Brevet FR2594274A1 — publié le 19870814

i PROCEDE DE COMPRESSION D'IMPULSIONS PAR CODAGE DE L'ESPACE ET SON APPLICATION A UN RADAR La présente invention concerne un procédé de compression d'impulsions par codage de l'espace. Elle est applicable plus particu- lièrement à un radar. On connaît les radars à compression d'impulsions que l'on dénommera classiques par opposition à ceux utilisant le procédé suivant l'invention. Dans les radars à compression d'impulsions connus jusqu'à maintenant, on émet de longues impulsions modulées linéairement en fréquence. et l'on reçoit des signaux de même forme qui sont comprimés au moyen de filtres dispersifs adaptés ou de corrélateurs. La simple définition qui a été donnée de la compression d'impulsions laisse entendre que les récepteurs adaptés à recevoir ces irmulsions ccmpr:mées générées suivant ce qui a été décrit, sont relativement complexes. Selon l'invention, on définit un nouveau mode de compression d'impulsions qui utilise l'espace comme milieu o s'opère cette compression sur un signal d'émission, spatio-temporel à large bande. Suivant l'invention, le procédé de compression d'impulsions par codage de l'espace est caractérisé par l'émission simultanée en plusieurs points de l'espace pendant un temps tj d'une pluralité de signaux impulsionnels dont les fréquences, cohérentes entre elles, sont échelonnées régulièrement avec un incrément égal à 1/, ces signaux se retrouvant en phase à des instants séparés par des intervalles de temps constants égaux à TE, les signaux impulsionnels renvoyés par une cible quelconque étant alors comprimés dans l'espace avec un taux de compression égal au nombre N des signaux émis simultanément et de durée T2 = T/N. Dans la mise en oeuvre de ce procédé, il apparaît clairement que le récepteur présente des simplifications par rapport aux récepteurs classiques: un simple filtre de bande de largeur N Lf constitue ici le filtre adapté adéquat. Les filtres adaptés plus élaborés, c'est-à-dire ayant par exemple un retard proportionnel à la fréquence ou les corrélateurs ne sont plus nécessaires. Suivant une variante de l'invention, le procédé de compression d'impulsions par codage de l'espace est caractérisé par l'émission simultanée en plusieurs points d'un réseau linéaire de sources, d'une pluralité d'impulsions à fréquence croissant le long du réseau d'un incrément Lf, suivie de l'émission simultanée d'une seconde plura- lité d'impulsions de fréquences décroissant régulièrement le long du réseau d'un incrément Af, l'intervalle de temps séparant les deux impulsions comprimées reçues d'une cible étant proportionnel au sinus de l'angle de la direction de ladite cible par rapport à la normale au réseau. D'autres avantages et caractéristiques de l'invention apparaî- tront au cours de la description qui suit, donnée à l'aide des figures qui représentent: - la figure 1, un réseau linéaire de N sources utilisé confor- mément à l'invention; - la figure 2, le diagramme de rayonnement de ce réseau en fonction de la fréquence; -!a figure 3, une représentation des impulsions émises et reçues comprimées dans un diagramme distance en fonction du sinus de l'angle - la figure 4, la représentation d'une impulsion comprimée dans un diagramme R, facteur de réseau en fonction du temps t; - la figure 5, la représentation du spectre S(f) des impulsions émrrises - la figure 6, une représentation de la fonction du réseau R en fonction du sinus de l'angle de la direction visée; - la figure 7, le diagramme de la distance r en fonction du sinus de l'angle; - la figure 8, un diagramme schématique de la réception dans le cas de la variante; - la figure 9, la représentation de la fonction d'ambiguïté temrnps-angle: - la figure 10, l'allure des lignes de niveau pour une telle fonction; - la figure 11, une représentation d'un réseau plan; - la figure!2, une représentation d'un réseau plan bidimen- sionnel; - la figure 13, une représentation schématique d'un synthé- tiseur de fréquences utilisable dans le cadre de l'invention. Suivant l'invention, le procédé de compression d'impulsions par codage de l'espace consiste en l'émission simultanée, dans le cas général à partir de N sources ordonnées suivant un réseau linéaire et régulier, d'une pluralité N d'impulsions dont les fréquences sont régulièrement échelonnées d'un incrément A f, le résultat étant que l'imrnpulsion reçue est comprimée avec un taux de compression égal à N, nombre des impulsions émises. Ces impulsions sont émises à partir d'un réseau linéaire de N sources élémentaires alimentées respectivement par N émetteurs, et la durée d'émission est égale à T = 1/ Af. La figure I montre de façon schématique un réseau linéaire de N sources S0 à SN_1 et la figure 2 représente le diagramme de rayonnement de ce réseau en fonction de la fréquence. Chaque source est connectée à un émetteur EM0 àEMN1. Dans ce qui suit on va démontrer la réalité du procédé suivant l'invention. Dans le réseau linéaire représenté figure 1, on définit les paramètres suivants: a: pas du réseau L: longueur du réseau l: ongueur d'onde f: fréquence Af: incrément de fréquence ou pas N: nombre de sources c: vitesse de la lumière en espace libre : angle de la direction d'une cible par rapport à la normale au réseau r: distance de la cible à la source de référence F(): diagramme d'une source élémentaire. Ce diagramme est supposé commun à toutes les sources et le caractère vectoriel définit la polarisation An: coefficient de pondération de la source de rang n TI: durée de l'impulsion primaire émise t2: durée de l'impulsion comprimée. Comme on l'a déjà dit, les sources sont excitées simulta- nément par une impulsion de durée T1 exprimée en secondes, c'est- à-dire en fait émise entre les instants - Ti/2 et + T1/2, avec des fréquences croissant en progression arithmétique le long du réseau. La source de rang n est ainsi alimentée avec la fréquence fn = fo + n Lf, avec f= 1/ C1 (1) Chaque source émet donc un spectre de largeur Lf exprimée généralement en Hertz de forme sin- f-fo-nàf f - fo - n (2) Sn(f) f=2 f-fo-nbYf 8f Ce spectre est représenté figure 2. Si r et 0 représentent les coordonnées polaires d'un point M éloigné de l'espace (figure 1), qui se trouve dans la zone dite de Fraunhoffer, l'onde sphérique émise entre les instants - 1/2 et + T1/2 par la source de rang n considérée est reçue au point M avec un retard fonction de la distance r entre cette source et le point M. n Soit:r =r-n sin (3) n a Le champ au point M, dû à la source de rang n est donc de la forme r n En(r, Q, t) = A F (0) ei 2 n( t rn/c) Rect (2) (4) n n r nZi2 équation dans laquelle Rect est unitaire dans l'intervalle (-1, +1) et nulle à l'extérieur de cet intervalle. Le champ total E au point M est la somme des champs partiels, émis par les différentes sources. On peut admettre, si l'on }R(r, considère les ordres de grandeurs des applications numériques envi- sageables, que l'on fait une erreur négligeable en assimilant le coefficient d'atténuation sphérique en l/rn à 1/r et que les ondes sphériques partielles sont toutes reçues en même temps au point M. Le champ total reçu en M a pour expression: E(r, 0,) i21Ffo (t - r/c) (0)fR (r,, t) (5) dans laquelle la fonction scalaire IR joue le rôle de facteur de réseau spatio-temporel. Ce facteur de réseau a pour expression N-I a ect-r/c e- i2Tn- sin 0 (1+nJff/fo) + ff (t-r/c)/ (6) Q, t):= Rect A_ e-) n A -L 1IU I1 Dans cette expression, dans le facteur entre crochets, le terme nLf/fo est en général complètement négligeable devant 1. On considère, à titre d'exemple non limitatif, les valeurs numériques suivantes: n Dans ces conditions nLf/fo est inférieur à 3/1000, ce qui peut être considéré comme négligeable. Avec cette approximation le facteur de réseau R prend la forme: tr N-i R(r, 0,t)=Rect( c) ' A xn -11 n (7) avec: xa e i2T [_f(t - r/c) + a/; sin 0j (8) L'expression (7) donne une idée des zones de concentration de l'énergie. Son module est en effet maximum lorsque tous les termes de la somme sont en phase: /3f (t - r/c) + a/?, sin 0 = 0 (9) Cette expression définit dans l'espace une zone spirale s'éloi- gnant à la vitesse c. Cette zone est représentée par un segment de droite dans la représentation de la figure 3 donnant la distance r en fonction de sin Q pour une valeur de pas a = /2. L'impulsion primaire, c'est-à-dire l'impulsion émise, est repré- sentée entre les ordonnées A et B et sa durée T1 est comprise entre les valeurs ct - */2 et ct + %1/2. Quant à l'impulsion comprimée elle est représentée par la bande comprise entre les segments de droites BC et DE. Cette bande a une largeur égale à c T2, T2 étant la durée de l'impulsion comprimée, et elle se déplace dans l'espace à la vitesse de la lumière c. Si l'émission avait une durée D -1, D étant un entier positif, on aurait une rafale d'impulsions.définies par r - ct = a/ \ c -I sin Q + kc Tl avec k nombre entier tel que 0 la bande AG. Si l'on explicite la forme du facteur de réseau dans le cas particulier classique o tous les coefficients de pondération sont égaux, on a d'après l'équation (7): t - c/r N-1 xN/2 _ r-N/2 R (r, 0, t) = Rect( t1/2r ' x2 (11) x 1/2-x-1/2 N-1 o x 2 est le facteur de phase. N-I Tenant compte de la relation (8), au facteur de phase x 2 près, ona R(r, 0, t) A N Rect (tr/c sin N Lf(t - r/c) + a/A sin Qi (12 0rÈ)=o t 1/2) Nsin:- LLf(t - r/c) + a/t sin 0 (12 Si l'on considère un point P repéré figure 3 par l'abscisse sin Q0 et l'ordonnée ro0, on y observe une impulsion représentée figure 4 dans le diagramme R(ro0, 0, t) en fonction du temps. L'impulsion longue émise est représentée par le rectangle LSNQ, s'étendant entre le temps ro0/c - T1/2 et le temps ro/c + Z'/2 et l'impulsion comprimée I présente une amplitude beaucoup plus grande que l'impulsion longue émise, et a une durée 'U2 qui est 12 = tu c i/N. Le taux de compression d'impulsion est égal à N, nombre de sources du réseau linéaire utilisé à l'émission. Le spectre de cette impulsion es! la convolution des trans- formées de Fourier des deux fonctions Rect ( t - r/c) Rect( -- et sinlîNU Nsin-iiU U reproduisant le terme Af(t - r/c) + A/I sin Q. C'est donc la convolution du spectre donné par la relation (2) et la figure 2, d'une impulsion de durée '-1 par la fonction peigne représentant les fréquences de base, c'est-à-dire les différentes fréquences émises. On retrouve bien la somme des spectres des impulsions émises, soit N-I S(f) = Z (An) Sn (f) (13) dont la représentation est donnée figure 5. La largeur du spectre est égale à N A f. Si l'on considère, figure 6 une représentation de la fonction de réseau R en fonction du sinus de l'angle de la direction visée, soit sin 0, on remarque que pour une distance donnée r, à un instant donné t, on a un diagramme de forme classique, d'ouverture angulaire 3dB = \/Na = /L (14) avec un lobe principal dans la direction du maximum, soit Q - c (15> o 2a ' T1I Si les coefficients de pondération ne sont pas égaux, mais choisis de façon appropriée selon les règles classiques des réseaux, l'impulsion obtenue étant la convolution ? de l'impulsion représentée figure 6 avec la transformée de Fourier de la fonction de pondération, il en résulte l'abaissement des lobes latéraux proches et la forme géné- rale de l'impulsion émise est ainsi Si (t - r/c + sa ' sin Q) (16) On peut à titre d'exemple, donner dans ce qui suit, une application numérique; on considère les valeurs suivantes de cer- tains paramètres qui ont été définis dans l'introduction à la présente description: nombre de sources N = 100 pas du réseau a = Xo/2 fréquence porteuse fo = 3000 MHz increment de fréquence t f = 100 KHz ou 10 KHz durée de l'impulsion primaire LI = 10 us ou 100 Ys bande de fréquence totale N hf = 10 MHz ou 1 MHz durée de l'impulsion comprimée T 2 = 0,1 ps ou I ys La fréquence de répétition ne dépend que de la portée envisagée. Si l'on considère une réception faite avec une antenne multi- faisceau, par exemple une antenne FFC (pour formation de fais- ceaux par le calcul), on aura une ouverture de faisceau 0 - 20 o milliradian = 1,2 degré et pour un domaine surveillé entre -45 et +45 , le nombre N' des faisceaux utilisés est de l'ordre de 70. Chaque récepteur RE, voir figure 1, est précédé par un filtre Fi de bande de largeur N úf, et un duplexeur DU. Dans une représentation semblable à celle de la figure 3, distance en fonction de sin 0, la durée T1 de l'impulsion émise de l'ordre de 100 us occupe une distance de l'ordre de 30 km tandis que l'impulsion comprimée à t2 = I ps occupe une distance de 300 mètres. On peut rechercher si, dans le procédé suivant l'invention, il y a une ambiguïté angle-distance. En réception multifaisceau, cette ambiguïté est tout fait négligeable, le reliquat de cette ambiguïté pouvant être levé avec des diagrammes monopulses faciles à réaliser suivant le principe de la formation des faisceaux par le calcul. L'erreur de distance résiduelle, elle, est le produit de l'ouverture à 3dB du faisceau élémentaire par la "pente" de la représentation de l'impulsion en spirale, soit a - a 2 (17) Lr=-. c(.d c 1 Na 2 Cette erreur correspond à la longueur de l'impulsion comprimée. On peut éviter cette ambiguïté et mesurer simultanément angle et distance avec un seul récepteur équipé de corrélateurs simples, en utilisant le procédé suivant l'invention donné en variante. Comme cela a été énoncé dans l'introduction à la présente invention, on émet simultanément une première pluralité d'impul- sions pour lesquelles les fréquences, échelonnées le long du réseau émetteur sont croissantes par pas égaux à Af, de gauche à droite. On émet ensuite, simultanément une deuxième pluralité d'impulsions pour lesquelles les fréquences échelonnées le long du réseau émet- teur, sont décroissantes par pas égaux à Lf, également de gauche à droite. Les deux spirales émises, conformément à l'invention, qui sont représentées figure 7 donnant le temps t en fonction de sin 0, sont inclinées en sens inverse l'une par rapport à l'autre, la première étant repérée ab, la seconde cd. Une cible dans la direction O renvoie donc deux impulsions séparées par un intervalle T(G) = T - aL! sinO (18) équation dans laquelle T est la période de r ' tion. Si l'on veut détecter les cibles situées dans cette direction, on retarde le premier train d'impulsions reçu de la quantité AT(Q) et on multiplie par le second train, pour faire ressortir uniquement les échos situés dans la direction O. Dans ce cas, du point de vue réception, un seul récepteur suffit, associé à une antenne peu directive voire omnidirectionnelle. Cependant le bilan énergétique sur écho de peau est alors N fois plus défavorable que dans le cas d'une antenne de réception multi- faisceau. On peut toutefois, pour bénéficier des avantages donnés par la première solution et par la variante, combiner les deux 3 0 procédés, ce qui améliore la directivité globale du système. La figure 8 donne un diagramme schématique du dispositif de réception utilisable avec la variante de l'invention. A partir d'une antenne de réception li peu directive, voire même omnidirectionnelle, on trouve un récepteur 2 qui traite les deux impulsions comprimées Il. 12 reçues et les délivre en fré- quence intermédiaire par exemple. Ce' récepteur alimente deux séries de voies, une voie directe 3 et des voies retardées 40 à 4N-1. Chacune de ces voies retardées comprend un dispositif à retard 50 à 5N-1. Le retard donné à chaque impulsion est LTn = T - 2a rsin on. Chaque voie retardée est connectée à un démodulateur cohé- rent 60 à 6N-I qui est connecté également à la voie directe 3. Chaque démodulateur délivre une impulsion provenant d'une direc- tion déterminée et qui est envoyée à un dispositif d'exploitation. Ainsi le démodulateur 6n délivre une impulsion 7 provenant de la direction On. On peut dans le cadre de la présente invention étudier la fonction d'ambiguïté temps ou distance-angle. Elle s'obtient en considérant la réponse d'une cible de coordonnées (r, 0) à un corrélateur réglé pour la direction go. D'après l'expression (16), la première impulsion renvoyée par la cible est de la forme: Sl(t) = o (t - 2- + a sin 4) cl et la seconde S2(t) = Y(t + T - 2r a sin 0). La première est retardée de la quantité correspondant à la direction 0o iT(Go) = T 2a-- sin0o Elle prend la forme S'(t) a t + T --ca sin - 2 sin Qo)] Le produit est maximum pour sin 0 = sin go et à l'instant to tel que 2r a- to + T - = a _ sin go c' Si on pose: sin =sin Go + 2; t = to + Lt le produit obtenu s'écrit: P(Lú, L/t)= -'('t- at +; -) Si on suppose une impulsion quasi gaussienne de largeur 2 Si on suppose une impulsion quasi gaussienne de largeur "2 1! m(L, At):,2o e- 1/r22 8lt _' a -r)2 (t+a 'c a E)2 soit PLQt.2 ( _)2 Pi, Lt): 2-( 2 e -- /L o On trouve ainsi une fonction d'ambiguïté de durée Z2, impul- sion comprimée, et d'ouverture angulaire A/L (largeur à 3dB). La figure 9 donne une représentation de cette fonction d'ambi- guîté dans l'espace et la figure 10 donne l'allure des lignes de niveau avec des impulsions en sin x/x. On notera que dans les plans principaux on a (sin x/x)2. On notera également qu'avec une réception multifaisceau, la résolution angulaire est renforcée puisqu'il faut multiplier le dia- gramme précédent de la figure 9 par le diagramme de réception en sin /L Dans ce qui précède on a décrit un procédé de compression d'impdlsions par codage de l'espace dans lequel on émet simulta- nément en plusieurs points de l'espace les signaux caractérisés par une fréquence variant régulièrement et incrémentalement d'un point au suivant. Les sources constituaient ainsi un réseau linéaire. Il est possible de grouper, par superposition, une pluralité de 2 0 réseaux linéaires pour constituer un réseau plan. La figure Il représente de façon schématique un tel réseau comportant par exemple N réseaux linéaires horizontaux superposés du type repré- senté figure I. Ces réseaux linéaires superposés 0, 1, 2... (N-1) sont alimentés en parallèle à partir d'émetteurs EMo... EM(N-1) suivant le principe décrit à l'appui de la figure 1, de sorte que les sources situées sur une même verticale Soo, Sol... sont toutes à la même fréquence et que d'une verticale à la suivante, les fréquences varient d'un incrément _f, les sources So(N_1) à SM(N 1) sur la dernière verticale à l'extrème droite de la figure Il étant à la fréquence fo + (N-l)/lf. Si l'on associe des déphaseurs aux différentes sources, on combine à la compression d'impulsion, un balayage électronique vertical, c'est-à-dire en site. On peut également par un autre groupement des réseaux et de leur alimentation réaliser ce que l'on appelle un réseau bidimen- sionnel comprenant N colonnes et M lignes, tel que représenté figure 12. Géométriquement ce réseau ne diffère pas de la représentation de la figure 11. Il en est toutefois différent par son alimentation. En effet, les sources sont alimentées en fréquences croissant réguliè- rement d'un incrément lf, ligne par ligne de sorte que la source Smn, située au croisement de la ligne m et de la colonne n est alimentée avec la fréquence fmn = fo + (n-l) NLf + mLf L'impulsion émise par un tel réseau est ainsi comprimée selon une nappe avec un taux de compression 2/ C =N.M Dans la description qui précède on a indiqué que les signaux impulsionnels considérés étaient à des fréquences cohérentes pures et stables se retrouvant en phase à des instants séparés par des intervalles de temps constants égaux. De tels signaux sont fabriqués dans un synthétiseur de fréquences dont une réalisation relativement simple est donnée à titre d'exemple ci-après à l'aide de la figure 13 qui en représente un diagramme schématique. Ce synthétiseur comporte un générateur de référence 130 délivrant des signaux de référence à fréquence stable. Il est piloté par quartz et délivre des signaux de référence à tous les sous- ensembles que comprend le synthétiseur de la figure 13. Ce géné- rateur contrôle ainsi le synthétiseur 133 générant les ondes locales à fréquence agile qu'un distributeur 134 transmet d'une part au récepteur du radar considéré et d'autre part à des mélangeurs 135- 136-137 à bande latérale unique insérés respectivement dans les voies I à N alimentant les antennes élémentaires constitutives du réseau linéaire considéré dans le radar objet de l'invention. La première voie I alimente par exemple l'antenne centrale AC à partir du mélangeur 135 et les autres voies, les deux antennes disposées symétriquement par rapport à l'antenne centrale. Les autres mélan- geurs 136, 137 sont ainsi connectés respectivement par leurs deux sorties aux antennes placées symétriquement par rapport à l'antenne centrale, le mélangeur 136 alimentant les antennes Ac_1 et AC+l et le mélangeur 137 dans la voie N alimentant les antennes Ac - N et Ac + 2. Le générateur d'impulsions BF 132 délivrant aux différentes voies les incréments de fréquence Af à N f est également contrôlé par le générateur de référence 130, tout comme le générateur d'impulsions de synchronisation 131 contrôlant le générateur 132. On a ainsi décrit un procédé de compression d'impulsions par codage de l'espace. REVENDICATIONS 1. Procédé de compression d'impulsions par codage de l'espace, caractérisé par l'émission simultanée en plusieurs points de l'espace, pendant un temps T1, d'une pluralité de signaux impulsionnels dont les fréquences cohérentes entre elles sont échelonnées réguliè- rement avec un incrément Lf égal à 1/T1, ces signaux se retrou- vant en phase à des instants séparés par des intervalles de temps constants égaux à '1 et les signaux impulsionnels renvoyés par une cible quelconque étant alors comprimés dans l'espace avec un taux de compression égal au nombre N des signaux émis simultanément, et de durée T2 = Ti/N. 2. Procédé de compression d'impulsions suivant la revendi- cation 1, caractérisé en ce que l'émission simultanée en plusieurs points de l'espace est faite par des sources rayonnantes (Si) dispo- sées le long d'un réseau linéaire régulier (RL). 3. Procédé de compression d'impulsions suivant la revendi- cation 2, caractérisé en ce que l'émission simultanée en plusieurs points de l'espace est faite par un ensemble de réseaux linéaires réguliers (RLi) , parallèles les uns aux autres, avec un espacement constant, formant un réseau plan, dont les réseaux linéaires compo- sants (RLi) sont alimentés en parallèle. 4. Procédé de compression d'impulsions suivant la revendi- cation 3, caractérisé en ce que les sources (Si) sont alimentées en fréquences croissant ligne par ligne d'un incrément b f, formant un réseau bidimensionnel de NM sources, N représentant le nombre des sources par réseau linéaire (RLi) et M le nombre de lignes de réseaux linéaires, une source Smn au croisement de la mière ligne et nieme colonne étant alimentée avec la fréquence fmn = fo À (n-l) N/if + n /f et l'impulsion comprimée reçue ayant la forme d'une nappe avec un taux de compression ( 2/ '1I) égal à N.M. 5. Procédé de compression d'impulsions par codage de l'espace suivant l'une quelconque des revendications I à 4, caractérisé par l'émission simultanée, pendant un temps 1/E f, d'une première pluralité de signaux impulsionnels dont les fréquences sont échelon- nées régulièrement d'un incrément Lf et dans le sens des fréquences croissantes, suivie de l'émission simultanée pendant un même temps 1/ L f d'une seconde pluralité de signaux impulsionnels dont les fréquences sont échelonnées régulièrement avec un incrément L f et dans le sens de fréquences décroissantes, les signaux impulsionnels renvoyés par une cible quelconque étant comprimés dans l'espace, pour la première pluralité et pour la seconde pluralité, avec un taux de compression T2/ T1 égal au nombre des signaux émis simulta- nément pour l'une et l'autre pluralité. 6. Procédé de compression d'impulsions suivant la revendi- cation 5, caractérisé en ce que l'intervalle de temps séparant deux impulsions comprimées reçues respectivement d'une cible à partir de l'une et de l'autre pluralité de signaux, porte une information angulaire sur la cible. 7. Dispositif de mise en oeuvre du procédé selon l'une des revendications I ou 2, caractérisé en ce qu'il comprend une pluralité d'émetteurs (EM0 à EMN i) émettant chacun un signal impulsionnel à une fréquence déterminée, lesdites fréquences étant échelonnées régulièrement avec un même incrément le long du réseau linéaire (RL) de sources (S0 à SN_1) qui les transmet, le signal comprimé étant reçu par une antenne réseau linéaire (RL) ou antenne multi- faisceau alimentant des voies (Vi) de réception comportant au moins un duplexeur (Dni), un filtre de bande (FBi) et un récepteur (REi), le filtre de bande ayant une largeur N Lf. 8. Dispositif de mise en oeuvre du procédé selon la revendi- cation 3, caractérisé en ce qu'il comprend une pluralité de réseaux linéaires (RLi) réguliers de sources rayonnantes (Sii), disposés paral- lèlement les uns aux autres avec un espacement constant (P) et une pluralité d'émetteurs (EM0 à EM(!\_) alimentant en parallèle les différentes sources disposées sur les réseaux linéaires réguliers. 9. Dispositif de mise en oeuvre du procédé selon la revendi- cation 4, caractérisé en ce qu'il comprend une pluralité de réseaux linéaires (RLi) réguliers disposés parallèlement les uns aux autres avec un espacement constant, et une première pluralité d'émetteurs (EM0 à EM(N_1)) alimentant en parallèle les sources disposées sur les réseaux linéaires et une seconde pluralité d'émetteurs (E'M0 à E'M(M1)) alimentant lesdits réseaux linéaires, ligne par ligne avec des fréquences croissant d'un incrément (A f) d'une ligne à l'autre. 10. Dispositif de mise en oeuvre du procédé selon la revendi- cation 5, caractérisé en ce qu'il comprend une pluralité d'émetteurs (EM0 à EM(Ni1)) émettant chacun pendant un premier temps (l//t f), un signal impulsionnel dont la fréquence croît d'un incrément (L f) le long du réseau émetteur et pendant un second temps (1/l f), un signal impulsionnel dont la fréquence décroît d'un incrément ( ff) le long du réseau émetteur, et un récepteur unique (2) connecté à une antenne de réception (1) peu directive recevant successivement les deux impulsions (I1, 12) comprimées dans l'espace, une première voie de réception (3) recevant directement lesdites impulsions (Il, 12), une seconde voie de réception (4) se divisant en une pluralité de voies en parallèle (40 à 4N_) comportant chacune un dispositif à retard (50 à 5N_1) retardant la première impulsion reçue (I1) d'un retard égal à l'intervalle de temps séparant la première impulsion (I1) de la seconde (I2) et une pluralité de démodulateurs (60 à 6N_1) cohérents connectés d'une part à la voie de réception (3) et d'autre part à la pluralité des voies de réception retardées (40 à 4N-1)' lesdits démodulateurs délivrant les échos (7) se trouvant dans la direction (0) analysée correspondant à l'intervalle de temps séparant les deux impulsions (11, 12).