Brevet FR2603436A1 — publié le 19880304

La présente invention -se rapporte d'une manière générale à un procédé et à un dispositif de régulation d'amplification de signaux transmis de façon bidirectionnelle et simultanée sur un support présentant des caractéristiques de transmission variables. De tels procédé et dispositif peuvent avantageusement, mais non exclusivement, être mis en oeuvre dans un déviateur d'appels téléphoniques, que ces appels concernent des conversations entre abonnés ou des échanges de données informatiques. Pour la suite de la présente description on se référera à un déviateur étant entendu que la présente invention concerne d'une façon générale l'amplification de signaux transmis comme exposé ci-dessus. On sait qu'un déviateur téléphonique est un appareil destiné à un abonné, s'absentant souvent, notamment en dehors de la circonscription de taxe de son domicile, et souhaitant être joint à son numéro de téléphone, dit "de renvoi", - dans le même pays ou à l'étranger - les correspondants de l'abonné absent n'ayant qu'à composer le numéro d'appel de son domicile. Pour ce faire l'abonné dispose de deux lignes téléphoniques, respectivement appelées, par convention, "ligne entrante" et "ligne sortante", entre lesquelles est disposé le déviateur. Ce dernier réceptionne les appels sur la ligne entrante, les "dévie" sur la ligne sortante en les réacheminant vers le numéro de téléphone de renvoi.A cette fin, dans l'absolu, le déviateur doit pouvoir assurer les fonctions suivantes - détection d'un appel sur la ligne entrante; - numérotation automatique du numéro de l'abonné final sur la ligne sortante; - détection des diverses tonalités tant sur la ligne entrante que sur la ligne sortante; - mise en relation des deux lignes à partir du moment où la numérotation est achevée; - coupure de la communication dès que l'un des correspondants a raccroché. Il convient de noter tout d'abord que les déviateurs actuellement connus ne répondent pas au cahier des charges succinctement exposé ci-dessus. Dans la demande co-pendante NO (cas 2) déposée le même jour, les inventeurs décrivent d'ailleurs un procédé de détection de tonalités pouvant avantageusement être mis en oeuvre dans un déviateur. Cependant au-delà de leur absence de fiabilité sur le plan des fonctions rappelées ci-dessus les déviateurs actuellement connus présentent un grave défaut sur le plan de la compensation par amplification de diverses pertes par atténuation qu'engendre le principe même de la déviation téléphonique d'une ligne entrante sur une ligne sortante au moyen d'un déviateur. En sériant les problèmes les demandeurs ont constaté qu'il y a essentiellement quatre pertes La première est celle de la ligne entrante. Cette ligne est théoriquement une ligne téléphonique aux normes internationales, et selon ces dernières elle présente une atténuation, entre le combiné téléphonique et le central auquel elle est rattachée, qui peut atteindre au maximum 6 dB. La deuxième perte est celle de la ligne sortante qui, dans les mêmes conditions, peut elle aussi atteindre 6 dB. La troisième perte est celle dite d"'insertion du déviateur", qui selon les modèles actuellement mis sur le marché peut atteindre jusqu'à 5 dB. Et en dernier lieu il convient de citer toutes les pertes accidentelles - mauvais combiné téléphonique; - mauvais contact; - mauvaise adaptation des lignes téléphoniques; - etc... L'ensemble des pertes mentionnées ci-dessus peut donc facilement atteindre et même dépasser 17 dB. On a pensé compenser ces pertes au moyen d'un amplificateur dont le gain est réglé, soit par l'utilisateur, soit, une fois pour toutes, lors de la mise en service du déviateur. En effet les pertes de lignes sont théoriquement fixes et dépendent, notamment, de la distance entre le combiné de l'abonné "absent" et le central téléphonique. La perte d'insertion est théoriquement connue. Quant aux pertes accidentelles elles peuvent être soit négligées soit fixées à un seuil arbitraire, par exemple 3 dB. Cependant la pratique montre que ces pertes dites "fixes" sont en fait variables dans des proportions qui sont parfois importantes. En premier lieu il faut observer qu'à l'intérieur du central téléphonique les trajets des lignes entrante ou sortante peuvent varier compte tenu, par exemple, de la charge du central à un instant donné et que l'impédance de ces lignes peut elle-même ainsi varier. L'impédance des lignes peut également varier compte tenu des différences de températures à l'extérieur au cours de l'année l'impédance d'une ligne téléphonique n'est pas la même par moins lO0C et par plus 4O0C. S'agissant des pertes accidentelles, hormis une éventuellement mauvaise adaptation des lignes téléphoniques, qui, elle, reste sensiblement constante, ces pertes accidentelles sont par essence variables, notamment à l'échelle d'une communication téléphonique. Ainsi, autour d'une valeur moyenne qui peut atteindre 17 dB, la perte totale peut varier, par exemple, de + 3 dB, au cours d'une communication téléphonique et, de + 5 dB sur l'ensemble- de l'année. Lorsqu'ils prévoient la compensation de certaines de ces pertes les déviateurs actuellement connus ne peuvent utiliser un amplificateur de gain important et notamment un amplificateur dont le gain correspondrait à la somme des pertes moyennes évoquées ci-dessus. En effet dans le cas où un amplificateur présenterait un gain compensant la perte moyenne totale mesurée, à un instant donné sur l'ensemble des deux lignes entre l'abonné et le central, une amélioration momentanée des caractéristiques de transmission desdites lignes, ou une diminution des pertes accidentelles auraient pour effet d'entrainer, momentanément une amplification des signaux à un niveau supérieur au niveau nominal autorisé par les normes internationales. De plus l'homme de l'art sait bien qu'un gain trop important dans une amplification bidirectionnelle, même si les amplificateurs sont isolés de façon classique par des transformateurs, entraîne un risque important d'accrochage ou "effet LARSEN". C'est pourquoi, dans les meilleurs déviateurs présents sur le marché, l'amplification est prévue à un niveau particulièrement faible, bien en-decà de la valeur moyenne de la perte totale évoquée ci-dessus. A l'évidence une telle disposition présente pour inconvénient le fait de diminuer fortement le confort d'écoute, en temps normal, et même, lors d'une détérioration momentanée des caractéristiques de transmission, celui de rendre la conversation pratiquement inaudible. Un autre inconvénient lié à la présence d'un amplificateur à gain réglable lors de la mise en service ou même lors de l'utilisation de l'appareil, réside dans le fait que le réglage du gain ne peut être obtenu que par tâtonnements, et qu'ainsi on n' est jamais sOr d'avoir un gain correspondant à la "moins mauvaise des conditions d'utilisation. De plus, si le réglage du gain est effectué lors de la mise en service, ce réglage prend du temps, ce qui grève le coût de l'installation du déviateur. Les demandeurs ont donc développé un déviateur téléphonique comportant un dispositif d'amplification bidirectionnel susceptible de compenser, en temps réel, les pertes variables évoquées ci-dessus en sorte que la voix des correspondants est amplifiée continuellement à un niveau optimum, compte tenu d'éventuelles variations instantanées, ou à plus long terme, des conditions de transmission. Ainsi, non seulement les correspondants disposent d'un confort d'écoute optimum, et ils n'ont pas à souffrir de l'insertion d'un déviateur, mais en plus, lors de la mise en service du déviateur, ce dernier s'adapte, sans réglage, aux caractéristiques de transmission propres aux lignes et à l'installation téléphonique de l'abonné considéré. D'une manière générale le dispositif selon l'invention qui comporte un circuit d'amplification avec un amplificateur à gain variable par sens de transmission, est caractérisé en ce qu'il comporte des moyens de détection d'accrochage dans le circuit d'amplification, des moyens de commande du gain des amplificateurs, des moyens de mesure du gain des amplificateurs lors d'un accrochage et un organe de contrôle de gain adapté à actionner lesdits moyens de commande, d'une part, pour provoquer, à intervalles prédéterminés, un accrochage, et d'autre part pour diminuer le gain d'une valeur prédéterminée à la suite d'un accrochage. Le procédé est caractérisé d'une manière générale par le fait qu'on effectue, à intervalles prédéterminés, une phase dite de contrôle" dans laquelle on provoque un accrochage dans le circuit d'amplification et en ce que lors d'un accrochage on mesure le gain, dit "d'accrochage", des amplificateurs et on diminue le gain d'une valeur prédéterminée. Ces dispositions permettent de résoudre d'une manière efficace et simple l'ensemble des problèmes techniques posés ci-dessus. En effet une phase de contrôle est effectuée à intervalles prédéterminés, par exemple toutes les secondes ou toutes les deux secondes, en augmentant le gain des amplificateurs, en sorte qu'un accrochage est provoqué, le gain étant diminué d'une valeur prédéterminée dès que se produit l'accrochage. Cette action est quasi instantanée en sorte que la durée d'accrochage est très brève, par exemple une milliseconde. Il en est de même lorsque survient un accrochage accidentel par suite d'une amélioration momentanée des conditions de transmission. Dans tous les cas le gain des amplificateurs est réglé à une valeur sensiblement en dessous du gain d'accrochage (de l'ordre de 2dB) en sorte que les correspondants disposent d'un confort d'écoute optimum et ne sont nullement gênés par l'insertion du déviateur. I1 convient de noter à cet égard que le déviateur compensant les pertes de lignes, ce que ne réalise pas un combiné téléphonique normal, le confort d'écoute se trouve parfois augmenté grâce à l'insertion du déviateur ou, plus précisément, grâce à l'insertion du dispositif d'amplification selon l'invention. Ainsi en adjoignant un tel dispositif à un combiné téléphonique, on peut en améliorer de façon notable le confort d'écoute. De même, on notera que de tels procédé et dispositif peuvent avantageusement être mis en oeuvre dans d'autres appareils qu'un combiné ou un déviateur téléphonique. Ainsi, par exemple, dans le domaine de la téléphonie, de tels dispositif et procédé peuvent être mis en oeuvre dans des répéteurs téléphoniques, destinés dans certaines configurations de réseaux téléphoniques, à augmenter le niveau du signal. Ici encore il est très avantageux de pouvoir compenser automatiquement, par une augmentation ou une diminution du gain d'amplification, une détérioration ou une amélioration aléatoire des conditions de transmission sur le support de transmission commun aux deux sens de transmission. D'autres applications, éventuellement en dehors du domaine de la téléphonie, peuvent bien évidemment être envisagées par l'homme de l'art. En étudiant une mise en oeuvre du procédé selon l'invention dans le réseau téléphonique, et plus particulièrement dans un déviateur ou un combiné téléphonique, les inventeurs ont constaté que, s'agissant des variations de condition de transmission à court terme (à l'échelle d'une communication) ces dernières se produisaient d'une façon générale en début de communication.De façon à prendre en compte cette donnée et à régler le plus vite possible le gain à une valeur optimum correspondant à celle que doit avoir le gain en moyenne sur l'ensemble d'une communication téléphonique, l'invention prévoit, dans un mode de réalisation préféré, que l'on subdivise une communication téléphonique en deux phases : une dite de "mise en oeuvre" de l'amplification au début de la communication, l'autre dite de "transmission" et en ce que dans la phase de mise en oeuvre de l'amplification on effectue une pluralité de phases de contrôle à intervalles rapprochés, par exemple de quelques centièmes de secondes à quelques secondes, tandis que dans la phase de transmission on effectue des phases de contrôle à intervalles espacés, par exemple de quelques secondes à quelques minutes. Selon plusieurs autres caractéristiques de l'invention permettant une mise en oeuvre facile et économique du procédé, on subdivise la plage variable du gain en un nombre d'unités de gain et, lors d'une phase de contrôle, on effectue une pluralité de cycles d'augmentation de gain, chaque cycle comportant une opération de contrôle de présence d'un accrochage dans le circuit d'amplification et, dans la négative une opération d'incrémentation d'au moins une unité de la valeur du qain alors que, en présence d'un accrochage accidentel ou provoqué, on décrémente la valeur du gain d'un nombre d'unités prédéterminé. De telles caractéristiques présentent notamment l'avantage de pouvoir être mises en oeuvre de façon extrêmement simple notamment grâce à des moyens micro-informatiques. En effet dans un mode de réalisation préféré de l'invention, l'organe de contrôle comporte un micro processeur, au moins une mémoire dite "d'accrochage" dans laquelle est enregistré, sous la commande des moyens de détection d'accrochage, un signal représentatif de l'état du circuit d'amplification quant à l'accrochage, au moins une mémoire dite de "gain" dans laquelle est enregistrée, en temps réel, une valeur numérique représentative du gain des amplificateurs. Pour simplifier encore plus la mise en oeuvre du procédé, on prévoit, dans le dispositif, que les moyens de commande du gain comportent au moins un convertisseur numérique analogique pour convertir des données numériques représentatives de celles contenues dans la mémoire de gain en un signal analogique de réglage du gain. Les caractéristiques et avantages de l'invention ressortiront d'ailleurs de la description qui va suivre en référence aux dessins annexés sur lesquels - la figure 1 est un schéma de principe d'un dispositif d'amplification, notamment pour déviateur téléphonique, selon l'invention, - la figure 1A est un schéma de principe du détecteur d'amorçage de la figure 1, - la figure 1B est un schéma de principe du circuit de commande de gain et des atténuateurs de la figure 1, - la figure 2 représente une série de diagrammes illustrant le fonctionnement du dispositif de la figure 1, - la figure 3 est un exemple de deux organigrammes simplifiés mettant en oeuvre certaines des étapes du procédé selon l'invention. En figure 1 il est représenté, sous la référence générale 10, un schéma de principe d'un mode de réalisation d'un dispositif d'amplification conforme à l'invention. Ce dispositif est destiné à un déviateur devant être interposé entre une ligne téléphonique entrante à deux fils et une ligne téléphonique sortante à deux fils. A cet effet la ligne entrante est raccordée à des bornes de ligne entrante 11, 11', tandis que la ligne sortante est raccordée à des bornes dé ligne sortante 12, 12'. De façon classique le dispositif d'amplification pour déviateur illustré sur la figure 1 comporte d'une part, des moyens permettant de différencier les signaux circulant entre l'entrée 11, 11' et l'entrée 12, 12' dans chacun des deux sens et des moyens permettant d'amplifier ces signaux de façon indépendante. Les moyens permettant la différenciation des signaux comportent un transformateur d'équilibrage différentiel 13 de ligne entrante et un transformateur d'équilibrage différentiel 14 de ligne sortante. De façon classique il est également prévu une impédance d'équilibrage 15 de ligne entrante, constituée par un circuit RC et une impédance d'équilibrage 16 de ligne sortante identique à l'impédance 15. Le côté ligne (deux fils) de chacun des transformateurs d'équilibrage différentiel est constituée par les bornes de ligne entrante 11, 11' ou de ligne sortante 12, 12'. Chaque transformateur différentiel 13, 14 comporte outre l'impédance d'équilibrage 15, 16 un côté "quatre fils" présentant d'une part, une entrée 17a, 18a et, d'autre part, une sortie 17b, 18b. Les entrées 17a, 18a et les sorties 17b, 18b sont raccordées à un circuit d'amplification à gain variable référencé d'une manière générale en 20 et comportant, pour chacun des deux sens de transmission, disposés tête bèche, deux amplificateurs à gain variable, l'un, 28, dit amplificateur de "signaux aller", l'autre, 29, dit amplificateur de "signaux retour. Dans le mode de réalisation choisi et représenté, et selon une caractéristique de cette forme préférée de réalisation de l'invention, chaque amplificateur 28 (29) comporte un amplificateur 21 (22) à gain fixe (40dB) dont l'entrée est raccordée à un atténuateur 23 (24) présentant une impédance variable, l'amplificateur à gain fixe de signaux aller 21 étant ainsi raccordé à un atténuateur de signaux aller 23, tandis que l'amplificateur à gain fixe de signaux retour 22, est raccordé à un atténuateur de signaux retour 24. Les deux transformateurs différentiels d'équilibrage 13, 14, les impédances d'équilibrage 15, 16, les amplificateurs 21, 22 et les atténuateurs à impédance variable 23, 24 peuvent présenter toute structure connue de l'homme de l'art et n'ont par conséquent pas besoin d'être décrits plus en détail ici. D'une manière générale, selon une caractéristique de l'invention, le dispositif d'amplification 10 comporte un circuit de détection d'accrochage 30 adapté à détecter un accrochage dans le circuit d'amplification 20. Dans le mode de réalisation choisi et représenté, ce circuit de détection 30 est raccordé, en 31, au circuit d'amplification 20. A l'appui de la figure 1A un mode de réalisation d'un tel circuit va maintenant être décrit. Le point 31 correspond à l'entrée d'un redresseur sans seuil 33 dont la sortie 37 est raccordée à une première, 36a, des deux entrées d'un comparateur de tension 36. La seconde, 36b, desdites entrées est raccordée au point milieu 38 d'un pont diviseur de tension formé ici par les résistances 34, 35 : on observe que le pont 34, 35 est alimenté par une tension (schématisée +V) délivrée par une alimentation de type connu. La sortie du comparateur 36 correspond à la sortie 32 du circuit de détection 30. D'une manière générale, selon une autre caractéristique de l'invention, le dispositif d'amplification comporte des moyens de commande du gain des amplificateurs à gain variable 28, 29. Dans le mode de réalisation choisi et représenté, ces moyens de commande comportent un circuit de commande 40 adapté à faire varier les impédances 23, 24 entre deux valeurs prédéterminées. Selon une caractéristique particulièrement avantageuse, mise en oeuvre dans le mode de réalisation décrit et représenté, le circuit de commande 40 comporte un convertisseur numérique analogique 43, figure 1B. Selon une autre caractéristique de l'invention mise en oeuvre dans cette forme de réalisation, la plage variable du gain de chaque amplificateur 28, 29 est divisée en un nombre d'unités de gain. Ici ce nombre est de 28 en sorte que la plage est divisée en 256 points comme suit : O : atténuation maximale (-20dB) 128 : gain égal à 1 (OdB) 258 : gain maximal (40dB) On notera que l'échelle utilisée n'est pas linéaire. En figure 1B, un schéma de principe du circuit 40 et des atténuateurs 23, 24 utilisés ici est représenté. L'entrée 41 du circuit 40 correspond ici à celle du convertisseur numérique analogique 43 dont la sortie 44 correspond à l'entrée d'un convertisseur courant-tention 45 présentant une sortie 42 correspondant à la sortie du circuit 40. Dans cette forme de réalisation, chaque atténuateur à impédance variable 23, 24 est constitué d'une part, par la résistance variable drain-source d'un transistor à effet de champ 46a, 47a et, d'autre part, par une résistance fixe 46b, 47b. La sortie 42 du circuit de commande 40 est reliée aux portes P des transistors à effet de champ 46a, 47a. Le drain D de ces derniers est, en fait, le point milieu d'un pont diviseur de tension constitué par chaque ensemble résistance fixe 46b, 47b - résistance drain-source du transistor considéré. Ce point milieu référencé en 46c, 47c constitue la sortie de l'atténuateur considéré 23, 24. La sortie 17b, 18b de chaque transformateur différentiel 13, 14 est raccordée à la résistance fixe 46, 47b de l'atténuateur 23, 24 considéré. On observe, figure 1, que la sortie de l'amplificateur à gain fixe 21 de signaux aller est raccordée à l'entrée 18a du transformateur du différentiel de ligne sortante 14 tandis que la sortie de l'amplificateur à gain fixe 22 de signaux retour est raccordée à l'entrée 17a du transformateur différentiel de ligne entrante 13. D'une manière générale, selon l'invention, le dispositif d'amplification 10 comporte un organe de contrôle de gain 50 adapté à actionner lesdits moyens de commande 40, d'une part pour provoquer, à intervalles prédéterminés, un accrochage, et d'autre part pour diminuer le gain, d'une valeur prédéterminée, à la suite d'un accrochage. Dans le mode de réalisation choisi et représenté,l'organe 50 est un micro processeur, de type MC 6 & 2-8 bits fabriqué par MOTOROLA, adapté, par une programmation appropriée décrite plus loin à l'appui de la figure 3, à effectuer les opérations ci-dessus mentionnées. Le micro processeur 50 comporte entre autres une mémoire dite d'accrochage 51, cette mémoire étant ici, en relation directe avec le circuit de détection d'accrochage 30. Ce micro processeur comporte aussi une mémoire, dite de gain, 52, dans laquelle est enregistrée en temps réel une valeur numérique représentative de, et imposant le gain des amplificateurs 28, 29, en l'occurrence la valeur de l'impédance des atténuateurs 23, 24. La valeur numérique enregistrée dans la mémoire 52 est prise dans la plage de gain de 256 points mentionnée plus haut. Le micro processeur comporte aussi, entre autres, une mémoire dite de tonalité 53 dans laquelle est enregistrée un signal logique représentant d'une manière générale la présence ou l'absence d'une conversation sur les lignes entrante et/ou sortante. Ce signal est généré par tout moyen à la portée de l'homme de l'art, et ne faisant pas partie de la présente invention, il ne sera pas décrit en détail ici. On noreta cependant qu'il peut avantageusement être constitué par le détecteur de tonalités décrit parles inventeurs dans la demande co-pendante NO (Cas 2). Le fonctionnement du dispositif représenté en figure 10 est le suivant De façon classique les transformateurs différentiels d'équilibrage 13, 14, associés aux impédances d'équilibrage 15, 16, ont pour fonction principale de différencier les signaux aller, présents à la sortie 17 du différentiel de ligne entrante 13, et les signaux retour, présents à la sortie 18 du différentiel de ligne sortante 14. Les circuits RC 15, 16 ont pour fonction d'équilibrer l'impédance de ligne, respectivement entrante et sortante. L'homme de l'art sait bien que lorsque les transformateurs d'équilibrage 13, 14 et les impédances d'équilibrage 15, 16 sont de structure parfaite (sans perte), les signaux aller et retour sont détectés et isolés de façon parfaite et les amplificateurs 21, 22 sont isolés entre eux et par rapport au reste du réseau téléphonique. Cependant en pratique ce n'est pas le cas et le circuit d'amplification 20, qui comporte les amplificateurs 28, 29 est susceptible de se boucler sur lui-même, ce qui a pour conséquences que lorsque le gain atteint un certain seuil, dit seuil d'accrochage, un accrochage ou effet LARSEN se produit. L'invention est précisément destinée à éviter cela tout en permettant au dispositif d'amplification comportant les amplificateurs 21, 22 et les atténuateurs 23, 24 d'avoir un gain maximum, aussi proche que possible du gain d'accrochage. A cet effet, d'une manière générale selon l'invention, on effectue, à intervalles prédéterminés, une phase dite "de contrôle", dans laquelle on provoque un accrochage dans le circuit d'amplification 20, lors d'un accrochage on mesure ou on lit le gain, dit d'accrochage, des amplificateurs 28, 29 et on diminue le gain d'une valeur prédéterminée. L'ensemble de ces opérations est mis en oeuvre dans le mode de réalisation choisi et représenté, par le circuit de détection d'accrochage 30, le circuit de commande 40 et le micro processeur 50. En effet dès qu'un accrochage survient, soit accidentel, par suite d'une amélioration momentanée des conditions de transmission, soit provoqué comme on va le voir ci-après, cet accrochage est détecté par le circuit de détection 30 comme suit Le signal alternatif représentatif de la parole, pris à la sortie de l'un des amplificateurs du circuit 20, ici l'amplificateur 21, se présente sur l'entrée 31 du dispositif redresseur sans seuil 33. A la sortie 37 de ce dernier, est présente une tension continue variable, représentative du niveau de la parole. Cette tension continue variable présente à l'entrée 36a du comparateur 36, est comparée à la tension fixe présente au point milieu 38 du pont de résistances 34 et 35 (entrée 36b).Le comparateur 36 donne à sa sortie 32 un résultat binaire en fonction des niveaux relatifs des deux tensions présentes aux points 36a et 36b. Si la tension présente en 36a est supérieure à la tension présente en 36b, l'état logique de la sortie 32 est 0. Cet état logique passe à 1 dans le cas inverse. L'état logique O du signal en sortie 32 correspond à un amorçage dans le circuit d'amplification 20, tandis que l'état logique 1 de ce signal correspond à une absence d'amorçage. Ce signal est enregistré dans la mémoire d'accrochage 51 du micro processeur 50. En cas de détection d'accrochage, le signal enregistré dans la mémoire d'accrochage 51 correspondant à un O logique, le micro processeur 50 diminue d'une valeur prédéterminée, la valeur numérique de gain enregistrée dans la mémoire de gain 52. On se souvent que le contenu de la mémoire 52 est représentatif du gain des amplificateurs 28, 29 et impose ce gain comme expliqué ci-après. Comme exposé plus haut, la plage variable du gain est divisée en 256 points correspondant à 256 valeurs numériques du gain. Il a été trouvé qu'une diminution de la valeur numérique de 5 points, soit 2dB en moyenne permettait de fixer le gain des amplificateurs à un niveau suffisant en dessous du gain d'accrochage. La valeur de ce gain d'accrochage est mesurée, en fait, dans ce mode de réalisation, lue dans la mémoire 52 au moment où le circuit de détection d'accrochage 30 détecte un tel accrochage et la diminution de 5 points a lieu en temps réel. Une telle diminution en temps réel du gain des amplificateurs 28, 29 présente les avantages suivants : - le confort d'écoute reste très élevé, compte tenu des conditions de transmission - essentiellement les pertes sur les lignes entrantes et sortantes, - le fait de se trouver 2dB en dessous du gain d'accrochage permet une légère fluctuation des conditions de transmission sans que pour autant un autre accrochage se produise. Le convertisseur numérique analogique du circuit de commande de gain 40 convertit la valeur numérique présente dans la mémoire de gain 52 en un signal analogique. Ce signal analogique est traité par le circuit de commande de gain comme suit On va maintenant décrire le fonctionnement des moyens permettant la diminution en temps réel du gain des amplificateurs 28, 29 ou l'augmentation provoquée de ce gain. La valeur présente dans la mémoire 52 est appliquée à l'entrée 41 du circuit de commande 40, et plus précisément à l'entrée du convertisseur numérique analogique 43 de ce circuit. Ce convertisseur transforme cette valeur en un courant, lequel est transformé en une tension par le convertisseur 45. En sortie 42 du convertisseur 45 est donc présente une tension appliquée aux portes des transistors 46a, 47a. De façon aien connue, une tension appropriée fait varier la résistance drain-source de ces transistors. De ce fait le signal présent en 46c, 47c dépend en temps réel d'une part, de la résistance drain-source considérée et par voie de conséquence de la valeur enregistrée dans~la mémoire de gain 52 et, d'autre part, du signal audio présent aux sorties 17b, 18b des transformateurs différentiels 13, 14.Le signal 46c, 47c est amplifié par les amplificateurs 21, 22; Ainsi lorsque par suite soit d'une amélioration des conditions de transmission sur le réseau téléphonique, soit d'une augmentation de gain provoquée comme exposé plus loin, le niveau des signaux présents aux sorties des amplificateurs 21, 22 provoque un accrochage, ce dernier est détecté, ce qui entraîne une diminution du gain du circuit 20 d'une valeur prédéterminée. Dans le mode de réalisation choisi et représenté, cette diminution se fait en temps réel par décrémentation de 5 points de la valeur enregistrée dans la mémoire de gain 52, diminution concomitante de la résistance drain-source des transistors 46a, 47b et, par conséquent, du niveau du signal dans le circuit d'amplification 20. Par ailleurs, et notamment comme exposé plus loin, selon l'invention, dans chaque phase de contrôle, le micro processeur 50 commande l'augmentation de la valeur enregistrée dans la mémoire de gain 52 jusqu'à ce qu'un accrochage se produise. Cet accrochage se trouve instantanément détecté par le détecteur d'accrochage 30 et la valeur présente dans la mémoire de commande de gain 52 est diminuée de 5 unités. Par ce biais le gain est donc continuellement ajusté à 2dB en dessous du gain d'accrochage avec les avantages sus-mentionnés qui en découlent. On va maintenant décrire à l'appui de la figure 2 un mode préféré de mise en oeuvre du procédé selon la présente invention, particulièrement bien adapté au déviateur téléphonique ou aux amplificateurs de combinés téléphoniques. La figure 2 représente trois diagrammes en fonction du temps - en haut de la figure, le diagramme MEM 53 illustre la variation du contenu de la mémoire de tonalité 53. On sait qu'avant le début d'une conversation une tonalité est présente sur la ligne. C'est, en général, suivant les normes internationales, une tonalité dite de retour d'appel. De même une fois qu'un des correspondants a raccroché, une tonalité d'occupation est également présente sur la ligne. Les inventeurs ont trouvé, que pour détecter le début et la fin d'une conversation téléphonique, il est plus fiable de détecter l'absence ou la présence des tonalités encadrant cette conversation. Cependant, tout autre moyen, permettant la détection du début et de la fin d'une conversation est possible. La mémoire 53 est mise à 1 dès qu'une tonalité est détecttée, et mise à O en l'absence d'une telle tonalité. - le deuxième diagramme est celui appelé ACC 32. Il représente, en fonction du temps, le signal présent en sortie 32 du détecteur d'accrochage 30. - le troisième diagramme illustre l'évolution du gain G des amplificateurs 28, 29 en fonction du temps. Sur l'axe des temps (t) les moments d'action des organes 30, 4G et 50 du dispositif d'amplification 10 ont été représentés pour une conversation type commençant en t0 et finissant en tl7. Lors d'un appel sur la ligne entrante, la logique du déviateur effectue un certain nombre d'opérations classiques rappelées dans la partie introductive de la présente demande. Dès que le numéro de renvoi est composé, une tonalité de retour d'appel est présente sur la ligne sortante. Cette tonalité est détectée et la mémoire 53 est mise à 1. En t0 le correspondant appelé décroche et ladite tonalité disparaît. L'état logique O est enregistré dans la mémoire 53. La valeur numérique de gain enregistrée en mémoire 52 est alors de 0, ce qui correspond à l'atténuation maximale des atténuateurs 23, 24. Sur l'échelle des gains, on voit que le gain est à une valeur minimale arbitraire de - 100. Instantanément, dès que le micro processeur reçoit l'information selon laquelle le contenu de la mémoire 53 est 0, le micro processeur commance une phase de contrôle au cours de laquelle un accrochage dans le circuit d'amplification 20 est provoqué. Selon une caractéristique du procédé suivant l'invention mise en oeuvre dans le mode de réalisation présentement décrit lors de chaque phase de contrôle, on effectue un ou plusieurs cycles d'augmentation de gain, chaque cycle comportant une opération de contrôle de présence d'un accrochage dans le circuit d'amplification 20 et, dans la négative, une opération d'incrémentation d'au moins une unité de la valeur du gain. En l'espèce chaque cycle d'augmentation de gain dure une milliseconde au cours de laquelle la valeur présente dans la mémoire de gain 52 du micro processeur est augmentée d'une unité. A la suite de cette augmentation, le micro processeur vient vérifier dans la mémoire d'accrochage 51 si un accrochage a eu ou non lieu. En début de conversation la valeur présente dans la mémoire de commande de gain 52 étant de O une pluralité de cycles d'augmentation de gain est effectuée comme schématisé par la forme en escalier de la courbe entre t0 et t1. En tl un accrochage a lieu et la sortie 32 se trouve à 0. La valeur logique O est incrite dans la mémoire d'accrochage 51 et instantanément (en réalité au cours de la milliseconde suivante) le micro processeur décrémente la valeur présente dans la mémoire de gain 52 de cinq unités ce qui correspond à une diminution du gain de 2dB. A partir de tl jusqu'en t2 le gain reste constant. On observe que ce gain est relativement proche de la valeur 1. En effet cette valeur correspond ici à une valeur estimée moyenne des pertes aussi bien celle de la ligne entrante que de la ligne sortante que celles dites d'insertion ou accidentelle définies plus haut. Dans ce mode de mise en oeuvre du procédé selon la présente invention, et selon une caractéristique particulièrement avantageuse, on subdivise une communication téléphonique en deux phases : une phase dite de "mise en oeuvre de l'amplification" au début de la communication - cette phase commence en t0 et finit en tl2 - l'autre dite de "transmission" - cette phase commence ici en t12 et finit en Dans Dans la phase de mise en oeuvre on effectue une pluralité de phase de contrôle à intervalles rapprochés - en l'espèce toutes les 2 secondes - tandis que dans la phase de transmission on effectue des phase de contrôle à intervalles espacés - en l'espèce toutes les 60 secondes. En effet les inventeurs ont constaté que, s'agissant des variations de conditions de transmission à court terme - à l'échelle d'une communication - ces dernières se produisaient d'une façon générale en début de communication. Aussi, pour prendre en compte cette donnée et pour stabiliser le mieux possible la valeur du gain, une phase de contrôle est-elle effectuée toutes les 2 secondes pendant les 10 premières secondes de la communication téléphonique. Ces valeurs sont bien évidemment empiriques et peuvent être adaptées par l'homme de l'art compte tenu des circonstances d'utilisation. Mais, en règle générale, en début de communication téléphonique, il conviendrait d'effectuer une phase de contrôle à intervalles rapprochés, la durée de ces derniers pouvant varier de quelques centièmes de secondes à quelques secondes. En revanche, à l'issue de cette phase de mise en oeuvre la valeur des pertes est théoriquement stabilisée et, par suite, celle du gain. Ainsi, au cours de la phase suivante, celle de transmission, on effectue des phases de contrôle toutes les minutes seulement. Ici encore cette valeur peut être changée par l'homme de l'art compte tenu des conditions spécifiques d'utilisation du procédé selon la présente invention. Les inventeurs estiment pour leur part qu'il convient, au cours de cette phase de transmission, d'effectuer des phases de contrôle à intervalles espacés, la durée de ces derniers pouvant varier de quelques secondes à quelques minutes. Ainsi, au cours de la phase de mise en oeuvre, plusieurs phases de contrôle sont elles effectuées - entre t2 et t3 le gain est augmenté jusqu'à ce qu'un accrochage survienne en t3. Les conditions de transmission n'ayant pas varié, le gain est ramené à la valeur qu'il avait avant t2. - en t4, 2 secondes après t2, une autre phase de contrôle est effectuée et en t5 un accrochage survient. On observe que la durée de la phase de contrôle entre t4 et t5 est supérieure à celle entre t2 et t3. En effet les conditions de transmission s'étant détérioriées, plusieurs cycles d'augmentation de gain doivent être effectués. En t5 lorsque l'accrochage survient, le micro processeur inscrit dans la mémoire de commande de gain 52 une valeur de cinq points inférieure à celle qu'il a pu lire lors de l'accrochage en t5. On observe que le gain après t5 est sensiblement supérieur au gain avant t4. mais les conditions de transmission n'ayant pas varié, le gain après t7 est le même qu'avant t6. - il en est de même entre t8 et tg. - en t10 une détérioration des conditions de transmission survient en sorte que le détecteur d'accrochage 30 détecte un accrochage. La sortie 32 se met à O. Le micro processeur inscrit instantanément dans la mémoire de commande de gain 52 une valeur diminuée de cinq unités par rapport à celle qui était précédemment inscrite. Cette diminution est suffisante puisque après t10 aucun accrochage ne survient. - entre t11 et tl2 une autre phase de contrôle est effectuée. Cette phase de contrôle se révèle positive puisque le gain peut être augmenté en t12 à une valeur sensiblement supérieure à celle qu'il avait avant t11 - en t12 la phase de mise en oeuvre prend fin, dix secondes après le début de la conversation, et le micro processeur commande l'exécution de phases de contrôle toutes les minutes. L'ensemble des pertes reste sensiblement à une valeur constante. Seules, comme on l'a dit dans la partie introductive de la présente demande, les pertes dite accidentelles sont, normalement, susceptibles de varier. Aussi, tant que les pertes ne varient pas de façon sensible le gain, à l'issue de chaque phase de contrôle, conserve la même valeur qu'avant ladite phase de contrôle. - en t n une phase de contrôle se révèle positive puisque, les pertes accidentelles ayant augmenté, le gain peut être augmenté à l'issue de cette phase de contrôle. - cependant en t13 une détérioration des conditions de transmission semblables à celles survenues en t10 apparaît et le gain se trouve diminué après tel3. I1 en est de même après t14. - entre t15 et t16 une autre phase de contrôle, positive celle-là, est effectuée, le gain en tl6 étant supérieur à celui avant tel5. - en t17 le détecteur de conversation ou de tonalité détecte une tonalité - en l'occurrence d'occupation - la conversation ayant pris fin. Le contenu de la mémoire 53 est mis à 1 et la logique du déviateur ordonne la coupure de la communication. En l'absence de conversation, le micro processeur enregistre une valeur nulle dans la mémoire de commande de gain 52 en sorte que le processus qui vient d'être décrit peut être commencé. On va maintenant décrire certaines caractéristiques du micro processeur 50 et, à l'appui de la figure 3, un organigramme préféré de fonctionnement de ce micro processeur. Ce dernier est adapté à gérer au moins deux programmes : d'une part, un ensemble de tâches dites de gestion courante et, d'autre part, un ensemble de tâches dites prioritaires. Dans ce mode de réalisation les tâches de gestion courante consistent notamment en la mise en service de l'amplification organigramme 100 - tandis que les tâches de gestion prioritaire consistent en la surveillance et l'amorçage et de contrôle du gain G organigramme 200. Dans ce mode de réalisation, qui concerne un déviateur téléphonique, le micro processeur 50 est adapté à gérer d'autres tâches propres à un déviateur. Ces dernières, ne faisant pas partie de la présente invention, on ne les décrira pas ici. Mise en service de l'amplification (organigramme 100) La mise en service de l'amplification est tout d'abord contrôlée, en 101, par un test (MEM 53 = 1 ?) permettant de savoir si sur les lignes entrantes et sortantes est présente une conversation ou une tonalité. En effet, comme exposé ci-dessus, le déviateur comporte un moyen testeur de présence d'une conversation comportant un moyen testeur de présence d'une tonalité. Tant qu'une tonalité est présente, le contrôle du gain doit être inhibé. Ainsi en 101, on vient contrôler la mémoire 53 : si dans cette dernière un signal logique correspondant à l'état logique 1 est enregistré, cela signifie la présence sur les lignes entrantes ou sortantes, d'une tonalité (d'acheminement ou de retour d'appel) tandis à l'état logique O est enregistré, cela signifie, sur ces lignes, l'absence d'une telle tonalité. Tant que le test effectué en 100 est positif, c'est-à-dire qu'une tonalité est présente sur les lignes, la mémoire 53 étant à 1, l'issue du test revient en 101, le reste du séquencement n'étant pas effectué. En revanche, en cas d'absence de tonalité, ce qui signifie que le correspondant appelé a décroché, le programme se positionne en 102. Sur la figure 2 cela correspond au temps t0. Entre les points 102 et 110, la phase de mise en oeuvre de 10 secondes est effectuée. Au début de cette phase,un compteur de répétition RPT, ayant pour fonction de compter le nombre de phases de contrôle, pendant la phase de mise en oeuvre, est mis à zéro. De 103 à 109 une sous routine déterminant le commencement des phases de contrôle est effectuée. Cette sous routine consiste - en 103 à initialiser un compteur CNT de cycle de boucles. L'initialisation se fait par une remise à zéro de ce compteur, - en 104 à mettre à 1 un drapeau de contrôle du gain AMP, ce drapeau étant utilisé dans la routine 200 de surveillance de l'amorçage et de contrôle du gain qui sera décrit plus loin. - en 105 à effectuer une boucle (105 - 108) de temporisation entre deux phases de contrôle. Cette dernière boucle comporte tout d'abord, en 105, un test visant à savoir si une tonalité est présente ou non sur la ligne. En effet il se peut que l'un des correspondants ait raccroché prématurément. Dans ce cas, la logique du déviateur, non décrite ici, commande l'interruption de la communication et le programme de commande de mise en service de l'amplification se repositionne en 101 dans l'attente d'une nouvelle activation. En 106 un test du compteur CNT visant à savoir si le contenu de ce compteur est égal à 2000 est effectué. Dans la négative on vérifie, par des moyens appropriés, qu'il ne s'est pas écoulé une milliseconde depuis la précédente incrémentation du compteur CNT. Tant que ce temps n'est pas écoulé un test effectué en 107 est négatif et le programme est repositionné en 105. Le test 107 vérifie, en fait si, une interruption du programme principal 100 a eu ou non lieu. De telles interruptions sont commandées de façon classique par l'horloge associée au microprocesseur. Cette horloge est pilotée par un quartz et est adaptée à délivrer un signal d'interruption toutes les millisecondes. Lorsque le temps d'une milliseconde est écoulé, le test 107 est positif et le compteur CNT est incrémenté de 1 et le programme se repositionne en 105. On comprend que la boucle 105-108 est effectuée ainsi chaque milliseconde et que le contenu du compteur CNT est représentatif du temps écoulé depuis sa précédente incrémentation. Ainsi le test effectué en 106 permet de savoir si un temps de 2000 ms (2 secondes) s'est écoulé depuis le point 103. Dans l'affirmative le programme est positionné en 109. En 109 le compteur de répétition RPT est incrémenté d'une unité. En résumé, lors de la sous routine 103, 110 - le drapeau AMP est mis à 1 ce qui commande, comme on le verra à l'occasion de la description de l'organigramme 200, l'exécution d'une phase de contrôle avec remontée du gain G, telle que schématisée en t0t1, t2t3 etc.. (figure 2). - les étapes 105, 108 permettent de décompter le temps de deux secondes entre deux phases de contrôle dans la phase de mise en oeuvre. - le compteur RPT est incrémenté d'une unité à chaque phase de contrôle. - dès que six phases de contrôle espacées de deux secondes ont été effectuées (test 110 positif), le programme sort de la sous routine 103 - 110. Une routine 111 - 116 de commande de la phase de transmission est alors effectuée. Cette routine est semblable à la routine 103, 108. En 111 le compteur CNT est remis à zéro. Entre 112 et 116 une boucle similaire à la boucle 105-108 est effectuée. Cette boucle a pour fonction d'incrémenter le compteur CMT jusqu'à 60000 en sorte qu'un temps de 60 secondes s'écoule entre deux phases de contrôle. Cette boucle comporte un test 112 permettant de vérifier si un temps d'une milliseconde s'est écoulé entre deux incréments successifs du compteur CNT. Comme précédemment l'incrément du compteur CNT se trouve ainsi contrôlé par l'horloge du micro processeur. Un test de tonalité est effectué en 114 pour vérifier si pendant la minute que dure la boucle 112-116 l'un des correspondants n'a pas raccroché. Lorsqu'un temps d'une minute s'est écoulé le compteur CNT est à 60000 et le test 115 est positif. Le drapeau AMP de contrôle du gain est mis à 1. Le programme se repositionne ensuite en 111. La boucle 111-116 est ainsi effectuée tant qu'une conversation est présente sur la ligne. En revanche dès qu'une tonalité d'occupation apparaît le test de tonalité en 114 est positif et le programme se reboucle en 101. Surveillance de l'amorçage et de contrôle du gain (organigramme 200) Cette sous routine est effectuée toutes les millisecondes sous le contrôle de l'horloge du microprocesseur comme exposé plus haut. Ainsi en 201 un contrôle d'écoulement du temps est effectué. Lorsqu'une milliseconde s'est écoulée depuis la précédente exécution de la routine le programme se positionne en 202. En 202 un test (MEM 51 = 1) est effectué. Dans ce test le micro processeur vient lire la mémoire 51. Si le contenu de cette mémoire est égale à 1, cela signifie qu'aucun amorçage n'a été détecté par le dispositif de détection. Si le test est positif, le programme se positionne en 205. En 205 on vient contrôler le contenu du drapeau AMP. Si ce contenu est égal à 1, cela signifie qu'un cycle d'incrémentation peut être effectué. Dans ce cas le programme se positionne en 206 et la valeur DAC (valeur numérique du gain) enregistrée dans la mémoire 52 est incrémentée d'une unité. Le programme se repositionne en 201. La routine 201, 202, 205, 206 continue tant qu'il n'y a pas d'amorçage détecté dans le circuit d'amplification 20. Lorsque le test en 202 est négatif, c'est-à-dire que le contenu de la mémoire 51 est 0, le programme se positionne en 203. Le drapeau AMP est ainsi mis à zéro, ce qui veut dire que lors de la prochaine routine 202, 205, le test en 205 sera positif et que le programme se positionnera en 201 sans qu'une incrémentation du contenu de la mémoire de gain 52 soit faite. Après la mise à zéro du drapeau AMP, le programme se positionne en 204. Une décrémentation de cinq unités de la valeur DAC enregistrée dans la mémoire de gain 52 est alors effectuée et le programme se repositionne en 201. On comprend que, les deux routines 100 et 200 étant effectuées simultanément, la routine 100 commande le moment où des phases de contrôle peuvent être effectuées par la mise à 1 du drapeau AMP, en 104, pour la phase de mise en oeuvre et en 116, pour la phase de transmission. Ce drapeau AMP étant mis à 1, la routine 200 est telle que la valeur du gain va être incrémentée d'une unité (étape 206) à chaque cycle d'une milliseconde, tant qu'un accrochage n'a pas lieu. Dans ce dernier cas, le test 202 sera négatif et la valeur numérique du gain DAC enregistrée dans la mémoire de gain 52 est décrémentée de cinq unités (étape 204). On observe que grâce à ces dispositions, l'amorçage ne dure pas plus d'une milliseconde et n'est, bien évidemment, pas perçu par les correspondants. En revanche, le procédé qui vient décrit permet au gain d'être très proche de la valeur du gain d'accrochage, en l'espèce 2dB en-dessous de ce gain d'accrochage. La liste des instructions, en langage assembleur, permettant une mise en oeuvre des routines 100 et 200, sur un micro processeur de type MOTOROLA 6802 est annexée à la fin du présent mémoire. Bien entendu la présente invention ne se limite nullement au mode de réalisation décrit et représenté mais englobe bien au contraire toutes variantes à la portée de l'homme de l'art. En particulier, la valeur "prédéterminée" dont on diminue le gain à la suite d'un accrochage, valeur qui dans le mode de réalisation choisi et décrit dans la présente est d'environ 2dB, peut être variable et déterminée à l'issue d'un calcul réalisé, par exemple par le micro processeur 50 compte tenu par exemple des conditions de transmission sur le support de transmission. Liste des instructions pour mise en oeuvre des routines 100-200 1. AFFECTATION MEMOIRES l.00= TTL DEVRAM 2.00=* 3.00=DRAM 4.00=TSKSEQ RMB 1 5.00=* 6.00=AMPREG RMB 1 7.00=AMPRUN RMB 1 8.00=AMPVAL RMB 1 9.00=AMPSTA RMB 1 10.00=AMPSEQ RMB 1 11.00=AMPPPT RMB 1 12.00=AMPCNT RMB 2 13.00=* 14.00=DTSREG RMB 1 15.00=DTSLTC RMB 1 16.00=DTSPER RMB 1 17.0o=DTSSEe RMB 1 18.00=DTSCT1 RMB 1 19.00=DTSCT2 RMB 1 20.00=* 21.00=DTCREG RMB 1 22.00=DTCVAL RMB 1 23.00=DTCSEQ RMB 1 24.00=DTCSRH RMB 1 25.00=DTCSRL RMB 1 26.00=DTCSRC RMB 1 27.00=DTCCOD RMB 1 28.00=DTCCNT RMB 2 29.00=* 30.00=DMFREG RMB 1 31.00=DMFRUN RMB 1 32.00=DMFFLG RMB 1 33.00=DMFCNT RMB 2 34.00=* 35.00=EMTREG RMB 1 36.00=EMTRUN RMB 1 37.00=EMTSEQ RMB 2 38.00=EMTCT1 RMB 2 39.00=EMTCT2 RMB 2 40.00=EMTFRQ RMB 2 41.00=* 42.00=NUMREG RMB 1 43.00=NUMRUN RMB 1 44.00=NUMSEQ RMB 1 45.00=NUMCNT RMB 2 46.00=NUMMIS RMB 1 47.00=NUMTER RMB 1 48.00=NUMBP1 PMB 2 49.00=NUMBP2 PMB 2 50.00=NUMBUF RMB 12 51.00=* 52.00=DTTREG RMB 1 53.00=DTTLTC RMB 1 54.00=DTTSEQ RMB 1 55.00=DTTCT1 RMB 2 56.00=DTTCT2 RMB 2 57.00=DTTPER RMB 1 58.00=* 59.00=EMCREG RMB 1 60.00=EMCRUN RMB 1 61.00=EMCSEQ RMB 1 62.00=EMCCNT RMB 2 63.00=EMCBP1 RMB 2 64.00=* 65.00=HPREG RMB 1 66.00=HPRUN RMB 1 67.00=HPSEQ RMB 2 68.00=HPCT1 RMB 2 69.00=HPFRQ RMB 2 70.00=HPCT2 RMB 2 71.00=* 72.00=WORK RMB 2 73.00=WIRK RMB 2 74.00=* 75.00=DEVESS RMB 1 76.00=PGMCNT RMB 2 77.00=* 78.00=MULCVV RMB 1 79.00=* 80.00=CLVREG RMB 1 81.00=CLVLTC RMB 1 82.00=CLVSEQ RMB 1 83.00=CLVCNT RMB 2 84.00=* 85.00=MULLDL RMB 1 86.00=MULLDA RMB 1 87.00=MULLDS RMB 1 88.00=@ 89.00=LEDREG PMB 1 90.00=LEDFLH RMB 1 91.00=LEDSED PMB 1 92.00=LEDDNT RMB 2 93.00=* 94.00=FONCOD RMB 1 95.00=FONNUM RMB 1 96.00=FONBCT RMB 1 97.00=FONBP1 RMB 2 98.00=FONBP2 RMB 2 99.00=FONBUF RMB 12 100.00=* 101.00=FPAM 102.00=* 103.00=DRAMS 104.00=DEVNUM PMB 1 105.00=NUMSTS RMB 1 106.00=NUMMEM RMB 123 107.00=FRAMB 108.00=* 109.00=CBKMEM RMB 2 110.00=* 111.00=END 2. DEFINITION ENTREES-SORTIES 1.00= TTL DEVEQU 2.00=* 3.00=RAM EQU $0000 4.00=ROM EQU $E000 5.00=PIA EQU $2000 6.00=PTM EQU $2800 7.00=DAC EQU $3000 8.00=* 9.00=PIAC EQU PIA+1 10.00=PIAD EQU PIA 11.00=PIBC EQU PIA+3 12.00=PIBD EQU PIA+2 13.00=* 14.00=PTMSTA FQU PTM+A 15.00=PTMC2 EQU PTM+1 16.00=PTMC13 EQU PTM 17.00=PTM1 EQU PTM+2 18.00=PTM2 EQU PTM+4 19.00=PTM3 EQU PTM+6 20.00=* 21.00= END 3.ROUTINES D'EXECUTION 1.00= TTL DEVAMP 2.00=* 3.00=AMPCTL 4.00= LSR AMPCIO 5.00= LDAA AMPVAL 6.00= STAA DAC 7.00= PTS 8.00=* 9.00=AMPCIO 10.00= LDAA AMPREG 11.00= LDAB AMPRUN 12.00= STAA AMPRUN 13.00= BNE AMPCI 14.00=AMPCO 15.00= CBA 16.00= BEQ AMPCO1 17.00= JSR AMPOFF 18.00=AMPCO1 19.00= LDAA #$FF 20.00= STAA AMPVAL 21.00= RTS 22.00=AMPCI 23.00= CBA 24.00= BEQ AMPCI1 25.00= JSR AMPON 26.00= LDAA #$80 27.00=STAA AMPVAL 28.00= CLR AMPSEQ 29.00= RTS 30.00=AMPCI1 31.00= LDX #AMPTAB 32.00= LDAA AMPSEQ 33.00= JSR DRIVER 34.00= JSR ECRSTA 35.00= BPL AMPCI3 36.00= CLR AMPSTA 37.00= LDAA AMPVAL 38.00= SUBA *S 39.00= BCS AMPCI2 40.00= STAA AMPVAL 41.00=AMPCI2 42.00= RTS 43.00=AMPCI3 44.00= LDAA AMPSTA 45.00= BEQ AMPCI4 46.00= JSR TONSTA 47.00= BNE AMPCI4 48.00= LDAA AMPVAL 49.00= ADDA #1 50.00= BCS AMPCI4 51.00= STAA AMPVAL 52.00=AMPCI4. 53.00= RTS 54.00=* 55.00=AMPTAB 56.00= FDB AMP0 57.00= FDB AMP1 58.00= FDB AMP2 59.00= FDB AMP3 60.00=* 61.00=AMPO 62.00= LDAA DTTREG 63.00= CMPA *1 64.00= BNE AMPO1 65.00= RTS 66.00=AMPO1 67.00= LDAA #6 68.00= STAA AMPRPT 69.00=AMPO2 70.00= LDX &num;2000 71.00= STX AMPCNT 72.00= LDAA *1 73.00= STAA AMPSTA 74.00= LDAA #1 75.00= STAA AMPSEQ 76.00= RTS 77.00u:: 78.00=AMP1 79.00= LDAA DTTREG 80.00= CMPA #1 81.00= BNE AMP11 82.00= CLR AMPSEQ 83.00= RTS 84.00=AMP11 85.00= LDX AMPCNT 86.00= DEX 87.00= STX AMPCNT 88.00= BNE AMP13 89.00= DEC AMPRPT 90.00= BNE AMPO2 91.00= LDAA #3 92.00= STAA AMPRPT 93. 00=AMPl2 94.00= LDX #10000 95.00= STX AMPCNT 96.00= LDAA #1 97.00= STAA AMPSTA 98.00= LDAA #2 99.00= STAA AMPSEO 100.00=AMP13 101.00= RTS 102.00=* 103.00=AMP2 104.00= LDAA DTTREG 105.00= CMPA #1 106.00= BNE AMP21 107.00= CLR AMPSE0 108.00= RTS 109.00=AMP21 110.00= LDX AMPCT 111.00= DEX 112.00= STX AMPCNT 113.00= BNE AMP23 114.00= DEC AMPRPT 115.00= BNE AMP12 116.00=AMP22 117.00= LDX #60000 118.00= STX AMPCNT 119.00= LDAA &num; ;1 120.00= STAA AMPSTA 121.00= LDAA #3 122.00= STAA AMPSEQ 123.00=AMP23 124.00= RTS 125.00=* 126.00=AMP3 127.00= LDAA DílREG 128.00= CMPA #1 129.00= BNE AMP31 130.00= CLR AMPSEQ 131.00= RTS 132.00=AMP32 133.00= LDX AMPCNT 134.00= DEX 135.00= STX AMPCNT 136.00= BEO AMP22 137.00= RTS 138.00=* 139.00= END REVENDICATIONS 1. Procédé d'amplification pour dispositif d'amplification de signaux transmis de façon bidirectionnelle et simultanée sur un support présentant des caractéristiques de transmission variables, le dispositif comportant un circuit d'amplification comportant un amplificateur à qain variable par sens de transmission, procédé caractérisé en ce qu'on effectue, à intervalles prédéterminés, une phase dite "de contrôle" dans laquelle on provoque un accrochage dans le circuit d'amplification (20) et en ce que lors d'un accrochage on mesure le gain, dit "d'accrochage", des amplificateurs (28, 29) et on diminue le gain d'une valeur prédéterminée. 2. Procédé selon la revendication 1, notamment mis en oeuvre dans le réseau téléphonique, caractérisé en ce que l'on subdivise une communication téléphonique en deux phases : une dite de "mise en oeuvre" de l'amplification au début de la communication, l'autre dite de "transmission" et en ce que dans la phase de mise en oeuvre de l'amplification on effectue une pluralité de phases de contrôle à intervalles rapprochés, par exemple de quelques centièmes de secondes à quelques secondes, tandis que dans la phase de transmission on effectue des phases de contrôle à intervalles espacés, par exemple de quelques secondes à quelques minutes. 3. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1, 2, caractérisé en ce que l'on subdivise la plage variable du gain en un nombre d'unités de gain et en ce que lors d'une phase de contrôle, on effectue au moins un cycle d'augmentation de gain, chaque cycle comportant une opération de contrôle de présence d'un accrochage dans le circuit d'amplification et, dans la négative, une opération d'incrémentation d'au moins une unité de la valeur du gain, et en ce que, en présence d'un accrochage accidentel ou provoqué, on décrémente la valeur du gain d'un nombre d'unités prédéterminé. 4. Dispositif d'amplification de signaux transmis de façon bidirectionnelle et simultanée sur un support présentant des caractéristiques de transmission variables, le dispositif comportant un circuit d'amplification comportant un amplificateur à qain variable, par sens de transmission, dispositif caractérisé en ce qulil comporte un moyen de détection d'accrochage (30) dans le circuit d'amplification (20), un moyen de commande du gain (40) des amplificateurs (28, 29), des moyens de mesure (52) du gain des amplificateurs (28, 29) lors d'un accrochage et un organe de contrôle de gain (50) adapté à actionner lesdits moyens de commande, d'une part, pour provoquer, à intervalles prédéterminés, un accrochage, et d'autre part pour diminuer le gain d'une valeur prédéterminée à la suite d'un accrochage. 5. Dispositif selon la revendication 4,-caractérisé en ce que l'organe de contrôle (50) comporte un micro processeur, au moins une mémoire dite "d'accrochage" (51) dans laquelle est enregistré, sous la commande des moyens de détection d'accrochage (30), un signal représentatif de l'état du circuit d'amplification (26) quant à l'accrochage, au moins une mémoire dite de "gain" (52), dans laquelle est enregistrée, en temps réel, une valeur numérique représentative du gain des amplificateurs. 6. Dispositif selon la revendication 5, caractérisé en ce que les moyens de commande du gain (40) comportent au moins un convertisseur numérique analogique (43) pour convertir des données numériques, représentatives de celles contenues dans la mémoire de gain, en un signal analogique de réglage. 7. Déviateur téléphonique pour déviation d'appels téléphoniques d'une ligne dite "entrante" sur une ligne dite "sortante", caractérisé en ce qu'il comporte un dispositif d'amplification selon l'une quelconque des revendications 4 à 6, ledit support comportant lesdites lignes téléphoniques entrante et sortante.