Brevet FR2599575A1 — publié le 19871204

PROCEDE DE RECEPTIOIM DE SIGNAUX AI#:ALOGIQUES MODULES EN FREQUENCE AVEC TRAITEI3SC NUMERIQUE ET DISPOSITIF POUR LA REALISATION DE CE PROCEDE La présente invention se rapporte à la technigue de réception radio-électrique et plus précisément, elle a pour objet un procédé de réception de signaux analogiques modulés en fréquence avec traitement numérique ainsi qu'un dispositif pour la réalisation de ce procédé. La présente invention est applicable b la conception des récepteurs de signaux modulés en fréquence, pour la démodulation des sous-porteuses de différence de couleurs dans le système SECAM, aussi bien que pour la démodulation de signaux à modulation de fréquence dans un système d'enregistrement vidéo, faisant appel à de tels signaux. Le procédé conventionnel de conversion d'un signal modulé en fréquence en signal sonore (Kononovitch L.M., Radiodiffusion stéréophonique. Moscou, Maison d'édition "Sviaz", 1974 , pI.12) prévoit la conversion d'un signal de fréquence de réception en un signal de fréquence intermédiaire, suivie de la détection et de l'amplification des signaux à fréquences de son. Lorsqu'il s'agit de la réception stéréophonique, on procède à une opération supplémentaire: après la démodulation on réalise la séparation des signaux en présence pour obtenir des composantes qui correspondent à la voie gauche et à la voie droite. Le procédé décrit est simple, mais avec ce procédé de conversion le signal sonore s'avère entaché de distorsions dues aux dispositions de principe qui sont propres à la démodulation de fréquence et à l'amplification des fréquences sonores. On connaît un procédé de réception de signaux analogiques modulés en fréquence, décrit dans l'article "Ein digitaler Demodulator fuer aequidistant abgetotele FMs ignale", qui a paru dans la revue "#achri- chten Technische Leitschrift", Bd 36, (1983), Refit 12. Conformément à ce procédé le signal analogique modulé en fréquence est converti en un signal de fréquence intermédiaire: f=fo+ ta f (1) où f, est la fréquence non modulée d'un signal de fréquence intermédiaire, et ssf est la déviation du signal de fréquence intermé diaire. Le signal de fréquence intermédiaire subit une oonversion analogique-numérique et, en une seule période de fréquence intermédiaire, il faut effectivement réaliser au moins trois conversions de ce type (échantillonnages). Ceci étant, on obtient ainsi un signal numé rique qui est traité conformément à l'expression suivante:: où W = 2#.f est la fréquence instantanée pour la pé riode td d1 échantillonnage, td est la période, s'écoulant entre deux échantil lonnages consécutifs , c'est-à-dire la période d'échantSlonnage, A 29 A3 sont les valeurs du code des trois échantillonnages séquentiels consécutifs Ensuite, le signal est soumis à une conversion inverse numérique-analogique, après quoi il peut être utilisé directement pour l'écoute par l'intermédiaire de haut-parleurs. En vue d'obtenir un signal numérique en utilisant le procédé du type connu, le signal de fréquence intermédiaire - fait l'objet de deux conversions: la conversion analogique-numérique, dont les résultats dependent non seulement de la fréquence, mais aussi de la forme du signal envoyé à l'entrée du convertisseur analogique numérique.Ensuite, en se fondant sur les résultats de trois échantillonnages, ré alisés à la sortie du convertisseur analogique numérique, on calcule la valeur instantanée de la fréquence conformément à l'expression (2).Du fait qu'à la sortie du convertisseur analogique-numérique la forme du signal ne correspond pas à la forme sinusotdale idéale car il comporté des distorsions harmoniques, des fluctuations de l'amplitude dues aux bruits etc., les calculs réalisés à l'aide de l'expression(2) aboutissent à des résultats erronés et, par conséquent à des distorsions dans le signal démodulé. En plus, pour réduire la différence entre la forme du signal de sortie de la fréquence intermédiaire et la forme sinusoidale, la conversion se fait à une haute fréquence intermédiaire allant de 4 à Il mHz. C'est pour cette raison que, pour obtenir une bonne précision de mesure de la déviation, il est nécessaire d'avoir un nombre élevé de bits dans le code numérique, alors que les informations utiles ne seront que dans les bits de poids faible dudit code numérique. On connai#t un dispositif pour la mise en oeuvre du procédé de réception de signaux analogiques modulés en fréquence (voir l'article "Ein digitaler Dsmodula tor fur aegudistant abgetatele FM Hzignare", paru dans la revue Nachricbten Technische Leitschrift" Bd 36 (1983) Heft 12), qui comporte un convertisseur de signal analogique modulé en fréquence et possède aussi en série un convertisseur analogique-numérique, un processeur et un convertisseur n umérigue-analogi que. Le signal analogique modulé en fréquence, issu de la sortie du changeur, se dirige vers l'entrée d'un convertisseur analogique-numérique qui en fait un signal numérique. Ensuite le signal numérique est traité dans le processeur conformément à l'expression (2) et subit tout de suite après une conversion inverse numérigueanalogique. Le dispositif du tgpe connu se caractérise par une précision de mesure peu élevée due aux erreurs résultant du calcul de la CD à l'aide de l'expression 2, par suite de la forme si nusoidale non idéale du signal analogique de la fréquence intermédiaire soumis à la conversion analogique numérique et à un faible pourcentage d'information utile dans le signal démodulé. Par ailleurs, la nécessité de fonctionner à de hautes fréquences, s'étalant de 4 à Il mHz, rend le dispositif plus complexe et plus onéreux. La présente invention vise à créer un procédé de réception de signaux analogiques modulés en fréquence avec traitement numérique dans lequel la conversion directe de la déviation d'un signal de fréquence intermédiaire en un code et l'usage de méthodes strictement numériques de traitement de signaux permettraient de réduire des distorsions, intervenant dans le signal démodulé, et à mettre au point un dispositif pour la réalisation de ce procédé, dont la configuration des circuits permettrait de réaliser de façon optimale ledit procédé, de simplifier le dispositif, d'améliorer la précision de mesure et de rendre moins élevé le coùt du dispositif en question. Le problème posé est résolu au moyen d' un un procédé de réception de signaux analogiques modulés en fréquence avec traitement numérique, du type dans lequel signal analogique modulé en fréquence est converti en ur signal analogique de fréquence intermédiaire égale à: f = fo t Af (1) ou f, est la fréquence non modulée du signal de fréquence intermédiaire, et est la déviation du signal de fréquence in termédiaire, et, à son tour, le signal analo gigue de fréquence intermédiaire est converti en signal nuirigue caract#nsé en ce que, selon l'invention, pour obtenir ledit sigal numérique, on convertit le signal analogique de fréquence intermédiaire en une séquence d'impulsions dont la fréquence de récurrence est égale à la fréquence intermédiaire; en ce qu'on divise de façon cyclique par K la fréquence de la séquence d'impulsions obtenue pour obtenir ainsi une nouvelle sé quence d'impulsions, la durée desdites impulsions étant égale à T = t#X, Où t t f est la valeur courante de la période de fréquence intermédiaire, en commen çant chaque cycle de division au moment correspondant au début de chaque nouvelle période d' échan tillonnage du signal analogique de fréquence intermédiaires; en ce que pour chacune des impulsions de la nouvelle séquence on établit alors un code numérique qui correspond à la durée de chaque impulsion de la nouvelle séquence et qui est converti ensuite en un code proportionnel à la fréquence, égale à f#, contormément a l'expression suivante:: KF t est le code qui est proportionnel à la fré quence F = est le code qui est proportionnel à la durée de chaque impulsion de la nouvelle séquence, m est le facteur d'échelle, et, ceci étant, en ce qu'on forme un code proportionnel à la déviation du signai de fréquence intermédiaire se présentant comme la différence des codes dont -1' un correspond à la fréquence égale a f# et l'autre correspond à la fréquence non modulée du signal de fréquence intermédiaire. Dans le cas où la réception de signaux stéréophoniques analogiques modulés en fréquence se fait dans un système à oscillations modulées par polarisation, la période d'échantillonnage du signal analogigue de fréquence intermédiaire est choisie égale à la demi-période de la sous-porteuse, la période d'échantillonnage est synchronisée avec les extréma de la sous-porteuse,et sur chaque période d'échantillonnage on forme un signal numérique. Dans le cas où la réception de signaux stéréophoniques analogiques modulés en fréquence se fait dans un système à ton pilote, on choisit la période d'échantillonnage du signal analogique de fréquence intermédiaire égale à un quart de la période du ton pilote, on effectue- la synchronisation de la période d'échantillonnage avec les extréma de la double fréquence du ton pilote et pour chaque période d'échantillonnage on forme un signal numérique. Le problème posé est résolu également au moyen d'un dispositif pour réaliser le procédé de réception de signaux analogigues modulés en fréquence avec traitement numérique, comportant un convertisseur de signal analogique modulé en fréquence en signal de fréquence in teridiaire, dispositif caractérisé en ce que, selon l'invention, il possède un carparateur dont une entrée est reliée à la sortie du convertisseur de signal analogique modulé en fréquence en signal de fréquence intermédiairb et sa deuxième entrée est branchée sur un bus commun; un diviseur de fréquence, connecté par son entrée à la sortie du comparateur; une unité de mesure de la durée des impulsions dont ltent- rée d'information est réunie à la sortie du diviseur de fréquence; un processeur dont les entrées sont liées aux sorties de l'unité de mesure de la durée des impulsions; une unité de séparation de signal dont les entrées sont reliées aux sorties du processeur et les sorties sont les sorties du dispositif; et un générateur d'impulsions de synchronisation (une horloge) dont l'entrée de commande est reliée à la sortie du comparateur, une de ses sortiesdtant branchéeaux entrées de commande du diviseur de fréquence., de l'unité de mesure de la durée des impulsions et du processeur, tandis que les autres sorties dudit générateur d'impulsions de synchronisation sont reliées aux entrées d'horloge respectives de l'unité de séparation du signal. La présente invention permet de réaliser la conversion directe de la déviation du signal de fréquence intermédiaire en un code, aussi bien que de réduire les distorsions du signal démodulé, d'améliorer la précision de la conversion du signal analogique en signal numérique, de simplifier la structure et diminuer le coût du dispositif. Dans l'exposé qui suit, l'invention est expliquée par la description d'un exemple concret de sa mise en oeuvre avec référence aux dessins annexés, sur lesquels: la figure 1 représente un organigramme d'un dispositif de réception de signaux analogiques modulés en fréquence avec traitement numérique, selon l'invention; la figure 2 représente un organigramme d'un convertisseur de signal analogique modulé en fréquence en signal de fréquence intermédiaire selon l'invention; la figure 3 représente un organigramme d'une unité de mesure de la durée des impulsions selon l'invention; la figure 4 représente un organigramme d'un générateur d'impulsions de synchronisation (d'horloge) selon 1 ' invention; la figure 5 représente des diagrammes temporels, expliquant le fonctionnement du dispositif, selon 1 'invention;; la figure 6 représente des diagrammes temporels, illustrant le fonctionnement du générateur d'impulsions de synchronisation, selon l'invention. Le procédé proposé de réception de signaux analogiques modulés en fréquence avec traitement numérique consiste en ce qui suit. Le signal analogique d'entrée modulé en fréquence est converti en un signal de fréquence intermédiaire: f = fo +flf , (1) où f est la fréquence non modulée du signal de fréquence intermédiaire, Af est la déviation du signal de fréquence intermé diaire. Ceci fait, le signal analogique de fréquence intermédiaire f est converti en une Séquence d'impul sions, ayant la même fréquence, par exemple de forme rectangulaire. Ensuite, on divise cycliquement par X la fréquence de la séquence d'impulsions obtenue, le facteur R, utilisé pour la division, étant choisi en tenant compte de la condition suivante: où Td est la période d'échantillonnage du signal de fréquence intermédiaire f, est la période maximale de la fréquence intermédiaire. Chaque cycle de division suivant commence au moment, -#orrespondant au début de la période d'échantillonnage Td qui arrive. Il en résulte une nouvelle Séquence d'impulsions qui se caractérise par la durée T = t-K et la période de recurrence égale à Ensuite, on mesure la durée d'impulsions T = t#K au cours de la période d'échantillonnage Td, où t = f est la valeur courante de la période de fréquence intermédiaire f, et on forme un code numérique binaire RT proportionnel à T. On convertit le code RT en code NF qui est proportionnel à la fréquence B = f/K et qui est lié à RT par la relation suivante: où m = const. est le facteur dléchellew en faisant en même temps la soustraction de la constante de code N proportionnelle à la valeur non modulée de la fréquence Fo égale à f0#, c'est-à-dire le signe de nm étant déterminé suivant l'écart que prend f par rapport à fO. C'est ainsi qu'on voit se former un code qui est proportionnel à la déviation #f du signal de fréquence intermédiaire f. Dans le cas où la réception de signaux stéréophoniques analogiques modulés en fréquence se fait dans un système à oscillations modulées par polarisation, on choisit la période d'échantillonnage Td comme étant égale à la moitié de la période Tp de la sous-porteuse, on la synchronise avec les extréma de la sous-porteuse, et l'information, obtenue sous forme de coder est répartie alternativement dans deux voies: la voie gauche et la voie droite. Dans le cas de réception de signal dans un système à ton pilote, on choisit la période d'échantillonnage Td comme étant écale à un quart de la période du ton pilote et on synchronise ladite période Td avec les extréma de la double fréquence du ton pilote. Maintenant il y a lieu de démontrer que le code #N N est proportionnel à Af. Soit où NTmax, , NTmin sont les équivalents de code correspondant aux valeurs maximale, optimale et minimale de la durée T d'impulsions, tt1 est l'incrément de la période, correspondant à f - df, sst2 est l'incrément de la période, correspondant à f bf, to est la période de la fréquence non modulée p tr la période de la fréquence de référence fr. Alors où: sont les équivalents de code, correspondant aux valeurs minimale fmin non modulée f0 et maximale f max de la fréquence f, m = const. est le facteur d'échelle qu'il est aisé de choisir comme étant égal numériquement est la fréquence du générateur de référence, fmin = fo - Af est la valeur minimale de la fré quence f, fmax = fo + Af est la valeur maximale de la fréquen ce f. Après la soustraction de la constante de code N proportionnelle à la fréquence non modulée f , l'ex- pression pour le code #N1 , pour le cas d'écart maxi mal positif de f , devient: L'expression pour le code AN2, pour le cas d'écart maximal négatif de f , s'écrit: Donc, on voit que les expressions pour #N1 et pour #N2 coincident, c'est-à-dire: tN1 = #N2 =#N (11) En désignant la constante on obtient l'égalité suivante:: Cette dernière égalité fait apparaître que le code tN est proportionnel à Af. La variation proportionnelle de la valeur du code #N en fonction de Af rend compte du fait que dans le signal de sortie les distorsions non linéaires font défaut, lorsqu'on utilise le procédé, conforme à la présente invention. Si l'on prend en considération (8), l'expression définitive ur ur le code |#N| devient donc: Ainsi, on obtient un signal numérique qui est proportionnel à la déviation Af du signal de fréquence intermédiaire f. Le dispositif pour la réalisation du procédé comporte un convertisseur 7 (fig. 1) de signal analogique modulé en fréquence en signal de fréquence intermédiaire dont l'entrée représente l'entrée du dispositif et la sortie est reliée à une entrée 2 d'un comparateur 3, connecté par son entrée 4 à un bus commun. La sortie du comparateur 3 est branchée sur un diviseur de fréquence 5 dont l'entrée est reliée à une entrée d'information d'une unité 6 de mesure de la durée des impulsions. Le dispositif comprend également un processeur 7 dont les entrées sont reliées aux sorties de l'unité 6 de mesure de la durée des impulsions et les sorties sont reliées aux entrées d'une unité 8 de division de signal dont les sorties représentent les sorties du dispositif.Les blocus 1, 3, 5, 6,7, 8 , indiqués ci-dessus, se rapportent à la partie mesure du dispositif . La partie d'as- servissement du dispositif est représentée par un générateur 9 d'impulsions de synchronisation (d'horloge) dont l'entrée de commande est connectée à la sortie du comparateur 4, les sorties 10 et Il sont raccordées aux entrées d'horloge de l'unité 8 de division de signal, tandis que sa sortie 12 est raccordée aux entrées de commande du diviseur de fréquence 5, de l'unité 6 de mesure de la durée des impulsions et aussi du processeur 7. Le convertisseur 1 peut être réalisé comme l1in- digue, par exemple, la figure 2, c'est-à-dire comporter en série un convertisseur de fréquence 13 et un redres- seur à deux alternances 14. Le convertisseur de fréquence 13 peut faire appel aux circuits (voir le livre de Palshkov V.V. "Dispositifs radio de réception" 1984, Maison d'édition "Radio i sviaz", p. 139, fig. 5.30 et 5.31), fonctionnant en tant que multiplicateurs de signaux (du signal d'entrée par le signal d'oscillateur local) avec sélection par fréquence ultérieure. Le redresseur 14, indispensable pour effeçtuer le doublement de la déviation, est décrit dans le même ouvrage à la page 189, fig. 6.32. En tant que comparateur 7 Cfig. 1), on peut utiliser les comparateurs décrits dans le livre de Nestérenko B.E. "Amplificateurs intégrateurs opérationnels" (notice d'exploitation), Energoizdat, 1982, p. 120. Le diviseur de fréquence 5 peut être réalisé de façon analogue, par exemplewpartun compteur à décalage avec E = n" qui fonctionne comme un compteur en anneau décrit dans le livre "Aide-mémoire" Microcircuits intégrés", publié sous la direction de Tarabarine B.V., Moscou, Maison d'édition "Energuia", 1981, p.717, fig. 5-216. Mais dans notre cas, le signal de sortie doit provenir de la sortie 9 , l'entrée d'information D de la première bascule doit etre connectée à la sortie Rhau lieu de la sortie Qn et le positionnement de toutes les bascules, la première compris, doit se faire par les entrées "R", à la différence de la figure 5-216 où l'état de la première bascule est établi par l'entrée "S". Pour ce qui est de l'unité 6 de mesure de la durée des impulsions, une des variantes de sa réalisation est représentée à la figure 3. L'entrée d'information de l'unité 6 de mesure de la durée des impulsions est reliée directement aux entrées réunies 15 de portes "ET" 16, 17, 18, 19, aussi bien cutà l'entrée de mise en route d'un générateur d'impulsions de fréquence de référence 20. La sortie du générateur 20 est connectée directement à l'entrée 21 de la porte 16 1,ET" et à l'entrée des lignes à retard 22, montdes en série, chaque ligne à retard 22 étant reliée par sa sortie aux entrées 23 des portes "ET" 17, 18, 19. La sortie de la porte "ET" 16 est liée à l'entrée de comptage d'un compteur 24, et les sorties de toutes les autres portes "ET" 17, 18, 19 sont raccordées, respectivement, aux entrées S de bascules RS 25 dont les sorties directes sont connectées aux entrées d'un convertisseur 26 de code de Johnson en code binaire (cf. Recueil des micromontages intégrés" sous révision de D.V.Taraba rin, Loscou, Eaergia, 1c81, page 683, fig. 5-157). Les entrées R de positionnement de toutes les bascules RS 25 sont réunies pour être raccordées à l'entrée de commande de l'unité 6. Les sorties du convertisseur 26 et les sorties du compteur 24 représentent les sorties d'information de l'unité 6. Le processeur 7 peut être réalisé sous forme d'une mémoire fixe preprogrammée (voir Aléxéenko A.G., Shagurin I.I. 1,La technique des microcircuits", Moscou, Maison d'édition "Radio i sviaz", 1582, p. 27). S'il s'agit du matériel, le processeur 7 peut être réalisé, par exemple, sous forme d'un ensemble, comportant en série un multiplicateur, conçu autour d'une mémoire fixe et exécutant l'opération (voir Belzda S. "Circuits intégrés. Technologie et applications", Moscou, Maison d'édition "Mir", 1981, p. 160, fig. 5.34), et un additionneur combiné, fonctionnant en régime de soustraction (voir Goldsward V. "Conception des dispositifs logicues digitaux", Moscou, Maison d'édition "Machinostroénié", 1985, p.66, fig. 4.7, fig. 4.7). A. la place du multiplicateur, organisé autour d'une mémoire fixe, il est possible d'avoir un automatisme opérationnel pour division (voir Mayorov S.A., Novikov G.I. "Principes d'organisation des machines digitales", Léningrad, Maison d'édition #Machinostroénié", 1974, p.305, fig. 8.10). L'unité 8 (fig. 1) de division de signal présente deux régistres identiques un pour la voie gauche et un pour la voie droite; les entrées d'information de chacun de ces régistres sont liées aux sorties du processeur 7 et leurs entrées d'horloge sont associées aux sorties respectives du générateur 9 d'lmpulsions de synchronisation Des registres Maison d'édition "Energuia", 1981, p.725, fig. 5-228). Le générateur 9 d'impulsions de synchronisation peut être réalisé, par exemple, comme il est montré à la figure 4. Dans ce cas il comporte en série un démodulateur de fréquence 27 dont l'entrée représente ltent- rée du générateur 9, un filtre 28 et un comparateur 29 dont la sortie directe est reliée aux entrées d'un multivibrateur bloqué 30 et d'un formateur d'impulsions courtes 31. La sortie inverseuse du comparateur 29 est reliée aux entrées d'un multivibrateur bloqué 32 et d'un formateur 33 d'impulsions courtes.Les sorties des multivibrateurs bloqués 32 et 30 représentent respectivement les sorties 10 et 11 du générateur 9, tandis que les sorties des formateurs d'impulsions courtes 31 et 33 sont reliées aux entrées d'une porte "OU" 34 dont la sortie représente la sortie 12 du générateur 9. Le démodulateur de fréquence 27 peut être, par exemple, du type compteur d'impulsions, comme on le voit dans l'ouvrage de Palchkov V.V.; "Dispositifs radio de réception", Moscou, Maison d'édition radio i sviaz", 1984, p. 214, fig. 7.28 Le filtre 28 peut être réalisé, par exemple, comme il est indiqué dans l'ouvrage de P.L. Zhmurin "Déco àeurs stéréo", Moscou, Maison d'édition "Sviaz",1980, p. 22, fig. 4.7., c'est-à-dire que ledit filtre 28 est reglé sur la sous-porteuse. Le comparateur 29 peut être analogue au comp2ra- teur 2 (fig. 1). Les formateurs d'impulsions courtes 31, 33 (fig.4) peuvent utiliser un circuit de différentiation, à éléments logiques. Ce circuit de différentiation, par exemple, est décrit dans l'ouvrage de T.M.Agakhayan, Microcircuits intégrés", Moscou, Energolzdat, 1983, p. 442, fig. 10, 10a et s'avère valable à condition d'émployer une porte "ET" sans inversion. Les multivibrateurs bloqués 30, 32 peuvent être réalisés comme il ressort de l'ouvrage de Kolm bet E.K. "Temporisateurs", Moscou, Maison d'édition "Radio i sviaz", 1983, n0 39, p.32, fig. 2.8. La figure 5 fait apparaitre des chronogrammes expliquant le fonctionnement du dispositif selon l'invention. Lesdits chronogrammes représentent notamment: a) le signal de sortie du comparateur 3 (fig. 1) présentant en soi une séquence d'impulsions rectangulaires dont la fréquence de récurrence est égale à la fréquence intermédiaire f; b) le signal de sortie du diviseur de fréquence 5 (fig. 1) est une séquence d'impulsions rectangulaires d'une durée T; c) est un signal de sortie, formé à la sortie 12 (fig. 1) du générateur 9 aux moments et présentant une séquence d'impulsions rectangulaires courtes, espacées l'une par rapport à l'autre de Ta. d, e) sont des signaux formés,respectivement, aux sorties 10 et 11 (fig. 1) du générateur 9 aux mo ments r1,r2 r2, #1, t2 , les moments r1 et r2 corres- pondant aux moments d'inscription de l'information de sortie dans le registre de la voie droite de l'unité de division de signal 8 (fig. 1) et les moments #1 et #2 (fig. 5 e) correspondant aux moments d'inscription de l'information de sortie dans le registre de la voie gauche de ladite unité 8, D étant l'intervalle de temps de chaque cycle de conversion. La figure 6 représente des chronogrammes expliquant le fonctionnement du générateur d'impulsions de synchronisation 9 (fig. 1). Le chronogramme 6 a représente un signal arrivant à l'entrée du générateur 9 (fig. 1) en provenance de la sortie du comparateur 3 et reprdsen- tant en soi une séquence d'impulsions rectangulaires dont la fréquence de récurrence est égale à la fréquence intermédiaire f. Le chronogramme 6 b représente un signal délivré par la sortie du filtre 28 (fig. 4) et présentant une oscillation modulée par polarisation. Sur les chronogrammes 6 c et 6 d on trouve des signaux formés par les sorties directe et inverse use du comparateur 29 (fig. 4) et- présentant une suite d'impulsions rectangulaires décalés de Td les unes par rapport aux autres. Les chronogrammes 6 e, f, g montrent des signaux qui sont identiques à ceux représentés, respectivement, sur les chronogrammes 5 d, e, c. Dans l'exposé qui suit on décrit le fonctionnemet en régime permanent du dispositif selon l'invention pour la mise en oeuvre du procédé de réception de signaux analogiques modulés en fréquence avec traitement numérique. L'exposé commence par la description de fonctionnement d'un dispositif effectuant la conversion de signaux stéréophoniques ce type de conversion étant considéré comme le plus prometteur, et ensuite, on en vient aux simplifications que l'on doit nécessairement adopter quand le dispositif fonctionne avec un signal mono. Pour une bonne compréhension du fonctionnement du dispositif on aborde séparément les modalités de travail de la partie mesure du dispositif et de la partie asservissement du dispositif. Un signal analogique modulé en fréquence s 'ap- piquant à l'entrée du convertisseur 1 (fig. 1) se trouve converti par ledit convertisseur 1 en signal de fréquence intermédiaire f = p +Af qui, après autre passé par le redresseur à deux alternances 14 (fig. 2), se présente à l'entrée du comparateur 3 (fig. 1) et de ce fait on peut obtenir à l'entrée du comparateur 3 un signal ayant une déviation double, c'est-à-dire que bfl =2 2 tf. La sortie du comparateur 3 émet une séquence d'impulsions rectangulaires (fig. 5 a) dont les para mètres fréquentiels sont adéquats à ceux du signal d'entrée du comparateur 3 (fig. 1), tandis que l'amplitude de ces impulsions correspond aux niveaux de tension, indispensables pour assurer le fonctionnement des logiques, faisant partie des modules 5, 6, 7, 8, 9. Le signal, sortant du comparateur 3, est traité par le diviseur de fréquence 5, le facteur de division étant égal à E = const. La grandeur dudit facteur de division est à choisir en partant de la condition: K ~ tmax du comparateur 3. Vers le début de chaque cycle suivant de division suivie de la mesure de la durée de l'impulsion le diviseur de fréquence 5 et l'unité 6 de mesure de la durée des impulsions s'avèrent chaque fois préparés par l'impulsion formée à la sortie 12 (fig. 1) du générateur 9 au moment 55o (fig. 5 c), la fréquence de répétition de ladite impulsion étant de Lorsque l'impulsion indiquée ci-dessus attaque le diviseur de fréquence 5 (fig. 1), on voit démarrer le cycle de division suivant. Quand il y a E impulsions qui se présentent à son entrée au cours de la période d'échantillonnage Td , la sortie dudit diviseur 5 débite une impulsion de durée T.La durée T de cette impulsion est mesurée dans l'unité 6 par comptage pendant le temps T du nombre d'impulsions de fréquence de référence Une fois les mesures terminées, la sortie de l'unité 6 fournit le code RT qui est proportionnel à la durée T. Ce code NT arrive à l'entrée du processeur 7 qui, dans chaque cycle successif (pendant la période d'échantillonnage Td), réalise l'opération de conversion du type: où m = const est le facteur d'échelle, N = const est le code qui est proportionnel à la fréquence non modulée f0 du signal de fréquence intermédiaire f, RT est le code qui est proportionnel à la durée d'impulsion mesurée, AN est le code qui est proportionnel à la dé viation df du signal de fréquence in termédiaire f. Au cas où le processeur 7 est réalisé sous forme d'un ensemble comportant en série un multiplicateur et un additionneur composé , fonctionnant en régime de soustracteur; l'entrée du multiplicateur, exécutant l'opération reçoit le code RT et sa sortie fournit, conformément à sa destination fonctionnelle, un code NF proportionnel à la valeur instantanée de la fréquence intermédiaire f pendant la période d'échantillonnage Td. Ensuite, l'additionneur soustrait le code N du code b . Le code N peut être obtenu à l'aide d'un ensemble de sources de tension continue dont les niveaux correspondent aux niveaux des "1" et "O" logigues des portes connectées aux entrées de l'additionneur dans l'ordre, correspondant à la valeur du code N. Ainsi, au bout de chaque période d'échantillonnage Td la sortie du processeur 7 délivre le code AN proportionnel à tf qui s'applique aux entrées d'information de l'unité de division de signal 8 constitué de deux registres : celui de la voie de droite et celui de la voie de gauche. Suivant les impulsions, formées dans le générateur 9 (fig. 1) et débitées par ses sorties 10 et Il à la fréquence les valeurs du code ss N s'incrivent alternativement dans lesdits registres. Le code AR constitue l'information de sortie du dispositif. Les opérations , indiquées ci-dessus, se répètent dans le cycle suivant à partir de l'apparition de l'impulsion au moment r1 (fig. 5 c). La durée D (fig. 5 d, e) ae l'intervalle au cours duquel s'effectue un cycle de conversion, est choisie en tenant compte de la condition suivante: K ~ tmax 4 D 4 Td (16) Le fonctionnement de la partie d'asservissement du dispositif, c'est-à-dire le fonctionnement du générateur d'impulsions de synchronisation 9 (fig. 4) s'effectue de la façon suivante. L'entrée du générateur 9 réçoit en provenance de la sortie du comparateur 3 (fig. 1), un signal qui représente une séquence d'in- pulsions rectangulaires dont la fréquence de recurrence est égale à la fréquence intermédiaire f (fig. 6 a). Après avoir été traité par le démodulateur de fréquence 27 (fig. 4) et par le filtre 28, le signal représente en soi une oscillation modulée par polarisation (fig. 6 b) . Ce signal parvient à l'entrée du comparateur 29 (fig. 4); les signaux, délivrés par les sorties directe et inverse use dudit comparateur 29, sont donnés à la figure 6 c, d. Le signal, fourni par la sortie directe du comparateur 29 (fig. 4), retardé de D (fig. 6 e) et ayant une largeur qui est réduite a une grandeur reguise à l'aide du multivibrateur bloqué 30 (fig. 4), se présente comme il est montré à la figure 6 e. Le signal fourni par la sortie inverse use du comparateur 30 (fig. 4) et traité de manière analogue par le multivibrateur bloqué 32, est donné sur la figure 6 f.Les deux signaux sont répartis dans le temps comme on le voit à la figure 6 e, f et constituent les impulsions qui assurent l'inscription de l'information de sortie dans les registres respectifs de l'unité 8 de division de signal (fig.1). Les signaux, engendrés par les sorties directe et inverseuse du comparateur 29 (fig. 4), s'appliquent sur les entrées respectives des formateurs producteurs d'impulsions courtes 31 et 33 et, en quittant ensuite les sorties desdits circuits 31 et 33, ils passent par la porte "QU't 34 pour se présenter à l'entrée 12 du générateur 9. Chacun de ces signaux s'emploie pour mettre en route le cycle suivant de fonctionnement du dispositif, objet de la présente invention. La durée T5 des impulsions, produits par les sorties 10, 11, 12 du générateur 9, doit être négligeable pour que soit valable: D + gS 4 Td (17) Il y a lieu de signaler que la valeur minimale de la durée des impulsions est définie par la durée nécessaire pour réaliser l'inscription de l'information dans l'unité 8 (fig. 1) de division de signal et pour remettre à l'état initial le diviseur de fréquence 5 , l'uni- té 6 et le processeur 7. Ainsi, ilrdsulte de la description qui vient d'être faite que dans tout cycle (pendant la période d'échantillonnage Td) la partie mesure du système détermine le code #N proportionnel à la valeur instantanée (ou- rant la période d'échantillonnage Td) de la déviation tf de la fréquence f par rapport à sa valeur f, non modulée, et la partie asservissement assure l'esécu- tion de chaque cycle successif de mesure dans les intervalles des demi-périodes de la sous-porteuse, se trouvant au voisinage de ses extréma. La présentation ci-dessus se rapporte à la réception des signaux stéréophoniques. Quand la réception de signaux se fait dans un système à ton pilote le fonctionnement du dispositif s'effectue de la façon similaire. Mais lorsqu'il s'agit d'assurer la réception de signaux monophoniques, le dispositif passe au régime asynchrone de fonctionnement. La disposition dans le temps de tous les signaux d'horloge reste comme représenté sur les figures 5 et 6. Dans le dispositif proposé, le signal numérique est formé directement à partir d'un signal de fréquence intermédiaire f. la suppression de l'une des conversions, notamment de la démodulation de fréquence, permet d'amélioler la précision des mesures de la dé viation #f f, de simplifier le dispositif et de réduire son coût. Dans l'exposé qui suit il s'agit d'un exemple qui est valable pour un système à oscillations modulées par polarisation et qui permet de définir la grandeur réelle de la fréquence fr pour les paramètres standards d'un signal modulé en fréquence et pour Soit: est l'équivalent de code proportion nel à la déviation maximale #f, n = 10 la longueur du code binaire numérique, Af = 50 x 1O3 Hz est la déviation de fréquence, To non la période modulée, nage, p = 8 est le nombre d'éléments à retard, fr est la féquence de référence, tz est le temps de retard d'un seul élément à retard. Conformément à (4), on a: Posons K = 5; ensuite, conformément à (13): et on trouve: ou en tenant compte de la double déviation ce qui est tout à fait acceptable pour pouvoir réaliser un dispositif faisant appel à la logique à émetteur couplé. La valeur réelle de la fréquence de référence donc: ce qui est tout-à-fait convenable pour réaliser un dispositif faisant appel à la logique toute à transistors et diodes Schottkg, alors que l'usage de logique à émetteur couplé permet d'améliorer la précision de mesure de la déviation Af au moins encore d'un bit pour porter ainsi le nombre de bits à n = 12. La présente invention peut etre utilisée dans la construction de récepteurs de signaux modulés en fréquence, pour la démodulation des sous-porteuses de différence de couleurs dans le système SECAM, aussi bien que pour la démodulation de signaux modulés en fréquence dans les systèmes d'enregistrement vidéo utilisant cette modulation. FEVENDICAT IONS 1. Procédé de réception de signaux analogiques modulés en fréquence avec traitement numérique du type selon lequel que le signal analogique modulé en fréquence est converti en signal de fréquence intermédiaire (f) égale à f f, = f0tAf (n) où î est la fréquence non modulée du signal de fréquence intermédiaire, #f est la déviation du signal de fréquence intermé diaire, le signal analogique de fréquence intermédiaire (f) étant ensuite converti en signal numérique, procédé c a r a c t d r i s en ce que, pour obtenir un signal numérique, on convertit le signal analogique de fréquence intermédiaire (f) en une séquence d'impulsions dont la fréquence de récurrence est égale à la fréquence inter nJdiaire (f), en ce qu'on effectue une division cyclique par K de la fréquence de la séquence d'impulsions obtenue, pour obtenir ainsi une nouvelle séquence d'impulsions,dont la durée (T) est égale à T = t K, où t = f est la valeur courante de la période de la fréquence intermédiaire (f), en commençant chaque cycle de division suivant au moment correspondant au début de chaque#nouvelle triode (Td) d'échantillonnage du signal analogique de fréquence intermédiaire (f);; et en que sur chaque impulsion de la nouvelle séquence on forme un code numérique (NT) qui correspond à la durée (T) de chaque impulsion de la nouvelle séquence et qui est converti ensuite en un code (NF) proportionnel à la fréquence égale à f/K, conformément à l'expression suivante: où m est le facteur d'échelle, et en ce que, ceci étant, on forme un code (bof) proportionnel à la déviation #f) du signal de fréquence interméaiaire (f) et représentant en soi la différence des codes (NF et N), coirespondant à la fréquence (F) égale à f/K, et à la fréquence non modulée F0 égale à fO/K. 2. Procédé selon la revendication 1, c a r a c t é r i s é par le fait que, dans le cas de réception de signaux stéréophoniques analogiques modulés en fréquence dans un système à oscillations modulées par polarisation, la période (Td) d'échantillonnage du signal analogique de fréquence (f) intermédiaire est choisie égale à la moitié de la période (Tp) de la fréquence sous-poiteuse, on effectue la synchronisation de la pé rioae (Td) d'échantillonnage avec les extréma de la sous-poteuse, et en ce qu'on effectue la synchronisation de la pélonnage on forme un signal numérique. 3. Procédé selon la revendication 1, c a r a c t é r i s é -par le fait que, dans le cas de réception de signaux stéréophoniques analogiques modulés en fréquence dans un système à ton pilote, la période (Td) d'échantillonnage du signal analogique de fréquence (f) intermédiaire est choisie égale à un quart de la période du ton pilote, et en ce qu'on effectue la synchronisation de la période (Td) d'échantillonnage avec les extréma de la double fréquence du ton pilote et pour chaque période (Td) d'échantillonnage on forme un signal numérique. 4. Dispositif pour la réalisation du procédé selon les revendications1 d 3, du type axnportant un convertissèur (1) de signal analogique modulé en fréquence en signal de fréquence intermédiaire (f), c a r a c t é r i s é par le fait qu'il possède : uncomparateur (3), dont une entrée (2) est reliée à la sortie du convertisseur (1) de signal analogique modulé en fréquence en signal de fréquence intermédiaire (f) et la deuxième entrée (4) est branchée sur un bus commun; un diviseur de fréquence (5), connecté par son entrée à la sortie du comparateur (3); une unité (6) de mesure de la durée des impulsions dont l'entrée d'information est raccordée à la sortie du diviseur de fréquence (5); un processeur (7) dont les entrées sont liées aux sorties de l'unité (6) de mesure de la durée des impulsions; une unité (8) de séparation de signal dont les entrées sont reliées aux sorties du processeur (7) et les sorties sont les sorties du dispositif; et un générateur d'impulsions de synchronisation (9) dont l'entrée de commande est reliée à la sortie du comparateur (3), une de ses sorties (12)étantraccordée aux entrées de commande du diviseur de fréquence (5) de l'u- nité (6) de mesure de la durée des impulsions et du processeur (7) et les autres sorties (10, 11) dudit générateur (9) d'impulsions de synchronisation étant reliées aux entrées d'horloge correpondantes de l'unité (8) de séparation de signal.