Brevet FR2607986A1 — publié le 19880610

CIRCUIT DE POLARISATION POUR LA GENERATION DE COURANTS PRECIS DANS UN CIRCUIT INTEGRE La présente invention concerne de façon générale le problème consistant à fabriquer des circuits intégrés ayant des caractéristiques de fonctionnement homogènes d'un lot de fabrication au suivant. Elle porte plus parti- culièrement sur le problème consistant à produire des cou- rants précis dans des circuits intégrés individuels parmi un ensemble de circuits intégrés fabriqués simultanément. L'utilisation de techniques de fabrication de circuits intégrés connues permet de fabriquer des circuits électroniques complexes en grande quantité de façon écono- mique. Dans ces techniques, on forme des régions de con- ductivité de type n et type p l'une à côté de l'autre dans un substrat semiconducteur, tel que le substrat 100 repré- senté sur la figure 1. On peut utiliser n'importe quelle configuration alternée de trois de ces régions (PNP ou NPN), ou plus, pour créer divers dispositifs à transis- tors. On crée de façon caractéristique les régions P et N en diffusant diverses impuretés (agents de dopage) à tra- vers une surface supérieure du substrat. On peut définir avec des tolérances précises les dimensions de la surface supérieure (largeur et longueur) de ces régions, en utili- sant des procédés photolithographiques connus. Dans des techniques de fabrication avantageuses au point de vue du coût, il est difficile de maintenir la profondeur des régions dans des tolérances précises à cause de variations de processus (c'est-à-dire des changements dans la tempé- rature du four et des niveaux de concentration en impure- tés). Ceci signifie qu'il est impossible de garantir que des transistors provenant d'un lot de fabrication seront identiques à ceux d'un autre lot. Cependant, dans un seul lot, une seule tranche ou une seule puce de CI (circuit intégré), la profondeur de régions similaires:restera généralement homogène du fait que des régions formées conjointement sont fabriquées dans des conditions de traitement presque identiques. On peut former des transistors, des résistances, etc, identi- ques ou presque identiques sur des puces de CI individuel- les. On peut exploiter la nature identique de tels dispo- sitifs pour former des diviseurs de tension et des divi- seurs de courant de précision. Les valeurs de tension et/ ou de courant que produisent de tels diviseurs de préci- sion ne sont précises que dans un sens relatif. Elles peu- vent être déterminées de façon homogène d'un lot de fabri- cation au suivant, en relation avec d'autres niveaux de tension ou de courant qui sont produits de façon interne sur la puce de CI, mais non en relation avec des niveaux absolus produits à l'extérieur de la puce. Des disparités entre les valeurs de sortie absolues de tensions ou de courants que produisent des CI provenant de différents lots de fabrication créent une situation indésirable dans laquelle il est difficile d'obtenir des caractéristiques de fonctionnement homogènes à partir de systèmes à CI fabriqués en grande quantité. Sur la figure 1, trois dispositifs actifs (transistors) portant les références Q1' Q2 et Q3 sont représentés en coupe et en perspective avec une couche supérieure 110, constituée par des contacts métalliques et des grilles isolées, arrachée de la surface supérieure du substrat 100 pour faire apparaître un ensemble de régions P et N qui forment les dispositifs actifs Q1' Q2 et Q3. Les premier et second dispositifs, Q1 et Q2' com- prennent une séquence de régions NPN pratiquement identi- ques. Le troisième dispositif, Q3 est fabriqué au moyen d'une séquence différente de régions PNP. On peut utiliser les séquences NPN de Q1 et Q2 pour fabriquer des disposi- tifs actifs tels que des transistors bipolaires NPN, des transistors TEC (transistors à effet de champ) à canal n, etc. La séquence de régions PNP formant Q3 peut être uti- lisée pour fabriquer des dispositifs actifs complémentai- res (différents) tels que des transistors bipolaires PNP, des TEC à canal p, etc. Sur la figure 1, les premier et second dispositifs actifs, Q1 et Q2,sont représentés sous la forme de transistors à effet de champ du type métal- oxyde-semiconducteur (MOS) ayant des parties de bornes respectives de source, de grille et de drain S1, G1, D1, S2, G2 et D2. Les parties de bornes sont contenues dans la couche supérieure 110 arrachée. On supposera que le dispo- sitif différent, Q3,comporte respectivement une borne de source S3, une borne de grille G3 et une borne de drain D3 associées à ses régions PNP (ceci n'est pas représenté sur la figure 1). Les régions de type n des premier et second dis- positifs Q1 et Q2 presque indentiques (jumeaux) sont for- mées avec une profondeur de diffusion identique Dfl. A cha- cun des dispositifs jumeaux sont associées une longueur de canal L (distance entre les régions de source et de drain) et une largeur de canal W. Comme mentionné précédemment, l'utilisation de techniques photolithographiques connues permet de former les dimensions largeur/longueur en res- pectant des tolérances précises. Lorsque les largeurs res- pectives W1 et W2, et les longueurs respectives L1 et L2, de deux dispositifs jumeaux tels que Q1 et Q2 sont identi- ques, on dira ici que les dispositifs jumeaux sont des jumeaux identiques. Des jumeaux identiques possèdent des caractéristiques électriques identiques. Ainsi, si des tensions de sortie identiques VDS1 et VDS2 sont dévelop- pées entre les bornes de drain et de source de deux dispo- sitifs jumeaux identiques, et si des tensions de grille égales VGSl, VGS2 sont appliquées à leurs bornes de grille, des courants pratiquement identiques, IDS1 et IDS2, circu- lent entre les bornes de sortie (bornes de drain et de source) de tels dispositifs. Ceci se produit du fait que les températures de fonctionnement et les variables de processus de fabrication qui affectent les caractéristi- ques de fonctionnement de deux dispositifs de ce type se trouvant sur la même puce, sont pratiquement identiques. Si tous les facteurs de deux dispositifs jumeaux, à l'exception des largeurs de canal et des longueurs de canal, restent identiques, les courants de sortie des deux dispositifs jumeaux seront mutuellement proportion- nels, le facteur de proportionnalité (coefficient multi- plicateur) étant déterminé par les dimensions des disposi- tifs respectifs, en vue de dessus. Les régions de type p du troisième dispositif, Q3 (PNP) diffusent audessous de la surface du substrat jusqu'à une profondeur Df3 qui est en général effective- ment différente de la profondeur Df1 des régions NPN, ce qui fait qu'il devient difficile de déterminer une rela- tion précise entre les caractéristiques de fonctionnement de Q3 et celles des dispositifs jumeaux, Q1 et Q2. Ceci présente un problème lorsqu'on doit utiliser conjointe- ment (par exemple dans des circuits CMOS) le transistor à effet de champ à canal n Q2 et le transistor à effet de champ à canal p Q3 pour attaquer un élément de sortie qui exige des courants d'attaque précis. La figure 2 est une représentation graphique de caractéristiques de fonctionnement typiques d'un disposi- tif, montrant la relation entre un courant de sortie ID d'un dispositif actif générique Q (figure 4) et des ten- sions de sortie et de polarisation, VD et VB, aux bornes du dispositif. La valeur du courant de sortie ID est fonc- D tion non seulement des tensions appliquées VD et VB, mais également d'autres facteurs tels que la température de fonctionnement, des variables de processus de fabrication, et les dimensions de diverses régions de type p et de type n. La figure 3 montre un certain nombre de symboles schématiques qu'on utilise de façon caractéristique pour représenter des dispositifs actifs différents. On peut former des dispositifs tels qu'un transistor à effet de champ à canal n et un transistor bipolaire NPN à partir de régions ayant une configuration NPN. On peut fabriquer des dispositifs tels qu'un transistor à effet de champ à canal p et un transistor bipolaire PNP dans des zones de substrat présentant une séquence de régions PNP. On repré- sente de tels dispositifs actifs par le symbole circulaire générique que montre la figure 4. La figure 4 est un schéma qui montre l'une des nombreuses applications possibles dans lesquelles un niveau absolu d'un courant de sortie ID d'un dispositif actif Q peut avoir de l'importance. Le dispositif actif Q est représenté de façon générique sous une forme compre- nant une borne de grille G qui commande le courant, une première borne de sortie 01 et une seconde borne de sortie 02. Un niveau de polarisation VB est appliqué à la borne de grille G pendant une durée t, par l'intermédiaire d'un interrupteur SW. Les bornes de sortie, 01 et 02, sont con- nectées en série entre une source de tension Vcc et un condensateur d'accumulation (ou d'intégration) de charge C. Lorsque l'interrupteur SW est fermé pendant la durée t, un courant de sortie ID d'une valeur spécifique est injec- té dans le condensateur d'intégration C, à partir du dis- positif actif Q. Une tension intégrée Vc apparaît aux bor- nes du condensateur C, sous l'effet de la charge totale qui est emmagasinée dans ce dernier. La variation de ten- sion VC qui-résulte de la charge injectée dans le conden- sateur par le courant de sortie ID est proportionnelle au produit de la valeur absolue du courant de sortie ID et de la durée d'application t. On peut l'exprimer de manière formelle par l'expression: AVc= D. /C dans laquelle C est la valeur du condensateur exprimée en farads. La tension VC aux bornes du condensateur d'inté- gration de charge C est souvent utilisée pour déclencher des circuits de mesure de temps dans des systèmes électro- niques. Pour des applications dans lesquelles la mesure de temps doit être très précise, il est souhaitable que la valeur du courant de sortie du dispositif, ID, puisse être prévue avec des tolérances précises. Il est cependant dif- ficile de faire en sorte que le courant de sortie ID de chaque dispositif de commande de courant Q dans chaque puce parmi un grand nombre de puces de circuits intégrés (CI) soit compris dans un ensemble de tolérances souhaita- bles. Il est nécessaire de tenir compte de facteurs qui déterminent la valeur du courant, comme la température de fonctionnement de chaque CI individuel et de variables du processus de fabrication qui affectent les caractéristi- ques de fonctionnement de chaque dispositif actif sur une puce. Un but de l'invention est de maintenir dans un ensemble de tolérances précises un courant de sortie d'un dispositif actif dans un circuit intégré. Un autre but de l'invention est de procurer un moyen économiquement intéressant pour assurer la précision d'un courant de sor- tie produit par un dispositif actif, lorsque le dispositif fait partie d'une puce de circuit intégré (CI) qui est fabriquée en grande quantité. Conformément à l'invention, on atteint les buts précités en procurant un circuit de polarisation qui com- prend un dispositif actif modèle incorporé dans un circuit intégré, qui est connecté en série avec un élément de référence de courant. Le dispositif modèle comporte une borne de commande ou de grille à laquelle une polarisation de commande de courant peut être appliquée, et une paire de bornes de sortie à partir desquelles circule un courant de sortie commandé par la grille. Au moins un dispositif fonctionnel qui est presque identique au dispositif modèle est formé dans le circuit intégré d'une manière telle que les caractéristiques de fonctionnement des deux disposi- tifs soient presque identiques, indépendamment de la tem- pérature de fonctionnement et des variables de processus de fabrication. Le dispositif modèle et l'élément de réfé- rence de courant sont conçus de manière que la valeur d'un courant de sortie qui circule dans le dispositif modèle puisse être déterminéede façon précise à partir du courant qui circule dans l'élément de référence (le courant de sortie peut par exemple être pratiquement égal au courant dans l'élément de référence). La tension de sortie aux bornes du dispositif modèle est forcée à une tension dési- rée au moyen d'un circuit de commande de grille. Le cir- cuit de commande de grille détecte la tension de sortie du dispositif modèle, il compare la tension de sortie détec- tée avec la tension désirée, et il applique un niveau de polarisation à la grille du dispositif modèle, pour modi- fier la tension de sortie du dispositif modèle en direc- tion de la tension désirée. Le niveau de polarisation qui est appliqué à la grille du dispositif modèle est égale- ment appliqué à la grille du dispositif fonctionnel pres- que identique. On pourra déterminer de façon précise le courant de sortie du dispositif fonctionnel à partir du courant circulant dans l'élément de référence de courant, lorsque la tension de sortie aux bornes du dispositif fonctionnel sera égale à la tension de sortie du disposi- tif modèle (qui est elle-même égale ou presque égale à la tension désirée) . En fabriquant l'élément de référence de courant séparément des dispositifs actifs du circuit inté- gré, on parvient à une maîtrise des tolérances qui est avantageuse au point de vue économique. Un aspect de l'invention porte sur un circuit de polarisation destiné à produire un niveau de polarisation de référence qui peut être appliqué à une première grille d'un dispositif actif fonctionnel incorporé dans un cir- cuit intégré, pour commander la valeur d'un courant qui passe par des première et seconde bornes de sortie du dis- positif fonctionnel, caractérisé en ce qu'il comprend: un dispositif actif modèle qui est incorporé dans le circuit intégré en compagnie du dispositif fonctionnel, d'une manière qui le rend presque identique au dispositif fonc- tionnel, le dispositif modèle comprenant une seconde borne de grille et des troisième et quatrième bornes de sortie; des moyens de référence de courant connectés en série avec les troisième et quatrième bornes de sortie du dispositif modèle, pour faire circuler un courant de référence d'une première valeur dans le dispositif modèle, le courant de référence créant une tension de sortie entre les troisième et quatrième bornes de sortie du dispositif modèle; une source de tension destinée à produire une tension désirée; des moyens de commande destinés à détecter la tension de sortie qui apparaît entre les troisième et quatrième bor- nes de sortie, à comparer la tension détectée avec la tension désirée, et à appliquer un niveau de polarisation à la seconde grille du dispositif modèle, pour modifier la tension de sortie du dispositif modèle en direction de la tension désirée; et des moyens de couplage destinés à appliquer à la première grille du dispositif fonctionnel une tension égale au niveau de polarisation présent sur la seconde grille, pour créer ainsi une condition dans laquelle la valeur d'un courant de fonctionnement qui cir- cule entre les première et seconde bornes de sortie est pratiquement une image, à un facteur de proportionnalité près, du courant de référence lorsqu'une tension de fonc- tionnement pratiquement similaire à la tension de sortie du dispositif modèle est présente entre les première et seconde bornes de sortie du dispositif fonctionnel. L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui va suivre de modes de réalisation, don- nés à titre d'exemples non limitatifs. La suite de la des- cription se réfère aux dessins annexés sur lesquels: La figure 1 est une vue en perspective de par- ties d'un circuit intégré, avec une couche supérieure arrachée. La figure 2 est un graphique montrant une rela- tion caractéristique entre le courant de sortie d'un dis- positif actif et la tension de polarisation appliquée et la tension de sortie d'un tel dispositif. La figure 3 représente des symboles schématiques utilisés pour représenter divers dispositifs actifs. La figure 4 est un schéma d'un circuit de mesure de temps de type caractéristique. La figure 5 est un schéma d'un système de verrouillage de phase auquel on peut appliquer l'inven- tion. La figure 6 représente un premier circuit de polarisation conforme à l'invention. La figure 7 est un schéma d'une puce de cir- cuit intégré dans laquelle est incorporé un second mode de réalisation de l'invention. La figure 8 est un schéma d'un troisième mode de réalisation. La figure 9 est un schéma d'un quatrième mode de réalisation. La figure 10 est un schéma d'un amplificateur miroir à auto-équilibrage. La présente invention procure une technique éco- nomiquement avantageuse pour commander la valeur d'un cou- rant de sortie qui est produit en tant que signal de sor- tie d'un dispositif actif dans un circuit intégré. Les avantages qui résultent de la possibilité de commander avec précision la valeur du courant de sortie d'un ou de plusieurs dispositifs actifs dans une puce de circuit intégré sont trop nombreux pour être envisagés ici de façon générale. La figure 5 est un schéma d'un système de verrouillage de phase spécifique 500 pour lequel l'inven- tion a été développée. Le système de verrouillage de pha- se 500 produit un signal HORLOGE dont la phase doit coin- cider avec celle d'un signal asynchrone entrant, appelé DONNEES. Le signal DONNEES pourrait par exemple provenir d'une disquette tournante d'un ordinateur. Dans le système de verrouillage de phase 500, le signal DONNEES est appli- qué à une entrée d'horloge d'une première bascule 510. Le système de verrouillage de phase 500 comprend un oscilla- teur commandé par tension (OCT) 550 qui émet un signal HORLOGE ayant une fréquence prédéterminée. Le signal HOR- LOGE est appliqué à une seconde bascule 520. Les fronts montants du signal HORLOGE font passer à l'état haut pen- dant une courte durée t3-t2 un signal de sortie de décré- mentation de fréquence, FDM, de la seconde bascule 520. Les fronts montants du signal DONNEES font passer à l'état haut pendant une courte durée t3-t1 un signal de sortie d'incrémentation de fréquence FUP de la première bascule 510. Les signaux d'incrémentation/décrémentation de fré- quence, FUP et FDN, passent par un jeu de portes de retard, 515 et 525, pour restaurer les sorties des bascu- les 510, 520 à un instant mutuel t3. Si un front montant du signal DONNEES arrive à la première bascule 510 avant qu'un front correspondant du signal HORLOGE arrive à la seconde bascule 520, la durée t3-t1 du signal FUP sera supérieure à la durée t3-t2 du signal FDN. Inversement, si le front du signal HORLOGE arrive avant un front cor- respondant du signal DONNEES, la durée t 3-t2 du signal FDN l sera supérieure. Le signal FUP active un transistor à effet de champ à canal p 530 qui applique un premier cou- rant (courantfourni I1). Le signal FDN active un transis- tor à effet de champ à canal, 540 qui absorbe un second courant (courant absorbé) 12 à partir du condensateur d'intégration d'erreur C. Le condensateur d'intégration CIest connecté à une entrée de l'oscillateur commandé par tension 550, de façon à appliquer sur cette entrée une tension d'entrée Vin. La tension d'entrée Vin de l'oscil- lateur commandé par tension 550 est modifiée conformément à la formule: LVin= Il (t3-tl)-I2.(t3-t2) Lorsque le signal HORLOGE est précisément en phase avec le signal DONNEES, la tension d'entrée Vin de l'oscillateur commandé par tension 550 doit de préférence rester constante. Une erreur cumulative serait introduite dans l'opération de verrouillage du sytème de verrouillage de phase 500 si le courant fourni et le courant absorbé, I1 et I2, n'avaient pas exactement la même valeur lorsque t1=t2. Comme on l'a envisagé précédemment, les niveaux absolus des courants de sortie respectifs, I1 et I2, du transistor à effet de champ à canal p, 530, et de son transistor à effet de champ à canal n complémentaire, 540, peuvent 8tre affectés par de nombreux facteurs parmi lesquels les tensions de polarisation qui sont appliquées aux bornes de grille de chaque dispositif, les tensions de sortie qui apparaissent entre les bornes de sortie des dispositifs, la température à laquelle on fait fonctionner le circuit, et des variables du processus de fabrication. Les deux derniers facteurs sont les moins prévisibles et les plus difficiles à maîtriser. Heureusement, dans une seule puce, les facteurs de température et de variation de processus sont constants pour des dispositifs actifs pres- que identiques. L'invention exploite ce principe pour pro- duire dans des dispositifs actifs presque identiques d'une puce de CI, des images équivalentes ou multipliées par un facteur de proportionnalité, d'un courant de référence I0 qui circule dans un élément de référence. Cependant, l'in- vention permet également de reproduire des images de pré- cision du courant de référence dans des dispositifs diffé- rents de la puce de CI. En retournant à la figure 1, on peut dire que les dispositifs NPN, Q1 et Q2' sont des jumeaux presque identiques, sauf en ce qui concerne leur différence de dimensions en vue de dessus (W1/L1 4 W2/L2). Si on donne des valeurs égales aux dimensions largeur/longueur, on peut considérer Q1 et Q2 comme des jumeaux identiques, en ce qui concerne leurs caractéristiques électriques de fonctionnement. Autrement dit, lorsque la même tension de sortie apparatt leu bornes de sortie respectives (VDsi=VDs2), et la même tension de polarisation est appli- quée à leurs bornes de commande ou de grille (VGsl=VGs2) leurs courants de sortie ont une valeur identique (IDsi=IDs2). Même lorsque les dimensions largeur/longueur des dispositifs jumeaux Q1 et Q2' sont différentes, une relation de proportionnalité pour le courant, IDS2 (W2/L2).(L1/W1).IDs1, reste généralement vraie lors- que les tensions de polarisation et de sortie des disposi- tifs sont égales. La figure 6 est un schéma d'un premier circuit de polarisation 600 conforme à l'invention. Q1 et Q2 sont des dispositifs actifs (jumeaux) qui sont formés sur un substrat semiconducteur commun (puce de CI) 602. On appel- le ici Q1 un dispositif actif modèle du fait que ses caractéristiques de fonctionnement sont reproduites de façon homogène dans toute la puce de circuit intégré, dans des dispositifs "jumeaux" similaires tels que Q2. On appelle Q2 un dispositif fonctionnel. Les bornes de sortie du dispositif modèle Q1 sont connectées en série avec un élément de référence de courant 610, de fagon que la valeur du courant de sortie I1 qui passe par les bornes de sortie du dispositif modèle Q1 puisse être prévue de fagon précise, indépendamment des variations de température et de processus, une fois qu'on connaît un courant de réfé- rence I circulant dans l'élément de référence 610. Dans o le circuit de polarisation 600 qui est représenté, le cou- rant de sortie I1 du dispositif modèle Q1 est pratiquement égal au courant de référence I0 qui circule dans l'élément de référence 610, du fait de la première loi de Kirchhoff. Il ne circule que peu ou pas de courant vers une borne d'entrée 620 d'un amplificateur différentiel U1 qui est connectée à l'une des bornes de sortie du dispositif modè- le Q1' Une source de tension 650 produit une tension VDD désirée. La source de tension 650 est de préférence un diviseur de tension de précision qui est incorporé.dans la puce de CI 602 et qui est connecté entre la masse et une tension d'alimentation Vcc de la puce. Dans une variante, Cc la source de tension 650 pourrait comporter une connexion directe (indiquée par la ligne en trait mixte sur la figure 6) à la tension de sortie VD2 du dispositif fonctionnel D2 soii ocine Q2. La tension de sortie VD1 du dispositif modèle Q1 est forcée à une valeur égale à la tension désirée VDD, au moyen de l'amplificateur de différence U1. L'amplificateur de différence U1 comporte une paire d'entrées de détection de tension, dont l'une (620) est connectée à une borne de sortie du dispositif modèle Q1' et l'autre (640) est con- nectée à la tension désirée VDD que produit la source de tension 650. La sortie de l'amplificateur de différence U1 est connectée à une borne de grille G1 du dispositif modèle Q1i. L'amplificateur de différence U1 produit un niveau de polarisation de grille VB1 sur la borne de Bl grille G1 du dispositif modèle. Le dispositif modèle Q1 et l'amplificateur de différence U1 forment ensemble une boucle de réaction du type miroir de tension qui impose à la tension de sortie VD1 du dispositif modèle d'être pra- tiquement égale à la tension désirée VDD. Du fait qu'on sait que le courant de sortie I1 du dispositif modèle Q1 est pratiquement égal au courant de référence I 0, et qu'on sait que la tension de sortie VD1 est pratiquement égale à la tension désirée VDD, on peut dire que le niveau de polarisation de grille VG2 nécessaire pour reproduire le courant I1 dans un dispositif presque identique (Q2) sera pratiquement égal au niveau de polarisation VB1 qui est développé sur la borne de grille G1 du dispositif modèle Q1i Si ce même niveau de polarisation VB1 est reproduit sur une seconde borne de grille G2 du dispositif actif "jumeau " Q2' lorsque la tension de sortie VD2 aux bornes du dispositif jumeau Q2 est égale à la tension de sortie désirée VDD, le courant de sortie 12 dans le dispositif jumeau sera donné par l'expression: I2=(W2/L2).(L1/W1). I1. En d'autres termes, le courant de sortie I1 sera une image du courant I du dispositif modèle, avec un certain facteur de proportionnalité, et la précision de I1 se retrouvera dans 12 (même si la valeur de I2 est augmentée ou réduite par un facteur de proportionnalité qu'on peut déterminer de façon précise). Comme mentionné, on peut faire en sorte que la tension désirée VDD soit égale à la tension de sortie VD2 du dispositif jumeau Q2' en connec- tant simplement la borne d'entrée appropriée 640 de l'am- plificateur de différence U1 à une borne de sortie 660 du dispositif jumeau Q2 (comme indiqué par la ligne en trait mixte sur la figure 6). Cependant, dans le mode de réali- sation 600 qui est représenté, on notera que la borne d'entrée 640 est connectée à la place à un diviseur de tension de précision qui produit la tension désirée VDD. Dans certains circuits, il n'est pas nécessaire d'avoir un courant de sortie fonctionnel 12 d'une valeur précise, sauf dans un état de tensionparticulier dans lequel la tension de sortie VD2 du dispositif jumeau Q2 est égale à une tension prédéterminée (désirée) VDD. Par exemple, sur la figure 5, la tension d'entrée de régime permanent Vin de l'oscillateur commandé par tension 550 (après le verrouillage des phases des signaux HORLOGE et DONNEES), est souvent fixée égale à la moitié de la tension d'ali- mentation Vcc. Ceci signifie que les tensions de sortie de régime permanent du transistor à effet de champ à canal p 530 et du transistor à effet de champ à canal n 540 seront aussi égales à la moitié de la tension d'alimentation Vcc' Par conséquent, si on utilise le circuit de polarisation 600 de la figure 6 pour produire l'une au moins des ten- sions de polarisation de grille, VG1 et VG2, pour les transistors à effet de champ 530 et 540 qui sont représen- tés sur la figure 5, on peut fixer la tension désirée VDD égale à la moitié de la tension d'alimentation Vcc, au moyen d'un diviseur de tension de précision 650, sans qu'il soit nécessaire d'utiliser des connexions directes entre la borne d'entrée 640 de l'amplificateur de diffé- rence U1 et les bornes de drain D1 et D2 des transistors à effet de champ 530 et 540. Il faut noter qu' outre l'éli- mination d'une connexion directe entre la borne d'entrée 640 et la borne de sortie 660 du dispositif fonctionnel jumeau Q2 représenté sur la figure 6, on bénéficie de l'avantage supplémentaire qui consiste dans la possibilité de donner une très courte longueur au conducteur d'entrée 640 de l'amplificateur de différence U1, en plaçant le diviseur de tension 650 près de l'amplificateur de diffé- rence U1, de façon à minimiser le risque d'un couplage de * bruit indésirable vers la borne d'entrée 640. L'amplificateur de différence U1, le dispositif modèle Q1 et la source de tension de précision 650 sont de préférence formés ensemble sur la puce de circuit intégré, près d'un bord périphérique du substrat semiconducteur 602. L'élément de référence de courant 610 est de préfé- rence une résistance de précision externe qui est connec- tée au circuit de polarisation 600 par l'intermédiaire d'un plot de connexion 615 du substrat. Une extrémité opposée de la résistance de précision externe 610 peut être connectée à un plot d'alimentation (Vcc) 605 du cir- cuit intégré. On peut ensuite calculer le courant de réfé- rence I circulant dans la résistance de précision 610, par l'expression: Io=(VccVDD)/Rex' dans laquelle Rex est la valeur de la résistance de précision externe 610. De nombreuses variantes apparaîtront d'elles- mêmes lorsqu'on aura compris le principe de la figure 6. Si le dispositif fonctionnel jumeau Q2 fonctionne en satu- ration (figure 2), la valeur de son courant de sortie 12 sera de façon générale insensible à de petites variations de la tension de sortie VD2 entre les bornes de sortie de Q2. Le dispositif modèle Q1 fonctionnera à un point de saturation correspondant (même niveau de polarisation constant VGs=VBl) de sa courbe caractéristique (figure 2). De petites différences entre la tension de sortie VD1 du dispositif modèle et la tension de sortie VD2 du disposi- D2 tif fonctionnel créeront de faibles différences entre la précision des courants de sortie qui circulent dans chaque dispositif. Si ces faibles différences sont acceptables pour un circuit particulier, il n'est pas nécessaire de faire en sorte que VD1 et VD2 soit appariées de façon pré- cise. Le courant de sortie 12 du dispositif fonctionnel sera approximativement égal au courant de sortie I1 dans le dispositif modèle, ou sera proportionnel au courant 1l. La figure 7 montre une puce de circuit intégré 700 dans laquelle un transistor à effet de champ à canal n modèle Q1 et un transistor à effet de champ à canal n jumeau Q2 fonctionnent dans une telle région de saturation insensible à la tension de sortie, de leurs courbes carac- téristiques respectives, ou bien fonctionnent au voisinage de cette région de saturation. Un élément de référence de courant externe 610 ayant une valeur de résistance Re ex connue de façon précise est connecté à des composants internes de la puce 700 par l'intermédiaire d'un premier plot de contact du substrat, 615. Le courant de sortie I1 qui circule dans le dispositif modèle Q1 sera pratique- ment égal au courant I0 qui circule dans la référence de courant 610, du fait de la première loi de Kirchhoff. La tension de sortie VD1 aux bornes de Q1 est transmise à une première entrée 620 d'un amplificateur de différence U1, par l'intermédiaire d'un plot 618 destiné à protéger l'entrée correspondante contre des effets électrostati- ques. L'amplificateur de différence U1 détecte la tension VD1 et il la compare avec une tension désirée VDD (qui dans ce cas est fixée égale à 1, 7 V), et il émet un niveau de polarisation VB1 vers une borne de grille G1 du dispo- sitif modèle Q1, pour faire varier la tension de sortie VD1 de Q1 en direction de la tension désirée VDD. Un con- densateur en circuit intégré C1 est connecté à la grille G1 de Q1, pour éviter une oscillation parasite. Le niveau de polarisation VB1 est également transmis à une seconde grille G2 d'un dispositif fonctionnel jumeau Q2. Le dispo- sitif jumeau Q2 fonctionnera en suivant la m8me courbe de polarisation VGS=VBI que le dispositif modèle Q1. Du fait que, de façon générale, le courant de sortie ID (figure 2) d'un dispositif actif change très peu par rapport à la tension de sortie VD lorsque ce dispositif est en satura- tion ou au voisinage de la saturation, on pourra détermi- ner, avec des tolérances définissables,que le courant de sortie 12 qui circule dans Q2 est approximativement égal au courant de sortie I1 qui circule dans le dispositif modèle Q1, ou bien est approximativement proportionnel au courant de sortie I1. Dans le circuit intégré 700 qui est représenté, le dispositif modèle Q1 a une dimension largeur/longueur de 104/3. Le dispositif à canal N jumeau Q2 a une dimension de 16/3. Par conséquent, le courant qui circule dans le dispositif jumeau Q2 sera approximative- ment: I2=I1/6,5. Sur la figure 7, un transistor à effet de champ à canal p, Q3, est connecté en série avec le dispositif jumeau à canal n Q2. Bien que Q3 soit différent de Q2 et Ql' son courant de sortie 13 est forcé à une valeur prati- quement égale au courant de sortie 12 de Q2' du fait de la première loi de Kirchhoff. La tension de grille VG3 de Q3 est auto-réglée pour se conformer à son courant de sortie I3, par la connexion de la borne de grille G3 à la borne de drain D3. La même tension de grille, VG3, est appliquée à la grille d'un dispositif à canal p de taille moitié, Q4. Le courant circulant dans Q4, qui est I4=I2/2, est reproduit dans un transistor à canal à effet de champ de sortie Q5, par l'intermédiaire d'un amplificateur de dif- férence U701. Lorsque l'amplificateur de différence U701 est équilibré, c'est-à-dire lorsque la tension d'entrée Vin qui est appliquée à l'une de ses entrées 702 par l'in- termédiaire d'un plot d'entrée 720 et d'un plot de protec- tion contre les effets électrostatiques, 718, est égale à une tension de référence VREF=2,5V, produite de façon interne, le courant 14 que fournit le dispositif à canal p Q4 est divisé de façon symétrique entre les deux moitiés de U701 qui sont mutuellement symétriques, c'est-à-dire qui sont des images l'une de l'autre dans un miroir. La moitié du courant 14 traverse un dispositif à canal n 707 du côté droit de U701, et l'autre moitié traverse un second dispositif à canal n 705 du côté gauche de l'ampli- ficateur U701. La grille du dispositif à canal n du côté droit, 707, est connectée à son propre drain, ce qui fait que la tension V'G5 se règle d'elle-même pour donner le courant I4/2 La tension de grille auto-réglée V'G5 est 14/2. tension G5 appliquée à la grille du transistor à effet de champ à canal n opposé, 705, se trouvant du côté gauche. La grille du transistor à effet de champ de sortie à canal n Q5 est connectée en couplage croisé au drain du transistor à effet de champ à canal n du c8té gauche, 705, pour produi- re en ce point une tension de grille miroir VG5, de façon que le courant de sortie IREGL qui circule dans Q5 puisse être déterminé sur la base de la configuration géométrique du dispositif (dimensions, largeur/longueur). Un plot de réglage de courant 725 est connecté au drain de Q5. Le plot 725 peut par exemple être connecté à un système de réaction courant/tension 730 qui change la tension d'en- trée Vin en fonction de la valeur du courant de sortie IREGL (Vin est une fonction de IREGL; c'est-à-dire Vin=f(IREGL).) Le condensateur d'intégration de charge CI décrit précédemment et représenté sur les figures 4 et 5, est un exemple d'un tel système de conversion courant/ tension 730. Lorsque la tension d'entrée Vin sur le plot 720 s'élève audessus de VREF=2,5V, un courant moindre circule dans le côté droit (transistor à effet de champ 707) de l'amplificateur U701, et un courant plus élevé est produit dans le transistor à effet de champ du c8té gauche, 705. Ceci a pour effet de faire diminuer la ten- sion de drain V'G5 du transistor à effet de champ à canal n du c8té droit, 707. La tension miroir VG5 aux bornes du transistor à effet de champ du côté gauche, 705, augmente donc, ce qui provoque une augmentation du courant IREGL qui circule dans Q5. Inversement, lorsque Vin tombe audessous de 2,5 V, le courant IREGL dans Q5 diminue, sous l'effet d'une séquence d'événements opposée. Lorsque Vin=2,5V, le courant de sortie circulant dans Q5 est: IREGL=(40/10).(3/16).I4/2, du fait que V'G5=VG5, et le courant circulant dans le transistor à effet de champ du côté droit, 707, est reproduit dans le transistor à effet de champ de sortie, Q5. On peut utiliser ce courant pour commander de façon précise la tension d'un condensateur d'accumulation de charge, tel que le condensateur CI des figures 4 et 5. La figure 8 représente un mode de réalisation à deux branches, 800. Un dispositif actif différent Q3 est placé en série avec le jumeau Q2 du dispositif modèle Q1 Un cercle vide est dessiné à la grille G3 du troisième dispositif actif Q3, pour indiquer qu'il n'est pas un jumeau des deux autres dispositifs actifs, Q1 et Q2. Du fait que Q3 est en série avec Q2' son courant de sortie 13 sera pratiquement égal au courant de sortie 12 du second dispositif Q2. Un amplificateur de différence U3 est con- necté à la grille G3 du dispositif différent Q3, pour fai- re passer la tension de sortie VD2 de Q2 à une valeur éga- le à la tension désirée VDD. Du fait qu'on sait que la tension de sortie VD2 de Q2 est égale à la tension de sor- tie VD1 du dispositif modèle Q1' le courant de sortie 12 du dispositif jumeau Q2 sera une image proportionnelle (I2=W2/L2.L1/Wl.I1) du courant de sortie I1 de Qi' indé- pendamment du fait que Q1 et Q2 soient en saturation ou fonctionnent à un niveau non saturé pour lequel le courant de sortie est sensible à des variations de la tension de sortie. La tension de sortie VD3 du dispositif différent Q3 sera connue, du fait que les tensions Vcc et VD2 sont également connues. La tension de polarisation VB3 qui est développée sur la grille G3 du dispositif différent Q3 est précisément la tension nécessaire pour attaquer des jumeaux de Q3, de façon à produire des images proportion- nelles du courant 13 lorsque les tensions de sortie res- pectives des jumeaux de Q3 sont égales à VD3. La tension de sortie désirée VDD est choisie de préférence exactement égale à la moitié de Vcc, de façon à avoir VD2=VD3. En considérant conjointement la figure 5 et la figure 8, on voit que dans un cas dans lequel Q3 est un jumeau du transistor à effet de champ à canal p 530 et Q2 est un jumeau du transistor à effet de champ à canal n 540, on peut utiliser les tensions de grille respectives VB3 et VB1 développées sur les grilles de Q3 et Q2' pour polariser les grilles des transistors à effet de champ complémentaires 530 et 540 de la figure 5 (en fixant VGi =VB3 et VG2=VB1). Dans un tel cas, les courants four- ni et absorbé que produisent les transistors à effet de champ complémentaires 530 et 540, dans le système de verrouillage de phase 500, seront identiques lorsque Vin=VDD. La sortie du condensateur d'intégration de charge CI reste à cette tension Vin=VDD une fois que le signal HORLOGE est verrouillé en phase sur le signal DONNEES, du fait que le courant fourni est pratiquement identique au courant absorbé. En considérant la figure 8 seule, on notera que la branche droite L2 du mode de réalisation à deux bran- ches 800 est simplement une version renversée de la bran- che gauche L1, avec le dispositif actif jumeau Q2 à la place de l'élément de référence de courant 610. On com- prend évidemment qu'on peut répéter la configuration pour produire des tensions de polarisation pour des disposi- tifs supplémentaires sur la puce de circuit intégré qui sont différents à la fois de Q1 et de Q3. Bien que ceci ait été mentionné brièvement précédemment, on comprend également que les amplificateurs de différence U1 et U3 ont des impédances d'entrée relativement élevées, de façon que les relations série pour les courants, I 1=I et I3=I2 dans les branches respectives, L1 et L2, ne soient prati- quement pas affectées par les impédances d'entrée des amplificateurs U et U3. Sur la figure 9, un second dispositif jumeau Q4 est connecté de façon commandée en parallèle avec Q2' au moyen d'un interrupteur de gain, pour augmenter le courant de sortie 13 du dispositif différent Q3. Lorsque l'inter- rupteur de gain est fermé, la tension de sortie VV3 de l'amplificateur de différence U3 change pour tenir compte de la valeur accrue du courant de dispositif, 13. Cette augmentation se répercute dans une troisième branche L3 du circuit représenté sur la figure 9. Un nouveau signal de polarisation VB6 est généré par une boucle de réaction qui comprend un troisième amplificateur de différence U6 et un dispositif actif Q6. VB6et VB3 sont respectivement appliquées aux grilles des dispositifs jumeaux Q8(canal n) et Q7 (canal p), pour produire des courants absorbé et !! fourni appariés, 16 et I5. On peut commuter le gain du système entre un mode à gain faible et un mode à gain élevé en actionnant simplement l'interrupteur de gain pour agmenter les courants de sortie des dispostifs Q7 et Q8. I5' et 16' resteront appariés de façon précise dans les deux modes. En considérant les figures 6, 8 et 9, on note que le but des amplificateurs de différence U1, U3 et U6 est d'agir sur une tension de sortie VD d'un dispositif actif de façon que cette tension de sortie soit pratique- ment égale à une valeur désirée VDD. La figure 10 montre un amplificateur spécial U* qui est conçu dans ce but. On appelle ici l'amplificateur spécial U* un amplificateur miroir à auto-équilibrage. L'amplificateur miroir à auto- équilibrage U* comprend une branche de référence de cou- rant L10 dans laquelle on fait circuler de façon commandée un premier courant I10, en utilisant de préférence le principe du circuit de polarisation de précision décrit ci-dessus. Ainsi, on applique une tension de polarisation VB1 à un dispositif à canal n, Q10, dans la branche de référence L10O, pour fixer la valeur du premier courant I10. Le même courant I10 circule dans deux dispositifs à canal p, Q11 et Q12' dans la branche de référence L10. La grille de Q1l est connectée à une tension désirée VDD. La grille de Q12 est connectée au drain de Q10, pour pro- duire une tension de grille à auto-réglage, VBp, qui est nécessaire pour permettre au courant I1o de passer dans Q2' La tension de grille autoréglée VBp est appliquée à un autre dispositif à canal p, Q22' qui est utilisé en commun par deux branches symétriques, L20 et L30, de l'amplificateur de différence U*. Pour la simplicité de l'explication, on supposera que Q22 est dimensionné de façon double, pour qu'un courant I22 ayant une valeur éga- le au double de la valeur de I10 traverse le dispositif supérieur Q22. Le courant I22 se divise en deux courants I20 et I30 ayant chacun une valeur égale à celle de Ilo. Les deux courants I20 et I30 passent dans les parties de branches symétriques L20, L30 de l'amplificateur U*. La symétrie résulte du fait qu'un transistor à effet de champ à canal p Q21 dans la branche gauche L20 est une image dans un miroir du dispositif jumeau du c8té droit Q31' et qu'un transistor à effet de champ à canal n infé- rieur du c8té gauche, Q20' est une image dans un miroir d'un dispositif inférieur du c8té droit Q30. Chacune des branches symétriques, L20 et L30, (Q22 est utilisé en com- mun par les deux branches) est une image dans un miroir de la première branche L1O, c'est-à-dire que Q22 est un jumeau de Q12' Q11 est un jumeau de Q21 et Q31, et Q10 est un jumeau de Q20 et Q30. Tout déséquilibre entre les ten- sions de grille de Q21 et Q31 provoquera un réglage des courants I20 et I30 visant à contrebalancer le déséquili- bre. Un dispositif actif de commande de courant, Q40, est connecté en couplage croisé à la grille de Q31 et au drain de Q20. On notera que Q40 est un jumeau de Q10, Q20 et Q30. Le drain de Q40 peut être connecté à Q31 par un circuit de réaction 730 qui produit une tension Vin=f(I40) sur la grille de Q31' ou bien il peut être connecté direc- tement (ligne en pointillés)à la grille de Q31 auquel cas la tension Vin sur la grille de Q31 est égale à la tension de sortie VD40 du dispositif de commande de courant Q40. Si la tension de grille Vin de Q31 varie de façon à deve- nir inférieure à la tension de grille VDD de Q21' un cou- rant plus élevé circulera dans le dispositif du c8té droit Q31' Ceci entraînera une diminution correspondante du cou- rant I20 dans la branche symétrique gauche complémentaire L20. La valeur accrue du courant I30 du c8té droit impose- ra une élévation de la tension de drain de Q30. La tension de drain VG40 de Q20 subira une variation correspondante en sens descendant. Cette variation en sens descendant de VG40 est transmise à la grille de Q40, ce qui réduit le courant circulant dans Q40. Le drain de Q40 est connecté à la grille de Q3' d'une manière telle que Vin augmente (dans le cas o Vin tion inverse se présentera si Vin est inférieure à VDD. Dans le cas o le drain de Q40 est directement connecté à la grille de Q31' la tension de sortie VD40 du dispositif de commande de courant Q40 sera amenée de force à une valeur égale à la tension de grille VDD de Q21. La tension de grille VG40 de Q40 sera pratiquement égale à la tension de grille VG30 de Q30 lorsque U* est dans l'état équilibré. Du fait que dans cette condition la branche symétrique droite L30 est presque une image dans une miroir de la branche de référence L10 (VG30 sera presque identique à VB1), le courant I30 dans Q30 sera une image précise du courant I10 circulant dans la branche de réfé- rence L1. I30 est reproduit dans Q40 par le principe du circuit miroir de courant, ce qui fait que I40 sera éga- lement une image de I10o. En considérant la figure 7, on peut voir que l'amplificateur U701 de la puce 700 utilise un principe similaire. U* diffère de U701 par le fait que la tension désirée VDD est reproduite dans la branche de référence L1O alors que U701 fonctionne avec une tension de référen- ce de 1,7 V imposée de force aux bornes de Q1' L'avantage de l'amplificateur U* (figure 10) est le suivant: outre le fait que chaque branche symétrique au sens d'une image dans un miroir, L20, L30 impose l'équilibrage de Vin vis- à-vis de VDD, le courant de précision Iloqui circule dans la branche L1O est reproduit avec une meilleure précision dans Q40 par le fait que Q40 est symétrique de Q10, Q20' Q30 au sens d'une image dans un miroir, tandis que Q21 est symétrique de Q12' au sens d'une image dans un miroir et, de plus, Q21' Q31 sont symétriques de Q11' au sens d'une image dans un miroir. Ceci rend plus précis l'effet de reproduction de I10 dans la branche L30 par un effet de miroir de courant. Ainsi, le circuit de la figure 10 n'a pas besoin, pour la précision de son courant, que Q22 soit dans un état de "saturation", et il peut utiliser le fait que Q22 est symétrique de Q12 au sens d'une image dans un miroir (la tension de sortie de Q12 se "réfléchit" aux bornes de Q29' ce qui fait que VBp donne à I22 une - valeur qui est une image de I10, à un facteur de propor- tionnalité près. Lorsque VD40 est équilibrée avec VDD, le courant de charge ICHARGE=I40 qui circule dans Q40 est une image du courant de référence I o, à un facteur de propor- tionnalité près. On peut utiliser l'amplificateur miroir à autoéquilibrage U* à la place des amplificateurs U3 et U6 de la figure 9. On utilise de préférence pour U1 un ampli- ficateur de différence classique, pour produire la tension VB1 qui commande le courant Ilo dans la première branche L10 de l'amplificateur miroir à auto-équilibrage U*. I1 va de soi que de nombreuses modifications peuvent être apportées au dispositif décrit et représenté sans sortir du cadre de l'invention. REVENDICATIONS 1. Circuit de polarisation destiné à produire un niveau de polarisation de référence qui peut être appliqué à une première grille (G2) d'un dispositif actif (Q2) fonctionnel incorporé dans un circuit intégré, pour com- mander la valeur d'un courant qui passe par des première et seconde bornes de sortie du dispositif fonctionnel (Q2), caractérisé en ce qu'il comprend: un dispositif actif modèle (Q1) qui est incorporé dans le circuit inté- o10 gré en compagnie du dispositif fonctionnel (Q2), d'une manière qui le rend presque identique au dispositif fonc- tionnel (Q2), le dispositif modèle (Q1) comprenant une seconde borne de grille (G1) et des troisième et quatrième bornes de sortie; des moyens de référence de courant (610) connectés en série avec les troisième et quatrième bornesde sortie du dispositif modèle (Q1), pour faire cir- culer un courant de référence (Io) d'une première valeur dans le dispositif modèle (Q1), le courant de référence (Io) créant une tension de sortie (VD1) entre les troisiè- me et quatrième bornesde sortie du dispositif modèle (Q1); une source de tension (650) destinée à produire une ten- sion désirée (VDD); des moyens de commande (V1) destinés à détecter la tension de sortie qui apparaît entre les troisième et quatrième bornes de sortie, à comparer la tension détectée (VD1) avec la tension désirée (VDD) , et à appliquer un niveau de polarisation (VB1l) à la seconde grille (G1) du dispositif modèle (Q1), pour modifier la tension de sortie du dispositif modèle en direction de la tension désirée; et des moyens de couplage (SW) destinés à appliquer à la première grille (G2) du dispositif fonc- tionnel (Q2) une tension égale au niveau de polarisation (VB1) présent sur la seconde grille (G1), pour créer ainsi une condition dans laquelle la valeur d'un courant de fonctionnement qui circule entre les première et seconde bornes de sortie est pratiquement une image, à un facteur de proportionnalité près, du courant de référence (I), lorsqu'une tension de fonctionnement (VD2) pratiquement similaire à la tension de sortie du dispositif modèle (Q1) est présente entre les première et seconde bornes de sortie du dispositif fonctionnel (Q2). 2. Circuit de polarisation selon la revendica- tion 1, caractérisé en ce que chaque dispositif parmi le dispositif modèle et le dispositif fonctionnel comprend un transistor à effet de champ. 3. Circuit de polarisation selon la revendica- tion 1, caractérisé en ce que les moyens de référence de courant comprennent une résistance (610) ayant une valeur comprise dans une plage de tolérance présélectionnée. 4. Circuit de polarisation selon la revendica- tion 1, caractérisé en ce que les moyens de référence de courant comprennent un plot de connexion (615) qui fait partie du circuit intégré et qui est destiné à être con- necté à un élément de référence de courant (610) qui se trouve à l'extérieur du circuit intégré. 5. Circuit de polarisation selon la revendica- tion 1, caractérisé en ce que la source de tension com- prend un diviseur de tension (650) qui est incorporé dans le circuit intégré. 6. Circuit de polarisation selon la revendi- cation 1, caractérisé en ce que les moyens de commande comprennent un amplificateur de différence (U1) ayant des première et seconde bornes d'entrée (+, -) pour détecter une différence entre la tension de sortie (VD1) du dispo- sitif modèle (Q1) et la tension désirée (VDD), la premiè- re borne d'entrée (+) étant connectée à la troisième borne de sortie du dispositif modèle (Q1) et la seconde borne d'entrée (-) recevant la tension désirée (VDD), et l'am- plificateur de différence comprenant en outre une sortie de polarisation qui est connectée à la seconde grille (G1) du dispositif modèle (Q1), pour lui appliquer le niveau. de polarisation (VB1). 7. Circuit de polarisation selon la revendica- tion 1, caractérisé en ce que les moyens de couplage com- prennent des moyens de commutation (SW) destinés à appli- quer le niveau de polarisation au dispositif fonctionnel (Q2) pendant une première durée. 8. Circuit de polarisation selon la revendica- tion 1, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un dis- positif actif différent (Q3) qui n'est pas presque identi- que au dispositif modèle (Q1) ou au dispositif fonctionnel (Q2), et en ce que le dispositif fonctionnel (Q2) est con- necté en série avec le dispositif différent (Q3) de façon qu'une proportion prédéterminée du courant de fonctionne- ment traversant le dispositif fonctionnel (Q2) traverse le dispositif différent (Q3). 9. Circuit de polarisation selon la revendica- tion 1, caractérisé en ce qu'il comprend en outre des moyens de commande de tension de fonctionnement (Q3, U3), connectés au dispositif fonctionnel (Q2) pour forcer la tension de fonctionnement du dispositif fonctionnel à être pratiquement égale à la tension de sortie (VD1) du dispositif modèle (Q1). 10. Circuit de polarisation selon la revendica- tion 9, caractérisé en ce que les moyens de commande de tension de fonctionnement comprennent: un dispositif actif différent (Q3) qui n'est pas presque identique au dispositif modèle (Q1) et au dispositif fonctionnel (Q2) et qui comporte une troisième borne de grille (G3) et des cinquième et sixième bornes de sortie, les cinquième et sixième bornes de sortie étant connectées en série avec les bornes de sortie du dispositif fonctionnel (Q2) de façon qu'une proportion déterminée du courant de fonction- nement traverse le dispositif différent (Q3); et des moyens de polarisation de grille (U3) connectés à la troi- sième grille (G3) pour appliquer à la troisième grille une polarisation d'attaque destinée à faire fonctionner les dispositifs différents (Q3) de manière à produire entre les première et seconde bornes de sortie du dispositif fonctionnel (Q2) une tension de fonctionnement (VD2) pra- tiquement égale à la tension de sortie (VD1) du dispositif modèle (Q1). 11. Circuit de polarisation selon la revendica- tion 10, caractérisé en ce qu'il comprend en outre: un dispositif fonctionnel différent (Q4) incorporé dans le circuit intégré, de façon à être presque identique au dis- positif différent (Q3) ce dispositif fonctionnel différent (Q4) ayant une quatrième grille; et des moyens de repro- duction de polarisation de grille, connectés à la quatriè- me grille, pour reproduire à la quatrième grille du dispo- sitif fonctionnel différent (Q4) la polarisation d'attaque (VB3)qui est appliquée à la troisième grille (G3). 12. Circuit de polarisation selon la revendica- tion 1, caractérisé en ce que les moyens de commande com- prennent un amplificateur miroir à auto-équilibrage (U*) qui comprend: une branche de référence de courant (L10) conçue de façon à être traversée par un courant prédéter- miné (I1o), la branche de référence comprenant un premier ensemble de dispositifs actifs (Q10,O Q11,' Q12) connectés en série, un premier dispositif actif (Q1l) dans le pre- mier ensemble comportant une première entrée à laquelle la tension désirée (VDD) est appliquée, un second dispositif actif (Q12) dans le premier ensemble comportant une secon- de entrée qui est couplée en réaction positive à un autre dispositif actif (Q10) dans le premier ensemble de façon à produire sur la seconde entrée un niveau de polarisation auto-réglé qui se règle de lui-même pour laisser circuler le courant prédéterminé dans le second dispositif actif (Q12) du premier ensemble; une première branche symétri- que (L20) qui est de façon générale une image dans un miroir de la première branche de référence de courant (L10), la première branche symétrique comprenant un second ensemble de dispositifs actifs (Q20' Q21' Q22) connectés en série, un premier dispositif actif (Q21) dans le second ensemble, qui est une image dans un miroir du premier dis- positif actif (Qll) dans le premier ensemble, ayant une première entrée image dans un miroir, à laquelle la ten- sion désirée (VDD) est appliquée, un second dispositif actif (Q22) dans le second ensemble, qui est une image dans un miroir du second dispositif actif (Q12) dans le premier ensemble, ayant une seconde entrée image dans un miroir qui est connectée à la seconde entrée de la branche de référence (L0lo), pour reproduire le niveau de polarisa- tion auto-réglé (VBT) qui est produit sur la seconde entrée; une seconde branche symétrique (L30) qui est de façon générale symétrique de la première branche symétri- que (L20), la seconde branche symétrique comprenant un troisième ensemble de dispositifs actifs (Q30, Q31' Q22) connectés en série, un premier (Q31) des dispositifs actifs dans le troisième ensemble qui est une image dans un miroir du premier dispositif actif (Q21) dans le second ensemble, ayant une entrée de détection de tension qui est connectée à l'une des troisième et quatrième bornes de sortie du dispositif modèle (Q1) pour détecter la tension de sortie du dispositif modèle (Q1); et des moyens d'équilibrage de courant (L40) connectés aux première et seconde branches symétriques (L20, L30) pour produire des courants presque identiques dans les première et seconde branches symétriques (L20, L30), de façon que l'environne- ment de fonctionnement des seconds dispositifs actifs dans les branches respectives comprenant la branche de référence (L10), la première branche symétrique (L20) et la seconde branche symétrique (L30) soit pratiquement similaire lorsque la tension de sortie (VD1) du dispositif modèle (Q1) est pratiquement égale à la tension désirée (VDD) qui est appliquée à la première entrée et à la pre- mière entrée image dans un miroir de l'amplificateur miroir à auto-équilibrage (U*).