Brevet FR2609220A1 — publié le 19880701

La présente invention concerne de façon générale des alimentations utilisant un convertisseur à découpage con- tinu-continu, et elle porte plus particulièrement sur un cir- cuit convertisseur dans lequel le courant qui circule dans le transistor de commutation est pratiquement nul pendant le blocage et le déblocage. On connait de nombreux types de convertisseurs con- tinu-continu destinés à convertir une première tension conti- nue en une seconde tension continue régulée. De façon carac- téristique, on convertit la première tension continue en une tension alternative (ou en impulsions à courant continu) au moyen d'un ou de plusieurs transistors de commutation. On re- convertit ensuite la tension alternative en une tension de sortie continue désirée. On utilise une réaction de la tension de sortie pour commander le rapport cyclique ou la fréquence de la tension alternative produite par le ou les transistors, de façon à réaliser la régulation de tension désirée. On sait que les convertisseurs à découpage ont un rendement plus élevé que d'autres types d'alimentation comme les alimentations à régulation série. Le rendement des con- vertisseurs à découpage a cependant été limité par l'existence de pertes dans le ou les transistors de commutation pendant le blocage et le déblocage, en particulier dans des convertis- seurs à modulation d'impulsions en largeur (MIL), du fait que le ou les transistors de commutation doivent alors supporter simultanément un courant élevé et une tension élevée à la fois pendant le blocage et pendant le déblocage. On sait qu'une commutation sans perte est possible si le transistor est dé- bloqué ou bloqué avec un courant nul. Les convertisseurs résonnants utilisent une tension alternative de fréquence variable pour réguler la tension continue de sortie. Dans les convertisseurs résonnants, il est possible d'avoir soit un déblocage sans perte soit un blocage sans perte, mais non les deux. En outre, l'intensité du courant qui circule dans le ou les transistors d'un con- vertisseur résonnant est élevée, ce qui impose au transistor ou aux transistors des exigences élevées en ce qui concerne le courant. Ceci nécessite l'emploi de transistors coûteux capables de supporter un courant élevé. En augmentant la fréquence de commutation, on peut obtenir un convertisseur plus petit, plus léger, moins cher et ayant une réponse plus rapide. Cependant, la commutation à fréquence plus élevéeaagrave les pertes des transistors et dégrade le rendement. Un but principal de l'invention est donc de procu- rer un convertisseur continu-continu ne présentant pratique- ment pas de pertes de commutation dans le transistor de com- mutation. Un autre but est de procurer un convertisseur con- tinu-continu ayant de faibles exigences de courant pour le transistor de commutation. Un but supplémentaire est de procurer un circuit convertisseur dissymétrique capable d'effectuer une opération de commutation sans pertes, même à des fréquences élevées. On atteint ces buts ainsi que d'autres dans un con- vertisseur continu-continu qui comprend un transformateur, des moyens de commutation, un condensateur de résonance et un redresseur non commandé. Le transformateur comporte un enrou- lement primaire et un enroulement secondaire. L'enroulement primaire est prévu pour être connecté à une source d'énergie continue. Les moyens de commutation sont connectés en série avec l'enroulement primaire pour faire circuler un courant de façon sélective dans l'enroulement primaire. Le condensateur de résonance est connecté en série avec l'enroulement secondaire et il présente à ses bornes une tension déterminée par la résonance entre lui-même et l'in- ductance de fuite du transformateur. Le redresseur non com- mandé est connecté aux bornes de la combinaison de l'enrou- lement secondaire et du condensateur de résonance. Le redres- seur non commandé est orienté de façon à être conducteur lorsque le condensateur de résonance est chargé par le cou- rant magnétisant du transformateur, et à être bloqué lorsque le condensateur de résonance se décharge. Le convertisseur peut en outre comporter un filtre de sortie continue comprenant une inductance de filtrage et un condensateur de filtrage connectés en série aux bornes du redresseur non commandé, la tension de sortie du convertis- seur étant prélevée aux bornes du condensateur de filtrage. Il peut également comporter une inductance de résonance con- nectée en série avec le condensateur de résonance. L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui va suivre de modes de réalisation, donnés à titre d'exemples non limitatifs. La suite de la description se réfère aux dessins annexes qui représentent respectivement: Figure 1: un schéma d'un mode de réalisation du convertisseur continu-continu de l'invention. Figure 2: un schéma d'un autre mode de réalisation du convertisseur continu-continu de l'invention. Figure 3: un schéma d'un circuit équivalent utile à l'explication du circuit de la figure 1. Figure 4: un diagramme séquentiel qui illustre le fonctionnement du transistor de la figure 1. Figure 5: un schéma synoptique d'un mode de réa- lisation des moyens de commande de la figure 1. On voit sur la figure 1 un premier mode de réalisa- tion de l'invention. Une paire de bornes d'entrée 8 et 9 sont destinées à être connectées respectivement aux bornes positi- ve et négative d'une source de tension continue (non repré- sentée). Un transformateur 10 comporte un enroulement primaire 11 en couplage magnétique avec un enroulement secondaire 12. L'enroulement primaire 11 est connecté en série avec un dispo- sitif de commutation 13 et une diode 14 entre les bornes 8 et 9. Un dispositif de commutation 13 est représenté sous la for- me d'un transistor à effet de champ (TEC), mais on pourrait également utiliser à la place d'autres dispositifs de commuta- tion tels qu'un transistor bipolaire ou un thyristor. L'enroulement secondaire 12 est connecté en série avec un condensateur 15. Une diode 16 et un filtre de sortie 17 sont connectés aux bornes de l'enroulement secondaire 12 et du condensateur 15. L'anode de la diode 16 est connectée à une borne de l'enroulement secondaire 12, et sa cathode est connectée au condensateur 15. Un filtre de sortie 17 comprend une inductance de filtrage 20 connectée entre le condensateur et une borne de sortie 22. Le filtre de sortie 17 comprend également un condensateur de filtrage 21 connecté entre la borne de sortie 22 et une borne de sortie 23. Des moyens de commande 25 sont connectés aux bornes de sortie 22 et 23 et à la grille du TEC 13. Les moyens de commande 25 reçoivent également un signal d'ordre de tension Vs qui est appliqué de façon externe, et un signal de courant provenant d'un capteur de courant 19 connecté au TEC 13. Le circuit de la figure 1 est un convertisseur con- tinu-continu dissymétrique. On débloque le TEC 13 pour appli- quer des impulsions de courant continu à l'enroulement pri- maire 11. La diode 14 isole le TEC 13 vis-à-vis d'une tension négative, après le blocage du TEC 13. Les impulsions de courant continu qui circulent dans l'enroulement primaire 11 produisent une tension alter- native aux bornes de la combinaison série de l'enroulement secondaire et du condensateur 15. La tension alternative est redressée par la diode 16 et lissée par le filtre de sortie 17. La tension de sortie Vo0, qui est appliquée à la borne 22 et est référencée à la borne 23, est appliquée à des moyens de commande 25. Le TEC 13 est débloqué et bloqué par les moyens de commande 25 de façon à faire correspondre la tension de sortie V à son niveau commandé, comme décrit ci-après. On décrira de façon plus détaillée le fonctionnement du circuit de la figure 1 en se référant au modèle de circuit de la figure 3. Sur la figure 3, le transformateur 10 est rem- placé par son inductance magnétisante Lm et par son inductance de fuite Lr. Dans le cadre de l'invention, l'inductance de fuite Lr peut être faible sans que l'on tente d'introduire une inductance de fuite supplémentaire quelconque dans le trans- formateur, si le convertisseur fonctionne à des fréquences élevées dans la plage de plusieurs kilohertz. La capacité de résonance Cr de la figure 3 est égale à la capacité du con- densateur 15 de la figure 1. Le fonctionnement du TEC 13 donne lieu à une réso- nance entre l'inductance de fuite L et la capacité de réso- nance C. L'inductance de fuite L est très inférieure à l'in- r r ductance magnétisante L ainsi qu'à la valeur de l'inductance m de filtrage 20, et la capacité de résonance Cr est très infé- rieure à la capacité du condensateur de filtrage 21. Dans une condition de régime établi pour la sortie du convertisseur, l'inductance de filtrage 20 est traversée par un courant de charge continu I. L'inductance magnétisante Lm est traversée par un courant magnétisant Im et l'inductance de fuite Lr est traversée par un courant résonnant ir. Pendant le fonctionnement en régime établi, la tension aux bornes du condensateur de filtrage 21 (c'est-à-dire Và), le courant de l'inductance de filtrage I et le courant magnétisant Im sont pratiquement constants, avec un faible niveau d'ondulation de commutation, du fait que leurs constantes de temps sont beau- coup plus longues qu'une période de commutation. Au contraire, le courant résonnant i et la tension résonnante V sont des r r grandeurs alternatives, et leur fréquence de résonance est supérieure à la fréquence de commutation, mais comparable à cette dernière. Le TEC 13 achemine un courant de drain ids. Une ten- sion Vw est présente aux bornes de la combinaison du TEC 13 et de la diode 14. Le courant de drain ids du TEC 13 est égal à la somme du courant magnétisant I et du courant résonnant ir. La diode 16 empêche que le courant résonnant ir ne dépasse le courant de charge I. Par conséquent, le courant de drain id est toujours inférieur ou égal à la somme du courant de ds charge I et du courant magnétisant Im. Les exigences de cou- rant imposées au TEC 13 sont donc faibles. La figure 4 montre les formes d'onde du courant de drain idset de la tension de commutation Vsw. Immédiatement avant le début d'un cycle de commutation du TEC 13, ce dernier est bloqué (ids est égal à zéro), et la diode 16 est conduc- trice. Lorsqu'un cycle de commutation commence, un signal de grille est appliqué à la grille du TEC 13. Du fait que le courant de drain id est la somme de deux courants inductifs, ds à savoir i et Im, ce courant est inductif et il ne peut pas rm changer instantanément. Ainsi, le courant de drain id de- ds meure à zéro pendant que la tension V tombe au voisinage sw de zéro, et ensuite ids s'élève jusqu'à sa valeur maximale de I+Im. Du fait que le courant de drain ids est égal à zéro pendant le transitoire de déblocage, le déblocage s'effectue sans perte. Pendant la période T1 sur la figure 4, le courant résonnant ir résonne en s'approchant du courant de charge I, ce qui provoque l'augmentation du courant de drain ids. Pen- dant la période T2, le courant résonnant ir est limité à la valeur du courant de charge I, du fait que la diode 16 est bloquée tandis que la capacité résonnante Cr est déchargée par le courant de charge I. De façon similaire, le courant de drain ids est limité à I+Im pendant la décharge de la capacité résonnante C r A la fin de la durée T2, la capacité résonnante Tr s'est déchargée et la diode 16 redevient conductrice. Pendant la durée T3, le courant résonnant ir change de sens et résonne en s'approchant d'une valeur égale à -Im, ce qui provoque une diminution du courant de drain ids. La diode 14 bloque le courant inverse et le TEC 13 est bloqué lorsque le courant de drain ids atteint zéro. Le blocage du TEC 13 s'effectue donc également sans perte. Pendant la durée T4, la tension Vsw du TEC augmente linéairement et le courant magnétisant Im charge la capacité résonnante Cr avec une polarité opposée à celle de Vr qui est représentée sur la figure 3 (la diode 16 conduit le courant de charge I et le courant magnétisant Im). Une période de commutation est égale à la somme des durées T1 à T4. Ainsi, T4 se termine lorsque le TEC 13 est à nouveau débloqué. La tension de sortie V est déterminée par la fréquence des cycles de commutation. Une fréquence supé- rieure des cycles de commutation donne une tension de sortie plus élevée du fait qu'une énergie supérieure est transférée au filtre de sortie. On décrira maintenant le fonctionnement des moyens de commande 25, en retournant à la figure 1. Les moyens de commande 25 attaquent le TEC 13 de manière à produire une tension de sortie V désirée entre les bornes de sortie 22 et o 23. Les moyens de commande 25 peuvent être conçus de façon à faire fonctionner le TEC 13 à presque n'importe quelle fré- quence différente de zéro inférieure à la fréquence de réso- nance de l'inductance de fuite du transformateur 10 et de la capacité du condensateur 15. Dans un mode de réalisation pré- féré, utilisant l'inductance de fuite naturelle du transfor- mateur 10 et un condensateur 15 de capacité relativement faible, la fréquence de commutation du TEC 13 peut être d'environ 20 kilohertz et plus pour une alimentation de 50 watts, et d'environ 600 kilohertz et plus pour une alimenta- tion de 250 watts. La figure 5 montre un dispositif destiné à mettre en oeuvre les moyens de commande 25, comprenant un circuit de sommation 32 destiné à comparer la tension de sortie V o et l'ordre de tension V". Le signal de sortie du circuit de sommation est appliqué à l'entrée d'un contrôleur à action proportionnelle et intégrale 33, dont le signal de sortie commande un oscillateur commandé par tension 34. Des impul- eions provenant de l'oscillateur commandé par tension 34 agissent sur un circuit d'attaque 31 de façon qu'il applique un signal de déblocage au TEC 13. Le capteur de courant 19 détecte le courant ids du TEC, et un comparateur de passage par zéro 30 compare ce courant avec le niveau zéro (masse). A un passage par zéro, le comparateur 30 commande au circuit d'attaque 31 de bloquer le TEC 13. La figure 2 représente un autre mode de réalisation de l'invention. Dans ce mode de réalisation, une diode 18 est connectée en parallèle et en inverse avec le TEC 13. Un con- densateur de source 24 est connecté entre les bornes 8 et 9. La connexion de la diode 18 en parallèle et en inverse permet la circulation d'un courant bidirectionnel dans l'enroulement primaire 11. Le condensateur 24 emmagasine l'énergie régéné- rée pendant la conduction de la diode 18. La diode 18 doit être une diode rapide pour éviter l'apparition d'oscillations pendant les transitoires de commutation du TEC 13. La figure 2 montre également la connexion possible d'une inductance de résonance externe 26, en série avec le condensateur de résonance 15, cette inductance pouvant être incorporée pour s'ajouter à l'inductance de fuite du trans- formateur ou pour la remplacer. Il faut en outre noter que l'invention n'est pas limitée à l'utilisation d'un transformateur. On pourrait ainsi réaliser le circuit de la figure 3 avec des composants discrets connectés de la manière représentée. On pourrait également commander ce convertisseur par le circuit de com- mande de la figure 5. On vient de décrire un convertisseur continu-con- tinu n'ayant pratiquement pas de pertes de commutation dans le transistor de commutation. Le convertisseur présente de faibles exigences de courant pour le transistor de commuta- tion, ce qui permet d'utiliser un transistor ayant un cou- rant nominal peu élevé. Le circuit convertisseur dissymétri- que permet d'effectuer une opération de commutation sans pertes à des fréquences très élevées. REVENDICATIONS 1. Convertisseur continu-continu caractérisé en ce qu'il comprend: un transformateur (10) ayant un enroulement primaire (11) et un enroulement secondaire (12), l'enroule- ment primaire étant prévu pour être connecté à une source d'énergie continue; des moyens de commutation (13, 14; 18) connectés en série avec l'enroulement primaire (11) pour faire circuler sélectivement un courant dans l'enroulement primaire; un condensateur de résonance (15) connecté en sé- rie avec l'enroulement secondaire (12), ce condensateur de résonance présentant à ses bornes une tension déterminée par la résonance entre le condensateur de résonance (15) et l'inductance de fuite (Lr) du transformateur (10); et un redresseur non commandé (16) connecté aux bornes de la com- binaison de l'enroulement secondaire (12) et du condensateur de résonance (15), ce redresseur non commandé (16) étant orienté de façon à être conducteur lorsque le condensateur de résonance (15) est chargé par le courant magnétisant du transformateur (10), et à être bloqué lorsque le condensa- teur de résonance (15) se décharge. 2. Convertisseur selon la revendication 1, carac- térisé en ce que le redresseur non commandé est constitué par une diode (16) dont la cathode est connectée au conden- sateur de résonance (15) et dont l'anode est connectée à l'enroulement secondaire (12). 3. Convertisseur selon la revendication 1, carac- térisé en ce qu'il comprend en outre un filtre de tension de sortie continue (17), comprenant une inductance de fil- trage (20) et un condensateur de filtrage (21) connectés en série aux bornes du redresseur non commandé (16), et la tension de sortie du convertisseur est prélevée aux bornes du condensateur de filtrage (21). 4. Convertisseur selon la revendication 1, carac- térisé en ce que les moyens de commutation sont constitués par un transistor à effet de champ (TEC) (13) et par une diode (14) connectés en série, et cette diode (14) est orien- tée de façon à conduire un courant unidirectionnel provenant de la source d'énergie continue. 5. Convertisseur selon la revendication 1, caracté- risé en ce que les moyens de commutation sont constitués par un TEC(13) et par une diode (18) connectés en parallèle et en inverse, et cette diode est orientée de façon à conduire un courant qui retourne vers la source d'énergie continue à partir de l'enroulement primaire (11). 6. Convertisseur selon la revendication 5, caracté- risé en ce qu'il comprend en outre un condensateur de source (24) qui est connecté aux bornes de la combinaison série de l'enroulement primaire (11) et des moyens de commutation (13, 18). 7. Convertisseur selon la revendication 3, caracté- risé en ce qu'il comprend en outre des moyens de commande (25) connectés aux moyens de commutation (13, 14; 18) pour débloquer périodiquement les moyens de commutation (13, 14; 18), et pour bloquer périodiquement les moyens de commutation lorsque le courant qui circule dans ces moyens de commutation passe par zéro. 8. Convertisseur selon la revendication 7, caracté- risé en ce que les moyens de commande (25) sont connectés au filtre de tension de sortie continue (17) pour réguler la tension de sortie du convertisseur (Vo) sous la dépendance d'une tension de consigne (V"), en faisant varier la fréquen- à laquelle les moyens de commutation (13, 14; 18) sont dé- bloqués, de façon à faire correspondre la tension de sortie (Vo0) à la tension de consigne (V*). 9. Convertisseur selon la revendication 8, caracté- risé en ce que les moyens de commande (25) sont conçus de façon à commuter les moyens de commutation (13, 14; 18) dans une plage de fréquence dont la limite inférieure est d'envi- ron 20 kilohertz. 10. Convertisseur selon la revendication 8, caracté- risé en ce que les moyens de commande sont conçus de façon à commuter les moyens de commutation (13, 14; 18) dans une plage de fréquence dont la limite inférieure est d'environ 600 kilohertz. 11. Convertisseur selon la revendication 1, caracté- risé en ce qu'il comprend en outre une inductance de résonance (26) connectée en série avec le condensateur de résonance (15). 12. Convertisseur continu-continu, caractérisé en ce qu'il comprend: un élément inductif (Lm) destiné à ache- miner un courant pratiquement constant; une inductance de résonance (Lr) connectée à l'élément inductif (Lm) de façon à acheminer un courant alternatif; des moyens de commutation (13, 14) connectés en série avec l'élément inductif (L M) pour fournir sélectivement du courant à l'élément inductif et à l'inductance résonnante, cette inductance résonnante (Lr) fournissant du courant à l'élément inductif lorsque les moyens de commutation (13, 14) sont bloqués, et la combinaison série des moyens de commutation (13, 14) et de l'élément inductif (Lm) étant prévue pour être connectée à une tension d'entrée continue (Vs); un condensateur de résonance (Cr) connecté en série avec l'inductance résonnante (Lr); et un redresseur non commandé (16), connecté en série avec l'élément inductif (Lm), l'inductance résonnante (Lr) et le condensateur de ré- m r sonance (Cr), ce redresseur non commandé (16) étant orienté de façon à être conducteur lorsque le condensateur de réso- nance (Cr) se charge sous l'effet du courant qui traverse l'élément inductif (Lm), et à être bloqué lorsque le conden- sateur de résonance (Cr) se décharge. 13. Convertisseur selon la revendication 12, carac- térisé en ce qu'il comprend en outre une inductance de fil- trage (20) et un condensateur de filtrage (21) connectés en série aux bornes du redresseur non commandé (16), et ce con- densateur de filtrage (21) fournit une tension de sortie continue (Vo).