Brevet FR2587573A1 — publié le 19870320

La présente invention se rapporte à l'extraction de signaux vidéo des signaux de sortie d'un canal de transfert de charge à dispositif à couplage de charge (CCD), tel qu'on peut par exemple en trouver dans un imageur à semiconducteurs. S. L. Bendell et P. A. Levine dans leur brevet US NO 4 435 730 du 6 Mars 1984, intitulé "LOW NOISE CCD OUTPUT" décrivent une manière de surmonter le bruit de papillotement (ou bruit à 1/f) associé à l'utilisation d'électromètres à élément flottant en tant qu'étages des signaux de sortie de CCD. Ces électromètres à élément flottant détectent la charge sur un élément flottant dans un canal de transfert de charge à CCD, convertissant la charge en une tension ou un courant de sortie. Le potentiel à l'élément flottant, soit une porte flottante ou une diffusion flottante, doit être périodiquement restauré en courant continu pour produire un niveau de référence pour les tensions électrostatiquement induites sur l'élément par un paquet de charges disposé très près du canal de transfert de charge. Les électromètres à diffusion flottan- te sont favorisés par rapport aux électromètres à porte flottante, parce que la diffusion flottante peut également servir d'électrode de source du transistor métal-oxyde- semiconducteur utilisé comme blocage dans le processus de restauration du courant continu. Cela réduit la capacité associée à l'élément flottant, pour augmenter la sensibi- lité de l'électromètre selon la Loi de Coulomb. Les composantes à basse fréquence de la réponse de l'électro- mètre à élément flottant sont contaminées, de manière non souhaitable, par le bruit de papillotement. Bendell et Levine ont surmonté ce problème en utilisant un réseau de jonction. Le réseau de jonction ne choisit que les compo- santes à plus haute fréquence du signal à la sortie de l'électromètre à élément flottant en tant que composantes à plus haute fréquence du signal final à la sortie de l'imageur et le réseau de jonction choisit les composantes à plus basse fréquence du courant de drain de remise à l'état initial en tant que composantes à plus basse fréquence du signal final à la sortie de l'imageur. Le courant de drain de remise à l'état initial est typiquement détecté en utilisant un amplificateur à transrésistance avec transistor de jonction à effet de champ (JFET) en configuration d'amplificateur en source commune en tant qu'étage d'entrée. La tension de sortie de l'amplificateur à transrésistance, produite en réponse au courant de drain de remise à l'état initial appliqué à son entrée, a tendance à avoir une plus mauvaise réponse à haute fré- quence que l'électromètre à élément flottant. Cependant, il y a relativement peu de bruit à 1/f contaminant la portion à basse fréquence de la réponse de l'amplificateur à transrésistance. D'autres manières de surmonter le bruit à 1/f, permettant d'obtenir une bonne réponse à haute fréquence, sont connues. Le double échantillonnage en corrélation est peut-être la meilleure connue de ces autres manières. D'autres manières reposent sur la détection en synchronisme des échantillons du signal à la sortie de l'imageur à CCD à un harmonique (comme le premier harmonique) de la fréquence d'échantillonnage. L. N. Davy dans son brevet des Etats Unis d'Amérique NI 4 330 753, du 18 Mai 1982, et intitulé "METHOD AND APPARATUS FOR RECOVERING SIGNAL FROM A CHARGE TRANSFER DEVICE", décrit un procédé d'obtention de ce qu'il caractérise comme des signaux d'information relati- vement exempts de bruit à l'étage de sortie d'un dispositif à transfert de charge. Dans le procédé décrit par Davy, le signal à la sortie de l'étage d'électromètre échantil- lonnant régulièrement traverse un filtre passe-bande pour -- - ---séparer les bandes latérales de modulation d'amplitude sur double bande --latérale (DSB AM) flanquant un harmonique de la fréquence d'horloge de l'étage d'électromètre. Les bandes latérales séparées sont alors détectées de manière synchrone en utilisant un démodulateur de commutation fonctionnant à l'harmonique de cette fréquence d'horloge. Le signal de modulation d'amplitude est hétérodyné en spectre sur bande de base par le démodulateur de commuta- tion. Le spectre sur bande de base des bandes latérales en modulation d'amplitude détectées de manière synchrone est séparé des spectres harmoniques qui lui sont associés et est utilisé en tant que signal à la sortie du dispositif à transfert de charge, plutôt que le spectre sur bande de base du signal à la sortie de l'imageur, qui est supprimé par le filtrage passe-bande avant détection synchrone. Le procédé décrit par Davy serait efficace pour supprimer le bruit à 1/f dans un étage d'électromètre à élément flottant, car ce bruit réside principalement dans la bande de base. Il est relativement simple en comparaison au double échantillonnage en corrélation pour réduire totalement la bande de base ou au moins jusqu'a des fréquences de un ou deux mégahertz o le bruit à 1/f dépasse le fond de bruit thermique. P. A. Levine dans la demande de brevet US NO 590 044, déposée le 15 Mars 1984, intitulée "CCD FLOATING-ELEMENT OUTPUT STAGES PROVIDING LOW RESET NOISE WITH SINGLE SAMPLING", décrit une détection synchrone des échantillons à la sortie d'un imageur à CCD après filtrage passe-haut et différenciation. La détection synchrone est effectuée par: échantillonnage de la réponse filtrée ou différenciée avec un commutateur conducteur de manière récurrente à la fréquence d'horloge du signal à la sortie de l'imageur à CCD et maintien de la réponse échan- tillonnée à un condensateur de maintien. Une temporisation appropriée des impulsions de remise à l'état initial sur l'électromètre à élément flottant, comme l'enseigne cette demande, réduit le bruit de remise à l'état initial. Le processus de remise à l'état initial dans un électromètre à élément flottant, processus dans lequel l'élément flottant est bloqué de manière récurrente à un potentiel fixe, présente un bruit de remise à l'état initial du fait des variations du potentiel laissé à l'élément flottant d'un intervalle de remise à l'état initial à l'autre. Le bruit de remise à l'état initial est le bruit prédominant dans les fréquences vidéo supérieures des signaux à la sortie des dispositifs à transfert de charge tels que des imageurs à CCD, étant typiquement d 'environ 8 dB plus important que le bruit dans l'étage d'électromètre à transistor à effet de champ métal-isolant-semiconducteur (MISFET) suivant une diffusion flottante avec une capacité de 0,07 pF. Aux fréquences vidéo inférieures, le bruit de papillote- ment ou bruit à 1/f prédomine. P. A. Levine, dans le brevet US NI 4 556 851 du 3 Décembre 1985, intitulé "REDUCTION OF NOISE IN SIGNAL FROM CHARGE TRANSFER DEVICE", décrit la détection synchrone des signaux à la sortie d'un imageur à CCD en utilisant une forme différente de suppression du bruit de remise à l'état initial. La remise à l'état initial de l'élément flottant est à un potentiel dans le canal, plutôt qu'au potentiel direct appliqué au drain de remise à l'état initial. La détection synchrone de ces composantes du signal à la sortie de l'imageur à CCD, qui sont les bandes latérales de la fréquence d'horloge de sortie, afin de supprimer le bruit à 1/f, s'est révélée poser cependant des problèmes pratiques. La détection synchrone est trop sensible à des variations minuscules de la relation de phase entre les échantillons à la sortie de l'imageur à CCD et la porteuse de commutation utilisée dans le proces- sus de détection synchrone. Cette sensibilité est mise en évidence dans une tendance à des composantes parasites à basse fréquence, provoquant une dégradation d'un motif fixe, pouvant quelquefois apparaître dans les signaux vidéo dérivés de la réponse à la sortie du détecteur synchrone. Cette tendance est la plus apparente lorsque l'imageur à CCD fonctionne à de faibles niveaux de lumière. Les échantillons de sortie d'un imageur à CCD ont tendance à être superposés sur diverses composantes à basse fréquence avant leur filtrage et la détection synchrone. Cependant, aucune quantité de filtrage pour Z587573 rejeter les fréquences sur bande de base n'élimine les composantes parasites à basse fréquence dans la réponse à la sortie du détecteur synchrone, donc ces composantes parasites à basse fréquence ne peuvent être attribuées aux composantes sur bande de base appliquées par le détecteur synchrone. Une dégradation du motif fixe à basse fréquence similaire se manifeste dans le double échantillonnage en corrélation du signal à la sortie d'un imageur à CCD, lorsque l'imageur fonctionne à de faibles niveaux de bruit. Cette dégradation du motif fixe semble également être fonction de la phase des impulsions d'échantillonnage. En général, les systèmes ont tendance à être soumis à ce type de bruit de motif fixe si le signal à la sortie de l'imageur à CCD ne traverse pas un filtre passe-bas avant échantillonnage. Ainsi, les origines du bruit de motif fixe semblent être dans l'hétérodynage du bruit d'horloge dans le signal à la sortie de l'imageur à CCD, qui est dans le spectre harmonique du signal d'horloge du registre de sortie (C) avec les fréquences des impulsions d'échan- tillonnage. L'utilisation de la détection synchrone des composantes du signal à la sortie de l'imageur à CCD qui sont des harmoniques de la fréquence d'horloge de sortie a été effectuée pour supprimer le bruit à 1/f. Le double échantillonnage en corrélation a été effectué pour supprimer également le bruit à 1/f. La jonction des signaux de sortie de l'imageur de Bendell et Levine, dérivés de l'électromètre à élément flottant et de la détection du courant de drain de remise à l'état initial, a été effectuée également pour supprimer le bruit à 1/f. Donc, aucune raison pour combiner la technique de Bendell et Levine à la détection synchrone (ou au double échan- tillonnage en corrélation) n'a été perçue au préalable, en particulier par le fait que cela introduirait une complication additionnelle à celle provoquée par l'utili- sation de la détection synchrone (ou double échantillonnage en corrélation). La détection du courant de drain de remise à l'état initial est exempte des composantes parasites de motif fixe à basse fréquence qui apparaissent quelquefois dans la réponse à la sortie du détecteur synchrone (ou la réponse à la sortie du double échantillonneur en correla- tion). Cela est dû au fait qu'il n'y a pas d'échantillon- nage sur large bande de ce signal de sortie d'imageur. Il semble donc maintenant, à l'inventeur de la présente demande, que l'utilisation des composantes à basse fréquence du courant détecté de drain de remise à l'état initial à la place des composantes à basse fréquence de la réponse à la sortie du détecteur synchrone (ou double échantillonneur en corrélation) serait avantageuse du point de vue élimination des problèmes de bruit de motif fixe à basse fréquence. Comme les arrangements de détection synchrone et de double échantillonnage en corrélation sont relativement exempts de bruit à 1/f, ainsi que l'est la détection du courant de drain de remise à l'état initial, et comme les composantes parasites à basse fré- quence ne s'étendent que dans les dizaines de kilocycles, la fréquence de jonction entre la détection du courant de drain de remise à l'état initial et l'autre signal à la sortie de l'imageur à CCD peut être établie plus faible que ce qui était mis en pratique dans la technique de Bendell et Levine du brevet US N 4 435 730. En forçant l'autre signal à la sortie de l'imageur à CCD, qui a été croisé avec le courant détecté de drain de remise à l'état initial, à être la réponse à la sortie du détecteur synchrone ou la réponse à la sortie du double échantillonneur en corrélation, plutôt que la composante ur banre de tase de 1a r4nogse dn l'Slectrnm'.te.r a élément flottant, cela est avantageux par le fait que le bruit de remise à l'état initial peut être supprimé. Le processus de détection synchrone qui supprime le bruit de remise à l'état initial.peut être effectué comme cela est enseigné dans l'une des demandes de brevets précédemment mentionnées de Levine, par exemple. L'invention est représentée par un imageur à semiconducteurs, qui a un registre de sortie à CCD ayant un moyen séparé pour en obtenir une réponse vidéo à basse fréquence et une réponse vidéo à haute fréquence, o la réponse à basse fréquence est obtenue en détectant le courant de drain dans le registre à ligne à CCD de sortie, et o la réponse à haute fréquence est obtenue de l'échantillonnage sur large bande de la réponse d'un électromètre à élément flottant en détectant les paquets de charge subséquemment transférés au drain de remise à l'état initial du registre à ligne à CCD de sortie. La réponse à haute fréquence est obtenue du signal à la sortie de l'électromètre et combinée à la réponse basse fréquence obtenue. L'invention sera mieux comprise, et d'autres buts, caractéristiques, détails et avantages de celle-ci apparaîtront plus clairement au cours de la description explicative qui va suivre faite en référence aux dessins schématiques annexés donnés uniquement à titre d'exemple illustrant un mode de réalisation de l'invention et dans lesquels: - la figure 1 est un schéma d'un imageur à CCD associé à un montage pour produire un signal vidéo de sortie selon l'invention, lequel montage contient un détecteur synchrone; - la figure 2 est un schéma d'un amplificateur à transrésistance à faible bruit de papillotement, qui est connu, qui est approprié à une utilisation dans le montage de production d'un signal vidéo de sortie selon l'invention; et - la figure 3 est un schéma d'un imageur à CCD associé au montage de production d'un signal vidéo de sortie selon l'invention, lequel montage emploie le double échantillonnage en corrélation. Sur la figure 1, le système de restitution de signaux de l'invention est illustré comme étant utilisé avec un imageur à semiconducteurs qui, à titre d'exemple, est un imageur 10 à dispositif à couplage de charge du type à transfert de champ. L'imageur à CCD 10 contient, par convention, un registre d'image (ou A) 11, un registre de stockage de trame (ou B) 12, et un registre entrée en parallèle-sortie en série (ou C) 13. Des échantillons du signal de sortie sont produits des paquets de charge transférés vers l'extrémité droite du registre C 13, en utilisant un étage de conversion charge-tension du type à élément flottant. Un étage de conversion charge-tension du type à diffusion flottante est illustré, à titre d'exemple, sur le dessin. Dans un tel étage de conversion, les paquets de charge sont régulièrement avancés de la sortie du registre C 13 et à la diffusion flottante 14 et la grandeur de la charge de chaque paquet est alors déterminée par un électromètre composé d'une connexion en cascade de transistors à effet de champ métal-isolant-semiconducteur suiveurs de source 15 et 16. Un autre MISFET 17 est relié en tant que charge de source de générateur de courant constant du MISFET 15 et le MISFET 16 a une charge de source due à une résistance 28 hors pastille à travers laquelle apparaissent les échantillons du signal de sortie de l'imageur 10 à CCD. Un potentiel continu OD est appliqué aux drains des MISFET 15 et 16 pour les condition- ner pour un fonctionnement en suiveurs de source. La source du MISFET 16 est reliée à la borne de sortie de signaux 27 de l'imageur à CCD 10 et de là par une résistance de charge de source externe 28, à une connexion de la masse. Les échantillons du signal de sortie fournis à la borne de sortie 27 de l'imageur à CCD 10 sont appliqués à la connexion d'entrée d'un amplificateur de tension 29 à faible bruit. La connexiondesortie de l'amplificateur 29 applique des échantillons du signal d'entrée à un différen- tiateur 30, protégeant le MISFET suiveur de source 16 de la charge de la connexion d'entrée du différentiateur 30. L'amplificateur 29 a de préférence une largeur de bande suffisamment restreinte pour diminuer quelque peu les plus hautes fréquences vidéo. Alors, la différenciation sub- séquente par rapport au temps des échantillons du-signal vidéo, qui a lieu dans le différentiateur 30, répond aux transitions du signal ayant un taux diminué de changement de direction pour produire des impulsions étendues dans le temps et n'introduit pas, dans la réponse finale, des pics d'une amplitude excessive du fait de l'application du signal d'horloge. La réponse vidéo du différentiateur 30, différenciée par rapport au temps, forme le signal d'entrée d'un amplificateur 35 à large bande et faible bruit. Après avoir mesuré chaque paquet de charge, potentiel à la diffusion flottante 14, tel qu'appliqué à la porte du MISFET 15,est remis à l'état initial en réponse à une impulsion 0r qui est appliquée à une porte 18 de remise à l'état initial. Cette impulsion est conven- tionnellement un peu plus étroite que l'impulsion d'horloge appliquée à la dernière porte déclenchée (qui n'est pas particulièrement représentée) d'un registre C 13 et peut être disposée pour se produire entre les temps o apparaît l'impulsion d'horloge. La porte de remise à l'état initial 18 est disposée "sur" un canal 19 de transfert de charge s'étendant à travers le registre C 13 et au delà pour contenir la diffusion flottante 14 et une diffusion de drain terminal 20. Plus particulièrement, la porte 18 est disposée "sur" le canal 19 de transfert de charge entre la diffusion flottante 14 et la diffusion de drain terminal et elle est précédée d'une porte de courant continu 21, porte 21 à laquelle est appliqué un potentiel continu RG. La porte 21 est de préférence une porte courte pour réduire la quantité de charge stockée en dessous et est utilisée pour empêcher des impulsions 0r appliquées à la porte 18 de se coupler électrostatiquement à la diffusion flottante 14. Un générateur de signaux d'horloge 25 est montré sur la figure 1 qui fournit des groupes respectifs de signaux triphasés d'horloge au registre A 11, au registre B 12 et au registre C 13, comme cela est habituel pour un imageur à CCD du type à transfert de champ. On pourrait utiliser à la place tout autre arrangement bien connu d'horloge. Le générateur 25 produit des impulsions r comme on l'a décrit ci-dessus, pour application à la porte 18 de l'étage de sortie à diffusion flottante. Le générateur 25 applique également des impulsions 0s Y à une fréquence de récurrence égale à la fréquence d'horloge du registre C 13 pendant la lecture de lignes en série, lesquelles impulsions 0s sont appliquées par une ligne 26 à un détecteur synchrone 40. Les impulsions 0s sont utilisées en tant que porteuse pour contrôler les temps o le signal fourni au détecteur synchrone 40 par la connexion à la sortie de l'amplificateur 35 à faible bruit et large bande est échantillonné dans le processus de détection synchrone. L'amplificateur 35 produit un gain de tension qui élève le niveau du signal de façon que le bruit l'accompagnant soit plus important que celui introduit par le processus de détection synchrone devant suivre; avec une conception soignée, le bruit pouvant être attribué à l'amplificateur 35 est négligeable en comparai- son avec le bruit à 1/f qui est produit dans l'imageur 10 à CCD. Le différentiateur ou filtre de suppression de basse fréquence 30 est illustré sur la figure 1 sous la - ---25 - forme d'un simple filtre passehaut RC comprenant un cunudeI sda1eren ura en--série 31-et une résistance en jambe en shunt 32. La constante de temps RC C est choisie de façon qu'au moins autant de la bande de base du spectre des fréquences des échantillons à la sortie del'imageur 10 à CCD que ce qui est accompagné par un papillotement ou bruit à "1/f" sensiblement important en comparaison au bruit thermique de fond soit supprimée dans la réponse à la sortie du différentiateur 30 appliquée à un détecteur synchrone 40. La constante de temps t est l'inverse d'une fréquence en coin fc, exprimée en radians par seconde, les composantes d'amplitude à cette. fréquence fc étant supprimées à 3 dB par le filtre 30. La fréquence fc 1l peut être considérée comme une fréquence de démarcation entre une suppression substantielle et une non suppression substantielle des fréquences présentes dans le signal d'entrée du différentiateur 30, mais seulement sélective- ment présentes dans son signal de sortie. Un condensateur 31 de 430 picofarads et une résistance 32 de 75 ohms ont été utilisés par le présent inventeur dans un système de restitution de signaux avec une fréquence d'horloge du registre C 13 de 7,5 MHz. Le filtre RC passe-haut a une constante de temps de nanosecondes, ou C, permettant une fréquence en coin de 5 MHz, donc les fréquences supérieures du spectre sur bande de base des échantillons à la sortie de l'imageur à CCD 10 se combinent au spectre démodulé d'harmoniques de premier ordre dans le signal à la sortie du détecteur synchrone 40 pour produire une accentuation vidéo haute fréquence. (Les restants du signal sur bande de base et le signal du spectre démodulé d'harmoniques de premier ordre sont mis en corrélation et algébriquement ajoutés, tandis que les composantes de bruit des bandes respectives ne sont pas en corrélation et s'ajoutent vectoriellement. Donc, on obtient des avantages du rapport signal-bruit avec cette forme d'accentuation haute fréquence). L'utilisation du détecteur synchrone 40 pour produire un signal vidéo en réponse aux échantillons du signal à la sortie de l'imageur 10 obtenus par un électro- mètre à diffusion flottante produit une réponse au signal vidéo qui est jusqu'à 15 dB moins bruyante pour les fréquences vidéo aux fréquences supérieures que la réponse au signal vidéo que l'on peut obtenir en partant des échantillons du signal vidéo à la sortie de l'imageur 10 obtenus de la connexion 22 du drain terminal de son registre de sortie 13. On peut utiliser des démodulateurs de commutation suivis d'un filtrage passe-bas pour la détection synchrone selon l'invention. Cependant, de tels détecteurs synchrones accomplissent une détection moyenne, o la bande de base récupérée est accompagnée de forts spectres harmoniques. Il est préférable d'utiliser un processus de détection synchrone du type à échantillonnage et maintien, pour réduire la force des spectres harmoniques restant du processus de détection par rapport au spectre récupéré sur bande de base. La figure 1 montre un simple circuit d'échantil- lonnage et de maintien 40 comprenant le canal sélectivement conducteur d'un MISFET 41 avec lequel on échantillonne et un condensateur 42 avec lequel on maintient l'échantillon. La porte du MISFET 41 reçoit, de la ligne 26, les impulsions 0s appliquées à une fréquence égale à la fréquence d'horloge du registre C, et son canal est sélectivement rendu conducteur en réponse aux impulsions s. Le MISFET 41 fonctionne donc en tant que porte de transmission d'un type o les signaux de commande (impul- sions 0s de la ligne 26) ne traversent pas à un point appréciable jusqu'au canal sélectivement conducteur. Le circuit de sortie de cette forme de détecteur synchrone n'est pas équilibré par rapport aux signaux d'entrée fournis au canal sélectivement conducteur. Le spectre sur bande de base appliqué à l'entrée de ce détecteur synchrone apparaît à sa sortie, qui tient compte du schéma d'accentuation vidéo haute fréquence indiqué précédemment. Le signal détecté à la sortie du circuit 40 d'échantillonnage et de maintien, contrairement à 'celui pris directement d'un démodulateur de commutation, est un signal vidéo utilisable sans nécessiter de filtrage au delà de celui requis par la coupure de l'amplificateur vidéo. Le signal détecté de sortie est montré sur la figure 1 comme étant appliqué à un amplificateur tampon 50 et de là à un filtre de régularisation 51. Le filtre 51 est de préférence un filtre passe-bas qui supprime les restes de fréquence d'horloge afin d'appliquer un signal vidéo de faible bruit qui est également exempt de chevau- chement sur les détails de l'image. Le filtrage passe-bas produit par le filtre de régularisation 51 a une fréquence de coupure proche de la fréquence de Nyquist du registre C, afin de laisser passer un spectre complet des fréquences vidéo tout en interrompant les restants de la fréquence d'horloge. La réponse du filtre 51 est montrée sur la figure 1 comme formant un signal d'entrée d'un autre ampli- ficateur tampon 52. L'amplificateur tampon 52 applique une attaque de faible impédance de sortie au circuit d'entrée haute fréquence d'un réseau de jonction 55. Le réseau 55 se compose d'un condensateur 56 pour appliquer les composantes à haute fréquence du signal à la sortie de l'amplificateur tampon 52 à la connexion d'entrée d'un autre amplificateur tampon 60 d'o est finalement prélevé le signal vidéo de sortie. Le réseau 55 comprend de plus un élément résistif 57, illustré comme ayant une résistance réglable, pour l'application d'une composante à basse fréquence de la réponse de sortie d'un amplificateur tampon 53 à la connexion d'entrée de l'amplificateur tampon 60. L'impédance d'entrée de l'ampli- ficateur tampon 60 est importante, afin de ne pas affecter la fréquence de jonction du réseau 55 établie par la résistance de l'élément 57 et la capacité du condensateur 56. On considère maintenant la dérivation du signal d'entrée appliqué à l'amplificateur tampon 53. (La composante à basse fréquence du signal à la sortie de l'amplificateur tampon 53 appliquée à la seconde connexion d'entrée du réseau 55 est amplifiée par l'amplificateur tampon 60 pour former la composante basse fréquence du signal vidéo de sortie fourni par l'amplificateur tampon 60). Plutôt que d'appliquer le potentiel continu RD directement à la borne 22 de l'imageur 10 et de là à la diffusion de drain terminal 20, on l'applique par l'impédance d'entrée en "court-circuit" d'un amplificateur de courant à faible bruit de papillotement ou à transrésistance 61. L'ampli- ficateur 61 développe, à sa sortie, une réponse au courant s'écoulant à travers la borne 22 tandis que chaque paquet de charge est drainé au loin du dessous de la diffusion flottante 14 à travers la diffusion de drain 20, la borne 22 et l'impédance d'entrée de l'amplificateur 61 à l'alimentation en potentiel RD. Cette réponse est filtrée ou régularisée pour former un signal vidéo continu dans un filtre 62 de régularisation. Ce signal vidéo continu a peu o-u-- pas de composantes parasites à basse fréquence et il est appliqué en tant que signal d'entrée à l'amplificateur tampon 53. Les gains des amplificateurs 29, 35, 50, 52 et des amplificateurs 61, 53 sont choisis de façon que les amplitudes des signaux d'entrée au réseau 55 dans les fréquences proches de la jonction soientsensiblement égales, si l'on souhaite que le signal vidéo à la sortie de l'amplificateur 60 ait une réponse en fréquence plate dans la région de jonction. Le filtre 62 a de préférence les mêmes caractéristiques de coupure pour que les amplitudes des signaux d'entrée à réseau 55 soient sensiblement les mêmes dans la région des fréquences de jonction. Une certaine compensation du retard (non représentée) peut devoir être prévue de façon que la réponse du filtre 62 soit en retard par rapport à la réponse du filtre 61 des quatre-vingt-dix degrés souhaités à la jonction. Comme aucun bruit à 1/f appréciable n'est associé au signal vidéo produit par le détecteur synchrone A0 ni au signal vidéo développé en régularisant la réponse à la sortie de l'amplificateur 61 dans le filtre 62, la fréquence de jonction dans le réseau 55 peut être choisie plus faible que dans le circuit du brevet US N 4 435 730. Une fréquence de jonction de cinq à dix fois la fréquence de ligne supprimera les composantes non souhaitables de dégradation à basse fréquence dans toutes les conditions de fonctionnement de l'imageur et permettra à l'amplifica- teur 61 d'être fabriqué à une plus étroite largeur de bande. La figure 2 est un schéma d'un amplificateur à transrésistance à faible bruit de papillotement trouvé dans l'équiment de caméras de RCA Corporation. Cet ampli- ficateur a été utilisé avec succès dans le circuit du brevet US N 4 435 730 et est applicable à une utilisation dans la présente invention. Cet amplificateur à trans- résistance a une largeur de bande de 5 MHz. Le système de restitution de signaux de la figure 3 est semblable à celui de la figure 1 à l'exception du moyen de restitution du signal de la borne 27 de l'imageur 10 à CCD. Le différentiateur 30 et le détecteur synchrone 40 sont remplacés par un double échantillonneur en corrélation 70. Le double échantillonneur en corréla- tion 70 contient Jn circuit d'échantillonnage et de maintien, avec un MISFET 71 utilisé comme commutateur d'échantillonnage et avec un condensateur 72 de maintien. Le double échantillonneur en corrélation 70 contient de plus un circuit de restauration du courant continu avec un condensateur 73 de blocage du courant continu et un MISFET 74 utilisé comme blocage verrouillé, suivant l'amplificateur tampon 29. Un amplificateur tampon 75 est interposé entre le moyen de restauration du courant continu et les circuits d'échantillonnage et de maintien. Le générateur d'horloge 25 applique une impulsion 0PC à la porte du MISFET 74 pour mettre son canal en conduction pour bloquer l'entrée de l'amplificateur tampon 75 à la masse du signal, à la suite de chaque impulsion de remise à l'état initial 0r, mais avant que la charge ne soit de nouveau admise à la diffusion flot- tante 18. Cela accomplit une restauration du courant continu en réponse au niveau de bruit de remise à l'état initial, plaçant la charge sur le condensateur 73 de blocage du courant continu pour y maintenir une tension qui compensera le bruit de remise à l'état initial accom- pagnant la réponse à la charge admise ensuite à la diffu- sion flottante 18. Après l'impulsion 0PC lorsque le MISFET ne maintient plus le blocage, le registre C 13 introduit un paquet de charge à la diffusion flottante 18. La réponse d'électromètre à ce paquet de charge après avoir accompli le transfert de la charge à la diffusion flottante 14 est amplifiée en tension par l'amplificateur 29, traverse le condensateur 73 et est amplifiée par l'amplificateur tampon 75 pour être échantillonnée au condensateur de maintien 72 par conduction du MISFET 71 en réponse à une impulsion SH appliquée à sa porte par le générateur d'horloge 25. Le fonctionnement d'échantil- lonnage et de maintien place la réponse au paquet de charge, tout bruit restant de remise à l'état initial et le bruit à 1/f produit dans l'amplificateur 29 à une durée utile égale pour améliorer le rapport signal-bruit pour le bruit à 1/f (et pour tout bruit restant de remise à l'état initial, également). Le double échantillonneur en corrélation 70 présente une dégradation du motif fixe à basse fré- quence, qui est supprimée en temps que d'autres basses fréquences dans le réseau 55. La teneur à haute fréquence restant dans la réponse à la sortie du double échantillonneur en corrélation 70 est augmentée dans le réseau 55 par la réponse à basse fréquence au courant s'écoulant à travers le drain 22 de remise à l'état initial, de manière analogue au fonctionnement dans le mode de réalisation de la figure 1 de la présente invention. Le montage de la figure 1 ou de la figure 3 peut être modifié si l'amplificateur 61 est un amplificateur à transrésistance avec une impédance de sortie suffisamment faible, pour fournir au réseau 55 des signaux d'entrée des sorties de l'amplificateur tampon 50 et de l'amplificateur 61 plutôt que des sorties des amplificateurs tampons 52 et 53. Les amplificateurs 52 et 53 sont alors supprimés. Il en est de même pour les filtres de régularisation 51 et 62, devant être remplacés par un filtre de régularisa- tion de signaux en cascade avec l'amplificateur tampon 60 après le réseau 55. Un certain nombre d'autres variantes du mode de réalisation préféré, qui utilisent les principes de l'invention sont facilement concevables par toute personne compétente en la matière et ayant la connaissance de la divulgation qui précède. R E V E N D I C A T I 0 N S 1.- Montage pour produire un signal vidéo de sortie, en combinaison avec un imageur à semiconducteurs ayant un canal de transfert de charge à dispositif à couplage de charge de sortie déclenché à une fréquence prescrite d'horloge, ayant un électromètre à élément flottant pour détecter la charge en un point dans ledit canal de transfert de charge pour fournir un premier signal électrique de sortie et ayant un drain terminal à l'extré- mité dudit canal de transfert de charge pour fournir un second signal de sortie, répondant auxdits premier et second signaux électriques, caractérisé par: un moyen (30, 40; 70) pour dériver la portion à haute fréquence dudit signal vidéo de sortie dudit premier signal de sortie électrique (27) après son échantillonnage sur bande large, lequel échantillonnage sur bande large est associé à la production d'une dégradation non souhaitable du motif fixe à basse fréquence; un moyen (20, 61) pour dériver la portion à basse fréquence dudit signal vidéo de sortie dudit second signal de sortie électrique (22); et un moyen (55) pour combiner les portions à basse fréquence et à haute fréquence dudit signal vidéo de sortie en un signal à spectre continu de fréquences. 2.- Montage selon la revendication 1, caractérisé en ce que le moyen précité pour dériver la portion à haute fréquence du signal de sortie précité comprend: un filtre de suppression des basses fréquences ayant une connexion d'entrée réceptive du premier signal de sortie électrique de l'imageur à semiconducteurs, et avec une connexion de sortie; et un détecteur synchrone ayant une connexion d'entrée de la connexion de sortie dudit filtre de suppression des basses fréquences, accomplissant ledit échantillonnage sur large bande à l'harmonique de la fréquence prescrite d'horloge et ayant une connexion de sortie; et un filtre séparant la portion à haute fréquence de la réponse à la connexion de sortie du détecteur synchrone, pour application au moyen de combinaison. 3.Montage selon la revendication 1, caractérisé en ce que le moyen précité pour dériver la portion à haute fréquence du signal de sortie comprend: un dispositif de double échantillonnage en corrélation pour l'échantillonnage sur bande large du premier signal électrique de sortie de l'imageur à semiconducteurs; et un filtre séparant la portion à haute fréquence du premier signal électrique doublement échantillonné en corrélation, pour application au moyen de combinaison.