Brevet FR2596223A1 — publié le 19870925

Dispositif d'élaboration d'une information numérique de position sous forme incrémentale à partir d'un capteur de position inductif. L'invebtion concerne les servo-mécanismes de haute précision, en particulier dans le domaine des biens d'équipement. Ces servo-mécanismes devant être asservis en position sont généralement équipés de capteurs de position inductifs, qui peuvent etre du type résolveur (biphasé), synchro (triphasé) ou encore inductosyn (déplacement linéaire). Une simple transformation trigonométrique des signaux, par exemple par un transformateur de Scott, permet de passer des signaux d'un type de capteur a ceux d'un autre type. On traitera donc dans ce qui suit seulement le cas le plus fréquent du résolveur, étant bien entendu que l'invention peut s? appliquerégalement aux autres types de capteurs inductifs. Par ailleurs, les unités de commande numérique de positionnement sont souvent prévues pour etre utilisées avec des codeurs de position optique incrémentaux. I1 est donc intéressant de créer un dispositif électronique simple et économique engendrant des signaux identiques à ceux d'un codeur optique incrémental a partir d'un capteur inductif pour éviter un double appareillage. On rappelle qu'un codeur de position optique incrémental est constitué par un disque tournant a fentes intercalé entre une source lumineuse et un, deux ou le plus souvent trois photodétecteurs. Deux photodétecteurs sont placés de telle maniere qu'ils délivrent, apres mise en forme, les signaux de position incrémentaux déphasés l'un par rapport à l'autre de 90 , en avance ou en retard selon le sens de rotation du disque. Le troisième photodétecteur est placé en regard d'une seule fente du disque et donne une impulsion par tour du disque, communément appelée impulsion de zéro. La résolution du codeur, ou nombre de points, est définie par le nombre de fentes du disque. On rappelle par ailleurs qu'un capteur de position inductif du type résolveur, lorsqu'il est alimenté au rotor par une source de tension sinusoldale de pulsation w et d'amplitude A s'exprimant par A sin wt, delivre au stator deux tensions modulées de la forme B sin wt sin PG et B sin wt cos Pe, ou 9 représente l'angle mécanique entre le rotor et le stator du résolveur et P le nombre de paires de pâles du résolveur, t étant la variable de temps habituelle. Le problème posé est donc de passer des trois signaux analogiques fournis par le capteur de position inductif (les deux signaux modulés et le signal de référence fourni au rotor) aux trois signaux numeriques fournis habituellement par le codeur de position optique incrémental, aucun dispositif habituel n'étant susceptible d'assurer cette transformation. Pour cela, l'invention traite d'abord les deux signaux modulés issus du résolveur à l'aide d'un simple circuit rC, avec rCw = 1, ce qui permet d'obtenir un signal de la forme K sin (wt + PB). En variante, ce signal peut aussi etre obtenu d'une manière plus traditionnelle en alimentant le résolveur au stator par deux signaux sinusoidaux A sin wt et A cos wt, le signal recueilli au rotor étant de la même forme que ci-dessus. Ce signal et le signal de référence A sin wt sont ensuite numérisés à l'aide de deux triggers pour fournir des signaux en crénaux, respectivement S pour le signal principal et R pour le signal de référence. Deux dispositifs de multiplication de fréquence par un nombre N entier sans déphasage traitent respectivement ces signaux S et R et fournissent des signaux, respectivement NS et NR, de pulsations Nw dont l'un est déphasé de NP9 par rapport à l'autre (en se référant à la nouvelle pulsation). La périodicité de la phase entre ces deux derniers signaux est alors de 2 g /NP radians. Un comparateur de phase associé à un détecteur de périodicité compare les signaux NS et NR et fournit la première voie de sortie V1 à N impulsions logiques pour une rotation de 2 -rr/P radians du rotor du capteur. Un deuxième dispositif identique compare le signal NS et le signal NR déphasé de 900 par un dispositif approprié, ce qui donne' la voie de sortie V2 comportant elle aussi N impulsions pour une rotation de 2 TC/P radians mais décalées par rapport aux précédentes de plus ou moins 900 selon le sens de rotation. La troisième voie VZ ou impulsion de zero est obtenue à l'aide d'un comparateur de phase numérique comparant directement les signaux S et R et associé à un détecteur de coincidence fournissant une impulsion de colncidence pour chaque passage par zéro de la phase, c'est-à-dire pour une rotation de 2 /P radians du rotor du capteur. Un dispositif de recalage numérique replace ensuite l'impulsion de zéro en coincidence avec une période complète de l'un des signaux de sortie précédents. D'autres particularités de l'invention apparaîtront dans la description qui va suivre d'un mode de réalisation pris comme exemple et représenté sur le dessin annexé, sur lequel la figure 1 représente le schéma général du dispositif; la figure 2 représente le schéma d'.un mode de réalisation plus particulier; et la figure 3 représente les chronogrammes des divers signaux apparaissant sur la figure 2 dans le cas cas particulier où N = 4. Le résolveur, non représenté, est alimenté par un générateur de tension sinusoidal, également non représente, de pulsation w parfaitement stable. Ce signal sinusoïdal est également alimenté à l'entrée Po du dispositif, tandis que les deux signaux modulés de sortie du résolveur sont raccordés aux entrées P1 et P2 du dispositif. Un circuit rC est monté entre P1 et P2 pour donner un signal sinusoïdal de pulsation w et de phase P6 par rapport à Po. Ce dernier signal, ainsi que le signal de référence arrivant en Po, sont numérisés respectivement par deux trigger Tl et T2 pour donner des signaux pratiquement carrés, respectivement S pour le signal principal et R pour le signal de référence. Le signal principal numérisé S passe par un circuit multiplicateur de fréquence MFl multipliant la fréquence par un nombre entier N sans déphasage. Ce circuit multiplicateur de fréquence MF1 peut en particulier être réalisé, comme dans l'exemple représenté sur la figure 2, à l'aide d'une boucle d'asservissement de phase PLL1. Cette boucle d'asservissement comprend un osc-illateur OC dont la fréquence est commandée en tension, la tension de commande étant fournie par un comparateur de phase CPH associé à un filtre passe-bas F. Le signal de sortie NS de cet oscillateur OC alimente un compteur numérique CN divisant la fréquence par un nombre entier N, et c'est la sortie S' de ce compteur numérique qui est comparée a S par le comparateur de phase CPH, et par suite maintenue exactement en phase avec le signal d'entrée S grâce à la boucle d'asservissement. Le signal R est également multiplié par N à l'aide du multiplicateur de fréquence MF2 à l'aide d'une autre boucle d'asservissement de phase PLL2 de conception identique, avec R et R' remplaçant S et S' et fournissant en sortie un signal multiple NR au lieu de NS. Comme on le voit sur la figure 1, la phase entre les signaux multiples NS et NR est comparée à l'aide d'un comparateur de phase CP1 qui fournit un signal à modulation de largeur de créneaux N91 à un détecteur de périodicité DP. En particulier, dans le mode de réalisation de la figure 2, le comparateur de phase CP1 est constitué par un circuit OU EXCLUSIF également référencé CP1, et le signal à modulation de largeur de créneaux NG1 est traité par un filtre passe-bas Fl. Lors de la rotation du capteur, le signal de sortie du filtre SF1 est un signal triangulaire dont la période correspond à une rotation du capteur 2 t/NP radians.Le signal SF1 passe ensuite au travers d'un trigger T3 pour donner le signal de sortie logique V1 correspondant à une voie d'un codeur optique incrémental simulé. Par ailleurs, le signal NR est retardé par un retardateur de phase RP d'un temps T = g T-r/2Nw. Ce retardateur de phase est constitué dans l'exemple de la figure 2 à l'aide d'un circuit de type résistance-capacité calculé pour introduire le retard T dans le signal, lequel est remis en forme par un trigger T4. Le signal sortant NR + T est ainsi déphasé due %/2 par rapport à NR, et c'est =e dernier signal qui est compare à NS dans le comparateur de phase CP2 pour donner N92, lequel comme précédemment est filtré par F2, pour obtenir un signal triangulaire SF2 déphasé de 900 par rapport à SF1, et enfin transformé par un trigger T5 qui donne le signal de sortie numérique V2 qui correspond à la deuxième voie du codeur optique incrémental simulé. D'autre part, la phase des signaux numériques S et R avant multiplication est comparée dans un comparateur de phase CP3, qui est constitué dans l'exemple de la figure 2 par deux bascules B1 et B3 de type "D", dont l'entrée de données D est constamment à l'état 1, et dont l'entrée d'horloge CP reçoit respectivement les signaux S et R. Les entrées de remise à zéro de ces bascules sont raccordées pour B1 à la sortie Q de B3 et pour B3 à la sortie Q de B1 comme représenté sur le schéma de la figure 2. La bascule B1 a sa sortie Q qui passe à l'état logique O sur une transition montante de S, tandis que la bascule B3 passe à l'état logique O sur une transition montante de R, ce qui remet à l'état bas B1, qui force à son tour B3 à l'état bas. Le signal de sortie Q de B1 est ainsi un signal en créneaux dont la largeur correspond à la phase entre S et R. Ce signal est ensuite traité par un détecteur de coïncidence DC constitué par des bascules B2 et B4, du même type que les précédentes, dont les entrées de données D sont raccordées respectivement aux sorties Q et Q de B1 et dont les entrées d'horloge CP sont également alimentées par S et R comme B1 et B3. Chacune des bascules B2 et B4 détecte, pour un sens de rotation donné, le fait que la bascule B1 n' est pas retournée à son état normal lors de la nouvelle impulsion d'horloge, ce qui correspond à un créneau de phase dont la largeur est supérieure à la période du signal d'entrée.Un circuit OU référencé & regroupe les sorties Q des deux bascules B2 et B4 et fournit un signal indiquant que la colncidence a été atteinte pour l'une ou l'autre des bascules, c'est-à-dire dans l'un ou l'autre sens de rotation. Ce signal est alors utilisé par le dispositif de recentrage numérique RN, lequel est constitue par deux autres bascules de type D référencées B5 et B6, la remise à zéro de B5 étant raccordée sur un circuit différentiateur ne conservant que la première transition du signal de sortie de G, et cet état se trouve mémorisé jusqu'à la prochaine transition montante de V2, lequel attaque les entrées d'horloge de B5 et B6 comme représenté sur la figure 2. Lors de cette transition de V2, le contenu de B5 est stocké dans B6 pour une durée correspondant à une période complète de V2. Le signal Q sortant de B6 constitue le signal VZ d'impulsion de zéro du codeur optique incrémental simulé. Ainsi, les trois entrées analogiques PO, Pi et P2 ont été transformées en trois sorties numériques V1, V2 et VZ simulant un codeur optique incrémental dont la résolution serait NP. L'organigramme de la figure 3 permet de suivre l'évolution dans le temps des divers signaux examinés précédemment dans le cas volontairement simplifié où N serait égal à 4. REVENDICATIONS 1. Dispositif d'élaboration d'une information numérique de position sous une forme incrémentale simulant les sorties logiques (V1,V2,VZ) d'un codeur de position optique incrémental à partir des entrées analogiques, à savoir les signaux modulés (P1,P2) et le signal de référence (Po), d'un capteur de position inductif, caractérisé par le fait qu'il comprend - un agencement (rC) permettant d'obtenir à partir desdits signaux modulés (P1,P2), un signal analogique unique dont la pulsation (w) est celle du signal de référence (Po) et dont l'angle de phase (PB) par rapport à ce signal de référence est égal à la rotation (9) du capteur multiplié par le nombre (P) de paires de pôles de celui-ci;; - deux triggers (T1,T2) permettant de numériser respectivement ce signal unique et le signal de référence pour fournir un signal principal numérique (S) et un signal de référence numérique (R); - deux multiplicateurs de fréquence (MF1,MF2) multipliant la fréquence respectivement des signaux principal et de référence par un même nombre entier (N) sans déphasage et fournissant un signal principal multiple (NS) et un signal de référence multiple (NR); - un retardateur de phase (RP) recevant le signal de référence multiple (NR) et fournissant un signal de référence multiple retardé (NE + T) d'un quart de période;; - deux comparateurs de phase (CP1,CP2) comparant les phases du signal principal multiple (NS) et du signal de référence multiple (NR) pour le premier (CP1), et du signal principal multiple (NS) et du signal de référence multiple retardé (NR + T) pour le deuxieme (CP2), et élaborant des signaux à modulation de largeur de créneaux (NG1,NG2); - deux détecteurs de périodicité (DP1,DP2) traitant respectivement ces signaux à modulation de largeur de créneaux pour élaborer les signaux des voies principales de sortie (V1,V2) du signal incrémental simulé; et - un comparateur de phase (CP3) comparant les phases du signal principal (S) et du signal de référence (R), ce comparateur étant associé à un détecteur de coïncidence (DC) et à un dispositif de recentrage numérique (RN) en connection avec une des voies (V2) pour fournir le signal d'impulsion de zéro (VZ) du signal incrémental simulé. 2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé par le fait que ledit agencement élaborant ledit signal unique est constitué par un circuit résistance-capacité (rC). 3. Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé par le fait que chacun des multiplicateurs de fréquence (MF1, MF2) est constitué par une boucle d'asservissement de phase (PLLl, PLL2) incluant un oscillateur commandé (OC) dont la tension de commande est élaborée par un comparateur de phase (CPH) associé à un filtre passe-bas (F) et dont le signal fourni (NS;NR) passe par un diviseur de fréquence (CN) par ledit nombre entier (N) pour fournir le signal de sortie (S';R') qui est comparé au signal d'entrée (S;R). 4. Dispositif selon une des revendications principales, caractérisé par le fait que ledit retardateur de phase (RP) est constitué par un circuit résistance-capacité suivi d'un trigger de remise en forme (T4). 5. Dispositif selon une des revendications précédentes, caractérisé par le fait que les deux comparateurs de phase (CP1,CP2) du signal principal multiple (NS) et du signal de référence multiple (NR), ou de ce même signal déphasé (NR + T), sont constitués chacun par un circuit OU EXCLUSIF. 6. Dispositif selon la revendication 5, caractérisé par le fait que chacun des détecteurs de périodicité (DP1,DP2) est constitué par un filtre passe-bas (F1,F2) suivi d'un trigger de numérisation (T3,T5). 7. Dispositif selon une des revendications précédentes, caractérisé par le fait que ledit comparateur de phase (CP3) servant à l'élaboration du signal (VZ) d'impulsion de zéro est constitué par deux bascules de type (D) (B1,B3) dont *les entrées d'horloge (CP) sont raccordées respectivement au signal principal (S) et au signal de référence (R), avec un couplage croisé d'une des sorties (Q,Q) sur l'entrée de remise à zéro (R) de la bascule opposée. 8. Dispositif selon la revendication 7, caractérisé par le fait que ledit détecteur de coincidence (DC) est constitué par deux autres bascules de type (D) (B2,B4) dont les entrées de données (D) sont couplées aux sorties (Q,Q) de la première bascule (B1) du comparateur de phase (CP3), et dont les sorties sont couplées par un circuit OU (G). 9. Dispositif selon la revendication 8, caractérisé par le fait que ledit dispositif de recentrage numérique (RN) est constitue par un montage differentiateur actionnant l'entrée de remise à zéro (R) d'une première bascule (B5) suivie d'une deuxième bascule (B6) commandée par la première.