Brevet FR2587559A1 — publié le 19870320

La pressente invention est relative à i ali- tentation dô machines à réluctance variable excii:ées ou de mcteurs pas à pas de forte puissance, dans lesquels le dispositif d'alimentation colporte un onduleur autonome à diodes d isolement et condensateurs de commutation. Il est connu d'utiliser un onduleur autonome à diodes d'isolement et å condensateurs de commutation dans des dispositifs d'alimentation d'une charge ré- sistive - inductive ou d'une machine asynchrone. Il St également connu d'utiliser de. tels dispositifs d'alimentation pour alimenter des machines à reluctance variable. Dans de tels dispositifs les six condensateurs de commutation sont égaux et les impulsions de commande des thyristors sont envoyees sêquentiellement toutes les 1/6 de période. Cependant, si un tel dispositif est approprié pour l'alimentation d'une n!a- chine . asynchrone, dans le cas d'une machine à réluctance variable il apparait une dissymétrie-entre les alternances positives et négatives du courant injecté dans chaque phase de la machine. Cette dissymétrie, bien que n'empêchant pas le fonctionnement de l'ensemble convertisseur/machine, entraîne une dimi- nution de la fréquence limite de fonct:ionnement avant rscouvrement des commutations.La vitesse de rotation et la puissance sont diminuées en conséquence. De plus les tensions crêtes aux bornes des condensateurs de commutation du commutateur positf sont très différentes de celles obtenues sur le commutateur négatif, ce qui entraine un dimensionnent important du con tisseur d'alimentation par rapport à la puissance active fournie, Les dispositifs d alimentation comportant un onduleur autonome à diodes d'isolemment et condensateurs de commutation du type connu ne sont donc pas adaptés à l'alimentation des machines à réluctance variable. Les inconvénients décrits précédémment sont dus à la variation de l'inductance de la machine au cours de sa rotation. En effet, du fait de cette variation et de la conception des onduleurs autonomes connus, il apparait une diminution du couple et une différence entre les deux temps de transition du courant. Pour résoudre ces problèmes et améliorer le comportement d'un ensemble convertisseur-machine, l'invention se propose de fournir un dispositif d'alimentation de machines à reauctance variable comportant un onduleur autonome à diodes d'isolement et à condensateurs de commutation dans lequel le train d'impulsions de commande des thyristors du commutateur positif est décalé par rapport au train d'impulsions de commande des thyristors du commutateur négatif. L'invention a donc pour objet un dispositif d'alimentation de machine à réluctance variable excitée ou de moteur pas à pas de forte puissance, ce dispositif comportant un onduleur autonome à diodes d'isolement et condensateurs de commutation, carac térisé en ce que les impulsions de commande des thyristors de l'ondulateur étant initialement séparées par des intervalles -de temps constants, il comporte des moyens de décalage du positionnement dans le temps des impulsions de commande des thyristors du commutateur positif par rapport aux impulsions de commande des thyristors du commutateur négatif de l'onduleur. Avantageusement, le décalage est établi en fonction de la variation de i'inductance et de la relation flux-courant de la machine à alimenter. Avantageusement, les condensateurs du commutateur positif ont une valeur supérieure à celle des condensateurs du commutateur négatif. L'invention sera mieux comprise à l'aide de la description qui va suivre, donnée uniquement à titre d'exemple et faite en se référant aux dessins annexés, sur lesquels - la Fig. 1 représente un schéma d'un onduleur autonome à condensateurs de commutation et diodes d'isolement utilisé dans le dispositif d'alimentation selon l'invention, - la Fig. 2 est une courbe représentant un train d'impulsions de commande de thyristors utilisé dans les dispositifs d'alimentation de l'art ante- rieur, - les Figs 3A et 38 sont des courbes représentant respectivement l'onde de perméance d'une machine à alimenter et le courant idéal de sortie de l'onduleur de la Fig. 1, - la Fig.3c est une courbe montrant le décalage de deux fronts de descente successifs du courant d'une phase de la machine dans un dispositif d'alimentation classique, - la Fig. 4 est une courbe representant le courant réellement fourni par l'onduleur de la Fig. 1, - la Fig. 5 montre le décalage dans le temps, selon l'invention, des trains d'impulsions de commande des thyristors des commmutateurs positif et négatif d'un onduleur autonome, - la Fig. 6 représente un exemple de modèle flux-courant d'une machine à réluctance variable à laquelle l'invention est appliquée, et - la Fig. 7 est un schéma synoptique des moyens de décalage des trains d'impulsions de commande au positionnement relatif dans le temps des thyristors de l'onduleur de la Fiv.1. Afin de mieux comprendre le principe utilisé pour résoudre les problèmes posés par les dispositifs d'alimentation connus, comportant un onduleur autonome, une description du fonctionnement d'un onduleur autonome associé à une machine à réluctance variable va etre faite en référence aux Fig.1 à 4. Comme représenté sur la Fig.1, un onduleur autonome triphasé 1 comprend un commutateur positif 2 et un commutateur négatif 3. Une inductance 4 est connectée en série avec le commutateur positif 2 sur le fil d'arrivée du courant d'alimentation I. Cette inductance pourrait aussi bien être placée en série avec le commutateur négatif. Le commutateur positif 2 est constitué de trois branches en parallèle comprenant chacune un thyristor 5, 6 et 7 et une diode d'isolement 8. Les points de connexion des cathodes des thyristors et des anodes des diodes de chaque branche sont reliés deux à deux par un condensateur de commutation 9. Le commutateur négatif 3 comporte de manière analogue trois branches en parallèle constituées par un thyristor 10, 11 et 12 en série avec une diode d'isolement 8 et des condensateurs de commutation 9' entre les points de connexion des cathodes des diodes et des anodes des thyristors. Les cathodes des trois diodes 8 du commutateur positif 2 sont reliées respectivement aux anodes des trois diodes 8 du commutateur négatif 3, les points milieux constituant les points de connexion pour les fils 13 d'alimentation des trois phases de la machine (non représentée). Dans les dispositifs connus, les condensateurs 9 et 9' ont tous la même valeur et les impul sions de déclenchement des thyristors sont envoyées successivement tous les 1/6 de période conformément à la courbe de la Fig.2. Les problèmes énoncés dans le préambule sont dus à la variation de l'inductance de la machine lors de sa rotation, conformément à la courbe de la Fig.3a En effet, pour une machine non saturée dont la variation de l'inductance en fonction de l'angle de rotation est sinusoidale, cette inductance s'exprime analytiquement, pour une phase, par la formule Lmin + Lmax Lmax - Lmin 1(0) = ------ .cos 0 2 2 Pour faire fonctionner ces machines , on produit pour chaque phase une force magnétomotrice qui est la somme d'-ampères-tours continus (d'excitation) et d'ampères-tours alternatifs provenant du convertisseur alimenté par un courant I).En supposant tout d'abord que les temps de commutation sont infiniment courts, le courant dans une phase de la machine (Fig.3b) peut être positionné angulairement par rapport à l'inductance de manière à obtenir le couple maximum. En fait les temps de commutation ne sont pas infiniment courts car il faut évacuer une énergie correspondant au courant circulant dans les phases de la machine . La forme du courant délivré par le convertisseur (Fig.4) est en fait telle que la commutation retarde le fondamental et les paliers du courant (ce qui diminue le couple) et que les temps de montée et de descente du courant sont différents. La commutation s'effectue en deux étapes. Pendant la première étape, seule la tension aux bornes des condensateurs 9 et 9' varie, le courant dans la machine restant constant. Pendant la deuxième étape les condensateurs et la machine échangent leurs énergies. Le temps global que dure une commutation croit avec la valeur de la capacité C des condensateurs de commmutation 9 et 9'. On ne peut cependant diminuer cette valeur sans augmenter la valeur crête à crête des tensions. En effet la coupure ou l'établissement du courant dans une inductance l() entraine une variation de la tension aux bornes des condensateurs donnée par la relation Pour minimiser la tension maximale aux bornes des condensateurs et des semi-conducteurs et, par conséquent la puissance de dimensionnement du convertisseur, il est souhaitable de choisir la plus grande valeur de capacite compatible avec la fréquence maximale désirée. La fréquence maximale pratique du convertisseur est atteinte lorsqu'une commutation d'un commutateur debute quand s'arrête une commutation sur l'autre commutateur. Au-delà, le convertisseur fonctionne encore mais avec une perte d'efficacité importante. Pour améliorer le comportement de l'ensemble convertisseur-machine, il est prévu selon l'invention d'effectuer un decalage du train d'impulsions de commande des thyristors 5, 6,7 du commutateur positif 2 par rappport au train d'impulsions de commande des thyristors 10, 11, 12 du commutateur négatif 3 comme représenté sur la courbe de la Fig.5. Pour replacer la forme de courant à l'endroit ou elle engendre le couple maximum, on doit avancer les ordres d'allumage des thyristors par rapport à l'onde idéalisée dessinée sur la Fig.3. On peut calculer d'une manière approchée l'avance a l'allumage moyenne pour la vitesse maximale de fonctionnement. Pour cela, on estime qu'il faut faire débuter le front de montée (ou de descente) en avance de la moitié du temps de cette transition. soit augmenté de la durée de la phase à courant constant des condensateurs soit On suppose l inductance, pendant les commutations, égale à l'inductance moyenne 1 .La période de fonctionnement minimale est égale à six fois le temps moyen d'une commutation soit En rapportant ces quantités à 2 frac, l'angle moyen d'avance à l'allumage par rapport à la transition d'une onde de courant idéale vaut approximativement Pour une vitesse N inférieure à la vitesse maximale NmaX, l'angle d'avance à l'allumage est donné par la relation En fait, ces calculs sont très approchés pour plusieurs raisons. Tout d'abord, l inductance n'est pas la meme pour toutes les commutations (en raison de la réluctance variable). D'autre part, elle n'est pas constante pendant les commutations, d'autant plus que ces dernières sont longues (environ 1/6 de période à la vitesse maximale). De plus, il faut faire intervenir la saturation due au courant.Seule une simulation numérique peut permettre de calculer aisément les deux angles d'avance à l'allumage de manière précise. Pour pouvoir effectuer cette simulation, il est possible d'utiliser un ordinateur en lui fournissant les valeurs numériques caractéristiques de la machine. Ces améliorations sont illustrées sur un exemple de machine dont le modèle est le suivant - en position de réluctance maximale, le flux est proportionnel au courant ( /i = L1) - en position de réluctance minimale, à cause de la saturation, la relation flux - courant n'est plus linéaire. On la représente par deux droites de pentes L2 et L3.La transition entre ces deux den sités a lieu pour un courant 1sat (Fig.6) - entre ces deux lois de variation extrêmes, la variation d'inductance est une fonction sinusoïdale de l'angle 8, position du stator par rapport au rotor. Les valeurs numériques choisies à titre d'exemple sont L1 = 0.16 m H L3 = 0,32 m H L2 = 0,64 m H 1sat = 850 A On s'intéresse tout d'abord à un point de fonctionnement défini par un courant d'excitation de 750 A, un courant d'alimentation I de 425 A et six condensateurs 9, 9' de capacité unitaire 100 MF, d'un dispositif d'alimentation classique. Dans ces conditions, on peut optimiser les deux angles d'avance à l'allumage (supposés égaux) des deux commutateurs par rapport à l'onde idéalisée de la Fig.3B.Ces angles optimaux sont égaux à 44' pour optimiser le rapport puissance convertie P sur le produit de la tension crête aux bornes des condensateurs Vcm par le courant efficace par phase de la machine Ieff (rapport P/(VCm.Ieff) ). A cause des dissymétries de l'inductance de la machine, les deux fronts de montée se suivent immédiatement alors qu'il existe un angle de 39. entre les deux fronts de descente du courant (Fig.3C). Le courant efficace par phase est alors de 331 A. La tension crête sur les condensateurs du commutateur négatif est de 992 V. Elle n'est que de 550 V sur les condensateurs du commutateur positif. Enfin, la puissance convertie par la machine est 3 x 48,3 kw soit 145 kW environ. Les performances de l'ensemble convertisseur - machine étant définies par le rapport P/(VCm.IeffX, pour augmenter ce rapport, c'est-à-dire augmenter la puissance convertie par la machine en diminuant la taille du convertisseur, il est intéressant de combler l'espace entre les deux fronts de descente de courant. Pour cela. on peut choisir des angles d'avance à l'allumage differents pour le commutateur négatifet le commutateur positif. Avec la machine précédemment présentée, on peut optimiser ces deux angles, et on trouve alors respectivement e av (négatif) = 36 et iavfpositif 63', soit un décalage d de 27". La puissance convertie s'est légèrement accrue et passe à 147 kW , la tension crête aux bornes des condensateurs les plus sollicités est descendue à 936V. Le gain obtenu, faible dans cet exemple, dépend essentiellement de la machine utilisée et du point de fonctionnement. On peut aussi combler l'espace entre les deux fronts de descente en augmentant la capacité des condensateurs du commutateur positif jusqu'à 200y F environ. En gardant les mêmes angles d'avance et d'allumage que dans l'exemple de depart (44'), l'utilisation de condensateurs de t95 UF pour le commutateur positif n'augmente que très légèrement la puissance convertie mais diminue le courant efficace par phase de la machine (324 A) et la tension aux bornes de ces memes condensateurs (425 V). L'accroissement des performances de l-'ensemble convertisseur - machine obtenu par l'une ou l'au- tre des deux méthodes précédentes est relativement faible (moins de loi). Mais en utilisant conjointement ces deux méthodes, le gain de performance peut alors être très intéressant.En choisissant maintenant des condensateurs de 100 pF pour le commutateur positif et de 190 pF pour le commutateur négatif, ainsi que des angles d'avance à l'allumage de, respectivement, 36 et 67' (décalage d de 31'), les résultats obtenus sont les suivants - puissance convertie 148,5 ZW au lieu de 145 kW (gain 2,4 7.) - courant efficace par phase 327 A au lieu de 331 A (gain 1 Z) - tension de crête aux bornes des condensateurs 679V au lieu de 992V Igain de 32 Z). Par l'emploi conjugué de condensateurs de capacités différentes dans les deux commutateurs et d'angles d'avance à l'allumage convenablement choisis, pour ce point de fonctionnement, la puissance fournie par l'ensemble convertisseur - machine est pratiquement identique mais le convertisseur a une puissance de dimensionnement bien inférieure. Pour produire le décalage des trains d'impulsions de commande des thyristors on peut utiliser un multiplicateur de fréquence associé à un capteur de position du rotor de la machine fournissant la fréquence fo à multiplier (6 informations par période électrique) et à un compteur de décalage recevant le signal de fréquence multiplié et l'information correspondant au décalage désiré eav (positif) et Gav (négatif) ce qui permet un fonctionnement en autopilotage. Il est particulièrement avantageux d'utiliser un multiplicateur de fréquence à compteurs du type décrit dans la demande de brevet déposée ce jour même par la Demanderesse et intitulée " Multiplicateur de fréquence". Cependant l'emploi de multiplicateurs de fréquence de types différents est également possible. Un exemple de moyens de décalage des trains d'impulsions de commande des thyristors des commutateurs positif 2 et négatif 3 de l'onduleur représenté à la Fig.1, va maintenant être décrit en référence à la Fig.7. Ces moyens de décalage comprennent un détecteur de fronts 15 des signaux de sortie d'un capteur de position 16 qui dans le présent exemple est un capteur émettant trois signaux rectangulaires S2' S3 décalés deux à deux de 120 . La sortie du détecteur de fronts 15 est connectée a l'entrée d'un multiplicateur électronique de fréquence 17, par exemple du type décrit dans la demande de brevet précitée. Le détecteur de fronts 15 et le multiplicateur de fréquence 17 constituent des moyens de conversion des signaux de sortie du capteur 16, en impulsions de forme et de fréquence appropriées pour la commande des thyristors de l'onduleur. La sortie du multiplicateur de fréquence 17 est connectée aux entrées d'horloge de six compteurs 18 à 23 dont les entrées de déclenchement sont reliées respectivement à six sorties du détecteur de front 15. Les compteurs 18 à 23 forment des moyens d'aiguillage séquentiel des signaux de sortie des moyens de conversion 15, 17 vers les thyristors des commutateurs 2 et 3. Les sorties des compteurs 18, 20 et 22 sont respectivement connectées aux thyristors 5, 6 et 7 du commutateur positif 2 tandis que les sorties de compteurs 19, 21 et 23 sont respectivement connectées aux thyristors 12, 10 et 11 du commutateur négatif 3 de l'ondulateur dela Fig.1. Les compteurs 18, 20 et 22 comportent chacun une entrée de préchargement par laquelle ils sont connectés à une première sortie d'un micro-ordinateur 24 d'élaboration de l'angle de décalage des signaux à appliquer aux thyristors du commutateur positif 2, cet angle de décalage s ajoutant à chacun des décalages normaux transmis à partir du capteur 16 par le détecteur de front 15. D'une manière analogue, les compteurs 19, 21 et 23 comportent chacun une entrée de prèchargement par laquelle ils sont connectés à une seconde sortie du micro-ordinateur 24 d'élaboration de l'angle de décalage des signaux à appliquer aux thyristors du commutateur négatif 3. Les décalages appliqués respectivement aux compteurs 18, 20, 22 et 19, 21, 23 sont élaborés par le micro-ordinateur 24 à partir d'un programme approprié mis au point à l'aide d'une simulation du fonctionnement de la machine à alimenter, Lorsque la machine à alimenter tourne, le capteur 16 calé sur le rotor (non représenté) de la machine émet trois signaux S1, S2, S3 décalés deux à deux de 120'. Les trois signaux sont appliqués au détecteur de front 15 qui délivre autant d'impulsions que les signaux S1 à S3 ont de fronts de montée et de descente. Le signal de sortie du détecteur de front à une fréquence f0 qui est multipliée par N dans le multiplicateor de fréquence 17. Le signal de sortie Nfo du multiplicateur de fréquence est appliqué aux entrées d'horloge des compteurs 18 à 23 qui sont déclenchés tour à tour avec des décalages normaux de T (Fig.2) par les signaux 6 apparaissant aux sorties intermédiaires du détecteur de front 15 et dans lesquels sont préchargès les décalages désirés reçus sur les entrées de pré chargement des compteurs 18, 20, 22 d'une part et 19, 21, 23 d'autre part à partir du micro-ordinateur 24. Ainsi à la sortie de chaque compteur apparaissent des signaux dont le décalage est la somme de leur décalage initial et du décalage généré par le micro-ordinateur. On voit dans le présent exemple que les décalages provenant du micro-ordinateur 24 sont les mêmes respectivement pour les compteurs 18, 20, 22 connectés aux thyristors 5, 6 et 7 du ,commutateur positif 2 et pour les compteurs 19, 21, 23 connectés aux thyristors 12, 10 et il du commutateur négatif 3. Ceci permet d'obtenir un décalage du positionnement des impulsions de commande des thyristors du commutateur positif 2 par rapport aux impulsions de commande des thyristors du commutateur négatif 3. Bien entendu, ce décalage de positionnement peut etre modifié par le micro-ordinateur à partir des données relatives aux exigences de fonctionnement de la machine introduites dans le programme qui lui est associé. Dans l'exemple décrit en référence à la Fig.7, on utilise comme moyens d'aiguillage six compteurs connectés chacun à un thyristor de l'onduleur. On peut également envisager l'emploi de moyens d'aiguillage différents constitués par exemple par deux aiguillages à trois voies associés à deux compteurs connectés à la sortie du multiplicateur électronique de fréquence. Si l'on souhaite procéder au décalage de positionnement des impulsions de commande des thyristors d'un seul des commutateurs de l'onduleur on peut utiliser un seul compteur connecté à la sortie du multiplicateur de fréquence et associé à un aiguillage à trois voies connecté aux électrodes de commande de trois thyristors du commutateur correspondant. REVENDICATIONS 1. Dispositif d'alimentation de machine à réluctance variable excitée ou de moteur pas à pas de forte puissance, ce dispositif comportant un onduleur autonome à diodes d'isolement (8) et condensateurs de commutation (9 '9' ), caractérisé en ce que les impulsions de commande des thyristors de l'onduleur étant initialement séparées par des intervalles de temps constants, il comporte des moyens (15, 17, 18 à 23, 24) de décalage du positionnement dans le temps des impulsions de commande -des thyristors (5, 6, 7) du commutateur positif (2) par rapport aux impulsions de commande des thyristors (12, 10, 11) du commutateur négatif (3) de l'onduleur. 2. Dispositif selon la revendication 1, ca ractérisé en ce que lesdits moyens de positionnement du décalage comprennent des moyens (15, 17) de conversion des signaux de sortie d'un capteur de position (16) calé sur le rotor de la machine à alimenter, en impulsions de forme et de fréquence appropriées pour la commande des thyristors de l'onduleur, des moyens (18 à 23) d'aiguillage séquentiel des signaux de sortie desdits moyens de conversion vers les thyristors (5, 12, 6, 10, 7, 11) des commutateurs positif (2) et négatif (3) de l'onduleur et des moyens (24) de génération de décalages supplémentaires connectés auxdits moyens d'aiguillage et destinés à transmettre par lesdits moyens d'aiguillage, aux thyristors (5, 6, 7) du commutateur positif et aux thyristors (12, 10, 11) du commutateur négatif, lesdits décalages supplémentaires définissant ledit décalage de positionnement dans le temps. 3. Dispositif suivant la revendication 2, caractérisé en ce que lesdits moyens de conversion des signaux de sortie du capteur (16) comprennent un detecteur de front (15) connecté à la sortie dudit capteur et dont la sortie est reliée à un multiplicateur de fréquence (17). 4. Dispositif suivant la revendication 3, caractérisé en ce que lesdits moyens d'aiguillage comprennent autant de compteurs (18 à 23) qu'il y a de thyristors à commander, les entrées d'horloge desdits compteurs étant connectées à la sortie du multiplicateur de fréquence (24) et les entrées de déclenchement des compteurs étant connectées respectivement à des sorties du détecteur de front (15) dont les signaux sont initialement séparés les uns des autres par des intervalles à temps constants. 5. Dispositif suivant l'une quelconque des revendications 2 à 4, caractérise en ce que lesdits moyens de générations de décalages supplémentaires sont constitués par un micro-ordinateur (24) dont une sortie est connectée aux entrées de préchargement des compteurs (18, 20, 22) associés aux thyristors (5, 6, 7) du commutateur positif (2) et dont une autre sortie est connectée aux entrées de préchargement des compteurs (19, 21, 23) associés aux thyristors (12, 10, 11) du commutateur négatif (3). 6. Dispositif selon l'une des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que le décalage (d) est établi en fonction de la variation de l'inductance et de la relation flux-courant de la machine à alimenter. 7. Dispositif selon l'une des revendications 1 à 6, caractérisé en ce que l'angle moyen de décalage du positionnement dans le temps (6av(positif)) des thyristors du commutateurs positif (2) est supérieur d'environ 30 (d) à l'angle moyen de décalage du positionnement dans le temps (8av(negatif)) des thyristors du commutateurs négatif. 8. Dispositif selon l'une des revendications 1 à 7, caractérisé en ce que lesdits condensateurs de commutation (9, 9') déterminant en outre les temps de montée et de descente des courants dans les phases de la machine à alimenter ont des valeurs différentes pour le commutateur positif (2) et pour le commutateur négatif (3 > . lesdites valeurs etant choisies de façon à compenser les variations d'inductance de la machine pendant son fonctionnement. 9. Dispositif selon la revendication 8, ca ractérisé en ce que les condensateurs (9) du commutateur positif ont une valeur supérieure à celle des condensateurs (9') du commutateur négatif. 10. Dispositif selon la revendication 9, caractérisé en ce que les condensateurs (9) du commutateur positif ont une valeur voisine du double de celle des condensateurs (9') du commutateur négatif.