Brevet FR2595518A1 — publié le 19870911

OSCILLATEUR A FAIBLE BRUIT AUX ENVIRONS DE SA FREQUENCE D'OSCILLATION La présente invention concerne un oscillateur hyperfréquence à faible bruit aux environs de la fréquence centrale, dite porteuse. Dans l'oscillateur selon l'invention, dont rélément actif est un transistor, la fonction d'amplification et la fonction de limitation, dans la boucle de contre-réaction, sont séparées, ce qui évite la conversion du bruit thermique et basse fréquence, inhérent à tout dispositif semiconducteur, en bruit à modulation de fréquence, dit bruit FM, autour de la porteuse. Le développement des sytèmes de télécommunications néces site des sources performantes, et entre autres des oscillateurs de bon rendement, de bonne stabilité et de grande pureté spectrale. Il existe de nombreux types d'oscillateurs à l'état solide, dont les éléments actifs sont soit des diodes, soit des transistors, chaque type ayant ses propres avantages. En ce qui concerne les oscillateurs à transistors, les transistors à effet de champ, dont l'évolution des performances est actuellement rapide, peuvent être utilisés jusqu'à des fréquences très élevées (40 GHz). La stabilité en fréquence est une question de circuit de polarisation et de comportement en fréquence.Les transistors à effet de champ étant des quadripôles, ou dispositifs à 3 portes, offrent une grande lattitude pour optimiser le circuit de contre-réaction associé, afin que toute perturbation électrique influe peu sur la fréquence. La variation de la fréquence en fonction de la température peut être corrigée par le choix d'un coefficient de température approprié du résonateur diélectrique -si l'oscillateur est accordé par résonateur diélectrique- afin d'améliorer la stabilité en température. La pureté spectrale, c'est-à-dire la présence d'un bruit FM près de la porteuse, reste la çaracté- ristique pour laquelle les performances sont insuffisantes. C'est un objet de l'invention que de proposer un circuit qui permet d'améliorer ces performances, soit de diminuer le bruit FM près de la porteuse, en réduisant la conversion du bruit basse fréquence et le bruit thermique. La base d'un oscillateur hyperfréquence consiste à placer dans un circuit micr#ondes un élément qui amplifie et un élément qui sature le courant. Généralement, ces deux fonctions sont réalisées, en micr#ondes, par le même élément, c'est-à-dire un transistor à effet de champ qui, convenablement alimenté, amplifie le courant mais aussi se sature lui-même. Or, il a été établi que dans les dispositifs où le transistor à effet de champ est utilisé en régime non-linéaire, le bruit basse fréquence inhérent au transistor est directement converti en bruit FM autour de la porteuse. Selon l'invention, la conversion du bruit BF en bruit FM autour de la porteuse est très nettement diminuée en faisant travailler le transistor en régime linéaire, et en séparant les deux fonctions d'amplification et de limitation. De plus, le limiteur introduit dans la boucle de contre-réaction est un limiteur symétrique à diodes ou à transistors bipolaires ; c'est lui l'élément non-linéaire. Il est suivi d'un atténuateur et d'un filtre à résonateur diélectrique. De façon plus précise, l'invention consiste en un oscillateur à faible bruit aux environs de sa fréquence d'oscillation, dite porteuse, fonctionnant par limitation à saturation du courant issu d'un amplificateur, et comportant un dispositif semiconducteur d'amplification, dont la sortie fournit un signal à fréquence pure à une charge d'utilisation, et un circuit de contre-réaction monté en dérivation sur la sortie du dispositif d'amplification et rebouclé sur son entrée, cet oscillateur étant caractérisé en ce que, en vue d'empêcher la conversion du bruit basse fréquence inhérent au dispositif semiconducteur en bruit de modulation de fréquence autour de la porteuse, les fonctions d'amplification et de limitation du signal issu de l'amplificateur sont séparées, la fonction de limitation étant remplie par un limiteur, monté dans la boucle de contre-réaction. L'invention sera mieux comprise par la description plus détaillée qui en est faite maintenant, en liaison avec les figures jointes en annexes, qui représentent: - figure 1: schéma de base du fonctionnement d'un oscillateur, - figure 2: courbe des caractéristiques l-V d'un transistor à effet de champ, - figure 3 : schéma électrique d'un oscillateur selon l'invention, - figure 4: limiteur symétrique et non- linéaire utilisé dans l'oscillateur selon l'invention, - figure 5: courbes de caractéristiques de la puissance de sortie en fonction de la puissance d'entrée, pour un transistor et pour un limiteur, montés selon le schéma de la figure 3, - figure 6: exemple de réalisation d'un filtre déphaseur pour l'oscillateur selon l'invention. - figure 7 : autre exemple de limiteur symétrique et non linéaire, à transistor bipolaire, utilisé dans l'oscillateur selon l'invention. La figure 1 représente le schéma de base du fonctionnement d'un oscillateur. Pour un oscillateur selon l'art connu, un dispositif actif tel qu'un transistor à effet de champ 1 est contre-réactionné par un circuit 2, branché entre la sortie et l'entrée du dispositif actif 1, au moyen d'un coupleur 3. La sortie de cet oscillateur débite dans une charge 4. Dans ce circuit, le dispositif actif 1 a deux fonctions: il agit comme amplificateur linéaire, maintenant le gain de boucle égal à l'unité, et il agit comme limiteur, stabilisant le niveau d'oscillation par sa propre non-linéarité. En effet, dans ce fonctionnement selon l'art connu, le transistor est simultanément un amplificateur linéaire et un limiteur non-linéaire, car il fonctionne en un point tel que 5 sur la partie saturée, non-linéaire, de la courbe de caractéristiques courant-tension I-V d'un transistor, représentée en figure 2. Tandis que le dispositif actif 1 est non-linéaire, le circuit de contreréaction 2 est linéaire, et procure la sélectivité désirée qui contribue à une bonne relation de phase dans la boucle de contreréaction. Puisque le transistor opère dans la partie non-linéaire (au point S) de ses caractéristiques, le bruit basse fréquence BF qui lui est inhérent est directement converti en bruit à modulation de fréquence FM à proximité de la fréquence centrale, dite porteuse, de l'oscillateur. La réduction du bruit FM dans un oscillateur hyperfréquence est essentiellement obtenue par une réduction du mélange nonlinéaire entre les sources de bruit et la porteuse. Etant donné que le transistor est un dispositif à 3 portes, il offre de nombreuses possibilités pour choisir un circuit de contreréaction tel qu'une perturbation électrique n'induit qu'une variation de fréquence minimale. D'une part, la contribution du bruit thermique peut être réduite par l'emploi d'un résonateur diélectrique comme élément d'accord, ou filtre, dans la boucle de contre-réaction. D'autre part, la contribution du bruit en fréquence peut être diminuée: - soit en choisissant un transistor ayant un faible niveau de bruit en fréquence, - soit en réduisant le bruit de base par un circuit basse fréquence approprié, - soit en supprimant dans la charge de sortie le bruit FM au moyen d'une configuration différentielle, mais il est difficile de sélectionner deux transistors ayant les mêmes non-linéarités. La configuration d'oscillateur selon l'invention permet d'éviter ces inconvénients, et allie une bonne reproductibilité et des performances électriques améliorées, bien que le dispositif actif utilisé soit un transistor du commerce dont les caractéristiques de bruit sont normales, parce que cet oscillateur est moins dépendant du bruit de base du dispositif actif -qui peut comprendre plus d'un transistor dans sa partie amplificatrice-. Pour obtenir ce résultat, et pour améliorer -c'est-à-dire réduire- le bruit FM, l'invention prévoit de séparer: - la fonction d'amplification, qui peut être réalisée avec au moins un transistor à effet de champ normal, dans la bande hyperfréquence, - et la fonction de limitation, qui peut être réalisée de telle façon qu'elle ne convertit plus le bruit BF en bruit FM autour de la porteuse. En d'autres termes, si l'on reprend les figures 1 et 2, tandis que dans l'art connu le dispositif actif était non-linéaire et le circuit de contre-réaction était linéaire, avec un transistor fonctionnant dans la partie non-linéaire (point 5) de sa caractéristique I-V, au contraire selon l'invention le dispositif actif est linéaire et le circuit de contre-réaction est non-linéaire, le transistor fonctionnant dans la partie linéaire (telle que le point 6) de sa caractéristique l-V. Puisque le transistor fonctionne en régime linéaire, il n'y a plus transposition du bruit BF en bruit FM autour de la porteuse. Les règles de conception d'un oscillateur à faible bruit stable, basé sur cette notion de séparation des fonctions d'amplification et de limination, sont donc les suivantes: - le (ou les) transistor (s) doit opérer dans la région linéaire de sa caractéristique I-V, - le limiteur utilisé dans le circuit de contre-réaction doit être aussi idéal que possible, et sa contribution à la génération de bruit BF négligeable: ce peut être un limiteur symétrique à deux diodes, dont la caractéristique l-V est symétrique, ce qui réduit la conversion du bruit BF du limiteur, ou un limiteur à transistor bipolaire, - la pente de phase du circuit de contre-réaction, à proximité de la fréquence d'oscillation, ou porteuse, doit être élevée, de façon à réduire la contribution du bruit thermique.Ceci est-obtenu avec un résonateur diélectrique à coefficient de surtension Q élevé à sa fréquence de résonance, ce qui constitue également un filtre en s'opposant aux modes d'oscillations indésirables dans la boucle. Le schéma électrique d'un oscillateur faible bruit selon l'invention est donné en figure 3. Il comporte un amplificateur 7 fonctionnant en régime linéaire. Le schéma détaillé de cet amplificateur n'est pas donné, car il peut être réalisé de plusieurs façons connues. Avec un seul ou avec deux transistors à effet de champ, ou, si la fréquence d'oscillation le permet, avec un ou deux transistors bipolaires, mais en hyperfréquence il est rare qu'on utilise plus de deux transistors dans un amplificateur, en raison des temps de réponse et de l'appariement des transistors. De même, puisque le transistor est un dispositif 3 portes, la porte qui le fait osciller peut être indifféremment la source, la grille ou le drain. La boucle de contre-réaction prélève une partie du signal de sortie -qui est appliqué sur la charge 4- au moyen d'un coupleur 3. Cette fraction de signal est d'abord limitée par un limiteur 8, symétrique et non-linéaire, dont le schéma est donné en figure 4. Eventuellement, un atténuateur 9 peut être introduit dans la boucle de contre-réaction. Un circulateur 10, qui suit l'atténuateur 9, permet de mettre en communication l'entrée de l'amplificateur 7 -ce qui ferme la boucle de contre-réaction- avec un filtre à forte pente constitué par une microbrande 11 et un résonateur diélectrique 12. La microbande 11 est couplée par une première extrémité au circulateur 10, et chargée à une seconde extrémité par une résistance 13, mise à la masse. Le résonateur diélectrique 12 est constitué par un petit cylindre du céramique, stable en température, à faibles pertes, haute permittivité et fort coefficient de surtension: un matériau tel que Zrî#xSnxTio4, avec 0,254 x C 0,34 et une permittivité comprise entre 35 et 40, convient parfaitement à ce type de filtre. Les dimensions de résonateur sont déterminées, entre autres, par la fréquence de résonance. Ce filtre constitue un circuit à coefficient de surtension Q très élevé. Deux flèches sont superposées, sur la figure 3, au résonateur 12. Elles symbolisent les réglages possibles de la position du résonateur par rapport à la microbande: - si le résonateur est déplacé selon un axe perpendiculaire à la microbande, ce déplacement influe sur le coefficient de couplage, et donc sur le coefficient de surtension Q, - si le résonateur est déplacé selon un axe parallèle à la microbande, ce déplacement permet de régler la phase. Ce circuit présente un coefficient de réflexion élevé à sa fréquence de résonance-Q = 950 à 10,48 GMz-et une pente de phase élevée autour de cette même fréquence. Il est équivalent à une charge accordée aux autres fréquences, ce qui empêche les modes d'oscillations parasites. Le limiteur non-linéaire 8 est détaillé sur la figure 4. Entre une entrée 14 et une sortie 15, il est constitué par deux diodes 16 et 17, montées tête-bêche entre elles, et connectées d'une part à la masse, d'autre part, chacune, à l'un des pQints communs entre trois microbandes 18, 19 et 20 montées en série entre l'entrée et la sortie. Les diodes sont des diodes Schottky à faible seuil ~ elles sont appairées et montées avec des micro-poutres de connexions (beam lead). Ce limiteur est symétrique, entrée et sortie peuvent être interverties. Pour s'assurer que l'amplificateur 7 travaille dans sa région linéaire et que le limiteur 8 travaille dans sa région non-linéaire, la puissance de sortie en fonction de la puissance d'entrée doit être analysée pour chaque dispositif. Considérons sur la figure 3 les points 21 situé à l'entrée de l'amplificateur 7 et 22 situé à l'entrée du limiteur 8. Au point 21, la puissance mesurée est à la fois la puissance d'entrée de l'amplificateur 7 et la puissance de sortie du limiteur 8 compte tenu de l'atténuateur 9. Au point 22, la puissance mesurée est à la fois la puissance d'entrée du limiteur 8 et la puissance de sortie de l'amplificateur 7, compte tenu de l'atténuation apportée par le coupleur 3. Les courbes de la figure 5 représentent les variations des puissances de sortie en fonction des puissances d'entrée pour l'amplificateur et pour le limiteur, indépendamment l'un de l'autre, la puissance au point 25 étant portée en abscisses et la puissance au point 22 portée en ordonnées. Les courbes Limi, présentant une saturation en abscisses, correspondent à la puissance transmise à travers le limiteur, du point 22 vers le point 21, sans atténuation (Limi) et avec deux valeurs d'atténuation (Attl et Att2). Elles incluent les pertes dans le filtre à résonateur diélectrique. Les courbes G, présentant une saturation en ordonnées, correspondent à l'oscillation du système de la figure 3, sans limiteur remplacé par une longueur de ligne équivalente. Ce sont les caractéristiques en l-V d'un transistor, sans atténuation (G) et avec deux valeurs d'atténuation (Attl et Att2). La saturation est due dans ce cas aux noklinéarités du transistor. La fréquence d'oscillation est finement accordée sur la fréquence de résonance du résonateur diélectrique pour obtenir la meilleure pente de phase de la boucle de contre-réaction. De plus, la tension de grille du transistor à effet de champ est optimisée pour obtenir le moindre bruit FM, sans limiteur. L'oscillation du système est possible en de nombreux points d'intersection des courbes G et Limi, tels que les points A, B, C, D, E. Mais seuls les points tels que A, se situant à l'intersection d'une partie linéaire de la courbe G du transistor et d'une partie nonlinéaire, saturée, de la courbe Limi du limiteur remplit les conditions de fonctionnement à faible bruit selon l'invention. Les conditions de linéarité du transistor et de non-linéarité du limiteur étant déterminées et connues, la ligne de longueur équivalente au limiteur est remplacée par le limiteur symétrique, et la valeur du coupleur de sortie 3 modifiée pour obtenir la même puissance de sortie. Finalement, un réglage fin de la phase permet d'obtenir la même fréquence d'oscillation qu'avant le remplacement de la ligne équivalente par be limiteur. Le circulateur 10 peut être choisi parmi différents types de circulateurs connus. Mais si la fréquence d'oscillation du système pose des problèmes d'adaptation de circulateur, celui dont le schéma est donné en figure 6 convient aux très hautes fréquences (10 GHz et plus). Il comporte un coupleur 3 constitué de deux microbandes de couplage à un filtre à deux microbandes. Une première microbande du coupleur est réunie par une extrémité 24 à l'atténuateur 9 de la boucle de contre-réaction, et par une autre extrémité 25 à une première microbande 26 du filtre. Une seconde microbande du coupleur est réunie par une extrémité 28 à l'entrée de l'amplificateur 7, et par une autre extrémité 29 à une seconde microbande 30 du filtre. Les deux microbandes 26 et 30 du filtre sont parallèles entre elles et respectivement chargées par des résistances 27 et 31 mises à la masse. Un résonateur diélectrique 32 est placé entre les deux microbandes du filtre. Dans ce cas, le réglage de la phase du filtre s'effectue comme précédemment en déplaçant le résonateur diélectrique 32 selon un axe parallèle aux deux microbandes 26 et 30. Mais le réglage du couplage, ou du coefficient de surtension Q, s'effectue en rapprochant ou en éloignant les deux microbandes 26 et 30, ce qui est aisé si les microbandes sont réalisées sur de petits substrats céramiques. La figure 7 représente un autre exemple de limiteur nonlinéaire et symétrique utilisé dans ltoscillateur selon l'invention. Ce limiteur, dont l'entrée est en 14 et la sortie en 15, est constitué par au moins un transistor bipolaire 33, à très grand gain, commandé par sa base. Le transistor 33 étant un quadrupole, les adaptations d'entrée 34 et de sortie 35 comportent des circuits de résistances, selfs et capacités nécessaires pour faire fonctionner ce transistor dans la partie non-linéaire et saturée de sa courbe de caractéristique I-V, donc dans la région du point 5 en figure 2. Ce montage est intéressant par son rendement proche de l'unité, car il ne consomme pas une part importante de la puissance émise par l'amplificateur 7.En effet, on sait que la puissance disponible PL dans une charge L en sortie d'un transistor (33) est proportionnelle à la puissance à saturation #sat et inversement proportionnelle au gain G: Avec un gain G infini, ou très grand, la puissance à saturation Psat est voisine de la puissance dans la charge PL, et l'énergie consommée dans la boucle de contre-réaction est moindre, ce qui est important en hyperfréquences: la puissance de sortie de l'oscillateur est pratiquement la puissance de l'amplificateur 7. En outre, ce limiteur a peu de bruit FM. Dans des réalisations de l'oscillateur selon l'invention, mettant en oeuvre un transistor à effet de champ de 0,5 micron de longueur de grille, et oscillant autour d'une porteuse à 10,479 GHz, cette configuration dans laquelle les fonctions d'amplification et de limitation sont séparées a donné une atténuation du bruit FM égale à -98 dBc/Hz à 10 kHz de la porteuse, ce qui représente une amélio ration de 15 dB du bruit FM, par rapport à l'art connu, bien que le transistor soit d'un modèle courant. L'adaptation de ce circuit à des fréquences plus élevées, 20 à 60 GHz, permet de réaliser des sources stables à très faible bruit FM. Bien que l'invention ait été mise au point pour les circuits hyperfréquences -1 à 60 GHz-, elle est applicable de façon plus générale -après adaptation du filtre et des coupleurs- à tous les oscillateurs à plus faible fréquence utilisant des transistors autres qu'à effet de champ, tels que les bipolaires. Elle est réalisable soit sous forme hybride, soit sous forme intégrée monolithique sur silicium et/ou GaAs, avec transistors à effet de champ ou bipolaires. En effet, on sait maintenant réaliser des plaquettes qui allient le silicium et l'arséniure de gallium, qui rendent possibles les circuits intégrés à transistors à effet de champ et bipolaires. REVENDICATIONS 1. Oscillateur à faible- bruit aux environs de sa fréquence d'oscillation, dite porteuse, fonctionnant par limitation à saturation du courant issu d'un amplificateur, et comportant un dispositif semiconducteur d'amplification (7), dont la sortie fournit un signal à fréquence pure à une charge d'utilisation (4), et un circuit de contreréaction (8, 9, 10, 11) monté en dérivation sur la sortie du dispositif d'amplification (7) et rebouclé sur son entrée, cet oscillateur étant caractérisé en ce que, en vue d'empêcher la conversion du bruit basse fréquence inhérent au dispositif semiconducteur en bruit de modulation de fréquence autour de la porteuse, les fonctions d'amplification et de limitation du signal issu de l'amplificateur (7) sont séparées, la fonction de limitation étant remplie par un limiteur (8), monté dans la boucle de contre-réaction. 2. Oscillateur à faible bruit selon la revendication 1, caractérisé en ce que le dispositif semiconducteur d'amplification (7) fonctionne en régime linéaire, hors la région de saturation de sa courbe de caractéristiques courant-tension, et en ce que le limiteur (8) est un dispositif fonctionnant en régime non-linéaire, dans la région de saturation de sa courbe de caractéristique de puissance de sortie en fonction de la puissance appliquée à son entrée. 3. Oscillateur à faible bruit selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'il comprend: - un dispositif semiconducteur d'amplification linéaire (7), - une boucle de contre-réaction non-linéaire, comprenant, montés en série, un coupleur (3) prélevant une partie du signal à la sortie de l'amplificateur (7), un limiteur non-linéaire (8), un atténuateur (9) et un filtre déphaseur, à fort coefficient de surtension, formé par un circulateur (10) et un filtre (11+12), le circulateur (10) renvoyant à l'entrée de l'amplificateur (7) le signal filtré. 4. Oscillateur à faible bruit selon la revendication 2, caractérisé en ce que le limiteur (8) est symétrique et comporte 3 microbandes (18, 19, 20) montées en série entre l'entrée (14) et la sortie (15) du limiteur, une première diode Schottky (16) connectée entre la masse et le point commun à la première (18) et à la seconde (19) microbandes, et une seconde diode Schottky (17) connectée entre la masse et le point commun à la seconde (19) et à la troisième (20) microbandes, les deux diodes (16, 17) étant de plus montées têtebêche. 5. Oscillateur à faible bruit selon la revendication 2, caractérisé en ce que le limiteur (8) est symétrique et comporte un transistor bipolaire (33) fonctionnant en régime non-linéaire, à très grand gain, dont les électodes d'accés sont connectées aux bornes d'entrée (14) et de sortie (15) du limiteur à travers des adaptateurs (34, 35) et dont l'électrode de commande est à la masse. 6. Oscillateur à faible bruit selon la revendication 3, caractérisé en ce que le filtre est un filtre à résonateur diélectrique, comportant une microbande (11) dont une première extrémité est connectée au circulateur (10) et une deuxième extrémité est connectée à une résistance de charge (13) mise à la masse, et un résonateur diélectrique (12), dont la position par rapport à la microb ande (11) permet de régler le coefficient de surtension Q et la phase du filtre. 7. Oscillateur à faible bruit selon la revendication 3, caractérisé en ce que le filtre déphaseur comprend: - un coupleur interdigité (23) à microbandes, dont la voie d'entrée (24) est couplée à l'atténuateur (9) et la voie isolée (28) est couplée à l'entrée de l'amplificateur (7), - un filtre à résonateur diélectrique, comportant deux micro bandes (26, 30) parallèles entre elles et connectées à une résistance de charge (27, 31) mise à la masse, un résonateur diélectrique (32) dont la position entre les microbandes (26, 30) permet de régler le coefficient de surtension Q et la phase du filtre, les microbandes (26, 30) étant respectivement connectées l'une (26) à la voie directe (25) du coupl#eur (23) et l'autre (30) à la voie couplée (29) dudit coupleur (23). 8. Oscillateur à faible bruit selon la revendication 1, caractérisé en ce que le dispositif semiconducteur d'amplification (7) comporte au moins un transistor à effet de champ. 9. Oscillateur à faible bruit selon la revendication 1, caractérisé en ce que le dispositif semiconducteur d'amplification (7) comporte au moins un transistor bipolaire. 10. Oscillateur à faible bruit selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il est réalisé selon une technologie monolithique, en circuit intégré. 11. Oscillateur à faible bruit selon la revendication 1, caractérisé en ce que c'est un oscillateur hyperfréquence (bande 1 à 60 GHz).