Brevet FR2597690A1 — publié le 19871023

APMAML DE DETECTIZO ET DE DISîIçaTION DE SAUTS DE PHASE DM DM SI&L PERIODIUE ET APPLICATIM A W SIGNAL TELEPHOIIOUE DE TOALITE AVEC 1iE:lSIOS DE inASE. L'invention concerne un appareil de détection et de discrimination de sautes) de phase éventuel(s) de valeur de pré dans un signal électrique périodique de fréquence fe présent dans un signal électrique d'entrée 5O e(t). D'une façon générale se pose le problème d'avoir a détecter, dams un signal électrique périodique, des sauts de phase de valeur prédéterminée, ces valeurs étant d'ailleurs fréquemment des sous multiples de v. Dans le domaine de la 10 comunication, la modulation en phase est elle-même un moyen parmi d'autres pour véhiculer l'information; dans ce cas, les sauts de phase se produisent avec un débit élevé et des appareils tels que les modems par exemple sont spécialement conçus pour émettre, recevoir ou générer ce type de signaux. L'invention concerne plutôt la reconnaissance de signaux périodiques qui comportent des sauts de phase, de préférence un signal unique de forme rectangulaire ou sinusoïdale, dans la bande des fréquences vocales et dont les sauts de phase, de valeur prédéterminée comprise entre '0 et 360', se 20 produisent à intervalles réguliers. La détection de ces sauts de phase permet la commande à distance d'appareils, s'agissant par exemple du réseau électrique ou téléphonique. Dans le domaine des communications téléphoniques, notamment se pose le probléme général de l'écho d'origine électrique, du généralement à une désadaptation d'impédances aux divers plans de raccordement 2 fils ou 4 fils des maillons mis en tandem pour constituer une liaison téléphonique ou d'un découplage imparfait entre accès réception et émission 4 fils des dispositifs de passage 2 fils/4 fils, définissant par là30 même l'affaiblissement d'équilibrage, ou encore de la composi- -2 tion de ces deux phénomènes. La gêne apportée par un écho est d'antant plus importante que son niveau est plus fort et que son retard est plus grand. Pour remédier à l'écho électrique sur les circuits à long temps de propagation, deux types a5 i'"éuipd e e font l'objet de recommandations au CCITT: les 2sesr d'écho auxquels se rapporte l'Avis G164 livre de iC T éditicn 1981, Tome 111.1, page 154 et suivant et les amnuLeurs ou compensateurs d"écho dant traite l{is C165, livre jamme d cIT élitio II, Toe le m_1 page 1UZ et simamtes. Les anmuleurs d'écho constituent M progres par rapport aux suppresseurs d'écho de fait que leur actiem est moins brutale et que par exemple, pour un sigal de parole, ils permettent, i la réception, de diminuer le mimeam du siiml d'écho tout en conservant le signal d'infor1S sotiem de parole lointaine à son niveau normal. Or le réseau télégloiqmme est de plus en plus utilisé pour, à côté des sinaDMx de parole dont les terminaux sont des portes d'abonnés, tranmettre des signaux de données, soit à l'alternat (semiduplex} soit dans les deux sens de transmission simultanés (fmll-duplex], dont les terminaux sont constitués par des modems. La spécificité des signaux de données, l'existence d'un niveau égal à l'émission comme à la réception notamment, rend la transmission de ces signaux incompatible avec la présence de suppresseurs d'écho sur les lignes téléphoniques 4 fils. 25 pour cette raison, l'Avis G164 livre jaune du CCITT précité prévoit l'existence de dispositif de neutralisation de chaque suppresseur d'écho, interne à ce dernier. Ce dispositif doit être semsible à une tonalité de neutralisation émise par le modeo de transmission de données a la fréquence pure, c'est30 à-dire sans sauts de phase, de 2100 Hz + 21 Hz. A l'apparition des anmuleurs d'écho encore nommé s compensateurs d'écho, le CCITT a réagi en recommandant, dans l'avis G165 livre jaune précité, la mme norme pour l'inhibition des annuleurs d'écho que celle préconisée antérieurement pour les suppresseurs d'écho, à savoir l'émission et la sensibilisation à une tona- - 3 lité à la fréquence pure de 2100 Hz 21 Hz. Or il s'est avéré que la présence en ligne de l'annuleur d'écho améliorait sensiblement la transmission de données à l'alternat (semi-duplex). D'o le problème, dans ce dernier cas, de devoir inhi05 ber les suppresseurs d'écho sans inhiber les annuleurs d'écho, compte tenu du fait que pour la transmission de données en full-duplex, un même signal de neutralisation doit inhiber aussi bien les suppresseurs d'écho que les annuleurs d'écho éventuellement présents sur la partie de la ligne 4 fils. La 10 solution à ce problème, que recommande l'avis G165 livre rouge du CCITT, édition de 1984 AP VIII-102-F actuellement toujours en vigueur, est la reconnaissance sélective par l'annuleur d'écho d'une tonalité de 2100 Hz 21 Hz comportant des inversions de phase périodiques qui se produisent toutes les 450 25 ms, qui provoque son inhibition, l'annuleur d'écho ne devant pas réagir, par contre, à la présence en ligne d'une tonalité à la fréquence pure de 2100 Hz. Ainsi, pour la transmission de signal de parole, en l'absence de tonalité à 2100 Hz, suppresseurs d'écho et annu20 leurs d'écho fonctionnent; pour la transmission de données en semi-duplex, le modem d'émission de données semi-duplex émet une tonalité à la fréquence pure de 2100 Hz, ce qui inhibe les suppresseurs d'écho mais n'affecte en rien le fonctionnement des annuleurs d'écho; et pour la transmission de données en 25 fullduplex, le modem d'émission de données full-duplex émet une tonalité à 2100 Hz avec inversions de phase, ce qui inhibe à la fois les suppresseurs d'écho et les annuleurs d'écho éventuellement présents. Dans le dernier cas chaque modem possède son propre dispositif d'atténuation de l'écho. L'invention vise précisément à élaborer un appareil, associé à chaque annuleur d'écho, permettant de reconnaitre la tonalité précitée de 2100 Hz avec inversions de phase. Plusieurs solutions sont naturellement possibles, parmi lesquelles on connaît celles proposées par la Compagnie AT & T 35 - 4 dans sa contribution tardive N' LW de mars 1984 à la recommandation G165 Section 4 du CCITT. Dans ce document, trois agencements sont envisagés et évalués: a - Un procédé de traitement de signal numérique utilisant un 05 autocorrélateur à 6 prises en conjonction avec des filtres numériques et un microprocesseur pour la commande et le séquencement. b - Une réalisation conventionnelle en analogique qui tire parti du fait que des changements de phase quasi instanta10 nés ne peuvent pas se propager à travers un filtre étroit sans un certain retard. c - Une approche fondée sur l'utilisation d'une boucle de verrouillage de phase qui incorpore un neutralisateur par tonalité conçu pour satisfaire à l'Avis G164, mais compor15 tant des circuits additionnels qui sont sensibles aux perturbations de phase lorsque les sauts de phase de 180' se propagent à travers la boucle. Le procédé (a) indiqué ci-dessus aurait procuré les meilleurs résultats à ce jour et ces résultats sont décrits dans la pro20 position précitée. L'appareil selon la présente inventin résout le problème technique posé d'une façon différente des solutions indiquées ci-dessus et, plus généralement, permet la détection et la discrimination de saut(s) de phase dans un signal pério25 dique grâce au fait que l'appareil défini en préambule est remarquable en ce qu'il comporte en cascade entre une borne d'entrée et une borne de sortie un convertisseur de fréquence qui transforme le spectre de fréquence du signal d'entrée en un spectre de bande continue d'amplitude proportionnelle à 30 celle dudit signal périodique et dont la bande de fréquence est centrée sur ladite fréquence fe, un interrupteur, un résonateur à fréquence f0 comprise dans ladite bande continue et un phasemètre, constitué lui-même par des moyens de détection suivis de moyens de discrimination et que l'ensemble de ces 35 éléments est commandé par un séquenceur qui permet, à inter- - 5 valles réguliers de durée a, la détection de phase et la discrimination de chaque saut de phase éventuel de valeur Ape, chaque séquence de durée a se décomposant en deux phases de fonctionnement qui ont chacune une durée fixe, une première phase d'actionnement dudit convertisseur de fréquence et dudit résonateur, de durée t1, ledit interrupteur étant fermé, et une deuxième phase de fonctionnement autonome du résonateur, de durée t2, ledit interrupteur étant ouvert, pendant laquelle ledit phasemètre effectue la détection et commence la discri10 mination dudit saut de phase. L'idée première de l'invention est, à partir d'une monofréquence qui peut prendre une valeur fe quelconque dans une certaine plage de fréquences connue à l'entrée de l'appareil, de se ramener à une valeur de fréquence fixe de valeur 15 prédéterminée, fo, ceci étant réalisé en conservant rigoureusement dans le signal ainsi traité le déphasage occasionné par un saut de phase éventuel qui apparaîtrait dans le signal à monofréquence d'entrée. Il devient ainsi possible de mesurer ensuite la phase du signal et d'en déduire les variations 20 éventuelles sur la seule base des sauts de phase du signal d'entrée, c'est-à-dire sans avoir à tenir compte de la valeur de fréquence de ce signal d'entrée. Un appareil selon l'invention conçu pour recevoir un signal d'entrée se présentant sous forme d'échantillons nu25 mériques échantillonnés à la fréquence féch est remarquable en ce que ledit séquenceur comporte un générateur d'horloge à la fréquence féch, que ledit convertisseur de fréquence est un filtre temporel, que la fonction d'ouverture pendant la durée t2 dudit interrupteur est assurée par multiplication tem30 porelle dans un multiplieur des échantillons du signal d'entrée par des coefficients nuls dudit filtre temporel transmis audit multiplieur à la fréquence féch après la suite de coefficients non nuls qui caractérisent ledit filtre, que ledit résonateur est une cellule purement récursive du second 35 ordre à gain infini et centrée sur la fréquence de résonance -6 -fo, et que ledit phasemètre effectue la détection de saut de phase grâce auxdits moyens de détection pour déterminer l'instant Tu et le sens de passage à zéro SPASu du signal de sortie s(t) dudit résonateur. La détection de phase peut s'effectuer par tout moyen connu et en particulier par extrapolation en recherchant l'instant du passage à zéro du signal ainsi que son sens de passage à partir de deux échantillons du signal en sortie du résonateur qui sont adjacents et tels que l'un est positif et 10 l'autre négatif. Cependant, un mode de réalisation particulièrement avantageux de l'invention qui convient exclusivement à un traitement numérique du signal est remarquable en ce que les fréquences fa, féch et la durée tz sont choisies telles 15 que: bféch = b'fo, les nombres b et b' étant des entiers, avec: t2 féch > b' et que ledit instant tu est représenté, en sortie desdits moyens de détection, par le numéro d'ordre chronologique de 20 l'échantillon qui a la plus faible valeur absolue pendant ladite deuxième phase de durée tz. Ainsi, les échantillons recueillis en sortie du résonateur constituent une suite de valeurs qui se présente sous la forme d'un motif périodique de période T' et on fait en sorte de limiter la durée t2 à la va25 leur T', étant ainsi assuré que, pendant la durée: tz = T' le plus petit échantillon aura pu être identifié et son instant d'apparition Tu ainsi que le sens de passage à zéro associé du signal, SPASu, mémorisés. Un mode de réalisation avantageux de l'invention 30 convenant à un traitement numérique du signal et compatible avec les deux précédemment indiqués ci-dessus est remarquable en ce que, lors de chaque séquence, lesdits moyens de discrimination effectuent une détermination de phase sur la base d'une double équation aux différences notée CALC entre ins35 tants Tu de séquences différentes et des valeurs SPASu associées, aptes à faire apparaître des valeurs nulles à chaque période d'échantillonnage en l'absence de saut de phase et au moins une valeur de phase non nulle suite à l'apparition d'un saut de phase, lesdits moyens de discrimination comportant en outre des moyens de levée d'indétermination et de comparaison 05 à un (des) seuil(s) S (S' et S") qui permettent de valider ladite valeur de phase lorsque cette dernière est sensiblement égale à àweL'application de l'appareil selon l'invention à la reconnaissance d'une tonalité téléphonique à 2100 Hz t 21 Hz 10 avec inversions de phase périodiques est avantageusement remarquable en ce que la double équation aux différences précitée est: CALC = Tu - 2Tu-2 + Tu-4 que les opérations suivantes sont ensuite successivement ef15 fectuées par lesdits moyens de discrimination sur la valeur de CALC représentative du saut de phase, ce dernier étant par exemple supposé converti en degrés: - SPASu D SPASu-4 = 1 => ANe A we + 180 - Aie + mod(àAe, 360) - APe > 180 > Ade 4 360 - AOe; sinon Ade 4 APe - Aie > S, S étant le seuil de discrimination, inférieur à , => ISPHIu = 1; sinon: ISPHIu = O et que le saut de phase recherché est validé lorsque: ISPHIu = 1 confirme ISPHIu_2 = 1. On notera une caractéristique importante de l'invention lorsque l'appareil est conçu pour un traitement numérique de signal: l'appareil caractérisé ci-dessus convient bien pour des échantillons numériques d'entrée à un seul bit, c'est-à-dire des échantillons codés uniquement par leur si30 gne. Dans ce dernier cas, qui simplifie beaucoup le traitement au prix d'une légère diminution de la précision, l'amplitude du signal traité par l'appareil est normalisée à une valeur constante, quelle que soit l'amplitude du signal d'entrée à traiter. % I - 8 Par ailleurs, il est possible de mettre en oeuvre l'invention soit par des moyens analogiques soit par des moyens numériques. Par échantillonnage et traitement numérique du signal, il est aussi possible d'utiliser soit un calcula05 teur numérique, de préférence un microprocesseur adapté au calcul numérique tel que le TMS 320 de la société Texas Instruments par exemple, soit des circuits logiques microprogrammés. Ces derniers conviennent mieux pour des vitesses de traitement élevées et permettent notamment le traitement d'un 10 signal à modulation par codage d'impulsions (MIC) normalisé à 32 voies. La description qui suit en regard des dessins annexés, le tout donné à titre d'exemple fera bien comprendre comment l'invention peut être réalisée. La figure 1 est un schéma synoptique général de l'appareil selon l'invention. Les figures 2a, 2b, 2c, 2d sont les diagrammes de temps, avec les spectres associés, respectivement de la fonction de transfert du convertisseur de fréquence et de trois 20 signaux traités par l'appareil selon l'invention. La figure 3 est un schéma synoptique détaillé de la partie de l'appareil qui effectue la détection des sauts de phase. La figure 4 représente la séquence de fonctionne25 ment de l'appareil. La figure 5 sert à expliciter un mode de réalisation pour la discrimination de sauts de phase dans le signal d'entrée. La figure 6 est un schéma synoptique détaillé d'un 30 mode de réalisation préféré de la partie de l'appareil qui, faisant suite à la partie selon la figure 3, effectue la discrimination des sauts de phase. La figure 7 est un diagramme logique servant à expliciter le fonctionnement de l'appareil selon la figure 6. 35 -9 Sur les figures, les mêmes éléments portent les mêmes références. - L'appareil décrit ci-dessous à titre d'exemple en référence aux figures 1 à 7 est conçu pour recevoir un signal 05 téléphonique et pour y détecter des inversions de phase intermittentes éventuellement présentes dans un signal de tonalité contenu dans ce signal téléphonique, ce signal de tonalité ayant une fréquence fe comprise entre 2079 Hz et 2121 Hz. La difficulté de cette détection résulte essentiellement de deux 10 contraintes qui sont la présence de bruit dans le signal d'entrée et la méconnaissance de la valeur exacte précise de la fréquence du signal de tonalité à l'entrée de l'appareil. L'appareil représenté à la figure 1 permet de s'affranchir au mieux de ces deux contraintes; à cet effet, il comporte en 15 cascade entre une borne d'entrée 1 qui reçoit le signal téléphonique d'entrée e(t) et une borne de sortie 2 qui est le siège d'un signal SO0 assimilable à un signal logique, un convertisseur de fréquence 3 représenté dans un cadre en trait mixte, un interrupteur 4 représenté dans un cadre en trait in20 terrompu, un résonateur 5 représenté dans un cadre en trait mixte et un phasemètre 6. Un séquenceur 7 commande les éléments 3 à 6. Le signal d'entrée e(t), E(f), est représenté à la figure 2b, limité à la seule tonalité à la fréquence fe. Les autre signaux intéressants du circuit sont le signal e'(t), E'(f), fourni par le convertisseur de fréquence 3 au résonateur 5 lorsque l'interrupteur 4 est fermé, c'est-à-dire dans la position inverse de celle représentée à la figure 1 et le signal s(t), S(f) fourni par le résonateur 5 au phasemètre 6. La fonction de transfert H(f) représentée à la figure 2a est équivalente à celle d'un filtre passe-bas dont la fréquence de coupure fc doit être au moins égale à la moitié de l'excursion de fréquence possible pour la fréquence fe notée Afe, soit: fc > Afe/2 Dans l'exemple numérique choisi ci-dessus, cette excursion de - 10 fréquence afe est égale à 42 Hz. Le signal d'entrée e(t) peut être analogique ou se présenter sous la forme d'échantillons numériques e(nT), T étant la période d'échantillonnage. Le convertisseur de fréquence 3 transforme le signal e(t) en 05 le signal e'(t); dans le plan des fréquences, la raie unique à la fréquence fe est transformée en un spectre de bande passante comprise entre fe - fc et fe + fc. L'amplitude de ce spectre de bande continu est sensiblement constante et égale à 10 celle de la sinusoïde d'entrée moyennant que cette sinusoïde n'ait pas subi d'écrêtage. De préférence, le traitement du signal est numérique et dans ces conditions le convertisseur de fréquence 3 est constitué par une mémoire contenant la réponse impulsionnelle échantillonnée d'un filtre passe-bas, référencé 15 8. Les coefficients de ce filtre sont calculés pour obtenir la fonction de transfert H(f) de la figure 2a et sont représentés schématiquement au nombre de 15 par le graphe h(t) à la figure 2a, deux coefficients consécutifs émis par le conducteur multiple 9 étant séparés par la période T d'échantillonnage. Cha20 que échantillon en provenance de la borne d'entrée 1 est, à chaque période T, multiplié par un coefficient correspondant du filtre 8 dans un multiplieur 11. L'action du filtre 8 dure pendant un temps t1, proportionnel au nombre de coefficients du filtre, pendant lequel l'interrupteur 4 est fermé; ce nom25 bre de coefficients est d'autant plus élevé qu'on souhaite obtenir, pour la fonction de transfert du filtre 8, une bonne raideur de coupure et un faible taux d'ondulations en bande passante et en bande d'arrêt. Pendant la durée tl, le résonateur 5 est excité et sélectionne, dans la bande passante E'(f) 30 la raie à la fréquence fo, f0 étant sa fréquence de résonance. Les valeurs optimales à choisir pour fo et fc sont: f0 = fe min + Afe/2 = fe max - Afe/2 (1) fc = fc min = Afe/2 (2) ce choix étant dicté par des raisons de symétrie de façon que 35 la valeur de fa se situe au milieu de l'excursion de fréquence possible pour fe, la valeur de fc pouvant alors être mini- - 11 male comme indiqué par l'égalité (2). Il est cependant possible de choisir pour fo une autre valeur, par exemple pour satisfaire à d'autres critères, pourvu que cette valeur reste comprise dans la plage d'excursion de fréquence de fe et il 05 est alors nécessaire d'adopter pour fc une valeur supérieure à Afe/2 de façon que le critère de départ indiqué ci-dessus reste satisfait, à savoir que la raie unique de S(f), figure 2d ait une fréquence appartenant à la bande passante de E'(f), figure 2c. Le convertisseur de fréquence 3 tel que décrit cidessus possède la propriété intéressante de conserver les variations de phase, c'est-à-dire que tout saut de phase qui apparait sur le signal e(t), figure 2b se répercute exactement sur toute la bande du signal e'(t), figure 2c. Dans ces condi15 tions, quelle que soit la valeur de fréquence du signal de tonalité sur l'entrée 1, tout saut de phase qui apparaît sur ce signal se répercute exactement sur le signal de sortie s(t) du résonateur 5. La durée t1 est au moins égale à la durée de la réponse impulsionnelle du filtre passe-bas contenue dans la 20 mémoire du convertisseur de fréquence 3. Cette durée, pendant laquelle l'interrupteur 4 est fermé, est suivie d'une durée t2 pendant laquelle cet interrupteur est ouvert, le résonateur 5 étant alors bouclé et oscillant sur lui-même, son entrée e'(t) étant nulle, et fournissant un signal s(t) purement sinusol25 dal, dont la fréquence demeure constante et égale à f0 et dont l'amplitude ne peut varier que faiblement, cette variation étant d'ailleurs sans importance pour l'invention. La durée t2 est choisie telle que la mesure de phase puisse être effectuée par le phasemètre 6 pour le cycle de fonctionnement considéré 30 dont la durée a est égale à la somme des durées t1 et t2. Dans la version numérique de l'appareil selon la figure 1, l'interrupteur 4 peut être physiquement omis moyennant de conserver sa fonction, par exemple en émettant, pendant la durée t2, le nombre adéquat (égal à t2/T) de valeurs nulles sur le conduc35 teur multiple 9 à la suite des coefficients non nuls du filtre - 12 8. Pendant la fin de la durée t2 et tout ou partie de la durée t1 du cycle suivant, le phasemètre 6 compare la phase mesurée par tout moyen connu en analogique ou en numérique aux phases mesurées lors des cycles précédents et en déduit s'il y a eu 05 ou non saut de phase lors du ou des cycles juste précédents. Lorsqu'un saut de phase est ainsi détecté, il est comparé à un (des) seuil(s), dans le phasemètre 6, ce qui permet de faire la discrimination entre un saut de phase de valeur Ade prédéterminée attendu sur le signal d'entrée et d'autres sauts de 10 phase parasites de valeurs différentes éventuels apparaissant dans ce signal. Un saut de phase de valeur ALe détecté se traduit par un changement d'état de type monostable ou bistable sur le signal de sortie SO sur la borne de sortie 2 de l'appareil. Dans la version numérique de l'appareil le signal 15 SO est purement logique et passe par exemple de l'état 0 en l'absence de saut de phase égal à &ue, à l'état 1 en présence d'un tel saut de phase pendant une durée qui peut être égale à a. Les séquences de fonctionnement décrites ci-dessus sont obtenues au moyen du séquenceur 7 qui commande dans la 20 version analogique de l'appareil au moins la fermeture et l'ouverture de l'interrupteur 4 par un conducteur 12 et le séquencement du phasemètre 6 tel qu'indiqué ci-dessus par un conducteur multiple (barré par un trait oblique) 13. Dans la version numérique de l'appareil, le conducteur 12 peut être 25 supprimé, le filtre 8 recevant du séquenceur 7 par un conducteur multiple 14, un adressage adéquat de ses coefficients et des coefficients nuls qui leur font suite et le résonateur 5 est relié par un conducteur 15 de remise à zéro de ses registres au séquenceur 7, le phasemètre 6 étant toujours relié à 30 ce dernier par le conducteur multiple 13. On notera, sur la figure 1, que le résonateur a été représenté dans une version numérique sous la forme d'une cellule purement récursive du second ordre d'ailleurs connue en soi qui est décrite plus en détail ci-dessous en référence à la figure 3. 35 - 13 La figure 3 représente un mode de réalisation numérique préféré de l'appareil limité à la partie de détection de phase. On suppose que le signal d'entrée e(t) appliqué sur la borne 1 se présente sous la forme d'échantillons codés en MIC 05 sur i bits, par exemple en 8 bits. Le principe de détection de saut de phase de la tonalité de neutralisationn est basé sur l'utilisation d'un filtre temporel excitant un résonateur parfait centré sur-2100 Hz, comme décrit ci-dessus de façon plus générale en référence aux figures 1 et 2. Le filtrage temporel 10 consiste à réaliser à chaque période d'échantillonnage T la multiplication de l'échantillon du signal d'entrée avec un coefficient prédéterminé. Ainsi, les échantillons du signal d'entrée sont, dans le cas particulier de réalisation choisi, multipliés par la réponse impulsionnelle d'un filtre RIF transversal passe-bas par exemple à 128 coefficients non nuls codés sur j bits. On notera qu'à cette multiplication dans le temps correspond, par dualité, une convolution en fréquence. Ce filtre est physiquement réalisé, outre le multiplieur 11, sous la forme d'une mémoire ROM 17 microprogrammée, dotée d'un 20 adressage cyclique de durée a en provenance du séquenceur 7 par un bus d'adresses 18. Ce nombre élevé de coefficients permet d'obtenir une réponse fréquentielle possédant un bon affaiblissement en bande d'arrêt et une bande de transition très réduite, compte tenu de la fréquence d'échantillonnage à 8 kHz. Outre les 127 coefficients non nuls émis sur j bits sur un conducteur multiple 20 relié à une deuxième entrée du multiplieur 11 pendant un temps ta de début de cycle d'adressage, la mémoire ROM 17 comporte un nombre prédéterminé de coefficients nuls émis pendant un temps t2 de fin de cycle d'adres30 sage. Dans la mémoire ROM 17, on peut utiliser, pour la mémorisation des coefficients un code linéaire, par exemple à 12 bits; on peut aussi utiliser un code compressé par exemple à trois bits de segments, trois bits de mantisse et un bit de signe. La valeur des coefficients peut être obtenue de façon 35 connue, au moyen d'un programme de synthèse de filtre non ré- - 14 cursif implanté dans un calculateur de façon à obtenir le gabarit de filtre H(f) défini en référence à la figure 2a. Le principal avantage de ce filtre est, tout en déformant (décalant) le spectre du signal d'entrée, de reproduire les varia05 tions de phase du signal d'entrée sur toutes les composantes spectrales du signal de sortie, comme déjà indiqué ci-dessus. De plus, couplé à la cellule résonante 19 qui lui fait suite et qui se comporte comme un filtre passe-bande très sélectif centré sur la fréquence f0 = 2100 Hz, ce filtrage procure une 10 bonne protection contre le bruit parasite. En sortie de la cellule résonante, une sinusoïde s(t) à 2100 Hz apparaît. Son niveau et sa phase sont fonction de ceux du signal d'entrée e(t) comme expliqué ci-dessous. Ce filtrage numérique est effectué sur le signal d'entrée avec une périodicité a et pen15 dant la durée t1 correspondant à la durée de la réponse impulsionnelle du filtre RIF, soit, si l'on travaille sur un train HIC 32 canaux à 2048 kbits/s transportant un ensemble de signaux numérisés admettant une fréquence d'échantillonnage féch de 8 kHz, soit un échantillon toutes les 125 ps: 20 tl = 127 x 125 = 15875 ps c'est-à-dire environ 16 ms. La cellule résonante 19 est de préférence une cellule purement récursive du second ordre, à gain infini et centrée sur fo = 2100 Hz. Cette cellule, qui est décrite dans le 25 livre de M. BELLANGER intitulé 'Traitement numérique du Signal', édité chez MASSON en 1981, pages'178 à 197, a commeéquation: s(nT) = e'(nT) - bls((n-1)T) - b2s((n-2)T) (3) La fonction de transfert en Z de ce système s'écrit: H(Z) z 2 1 (4) H cycle à l'autre. Le signal issu de la multiplication dans cha- - 16 que intervalle de temps [pa, pa + t1] (p entier) est comme suit: Soit h(t) la réponse impulsionnelle du filtre d'entrée. On considère un signal monofréquence de fréquence fe présent à 05 l'entrée du circuit; il vient: e'(t) = e(t).h(t) (7) e'(t) = sin(2wfet + ee).h(t) avec t [pa, pa + tl] La réponse en fréquence d'un filtre transversal s'exprime par: H(f) = R(f) e-JP(f) La transformée de Fourier du signal après filtrage est donc: (f) = F(e'(t))(f) = J e'tt) e-2vjftdt - 0* paX+tj 2lfd = I e(t).h(t- pa) e2xjftdt pu = +te2feJt+Jie.h(t-pa) e-2wiftdt t1 (f) = e-21j(f-fe)pm+ je I h(t).e-2*J(f-fe)tdt = e-2vj(f-fe)Pa+jWe.H(f-fe) La cellule résonante est en fait excitée par la composante spectrale fo soit: Z'(fo) = e-2; j(f0-fe)Pa+jwe.H(fo-fe) (8) La sinusoïde s(t) en sortie de la cellule est donc calée en phase sur cette composante. La phase s5(p) de la tonalité fo = 2100 Hz en sortie est donc s(P) = 9e(P) - 2v(fo-fe)Pu + 8(f0) (9) avec ee(P): phase du signal d'entrée. Entre deux intervalles de mesure, 0(f0) est invariant et la variation de phase en sortie entre deux filtrages successifs est alors: Ae = ee(P) We(P-1) - 2w(fo-fe)" (10) - 17 La quantité 2v(fo-fe)a est une constante K1 dépendant de la fréquence fe reçue et qu'il faudra éliminer lors de la prise en compte de la mesure. On voit donc apparaître que, lors d'un saut de phase sur le signal d'entrée, la tonalité à 2100 Hz du 05 signal de sortie sera affectée de ce même saut de phase, soit: Aàs = AWe + K1 (11) Pour des valeurs successives de &Ws la variation de fe est négligeable, ce qui justifie le fait de considérer 10 la quantité 2w(fo-fe)a comme une constante K1, au moins pour plusieurs valeurs Aes voisines. La partie droite du dispositif de la figure 3 sert à mesurer la phase w5(p) selon la formule (9). De préférence, on effectue cette mesure en repérant la plus petite valeur 15 prise par le signal de sortie pendant l'intervalle de temps t2 et en retenant le temps tu d'identification de ce plus petit échantillon qui peut être assimilé à un instant de passage à zéro de la sinusoïde à 2100 Hz. Pour lever l'indétermination de phase de 180 il faut aussi relever le sens de passage à 20 zéro au temps Tu. En sortie du dispositif de la figure 3 on obtient sur une première borne de sortie 27 un signal logique SPASu représentatif du sens de passage à zéro de la sinusoïde, valant par exemple O pour une pente positive et 1 pour une pente négative, et sur une deuxième borne de sortie multiple 25 28 un signal Tu qui est par exemple pris en compte par le numéro d'ordre u de l'échantillon d'amplitude minimale à compter du début de la durée t2. Pour l'obtention des signaux SPASu et Tu on utilise un registre 29 qui reçoit le signal s(t) et est commandé par un conducteur 30 en provenance du sé30 quenceur 7 par une horloge de période T validée pendant le temps t2 de recherche du passage à zéro de s(t) et pendant les états 1 de la sortie d'un circuit comparateur 31. Cette validation est réalisée par un circuit porte logique ET 32 dont les deux entrées sont reliées à la sortie du comparateur 31 35 et au séquenceur 7 respectivement. La sortie du circuit ET 32 - 18 est reliée par un conducteur 33 au registre 29. Les entrées multiples du circuit comparateur 31 sont d'une part s(nT) sur une première entrée multiple 35 après redressement à travers un circuit redresseur 34, et s(n-1)T obtenu par rebouclage sur 05 une deuxième entrée multiple 36 du comparateur d'une sortie multiple sur un conducteur 37, le signal étant retardé d'une période d'horloge en 29. Par ailleurs, le numéro d'ordre de chaque échantillon est transmis au registre 29, par exemple sur 6 bits, par un conducteur 40 relié au séquenceur 7. Un au10 tre conducteur 38, qui relie le séquenceur 7 au registre 29 sert à mettre à la valeur 1 les emplacements mémoire de ce dernier, c'est-à-dire à imposer en 29, au début de t2, la valeur absolue maximale d'échantillon mémorisé. A la première période du temps t2, cette valeur maximale est transmise par 15 le conducteur 37 au comparateur 31. Lorsque le signal sur l'entrée 36 a une amplitude inférieure à celle du signal sur l'entrée 35, le circuit comparateur 31 et en conséquence le circuit ET 32 fournissent à leur sortie un signal logique O. Lorsque l'inverse se produit, les sorties des éléments 31 et 20 32 passent à l'état logique 1, ce qui commande, en 29, la mémorisation du signal s(nT) redressé. La comparaison entre échantillons adjacents se poursuit ainsi à chaque période d'échantillonnage, les amplitudes d'échantillons mémorisées successivement en 29 devenant plus faibles à chaque change25 ment. En concomitance avec l'amplitude de tel ou tel échantillon est enregistré au moyen du conducteur 40 le numéro d'ordre de l'échantillon correspondant. Au bout du temps t2 le registre 29 contient le numéro d'ordre u du plus petit échantillon de s(t) pendant t2. A la fin du temps t2, ce numéro d'ordre u 30 est transmis, par le conducteur multiple 39, par exemple sur 6 bits à un registre tampon 41 de mémorisation de l'instant de passage à zéro Tu que l'on vient de calculer. Le registre 41 est remis à jour à chaque période de cycle de durée a à partir d'un conducteur 42 relié au séquenceur 7. Le signal SPASU est obtenu quant à lui au moyen de deux circuits-portes OU ex- - 19 clusif 43 et 44. Le circuit43 reçoit sur ses deux entrées P et Q les bits de signe respectifs du signal s(nT) et du signal s(n-1)T. Le circuit 44 reçoit sur ses deux entrées R et S les bits de signe respectifs du signal s(nT) et du signal de sor05 tie du circuit 43. Le signal de sortie W du circuit 44 est fourni au registre 29 et mémorisé dans ce dernier en même temps que l'amplitude de l'échantillon correspondant et son numéro d'ordre. La fonction logique réalisée par les deux circuits 43 et 44 qui peut s'exprimer par: 10 (P Q) Q = W est définie par le tableau suivant, le bit de signe ayant la valeur 1 pour: > O, et O pour: 0. P 1 OI, 1 no Q 1 1 0 0 s O 1 1 0 Wl 1 i 1 O On obtient bien ainsi la valeur logique recherchée pour SPASu, à savoir que pour deux échantillons successifs dont l'amplitude va en diminuant en valeur absolue, aux deux cas de 20 figure dans lesquels le premier échantillon est négatif et le suivant soit négatif soit positif correspond la même pente positive de la sinusoïde, ce qui se traduit par: W = O; de même, avec le même critère sur l'amplitude, aux deux cas de figure dans lesquels le premier échantillon est positif et le 25 suivant soit positif soit négatif, correspond la même pente négative de la sinusoïde, ce qui se traduit par: W = 1. La valeur particulière de W qui correspond à l'échantillon de plus petite amplitude pendant le temps t2 est transmise du registre 29 au registre tampon 41 par un conducteur 45, à la fin 30 de la période a. La mesure de Tu et le choix de la durée t2 - 20 - peuvent être optimisés dans le double but de pouvoir choisir une durée t2 courte afin d'augmenter la fréquence des mesures de phase, par diminution de la période a, et d'avoir un nombre d'échantillons d'amplitudes toutes différentes, pendant la du05 rée tz, pour une bonne précision de mesure du temps de passage à zéro de la sinusoïde, compatible avec la précision liée au bruit sur le signal d'entrée, notamment, ce qui permet de réduire l'écart entre les seuils pour la discrimination du saut de phase recherché, ces seuils intervenant, dans le traitement 10 du signal, en aval des bornes 27 et 28. On peut obtenir un nombre d'échantillons tous différents en amplitude avec une répétition cyclique au bout d'un certain nombre de sinusoïdes en choisissant les fréquences fa et féch pour qu'elles présentent entre elles certaines pro15 priétés arithmétiques. Le critère choisi est par exemple qu'après un nombre d'échantillons successifs, de l'ordre de quelques dizaines, se présente à nouveau une suite identique d'échantillons. A cet égard les fréquences: fa = 2100 Hz et féch = 8000 Hz sont telles que les suites d'échantillons re20 présentatifs de la sinusoïde s(nT) se répètent à l'identique selon le même motif de 80 échantillons tous différents en amplitude, deux échantillons successifs étant espacés d'un angle de 94,5e par rapport à la sinusoïde s(nT). Pour des amplitudes d'échantillons prises en valeur absolue, une suite de 40 échantillons suffit, ce qui justifie le codage sur 6 bits du numéro d'ordre d'échantillon sur les conducteurs multiples 40 et 39. Au lieu de 40 échantillons on pourrait, tout en conservant la fréquence: féch = 8 kHz, choisir une suite allant jusqu'à 50 échantillons, tout en maintenant la fréquence fa 30 dans la plage qui lui est allouée comme décrit ci- dessus, en référence à la figure 2, ceci afin d'améliorer la précision de mesure du passage à zéro de la sinusoïde. On préfère cependant, pour des raisons de symétrie, conserver la valeur centrale: fo = 2100 Hz, ce qui conduit, pour la valeur de Tu à 35 - 21 une précision correspondante sur la phase égale à 2,25 . La mise en évidence de suites répétitives d'échantillons est illustrée à la figure 4 o l'on a choisi à titre d'exemple le rapport: féch/fO = 20/3, soit un espacement angulaire entre 05 échantillons de 540, d'o l'on déduit une suite répétitive de échantillons, soit 10 échantillons pris en valeur absolue en association avec l'information complémentaire du sens de passage à zéro de la sinusoïde. La durée t2 peut être limitée à la durée de ces 10 échantillons, respectivement de ces 40 à 10 50 échantillons dans l'exemple numérique précédent. De façon générale il est avantageux de choisir les fréquences fo, féch et la durée tz telles que: bféch = b'fo les nombres b et b' étant des entiers, avec 15 t2 féch > b'. Sur la figure 4, la durée de t2 a été choisie inutilement longue, d'une durée de l'ordre de 17 échantillons. Pendant la durée de cycle (p+l)a, Tu (noté Tu+1) est représenté par un numéro d'ordre d'échantillon de 10, soit une phase de: 20 10 * 54 = 540'. Pendant la durée du cycle (p+2)", Tu(Tu+2) est représenté par un numéro d'ordre d'échantillon de 5, soit une phase de: X 54 = 270'. On notera que pour simplifier les notations, on a 25 reporté sur l'indice u les variations de l'indice p, l'indice u ne représentant donc plus, dans la suite du texte, le numéro d'ordre de l'échantillon pendant la durée tz. La différence de phase: A91 = 540 - 270 = 270 , traduit une évolution de la phase calculée révélant éventuel30 lement un saut de phase produit sur le signal d'entrée pendant la durée t2 du cycle (p+1)a ou la durée tI du cycle (p+2)t. Si le saut de phase se produit pendant une durée t2 pendant laquelle la cellule résonante j19 n'est pas excitée, la mesure de phase du cycle suivant est correcte. Par contre, si ce saut de 35 phase se produit pendant une durée t1, l'excitation de la cel- - 22 - lule est perturbée et la mesure de phase qui suit, faussée. Or, en fonction des contraintes définies ci-dessus, la durée t1 est généralement supérieure à la durée t2, ce qui donne une probabilité plus grande d'apparition de saut de phase pendant 05 tl que pendant t2. Ceci pourrait apparaître comme un défaut intrinsèque de l'invention s'il n'était facile d'y remédier comme décrit ci-dessous en référence aux figures 5 à 7. Il suffit en effet d'attendre la mesure suivante pour avoir par différence et de façon correcte la valeur du saut de phase. Afin de s'affranchir à la fois de la composante de phase: K1 = 2w(fo-fe)" due à la valeur de fréquence fe, généralement différente de fo, du signal de tonalité reçu et de la mauvaise mesure possible liée à l'instant du saut de phase, on choisit de préférence, pour mesurer l'évolution de 15 la phase du signal, l'expression: CALC = Tu - Tu-2 - (Tu-2 - Tu-4) (12) CALC = Tu - 2Tu-2 + Tu-4 étant supposé qu'un seul saut de phase peut se produire pendant la durée 4a. Le déphasage constant à considérer, qui d'ailleurs s'annule en vertu de la relation (12) est alors: K2 = 2w(fO-fe).2a = 2K1. On suppose que les valeurs choisies pour a, tl et t2 sont respectivement: a = 24 ms; t1 = 16 ms; t2 = 8 ms. Le choix de la relation (12) se justifie de la façon suivante: la détermination des variations de phase est basée sur la recherche des passages à zéro du signal à la fréquence fo = 2100 Hz ou du moins sur la recherche de la plus petite valeur du signal sur une durée de mesure: t2 = 8 ms et 30 la mémorisation de l'instant Tu correspondant par rapport au début de la mesure. Le déphasage entre deux mesures successives d'ordre p1 et p est: Ag1 = 2wf0(Tu - Tu-1) + K (13) ce qui est une autre façon d'exprimer la variation de phase Ag 35 dont une expression est déjà donnée par la formule (10) cidessus. Lorsque le passage à zéro ne se fait pas dans le même - 23 sens pour les cycles p-1 et p, A doit alors être augmenté de degrés. Comme indiqué ci-dessus si l'on attend la mesure suivante (ou cycle p) pour effectuer la comparaison de phase OS pour s'affranchir d'une perturbation possible du résonateur par le saut de phase, la variation de phase à considérer sur une période 2a s'exprime aux rangs p+1 et p-1 par: à92(P) = 2vfo(Tu+1 - Tu-1) + C (14) - l'indice 2 affecté à Ae indiquant que la variation de phase 10 est mesurée de 2a en 2î. - C étant une constante dépendant de la fréquence reçue fePour s'affranchir de la constante C, on fait encore, à chaque période a la différence entre deux valeurs de Ah séparées de 2", ce qui met en évidence la variation de phase Are correc15 tement mesurée: Awe(P) = AW2(p+1) âP2(P-1) (15) Par raison de symétrie, il vient aussi, deux séquences plus tard: &We(P+2) = b42(P+3) - Atp2(P+1) (16) ce qui permet une confirmation de la mesure Awe(P). A la fin de chaque fenêtre temporelle e = 24 ms, on doit donc calculer: A&e(P) = he2(p+l) - àw2(P-1) à9e(P) = celle qui est donnée par la relation (12) ci-dessus. A partir de la valeur de CALC on peut déduire s'il y a eu ou non une variation de phase conforme aux spécifications, par exemple une inversion de phase dans le cas de la 30 recommandation G165 du CCITT. La figure 5 illustre ce qui est décrit ci-dessus en liaison avec les expressions (12) à (17), dans le cas o un saut de phase s'est produit pendant la durée t1 de la période pu. En l'absence de saut de phase, la valeur de Abi est égale 35 à une constante K1. Les valeurs correctes pour d I 1. 1 - 24 tenues, au signe près, aux rangs p+1 et p+3, avec un espacement de 2a. De façon non représentée, si le saut de phase se produit pendant le temps t2 de la période (p-1)=, les valeurs correctes pour Aye sont obtenues au signe près, aux rangs p, p+1, p+2 et p+3; il y a, dans ce dernier cas, double confirmation. La figure 6 représente un circuit dont les bornes d'entrée 47 et 48 sont à raccorder aux bornes 27 et 28 de la figure 3 respectivement, pour la discrimination du saut de 10 phase Aye comme décrit ci-dessus. Ce circuit comporte 4 registres à 7 bits en série, 51 à 54 chargés à chaque période " = 24 as par un signal CH en provenance du séquenceur 7, figure 3. L'expression CALC de la relation (12) est obtenue, à partir de ces registres, au moyen d'un multiplieur par deux 55 15 et d'un additionneursoustracteur 56, par exemple comme représenté sur la figure 6. Une mémoire programme de discrimination de saut de phase 57 reçoit, outre le signal CALC sur une entrée multiple 58 le signal SPASu sur une entrée 59, le signal SPASu-4 retardé de 4" à travers les registres 54 sur 20 une entrée 61 et un signal ISPHIu-2 sur une entrée 62. La mémoire 57 du type PROM fonctionne en logique microprogrammée; elle est programmée de façon telle que les entrées 58, 59 et 61 constituent un adressage de ses emplacements mémoire qui contiennent soit un O soit un 1 et que soit fourni sur une 25 sortie 63 un signal logique ISPHI obtenu conformément au diagramme logique de la figure 7. La valeur ISPHI = 1 pendant une durée égale à a sur la sortie 63 traduit l'apparition d'un saut de phase de valeur prédéterminée Age à l'entrée 1 de l'appareil. La valeur ISPHI = O signifie à l'inverse l'absence 30 d'un saut de phase qui serait très voisin de Aye. La sortie 63 est reliée à l'entrée 62 par l'intermédiaire de deux registres à 1 bit 64 et 65, par exemple des bascules D, chargés à chaque période a = 24 ms. De façon interne à la mémoire PROM 57, non représentée, une fonction ET logique est effectuée, à 35 chaque séquence a, entre ISPHIu et ISPHIu-2, ce qui cons- - 25 titue la confirmation au rang u d'une détection de saut de phase ANe antérieure de 2a au rang u-2. Le résultat de cette fonction ET est transmis à la sortie 2 de l'appareil et constitue le signal de sortie SO qui vaut 1 lorsqu'un saut de phaOS se AWe s'est produit à l'entrée et 0 dans le cas contraire. La programmation de la mémoire 57 est obtenue de préférence par programmation préalable d'un mini ordinateur ou d'un microcalculateur, le programme utilisé étant établi à partir d'un diagramme logique tel que décrit ci-dessous en ré10 férence à la figure 7, de façon à définir une application entre chaque nombre binaire présent sur les entrées 58, 59 et 61 et le contenu, 1 ou O, défini par programmation, inscrit dans l'emplacement mémoire qu'adresse ce nombre. A la figure 7 on teste d'abord, au bloc 67, l'indé15 termination liée au sens de passage à zéro du signal s(t) aux rangs u et u-4, le sens de passage au rang u-2 n'intervenant pas au rang u-2 à cause de la présence du coefficient 2 dans la relation (12). Le test consiste en une fonction logique OU exclusif: SPASu G SPASu_4 = 1 (Y) traduit des sens de passage opposés et l'on doit alors, au bloc 68, rajouter 1800 à la valeur de phase mesurée, ce qui peut s'exprimer par: Ode * Age + 180O. Dans le cas contraire (N), SPASu G SPASu-4 = 0 et la valeur de phase mesurée reste inchangée soit, au bloc 69: &pe + Age. L'opération sui25 vante consiste à limiter à 360 la valeur de phase en recherchant sa valeur comprise entre 0 et 360 , modulo 360 , ce qu'on écrit, au bloc 71: AQe = mod(A&e, 360). Dans le cas particulier d'un saut de phase de 180 il suffit de se limiter à une valeur de A9e inférieure à 180 , ce qui permet ensuite 30 de n'avoir à utiliser qu'un seuil de comparaison (de décison) S. Ce dernier test est effectué au bloc 72. Pour APe > 1800, on effectue, au bloc 73: Age 4 3600 - A&We; dans le cas contraire on conserve la valeur de la phase, au bloc 74: aPe * due. La comparaison au seuil S est effectuée au bloc 35 - 26 - suivant, 75, APe devant être compris entre S et 180 pour être pris en compte comme inversion de phase détectée sur le signal d'entrée e(t). Pour Ate > S, il vient, au bloc 75 ISPHI(u) = 1; sinon, au bloc 77, ISPHI(u) = 0. La fin du dia05 gramme, soit le bloc de test 78: ISPHI(u-2) = 1 et les blocs 79: SO = 1 et 81: SO = O a déjà été expliquée ci-dessus et ne fait pas partie du programme d'inscription de la PROM 57. La sortie 2 qui porte le signal SO est à relier à un étage d'entrée d'inhibition d'un annuleur d'écho, constitué par un 10 circuit-porte ET qui reçoit sur son autre entrée le signal binaire engendré par un dispositif classique de détection de tonalité conforme à la recommandation G164 du CCITT. Dans l'application numérique pour la téléphonie, le choix du seuil S est fonction de deux facteurs principaux qui sont la discrimi15 nation par rapport à des sauts de phase parasites de resynchronisation associés à la perte ou au doublement d'un bit d'information (sauts de trame en MIC), ces sauts pouvant atteindre 110', et la norme préconisée par le CCITT qui est, pour une inversion de phase: 180' 25. De préférence, on 20 choisit le seuil S au milieu de la plage 110' à 155 soit à 132' La discrimination de Ate = 180 est alors correcte pourvu que le bruit ne provoque pas une variation de phase supérieure à 155 - 132 = 23 , ce qui est vrai jusqu'à un rapport signal à bruit aussi faible que O dB. En l'absence de bruit, 25 la variation de phase n'excède pas 10', ce qui ramènerait le seuil à 145. On notera que l'expression exacte de la phase exprimée par exemple en degrés par le nombre CALC sur l'entrée multiple 58 est: de = fo x 360 À CALC e féch (18) fo 360 étant une constante qui dans l'exemple numérique féch choisi ci-dessus vaut 94,5 , soit l'espacement angulaire entre deux échantillons sur la sinusoïde s(t). Dans le mode de réalisation décrit ci-dessus dont 35 la structure est représentée aux figures 3 et 6, il est possi- - 27 ble de limiter l'échantillonnage du signal d'entrée à un seul bit, c'est-à-dire au bit de signe, ce qui est représenté par le bloc en trait interrompu 83 (Sgn) sur la figure 3. Avec ce mode de réalisation simplifié qui normalise l'amplitude du si05 gnal d'entrée, le multiplieur 11 se réduit à un simple inverseur du signe de certains coefficients de la mémoire PROM 17. Dans le dispositif de la figure 3 il est aussi possible d'utiliser d'autres techniques et procédés connus pour la détermination de l'instant Tu de passage à zéro du signal s(t). Par 10 exemple, l'instant Tu s'obtient par interpolation lors du premier passage à zéro dès que deux échantillons de signes inverses ont été détectés; pour cela, un registre 84 en trait interrompu est intercalé entre la sortie du circuit redresseur 34 et une autre entrée multiple à k'-1 bits du registre 29. Les éléments 31 et 32 sont dès lors inutiles. Lorsque le couple d'échantillons en question est détecté, il est transmis à un interpolateur 85 qui effectue une interpolation linéaire entre les amplitudes des deux échantillons de signes inversés. La fraction de période d'échantillonnage ainsi calculée 20 est ajoutée au temps Tu et fournie sur une sortie multiple 86 au registre tampon 41. La fourniture de Tu à l'interpolateur 85 est symbolisée, à la figure 3 par un commutateur 87 qui doit être mis dans la position inverse de celle représentée sur la figure. Cette technique permet de limiter la durée 25 tz à une demi-période du signal s(t), soit 1/2f0; elle est aussi plus précise que la technique indiquée plus haut. Le mode de réalisation des figures 3 et 6 convient pour un signal MIC à 32 voies à cause de sa grande rapidité de traitement. Cependant, pour traiter une seule ou un petit nom30 bre de voies téléphoniques, il est à la portée de l'homme de l'art de réaliser le traitement de signal selon l'invention par programmation d'un calculateur numérique, qu'il s'agisse de microprocesseur(s) ou de mini ordinateur(s) grâce aux explications données ci-dessus. - 28 - L'appareil de la figure 1 peut aussi être réalisé sous forme analogique. Le filtre 8 est par exemple un filtre analogique passe-bas, actif ou passif, excité par une impulsion de Dirac répétée à chaque période de durée a. Le multi05 plieur 11 est un multiplieur analogique connu décrit dans les manuels d'application de composants électroniques analogiques, notamment dans les manuels Linear Applications de la société américaine National Semiconductor 28 rue de la Redoute 92260 Fontenay Aux Roses. Le résonateur 5, dans sa version analogi10 que, doit admettre un facteur de surtension très élevé, supérieur à 500. Pour réaliser ce circuit, on peut par exemple utiliser le résonateur décrit dans le brevet américain 2 905 812 qui se rapporte à un résonateur électromécanique oscillant à 20 kHz. L'interrupteur 4 peut quant-à lui être réa15 lisé au moyen d'un multiplexeur analogique qui est un composant du commerce courant. De façon non représentée, la détection du passage à zéro du signal s(t) peut aussi se faire aisément au moyen d'un comparateur de tension ayant l'une de ses entrées à O volt. Le 20 repérage de l'instant de passage à zéro est par exemple réalisé au moyen d'une rampe de tension se stabilisant à l'instant de la transition du signal binaire de sortie du comparateur. On peut prévoir qu'un convertisseur analogique-numérique fournisse une valeur codée de la tension de rampe atteinte corres25 pondant au temps du passage à zéro Tu, ce temps étant par exemple fourni par un compteur numérique contrôlé par le signal de sortie du comparateur. On notera en outre que l'invention ne se limite pas à la discrimination d'inversions de phase espacées entre elles 30 de 450 ms dans un signal de tonalité, mais qu'elle permet aussi la discrimination de sauts de phase de valeur prédéterminée quelconque, comprise entre O et 360-, moyennant la comparaison à deux seuils S' et S% et dans des signaux électriques à monofréquence ou multifréquences autres que téléphoniques, par - 29 exemple appartenant à la signalisation ferroviaire ou au réseau électrique interconnecté. - 30 - REVENDICATIONS: 1. Appareil de détection et de discrimination de saut(s) de phase éventuel(s) de valeur ANe prédéterminée dans un signal électrique périodique de fréquence fe présent 05 dans un signal électrique d'entrée e(t), caractérisé en ce qu'il comporte en cascade entre une borne d'entrée et une borne de sortie un convertisseur de fréquence qui transforme le spectre de fréquence du signal d'entrée en un spectre de bande continu d'amplitude proportionnelle à celle dudit signal pé10 riodique et dont la bande de fréquence est centrée sur ladite fréquence fe, un interrupteur, un résonateur à fréquence f0 comprise dans ladite bande continue et un phasemètre, constitué lui-même par des moyens de détection suivis de moyens de discrimination et que l'ensemble de ces éléments est commandé 15 par un séquenceur qui permet, à intervalles réguliers de durée a, la détection de phase et la discrimination de chaque saut de phase éventuel de valeur A9e, chaque séquence de durée a se décomposant en deux phases de fonctionnement qui ont chacune une durée fixe, une première phase d'actionnement dudit 20 convertisseur de fréquence et dudit résonateur, de durée t1, ledit interrupteur étant fermé, et une deuxième phase de fonctionnement autonome du résonateur, de durée t2, ledit interrupteur étant ouvert, pendant laquelle ledit phasemètre effectue la détection et commence la discrimination dudit saut de 25 phase. Appareil pour un signal d'entrée se présentant sous forme d'échantillons numériques échantillonnés à la fréquence féch, selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit séquenceur comporte un générateur d'horloge à la fréquence 30 féch, que ledit convertisseur de fréquence est un filtre temporel, que la fonction d'ouverture pendant la durée tz dudit interrupteur est assurée par multiplication temporelle dans un multiplieur des échantillons du signal d'entrée par des coefficients nuls dudit filtre temporel transmis audit 35 multiplieur à la fréquence féch après la suite de coeffi- - 31 cients non nuls qui caractérisent ledit filtre, que ledit résonateur est une cellule purement récursive du second ordre à gain infini et centrée sur la fréquence de résonance fo, et que ledit phasemètre effectue la détection de saut de phase 05 grâce auxdits moyens de détection pour déterminer l'instant Tu et le sens de passage à zéro SPASu du signal de sortie s(t) dudit résonateur. 3. Appareil selon la revendication 2, caractérisé en ce que les fréquences fo, féch et la durée t2 sont choisies 10 telles que: bféch = b'fo, les nombres b et b' étant des entiers, avec t2 féch > b' et que ledit instant tu est représenté, en sortie desdits moyens de détection, par le numéro d'ordre chronologique de 15 l'échantillon qui a la plus faible valeur absolue pendant ladite deuxième phase de durée t2. 4. Appareil selon la revendication 2 ou 3, caractérisé en ce que, lors de chaque séquence a, lesdits moyens de discrimination effectuent une détermination de phase sur la base 20 d'une double équation aux différences notée CALC entre instants Tu de séquences différentes et de valeurs SPASu associées, aptes à faire apparaître des valeurs nulles à chaque période d'échantillonnage en l'absence de saut de phase et au moins une valeur de phase non nulle suite à l'apparition d'un 25 saut de phase, lesdits moyens de discrimination comportant en outre des moyens de levée d'indétermination et de comparaison à un (des) seuil(s) S (S' et S") qui permettent de valider ladite valeur de phase lorsque cette dernière est sensiblement égale à &e30 5. Application de l'appareil selon l'une des revendications 2 à 4 à un signal de tonalité téléphonique comportant des inversions de phase, ce signal étant émis par un modem de transmissions de données et étant destiné, par reconnaissance de ses inversions de phase, à inhiber le fonctionnement d'un 35 - 32 ou plusieurs annuleur(s) d'écho disposé(s) sur la ligne téléphonique à 4 fils associée audit modem. 6. Application de l'appareil selon la revendication 4 à un signal de tonalité téléphonique à la fréquence fe = 2100 Hz comportant des inversions de phase, ce signal étant émis par un modem de transmissions de données et étant destiné, par reconnaissance de ses inversions de phase, à inhiber le fonctionnement d'un ou plusieurs annuleur(s) d'écho disposé(s) sur la ligne téléphonique associée audit modem, caracté10 risé en ce que ladite double équation aux différences est: CALC = Tu - 2Tu-2 + Tu-4 que les opérations suivantes sont ensuite successivement effectuées par lesdits moyens de discrimination sur la valeur de CALC représentative du saut de phase, cette dernière étant par 15 exemple supposée exprimée en degrés: - SPASu G SPASu_4 = 1 => Awe à Ae + 180 - Aie - mod(Ae, 360) - Ae > 180 => Age + 360 - Age; sinon Ade 4 APe - Ade > S, S étant le seuil de discrimination, inférieur à 20 180 , => ISPHIu = 1; sinon: ISPHIu = O et que le saut de phase recherché est validé lorsque: ISPHIu = 1 confirme ISPHIu-2 = 1. 7. Appareil selon l'une des revendications 2 à 6, caractérisé en ce qu'il est constitué par un calculateur numéri25 que. 8. Appareil destiné à un signal téléphonique MIC à 32 voies, selon l'une des revendications 2 à 6, caractérisé en ce qu'il est réalisé au moyen de circuits logiques microprogrammés, ledit convertisseur de fréquence étant une mémoire PROM 30 et ledit phasemètre comportant des mémoires PROM dont l'une sert à la discrimination du saut de phase. 9. Appareil selon l'une des revendications 2 à 8 dans lequel les signaux d'entrée se présentent sous la forme d'échantillons codés par leur bit de signe. 35