Brevet FR2591828A1 — publié le 19870619

I DISPOSITIF DE MODULATION D'UNE FREQUENCE PORTEUSE PAR SAUTS DE PHASE OU DE FREQUENCE La présente invention concerne un dispositif de modulation d'une fréquence porteuse par sauts de phase ou de fréquence, en vue de la transmission d'informations numériques entre un émetteur et un récepteur. Elle concerne plus particulièrement un dispositif de modu- lation par sauts de phase ou de fréquence dans lequel le -signal numérique d(t) à transmettre, à deux niveaux, représentant les états logiques "O" et "1", est préalablement transformé en un signal à trois niveaux appelé signal "duobinaire". Cette transformation, appelée codage duobinaire, consiste à remplacer chaque bit du signal d(t) par une valeur corrélée au bit précédent et permet d'obtenir une réduction du spectre occupé en bande de base par les informations à t5 ransmettre, tout en permettant une démodulation différentielle à la réception, avec les avantages qui s'y rattachent. Ce signal duobinaire s(t) est ensuite transformé en un signal modulé par sauts de phase ou de fréquence, de la forme cos (w0t +, (t)), avec w0 = 2wrf0, f0 étant la fréquence porteuse et ^ (t) contenant l'information à transmettre. Une méthode de transformation possible, appelée codage en phase et en quadrature, et basée sur la décomposition du signal modulé sous la forme cos w0t cos b (t) - sin w0t sin b (t), est décrite notamment dans un article intitulé "Correlative Phase Shift Keying - A class of Constant Envelope Modulation Techniques", publié dans la revue IEEE Transactions on Communications, Vol. COM. 29, n*3, Mars 1981. A chaque niveau possible du signal duobinaire s(t) est associé un saut de phase Ab (t), chaque état de phase h (t) du signal étant représenté par un couple de valeurs (cos S (t), sin b (t)). L'en- semble de ces couples est stocké dans une mémoire morte adressée par le signal duobinaire. Les deux valeurs cos, (t) et sin 1 (t) obtenues en sortie de cette mémoire sont converties en valeurs analogiques, qui sont ensuite multipliées respectivement par les 259 1828 signaux cos w0t et sin w0t afin d'obtenir le signal modulé. Cette méthode a pour inconvénient d'être relativement lente et complexe du fait même de l'utilisation d'une mémoire qui implique une logique d'adressage et un certain temps d'accès. La présente invention a pour objet un dispositif de modulation présentant une plus grande rapidité de fonctionnement tout en étant très simple et facile à mettre en oeuvre. Un dispositif de modulation d'une fréquence porteuse par sauts de phase ou de fréquence, suivant l'invention, comportant des moyens de codage duobinaire pour transformer le signal numérique d'entrée d(t) à deux niveaux en un signal duobinaire s(t) à trois niveaux associés chacun de façon bi-univoque à l'un des trois sauts de phase possibles A^, des moyens de codage en phase et quadrature pour transformer ce signal duobinaire en un couple de signaux 1 numériques (x(t), y(t)) correspondant au couple (cos, (t), sin 6 (t)) o (t) représente la phase instantanée du signal modulé, respecti- vement utilisés après conversion des niveaux logiques 0, I en niveaux analogiques -1, +1 pour moduler la porteuse et la porteuse déphasée de 90 , et des moyens pour additionner les signaux résultants afin d'obtenir le signal modulé, est essentiellement carac- térisé en ce que les moyens de codage en phase et quadrature comportent deux registres à décalage bidirectionnels et rebouclés sur eux-mêmes, dans lesquels sont stockés, à l'intérieur de cellules de même rang, les couples de valeurs logiques: x(t) pour le premier ensemble et y(t) pour le deuxième ensemble, et qui sont commandés de façon identique par le signal duobinaire de manière à assurer un décalage soit dans un sens, soit dans l'autre, soit aucun décalage, suivant la valeur du saut de phase A b associée au niveau considéré du signal duobinaire. D'autres objets et caractéristiques de la présente invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante d'exemples de réalisation, faite en relation avec les dessins ci- annexés dans lesquels: - la figure 1 est un schéma synoptique d'un dispositif de modulation par sauts de phase; - la figure 2 est un diagramme représentatif de la modulation de phase duobinaire pour un exemple particulier o les sauts de phase A 6 valent 0 ou + 2 et les états de phase 6 sont des multiples impairs de; - la figure 3 est un schéma des moyens de codage en phase et en quadrature suivant l'invention, dans le cas de l'exemple particulier considéré à la figure 2; - la figure 4- est un diagramme représentant les formes d'onde en différents points des schémas des figures 1 et 3; - la figure 5 est un schéma synoptique d'un dispositif de modulation par sauts de fréquence; - la figure 6 est un schéma des moyens de conversion phase- fréquence utilisés dans un dispositif de modulation par sauts de fréquence suivant l'invention; - la figure 7 est un diagramme représentant les formes d'onde en différents points des figures 5 et 6. Le dispositif de modulation représenté sur la figure I com- porte des moyens I de codage duobinaire pour transformer le signal binaire d'entrée d(t) en un signal duobinaire s(t), des moyens 2 de codage sur deux voies en phase et en quadrature pour transformer ce signal duobinaire s(t) en un couple de signaux binaires x(t) et y(t), des moyens 3 de conversion des niveaux logiques 0, I en niveaux analogiques - 1, 1, pour associer aux signaux binaires x(t) et y(t) des signaux analogiques b(t) et c(t) servant respectivement à moduler la porteuse -cos wOt- et la porteuse déphasée de 90 -sin w0t- respectivement dans un mélangeur 4 et dans un mélangeur 5, et un additionneur 6 pour additionner les signaux résultant afin d'obtenir le signal modulé m(t). Pour être complet, le dispositif de modulation doit également comporter une horloge 7 fournissant un signal d'horloge H de I fréquence F = permettant d'effectuer la modulation avec la période T de répétition des bits d'information du signal d'entrée d(t) et un oscillateur local 8 commandé par l'horloge 7 et fournissant la 259 1828 fréquence porteuse f0. L'opération de codage duobinaire est illustrée sur la figure 4 qui représente, pour une succession donnée d(t) d'informations binaires suivant un format NRZ, un signal a(t) obtenu par codage différentiel en faisant une addition modulo 2, dans un additionneur 9, du signal d(t) et du signal a(t-T), qui est le signal a(t) retardé d'une période T au moyen d'une ligne à retard 10. Le signal a(t) ne présente ainsi une transition, soit de "0" vers "1", soit de "1" vers "0" que lorsque le message initial d(t) comporte un "1". Le message a(t) retardé d'une période T est ensuite additionné arithmétiquement à lui-même, au moyen d'un additionneur 1l, pour réaliser le codage duobinaire tel que le niveau transmis soit la somme de deux bits consécutifs. Le signal duobinaire résultant s(t) peut prendre trois valeurs appelées "0", "1" et "2". A titre d'exemple, la loi de modulation de la fréquence porteuse f0 comporte soit un saut de phase A 6 (t) = + ', soit pas de saut de phase, selon le tableau de correspondance suivant: s(t) 0 I 2 Aà (t) Ir 0 + or A titre d'exemple la phase;(t) peut prendre quatre valeurs possibles: (t) f 3a r Sr 71r 4 ' T, 4, 4 représentés par les points A, B, C, D du diagramme de Fresnel de la figure 2. Le signal modulé m(t) s'écrit: m(t) = cos [ w0t - 6 (t)] = b(t) cos w0t + c(t) sin w0t A chaque point et à chaque état de phase du diagramme de la figure 2 on peut associer un couple de valeurs b(t), c(t) choisies parmi les niveaux analogiques + 1 auquel correspond un couple de an valeurs (x(t), y(t)) choisies parmi les niveaux logiques "0" ou "1". Le Su 259 1828 générateur des signaux b(t) et c(t) est conditionné pour permettre seulement le passage d'un état de phase à l'un des deux états de phase adjacents, et ceci par modification seulement de l'un des signaux b(t) et c(t) (ou, ce qui revient au même, de l'un des signaux x(t) et y(t)) en respectant le tableau suivant: Cette correspondance, entre un état de phase S (t) et le couple [x(t), y(t)] associé, traduite sur le diagramme de Fresnel par une rotation directe, rétrograde ou nulle, suivant que A s (t) vaut respec- tivement r, - ou 0, est réalisée suivant l'invention par les moyens de codage sur les voies en phase et en quadrature représentés sur la figure 3. Deux registres à décalage bidirectionnels 12 et 13 à quatre étages sont chargés, au cours de la période d'initialisation, par les couples de valeurs logiques possibles associées à x(t) et y(t), et sont rebouclés sur eux-mêmes. Le sens du décalage est associé au signe du saut de phase A (t): par exemple sur la figure 3 décalage à gauche pour A (t) 0, l'horloge étant inhibée lorsque A (t) = 0. Sur chaque registre un commutateur, respectivement 14 et 15, permet de recueillir soit la sortie gauche, soit la sortie droite selon le sens du décalage. Les deux sorties x(t), y(t) fournissent le couple de valeurs binaires correspondant à la nouvelle valeur de la phase é (t) après saut de phase A 6 (t). Une logique de commande 16 fournit à partir du signal duobinaire s(t) deux signaux de commande des registres à décalage, de décalage, et E2 d'inhibition, selon le tableau suivant: 2 b(t) c(t) ó (t) x(t) y(t) 1 1 rf 1 1 - 1 1 3ir 0 1 -1 - 51r O - 1 i -=I o o -- I 1 - 1 71t 1 - 0 - I i 0 S(t) 0 I 2 î1 1, 0 2 I 0 1 La commande du sens de décalage des registres 12 et 13 est assurée par le signal E 1, et la commande de décalage est assurée en faisant un "ET" logique entre le signal E2 et le signal d'horloge H au moyen d'une porte logique 17. D'après l'expression: m(t) = cos (w0t - 6 (t)) b(t) cos w0t + c(t) sin wot ona: b(t) = cos, (t) et c(t) = sin 6(t) Dans l'exemple considéré, o les états de phase possibles sont des multiples impairs de k, il y a toujours égalité; en valeur absolue, au coefficient multiplicateur -2 près (dont il est facile de tenir compte ultérieurement) entre les valeurs analogiques b(t) et c(t), ce qui permet de les représenter simplement par les valeurs 1 et -1 (soit, en numérique, 1 et 0), et donc de disposer d'un seul registre à décalage pour générer chacune de ces valeurs. On peut transformer le dispositif de modulation par sauts de phase en dispositif de modulation par sauts de fréquence avec continuité de phase en intercalant entre les moyens 2 de codage en phase et quadrature et le modulateur de phase 4, 5 des moyens 18 de conversion phase-fréquence, ces moyens 18 incluant en l'occurrence les moyens de conversion des niveaux logiques 0, 1 en niveaux analogiques -1, I désignés précédemment par la référence 3. Cette transformation permet de remplacer un saut de phase - 2 par une variation linéaire de phase + t, pour obtenir la forme d'onde h (t) donnée par exemple à la figure 7. Un exemple de réalisation de ces moyens 18, adapté au schéma de la figure 3, est maintenant décrit en relation avec la figure 6. La loi de modulation de la fréquence porteuse fo0 est alors telle que l'écart de fréquence Af (avec Af = d A,(t) o dt représente dt dt l'opération de dérivation par rapport au temps), par rapport à la fréquence fO est donné par le tableau de correspondance suivant: s(t) 0 I 2 Af -1 0 + 1 Les moyens 18 de conversion phase-fréquence comportent deux voies: en phase et en quadrature à l'entrée desquelles sont respectivement appliqués le signal x(t) et le signal y(t). Sur la voie en phase, par exemple, le signal entrant x(t) peut subir deux transformations différentes suivant la valeur affectée au signal d'inhibition E2 par le signal duobinaire s(t), la sélection entre les deux étant assurée par un commutateur 19 disposé en sortie de voie et commandé par le signal E 2 (le signal E2 étant généré par la logique de commande 16 de la figure 3). Si E2 = 1, c'est-à-dire s(t) = 0 ou 2 (phase non constante), la sortie de la voie en phase est obtenue en effectuant une modulation d'amplitude du signal b(t) (obtenu à partir du signal x(t) au moyen d'un convertisseur 21 effectuant une conversion niveau logique 0, 1 - niveau analogique -1, 1) par un signal cos (nt - r) de période 4T au moyen d'un mélangeur 22. De même la sortie de la voie en quadrature est obtenue en effectuant une modulation d'amplitude du signal c(t) (obtenu à partir du signal y(t) au moyen d'un convertisseur 28 effectuant une conversion niveau logique 0, 1 - niveau analogique -1, 1) par un signal sin (nt - I) de période 4T, au moyen d'un mélangeur 27. Ceci permet d'assurer une transition linéaire entre les valeurs successives des signaux x(t), y(t) (ou b(t), c(t)) correspondant aux états de phase successifs I(t), contrairement au cas de la modu- lation par sauts de phase o cette transition est instantanée. En effet, les signaux b(t), c(t) représentant les signaux 259 1828 cos i (t), sin, (t), on voit sur le diagramme de Fresnel de la figure 2 que dans le cas de la modulation par sauts de fréquence, entre deux points consécutifs tels que A et B, le signal Cos b (t) varie de + _à - I en passant par la valeur 1, et le signal sin (t) varie de + aà /2 /2Y + -- en passant par la valeur 1. /'Y Suivant le sens de la rotation effectuée pour passer d'un point à un autre de ce diagramme, il est nécessaire de prévoir une multiplication du signal b(t) soit par la fonction + cos (rut - 9), soit par la fonction - cos (Mt - '), comme représenté sur le chrono- gramme de la figure 7 o la fonction + cos (2t - 1) est représentée en traits pleins et la fonction - cos (St - 4) est représentée en pointillés. Ceci est réalisé en effectuant, préalablement à cette multiplication un "ET" logique entre le signal x(t) et un signal d'horloge HI de période 4T, au moyen d'une porte logique 20. De même sur la voie en quadrature, la sélection entre les fonctions + sin (2t - 7) et - sin (Mt - à) est effectuée en réalisant un "ET" logique, au moyen d'une porte "ET" 25, entre le signal y(t) et un signal d'horloge HQ de période 4T, déphasé de T par rapport au signal HI. Si E2 = 0, c'est-à-dire s(t) = 1 (phase constante), les signaux x(t) et y(t) subissent uniquement la transformation logique- analogique suivante, effectuée respectivement au moyen de conver- tisseurs logique-analogique 23 et 26: x(t), y(t) b(t), c(t) 0 l 1 +1 v/_ REVENDICATIONS 1. Dispositif de modulation d'une fréquence porteuse par sauts de phase ou de fréquence en vue de la transmission d'informations numériques entre un émetteur et un récepteur, comportant des moyens de codage duobinaire (l) pour transformer le signal numé- rique d'entrée (d(t)) à deux niveaux en un signal duobinaire (s(t)) à trois niveaux associés chacun de façon biunivoque à l'un des sauts de phase possibles (Ad), des moyens de codage en phase et en quadra- ture (2) pour transformer ce signal duobinaire en un couple de signaux logiques (x(t), y(t)) correspondant au couple (cos / (t), sin (t)) o / (t) représente la phase instantanée du signal modulé, respectivement utilisés après conversion en niveaux analogiques -1, +1 pour moduler la porteuse et la porteuse déphasée de 900, et des moyens pour additionner les signaux résultants afin d'obtenir le signal modulé, caractérisé en ce que les moyens (2) de codage en phase et en quadrature comportent deux registres à décalage (12, 13) bidirectionnels et rebouclés sur eux-mêmes, dans lesquels sont stockés, à l'intérieur de cellules de même rang, les couples de valeurs logiques: x(t) pour le premier ensemble et y(t) pour le deuxième ensemble, et qui sont commandés de façon identique par le signal duobinaire de manière à assurer un décalage soit dans un sens, soit dans l'autre, soit aucun décalage, suivant la valeur du saut de phase Ab associée au niveau considéré du signal duobinaire. 2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que dans le cas de la modulation par sauts de fréquence, il comporte en outre, en sortie des moyens de codage en phase et quadrature, des moyens de conversion phase-fréquence (1 8). 3. Dispositif selon la revendication 2, caractérisé en ce que les moyens de conversion phase-fréquence (18) comportent des moyens pour assurer une transition linéaire entre états successifs différents des signaux x(t), y(t) (ou b(t), c(t)), correspondant à des états de phase successifs 6 (t) différents. 4. Dispositif selon la revendication 3, caractérisé en ce que la transition linéaire entre états de phase successifs t (t) différents est assurée au moyen d'une modulation d'amplitude (22, 27) des signaux b(t) et c(t) respectivement par les fonctions + cos (nt -_) et + sin (t - '), périodiques de période 4T, o T est la période de répétition des bits d'information du signal d'entrée d(t). 5. Dispositif selon la revendication 4, caractérisé en ce que la sélection entre les fonctions + cos (t - 4) et - cos (nt - j), respecti- vement + sin (nt -) et - sin (St -) est réalisée en effectuant, préalablement à la modulation d'amplitude, un "ET" logique (20, 25) entre le signal x(t) et un signal d'horloge HI de période 4T, respectivement entre le signal y(t) et un signal d'horloge HQ décalé- de T par rapport au signal d'horloge HI.