Brevet FR2599870A1 — publié le 19871211

La présente invention concerne des circuits d'alimentation en général et, plus particulièrement, un circuit de coupure de surintensité destiné à interrompre momentanément un circuit d'alimentation à régulateur de commutation en cas de blocage à 5 saturation CMOS ou d'autres états de panne o un courant anormalement élevé passe dans des circuits connectés au circuit d'alimentation. - Si des signaux excessivement importants sont appliqués à un amplificateur, les dispositifs actifs (c'est-à-dire les transistors) peuvent être amenés à des états de saturation ou de coupure. En état 10 de saturation, des boucles de réaction locales peuvent se former à cause des transistors parasites qui s'établissent inopinément entre les zones de type p et de type n d'un dispositif actif et le substrat. Cette réaction positive locale entraîne ce qui est connu sous le nom de "blocage à saturation". Donc, si un signal d'entrée important est appliqué à un dispositif actif (à cause d'un choc statique, etc.) en même temps que du courant alimentant le dispositif, ce type de blocage peut se produire. La seule possibilité de rétablissement à partir du blocage consiste à couper ou à débrancher manuellement l'alimentation pendant 20 un court instant. Des travaux de recherche considérables ont été effectués dans le domaine de la prévention de ce blocage. Dans le brevet US-A-4 209 713 délivré le 24 juin 1980 au nom de "Tokyo Shibaura Electric Company Limited", il est décrit un circuit servant à éliminer les effets de la 25 conduction parasite. Un moyen d'absorption du bruit, qui consiste, en pratique, en une résistance, est connecté entre une électrode de source d'un circuit CMOS et une borne positive d'une source d'alimentation externe. Toutefois, dans un circuit intégré CMOS, des résistances de 30 valeurs appropriées sont difficiles à fabriquer. De plus, les résistances empêchent que toute la tension d'alimentation soit appliquée aux éléments CMOS du circuit. De nombreux circuits ont été développés pour commander les temps d'application de sources de tensions hautes et basses à un circuit 35 CMOS dans le but d'empêcher l'établissement de transistors parasites conduisant au blocage. Par exemple, le brevet US-A-4 441 035 du 3 avril 1984 au nom de la Société Mitel décrit un circuit capable de commander les temps d'application d'alimentations hautes et basses en courant continu de même polarité à un circuit CMOS unique. Avec ce circuit, l'application de la tension d'alimentation la plus basse n'a 5 pas lieu tant que la tension d'alimentation la plus élevée n'a pas été appliquée pour éliminer réellement la formation de transistors parasites. Dans le brevet US-A-4 353 105 du 5 octobre 1982 au nom de National Semiconductor Corporation, il est décrit un circuit de 10 protection pour d'importants circuits CMOS en silicium, qui détecte le blocage et, en réponse, prive le circuit CMOS de courant pendant une durée prédéterminée, puis rétablit le fonctionnement normal du circuit une fois que l'état de blocage a été éliminé. En pratique, les dispositifs décrits dans les brevets mentionnés 15 cidessus sont inclus dans le circuit CMOS lui-même, ce qui entraîne des structures et des techniques de fabrication complexes et coûteuses. De plus, le circuit de protection du brevet US-A-4 353 105 délivre au circuit CMOS un signal de commande qui le met en mode d'attente sous courant faible. Par conséquent, le circuit CMOS 20 comporte un circuit supplémentaire pour interpréter le signal de commande, qui contribue, en pratique, à la complexité du circuit et à l'élévation du coQt de fabrication. De nombreux circuits d'alimentation ont été conçus pour réaliser un séquencement correct des applications des sources de tension élevée 25 et de tension basse à un dispositif actif. De tels circuits sont décrits, par exemple, dans les brevets GB-A-1 331 962 au nom de Matsushita Electric Industrial Co., Ltd., et GB-A-1 423 149 au nom de Philips Electronic and Associated Industries limited, publiés respectivement le 26 septembre 1973 et le 28 janvier 1976. Dans ces 30 circuits d'alimentation connus, on utilise des circuits de temporisation et de séquencement complexes dans le but d'empêcher le blocage CMOS, ainsi que d'autres situations o il y a courant anormalement élevé, mais ces circuits ne comportent pas de moyen pour assurer le rétablissement à partir de telles situations quand elles se 35 présentent. En particulier, selon le brevet GB-A-1 423 149, il est prévu une alimentation avec un circuit qui, en cas de fonctionnement anormal, réduit la tension de sortie à environ la moitié de sa valeur nominale, mais non à zéro volt. Donc, en cas de blocage, les circuits CMOS 5 restent bloqués malgré la tension réduite. De même, dans le brevet GB-A-1 331 962, il est décrit un système d'alimentation dans lequel un circuit est prévu pour interrompre l'alimentation s'il se présente un signal d'entrée excessivement important ou une charge de courtcircuit. Cette technique de protection de surtension connue présente 10 l'inconvénient de nécessiter un commutateur pour ramener les circuits à thyristors à leur situation d'origine afin de réactiver le circuit d'alimentation, car les circuits à thyristors sont incapables de revenir à leur état initial, même quand la surintensité disparaît. Donc, le brevet GB-A-1 335 962 présente l'inconvénient de nécessiter 15 un rétablissement manuel de l'alimentation. Selon la présente invention, un circuit de coupure de surintensité est inclus dans un circuit d'alimentation, qui contr8le le courant d'entrée et, si ce dernier dépasse un niveau de seuil prédéterminé, interrompt l'alimentation pendant une durée 20 prédéterminée au terme de laquelle elle est rétablie automatiquement. Le circuit de coupure est inclus dans le circuit d'alimentation, afin de surmonter les inconvénients des circuits de protection CMOS connus complexes et coûteux dans lesquels les circuits CMOS eux-mêmes devaient comporter des circuits imprimés complexes. Le circuit selon la présente invention effectue réellement le rétablissement de l'alimentation en cas de situation anormale, et il ne sert pas simplement à empêcher une telle situation au moyen de circuits de temporisation et de circuits à retard complexes comme ceux qu'on utilisait dans les circuits d'alimentation à séquencement 30 connus. On comprendra mieux l'invention en se référant à la description détaillé suivante, faite en relation avec le dessin de la figure unique qui est un diagramme schématique d'un circuit de coupure de surintensité utilisé dans un régulateur d'alimentation à commutation 35 selon la présente invention. A la Fig. unique, une tension d'entrée non régulée VIN est appliquée au fil de pointe TIP d'une paire de fils de pointe et de nuque symétriques TIP et RING qu'on trouve communément dans les systèmes téléphoniques tels que les autocommutateurs privés, le fil de nuque étant relié à la terre. Une alimentation de commande 1 reçoit la tension d'entrée non régulée (en pratique de l'ordre de 25 à 60 volts) et engendre une tension de sortie +V de l'ordre de 4 à 6 volts. L'alimentation de commande 1 est un régulateur à montage série qui produit la tension de 10 référence d'une manière connue. Un courant d'entrée IIN porté par le fil de pointe passe dans l'enroulement primaire 3A d'un transformateur 3, puis est modulé en durée d'impulsion au moyen d'un transistor de puissance à effet de champ 5, sous la commande d'un circuit de modulation d'impulsion en 15 durée comprenant un générateur d'onde en dent de scie 7 et un comparateur 9, comme on le décrira plus en détail dans la suite. Durant chaque cycle o le transistor 5 est passant, le transformateur de courant d'entrée 3 emmagasine l'énergie reçue directement des fils de pointe et de nuque symétriques. Pendant chaque 20 cycle o le transistor 5 est bloqué, l'enroulement primaire 3A libère l'énergie emmagasinée vers l'enroulement secondaire 3B selon des principes bien connus de couplage électromagnétique. En réponse, une tension se développe dans l'enroulement 3B et est redressée au moyen d'une diode 12. La tension redressée à la sortie de la diode 11 est filtrée au moyen d'un condensateur 15 (qui, dans le prototype satisfaisant, a une valeur de 100 farads) connecté entre la sortie de la diode 11 et la masse. Le signal de tension de sortie filtrée résultant VOUT est appliqué à une borne de sortie 17, puis à un circuit externe, tel 30 qu'un circuit CMOS, etc. La réaction négative en tension-série du signal de tension de sortie VOUT est prévue pour réguler l'alimentation d'une manière bien connue. En particulier, un oscillateur 7 délivre une onde en dent de scie (qui, dans le prototype satisfaisant, a une fréquence de 28 kHz) 35 qui est appliquée à l'entrée inverseuse d'un amplificateur-comparateur 9. Une représentation du signal de tension de sortie VOUT, qu'on appellera ERREUR, est transmise, au moyen d'un photocoupleur formé d'une photodiode 21 et d'un phototransistor 23, à l'entrée noninverseuse du comparateur 9. Le niveau en courant continu du signal ERREUR est comparé à l'onde en dent de scie produite, dans le 5 comparateur 9, de sorte que ce dernier engendre une impulsion de commande qui est appliquée au transistor 5 dont le taux de service varie linéairement avec le niveau de courant continu du signal ERREUR. La sortie de collecteur ouvert du comparateur 9 est connectée, par l'intermédiaire d'une résistance de maintien 25, à la tension de 10 référence +V, et directement aussi à la grille du transistor 5 pour provoquer la modulation d'impulsion en durée du courant d'entrée IIN par l'intermédiaire du transistor de circuit de source-drain 5, comme décrit ci-dessus. En fonctionnement, une fois que le niveau de courant continu du 15 signal de tension de sortie VOUT a atteint le niveau de sortie désiré (par exemple 5 volts), le comparateur de précision 31 est activé par la détection d'une tension prédéterminée (par exemple 2,5 volts) apparaissant au noeud qui relie les résistances diviseurs de tension 27 et 29, et il en résulte un courant qui passe à la masse par 20 l'intermédiaire, de la photodiode 21, de la résistance 32 et du comparateur 31. La photodiode 21 et le phototransistor 23 sont, de préférence, configurés en photocoupleur selon des techniques bien connues. Le phototransistor 23 fonctionne en mode à émetteur commun pour engendrer le signal ERREUR sus-mentionné représentant le signal 25 de tension de sortie V OUT. Donc, quand le courant passant dans la photodiode 21 décrolt, le niveau en courant continu du signal ERREUR à la borne de collecteur du phototransistor 23 augmente. Celui-ci, à son tour, fait augmenter le taux de service du signal de commande modulé en durée d'impulsion provenant de l'amplificateur 9, et il en résulte 30 qu'il passe plus de courant d'entrée dans l'enroulement primaire 3A par l'intermédiaire du transistor 5, et qu'il est délivré une plus grande puissance à l'enroulement secondaire 3B et, par conséquent, à la borne de sortie 17. Le signal ERREUR provenant du transistor 23 est limité en 35 tension au moyen des résistances 33 et 35, et il est filtré par un - condensateur 37 connecté à la masse. Ceci a pour effet de limiter le taux de service du comparateur 9 en ca- de situation marche/arrêt et de basse tension de ligne. L'alimentation est protégée des courants de charge excessifs, spécialement du blocage à saturation CMOS accidentel, par un circuit 5 de coupure de surintensité qui contr8le le courant continu entrant moyen IIN passant dans l'enroulement primaire 3A et le transistor de puissance 5, et qui interrompt la sortie du circuit d'alimentation au cas o il passe un courant excessif pendant une durée prédéterminée après que l'alimentation ait été réactivée. Le courant d'entrée IIN est converti en tension dans une résistance de détection 41 (qui, dans un prototype satisfaisant, a une valeur d'environ 10 ohms), et ensuite filtré à un niveau de courant continu moyen par l'intermédiaire d'une résistance 43 reliée à un condensateur 45; puis le signal en courant continu moyen est appliqué 15 à l'entrée inverseuse d'un comparateur 39. L'entrée non-inverseuse du comparateur 39 est reliée par l'intermédiaire d'une résistance 40 à une tension de seuil prédéterminée V2 pour établir un niveau de seuil pour le courant d'entrée IIN au-dessus duquel l'alimentation est interrompue. La sortie du comparateur 39 est reliée, par l'intermédiaire d'une résistance de maintien 47, à une source de tension de référence +V, et à la masse par un circuit de temporisation formé d'une résistance 49 et d'un condensateur 51. Le noeud reliant la sortie du comparateur 39, les résistances 47 et 49 et le condensateur 51 est 25 relié, de plus, à l'entrée non-inverseuse d'un autre comparateur 53 dont l'entrée inverseuse est reliée à une source de tension de seuil V1 (par exemple 1,5 volts). Si le courant continu d'entrée moyen IIN dépasse la tension de seuil prédéterminée, la sortie du comparateur 39 passe à un niveau de 30 tension bas et il s'ensuit que la tension de sortie sur le comparateur 53 passe au niveau de la masse, mettant à la masse le signal en courant continu ERREUR appliqué à l'entrée non-inverseuse du comparateur 9. Le signal ERREUR est à la masse pendant une durée prédéterminée dépendante de la constante de temps de la résistance 49 35 et du condensateur 51 qui, dans un prototype satisfaisant, est d'environ 50 millisecondes, suffisantes pour que le circuit CMOS se soit remis de son blocage. En réponse à la mise à la masse du signal ERREUR, la sortie du comparateur 9 passe à un niveau logique bas, bloquant ainsi le transistor 5 et interrompant l'alimentation. Une fois que le courant cesse de passer dans l'enroulement primaire 3A, le condensateur 51 commence à se recharger et le circuit d'alimentation se retrouve en fonctionnement normal dans le délai prédéterminé (50 millisecondes). La sortie du comparateur 53 est un collecteur ouvert, de sorte qu'en fonctionnement normal, le circuit de coupure de surintensité se 10 présente comme une forte impédance ou un circuit ouvert à l'entrée non-inverseuse du comparateur 9. En bref, un circuit d'alimentation avec régulateur à commutation en mode retour de balayage est décrit, comprenant un circuit de rétablissement après coupure de surintensité ou blocage à saturation 15 pour réaliser un cycle d'alimentation en cas de blocage CMOS ou de situation d'alimentation anormale accidentelle, telle qu'un courtcircuit. En incorporant le circuit de rétablissement dans le circuit d''alimentation lui-même, on évite les circuits de- protection CMOS connus, coûteux et complexes. Un homme du métier ayant pris connaissance de l'invention peut en concevoir d'autres exemples de réalisation. De telles modifications sont considérées comme faisant partie de la sphère et du domaine de la présente invention tels que définis dans les revendications jointes. REVENDICATIONS 1) Circuit de coupure de surintensité utilisé dans un régulateur à commutation comportant un circuit d'entrée pour recevoir un signal d'entrée, un moyen (5) pour moduler en durée d'impulsion ledit signal d'entrée et appliquer ledit signal d'entrée modulé à un circuit de 5 sortie, de manière à former un signal de sortie ayant un niveau de tension continue proportionnel au taux de service dudit signal d'entrée modulé, un moyen (31) pour contrôler ledit signal de sortie et produire un signal d'erreur qui, en réponse, est appliqué à un circuit (33) de réaction en courant continu, un moyen (9) pour 10 recevoir ledit signal d'erreur dudit circuit de réaction et modifier le taux de service dudit signal d'entrée modulé proportionnellement aux variations du niveau de courant continu dudit signal d'erreur, caractérisé en ce qu'il comprend: (a) un moyen (39, 40) pour détecter le niveau de courant continu 15 moyen dudit signal d'entrée modulé et produire, en réponse, un signal d'entrée en courant continu moyen, et (b) un moyen (53) pour comparer ledit signal d'entrée en courant continu moyen avec un signal de seuil prédéterminé (V1) et relier ledit circuit de réaction au potentiel de masse si ledit 20 signal d'entrée en courant continu moyen est plus grand que ledit signal de seuil, afin que le taux de service dudit signal d'entrée modulé soit réduit à zéro pour réduire le niveau de tension continue dudit signal de sortie à zéro volt. 2) Circuit de coupure de surintensité selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend encore un moyen à retard (49, 51) pour séparer ledit circuit de réaction du potentiel de masse afin de réappliquer ledit signal d'erreur audit moyen de commande et de rétablir le niveau de tension continue dudit signal de sortie à un 30 niveau normal. 3) Circuit de coupure de surintensité selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'il comprend encore un moyen de sortie (53) en collecteur ouvert pour appliquer une haute impédance audit circuit de réaction pendant le fonctionnement normal du régulateur. 4) Circuit de coupure de surintensité selon l'une des revendications 1 à 3, dans lequel ledit moyen de détection comprend un comparateur (39) ayant une première entrée connectée par l'intermédiaire d'un circuit à filtre passe-bas (43, 45) audit moyen (5) pour 5 moduler en durée d'impulsion le signal d'entrée, et une seconde entrée reliée à une source dudit signal de seuil prédéterminé (V2). ) Circuit de coupure de surintensité selon la revendication 2, dans lequel ledit moyen à retard comprend un circuit à résistance (43) et condensateur (45) pour produire un retard d'environ 50 milli10 secondes avant de rétablir la tension continue dudit signal de sortie au niveau normal.