Brevet FR2595830A1 — publié le 19870918

Tête hyperfréguence émettrice/réceptrice, en particulier pour radar Doppler homodyne de surveillance de locaux. L'invention concerne les radars Doppler grand public, en particulier les radars de surveillance de locaux. Dans un type particulier de tels radars, la tête hyperfréquence comprend une antenne, couplée aux circuits hyperfréquence d'un transistor oscillateur, lequel forme à la fois émetteur/récepteur et mélangeur homodyne. Le Demandeur a déjà décrit des radars de ce genre - l'un, fonctionnant en continu, dans le Brevet français 73 18501, publié sous le numéro 2 231 062; - un autre, fonctionnant par impulsions, dans le Brevet français 75 19539, publié sous le numéro 2 315 733. Le radar à impulsions s'est rapidement imposé-. Sa consommation électrique bien plus faible lui confère en effet une autonomie d'environ 2 ans, en fonctionnement sur pile. Et il s'est avéré que l'autonomie est un facteur fondamental pour la sécurité de l'utilisateur. Par ailleurs, les moyens décrits dans le Brevet 75 l9539 confèrent au radar à impulsions des performances au moins équivalentes à celles des radars à onde continue. Cependant, le transistor hyperfréquence du Brevet 75 19539 fonctionne avec un point de polarisation fixe, pendant Les impulsions. Sa base reçoit en effet le signal de commande de récurrence (des impulsions d'émission) à travers un diviseur résistif (figure 4b du Brevet antérieur). I1 en résulte un inconvénient, dans les cas où un objet fixe (comparativement à la vitesse de déplacement d'un intrus), et fortement réflecteur, se trouve placé au voisinage immédiat de l'antenne. En effet, le point de fonctionnement du transistor hyperfréquence dépend alors du coefficient de réflexion de cet objet, vu de l'antenne, et de la phase de l'onde qu'il réfléchit. Or le rendement de la tête hyperfréquence, pour l'obtention finale du signal Doppler, n'est suffisant que si l'impédance base-émetteur du transistor hyperfréquence est très faible. En d'autres termes, la sensibilité de la tête hyperfréquence diminue considérablement lorsque le point de fonctionnement de son transistor hyperfréquence est modifié. I1 apparaît donc un délicat problème de réglage, chaque fois qu'à l'implantation du radar son antenne voit un objet fixe proche et fortement réflecteur. Ceci devient un inconvénient majeur lorsqu'un détecteur d'intrusion fonctionnant en impulsions est enfermé dans un meuble ou un placard, pour des raisons de discrétion liées à la sécurité des lieux à protéger, voire d'esthétique. La présente invention vient permettre de résoudre ce problème. Un autre but de l'invention est d'augmenter le gain de la tête hyperfréquence pour l'obtention du signal Doppler. L'invention s'applique à une tête hyperfréquence, en particulier pour radar Doppler de surveillance de locaux, du type comprenant - un oscillateur hyperfréquence, comprenant une antenne reliée à l'un des circuits d'accord hyperfréquence d'un transistor formant émetteur/récepteur et mélangeur homodyne, - des moyens pour engendrer un signal de commande de récurrence, appliqué au circuit de base du transistor, de sorte qu'il produise des impulsions d'ondes hyperfréquences, à une cadence de récurrence choisie, et - des circuits d'exploitation, reliés à la maille collecteur-émetteur du transistor hyperfréquence, afin de recueillir, au rythme de récurrence, un signal de basse fréquence qui s'y trouve présent pendant les impulsions hyperfréquences émises, et permet d'établir le signal Doppler utile. Selon un aspect général de l'invention, la base du transistor hyperfréquence est reliée d'une part à une tension de référence, par une capacité, d'autre part à un organe de commutation fermé au rythme du signal de commande de récurrence, et la maille base-émetteur du transistor hyperfréquence est également interrompue au rythme du signal de commande de récurrence. Ceci permet, à l'aide de la capacité, un ajustement automatique du point de polarisation du transistor hyperfréquence en présence d'échos d'objets fixes, proches de l'antenne. Selon un autre aspect de l'invention, on prévoit, en série sur l'émetteur du transistor hyperfréquence, la maille collecteur-émetteur d'un second transistor, dont la base reçoit le signal de commande de récurrence. Dans un mode de réalisation, l'organe de commutation est par ailleurs relié au circuit de collecteur du transistor hyperfréquence. Avantageusement, les circuits d'exploitation sont alors reliés au circuit de collecteur du transistor hyperfréquence. Selon une variante intéressante, la tête hyperfréquence comprend en outre - un troisième transistor dont la base est reliée au circuit d'émetteur du transistor hyperfréquence, entre celui-ci et le second transistor, - l'émetteur de ce troisième transistor étant chargé par la maille collecteur-émetteur d'un quatrième transistor, dont la base reçoit le signal de commande de récurrence. Dans un mode de réalisation de ce type, le collecteur du troisième transistor est relié à l'autre borne de l'organe de commutation, ainsi qu'aux circuits d'exploitation. Dans un autre mode de réalisation de ce type, le collecteur du troisième transistor reçoit aussi le signal de commande de récurrence, à travers une résistance de charge, et un cinquième transistor est relié par sa base et son collecteur aux bornes de cette résistance de charge, tandis que son émetteur, également muni d'une résistance de charge, est relié, d'une part, à travers une résistance à l'autre borne de l'organe commutateur, d'autre part aux circuits d'exploitation. De préférence, l'organe commutateur est alors une diode. Dans tous les cas, l'organe commutateur peut etre une porte de transfert à haute isolation. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à l'examen de la description détaillée ciaprès, et des dessins annexés, sur lesquels - la figure 1 est le schéma général d'un radar Doppler homodyne de surveillance de locaux fonctionnant par impulsions; - la figure 2 illustre de façon détaillée un premier mode de réalisation d'un oscillateur hyperfréquence selon l'invention; - la figure 3 illustre de façon détaillée un second mode de réalisation d'un oscillateur hyperfréquence selon l'invention; - la figure 4 illustre de manière detaillée un troisième mode de réalisation d'un oscillateur selon l'invention; et - la figure 5 illustre de façon détaillée un quatrième mode de réalisation, actuellement préféré, d'un oscillateur hyperfréquence selon l'invention. Les dessins annexés comportent de nombreux éléments de caractère certain, exprimables uniquement par le dessin, dans leur ensemble. En conséquence, ces dessins sont incorporés à la description non seulement pour éclairer celle-ci mais pour contribuer le cas échéant à la définition de l'invention. Sur la figure 1, la référence 1 désigne un oscillateur hyperfréquence associé à une antenne 10. I1 lui est adjoint un oscillateur pilote 2, qui délivre un signal SCR, ou signal de commande de récurrence. L'oscillateur hyperfréquence 1 emet donc des impulsions hyperfréquence dont la longueur et la cadence de répétition sont définies par les créneaux ou impulsions, en principe périodiques, du signal SCR. Cet oscillateur hyperfréquence 1 est par ailleurs relié à des circuits d'exploitation 3. On observera que ceux-ci reçoivent également le signal SCR. Ceci leur permet de recueillir le signal de basse fréquence résultant du mélange homodyne, et présent à l'intérieur de l'oscillateur hyperfréquence. Ce signal est recueilli par l'intermédiaire d'un interrupteur et d'une capacité, ou d'éléments équivalents, l'interrupteur étant commandé par le signal SCR, comme décrit dans le Brevet français 75 19539 déjà cité. Il est rappelé que ce Brevet antérieur a permis, pour la première fois, un fonctionnement par impulsions, pour des radars de surveillance de locaux comportant un étage hyperfréquence unique d'émission/réception ainsi que de mélange homodyne. Dans le Brevet antérieur, le point de polarisation du transistor hyperfréquence était défini par un réseau résistif, recevant le signal SCR (figure 4b déjà mentionnée). I1 en résulte 1 inconvénient déjà invoqué : un corps réflecteur, proche de l'antenne, produit un déplacement du point de polarisation du transistor hyperfréquence. C'est la non-linéarité de la transconductance du transistor hyperfréquence qui est exploitée pour faire apparaitre la fréquence de battement, c'est-à-dire de mélange, entre le signal d'émission et le signal de réception affecté de l'effet Doppler à mesurer, représentatif d'un obstacle mobile qui se déplace dans le champ de l'antenne commune d'émission/réception. Pour que ce signal Doppler puisse être obtenu avec un rendement ou une sensibilité suffisante, il est nécessaire que l'impédance entre la base et l'émetteur du transistor soit la plus faible possible. Malheureusement, les déplacements du point de polarisaton dus à des objets fixes rapprochés se traduisent par des variations néfastes de cette impédance base-émetteur. Ainsi, la sensibilité du détecteur d'intrusion diminue considérablement, lorsque par exemple celui-ci est enfermé dans une armoire ou un placard, au point de rendre son réglage sur place impossible, ou de perdre de la portée. Dans les radars d'intrusion dont la tête hyperfréquence opère en onde continue, ce problème n'existait pas. En effet, il était possible de découpler le point de polarisation du transistor hyperfréquence, en le reliant à la masse à travers une capacité. Un tel montage ne peut être reproduit dans une tête hyperfréquence qui fonctionne par impulsions, car la capacité de découplage court-circuite alors le signal de commande SCR, ce qui empêche tout fonctionnement par impulsions de l'appareil. La présente invention vient résoudre ce problème, en préconisant des adaptations de la tête hyperfréquence à impulsions, qui lui permettent d'utiliser une telle capacité, sans pour autant empêcher son fonctionnement par impulsions. Au contraire, le fonctionnement par impulsions peut être obtenu de manière au moins aussi bonne que selon la technique antérieure, et l'on verra qu'il est également possible d'augmenter le gain et la sensibilité de la tête hyperfréquence. Sur la figure 2, le transistor hyperfréquence Q1 est relié à des circuits hyperfréquence CH. On distingue le circuit hyperfréquence CHE du côté de son émetteur, le circuit hyperfréquence CHB du côté de sa base, et le circuit hyperfréquence CHC du côté de son collecteur. Ces circuits hyperfréquences sont des lignes d'accord, couplées entre elles, comme décrit par exemple dans les Brevets précités. L'antenne commune d'émission/réception, notée 10, est reliée par exemple entre le collecteur du transistor Q1 et le circuit hyperfréquence CHC. Des organes d'arrêt hyperfréquence sont prévus, de manière que les limites de l'oscillateur 1, pour ce qui est des hyperfréquences, soient celles matérialisées par des traits tiretés LH (apparaissant uniquement sur la figure 2). De tels organes d'arrêt sont par exemple des bobines de choc ou des lignes quart d'onde. Au-delà de la ligne d'arrêt, le circuit de collecteur du transistor Ql comporte une résistance de charge R13 allant vers une tension d'alimentation positive Vcc. Le signal transmis aux circuits d'exploitation 3 peut être prélevé sur le point chaud de cette résistance R13, c'est-àdire sur sa borne située du côté du collecteur du transi s- tor Q1. Selon l'invention, la base du transistor Q1 est reliée, au-delà de son circuit hyperfréquence CHB, d'une part à la masse à travers un condensateur C1, par exemple un condensateur électrochimique, d'autre part à une porte de transfert T, qui est par exemple un interrupteur de technologie CMOS (haute isolation). L'autre borne de cette porte est reliée par une résistance Rîl au point chaud de la résistance de collecteur R13. Au-delà de son circuit hyperfréquence CHE, l'émetteur du transistor Q1 est relié à une résistance ajustable R12, qui arrive d'autre part sur le collecteur d'un second transistor Q2 dont l'émetteur est à la masse. En série sur la base du transistor Q2 est prévue une résistance R21. La commande de la porte de transfert T, ainsi que l'autre borne de la résistance R21, sont reliées au signal SCR élaboré par l'oscillateur pilote 2 (éventuellement avec complémentation logique, ou inversion de phase, si les polarités des transistors l'exigent). Ainsi, le point de polarisation du transistor Q1 est défini par la résistance Rîl de contre-réaction collecteur base, et la capacité ou condensateur C1 qui va vers la masse. Mais ce réseau de polarisation, normalement interrompu, n'est constitué que pendant les impulsions d'émission. De même, en dehors des impulsions d'émission, le transistor Q2 n'est pas conducteur. En conséquence, le condensateur C1 va pouvoir se charger pendant les impulsions d'émission, de façon à ajuster le point de polarisation en fonction de la composante continue liée à l'existence d'objets réfléchissants proches de l'antenne, à une valeur qui va pouvoir être réglée pour obtenir la sensibilité maximale, quelles que soient les caractéristiques de l'objet proche et fortement réflecteur. De plus, par rapport au montage du Brevet antérieur 75 19539, on observera que l'impédance présente dans le circuit d'émetteur du transistor est rendue très faible pendant les impulsions d'émission, puisque le transistor Q2 est très conducteur, et que l'impédance se réduit alors à celle de la résistance ajustable R12, qui vaut par exemple 25 à 75 ohms. Inversement, cette impédance est très forte en dehors des impulsions d'émission, puisque le transistor Q2 est bloqué. Les transistors Q1 et Q2 sont par exemple les modèles BFR 91. Les résistances Roll, R12, R13 et R21 valent par exemple 10 à 22 kilohms, 25 à 75 ohms, 220 ohms à 1 kilohm, 10 kilohms, environ. La capacité C1 vaut par exemple de 33 à 220 microfarads, suivant la fréquence Doppler la plus basse à exploiter. On observera que le signal destiné aux circuits d'exploitation peut être prélevé en tout point de la maille collecteur/émetteur du transistor hyperfréquence qui ne se trouve pas relié à une tension de référence. Dans les modes de réalisation qui suivent, le transistor Q2 reste monté comme indiqué sur la figure 2. Par contre, le signal destiné aux circuits d'exploitation est prélevé dans le circuit d'émetteur, c'est-à-dire sur la borne de la résistance R12 qui se trouve du côté de l'émetteur du transistor Q1. Sur la figure 3, ce point est relié directement à la base d'un troisième transistor Q3, dont le collecteur est relié à la tension Vcc par une résistance R33, d'une part, d'une autre part par une résistance R15 à l'autre borne de la porte de transfert T (qui n'est plus reliée au collecteur du transistor Q1, la résistance Rîl disparaissant), d'autre part enfin aux circuits d'exploitation. De son côté, l'émetteur du transistor Q3 est relié par une résistance R32 au collecteur d'un transistor Q4, dont l'émetteur est à la masse tandis que sa base est reliée par une résistance R41 au signal de commande SCR. Le fonctionnement général est le même que précédemment.On observera simplement que, comme le circuit d'émetteur du transistor Q3 n'est conducteur que pendant les impulsions SCR, il devient possible d'utiliser la résistance R15 pour établir une contre-réaction entre le point de sortie vers les circuits d'exploitation et la borne libre de la porte de transfert -T. Les autres variantes des figures 4 et 5 permettent d'obtenir le signal de sortie vers les circuits d'exploitation sous impédance plus basse. A cet effet, le collecteur du transistor Q3 est relié à la base d'un cinquième transistor Q5. L'autre extrémité de la résistance R33 est reliée au'collecteur de ce transistor Q5, ainsi qu'au signal de commande SCR. L'émetteur du transistor Q5 est chargé par une résistance R52, aux bornes de laquelle on trouve le signal destiné aux circuits d'exploitation. L'émetteur du transistor Q5, qui définit donc le signal vers les circuits d'exploitation, est également relié par une résistance R15 de contre-réaction d'ensemble à la borne libre de la porte de transfert T. Enfin, sur la figure 5, la porte de transfert T est remplacée par une simple diode D1, qui suffit pour établir la commutation, du fait que les transistors Q3, Q4 et Q5 ne sont conducteurs que pendant les créneaux du signal SCR qui sont contemporains des impulsions hyperfréquence émises. On décrira maintenant plus en détail le fonctionnement du dispositif selon l'invention, en reprenant tout d'abord le cas de la figure 2. A la mise sous tension initiale de l'oscillateur hyperfréquence 1, le condensateur C1 se charge progressivement, sous l'influence des impulsions commandant la porte de transfert T, à travers la résistance Rîl et la résistance R13. Ce transistor Q1 trouve progressivement son point d'équilibre d'oscillation en impulsions, par l'intermédiaire du transistor Q2, qui se trouve commandé par les mêmes impulsions que la porte de transfert T. En fonctionnement établi, pendant l'impulsion d'émission, la base du transistor Q1 est polarisée par la tension aux bornes du condensateur C1 et le courant circulant dans la résistance Roll, tandis que l'émetteur du transistor Q1 est relié au potentiel 0 par l'intermédiaire de la résistance R12 et du trajet collecteur émetteur du transistor Q2. Pendant les intervalles de temps situés entre les impulsions de commande, il n'existe plus, entre la tension Vcc et la masse, aucun trajet qui passe par le condensateur Cl, car d'une part la porte de transfert T n'est pas conductrice et, d'autre part, le transistor Q2 ne l'est pas non plus, ce qui empêche tout passage de courant à travers la jonction base-émetteur du transistor Q1. Le condensateur C1 conserve donc sa charge, et la tension observée sur la base du transistor hyperfréquence Q1 est constante. C'est cela qui permet, malgré la présence d'objets proches et très réflecteurs, de maintenir le point de fonctionnement du transistor Q1, pendant les impulsions d'émission (et seulement pendant celles-ci) en un point où sa transconductance non linéaire est importante, ou maximale, afin d'obtenir la sensibilité la meilleure. Dans le dispositif de la figure 2, le gain pour le signal Doppler est de l'ordre de 4 à 6, suivant la valeur de la résistance de charge R13. Le dispositif de la figure 3 permet un meilleur gain. La tension de battement peut être recueillie entre l'émetteur du transistor hyperfréquence Q1 et la masse, avec un niveau non négligeable. Le gain plus important est obtenu en commandant la base du transistor Q3 par cette tension de battement, et le transistor Q3 est lui-même commandé en impulsions par le transistor Q4. Le signal Doppler apparaît aux bornes de la résistance R33 située dans le collecteur du transistor Q3, avec un gain de l'ordre de 40 à 50 suivant la valeur de cette résistance et les caractéristiques du transistor Q3. Le même point sert à définir le point de polarisation du transistor hyperfréquence Q1 à travers la porte de transfert T et la résistance R15. Les variantes des figures 4 et 5 permettent, comme on l'a déjà vu, d'obtenir le signal Doppler sous basse impédance. Le gain est sensiblement le même que précédemment. Dans les différents modes de réalisation décrits, le transistor Q2 peut être remplacé par une liaison vers la masse, pourvu que l'on prévoie un second organe commutateur (porte de transfert entre le point chaud du condensateur C1 et la base du transistor Qll. A cet égard, on observera que le signal SCR est appliqué en différents endroits des dispositifs selon l'invention. I1 a déjà été indiqué que la polarité du signal SCR pourra etre différente suivant ces endroits. I1 en est de même pour les niveaux haut et bas de ce signal, et surtout pour l'amplitude du signal, qui pourra par exemple devoir être amplifiée pour être appliquée à la résistance R33 des figures 4 et 5. Les dispositions selon l'invention sont utilisées avantageusement dans un radar détecteur d'intrusion à faible consommation de courant. Mais l'invention peut également être utilisée pour d'autres applications. En particulier, les dispositifs proposés peuvent être utilisés pour des têtes hyperfréquences de réception, destinées par exemple à recevoir un signal de télécommande modulé en fréquence et centré sur la fréquence de l'oscillateur. Revendications. 1. Tête hyperfréquence, en particulier pour radar Doppler de surveillance de locaux, du type comprenant - un oscillateur hyperfréquence (1), comprenant une antenne (10) reliée à l'un des circuits d'accord hyperfréquence (CH) d'un transistor (Q1) formant émetteur/récepteur et mélangeur homodyne, - des moyens (2) pour engendrer un signal de commande de récurrence (SCR), appliqué au circuit de base du transistor, de sorte qu'il produise des impulsions d'ondes hyperfréquences, à une cadence de récurrence choisie, et - des circuits d'exploitation (3), reliés à la maille collecteur-émetteur du transistor hyperfréquence, afin de recueillir, au rythme de récurrence, un signal de basse fréquence qui s'y trouve présent pendant les impulsions hyperfréquences émises, et permet d'établir le signal Doppler utile, caractérisée en ce que la base du transistor hyperfréquence est reliée d'une part à une tension de référence, par une capacité (C1), d'autre part à un organe de commutation (T; D1) fermé au rythme du signal de commande de récurrence, et en ce que la maille base-émetteur du transistor hyperfréquence est également interrompue (Q2) au rythme du signal de commande de récurrence (SCR), ce qui permet, à l'aide de la capacité (Cl), un ajustement automatique du point de polarisation du transistor hyperfréquence, en présence d'échos d'objets fixes, proches de l'antenne. 2. Tête hyperfréquence selon la revendication 1, caractérisée en ce qu'elle comporte, en série sur l'émetteur du transis tor hyperfréquence (Q1), la maille collecteur-émetteur d'un second transistor (Q2), dont la base reçoit le signal de commande de récurrence (SCR). 3. Tête hyperfréquence selon l'une des revendications 1 et 2, caractérisée en ce que l'organe de commutation (T) est par ailleurs relié (Rll) au circuit de collecteur du transistor hyperfréquence. 4. Tête hyperfréquence selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisée en ce que les circuits d'exploitation (3) sont reliés au circuit de collecteur du transistor hyperfréquence. 5. Tête hyperfréquence selon la revendication 2, caractérisée en ce qu'elle comprend en outre - un troisième transistor (Q3) dont la base est reliée au circuit d'émetteur du transistor hyperfréquence (Q1), entre celui-ci et le second transistor (Q2), - l'émetteur de ce troisième transistor (Q3) étant chargé par la maille collecteur-émetteur d'un quatrième transistor (Q4), dont la base reçoit le signal de commande de récurrence (SCR). 6. Tête hyperfréquence selon la revendication 5, caractérisée en ce que le collecteur du troisième transistor (Q3) est relié à l'autre borne de l'organe de commutation (T), ainsi qu'aux circuits d'exploitation(3). 7. Tête hyperfréquence selon la revendication 5, caractérisée en ce que le collecteur du troisième transistor (Q3) reçoit aussi le signal de commande de récurrence (SCR) à travers une résistance de charge (R33), et en ce qu'un cinquième transistor (Q5) est relié par sa base et son collecteur aux bornes de cette résistance de charge (R33), tandis que son émetteur, égaelment muni d'une résistance de charge (R52), est relié d'une part, à travers une résistance (R15), à l'autre borne de l'organe commutateur (T; Dl), d'autre part aux circuits d'exploitation( 3). 8. Tête hyperfréquence selon la revendication 7,caractérisée en ce que l'organe commutateur est une diode (D1). 9. Tête hyperfréquence selon l'une des revendications 1 à 7, caractérisée en ce que l'organe commutateur est une porte de transfert à haute isolation( T).