Brevet FR2599854A1 — publié le 19871211

i PROCEDE DE MESURE DE LA DISTANCE AMBIGUE ET RADAR DOPPLER A IMPULSIONS METTANT EN OEUVRE UN TEL PROCEDE La présente invention concerne un procédé de mesure de la distance ambiguë et un radar Doppler à impulsions mettant en oeuvre un tel procédé. Dans un radar Doppler émettant des impulsions à la fréquence 5 de répétition fR' le spectre du signal émis se compose d'une raie principale à la fréquence porteuse f et de raies latérales situées de part et d'autre de la fréquence porteuse fo à des intervalles égaux a o la fréquence de répétition fR' Le signal reçu a subi, par rapport au signal émis, un retard égal au temps mis par celui-ci pour parcourir 10 la distance radar-cible-radar, et un décalage en fréquence fd d à l'effet Doppler. Il comprend donc une raie principale a la fréquence fo + fd et des raies laterales espacées de fR' la fréquence de répétition. Certains radars Doppler à impulsions présentent une ambiguïté 15 de distance due au fait que l'on ne connaît le retard du signal reçu par rapport au signal émis qu'avec un modulo égal à la période de répétition TR = f. C'est le-cas en particulier lorsque la fréquence de répétition des impulsions est élevée. Cette ambiguïté en distance peut être levée en changeant la fréquence de répétition. 20 Pendant un intervalle de temps o la fréquence de répétition est fixe, le radar ne peut mesurer que la distance ambig e. La présente invention fournit un procédé de mesure de la distance ambig e. Un procédé connu pour effectuer cette mesure consiste à découper la fenêtre de réception en deux demi-portes ("split-gate" P -P en Anglais) de même largeur et à calculer le rapport P2 +Pi dans lequel PI et P2 sont respectivement la puissance du signal de sortie du récepteur correspondant à chacune des deux demi-portes. Ce procédé présente les deux inconvénients suivants: - La caractéristique obtenue (mesure de la distance ambiguë en fonction de la distance ambiguë) n'est pas linéaire autour de zéro. - La caractéristique est limitée dès que la valeur absolue de la 5 distance ambiguë dépasse le produit de la vitesse de la lumière par le quart de la largeur de l'impulsion émise (effet de saturation). La présente invention permet de remédier aux inconvénients ci-dessus et a pour objet un procédé de mesure de la distance ambiguë. Un avantage de la présente invention est d'obtenir une caractéristique linéaire de mesure de la distance ambiguë en fonction de la distance ambiguë. Un autre avantage de la présente invention est de rendre la mesure de la distance ambiguë toujours possible dès que l'impulsion 15 reçue n'est pas totalement éclipsée. Un autre avantage de la présente invention est de pouvoir obtenir dans le cas d'une formation de plusieurs cibles, une mesure de la distance ambiguë linéaire sur toute la fenêtre de réception, pour chacune des cibles, avec un facteur de forme à l'émission 20 inférieur à 0,5. Selon l'invention, le procédé de mesure de la distance ambiguë dans un radar Doppler de poursuite émettant des impulsions à fréquence de répétition fR' et recevant dans une fenêtre de réception le signal renvoyé par la cible est caractérisé en ce que l'on 25 mesure la différence de phaseà Tqui existe dans le signal reçu entre la raie principale et une raie latérale d'ordre p transposée à la fréquence de la raie principale et qui correspond à une mesure de la distance ambiguë. La présente invention sera mieux comprise à la lecture de la 30 description détaillée faite ci-après avec référence aux figures ciannexées qui représentent: - Fig. 1, le schéma synoptique d'une partie d'un radar Doppler à impulsions effectuant la mesure de distance ambiguë selon le procédé de l'invention; - Fig. 2, le signal reçu, après un découpage d'une fenêtre de réception; et - Figs. 3a à 3c, la caractéristique de la mesure de distance ambiguë en fonction de la position de l'impulsion reçue. Dans le schéma synoptique de la figure 1, le radar étant en mode poursuite, on désigne par r(t) le signal renvoyé par la cible (non représentée) et reçu par l'antenne radar (non représentée), le signal émis par le radar étant un signal impulsionnel e (t) à fréquence de répétition fR constante. Selon un mode de réalisation analogique (non limitatif) de l'invention, le signal r(t) reçu par l'antenne subit d'abord un découpage temporel par un circuit I commandé par un signal extérieur Sx. Ce circuit peut être par exemple un interrupteur. Ce découpage permet d'obtenir une fenêtre de réception adaptée ou non à l'im15 pulsion émise, une fenêtre de réception adaptée étant de même largeur que l'impulsion émise et présentant un rapport signal-surbruit optimisé. Ainsi qu'on l'a déjà mentionné et qu'on le montrera ultérieurement, la différence de phase existant entre la raie principale 20 et une raie latérale d'ordre p (située, comme mentionné plus haut, à un intervalle égal à pfR de la raie principale) est représentative de la distance ambiguë de la cible détectée. Une différence de phase peut être facilement mesurée entre des signaux de même fréquence. Par conséquent, soit selon le mode 25 de réalisation préférentiel non limitatif de la figure l, on transpose la fréquence de la raie latérale d'ordre p à la fréquence de la raie principale soit inversement on transpose la fréquence de la raie principale à la fréquence de la raie latérale d'ordre p. Ceci peut être réalisé en créant une voie auxiliaire de récep30 tion appelée "voie distance" en plus de la voie de réception principale appelée "voie somme", les voies "somme" et "distance" étant respectivement alimentées par les signaux R1(t) et R2(t) issus de la séparation entre les deux voies, au point A, du signal reçu et découpé R(t) et ayant donc le même spectre de fréquences que lui. Dans la "voie distance", le spectre du signal reçu, découpé R2(t) est transposé par une fréquence pfR. L'une des deux raies latérales d'ordre p a donc été transposée à la fréquence d'origine fo + fd de la raie principale du signal R2(t) donc à la fréquence de la o raie principale du signal reçu Rl(t) ou R(t). Cette transposition du spectre du signal R2(t) est réalisée par le sous ensemble 3. Selon un mode de réalisation non limitatif, ce sous ensemble peut être, comme illustré par la figure 1, constitue d'un circuit 32 multipliant la fréquence de répétition fR par un 10 nombre entier naturel positif p et par un circuit modulateur BLU 31 qui reçoit le signal de fréquence pfR en sortie du circuit multiplicateur 32 et le signal R2(t) issu de la séparation du signal reçu, découpé R(t) entre les deux voies de réception "somme" et "distance". Le signal délivré par le sous-ensemble de transposition 3 est 15 désigné par d(t). La raie principale du signal Rl(t), donc du signal reçu R(t), et la raie latérale d'ordre p transposée du signal R2(t), donc du signal reçu R(t), sont à la même fréquence et sont respectivement isolées par un filtre à bande étroite désigné par la référence 2 pour la voie 20 "somme" et par la référence 5 pour la voie "distance". Les filtres 2 et 5 sont identiques et délivrent respectivement un signal S(t) et D(t) de même fréquence fo + fd' o on le rappelle f est la oo fréquence porteuse du signal émis et fd la fréquence doppler de la cible détectée. Les signaux S(t) et D(t) obtenus en sortie des voies "somme" et "distance" respectivement sont appliqués à l'entrée d'un circuit 6 qui mesure leur différence de phase/fet délivre un signal représentatif de la distance ambiguë. Ce circuit 6 est par exemple un détecteur de phase. Ce signal z cf est alors amplifié dans un circuit 7 dont le gain est égal à g' = c si la distance ambiguë doit être 2 TF -2P.fR exprimée en mètres et à g - 2. P.fR si elle doit être exprimée en secondes. Ce point sera expliqué ultérieurement dans la description. Dans un autre mode de réalisation (non représenté) les deux signaux S(t) et D(t) peuvent être des signaux codés numériques. La différence de phase A Cf des deux signaux S(t) et D(t) est alors calculée par le circuit 6 et multipliée ensuite par le facteur 1 ou g' 5 pour donner directement une mesure de la distance ambiguë qui soit immédiatement utilisable dans un traitement numérique ultérieur. Le dispositif représenté par la figure 1 fonctionne de la façon suivante, en se référant également à la figure 2 qui représente le signal R(t) reçu par l'antenne, après découpage temporel. Dans la figure 2, le signal représenté est le signal reçu R(t) après découpage d'une fenêtre de réception, adaptée, par un signal Sx impulsionnel de fréquence de répétition fR et de largeur d'impulsion r. L'instant zéro étant choisi arbitrairement, on appelle T l'ins15 tant milieu de l'une des impulsions constituant le signal R(t). Le signal R(t) étant périodique, il est constitué de raies aux fréquences multiples de fR Sa décomposition en série de Fourier conduit à la représentation suivante: R(t) = _ Zk. e j2n1k. fR t k = -ô C -.j2rk. fRT sin k fR T avec Zk= T ekfR et TR R =fR Dans le dispositif de la figure 1, le filtre 2 isolant la raie à -r fréquence nulle du signal R(t) délivre le signal S(t) = Zo R Dans la deuxième voie ("distance") du dispositif de la figure 1, 25 le modulateur BLU 31 délivre le signal distance d(t) constitué par la multiplication du signal R(t) par un signal de fréquence pfR (p>/ 1, p nombre naturel). Par décomposition en série de Fourier on a donc: -j2ITr p.f t + 00 f(kp d(t) = R(t) e 2 p.Rt = Zk e j2T(k-p) fRt k= CID Le filtrage dans le circuit 5 isole la raie principale à fréquence nulle e - j2p.f fRT sin pTifRZ D(t) = Z - e ___p -TR PfI La deuxième voie, ou voie "distance", isole donc la voie latérale d'ordre p du signal reçu, après l'avoir ramenée à la même fréquence que la raie principale. Dans le calcul ci-dessus on a supposé que le signal reçu a une fréquence porteuse nulle, ce qui permet de ne pas tenir compte de la phase hyperfréquence du signal. Mais il est possible de démontrer facilement que cela ne nuit pas à la généralité du calcul. La représentation du modulateur BLU 31 par la formule e- j2 i p.fRt fixe l'instant appelé zéro sur la figure 2 à l'instant o la phase du modulateur 31 est zéro, c'est-à-dire o la phase du signal de transposition (de fréquence pfR) est nulle. Lorsque dans l'expression de D(t), sin(pTr. fR() est positif 15 c'est-àdire lorsque p est un entier naturel positif, compris entre 2a et 2a+ 1 avec a entier naturel et b = le facteur de forme de l'impulsion émise, la différence de phasxe A Y entre S(t) et D(t) (qui sont à la même fréquence) est égale à: AT= * [S(t)J-" = O - (-20p.fRT) = 2rp.fRT Si sin(p.-i. fRT) est négatif c'est-à-dire lorsque p entier 2a- I 2a naturel positif est compris entre ba et a, la différence de phase est égale à 2tc- = 2Tp fR T +T-. Le raisonnement est identique dans les deux cas du sinus positif ou négatif et est indiqué ci-après dans le cas d'un sinus 25 positif. Elle est obtenue de façon analogique ou numérique par le détecteur 6. Une phase est connue à 21f près. L'ambiguité sur la différence de phase Acp est donc égale à 2 t et on peut écrire 30 A = 2T p.fR T+ q.2iT o g est un nombre entier relatif. La différence de phase A/{ peut encore s'exprimer par C= 2 | p.fR[T+ p.R (1) L'ambiguité sur T, intervalle de temps existant entre l'instant milieu de l'impulsion traitée et l'instant zéro (ou le modulateur BLU 31 a pour phase O), est donc égale à ou encore ' T R-. ... P'ZP.R puecr TR = f. étant la période de repetition des impulsions démission. R A partir de l'expression (1), on obtient donc P-fR 21TPfR La différence de phase Lcf est donc, au coefficient 1 s g = 2 T p fpres, la mesure en secondes de l'intervalle T entre 10 l'instant zéro et l'instant milieu de l'impulsion traitée, cet intervalle T ayant pour ambiguité -. Cette mesure en secondes est également le temps mis par le signal émis pour parcourir deux fois la distance ambiguë cherchée. La différence de phaseIp est donc au coefficient I g= 2 p près la mesure yen secondes de la distance ambiguë. La vitesse de la lumière étant désignée par c, la mesure y de la distance ambiguë parcourue pendant un intervalle de temps T' = T =.'Cestdonc égale à y =cT'= -- - = g'. A 2 2 2 La différence de phase/-T est donc, au coefficient g cg = 2 c 2pf près, la mesure y en mètres de la distance =2 -2.2p.fR ambiguë. Les figures 3a et 3b représentent respectivement l'impulsion émise dans le cas d'un facteur de forme de I et la fen&tre de réception 25 avec un facteur de forme de 4. La figure 3c représente la caractéristique de la différence de phase/Cf obtenue dans ce cas, avec en abscisse x le décalage de l'impulsion reçue r(t) avant découpe de la fenêtre de réception par le circuit 1. T3 R On peut observer que pour lx 1 > x 2, l'impulsion est tronquée par la découpe et par conséquent le milieu de l'impulsion traitée ne se confond pas avec le milieu de l'impulsion reçue. Il existe donc une rupture de pente de la caractéristique à ses extrémités. T La caractéristique est, pour} xt 3 x -2 parfaitement linéaire. En général le facteur de forme à la réception est très proche du facteur de forme à l'émission, afin que le rapport signal sur bruit soit maximal et on peut dans la plupart des cas prendre p = 1, donc 10 utiliser la première raie latérale du spectre. Mais si le facteur de forme est petit, inférieur à 0,5 une partie seulement de la caractéristique peut être utilisée et la pente de la caractéristique est faible. Pour pallier cet inconvénient on utilise, dans ce cas, non plus 15 la première raie latérale du spectre (p = 1) mais un harmonique d'ordre p plus élevé de fR afin de multiplier la pente de la caractéristique par p, conformément aux explications fournies cidessus dans le cas général d'un traitement de la raie latérale d'ordre p. La présente invention présente les avantages suivants: Lorsque l'on estime la distance non ambiguë d'une cible à partir des mesures successives de la distance ambiguë obtenues pour diverses valeurs de la fréquence de répétition, il n'est pas nécessaire d'effectuer une correction des mesures par calcul étant donné la 25 linéarité de la caractéristique obtenue. De plus la mesure de distance ambiguë est toujours possible dès que l'impulsion n'est pas totalement éclipsée. En effet, lorsque l'impulsion est partiellement éclipsée, la pente de la caractéristique est divisée par deux. La courbe résultante restant strictement 30 monotone, cet effet peut être compensé. Lorsqu'une formation de plusieurs cibles se présente, leurs distances par rapport au radar ne sont pas égales. Pour pouvoir les traiter simultanément, il est alors nécessaire d'utiliser une fenêtre de réception beaucoup plus large que l'impulsion émise avec un facteur de forme inférieur à 0,5. Le dispositif de la figure 1 permet d'obtenir pour chacune des cibles une mesure de distance ambiguë linéaire dans toute la fenêtre de réception. La présente invention est applicable à la mesure des distances 5 ambiguës dans un radar Doppler à impulsions présentant une fréquence de répétition élevée. REVENDICATIONS 1. Procédé de mesure de la distance ambiguë dans un radar Doppler de poursuite émettant des impulsions à la fréquence de répétition 1R, et recevant dans une fenêtre de réception le signal renvoyé par la cible, caractérisé en ce que l'on mesure la différence 5 de phase qui existe dans le signal reçu entre la raie principale et une raie latérale d'ordre p transposées à la même fréquence, p étant un nombre entier positif, et qui correspond à une mesure de la distance ambiguë. 2. Procédé de mesure selon la revendication 1, caractérisé en 10 ce que l'on multiplie la différence de phase par un coefficient g = 2 i 'f1R pour exprimer la distance ambiguë en secondes ou c par un coefficient g' 2.2P.fR o c est la vitesse de la lumière, pour exprimer la distance ambiguë en mètres. 3. Procédé de mesure selon la revendication 1, caractérisé en 15 ce que pour mesurer la différence de phase (( Y) on effectue successivement les opérations suivantes: - séparation du signal reçu en deux voies de traitement parallèles; - sur la deuxième voie de traitement, transposition du signal 20 reçu par un signal de fréquence p.fR; - sur les première et deuxième voies de traitement filtrage à bande étroite pour isoler la raie principale du signal reçu non transposé et du signal reçu transposé respectivement; - mesure de la différence de phase ( A ') existant entre les 25 deux signaux filtrés et correspondant à une mesure de la distance ambiguë de la cible détecté. 4. Procédé de mesure selon l'une quelconque deE revendications I à 3, caractérisé en ce que la raie latérale d'ordre p est transposée à la fréquence de la raie principale du signal reçu. 5. Procédé de mesure selon l'une quelconque des revendications I à 3, caractérisé en ce que la fréquence de la raie !! principale du signal reçu est transposée à la fréquence de la raie latérale d'ordre p. 6. Radar Doppler mettant en oeuvre le procédé de mesure de distance ambiguë selon l'une quelconque des revendications I à 5, 5 émettant par l'intermédiaire d'une antenne des impulsions à une fréquence de répétition fR et recevant par la même antenne le signal R(t) renvoyé par la cible et découpé par une fenêtre de réception, caractérisé en ce qu'il comprend en outre: - des moyens (3) pour transposer une raie latérale d'ordre p, p 10 étant un nombre entier naturel positif, du signal reçu R(t) à la fréquence de la raie principale dudit signal R(t), les moyens de transposition (3) délivrant un signal d(t); - des premiers moyens de filtrage (2) à bande étroite pour isoler la raie principale du signal reçu R(t), les premiers moyens de 15 filtrage (2) délivrant un signal S(t); - des deuxièmes moyens de filthage (5) à bande étroite pour isoler la raie principale du signal d(t) délivré par les moyens de transposition (3), les deuxièmes moyens de filtrage délivrant un signal D(t); et - des moyens (6) de mesure de la différence de phase existant entre les signaux S(t) et D(t) de même fréquence, en sortie des premier et deuxième moyens de filtrage (2,5) respectivement, les moyens de mesure (6) délivrant un signal (AL?) dont l'amplitude est proportionnelle à la mesure de la distance ambiguë de la cible. 7. Radar Doppler à impulsions selon la revendication 6, caractérisé en ce qu'il comprend en outre des moyens (7) pour multiplier par un facteur g = 2 P'fR le signal de sortie des moyensde mesure (6) et délivrer la mesure en secondes de la distance ambiguë de la cible. 8. Radar Doppler à impulsions selon la revendication 6 ou 7, caractérisé en ce que les moyens de transposition (3) comprennent: - un circuit (32) de multiplication de la fréquence de répétition (fR) des impulsions d'émission par un facteur é, p étant un nombre entier naturel supérieur ou égal à 1; et - un modulateur (31) à bande latérale unique recevant sur une 5 première entrée le signal reçu R(t) et sur une deuxième entrée le signal impulsionnel de fréquence de répétition p.fR en sortie du circuit de multiplication (32). 9. Radar Doppler à impulsions selon la revendication 6 ou 7, caractérisé en ce que les moyens de mesure (6) sont constitués par 10 un détecteur de phase.