Brevet FR2609584A1 — publié le 19880715

La présente invention se rapporte à un procédé pour commander les commutateurs à semi-conducteurs ef- fectuant une conversion de courant continu en courant alternatif et connectés en parallèle avec les compo- sants de redressement de courant d'un pont redresseur branché sur un réseau d'alimentation en courant alter- natif, et un dispositif de commande pour la mise en oeu- vre de ce procédé. Dans beaucoup d'applications, il est nécessaire que le pont redresseur utilisé comme source de courant continu permette à la fois l'entrée et la sortie de puis- sance. Une telle nécessité existe par exemple dans un con- vertisseur alimenté à partir d'une source de tension cons- tante et alimentant un moteur à courant alternatif accou- plé à une charge qui est capable de fournir de la puissan- ce. Une charge typique qui possède une telle propriété est la cabine d'un ascenseur. Une circulation de puissance bidirectionnelle peut être réalisée au moyen de convertis- seursà transistors ou thyristors, par exemple dans des entraînements comportant un moteur à courant alternatif. Actuellement, les sources de courant continu bidirectionnelles sont souvent réalisées au moyen de ponts à thyristors connectés entre la source de courant alterna- tif et le circuit de courant continu. Les ponts à thyris- tors, qui peuvent fonctionner avec ou sans courants de circulation, renvoient la puissance fournie par la charge en retour dans le réseau de courant alternatif. Le fonc- tionnement d'une source de courant continu à ponts à thy- ristors sans courant de circula tion est basé sur le prin- cipe qu'un des deux ponts est conducteur, selon le sens de circulation de la puissance. Le temps nécessaire pour la commutation des ponts est relativement long. Un circuit sans courant de circulation peut également être réalisé au moyen d'un pont à diodes et d'un pont à thyristors, utilisant un auto-transformateur pour empêcher la circu- lation de puissance. Dans ce cas, le pont à thyristors, qui sert d'onduleur, peut être maintenu toujours à l'é- tat conducteur. Dans un circuit à ponts à thyristors à courant de circulation, les deux ponts peuvent également être maintenus constamment à l'état conducteur. Dans ce cas, il n'est pas nécessaire de superviser le sens d'écou- lement de l'énergie. Les circuits à thyristors présen- tent les inconvénients de la complexité des circuits de commande des thyristors et du temps relativement long qui est nécesaire pour l'amorçage et la coupure des thy- ristors. Actuellement, les sources de courant continu sont également réalisées au moyen de ponts à diodes entre un réseau de courant alternatif triphasé et le circuit de courant continu. Le pont à diodes redresse la tension triphasée lorsque l'énergie circule du réseau de courant alternatif vers le circuit de courant continu. Afin de convertir la tension continue en retour en une tension alternative triphasée lorsque l'énergie circule du cir- cuit de courant continu vers le réseau de courant alter- natif, des transistors sont raccordés en parallèle avec les diodes du pont à diodes. Les tensions de commande des transistors sont produites par les diodes à partir de la tension triphasée, de sorte que chaque transistor est conducteur pendant les périodes o la diode connec- tée en parallèle avec lui est conductrice. Les temps de conduction des transistors sont raccourcis,pour ré- duire la puissance circulante, par branchement d'une diode Zener en série avec la commande de chaque transis- tor. Lorsque le moteur est freiné, la tension dans le circuit de courant continu du convertisseur de fré- quence s'élève et les transistors d'ondulation connec- tés dans le pont redresseur deviennent conducteurs, de sorte qu'un courant peut circuler du circuit de courant continu vers le réseau de courant alternatif. Comme les transistors sont pilotés directement à partir du réseau triphasé au moyen de diodes, la durée de l'impulsion de commande est constante. Ce procédé présente l'inconvé- nient que, puisque l'angle d'amorçage est constant, un courant de circulation, circulant par l'intermédiaire d'un condensateur dans le circuit de courant continu, est toujours établi. En outre, des réseaux utilisant des ten- sions différentes nécessitent des circuits de commande différents puisque l'angle d'amorçage est déterminé par des diodes Zener. De plus, l'angle d'amorçage est modifié par des variations de la tension du réseau. La présente invention a pour objet d'éviter les inconvénients ci-dessus. Conformément à l'invention, le procédé pour commander les commutateurs à semi-conducteurs d'ondu- lation connectés en parallèle avec les composants de redressement d'un pont redresseur est caractérisé en ce que chacun des commutateurs à semi-conducteurs est com- mandé par comparaison d'une tension proportionnelle à la tension de phase avec une tension de référence compo- sée de deux tensions, dont l'une est proportionnelle à la tension de phase qui a la valeur absolue la plus éle- vée et dont l'autre est proportionnelle à la tension re- dressée. Avec ce procédé, l'angle d'amorçage est auto- matiquement réglé à la valeur correcte. De plus, l'angle d'amorçage est l'angle minimal requis, ce qui réduit les perturbations du réseau. Un mode avantageux de mise en oeuvre du procédé de l'invention est caractérisé en ce que la tension de référence est produite par soustraction de la différence entre une tension proportionnelle à la tension redressée et une tension proportionnelle à la tension de phase qui a la valeur absolue la plus élevée, de la tension propor- tionnelle à cette tension de phase qui a la valeur abso- lue la plus élevée. Un autre mode avantageux de mise en oeuvre du procédé de l'invention est caractérisé en ce que la ten- sion de référence est produite par soustraction de la ten- sion proportionnelle à la tension redressée,de la valeur double de la tension proportionnelle à la tension de phase qui a la valeur absolue la plus élevée. Le dispositif de commande conçu pour appliquer le procédé de commande des commutateurs à semi-conduc- teurs d'ondulation connectés en parallèle avec les compo- sants de redressement d'un pont redresseur est caractérisé, conformément à l'invention, en ce qu'il comprend des com- parateurs par lesquels chacun des commutateurs à semi- conducteurs peut être commandé par comparaison d'une ten- sion proportionnelle à la valeur absolue de la tension de phase avec la tension de référence, et un circuit pour gé- nérer la tension de référence à partir de deux tensions dont l'une est proportionnelle à la tension de phase qui a la valeur absolue la plus élevée et dont l'autre est proportionnelle à la tension redressée. Un mode avantageux de réalisation du dispositif de commande appliquant le procédé de l'invention est ca- ractérisé en ce que le circuit produisant la tension de référence comprend un circuit comparateur, qui génère une tension proportionnelle à la tension de phase qui a la valeur absolue la plus élevée par sélection de la plus élevée des tensions de phase, un circuit différentiel qui fournit la différence entre ladite tension proportionnelle à la tension de phase la plus élevée et une tension pro- portionnelle à la tension dans le circuit de courant con- tinu, et un additionneur qui fournit la somme de la dif- férence obtenue à partir du circuit différentiel et de la tension proportionnelle à la tension de phase qui a la valeur absolue la plus élevée. Un mode avantageux de réalisation du dispositif de commande appliquant le procédé de l'invention est éga- lement caractérisé en ce que le dispositif de commande comporte des diodes pour empêcher la conduction par un des commutateurs à semi- conducteurs de chaque phase lorsque l'autre est en conduction. Outre les dispositions qui précèdent, l'inven- tion comprend encore d'autres dispositions qui ressorti- ront de la description qui va suivre. L'invention sera mieux comprise à l'aide du complément de description ci-après, qui se réfère aux dessins annexés dans lesquels: la figure 1 représente un moteur à cage d'6- cureuil, l'étage de puissance du convertisseur de fré- quence pour son alimentation et le dispositif commandant les transistors d'ondulation; la figure 2 représente les comparateurs, qui comparent la tension proportionnelle à 1 a tension de phase la plus élevée avec la tension de référence, et le circuit produisant la tension de référence; la figure 3 représente le circuit produisant la tension de référence, de façon plus détaillée; et la figure 4 est un schéma plus détaillé du dis- positif de commande connecté à la phase R. Il doit être bien entendu, toutefois, que ces dessins et les parties descriptives correspondantes sont donnés uniquement à titre d'illustration de l'objet de l'invention, dont ils ne constituent en aucune manière une limitation. La figure 1 représente un moteur M à cage d'écureuil qui est alimenté par un convertisseur de fré- quence. La figure représente également l'étage de puis- sance du convertisseur de fréquence, dans lequel les trois phases UR, Us et UT de la source de courant alter- natif sont redressées par des diodes D7 - D12 et l'ondu- lation est effectuée par des transistors Q1 - Q6. Des diodes de zéro D1 D6 sont également nécessaires pour l'ondulation. Des inductances L1 - L3 et des condensa- teurs C1 - C3 connectés entre lesconducteurs d'entrée du moteur servent d'amortisseurs de bruit. La tension redressée, qui est la différence entre les tensions +VDc et -VDc, est filtrée par un condensateur C4. L'énergie générée lorsque le moteur est en freinage est envoyée à la fois dans la résistance R1, commandée par un transistor Q13,et dans le réseau tripha- sé alimentant le convertisseur de fréquence, par conver- sion du courant continu en courant alternatif au moyen de transistors Q7 Q12 qui sont connectés en parallèle avec les diodes D7-D12 et commandés par le dispositif decommande 1. La figure 2 représente le dispositif de commande, qui rend conducteur chacun des transistors Q7 - Q12 pen- dant un demi-cycle d'une des tensions de phase UR, US et U 1 UT lorsque la valeur absolue U1 - U6 de la tension pro- portionnelle à la tension de phase positive ou négative dépasse la tension de référence VREF. Les tensions U1 - U6 correspondent aux valeurs absolues amorties des ten- sions de phase positives ou négatives +UR, -UR, +US, -Us, +UT ou -UT. La tension de référence VREF est produite par soustraction, dans le circuit différentiel 2, de la dif- férence entre la tension VD qui est proportionnelle à la tension dans le circuit de courant continu et la ten- sion VN qui est proportionnelle à la tension de phase ayant la valeur absolue la plus élevée, de cette dernière tension VN, ladite différence étant produite par un autre circuit différentiel 3, ou par soustraction de la tension VD de la valeur double de la tension VN. La comparaison est effectuée au moyen de comparateurs 4-9 dont les signaux de sortie sont utilisés pour piloter cha- cun des transistors Q7-Q12 en fonction des besoins de puissance. Si la tension dans le circuit de courant continu est égale à la tension de phase ayant la valeur absolue la plus élevée, aucun des transistors Q7- Q12 n'est conducteur. Si la tension continue s'élève, la tension de référence VREF diminue et les transistors Q7-Q12 conduisent, et plus la tension continue s'élève, plus les transistors restent conducteurs longtemps. La figure 3 représente le circuit produisant la tension de référence VREF. Le circuit comparateur fournit la tension VN qui est proportionnelle à la tension de phase qui a la valeur absolue la plus élevée. Un commutateur de sélection constitué de diodes D13-D18 sélectionne celle des tensions U1-U6 qui a la valeur ab- solue la plus élevée. La tension sélectionnée est envoyée à l'entrée de l'amplificateur opérationnel 11, qui est raccordé en suiveur de tension, une diode D19 corrigeant l'erreur de seuil de diode due au commutateur de sélec- tion. La tension VN apparaît au point A. A partir du point A, la tension VN est envoyée à un circuit différentiel 12 qui produit la tension VN- VD c'est-à-dire la différence entre ladite tension VN et la tension VD, cette dernière étant proportionnelle à latension dans le circuit de courant continu. La tension VN et une tension continue négative amortie VDc sont appliquées à l'entrée de l'amplificateur opérationnel 13. La différence obtenue et une tension continue positive amortie +VDc sont appliquées à l'entrée d'un autre ampli- ficateur opérationnel 14. Des diodes D20-D23 protègent les amplificateurs opérationnels 13 et 14 contre des ten- sions absolues excessives. L'additionneur 15 ajoute la différence VN-VD, fournie par le circuit différentiel 12 à la tension VN Une tension de référence négative -VREF est obtenue à la sortie de l'amplificateur opérationnel du circuit ad- ditionneur 15. Pour obtenir une tension de référence positive +VREF, cette tension négative doit être envoyée à un amplificateur inverseur 16. La figure 4 représente la partie du dispositif de commande de transistors qui pilote les transistors Q7 et Q8 connectés à la phase R. Les transistors connectés aux autres phases sont pilotés d'une manière correspon- dante. La tension de phase UR est amortie et appliquée à l'entrée d'un amplificateur opérationnel 17 qui fournit iO une tension U2, représentée sur la figure 3, qui corres- pondant au demi-cycle négatif et est proportionnelle à la tension de phase. Une tension U1 correspondant au demi- cycle positif est obtenue par envoi de la tension de phase à l'entrée d'un amplificateur inverseur 18. Dans l'am- plificateur 17, un condensateur C5 effectue le filtrage du bruit et des diodes D24-D25 protègent l'amplificateur contre des tensions absolues excessives. La tension U2 fournie par l'amplificateur 17 est appliquée à une entrée de chacun des deux compara- teurs 19 et 20. L'autre entrée du premier comparateur 19 est reliée à la tension de référence négative -VREF, tandis que l'autre entrée du deuxième comparateur 20 est reliée à la tension de référence positive +VREF. Le tran- sistor Q7 est commandé par le premier comparateur 19 et le transistor Q8 par le deuxième comparateur 20. Pour fournir un signal de commande pour le transistor Q7' le signal fourni par le comparateur 19 est envoyé,par l'in- termédiaire d'une diode D26, dans un amplificateur 21, o il est amplifié, et appliqué à la diode électro- luminescente D30 de l'opto-isolateur du circuit de com- mande du transistor. De même, le transistor Q8 est com- mandé au moyen d'une diode D27, d'un amplificateur D22 et d'une diode électro-luminescente D31. La fonction 31' de la diode D28 est de bloquer le passage du signal à travers la diode D27 et d'empêcher ainsi la conduction par le transistor Q8 lorsque Q7 est conducteur. De même, la diode D29 bloque le passage du signal à travers la diode D26 et empêche ainsi la conduction par le transis- tor Q7 lorsque Q8 est conducteur. Ainsi que cela ressort de ce qui précède, l'in- vention ne se limite nullement à ceux de ses modes de mi- se en oeuvre et d'application qui viennent d'être décrits de façon plus explicite; elle en embrasse au contraire toutes les variantes qui peuvent venir à l'esprit du technicien en la matière sans s'écarter du cadre ni de la portée de la présente invention. REVENDICATIONS 1. Procédé de commande des commutateurs à semi-conducteurs d'ondulation (Q7-Q12) connectés en parallèle avec les composants de redressement (D7D12) d'un pont redresseur raccordé à un réseau d'alimenta- tion en courant alternatif, caractérisé en ce que cha- cun des commutateurs à semi-conducteurs (Q7-Q12) est commandé par comparaison d'une tension (U1-U6) propor- tionnelle à la tension de phase avec une tension de référence (VREF) composée de deux tensions dont l'une (VN)est proportionnelle à la tension de phase qui a la valeur absolue la plus élevée et dont l'autre (VD) est proportionnelle à la tension redressée. 2. Procédé suivant la revendication 1, ca- ractérisé en ce que la tension de référence (VREF) est produite par soustraction de la différence entre une tension (VD) proportionnelle à la tension redressée et une tension (VN) proportionnelle à la tension de phase qui a la valeur absolue la plus élevée, de la tension (VN) proportionnelle à cette tension de phase qui a la valeur absolue la plus élevée. 3. Procédé suivant la revendication 1, carac- térisé en ce que la tension de référence (VREF) est pro- REF' duite par soustraction de la tension (VD) proportionnel- D- le à la tension redressée de la valeur double de la ten- sion (VN) proportionnelle à la tension de phase qui a la valeur absolue la plus élevée. 4. Dispositif de commande prévu pour la mise en oeuvre du procédé suivant la revendication 1 pour la com- mande des commutateurs à semi-conducteurs d'ondulation (Q7-Q12) connectés en parallèle avec les composants de redressement (D7-D12) d'un pont redresseur raccordé à un réseau d'alimentation en courant alternatif, carac- térisé en ce que le dispositif de commande (1) comprend des comparateurs (4,9;19,20) par lesquels chacun des com- mutateurs à semi-conducteurs (Q7-Q12) peut être commandé par comparaison d'une tension (U1-U6) proportionnelle à la valeur absolue de la tension de phase avec la tension de référence (VREF), et un circuit pour générer la ten- sion de référence à partir de deux tensions dont l'une (VN) est proportionnelle à la tension de phase qui a la valeur absolue la plus élevée et dont l'autre (VD) est proportionnelle à la tension redressée. 5. Dispositif de commande suivant la revendi- cation 4, caractérisé en ce que le circuit produisant la tension de référence comprend un circuit comparateur (10) qui génère une tension (VN) proportionnelle à la tension de phase qui a la valeur absolue la plus élevée, par sélection de la plus élevée des tensions de phase (U1-U6), un circuitdifférentiel (12) qui fournit la dif- férence entre ladite tension (VN) proportionnelle à la tension de phase la plus élevée et une tension (VD) pro- portionnelle à la tension dans le circuit de courant continu, et un additionneur (15) aui fournit la somme de la différence (-N-VD) obtenue à partir du circuit différentiel (12) et de la tension (VN) proportionnelle à la tension de phase qui a la valeur absolue la plus élevée. 6. Dispositif de commande suivant la reven- dication 4 ou 5, caractérisé en ce que le dispositif de commande (1) comprend des diodes (D26-D29) pour empêcher la conduction par l'un des commutateurs à semi-conducteurs de chaque phase lorsque l'autre est conducteur.