuxième transistors Ml, M2 a effet de champ de type MOS, tous deux à canal N, et un troisième transistor M3 à effet de champ de type 30 MOS à canal P. L'électrode de gâchette du transistor Ml constitue une borne d'entrée IN du circuit répéteur de tension. L'electrode de source du transistor Ml et les électrodes de drain des transistors M2 et M3 sont interconnectées en un noeud 35 de circuit qui constitue une borne de sortie OUT du circuit répéteur de tension. L'électrode de drain du transistor Ml est reliée au pôle positif Voo d'un generateur de tension d'allmentation par 12 2601208 l'intermediaire d'un génerateur de courant constant IDl, realise de façon connue de l'homme de l'art, et elle est egalement reliee à l'électrode de gâchette du transistor N2 par l'intermediaire d'un générateur de tension constante VB propre 5 à permettre une polarisation correcte du transistor M2. Ce générateur de tension peut être constitué par exemple par un circuit dittranslateur de niveau façon connue de l'homme de l'art. L'électrode de substrat du transistor M1i est connectée en 10 courtcircuit à l'électrode de source de ce transistor luimême. Les electrodes de source du transistor M2 et du transistor M3 sont reliées respectivement au pôle negatif Vss et au pôle positif VDD du générateur de tension d'alimentation. La borne d'entrée IN est en outre accouplée à l'électrode de gâchette du transistor M3 au moyen d'un bloc de circuit de polarisation et d'amplification avec inversion de signal, indiqué sur la fig. 3 par le symbole PA. Ce bloc de circuit, qui comporte une borne d'entrée I et une borne de sortie 0, 20 répète, entre la borne de sortie et le pôle négatif V5, une tension de signal appliquee entre la borne d'entree et le pôle negatif Vss, en l'inversant et en l'amplifiant d'un facteur Ae (qui est en général de l'ordre de l'unite, mais qui peut aussi être inférieur a i). Le bloc de circuit PA, qui est realisable 25 de façon connue de l'homme de l'art, fournit en outre, entre sa borne de sortie O et le pôle positif VoD, une différence de potentiel en continu appropriée, de manière à permettre une polarisation correcte du transistor M3. Un schéma de circuit d'une forme préférée de réalisation du 30 bloc de circuit PA est présenté sur la fig. 4. Il comprend deux transistors à effet de champ de type MOS à canal N, X4 et M5, qui fonctionnent en zone de saturation. Les électrodes de drain et de gâchette du transistor X4 sont reliées au pôle positif Voo du génerateur de tension d'alimentation qui alimente le 35 circuit repeteur de tension, et l'électrode de source du transistor M5 est reliée au pôle négatif Ves de ce dernier. La borne d'entree I du bloc de circuit PA est reliée a l'électrode de gâchette du transistor M5 par l'intermediaire d'un generateur de tension constante Vs. L'electrode de source du transistor M4 et i'electrode de drain du transistor M15 sont releiées l'une a l'autre en un noeud de circuit qui constitue la borne de sortie O du bloc de circuit. Dans l'essentiel, le 5 montage en serie des deux transistors X4 et M5 constitue un inverseur et le génerateur de tension constante Vs permet une polarisation correcte du transistor M5. Par le dimensionnement du circuit, effectue suivant des techniques connues, on fixe convenablement, tant le gain de tension As de l'inverseur que 10 la valeur de la tension en continu fournie par le circuit entre la borne de sortie O et le pôle positif VoDo. Le circuit de la fig. 3 comprend aussi un condensateur Cc, monte entre l'électrode de drain du transistor M1 et le pôle negatif Vss. condensateur qui peut être nécessaire à des fins 15 de compensation en fréquence. La valeur de ce condensateur est très petite, de l'ordre de très peu de p-F. Comme dans le cas du circuit de la fig. 1, dans l'analyse du fonctionnement du circuit, qui sera effectuée à propos de fréquences de signal inférieures a la fréquence de coupure du circuit, les effets de 20 ce condensateur seront négligés. Tous les trois transistors du circuit, Ml,)2 et M3, fonctionnent en zone de saturation. Entre la borne de sortie OUT du circuit répéteur de tension et le pôLe negatif Vss est inseree une charge R., considéree 25 comme de type purement resistif aux fins de l'illustration. Lorsqu'une tension à répéter Vi, est appliquee entre la borne d'entrée IN et le pôle négatif Vis, il est alors fourni une tension de sortie VOt. par le circuit répéteur entre la borne de sortie OUT et le pôle négatif Ves. Sur la fig. 5a est représenté un circuit pour signal faible, équivalent au circuit de la fig. 3. Comme dans le cas du circuit équivalent de la fig. 2a, ce circuit est obtenu en remplaçant chacun des composants du montage de la fig. 3 par son circuit équivalent. Le condensateur de compensation Cc a 35 éte néglige. Pour la réalisation du circuit équivalent, il est tenu comote du fait que du point de vue du signal, les deux pôles du generateur de tension d'alimentation doivent être considéres comme étant en court-circuit et que le générateur de tension constante Vm est egalement considère comme un courtcircuit. Entre la borne de sortie OUT et le pôle négatif Vss est evidemment inseree la résistance de charge R., qui est traversee par un courant de signal désigne par ions sur la fig.5a. Sur la fig. 5a, v,.., g.i et rd.i désignent respectivement la tension de signal presente entre l'électrode de gâchette et l'électrode de source, la transconductance et la résistance de sortie du transistor Mi, pour i = 1, 2, 3 et rkl désigne la 10 resistance de sortie du genérateur de courant constant de polarisation ID1, consideré comme réel; Vi- et von désignent les tensions de signal respectivement d'entrée et de sortie. D'après ce qui a éte dit à propos du bloc de circuit PA, on a évidemment v,.. = -Amvi. Une rapide analyse du circuit équivalent de la fig. 5a montre qu'àl'exception de la présence du circuit équivalent du transistor M3, il est pratiquement semblable au circuit equivalent de la fig. 2a. Par consequent, par application du théorème de Thévenin, le circuit équivalent du circuit repéteur 20 de la fig. 3 peut être transformé lui aussi en un circuit equivalent plus simple, représenté sur la fig. 5b, qui, si l'on pose les mêmes hypothèses que celles avec lesquelles a été réalisé le circuit de la fig. 2a, est essentiellement constitué par un generateur réel de tension ayant une valeur vi-, avec 25 une resistance de sortie rou dont la valeur est donnée par l'expression (8), générateur avec lequel est monté en parallèle le circuit equivalent du transistor M3, constitué par le montage en parallèle d'un générateur commandé de courant de valeur gm.evç_ = -ABgmavt, avec une résistance de valeur r30 Dans le circuit équivalent de la fig. 5b, on a néglige la résistance rd.3 qui, avec un dimensionnement normal du circuit, est très supérieure à rou et on a changé ie sens du courant du genérateur commande de courant, dont la valeur est par conséquent egale à +Agm3và. Le fait que la résistance de sortie du circuit répéteur de la fig. 3 est égale a celle du circuit de la fig. 1 et qu'elle n'est pratiquement pas influencee par la présence du transistor M3 provient de ce que le courant fourni par ce dernier ne subit pratiquement pas de variations si une tension de signal vx est appiiquee entre la borne de sortie OUT et le pôle négatif V"s. D'apres le circuit équivalent de la fig. 5b, on observe que, de façon analogue au cas du circuit connu de la fig. 1, avec i'hypothese rot. " RL la tension de signal de sortie von est determinée essentiellement par le générateur de tension via et n'est pas influencée de façon appreciable par le générateur de courant Asg3vi,. En d'autres termes, le réseau comprenant les transistors E1 et M2, le générateur de tension constante Ve 10 et le generateur de courant constant de polarisation I>., qui du point de vue du signal est équivalent a un générateur de tension reel de valeur egale à la tension de signal d'entrée. impose que la tension de signal de sortie vo soit pratiquement identique a la tension de signa. d'entree v,, 15 meme en presence de resistances de charge de valeur peu élevée, ce qui fait que dans ce cas egalement, le gain de tension du circuit repeteur de la fig. 3 est tres vcisin de l'unité. La foncticn du transistor M3 est sensiblement celle d'un generateur de courant de valeur variable, commande par une 20 tension dont la valeur est proportionnelLe a la tension de signal d'entree vi. En dimensionnant convenablement le bloc de circuit PA et le transistor M3, on parvient a ce que le courant de signal produit par ce generateur commande, Asgm.v.- soit egal au courant de signai qui traverse la résistance de charge, 25 O = vOt/Rt, ce qui fait que le transistor M2 n'est pratiquement pas traverse par le courant de signal et qu'en conséquence, il maintient pratiquement inchangée la valeur de sa transconductance g.2 avec la variation de la tension fournie en sortie Von. Comme dans le cas du montage de la fig. i, la valeur du courant I, qui traverse le transistor 1MI, et par suite celle de la transconductance ge, ainsi que la valeur de la résistance rd- egale à celle du montage parallèle entre les résistances r., et rk, ne dépendent pratiquement oas de la 35 valeur de la tension fournie en sortie Vo.. Etant donné que, comme on vient de le voir, la valeur de g.2 est toutefois pratiquement indépendante de la valeur de Vo., la valeur de la resistance de sortie rou du circuit répéteur de la fig. 3, 16 2601208 donnee par l'expression (8), reste pratiquement constante avec la variation de la tension fournie en sortie. Par conséquent, le circuit repeteur de la fig. 3 n'introduit pratiquement vas de distorsion harmonique dans le signal de sortie. Pour que le circuit de la fig. 3 fonctionne de la meilleure manière, il faut que AgS3: 1/R, de sorte que tout le courant de signal io.. qui traverse Ru soit fourni précisément par le générateur de courant réalise avec le transistor M3 et ne vienne pas traverser le transistor M2. Naturellement, e' 10 présence de larges excursions de la tension d'entrée Vi,,, la valeur du courant total de sortie Iowa et, par suite, celle de goa varient de façon appreciable, ce qui fait que la relation qui vient d'être indiquee n'est pas bien satisfaite pour toutes les valeurs de la tension d'entrée. La variation de la valeur 15 de la résistance de sortie du circuit rou avec la variation de la valeur de la tension fournie en sortie, causée par ce fait, est, quoi qu'il en soit, un effet d'ordre secondaire et, par suite, la distorsion harmonique introduite dans le signal de sortie est fortement reduite par rapport au cas du montage 20 connu de la fig. 1. Le circuit de la fig. 3 répond assez bien aux exigences 5, 6 et 7 mentionnées au début, en ce sens qu'il exige une surface d'intégration limitée pour être réalise, qu'il peut être facilement inseré à l'intérieur de montages complexes et qu'il 25 ne nécessite pas de nombreux étages et, par suite, un courant total d'alimentation élevé. En outre, le bloc de circuit PA présent dans le montage de la fig. 3 peut être réalisé avec un étage qui absorbe peu de courant d'alimentation, comme par exemple avec le circuit représenté sur la fig. 4. Dans le cas o la charge comporte aussi un composant capacitif, l'analyse effectuée jusqu'ici conserve toute sa validité, naturellement pour des fréquences de signal inférieures a la fréquence de coupure du circuit résultant. Comme dans le circuit suiveur de source et dans le circuit 35 connu de la fig. 1, il existe aussi, dans le circuit de la fig. 3, une différence entre la tension continue appliquée en entrée et la tension continue résultante en sortie. Cette différence, définie comme tension de décalage ("offset"> entre entree et 17 1 2601208 sortie, est égale a la tension de seuil du transistor Mi, plus la tension gâchette-source nécessaire pour que le courant I, traverse ce transistor. Cette tension, qualifiee en général de tension d'"overdrive" Vov, est exprimee par Vov = VIL/k'W, L 5 et W etant respectivement la longueur représente un inconvénient. Sur la fig. 6, il est toutefois présente le schéma par blocs d'un autre montage selon l'invention, qui peut être utilise dans ces cas comme circuit repéteur de tension qui ne présente pas cet inconvénient. Ce montage, comportant une borne d'entree IN' et une borne de sortie OUT', est développé sur un 15 circuit répéteur de tension reaiise suivant le schéma de la fig. 3. Un tel circuit répéteur de tension, qui presente, entre entrée et sortie, une tension de decalage différente de zéro, est représenté sur la fig. 6 par un bloc désigne par le symbole REP, comportant une borne d'entrée IN et une borne de sortie 20 OUT. La borne de sortie OUT du bloc de circuit REP constitue aussi la borne de sortie OUT' du montage dans son ensemble. En revanche, la borne d'entrée IN' du montage dans son ensemble est accouplée a la borne d'entrée IN du bloc de circuit REP au 25 moyen d'un circuittranslateur de niveau, realisé de façon connue, qui est représenté sur la fig. 6 par un bloc désigné par le symbole LS. Ce circuit produit, entre la borne d'entree IN' du montage et la borne d'entrée IN du bloc de circuit REP, une différence de potentiel constante égale en valeur absolue, 30 mais de signe opposé, à la tension de décalage existant entre l'entrée et la sortie du bloc de circuit REP. Il va de soi que du point de vue du signal, le bloc LS est équivalent à un court-circuit, ce qui fait que pour le signal, le montage de la fig. 6 se comporte exactement comme le circuit 35 de la fig. 3. La tension de décalage entre la borne d'entrée IN' et la borne de sortie OUT' est égale à la somme entre la différence de potentiel existant entre les bornes IN' et IN et la tension de décalage existant entre les bornes IN et OUT, et 18 2601208 elle est pratiquement nulle. Le montage de la fig. 6 se comporte donc, comme désiré, comme un circuit repéteur de tension à faible distorsion harmonique et décalage nul entre entree et sortie, capable de piloter une charge à composant résistif de valeur peu élevée. Etant donné qu'il a été représenté et décrit un seul exemple d'exécution de l'invention, il est évident que de nombreuses variantes sont possibles, sans que l'on sorte pour autant du cadre de l'invention. Par exemple, dans un autre circuit selon l'invention, l'électrode de substrat du transistor Ml n'est pas raccordée à l'electrode de source du même transistor, mais au pôle négatif V5s du genérateur de tension d'alimentation. Dans un tel cas, avec la variation de la tension fournie en sortie VO.t, il se 15 produit une variation de la tension entre les électrodes de source et de substrat du transistor Ml. A cause de l'effet dit "de corps" ("body"), il se produit une variation des caracteristiques courant-tension du transistor et, par suite, une dependance de la résistance de sortie rou. du circuit 20 repéteur de tension à la valeur de la tension Vo.t., mais cette dépendance est, en tout état de cause, un effet de second ordre, ce qui fait que même cette réalisation du circuit, plus simple que celle de la fig. 3 du point de vue de la construction, donne satisfaction dans certaines applications. Un autre circuit selon l'invention peut être réalisé de façon exactement complémentaire de celle qui est représentée sur la fig. 3. Dans un tel cas, les transistors Ml et M2 doivent être deux transistors à canal P et le transistor M3 doit être un transistor à canal N. L'électrode de source du 30 transistor M2 est raccordée au piôle positif VoDD, plutôt qu'au pôle négatif VIs du générateur de tension d'alimentation, tandis que l'électrode de source du transistor M3 est reliée au pôle négatif VEs, plutôt qu'au pôle positif VoDD. La polarité du générateur de tension constante Ve. et le sens du courant 35 produit par le générateur de courant constant Is, doivent être évidemment tels qu'ils permettent une polarisation correcte des transistors du circuit. Dans un tel cas, le bloc de circuit PA peut être également réalisé de manière complémentaire de celle de la fig. 4. Les deux transistors M4 et M5 doivent alors être des transistors à canal P. Les électrodes de drain et de gàchette du transistor M4 sont raccordées au pâie négatif Vss plutôt qu'au pôle positif VDD, tandis que l'électrode de source du transistor M5 est raccordée au pôle positif VoD. Le genérateur de tension Vs doit évidemment avoir une polarité permettant une polarisation correcte du transistor M5. La tension continue fournie par le bloc de circuit entre sa borne de sortie O et le pôle negatif Vss doit permettre une 10 polarisation correcte du transistor M3 du circuit répéteur de tension. En outre, à titre de variante, l'inverseur compris dans le bloc de circuit PA peut être évidemment realise avec deux transistors à effet de champ de type MOS complémentaires entre 15 eux, l'un à canal N et l'autre à canal P. A partir du circuit de la fig. 3, on peut aussi obtenir, avec des modifications simples du circuit, à la portée du spécialiste, un circuit qui utilise seulement des transistors à effet de champ de type MOS de la même polarité. 260 1 208 REVNDiCATIONS ! Circuit repéteur de tension à basse distorsion harmonique pour charges a composant résistif, realise avec des transistors complementaires a effet de champ du type MOS, comportant au moins une borne d'entree (IN) pour le raccordement à un 5 generateur de tension et au moins une borne de sortie (OUT) pour le raccordement à une- charge, caractérisé par le fait qu'il comprend un premier (XMi) et Un deuxième (M2) transistors ayant un premier type de conductivité et un troisième transistor ), l'électrode de source du deuxième transistor (x2) étant reliée à une seconde borne (Vss) du générateur de tension d'alimentation, l'électrode de source du troisième transistor (M3) étant reliée à la première borne 25 (VDD) du générateur de tension d'alimentation, la borne d'entree (IN) du circuit répéteur de tension étant en outre reliee a il'électrode de gâchette du troisième transistor 21 2601208 au moyen d'élements de circuit (PA) de polarisation et d'amplification avec inversion de signal. a_ Circuit repeteur de tension selon la revendication 1, caracterise en ce que l'électrode de substrat du premier 5 transistor source du même transistor. 3. Circuit repeteur de tension selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce qu'il comprend un condensateur de compensation (Cc) monte entre l'électrode de drain du premier 10 transistor (MX1) et l'une des deux bornes du générateur de tension d'alimentation. 4. Circuit répeteur de tension selon l'une quelconque des revendications i a 3, caractérise en ce que le premier et le deuxieme transistors 5. Circuit répéteur de tension selon l'une quelconque des revendications 1 a 3, caractérisé en ce que le premier et le deuxième transistors (MIl, M2) sont des transistors à canal P et le troisième transistor (M3) est un transistor à canal N. 6. Dispositif répéteur à basse distorsion harmonique et à faible décalage pour charges à composant résistif, comportant au moins une borne d'entrée (IN') pour le raccordement à un genérateur de tension et au moins une borne de sortie (OUT') pour le raccordement a une charge, caractérise en ce qu'il 25 comprend un circuit répéteur de tension quelconque des revendications 1 à 5, la borne d'entrée de ce dispositif répeteur de tension (IN') etant reliée à la borne d'entrée borne de sortie (OUT) du circuit réepeteur (REP) constituant la borne de sortie (OUT') du dispositif répéteur de tension. m. Circuit répeteur de tension selon l'une quelconque des revendications i à 6, caractérisé en ce qu'il est inséré dans 35 un circuit intègre.